WO2017104337A1 - 共振負荷用電力変換装置および共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法 - Google Patents

共振負荷用電力変換装置および共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法 Download PDF

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a load resonant power converter that supplies a rectangular wave voltage to a resonant load such as an induction heating circuit.
  • FIG. 7 shows a circuit configuration of a load resonant power converter (AC / DC converter) connected to a resonant load.
  • the AC / DC converter 10 includes a single-phase inverter whose input side is connected to a DC voltage source 11 and whose output side is connected to a resonant load 12 such as an induction heating circuit.
  • a rectangular wave voltage is output to the resonant load 12 at the resonant frequency by ON / OFF control of each switching element of the single-phase inverter.
  • This AC / DC converter 10 is configured as an induction heating load resonance AC / DC converter (induction heating resonance inverter) when the resonant load 12 is an induction heating circuit.
  • alternating current generated by ON / OFF control of each switching element of a single-phase inverter is passed through an LC resonance circuit composed of a coil and a capacitor, and the alternating magnetic field generated thereby is heated.
  • An eddy current is applied to a body (electric conductor) and heated from the inside by Joule heat generated thereby.
  • an induction heating circuit as a resonant load connected to the output side of a load resonant power converter is known to have a property that the current penetration depth decreases as the frequency increases. Yes.
  • the switching element of the load resonance AC / DC converter used for induction heating has an upper limit in the driving frequency, there is a problem that it cannot cope with a voltage frequency higher than the driving frequency of the switching element.
  • the switching element is 1 by dividing the single-phase inverter into n sections (single-phase inverters are connected in N parallel). It becomes possible to drive at a cycle of / N. Therefore, the drive frequency of the switching element can be lowered to a frequency inversely proportional to the parallel number with respect to a desired resonance frequency.
  • FIG. 8 shows a load resonance AC / DC converter, for example, an apparatus used in the AC / DC converter 10 of FIG. 7.
  • the switching frequency per switching element can be reduced as in the resonant load inverter system of Patent Document 1.
  • the switching element X11 and V11 gate command signal X11_gate / V11_gate having the same ON period and OFF period as the ON period and OFF period of the command signal are delayed by one clock from the gate command signal X11_gate / V11_gate
  • the switching element U21, Y21 gate command signal U21_gate / Y21_gate having the same ON period and OFF period as the ON period and OFF period of the command signal are delayed by one clock from the gate command signal U21_gate / Y21_gate, and the command signal ON period
  • Each switching element of FIG. 8 is turned on and off by repeating the patterns (1) to (6) shown in FIGS. 10A to 10F by the generated gate command signals U11_gate / Y11_gate... X31_gate / V31_gate. Be controlled.
  • FIG. 10 shows the relationship of the output current when each switching element of FIG. 8 is driven with the gate command signal generation pattern of FIG.
  • FIGS. 10A to 10F correspond to the patterns (1) to (6) in FIG. 9, respectively, and “ON” is shown for the switching elements controlled by the ON signal of the gate command.
  • the path of the output current Iout flowing through the ON-controlled switching element and the load is indicated by an arrow.
  • the frequency command of the switching frequency (driving frequency) per element becomes 1/3 (1 / N) by sequentially switching in the patterns (1) to (6). I understand.
  • the switching period can be set to 1 / N.
  • the pulse width of each of the gate command signals U11_gate / Y11_gate determines the upper limit of the output frequency.
  • the main circuit conductor that connects the switching elements between the single-phase inverters is the main circuit conductor that connects the switching elements in the single-phase inverter in the circuit configuration shown in FIG. Conductors are required in proportion to the parallel number N, respectively.
  • the same number of main circuit conductors as the number of switching elements are between the DC link voltage input unit Vdc and the DC input side terminals of the switching elements of the upper and lower arms, and rectangular.
  • the present invention solves the above-mentioned problems, and its purpose is to lower the switching frequency of each switching element, between the DC link voltage input Vdc and the DC input side terminals of the switching elements of the upper and lower arms, and To provide a power converter for a resonant load that can reduce the number of main circuit conductors between the rectangular wave voltage output unit Vout and the output side terminals of the switching elements of the upper and lower arms, and a time-division operation method thereof. is there.
  • the power converter for a resonant load according to claim 1 for solving the above-described problem is a single-phase inverter in which a DC input side is connected to a DC voltage source, an output side is connected to a resonant load, and a rectangular wave voltage is output at a resonant frequency.
  • a resonant load power converter comprising: The single-phase inverter is connected to the upper arm, the lower arm, the upper arm, and the lower arm of the single phase inverter, respectively, and there are N (M is an integer of 2 or more) switching elements in series (N is 2).
  • a switch group circuit configured by connecting each series body in parallel with a main circuit conductor;
  • a control unit that performs switching control of each switching element of the switch group circuit of the single-phase inverter to 1 / (M ⁇ N) in a time-sharing manner,
  • a first series body in which two switching elements U11 and U12 are connected in series and two switching elements U21 and U22 are connected in series.
  • a third series body in which two switching elements U31 and U32 are connected in series, and three series bodies from the first series body to the third series body.
  • the switch group circuit of the lower arm of one phase of the single-phase inverter has a first series body in which two switching elements X11 and X12 are connected in series and two switching elements X21 and X22 are connected in series. And a third series body in which two switching elements X31 and X32 are connected in series, and three series bodies from the first series body to the third series body.
  • the switch group circuit of the upper arm of the other phase of the single-phase inverter has a first series body in which two switching elements V11 and V12 are connected in series and two switching elements V21 and V22 are connected in series.
  • the switch group circuit of the lower arm of the other phase of the single-phase inverter has a first series body in which two switching elements Y11 and Y12 are connected in series and two switching elements Y21 and Y22 are connected in series.
  • a time-sharing operation method for a power converter for a resonant load wherein a DC input side is connected to a DC voltage source and an output side is connected to a resonant load.
  • a time-sharing operation method for a resonant load power conversion device comprising: The single-phase inverter is connected to the upper arm, the lower arm, the upper arm, and the lower arm of the single phase inverter, respectively, and there are N (M is an integer of 2 or more) switching elements in series (N is 2).
  • a switch group circuit configured by connecting each series body in parallel with a main circuit conductor;
  • a control unit that performs switching control of each switching element of the switch group circuit of the single-phase inverter to 1 / (M ⁇ N) in a time-sharing manner,
  • a first series body in which two switching elements U11 and U12 are connected in series and two switching elements U21 and U22 are connected in series.
  • a third series body in which two switching elements U31 and U32 are connected in series, and three series bodies from the first series body to the third series body.
  • the switch group circuit of the lower arm of one phase of the single-phase inverter has a first series body in which two switching elements X11 and X12 are connected in series and two switching elements X21 and X22 are connected in series. And a third series body in which two switching elements X31 and X32 are connected in series, and three series bodies from the first series body to the third series body.
  • the switch group circuit of the upper arm of the other phase of the single-phase inverter has a first series body in which two switching elements V11 and V12 are connected in series and two switching elements V21 and V22 are connected in series.
  • the switch group circuit of the lower arm of the other phase of the single-phase inverter has a first series body in which two switching elements Y11 and Y12 are connected in series and two switching elements Y21 and Y22 are connected in series.
  • a resonant load power converter comprising: a resonant load including a single-phase inverter that outputs a rectangular wave voltage at a resonant frequency, with a DC input side connected to a DC voltage source and an output side connected to a resonant load Power conversion device for
  • the single-phase inverter is connected to the upper arm, the lower arm, the upper arm, and the lower arm of the single phase inverter, respectively, and there are N (M is an integer of 2 or more) switching elements in series (N is 2).
  • a switch group circuit configured by connecting each series body in parallel with a main circuit conductor; A control unit that performs switching control of each switching element of the switch group circuit of the single-phase inverter to 1 / (M ⁇ N) in a time-sharing manner,
  • the N series bodies of each switch group circuit are each constituted by a module, and the M switching elements of each series body are connected inside the module.
  • the time division operation method for the resonant load power converter according to claim 5 is a single-phase inverter in which a DC input side is connected to a DC voltage source and an output side is connected to a resonant load, and outputs a rectangular wave voltage at a resonance frequency.
  • N series of M switching elements (M is an integer of 2 or more) are connected to the upper arm, the lower arm, and the upper and lower arms of the single-phase inverter.
  • N is an integer greater than or equal to 2)
  • the control unit includes a control step of performing switching control of each switching element of the switch group circuit of the single-phase inverter in a time division manner to 1 / (M ⁇ N).
  • a resonant load power converter comprising: a resonant load including a single-phase inverter that outputs a rectangular wave voltage at a resonant frequency, the DC input side being connected to a DC voltage source and the output side being connected to a resonant load.
  • Power conversion device for The single-phase inverter is connected to the upper arm of one phase, the lower arm and the upper arm and the lower arm of the other phase, respectively, and n (m is an integer of 2 or more) switching elements in series (n is 2).
  • a switch group circuit configured by connecting each series body in parallel with a main circuit conductor;
  • a control unit that performs switching control of each switching element of the switch group circuit of the single-phase inverter to 1 / (m ⁇ n) in a time-sharing manner,
  • the switch group circuit of the upper arm of one phase of the single-phase inverter includes a first series body in which m switching elements U11 to U1m are connected in series, and m switching elements Un1 to Unm in series.
  • the switch group circuit of the lower arm of one phase of the single-phase inverter includes a first series body in which m switching elements X11 to X1m are connected in series, and m switching elements Xn1 to Xnm in series. N series bodies connected to each other, wherein n series bodies from the first series body to the nth series body are connected in parallel, and each series body is connected by a main circuit conductor.
  • the switch group circuit of the upper arm of the other phase of the single-phase inverter includes a first series body in which m switching elements V11 to V1m are connected in series, and m switching elements Vn1 to Vnm in series.
  • the switch group circuit of the lower arm of the other phase of the single-phase inverter includes a first series body in which m switching elements Y11 to Y1m are connected in series, and m switching elements Yn1 to Ynm in series.
  • the controller is A clock triggered by ON / OFF of the output voltage command of the single-phase inverter; 2 ⁇ series number M ⁇ parallel number N clocks (M, N is an integer of 2 or more) is set as one cycle, and an ON signal is output for a period of 2 ⁇ parallel number N ⁇ (series number M ⁇ 1) +1 clock, ⁇ 2 ⁇ number of series M ⁇ number of parallel N ⁇ ⁇ ⁇ 2 ⁇ number of parallel N ⁇ (number of series M ⁇ 1) +1 ⁇ switching elements U11 and Y11 gate command signals U11_gate / Y11_gate that output an OFF signal for a period of clocks;
  • the gate command signal X11_gate / V11_gate for the switching elements X11, V11 which is delayed by one clock from the gate command signal U11_gate / Y11_gate and has the same ON period and OFF period as the ON period and OFF period of the command signal, Switching element U21, Y21 gate command signal U21_gate
  • a time-sharing operation method for a power converter for a resonant load wherein a DC input side is connected to a DC voltage source and an output side is connected to a resonant load.
  • a time-division operation method of a power converter for a resonant load having a switch group circuit configured by connecting each serial body in parallel with a main circuit conductor,
  • a control unit comprising a control step of switching each switching element of the switch group circuit of the single-phase inverter in a time-sharing manner to 1 / (m ⁇ n); a switch group of an upper arm of one phase of the single-phase inverter
  • the circuit includes a first series body in which m switching elements U11 to U1m are connected in series, and an nth series body in which m switching elements Un1 to Unm are connected in series, N serial bodies from the first serial body to the nth serial body are connected in parallel, and each serial body is connected by a main circuit conductor,
  • the switch group circuit of the upper arm of the other phase of the single-phase inverter includes a first series body in which m switching elements V11 to V1m are connected in series, and m switching elements Vn1 to Vnm in series.
  • the switch group circuit of the lower arm of the other phase of the single-phase inverter includes a first series body in which m switching elements Y11 to Y1m are connected in series, and m switching elements Yn1 to Ynm in series. N series bodies connected to each other, wherein n series bodies from the first series body to the nth series body are connected in parallel, and each series body is connected by a main circuit conductor.
  • the control step includes A gate command generation unit, a clock triggered by ON and OFF of the output voltage command of the single-phase inverter; 2 ⁇ series number M ⁇ parallel number N clocks (M, N is an integer of 2 or more) is set as one cycle, and an ON signal is output for a period of 2 ⁇ parallel number N ⁇ (series number M ⁇ 1) +1 clock, ⁇ 2 ⁇ number of series M ⁇ number of parallel N ⁇ ⁇ ⁇ 2 ⁇ number of parallel N ⁇ (number of series M ⁇ 1) +1 ⁇ switching elements U11 and Y11 gate command signals U11_gate / Y11_gate that output an OFF signal for a period of clocks;
  • the gate command signal X11_gate / V11_gate for the switching elements X11, V11 which is delayed by one clock from the gate command signal U11_gate / Y11_gate and has the same ON period and OFF period as the ON period and OFF period of the command signal, Switching element U21, Y21 gate
  • the number of main circuit conductors connected to each other can be smaller than M ⁇ N. As a result, the cost of the apparatus can be reduced, and the installation space for the main circuit conductor can be reduced.
  • the switch group circuit has a configuration in which switching elements are connected in M series and N in parallel, the arrangement of the switching elements is not enlarged as compared with the conventional one, and the variation in impedance based on the variation in the path length of the main circuit conductor is reduced. be able to.
  • the period during which each switching element is controlled to be turned on or off by the gate command signal created by the gate command creation unit is determined by a plurality of clocks. Since it is continuous, it is possible to avoid the limitation of the output frequency due to the limitation of the minimum pulse width determined by the element characteristics.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing a state of switching elements that are ON-controlled and output current paths in the gate command signal generation patterns (1) to (6) of FIG. 2;
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing the state of switching elements that are ON-controlled and output current paths in the gate command signal generation patterns (7) to (12) of FIG. 2;
  • the block diagram of the single phase inverter by Example 2 of this invention The signal waveform diagram which shows an example of the gate command signal generation pattern by Example 2 of this invention.
  • FIG. 10 The circuit block diagram of the inverter part used as the modification of the resonant load inverter system of patent document 1.
  • FIG. 10 The signal waveform diagram which shows an example of the gate command signal generation pattern for controlling each switching element of the inverter part of FIG.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing the state of switching elements that are ON-controlled and output current paths in the gate command signal generation patterns (1) to (6) of FIG. 9;
  • FIG. 1 shows a configuration of a single-phase inverter unit according to the first embodiment, and shows, for example, a single-phase inverter applied to the AC / DC converter 10 (resonant load power converter) shown in FIG.
  • Switch group circuits 100U, 100V, 100X, and 100Y each having three parallel switching elements (for example, IGBTs) are connected to each other, and a common connection point between the switch group circuits 100U and 100X and a common connection point between the switch group circuits 100V and 100Y.
  • a rectangular wave output voltage Vout is output between them.
  • the switch group circuit 100U of the upper arm of one phase of the single-phase inverter has a first series body in which two switching elements U11 and U12 are connected in series and two switching elements U21 and U22 are connected in series. And a third series body in which two switching elements U31 and U32 are connected in series, and three series bodies from the first series body to the third series body. Are connected in parallel, and the series bodies are connected by a main circuit conductor.
  • the switch group circuit 100X of the lower arm of one phase of the single-phase inverter has a first series body in which two switching elements X11 and X12 are connected in series and two switching elements X21 and X22 are connected in series.
  • the switch group circuit 100V of the upper arm of the other phase of the single-phase inverter has a first series body in which two switching elements V11 and V12 are connected in series and two switching elements V21 and V22 are connected in series. And a third series body in which two switching elements V31 and V32 are connected in series, and three series from the first series body to the third series body. It is configured by connecting the bodies in parallel and connecting each series body with a main circuit conductor.
  • the switch group circuit 100Y of the lower arm of the other phase of the single-phase inverter includes a first series body in which two switching elements Y11 and Y12 are connected in series and two switching elements Y21 and Y22 in series connection. And a third series body in which two switching elements Y31 and Y32 are connected in series, and three series from the first series body to the third series body. It is configured by connecting the bodies in parallel and connecting each series body with a main circuit conductor.
  • Each series body is composed of a 2 in 1 module, and two switching elements of each series body are connected inside the module.
  • the switching elements of the switch group circuit are connected in series and parallel, the DC link voltage input Vdc and the DC input side terminals of the switching elements of the upper and lower arms are connected.
  • the number of main circuit conductors connected between the rectangular wave voltage output unit Vout and the output side terminals of the switching elements of the upper and lower arms can be made smaller than the number of switching elements (M ⁇ N). Since the switching elements are connected in series and parallel, the arrangement space of the main circuit conductor is not expanded in proportion to the number of switching elements (M ⁇ N), and the impedance based on the variation in the path length of the main circuit conductor. The variation of can be reduced.
  • the control unit that controls the single-phase inverter of FIG. 1 includes a gate command generation unit that generates a clock and a gate command signal shown in the gate command signal generation pattern of FIG. 2, and each switching is performed by the generated gate command signal.
  • the element is ON / OFF controlled.
  • FIG. 3 and FIG. 4 show the relationship of the output current when each switching element of the switch group circuit in FIG. 1 is controlled to be turned on and off with the gate command signal generation pattern of FIG.
  • FIGS. 4A to 4F correspond to patterns (7) to (12) in FIG. 2, respectively.
  • the switching elements that are ON-controlled by the ON signal of the gate command are shown as “ON”, and the path of the output current Iout that flows through the ON-controlled switching elements and the load is indicated by arrows.
  • FIGS. 3 and 4 indicate resonant loads such as induction heating devices. *
  • the switching elements U11, Y11, U12, Y12, X12, V12, U22, Y22, X22, V22, U32, Y32, X32, V32 are ON-controlled, and the switching elements X11, V11, U21, Y21, X21, V21, U31, Y31, X31, and V31 are OFF-controlled.
  • a current flows through a path of switching element U11 ⁇ U12 ⁇ load ⁇ switching element Y11 ⁇ Y12.
  • the switching elements U11, Y11, X11, V11, X12, V12, U22, Y22, X22, V22, U32, Y32, X32, V32 are ON-controlled, and the switching elements U12, Y12, U21, Y21, X21, V21, U31, Y31, X31, and V31 are OFF-controlled.
  • the current flows through the path of the switching element V11 ⁇ V12 ⁇ load ⁇ switching element X11 ⁇ X12.
  • the switching elements U11, Y11, X11, V11, U21, Y21, U22, Y22, X22, V22, U32, Y32, X32, V32 are ON-controlled, and the switching elements U12, Y12, X12, V12, X21, V21, U31, Y31, X31, and V31 are OFF-controlled.
  • the switching elements U11, Y11, X11, V11, U21, Y21, X21, V21, X22, V22, U32, Y32, X32, V32 are ON-controlled, and the switching elements U12, Y12, X12, V12, U22, Y22, U31, Y31, X31, V31 are OFF-controlled.
  • the switching elements U11, Y11, X11, V11, U21, Y21, X21, V21, U31, Y31, U32, Y32, X32, V32 are ON-controlled, and the switching elements U12, Y12, X12, V12, U22, Y22, X22, V22, X31, and V31 are OFF-controlled.
  • the switching elements U11, Y11, X11, V11, U21, Y21, X21, V21, U31, Y31, X31, V31, X32, and V32 are ON-controlled, and the switching elements U12, Y12, X12, V12, U22, Y22, X22, V22, U32, and Y32 are OFF-controlled.
  • the switching elements U11, Y11, U12, Y12, X11, V11, U21, Y21, X21, V21, U31, Y31, X31, V31 are ON-controlled, and the switching elements X12, V12, U22, Y22, X22, V22, U32, Y32, X32, V32 are OFF-controlled.
  • a current flows through a path of switching element U11 ⁇ U12 ⁇ load ⁇ switching element Y11 ⁇ Y12.
  • the switching elements U12, Y12, X11, V11, X12, V12, U21, Y21, X21, V21, U31, Y31, X31, V31 are ON-controlled, and the switching elements U11, Y11, U22, Y22, X22, V22, U32, Y32, X32, and V32 are OFF-controlled.
  • the current flows through the path of the switching element V11 ⁇ V12 ⁇ load ⁇ switching element X11 ⁇ X12.
  • the switching elements U12, Y12, X12, V12, U21, Y21, U22, Y22, X21, V21, U31, Y31, X31, V31 are ON-controlled, and the switching elements U11, Y11, X11, V11, X22, V22, U32, Y32, X32, and V32 are OFF-controlled.
  • the switching elements U12, Y12, X12, V12, U22, Y22, X21, V21, X22, V22, U31, Y31, X31, V31 are ON-controlled, and the switching elements U11, Y11, X11, V11, U21, Y21, U32, Y32, X32, and V32 are OFF-controlled.
  • the switching elements U12, Y12, X12, V12, U22, Y22, X22, V22, U31, Y31, U32, Y32, X31, V31 are ON-controlled, and the switching elements U11, Y11, X11, V11, U21, Y21, X21, V21, X32, V32 are OFF-controlled.
  • the switching elements U12, Y12, X12, V12, U22, Y22, X22, V22, U32, Y32, X31, V31, X32, V32 are ON-controlled, and the switching elements U11, Y11, X11, V11, U21, Y21, X21, V21, U31, Y31 are OFF-controlled.
  • the driving frequency of one switching element is set.
  • the frequency can be reduced to 1 / (M ⁇ N), that is, 1/6, which is inversely proportional to the product of the series-parallel number (M ⁇ N).
  • M ⁇ N the period during which the switching element is ON or OFF is continuous by a plurality of clocks, it is possible to avoid the limitation of the output frequency due to the limitation of the minimum pulse width determined by the element characteristics (the output frequency of the AC / DC converter is switched) It is not limited by the element characteristics of the element).
  • the number of main circuit conductors between the output terminals of the switching elements of the lower arms can be made smaller than the number of switching elements (M ⁇ N). Since the switching elements are connected in series and parallel, the arrangement space of the main circuit conductor is not expanded in proportion to the number of switching elements (M ⁇ N), and the impedance based on the variation in the path length of the main circuit conductor. The variation of can be reduced.
  • the series number M of the switching elements of the switch group circuit of each arm of the single-phase inverter is not limited to 2, but may be 3 or more, and the parallel number N is not limited to 3, but may be 2 or 4 or more.
  • the driving frequency of the switching element of the single-phase inverter can be further reduced in inverse proportion to the product of the number of series-parallel (M ⁇ N).
  • FIG. 5 shows a configuration of a single-phase inverter unit according to the second embodiment, and shows, for example, a single-phase inverter applied to the AC / DC converter 10 (resonant load power converter) of FIG.
  • M 2 or more integers
  • N 2 or more integers
  • Switch group circuits 200U, 200V, 200X, and 200Y having switching elements (for example, IGBTs) having M of 3 or more and parallel number N of 3 or more are connected to each other, and a common connection point and switch group of switch group circuits 200U and 200X
  • a rectangular wave output voltage Vout is output between the common connection points of
  • the switch group circuit 200U for the upper arm of one phase of the single-phase inverter includes a first series body in which m switching elements U11, U12... U1m are connected in series, and m switchings U21, U22.
  • N series bodies up to the body are connected in parallel, and each series body is connected by a main circuit conductor.
  • the switch group circuit 200X of the lower arm of one phase of the single-phase inverter includes a first series body in which m switching elements of X11, X12... X1m are connected in series, and m pieces of X21, X22.
  • the n series bodies up to the series body are connected in parallel, and the series bodies are connected by a main circuit conductor.
  • the switch group circuit 200V of the upper arm of the other phase of the single-phase inverter includes a first series body in which m switching elements V11, V12... V1m are connected in series, and m pieces of V21, V22.
  • the n series bodies up to the series body are connected in parallel, and the series bodies are connected by a main circuit conductor.
  • the switch group circuit 200Y of the lower arm of the other phase of the single-phase inverter includes a first series body in which m switching elements Y11, Y12... Y1m are connected in series, and m pieces of Y21, Y22.
  • the n series bodies up to the series body are connected in parallel, and the series bodies are connected by a main circuit conductor.
  • Each of the series bodies is a series body of m switching elements configured by one module, and the m switching elements of the series body are connected inside the module.
  • the switching elements of the switch group circuit are connected in series and parallel, the DC link voltage input Vdc and the DC input side terminals of the switching elements of the upper and lower arms are connected.
  • the number of main circuit conductors connected between the rectangular wave voltage output unit Vout and the output side terminals of the switching elements of the upper and lower arms can be made smaller than the number of switching elements (M ⁇ N). Since the switching elements are connected in series and parallel, the arrangement space of the main circuit conductor is not expanded in proportion to the number of switching elements (M ⁇ N), and the impedance based on the variation in the path length of the main circuit conductor. The variation of can be reduced.
  • the control unit that controls the single-phase inverter of FIG. 5 includes, for example, a gate command generation unit that generates a clock and a gate command signal shown in the gate command signal generation pattern of FIG. 6, and each gate command signal is generated by the generated gate command signal.
  • the switching element is ON / OFF controlled.
  • Gate command signals X (n-1) m_gate / V (n-1) m_gate for switching elements X (n-1) m, V (n-1) m Is The illustration is omitted.
  • the gate command signal X11_gate / V11_gate for the switching elements X11, V11 which is delayed by one clock from the gate command signal U11_gate / Y11_gate and has the same ON period and OFF period as the ON period and OFF period of the command
  • each switching element when the number of series M of the switch group circuit of each arm is 3 and the number of parallel N is 6 is the respective gate command signals U11_gate / Y11_gate...
  • Xnm_gate of FIG. / Vnm_gate is ON / OFF controlled by repeating the pattern within one cycle (2 * M * N clock).
  • the driving frequency of one switching element is set to a product of series-parallel number (M ⁇ N).
  • the frequency can be reduced to an inversely proportional frequency 1 / (M ⁇ N), that is, 1/18.
  • the period during which the switching element is ON or OFF is continuous by a plurality of clocks, it is possible to avoid the limitation of the output frequency due to the limitation of the minimum pulse width determined by the element characteristics (the output frequency of the AC / DC converter is switched) It is not limited by the element characteristics of the element).
  • the number of main circuit conductors between the output terminals of the switching elements of the lower arms can be made smaller than the number of switching elements (M ⁇ N). Since the switching elements are connected in series and parallel, the arrangement space of the main circuit conductor is not expanded in proportion to the number of switching elements (M ⁇ N), and the impedance based on the variation in the path length of the main circuit conductor. The variation of can be reduced.

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Abstract

各スイッチング素子のスイッチング周波数を下げ、主回路導体の数を低減することができる共振負荷用電力変換装置を提供する。直流入力側(Ｖｄｃ)が直流電圧源に、出力側（Ｖｏｕｔ）が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備え、単相インバータの入力側、出力側の各上、下アームに各々接続され、２個のスイッチング素子の直列体をＮ個（Ｎは２以上の整数）並列にスイッチング素子間を主回路導体で接続したスイッチ群回路１００Ｕ，１００Ｘ，１００Ｖ，１００Ｙと、前記スイッチ群回路１００Ｕ，１００Ｘ，１００Ｖ，１００Ｙの各スイッチング素子（Ｕ１１～Ｕ３２，Ｖ１１～Ｖ３２，Ｘ１１～Ｘ３２，Ｙ１１～Ｙ３２）を時分割でスイッチング制御する制御部と、を備えた。

Description

共振負荷用電力変換装置および共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法
　本発明は、例えば誘導加熱回路などの共振負荷に矩形波電圧を供給する負荷共振電力変換装置に関する。
　図７は、共振負荷に接続された負荷共振電力変換装置（交直変換装置）の回路構成を示している。図７において、交直変換装置１０は、入力側が直流電圧源１１に接続され、出力側が誘導加熱回路などの共振負荷１２に接続された単相インバータを備えている。この単相インバータの各スイッチング素子をＯＮ，ＯＦＦ制御することにより、共振周波数で矩形波電圧を共振負荷１２に出力する。
　この交直変換装置１０は、共振負荷１２が誘導加熱回路である場合は、誘導加熱用負荷共振交直変換装置（誘導加熱用共振型インバータ）として構成される。
　この誘導加熱用負荷共振交直変換装置は、単相インバータの各スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御して生成した交流を、コイルとキャパシタによるＬＣ共振回路に流し、それによって生成される交番磁界を被加熱体（電気伝導体）に与えて渦電流を流し、これによって発生するジュール熱によって内部から加熱させる方式となっている。
　負荷共振電力変換装置（例えば図７の交直変換装置１０）の出力側に接続される共振負荷としての誘導加熱回路は、周波数が高いほど、電流浸透深さが減少する性質が従来から知られている。
　電縫管接合（継目を電気抵抗溶接で接合し、管を形成する）においては、表面焼き入れによって行われるため、誘導加熱に用いる負荷共振交直変換装置には、周波数が高い電圧を出力できることが要求される。
　一方で、誘導加熱に用いる負荷共振交直変換装置のスイッチング素子には、駆動周波数に上限があるため、スイッチング素子の駆動周波数よりも高い電圧周波数に対応ができないことが問題となる。
　この問題を解決する先行技術としては、例えば特許文献１に記載の共振負荷インバータシステムが提案されている。この特許文献１の図３および明細書の段落番号「０００７」～「０００９」に記載のとおり、単相インバータをｎセクションに分割（単相インバータをＮ並列接続）することで、スイッチング素子は１／Ｎの周期で駆動できるようになる。したがって、所望する共振周波数に対して、スイッチング素子の駆動周波数を並列数に反比例した周波数まで下げることができる。
　また、特許文献１の共振負荷インバータシステムの変形例として、例えば図８に示すように単相インバータの１アームあたりのスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）をＮ並列に構成することが考えられる。
　図８は、負荷共振交直変換装置、例えば図７の交直変換装置１０に用いられる装置を表し、直流リンク電圧入力部Ｖｄｃと、矩形波電圧出力部Ｖｏｕｔと、１アームあたりＮ並列（ここでは３並列）のスイッチング素子（Ｕ１１，Ｕ２１，Ｕ３１とＶ１１，Ｖ２１，Ｖ３１とＸ１１，Ｘ２１，Ｘ３１とＹ１１，Ｙ２１，Ｙ３１）を接続した単相インバータとを備えている。
　図８のように、１アームあたりのスイッチング素子の並列数Ｎを増やすことにより、特許文献１の共振負荷インバータシステムと同様に１スイッチング素子あたりのスイッチング周波数を減らすことができる。
　図８の各スイッチング素子は、図９のゲート指令信号生成パターンに沿ってＯＮ，ＯＦＦ制御される。
　図９のゲート指令信号生成パターンは、
　単相インバータの出力電圧指令（Ｖｏｕｔ_ｒｅｆ）のＯＮ，ＯＦＦをトリガとするクロックと、
　６クロックを１周期とし、１クロックはＯＮ信号を出力し、５クロックはＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１用ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateと、前記ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１，Ｖ１１用ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateと、前記ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１，Ｙ２１用ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateと、前記ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１，Ｖ２１用ゲート指令信号Ｘ２１_gate／Ｖ２１_gateと、前記ゲート指令信号Ｘ２１_gate／Ｖ２１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３１，Ｙ３１用ゲート指令信号Ｕ３１_gate／Ｙ３１_gateと、前記ゲート指令信号Ｕ３１_gate／Ｙ３１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３１，Ｖ３１用ゲート指令信号Ｘ３１_gate／Ｖ３１_gateとから構成される。
　図８の各スイッチング素子は、前記作成された各ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gate…Ｘ３１_gate／Ｖ３１_gateによって図１０（ａ）から（ｆ）に示されるパターン（１）～（６）の繰り返しによりＯＮ，ＯＦＦ制御される。
　図９のゲート指令信号生成パターンで図８の各スイッチング素子を駆動したときの出力電流の関係を図１０に示す。
　図１０（ａ）～（ｆ）は図９のパターン（１）～（６）に各々対応しており、ゲート指令のＯＮ信号によってＯＮ制御されたスイッチング素子には「ＯＮ」を図示し、当該ＯＮ制御されたスイッチング素子および負荷を介して流れる出力電流Ｉｏｕｔの経路を矢印で示している。
　図９、図１０によれば、（１）～（６）のパターンで順次スイッチングすることで、１素子あたりのスイッチング周波数（駆動周波数）の周波数指令が１／３（１／Ｎ）となることがわかる。
特表２００４－５１０４００号公報
　上記のように、特許文献１のシステムおよび図１０に示す回路構成では、スイッチング周期を１／Ｎとすることができる。しかし、図９のゲート指令信号生成パターンに示すように各ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gate…Ｘ３１_gate／Ｖ３１_gateのパルス幅は１クロック分のため、スイッチング素子のターンオン上昇時間やターンオフ下降時間による素子特性に基づく最小のパルス幅によって、出力周波数の上限が決まってしまう。
　また、特許文献１のシステムに示す回路構成では単相インバータ間のスイッチング素子を接続する主回路導体が、この他に図１０に示す回路構成では単相インバータ内のスイッチング素子間を接続する主回路導体が、それぞれ並列数Ｎに比例して必要となる。さらに、特許文献１および図１０に示す回路構成では、スイッチング素子数と同数の主回路導体が直流リンク電圧入力部Ｖｄｃと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の直流入力側端子との間、および矩形波電圧出力部Ｖｏｕｔと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の出力側端子との間に各々必要（並列数Ｎ×４アーム分＝４Ｎ個の主回路導体が必要）となり、並列数Ｎに比例した主回路導体の費用が掛かることや主回路導体の設置スペースが大きくなってしまうという課題を有する。
　また、スイッチング素子数に比例してスイッチング素子の配置が拡大し、主回路導体の経路長の差が大きくなることで主回路導体の経路長によるインピーダンスのばらつきも大きくなる。その結果、主回路導体を流れる電流のゼロクロス点の位置ずれが生じて、各スイッチング素子に接続される図示省略のスナバ回路に流れる電流が増えて損失が増大することや、スナバ電流の増大でスイッチング素子の破壊が起こるという課題があった。
　また、１つのスイッチング素子あたりのスイッチング周波数の更なる低減が望まれている。
　本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、各スイッチング素子のスイッチング周波数を下げ、直流リンク電圧入力部Ｖｄｃと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の直流入力側端子との間、および矩形波電圧出力部Ｖｏｕｔと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の出力側端子との間の主回路導体の数を低減することができる共振負荷用電力変換装置およびその時分割運転方法を提供することにある。
　上記課題を解決するための請求項１に記載の共振負荷用電力変換装置は、直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備えた共振負荷用電力変換装置であって、
　前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をＮ個（Ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路と、
　前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（Ｍ×Ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御部とを備え、
　前記単相インバータの一方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｕ１１およびＵ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＵ２１およびＵ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＵ３１およびＵ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの一方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｘ１１およびＸ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＸ２１およびＸ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＸ３１およびＸ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの他方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｖ１１およびＶ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＶ２１およびＶ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＶ３１およびＶ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの他方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｙ１１およびＹ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＹ２１およびＹ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＹ３１およびＹ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記制御部は、
　前記単相インバータの出力電圧指令のＯＮ、ＯＦＦをトリガとするクロックと、
　２×２（＝直列数Ｍ）×３（＝並列数Ｎ）クロックを１周期とし、２×３（＝並列数Ｎ）×１（＝直列数Ｍ－１）＋１クロックの期間ＯＮ信号を出力し、{２×２（＝直列数Ｍ）×３（＝並列数Ｎ）}－{２×３（＝並列数Ｎ）×１（＝直列数Ｍ－１）＋１}クロックの期間ＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１、Ｖ１１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｘ１１、Ｖ１１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１、Ｙ２１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ２１、Ｙ２１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１、Ｖ２１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｘ２１、Ｖ２１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３１、Ｙ３１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ３１、Ｙ３１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３１、Ｖ３１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｘ３１、Ｖ３１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ１２、Ｙ１２用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ１２、Ｙ１２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１２、Ｖ１２用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｘ１２、Ｖ１２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２２、Ｙ２２用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ２２、Ｙ２２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２２、Ｖ２２用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｘ２２、Ｖ２２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３２、Ｙ３２用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ３２、Ｙ３２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３２、Ｖ３２用ゲート指令信号と、
　を作成するゲート指令作成部を備え、
　前記作成された各ゲート指令信号によって前記各スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御することを特徴としている。
　また、請求項４に記載の共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法は、直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備えた共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法であって、
　前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をＮ個（Ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路と、
　前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（Ｍ×Ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御部とを備え、
　前記単相インバータの一方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｕ１１およびＵ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＵ２１およびＵ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＵ３１およびＵ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの一方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｘ１１およびＸ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＸ２１およびＸ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＸ３１およびＸ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの他方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｖ１１およびＶ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＶ２１およびＶ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＶ３１およびＶ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの他方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｙ１１およびＹ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＹ２１およびＹ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＹ３１およびＹ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されており、
　前記制御部が、
　前記単相インバータの出力電圧指令のＯＮ、ＯＦＦをトリガとするクロックと、
　２×２（＝直列数Ｍ）×３（＝並列数Ｎ）クロックを１周期とし、２×３（＝並列数Ｎ）×１（＝直列数Ｍ－１）＋１クロックの期間ＯＮ信号を出力し、{２×２（＝直列数Ｍ）×３（＝並列数Ｎ）}－{２×３（＝並列数Ｎ）×１（＝直列数Ｍ－１）＋１}クロックの期間ＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１、Ｖ１１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｘ１１、Ｖ１１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１、Ｙ２１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ２１、Ｙ２１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１、Ｖ２１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｘ２１、Ｖ２１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３１、Ｙ３１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ３１、Ｙ３１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３１、Ｖ３１用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｘ３１、Ｖ３１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ１２、Ｙ１２用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ１２、Ｙ１２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１２、Ｖ１２用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｘ１２、Ｖ１２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２２、Ｙ２２用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ２２、Ｙ２２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２２、Ｖ２２用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｘ２２、Ｖ２２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３２、Ｙ３２用ゲート指令信号と、
　前記スイッチング素子Ｕ３２、Ｙ３２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３２、Ｖ３２用ゲート指令信号と、
　を作成するゲート指令作成ステップを備え、
　前記作成された各ゲート指令信号によって前記各スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御することを特徴としている。
　また、請求項２に記載の共振負荷用電力変換装置は、直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備えた共振負荷用電力変換装置であって、
　前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をＮ個（Ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路と、
　前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（Ｍ×Ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御部とを備え、
　前記各スイッチ群回路のＮ個の直列体は各々モジュールで構成され、各直列体のＭ個のスイッチング素子同士はモジュール内部で接続されていることを特徴としている。
　また、請求項５に記載の共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法は、直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備え、前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をＮ個（Ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路を備えた共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法であって、
　前記各スイッチ群回路のＮ個の直列体は各々モジュールで構成され、各直列体のＭ個のスイッチング素子同士はモジュール内部で接続されており、
　制御部が、前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（Ｍ×Ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御ステップを備えたことを特徴としている。
　また、請求項３に記載の共振負荷用電力変換装置は、直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備えた共振負荷用電力変換装置であって、
　前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、ｍ個（ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をｎ個（ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路と、
　前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（ｍ×ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御部とを備え、
　前記単相インバータの一方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｕ１１～Ｕ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｕｎ１～Ｕｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの一方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｘ１１～Ｘ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｘｎ１～Ｘｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの他方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｖ１１～Ｖ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｖｎ１～Ｖｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの他方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｙ１１～Ｙ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｙｎ１～Ｙｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記制御部は、
　前記単相インバータの出力電圧指令のＯＮ、ＯＦＦをトリガとするクロックと、
　２×直列数Ｍ×並列数Ｎクロック（Ｍ、Ｎは２以上の整数）を１周期とし、２×並列数Ｎ×（直列数Ｍ－１）＋１クロックの期間ＯＮ信号を出力し、{２×直列数Ｍ×並列数Ｎ}－{２×並列数Ｎ×（直列数Ｍ－１）＋１}クロックの期間ＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１，Ｖ１１用ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１，Ｙ２１用ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１，Ｖ２１用ゲート指令信号Ｘ２１_gate／Ｖ２１_gateと、
　・
　・
　・
　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）１_gate／Ｖ（ｎ－１）１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎ１，Ｙｎ１用ゲート指令信号Ｕｎ１_gate／Ｙｎ１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕｎ１_gate／Ｙｎ１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎ１，Ｖｎ１用ゲート指令信号Ｘｎ１_gate／Ｖｎ１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘｎ１_gate／Ｖｎ１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２用ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１２，Ｖ１２用ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２２，Ｙ２２用ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２２，Ｖ２２用ゲート指令信号Ｘ２２_gate／Ｖ２２_gateと、
　・
　・
　・
　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）２_gate／Ｖ（ｎ－１）２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎ２，Ｙｎ２用ゲート指令信号Ｕｎ２_gate／Ｙｎ２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕｎ２_gate／Ｙｎ２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎ２，Ｖｎ２用ゲート指令信号Ｘｎ２_gate／Ｖｎ２_gateと、
　・
　・
　・
　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）ｍ_gate／Ｖ（ｎ－１）ｍ_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎｍ，Ｙｎｍ用ゲート指令信号Ｕｎｍ_gate／Ｙｎｍ_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕｎｍ_gate／Ｙｎｍ_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎｍ，Ｖｎｍ用ゲート指令信号Ｘｎｍ_gate／Ｖｎｍ_gateと、
　を作成するゲート指令作成部を備え、
　前記作成された各ゲート指令信号によって前記各スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御することを特徴としている。
　また、請求項６に記載の共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法は、直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備え、前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、ｍ個（ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をｎ個（ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路を備えた共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法であって、
　制御部が、前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（ｍ×ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御ステップを備え
　前記単相インバータの一方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｕ１１～Ｕ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｕｎ１～Ｕｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの一方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｘ１１～Ｘ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｘｎ１～Ｘｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの他方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｖ１１～Ｖ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｖｎ１～Ｖｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記単相インバータの他方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｙ１１～Ｙ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｙｎ１～Ｙｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
　前記制御ステップは、
　ゲート指令作成部が、前記単相インバータの出力電圧指令のＯＮ、ＯＦＦをトリガとするクロックと、
　２×直列数Ｍ×並列数Ｎクロック（Ｍ、Ｎは２以上の整数）を１周期とし、２×並列数Ｎ×（直列数Ｍ－１）＋１クロックの期間ＯＮ信号を出力し、{２×直列数Ｍ×並列数Ｎ}－{２×並列数Ｎ×（直列数Ｍ－１）＋１}クロックの期間ＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１，Ｖ１１用ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１，Ｙ２１用ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１，Ｖ２１用ゲート指令信号Ｘ２１_gate／Ｖ２１_gateと、
　・
　・
　・
　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）１_gate／Ｖ（ｎ－１）１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎ１，Ｙｎ１用ゲート指令信号Ｕｎ１_gate／Ｙｎ１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕｎ１_gate／Ｙｎ１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎ１，Ｖｎ１用ゲート指令信号Ｘｎ１_gate／Ｖｎ１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘｎ１_gate／Ｖｎ１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２用ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１２，Ｖ１２用ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２２，Ｙ２２用ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２２，Ｖ２２用ゲート指令信号Ｘ２２_gate／Ｖ２２_gateと、
　・
　・
　・
　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）２_gate／Ｖ（ｎ－１）２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎ２，Ｙｎ２用ゲート指令信号Ｕｎ２_gate／Ｙｎ２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕｎ２_gate／Ｙｎ２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎ２，Ｖｎ２用ゲート指令信号Ｘｎ２_gate／Ｖｎ２_gateと、
　・
　・
　・
　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）ｍ_gate／Ｖ（ｎ－１）ｍ_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎｍ，Ｙｎｍ用ゲート指令信号Ｕｎｍ_gate／Ｙｎｍ_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕｎｍ_gate／Ｙｎｍ_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎｍ，Ｖｎｍ用ゲート指令信号Ｘｎｍ_gate／Ｖｎｍ_gateと、
　を作成するゲート指令作成ステップを備え、
　前記作成された各ゲート指令信号によって前記各スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御することを特徴としている。
（１）請求項１～６に記載の発明によれば、各スイッチング素子のスイッチング周波数をＭ直列×Ｎ並列の数に反比例した周波数まで下げることができる。
　また、単相インバータの直流リンク電圧入力部Ｖｄｃと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の直流入力側端子との間、および矩形波電圧出力部Ｖｏｕｔと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の出力側端子との間に接続されている主回路導体の数はＭ×Ｎよりも少なくすることができる。これによって、装置の低廉化を図ることができ、また、主回路導体の設置スペースを小さくすることができる。
　スイッチ群回路は、スイッチング素子をＭ直列Ｎ並列接続した構成となっているため、スイッチング素子の配置は従来に比べて拡大せず、主回路導体の経路長のばらつきに基づくインピーダンスのばらつきを低減することができる。
（２）請求項１、３、４、６に記載の発明によれば、ゲート指令作成部によって作成されたゲート指令信号によって、各スイッチング素子がＯＮ又はＯＦＦに制御される期間が複数のクロックによって連続しているため、素子特性で決まる最小のパルス幅の制限による出力周波数の制限を回避することができる。
本発明の実施例１による単相インバータの構成図。 本発明の実施例１によるゲート指令信号生成パターンの一例を示す信号波形図。 図２のゲート指令信号生成パターン（１）～（６）における、ＯＮ制御されるスイッチング素子の様子および出力電流経路を示す説明図。 図２のゲート指令信号生成パターン（７）～（１２）における、ＯＮ制御されるスイッチング素子の様子および出力電流経路を示す説明図。 本発明の実施例２による単相インバータの構成図。 本発明の実施例２によるゲート指令信号生成パターンの一例を示す信号波形図。 本発明が適用される共振負荷用電力変換装置の構成図。 特許文献１の共振負荷インバータシステムの変形例となるインバータ部の回路構成図。 図８のインバータ部の各スイッチング素子を制御するためのゲート指令信号生成パターンの一例を示す信号波形図。 図９のゲート指令信号生成パターン（１）～（６）における、ＯＮ制御されるスイッチング素子の様子および出力電流経路を示す説明図。
　以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。
　図１は本実施例１による単相インバータ部の構成を表し、例えば図７の交直変換装置１０（共振負荷用電力変換装置）に適用される単相インバータを示している。
　図１の単相インバータの直流入力部は直流リンク電圧入力部Ｖｄｃに接続され、各アームはＭ直列Ｎ並列（Ｍ＝２以上の整数、Ｎ＝２以上の整数；図１の例では２直列３並列）のスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）を備えたスイッチ群回路１００Ｕ，１００Ｖ，１００Ｘ，１００Ｙが各々接続され、スイッチ群回路１００Ｕおよび１００Ｘの共通接続点とスイッチ群回路１００Ｖおよび１００Ｙの共通接続点の間には、矩形波の出力電圧Ｖｏｕｔが出力されるように構成されている。
　単相インバータの一方の相の上アームのスイッチ群回路１００Ｕは、Ｕ１１およびＵ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＵ２１およびＵ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＵ３１およびＵ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されている。
　前記単相インバータの一方の相の下アームのスイッチ群回路１００Ｘは、Ｘ１１およびＸ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＸ２１およびＸ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＸ３１およびＸ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されている。
　前記単相インバータの他方の相の上アームのスイッチ群回路１００Ｖは、Ｖ１１およびＶ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＶ２１およびＶ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＶ３１およびＶ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されている。
　前記単相インバータの他方の相の下アームのスイッチ群回路１００Ｙは、Ｙ１１およびＹ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＹ２１およびＹ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＹ３１およびＹ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されている。
　前記の各直列体は２ｉｎ１構造のモジュールで構成され、各直列体の２つのスイッチング素子同士はモジュール内部で接続されている。
　上記のように図１の単相インバータによれば、スイッチ群回路のスイッチング素子が直並列接続であるため、直流リンク電圧入力部Ｖｄｃと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の直流入力側端子との間、および矩形波電圧出力部Ｖｏｕｔと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の出力側端子との間に接続される主回路導体数をスイッチング素子数（Ｍ×Ｎ）よりも少なくすることができる。そして、スイッチング素子が直並列接続であるため、スイッチング素子数（Ｍ×Ｎ）に比例して主回路導体の配設スペースが拡大されることはなく、主回路導体の経路長のばらつきに基づくインピーダンスのばらつきを低減できる。
　図１の単相インバータを制御する制御部は、図２のゲート指令信号生成パターンに示すクロックおよびゲート指令信号を作成するゲート指令作成部を備えており、該作成されたゲート指令信号によって各スイッチング素子がＯＮ，ＯＦＦ制御される。
　図２のゲート指令信号生成パターンは、図１に示す直列数Ｍ＝２、並列数Ｎ＝３の場合に、単相インバータの出力電圧指令（Ｖｏｕｔ_ｒｅｆ）のＯＮ，ＯＦＦをトリガとするクロックを用い、２＊Ｍ＊Ｎ＝１２クロックで１周期とし、ＯＮ信号を２＊Ｎ＊（Ｍ－１）＋１＝７クロック、ＯＦＦ信号を（２＊Ｍ＊Ｎ）－{２＊Ｎ＊（Ｍ－１）＋１}＝５クロックとした信号生成パターンを示している。
　したがって、図２のゲート指令信号生成パターンは、
　単相インバータの出力電圧指令（Ｖｏｕｔ_ｒｅｆ）のＯＮ，ＯＦＦをトリガとするクロックと、
　１２（２×（直列数Ｍ）×（並列数Ｎ））クロックを１周期とし、７（２×（並列数Ｎ）×（直列数Ｍ－１）＋１）クロックはＯＮ信号を出力し、５{２×（直列数Ｍ）×（並列数Ｎ））－（（２×（並列数Ｎ）×（直列数Ｍ－１）＋１）}クロックはＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１用ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１，Ｖ１１用ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１，Ｙ２１用ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１，Ｖ２１用ゲート指令信号Ｘ２１_gate／Ｖ２１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ２１_gate／Ｖ２１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３１，Ｙ３１用ゲート指令信号Ｕ３１_gate／Ｙ３１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ３１_gate／Ｙ３１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３１，Ｖ３１用ゲート指令信号Ｘ３１_gate／Ｖ３１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ３１_gate／Ｖ３１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２用ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１２，Ｖ１２用ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２２，Ｙ２２用ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２２，Ｖ２２用ゲート指令信号Ｘ２２_gate／Ｖ２２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ２２_gate／Ｖ２２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３２，Ｙ３２用ゲート指令信号Ｕ３２_gate／Ｙ３２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ３２_gate／Ｙ３２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３２，Ｖ３２用ゲート指令信号Ｘ３２_gate／Ｖ３２_gateとから構成される。
　図１の各スイッチング素子は、前記作成された図２の各ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gate…Ｘ３２_gate／Ｖ３２_gateによって、図示パターン（１）～（１２）の繰り返しによりＯＮ，ＯＦＦ制御される。
　図２のゲート指令信号生成パターンで図１におけるスイッチ群回路の各スイッチング素子をＯＮ，ＯＦＦ制御したときの出力電流の関係を図３、図４に示す。
　図３（ａ）～（ｆ）は図２のパターン（１）～（６）に各々対応し、図４（ａ）～（ｆ）は図２のパターン（７）～（１２）に各々対応しており、ゲート指令のＯＮ信号によってＯＮ制御されたスイッチング素子には「ＯＮ」を図示し、当該ＯＮ制御されたスイッチング素子および負荷を介して流れる出力電流Ｉｏｕｔの経路を矢印で示している。
　尚図３、図４の負荷は、誘導加熱装置などの共振負荷を示している。　
　図３（ａ）のパターン（１）では、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３２，Ｙ３２、Ｘ３２，Ｖ３２がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｘ１１，Ｖ１１，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｘ３１，Ｖ３１がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｕ１１→Ｕ１２→負荷→スイッチング素子Ｙ１１→Ｙ１２の経路で流れる。
　図３（ｂ）のパターン（２）では、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３２，Ｙ３２，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｘ３１，Ｖ３１がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｖ１１→Ｖ１２→負荷→スイッチング素子Ｘ１１→Ｘ１２の経路で流れる。
　図３（ｃ）のパターン（３）では、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３２，Ｙ３２，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｘ３１，Ｖ３１がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｕ２１→Ｕ２２→負荷→スイッチング素子Ｙ２１→Ｙ２２の経路で流れる。
　図３（ｄ）のパターン（４）では、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３２，Ｙ３２，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｘ３１，Ｖ３１がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｖ２１→Ｖ２２→負荷→スイッチング素子Ｘ２１→Ｘ２２の経路で流れる。
　図３（ｅ）のパターン（５）では、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｕ３２，Ｙ３２，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｘ３１，Ｖ３１がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｕ３１→Ｕ３２→負荷→スイッチング素子Ｙ３１→Ｙ３２の経路で流れる。
　図３（ｆ）のパターン（６）では、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｘ３１，Ｖ３１，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３２，Ｙ３２がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｖ３１→Ｖ３２→負荷→スイッチング素子Ｘ３１→Ｘ３２の経路で流れる。
　図４（ａ）のパターン（７）では、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｘ３１，Ｖ３１がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３２，Ｙ３２，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｕ１１→Ｕ１２→負荷→スイッチング素子Ｙ１１→Ｙ１２の経路で流れる。
　図４（ｂ）のパターン（８）では、スイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｘ３１，Ｖ３１がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３２，Ｙ３２，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｖ１１→Ｖ１２→負荷→スイッチング素子Ｘ１１→Ｘ１２の経路で流れる。
　図４（ｃ）のパターン（９）では、スイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｘ３１，Ｖ３１がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３２，Ｙ３２，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｕ２１→Ｕ２２→負荷→スイッチング素子Ｙ２１→Ｙ２２の経路で流れる。
　図４（ｄ）のパターン（１０）では、スイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｘ３１，Ｖ３１がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｕ３２，Ｙ３２，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｖ２１→Ｖ２２→負荷→スイッチング素子Ｘ２１→Ｘ２２の経路で流れる。
　図４（ｅ）のパターン（１１）では、スイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３１，Ｙ３１，Ｕ３２，Ｙ３２，Ｘ３１，Ｖ３１がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｕ３１→Ｕ３２→負荷→スイッチング素子Ｙ３１→Ｙ３２の経路で流れる。
　図４（ｆ）のパターン（１２）では、スイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２，Ｘ１２，Ｖ１２，Ｕ２２，Ｙ２２，Ｘ２２，Ｖ２２，Ｕ３２，Ｙ３２，Ｘ３１，Ｖ３１，Ｘ３２，Ｖ３２がＯＮ制御され、スイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１，Ｘ１１，Ｖ１１，Ｕ２１，Ｙ２１，Ｘ２１，Ｖ２１，Ｕ３１，Ｙ３１がＯＦＦ制御される。これによって電流は、スイッチング素子Ｖ３１→Ｖ３２→負荷→スイッチング素子Ｘ３１→Ｘ３２の経路で流れる。
　上記図３、図４に示す（１）～（１２）のパターンで各スイッチング素子を順次スイッチング（ＯＮ，ＯＦＦ制御）する（すなわち、時分割運転する）ことで、１つのスイッチング素子の駆動周波数を直並列数の積（Ｍ×Ｎ）に反比例した周波数１／（Ｍ×Ｎ）、すなわち１／６まで下げることができる。また、スイッチング素子がＯＮ又はＯＦＦしている期間が複数のクロックによって連続しているため、素子特性で決まる最小パルス幅の制限による出力周波数の制限を回避できる（交直変換装置の出力周波数が、スイッチング素子の素子特性で制限を受けることがない）。
　また、スイッチ群回路のスイッチング素子が直並列接続であるため、直流リンク電圧入力部Ｖｄｃと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の直流入力側端子との間、および矩形波電圧出力部Ｖｏｕｔと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の出力側端子との間の主回路導体数をスイッチング素子数（Ｍ×Ｎ）よりも少なくすることができる。そして、スイッチング素子が直並列接続であるため、スイッチング素子数（Ｍ×Ｎ）に比例して主回路導体の配設スペースが拡大されることはなく、主回路導体の経路長のばらつきに基づくインピーダンスのばらつきを低減できる。
　尚、単相インバータの各アームのスイッチ群回路のスイッチング素子の直列数Ｍは２に限らず３以上であってもよく、また並列数Ｎは３に限らず２又は４以上であってもよい。単相インバータのスイッチング素子の駆動周波数は、直並列数の積（Ｍ×Ｎ）に反比例してスイッチング周波数を更に減らすことができる。
　図５は、本実施例２による単相インバータ部の構成を表し、例えば図７の交直変換装置１０（共振負荷用電力変換装置）に適用される単相インバータを示している。
　図５の単相インバータの直流入力部は直流リンク電圧入力部Ｖｄｃに接続され、各アームはＭ直列Ｎ並列（Ｍ＝２以上の整数、Ｎ＝２以上の整数；図５の例では直列数Ｍが３以上、並列数Ｎが３以上）のスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）を備えたスイッチ群回路２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｘ，２００Ｙが各々接続され、スイッチ群回路２００Ｕおよび２００Ｘの共通接続点とスイッチ群回路２００Ｖおよび２００Ｙの共通接続点の間には、矩形波の出力電圧Ｖｏｕｔが出力されるように構成されている。
　単相インバータの一方の相の上アームのスイッチ群回路２００Ｕは、Ｕ１１、Ｕ１２…Ｕ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、Ｕ２１、Ｕ２２…Ｕ２ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体と、Ｕｎ１、Ｕｎ２…Ｕｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されている。
　前記単相インバータの一方の相の下アームのスイッチ群回路２００Ｘは、Ｘ１１、Ｘ１２…Ｘ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、Ｘ２１、Ｘ２２…Ｘ２ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体と、Ｘｎ１、Ｘｎ２…Ｘｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されている。
　前記単相インバータの他方の相の上アームのスイッチ群回路２００Ｖは、Ｖ１１、Ｖ１２…Ｖ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、Ｖ２１、Ｖ２２…Ｖ２ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体と、Ｖｎ１、Ｖｎ２…Ｖｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されている。
　前記単相インバータの他方の相の下アームのスイッチ群回路２００Ｙは、Ｙ１１、Ｙ１２…Ｙ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、Ｙ２１、Ｙ２２…Ｙ２ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体と、Ｙｎ１、Ｙｎ２…Ｙｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されている。
　前記の各直列体は、ｍ個のスイッチング素子の直列体を１つのモジュールで構成したものであり、直列体のｍ個のスイッチング素子同士はモジュール内部で接続されている。
　上記のように図５の単相インバータによれば、スイッチ群回路のスイッチング素子が直並列接続であるため、直流リンク電圧入力部Ｖｄｃと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の直流入力側端子との間、および矩形波電圧出力部Ｖｏｕｔと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の出力側端子との間に接続される主回路導体数をスイッチング素子数（Ｍ×Ｎ）よりも少なくすることができる。そして、スイッチング素子が直並列接続であるため、スイッチング素子数（Ｍ×Ｎ）に比例して主回路導体の配設スペースが拡大されることはなく、主回路導体の経路長のばらつきに基づくインピーダンスのばらつきを低減できる。
　図５の単相インバータを制御する制御部は、例えば図６のゲート指令信号生成パターンに示すクロックおよびゲート指令信号を作成するゲート指令作成部を備えており、該作成されたゲート指令信号によって各スイッチング素子がＯＮ，ＯＦＦ制御される。
　図６のゲート指令信号生成パターンは、図５の単相インバータの各アームのスイッチ群回路の直列数Ｍ＝３、並列数Ｎ＝６の場合を想定しており、１周期を２＊Ｍ＊Ｎ＝３６クロック、ＯＮ信号を２＊Ｎ＊（Ｍ－１）＋１＝２５クロック、ＯＦＦ信号を（２＊Ｍ＊Ｎ）－{２＊Ｎ＊（Ｍ－１）＋１}＝１１クロックとした信号生成パターンを示している。
　尚図６では、スイッチング素子Ｕ３１，Ｙ３１用ゲート指令信号Ｕ３１_gate／Ｙ３１_gate…スイッチング素子Ｘ（ｎ－１）１，Ｖ（ｎ－１）１用ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）１_gate／Ｖ（ｎ－１）１_gateと、
　スイッチング素子Ｕ３２，Ｙ３２用ゲート指令信号Ｕ３２_gate／Ｙ３２_gate…スイッチング素子Ｘ（ｎ－１）２，Ｖ（ｎ－１）２用ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）２_gate／Ｖ（ｎ－１）２_gateと、
　スイッチング素子Ｕ１ｍ，Ｙ１ｍ用ゲート指令信号Ｕ１ｍ_gate／Ｙ１ｍ_gate…スイッチング素子Ｘ（ｎ－１）ｍ，Ｖ（ｎ－１）ｍ用ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）ｍ_gate／Ｖ（ｎ－１）ｍ_gateとは、
　図示省略している。
　したがって図６のゲート指令信号生成パターンは、
　単相インバータの出力電圧指令（Ｖｏｕｔ_ｒｅｆ）のＯＮ，ＯＦＦをトリガとするクロックと、
　３６（２×（直列数Ｍ）×（並列数Ｎ））クロックを１周期とし、２５（２×（並列数Ｎ）×（直列数Ｍ－１）＋１）クロックはＯＮ信号を出力し、１１{（２×（直列数Ｍ）×（並列数Ｎ））－（２×（並列数Ｎ）×（直列数Ｍ－１）＋１）}クロックはＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１，Ｙ１１用ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１，Ｖ１１用ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１，Ｙ２１用ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１，Ｖ２１用ゲート指令信号Ｘ２１_gate／Ｖ２１_gateと、
　・
　・
　・
　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）１_gate／Ｖ（ｎ－１）１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎ１，Ｙｎ１用ゲート指令信号Ｕｎ１_gate／Ｙｎ１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕｎ１_gate／Ｙｎ１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎ１，Ｖｎ１用ゲート指令信号Ｘｎ１_gate／Ｖｎ１_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘｎ１_gate／Ｖｎ１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２用ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１２，Ｖ１２用ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２２，Ｙ２２用ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２２，Ｖ２２用ゲート指令信号Ｘ２２_gate／Ｖ２２_gateと、
　・
　・
　・
　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）２_gate／Ｖ（ｎ－１）２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎ２，Ｙｎ２用ゲート指令信号Ｕｎ２_gate／Ｙｎ２_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕｎ２_gate／Ｙｎ２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎ２，Ｖｎ２用ゲート指令信号Ｘｎ２_gate／Ｖｎ２_gateと、
　・
　・
　・
　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）ｍ_gate／Ｖ（ｎ－１）ｍ_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎｍ，Ｙｎｍ用ゲート指令信号Ｕｎｍ_gate／Ｙｎｍ_gateと、
　前記ゲート指令信号Ｕｎｍ_gate／Ｙｎｍ_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎｍ，Ｖｎｍ用ゲート指令信号Ｘｎｍ_gate／Ｖｎｍ_gateと、から構成される。
　図５の単相インバータにおける各アームのスイッチ群回路の直列数Ｍを３、並列数Ｎを６とした場合の各スイッチング素子は、前記作成された図６の各ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gate…Ｘｎｍ_gate／Ｖｎｍ_gateによって、１周期（２＊Ｍ＊Ｎクロック）内のパターンの繰り返しによりＯＮ，ＯＦＦ制御される。
　図６に示すパターンにより各スイッチング素子を順次スイッチング（ＯＮ，ＯＦＦ制御）する（すなわち、時分割運転する）ことで、１つのスイッチング素子の駆動周波数を、直並列数の積（Ｍ×Ｎ）に反比例した周波数１／（Ｍ×Ｎ）、すなわち１／１８まで下げることができる。
　また、スイッチング素子がＯＮ又はＯＦＦしている期間が複数のクロックによって連続しているため、素子特性で決まる最小パルス幅の制限による出力周波数の制限を回避できる（交直変換装置の出力周波数が、スイッチング素子の素子特性で制限を受けることがない）。
　また、スイッチ群回路のスイッチング素子が直並列接続であるため、直流リンク電圧入力部Ｖｄｃと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の直流入力側端子との間、および矩形波電圧出力部Ｖｏｕｔと上、下アームそれぞれのスイッチング素子の出力側端子との間の主回路導体数をスイッチング素子数（Ｍ×Ｎ）よりも少なくすることができる。そして、スイッチング素子が直並列接続であるため、スイッチング素子数（Ｍ×Ｎ）に比例して主回路導体の配設スペースが拡大されることはなく、主回路導体の経路長のばらつきに基づくインピーダンスのばらつきを低減できる。

Claims (6)

  1. 　直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備えた共振負荷用電力変換装置であって、
    　前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をＮ個（Ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路と、
    　前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（Ｍ×Ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御部とを備え、
    　前記単相インバータの一方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｕ１１およびＵ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＵ２１およびＵ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＵ３１およびＵ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの一方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｘ１１およびＸ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＸ２１およびＸ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＸ３１およびＸ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの他方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｖ１１およびＶ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＶ２１およびＶ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＶ３１およびＶ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの他方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｙ１１およびＹ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＹ２１およびＹ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＹ３１およびＹ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記制御部は、
    　前記単相インバータの出力電圧指令のＯＮ、ＯＦＦをトリガとするクロックと、
    　２×２（＝直列数Ｍ）×３（＝並列数Ｎ）クロックを１周期とし、２×３（＝並列数Ｎ）×１（＝直列数Ｍ－１）＋１クロックの期間ＯＮ信号を出力し、{２×２（＝直列数Ｍ）×３（＝並列数Ｎ）}－{２×３（＝並列数Ｎ）×１（＝直列数Ｍ－１）＋１}クロックの期間ＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１、Ｖ１１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｘ１１、Ｖ１１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１、Ｙ２１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ２１、Ｙ２１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１、Ｖ２１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｘ２１、Ｖ２１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３１、Ｙ３１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ３１、Ｙ３１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３１、Ｖ３１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｘ３１、Ｖ３１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ１２、Ｙ１２用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ１２、Ｙ１２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１２、Ｖ１２用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｘ１２、Ｖ１２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２２、Ｙ２２用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ２２、Ｙ２２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２２、Ｖ２２用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｘ２２、Ｖ２２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３２、Ｙ３２用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ３２、Ｙ３２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３２、Ｖ３２用ゲート指令信号と、
    　を作成するゲート指令作成部を備え、
    　前記作成された各ゲート指令信号によって前記各スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御する共振負荷用電力変換装置。
  2. 　直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備えた共振負荷用電力変換装置であって、
    　前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をＮ個（Ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路と、
    　前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（Ｍ×Ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御部とを備え、
    　前記各スイッチ群回路のＮ個の直列体は各々モジュールで構成され、各直列体のＭ個のスイッチング素子同士はモジュール内部で接続されている共振負荷用電力変換装置。
  3. 　直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備えた共振負荷用電力変換装置であって、
    　前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、ｍ個（ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をｎ個（ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路と、
    　前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（ｍ×ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御部とを備え、
    　前記単相インバータの一方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｕ１１～Ｕ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｕｎ１～Ｕｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの一方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｘ１１～Ｘ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｘｎ１～Ｘｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの他方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｖ１１～Ｖ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｖｎ１～Ｖｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの他方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｙ１１～Ｙ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｙｎ１～Ｙｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記制御部は、
    　前記単相インバータの出力電圧指令のＯＮ、ＯＦＦをトリガとするクロックと、
    　２×直列数Ｍ×並列数Ｎクロック（Ｍ、Ｎは２以上の整数）を１周期とし、２×並列数Ｎ×（直列数Ｍ－１）＋１クロックの期間ＯＮ信号を出力し、{２×直列数Ｍ×並列数Ｎ}－{２×並列数Ｎ×（直列数Ｍ－１）＋１}クロックの期間ＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１，Ｖ１１用ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１，Ｙ２１用ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１，Ｖ２１用ゲート指令信号Ｘ２１_gate／Ｖ２１_gateと、
    　・
    　・
    　・
    　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）１_gate／Ｖ（ｎ－１）１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎ１，Ｙｎ１用ゲート指令信号Ｕｎ１_gate／Ｙｎ１_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕｎ１_gate／Ｙｎ１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎ１，Ｖｎ１用ゲート指令信号Ｘｎ１_gate／Ｖｎ１_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｘｎ１_gate／Ｖｎ１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２用ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１２，Ｖ１２用ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２２，Ｙ２２用ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２２，Ｖ２２用ゲート指令信号Ｘ２２_gate／Ｖ２２_gateと、
    　・
    　・
    　・
    　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）２_gate／Ｖ（ｎ－１）２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎ２，Ｙｎ２用ゲート指令信号Ｕｎ２_gate／Ｙｎ２_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕｎ２_gate／Ｙｎ２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎ２，Ｖｎ２用ゲート指令信号Ｘｎ２_gate／Ｖｎ２_gateと、
    　・
    　・
    　・
    　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）ｍ_gate／Ｖ（ｎ－１）ｍ_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎｍ，Ｙｎｍ用ゲート指令信号Ｕｎｍ_gate／Ｙｎｍ_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕｎｍ_gate／Ｙｎｍ_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎｍ，Ｖｎｍ用ゲート指令信号Ｘｎｍ_gate／Ｖｎｍ_gateと、
    　を作成するゲート指令作成部を備え、
    　前記作成された各ゲート指令信号によって前記各スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御する共振負荷用電力変換装置。
  4. 　直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備えた共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法であって、
    　前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をＮ個（Ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路と、
    　前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（Ｍ×Ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御部とを備え、
    　前記単相インバータの一方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｕ１１およびＵ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＵ２１およびＵ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＵ３１およびＵ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの一方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｘ１１およびＸ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＸ２１およびＸ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＸ３１およびＸ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの他方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｖ１１およびＶ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＶ２１およびＶ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＶ３１およびＶ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの他方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｙ１１およびＹ１２の２個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体とＹ２１およびＹ２２の２個のスイッチング素子が直列接続された第２の直列体とＹ３１およびＹ３２の２個のスイッチング素子が直列接続された第３の直列体とを有し、前記第１の直列体から第３の直列体までの３個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されており、
    　前記制御部が、
    　前記単相インバータの出力電圧指令のＯＮ、ＯＦＦをトリガとするクロックと、
    　２×２（＝直列数Ｍ）×３（＝並列数Ｎ）クロックを１周期とし、２×３（＝並列数Ｎ）×１（＝直列数Ｍ－１）＋１クロックの期間ＯＮ信号を出力し、{２×２（＝直列数Ｍ）×３（＝並列数Ｎ）}－{２×３（＝並列数Ｎ）×１（＝直列数Ｍ－１）＋１}クロックの期間ＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１、Ｖ１１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｘ１１、Ｖ１１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１、Ｙ２１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ２１、Ｙ２１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１、Ｖ２１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｘ２１、Ｖ２１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３１、Ｙ３１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ３１、Ｙ３１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３１、Ｖ３１用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｘ３１、Ｖ３１用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ１２、Ｙ１２用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ１２、Ｙ１２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１２、Ｖ１２用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｘ１２、Ｖ１２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２２、Ｙ２２用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ２２、Ｙ２２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２２、Ｖ２２用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｘ２２、Ｖ２２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ３２、Ｙ３２用ゲート指令信号と、
    　前記スイッチング素子Ｕ３２、Ｙ３２用ゲート指令信号に対して１クロック遅延し、当該ゲート指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ３２、Ｖ３２用ゲート指令信号と、
    　を作成するゲート指令作成ステップを備え、
    　前記作成された各ゲート指令信号によって前記各スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御する共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法。
  5. 　直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備え、前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をＮ個（Ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路を備えた共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法であって、
    　前記各スイッチ群回路のＮ個の直列体は各々モジュールで構成され、各直列体のＭ個のスイッチング素子同士はモジュール内部で接続されており、
    　制御部が、前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（Ｍ×Ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御ステップを備えた共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法。
  6. 　直流入力側が直流電圧源に、出力側が共振負荷に各々接続され、共振周波数で矩形波電圧を出力する単相インバータを備え、前記単相インバータの一方の相の上、下アームおよび他方の相の上、下アームに各々接続され、ｍ個（ｍは２以上の整数）のスイッチング素子の直列体をｎ個（ｎは２以上の整数）並列にそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成されたスイッチ群回路を備えた共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法であって、
    　制御部が、前記単相インバータの前記スイッチ群回路の各スイッチング素子を１／（ｍ×ｎ）に時分割でスイッチング制御する制御ステップを備え
    　前記単相インバータの一方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｕ１１～Ｕ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｕｎ１～Ｕｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの一方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｘ１１～Ｘ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｘｎ１～Ｘｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの他方の相の上アームのスイッチ群回路は、Ｖ１１～Ｖ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｖｎ１～Ｖｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記単相インバータの他方の相の下アームのスイッチ群回路は、Ｙ１１～Ｙ１ｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第１の直列体と、…Ｙｎ１～Ｙｎｍのｍ個のスイッチング素子が直列接続された第ｎの直列体とを有し、前記第１の直列体から第ｎの直列体までのｎ個の直列体を並列に、且つそれぞれの直列体間を主回路導体で接続して構成され、
    　前記制御ステップは、
    　ゲート指令作成部が、前記単相インバータの出力電圧指令のＯＮ、ＯＦＦをトリガとするクロックと、
    　２×直列数Ｍ×並列数Ｎクロック（Ｍ、Ｎは２以上の整数）を１周期とし、２×並列数Ｎ×（直列数Ｍ－１）＋１クロックの期間ＯＮ信号を出力し、{２×直列数Ｍ×並列数Ｎ}－{２×並列数Ｎ×（直列数Ｍ－１）＋１}クロックの期間ＯＦＦ信号を出力するスイッチング素子Ｕ１１、Ｙ１１用ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕ１１_gate／Ｙ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１１，Ｖ１１用ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｘ１１_gate／Ｖ１１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２１，Ｙ２１用ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕ２１_gate／Ｙ２１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２１，Ｖ２１用ゲート指令信号Ｘ２１_gate／Ｖ２１_gateと、
    　・
    　・
    　・
    　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）１_gate／Ｖ（ｎ－１）１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎ１，Ｙｎ１用ゲート指令信号Ｕｎ１_gate／Ｙｎ１_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕｎ１_gate／Ｙｎ１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎ１，Ｖｎ１用ゲート指令信号Ｘｎ１_gate／Ｖｎ１_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｘｎ１_gate／Ｖｎ１_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ１２，Ｙ１２用ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕ１２_gate／Ｙ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ１２，Ｖ１２用ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｘ１２_gate／Ｖ１２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕ２２，Ｙ２２用ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕ２２_gate／Ｙ２２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘ２２，Ｖ２２用ゲート指令信号Ｘ２２_gate／Ｖ２２_gateと、
    　・
    　・
    　・
    　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）２_gate／Ｖ（ｎ－１）２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎ２，Ｙｎ２用ゲート指令信号Ｕｎ２_gate／Ｙｎ２_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕｎ２_gate／Ｙｎ２_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎ２，Ｖｎ２用ゲート指令信号Ｘｎ２_gate／Ｖｎ２_gateと、
    　・
    　・
    　・
    　ゲート指令信号Ｘ（ｎ－１）ｍ_gate／Ｖ（ｎ－１）ｍ_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｕｎｍ，Ｙｎｍ用ゲート指令信号Ｕｎｍ_gate／Ｙｎｍ_gateと、
    　前記ゲート指令信号Ｕｎｍ_gate／Ｙｎｍ_gateよりも１クロック遅延し、当該指令信号のＯＮ期間およびＯＦＦ期間と同一のＯＮ期間およびＯＦＦ期間を有するスイッチング素子Ｘｎｍ，Ｖｎｍ用ゲート指令信号Ｘｎｍ_gate／Ｖｎｍ_gateと、
    　を作成するゲート指令作成ステップを備え、
    　前記作成された各ゲート指令信号によって前記各スイッチング素子をＯＮ、ＯＦＦ制御する共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7088050B2 (ja) * 2019-01-31 2022-06-21 株式会社明電舎 共振負荷用電力変換装置
JP7166240B2 (ja) 2019-12-17 2022-11-07 株式会社東芝 電子回路
DE102020108695B4 (de) * 2020-03-30 2021-10-28 Sma Solar Technology Ag Schalteranordnung zum schalten elektrischer ströme und verfahren zum betrieb einer schalteranordnung
JP7396250B2 (ja) * 2020-11-05 2023-12-12 株式会社明電舎 交直変換装置および交直変換装置の制御方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS558278A (en) * 1978-07-04 1980-01-21 Meidensha Electric Mfg Co Ltd Power control system of high frequency inverter
JPS5875481A (ja) * 1981-10-30 1983-05-07 Meidensha Electric Mfg Co Ltd 高周波インバ−タの制御方法
JPH0583947A (ja) * 1991-09-20 1993-04-02 Hitachi Ltd インバータ装置
JPH10243660A (ja) * 1997-02-26 1998-09-11 Toshiba Corp 電力変換装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001309665A (ja) * 2000-04-24 2001-11-02 Toshiba Corp インバータ装置
WO2001084699A1 (en) * 2000-04-28 2001-11-08 Tdk Corporation Power converting device
NO312388B1 (no) * 2000-09-29 2002-04-29 Efd Induction As Höyfrekvens vekselrettere med höy utgangseffekt og resonanslast
RU2183379C1 (ru) * 2000-12-26 2002-06-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Научно-производственное объединение "ИМПУЛЬС" Устройство управления для инвертора напряжения
CN2684451Y (zh) * 2004-01-18 2005-03-09 丁振荣 一种多个电力半导体交替串联多个绕组的高压桥臂
US7499290B1 (en) * 2004-05-19 2009-03-03 Mississippi State University Power conversion
RU2454782C1 (ru) * 2011-02-07 2012-06-27 Евгений Михайлович Силкин Способ управления преобразователем частоты
US9178354B2 (en) * 2011-08-24 2015-11-03 3Dfs L.L.C. Multipurpose, universal converter with battery control and real-time power factor correction
JP5591213B2 (ja) * 2011-11-25 2014-09-17 三菱電機株式会社 インバータ装置、およびそれを備えた空気調和機
US9178410B2 (en) * 2012-01-06 2015-11-03 General Electric Company Adaptive power conversion system
KR101412875B1 (ko) * 2012-10-04 2014-07-02 삼성전기주식회사 게이트 구동 회로 및 이를 갖는 인버터
JP5679239B1 (ja) * 2013-08-27 2015-03-04 株式会社京三製作所 単相インバータ
CN106464159B (zh) * 2014-06-17 2019-01-01 株式会社明电舍 谐振负载电力转换设备和用于谐振负载电力转换设备的时分操作方法
WO2016199536A1 (ja) * 2015-06-08 2016-12-15 三菱電機株式会社 信号伝達回路及び電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS558278A (en) * 1978-07-04 1980-01-21 Meidensha Electric Mfg Co Ltd Power control system of high frequency inverter
JPS5875481A (ja) * 1981-10-30 1983-05-07 Meidensha Electric Mfg Co Ltd 高周波インバ−タの制御方法
JPH0583947A (ja) * 1991-09-20 1993-04-02 Hitachi Ltd インバータ装置
JPH10243660A (ja) * 1997-02-26 1998-09-11 Toshiba Corp 電力変換装置

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