FR2905040A1 - Procede d'elaboration d'un mot numerique representatif d'un rapport non-entier entre les periodes respectives de deux signaux, et dispositif correspondant - Google Patents

Abstract

L'invention vise un circuit comprenant une boucle à verrouillage de phase comportant un comparateur (COMP) recevant en entrée un mot numérique cible représentatif d'un rapport cible non-entier entre un signal principal et un signal de référence ayant une fréquence de référence ; un oscillateur (DCO) commandé numériquement, couplé au comparateur et apte à délivrer un signal de sortie ; au moins une boucle de retour (BR) couplée entre la sortie dudit oscillateur et ledit comparateur. Celle-ci comprend un dispositif, apte à élaborer un mot numérique représentatif du rapport non-entier entre la période dudit signal de référence et la période dudit signal de sortie, ledit signal de référence et ledit signal de sortie correspondant respectivement au premier et deuxième signal, et ladite partie entière N fixée étant égale à la partie entière dudit rapport cible non-entier. Ledit comparateur (COMP) est apte à comparer lesdits mot numérique et mot numérique cible. Ledit oscillateur est apte à régler la fréquence dudit signal de sortie en fonction du résultat délivré par ledit comparateur.

Description

1 Procédé d'élaboration d'un mot numérique représentatif d'un rapport

non-entier entre les périodes respectives de deux signaux, et dispositif correspondant L'invention concerne la détermination d'un rapport non-entier entre un premier signal et un deuxième signal. L'invention est avantageusement mais non limitativement utilisée pour des applications liées aux boucles à verrouillage de phase ( PLL , Phase Locked Loop en langue anglaise), en particulier les boucles à verrouillage de phase de type numérique utilisant dans leur boucle principale un oscillateur contrôlé numériquement ( DCO , Digitally Controlled Oscillator, en langue anglaise). La boucle à verrouillage de phase peut être utilisée pour asservir le rapport fréquentiel formé entre un signal de commande et un signal de référence, c'est-à-dire un signal ayant de préférence une fréquence stable pendant une durée donnée (par exemple quelques itérations de la PLL), et le rapport fréquentiel entre un signal esclave et ce même signal de référence. Pour ce faire, la boucle à verrouillage de phase numérique comprend un comparateur connecté à l'oscillateur DCO par l'intermédiaire d'un filtre. Plus précisément, le comparateur transmet un mot numérique à une borne de contrôle de l'oscillateur DCO, qui délivre quant à lui un signal de sortie analogique (signal esclave), dont la fréquence est ajustée à l'aide de la valeur du mot numérique reçu sur la borne de contrôle de l'oscillateur DCO. Ce signal de sortie est envoyé à l'aide d'une boucle de rétroaction (ou boucle de retour) en entrée du comparateur. Sur une autre entrée, le comparateur reçoit un autre mot numérique représentatif d'un rapport non-entier entre un signal de 2905040 2 commande et le signal de référence. Par exemple, le signal de référence peut-être généré par un oscillateur à quartz. Le comparateur compare les deux mots numériques reçus en entrée et délivre une valeur numérique représentative de l'erreur 5 existant entre ces derniers, autrement dit l'erreur entre les deux rapports non-entiers. C'est le mot numérique représentatif de cette erreur qui permet d'ajuster la valeur de la fréquence du signal de sortie de l'oscillateur DCO. Plus généralement, l'invention concerne tout système 10 comprenant la mesure d'un rapport de fréquence entre deux signaux de type analogique, dont un signal possède de préférence une fréquence stable pendant une durée donnée, notamment dans le cas d'une application au sein d'une PLL. De manière générale, la détermination d'un rapport non-entier 15 entre deux signaux pose problème. En effet, on ne peut pas comparer de façon précise la phase existante entre les fronts des deux signaux dont on veut déterminer le rapport, du fait de la partie fractionnaire du rapport. Une première solution présentée par exemple dans le document 20 US 6,094,101, intitulé Direct Digital Frequency Synthesis Enabling Spur Elimination propose de déterminer directement le rapport non-entier, à l'aide d'un signal de référence particulier, en ce qu'il nécessite une synthèse de fréquence préalable avant même de chercher à déterminer le rapport non-entier. Cette synthèse implique plusieurs 25 composants supplémentaires, et est donc coûteuse en terme de surface et en terme de consommation d'énergie. Une autre solution proposée par Texas Instruments par exemple dans l'article US 6,326,851 Digital Phase-Domain PLL Frequency Synthesizer propose de suréchantillonner le signal dont la fréquence 2905040 3 n'est pas fixée, puis de calculer directement le rapport non-entier à partir de chaque déphasage (du fait de la partie fractionnaire) entre les fronts du signal suréchantillonné et les fronts du signal dont la fréquence est fixée. Cette méthode ne permet pas de façon simple et 5 peu coûteuse en termes d'énergie et de surface, d'obtenir les parties fractionnaire et entière du rapport à déterminer. Elle est par conséquent peu compatible avec des méthodes de traitement numérique de la partie fractionnaire, en vue par exemple d'affiner sa valeur ou de supprimer d'éventuels bruits parasites. 10 L'invention vise à apporter une solution à ces problèmes. Un but de l'invention est de proposer une solution particulièrement simple à mettre en oeuvre et peu coûteuse pour déterminer un rapport non-entier entre deux signaux, dont un signal avec une fréquence fixée choisie. 15 Un autre but de l'invention est d'obtenir un résultat facilement exploitable, et par conséquent aisément compatible avec d'autres procédés de traitement numérique par exemple. A cet égard, selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, il est proposé un procédé d'élaboration d'un mot numérique représentatif 20 du rapport non entier entre la période d'un premier signal et la période d'un deuxième signal. Selon une caractéristique générale de ce premier aspect de l'invention, ledit procédé comprend une détermination de la partie entière du rapport, puis un calcul de la partie fractionnaire du rapport, 25 et une élaboration dudit mot numérique à partir de la partie entière déterminée et de la partie fractionnaire calculée. En d'autres termes, contrairement aux solutions existantes, qui cherchent à déterminer directement le rapport non-entier, l'invention propose de déterminer tout d'abord de façon très simple la partie 2905040 4 entière du rapport non-entier, puis une fois cette partie entière déterminée, de calculer la partie fractionnaire du rapport, avant d'élaborer le rapport non-entier. Il est alors très facile par la suite d'appliquer des traitements 5 numériques supplémentaires sur la partie fractionnaire (pour éliminer d'éventuels bruits parasites) puisque celle-ci peut être directement extraite. En outre, ce procédé est particulièrement simple à mettre en oeuvre puisqu'il peut être réalisé de façon entièrement numérique. 10 Ainsi, l'invention peut être adaptée aux technologies numériques, en particulier dans le cadre des méthodes de pointe pour la modulation de signal ; ceci est particulièrement avantageux étant donné que les systèmes implémentant des procédés numériques sont particulièrement robustes aux variations de température et impliquent une faible 15 consommation du point de vue énergétique Selon un premier mode de mise en oeuvre, dans lequel la détermination de ladite partie entière peut comprendre a) une division temporelle par un diviseur entier P du deuxième signal de façon à générer un signal divisé, b) une génération d'un signal intermédiaire à 20 partir du signal divisé, c) une détermination de l'écart temporel entre le signal intermédiaire et le premier signal, d) une analyse de la valeur de cet écart temporel vis-à-vis d'une plage de valeurs, e) une répétition éventuelle des étapes a) à d) en faisant varier successivement la valeur du diviseur entier P jusqu'à obtenir un écart 25 temporel situé dans ladite plage de valeurs, ladite partie entière étant alors la valeur N du diviseur entier pour lequel ledit écart temporel est situé dans ladite plage de valeurs, cet écart temporel étant représentatif de la partie fractionnaire, et le calcul de la partie 2905040 5 fractionnaire comprend le calcul dudit écart temporel lorsque celui-ci est compris dans ladite plage de valeurs. Dans ce cas, ladite division temporelle comprend de préférence un comptage, après un front de référence dudit premier signal, de P 5 fronts du deuxième signal à partir du lème front du deuxième signal émis après ledit front de référence, i étant supérieur ou égal à deux, dans lequel ladite génération du signal intermédiaire comprend une génération d'un premier front simultanément au premier front compté du deuxième signal, puis d'un deuxième simultanément au P1ème front 10 compté du deuxième signal, ladite détermination de l'écart temporel comprend de préférence : - une mesure d'un premier écart auxiliaire temporel entre ledit premier front du signal intermédiaire et ledit front de référence, et 15 d'un deuxième écart auxiliaire temporel entre ledit deuxième front du signal intermédiaire et un autre front dudit premier signal décalé d'une période de ce premier signal par rapport audit front de référence, - un échantillonnage desdits premier et deuxième écarts auxiliaires temporels, 20 - un calcul de la différence entre ledit deuxième écart auxiliaire temporel et ledit premier écart auxiliaire temporel, ladite différence correspondant audit écart temporel. Ledit traitement pour le calcul de la partie fractionnaire peut alors comprendre un traitement numérique dudit écart temporel , de 25 façon à obtenir ladite partie fractionnaire. Selon un autre mode de mise en oeuvre, la détermination de ladite partie entière comprend de préférence a) une division temporelle par un diviseur entier P du deuxième signal de façon à générer un signal divisé, ladite division comportant un comptage, après un front 2905040 6 de référence dudit premier signal, de P fronts du deuxième signal à partir du sème front du deuxième signal émis après ledit front de référence, i étant supérieur ou égal à deux, b) une génération d'un signal intermédiaire à partir du signal divisé, ladite génération 5 comportant la génération d'un premier front simultanément au premier front compté du deuxième signal, puis d'un deuxième front simultanément au P'eme front compté du deuxième signal, c) une mesure d'un premier écart auxiliaire temporel entre ledit premier front du signal intermédiaire et un front de référence dudit premier signal, 10 et d'un deuxième écart auxiliaire temporel entre ledit deuxième front du signal intermédiaire et un autre front dudit premier signal décalé d'une période de ce premier signal par rapport audit front de référence, d) un échantillonnage et une analyse de la valeur de chaque écart auxiliaire temporel échantillonné, et une répétition éventuelle 15 des étapes a) à d) en faisant varier successivement la valeur du diviseur entier P jusqu'à ce que chaque écart temporel auxiliaire échantillonné soit compris dans une plage de valeurs correspondante, la valeur du diviseur entier étant alors représentative de ladite partie entière et la différence entre le deuxième et le premier écart temporel 20 étant alors représentative de la partie fractionnaire, et dans lequel ledit traitement pour le calcul de la partie fractionnaire comprend un traitement numérique desdits premier et deuxième écarts auxiliaires temporels échantillonnés, comportant le calcul de la différence entre lesdits premier et deuxième écarts auxiliaires temporels 25 échantillonnés, ladite différence correspondant à une valeur représentative de ladite partie fractionnaire. Selon un mode de mise en oeuvre, si ledit procédé comprend au moins une répétition des étapes a) à d), l'élaboration dudit mot numérique peut comprendre une première phase qui comporte lesdites 2905040 7 étapes a) à d), et une deuxième phase qui comporte le traitement numérique dudit calcul de la partie fractionnaire suite à une première phase, et à chaque répétition des étapes a) à d) de la première phase, la deuxième phase est réalisée successivement à cette première phase. 5 En variante, la deuxième phase correspondant à une réalisation donnée d'une première phase est effectuée simultanément à la répétition des étapes a) à d). Dans le cas de ces deux variantes le procédé peut comprendre en outre une génération d'un signal supplémentaire prenant une 10 première valeur pendant la première phase, et une deuxième valeur pendant la deuxième phase. Selon un autre mode de mise en oeuvre, la détermination de ladite partie entière peut comprendre la fixation de cette partie entière à un nombre N prédéterminé et une division temporelle par N dudit 15 deuxième signal de façon à générer un signal divisé, une génération d'un signal intermédiaire à partir dudit signal divisé, et le calcul de la partie fractionnaire comprend une détermination de l'écart temporel entre ledit signal intermédiaire et le premier signal, cet écart temporel étant représentatif de la partie fractionnaire. 20 Dans ce cas ladite division temporelle peut comprendre un comptage, après un front de référence dudit premier signal, de N fronts du deuxième signal à partir du Dème front du deuxième signal émis après ledit front de référence, i étant supérieur ou égal à deux, dans lequel ladite génération du signal intermédiaire comprend 25 une génération d'un premier front simultanément au premier front compté du deuxième signal, puis d'un deuxième front simultanément au N'ème front compté du deuxième signal, dans lequel ladite détermination de l'écart temporel comprend : 2905040 8 - une mesure d'un premier écart auxiliaire temporel entre ledit premier front du signal intermédiaire et ledit front de référence, et d'un deuxième écart auxiliaire temporel entre ledit deuxième front du signal intermédiaire et un autre front dudit premier signal décalé d'une 5 période de ce premier signal par rapport audit front de référence, - un échantillonnage desdits premier et deuxième écarts auxiliaires temporels, - un calcul de la différence entre ledit deuxième écart auxiliaire temporel et ledit premier écart auxiliaire temporel, ladite différence 10 correspondant audit écart temporel, et dans lequel ledit traitement pour le calcul de la partie fractionnaire comprend un traitement numérique dudit écart temporel , de façon à obtenir ladite partie fractionnaire. Selon un autre aspect de l'invention, il est également proposé 15 un procédé de contrôle d'une boucle à verrouillage de phase, comprenant un comparateur recevant en entrée un mot numérique cible représentatif d'un rapport cible non-entier entre un signal principal et un signal de référence ayant une fréquence de référence, un oscillateur commandé numériquement couplé, en particulier via un filtre, au 20 comparateur et délivrant un signal de sortie, et une boucle de retour couplée entre la sortie de l'oscillateur et ledit comparateur. Selon une caractéristique générale de l'invention, ledit procédé comprend a) une élaboration tel que décrit ci-avant, au sein de la boucle de retour, d'un mot numérique représentatif du rapport non-entier entre la 25 période dudit signal de référence et la période dudit signal de sortie, ledit signal de référence et ledit signal de sortie correspondant respectivement au premier et deuxième signal, et ladite partie entière N fixée étant égale à la partie entière dudit rapport cible non-entier, b) une comparaison desdits mot numérique et mot cible numérique, et c) 2905040 9 un réglage au sein de la boucle principale, de la fréquence dudit signal de sortie en fonction du résultat de la comparaison, puis on répète les étapes a), b, et c) au moins tant que la partie fractionnaire dudit rapport non-entier n'appartient pas à une plage de valeurs. 5 Selon un mode de mise en oeuvre, dans le cas où la partie entière est fixée à un nombre N prédéterminé lors de la détermination dudit rapport, si on répète au moins une fois les étapes a), b) et c), on commence l'étape a) de la répétition simultanément à la réalisation du traitement numérique du calcul de la partie fractionnaire de la 10 réalisation précédente des étapes a), b) et c). Selon un autre aspect de l'invention, il est également proposé un dispositif d'élaboration d'un mot numérique représentatif du rapport non entier entre la période d'un premier signal et la période d'un deuxième signal. 15 Selon une caractéristique générale de cet aspect de l'invention ledit dispositif comprend des moyens de détermination aptes à déterminer la partie entière du rapport, couplés en sortie à des moyens de calcul aptes à calculer la partie fractionnaire du rapport, et des moyens d'élaboration aptes à élaborer ledit mot numérique à partir de 20 la partie entière déterminée et de la partie fractionnaire calculée. Selon un premier mode de réalisation, les moyens de détermination de la partie entière peuvent comprendre un compteur/diviseur par un diviseur entier P, activé par un signal supplémentaire, et apte à recevoir en entrée ledit deuxième 25 signal et à générer un signal divisé puis un signal intermédiaire à partir du signal divisé, ledit compteur/diviseur comprenant une entrée de commande de façon à modifier la valeur du diviseur entier P, des moyens de mesure aptes à mesurer des écarts auxiliaires entre ledit signal intermédiaire et ledit premier signal, en les 2905040 10 échantillonnant, les moyens de calcul étant alors aptes à déterminer un écart temporel représentatif de la partie fractionnaire, à partir desdits écarts auxiliaires échantillonnés et aptes à analyser la valeur de cet écart temporel vis-à-vis d'une plage de valeurs, et 5 une boucle de retour entre la sortie des moyens de calcul et ladite entrée de commande dudit compteur/diviseur, comprenant des moyens d'ajustement de façon à ajuster la valeur de l'entier diviseur P au moins tant que ledit écart temporel n'est pas compris dans ladite plage de valeurs. 10 Selon un deuxième mode de réalisation les moyens de détermination de la partie entière peuvent comprendre : - un compteur/diviseur par un diviseur entier P, activé par un signal supplémentaire, et apte à recevoir en entrée ledit deuxième signal et à générer un signal divisé puis un signal intermédiaire à 15 partir du signal divisé, ledit compteur/diviseur comprenant une entrée de commande de façon à modifier la valeur du diviseur entier P, - des moyens de mesure aptes à mesurer des écarts auxiliaires entre ledit signal intermédiaire et ledit premier signal, en les échantillonnant, 20 - une boucle de retour entre la sortie des moyens de mesure et ladite entrée de commande dudit compteur/diviseur, comprenant des moyens d'ajustement de façon à ajuster la valeur de l'entier diviseur P tant que chaque écart temporel auxiliaire échantillonné n'est pas compris dans une plage de valeur, correspondante, 25 Les moyens de calcul sont alors aptes à déterminer un écart temporel représentatif de la partie fractionnaire, à partir desdits écarts auxiliaires échantillonnés. Selon un troisième mode de réalisation, lesdits moyens de détermination de la partie entière peuvent comprendre des moyens de 2905040 11 stockage aptes à stocker une valeur de cette partie entière fixée à un nombre N prédéterminé,' et apte à délivrer ladite valeur de N à un compteur/diviseur par N qui reçoit en entrée ledit deuxième signal et génère un signal divisé puis un signal intermédiaire à partir du signal 5 divisé, et dans lequel les moyens de calcul de la partie fractionnaire sont aptes à déterminer l'écart temporel entre ledit signal intermédiaire et le premier signal, cet écart temporel étant représentatif de la partie fractionnaire. Dans ce cas, le dispositif peut comprendre en outre des moyens 10 de mesure aptes à mesurer puis échantillonner des écarts temporels auxiliaires entre ledit signal intermédiaire et ledit premier signal, les moyens de calcul étant aptes à déterminer un écart temporel représentatif de la partie fractionnaire, à partir desdits écarts auxiliaires, et aptes à analyser la valeur de cet écart temporel vis-à-vis 15 d'une plage de valeurs. Par exemple, lesdits moyens de calcul peuvent déterminer ledit écart temporel en calculant la différence entre lesdits écarts auxiliaires. Par exemple lesdits moyens de calcul de la partie fractionnaire 20 peuvent déterminer ladite partie fractionnaire de façon logicielle. Selon un autre aspect de l'invention il est proposé un circuit comprenant une boucle à verrouillage de phase comportant un comparateur recevant en entrée un mot numérique cible représentatif d'un rapport cible non-entier entre un signal principal et 25 un signal de référence ayant une fréquence de référence, un oscillateur commandé numériquement, couplé au comparateur et apte à délivrer un signal de sortie, au moins une boucle de retour couplée entre la sortie dudit oscillateur et ledit comparateur. 2905040 12 Selon une caractéristique générale de l'invention, ladite boucle de retour peut comprendre un dispositif selon l'un des modes de réalisation mentionnés ci-dessus, apte à élaborer un mot numérique représentatif du rapport non-entier entre la période dudit signal de 5 référence et la période dudit signal de sortie, ledit signal de référence et ledit signal de sortie correspondant respectivement au premier et deuxième signal, et ladite partie entière N fixée étant égale à la partie entière dudit rapport cible non-entier. Ledit comparateur est alors apte à comparer lesdits mot 10 numérique et mot numérique cible ; ledit oscillateur est apte à régler la fréquence dudit signal de sortie en fonction du résultat délivré par ledit comparateur. Ledit circuit comprend alors des moyens de commande aptes à commander le fonctionnement de la boucle à verrouillage de phase au moins tant que la partie fractionnaire dudit 15 rapport non-entier n'appartient pas à une plage de valeurs. Par exemple le circuit peut comprendre deux boucles de retour, comportant chacune un dispositif selon le premier mode de réalisation, les compteurs/diviseurs de chaque dispositif étant alternativement activés par leur signal supplémentaire respectif. 20 Par exemple le circuit peut comprendre une boucle de retour principale comportant un dispositif selon le premier mode de réalisation, et une boucle de retour auxiliaire comportant un dispositif selon le deuxième mode de réalisation, et des moyens d'activation aptes à activer la boucle de retour principale ou la boucle de retour 25 auxiliaire via leur signal supplémentaire respectif, en fonction de la différence entre la valeur de l'entier diviseur P et ladite partie entière N. 2905040 13 D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés, sur lesquels : la figure 1 décrit de façon très générale un mode de mise en oeuvre de l'invention ; la figure 2 illustre un premier mode de réalisation de l'invention, - les figures 3 à 5 représentent des chronogrammes des signaux mis en oeuvre par l'invention, la figure 6 représente une variante du premier mode de réalisation de l'invention ; - la figure 7 représente un deuxième mode de réalisation selon l'invention ; - la figure 8 représente un troisième mode de réalisation selon l'invention ; les figures 9 et 10 représentent chacune un mode de réalisation d'un compteur; diviseur selon l'invention ; - les figures 11, 12a, 12b, 13a et 13b illustrent plus en détail certains moyens incorporés dans les différents mode de 20 réalisation de l'invention. On se rapporte tout d'abord à la figure 1 qui décrit de façon très générale le principe de fonctionnement d'un mode de mise en oeuvre du procédé selon l'invention. On suppose dans ce cas que l'on cherche à déterminer un 25 rapport non-entier entre un signal de référence Fref à fréquence connue et un autre signal Fout. La partie entière Nd du rapport à déterminer est dans cet exemple inconnu. 5 10 15 2905040 14 Lors d'une première étape (étape 1) on choisit une valeur P pour un entier diviseur, initialisé à la valeur Pinitial (par exemple la valeur médiane de l'ensemble des valeurs que l'entier diviseur P peut prendre pour une application donnée). Un but du procédé est d'ajuster 5 progressivement la valeur de l'entier diviseur P de façon qu'il atteigne la valeur Nd de la partie entière du rapport à déterminer. Pour ce faire, on procède au comptage de P fronts du signal Fout de manière à effectuer une division temporelle par l'entier diviseur P. Puis (étape 2) on génère, à partir du signal Fout divisé, un 10 signal intermédiaire SI représentatif de l'écart entre le signal de référence Fref et le signal Fout divisé. Ainsi, une fois que la valeur de l'entier diviseur P a atteint la valeur de la partie entière du rapport à déterminer, le signal SI permet de déterminer la partie fractionnaire f. L'invention a donc pour objectif de déterminer d'abord la partie 15 entière Nd, de façon à déduire du signal intermédiaire SI, la partie fractionnaire f. On détermine alors l'écart temporel entre le signal intermédiaire SI et le signal de référence Fref (étape 3). Puis on détecte si l'écart temporel a éventuellement atteint des 20 seuils limites, respectivement minimal et maximal, indiquant que la valeur de l'entier diviseur P est inférieure ou supérieure à la valeur de la partie entière recherchée. Par exemple ces seuils limites peuvent être des seuils liés à une éventuelle saturation de l'écart temporel, ou encore des seuils 25 inférieurs à ces seuils de saturation. Ci après, il sera fait référence à la saturation de l'écart temporel, bien que cet exemple ne soit absolument pas limitatif quant aux seuils choisis. 2905040 15 On ajuste (étape 5) alors la valeur de l'entier diviseur P en fonction du sens de la saturation, et on réitère les étapes 1 à 5 tant qu'une saturation est détectée. Une fois que la valeur de l'entier diviseur P a atteint celle de la 5 partie entière Nd, on détermine la valeur de la partie fractionnaire f à partir de l'écart temporel (étape 6). L'homme du métier saura par exemple mettre en oeuvre ces étapes de façon logicielle. Sur la figure 2, est représenté un mode de réalisation d'un 10 dispositif d'élaboration DIS d'un mot numérique représentatif d'un rapport non-entier, entre les périodes respectives des deux signaux Fout et Fref, selon le mode de mise en oeuvre décrit ci-avant. Dans cet exemple, le dispositif DIS est intégré au sein d'une boucle à verrouillage de phase PLL, et plus particulièrement dans sa 15 boucle de retour qui est de type numérique. Cette boucle permet grâce à une contre-réaction et une fois ledit rapport déterminé, d'asservir sa valeur du rapport. Plus généralement, le dispositif DIS peut être utilisé sans contre-réaction, simplement pour déterminer la valeur du rapport entre 20 les périodes respectives des deux signaux Fout et Fref. Sur la figure 2, le signal Fref est le signal de référence (premier signal) qui possède une fréquence connue. Ce signal peut être délivré par un oscillateur à quartz 0Z. Le signal Fout (deuxième signal), délivré en entrée du 25 dispositif DIS, est périodique selon une période Tout. Cette période forme un rapport non-entier (Nd+fd) inconnu avec la période du signal de référence Fref, Nd étant la partie entière du rapport, et fd, sa partie fractionnaire. La fréquence du signal de sortie Fout appartient à une plage de fréquence choisie. 2905040 16 Plus précisément, le signal Fout est délivré à un compteur/diviseur DIVP qui divise par un entier diviseur P la période du signal Fout. Ce dernier est activé par un signal de remise à zéro RAZ, délivré par des moyens de remise à zéro MRAZ. En d'autres 5 termes, le compteur/diviseur DIVP fonctionne lorsque RAZ= 1 , et est désactivé lorsque RAZ= 0 . Le diviseur DIVP génère le signal intermédiaire SI à partir du signal Fout divisé. Le signal intermédiaire SI et le signal de référence Fref sont 10 délivrés à des moyens de mesure TDC qui mesurent deux valeurs Dtl, Dt2 , représentatives de l'écart temporel entre le signal intermédiaire SI et le signal de référence Fref et qui seront explicitées plus en détail ci-après. Des moyens de calcul MCAL calculent ledit écart temporel à 15 partir des deux valeurs Dtl, Dt2. Des moyens d'ajustement MAJ détectent une éventuelle saturation de la valeur de cet écart. En cas de saturation, ces moyens d'ajustement MAJ ajustent de manière adéquate la valeur de l'entier diviseur P, de façon à atteindre la valeur de la partie entière N. 20 Par exemple, si l'écart temporel est représentatif d'une valeur de partie fractionnaire trèssupérieure à 1, il est évident que la valeur de l'entier diviseur P est inférieure à Nd : les moyens d'ajustement vont donc incrémenter P. Les moyens d'ajustement MAJ sont insérés dans une boucle de 25 rétroaction BRP, connectée entre la sortie des moyens de calcul MCAL et une entrée de commande EC du compteur/diviseur DIVP, de façon à ajuster la valeur de P. En l'absence de saturation., les moyens MCAL calculent la partie fractionnaire à partir de l'écart temporel. L'action des moyens 2905040 17 d'ajustement sur la valeur de l'entier diviseur est alors sans effet. En variante, il est possible de déconnecter la boucle de rétroaction BRP de la sortie de moyens de calcul MCAL. La valeur de rapport déterminé par le dispositif DIS est alors 5 élaborée par des moyens d'élaboration MEL (ici un additionneur binaire) aptes à sommer les valeurs de P et de f. Cette valeur déterminée P+f est alors délivrée à un comparateur COMP qui la compare à une valeur de rapport Nd+fd à laquelle elle est asservie. On dit alors que la boucle à verrouillage de phase PLL est 10 verrouillée. De façon classique, le comparateur COMP détermine l'erreur entre les valeur Nd+fd et P+d. Cette erreurs est filtrée par un filtre FL qui délivre un mot numérique MNM à un oscillateur DCO contrôlé numériquement par ce 15 mot numérique MNM. Le filtre FL effectue par exemple un filtrage de type proportionnel intégral dérivé ( PID ), L'oscillateur DCO délivre en sortie le signal Fout (ou deuxième signal) de type analogique, vers le dispositif DIS. Les oscillateurs contrôlés numériquement par un mot 20 numérique ( Digitally controlled oscillator en langue anglaise) sont bien connus de l'homme du métier. La fréquence du signal Fout dépend de la valeur du mot numérique MNM. Ainsi, dès que les partie entière P et fractionnaire f du rapport entre les périodes respectives des signaux Fref et Fout diffèrent des 25 valeur Nd et fd, l'erreurs permet de commander l'oscillateur DCO pour qu'il ajuste la fréquence du signal Fout pour rétablir l'égalité. En d'autres termes, une valeur non nulle des permet de répéter le réglage et le calcul du rapport effectué par la boucle à verrouillage 2905040 18 de phase PLL (moyen de commande numérique des itérations de la boucle à verrouillage de phase). La figure 3 représente de façon plus précise l'évolution des signaux mis en oeuvre par le dispositif DIS. 5 Le premier axe horizontal de la figure 3 représente deux périodes du signal de référence Fref. Chaque période Tref du signal de référence Fref est égale à (N+f).Tout. Le deuxième axe horizontal de la figure 3 représente les fronts du signal Fout dont la période a été divisée par l'entier diviseur P. 10 Un comptage des fronts du signal Fout divisé est effectué. Le premier front compté est référencé 1, et le Pieme front compté est référencé P. Simultanément au premier front compté, on génère un premier front du signal intermédiaire SI. Dans cet exemple, au premier front compté du deuxième signal 15 Fout, le signal intermédiaire passe de la valeur 0 à la valeur 1 , puis reprend la valeur 0 au bout d'un laps de temps prédéterminé. De même, au pième front compté du deuxième signal Fout, un deuxième front du signal intermédiaire SI est généré. Par conséquent, les deux fronts du signal intermédiaire SI sont 20 espacés de P.Tout. En variante, au 1 er front compté, le signal intermédiaire SI pourrait passer de 0 à 1 , puis repasser à 0 au P1ème front compté. Le premier front du signal intermédiaire SI serait alors un front montant, et le deuxième front un front descendant. 25 A partir du signal de référence Fref et du signal intermédiaire SI, des écarts auxiliaires temporels, Dtl et Dt2 sont mesurés (la figure 2 se concentre sur deux écarts temporels mais bien entendu, le dispositif DIS traite une succession d'écarts temporels Dti).. 2905040 1 9 Le premier écart auxiliaire temporel Dtl correspond à l'écart entre le premier front du signal intermédiaire SI et un front de référence, qui est dans cet exemple le front montant au commencement de la première période (relativement à la figure 2) du signal Fref. 5 Le deuxième écart auxiliaire temporel référencé Dt2 correspond à l'écart existant entre le deuxième front du signal intermédiaire SI et la fin de la première période du premier signal Fref. Au cours de cette phase de mesure des écarts Dt1 et Dt2 (première phase), le signal de remise à zéro RAZ (signal 10 supplémentaire) prend la valeur 1 , entre le premier front du signal intermédiaire SI et la fin du créneau suivant le deuxième front du signal intermédiaire SI. Le signal RAZ prend la valeur 0 ensuite (deuxième phase) (cf. troisième axe horizontal de la figure 3), permettant de réaliser les 15 différents calculs pour la détermination de la partie fractionnaire f comme décrits ci-après. De façon à pouvoir évaluer les écarts Dtl et Dt2, on les numérise en les échantillonnant selon un pas d'échantillonnage fixé T;,,,,, comme représenté sur la figure 4. L'échantillonnage est de 20 préférence réalisé à l'aide d'une chaîne d'inverseurs. Ainsi on peut écrire : N, = Ent(Dt, /Tàw ) , où NI est un premier entier, et N2 = Ent(Dt2/T,,w) , 25 où N2 est un deuxième entier. Comme on l'a vu précédemment, la relation entre le premier signal Fref et le deuxième signal Fout peut s'écrire : Tref == (N + f)Tout , 2905040 20 Dans l'exemple, de la figure 3, le premier front compté du deuxième signal Fout correspond au deuxième front émis après le front de référence du signal de référence Fref. Par conséquent, si l'on fait l'hypothèse que la valeur prise par l'entier P est effectivement égale à la valeur de la partie entière N du rapport à déterminer (comme illustré sur la figure 3), il vient : Dt, û Dt2 = 2Tout û [Tout +(1û f )Tout] = fTout , c'est-à-dire en fonction du pas d'échantillonnage Tin,, : Dt, Dt2 fTo, N, ûN2 =-17-- T ' InV 111V 10 Ainsi, en effectuant la différence entre les deux grandeurs Dt1 et Dt2, il est possible de connaître la valeur de f.Tout. Par contre, si la valeur de l'entier diviseur P est supérieure à celle de la partie entière à déterminer, la différence entre Dtl et Dt2 sera supérieure à Tout. En d'autres termes, 15 Dt1-Dt2=a.Tout, a.Tout étant un écart temporel représentatif d'une partie fractionnaire supérieure à 1, ce qui n'est pas possible. Si la valeur de l'entier diviseur P est inférieure à celle de la partie entière à déterminer, Dt2 sera négatif en valeur relative. En 20 d'autres termes, Dti-Dt2=(3.Tout, J3 étant négatif. Par conséquent, tant que l'écart Dtl-Dt2 est égal à ces valeurs extrêmes, minimale ou maximale (par exemple les valeurs de saturation), la valeur de P est ajustée en conséquence. L'absence de saturation traduit le fait que la valeur de P 25 correspond à celle de la partie entière N recherchée : l'écart Dtl-Dt2 est alors représentatif de la partie fractionnaire recherchée f. 5 Tm, 2905040 21 La valeur calculée de la partie fractionnaire f est très précise puisque la détermination de l'écart Dti-Dt2 permet de supprimer tout délai parasite éventuel. On note que deux cas limites peuvent apparaître lors de la 5 détermination des écarts Dti et Dt2. Ces deux cas sont illustrés sur la figure 5 Le deuxième axe horizontal de la figure 5 représente les fronts du signal intermédiaire SI en fonction des fronts du signal Fout divisé. Cette courbe représente le cas où l'écart temporel Dti prend sa valeur 10 maximale. Cela correspond à la génération d'un front du signal Fout juste avant le front de référence du signal de référence Fref, c'est-à-dire un temps inférieur au pas d'échantillonnage Tin,,. Dans ce cas, l'écart maximal est reporté sur Dt2. On doit alors s'assurer que le nombre d'inverseurs de la chaîne d'inverseurs 15 réalisant l'échantillonnage soit suffisant pour échantillonner Dtimax et l'écart Dt2 correspondant. Le troisième axe horizontal de la figure 5, représente les fronts du signal intermédiaire SI, dans le cas où la grandeur Dti prend sa valeur minimale Dtimin. Cela correspond à la génération d'un front du 20 signal Fout juste après le front de référence du signal de référence Fref, c'est-à-dire un laps de temps inférieur au pas d'échantillonnage Tin,, après le front de référence. Cette valeur minimale est alors reportée sur Dt2. Si le premier front compté était le premier front émis, le Nieme compté (c'est-à-dire le front précédent le front N sur le 25 troisième axe de la figure 5) ne peut pas être échantillonné. Ainsi, en choisissant le deuxième front (mode préféré) et non le ème front (i>2), on limite le nombre de composants nécessaires pour l'échantillonnage de Dt2 et Dti (car Dti <Dtimax), et on s'assure 2905040 22 d'avoir des valeurs Dt2 et Dti suffisamment grandes (car Dti >Dtim;n) pour pouvoir réaliser l'échantillonnage. Cependant, il est possible de compter à partir du ième front : les moyens d'échantillonnage sont alors plus long. 5 En variante, comme illustré sur la figure 6, il est possible d'utiliser deux dispositifs DIS1 et DIS2 en parallèle, au sein de différentes boucles de retour BRP1 et BRP2. Par exemple, les boucles de retour BRP1 et BRP2 sont couplées au comparateur COMP via un multiplexeur MX cadencé par le signal 10 Fref. Les signaux de remise à zéro RAZ1 et RAZ2 de chaque compteur/diviseur DIVP1 et DIVP2 sont alors alternés de façon qu'ils soient activés alternativement. Ainsi, lorsque l'un des compteur/diviseur génère le signal SI, l'autre est désactivé permettant 15 le calcul de l'écart Dti-Dt2. Ce mode de réalisation permet ainsi d'augmenter le débit de traitement de la boucle à verrouillage de phase PLL. Une autre variante est illustrée sur la figure 7. Dans ce cas la boucle de retour BRP est connectée entre la 20 sortie des moyens TDC et l'entrée de commande du compteur/diviseur DIVP. Cette variante est particulièrement adaptée dans le cas où le rapport effectif entre les signaux Fout et Fref est proche du rapport à déterminer, si la plage fréquentielle de fonctionnement de la PLL est 25 étroite par exemple. Dans cette variante, la boucle de rétroaction BRP est connectée entre la sortie des moyens de mesure TDC et de l'entrée de commande EC. 2905040 23 Les moyens d'ajustement MAJ comprennent alors des moyens de détection de saturation MSAT des écarts (ou de seuils limites minimal et maximal de manière plus générale), c'est-à-dire en pratique des entiers Ni et N2 (Ni dans le cas général). 5 En effet, au lieu de détecter une éventuelle saturation de la différence entre Dt2 et Dti, une solution est de détecter cette éventuelle saturation sur les entiers, en d'autres termes de détecter si ces entiers sortent d'une plage de valeurs dans laquelle ils doivent être compris. 10 Etant donné que l'on se place dans un état proche du verrouillage de la PLL, les ajustements de la valeur de l'entier diviseur P en cas de saturation d'un moins un entier Ni se font par incrémentation ou décrémentation d'une unité seulement. I1 est alors possible d'effectuer la première phase à chaque 15 période du signal de référence Fref. Dans ce cas on désactive le signal de remise à zéro RAZ. Cette variante permet donc d'augmenter le débit de fonctionnement du dispositif DIS. L'algorithme décrit ci-dessous peut-être implémenté dans les moyens de saturation MSAT de façon à éviter une éventuelle 20 saturation des entiers Ni. L'exemple est donné à titre indicatif avec l'entier N2. Pour ne pas être saturé, la valeur de N2 doit être bornée tel que : N_lim_inv N2 < N_limsup, 25 avec par exemple : N li.m inv > 0 N_lim_sup < 2 Tout/Ti,,,, On effectue alors simultanément les trois tests suivants 2905040 24 - Si N2 < Nliminv alors on incrémente la valeur de l'entier diviseur P, - Si N2 > Nlimsup alors on décrémente la valeur de _ l'entier diviseur P, 5 - Si N lim inv < N2 < N_lim_sup alors Si f> 0.5, alors on affecte la valeur de N+l à l'entier diviseur P, Si f < 0.5 alors on affecte la valeur de N à l'entier diviseur P. 10 Il est particulièrement intéressant dans le cas de la variante représentée sur la figure 6, d'utiliser dans l'une des boucles de retour de la PLL, un dispositif DIS tel qu'illustré sur la figure 7. Dans ce cas la boucle principale de la PLL comprenant un dispositif tel qu'illustré sur la figure 2 est activée via le signal RAZ1, 15 lorsque la boucle à verrouillage de phase PLL n'est pas verrouillée. La boucle auxiliaire de la PLL comprenant un dispositif tel qu'illustré sur la figure 7 est

activée via le signal RAZ2, lorsque la boucle à verrouillage de phase PLL est verrouillée. Dans ce cas des incrémentation ou décrémentation unitaire de l'entier diviseur P sont 20 suffisantes pour parer aux éventuelles variation du rapport Nd+fd. On se réfère à présent à la figure 8, qui illustre un mode de réalisation d'une boucle à verrouillage de phase PLL, intégrant un dispositif d'élaboration d'un mot numérique représentatif d'un rapport non-entier dans sa boucle de retour, dans le cas où la valeur de la 25 partie entière du rapport à déterminer Nd est connue. Par exemple un rapport cible Rc-Nd+fd est délivré en entrée du comparateur COMP. Ce rapport Rc est le rapport formé entre les périodes respectives d'un signal de commande et du signal de référence Fref.

2905040 25 La partie entière Nd étant connue, (elle est stockée par exemple dans des moyens de stockage MS) elle est programmée numériquement sur le diviseur/compteur. Pour ce faire, la partie entière Nd est directement délivrée sur l'entrée de commande EC du 5 diviseur/compteur. Par conséquent, la convergence vers le rapport à déterminer est beaucoup plus rapide, étant donné que l'entier diviseur de la division effectuée par le diviseur/compteur DIVN est directement Nd. I1 est alors possible de simplifier le dispositif. En effet, l'écart 10 entre le rapport déterminé par le dispositif DIS et le rapport cible Rc atteint très rapidement de faibles valeurs. La convergence du rapport déterminé par le dispositif DIS peut donc être assuré par le seul comparateur COMP associé au filtre FL et à l'oscillateur DCO de la PLL (sans boucle de retour propre au dispositif DIS).

15 Les figures suivantes illustrent des modes de réalisation des différents composants de la boucle de retour BR. La figure 9 illustre un premier mode de réalisation du compteur/diviseur DIVP. Ce dernier comprend une chaîne de diviseurs CHDIV, par deux ou par trois. Des moyens de sélection MSe1 délivrent 20 un signal de sélection Sel, de façon à sélectionner le nombre de diviseurs nécessaires pour effectuer une division par N. Le premier diviseur de la chaîne de diviseurs CHDIV reçoit en entrée le signal Fout. Une bascule LTH ( Latch en langue anglaise), par exemple 25 une bascule D, reçoit en entrée le signal délivré par le dernier diviseur de la chaîne de diviseurs CHDIV sélectionnés, et délivre en sortie les fronts du signal intermédiaire tous les N fronts du signal Fout divisé. Cette bascule LTH est synchronisée sur le signal Fout de façon qu'un écart parasite éventuel (dû au temps de propagation des portes 2905040 26 par exemple) entre le signal intermédiaire et les fronts du signal Fout divisé soit constant. Ainsi cet écart parasite disparaît lors que l'on calcule la valeur de l'écart N1-N2. La figure 10 illustre un autre mode de réalisation du diviseur 5 DIVN. Ce mode de réalisation comprend un prédiviseur PDIV connecté en amont du diviseur DIVN. Ce prédiviseur PDIV reçoit en entrée le signal Fout et délivre en sortie ce signal Fout divisé par un entier Q. L'utilisation d'un prédiviseur est optionnelle, mais permet de limiter avantageusement le 10 nombre de portes logiques utilisées au sein du diviseur. Le mode de réalisation de la figure 9 met en oeuvre la méthode de division dite du Walking Bit . Le diviseur DIVN comprend alors un transistor PMOS, dont la grille est connectée à la masse, la source à la tension d'alimentation 15 VDD, et la grille à une chaîne de bascules CHLTH. La grille du transistor PMOS étant reliée à la masse, ce dernier transmet un bit ayant la valeur 1 , à la chaîne de bascules CHLTH, via une connexion In. Le nombre de bascules activées de la chaîne CHLTH 20 correspond au diviseur de la division restant à effectuer après avoir fait la prédivision par Q à l'aide du prédiviseur PDIV. Chaque bascule est synchronisée par le signal Fout divisé par Q. La sortie de chaque bascule de la chaîne CHLTH est connectée 25 à la grille d'un transistor NMOS. Le drain de ce transistor NMOS est connectée à la sortie du transistor PMOS délivrant le bit, et sa source est connectée à la masse.

2905040 27 On prélève le signal intermédiaire SI à la sortie de la première bascule, puis le bit délivré par le transistor PMOS se propage, de bascule en bascule au sein de la chaîne CHLTH. La valeur de la sortie du transistor PMOS est mise à 0 par 5 les transistors NMOS qui correspondent aux bascules propageant le bit. Lorsque la dernière bascule sélectionnée a transmis le bit, c'est-à-dire lorsqu'on a effectué la division par le diviseur adéquat, le dernier transistor NMOS rétablit la valeur VDD à la sortie du transistor 10 PMOS pour générer un nouveau bit à propager. La figure 11 illustre un mode de réalisation des moyens de mesure TDC précités. De façon à mesurer les écarts auxiliaires temporels Dt1 et Dt2, on détermine les entiers N1 et N2 indiquant le nombre d'inverseurs traversés. Le temps de traversée d'un inverseur 15 Ti, nous permet d'obtenir les valeurs de Dt1 et Dt2 moyennant les erreurs de quantification. Pour ce faire, les moyens de mesure TDC sont formés par exemple par un convertisseur temps/numérique ( Time to digital converter en langue anglaise), bien connu de l'homme du métier. Ce 20 convertisseur échantillonne les écarts auxiliaires temporels Dt1 et Dt2 selon le pas d'échantillonnage Tin,,, de façon à obtenir les entier N1 et N2 représentatifs des durées des écarts auxiliaires temporels Dt1 et Dt2. Le convertisseur TDC comprend alors une chaîne d'inverseurs 25 CHINV et une chaîne de bascule CHBS alternativement à sortie inverseuse ou non. La chaîne de bascules CHBS comprend autant de bascules que la chaîne d'inverseurs CHINV comprend d'inverseurs.

2905040 28 Le délai de propagation de chaque inverseur correspond au pas d'échantillonnage Tin,,. Le premier inverseur de la chaîne inverseurs CHINV reçoit en entrée le signal de référence Fref. Puis chaque inverseur reçoit en 5 entrée le signal délivré par l'inverseur connecté en amont. En outre, la sortie de chaque inverseur est connectée à l'entrée de la bascule correspondante de la chaîne de bascules CHBS. Chaque bascule est synchronisée sur le signal intermédiaire SI. Les sorties de chaque bascule de la chaîne de bascules CHBS 10 sont connectées à une bascule LTH2. Comme expliqué dans l'article Field-Programmable-Gate-Area-Based-Time-to-Digital Converter with 200ps Resolution" IEEE Transactions on instrumentation and measurement, vol. 46, n l, février 1997, par Jozef Kalisz, ou encore dans l'article A new DLL-Based 15 Approach for All-Digital Multiphase Clock Generation IEEE Journal of Solid-state circuits, vol. 39, n 3, mars 2004, par Ching-Che Chung et Chen-Yi lee, la bascule LTH2 génère un code de façon à exprimer les écarts Dt1 et Dt2 en fonction du temps de traversée de chaque inverseur de la chaîne d'inverseurs CH1.

20 La figure 12a illustre un mode de réalisation des moyens de traitement numériques MTR, incorporés dans les moyens de calculs MCAL. Ces moyens de traitement numériques MTR réalisent un traitement sur plusieurs périodes du signal de référence Fref.

25 Comme représenté sur la figure 12b, l'indice k correspond à la période du signal de référence prise en compte. La méthode de traitement numérique mis en oeuvre par les moyens de traitement numériques MTR consiste ici à faire la différence entre deux entiers Ni (2p+l) et Ni (2p+2) successifs, 2905040 29 fonction de deux écarts Dt; (2p+l) et Dt; (2p+2) successifs, p étant un entier, et i correspondant à 1 ou 2, selon le rang 2p+1 ou 2p+2, comme on peut le voir sur la figure 12b. Pour ce faire, les moyens de traitement MTR sont synchronisés, 5 dans cet exemple sur le signal de remise à zéro RAZ. Ainsi, lorsque le signal de remise à zéro RAZ passe à zéro (dans cet exemple), les moyens de traitement MTR effectuent la différence entre deux entiers Ni (2p+1) et Ni (2p+2) successifs selon la formule : 10 N;(2p+1)-N;(2p+2). Cette méthode de traitement numérique est peu coûteuse, directe et rapide. Elle nécessite un faible temps de calcul ainsi qu'une faible surface de silicium pour la réalisation. Les figures 13a et 13b représentent un autre mode de 15 réalisation des moyens de traitement MTR. Dans cet exemple, les moyens de traitement numériques MTR sont synchronisés sur un signal d'horloge CLK généré par exemple par une horloge HL (figure 13a), et effectuent une dérivation selon une méthode d'approximation polynomiale.

20 Comme représenté sur la figure 13b, la méthode mise en oeuvre par les moyens de traitement consiste à calculer la différence entre les entiers NI et N2 en effectuant une approximation polynomiale sur plusieurs périodes successives du signal de référence. Cette méthode, bien que plus complexe, permet d'obtenir un 25 résultat particulièrement précis. Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation et de mise en oeuvre décrit ci-avant.

Claims (21)

REVENDICATIONS

1-Procédé d'élaboration d'un mot numérique représentatif du rapport non entier entre la période d'un premier signal (Fref) et la période d'un deuxième signal (Fout), caractérisé par le fait que ledit procédé comprend une détermination de la partie entière du rapport, puis un calcul de la partie fractionnaire du rapport, et une élaboration dudit mot numérique à partir de la partie entière déterminée et de la partie fractionnaire calculée.

2-Procédé selon la revendication 1, dans lequel la détermination de ladite partie entière comprend a) une division temporelle (étape 1) par un diviseur entier P du deuxième signal de façon à générer un signal divisé, b) une génération d'un signal intermédiaire (SI) à partir du signal divisé (étape 2), c) une détermination (étape

3) de l'écart temporel entre le signal intermédiaire et le premier signal, d) une analyse de la valeur de cet écart temporel vis-à-vis d'une plage de valeurs (étape

4), e) une répétition éventuelle des étapes a) à d) en faisant varier (étape 6) successivement la valeur du diviseur entier P jusqu'à obtenir un écart temporel situé dans ladite plage de valeurs, ladite partie entière étant alors la valeur N du diviseur entier pour lequel ledit écart temporel est situé dans ladite plage de valeurs, cet écart temporel étant représentatif de la partie fractionnaire, et le calcul de la partie fractionnaire comprend le calcul dudit écart temporel lorsque celui-ci est compris dans ladite plage de valeurs (étape

5). 3-Procédé selon la revendication 2, dans lequel ladite division temporelle comprend un comptage, après un front de référence dudit premier signal, de P fronts du deuxième signal à partir du ième front du deuxième signal émis après ledit front de référence, i étant supérieur ou égal à deux. dans lequel ladite génération du signal intermédiaire 2905040 31 comprend une génération d'un premier front simultanément au premier front compté du deuxième signal, puis d'un deuxième simultanément au P1è'ne front compté du deuxième signal, dans lequel ladite détermination de l'écart temporel comprend : 5 - une mesure d'un premier écart auxiliaire temporel (Dti) entre ledit premier front du signal intermédiaire et ledit front de référence, et d'un deuxième écart auxiliaire temporel (Dt2) entre ledit deuxième front du signal intermédiaire et un autre front dudit premier signal décalé d'une période de ce premier signal par rapport audit front de 10 référence, - un échantillonnage desdits premier et deuxième écarts auxiliaires temporels, - un calcul de la différence entre ledit deuxième écart auxiliaire temporel (Dt2) et ledit premier écart auxiliaire temporel (Dti), ladite 15 différence correspondant audit écart temporel, et dans lequel ledit traitement pour le calcul de la partie fractionnaire comprend un traitement numérique dudit écart temporel , de façon à obtenir ladite partie fractionnaire. 4-Procédé selon la revendication 1, dans lequel la 20 détermination de ladite partie entière comprend a) une division temporelle par un diviseur entier P du deuxième signal de façon à générer un signal divisé, ladite division comportant un comptage, après un front de référence dudit premier signal, de P fronts du deuxième signal à partir du sème front du deuxième signal émis après 25 ledit front de référence, i étant supérieur ou égal à deux, b) une génération d'un signal intermédiaire (SI) à partir du signal divisé, ladite génération comportant la génération d'un premier front simultanément au premier front compté du deuxième signal, puis d'un deuxième front simultanément au pième front compté du deuxième signal, c) une mesure d'un premier écart auxiliaire temporel (Dti) 2905040 32 entre ledit premier front du signal intermédiaire et un front de référence dudit premier signal, et d'un deuxième écart auxiliaire temporel (Dt2) entre ledit deuxième front du signal intermédiaire et un autre front dudit premier signal décalé d'une période de ce premier 5 signal par rapport audit front de référence, d) un échantillonnage et une analyse de la valeur de chaque écart auxiliaire temporel échantillonné, et une répétition éventuelle des étapes a) à d) en faisant varier successivement la valeur du diviseur entier P jusqu'à ce que chaque écart temporel auxiliaire échantillonné soit compris dans une 10 plage de valeurs correspondante, la valeur du diviseur entier étant alors représentative de ladite partie entière et la différence entre le deuxième et le premier écart temporel étant alors représentative de la partie fractionnaire, et dans lequel ledit traitement pour le calcul de la partie fractionnaire comprend un traitement numérique desdits premier 15 et deuxième écarts auxiliaires temporels échantillonnés, comportant le calcul de la différence entre lesdits premier et deuxième écarts auxiliaires temporels échantillonnés, ladite différence correspondant à une valeur représentative de ladite partie fractionnaire.

5-Procédé selon l'une des revendications 3 ou 4, comprenant au 20 moins une répétition des étapes a) à d), dans lequel l'élaboration dudit mot numérique comprend une première phase qui comporte lesdites étapes a) à d), et une deuxième phase qui comporte le traitement numérique dudit calcul de la partie fractionnaire suite à une première phase, et dans lequel à chaque répétition des étapes a) à d) de la 25 première phase, la deuxième phase est réalisée successivement à cette première phase.

6- Procédé selon l'une des revendications 3 ou 4, comprenant au moins une répétition des étapes a) à d), dans lequel l'élaboration dudit mot numérique comprend une première phase qui comporte 30 lesdites étapes a) à d), et une deuxième phase qui comporte le 2905040 33 traitement numérique dudit calcul de partie fractionnaire suite à une première phase, et dans lequel la deuxième phase correspondant à une réalisation donnée d'une première phase est effectuée simultanément à la répétition des étapes a) à d). 5

7-Procédé selon la revendication 5 ou 6, comprenant en outre une génération d'un signal supplémentaire (RAZ) prenant une première valeur pendant la première phase, 'et une deuxième valeur pendant la deuxième phase.

8-Procédé selon la revendication 1, dans lequel la 10 détermination de ladite partie entière comprend la fixation de cette partie entière à un nombre N prédéterminé et une division temporelle par N dudit deuxième signal de façon à générer un signal divisé, une génération d'un signal intermédiaire (SI) à partir dudit signal divisé, et le calcul de la partie fractionnaire comprend une détermination de 15 l'écart temporel entre ledit signal intermédiaire et le premier signal, cet écart temporel étant représentatif de la partie fractionnaire.

9-Procédé selon la revendication 8, dans lequel ladite division temporelle comprend un comptage, après un front de référence dudit premier signal, de N fronts du deuxième signal à partir du l'ème front 20 du deuxième signal émis après ledit front de référence, i étant supérieur ou égal à deux, dans lequel ladite génération du signal intermédiaire comprend une génération d'un premier front simultanément au premier front compté du deuxième signal, puis d'un deuxième front simultanément 25 au N1ème front compté du deuxième signal, dans lequel ladite détermination de l'écart temporel comprend : - une mesure d'un premier écart auxiliaire temporel (Dti) entre ledit premier front du signal intermédiaire et ledit front de référence, et d'un deuxième écart auxiliaire temporel (Dt2) entre ledit deuxième 30 front du signal intermédiaire et un autre front dudit premier signal 2905040 34 décalé d'une période de ce premier signal par rapport audit front de référence, - un échantillonnage desdits premier et deuxième écarts auxiliaires temporels, 5 - un calcul de la différence entre ledit deuxième écart auxiliaire temporel (Dt2) et ledit premier écart auxiliaire temporel (Dt1), ladite différence correspondant audit écart temporel, et dans lequel ledit traitement pour le calcul de la partie fractionnaire comprend un traitement numérique dudit écart temporel , 10 de façon à obtenir ladite partie fractionnaire.

10- Procédé de contrôle d'une boucle à verrouillage de phase, comprenant un comparateur (COMP) recevant en entrée un mot numérique cible (Rc) représentatif d'un rapport cible non-entier entre un signal principal et un signal de référence ayant une fréquence de 15 référence, un oscillateur (DCO) commandé numériquement couplé, en particulier via un filtre (FL), au comparateur et délivrant un signal de sortie, et une boucle de retour couplée entre la sortie de l'oscillateur et ledit comparateur, caractérisé par le fait que le procédé comprend a) une élaboration selon l'une des revendications 1 à 9, au sein de la 20 boucle de retour (BR), d'un mot numérique représentatif du rapport non-entier entre la période dudit signal de référence et la période dudit signal de sortie, ledit signal de référence et ledit signal de sortie correspondant respectivement au premier et deuxième signal, et ladite partie entière N fixée étant égale à la partie entière dudit rapport cible 25 non-entier, b) une comparaison desdits mot numérique et mot cible numérique, et c) un réglage au sein de la boucle principale, de la fréquence dudit signal de sortie en fonction du résultat de la comparaison, puis on répète les étapes a), b, et c) au moins tant que la partie fractionnaire dudit rapport non-entier n'appartient pas à une 30 plage de valeurs. 2905040

11-Procédé selon la combinaison des revendications 9 et 10, dans lequel on répète au moins une fois les étapes a), b) et c), et dans lequel on commence l'étape a) de la répétition simultanément à la réalisation du traitement numérique du calcul de la partie fractionnaire 5 de la réalisation précédente des étapes a), b) et c).

12- Dispositif d'élaboration d'un mot numérique représentatif du rapport non entier entre la période d'un premier signal et la période d'un deuxième signal, caractérisé par le fait que ledit dispositif comprend des moyens de détermination aptes à déterminer la partie 10 entière du rapport, couplés en sortie à des moyens de calcul (MCAL) aptes à calculer la partie fractionnaire du rapport, et des moyens d'élaboration aptes à élaborer ledit mot numérique à partir de la partie entière déterminée et de la partie fractionnaire calculée.

13-Dispositif selon la revendication 12, dans lequel les moyens 15 de détermination de la partie entière comprennent un compteur/diviseur (DIVP) par un diviseur entier P, activé par un signal supplémentaire (RAZ), et apte à recevoir en entrée ledit deuxième signal et à générer un signal divisé puis un signal intermédiaire à partir du signal divisé, ledit compteur/diviseur (DIVP) 20 comprenant une entrée de commande (EC) de façon à modifier la valeur du diviseur entier P, des moyens de mesure (TDC) aptes à mesurer des écarts auxiliaires entre ledit signal intermédiaire et ledit premier signal, en les échantillonnant, les moyens de calcul (MCAL) étant alors aptes à 25 déterminer un écart temporel représentatif de la partie fractionnaire, à partir desdits écarts auxiliaires échantillonnés et aptes à analyser la valeur de cet écart temporel vis-à-vis d'une plage de valeurs, et une boucle de retour entre la sortie des moyens de calcul (MCAL) et ladite entrée de commande (EC) dudit compteur/diviseur, 30 comprenant des moyens d'ajustement de façon à ajuster la valeur de 2905040 36 l'entier diviseur P au moins tant que ledit écart temporel n'est pas compris dans ladite plage de valeurs.

14-Dispositif selon la revendication 12, dans lequel les moyens de détermination de la partie entière comprennent : 5 - un compteur/diviseur (DIVP) par un diviseur entier P, activé par un signal supplémentaire (RAZ), et apte à recevoir en entrée ledit deuxième signal et à générer un signal divisé puis un signal intermédiaire à partir du signal divisé, ledit compteur/diviseur (DIVP) comprenant une entrée de commande (EC) de façon à modifier la 10 valeur du diviseur entier P, des moyens de mesure (TDC) aptes à mesurer des écarts auxiliaires entre ledit signal intermédiaire et ledit premier signal, en les échantillonnant, - une boucle de retour entre la sortie des moyens de mesure et 15 ladite entrée de commande dudit compteur/diviseur, comprenant des moyens d'ajustement de façon à ajuster la valeur de l'entier diviseur P tant que chaque écart temporel auxiliaire échantillonné n'est pas compris dans une plage de valeur, correspondante, et dans lesquels les moyens de calcul (MCAL) sont aptes à 20 déterminer un écart temporel représentatif de la partie fractionnaire, à partir desdits écarts auxiliaires échantillonnés.

15-Dispositif selon la revendication 12, dans lequel lesdits moyens de détermination de la partie entière comprennent des moyens de stockage aptes à stocker une valeur de cette partie entière fixée à 25 un nombre N prédéterminé, et apte à délivrer ladite valeur de N à un compteur/diviseur par N qui reçoit en entrée ledit deuxième signal et génère un signal divisé puis un signal intermédiaire (SI) à partir du signal divisé, et dans lequel les moyens de calcul de la partie fractionnaire sont aptes à déterminer l'écart temporel entre ledit signal 2905040 37 intermédiaire et le premier signal, cet écart temporel étant représentatif de la partie fractionnaire.

16-Dispositif selon la revendication 15, comprenant en outre des moyens de mesure (TDC) aptes à mesurer puis échantillonner des 5 écarts temporels auxiliaires entre ledit signal intermédiaire (SI) et ledit premier signal, les moyens de calcul (MCAL) étant aptes à déterminer un écart temporel représentatif de la partie fractionnaire, à partir desdits écarts auxiliaires, et aptes à analyser la valeur de cet écart temporel vis-à-vis d'une plage de valeurs. 10

17- Dispositif selon la revendication précédente, dans lequel lesdits moyens de calcul sont aptes à déterminer ledit écart temporel en calculant la différence entre lesdits écarts auxiliaires.

18-Dispositif selon la revendication 12 à 17, dans lequel lesdits moyens de calcul de la partie fractionnaire sont aptes à déterminer 15 ladite partie fractionnaire de façon logicielle.

19- Circuit comprenant une boucle à verrouillage de phase comportant un comparateur (COMP) recevant en entrée un mot numérique cible représentatif d'un rapport cible non-entier entre un signal 20 principal et un signal de référence ayant une fréquence de référence, un oscillateur (DCO) commandé numériquement, couplé au comparateur et apte à délivrer un signal de sortie, au moins une boucle de retour (BR) couplée entre la sortie dudit oscillateur et ledit comparateur, caractérisé par le fait qu'elle 25 comprend un dispositif selon l'une des revendications 12 à 18, apte à élaborer un mot numérique représentatif du rapport non-entier entre la période dudit signal de référence et la période dudit signal de sortie, ledit signal de référence et ledit signal de sortie correspondant respectivement au premier et deuxième signal, et ladite partie entière 30 N fixée étant égale à la partie entière dudit rapport cible non-entier, 2905040 38 par le fait que ledit comparateur (COMP) est apte à comparer lesdits mot numérique et mot numérique cible, que ledit oscillateur est apte à régler la fréquence dudit signal de sortie en fonction du résultat délivré par ledit comparateur, et que ledit circuit comprend des 5 moyens de commande aptes à commander le fonctionnement de la boucle à verrouillage de phase au moins tant que la partie fractionnaire dudit rapport non-entier n'appartient pas à une plage de valeurs.

20-Circuit selon la revendication précédente, comprenant deux boucles de retour, comportant chacune un dispositif selon la 10 revendication 13, les compteurs/diviseurs de chaque dispositif étant alternativement activés par leur signal supplémentaire respectif (RAZ1, RAZ2).

21- Circuit selon la revendication 19, comprenant une boucle de retour principale comportant un dispositif selon la revendication 15 13, et une boucle de retour auxiliaire comportant un dispositif selon la revendication 14, et des moyens d'activation aptes à activer la boucle de retour principale ou la boucle de retour auxiliaire via leur signal supplémentaire respectif, en fonction de la différence entre la valeur de l'entier diviseur P et ladite partie entière N. 20