WO2017149676A1 - 光受信装置および受信方法 - Google Patents

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WO2017149676A1
WO2017149676A1 PCT/JP2016/056304 JP2016056304W WO2017149676A1 WO 2017149676 A1 WO2017149676 A1 WO 2017149676A1 JP 2016056304 W JP2016056304 W JP 2016056304W WO 2017149676 A1 WO2017149676 A1 WO 2017149676A1
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polarization
signals
unit
phase
signal
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PCT/JP2016/056304
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恵介 松田
吉田　剛
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三菱電機株式会社
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
    • H04B10/2507—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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    • H04B10/61—Coherent receivers
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/06—Polarisation multiplex systems

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver and a reception method compatible with a digital coherent method.
  • Patent Document 1 tracks high-speed polarization fluctuations by using reception symbols of polarization multiplexed MPSK (Multi Phase Shift Keying) signals arranged in one plane in the Stokes space. A method is disclosed. Patent Document 2 discloses a method for compensating for the error by perturbation approximation.
  • MPSK Multi Phase Shift Keying
  • Patent Document 1 has a problem that the modulation method is limited to the polarization multiplexing MPSK method, and cannot be applied to, for example, the polarization multiplexing 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) method. Further, since the approximate solution is obtained by the method described in Patent Document 2, there is a problem that an error remains even after compensation.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain an optical receiver capable of improving transmission characteristics.
  • the optical receiver includes a coherent optical receiver that converts a polarization-multiplexed optical signal into an electrical signal, and an analog signal in which the electrical signal is polarization-multiplexed. To a digital signal in a polarization multiplexed state.
  • the optical receiver includes a polarization separation unit that separates a polarization-multiplexed digital signal into two digital signals, and polarization rotation that the two digital signals received on the optical transmission path in the Stokes space.
  • a polarization compensation processing unit that compensates in two or more different directions.
  • the optical receiver according to the present invention has an effect that the transmission characteristics of the optical signal can be improved.
  • FIG. 1 The figure which shows the structural example of the optical receiver concerning Embodiment 1 of this invention.
  • FIG. 1 The figure showing the polarization conversion process performed in the polarization compensator concerning Embodiment 1 Diagram for explaining signal polarization state
  • FIG. The figure which shows the structural example of the optical receiver concerning Embodiment 3.
  • FIG. 1 is a diagram of a configuration example of the optical receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the optical receiver 1 according to the first embodiment includes a coherent optical receiver 11, an analog-to-digital converter (ADC) 12, a polarization separation unit 13, and is connected in series.
  • a polarization compensation processing unit 14 and a demodulation unit 15 including polarization compensation units 14-1 to 14-N are provided.
  • N is an integer of 2 or more.
  • the internal configurations of the polarization compensators 14-1 to 14-N are the same. However, as will be described later, the processing executed by each polarization compensator is different.
  • the analog-digital converter is referred to as ADC.
  • the optical receiver 1 is an optical receiver that constitutes an optical transmission system to which a digital coherent scheme is applied.
  • an optical receiver 1 that receives an optical signal transmitted by the polarization multiplexing 16QAM method will be described.
  • the complex amplitude optical signal shown in Equation (1) undergoes polarization rotation while being transmitted through an optical fiber which is an optical transmission path. Therefore, the optical receiver 1 receives an optical signal that has undergone polarization rotation.
  • the optical signal that has undergone the polarization rotation is an optical signal that has undergone the linear transformation M, which is expressed by Equation (2). That is, the optical receiver 1 receives the optical signal represented by the formula (2).
  • the coherent optical receiver 11 of the optical receiver 1 receives the optical signal transmitted from the opposing optical transmitter as an optical signal represented by the above formula (2) via the optical transmission path.
  • the coherent optical receiver 11 receives local light emitted from a light source that is included in the optical receiver 1 and that is not shown in FIG.
  • the coherent optical receiver 11 causes the local light input from the light source to interfere with the received light input from the optical transmission path, and the in-phase (I: In-phase) of the electric field amplitude of the two orthogonal polarizations of the received light.
  • the component and the quadrature-phase (Q) component are output as electrical signals. That is, the coherent optical receiver 11 converts the optical signal received from the opposing optical transmission device into an electrical signal and outputs the electrical signal (first conversion step).
  • the ADC 12 converts the electrical signal output from the coherent optical receiver 11 from an analog signal to a digital signal, and outputs a polarization-multiplexed digital signal (second conversion step).
  • the polarization separation unit 13 separates the digital signal output from the ADC 12 into two digital signals (signal separation step). This process is expressed by equation (3).
  • the polarization separation unit 13 separates the two digital signals in the polarization multiplexed state using the Last Mean Square algorithm, the Constant Modulus algorithm, or the like.
  • the two polarization signals separated in the polarization separation unit 13 are input to the polarization compensation processing unit 14 composed of N-stage polarization compensation units 14-1 to 14-N, and the polarization compensation processing unit 14 compensates the polarization and phase of the two input signals in the procedure described later.
  • the signal after the polarization and phase are compensated is input to the demodulator 15, and the demodulator 15 determines and decodes the input signal.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the polarization compensators 14-1 to 14-4.
  • FIG. 3 shows determinants representing the polarization conversion processing executed by each of the polarization converters 21-1 to 21-4 and 23-1 to 23-4.
  • the processes executed by the polarization converters 21-1 to 21-4 are the polarization conversions R 1 to R 4
  • the processes executed by the polarization converters 23-1 to 23-4 are the polarization conversions R 1 -1 to R 4 4 -1 .
  • the polarization converter 21-i of the polarization compensator 14-i converts the two input signals into two signals that are orthogonal to each other in the Jones space.
  • the phase compensator 22-i compensates the phase of the two input signals. Specifically, the phase compensator 22-i determines the points of the two input signals so that the points on the IQ plane, which is the complex plane, indicated by the two input signals coincide with the ideal signal points. Compensate the phase.
  • An ideal signal point is a point on the IQ plane indicated by a signal before being subjected to polarization rotation, that is, a signal before being output from the opposing optical transmission device to the optical transmission line.
  • the polarization conversion unit 23-i performs conversion opposite to the conversion performed by the polarization conversion unit 21-i on the two input signals.
  • the polarization states of the two signals separated in the polarization separation unit 13, that is, the two signals input to the first-stage polarization compensation unit 14-1, are represented as points on the Poincare sphere, respectively. This corresponds to h 1 and v 1 of the Poincare sphere shown in FIG.
  • the polarization converter 21-1 uses a polarization conversion equation R 1 shown in FIG. 3 for the input signals E 0x and E 0y . Equal conversion is performed, and two signals whose polarization states are h 1 and v 1 are cut out and output.
  • the phase compensation unit 22-1 performs phase compensation on the two signals output from the polarization conversion unit 21-1. Specifically, the phase of each signal is adjusted so that the two signals coincide with ideal signal points that are signal points before undergoing polarization rotation in the optical transmission line.
  • the constellation of the two signals output from the polarization converter 21-1 is 16QAM.
  • the phase compensation unit 22-1 is, for example, the document “M. Seimetz,” “Laser Linewidth Limitations for Optical Systems with High-Order Modulation Employing Feed Forward Digital Carrier Phase Estimation,” Proc. OFC / NFOEC 2008, OtuM2 (2008).
  • Reference 1 (Hereinafter referred to as Reference 1), or the document “I.Fatadin et al.,“ Laser Linewidth Tolerance for 16-QAM Coherent Optical Systems Using QPSK Partitioning, ”IEEE PTL, Vol. 22, No. 9, (2010). (Hereinafter referred to as Reference Document 2) (hereinafter referred to as a phase compensation algorithm for a QAM signal).
  • the polarization converter 23-1 performs orthogonal conversion using the polarization conversion equation R 1 -1 shown in FIG. 3 on the signal whose phase has been compensated by the phase compensator 22-1.
  • the two converted signals are output as E 1x and E 1y .
  • the polarization converter 21-2 orthogonally converts the two input signals E 1x and E 1y according to the equation (4), The signals are cut out as E 1x ′ and E 1y ′ and output.
  • the polarization states of the signals E 1x ′ and E 1y ′ correspond to h 2 and v 2 on the Poincare sphere shown in FIG. 4, respectively.
  • R 2 in the formula (4) is R 2 as shown in FIG.
  • the phase compensation unit 22-2 performs phase compensation on the signals E 1x ′ and E 1y ′ output from the polarization conversion unit 21-2.
  • the phase compensation unit 22-2 performs phase compensation using the phase compensation algorithm for the QAM signal described in the above-mentioned references 1 and 2.
  • the signals after the phase is compensated by the phase compensator 22-2 are defined as E 1x ′, CPR and E 1y ′, CPR .
  • the polarization converter 23-2 orthogonally transforms the signals E 1x ′, CPR and E 1y ′, CPR input from the phase compensator 22-2 according to the equation (6), and the signals after the orthogonal transformation are converted. Output as E 2x and E 2y .
  • the polarization states of the signals E 2x and E 2y correspond to h 1 and v 1 on the Poincare sphere shown in FIG. 4, respectively.
  • R 2 -1 in the formula (6) is R 2 -1 as shown in FIG.
  • the two-polarized signals E 2x and E 2y inputted to the polarization converter 21-3 are orthogonally transformed according to the equation (7), and after orthogonal transformation Are cut out as E 2x " and E 2y" and output.
  • the polarization states of the signals E 2x ′′ and E 2y ′′ correspond to h 3 and v 3 on the Poincare sphere shown in FIG. 4, respectively.
  • R 3 in the formula (7) is R 3 as shown in FIG.
  • the phase compensation unit 22-3 performs phase compensation on the signals E 2x ′′ and E 2y ′′ output from the polarization conversion unit 21-3.
  • the constellation of two signals E 2x ′′ and E 2y ′′ ′ whose polarization states are h 3 and v 3 , respectively, is 49QAM shown in FIG. Therefore, the phase compensation unit 22-3 performs phase compensation using the phase compensation algorithm for the QAM signal described in the above-mentioned References 1 and 2.
  • the signal after the phase is compensated in the phase compensation unit 22-3 is assumed to be E 2x ", CPR and E 2y", CPR .
  • the polarization converter 23-3 orthogonally transforms the signals E 1x ′′, CPR and E 1y ′′, CPR input from the phase compensator 22-3 according to the equation (9), and the signals after the orthogonal transformation are converted. Output as E 3x and E 3y .
  • the polarization states of the signals E 3x and E 3y correspond to h 1 and v 1 on the Poincare sphere shown in FIG. 4, respectively.
  • R 3 -1 in the formula (9) is R 3 -1 shown in Fig.
  • a fourth stage polarization compensator 14-4 first, with respect to the polarization conversion unit 21-4 input signal E 3x and E 3y, with a polarization conversion formula R 4 shown in FIG. 3 constant Equal conversion is performed, and two signals whose polarization states are h 1 and v 1 are cut out and output.
  • phase compensation unit 22-4 performs phase compensation on the two signals output from the polarization conversion unit 21-4.
  • the constellation of the two signals output from the polarization converter 21-4 is 16QAM.
  • the phase compensation unit 22-4 performs phase compensation using the phase compensation algorithm for the QAM signal described in the above-mentioned references 1 and 2.
  • the polarization conversion unit 23-4 performs orthogonal conversion on the signal whose phase has been compensated by the phase compensation unit 22-4 using the polarization conversion equation R 4 -1 shown in FIG.
  • the signals after orthogonal transformation are output as E 4x and E 4y .
  • the polarization states of the signals E 4x and E 4y correspond to h 1 and v 1 on the Poincare sphere shown in FIG. 4, respectively.
  • the fluctuation of the polarization state caused by XPolM when the optical signal is transmitted through the optical fiber corresponds to the fact that each point on the Poincare sphere fluctuates along the three-dimensional rotation of the sphere.
  • a polarization beam splitter as shown in rotation of 2 [Theta] 2 is 7 around S 2 axis in the Poincare sphere shown in FIG.
  • phase shifters Phase Shifters
  • PBC polarization beam combiner
  • rotation around a plurality of axes on the Poincare sphere is performed by cutting out a set of two orthogonal polarizations around the S 1 axis, around the S 2 axis, and around the S 3 axis.
  • the first-stage polarization compensator 14-1 compensates for rotation on the Poincare sphere around the S 1 axis in FIG. 4, and the second-stage polarization compensator 14-2 to compensate for rotation on the Poincare sphere in S 2 around the axis of FIG.
  • the third stage of the polarization compensator 14-3 compensates for rotation on the Poincare sphere about S 3 axis of FIG. 4, the fourth-stage polarization compensator 14-4 S 1 in FIG. 4 Compensates for rotation on the Poincare sphere around the axis.
  • the fourth-stage polarization compensator 14-4 compensates for rotation about S 1 axis again. As described above, it is also effective to perform phase compensation two or more times in the same set of polarized waves.
  • S 1 about the axis of polarization compensator 14-1 of the first stage 4 a second-stage polarization compensator 14-2 S 2 around the axis in FIG. 4, the polarization of the third stage configuration wave compensator 14-3 compensates for rotation on the Poincare sphere about S 3 axis of FIG. 4 is the minimum configuration. That is, the number of stages of the polarization compensator 14-i may be three or more.
  • the processing executed by the polarization compensators 14-1 to 14-3 corresponds to a polarization compensation step.
  • the constellation is arranged in a lattice pattern in the polarization cut out by the polarization conversion unit 21-i of any polarization compensation unit 14-i.
  • it will not be a lattice constellation.
  • the modulation method is 8PSK (Phase Shift Keying) or 8QAM
  • the constellation is not a lattice.
  • the polarization conversion is represented by the orthogonal transformation of the equation (10)
  • the constellation in the polarized wave that is cut out even if the modulation method is 16QAM having a lattice constellation is shown in FIG. It does not become a lattice.
  • FIG. 9 shows a simulation result when the optical receiver 1 according to the first embodiment is applied to an optical transmission system.
  • a simulation result in the case where the polarization compensator has only one stage is also shown.
  • the horizontal axis of FIG. 9 is the root mean square of the polarization fluctuation
  • the vertical axis is the Q value calculated from the bit error rate when the polarization multiplexed 16QAM signal encoded with the Gray code is determined and decoded.
  • random polarization fluctuation with an autocorrelation length of 100 symbols was given to the optical signal transmitted through the optical transmission line.
  • the Q value is 0 under the condition that the root mean square of the polarization fluctuation is 0.075 rad. .5 dB improvement.
  • the optical receiver targets the signal after the polarization separation, and rotates each signal around the first axis in the Stokes space as the rotation axis, in the first direction in the Stokes space.
  • a polarization compensator 14-1 that compensates for polarization rotation, and a polarization that compensates for polarization rotation in the second direction in the Stokes space by rotating each signal around a second axis orthogonal to the first axis.
  • the wave compensator 14-2 and a third axis that is orthogonal to both the first axis and the second axis are rotated about each signal as a rotation axis to compensate for polarization rotation in the third direction in the Stokes space.
  • the wave compensator 14-3 and the polarization compensator 14-4 for rotating the respective signals around the first axis to compensate for the polarization rotation in the first direction in the Stokes space are provided.
  • the polarization rotation compensation performance can be improved, and the transmission characteristics of the optical signal can be improved.
  • the polarization converters 21-1 and 23-1 in the first-stage polarization compensator 14-1 perform identity conversion.
  • the polarization converters 21-4 and 23-4 in the fourth-stage polarization compensator 14-4 also perform identity conversion. Therefore, the first-stage polarization compensator 14-1 may be configured not to include the polarization converters 21-1 and 23-1, and the fourth-stage polarization compensator 14-4 The wave converters 21-4 and 23-4 may not be provided. That is, the first-stage polarization compensation unit 14-1 is configured only by the phase compensation unit 22-1 and the fourth-stage polarization compensation unit 14-4 is configured only by the phase compensation unit 22-4. Also good.
  • the optical receiver 1 having a configuration in which the polarization compensator has four stages has been described.
  • the polarization compensator has one stage. It is possible to improve the polarization rotation compensation performance as compared with the conventional configuration.
  • it is desirable that the directions in which the polarization compensators compensate for polarization rotation are orthogonal to each other, but it is not essential that they be orthogonal.
  • Each of the two or more stages of polarization compensators may compensate for polarization rotation in different directions.
  • the optical receiver includes two or more stages of polarization compensation units, and each polarization compensation unit compensates for polarization rotation in two or more different directions in Stokes space, thereby compensating for polarization rotation.
  • the performance can be improved as compared with the prior art.
  • FIG. 10 is a diagram of a configuration example of the polarization compensator configuring the optical receiving device according to the second embodiment.
  • the polarization compensation unit 14a-i has a configuration in which a cycle slip compensation unit 31-i is added to the polarization compensation unit 14-i of the first embodiment.
  • the cycle slip compensator 31-i is disposed between the phase compensator 22-i and the polarization converter 23-i.
  • the polarization conversion unit 21-i, phase compensation unit 22-i, and polarization conversion unit 23-i are the polarization conversion unit 21-i, phase compensation unit 22-i, and polarization conversion unit 23-i of the first embodiment. Since it is the same as that, description is abbreviate
  • phase compensation unit 22-i When the phase compensation unit 22-i performs phase compensation using the algorithm described in References 1 to 4 shown in the first embodiment, cycle slip may occur. This is because if the constellation for performing phase compensation is symmetric with respect to rotation of 2 ⁇ n / m (n and m are integers), the absolute phase has uncertainty, and even if the absolute phase is temporarily compensated correctly However, when an error of 2 ⁇ n / m occurs due to noise, the error is not compensated because of the rotational symmetry. For example, if errors of ⁇ / 2 and ⁇ / 2 occur in two signals whose polarization states are h 2 and v 2 , rotation of ⁇ around the S 2 axis occurs on the Poincare sphere, and h 1 and v 1 are interchanged.
  • the polarization compensator 14-i of the optical receiver is configured to include the cycle slip compensator 31-i after the phase compensator 22-i.
  • the cycle slip compensator 31-i compensates for the cycle slip generated by the phase compensation performed by the phase compensator 22-i.
  • the optical transmission device transmits a signal in which a known signal is inserted to the optical reception device.
  • the cycle slip compensator 31-i determines whether or not the cycle slip has occurred by comparing the known signal input from the phase compensator 22-i with the internally generated known sequence, and the cycle slip is generated.
  • the cycle slip is compensated by giving a rotation of ⁇ around the S 1 axis, the S 2 axis or the S 3 axis where the cycle slip occurs.
  • the optical receiving apparatus of the present embodiment performs cycle slip detection and compensation after performing phase compensation in each of the plurality of polarization compensators, thereby further improving transmission characteristics. Can do.
  • FIG. 11 is a diagram of a configuration example of the optical receiving apparatus according to the third embodiment.
  • the optical receiving device 1a according to the third embodiment is obtained by replacing the polarization compensation processing unit 14 of the optical receiving device 1 according to the first embodiment with a phase compensation unit 16 and a polarization compensation processing unit 17. Since the optical receiving device 1a is the same as the optical receiving device 1 according to the first embodiment except for the phase compensation unit 16 and the polarization compensation processing unit 17, the other components are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment. Therefore, the description is omitted.
  • the polarization compensation processing unit 17 includes polarization compensation units 17-1 to 17-N connected in series.
  • N is an integer of 2 or more.
  • the internal configuration of the polarization compensators 17-1 to 17-N is the same. However, as will be described later, the processing executed by each polarization compensator is different.
  • the phase compensation unit 45-i and the polarization conversion unit 46-i are provided.
  • the phase compensation unit 16 performs phase compensation on the two signals output from the polarization separation unit 13.
  • the phase compensation unit 16 performs phase compensation using the phase compensation algorithm for the QAM signal described in References 1 to 4 described in the first embodiment, and polarizes the signal after the phase compensation is performed. Output to the compensation processing unit 17.
  • the polarization compensation processing unit 17 compensates the polarization and phase of the two signals input from the phase compensation unit 16 in the N-stage polarization compensation units 17-1 to 17-N according to a procedure described later, and a demodulation unit 15 is output.
  • FIG. 13 shows a determinant representing the polarization conversion processing executed by each of the polarization converters 43-1, 46-1, 43-2 and 46-2.
  • the process executed by the polarization converters 42-1 and 43-1 is the polarization conversion R 1
  • the process executed by the polarization converter 46-1 is R 1 -1 .
  • the processing executed by the polarization converters 42-2 and 43-2 is polarization conversion R 2
  • the processing executed by the polarization converter 46-2 is polarization conversion R 2 -1
  • the polarization conversion units 42-1 and 42-2 are the first conversion unit
  • the polarization conversion units 43-1 and 43-2 are the second conversion unit
  • the polarization conversion units 46-1 and 46-2 are the same. It is a 3rd conversion part.
  • the two signals E 0x and E 0y input from the phase compensation unit 16 to the polarization compensation processing unit 17 are the polarization conversion unit 43-1 and provisional determination unit 41 of the first stage polarization compensation unit 17-1. -1 is input. Temporary decision unit 41-1 outputs the most Euclidean distances closer symbols D 0x and D 0y of signal E 0x and E 0y each 16QAM symbol input from the phase compensation unit 16 as a temporary determination symbol.
  • the polarization conversion unit 42-1 orthogonally converts the provisional determination symbols D 0x and D 0y input from the provisional determination unit 41-1 according to Equation (11), and the polarization states are h 2 and v 2, respectively.
  • the two signals D 0x ′ and D 0y ′ are extracted. Also, the polarization converter 43-1 orthogonally converts the signals E 0x and E 0y input from the phase compensator 16 according to the equation (11), and two signals E whose polarization states are h 2 and v 2 , respectively. Cut out 0x ' and E0y' .
  • R 1 in the formula (11) is R 1 shown in FIG. 13.
  • the phase difference estimation unit 44-1 determines the phase difference ⁇ 0x ′ between D 0x ′ input from the polarization conversion unit 42-1 and E 0x ′ input from the polarization conversion unit 43-1, A phase difference ⁇ 0y ′ between D 0y ′ input from the wave converting unit 42-1 and E 0y ′ input from the polarization converting unit 43-1 is obtained.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of the phase difference estimation unit 44-1.
  • the phase difference estimation unit 44-1 includes phase difference detection units 71 and 81 and low-pass filters 72 and 82.
  • phase difference estimation unit 44-1 first, the phase difference detection units 71 and 81 calculate the phase differences ⁇ 0x ′ and ⁇ 0y ′ according to the equation (12), and then the low-pass filters 72 and 82 The noise components included in the phase differences ⁇ 0x ′ and ⁇ 0y ′ are removed, and the phase differences after the noise component removal are output as estimated phase differences ⁇ 0x ′, LPF, ⁇ 0y ′, LPF .
  • the phase compensation unit 45-1 outputs from the polarization conversion unit 43-1 based on the phase difference estimation values ⁇ 0x ′, LPF and ⁇ 0y ′, LPF output from the phase estimation unit 44-1. Compensate the phase of the generated signals E 0x ′ and E 0y ′ . Specifically, the phase compensation unit 45-1 compensates for the phases of the signals E 0x ′ and E 0y ′ according to the equation (13). The signals after the phase is compensated in the phase compensation unit 45-1 are assumed to be E 0x ′, CPR and E 0y ′, CPR .
  • the polarization conversion unit 46-1 orthogonally transforms the signals E 0x ′, CPR and E 0y ′, CPR input from the phase compensation unit 45-1 according to the equation (14), and the signal after the orthogonal transformation is obtained. Output as E 1x and E 1y .
  • the polarization states of the signals E 1x and E 1y correspond to h 1 and v 1 on the Poincare sphere shown in FIG. 4, respectively.
  • R 1 -1 in equation (14) is R 1 -1 as shown in FIG. 13.
  • the provisional determination unit 41-2 includes symbols D 1x and D 1x having the closest Euclidean distance among the 16QAM symbols of the input signals E 1x and E 1y respectively. 1y is output as a temporary decision symbol.
  • the polarization conversion unit 42-2 orthogonally converts the temporary determination symbols D 1x and D 1y input from the temporary determination unit 41-2 according to the equation (15), and the polarization states are h 3 and v 3, respectively.
  • the two signals D 1x ′ and D 1y ′ are extracted.
  • the polarization converter 43-2 orthogonally converts the signals E 1x and E 1y input from the polarization compensator 17-1 according to the equation (15), and the polarization states are 2 of h 3 and v 3 , respectively. Cut out two signals E 1x ′ and E 1y ′ .
  • R 2 in the formula (15) is R 2 as shown in FIG. 13.
  • the phase estimation unit 44-2 receives D 1x ′ input from the polarization conversion unit 42-2 and E input from the polarization conversion unit 43-2.
  • the estimated value ⁇ 1x ′, LPF of the phase difference from 1x ′ and the phase difference between D 1y ′ input from the polarization converter 42-2 and E 1y ′ input from the polarization converter 43-2 Estimated values ⁇ 1y ′ and LPF are obtained respectively.
  • the phase compensation unit 45-2 outputs from the polarization conversion unit 43-2 based on the phase difference estimation values ⁇ 1x ′, LPF and ⁇ 1y ′, LPF output from the phase estimation unit 44-2. Compensate the phase of the generated signals E 1x ′ and E 1y ′ . Specifically, the phase compensator 45-2 compensates for the phases of the signals E 1x ′ and E 1y ′ according to Expression (16). The signals after the phase is compensated in the phase compensator 45-2 are defined as E 1x ", CPR and E 1y", CPR .
  • the polarization converter 46-2 orthogonally converts the signals E 1x ′′, CPR and E 1y ′′, CPR input from the phase compensator 45-2 according to the equation (17), and the signals after the orthogonal conversion Output as E 2x and E 2y .
  • the polarization states of the signals E 2x and E 2y correspond to h 1 and v 1 on the Poincare sphere shown in FIG. 4, respectively.
  • R 2 -1 in the formula (17) is R 2 -1 as shown in FIG. 13.
  • the phase compensation unit 16 compensates the phases of the two signals whose polarization states are h 1 and v 1 , respectively, and the first-stage polarization compensation unit.
  • 17-1 the phases of the two signals whose polarization states are h 2 and v 2 are compensated
  • the second-stage polarization compensator 17-2 the polarization states are 2 each of h 3 and v 3 . Compensate the phase of two signals.
  • the rotation on the Poincare sphere around the S 1 axis, the S 2 axis, and the S 3 axis in FIG. 4 that is, the polarization fluctuation due to XPolM can be compensated.
  • the optical receiver according to each embodiment can be realized by the hardware 100 illustrated in FIG. 15, that is, the coherent optical receiver 101 and the processing circuit 102.
  • the wave compensators 17-1 to 17-N) and the demodulator 15 are realized by the processing circuit 102. That is, the optical receiver according to each embodiment performs polarization separation, compensates for polarization fluctuations by performing polarization conversion and phase compensation, and performs signal determination and decoding. Is provided. Further, the coherent optical receiver 11 generates an electric signal by causing the received light and the local light to interfere with each other.
  • processing circuit 102 is dedicated hardware, a CPU (Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP that executes a program stored in the memory May also be referred to).
  • CPU Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP that executes a program stored in the memory May also be referred to).
  • the processing circuit 102 may be, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or an FPGA (Field Programmable Gate). Array) or a combination thereof.
  • Each of the polarization separation unit 13, the polarization compensation units 14-1 to 14-N, 17-1 to 17-N, and the demodulation unit 15 may be realized by a processing circuit. It may be realized by one processing circuit.
  • the optical receiver can be realized by the hardware 100a shown in FIG. 16, that is, the coherent optical receiver 101, the processor 103, and the memory 104.
  • the polarization separation unit 13 the polarization compensation units 14-1 to 14-N, 17-1 to 17-N, and the demodulation unit 15 are realized by software, firmware, or a combination of software and firmware.
  • Software and firmware are described as programs and stored in the memory 104.
  • the processor 103 reads out and executes the program stored in the memory 104, thereby realizing the function of each unit.
  • the coherent optical receiver has a program that, when executed by the processing circuit, results in the step of separating the polarization, the step of compensating for the polarization fluctuation, and the step of performing determination and decoding as a result.
  • a memory for storing is provided. These programs can be said to cause the computer to execute the procedures and methods of the polarization separation unit 13, the polarization compensation units 14-1 to 14-N, 17-1 to 17-N, and the demodulation unit 15. .
  • the memory is non-volatile such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory), etc. Or a volatile semiconductor memory, a magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, DVD (Digital Versatile Disc), etc. correspond.
  • the polarization compensation units 14-1 to 14-N, 17-1 to 17-N, and the demodulation unit 15 are realized by dedicated hardware, and some of them It may be realized by software or firmware.
  • the function of the polarization separation unit 13 is realized by a processing circuit as dedicated hardware, and the polarization compensation units 14-1 to 14-N, 17-1 to 17-N and the demodulation unit 15 are processors.
  • the function can be realized by 103 reading and executing the program stored in the memory 104.
  • the processing circuit 102 can realize the above-described functions by hardware, software, firmware, or a combination thereof.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

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Abstract

偏波多重された光信号を受信する光受信装置は、光信号を電気信号に変換するコヒーレント光受信器（１１）と、電気信号を偏波多重された状態のアナログ信号からデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータ（１２）と、偏波多重された状態のデジタル信号を２つのデジタル信号に分離する偏波分離部（１３）と、２つのデジタル信号が光伝送路上で受けた偏波回転を、ストークス空間における、２つ以上の異なる方向で補償する偏波補償処理部（１４）と、を備える。

Description

光受信装置および受信方法
　本発明は、デジタルコヒーレント方式に対応した光受信装置および受信方法に関する。
　長距離光通信におけるデジタルコヒーレント方式では、直交する２偏波が多重されており、受信器のＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）において偏波分離が行われる。波長多重伝送する場合には非線形光学効果により、他波長の偏波の状態の影響を受けて、自波長の偏波状態が変動する。この現象はＸＰｏｌＭ（Cross　Polarization　Modulation）と呼ばれ、数十シンボル程度の自己相関を持つ高速な変動を生じ、ＤＳＰで偏波分離を行う際に誤差を生じさせ、伝送特性を劣化させる。
　この課題を解決するために、特許文献１では、偏波多重ＭＰＳＫ（Multi　Phase　Shift　Keying）信号の受信シンボルがストークス空間で一平面上に並ぶことを利用して、高速な偏波変動に追従する方法が開示されている。また、特許文献２では、摂動近似により上記誤差を補償する方法が開示されている。
米国特許出願公開第２０１５／００３０３３１号明細書 米国特許第８８４９１３１号明細書
　特許文献１に記載の方法は変調方式が偏波多重ＭＰＳＫ方式に限られており、例えば偏波多重１６ＱＡＭ（Quadrature　Amplitude　Modulation）方式には適用できないという問題があった。また、特許文献２に記載の方法で求めているのは近似解であるため、補償後にも誤差が残留してしまうという問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、伝送特性を向上させることが可能な光受信装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、光受信装置は、偏波多重された光信号を電気信号に変換するコヒーレント光受信器と、電気信号を偏波多重された状態のアナログ信号から偏波多重された状態のデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータと、を備える。また、光受信装置は、偏波多重された状態のデジタル信号を２つのデジタル信号に分離する偏波分離部と、２つのデジタル信号が光伝送路上で受けた偏波回転を、ストークス空間における、２つ以上の異なる方向で補償する偏波補償処理部と、を備える。
　本発明にかかる光受信装置は、光信号の伝送特性を向上させることができる、という効果を奏する。
本発明の実施の形態１にかかる光受信装置の構成例を示す図 実施の形態１にかかる偏波補償部の構成例を示す図 実施の形態１にかかる偏波補償部で実行する偏波変換処理を表す図 信号の偏波状態を説明するための図 ４９ＱＡＭ信号のコンスタレーションを示す図 偏波状態の変動を説明するための図 ＸＰｏｌＭによる偏波状態の変動の等価回路を示す図 光伝送された信号のコンスタレーションの一例を示す図 実施の形態１にかかる光受信装置を光伝送システムに適用した場合のシミュレーション結果を示す図 実施の形態２にかかる光受信装置を構成する偏波補償部の構成例を示す図 実施の形態３にかかる光受信装置の構成例を示す図 実施の形態３にかかる偏波補償部の構成例を示す図 実施の形態３にかかる偏波補償部で実行する偏波変換処理を表す図 実施の形態３にかかる位相差推定部の構成例を示す図 光受信装置のハードウェア構成図 光受信装置のハードウェア構成図
　以下に、本発明の実施の形態にかかる光受信装置および受信方法を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１にかかる光受信装置の構成例を示す図である。図１に示したように、実施の形態１にかかる光受信装置１は、コヒーレント光受信器１１、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ：Analog　to　Digital　Convertor）１２、偏波分離部１３、直列に接続された偏波補償部１４－１から１４－Ｎで構成された偏波補償処理部１４および復調部１５を備える。Ｎは２以上の整数である。偏波補償部１４－１から１４－Ｎの内部構成は同一である。ただし、後述するように、各偏波補償部が実行する処理はそれぞれ異なる。以下、アナログデジタルコンバータをＡＤＣと記載する。光受信装置１は、デジタルコヒーレント方式が適用された光伝送システムを構成する光受信装置である。
　本実施の形態では、偏波多重１６ＱＡＭ方式で送信された光信号を受信する光受信装置１について説明を行う。
　ここで、偏波多重される光信号すなわち２つの偏波をＥxおよびＥyとすると、偏波多重された光信号の複素振幅は式（１）で表される。光受信装置１が受信する光信号の送信元の光送信装置は式（１）で表された光信号を送信するものとする。式（１）のＸＩ，ＸＱ，ＹＩ，ＹＱは、｛－３，－１，＋１，＋３｝の定数倍のいずれかの値をとる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）で示した複素振幅の光信号は、光伝送路である光ファイバを伝送する間に偏波回転を受ける。そのため、光受信装置１は偏波回転を受けた状態の光信号を受信する。偏波回転を受けた光信号は、式（２）で表される、線形変換Ｍを受けた状態の光信号である。すなわち、光受信装置１は、式（２）で表される光信号を受信する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　以下、光受信装置１が光信号を受信する動作について説明する。光受信装置１のコヒーレント光受信器１１には、対向する光送信装置から送信された光信号が、光伝送路を介して、上記の式（２）で表される光信号として入力される。また、コヒーレント光受信器１１には、光受信装置１が備えている、図１では記載を省略した光源から発光された局発光が入力される。
　コヒーレント光受信器１１は、光源から入力された局発光と光伝送路から入力された受信光とを干渉させ、受信光の２つの直交偏波の電界振幅の同位相（Ｉ：In-phase）成分と直交位相（Ｑ：Quadrature-phase）成分とを電気信号として出力する。すなわち、コヒーレント光受信器１１は、対向する光送信装置から受信した光信号を電気信号に変換して出力する（第１の変換ステップ）。ＡＤＣ１２は、コヒーレント光受信器１１から出力された電気信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、偏波多重された状態のデジタル信号を出力する（第２の変換ステップ）。偏波分離部１３は、ＡＤＣ１２から出力されたデジタル信号を２つのデジタル信号に分離する（信号分離ステップ）。この処理は式（３）で表される。偏波分離部１３は、Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅアルゴリズム、またはＣｏｎｓｔａｎｔ　Ｍｏｄｕｌｕｓ　アルゴリズム等を用いて、偏波多重された状態の２つのデジタル信号を分離する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　偏波分離部１３において分離された２つの偏波の信号は、Ｎ段の偏波補償部１４－１から１４－Ｎで構成された偏波補償処理部１４に入力され、偏波補償処理部１４は、入力された２つの信号の偏波および位相を後述する手順で補償する。偏波および位相が補償された後の信号は復調部１５に入力され、復調部１５は、入力された信号の判定および復号を行う。
　続いて、偏波補償処理部１４が入力信号の偏波および位相を補償する動作について説明する。一例として、Ｎ＝４すなわち４段の偏波補償部が偏波補償処理部１４を構成している場合の動作について説明する。Ｎ＝４とする理由については後述する。Ｎ＝４の場合の偏波補償処理部１４すなわち偏波補償部１４－１から１４－４を図２に示す。
　図２は、偏波補償部１４－１から１４－４の構成例を示す図である。図２に示したように、偏波補償部１４－ｉ（ｉ＝１，２，３，４、実施の形態１において同様）は、第１の変換部である偏波変換部２１－ｉ、位相補償部２２－ｉおよび第２の変換部である偏波変換部２３－ｉを備える。偏波変換部２１－１から２１－４および２３－１から２３－４の各々が実行する偏波変換処理を表す行列式を図３に示す。偏波変換部２１－１から２１－４で実行する処理が偏波変換Ｒ1からＲ4、偏波変換部２３－１から２３－４で実行する処理が偏波変換Ｒ1 -1からＲ4 -1である。
　動作の詳細については後述するが、偏波補償部１４－ｉの偏波変換部２１－ｉは、入力された２つの信号をジョーンズ空間で互いに直交する状態の２つの信号に変換する。位相補償部２２－ｉは、入力された２つの信号の位相を補償する。具体的には、位相補償部２２－ｉは、入力された２つの信号により示される、複素平面であるＩＱ平面上の点が理想的な信号点と一致するよう、入力された２つの信号の位相を補償する。理想的な信号点とは、偏波回転を受ける前の信号、すなわち対向する光送信装置から光伝送路へ出力される前の信号が示すＩＱ平面上の点である。偏波変換部２３－ｉは、入力された２つの信号に対して、偏波変換部２１－ｉが行う変換と逆の変換を行う。
　偏波分離部１３において分離された２つの信号すなわち第１段目の偏波補償部１４－１に入力される２つの信号の偏波状態をポアンカレ球上の点として表すと、それぞれ、図４に示したポアンカレ球のｈ1およびｖ1に対応する。
　第１段目の偏波補償部１４－１では、まず、偏波変換部２１－１が入力信号Ｅ0xおよびＥ0yに対して、図３に示した偏波変換式Ｒ1を用いた恒等変換を行い、偏波状態がそれぞれｈ1およびｖ1の２つの信号を切り出して出力する。
　次に、位相補償部２２－１が、偏波変換部２１－１から出力された２つの信号に対して位相補償を行う。具体的には、２つの信号が、光伝送路において偏波回転を受ける前の信号点である理想的な信号点と一致するよう、各信号の位相を調整する。偏波変換部２１－１から出力された２つの信号のコンスタレーションは１６ＱＡＭである。そのため、位相補償部２２－１は、例えば文献「M.Seimetz,　”Laser　Linewidth　Limitations　for　Optical　Systems　with　High-Order　Modulation　Employing　Feed　Forward　Digital　Carrier　Phase　Estimation,”　Proc.　OFC/NFOEC　2008,　OTuM2(2008)」（以下、参考文献１）、または、文献「I.Fatadin　et　al.,　“Laser　Linewidth　Tolerance　for　16-QAM　Coherent　Optical　Systems　Using　QPSK　Partitioning,”　IEEE　PTL,　Vol.22,　No.9,(2010).」（以下、参考文献２）に記載されたアルゴリズム（以下、ＱＡＭ信号に対する位相補償アルゴリズムと称する）を使用して位相補償を行う。
　次に、偏波変換部２３－１が、位相補償部２２－１において位相が補償された後の信号に対して、図３に示した偏波変換式Ｒ1 -1を用いた直交変換を行い、変換後の２つの信号をＥ1xおよびＥ1yとして出力する。
　第２段目の偏波補償部１４－２では、まず、偏波変換部２１－２が、入力された２つの信号Ｅ1xおよびＥ1yを式（４）に従って直交変換し、直交変換後の信号をＥ1x'およびＥ1y'として切り出して出力する。信号Ｅ1x'およびＥ1y'の偏波状態は、図４に示したポアンカレ球上のｈ2およびｖ2にそれぞれ対応する。式（４）におけるＲ2は図３に示したＲ2である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、ｈ1，ｖ1，ｈ2，ｖ2の各偏波状態に対応するジョーンズベクトルをＨ1，Ｖ1，Ｈ2，Ｖ2とすると式（５）の関係が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　次に、位相補償部２２－２が、偏波変換部２１－２から出力された信号Ｅ1x'およびＥ1y'に対して位相補償を行う。偏波状態がそれぞれｈ2およびｖ2の２つの信号Ｅ1x'およびＥ1y'のコンスタレーションは、図５に示す４９ＱＡＭである。そのため、位相補償部２２－２は、上記の参考文献１，２に記載されたＱＡＭ信号に対する位相補償アルゴリズムを用いて位相補償を行う。位相補償部２２－２において位相が補償された後の信号をＥ1x',CPRおよびＥ1y',CPRとする。
　次に、偏波変換部２３－２が、位相補償部２２－２から入力された信号Ｅ1x',CPRおよびＥ1y',CPRを式（６）に従って直交変換し、直交変換後の信号をＥ2xおよびＥ2yとして出力する。信号Ｅ2xおよびＥ2yの偏波状態は、図４に示したポアンカレ球上のｈ1およびｖ1にそれぞれ対応する。式（６）におけるＲ2 -1は図３に示したＲ2 -1である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　第３段目の偏波補償部１４－３では、まず、偏波変換部２１－３が入力された２偏波の信号Ｅ2xおよびＥ2yを式（７）に従って直交変換し、直交変換後の信号を、Ｅ2x"およびＥ2y"として切り出して出力する。信号Ｅ2x"およびＥ2y"の偏波状態は、図４に示したポアンカレ球上のｈ3およびｖ3にそれぞれ対応する。式（７）におけるＲ3は図３に示したＲ3である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここでｈ3，ｖ3の各偏波状態に対応するジョーンズベクトルをＨ3，Ｖ3とすると式（８）の関係が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　次に、位相補償部２２－３が、偏波変換部２１－３から出力された信号Ｅ2x"およびＥ2y"に対して位相補償を行う。偏波状態がそれぞれｈ3およびｖ3の２つの信号Ｅ2x"およびＥ2y"'のコンスタレーションは図５に示す４９ＱＡＭである。そのため、位相補償部２２－３は、上記の参考文献１，２に記載されたＱＡＭ信号に対する位相補償アルゴリズムを用いて位相補償を行う。位相補償部２２－３において位相を補償された後の信号をＥ2x",CPRおよびＥ2y",CPRとする。
　次に、偏波変換部２３－３が、位相補償部２２－３から入力された信号Ｅ1x",CPRおよびＥ1y",CPRを式（９）に従って直交変換し、直交変換後の信号をＥ3xおよびＥ3yとして出力する。信号Ｅ3xおよびＥ3yの偏波状態は、図４に示したポアンカレ球上のｈ1およびｖ1にそれぞれ対応する。式（９）におけるＲ3 -1は図３に示したＲ3 -1である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　第４段目の偏波補償部１４－４では、まず、偏波変換部２１－４が入力信号Ｅ3xおよびＥ3yに対して、図３に示した偏波変換式Ｒ4を用いた恒等変換を行い、偏波状態がそれぞれｈ1およびｖ1の２つの信号を切り出して出力する。
　次に、位相補償部２２－４が、偏波変換部２１－４から出力された２つの信号に対して位相補償を行う。偏波変換部２１－４から出力された２つの信号のコンスタレーションは１６ＱＡＭである。そのため、位相補償部２２－４は、上記の参考文献１，２に記載されたＱＡＭ信号に対する位相補償アルゴリズムを用いて位相補償を行う。
　次に、偏波変換部２３－４が、位相補償部２２－４において位相が補償された後の信号に対して、図３に示した偏波変換式Ｒ4 -1を用いた直交変換し、直交変換後の信号をＥ4xおよびＥ4yとして出力する。信号Ｅ4xおよびＥ4yの偏波状態は、図４に示したポアンカレ球上のｈ1およびｖ1にそれぞれ対応する。
　光信号が光ファイバを伝送する際にＸＰｏｌＭにより生じる偏波状態の変動はポアンカレ球上の各点が球の３次元回転に沿って変動することに相当する。例えば、図６に示すポアンカレ球でＳ2軸周りの２θ2の回転は図７に示すように偏波ビームスプリッター（ＰＢＳ：Polarization　Beam　Splitter）６１において偏波状態がそれぞれｈ2およびｖ2の２つの光信号を切り出し、位相シフタ（Phase　Shifter）６２および６３によりそれぞれに＋θ2および－θ2の位相シフトを与えて偏波間の位相差を２θ2とし、位相シフトが与えられた後の２つの光信号を偏波ビームコンバイナ（ＰＢＣ：Polarization　Beam　Combiner）６４で合波することと等価である。これは、ポアンカレ球のＳ2軸周りの２θ2の回転で示される偏波状態の変動を、位相シフタ６２および６３と逆の操作を行うことにより、すなわち逆方向の位相シフトを与えることにより補償可能であることを示している。したがって、Ｓ1軸周り、Ｓ2軸周りおよびＳ3軸周りのそれぞれについて、直交している２つの偏波の組を切り出して位相補償を行うことで、ポアンカレ球上の複数の軸周りの回転が補償でき、任意の３次元の回転が補償できる。すなわちＸＰｏｌＭにより生じた偏波状態の変動を補償できる。
　図２に示す構成では、第１段目の偏波補償部１４－１が図４のＳ1軸周りでポアンカレ球上の回転を補償し、第２段目の偏波補償部１４－２が図４のＳ2軸周りでポアンカレ球上の回転を補償する。また、第３段目の偏波補償部１４－３が図４のＳ3軸周りでポアンカレ球上の回転を補償し、第４段目の偏波補償部１４－４が図４のＳ1軸周りでポアンカレ球上の回転を補償する。第１段目の偏波補償部１４－１による補償はＳ2軸周りおよびＳ3軸周りの回転を未補償の状態で行うため、補償の誤差を生じる要因となる。そのため、第４段目の偏波補償部１４－４が再びＳ1軸周りの回転を補償する。このように、同一の偏波の組において２回以上の位相補償を行うことも効果がある。
　なお、図２に示す構成では、第１段目の偏波補償部１４－１が図４のＳ1軸周り、第２段目の偏波補償部１４－２が図４のＳ2軸周り、第３段目の偏波補償部１４－３が図４のＳ3軸周り、第４段目の偏波補償部１４－４が図４のＳ1軸周りでポアンカレ球上の回転を補償したが、ポアンカレ球上の３次元の回転を補償するため、ストークス空間における直交３軸、すなわち図４のＳ1軸周り、Ｓ2軸周り、およびＳ3軸周りで１回ずつ補償を行うことが最小限の補償である。したがって、第１段目の偏波補償部１４－１が図４のＳ1軸周り、第２段目の偏波補償部１４－２が図４のＳ2軸周り、第３段目の偏波補償部１４－３が図４のＳ3軸周りでポアンカレ球上の回転を補償する構成が最小の構成となる。すなわち、偏波補償部１４－ｉの段数は３以上とすればよい。偏波補償部１４－１から１４－３が実行する処理は偏波補償ステップに相当する。
　図２に示す構成では、いずれの偏波補償部１４－ｉの偏波変換部２１－ｉにより切りだされた偏波においても、コンスタレーションは信号点が格子状に並んだが、変調方式または偏波の組み合わせによっては格子状のコンスタレーションとはならない。例えば、変調方式が８ＰＳＫ（Phase　Shift　Keying）および８ＱＡＭのような場合にはコンスタレーションが格子状ではない。また、偏波変換が式（１０）の直交変換で表される場合には、変調方式が格子状のコンスタレーションを持つ１６ＱＡＭであっても切りだされた偏波におけるコンスタレーションは図８に示したものとなり、格子状にはならない。しかし、コンスタレーションが格子状にならない場合でも文献「X.Zhou,　“An　Improved　Feed-Forward　Carrier　Recovery　Algorithm　for　Coherent　Receivers　With-QAM　Modulation　Format”　IEEE　PTL,　Vol.22,　No.14,(2010).」（以下、参考文献３）、文献「T.Pfau　et　al.,　“Hardware-Efficient　Coherent　Digital　Receiver　Concept　With　Feedforward　Carrier　Recovery　for　M-QAM　Constellations”,　JLT,　Vol.27,　No.8,(2009).」（以下、参考文献４）等に記載されている位相補償アルゴリズムを適用すれば位相補償を行うことが可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　図９に実施の形態１にかかる光受信装置１を光伝送システムに適用した場合のシミュレーション結果を示す。比較のため、偏波補償部を１段のみとした場合のシミュレーション結果を合わせて示している。図９の横軸は偏波変動の２乗平均平方根であり、縦軸はグレイコードで符号化された偏波多重１６ＱＡＭ信号を判定および復号した際のビットエラー率から計算したＱ値である。また、シミュレーションでは、光伝送路を伝送される光信号に対して自己相関の長さが１００シンボルのランダムな偏波変動を与えた。偏波補償部が１段のみの場合には、偏波分離されたそれぞれの偏波において位相を補償するだけであり偏波変動は補償できない。４段の偏波補償部を備えた本実施の形態にかかる光受信装置１では、偏波変動が補償できているため偏波変動の２乗平均平方根が０．０７５ｒａｄの条件でＱ値が０．５ｄＢ改善している。
　このように、本実施の形態の光受信装置は、偏波分離された後の信号を対象として、ストークス空間における第１の軸を回転軸として各信号を回転させてストークス空間における第１方向の偏波回転を補償する偏波補償部１４－１と、第１の軸と直交する第２の軸を回転軸として各信号を回転させてストークス空間における第２方向の偏波回転を補償する偏波補償部１４－２と、第１の軸および第２の軸の双方に直交する第３の軸を回転軸として各信号に回転させてストークス空間における第３方向の偏波回転を補償する偏波補償部１４－３と、第１の軸を中心に各信号を回転させてストークス空間における第１方向の偏波回転を補償する偏波補償部１４－４と、を備えることとした。これにより偏波回転の補償性能を改善することができ、光信号の伝送特性を向上させることができる。
　なお、上述したように、第１段目の偏波補償部１４－１における偏波変換部２１－１および２３－１は恒等変換を行う。同様に、第４段目の偏波補償部１４－４における偏波変換部２１－４および２３－４も恒等変換を行う。そのため、第１段目の偏波補償部１４－１は偏波変換部２１－１および２３－１を備えない構成としてもよく、また、第４段目の偏波補償部１４－４は偏波変換部２１－４および２３－４を備えない構成としてもよい。すなわち、第１段目の偏波補償部１４－１を位相補償部２２－１のみで構成し、第４段目の偏波補償部１４－４を位相補償部２２－４のみで構成してもよい。
　また、本実施の形態では、偏波補償部を４段とした構成の光受信装置１を説明したが、偏波補償部を少なくとも２段備えた構成とすれば、偏波補償部が１段のみの従来の構成と比較して偏波回転の補償性能を向上させることが可能である。また、各偏波補償部が偏波回転を補償する方向は互いに直交していることが望ましいが、直交していることは必須ではない。２段以上の偏波補償部の各々は、互いに異なる方向を対象として偏波回転を補償すればよい。すなわち、光受信装置は、２段以上の偏波補償部を備え、各偏波補償部が、ストークス空間において互いに異なる２つ以上の方向の偏波回転を補償することにより、偏波回転の補償性能を従来よりも向上させることができる。
実施の形態２．
　図１０は、実施の形態２にかかる光受信装置を構成する偏波補償部の構成例を示す図である。
　実施の形態２にかかる光受信装置は、実施の形態１の光受信装置１が備えていた偏波補償部１４－ｉ（ｉ＝１，２，３，…，Ｎ、実施の形態２において同様）を図１０に示した構成の偏波補償部１４ａ－ｉに置き換えたものである。偏波補償部１４ａ－ｉ以外の構成は実施の形態１と同一であるため説明を省略し、偏波補償部１４ａ－ｉについてのみ説明を行う。
　偏波補償部１４ａ－ｉは、実施の形態１の偏波補償部１４－ｉに対してサイクルスリップ補償部３１－ｉを追加した構成である。サイクルスリップ補償部３１－ｉは位相補償部２２－ｉと偏波変換部２３－ｉとの間に配置されている。偏波変換部２１－ｉ、位相補償部２２－ｉおよび偏波変換部２３－ｉは実施の形態１の偏波変換部２１－ｉ、位相補償部２２－ｉおよび偏波変換部２３－ｉと同様であるため、説明を省略する。
　位相補償部２２－ｉが実施の形態１に示した参考文献１から４に記載されているアルゴリズムを使用して位相補償を行う場合、サイクルスリップを生じる可能性がある。これは位相補償を実施するコンスタレーションが２πｎ／ｍ（ｎ，ｍは整数）回転に対して対称であると、絶対位相は不確定性を持ち、たとえ一時的に絶対位相が正しく補償されていたとしても雑音によって２πｎ／ｍの誤差が生じた場合に、回転対称であるために誤差を補償できないことに依る。例えば、偏波状態がｈ2およびｖ2の２つの信号においてそれぞれπ／２、－π／２の誤差が生じると、ポアンカレ球上でＳ2軸周りにπの回転が生じることになり、ｈ1とｖ1とが入れ替わってしまう。そのため、本実施の形態にかかる光受信装置の偏波補償部１４－ｉは、位相補償部２２－ｉの後段にサイクルスリップ補償部３１－ｉを備えた構成としている。偏波補償部１４－ｉにおいては、位相補償部２２－ｉが実行した位相補償で発生したサイクルスリップをサイクルスリップ補償部３１－ｉが補償する。
　サイクルスリップ補償部３１－ｉがサイクルスリップを補償するためには位相補償部２２－ｉから入力される信号の絶対位相を検出する必要がある。そのため、本実施の形態では、光送信装置が光受信装置に対して、既知信号が挿入された信号を送信することとする。サイクルスリップ補償部３１－ｉは、例えば、位相補償部２２－ｉから入力された既知信号と内部で生成した既知系列とを比較することによりサイクルスリップの発生の有無を判別し、サイクルスリップが発生している場合には、サイクルスリップが発生しているＳ1軸、Ｓ2軸またはＳ3軸の周りにπの回転を与えてサイクルスリップを補償する。
　このように、本実施の形態の光受信装置は、複数の偏波補償部のそれぞれにおいて、位相補償を行った後にサイクルスリップの検出および補償を行うこととしたので、伝送特性をさらに改善することができる。
実施の形態３．
　図１１は、実施の形態３にかかる光受信装置の構成例を示す図である。実施の形態３にかかる光受信装置１ａは、実施の形態１にかかる光受信装置１の偏波補償処理部１４を位相補償部１６および偏波補償処理部１７に置き換えたものである。光受信装置１ａは、位相補償部１６および偏波補償処理部１７以外は実施の形態１にかかる光受信装置１と同様であるため、他の構成要素については実施の形態１と同じ符号を付して説明を省略する。
　偏波補償処理部１７は、直列に接続された偏波補償部１７－１から１７－Ｎを備える。Ｎは２以上の整数である。偏波補償部１７－１から１７－Ｎの内部構成は同一である。ただし、後述するように、各偏波補償部が実行する処理はそれぞれ異なる。
　偏波補償部１７－ｉ（ｉ＝１，２，３，４）は、仮判定部４１－ｉ、偏波変換部４２－ｉ、偏波変換部４３－ｉ、位相差推定部４４－ｉ、位相補償部４５－ｉおよび偏波変換部４６－ｉを備える。
　位相補償部１６は、偏波分離部１３から出力される２つの信号に対して位相補償を行う。位相補償部１６は、実施の形態１で示した参考文献１から４に記載されているＱＡＭ信号に対する位相補償アルゴリズムを使用して位相補償を行い、位相補償が行われた後の信号を偏波補償処理部１７へ出力する。
　偏波補償処理部１７は、Ｎ段の偏波補償部１７－１から１７－Ｎにおいて、位相補償部１６から入力された２つの信号の偏波および位相を後述する手順で補償し、復調部１５へ出力する。
　続いて、偏波補償処理部１７が入力信号の偏波および位相を補償する動作について説明する。一例として、Ｎ＝２すなわち２段の偏波補償部が偏波補償処理部１７を構成している場合の動作について説明する。Ｎ＝２の場合の偏波補償処理部１７すなわち偏波補償部１７－１および１７－２を図１２に示す。また、偏波変換部４３－１、４６－１、４３－２および４６－２の各々が実行する偏波変換処理を表す行列式を図１３に示す。偏波変換部４２－１および４３－１で実行する処理が偏波変換Ｒ1、偏波変換部４６－１で実行する処理がＲ1 -1である。また、偏波変換部４２－２および４３－２で実行する処理が偏波変換Ｒ2、偏波変換部４６－２で実行する処理が偏波変換Ｒ2 -1である。なお、偏波変換部４２－１，４２－２が第１の変換部、偏波変換部４３－１，４３－２が第２の変換部、偏波変換部４６－１，４６－２が第３の変換部である。
　位相補償部１６から偏波補償処理部１７に入力された２つの信号Ｅ0xおよびＥ0yは、第１段目の偏波補償部１７－１の偏波変換部４３－１および仮判定部４１－１に入力される。仮判定部４１－１は、位相補償部１６から入力された信号Ｅ0xおよびＥ0yそれぞれの１６ＱＡＭのシンボルのうち最もユークリッド距離の近いシンボルＤ0xおよびＤ0yを仮判定シンボルとして出力する。次に、偏波変換部４２－１が、仮判定部４１－１から入力された仮判定シンボルＤ0xおよびＤ0yを式（１１）に従って直交変換して偏波状態がそれぞれｈ2およびｖ2の２つの信号Ｄ0x'およびＤ0y'を切り出す。また、偏波変換部４３－１は、位相補償部１６から入力された信号Ｅ0xおよびＥ0yを式（１１）に従って直交変換して偏波状態がそれぞれｈ2およびｖ2の２つの信号Ｅ0x'およびＥ0y'を切り出す。式（１１）におけるＲ1は図１３に示したＲ1である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　次に、位相差推定部４４－１が、偏波変換部４２－１から入力されたＤ0x'と偏波変換部４３－１から入力されたＥ0x'との位相差φ0x'、偏波変換部４２－１から入力されたＤ0y'と偏波変換部４３－１から入力されたＥ0y'との位相差φ0y'をそれぞれ求める。図１４は、位相差推定部４４－１の構成例を示す図である。位相差推定部４４－１は、位相差検出部７１および８１と、低域通過フィルタ７２および８２とを備える。位相差推定部４４－１では、まず、位相差検出部７１および８１が、式（１２）に従って各位相差φ0x'およびφ0y'を計算し、次に、低域通過フィルタ７２および８２が、各位相差φ0x'およびφ0y'に含まれている雑音成分を除去し、雑音成分除去後の各位相差を位相差の推定値φ0x',LPFおよびφ0y',LPFとして出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　次に、位相補償部４５－１が、位相推定部４４－１から出力された位相差の推定値φ0x',LPFおよびφ0y',LPFに基づいて、偏波変換部４３－１から出力された信号Ｅ0x'およびＥ0y'の位相を補償する。具体的には、位相補償部４５－１は、式（１３）に従って信号Ｅ0x'およびＥ0y'の位相を補償する。位相補償部４５－１において位相が補償された後の信号をＥ0x',CPRおよびＥ0y',CPRとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　次に、偏波変換部４６－１が、位相補償部４５－１から入力された信号Ｅ0x',CPRおよびＥ0y',CPRを式（１４）に従って直交変換し、直交変換後の信号をＥ1xおよびＥ1yとして出力する。信号Ｅ1xおよびＥ1yの偏波状態は、図４に示したポアンカレ球上のｈ1およびｖ1にそれぞれ対応する。式（１４）におけるＲ1 -1は図１３に示したＲ1 -1である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　第２段目の偏波補償部１７－２では、まず、仮判定部４１－２が、入力された信号Ｅ1xおよびＥ1yそれぞれの１６ＱＡＭのシンボルのうち最もユークリッド距離の近いシンボルＤ1xおよびＤ1yを仮判定シンボルとして出力する。次に、偏波変換部４２－２が、仮判定部４１－２から入力された仮判定シンボルＤ1xおよびＤ1yを式（１５）に従って直交変換して偏波状態がそれぞれｈ3およびｖ3の２つの信号Ｄ1x'およびＤ1y'を切り出す。また、偏波変換部４３－２は、偏波補償部１７－１から入力された信号Ｅ1xおよびＥ1yを式（１５）に従って直交変換して偏波状態がそれぞれｈ3およびｖ3の２つの信号Ｅ1x'およびＥ1y'を切り出す。式（１５）におけるＲ2は図１３に示したＲ2である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　次に、位相推定部４４－２が、上述した位相推定部４４－１と同様に、偏波変換部４２－２から入力されたＤ1x'と偏波変換部４３－２から入力されたＥ1x'との位相差の推定値φ1x',LPF、および偏波変換部４２－２から入力されたＤ1y'と偏波変換部４３－２から入力されたＥ1y'との位相差の推定値φ1y',LPFをそれぞれ求める。
　次に、位相補償部４５－２が、位相推定部４４－２から出力された位相差の推定値φ1x',LPFおよびφ1y',LPFに基づいて、偏波変換部４３－２から出力された信号Ｅ1x'およびＥ1y'の位相を補償する。具体的には、位相補償部４５－２は、式（１６）に従って信号Ｅ1x'およびＥ1y'の位相を補償する。位相補償部４５－２において位相が補償された後の信号をＥ1x",CPRおよびＥ1y",CPRとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　次に、偏波変換部４６－２が、位相補償部４５－２から入力された信号Ｅ1x",CPRおよびＥ1y",CPRを式（１７）に従って直交変換し、直交変換後の信号をＥ2xおよびＥ2yとして出力する。信号Ｅ2xおよびＥ2yの偏波状態は、図４に示したポアンカレ球上のｈ1およびｖ1にそれぞれ対応する。式（１７）におけるＲ2 -1は図１３に示したＲ2 -1である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　以上のように、本実施の形態の光受信装置１ａでは、位相補償部１６において、偏波状態がそれぞれｈ1およびｖ1の２つの信号の位相を補償し、１段目の偏波補償部１７－１において、偏波状態がそれぞれｈ2およびｖ2の２つの信号の位相を補償し、２段目の偏波補償部１７－２において、偏波状態がそれぞれｈ3およびｖ3の２つの信号の位相を補償する。これにより、図４のＳ1軸、Ｓ2軸およびＳ3軸周りのポアンカレ球上の回転すなわちＸＰｏｌＭによる偏波変動が補償できる。
　ここで、各実施の形態にかかる光受信装置のハードウェア構成について説明する。各実施の形態にかかる光受信装置は、図１５に示したハードウェア１００、すなわちコヒーレント光受信器１０１および処理回路１０２で実現できる。具体的には、実施の形態１から３で説明した光受信装置におけるアナログデジタルコンバータ１２、偏波分離部１３、各偏波補償部（偏波補償部１４－１から１４－Ｎ、または、偏波補償部１７－１から１７－Ｎ）および復調部１５は、処理回路１０２により実現される。すなわち、各実施の形態にかかる光受信装置は、偏波分離を実施し、偏波変換および位相補償を実施することで偏波変動を補償し、信号の判定および復号を行うための処理回路１０２を備える。また、コヒーレント光受信器１１は、受信光と局発光を干渉させて電気信号を生成する。
　また、処理回路１０２は、専用のハードウェアであっても、メモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰともいう）であってもよい。
　処理回路１０２が専用のハードウェアである場合、処理回路１０２は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）、ＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。偏波分離部１３、偏波補償部１４－１から１４－Ｎ，１７－１から１７－Ｎおよび復調部１５は、それぞれを処理回路で実現してもよいし、各部の機能をまとめて１つの処理回路で実現してもよい。
　処理回路１０２がＣＰＵの場合、光受信装置は、図１６に示したハードウェア１００ａ、すなわちコヒーレント光受信器１０１、プロセッサ１０３およびメモリ１０４で実現できる。この場合、偏波分離部１３、偏波補償部１４－１から１４－Ｎ，１７－１から１７－Ｎおよび復調部１５は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアおよびファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ１０４に格納される。プロセッサ１０３は、メモリ１０４に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。すなわち、コヒーレント光受信装置は、処理回路により実行されるときに、偏波を分離するステップ、偏波変動を補償するステップ、判定および復号を行うステップが結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリを備える。また、これらのプログラムは、偏波分離部１３、偏波補償部１４－１から１４－Ｎ，１７－１から１７－Ｎおよび復調部１５の手順および方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。ここで、メモリとは、例えば、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically　Erasable　Programmable　Read-Only　Memory）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリや、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）等が該当する。
　なお、偏波分離部１３、偏波補償部１４－１から１４－Ｎ，１７－１から１７－Ｎおよび復調部１５の各機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。例えば、偏波分離部１３については専用のハードウェアとしての処理回路でその機能を実現し、偏波補償部１４－１から１４－Ｎ，１７－１から１７－Ｎおよび復調部１５についてはプロセッサ１０３がメモリ１０４に格納されたプログラムを読み出して実行することによってその機能を実現することが可能である。
　このように、処理回路１０２は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述の各機能を実現することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１ａ　光受信装置、１１　コヒーレント光受信器、１２　アナログデジタルコンバータ、１３　偏波分離部、１４，１７　偏波補償処理部、１４－１から１４－Ｎ，１４ａ－ｉ，１７－１から１７－Ｎ　偏波補償部、１５　復調部、２１－１から２１－４，２１－ｉ，２３－１から２３－４，２３－ｉ，４２－１，４２－２，４３－１，４３－２，４６－１，４６－２　偏波変換部、１６，２２－１から２２－４，２２－ｉ，４５－１，４５－２　位相補償部、３１－ｉ　サイクルスリップ補償部、４１－１，４１－２　仮判定部、４４－１，４４－２　位相差推定部、６１　偏波ビームスプリッター、６２，６３　位相シフタ、６４　偏波ビームコンバイナ、７１，８１　位相差検出部、７２，８２　低域通過フィルタ。

Claims (13)

  1. 　偏波多重された光信号を受信する光受信装置であって、
    　前記光信号を電気信号に変換するコヒーレント光受信器と、
    　前記電気信号を偏波多重された状態のアナログ信号から偏波多重された状態のデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータと、
    　前記偏波多重された状態のデジタル信号を２つのデジタル信号に分離する偏波分離部と、
    　前記２つのデジタル信号が光伝送路上で受けた偏波回転を、ストークス空間における、２つ以上の異なる方向で補償する偏波補償処理部と、
    　を備えることを特徴とする光受信装置。
  2. 　前記偏波補償処理部は、
    　前記２つのデジタル信号が光伝送路上で受けた偏波回転のうち、ストークス空間における第１方向の偏波回転を補償する第１の偏波補償部と、
    　前記第１方向の偏波回転が補償された後の前記２つのデジタル信号に残留する前記偏波回転のうち、ストークス空間において前記第１方向とは異なる第２方向の偏波回転を補償する第２の偏波補償部と、
    　前記第２方向の偏波回転が補償された後の前記２つのデジタル信号に残留する前記偏波回転のうち、ストークス空間において前記第１方向および前記第２方向のいずれとも異なる第３方向の偏波回転を補償する第３の偏波補償部と、
    　を備えることを特徴とする請求項１に記載の光受信装置。
  3. 　前記第１方向、前記第２方向および前記第３方向が互いに直交していることを特徴とする請求項２に記載の光受信装置。
  4. 　前記第１の偏波補償部、前記第２の偏波補償部および前記第３の偏波補償部は、それぞれ、
    　入力された２つのデジタル信号をジョーンズ空間で互いに直交する状態の２つの信号に変換する第１の変換部と、
    　前記第１の変換部で変換された後の前記２つの信号を、複素平面上で理想的な信号点と一致するように位相を補償する位相補償部と、
    　前記位相補償部で位相が補償された後の前記２つの信号に対して、前記第１の変換部が行う変換と逆の変換を行う第２の変換部と、
    　を備えることを特徴とする請求項２または３に記載の光受信装置。
  5. 　前記第１の偏波補償部、前記第２の偏波補償部および前記第３の偏波補償部は、それぞれ、
    　入力された２つのデジタル信号をジョーンズ空間で互いに直交する状態の２つの信号に変換する第１の変換部と、
    　前記第１の変換部で変換された後の前記２つの信号を、複素平面上で理想的な信号点と一致するように位相を補償する位相補償部と、
    　前記位相補償部で位相が補償された後の前記２つの信号のサイクルスリップを補償するサイクルスリップ補償部と、
    　前記サイクルスリップ補償部でサイクルスリップが補償された後の前記２つの信号に対して、前記第１の変換部が行う変換と逆の変換を行う第２の変換部と、
    　を備えることを特徴とする請求項２または３に記載の光受信装置。
  6. 　前記第３方向の偏波回転が補償された後の前記２つのデジタル信号に残留する前記偏波回転のうち、前記第１方向の偏波回転を補償する第４の偏波補償部、
    　をさらに備えることを特徴とする請求項２から５のいずれか一つに記載の光受信装置。
  7. 　前記第４の偏波補償部は、
    　入力された２つのデジタル信号をジョーンズ空間で互いに直交する状態の２つの信号に変換する第１の変換部と、
    　前記第１の変換部で変換された後の前記２つの信号を、複素平面上で理想的な信号点と一致するように位相を補償する位相補償部と、
    　前記位相補償部で位相が補償された後の前記２つの信号に対して、前記第１の変換部が行う変換と逆の変換を行う第２の変換部と、
    　を備えることを特徴とする請求項６に記載の光受信装置。
  8. 　前記第４の偏波補償部は、
    　入力された２つのデジタル信号をジョーンズ空間で互いに直交する状態の２つの信号に変換する第１の変換部と、
    　前記第１の変換部で変換された後の前記２つの信号を、複素平面上で理想的な信号点と一致するように位相を補償する位相補償部と、
    　前記位相補償部で位相が補償された後の前記２つの信号のサイクルスリップを補償するサイクルスリップ補償部と、
    　前記サイクルスリップ補償部でサイクルスリップが補償された後の前記２つの信号に対して、前記第１の変換部が行う変換と逆の変換を行う第２の変換部と、
    　を備えることを特徴とする請求項６に記載の光受信装置。
  9. 　偏波多重された光信号を受信する光受信装置であって、
    　前記光信号を電気信号に変換するコヒーレント光受信器と、
    　前記電気信号を偏波多重された状態のアナログ信号から偏波多重された状態のデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータと、
    　前記偏波多重された状態のデジタル信号を２つのデジタル信号に分離する偏波分離部と、
    　前記２つのデジタル信号が光伝送路上で受けた偏波回転のうち、ストークス空間における第１方向の偏波回転を補償する位相補償部と、
    　前記第１方向の偏波回転が補償された後の前記２つのデジタル信号に残留する前記偏波回転を、ストークス空間における前記第１方向とは異なる方向で補償する偏波補償処理部と、
    　を備えることを特徴とする光受信装置。
  10. 　前記偏波補償処理部は、
    　前記第１方向の偏波回転が補償された後の前記２つのデジタル信号に残留する前記偏波回転のうち、ストークス空間において前記第１方向とは異なる第２方向の偏波回転を補償する第１の偏波補償部と、
    　前記第２方向の偏波回転が補償された後の前記２つのデジタル信号に残留する前記偏波回転のうち、ストークス空間において前記第１方向および前記第２方向のいずれとも異なる第３方向の偏波回転を補償する第２の偏波補償部と、
    　を備えることを特徴とする請求項９に記載の光受信装置。
  11. 　前記第１方向、前記第２方向および前記第３方向が互いに直交していることを特徴とする請求項１０に記載の光受信装置。
  12. 　前記第１の偏波補償部および前記第２の偏波補償部は、それぞれ、
    　入力された２つのデジタル信号を仮判定する仮判定部と、
    　入力された２つのデジタル信号をジョーンズ空間で互いに直交する状態の２つの信号に変換する第１の変換部と、
    　前記仮判定部での仮判定結果をジョーンズ空間で互いに直交する状態の２つの信号に変換する第２の変換部と、
    　前記第１の変換部で変換された後の信号と前記第２の変換部で変換された後の信号の位相差を推定する位相差推定部と、
    　前記位相差推定部での推定結果に基づいて、前記入力された２つのデジタル信号に残留する偏波回転を補償する位相補償部と、
    　前記位相補償部で位相が補償された後の前記２つのデジタル信号に対して、前記第１の偏波変換部が行う変換と逆の変換を行う第３の変換部と、
    　を備えることを特徴とする請求項１０または１１に記載の光受信装置。
  13. 　偏波多重された光信号を受信する光受信装置が実行する受信方法であって、
    　前記光信号を電気信号に変換する第１の変換ステップと、
    　前記電気信号を偏波多重された状態のアナログ信号から偏波多重された状態のデジタル信号に変換する第２の変換ステップと、
    　前記偏波多重された状態のデジタル信号を２つのデジタル信号に分離する信号分離ステップと、
    　前記２つのデジタル信号が光伝送路上で受けた偏波回転を、ストークス空間における、２つ以上の異なる方向で補償する偏波補償ステップと、
    　を含むことを特徴とする受信方法。
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