WO2017164023A1

WO2017164023A1 - 充電制御回路

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Publication number: WO2017164023A1
Application number: PCT/JP2017/010309
Authority: WO
Inventors: 羽田　正二
Original assignee: NTN Corp; NTN Toyo Bearing Co Ltd
Current assignee: NTN Corp
Priority date: 2016-03-22
Filing date: 2017-03-15
Publication date: 2017-09-28
Anticipated expiration: 2018-09-22
Also published as: JP6675243B2; JP2017175688A

Abstract

【課題】簡易な制御でトリクル充電する。【解決手段】制御部３０は、充電信号と遮断信号を出力する。中間ラインＬｍと電源ラインＬ２の間には、スイッチ部４０が配設されている。スイッチ部４０は、充電信号が入力されているときに充電電流を流し、遮断信号が入力されているときに充電電流を止める。充電電流が流れているときに充電池ＢＡＴは充電され、充電電流が流れていないときに充電池ＢＡＴは自然放電する。制御部３０は、充電信号の出力中に充電池ＢＡＴの電圧が上昇して所定の上限電圧に達したとき、充電信号から遮断信号に切り換える。一方、制御部３０は、遮断信号の出力中に充電池ＢＡＴの電圧が下降して所定の下限電圧に達したとき、遮断信号から充電信号に切り換える。スイッチ部４０は、充電電流が流れているときに中間ラインの中間電位Ｖｍと電源ラインＬ２の電位Ｖ２との電位差に相当する電圧を生じる。

Description

充電制御回路

　本発明は、充電池（バッテリー）の充電を制御する充電制御回路に関する。

　充電池は、満充電状態となるまで充電された場合であっても、その後、自然放電によってその残量が徐々に減少していく。そこで、充電池では、充電池が満充電状態になるまで行われる急速充電の他に、充電池が満充電状態であるときに自然放電による充電池の残量の減少を補うためにトリクル充電が行われる。
　ここで、トリクル充電は、急速充電に比べて少ない充電電流で充電池を充電するものである。トリクル充電は、充電池に供給する電流量そのものを少なくしたり、電流供給期間と電流供給休止期間を所定の比率で有するパルス電流であって電流供給期間の電流値が一定であるパルス電流を充電電流とすることにより平均の電流量を少なくしたりする。
　特許文献１は、トリクル充電を行う充電回路を開示する。

　充電池の自然放電量は充電池の残量によって変動する。その自然放電量は、充電池が満充電状態のとき最も多く、残量が少なくなるにつれて徐々に減少していく。
そこで、特許文献１に記載の充電回路は、充電池の満充電状態における自然放電量よりも少なく、かつ、充電池において最も少なくなる自然放電量よりも多い電流でトリクル充電を行う。

　また、充電池の自然放電量は、使用時の温度によって異なり、温度が高くなるほどその自然放電量は多くなる。
　そこで、特許文献１に記載の充電回路は、充電池の使用時の温度を測定し、その温度に応じた充電電流でトリクル充電を行う。

　更に、充電池は、経年変化によってその自然放電量が変化する。
　そこで、特許文献１に記載の充電回路は、充電池の電圧が満充電状態における電圧の９０％以下である場合、または充電地の残量が満充電状態における残量の９５％以下である場合はその充電池を急速充電する。

特開２００７－２５９６３３号公報

　特許文献１に記載の充電回路では、パルス電流をトリクル充電の充電電流とする場合、タイマ等により電流供給期間と電流供給休止期間を計測し、電流供給期間にのみ電流を流さなければならない。
　また、その充電回路では、充電池の使用時の温度を測定し、その温度に応じてトリクル充電の充電電流を設定しなければならない。
　更に、その充電回路では、経年変化等のために設定した充電電流によるトリクル充電では充電地を満充電状態に戻せなくなった場合、急速充電を行わなければならない、

　本発明の目的は、簡易な制御でトリクル充電することができる充電制御回路を提供することである。

　上記目的を達成するために、本発明の充電制御回路は、
　充電池を充電する充電電流を制御する充電制御回路であって、
　前記充電池の一方の端子に接続され、第１の電位が印加される第１の電源ラインと、
　第２の電位が印加される第２の電源ラインと、
　前記充電池の他方の端子に接続され、前記充電池により中間電位となる中間ラインと、
　充電信号の出力中に前記第１の電源ラインの第１の電位と前記中間ラインの中間電位との電位差である電圧が上昇して所定の上限電圧に達したときに当該充電信号から遮断信号に切り換え、当該遮断信号の出力中に前記第１の電源ラインの第１の電位と前記中間ラインの中間電位との電位差である電圧が下降して所定の下限電圧に達したときに当該遮断信号から前記充電信号に切り換える制御部と、
　前記中間ラインと前記第２の電源ラインの間に配設されており、前記充電信号が入力されているときに前記充電電流を流し、前記遮断信号が入力されているときに前記充電電流を止めるスイッチ部と、
　を備えることを特徴とする。

　好ましくは、
　前記上限電圧は、前記充電池が満充電状態であるときに当該充電池から出力される満充電電圧より所定の電圧だけ高く、
　前記下限電圧は、前記満充電電圧より所定の電圧だけ低い、
　ことを特徴とする。

　好ましくは、本発明の充電制御回路は、
　第３の電源ラインと、
　前記第１の電源ラインから供給される第１の電位と前記中間ラインから供給される中間電位とによって動作し、前記中間電位との電位差が一定である第３の電位を前記第３の電源ラインに出力する定電圧生成部と、
　を備え、
　前記制御部が、
　前記第１の電源ラインと前記中間ラインに接続され、前記第１の電位と前記中間電位に基づいて比較電位を生成し、当該比較電位を出力する比較電位生成部と、
　前記第３の電源ラインと前記中間ラインに接続され、前記第３の電位と前記中間電位に基づいて基準電位を生成し、当該基準電位を出力する基準電位生成部と、
　前記第３の電源ラインから供給される第３の電位と前記中間ラインから供給される中間電位とによって動作し、前記比較電位と前記基準電位との比較に基づいて前記充電信号に相当するレベルの電位または前記遮断信号に相当するレベルの電位を出力するコンパレータと、
　一端と他端がそれぞれ前記コンパレータの出力端と非反転入力端に接続され、前記コンパレータから出力される前記充電信号に相当するレベルの電位および前記遮断信号に相当するレベルの電位にヒステリシスを付与するヒステリシス用抵抗と、
　を備える、
　ことを特徴とする。

　好ましくは、本発明の充電制御回路は、
　前記スイッチ部が、
　前記充電信号に相当するレベルの電位が入力するとき充電電位を出力し、前記遮断信号に相当するレベルの電位が入力するとき遮断電位を出力する電位変換部と、
　一端が前記中間ラインに接続された抵抗と、
　電流路の一端が前記第２の電源ラインに接続され、当該電流路の他端が前記抵抗の他端に接続され、制御端が前記電位変換部の出力端に接続されており、当該制御端に前記充電電位が入力されるときに当該電流路を導通させ、当該制御端に前記遮断電位が入力されるときに当該電流路を遮断する半導体素子と、
　を備える、
　ことを特徴とする。

　好ましくは、本発明の充電制御回路は、
　前記第１の電源ラインに印加される第１の電位が、前記第２の電源ラインに印加される第２の電位よりも高く、
　前記半導体素子が、ＮＭＯＳトランジスタであり、
　前記コンパレータの非反転入力端と反転入力端とにそれぞれ前記基準電位と前記比較電位が入力される、
　ことを特徴とする。

　本発明によれば、簡易な制御でトリクル充電することができる。

本発明の実施形態に係る充電制御回路の構成の一例を示す図である。充電池の電圧と充電電流の変化の一例を示す図である。図２（Ａ）は、充電池の電圧の変化の一例を示す。図２（Ｂ）は、充電池の電流の変化の一例を示す。

　以下、本発明の実施形態に係る充電制御回路について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、実施形態を説明する全図において、共通の構成要素には同一の符号を付し、繰り返しの説明を省略する。

　図１は、本発明の実施形態に係る充電制御回路１０の構成の一例を示す。
　充電制御回路１０は、充電電流を充電池ＢＡＴに流したり、止めたりする。充電制御回路１０は、第１の電源ラインである電源ラインＬ１と、第２の電源ラインである電源ラインＬ２と、第３の電源ラインである電源ラインＬ３と、中間ラインＬｍと、平滑用コンデンサＣ１０と、定電圧生成部２０と、制御部３０と、スイッチ部４０とを有する。
　電源ラインＬ１は、端子Ｔ１と端子Ｔ３に接続されている。電源ラインＬ２は、端子Ｔ２に接続されている。中間ラインＬｍは、端子Ｔ４に接続されている。
　端子Ｔ１と端子Ｔ２には、外部の直流電源が接続される。端子Ｔ１には、第１の電位である電位Ｖ１が印加される。端子Ｔ２には、第２の電位である電位Ｖ２が印加される。電位Ｖ１と電位Ｖ２は例えばそれぞれ３８０Ｖと０Ｖである。電位Ｖ１と電位Ｖ２は例えばそれぞれ１９０Ｖと－１９０Ｖであってもよい。または、電位Ｖ１と電位Ｖ２は例えばそれぞれ３０Ｖと０Ｖであってもよい。

　端子Ｔ３と端子Ｔ４には、それぞれ充電池ＢＡＴの一方の端子（例えばプラス端子）と他方の端子（例えばマイナス端子）が接続される。電位Ｖ１と電位Ｖ２が例えばそれぞれ３８０Ｖと０Ｖである場合や１９０Ｖと－１９０Ｖである場合、充電制御回路１０は例えば満充電電圧が３００Ｖである充電池ＢＡＴを充電することができる。また、電位Ｖ１と電位Ｖ２が例えばそれぞれ３０Ｖと０Ｖである場合、充電制御回路１０は例えば満充電電圧が２４Ｖである充電池ＢＡＴを充電することができる。なお、満充電電圧とは、充電池ＢＡＴが満充電状態であるときに充電池ＢＡＴから出力される電圧をいう。
　中間ラインＬｍの電位は、電源ラインＬ１の電位Ｖ１よりも充電池ＢＡＴの出力する電圧だけ低い中間電位Ｖｍとなる。

　平滑用コンデンサＣ１０の一方の端子と他方の端子は、電源ラインＬ１と中間ラインＬｍにそれぞれ接続されている。平滑用コンデンサＣ１０は、充電池ＢＡＴに印加される電圧の変動を平滑化する。
　定電圧生成部２０は、電源ラインＬ１と中間ラインＬｍから供給される電圧（電位Ｖ１と中間電位Ｖｍの電位差）によって動作し、第３の電位である電位Ｖ３を電源ラインＬ３に出力する。定電圧生成部２０の出力、すなわち電位Ｖ３と中間電位Ｖｍとの電位差は、一定であって安定している。一例として、外部直流電源から端子Ｔ１と端子Ｔ２に供給される電圧が３０Ｖであり、充電池ＢＡＴの満充電電圧が２４Ｖであるとき、電位Ｖ３と中間電位Ｖｍとの電位差は２０Ｖである。定電圧生成部２０の構成は周知であって本発明の範囲外であるため、その説明は省略する。

　制御部３０は、充電信号と遮断信号を出力する。
　中間ラインＬｍと電源ラインＬ２の間には、スイッチ部４０が配設されている。スイッチ部４０は、充電信号が入力されているときに充電電流を流し、遮断信号が入力されているときに充電電流を止める。充電電流が流れているときに充電池ＢＡＴは充電され、充電電流が流れていないときに充電池ＢＡＴは自然放電する。

　図２は、充電池ＢＡＴの電圧と充電電流の変化の一例を示す。
　電源ラインＬ１の電位Ｖ１と中間ラインＬｍの中間電位Ｖｍとの電位差は、充電池ＢＡＴの一方の端子（例えばプラス端子）と他方の端子（例えばマイナス端子）の間の電圧（以下、充電池ＢＡＴの電圧という。）である。
　図２（Ａ）に示すように、制御部３０は、充電信号の出力中に充電池ＢＡＴの電圧が上昇して所定の上限電圧に達したとき、充電信号から遮断信号に切り換える。一方、制御部３０は、遮断信号の出力中に充電池ＢＡＴの電圧が下降して所定の下限電圧に達したとき、遮断信号から充電信号に切り換える。

　ここで、充電池ＢＡＴは満充電状態であるとき、満充電電圧を出力する。充電池ＢＡＴを満充電する場合、上限電圧は満充電電圧より所定の電圧だけ高く、下限電圧は満充電電圧より所定の電圧だけ低く設定される。この場合、例えば、充電池ＢＡＴが複数のセルが直列に接続された鉛蓄電池であるとき、上限電圧はセル１個当たり２．２５Ｖであり、下限電圧はセル１個当たり２．２０Ｖである。
　ただし、充電池ＢＡＴを満充電する必要がない場合には、上限電圧を満充電電圧より低く設定してもよい。

　図２（Ｂ）に示すように、スイッチ部４０は、充電信号が入力されているときに充電電流を流す。充電池ＢＡＴはこの充電電流により充電される。このとき、スイッチ部４０は、中間ラインの中間電位Ｖｍと電源ラインＬ２の電位Ｖ２との電位差に相当する電圧を生じる。
　一方、スイッチ部４０は、遮断信号が入力されているときに中間ラインＬｍと電源ラインＬ２を電気的に切り離して充電電流を止める。このとき、充電池ＢＡＴは自然放電する。

　図１に示すように、制御部３０は、比較電位生成部３１と、基準電位生成部３２と、コンパレータ３３と、ヒステリシス用抵抗Ｒ３４とを有する。
　比較電位生成部３１は、電源ラインＬ１と中間ラインＬｍに接続される。比較電位生成部３１は、抵抗Ｒ３０と抵抗Ｒ３１を有する。抵抗Ｒ３０は、一端が中間ラインＬｍに接続されており、他端が抵抗Ｒ３１の一端に接続されている。抵抗Ｒ３１の他端は電源ラインＬ１に接続されている。比較電位生成部３１は、抵抗Ｒ３０と抵抗Ｒ３１により電位Ｖ１と中間電位Ｖｍとの電位差（電圧）を分圧して電位Ｖ３と中間電位Ｖｍの電位差の範囲（例えば、０Ｖ～２０Ｖの範囲）で比較電位を生成し、それを出力する。

　基準電位生成部３２は、電源ラインＬ３と中間ラインＬｍとに接続される。基準電位生成部３２は、抵抗Ｒ３２と抵抗Ｒ３３を有する。抵抗Ｒ３２は、一端が中間ラインＬｍに接続されており、他端が抵抗Ｒ３３の一端に接続されている。抵抗Ｒ３３の他端は電源ラインＬ３に接続されている。基準電位生成部３２は、抵抗Ｒ３２と抵抗Ｒ３３により電位Ｖ３と中間電位Ｖｍの電位差を分圧して基準電位を生成し、それを出力する。基準電位生成部３２の出力、すなわち基準電位と中間電位Ｖｍとの電位差は、一定であって安定している。
　コンパレータ３３は、電源ラインＶ３と中間ラインＬｍから供給される電圧（電位Ｖ３と中間電位Ｖｍの電位差、例えば２０Ｖ）によって動作する。コンパレータ３３の反転入力端には比較電位生成部３１の出力である比較電位が入力される。コンパレータ３３の非反転入力端には基準電位生成部３２の出力である基準電位が入力される。コンパレータ３３の出力端と非反転入力端には、ヒステリシス用抵抗Ｒ３４の一方の端子と他方の端子がそれぞれ接続されている。

　コンパレータ３３は、比較電位と基準電位との比較に基づいて充電信号に相当するレベルの電位または遮断信号に相当するレベルの電位を出力する。このとき、ヒステリシス用抵抗Ｒ３４は、これらの電位にヒステリシスを付与する。
　このため、コンパレータ３３は、基準電位より低かった比較電位が徐々に上がっていき、基準電位より所定の電位だけ高くなったとき（すなわち、充電池の電圧が徐々に上がっていき、上限電位に達したとき）に、その出力を充電信号に相当するレベルの電位から遮断信号に相当するレベルの電位に変える。また、コンパレータ３３は、基準電位より高かった比較電位が徐々に下がっていき、基準電位より所定の電位だけ低くなったとき（すなわち、充電池の電圧が徐々に下がっていき、下限電位に達したとき）に、その出力を遮断信号に相当するレベルの電位から充電信号に相当するレベルの電位に変える。

　スイッチ部４０は、電位変換部４１と、ＮＭＯＳトランジスタ４２と、抵抗Ｒ４０とを有する。
　電位変換部４１は、充電信号に相当するレベルの電位が入力するとき充電電位を出力し、遮断信号に相当するレベルの電位が入力するとき遮断電位を出力する。電位変換部４１は、ＰＮＰトランジスタＱ４０と，抵抗Ｒ４１と、抵抗Ｒ４２と、抵抗Ｒ４３と、チェナーダイオードＺ４０とを有する。
　ＰＮＰトランジスタＱ４０は、コンパレータ３３が充電信号に相当するレベルの電位を出力するときにオンし、電位変換部４１の出力を充電電位にする。このとき、抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４２はＰＮＰトランジスタＱ４０のエミッタからコレクタに流れる電流を制限する。そして、チェナーダイオードＺ４０は、ＮＭＯＳトランジスタ４２のゲートに過電圧がかかることを防止する。
　一方、ＰＮＰトランジスタＱ４０は、コンパレータ３３が遮断信号に相当するレベルの電位を出力するときにオフする。このとき、抵抗Ｒ４３は、電位変換部４１の出力を電源ラインＬ２の電位Ｖ２にクランプし、電位変換部４１の出力を遮断電位にする。

　抵抗Ｒ４０は、一端が中間ラインＬｍに接続されており、他端がＮＭＯＳトランジスタ４２のドレインに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ４２は、ソースが電源ラインＬ２に接続され、ゲートが電位変換部４１の出力端に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタ４２は、ゲートに充電電位が入力されるときにソース－ドレイン間の電流路を導通させる。このとき、充電池ＢＡＴに充電電流が流れ、充電池ＢＡＴは充電される。抵抗Ｒ４０は充電電流が流れ始めるときの突入電流を抑制する。また、抵抗Ｒ４０とＮＭＯＳトランジスタ４２のソース－ドレイン間抵抗とは、充電電流が流れることにより、中間ラインＬｍの中間電位Ｖｍと電源ラインＬ２の電位Ｖ２との電位差に相当する電圧を生じる。一方、ＮＭＯＳトランジスタ４２は、ゲートに遮断電位が入力されるときにソース－ドレイン間の電流路を遮断し、電源ラインＬ２と中間ラインＬｍとを電気的に切り離す。

　なお、上述した実施形態では、電源ラインＬ２にＮＭＯＳトランジスタ４２と抵抗Ｒ４０と中間ラインＬｍを接続する例を示したが、電源ラインＬ１にＰＭＯＳトランジスタと抵抗Ｒ４０と中間ラインＬｍを接続する構成としてもよい。
　ただし、この場合には、ＰＭＯＳトランジスタの電流路（ソースードレイン間）を導通させるときには例えばゲートに電源ラインＬ１の電位より所定の電圧だけ低い電位を入力し、電流路を遮断するときにはゲートに電源ラインＬ１の電位と同一の電位を入力する。
　また、この場合には、電源ラインＬ２が本発明の第１の電源ラインであり、電源ラインＬ１が本発明の第２の電源ラインである。

　また、上述した実施形態では、制御部３０をコンパレータ３３と複数の抵抗で構成する例を示したが、電源ラインＬ１の電位Ｖ１と中間ラインＬｍの中間電位Ｖｍとの電位差（充電池ＢＡＴの電圧）をＡ／Ｄ変換してディジタル信号に変換し、制御部３０をＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）とその制御プログラムで実現することもできる。

　以上説明したように、本発明によれば、簡易な制御でトリクル充電することができる。本発明によれば、充電池ＢＡＴの電圧は常に下限電圧と上限電圧の間にあるため、充電池ＢＡＴが過充電や充電不足になることはない。
　また、本発明によれば、電流供給期間と電流供給休止期間の計測は不要である。充電池ＢＡＴが充電されてその電圧が下限電圧から上限電圧まで上昇する期間が電流供給期間となり、充電池ＢＡＴが自然放電してその電圧が上限電圧から下限電圧まで下降する期間が電流停止期間となる。
　また、本発明によれば、充電池の使用時の温度に応じてトリクル充電の平均電流値を設定することは不要である。
　更に、本発明によれば、充電池ＢＡＴの電圧は下限電圧より下に低下することはない。このため、経年変化等のためにトリクル充電に必要な電流値が変化しても急速充電が必要な状態に至ることはない。

　以上、本発明の実施形態について説明したが、設計上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、請求項に記載されている発明や発明の実施形態に記載されている具体例に対応する発明の範囲に含まれる。

１０…充電制御回路、２０…定電圧生成部、３０…制御部、３１…比較電位生成部、３２…基準電位生成部、３３…コンパレータ、Ｒ３０，Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３…抵抗、Ｒ３４…ヒステリシス用抵抗、４０…スイッチ部、４１…電位変換部、４２…ＮＭＯＳトランジスタ、Ｑ４０…ＰＮＰトランジスタ、Ｒ４０，Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４３…抵抗、Ｚ４０…チェナーダイオード、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３…電源ライン、Ｌｍ…中間ライン、Ｃ１０…平滑用コンデンサ、ＢＡＴ…充電池

Claims

　充電池を充電する充電電流を制御する充電制御回路であって、
　前記充電池の一方の端子に接続され、第１の電位が印加される第１の電源ラインと、
　第２の電位が印加される第２の電源ラインと、
　前記充電池の他方の端子に接続され、前記充電池により中間電位となる中間ラインと、
　充電信号の出力中に前記第１の電源ラインの第１の電位と前記中間ラインの中間電位との電位差である電圧が上昇して所定の上限電圧に達したときに当該充電信号から遮断信号に切り換え、当該遮断信号の出力中に前記第１の電源ラインの第１の電位と前記中間ラインの中間電位との電位差である電圧が下降して所定の下限電圧に達したときに当該遮断信号から前記充電信号に切り換える制御部と、
　前記中間ラインと前記第２の電源ラインの間に配設されており、前記充電信号が入力されているときに前記充電電流を流し、前記遮断信号が入力されているときに前記充電電流を止めるスイッチ部と、
　を備えることを特徴とする充電制御回路。
　前記上限電圧は、前記充電池が満充電状態であるときに当該充電池から出力される満充電電圧より所定の電圧だけ高く、
　前記下限電圧は、前記満充電電圧より所定の電圧だけ低い、
　ことを特徴とする請求項１に記載の充電制御回路。
　第３の電源ラインと、
　前記第１の電源ラインから供給される第１の電位と前記中間ラインから供給される中間電位とによって動作し、前記中間電位との電位差が一定である第３の電位を前記第３の電源ラインに出力する定電圧生成部と、
　を備え、
　前記制御部が、
　前記第１の電源ラインと前記中間ラインに接続され、前記第１の電位と前記中間電位に基づいて比較電位を生成し、当該比較電位を出力する比較電位生成部と、
　前記第３の電源ラインと前記中間ラインに接続され、前記第３の電位と前記中間電位に基づいて基準電位を生成し、当該基準電位を出力する基準電位生成部と、
　前記第３の電源ラインから供給される第３の電位と前記中間ラインから供給される中間電位とによって動作し、前記比較電位と前記基準電位との比較に基づいて前記充電信号に相当するレベルの電位または前記遮断信号に相当するレベルの電位を出力するコンパレータと、
　一端と他端がそれぞれ前記コンパレータの出力端と非反転入力端に接続され、前記コンパレータから出力される前記充電信号に相当するレベルの電位および前記遮断信号に相当するレベルの電位にヒステリシスを付与するヒステリシス用抵抗と、
　を備える、
　ことを特徴とする請求項１または２に記載の充電制御回路。
　前記スイッチ部が、
　前記充電信号に相当するレベルの電位が入力するとき充電電位を出力し、前記遮断信号に相当するレベルの電位が入力するとき遮断電位を出力する電位変換部と、
　一端が前記中間ラインに接続された抵抗と、
　電流路の一端が前記第２の電源ラインに接続され、当該電流路の他端が前記抵抗の他端に接続され、制御端が前記電位変換部の出力端に接続されており、当該制御端に前記充電電位が入力されるときに当該電流路を導通させ、当該制御端に前記遮断電位が入力されるときに当該電流路を遮断する半導体素子と、
　を備える、
　ことを特徴とする請求項３に記載の充電制御回路。
　前記第１の電源ラインに印加される第１の電位が、前記第２の電源ラインに印加される第２の電位よりも高く、
　前記半導体素子が、ＮＭＯＳトランジスタであり、
　前記コンパレータの非反転入力端と反転入力端とにそれぞれ前記基準電位と前記比較電位が入力される、
　ことを特徴とする請求項４に記載の充電制御回路。