WO2017121446A1 - Procedes et dispositifs de comptage d'une duree de service pour un signal d'horloge etale ainsi que de determination ou generation d'une duree reelle de temps - Google Patents

Procedes et dispositifs de comptage d'une duree de service pour un signal d'horloge etale ainsi que de determination ou generation d'une duree reelle de temps Download PDF

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time
service
clock
signal
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Angelo Pasqualetto
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Continental Automotive France
Continental Automotive Gmbh
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    • G06F1/04—Generating or distributing clock signals or signals derived directly therefrom
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    • H04B15/04—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus the interference being caused by substantially sinusoidal oscillations, e.g. in a receiver or in a tape-recorder
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/0805—Details of the phase-locked loop the loop being adapted to provide an additional control signal for use outside the loop

Definitions

  • the subject of the present invention is a method for counting a time-measuring duty time on a clock signal comprising periodic clock transitions as well as for determining an actual duration of time measurement as a function of time. service life, the clock signal having been spread spectrum.
  • the present invention also relates to a method of compensating for the difference between service times and actual times of time measurement in the clock signal.
  • the present invention relates to respective counting and compensation circuits for implementing these methods.
  • the present invention applies to a clock signal having undergone a frequency spectrum spread to decrease the amplitude of the clock frequency line according to a periodic variation algorithm causing a frequency modulation of the clock transitions of the clock. signal and creating a difference between actual duration and service life.
  • a clock signal is an oscillating and periodic electrical signal that paces the actions of an electronic circuit and in particular the synchronization of the various elements present in the circuit.
  • the clock signal periodically exhibits a clock transition occurring at a precise clock frequency.
  • This clock frequency of an electronic circuit for example a specific application integrated circuit better known by the abbreviation of ASIC or a microprocessor, is visible during electromagnetic interference measurements, these measurements evaluating the perturbation caused by the electronic circuit on other electronic devices in its environment.
  • FIG. 1 it can be seen a percentage of precision, indicated on the ordinate, as a function of the time, indicated on the abscissa, of the clock signal having undergone a spread spectrum by a linear variation algorithm of plus or minus 5%. of the clock frequency and a period of 100 ps of the linear variation algorithm.
  • the most commonly used variation algorithm is a linear, periodic and symmetric algorithm because it gives a uniform distribution of the clock frequency in a chosen frequency range.
  • FIG. 2 there is illustrated a nonlimiting example of a linear, periodic and symmetrical spectrum spreading algorithm.
  • an algorithm it is possible to cite, without being limiting, a sinusoidal algorithm or a linear algorithm with step variations in steps forming steps.
  • Figure 2 is in two parts, with a first part on the left illustrating a linear and symmetrical linear variation algorithm in AES triangles, AES being the acronym for spectral spreading algorithm, as a function of time.
  • the AES algorithm has at frequency F a positive maximum of frequency offset Fhmax and a negative frequency offset maximum Fhmin periodically succeeding one another with a period t_p during a time t.
  • the spread spectrum caused by the implementation of this AES variation algorithm is shown in the right-hand part of FIG. 2.
  • the spread spectrum-free clock frequency line, referenced Fh has been transformed into a zone. frequency level slightly higher than the spectral background noise. This zone is framed by a minimum frequency Fhmin and a maximum frequency Fhmax after spread spectrum.
  • US-A-6,731,667 discloses a clock signal recovery circuit for reducing electromagnetic emissions by spread spectrum.
  • a spread spectrum generator receives an input clock signal and generates a frequency modulated clock signal.
  • a null delay buffer processes the modulated clock signal and generates an output clock signal.
  • the frequency modulated clock signal and the output clock signal are aligned in phase so that there is no phase difference between the output clock signal and the modulated clock signal. frequency.
  • the clock recovery circuit further includes a delay lock loop circuit that reduces the frequency offset.
  • a delay lock loop circuit that reduces the frequency offset.
  • the problem underlying the present invention is to perform, on the one hand, an offset measurement of the clock signal and, on the other hand, compensation for this offset.
  • the present invention relates to a method for counting a time measurement service time on a clock signal comprising periodic clock transitions in an electronic circuit and for determining an actual measurement time of time as a function of the service life, the spread spectrum clock signal according to a periodic variation algorithm causing a frequency modulation of the clock transitions of said signal and creating a difference between actual duration and service life, remarkable in that it is counted during successive increments of time of at least one service time for starting, a service time for stopping and, from these service times for starting and for stopping, the real time for starting and stopping used to calculate the actual measurement time according to the parameters of the algorithm is determined. hme of variation.
  • the present invention is based on the fact that, as a specific spectrum spreading algorithm, having known variation parameters varying the clock frequency in a limited frequency band, is applied to the clock signal, it is It is possible to use these variation parameters to establish a relationship between actual measurement time and service life in order to keep the time counters as accurate as they were before spread spectrum.
  • the service life can also be counted at the same time as the service times for starting and stopping.
  • the difference between the actual measurement time tmr and the service life tms is established as a function of the actual times t_d, t_a for the start and for stopping and service times t_d_s, t_a_s for starting and stopping according to the following formula:
  • Tmr - tms (t_a - t_a_s) - (t_d -t_d_s)
  • the parameters of the algorithm are at least the period of the algorithm and an application point of the algorithm referring to the maximum or minimum frequencies or to a midpoint between maximum and minimum frequencies.
  • any multiple of the period of the algorithm is expressed by the same value of service time and real time and does not contribute in this difference.
  • counting of the service times for starting and for stopping as well as the service life is carried out, an arming pulse being sent to mark the initialization of the method, a synchronization pulse being periodically transmitted in correspondence with the variation algorithm, with, for each respective count of times and duration of service, an emission of a starting pulse initiating the start of the counting of the service time for the stop and the duration of service for the measuring and initiating the end of the counting of the duty time for start-up, the service time for starting being counted between the last synchronization pulse preceding the start pulse and this starting pulse, the service life being counted between starting pulse and the pulse for stopping, the pulse for stopping also ending the counting of the service time for stopping starting with the last one e synchronization pulse preceding the stop pulse.
  • a table is created giving the actual duration as a function of the service life and a statement giving the differences rounded to a multiple of a clock period as a function of a rank in a succession of pulses.
  • the invention also relates to a method for compensating for the difference between service times and actual times of time measurement, which comprises a method for determining a service life on a clock signal in an electronic circuit as described above, wherein the compensation is based on the actual and previous duty times according to previous clock pulses with:
  • a constant stub is added as a positive natural path sufficient for the first and second errors to always be greater than 0.
  • the invention comprises a counting circuit for implementing such a method of determining a service life with respect to a clock signal, which comprises three time counters associated respectively with the counting of the service time for starting the measurement, the operating time for stopping the measurement and the measuring service time and the means for transmitting arming pulses, clock pulses, synchronization pulses , pulses for the start and pulses for stopping, with:
  • a first toggle switch transmitting a start signal to the first counter measuring a service time for starting, materializing an arming of the measuring system, setting the start signal to a first arming pulse and setting to 0 of the signal by a start pulse, the counting of the time by the first counter taking place according to a clock signal when the starting signal is set to 1, Means for transmitting to the first counter a first synchronization pulse resetting the first counter to 0,
  • a second toggle switch transmitting a so-called start-stop duration signal to a second counter measuring a duration of service, setting the signal to a starting pulse and setting the signal to 0 by a pulse for stopping, counting time by the second counter based on the clock signal when the signal for the stop is set to 1,
  • a third toggle switch transmitting a stop signal to a third counter measuring a service time for stopping with a setting of the signal by an arming pulse and a setting of the signal by a stopping pulse the counting of the time by the third counter taking place according to the clock signal when the stop signal is set,
  • Transmission means at the third synchronization pulse counter resetting the third counter to zero
  • Respective transmission means to the three counters of an arming pulse resetting these counters to zero.
  • the invention comprises a compensation circuit for implementing such a method for compensating the difference between the service measurement duration and the actual measurement duration, which comprises:
  • a pulse counter in a clock signal circuit assigning a rank to each pulse of a succession of pulses
  • a direction register determining an addition or a retrenchment in the update of a dynamic bias by a first evaluation cell of a first error, the first cell presenting, for each pulse, means for adding or removing retrench dynamic bias to the first error
  • FIG. 1 is a curve showing the percentage of inaccuracy during a spread spectrum with a linear variation algorithm of 5% of the clock frequency and a period of 100 ⁇ , without the compensation correction. proposed by the present invention,
  • FIG. 2 consists of two schematic representations with, on the one hand, a part of the curve of the spread spectrum variation algorithm with a variation of frequency over time, this algorithm being of the linear variation type, periodic and symmetrical and, on the other hand, the spectral impact, ie a range of clock frequency variation after spread spectrum.
  • the method of counting and determining a real time measurement time as a function of the service life as well as the compensation method of a clock transition modulation according to the present invention can be implemented in connection with such a spread spectrum algorithm,
  • FIG. 3 shows various embodiments of a variation algorithm for spread spectrum on the clock frequency spreading signal, the application of each of these embodiments giving a specific spectral density, the methods according to FIG. the present invention can be implemented for the clock signal having undergone such spreading,
  • FIGS. 4a, 4b, 4c and 4d respectively illustrate the variation in frequency of four different modes of variation algorithm for a spread spectrum with illustrations to these figures of the duration of service and of the actual duration, the methods according to FIG. the present invention can be implemented for such algorithms,
  • FIGS. 5 and 6 show, for FIG. 5, a diagram of a counting circuit for the steps of counting a service life in the methods according to the present invention and, for FIG. 6, a chronogram of the various pulses and signals punctuating the counting of the service life in the methods according to the present invention
  • FIGS. 7a, 7b and 8a, 8b illustrate a diagram of the compensation circuit for implementing the compensation method according to the present invention, this circuit being shown in FIG. 7a under its mode of embodiment for an example of a periodic and symmetrical algorithm and in FIG. 7b for the same example of a periodic algorithm without recourse to symmetry, this circuit being shown in FIG. 8a under its embodiment for a periodic and symmetric algorithm and FIG 8b in its embodiment of a periodic algorithm, symmetrical or not.
  • the present invention relates, after spectrum spreading performed on a frequency band relating to the suppression of a clock line, the correction in synchronization of the value of the counters taking into account the type of variation algorithm applied for the first time. spread spectrum.
  • This correction is broken down, on the one hand, into a count of a measurement service life and the establishment of a correspondence, as a consequence of the clock modulation, between the measurement service life and an actual duration. for determining the actual duration and, on the other hand, compensating for this clock shift.
  • the counting and determination of the actual duration can be done without being followed by compensation or by implementing another form of compensation.
  • the counting and the correspondence are made before the compensation, the compensation taking into account the counting and the correspondence relation established between the length of service and the actual duration.
  • FIG. 3 shows the effect of several variation algorithms for spectrum spreading AES on the frequency spectrum with their effect on a spectral density referenced DS. It includes a linear variation algorithm that results in a square-wave spectral density, a sinusoidal variation algorithm that results in a double-bump spectral density, a rectified sinusoidal variation algorithm (negative half-waves) that results in a spectral density evoking a trapezoid rounded.
  • Other forms of algorithms could include a stepped stair algorithm that would result in a comb-shaped spectral density, and an algorithm with steeper slopes that would result in a bell-shaped spectral density. .
  • the spectral densities all have the same area, which implies a very high level for the frequency comb, compared to other forms of spectral density.
  • the frequency comb already represents, however, a substantial interest with respect to a single frequency (no modulation), the amplitude being divided by the number of steps in the form of steps.
  • the maximum positive variation of the spread spectrum algorithm has been chosen as synchronization instant. This synchronization is used in clearing the counters.
  • another point of the algorithm curve may be selected, for example the negative maximum of variation, the nominal value or any other point of the algorithm curve and consequently the frequency spreading signal of the algorithm. clock.
  • FIGS. 4a to 4d give non-limiting examples of periodic variation algorithms for spread spectrum that can be used in the context of the invention.
  • the algorithms used are those already mentioned in FIG.
  • FIG. 4a shows the aforementioned linear algorithm
  • FIG. 4b shows the application of a periodic sinusoidal algorithm
  • FIG. 4c shows the application of a linear algorithm with a succession of staircase steps
  • FIG. 4d shows a non-symmetric variation algorithm, consisting of negative sinusoidal alternations
  • FIG. 4c shows a variation algorithm where the variation slopes are accelerated on the modulation minima and maximums.
  • Other forms of variation algorithm for spectral spreading are also possible, for example a very specific bell-shaped variation algorithm.
  • the clock frequency distribution in a frequency reference is specific to the algorithm.
  • a real measurement time tmr starting with a real time for start t_d and ending by a real time for stopping t_a
  • the counter is active over a service life tms, which is a time reported by the electronic circuit, and which is different from the actual duration tmr.
  • the service life tms is affected by the frequency variations generated by the spread spectrum.
  • the actual duration tmr is never directly accessible given the variation of the clock frequency as a function of the time f (t) which is experienced in a spread spectrum.
  • the service life tms varies in a discrete manner, that is to say in steps, since its value only increases with each significant transition of the clock signal.
  • the service life tms starts at a service time for start t_d_s and ends at a service time for stop t_a_s.
  • the service time for start t_d_s is different from the actual time for start t_d.
  • the service life tms is different from the actual measurement time tmr.
  • the service time for the stop t_a_s is different from the actual time for the stop t_a.
  • a departure event ED corresponds to the service time for start t_d_s and an end event EA corresponds to the service time for stop t_a_s.
  • the present invention provides according to one of its aspects to find, on the one hand, a real time for the start t_d from a service time for the start t_d_s and, secondly, a real time for the stop t_a from a service time for stopping t_a_s, which then allows to find the actual measurement time tmr.
  • Table 1 gives an example of this conversion of service time for start or stop respectively t_d_s and t_a_s for the reproduction of a real time t_d for the start or t_a for the stop, this for the algorithm d spread spectrum of the type mentioned above and shown in Figure 4a.
  • the variation algorithm has a period of 40 ps and a frequency variation between 4.5 MHz and 5.5 MHz.
  • Table 1 represents just one dependent example of variation algorithm parameters with a period, a modulation amplitude for spread spectrum, a symmetric or asymmetric variation type, and a nominal frequency. specific clock. All these parameters can change and serve for the development of a table other than the table. On the other hand, the principle of determining an actual duration tmr as a function of a service life tms remains the same.
  • a time measurement service time tms on a clock signal having periodic clock transitions in an electronic circuit and determining the difference between a real time tmr of measurement of time and the service life tms, it is counted for successive increments of time at least a service time for the stop t_a_s and the service life tms, if necessary also a time service for start t_d_s. From these service times for starting and for stopping t_d_s, t_a_s, it is proceeded to the determination of actual times for start and stop t_d, t_a used to calculate the actual measurement time. This determination or matching is done according to the parameters of the variation algorithm.
  • a modulated time is used, according to the AES spectrum spreading algorithm, varying continuously but undergoing clock frequency variations with a very small granularity as if a time interval of infinitely small. was the period of the clock frequency:
  • fr is the value of the reference frequency close to the nominal frequency fn
  • f (t) is the frequency as a function of t
  • t is the time.
  • the maximum frequency Fhmax is obtained at a frequency of fn. (1 + v) and the minimum frequency Fhmin is obtained at a frequency of fn. (1-v).
  • t1 the time of reaching a minimum frequency Fhmin
  • t2 t_p the time of reaching a maximum frequency Fhmax
  • the frequency fj for the element j is calculated from the time element tj:
  • tej tei + (tj - ti) x fr / fj
  • the granularity dt tj - ti, which is the same independently of j, should be chosen as low as possible.
  • the disadvantage is that the number of elements is increased. There is a risk that the accumulation of rounding errors will lead to a significant error.
  • te (t1) t1. This would not be the case if the frequency fr was taken equal to the nominal frequency fn.
  • the clock is in the repository of modulated time te and not t. We use the conservation of reports:
  • each clock pulse modulated is a multiple of one twentieth of the clock period in the modulated time referential te, but Te varies from one clock pulse to the next.
  • ts is expressed in the service frame by a multiple of the nominal period, that is, by nx 0.2 ps, but the actual value of time is the antecedent t in the transformation te (t ).
  • variable fr could also have been obtained by spreadsheet calculation by:
  • t_np is the duration for several periods occurring between synchronizations during the actual duration tmr. This duration t_np starts at a synchronization before the departure event ED and stops at the synchronization before the event for the stop EA. This duration is invariant in the real and service time frames whereas there is a compensation of the offsets on each period, so that:
  • tmr - tms (t_a - t_a_s) - (t_d - t_d_s)
  • the simulation is undertaken for a duration to be measured varying between 1 and 20 ps per 50 ns interval.
  • the clock period is calculated according to the current frequency using the variation algorithm starting at 5.5 MHz at the synchronization time.
  • the period of the variation algorithm t_p is assumed to be constant.
  • the service times for start and stop respectively t_d_s and t_a_s are calculated according to a clock signal, which will be referenced ih_s in the figures.
  • the real time tmr is determined from the service life tms as a function of the variation algorithm used. As the initial duration is precisely known, it is possible to compare the accuracy of time measurement.
  • the error on the service measurement time tms is an absolute value equal to - tmr) / tmr ⁇ , tmr being as previously mentioned the actual measurement time.
  • the same procedure is used regardless of the variation algorithm used for the spread spectrum.
  • FIG. 5 shows a counting circuit for performing measurements of time and duration of service intended for a processing using the table 1.
  • This counting circuit carries out the accounting by three different counters C1, C2 and C3 of the measured starting service times. t_d_s and for the stop t_a_s as well as the service life tms.
  • FIG. 5 is to be taken in conjunction with FIG. 6 in order to understand the respective tripping instants of the various signals and pulses spread over time during consecutive periods of the variation algorithm and the counting of times and service times.
  • An arming pulse IARM sets the initial conditions before starting pulse counting. This arming occurs before the start event and the start event occurs before the event for the stop.
  • the counters C1, C2 and C3 are reset by the arming pulse iARM.
  • the arming pulse iARM is supposed to arrive with a sufficient margin with respect to the beginning of the measurement, that is to say before the synchronization pulse which precedes the moment of departure materialized by the pulse id.
  • the synchronization, the starting and stopping events are materialized by a specific pulse namely respectively an isync synchronization pulse, a start pulse id for the departure of the counter C2 and the stoppage of the counter C1 and a pulse ia for the stops C2 and C3 counters.
  • the clock is based on a frequency modulated therefore in the service time frame and emits clock pulses ih_s.
  • a first rocker B1 for the service time measurement circuit for start t_d_s transmits a start signal sd at the value 1 on receipt of the arming pulse iARM at the input M1 of the rocker B1. , this pulse putting it in the transmission position of the start signal sd to the value 1.
  • the pulses of the clock i h_s can be counted in the counter C1 associated with this start signal sd.
  • the counter C1 is reset at each isync synchronization pulse corresponding to a resetting pulse of the counter C1 as long as the start signal sd remains at its value 1.
  • the signal starting sd is at its value 0, there is no longer reset counter C1 and the service time value for start t_d_s can then be delivered by the counter C1.
  • a second rocker B2 for the service life measuring circuit for the tms stop transmits a start-stop duration signal sda at the value 1 upon receipt of a pulse of start id by the entry M1. This lasts as long as a stop impulse ia is not output to the MO input of the second flip-flop B2, setting the start-stop time signal sda to the value 0.
  • the counter C2 is relative to the service life tms. From and as long as the start-stop signal sda is at its value 1, the clock pulses ih_s are transmitted to counter C2 for counting pulses for service time tms.
  • the measurement zone by the counter C2 of the service life tms is referenced Z2 in FIG. 6.
  • the measurement is made available in zone Z4.
  • a third rocker B3 for the circuit for measuring the service time for the stop t_a_s emits a stop signal sa at the value 1 on receipt of an arming pulse iARM by its input M1. This lasts as long as a stop pulse ia is not transmitted to the third flipper B3 by its input MO, then setting the stop signal to 0.
  • the pulses of the clock i_h_s are counted in the counter C3 associated with this stop signal.
  • This counter C3 is reset to 0 at a synchronization pulse corresponding to a resetting pulse of the counter C3 as long as the stop signal sa remains at its value 1.
  • the area of provision of the service time for the stop t_a_s and the service life tms is referenced Z4, so a common area for the provision of service times for start and stop t_d_s, t_a_s and the service life tms.
  • Figures 7a, 7b, 8a, 8b illustrate compensation circuits for the generation of real time.
  • tgr for real generation time
  • tgs for service generation time differentiating them from the actual measurement times and previous service.
  • the difficulty is that the real time tgr can be deduced, in the previously described method, only by a calculation itself consuming time from the service life tgs.
  • Table 2 The boxes surrounded are the boxes for which there is an increase or a decrease of the time offset expressed in number of clock pulses.
  • a table 3 represents the table 2 as a function of the clock pulse rank.
  • the service time is replaced by the rank of the service clock transition, we can say that it is the service time expressed in number of pulses.
  • the service time 1, 2 ⁇ is replaced by the result of its division by 0.2 ⁇ , ie 6.
  • the first column of table 3 represents the tens (0 in this case) and the first line represents the units (6 in this case). So, the input is the rank of the modulated clock pulse and the output the difference (real time - duty time), expressed in clock pulse offset.
  • Table 4 applies the correction shown in Table 3 to the rank of pulses. This allows an estimation of the real time as a function of the service time. That is to say, if we add the service time value, expressed in number of pulses, to this difference (real time - service time), we find the value of the real time, expressed in number of pulses .
  • Table 4 taking as an example the 1 51 th pulse of the modulated clock which is represented in line 15 and in column 1, this being the second of the columns which go from 0 to 9 in an interval of 1 the compensated result indicates 153 pulses instead of 1 51 of a regular clock period of 0.2 ps, which gives:
  • Table 1 previously indicated that for 30.2 ps of measured service time, the actual time is 30.697 ps.
  • a real-time circuit implementing table 4 would prevent the 6 th , 20 th , 52 th , 1 55 th , 184 th and 196 th clock pulses from increasing the count to the next pulse while the 55 th , 84 th , 96 th , 1 06 th , 120 th and 152 th clock pulses increase by 2 compared to the previous pulse.
  • FIGS. 7a and 7b show particular cases of a compensation circuit according to the present invention while FIGS. 8a and 8b respectively show an embodiment of a general compensation circuit according to FIG. the present invention.
  • FIGS. 7a and 8a show a circuit relating to a periodic and symmetrical modulation algorithm, the symmetry being used there to work only on a half-period or 1 / 2P for the comparison of the ranks of pulse.
  • the steps of the method of compensating for the difference between operating times and actual times of time measurement according to the invention are made following the method of determining a service life on a clock signal in an electronic circuit as previously described.
  • the compensation sought is based on the actual generation times tgr and tgs service according to previous clock pulses. It is first established a statement giving the rounded differences to an integer for a clock modulation according to a rank in a succession of pulses, which corresponds to the table 4.
  • the dynamic bias Ev1 is updated, which corresponds to the difference between actual duration tgr and service life tgs. If the impulse is of rank (ax-1), it is proceeded to a retrenchment, if it is of rank (bx-1), it is proceeded to an increase, in the other cases, the value remains unchanged. This makes it possible to obtain a first error value.
  • the service time tgs is counted with determination of a corresponding real duration tgr and a second error between the actual duration tgr and the service life tgs thus counted.
  • the first and second errors are then compared with the issuance of an indi-event indicator as soon as a comparison gives a equality between first and second errors.
  • the compensation circuit for the implementation of such a compensation method comprises a pulse counter C in a clock signal circuit ih_s, the pulse counter C or C1 / 2P assigning a rank to each effective pulse of a succession of impulses.
  • This counter may be in the case of a variation algorithm for spectrum spreading a half-period counter referenced C1 / 2P in FIGS. 7a and 8a.
  • the circuit also includes comparison modules [Ma1-1: Man-1];
  • One module [Ma1-1: Man-1]; [Mb1-1: Mbn-1] is advantageously present for each rank of the first and second groups [a1-1: an-1]; [b1-1: bn-1].
  • the circuit comprises a direction register R determining an addition or a retrenchment symbolized by - / + of a unit in a first evaluation cell Ev1 of a first error.
  • the first cell Ev1 has means for adding or retrenching the dynamic bias constituting the first error.
  • the circuit comprises a second evaluation cell Ev2 of a second error which is the difference between a real time tgr and a service life tgs, the service time tgs being measured by a down-counter C2 from a starting pulse id and the actual duration tgr being introduced in addition in the second cell Ev2.
  • n-heel is added as a positive natural integer sufficient for the first and second errors to always be greater than 0.
  • this heel may be equal to 3 but this is not limiting.
  • a start pulse id allows the countdown to begin. It is from this moment that a comparison is made of the first error with respect to the second error based on a service life counted by the counter C2.
  • the event flag indi takes the value 1 and can trigger the desired event. Once the indi event flag is equal to 1, the counter C2 is blocked but as the first error can still vary by adding increments, this can create a switch of the indi event flag after a transition significant which is the first after the emission of the starting impulse id.
  • the loading of the second cell Ev2 is controlled by a command of loading DC.
  • Another register R1 controls the start of the countdown by being set to 1 by the starting pulse id and set to 0 by the emission of an indi event indicator.
  • the modulated clock is authorized to increment or decrement the evaluation cell Ev1 acting as counter. However, this will only be effective at the next clock pulse so that the evaluation cell Ev1 acting as a counter will change the value to the pulse rank 6, 20, 52, 55, 84, 96, 106, 120 , 152, 155, 184 or 196. This is an example for the selection of previously mentioned values (ax-1) and (bx-1).
  • the error counted in evaluation cell Ev1 acting as counter Ev1 is a dynamic bias which consists of a plurality of increases or decreases according to the rank of pulse, as shown in table 4.
  • the recognition of the direction of variation, increasing or decreasing, is done if the algorithm is symmetrical as a function of the output of the counter by two C3, in addition to the detection of the pulse rank .
  • the pulse ranks 5, 19, 51, 154, 183 or 195 require a decrease of 1 while the pulse ranks 154, 183 or 195 are identified as 54, 83 or 95 with a signal corresponding to half a period of the algorithm and referenced 1 ⁇ 2 P equal to 1.
  • the count is preferably done over a half-period of the periodically modulated variation algorithm and is performed by a counter by two C3.
  • the pulse ranks 54, 83, 95, 105, 19 or 151 require an increase of 1 while the pulse ranks 105, 19 or 151 are identified as 5, 19 or 51 with the 1 ⁇ 2 P signal equal to 1.
  • Table 5 shows the counting logic increasing or decreasing dynamic bias from Table 3.
  • Alpha indicates the increasing or decreasing direction of the dynamic bias for ranks below one hundred, that is, within the first half period.
  • the inversion between increase and decrease for the second half-period is triggered by the signal 1 ⁇ 2 P, when it exists.
  • the signal +/- takes into account Alpha and 1 ⁇ 2P to fix the direction of counting or countdown in the counter Ev1, and thus to carry out the increase or the retrenchment previously mentioned.
  • the locking and the permission for the update of the dynamic bias occur with a shift of a clock pulse, whether the logic is synchronous or asynchronous, because of the transmission times. There is therefore a shift of 1 between the detection rank and the actual rank.
  • the value 1 is subtracted from the dynamic bias.
  • the value 1 is added to the dynamic bias.
  • Table 6 indicates the error counted by evaluation cell Ev1 acting as an error counter according to the rank of pulses, from the example of table 1.
  • Table 1 shows that we need to consider 5.4 ps to get 5.023 ps of actual duration.
  • Table 7 The application of the compensation method according to the present invention results in preloading the value 3 in the first evaluation cell Ev1 acting as a counter and 28 in the second evaluation cell Ev2 acting as a down-counter.
  • the variation of the values up to the equality of the difference of the values of the counters Ev1 and Ev2 is given by the following table which is the table 7.
  • the rank 27 pulse corresponds to 5.4 ⁇ in the service time frame, thus 5.023 ps in real time according to the table 1. It triggers the rise to 1 of the indi indicator to 5,023 ⁇ after the start impulse, for 5 ⁇ s target.

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Abstract

L'invention concerne un procédé de comptage d'une durée de service de mesure de temps sur un signal d'horloge comportant des transitions périodiques et de détermination d'une durée réelle (tmr) de mesure en fonction de la durée de service, le signal ayant subi un étalement de spectre selon un algorithme de variation périodique provoquant une modulation en fréquence des transitions d'horloge dudit signal et créant une différence entre durée réelle (tmr) et durée de service. Il est compté pendant des incréments de temps successifs au moins des temps de service pour le démarrage (t_d_s) et l'arrêt (t_a_s) et, à partir de ces temps, déterminé des temps réels pour le démarrage et pour l'arrêt (t_d, t_a) servant au calcul de la durée réelle de mesure (tmr) en fonction des paramètres de l'algorithme de variation. L'invention concerne aussi un procédé de compensation continue de l'erreur entre durées réelle et de service.

Description

Procédés et dispositifs de comptage d'une durée de service pour un signal d'horloge étalé ainsi gue de détermination ou génération d'une
durée réelle de temps
La présente invention a pour objet un procédé de comptage d'une durée de service de mesure de temps sur un signal d'horloge comportant des transitions d'horloge périodiques ainsi que de détermination d'une durée réelle de mesure de temps en fonction de la durée de service, le signal d'horloge ayant subi un étalement de spectre.
La présente invention a aussi pour objet un procédé de compensation du décalage entre durées de service et durées réelles de mesure de temps dans le signal d'horloge.
De même, la présente invention a pour objet des circuits respectifs de comptage et de compensation pour la mise en œuvre de ces procédés.
La présente invention s'applique à un signal d'horloge ayant subi un étalement de spectre de fréquence pour diminuer l'amplitude de la raie de fréquence d'horloge selon un algorithme de variation périodique provoquant une modulation en fréquence des transitions d'horloge du signal et créant une différence entre durée réelle et durée de service.
En électronique, un signal d'horloge est un signal électrique oscillant et périodique qui rythme les actions d'un circuit électronique et notamment la synchronisation des divers éléments présents dans le circuit.
Le signal d'horloge présente périodiquement une transition d'horloge se produisant à une fréquence précise dite fréquence d'horloge. Cette fréquence d'horloge d'un circuit électronique, par exemple un circuit intégré à application spécifique plus connu sous l'abréviation d'ASIC ou un microprocesseur, est visible lors de mesures d'interférences électromagnétiques, ces mesures évaluant la perturbation que cause le circuit électronique sur d'autres appareils électroniques se trouvant dans son environnement.
Dans le domaine spectral, une horloge est visible sous la forme d'une élévation brutale d'amplitude à la fréquence d'horloge. Les graphes résultant présentent un trait vertical et il est commun de parler de raie de fréquence à ce sujet.
Pour limiter l'amplitude d'une raie de fréquence d'horloge, il est connu de soumettre le signal d'horloge à un étalement de spectre. Une modulation de la transition du signal d'horloge est alors appliquée volontairement afin de réduire le niveau de la raie à la fréquence d'horloge. Ceci peut être fait en utilisant un algorithme de variation périodique créant un étalement de spectre. Il peut être utilisé différents algorithmes d'étalement avec des paramètres différents concernant essentiellement un taux d'étalement, un mode d'épandage et/ou de modulation. Par l'application d'un algorithme de variation pour étalement de spectre sur un signal d'horloge, la précision du signal d'horloge est affectée par une modulation sur la fréquence d'horloge. La périodicité du signal d'horloge est également affectée. On peut continuer à parler de périodicité sur un temps de service lié aux impulsions d'horloge déformée mais ce n'est plus vrai à ce niveau sur un temps réel. Sur le temps réel, la périodicité se ramène à celle de l'algorithme de variation.
A la figure 1 , il peut être vu un pourcentage de précision, indiqué en ordonnée, en fonction du temps, indiqué en abscisse, du signal d'horloge ayant subi un étalement de spectre par un algorithme de variation linéaire de plus ou moins 5 % de la fréquence d'horloge et une période de 100 ps de l'algorithme de variation linéaire.
Pour un étalement de spectre, l'algorithme de variation le plus communément utilisé est un algorithme linéaire, périodique et symétrique parce qu'il donne une distribution uniforme de la fréquence d'horloge dans un intervalle de fréquences choisi.
Il est cependant possible d'utiliser dans le cadre de la présente invention un autre algorithme d'étalement de spectre à condition que celui-ci soit périodique. La symétrie et la linéarité de l'algorithme de variation pour l'étalement de spectre ne sont pas des conditions nécessaires.
A la figure 2, il est illustré un exemple non limitatif d'un algorithme d'étalement de spectre linéaire, périodique et symétrique. Comme autres exemples d'algorithme, il est possible de citer sans que cela soit limitatif un algorithme sinusoïdal ou un algorithme linéaire avec variations de pas en pas formant des marches d'escalier.
La figure 2 est en deux parties, avec une première partie à gauche illustrant un algorithme de variation linéaire périodique et symétrique en triangles AES, AES étant l'acronyme pour algorithme d'étalement spectral, en fonction du temps. L'algorithme AES présente en fréquence F un maximum positif de décalage de fréquence Fhmax et un maximum négatif de décalage de fréquence Fhmin se succédant périodiquement avec une période t_p durant un temps t.
L'étalement de spectre provoqué par la mise en oeuvre de cet algorithme de variation AES est montré dans la partie à droite de la figure 2. La raie de fréquence d'horloge sans étalement de spectre, référencée Fh, a été transformée en une zone de fréquences de niveau légèrement plus élevé que le bruit de fond spectral. Cette zone est encadrée par une fréquence minimale Fhmin et une fréquence maximale Fhmax après étalement de spectre.
Le problème du décalage des transitions dans un signal d'horloge après étalement de spectre de fréquence a été reconnu par l'état de la technique mais aucune solution satisfaisante n'a jusqu'ici été trouvée. Par exemple, le document US-A-6 731 667 décrit un circuit de récupération d'un signal d'horloge afin de réduire les émissions électromagnétiques par étalement de spectre. Un générateur d'étalement de spectre reçoit un signal d'horloge d'entrée et génère un signal d'horloge modulé en fréquence. Un tampon à retard nul traite le signal d'horloge modulé et génère un signal d'horloge de sortie. Le signal d'horloge modulé en fréquence et le signal d'horloge de sortie sont alignés en phase de sorte qu'il n'y a pas de différence de phase entre le signal d'horloge de sortie et le signal d'horloge modulé en fréquence.
Le circuit de récupération d'horloge comprend en outre un circuit de boucle à verrouillage de retard qui réduit le décalage en fréquence. Un tel procédé est difficile de mise en œuvre, le tampon à retard nul impliquant un certain délai de traitement qui est préjudiciable à la précision du signal d'horloge de sortie.
Le problème à la base de la présente invention est d'effectuer, d'une part, une mesure de décalage du signal d'horloge et, d'autre part, une compensation de ce décalage.
A cet effet, la présente invention concerne un procédé de comptage d'une durée de service de mesure de temps sur un signal d'horloge comportant des transitions d'horloge périodiques dans un circuit électronique et de détermination d'une durée réelle de mesure de temps en fonction de la durée de service, le signal d'horloge ayant subi un étalement de spectre selon un algorithme de variation périodique provoquant une modulation en fréquence des transitions d'horloge dudit signal et créant une différence entre durée réelle et durée de service, remarquable en ce qu'il est procédé au comptage pendant des incréments de temps successifs d'au moins un temps de service pour le démarrage, d'un temps de service pour l'arrêt et, à partir de ces temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt, il est procédé à la détermination de temps réels pour le démarrage et pour l'arrêt servant au calcul de la durée réelle de mesure en fonction des paramètres de l'algorithme de variation.
La présente invention est basée sur le fait que, comme un algorithme spécifique d'étalement de spectre, présentant des paramètres de variation connus faisant varier la fréquence d'horloge dans une bande limitée de fréquence, est appliqué sur le signal d'horloge, il est possible d'utiliser ces paramètres de variation pour établir une relation entre durée réelle de mesure et durée de service afin de conserver les compteurs de temps aussi précis qu'ils l'étaient avant étalement de spectre.
Il est à noter que la durée de service peut aussi être comptée en même temps que les temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt.
Avantageusement, la différence entre la durée réelle de mesure tmr et la durée de service tms s'établit en fonction des temps réels t_d, t_a pour le démarrage et pour l'arrêt et des temps de service t_d_s, t_a_s pour le démarrage et pour l'arrêt selon la formule suivante :
Tmr - tms = (t_a - t_a_s) - (t_d -t_d_s)
L'algorithme de variation étant périodiquement oscillant entre des fréquences maximales et minimales, les paramètres de l'algorithme sont au moins la période de l'algorithme et un point d'application de l'algorithme se référant aux fréquences maximales ou minimales ou à un point médian entre fréquences maximales et minimales.
Dans la différence entre durée de service et durée réelle tout multiple de la période de l'algorithme s'exprime par la même valeur de temps de service et de temps réel et ne contribue pas dans cette différence.
Avantageusement, il est procédé au comptage des temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt ainsi que de la durée de service, une impulsion d'armement étant émise pour marquer l'initialisation du procédé, une impulsion de synchronisation étant émise périodiquement en correspondance avec l'algorithme de variation, avec, pour chaque comptage respectif des temps et durée de service, une émission d'une impulsion de départ initiant le début du comptage du temps de service pour l'arrêt et de la durée de service pour la mesure et initiant la fin du comptage du temps de service pour le démarrage, le temps de service pour le démarrage étant compté entre la dernière impulsion de synchronisation précédant l'impulsion de départ et cette impulsion de départ, la durée de service étant comptée entre l'impulsion de départ et l'impulsion pour l'arrêt, l'impulsion pour l'arrêt terminant aussi le comptage du temps de service pour l'arrêt débutant avec la dernière impulsion de synchronisation précédant l'impulsion d'arrêt.
Avantageusement, pour une modulation d'horloge donnée, il est élaboré une table donnant la durée réelle en fonction de la durée de service et un relevé donnant les différences arrondies à un multiple d'une période d'horloge en fonction d'un rang dans une succession d'impulsions.
L'invention concerne aussi un procédé de compensation du décalage entre durées de service et durées réelles de mesure de temps, lequel comprend un procédé de détermination d'une durée de service sur un signal d'horloge dans un circuit électronique tel que décrit précédemment, dans lequel la compensation se fait en fonction des durées réelles et de service précédentes selon des impulsions d'horloge précédentes avec :
• à partir du relevé donnant les différences arrondies à un nombre entier de périodes d'horloge en fonction d'un rang dans une succession d'impulsions, détermination des rangs d'impulsion à partir desquels un décalage d'une période d'horloge, respectivement positif ou négatif, est observé par rapport à l'absence de modulation, avec formation d'un premier groupe de nombres de rang d'impulsion associé à une augmentation dans le comptage des impulsions d'horloge et d'un deuxième groupe de nombres de rang d'impulsion associé à une diminution dans le comptage des impulsions d'horloge,
• attribution d'un rang pour une impulsion à un instant donné dans une succession d'impulsions d'un signal d'horloge,
· comparaison de ce rang attribué avec les nombres de rang des premiers et deuxièmes groupes et détermination si le rang attribué appartient au premier, au deuxième groupe ou à aucun des deux groupes,
• pour chaque impulsion, mise à jour d'un biais dynamique égal à l'erreur entre durée réelle et durée de service, ce biais dynamique diminuant, augmentant ou restant stable en fonction de l'appartenance au premier, au deuxième ou à aucun des groupes,
• parallèlement à ces étapes, comptage de la durée de service avec détermination d'une durée réelle correspondante et d'une deuxième erreur entre durée réelle et durée de service ainsi comptée,
· comparaison des première et deuxième erreurs,
• émission d'un indicateur d'événement dès qu'une comparaison donne une égalité entre première et deuxième erreurs.
Avantageusement, pour les première et deuxième erreurs, il est ajouté un talon constant en tant qu'entier naturel positif suffisant pour que les première et deuxième erreurs soient toujours supérieures à 0.
Avantageusement, pour un algorithme de variation périodique symétrique servant à l'étalement de spectre, il est relevé les différences arrondies à un nombre entier de périodes d'horloge en limitant ce relèvement à une demi-période de l'algorithme de variation.
L'invention comprend un circuit de comptage pour la mise en œuvre d'un tel procédé de détermination d'une durée de service par rapport à un signal d'horloge, lequel comprend trois compteurs de temps associés respectivement au comptage du temps de service pour le démarrage de la mesure, du temps de service pour l'arrêt de la mesure et de la durée de service de mesure et des moyens d'émission d'impulsions d'armement, d'impulsions d'horloge, d'impulsions de synchronisation, d'impulsions pour le départ et d'impulsions pour l'arrêt, avec :
• un premier basculeur émettant un signal dit de départ vers le premier compteur mesurant un temps de service pour le démarrage, matérialisant un armement du système de mesure, avec mise à 1 du signal de départ par une première impulsion d'armement et mise à 0 du signal par une impulsion de départ, le comptage du temps par le premier compteur se faisant en fonction d'un signal d'horloge quand le signal de départ est mis à 1 , • des moyens de transmission au premier compteur d'une première impulsion de synchronisation remettant le premier compteur à 0,
• un deuxième basculeur émettant un signal dit de durée démarrage-arrêt vers un deuxième compteur mesurant une durée de service, avec mise à 1 du signal par une impulsion de départ et mise à 0 du signal par une impulsion pour l'arrêt, le comptage du temps par le deuxième compteur se faisant en fonction du signal d'horloge quand le signal pour l'arrêt est mis à 1 ,
• un troisième basculeur émettant un signal dit d'arrêt vers un troisième compteur mesurant un temps de service pour l'arrêt avec une mise à 1 du signal par une impulsion d'armement et une mise à 0 du signal par une impulsion d'arrêt, le comptage du temps par le troisième compteur se faisant en fonction du signal d'horloge quand le signal d'arrêt est mis à 1 ,
• des moyens de transmission au troisième compteur d'impulsions de synchronisation remettant le troisième compteur à zéro,
· des moyens de transmission respectifs aux trois compteurs d'une impulsion d'armement remettant ces compteurs à zéro.
L'invention comprend un circuit de compensation pour la mise en oeuvre d'un tel procédé de compensation du décalage entre durée de mesure de service et durée de mesure réelle, lequel comprend :
· un compteur d'impulsions dans un circuit de signal d'horloge, le compteur d'impulsions attribuant un rang à chaque impulsion d'une succession d'impulsions,
• des modules de comparaison du rang attribué à chaque impulsion effective des premier et deuxième groupes, avec chacun des rangs de la succession d'impulsions, un module étant présent pour chaque rang d'impulsion effective des premier et deuxième groupes,
• un registre de direction déterminant un ajout ou un retranchement dans la mise à jour d'un biais dynamique par une première cellule d'évaluation d'une première erreur, la première cellule présentant, pour chaque impulsion, des moyens d'ajout ou de retranchement du biais dynamique à la première erreur,
• une deuxième cellule d'évaluation d'une seconde différence entre une durée réelle et une durée de service, la durée de service étant mesurée par un décompteur à partir d'une impulsion de départ et la durée réelle étant introduite en complément dans la deuxième cellule,
· une cellule de comparaison effectuant la comparaison entre les première et deuxième cellules avec émission d'un indicateur d'événement quand les première et deuxième erreurs sont égales. D'autres caractéristiques, buts et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre et au regard des dessins annexés donnés à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquels :
- la figure 1 est une courbe montrant le pourcentage d'imprécision lors d'un étalement de spectre avec un algorithme de variation linéaire de 5 % de la fréquence d'horloge et d'une période de 100 με, ceci sans la correction par compensation proposée par la présente invention,
- la figure 2 se compose de deux représentations schématiques avec, d'une part, une partie de la courbe de l'algorithme de variation d'étalement de spectre avec une variation de fréquence pendant le temps, cet algorithme étant du type variation linéaire, périodique et symétrique et, d'autre part l'impact spectral, soit un intervalle de variation de fréquence d'horloge après étalement de spectre. Le procédé de comptage et de détermination d'une durée réelle de mesure de temps en fonction de la durée de service ainsi que le procédé de compensation d'une modulation de transition d'horloge selon la présente invention peuvent être mis en œuvre en relation avec un tel algorithme d'étalement de spectre,
- la figure 3 montre diverses formes de réalisation d'un algorithme de variation pour étalement de spectre sur le signal d'étalement de fréquence d'horloge, l'application de chacune de ces formes de réalisation donnant une densité spectrale spécifique, les procédés selon la présente invention pouvant être mis en œuvre pour le signal d'horloge ayant subi un tel étalement,
- les figures 4a, 4b, 4c et 4d illustrent respectivement la variation en fréquence de quatre modes différents d'algorithme de variation pour un étalement de spectre avec illustrations à ces figures de la durée de service et de la durée réelle, les procédés selon la présente invention pouvant être mis en œuvre pour de tels algorithmes,
- les figures 5 et 6 montrent, pour la figure 5, un schéma d'un circuit de comptage pour les étapes de comptage d'une durée de service dans les procédés selon la présente invention et, pour la figure 6, un chronogramme des diverses impulsions et des signaux rythmant le comptage de la durée de service dans les procédés selon la présente invention,
- les figures 7a, 7b et 8a, 8b illustrent un diagramme du circuit de compensation pour la mise en œuvre du procédé de compensation selon la présente invention, ce circuit étant montré à la figure 7a sous son mode de réalisation pour un exemple d'algorithme périodique et symétrique et à la figure 7b pour le même exemple d'algorithme périodique sans recours à la symétrie, ce circuit étant montré à la figure 8a sous son mode de réalisation pour un algorithme périodique et symétrique et à la figure 8b sous son mode de réalisation d'un algorithme périodique, symétrique ou non.
La présente invention concerne après un étalement de spectre réalisé sur une bande de fréquence relative à la suppression d'une raie d'horloge, la correction en synchronisation de la valeur des compteurs en prenant en compte le type d'algorithme de variation appliqué pour l'étalement de spectre.
Cette correction se décompose, d'une part, en un comptage d'une durée de service de mesure et en l'établissement d'une correspondance, conséquence de la modulation d'horloge, entre la durée de service de mesure et une durée réelle de mesure pour la détermination de la durée réelle et, d'autre part, en une compensation de ce décalage d'horloge. Le comptage et la détermination de la durée réelle peuvent être faits sans être suivis de la compensation ou en mettant en œuvre une autre forme de compensation. Dans le cas d'une compensation, le comptage et la correspondance sont faits préalablement à la compensation, la compensation tenant compte du comptage et de la relation de correspondance établie entre durées de service et durée réelle.
Les figures 1 et 2 ont déjà été décrites dans la partie introductive de la présente demande, en illustrant un étalement de spectre connu de l'état de la technique.
La figure 3 montre l'effet de plusieurs algorithmes de variation pour étalement de spectre AES sur le spectre de fréquences avec leur effet sur une densité spectrale référencée DS. Y figurent un algorithme de variation linéaire qui aboutit à une densité spectrale en créneau, un algorithme de variation sinusoïdale qui aboutit à une densité spectrale en double bosse, un algorithme de variation en sinusoïde redressée (alternances négatives) qui aboutit à une densité spectrale évoquant un trapèze arrondi. Comme autres formes d'algorithmes, il pourrait être cité un algorithme de variation en marches d'escalier qui aboutirait à une densité spectrale en forme de peigne, et un algorithme à pentes plus fortes au extrêmes qui aboutirait à une densité spectrale en forme de cloche. Pour une période et des valeurs extrêmes identiques dans l'algorithme les densités spectrales ont toutes la même aire, ce qui implique un niveau très élevé pour le peigne de fréquences, comparativement aux autres formes de densité spectrales. Le peigne de fréquence représente déjà, cependant, un intérêt substantiel par rapport à une fréquence unique (absence de modulation), l'amplitude étant divisée par le nombre de paliers dans la forme en marches d'escalier. Dans les figures 4a, 4b, 4c et 4d qui vont suivre, il a été choisi, comme instant de synchronisation, le maximum de variation positive de l'algorithme d'étalement de spectre. Cette synchronisation est utilisée dans l'effacement des compteurs. Il peut cependant être choisi un autre point de la courbe de l'algorithme, par exemple le maximum de variation négative, la valeur nominale ou tout autre point de la courbe de l'algorithme et en conséquence du signal d'étalement de fréquence d'horloge.
Les figures 4a à 4d donnent des exemples non limitatifs d'algorithmes de variation périodique pour étalement de spectre pouvant être utilisés dans le cadre de l'invention. Les algorithmes repris sont ceux déjà mentionnés en figure 3.
La figure 4a reprend l'algorithme linéaire précédemment mentionné, la figure 4b montre l'application d'un algorithme sinusoïdal périodique tandis que la figure 4c montre l'application d'un algorithme linéaire avec une succession de paliers en marches d'escalier et enfin la figure 4d montre un algorithme de variation non symétrique, constitué d'alternances sinusoïdales négatives, la figure 4c montre un algorithme de variation où les pentes de variation sont accélérées sur les minimums et maximums de modulation. D'autres formes d'algorithme de variation pour étalement spectral sont aussi possibles, par exemple un algorithme de variation très spécifique en forme de cloche pointue.
La distribution de fréquence d'horloge dans un repère fréquentiel, appelé densité spectrale est spécifique à l'algorithme.
Il est aussi possible, pour des signaux d'horloge fixés par quartz pour lesquels la raie spectrale est très fine avec une amplitude très forte, d'utiliser une variante d'étalement de spectre qui consiste en l'utilisation d'un circuit verrouillé en phase, connu sous l'abréviation anglo-saxonne de PLL signifiant « Phase Locked Loop », avec l'obtention d'un signal de fréquence f_quartz. p/q, p et q étant des facteurs de correction.
En modifiant les facteurs p et q, il est alors possible de générer des variations de fréquence avec un faible intervalle. Il est aussi possible de dégrader le fonctionnement du circuit verrouillé en phase en introduisant un délai de boucle assurant une trop forte correction puis une trop faible correction, comme il est fait par un algorithme linéaire.
En se référant notamment aux figures 4a à 4d, pour tous les algorithmes d'étalement de spectre et tous les modes de variations de fréquence dans un faible intervalle, soit une durée réelle de mesure tmr commençant par un temps réel pour le démarrage t_d et finissant par un temps réel pour l'arrêt t_a, le compteur est actif sur une durée de service tms, qui est une durée reportée par le circuit électronique, et qui est différente de la durée réelle tmr. Ceci est dû à la modulation du signal d'horloge par l'application de l'algorithme d'étalement de spectre. La durée de service tms est affectée par les variations de fréquence engendrées par l'étalement de spectre. La durée réelle tmr n'est jamais accessible directement vu la variation de la fréquence d'horloge en fonction du temps f(t) qui est subie dans un étalement de spectre. La durée de service tms varie de manière discrète, c'est-à-dire par paliers, puisque sa valeur n'augmente qu'à chaque transition significative du signal d'horloge.
Pour les mesures du compteur, la durée de service tms débute à un temps de service pour le démarrage t_d_s et finit à un temps de service pour l'arrêt t_a_s. Le temps de service pour le démarrage t_d_s est différent du temps réel pour le démarrage t_d. La durée de service tms est différente de la durée réelle de mesure tmr. Le temps de service pour l'arrêt t_a_s est différent du temps réel pour l'arrêt t_a. Un événement de départ ED correspond au temps de service pour le démarrage t_d_s et un événement de fin EA correspond au temps de service pour l'arrêt t_a_s.
La présente invention prévoit selon un de ses aspects de retrouver, d'une part, un temps réel pour le démarrage t_d à partir d'un temps de service pour le démarrage t_d_s et, d'autre part, un temps réel pour l'arrêt t_a à partir d'un temps de service pour l'arrêt t_a_s, ce qui permet ensuite de retrouver la durée réelle de mesure tmr.
La table 1 donne un exemple de cette conversion de temps de service pour le démarrage ou pour l'arrêt respectivement t_d_s et t_a_s pour la restitution d'un temps réel t_d pour le démarrage ou t_a pour l'arrêt, ceci pour l'algorithme d'étalement de spectre du type de celui précédemment mentionné et montré à la figure 4a. L'algorithme de variation présente une période de 40 ps et une variation de fréquence entre 4,5 MHz et 5,5 MHz.
II est à garder à l'esprit que la table 1 représente juste un exemple dépendant de paramètres d'algorithme de variation avec une période, une amplitude de modulation pour l'étalement de spectre, un type de variation symétrique ou asymétrique et une fréquence nominale d'horloge spécifiques. Tous ces paramètres peuvent changer et servir à l'élaboration d'une autre table que la table . Par contre, le principe de détermination d'une durée réelle tmr en fonction d'une durée de service tms reste le même.
A la table 1 , les parties « entières » de ces temps de service pour le démarrage ou pour l'arrêt, respectivement t_d_s et t_a_s à la figure 4a, sont indiquées dans la première colonne de la table en étant comptées de 0 à 39 ps tandis que les parties « décimales » sont indiquées dans la première ligne de cette table en étant comptées de 0,2 ps en 0,2 ps à partir de 0 et jusqu'à 0,8 ps.
Figure imgf000013_0001
Table 1
Par exemple, si le temps de service pour le démarrage t_d_s est de 30,2 ps, il faut prendre, pour retrouver le temps réel pour le démarrage t_d, le chiffre se trouvant à l'intersection de la ligne partant du chiffre 30 de la première colonne et de la colonne partant du chiffre 0,2 à la première ligne, ce qui donne comme temps réel pour le démarrage t_d = 30,697 ps. Il en va de manière similaire pour retrouver le temps réel pour l'arrêt t_a dans le cas où le temps de service pour l'arrêt t_a_s est égal à 10,2 ps, ce qui donne alors t_a = 9,7 ps, ces deux valeurs de temps réel pour le démarrage t_d = 30,697 ps et de temps réel pour l'arrêt t_a = 9,7 ps étant entourées à la table 1.
II est possible de concevoir d'autres tables présentant chacune une autre forme de présentation de résultats, par exemple une table inversée donnant le temps de service en fonction du temps réel.
Comme un événement de départ et un événement pour l'arrêt peuvent être séparés par plusieurs synchronisations avec remise à l'état initial des compteurs qui effacent les temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt respectivement t_d_s et t_a_s, la différence entre ces temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt n'est pas toujours égale à la durée de service tms.
Selon la présente invention, dans un procédé de comptage d'une durée de service tms de mesure de temps sur un signal d'horloge comportant des transitions d'horloge périodiques dans un circuit électronique et de détermination de la différence entre une durée réelle tmr de mesure de temps et la durée de service tms, il est procédé au comptage pendant des incréments de temps successifs au moins d'un temps de service pour l'arrêt t_a_s et de la durée de service tms, le cas échéant aussi d'un temps de service pour le démarrage t_d_s. A partir de ces temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt t_d_s, t_a_s, il est procédé à la détermination de temps réels pour le démarrage et pour l'arrêt t_d, t_a servant au calcul de la durée réelle de mesure. Cette détermination ou mise en correspondance se fait en fonction des paramètres de l'algorithme de variation.
Il va être donné un exemple de détermination d'un temps réel par correspondance avec un temps de service pour un algorithme de variation d'étalement de spectre spécifique. Des calculs similaires peuvent être conduits pour tous les types d'algorithme de variation périodique pour étalement de spectre.
Tout d'abord il est fait recours à un temps modulé te, selon l'algorithme d'étalement de spectre AES, variant continûment mais subissant les variations de fréquence d'horloge avec une granularité très faible comme si un intervalle de temps dt infiniment petit était la période de la fréquence d'horloge :
te(t) = te(t - dt) + (fr / f(t)) x dt
où te est une fonction de t, fr est la valeur de la fréquence de référence proche de la fréquence nominale fn, f(t) est la fréquence en fonction de t et t est le temps.
Ceci permet de calculer la valeur de chaque échantillon te(t) en fonction de la valeur tm(t-dt) de l'échantillon précédent. La loi de variation de fréquence f(t) de l'algorithme de variation pour étalement de spectre y est utilisée. Comme précédemment mentionné, il en existe plusieurs possibles. Celle qui sera prise est la variation périodique linéaire par segments AES illustrée aux figures 2 et 4a et conduisant à une densité spectrale en créneau.
En se référant à toutes les figures et plus particulièrement à la figure 2, pour un taux de variation v, la fréquence maximale Fhmax est obtenue à une fréquence de fn.(1+v) et la fréquence minimale Fhmin est obtenue à une fréquence de fn.(1-v). En considérant l'origine des temps lorsque la fréquence passe sur un maximum, soient t1 le temps d'atteinte d'une fréquence minimale Fhmin et t2= t_p le temps d'atteinte d'une fréquence maximale Fhmax, on a :
f(0) = f(t2) = fn.(1 + v)
avec une fréquence maximale à t = 0 et à t = t2,
f(t1 ) = fn.(1 - v)
avec une fréquence minimale à t = t1
f(t) = A1 x t + B1 entre 0 et t1
f(t) = A2 x t + B2 entre t1 et t2
Ces relations permettent le calcul des coefficients A1 , A2, B1 et B2.
B1 = fn.(1 + v)
A1 = (1 / t1 ) x (fn.(1 - v) - fn.(1 + v)) = -2 x V x fn / t1
A2 = 2 x v x fn / (t2 - t1 )
B2 = fn.(1 + v x (1 - 2 x t2 / (t2 - t1 ))
Dans le cas de cet algorithme de variation pour étalement de spectre, la construction de l'algorithme cumulatif pour un tableur suit le procédé suivant.
II est procédé au calcul de la fréquence fj pour l'élément j à partir de l'élément temporel tj :
fj = f(tj) = A x tj + B
puis au calcul de l'incrément temporel sur te :
(tej - ei) = (tj - ti) x fr / fj, où j = i + 1
Au final, il est obtenu une liste d'éléments temporels te en regard d'éléments temporels t correspondants.
On ne retient que les éléments ts égaux à te qui sont multiples de la période nominale Tn = 1 / fn.
Ces éléments ts sont les éléments temporels de service, les seuls accessibles et utilisés pour estimer le temps en absence de correction.
Le procédé précité aboutit à la formule :
tej = tei + (tj - ti) x fr / fj La granularité dt = tj - ti, qui est la même indépendamment de j, devrait être choisie aussi faible que possible. L'inconvénient est que le nombre d'éléments s'en trouve augmenté. Il y a un risque que le cumul des erreurs d'arrondis ne conduise à une erreur importante.
C'est pourquoi il est n'est pas avantageux d'utiliser une formule cumulative où chaque élément est calculé en fonction de l'élément précédent.
Ainsi, afin d'exprimer chaque élément sans faire intervenir son prédécesseur :
Figure imgf000016_0001
En rendant l'élément dt = tj - ti infiniment petit, c'est l'intégration suivante qui est à résoudre :
Figure imgf000016_0002
En utilisant f(t) = Ax t + B, ceci devient :
te(t) = fr x f dt I {A x t + B = (fr / A) x Ln(Ax t + B) + C
C étant une constante et Ln étant la fonction logarithme Népérien. Par exemple, si on s'intéresse à l'intervalle temporel (0 ; t1) :
te(t) = frx
Figure imgf000016_0003
x t + Bl) = (fr / A1 ) x Ln[(A1 /B1)xt+ 1] Il faut obtenir te(t1) = t1. Ce ne serait pas le cas si la fréquence fr était prise égale à la fréquence nominale fn.
Ceci est dû au fait que deux fréquences qui seraient symétriques par rapport à la fréquence nominale dont la moyenne est fn n'aboutissent pas à des périodes symétriques par rapport à la période nominale, et la moyenne de ces deux périodes est différente de 1 / fn. Cette dissymétrie au niveau temporel doit être compensée, ce qui introduit la fréquence de référence fr au lieu de la fréquence nominale fn dans les formules :
te(t1) = t1 =(fr/A1)xLn[(A1 /B1)xt+ 1]
Comme il a été précédemment calculé que :
B1 = fn.(1 + v)
A1 =-2x vxfn/t1
Il est obtenu :
t1 =-t1xfrxLn[(1 -v)/(1 + v)] / (2x vxfn)
2 xvxfn = frx Ln[(1 +v)/(1 - v)]
d'où
fr = 2xVxfn/Ln[(1 + v)/(1 - v)]
Notons que cette relation illustre la non égalité de fr et de fn. Elle est non définie pour v = 0, mais en faisant tendre v vers 0, Ln[(1 + v) / (1 - v)] tend vers 2 x v, et par conséquent fr tend vers fn. Le passage aux temps de service ou reportés ts est une discrétisation des valeurs te(t). On ne retient que les temps pour lesquels l'horloge présente un front significatif.
L'horloge est dans le référentiel du temps modulé te et non pas t. On utilise la conservation des rapports :
dte / Te = dt / T
où T serait la période d'horloge sans étalement de spectre et Te la période instantanée (Te(t) = 1 / f(t)), cette période Te n'étant accessible qu'en inversant la fréquence instantanée.
Cela veut dire que si on a choisi une fréquence nominale de 5 MHz et une granulation temporelle dt de 10 r)s, alors le rapport dt / T = 10 qs / 200 qs est donc égal à 1 / 20. Chaque impulsion d'horloge modulée correspond à un temps multiple d'un vingtième de la période d'horloge dans le référentiel du temps modulé te, mais Te varie d'une impulsion d'horloge à la suivante.
Chaque fois qu'un front significatif apparaît, ts s'exprime dans le référentiel de service par un multiple de la période nominale, soit par n x 0,2 ps mais la valeur réelle du temps est l'antécédent t dans la transformation te(t). Les éléments ts(t) sont des éléments de l'ensemble des éléments te(t), pour ces éléments ts(t) = te(t).
La variable fr aurait aussi pu être obtenue par calcul au tableur par :
Figure imgf000017_0001
tsp étant l'élément de rang p correspondant à t = p x dt et en ajustant fr de façon que l'élément correspondant à t = prenne la même valeur T.
L'utilisation de la formule fr = 2 x v x fn / Ln[(1 + v) / (1 - v)] évite donc cet ajustement expérimental lors d'un calcul au tableur.
Aux figures 4a à 4d, t_np est la durée pour plusieurs périodes se déroulant entre des synchronisations durant la durée réelle tmr. Cette durée t_np débute à une synchronisation avant l'événement de départ ED et s'arrête à la synchronisation avant l'événement pour l'arrêt EA. Cette durée est invariante dans les référentiels temporels réel et de service tandis qu'il y a une compensation des décalages sur chaque période, de sorte que :
tmr = t_a - t_d + t_p
tms = t a s - t_d_s + t_p
Comme le compteur de mesure reporte la valeur de la durée de service tms et non la durée réelle tmr, la différence entre ces deux durées peut être déduite par calcul :
tmr - tms = (t_a - t_a_s) - (t_d - t_d_s) En reprenant l'exemple précédent d'un temps de service pour le démarrage t_d_s de 30,2 ps et d'un temps de service pour l'arrêt t_a_s de 10,2 ps, la différence entre durées réelle et de service tmr - tms est de -0,5 ps - 0,497 ps = -0,997 ps.
La simulation est entreprise pour une durée à mesurer variant entre 1 et 20 ps par intervalle de 50 ns. La période d'horloge est calculée en fonction de la fréquence en vigueur en utilisant l'algorithme de variation débutant à la valeur de 5,5 MHz au temps de synchronisation. La période de l'algorithme de variation t_p est supposée être constante.
Les temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt respectivement t_d_s et t_a_s sont calculés en fonction d'un signal d'horloge, qui sera référencé ih_s aux figures.
A partir de là, il est procédé à la détermination de la durée réelle tmr à partir de la durée de service tms en fonction de l'algorithme de variation utilisé. Comme la durée initiale est précisément connue, il est possible de comparer la précision de mesure du temps.
L'erreur sur la durée de mesure de service tms est une valeur absolue égale à - tmr) / tmr \, tmr étant comme précédemment mentionné la durée de mesure réelle. Il est procédé de même quel que soit l'algorithme de variation employé pour l'étalement de spectre.
La figure 5 montre un circuit de comptage pour effectuer les mesures de temps et durée de service destinées à un traitement utilisant la table 1. Ce circuit de comptage effectue la comptabilisation par trois compteurs différents C1 , C2 et C3 des temps mesurés de service de départ t_d_s et pour l'arrêt t_a_s ainsi que la durée de service tms.
Cette figure 5 est à prendre en combinaison avec la figure 6 pour bien comprendre les instants de déclenchement respectif des divers signaux et impulsions étalés dans le temps pendant des périodes consécutives de l'algorithme de variation et du comptage des temps et durées de service.
Une impulsion d'armement IARM fixe les conditions initiales avant de commencer la comptabilisation des impulsions. Cet armement survient avant l'événement de départ et l'événement de départ survient avant l'événement pour l'arrêt.
Trois compteurs sont présents dans le circuit électronique de comptage, un compteur C1 du temps de service pour le démarrage t_d_s, un compteur C2 de la durée de service tms et un compteur C3 du temps de service pour l'arrêt t_a_s. Les compteurs C1 , C2 et C3 sont remis à 0 par l'impulsion d'armement iARM. L'impulsion d'armement iARM est supposée arriver avec une marge suffisante par rapport au début de la mesure, c'est-à-dire avant l'impulsion de synchronisation qui précède l'instant de départ matérialisé par l'impulsion id. La synchronisation, les événements de départ et d'arrêt sont matérialisés par une impulsion spécifique à savoir respectivement une impulsion de synchronisation isync, une impulsion de départ id pour le départ du compteur C2 et l'arrêt du compteur C1 et une impulsion ia pour les arrêts des compteurs C2 et C3. L'horloge est basée sur une fréquence modulée donc dans le référentiel du temps de service et émet des impulsions d'horloge ih_s.
A la figure 5, un premier basculeur B1 pour le circuit de mesure du temps de service pour le démarrage t_d_s émet un signal de départ sd à la valeur 1 dès réception de l'impulsion d'armement iARM à l'entrée M1 du basculeur B1 , cette impulsion le mettant en position d'émission du signal de départ sd à la valeur 1.
Ceci dure tant qu'une impulsion de départ id n'est pas émise vers le premier basculeur B1 , cette impulsion de départ id entrant par l'entrée MO dans le premier basculeur B1 et positionnant le premier basculeur B1 en position d'émission du signal de départ sd à la valeur 0. Ceci peut être vu aussi à la figure 6.
Tant que le signal de départ sd est opérant à sa valeur 1 , les impulsions de l'horloge i h_s peuvent être comptabilisées dans le compteur C1 associé à ce signal de départ sd.
Toujours en regard des figures 5 et 6, le compteur C1 est remis à zéro à chaque impulsion de synchronisation isync correspondant à une impulsion de remise à 0 idO du compteur C1 tant que le signal de départ sd reste à sa valeur 1. Quand le signal de départ sd est à sa valeur 0, il n'y a plus de remise à zéro du compteur C1 et la valeur de temps de service pour le démarrage t_d_s peut alors être délivrée par le compteur C1.
Auparavant, il a été effectué un comptage entre la dernière impulsion de remise à 0 idO, spécifique au signal de départ sd et correspondant à une impulsion de synchronisation, et la fin de l'opération du signal de départ sd à sa valeur 1. La zone de mesure par le compteur C1 du temps de service pour le démarrage t_d_s est référencée Z1 à la figure 6. Les zones de mise à disposition du temps de service pour le démarrage t_d_s sont référencées Z2 et Z4, ces deux zones étant directement successives sans interruption.
En se référant toujours aux figures 5 et 6, un deuxième basculeur B2 pour le circuit de mesure de la durée de service pour l'arrêt tms émet un signal de durée de démarrage-arrêt sda à la valeur 1 dès réception d'une impulsion de départ id par l'entrée M1. Ceci dure tant qu'une impulsion pour l'arrêt ia n'est pas émise vers l'entrée MO du deuxième basculeur B2, plaçant le signal de durée démarrage-arrêt sda à la valeur 0.
Le compteur C2 est relatif à la durée de service tms. A partir et tant que le signal de démarrage-arrêt sda est à sa valeur 1 , les impulsions d'horloge ih_s sont transmises au compteur C2 pour le comptage des impulsions pour la durée de service tms.
La zone de mesure par le compteur C2 de la durée de service tms est référencée Z2 à la figure 6. La mesure est mise à disposition dans la zone Z4.
Un troisième basculeur B3 pour le circuit de mesure du temps de service pour l'arrêt t_a_s émet un signal d'arrêt sa à la valeur 1 dès la réception d'une impulsion d'armement iARM par son entrée M1. Ceci dure tant qu'une impulsion d'arrêt ia n'est pas émise vers le troisième basculeur B3 par son entrée MO, plaçant alors le signal d'arrêt à la valeur 0.
Tant que le signal d'arrêt sa est opérant à sa valeur 1 , les impulsions de l'horloge i_h_s sont comptabilisées dans le compteur C3 associé à ce signal d'arrêt. Ce compteur C3 est remis à 0 à une impulsion de synchronisation correspondant à une impulsion de remise à 0 iao du compteur C3 tant que le signal d'arrêt sa reste à sa valeur 1.
Quand le signal d'arrêt sa est à sa valeur 0, il n'y a plus de remise à zéro du compteur C3. Auparavant il a été effectué un comptage par le compteur C3 des impulsions entre la dernière impulsion de remise à 0 iaO correspondant à une impulsion de synchronisation spécifique au signal d'arrêt sa et la fin de l'opération du signal d'arrêt sa à sa valeur 1 correspondant à l'impulsion d'arrêt ia. Ceci définit la zone Z3 qui correspond à la zone de décomptage du temps de service pour l'arrêt t_a_s par le compteur C3.
La zone de mise à disposition du temps de service pour l'arrêt t_a_s et de la durée de service tms est référencée Z4, donc une zone commune pour la mise à disposition des temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt t_d_s, t_a_s et de la durée de service tms.
Les figures 7a, 7b, 8a, 8b illustrent des circuits de compensation pour la génération d'un temps réel. A ces figures et dans la description se référant à ces figures, il sera utilisé tgr pour temps de génération réel et tgs pour temps de génération de service les différenciant des temps de mesure réel et de service précédents. Pour la génération d'un événement le problème diffère de la mesure du temps étant donné que son but est, après un événement de départ, de prévoir une action après une durée générée ou tg. La difficulté est que le temps réel tgr ne peut être déduit, dans le procédé précédemment décrit, que par un calcul lui-même consommateur de temps à partir de la durée de service tgs.
II convient donc de procéder par anticipation pour ne pas rajouter du temps de calcul au temps d'horloge. Ceci correspond à la formule :
tgs - tgr = (t_a_s - t_a) - (t_d_s - t_d) Comme prendre un tel temps de calcul pourrait amener un délai supplémentaire de calcul, il est requis de disposer d'un procédé de compensation en continu.
La table 2, dérivée de la table 1 , montre la différence (temps réel - temps de service) arrondie en impulsions d'horloge en fonction du temps de service pour le démarrage t_d_s ou l'arrêt t_a_s déduits de la table 1. Par exemple si le temps de service t_d_s = 1 ,2 ps, la table 1 donne un temps réel t_d = 1 ,096 ps. La différence est de 1 ,096 - 1 ,2 = -0,104 ps que l'on arrondit à un comptage de périodes -1 , c'est-à-dire -0,2 ps.
Figure imgf000021_0001
Table 2 Les cases entourées sont les cases pour lesquelles il y a une augmentation ou une diminution du décalage de temps exprimé en nombre d'impulsions d'horloge.
Une table 3 représente la table 2 en fonction du rang d'impulsion d'horloge. En entrée le temps de service est remplacé par le rang de la transition d'horloge de service, on peut dire que c'est le temps de service exprimé en nombre d'impulsions. Par exemple, le temps de service 1 ,2 με est remplacé par le résultat de sa division par 0,2 με, soit 6. La première colonne de la table 3 représente les dizaines (0 en l'occurrence) et la première ligne représente les unités (6 en l'occurrence). Donc, l'entrée est le rang de l'impulsion d'horloge modulée et la sortie la différence (temps réel - temps de service), exprimée en décalage d'impulsions d'horloge.
Pour générer un événement, avoir un procédé de compensation continue transformant le temps de service en temps réel permettra d'obtenir une génération optimisée.
Figure imgf000022_0001
Table 3
La table 4 applique la correction montrée à la table 3 sur le rang d'impulsions. Cela permet une estimation du temps réel en fonction du temps de service. C'est-à-dire que si on rajoute la valeur temps de service, exprimée en nombre d'impulsions, à cette différence (temps réel - temps de service), on retrouve la valeur du temps réel, exprimée en nombre d'impulsions. Pour cette table 4, en prenant comme exemple la 1 51 ème impulsion de l'horloge modulée qui est représentée à la ligne 15 et à la colonne 1 , celle-ci étant la deuxième des colonnes qui vont de 0 à 9 par intervalle de 1 , le résultat compensé indique 153 impulsions au lieu de 1 51 d'une période d'horloge régulière de 0,2 ps, ce qui donne :
153 x 0,2 = 30,6 ps
tandis que le temps de service est de :
151 x 0,2 = 30,2 ps
Comme vérification, la table 1 indiquait précédemment que pour 30,2 ps de temps de service mesuré, le temps réel est de 30,697 ps. La différence entre les tables 1 et 4 est donc de 30,697 - 30,6 = 0,097 ps qui est plus petite que la moitié d'une période d'horloge, cette moitié étant de 0, 1 ps.
Un circuit en temps réel mettant en oeuvre la table 4 empêcherait les 6ème, 20ème, 52ème, 1 55ème, 184ème et 196ème impulsions d'horloge d'augmenter le comptage à l'impulsion suivante tandis que les 55ème, 84ème, 96ème, 1 06ème, 120ème et 152ème impulsions d'horloge augmentent de 2 par rapport à l'impulsion précédente.
Figure imgf000023_0001
Table 4
Les figures 7a et 7b montrent des cas particuliers d'un circuit de compensation conforme à la présente invention tandis que les figures 8a et 8b montrent respectivement un mode de réalisation d'un circuit de compensation générale conforme à la présente invention. Les figures 7a et 8a montrent un circuit relatif à un algorithme de modulation périodique et symétrique, la symétrie y étant utilisée pour ne travailler que sur une demi-période ou 1 / 2 P pour la comparaison des rangs d'impulsion.
En se référant notamment aux figures 8a et 8b, les étapes du procédé de compensation du décalage entre durées de service et durées réelles de mesure de temps selon l'invention se font à la suite du procédé de détermination d'une durée de service sur un signal d'horloge dans un circuit électronique comme précédemment décrit.
La compensation recherchée se fait en fonction des durées de génération réelle tgr et de service tgs selon des impulsions d'horloge précédentes. Il est tout d'abord établi un relevé donnant les différences arrondies à un nombre entier pour une modulation d'horloge en fonction d'un rang dans une succession d'impulsions, ce qui correspond à la table 4.
Il est ensuite procédé à la détermination des rangs d'impulsion à partir desquels un décalage dans le comptage des impulsions d'horloge, respectivement positif ou négatif, est observé par rapport au rang directement précédent. Ceci conduit à la formation d'un premier groupe de nombres [a1 : an] de rang d'impulsion associé à une diminution dans le comptage des impulsions d'horloge, et d'un deuxième groupe de nombres [b1 : bn] de rang d'impulsion associé à une augmentation dans le comptage des impulsions d'horloge.
II est alors procédé à l'attribution d'un rang pour une impulsion à un instant donné dans une succession d'impulsions d'un signal d'horloge. Ce rang est alors comparé avec les nombres [a1-1 : an-1], [b1-1 : bn-1] de rang des premiers et deuxièmes groupes. Cela sert à déterminer de quel groupe relève une impulsion à laquelle on a attribué un rang. Toute impulsion peut appartenir au premier, au deuxième groupe ou à aucun des deux groupes. Ce sont les valeurs (ax-1 ) et (bx-1 ) qui sont prises du fait que la comparaison ne peut avoir d'action qu'à l'impulsion d'horloge suivante.
Dans le cadre de l'invention, il peut être possible de prévoir d'autres groupes supplémentaires par exemple des groupes avec un saut d'impulsion de + ou - 2.
Pour réaliser ce saut en retranchement ou en augmentation dans le comptage d'impulsions, à chaque impulsion le biais dynamique Ev1 est mis à jour, lequel correspond à la différence entre durée réelle tgr et durée de service tgs. Si l'impulsion est de rang (ax-1 ), il est procédé à un retranchement, si elle est de rang (bx-1 ), il est procédé à une augmentation, dans les autres cas, la valeur reste inchangée. Ceci permet d'obtenir une première valeur d'erreur.
Parallèlement à ces étapes, il est procédé au comptage de la durée de service tgs avec détermination d'une durée réelle tgr correspondante et d'une deuxième erreur entre durée réelle tgr et durée de service tgs ainsi comptée. Il est ensuite procédé à la comparaison des première et deuxième erreurs avec l'émission d'un indicateur d'événement indi dès qu'une comparaison donne une égalité entre première et deuxième erreurs.
Le circuit de compensation pour la mise en œuvre d'un tel procédé de compensation comprend un compteur d'impulsions C dans un circuit de signal d'horloge ih_s, le compteur d'impulsions C ou C1/2P attribuant un rang à chaque impulsion effective d'une succession d'impulsions. Ce compteur peut être dans le cas d'un algorithme de variation pour l'étalement de spectre un compteur par demi-période référencé C1/2P aux figures 7a et 8a.
Le circuit comprend aussi des modules de comparaison [Ma1-1 : Man-1] ;
[Mb1-1 : Mbn-1] avec comparaison du rang attribué à chaque impulsion effective avec chacun des rangs de succession d'impulsions des premier et deuxième groupes [a1-1 : an-1] ; [b1-1 : bn-1]. Un module [Ma1-1 : Man-1] ; [Mb1-1 : Mbn-1] est avantageusement présent pour chaque rang des premier et deuxième groupes [a1-1 : an-1] ; [b1-1 : bn-1].
Le circuit comprend un registre de direction R déterminant un ajout ou un retranchement symbolisé par -/+ d'une unité dans une première cellule Ev1 d'évaluation d'une première erreur. La première cellule Ev1 présente des moyens d'ajout ou de retranchement au biais dynamique constitutifs de la première erreur.
Le circuit comprend une deuxième cellule Ev2 d'évaluation d'une seconde erreur qui est la différence entre une durée réelle tgr et une durée de service tgs, la durée de service tgs étant mesurée par un décompteur C2 à partir d'une impulsion de départ id et la durée réelle tgr étant introduite en complément dans la deuxième cellule Ev2.
Entre les première et deuxièmes cellules d'évaluation Ev1 et Ev2, se trouve une cellule de comparaison Ecomp effectuant la comparaison entre les première et deuxième erreurs respectives des première et deuxième cellules Ev1 , Ev2. Un indicateur d'événement indi est alors émis quand les première et deuxième erreurs sont égales.
Pour les première et deuxième erreurs, dans chaque cellule Ev1 , EV2 il est ajouté un talon n constant en tant qu'entier naturel positif suffisant pour que les première et deuxième erreurs soient toujours supérieures à 0. Par exemple, ce talon peut être égal à 3 mais ceci n'est pas limitatif.
Une fois le talon n pré-chargé dans le compteur C2 de temps de service avec une valeur à charger qui est tgr + n, une impulsion de départ id permet au décomptage de débuter. C'est à partir de ce moment qu'il est procédé à une comparaison de la première erreur par rapport à la deuxième erreur basée sur une durée de service comptée par le compteur C2. Quand la première erreur est égale à la deuxième erreur, l'indicateur d'événement indi prend la valeur 1 et peut déclencher l'événement souhaité. Une fois que l'indicateur d'événement indi est égal à 1 , le compteur C2 est bloqué mais comme la première erreur peut encore varier par ajout d'incréments, ceci peut créer un basculement de l'indicateur d'événement indi après une transition significative qui est la première après l'émission de l'impulsion de départ id.
Le chargement de la deuxième cellule Ev2 est commandé par une commande de chargement CC. Un autre registre R1 commande le début du décomptage en étant mis à 1 par l'impulsion de départ id et mis à 0 par l'émission d'un indicateur d'événement indi.
En se référant à la figure 8a, quand l'algorithme de variation est symétrique, ce qui n'est pas toujours le cas dans le cadre de la présente invention, il est possible du fait de la symétrie de la table du fait de l'algorithme symétrique pour utiliser un comptage de demi-période suffisant dans ce cas pour déterminer les rangs d'impulsions significatifs.
En se référant notamment à la table 3 et à la figure 7b, si le rang d'impulsion est 5, 19, 51 , 54, 83, 95, 105, 119, 151 , 154, 183 ou 195, l'horloge modulée est autorisée à incrémenter ou décrémenter la cellule d'évaluation Ev1 faisant office de compteur. Ceci ne sera cependant effectif qu'à la prochaine impulsion d'horloge de sorte que la cellule d'évaluation Ev1 faisant office de compteur changera la valeur au rang d'impulsion 6, 20, 52, 55, 84, 96, 106, 120, 152, 155, 184 ou 196. Ceci est un exemple pour la sélection des valeurs (ax-1 ) et (bx-1 ) précédemment mentionnées.
L'erreur comptabilisée dans la cellule d'évaluation Ev1 faisant office de compteur Ev1 est un biais dynamique qui consiste en un cumul d'augmentations ou de diminutions suivant le rang d'impulsion, comme montré à la table 4.
Comme illustré en figures 7a et 8a, la reconnaissance du sens de variation, en augmentation ou en diminution, se fait si l'algorithme est symétrique en fonction de la sortie du compteur par deux C3, en plus de la détection du rang d'impulsion.
Par exemple, en figure 7a, les rangs d'impulsion 5, 19, 51 , 154, 183 ou 195 requièrent une diminution de 1 tandis que les rangs d'impulsion 154, 183 ou 195 sont identifiés comme étant 54, 83 ou 95 avec un signal correspondant à une demi-période de l'algorithme et référencée ½ P égal à 1.
Il est en effet à considérer que le comptage se fait préférentiellement sur une demi-période de l'algorithme de variation à modulation périodique et s'effectue par un compteur par deux C3.
Comme autre exemple, les rangs d'impulsion 54, 83, 95, 105, 1 19 ou 151 requièrent une augmentation de 1 tandis que les rangs d'impulsion 105, 1 19 ou 151 sont identifiés comme étant 5, 19 ou 51 avec le signal ½ P égal à 1.
La table 5 montre la logique de comptage en augmentation ou en diminution du biais dynamique à partir de la table 3. Rang de Rang
Alpha y2 p +/- Sens Ev1
détection effectif
5 1 0 0 Diminution 6
19 1 0 0 Diminution 20
51 1 0 0 Diminution 52
54 0 0 1 Augmentation 55
83 0 0 1 Augmentation 84
95 0 0 1 Augmentation 96
105 1 1 i Augmentation 106
119 1 1 1 Augmentation 120
151 1 1 1 Augmentation 152
154 0 1 0 Diminution 155
183 0 1 0 Diminution 184
195 0 1 0 Diminution 196
Table 5
Alpha indique le sens en augmentation ou en diminution du biais dynamique pour les rangs inférieur à la centaine, c'est-à-dire à l'intérieur de la première demi-période. L'inversion entre augmentation et diminution pour la deuxième demi-période est déclenchée par le signal ½ P, lorsqu'il existe. Le signal +/- prend en compte Alpha et ½P pour fixer le sens de comptage ou décomptage dans le compteur Ev1 , et donc réaliser l'augmentation ou le retranchement précédemment évoqués.
Le verrouillage et la permission pour la mise à jour du biais dynamique surviennent avec un décalage d'une impulsion d'horloge, que la logique soit synchrone ou asynchrone, du fait des temps de transmission. Il y a donc un décalage de 1 entre le rang de détection et le rang effectif.
Pour les rangs d'impulsion d'horloge 6, 20, 52, 155, 184 ou 196, la valeur 1 est retranchée du biais dynamique.
Pour les rangs d'impulsion d'horloge 55, 84, 96, 106, 120, 152, la valeur 1 est ajoutée au biais dynamique.
Figure imgf000027_0001
Table 6 Afin de ne pas avoir à travailler sur des valeurs négatives, il convient de charger le biais dynamique par un talon positif, par exemple de 3, ceci à chaque synchronisation. De ce fait, le compteur de temps réel est aussi à augmenter de 3 quand pré-chargé.
La table 6 indique l'erreur comptabilisée par la cellule d'évaluation Ev1 faisant office de compteur d'erreur en fonction du rang d'impulsions, à partir de l'exemple de la table 1.
Supposons que l'on veuille, par exemple, générer à partir de la table 1 un événement 5 ps après l'instant de synchronisation qui correspond à un maximum de fréquence modulée. La table 1 montre qu'il faut considérer 5,4 ps pour obtenir 5,023 ps de durée réelle.
Figure imgf000028_0001
Table 7 L'application du procédé de compensation selon la présente invention aboutit à pré-charger la valeur 3 dans la première cellule d'évaluation Ev1 faisant office de compteur et 28 dans la deuxième cellule d'évaluation Ev2 faisant office de décompteur. La variation des valeurs jusqu'à l'égalité de la différence des valeurs des compteurs Ev1 et Ev2 est donnée par la table suivante qui est la table 7.
Dans cette table, l'impulsion de rang 27 correspond à 5,4 με dans le référentiel du temps de service, donc 5,023 ps en temps réel d'après la table 1. Elle déclenche bien la montée à 1 de l'indicateur indi à 5,023 με après l'impulsion de départ, pour 5 ps visé.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de comptage d'une durée de service (tms) de mesure de temps sur un signal d'horloge comportant des transitions d'horloge périodiques dans un circuit électronique et de détermination d'une durée réelle (tmr) de mesure de temps en fonction de la durée de service (tms), le signal d'horloge ayant subi un étalement de spectre selon un algorithme de variation (AES) périodique provoquant une modulation en fréquence des transitions d'horloge dudit signal et créant une différence entre durée réelle (tmr) et durée de service (tms), caractérisé en ce qu'il est procédé au comptage pendant des incréments de temps successifs au moins d'un temps de service pour le démarrage (t_d_s) et d'un temps de service pour l'arrêt (t_a_s) et, à partir de ces temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt (t_d_s, t_a_s), il est procédé à la détermination des temps réels pour le démarrage et pour l'arrêt (t_d, t_a) servant au calcul de la durée réelle de mesure (tmr) en fonction des paramètres de l'algorithme de variation (AES).
2. Procédé selon la revendication 1 , dans lequel la différence entre la durée réelle de mesure (tmr) et la durée de service (tms) s'établit en fonction des temps réels pour le démarrage et pour l'arrêt (t_d, t_a) et des temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt (t_d_s, t_a_s) selon la formule suivante :
tmr - tms = (t_a - t_a_s) - (t_d - t_d_s)
3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel, l'algorithme de variation (AES) étant périodiquement oscillant entre des fréquences maximales (Fhmax) et minimales (Fhmin), les paramètres de l'algorithme de variation (AES) sont au moins la période (t_p) de l'algorithme et un point d'application de l'algorithme (AES) se référant aux fréquences maximales ou minimales (Fhmax, Fhmin) ou à un point médian entre fréquences maximales et minimales (Fhmax, Fhmin).
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel il est procédé au comptage des temps de service pour le démarrage et pour l'arrêt (t_d_s, t_a_s) ainsi que de la durée de service (tms), une impulsion d'armement (iARM) étant émise pour marquer l'initialisation du procédé, une impulsion de synchronisation (isync) étant émise périodiquement en correspondance avec la période du signal d'horloge et de l'algorithme de variation (AES), avec, pour chaque comptage respectif des temps et durée de service (t_d_s, t_a_s, tms), une émission d'une impulsion de départ (id) initiant le début du comptage du temps de service pour l'arrêt (t_a_s) et de la durée de service (tms) et initiant la fin du comptage du temps de service pour le démarrage (t_d_s), le temps de service pour le démarrage (t_d_s) étant compté entre la dernière impulsion de synchronisation précédant l'impulsion de départ (id) et cette impulsion de départ (id), la durée de service (tms) étant comptée entre l'impulsion de départ (id) et une impulsion pour l'arrêt (ia), l'impulsion pour l'arrêt (ia) terminant aussi le comptage du temps de service pour l'arrêt (t_a_s) débutant avec la dernière impulsion de synchronisation précédant l'impulsion d'arrêt (ia).
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel il est élaboré une table donnant la durée réelle (tmr) en fonction de la durée de service (tms) et un relevé donnant les différences arrondies à un multiple d'une période d'horloge pour une modulation d'horloge en fonction d'un rang dans une succession d'impulsions.
6. Procédé de compensation du modulation entre durées de mesure de service et durées réelles de temps, lequel comprend un procédé de détermination d'une durée de service réelle (tgr) sur un signal d'horloge dans un circuit électronique selon la revendication précédente, dans lequel la compensation se fait en fonction des durées réelle (tgr) et de service (tgs) précédentes selon des impulsions d'horloge précédentes avec :
• à partir du relevé donnant les différences arrondies à un multiple de la période d'horloge pour une modulation d'horloge en fonction d'un rang dans une succession d'impulsions, détermination des rangs d'impulsion à partir desquels un décalage d'une période d'horloge, respectivement positif ou négatif, est observé par rapport au rang directement précédent avec formation d'un premier groupe de nombres [a1-1 : an-1] de rang d'impulsion associé à une diminution d'un biais dynamique et d'un deuxième groupe de nombres [b1-1 : bn-1] de rang d'impulsion associé à une augmentation du biais dynamique,
• attribution d'un rang pour une impulsion à un instant donné dans une succession d'impulsions d'un signal d'horloge,
• comparaison de ce rang attribué avec les nombres [a1-1 an-1], [b1-1 : bn-1] de rang des premiers et deuxièmes groupes et détermination si le rang attribué appartient au premier, au deuxième groupe ou à aucun des deux groupes,
· pour chaque impulsion mise à jour d'un biais dynamique égal à l'erreur entre durée réelle (tgr) et durée de service (tgs), ce biais dynamique diminuant, augmentant ou restant stable en fonction de l'appartenance au premier, au deuxième ou à aucun des groupes [a1-1 : an-1], [b1-1 : bn-1], • parallèlement à ces étapes, comptage de la durée de service (tgs) avec détermination d'une durée réelle (tgr) correspondante et d'une deuxième erreur entre durée réelle (tgr) et durée de service (tgs) ainsi comptée,
• comparaison des première et deuxième erreurs,
· émission d'un indicateur d'événement (indi) suite à une comparaison donnant une égalité entre première et deuxième erreurs.
7. Procédé selon la revendication précédente, dans lequel, pour les première et deuxième erreurs, il est ajouté un talon (n) constant en tant qu'entier naturel positif suffisant pour que les première et deuxième erreurs soient toujours supérieures à 0.
8. Procédé selon l'une quelconque des deux revendications précédentes, dans lequel, pour un algorithme de variation (AES) périodique servant à l'étalement de spectre étant symétrique, il est relevé les différences arrondies à un nombre entier d'impulsions d'horloge en limitant ce relèvement à une demi-période de l'algorithme de variation (AES).
9. Circuit de comptage pour la mise en oeuvre du procédé de détermination d'une durée de service (tms) par rapport à un signal d'horloge selon la revendication 4, lequel comprend trois compteurs (C1 , C2, C3) de temps associés respectivement au comptage du temps de service pour le démarrage (t_d_s) de la mesure, du temps de service pour l'arrêt (t_a_s) de la mesure et de la durée de service (tms) pour la mesure et des moyens d'émission d'impulsions d'armement (iARM), d'impulsions d'horloge (ih_s), d'impulsions de synchronisation (isync), d'impulsions pour le départ (id) et d'impulsions pour l'arrêt (ia), avec :
• un premier basculeur (B1 ) émettant un signal dit de départ (sd) vers le premier compteur (C1 ) mesurant un temps de service pour le démarrage (t_d_s) avec mise à 1 du signal de départ (sd) par une impulsion d'armement (iARM) et mise à 0 du signal par une impulsion de départ (id), le comptage du temps par le premier compteur (C1 ) se faisant en fonction d'un signal d'horloge (ih_s) quand le signal de départ (sd) est mis à 1 ,
• des moyens de transmission au premier compteur (C1 ) d'impulsions de synchronisation (idO) remettant le premier compteur (C1 ) à 0,
· un deuxième basculeur (B2) émettant un signal dit de durée démarrage- arrêt (sda) vers un deuxième compteur (C2) mesurant une durée de service (tms), avec mise à 1 du signal par une impulsion de départ (id) et mise à 0 du signal par une impulsion pour l'arrêt (ia), le comptage du temps par le deuxième compteur (C2) se faisant en fonction du signal d'horloge (ih_s) quand le signal pour l'arrêt est mis à 1 , • un troisième basculeur (B3) émettant un signal dit d'arrêt (sa) vers un troisième compteur (C3) mesurant un temps de service pour l'arrêt (t_a_s) avec une mise à 1 du signal par une impulsion d'armement (iARM) et une mise à 0 du signal par une impulsion d'arrêt (ia), le comptage du temps par le troisième compteur (C3) se faisant en fonction du signal d'horloge (ih_s) quand le signal d'arrêt est mis à 1 ,
• des moyens de transmission au troisième compteur (C3) d'impulsions de synchronisation (iaO) remettant le troisième compteur (C3) à zéro,
• des moyens de transmission respectifs aux trois compteurs (C1 , C2, C3) d'une impulsion d'armement (iARM) remettant ces compteurs (C1.C2, C3) à zéro.
10. Circuit de compensation pour la mise en oeuvre du procédé de compensation du modulation entre durée de mesure de service (tgs) et durée réelle (tgr) selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, lequel comprend :
• un compteur d'impulsions (C) dans un circuit de signal d'horloge (ih_s), le compteur d'impulsions (C) attribuant un rang à chaque impulsion effective d'une succession d'impulsions,
• des modules de comparaison [Ma1-1 : Man-1] ; [Mb1-1 : Mbn-1] du rang attribué à chaque impulsion effective avec chacun des rangs de succession d'impulsions des premier et deuxième groupes [a1-1 : an-1] ; [b1-1 : bn-1], un module [Ma1-1 : Man-1] ; [Mb1-1 : Mbn-1] étant présent pour chaque rang des premier et deuxième groupes [a1-1 : an-1] ; [b1-1 : bn-1],
• un registre de direction (R) déterminant un ajout ou un retranchement (-/+) dans la mise à jour d'une erreur par une première cellule d'évaluation (Ev1 ) d'une première erreur, la première cellule (Ev1 ) présentant, pour chaque impulsion, des moyens d'ajout ou de retranchement à la première erreur,
• une deuxième cellule (Ev2) d'évaluation d'une seconde erreur, qui est la différence entre une durée réelle (tgr) et une durée de service (tgs), la durée de service (tgs) étant mesurée par un décompteur (C2) à partir d'une impulsion de départ (id) et la durée réelle (tgr) étant introduite en complément dans la deuxième cellule (Ev2),
• une cellule de comparaison (Ecomp) effectuant la comparaison entre les première et deuxième erreurs respectives des première et deuxième cellules (Ev1 , Ev2) avec émission d'un indicateur d'événement (indi) quand les première et deuxième erreurs sont égales.
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