WO2017145380A1

WO2017145380A1 - 直流高圧電源装置

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Publication number: WO2017145380A1
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Inventors: 治生長
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Filing date: 2016-02-26
Publication date: 2017-08-31
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Abstract

正イオン測定と負イオン測定との切替えを高速化するために出力高電圧の正負を高速に切り替え可能な直流高圧電源装置を提供する。正極側の励振回路（１Ａ１）をオン、高電圧スイッチ（３Ａ）をオンすることで正極性の高電圧を電圧出力端（６）から出力している状態から電圧の極性を切り替える際には、制御部（７）は励振回路（１Ａ１）をオフするとともに負極側の高電圧スイッチ（３Ｂ）をオンする。高電圧スイッチ（３Ａ、３Ｂ）が共にオンするため、その直前に出力コンデンサ（４）に蓄積していた電荷やフィルタ回路（１Ａ３）のコンデンサ（３１Ａ）に蓄積していた電荷は保護抵抗５Ｂ、高電圧スイッチ（３Ｂ）、ダイオード（２Ｂ）を含む経路で放電される。保護抵抗（５Ａ、５Ｂ）の抵抗値は小さいので放電の時定数は小さく、放電用抵抗を用いた従来装置に比べて出力電圧を迅速に零にすることができ、正負極性の切替えを高速化することができる。

Description

直流高圧電源装置

　本発明は直流高圧電源装置に関し、さらに詳しくは、直流高電圧出力の正負の極性切替えが可能である直流高圧電源装置に関する。

　質量分析装置では、試料中の各種化合物をイオン化し、生成されたイオンを質量電荷比に応じて分離して検出し、その検出信号に基づいて化合物を同定したり該化合物を定量したりする。化合物には正イオン化され易いものと負イオン化され易いものとがある。そのため、ガスクロマトグラフ（ＧＣ）や液体クロマトグラフ（ＬＣ）等のクロマトグラフと質量分析装置とを組み合わせたクロマトグラフ質量分析装置において、様々な化合物をできるだけ漏れなく検出するには、正イオンの測定と負イオンの測定とを併せて行うことが望ましい。そこで、特許文献１、非特許文献１等に開示されているように、従来のクロマトグラフ質量分析装置は、正イオン測定モードと負イオン測定モードとを交互に切り換えながら繰り返し測定を行う機能を備えている。

　正イオン測定モードと負イオン測定モードとでは、例えば質量分析装置のイオン源、質量分離器、イオン検出器などの各部に印加する電圧の極性を切り替える必要がある。例えばリフレクトロン飛行時間型質量分析装置では、イオンを飛行空間に射出する際に加速電極に印加するパルス状の電圧、リフレクトロンの反射電極に印加する直流電圧、イオン検出器のマイクロチャンネルプレートや多段ダイノードなどに印加する直流電圧などの極性を、検出対象のイオンの極性に応じて切り替える必要がある。正イオン測定モードと負イオン測定モードとを高速に切り替えるには、上記のような各種印加電圧の極性の切替えを高速に行う必要があり、１系統の出力電圧の極性の切替えが高速に行える直流高圧電源装置が従来使用されている。

　図４は従来の直流高圧電源装置の一例の等価回路である。この電源装置は、正極性の高電圧＋ＨＶを発生する正電圧発生部１Ａと、負極性の高電圧－ＨＶを発生する負電圧発生部１Ｂと、正極側の高電圧スイッチ３Ａと、負極側の高電圧スイッチ３Ｂと、それら高電圧スイッチ３Ａ、３Ｂに流れるサージ電流を制限する保護抵抗５Ａ、５Ｂと、電圧出力端６に接続される負荷１００の電位を安定化するために負荷１００に並列に接続された出力コンデンサ４と、正電圧発生部１Ａの出力端及び負電圧発生部１Ｂの出力端にそれぞれ並列に接続された放電用抵抗９Ａ、９Ｂと、を含む。正電圧発生部１Ａは、交流高電圧を出力する励振回路１Ａ１と、該交流高電圧を直流高電圧に変換する整流回路１Ａ２と、直流高電圧に含まれるリップル成分を除去するフィルタ回路１Ａ３と、を含む。同様に負電圧発生部１Ｂは、交流高電圧を出力する励振回路１Ｂ１と、該交流高電圧を直流高電圧に変換する整流回路１Ｂ２と、直流高電圧に含まれるリップル成分を除去するフィルタ回路１Ｂ３と、を含む。放電用抵抗９Ａ、９Ｂは、整流回路１Ａ２、１Ｂ２に含まれるコンデンサ２１Ａ、２１Ｂ、フィルタ回路１Ａ３、１Ｂ３に含まれるコンデンサ３１Ａ、３１Ｂ、及び出力コンデンサ４に蓄積された電荷を放電するためのものである。

　なお、一般に、励振回路１Ａ１、１Ｂ１は、数kV以上の交流高電圧を生成するために、商用交流電力を直流電力に変換するＡＣ－ＤＣコンバータ、該ＡＣ－ＤＣコンバータによる直流電流をスイッチングするスイッチング素子、そのスイッチングされた電流が供給される１次巻線を含むトランスなどを含んで構成される。

　図６はこの直流高圧電源装置の動作説明図、図５は電圧出力端６から出力される電圧ＨＶoutの波形図である。図６において、Phase[1]は正極性の高電圧＋ＨＶを定常的に出力する状態、Phase[5]は負極性の高電圧－ＨＶを定常的に出力する状態である。この出力電圧の極性を正極性から負極性に変化させる際には、各部の状態は、Phase[1]の正電圧定常出力状態から、Phase[2]→[3]→[4]を経てPhase[5]の負電圧定常出力状態まで順に変化する。一方、出力電圧の極性を負極性から正極性に変化させる際には、各部の状態は、Phase[5]の負電圧定常出力状態から、Phase[6]→[7]→[8]を経てPhase[1]の正電圧定常出力状態まで順に変化する。図５中の[1]～[8]の各期間は図６中のPhase[1]～Phase[8]に対応する。

　以下、極性切替え時の動作を説明する。
　図６（ａ）に示すように、Phase[1]では、正極側励振回路１Ａ１はオン（動作）状態、正極側高電圧スイッチ３Ａもオン（閉成）状態である。他方、負極側励振回路１Ｂはオフ（非動作）状態、負極側高電圧スイッチ３Ｂもオフ（開成）状態である。このとき、正電圧発生部１Ａで生成された直流正電圧＋ＨＶが、高電圧スイッチ３Ａ、保護抵抗５Ａを介して負荷１００及び出力コンデンサ４に印加される。図６（ａ）中に太線矢印で示すように、電流が流れ（ただし、負荷１００に流れる電流の記載は省略している）、出力コンデンサ４及びフィルタ回路１Ａ３中のコンデンサ３１Ａはそれぞれ図６（ａ）中に記載のように蓄電される。なお、整流回路１Ａ２中のコンデンサ２１Ａも同様に蓄電されるが、通常、このコンデンサ２１Ａの容量はフィルタ回路１Ａ３中のコンデンサ３１Ａの容量に比べて十分に小さいので、無視するものとする。これは以下の説明でも同様である。

　次のPhase[2]では、正極側高電圧スイッチ３Ａがオン（閉成）状態に維持されたまま、正極側励振回路１Ａ１の動作が停止される（オフされる）。その直前まで正極側フィルタ回路１Ａ３中のコンデンサ３１Ａ及び出力コンデンサ４に蓄積されていた電荷は、図６（ｂ）中に太線矢印及び太点線矢印で示すように、放電用抵抗９Ａを通して放電される。これにより、出力電圧ＨＶoutは図５中に示すように＋ＨＶから指数関数的に低下する。保護抵抗５Ａの抵抗値は放電用抵抗９Ａの抵抗値に比べて十分に小さく無視できる。そのため、放電の時定数は、放電用抵抗９Ａの抵抗値と、フィルタ回路１Ａ３中のコンデンサ３１Ａの容量値（厳密にはこのコンデンサ３１Ａと正極側整流回路１Ａ２中のコンデンサ２１Ａとの並列合成容量値）と出力コンデンサ４の容量値との並列合成容量値との積に依存する。

　Phase[3]では、出力電圧ＨＶoutがほぼゼロになったあと、正極側高電圧スイッチ３Ａをオン（閉成）状態からオフ（開成）に切り替える一方、負極側高電圧スイッチ３Ｂをオフ（開成）状態からオン（閉成）に切り替える。

　続くPhase[4]では、負極側励振回路１Ｂ１をオフ（非動作）状態からオン（動作）状態にする。これにより、図６（ｄ）中に太線矢印で示すように電流が流れる。出力コンデンサ４は負極性に充電され、出力電圧ＨＶoutは図５中に示すように負極性側に上昇してゆく。そして、出力電圧ＨＶoutが所定の負電圧－ＨＶに到達するとPhase[4]から[5]に移行する。

　Phase[5]では、負極側励振回路１Ｂ１はオン（動作）状態、負極側高電圧スイッチ３Ｂはオン（閉成）状態に維持される。このとき、負電圧発生回路１Ｂで生成された直流負電圧－ＨＶが、高電圧スイッチ３Ｂ、保護抵抗５Ｂを介して負荷１００及び出力コンデンサ４に印加される。ここまでで、正極性から負極性への極性切替えが完了する。

　Phase[6]では、負極側高電圧スイッチ３Ｂがオン（閉成）状態に維持されたまま、負極側励振回路１Ｂ１の動作が停止される（オフされる）。その直前まで負極側フィルタ回路１Ｂ３中のコンデンサ３１Ｂ及び出力コンデンサ４に蓄積されていた電荷は、図６（ｆ）中に太線矢印及び太点線矢印で示すように、放電用抵抗９Ｂを通して放電される。これにより、出力電圧ＨＶoutは図５中に示すように－ＨＶから指数関数的に低下する。保護抵抗５Ｂの抵抗値は放電用抵抗９Ｂの抵抗値に比べて十分に小さく無視できる。そのため、放電の時定数は、放電用抵抗９Ｂの抵抗値と、フィルタ回路１Ｂ３中のコンデンサ３１Ｂの容量値（厳密にはこのコンデンサ３１Ｂと正極側整流回路１Ｂ２中のコンデンサ２１Ｂとの並列合成容量値）と出力コンデンサ４の容量値との並列合成容量値との積に依存する。

　Phase[7]では、出力電圧ＨＶoutがほぼゼロになったあと、負極側高電圧スイッチ３Ｂをオン（閉成）状態からオフ（開成）に切り替える一方、正極側高電圧スイッチ３Ａをオフ（開成）状態からオン（閉成）に切り替える。

　Phase[8]では、正極側励振回路１Ａ１をオフ（非動作）状態からオン（動作）状態にする。これにより、図６（ｈ）中に太線矢印で示すように電流が流れる。出力コンデンサ４は正極性に充電され、出力電圧ＨＶoutは図５中に示すように正極性側に上昇してゆく。そして、出力電圧ＨＶoutが所定の正電圧＋ＨＶに到達するとPhase[8]から[1]に移行する。

　図５に示すように、出力電圧ＨＶoutの極性を正から負へ又はその逆に切り替えるのに要する時間、即ち極性反転時間ｔRは、整流回路１Ａ２、１Ｂ２中のコンデンサ２１Ａ、２１Ｂ、フィルタ回路１Ａ３、１Ｂ３中のコンデンサ３１Ａ、３１Ｂ、及び出力コンデンサ４にそれぞれ蓄積された電荷を放電用抵抗９Ａ、９Ｂを通して放出して出力電圧ＨＶoutをほぼゼロまで低下させるための放電時間ｔdと、高電圧スイッチ３Ａ、３Ｂの切替えに要する切替時間ｔsと、励振回路１Ａ１、１Ｂ１を非動作状態から動作させて出力電圧ＨＶoutを所望の電圧値±ＨＶまで上昇させるための充電時間ｔcと、を合計した時間である。

　放電時間ｔdは、放電用抵抗９Ａ、９Ｂの抵抗値、正負の電圧発生部１Ａ、１Ｂ側のコンデンサ（整流回路１Ａ２、１Ｂ２中のコンデンサ２１Ａ、２１Ｂ及びフィルタ回路１Ａ３、１Ｂ３中のコンデンサ３１Ａ、３１Ｂ）の容量値と出力コンデンサ４の容量値との並列合成容量値とで決まる時定数に比例する。充電時間ｔcは、正負の電圧発生部１Ａ、１Ｂが供給可能である電流容量に反比例する。そのため、高電圧スイッチ３Ａ、３Ｂの切替時間ｔsが一定であるとした場合、極性反転時間ｔRを短縮するには、上記時定数を小さくして放電時間ｔdを短縮するか、電圧発生部１Ａ、１Ｂの電流容量を増大して充電時間ｔcを短縮するか、又はその両方を実施する必要がある。しかしながら、電圧発生部１Ａ、１Ｂの電流容量を増加することは装置のコストアップや装置のサイズ・重量の増加に繋がるため制約がある。また、電圧発生部１Ａ、１Ｂに含まれるコンデンサの容量や出力コンデンサ４の容量を小さくすると出力電圧のリップルやノイズが増加するおそれがあるため、やはり制約がある。したがって、一般的には、放電用抵抗９Ａ、９Ｂの抵抗値を小さくすることで放電時間ｔdを短縮するという手法を採らざるをえない。

　ところが、放電用抵抗９Ａ、９Ｂの抵抗値を小さくすると、定常出力時に該抵抗９Ａ、９Ｂに流れる電流が増加し、消費電力が増加して発熱量が多くなる。そのため、電源装置内部の温度上昇が大きくなり、出力電圧の安定度が悪化するという問題がある。これを回避するには、放電用抵抗９Ａ、９Ｂ付近の放熱を促進する必要があり、装置の大形化等に繋がる。また、放電用抵抗９Ａ、９Ｂで消費電力が増加するということは、それだけ電圧発生部１Ａ、１Ｂの電流容量を増加させる必要が生じるため、程度の差はあれ、装置のコストアップにも繋がる。

特開２００１－９９８２１号公報

「LCMS-IT-TOF　液体クロマトグラフ質量分析計　正負イオン高速切換測定」、［online］、株式会社島津製作所、［平成２８年２月３日検索］、インターネット＜URL: http://www.an.shimadzu.co.jp/lcms/it-tof3.htm＞

　本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的とするところは、装置のコストアップやサイズ・重量の増加、さらには装置内部の温度上昇などをできるだけ抑えながら、出力電圧の極性の切替えの高速化を図ることができる直流高圧電源装置を提供することである。

　上記課題を解決するために成された本発明は、正負の両極性の直流高電圧を選択的に出力する直流高圧電源装置において、
　a)交流電圧を発生する正極側交流電圧発生部、及び、該交流電圧を整流したあと平滑化する整流・平滑化部、を含み、正極性の直流高電圧を出力する正電圧発生部と、
　b)交流電圧を発生する負極側交流電圧発生部、及び、該交流電圧を整流したあと平滑化する整流・平滑化部、を含み、負極性の直流高電圧を出力する負電圧発生部と、
　c)前記正電圧発生部の電圧出力端及び前記負電圧発生部の電圧出力端にそれぞれ前記直流高電圧が出力される際に該電圧により逆方向バイアス状態となる向きに、前記電圧出力端にそれぞれ接続されたダイオードと、
　d)前記正電圧発生部の電圧出力端と正負共通である正負切換電圧出力端との間に接続された、正極側スイッチと保護抵抗とが直列に接続された第１の出力回路と、
　e)前記負電圧発生部の出力端と前記正負切換電圧出力端との間に接続された、負極側スイッチと保護抵抗とが直列に接続された第２の出力回路と、
　f)前記正負切換電圧出力端に接続される負荷と並列に接続された出力コンデンサと、
　g)前記正負切換電圧出力端からの出力電圧の正負の極性を切り替える際に、前記正極側交流電圧発生部及び前記負極側交流電圧発生部の動作を共に停止させた状態で、前記正極側スイッチ及び前記負極側スイッチを共に閉成するように、該正極側交流電圧発生部及び該負極側交流電圧発生部の動作、並びに、該正極側スイッチ及び該負極側スイッチの開閉動作を制御する制御部と、
　を備えることを特徴としている。

　本発明に係る直流高圧電源装置において、正負切換電圧出力端に接続された負荷に対し正極性の高電圧を定常的に出力する際には、正極側スイッチは閉成、負極側スイッチは開成され、正極側交流電圧発生部は動作状態、負極側交流電圧発生部は動非作状態、つまり停止状態とされる。また、負荷に対し負極性の高電圧を定常的に出力する際には、正極側スイッチは開成、負極側スイッチは閉成され、負極側交流電圧発生部は動作状態、正極側交流電圧発生部は動非作状態、つまり停止状態とされる。いずれの場合でも、正電圧発生部又は負電圧発生部から負荷に供給される電力によって、出力コンデンサや整流・平滑化部に含まれるコンデンサは蓄電される。

　例えば正負切換電圧出力端から正極性の高電圧を出力している状態からその電圧の極性を負に切り替える場合、制御部は正極側交流電圧発生部の動作を停止させるとともに、負極側スイッチを閉成する。これにより、正極側、負極側ともに交流電圧発生部の動作は停止状態となる一方、スイッチは正極側、負極側ともに閉成状態となる。これにより、出力コンデンサに正に蓄積していた電荷は、第２の出力回路及び負極側のダイオードを経て放出される。一方、正電圧発生部の整流・平滑化部に含まれるコンデンサに蓄積されていた電荷は、第１の出力回路、第２の出力回路、及び負極側のダイオードを経て放出される。

　即ち、従来であれば、負極側スイッチが閉成されないために形成されることのなかった第２の出力回路を含むループが形成され、該ループを通して放電が達成される。該ループ中には保護抵抗が含まれるが、保護抵抗の抵抗値を小さくしておけば時定数は小さいので、急速に放電が行われ出力電圧は短時間でゼロになる。また、該ループは放電電流を流す方向に順方向接続されたダイオードを含むため、該ダイオードと並列に接続されている負電圧発生部の整流・平滑化部に放電電流が流れることを防止することができる。そうして出力電圧がほぼゼロとなったあとに、制御部は正極側スイッチを開成し、負極側交流電圧発生部の動作を開始することで、負電圧発生部で生成した負極性の高電圧を正負切換電圧出力端から出力することができる。

　正負切換電圧出力端から負極性の高電圧を出力している状態からその電圧の極性を正に切り替える場合には、上記と逆の動作を行えばよい。
　このようにして本発明に係る直流高圧電源装置では、出力電圧の極性切替え時に、電力供給側である正電圧発生部や負電圧発生部に含まれるコンデンサに蓄積していた電荷、及び電力供給を受ける側である出力コンデンサに蓄積していた電荷の両方を迅速に放出することができる。それによって、出力電圧が短時間でほぼゼロになるため、出力電圧の極性の切替えに要する時間を従来よりも短縮することができる。

　本発明に係る直流高圧電源装置によれば、従来装置に比べて出力電圧の極性の切替えに要する時間を短縮することができる。それにより、本発明に係る直流高圧電源装置を例えばクロマトグラフ質量分析装置の質量分析装置における各種電極のための電源として用いれば、正イオン測定モードと負イオン測定モードとの切替えを迅速に行うことができ、測定モードの切替えに伴う測定不能期間を短縮して成分の検出漏れを軽減することができる。また、正イオン測定モードと負イオン測定モードとの切替えの周期を短縮して、より良好なクロマトグラムを作成することができる。

本発明の一実施例による直流高圧電源装置の等価回路図。本実施例の直流高圧電源装置の正負極性切替え時における出力電圧の波形図。本実施例の直流高圧電源装置の動作説明図。従来の直流高圧電源装置の一例の等価回路図。図４に示した直流高圧電源装置の正負極性切替え時における出力電圧の波形図。図４に示した直流高圧電源装置の動作説明図。

　以下、本発明に係る直流高圧電源装置の一実施例について図１～図３を参照しつつ詳細に説明する。図１は本実施例による直流高圧電源装置の等価回路図、図２は本実施例の直流高圧電源装置の正負極性切替え時における出力電圧の波形図、図３は本実施例の直流高圧電源装置の動作説明図である。なお、図４で説明した従来の直流高圧電源装置と同一の構成要素には同一の符号を付してある。

　図１と図４とを比較すれば明らかなように、本実施例の直流高圧電源装置において、正電圧発生部１Ａ、負電圧発生部１Ｂ、ＭＯＳＦＥＴ等である高電圧スイッチ３Ａ、３Ｂ、保護抵抗５Ａ、５Ｂ、出力コンデンサ４などの構成は従来の直流高圧電源装置と同じである。本実施例の直流高圧電源装置と従来装置との相違の一つは、正電圧発生部１Ａ及び負電圧発生部１Ｂの出力端に接続されていた放電用抵抗９Ａ、９Ｂに代えて、放電用ダイオード２Ａ、２Ｂが設けられている点である。この放電用ダイオード２Ａ、２Ｂはいずれも、正電圧発生部１Ａ及び負電圧発生部１Ｂの出力端にそれぞれ電圧が出力されるとき、該電圧により逆方向バイアス状態となる向きに接続されている。また、高電圧スイッチ３Ａ、３Ｂは駆動部８によりオン・オフ駆動され、この駆動部８及び励振回路１Ａ１、１Ｂ１は制御部７から供給される制御信号により動作するが、この制御部７における、出力電圧の正負極性切替え時の制御シーケンスが従来装置とは異なる。

　以下、この制御シーケンスとそれに伴う各部の動作を図２、図３を参照して説明する。
　図６と同様に、図３において、Phase[1]は正極性の高電圧＋ＨＶを定常的に出力する状態、Phase[5]は負極性の高電圧－ＨＶを定常的に出力する状態である。出力電圧の極性を正極性から負極性に変化させる際には、各部の状態は、Phase[1]の正電圧定常出力状態から、Phase[2]→[3]→[4]を経てPhase[5]の負電圧定常出力状態まで順に変化する。一方、出力電圧の極性を負極性から正極性に変化させる際には、各部の状態は、Phase[5]の負電圧定常出力状態から、Phase[6]→[7]→[8]を経てPhase[1]の正電圧定常出力状態まで順に変化する。図２中の[1]～[8]の各期間は、図３中のPhase[1]～Phase[8]に対応する。

　図３（ａ）に示すように、Phase[1]では、正極側励振回路１Ａ１はオン（動作）状態、正極側高電圧スイッチ３Ａはオン（閉成）状態である。他方、負極側励振回路１Ｂはオフ（非動作）状態、負極側高電圧スイッチ３Ｂはオフ（開成）状態である。このとき、正電圧発生回路１Ａで生成された直流正電圧＋ＨＶが、高電圧スイッチ３Ａ、保護抵抗５Ａを介して負荷１００及び出力コンデンサ４に印加される。図３（ａ）中に太線矢印で示すように、電流が流れ（ただし、負荷１００に流れる電流の記載は省略している）、出力コンデンサ４及びフィルタ回路１Ａ３中のコンデンサ３１Ａはそれぞれ図３（ａ）中に記載のような極性で蓄電される。なお、このときの電流の流れ等は図６（ａ）に示した従来装置におけるPhase[1]と全く同じである。

　次のPhase[2]では、制御部７の制御の下で、正極側高電圧スイッチ３Ａがオン（閉成）状態に維持されたまま、正極側励振回路１Ａ１の動作が停止される（オフされる）。また、負極側高電圧スイッチ３Ｂはオフ（開成）状態からオン（閉成）に切り替えられる。即ち、このPhase[2]では、励振回路１Ａ１、１Ｂ１は共に非動作状態となる一方、高電圧スイッチ３Ａ、３Ｂは共にオン状態となる。それにより、その直前まで正極側フィルタ回路１Ａ３中のコンデンサ３１Ａに蓄積されていた電荷は、図３（ｂ）中に太線矢印で示すように、正極側高電圧スイッチ３Ａ、正極側保護抵抗５Ａ、負極側保護抵抗５Ｂ、負極側高電圧スイッチ３Ｂ、負極側放電用ダイオード２Ｂを含む閉ループで放電され、保護抵抗５Ａ、５Ｂで消費される（熱に変換される）。一方、出力コンデンサ４に蓄積されていた電荷は、図３（ｂ）中の太点線矢印で示すように、負極側保護抵抗５Ｂ、負極側高電圧スイッチ３Ｂ、負極側放電用ダイオード２Ｂを含む閉ループで放電され、保護抵抗５Ｂで消費される。

　図３（ｂ）と図６（ｂ）とを比較すれば明らかであるように、本実施例の直流高圧電源装置では、高電圧スイッチ３Ａ、３Ｂが共にオン状態となるため、負極側保護抵抗５Ｂ、負極側高電圧スイッチ３Ｂ、負極側放電用ダイオード２Ｂを含むループが形成され、このループを通しての放電が可能となる。このとき、例えば負極側放電用ダイオード２Ｂがないとすると、負極側保護抵抗５Ｂ、負極側高電圧スイッチ３Ｂを経た大きな放電電流が負電圧発生部１Ｂに流れてしまい、該電圧発生部１Ｂ中の回路素子を破壊するおそれがあるため、それに耐え得る素子を用いる等の対策を採る必要がある。これに対しこの電源装置では、負極側放電用ダイオード２Ｂによって放電電流が負電圧発生部１Ｂに流れることを回避することができ、電圧発生部１Ａ、１Ｂにおいて上記のような対策が不要である。

　コンデンサ２１Ａ、３１Ａ、出力コンデンサ４に蓄積されていた電荷はそれぞれ上述した経路で放出されるため、コンデンサ２１Ａ、３１Ａの容量値が出力コンデンサ４の容量値に比べて十分に小さいとすると、放電の時定数は、負極側保護抵抗５Ｂの抵抗値と出力コンデンサ４の容量値との積に依存する。保護抵抗５Ａ、５５Ｂの抵抗値は従来装置における放電用抵抗９Ａ、９Ｂの抵抗値に比べるとかなり小さい。そのため、この放電の時定数は従来装置に比べて小さく、図２に示すように、出力電圧ＨＶoutは短時間でゼロになる。

　Phase[3]では、出力電圧ＨＶoutがほぼゼロになったあと、負極側高電圧スイッチ３Ｂをオフ状態に維持したまま、正極側高電圧スイッチ３Ａをオン（閉成）状態からオフ（開成）に切り替える。これにより図６（ｃ）に示した従来装置におけるPhase[3]と同じ状態となる。

　そして、Phase[4]では、負極側励振回路１Ｂ１をオフ（非動作）状態からオン（動作）状態にする。これにより、図３（ｄ）中に太線矢印で示すように電流が流れる。出力コンデンサ４は負極性に充電され、出力電圧ＨＶoutは図２中に示すように負極性側に上昇してゆく。そして、出力電圧ＨＶoutが所定の負電圧－ＨＶに到達するとPhase[4]から[5]に移行する。

　Phase[5]では、負極側励振回路１Ｂ１はオン（動作）状態、負極側高電圧スイッチ３Ｂはオン（閉成）状態に維持される。このとき、負電圧発生回路１Ｂで生成された直流負電圧－ＨＶが、高電圧スイッチ３Ｂ、保護抵抗５Ｂを介して負荷及び出力コンデンサ４に印加される。ここまでで、正極性から負極性への極性切替えが完了する。

　Phase[6]では、制御部７の制御の下で、負極側高電圧スイッチ３Ｂがオン（閉成）状態に維持されたまま、負極側励振回路１Ｂ１の動作が停止される（オフされる）。また、正極側高電圧スイッチ３Ａはオフ（開成）状態からオン（閉成）に切り替えられる。即ち、このPhase[6]ではPhase[2]と同様に、励振回路１Ａ１、１Ｂ１は共に非動作状態となる一方、高電圧スイッチ３Ａ、３Ｂは共にオン状態となる。それにより、その直前まで負極側フィルタ回路１Ｂ３中のコンデンサ３１Ｂに蓄積されていた電荷は、図３（ｆ）中に太線矢印で示すように、負極側放電用ダイオード２Ａ、正極側高電圧スイッチ３Ａ、正極側保護抵抗５Ａ、負極側保護抵抗５Ｂ、負極側高電圧スイッチ３Ｂ、を含む閉ループで放電され、保護抵抗５Ａ、５Ｂで消費される（熱に変換される）。一方、出力コンデンサ４に蓄積されていた電荷は、図３（ｆ）中の太点線矢印で示すように、正極側放電用ダイオード２Ａ、正極側保護抵抗５Ａ、正極側高電圧スイッチ３Ａ、を含む閉ループで放電され、保護抵抗５Ａで消費される。

　このとき、Phase[2]と同様に、正極側放電用ダイオード２Ａによって放電電流が正電圧発生部１Ａに流れることを回避することができる。また、コンデンサ２１Ａ、３１Ａ、出力コンデンサ４に蓄積されていた電荷はそれぞれ上述した経路で放出されるため、コンデンサ２１Ａ、３１Ａの容量値が出力コンデンサ４の容量値に比べて十分に小さいとすると、放電の時定数は、正極側保護抵抗５Ａの抵抗値と出力コンデンサ４の容量値との積に依存する。上述したように保護抵抗５Ａ、５５Ｂの抵抗値は従来装置における放電用抵抗９Ａ、９Ｂの抵抗値に比べるとかなり小さいため、放電の時定数は従来装置に比べて小さく、図２に示すように、出力電圧ＨＶoutは短時間でゼロになる。

　Phase[7]では、出力電圧ＨＶoutがほぼゼロになったあと、負極側高電圧スイッチ３Ｂをオン（閉成）状態からオフ（開成）に切り替える。これにより図６（ｇ）に示した従来装置におけるPhase[7]と同じ状態となる。

　そして、Phase[8]では、正極側励振回路１Ａ１をオフ（非動作）状態からオン（動作）状態にする。これにより、図６（ｈ）と同様に、図３（ｈ）中に太線矢印で示すように電流が流れる。出力コンデンサ４は正極性に充電され、出力電圧ＨＶoutは図２中に示すように正極性側に上昇してゆく。そして、出力電圧ＨＶoutが所定の正電圧＋ＨＶに到達するとPhase[8]から[1]に移行する。

　従来装置と同様に、極性反転時間ｔRは放電時間ｔdと切替時間ｔsと充電時間ｔcとを合計した時間である。このうち、切替時間ｔsと充電時間ｔcは従来装置と同じである。一方、上述したように放電の時定数が小さいため、放電時間ｔdは従来装置に比べて短くなる。その結果、極性反転時間ｔRは従来装置に比べて短縮され、正負の高速な切替えが可能となる。

　ここで、本実施例の直流高圧電源装置と従来装置との極性反転時間ｔRを具体的に比較する。比較のために、以下のように条件を定めた。
　（条件１）正負の電圧発生部１Ａ、１Ｂの出力電圧±ＨＶは±１０kVとする。
　（条件２）正負の電圧発生部１Ａ、１Ｂの電源容量は１０Ｗ、出力電流は１mAとする。
　（条件３）負荷１００の容量を併せた出力コンデンサ４の容量は１０nFであり、電圧発生部１Ａ、１Ｂに含まれるコンデンサ２１Ａ、３１Ａ、２１Ｂ、３１Ｂの容量はいずれも出力コンデンサ４の容量に比べて十分に小さく無視できるものとする。また、負荷１００の抵抗値は電源装置の出力インピーダンスに比べて十分に大きく、負荷１００に流れる電流は無視できるものとする。
　（条件４）高電圧スイッチ３Ａ、３Ｂの最大スイッチング電力は１００Ｗ、切替時間ｔsは１msecとする。
　（条件５）従来装置における放電用抵抗９Ａ、９Ｂでの定常的な消費電力は１Ｗ以下とする。

　本実施例の直流高圧電源装置、従来装置ともに、（条件１）、（条件２）及び（条件３）から、充電時間ｔcは、１０[nF]×１０[kV]/１[mA]＝１００[msec]、と求まる。また、（条件４）から、切替時間ｔsは１[msec]である。他方、従来装置において、（条件１）及び（条件５）から、放電用抵抗９Ａ、９Ｂの抵抗値は１０[kV]^2/１[Ｗ]＝１００[MΩ]である。放電の時定数は１００[MΩ]×１０[nF]＝１[sec]であり、時定数の３倍、即ち、規定の出力電圧値である１０kVの５％にまで出力電圧が低下する時間を放電時間ｔdとすると、放電時間ｔdは３secとなる。これに対し、本実施例の直流高圧電源装置では、（条件４）から、保護抵抗５Ａ、５Ｂの抵抗値は１０[kV]^2/１００[Ｗ]＝１[MΩ]である。放電の時定数は１[MΩ]×１０[nF]＝１０[msec]であり、上述したように時定数の３倍を放電時間ｔdとすると、放電時間ｔdは３０msecとなる。

　以上のことから、上記条件の下での従来装置における極性反転時間ｔRは、ｔR＝ｔd＋Ｔc＋ｔs＝３sec＋１msec＋１００msec＝３．１０１secと求まる。一方、本実施例の直流高圧電源装置における極性反転時間ｔRは、ｔR＝ｔd＋Ｔc＋ｔs＝３０msec＋１msec＋１００msec＝０．１３１secと求まる。これから、本実施例の直流高圧電源装置では極性反転時間ｔRを従来装置の１／２５以下に短縮できることが分かる。また、本実施例の直流高圧電源装置では、放電用抵抗が不要であるため、定常出力時の電力損失（上記条件の下では１Ｗ）が発生せず、その分だけ電源装置内部の温度上昇を抑えることができるという利点もある。それによって、温度上昇に伴う出力電圧の不安性さが無くなり、出力電圧の安定性向上にも繋がる。

　なお、上記実施例は本発明の一例にすぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜に変形、追加、修正を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。

　また、図１に示した回路構成は等価回路であるから、実際の回路では様々な実装が可能であることも当業者であれば容易に想到し得る。例えば、高電圧スイッチ３Ａ、３ＢとしてはＭＯＳＦＥＴのほかに、バイポーラトランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、メカニカルリレー等、他のスイッチング素子を用いた構成とすることができる。また、放電用ダイオード２Ａ、２Ｂの両端には例えば数kV以上もの高電圧が掛かるから、複数のダイオードやそれに相当する素子を複数直列接続した構成を採ることで一つの素子当たりの耐圧を抑えることも当然可能である。
　また、励振回路１Ａ１、１Ｂ１は交流高電圧を出力可能でありさえすればその構成を問わないが、典型的には、上述したように、商用交流電力を直流電力に変換するＡＣ－ＤＣコンバータ、該ＡＣ－ＤＣコンバータによる直流電流をスイッチングするＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子、そのスイッチングされた電流が供給される１次巻線を含むトランスなどを含んで構成されるものとするとよい。

１Ａ…正電圧発生部
１Ｂ…負電圧発生部
１Ａ１、１Ｂ１…励振回路
１Ａ２、１Ｂ２…整流回路
１Ａ３、１Ｂ３…フィルタ回路
２１Ａ、２１Ｂ、３１Ａ、３１Ｂ…コンデンサ
２Ａ、２Ｂ…放電用ダイオード
３Ａ、３Ｂ…高電圧スイッチ
４…出力コンデンサ
５Ａ、５Ｂ…保護抵抗
６…電圧出力端
７…制御部
８…駆動部

Claims

　正負の両極性の直流高電圧を選択的に出力する直流高圧電源装置において、
　a)交流電圧を発生する正極側交流電圧発生部、及び、該交流電圧を整流したあと平滑化する整流・平滑化部、を含み、正極性の直流高電圧を出力する正電圧発生部と、
　b)交流電圧を発生する負極側交流電圧発生部、及び、該交流電圧を整流したあと平滑化する整流・平滑化部、を含み、負極性の直流高電圧を出力する負電圧発生部と、
　c)前記正電圧発生部の電圧出力端及び前記負電圧発生部の電圧出力端にそれぞれ前記直流高電圧が出力される際に該電圧により逆方向バイアス状態となる向きに、前記電圧出力端にそれぞれ接続されたダイオードと、
　d)前記正電圧発生部の電圧出力端と正負共通である正負切換電圧出力端との間に接続された、正極側スイッチと保護抵抗とが直列に接続された第１の出力回路と、
　e)前記負電圧発生部の出力端と前記正負切換電圧出力端との間に接続された、負極側スイッチと保護抵抗とが直列に接続された第２の出力回路と、
　f)前記正負切換電圧出力端に接続される負荷と並列に接続された出力コンデンサと、
　g)前記正負切換電圧出力端からの出力電圧の正負の極性を切り替える際に、前記正極側交流電圧発生部及び前記負極側交流電圧発生部の動作を共に停止させた状態で、前記正極側スイッチ及び前記負極側スイッチを共に閉成するように、該正極側交流電圧発生部及び該負極側交流電圧発生部の動作、並びに、該正極側スイッチ及び該負極側スイッチの開閉動作を制御する制御部と、
　を備えることを特徴とする直流高圧電源装置。