WO2017009029A1 - Frequenzspektrumerzeuger - Google Patents

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WO2017009029A1
WO2017009029A1 PCT/EP2016/064875 EP2016064875W WO2017009029A1 WO 2017009029 A1 WO2017009029 A1 WO 2017009029A1 EP 2016064875 W EP2016064875 W EP 2016064875W WO 2017009029 A1 WO2017009029 A1 WO 2017009029A1
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WO
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frequency
frequency spectrum
sampling
spectrum generator
local oscillator
Prior art date
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Ceased
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PCT/EP2016/064875
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English (en)
French (fr)
Inventor
Hans Adel
Heinrich Milosiu
Maximilian Roth
Tobias Dräger
Matthias Kuba
Christopher Kaffenberger
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Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
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Publication date
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Priority to US15/856,881 priority patent/US10171647B2/en
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Priority to US16/135,427 priority patent/US10848611B2/en
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes

Definitions

  • the invention relates to a frequency spectrum generator with the features of claim 1.
  • Modern communication systems, and in particular mobile communication means, are today designed for wireless data transmission.
  • the signals are up-converted on the transmitter side in order to transmit them to a receiver via higher carrier frequencies.
  • the receiver mixes the received signals back down to get the actual payload.
  • DE 10 2010 027 019 A1 discloses a receiver arrangement with an analog receiver and a downstream digital evaluation device.
  • the analog receiver comprises an RF amplifier, a mixer connected to a free-running local oscillator, an IF low-pass filter, an IF amplifier, and an amplitude modulator.
  • the receiver arrangement is based on a scanned operated radio receiver, which scans the radio channel at fixed frequency at intervals.
  • the analog receiver is also operable in two phases, the sampling rate being lower in the first phase than in the second phase. As a result, the known receiver arrangement operates in the first phase more energy-efficient than in the second phase.
  • the radio frequency band assignments are very high these days.
  • sections of frequency bands of the desired width can be scanned.
  • the frequency components of existing, i. detected signals can be represented in a frequency spectrum.
  • known wireless scanners used for this purpose have a high power consumption of 200 mA or more. A battery-powered operation of such devices is therefore very limited.
  • the frequency spectrum generator according to the invention according to claim 1 works to save energy, since only simple circuit components are used, wherein the frequency spectral generator is driven sequentially to sample the frequency spectrum. That is, there are times when the frequency spectrum generator is active and times when the frequency spectrum generator is inactive.
  • the simultaneous rapid acquisition and evaluation of received spectra with simultaneously low power consumption enables an operation e.g. With button cells for years is possible or the operating time with already available energy storage is hardly shortened.
  • the frequency spectrum generator according to the invention also has the advantage that unwanted image frequency components which change as a function of the sampling frequency can be filtered out. This is achieved, inter alia, by a clever choice of the local oscillator frequency.
  • the controller may be configured to change the frequency of the local oscillator signal at a respective sampling frequency such that the respective image frequency component lies below or above the frequency range of the sampled frequency spectrum.
  • the choice of the local oscillator frequency determines the position of the image frequency component.
  • the image frequency components in the receiver ie on the intermediate frequency side, not or not relevant.
  • the requirement for the characteristic of the filter with regard to the suppression of the image frequency component is relaxed.
  • the controller is configured to operate the local oscillator in two operating modes, wherein the local oscillator is driven in a first operating mode such that the frequency of the local oscillator signal is above the respective sampling frequency, and wherein the local oscillator is so driven in a second operating mode in that the frequency of the local oscillator signal is below the respective sampling frequency.
  • the local oscillator is designed such that a so-called “high-side injection” or a so-called “low-side injection” can be performed.
  • “high-side injection” the frequency of the local oscillator signal is chosen to be above the respective receiving or sampling frequency, in contrast to the frequency of the local oscillator signal in the case of "low-side injection” this is below the respective receiving or sampling frequency.
  • the choice of the frequency of the local oscillator signal determines the position of the image frequency component at the respective sampling frequency
  • the choice of the operating mode ie the choice between "high-side injection” and “low-side injection”
  • has corresponding effects on the position of the image frequency component which just accordingly shifts either towards higher or even to lower frequencies.
  • the controller may be configured to switch between the two modes of operation during the process of sampling the frequency spectrum of an antenna signal.
  • the frequency spectrum generator according to the invention is capable of being used during operation, i. during a frequency sweep, toggle between high-side injection and low-side injection. This is advantageous in that the position of the image-frequency component can be skillfully placed outside desired frequencies, and in particular outside the frequency band of the antenna signal to be scanned.
  • the controller is configured to switch between the two modes of operation if and only if downconverting the antenna signal with the local oscillator signal would result in an image frequency component within the frequency spectrum to be sampled. If, therefore, it is determined during operation that, for example, an upcoming scanning process in a "high-side injection” mode would result in an image frequency component which lies within the frequency band of the antenna signal to be scanned, then it is switched to "low-side injection” that said pending scanning then would result in an image frequency component which lies outside, more precisely below, the frequency band of the antenna signal to be scanned.
  • the filter has a filter control for changing the filter characteristic, and the filter controller is configured to change the filter characteristic in dependence on the selected frequency of the local oscillator signal. Thus, the filter characteristic may be changed in response to the selected frequency of the local oscillator signal so as to realize either a highpass, a lowpass, or a bandpass characteristic having a desired pass-through frequency.
  • the filter control can be designed to change the filter characteristic of the filter in such a way that the image frequency component at the respective sampling frequency is filtered out of the antenna signal.
  • the frequency of the local oscillator signal determines the position of the image frequency component.
  • the filter can be tuned such that the respective image frequency component of different sampling frequencies is filtered out.
  • the filter or filter control thus operates adaptively in response to the particular selected frequency of the local oscillator signal, i. to the respective position of the image frequency component.
  • a tunable image-frequency filter is provided which can filter out image-frequency components of different frequencies from the antenna signal. This image-frequency filter can be easily readjusted to an adjustment of the local oscillator frequency, or adapted to the current Lokaloszilliatorfrequenz.
  • a frequency spectrum generator with the features of claim 34 is proposed.
  • This frequency spectrum generator includes, inter alia, a controller for sequentially driving the local oscillator and the signal level detector to sample a frequency spectrum of the antenna signal at a sequence of sampling frequencies, the ratio of duty cycle TON for one sampling cycle to sampling period.
  • ION denotes power consumption in an active state during a scan. Accordingly, a very low power frequency spectrum generator is proposed which allows operation, e.g. With button cells for years is possible or the operating time with already available energy storage is hardly shortened.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a frequency spectrum generator according to the invention
  • FIG. 2 shows an embodiment of a frequency spectrum generator
  • FIG. 3 is a diagram of an RF spectrum to be scanned with the frequency spectrum generator.
  • FIG. 6 shows a schematic block diagram of a frequency spectrum generator according to the invention
  • 7A is a table showing samples in an order
  • 7B is a table showing samples according to a random sequence
  • FIG. 7C is a table showing samples in accordance with an alternating sequence of two sampling frequencies of interest.
  • FIG. 1 shows an embodiment of a frequency spectrum generator 100 according to the invention.
  • the frequency spectrum generator 100 has a tunable local oscillator 101.
  • the local oscillator 101 is configured to output a local oscillator signal 102.
  • the local oscillator signal has a frequency fi_o.
  • the frequency spectrum generator 100 further includes a down-converter 103.
  • the down-converter 103 is configured to down-mix a received antenna signal 104 with the local oscillator signal 102. Accordingly, a down-converted signal 105 is obtained.
  • the antenna signal 104 has a reception frequency f R i-.
  • the down-converted signal 105 has an intermediate frequency f ! F.
  • the frequency spectrum generator 100 also has a filter 106.
  • the filter 106 is configured to filter out an image frequency component of the antenna signal 04 in the down-converted signal 105. In other words, the filter 106 filters out the image-frequency component from the antenna signal 04, so that this image-frequency component is not introduced into the mixer 103.
  • the down-converted signal 105 thus contains no image frequency component. In other words, the image frequency component of the antenna signal 104 in the down-converted signal 105 has just been filtered out.
  • the frequency spectrum generator 100 also has a signal level detector 107.
  • the signal level detector 107 is configured to detect a signal level of the down-converted signal 105 at an intermediate frequency fiF.
  • the frequency spectrum generator 100 further includes a controller 108.
  • the controller 108 is configured to sequentially control the local oscillator 101 and the signal level detector 107 to sample a frequency spectrum of the antenna signal 104 at a sequence of sampling frequencies.
  • the controller 108 controls the local oscillator 101 and the signal level detector 107 such that the operating state of the local oscillator 101 and the signal level detector 107 is sequentially switched between an active state and an inactive state.
  • an applied antenna signal 104 is sampled.
  • a frequency spectrum can be sampled and generated which includes the same sampling frequencies.
  • the controller 108 is configured to change the frequency of the local oscillator signal 102 during sequential driving such that a difference between the local oscillator frequency fi.o and the sampling frequency corresponds to the intermediate frequency fiF and the respective local oscillator frequency f [_o between the respective sampling frequency fRF and the respective Image frequency component fsp is.
  • FIG. 5 shows a frequency diagram for the purpose of illustration.
  • the receiving or sampling frequency f of the antenna signal 104 can be seen in the right part of the diagram.
  • a downwardly mixed signal 105 with an intermediate frequency fi F is produced which can be seen in the left part of the diagram.
  • the down-converted signal 105 having the intermediate frequency fiF is desired.
  • an image frequency component fsp spaced from the local oscillation frequency fi by the distance of the frequency f.sub.F occurs.
  • the image frequency component fsp is undesirable and is therefore suppressed according to the invention.
  • Table 1 below shows an example of a performed Spiegelfreq suppression at receiving frequency detuning.
  • the individual reception or sampling frequencies are entered in the first column.
  • the frequency spectrum of interest here ranges from 950 MHz to 500 MHz.
  • the second column shows the image frequency components fsp associated with each sampling frequency IRF which result when mixing the antenna signal 104 with the local oscillator signal 102, as previously mentioned.
  • the frequencies fi o of the local oscillator signal 102 are registered in the third column.
  • the respective type of mixing process is entered.
  • the local oscillator frequency fi_o is above the sampling frequency RF.
  • the local oscillator frequency fto is below the sampling frequency f R F.
  • the antenna signal 104 is down-converted.
  • the first column thus shows the frequency spectrum of interest, which is to be determined by scanning.
  • the respective sampling frequencies are in a range between 500 MHz and 950 MHz. This area is thus the sampled frequency spectrum.
  • the controller 108 is designed to change the frequency fm of the respective local oscillator signal 102 at a respective sampling frequency IRF in such a way that the respective image frequency component fsp lies below or above the sampled frequency spectrum.
  • the values of the respective image frequency components fsp of the first five lines are all above the sampled frequency spectrum, that is to say above the highest sampling frequency fRF of 950 MHz.
  • the values of the respective image frequency components fsp of the lower four lines are all below the sampled frequency spectrum, ie below the lowest sampling frequency fRF of 500 MHz.
  • the choice of the local oscillator frequency fm determines the position of the image frequency component fsp. Through skillful selection of the local oscillator frequency fm, the position of the respective image frequency component fsp can be set such that it lies outside the frequency spectrum of interest and thus does not interfere with the detection of the entire frequency spectrum.
  • the Lokaloszil! Odor frequency fi_o for a given sampling frequency F can be chosen so that the image frequency component fsp is in a little or hardly occupied frequency band (eg in Germany between 1000 MHz and 1400 MHz), so that the signal components from the reception of the mirror frequency fsp not or not relevant in the receiver (on the intermediate frequency side at fiF).
  • the filter 06 has a filter control 209.
  • the filter control 209 is designed to change the filter characteristic of the filter 106 as a function of the selected frequency f of the local oscillator signal 102 and / or the selected sampling frequency fRF.
  • Table 1 can be used again.
  • an antenna signal 104 is sampled at a sampling frequency of 950 MHz and down-converted with a local oscillator signal 102 at the frequency fm of 1075 MHz.
  • an image frequency component fsp occurs at 1200 MHz.
  • a different sampling frequency f RF is sampled at a later time, for example at 700 MHz (line 6 of Table 1), a local oscillator signal 102 of a frequency fm of 575 MHz is down-converted, with an image-frequency component f S p occurring at 450 MHz ,
  • the filter controller 209 can control the filter 106 in order to change its filter characteristic.
  • the filter characteristic of the filter 106 is preferably changed in such a way that the image frequency component fsp at the respective sampling frequency fRF is filtered out of the antenna signal 104.
  • the filter 106 is either a wideband filter or a tuneable filter, in particular a tunable bandpass filter.
  • the filter 106 can thus at any sampling frequency f R F occurring at the respective sampling frequency fpr unwanted image frequency component fsp from the Antennensigna! 104 are filtered out.
  • the controller 108 is therefore configured to set the frequency fi_o of the local oscillator signal 102 such that at a sampling frequency a ratio of sampling frequency to
  • the respective image frequency component gives which ratio in a range between
  • Ratio even 2 1, which relaxes the requirement for an adjustable bandpass filter.
  • the image frequency would be at 750 MHz, resulting in a frequency ratio. of 1.5: 1 and would require a steep edge band pass filter for the same image rejection.
  • the image rejection consists of several attenuations in the receiver chain:
  • the controller 108 is configured to operate the local oscillator 101 in two modes of operation, the local oscillator 101 being driven in a first mode of operation ("high-side injection") such that the frequency fi_of the local oscillator 101 Local oscillator signal 1 02 is above the respective sampling frequency T, and wherein the local oscillator 101 is driven in a second operating mode (“low-side injection”) such that the frequency fi_o of the local oscillator signal 102 is below the respective sampling frequency f.
  • the controller 108 is further configured to switch between the two modes of operation, that is, between high-side injection and low-side injection during the process of sampling the frequency spectrum of an antenna signal 104. This is shown in Table 1 indicated by the thick horizontal bar between the fifth and sixth rows.
  • the controller 108 switches between the two modes of operation if and only if the downmixing of the antenna signal 104 with the local oscillator signal 102 resulted in an image frequency component fsp within the frequency spectrum to be sampled.
  • an image frequency component fsp within the frequency spectrum to be sampled.
  • a "high-side injection” with a local oscillator frequency fio of 825 MHz would result in an image frequency component fsp of 950 MHz, which would correspond to the highest sampling frequency fsp (Table 1, line 1) Words would be this image frequency fsp within the frequency spectrum to be scanned, so the controller 108 switches to "low-side injection” at this point.
  • the controller 108 is configured to select the sampling frequencies TRF in descending order to sample the frequency spectrum of an antenna signal 104 in descending order from high to low sampling frequencies f "F. This can be seen in the first column of Table 1, wherein the frequency spectrum of the antenna signal 104 was sampled in descending order starting at a sampling frequency TRF of 950 MHz down to 500 MHz.
  • the controller 08 is therefore configured to select the sampling frequencies f RF in ascending order to sample the frequency spectrum of an antenna signal 104 in ascending order from low to high sampling frequencies.
  • the controller 108 is configured to randomly select the sampling frequencies f RF to sample the frequency spectrum of an antenna signal 104 in a random order.
  • the distances between the sampling frequencies ⁇ RF can be distributed equidistantly over the frequency spectrum of the antenna signal 104 to be sampled.
  • the distances of the sampling frequencies are fRF every 50 MHz. These distances also denote the step size of the local oscillator 101.
  • the local oscillator 101 may be tunable in increments of a particular step size, the step size being about 50 MHz, preferably about 25 MHz, more preferably about 10 MHz, and most preferably about 1 MHz.
  • FIGS. 7A to 7C show schematic examples for sampling a frequency spectrum at a sequence of sampling frequencies. The time is plotted on the abscissa. On the ordinate frequency values, more precisely the sampling frequencies, are plotted.
  • the sampling frequency values here have no concrete numerical values, but are denoted merely by indices from fi to f n . The same applies to the points in time ti through t n.
  • a frequency spectrum at discrete points in time ti through t n at each discrete samples is sampled.
  • the frequency spectrum is sequentially sampled at the sampling frequencies fi to f n. From the time t? the scanning process repeats in the same order.
  • the interval passed between times ti and te is referred to as a sampling interval or as a frequency sweep.
  • the time duration for passing through one or more sampling intervals, as well as the storage of the values thereby determined within this time period, is also referred to as memory length.
  • the mean value between two sampling times ti and h_ denotes the sampling period TA.
  • the frequency spectrum is sampled in a random sequence of sampling frequencies.
  • the frequency spectrum can be scanned to f n in such a way in a located between ti and th sampling in different or random order to the sampling frequencies fi, that is scanned at all scanning frequencies once per sampling interval.
  • FIG. 7C shows a further example in which a frequency spectrum at two receiving frequencies of interest, namely at f 2 and f 5 , is sampled.
  • the frequency spectrum is sampled here at successive times always alternately at the sampling frequencies h and f 5 .
  • Frequency ranges of particular interest such as 433 MHz and 866 MHz, can thus be scanned.
  • the signal level detector 1 07 is designed to detect a signal level at each discrete sampling frequency and to determine the value of the respective signal level and to set the individual signal levels in relation to one another. These values output from the signal level detector 107 may be stored in a memory. Alternatively or additionally, these values output by the signal level detector 107 can be statistically evaluated by a calculation unit 21 1, as explained below.
  • the frequency spectrum generator 100 offers a high update rate, for example every 10 ms (up to 100 times / second).
  • the refresh rate can be variable to get voted.
  • the inventive frequency spectrum generator 100 samples the frequency spectrum very rapidly ( ⁇ 50 ms) and generates discrete samples for the frequency range 10 MHz to 100 GHz, which are stored as discretized spectrograms in a static RAM.
  • FIG. 3 shows an image of a frequency spectrum 300 scanned with a frequency spectrum generator 100 according to the invention. This actually present RF spectrum (FIG.
  • the discretized spectrograms require only a small amount of data, for example, less than 1,000 bits. Due to the low amount of data (eg ⁇ 1 .000 bits), the spectrograms can be evaluated by simple algorithms to save energy and stored in a RAM, without complex arithmetic units as in digital signal processors are required. Thus, a very power-saving operation of the frequency spectrum generator according to the invention is realized. By sampling at the sampling frequencies fi to f n at discrete times ti to t n, a time spectral portion of a frequency spectrum can thus be determined.
  • the calculation unit 21 1 a is designed, for example, to subject a temporal spectral section, sampled over a period of approximately sixty seconds, to a statistical evaluation.
  • these statistical quantities may be a central tendency to be discerned within the sampling period, such as the tendency for signal level reception to decrease at a particular sampling frequency.
  • this may also be a dispersion or determined extreme values. For example, a maximum receive level, a minimum receive level, an average receive level, or a relative occupancy time may be determinable.
  • At least a portion of these statistical quantities may be determined, for example, by sampling frequency individually from a temporal sequence of samples at a respective sampling frequency.
  • a maximum and / or a minimum reception level at the sampling frequency f 3 can be determined by statistically evaluating the signal levels present at the respective sampling times over a specific sampling period by the calculation unit 21 1.
  • threshold values exceeding threshold values it is also possible, for example, to determine threshold values exceeding threshold values. Thus, it can be detected within the sampling interval at which sampling frequencies a certain threshold signal level has been exceeded as often. On the basis of this, it is possible, for example, to deduce an occupancy duration of the respective sampling frequency.
  • the calculation units 21 1 a to 21 1 d depicted in FIG. 2 have different memory lengths for the determined statistical quantities, i. the calculation units 21 1 a to 21 1 d have sampling intervals of different lengths and store the determined values for different lengths of time.
  • the memory length of the determination of the determined statistical variables can be determined as a function of the number of samples.
  • the memory length of the determination of the statistical quantities is selected such that an average number of samples relative to each sampling frequency is greater than or equal to ten.
  • the statistical variables are evaluated by a calculation unit 21 1 until at least ten values have been averaged at all sampling frequencies.
  • the calculation unit 21 1 is designed to determine the statistical quantities in such a way that a maximum reception level and / or a minimum reception level and / or an average reception level and / or a relative occupancy time can be determined therefrom.
  • k denotes the number of storable frequency spectra and thus simultaneously corresponds to the length of the memory.
  • the first frequency spectrum 901 was generated by the frequency spectrum generator 100 according to the invention during a first frequency sweep.
  • the second frequency spectrum 902 was generated by the frequency spectrum generator 100 according to the invention during a second frequency sweep.
  • the third frequency spectrum 903 was generated by the frequency spectrum generator 100 according to the invention during a third frequency. quency sweeps generated.
  • the fourth frequency spectrum 904 was generated by the inventive frequency spectrum generator 100 during a fourth frequency sweep.
  • the fifth frequency spectrum 905 corresponds to a k-th frequency spectrum and was generated by the frequency spectrum generator 100 according to the invention during a k-th frequency sweep.
  • the calculation unit 21 1 has a maximum value detector 906, a minimum value detector 907, an average value detector 908 and a detector 909 for determining the relative occupancy time.
  • the maximum value detector 906 is designed to detect a respective maximum value of a reception level at a respective sampling frequency from at least a subset of the sampling frequencies occurring in the k discretized frequency spectra. These maximum values may be stored and further processed and displayed, for example, in a maximum value spectrogram 910. In other words, a maximum-value spectrogram is generated from all sweeps n + 1 to n + k.
  • the minimum value detector 907 is designed to detect a respective minimum value of a reception level at a respective sampling frequency from at least a subset of the sampling frequencies occurring in the k discretized frequency spectra. These minimum values can be stored and further processed and, for example, displayed in a minimum value spectrogram 91 1. In other words, a minimum-value spectrogram is created from all sweeps n + 1 to n + k.
  • the average value detector 908 is designed to determine a respective average value of a reception level at a respective sampling frequency from at least a subset of the sampling frequencies occurring in the k discretized frequency spectra. These average values may be stored and further processed and displayed, for example, in an average spectrogram 912. In other words, an average spectrogram is generated from all sweeps n + 1 to n + k.
  • the detector 909 for determining the relative occupancy time is designed to determine an average occupancy duration of the respective sampling frequency from at least a subset of the sampling frequencies occurring in the k discretized frequency spectra. Among other things, this can be done by determining a number of threshold-exceeding samples, as described above. In this example, the threshold, as indicated above the spectrogram 913, is 3. These values representing a relative occupancy time can be stored and further processed, and for example, in a spectrogram 913 representing a relative occupancy duration.
  • the discretized spectrograms or the evaluation of the discretized spectrograms allows i.a. a classification of the radio environment.
  • evaluating the time course of the spectrograms e.g. Fading or shading can be skillfully exploited to cope with certain environmental and movement scenarios (such as entering a skyscraper, driving the elevator) and thereby detecting speeds from mobile transmitters or from the wearer of a transmitter to the mobile device.
  • certain environmental and movement scenarios such as entering a skyscraper, driving the elevator
  • Such scenarios are described in the German patent application DE the applicant.
  • a low-power frequency spectrum generator 100 is proposed for the statistical utilization of long-term spectral data. Since the frequency spectrum generator 100 according to the invention can operate continuously on account of the low power consumption and supplies spectral data, the frequency spectrum generator 100 according to the invention determines channel-related variables, such as those from the continuously incoming spectral data. Maximum reception level, minimum reception level, average reception level, relative occupancy time.
  • the frequency spectrum generator 100 has for this purpose a calculation unit 21 1, wherein the calculation unit 21 1 is designed to generate a maximum reception level and / or a minimum reception level from at least part of the sampling frequencies f RF within the sampled frequency spectrum of an antenna signal 104 / or to determine an average reception level and / or a relative occupancy time.
  • the determination of the minimum and maximum levels from the set of N measured spectrograms stored in a static RAM can be performed with simple digital comparators.
  • the power consumption for a corresponding implementation as a digital circuit can be very low, without losing weight in the total power consumption.
  • a simple adder is sufficient, which can also be implemented as a digital circuit in a power-saving manner.
  • the determination of the relative occupancy time preferably takes place as a counting process for each reception frequency fRF when the reception level exceeds a defined threshold value.
  • the frequency spectrum generator 100 is therefore, among other things, energy-saving and efficient to operate, since no stabilization with a phase-locked loop, ie no PLL stabilization is provided for the local oscillator 101.
  • the frequency spectrum generator 100 is operable in phase feedback looping control. Instead, a rough stabilization takes place in the sense of a one-time calibration with a specific frequency raster, for example between 2 MHz and 10 MHz. There is thus no fine tuning as in a phase-locked loop PLL (phase-locked loop).
  • the respective intermediate frequencies fn shown in Table 1 only have, in the ideal case, the registered fixed distances between them.
  • the respective receive frequencies fr - have a uniform spacing of 50 MHz between them.
  • the respective intermediate frequencies f fluctuate at an interval about an intermediate frequency reference value of, for example, 125 MHz, as shown in Table 1. For example, this interval is up to + 10% of the intermediate frequency reference of, in this example, 125 MHz.
  • the frequency spectrum generator 100 according to the invention can be operated in an energy-saving and efficient manner.
  • the coarse stabilization explained above is used by means of a frequency raster. Since simple and preferably passive circuit components can be used in this case, the frequency spectrum generator 100 according to the invention operates very energy-efficiently.
  • FIG. 6 an embodiment of a frequency spectrum generator 100 according to the invention having the features of claim 34 is shown.
  • This frequency spectrum generator 100 includes, among other things, a tunable local oscillator 101 for outputting a local oscillator signal 102.
  • the frequency spectrum generator 100 further comprises a down-converter 103 for down-converting a received antenna signal 104 with the local oscillator signal 102 to obtain a down-converted signal 105.
  • the frequency spectrum generator 100 has a signal level detector 107 for detecting a signal level of the down-converted signal 105 at an intermediate frequency f.sub.F, and a controller 108 for sequentially driving the local oscillator 101 and the signal level detector 107 at a frequency spectrum of the antenna signal 104 at a sequence of sampling frequencies f RF scan.
  • the frequency spectrum generator 100 operates very energy-efficient.
  • the ratio of duty cycle TON for one scan to scan period T A is such ⁇
  • the average total power consumption 1 AYC -. / is less than or equal to 100 ⁇ , where ION is the power consumption in an active state during a scan.
  • This frequency spectrum generator 100 depicted in FIG. 6 can likewise have the above-described means for image frequency rejection.
  • the frequency spectrum generator previously described with reference to Figure 1 may also have a mean total power consumption IAVG with the just mentioned values.
  • FIG. 2 shows an exemplary embodiment of a frequency spectrum generator 100 according to the invention.
  • the energy-saving frequency spectrum generator 100 is realized as a sampling radio receiver with local oscillator tuning. More specifically, in this example, a simple super heterodyne receiver with an adjustable RF band-pass filter is proposed as the architecture with which the image frequency rejection for the frequency sweep operation can be realized.
  • the ratio of duty cycle TON for one scan and scan period TA is selected for power saving operation so that the average total power consumption T
  • ION refers to the current consumption in the active state during a scan.
  • the frequency spectrum generator 100 has an antenna 210 for receiving an antenna signal 104.
  • an adjustable band pass filter 106 is arranged with a filter control 209 for changing the filter characteristic.
  • an amplifier 212 is arranged in the form of an LNA (Low Noise Amplifier).
  • the frequency spectrum generator 100 also has a Lokalosziliator 101 with a local oscillator frequency control 213. Furthermore, a mixer 103 is provided, which is arranged between the LNA 212 and the local oscillator 101. After the mixer 103 are a low-pass filter 214, a further amplifier 215, a bandpass filter 216, a demodulator 217, and another low-pass filter 218. These elements 214, 215, 216, 217 are used to detect a signal level and thus together form one Signal level detector 107. Furthermore, the frequency spectrum generator 100 has an after the low-pass filter 218 arranged analog / digital converter 219 and a plurality of calculation units 211 a to 21 1 d.
  • the calculation units 21 1 a to 21 d may optionally be arranged before or after the analog-to-digital converter 219 and accordingly be configured to process analog or digital input signals. As already mentioned above, the calculation units 21 1 a to 21 1 d are used for the statistical evaluation of the frequency spectra. In this case, the calculation units 21 1a to 21d have different memory lengths. In other words, the calculation units 21 1 a to 21 1 d are designed to store frequency spectrums generated over different lengths of time. For example, the first calculation unit 21 1 a has a memory length of about 1 minute. The second calculation unit 21 1 b has a memory length of 10 minutes. The third calculation unit 21 1 c has a memory length of 1 hour.
  • the fourth calculation unit 2 1 d has a memory duration of 12 hours, or preferably even 24 hours.
  • a short-term (up to about 1 minute) and a long-term evaluation (up to about 12 hours and more) of the frequency spectra can take place.
  • the frequency spectrum generator 100 further includes a controller 108.
  • the controller 108 is connected to the LNA 212, the local oscillator 101, the mixer 103, the amplifier 215, the demodulator 217, and the analog-to-digital converter 219.
  • the controller 108 may include a pulse controller serviceable with a clock 220 such that the controller 108 sequentially drives the connected components in the clock.
  • the local oscillator frequency controller 213 and the filter controller 209 may also be integrated into the controller 108.
  • An antenna signal 104 received by the antenna 210 is first passed through the filter 106. In the filter 106, as described above, the respective mirror frequency components fsp are outfilled. The filtered antenna signal 104 is then amplified in the LNA and passed into the mixer 103.
  • the amplified antenna signal 104 of the frequency f Rf - is down-converted to the local oscillator signal 102 of the frequency fm.
  • a down-converted intermediate frequency signal 105 of the intermediate frequency fiF is obtained.
  • the low-pass filter 21 the lower frequency component of the intermediate frequency is passed through. This signal is then amplified in amplifier 215 and passed into bandpass filter 216.
  • the bandpass filter 216 has a narrow-band passband and serves to suppress noise signal components.
  • the signal is demodulated, the average signal energy is determined, and the demodulated signal passes through another low-pass filter 218.
  • the output of the low-pass filter 218 is passed to the analog-to-digital converter 219. This may be, for example, a simple comparator circuit.
  • an output signal 221 for example, an RSSI (Received Signal Strength Indication) value can be tapped.
  • the frequency spectrum generator 100 for example, a device for broadband, power-saving continuous reception of spectra can be provided, the frequency spectrum generator 100 having a frequency band between 30 kHz and 30 GHz, preferably between 30 MHz and 30 GHz, more preferably between 30 MHz and 5 GHz, and more preferably between 30 MHz and 1 GHz.
  • the frequency spectrum generator 100 according to the invention offers a high update rate, e.g. every 10 ms (up to 100 times / second).
  • the refresh rate can be chosen variable.
  • the inventive frequency spectrum generator 00 samples the frequency spectrum very rapidly ( ⁇ 50 ms) and generates discrete samples for the frequency range 300 MHz to 1 GHz, which are stored as discretized spectrograms in a static RAM.
  • the frequency spectrum generator 100 of the present invention also allows the storage of statistically processed data of greater memory length (e.g., 10 seconds, 10 minutes, or 1 hour).
  • the frequency raster may not be equidistant, may be patchy, and need not be continuous or linearly swept, but may also be random (then aliasing effects in obtaining the spectrogram are clearly suppressed).
  • a certain selection of frequency points are also conceivable for the operation (eg only for frequencies of interest for short-range devices or ISM frequencies).
  • the receiver bandwidth per frequency point can be made variable. Higher bandwidths allow faster detection of spectrograms.
  • the following application scenarios are conceivable with the frequency spectrum generator according to the invention:
  • a frequency spectrum generator (100) comprising a tunable local oscillator (101) for outputting a local oscillator signal (102), a down converter (103) for downconverting a received antenna signal (104) with the local oscillator signal (102) to obtain a down-converted signal (105), a filter (106) for filtering out an image frequency component (fsp) of the antenna signal (104) in the down-converted signal (105), a signal level detector (107) for detecting a signal level of the down-converted signal (105) at an intermediate frequency ( f ⁇ F), and a controller (1 08) for sequentially driving the local oscillator (101) and the signal level detector (107) to sample a frequency spectrum of the antenna signal (104) at a sequence of sampling frequencies ( ⁇ RF).
  • ⁇ RF sampling frequencies
  • frequency spectrum generator (100) according to embodiment 1, wherein the controller (108) is adapted to change the frequency ( ⁇ LO) of the local oscillator signal (102) during sequential driving so that a difference between the Lokalosziilatorfrequenz (f L o) and the sampling frequency (f RF ) of the intermediate frequency (fi F ) and the respective Local oscillator frequency ( ⁇ , ⁇ ) between the respective sampling frequency (TRF) and the respective image frequency component (fsp) is located.
  • the controller (108) is adapted to change the frequency ( ⁇ LO) of the local oscillator signal (102) during sequential driving so that a difference between the Lokalosziilatorfrequenz (f L o) and the sampling frequency (f RF ) of the intermediate frequency (fi F ) and the respective Local oscillator frequency ( ⁇ , ⁇ ) between the respective sampling frequency (TRF) and the respective image frequency component (fsp) is located.
  • frequency spectrum generator (100) according to embodiment 1 or 2, wherein the tunable local oscillator (101) is tunable within a frequency band between 10 MHz and 100 GHz, preferably between 100 MHz and 2.5 GHz and more preferably between 300 MHz and 1200 MHz.
  • frequency spectrum generator (100) according to one of the preceding embodiments, wherein the frequency spectrum generator (100) is formed so that the local oscillator signal (101) phase-feedback looping is regulated. 5. frequency spectrum generator (100) according to one of the preceding embodiments, wherein the intermediate frequency () over the sampled frequency spectrum is about constant.
  • frequency spectrum generator (100) according to embodiment 5, wherein a frequency grid is provided within which the intermediate frequency (fip) is variable, wherein the intermediate frequency (TIF) with a deviation of up to ⁇ 10% by an intermediate frequency setpoint.
  • frequency spectrum generator (100) according to one of the preceding embodiments wherein the average total power consumption is less than or equal to 100 ⁇ , or less than 50 ⁇ , or less than 25 ⁇ , or less than 10 ⁇ .
  • frequency spectrum generator (100) according to one of the preceding embodiments wherein the ratio of duty cycle TON for a sample to sample period
  • T A is chosen such that the average total power consumption 1 x; - ⁇ J ⁇ L - 1 0N is less than or equal to 50 ⁇ , preferably less than or equal to 25 ⁇ , and more preferably less than or equal to 10 ⁇ .
  • the frequency spectrum generator (100) comprises a calculation unit (21 1), wherein the calculation unit (21 1) is adapted to form a temporal spectral portion of the frequency spectrum from repeated sequential samples of the frequency spectrum at the sampling frequencies statistical evaluation to obtain statistical quantities defining the temporal spectral portion of the frequency spectrum.
  • the frequency spectrum generator (100) according to any one of Embodiments 10 to 13, wherein the calculation unit (21 1) is configured to determine the statistical quantities to derive therefrom a maximum reception level and / or a minimum reception level and / or an average reception level and / or a relative reception level Duration of service can be determined.
  • Frequency spectrum generator (100) according to one of the preceding embodiments, wherein the frequency spectrum generator (100) has a first and a second calculation unit (21 1 a, 21 1 b), wherein the first calculation unit (21 1 a) has a first memory length and the second calculation unit ( 21 1 b) has a different from the first memory length second memory length.
  • frequency spectrum generator (100) according to one of the preceding embodiments, wherein the controller (108) is adapted to adjust the frequency (fio) of the local oscillator signal (102) such that at a sampling frequency (fRF) a ratio of sampling frequency to the respective Image frequency fraction (f '' -) gives which
  • Ratio is in a range of 0.8 and smaller or in a range of 1, 2 and greater. 19. frequency spectrum generator (100) according to one of the preceding embodiments, wherein the controller (108) is adapted to operate the local oscillator (101) in two operating modes, wherein the local oscillator (101) is driven in a first operating mode such that the frequency (fi_o) of the local oscillator signal (102) above the respective sampling frequency (fRF), and wherein the local oscillator (101) is driven in a second operating mode such that the frequency (f L o) of the local oscillator signal (102) below the respective sampling frequency ( fRF).
  • the controller (108) is adapted to operate the local oscillator (101) in two operating modes, wherein the local oscillator (101) is driven in a first operating mode such that the frequency (fi_o) of the local oscillator signal (102) above the respective sampling frequency (fRF), and wherein the local oscillator (101) is driven in a second operating mode such that the frequency (f L o) of the
  • the frequency spectrum generator (100) according to one of the preceding embodiments, wherein the filter (106) has a filter control (209) for changing the Fiiter characterizing, and the filter controller (209) is adapted to the Fiiter malfunctionizing depending on the hlten frequency (fio ) of the local oscillator signal (102) and / or the sampling frequency (f RF ). 23.
  • the filter (106) is designed as an adjustable LC filter.
  • a frequency spectrum generator (100) according to any one of the preceding embodiments, wherein the controller (108) is adapted to select the sampling frequencies (f F) in descending order to reduce the frequency spectrum of an antenna signal (104) in descending order from high to low sampling frequencies ( ⁇ RF).
  • a frequency spectrum generator (100) according to any of embodiments 1 to 27, wherein the controller (108) is adapted to select the sampling frequencies (fRF) in ascending order to obtain the frequency spectrum of an antenna signal (104) in ascending order from low to high sampling frequencies ( fRF).
  • Frequency spectrum generator (100) according to one of the preceding embodiments, wherein distances between the sampling frequencies (f RF ) are distributed equidistantly over the frequency spectrum of the antenna signal (104) to be scanned.
  • the frequency spectrum generator (100) according to any one of Embodiments 1 to 30, wherein a distance between a first and a second sampling frequency is different from a distance between the second and a third sampling frequency.
  • a frequency spectrum generator (100) comprising a detunable local oscillator (101) for outputting a local oscillator signal (102), a down converter (103) for downconverting a received antenna signal (104) with the local oscillator signal (102) to obtain a down-converted signal (105), and a signal level detector (107) for detecting a signal level of the down-converted signal (105) at an intermediate frequency (fiF); and a controller (108) for sequentially driving the local oscillator (101) and the signal level detector (107) to sample a frequency spectrum of the antenna signal (04) at a sequence of sampling frequencies (f R F), wherein the ratio of duty cycle T ON for a sampling operation is selected to sampling period TA,

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Abstract

Die Erfindung betrifft einen Frequenzspektrumerzeuger (100), aufweisend einen verstimmbaren Lokaloszillator (101) zum Ausgeben eines Lokaloszillatorsignals (102), einen Abwärtsmischer (103) zum Abwärtsmischen eines empfangenen Antennensignals (104) mit dem Lokaloszillatorsignal (102) zum Erhalten eines abwärtsgemischten Signals (105), ein Filter (106) zum Herausfiltern eines Spiegelfrequenzanteils des Antennensignals (104) in dem abwärtsgemischten Signal (105), einen Signalpegeldetektor (107) zum Erfassen eines Signalpegels des abwärtsgemischten Signals (105) an einer Zwischenfrequenz (fIF), und eine Steuerung (108) zum sequentiellen Ansteuern des Lokaloszillators (101) und des Signalpegeldetektors (107), um ein Frequenzspektrum des Antennensignals (104) an einer Folge von Abtastfrequenzen abzutasten.

Description

Frequenzspektrumerzeuger
Beschreibung
Die Erfindung betrifft einen Frequenzspektrumerzeuger mit den Merkmalen von Anspruch 1.
Moderne Kommunikationssysteme, und insbesondere mobile Kommunikationsmittel, sind heutzutage für drahtlose Datenübertragung ausgelegt. Zur effizienten Datenübertragung werden die Signale senderseitig aufwärtsgemischt, um diese so über höhere Trägerfrequenzen zu einem Empfänger zu übertragen. Der Empfänger mischt die empfangenen Signale wieder abwärts, um das eigentliche Nutzsignal zu erhalten.
Die DE 10 2010 027 019 A1 offenbart eine Empfängeranordnung mit einem analogen Emp- fänger und einer nachgeschalteten digitalen Auswertevorrichtung. Der analoge Empfänger weist einen RF-Verstärker, einen Mischer, der an einen freischwingenden Lokaloszillator angeschlossen ist, einen ZF-Tiefpass, einen ZF-Verstärker und einen Amplitudenmodulator auf. Die Empfängeranordnung basiert auf einem abtastend betriebenen Funkempfänger, der in Abständen den Funkkanal bei fester Empfangsfrequenz abtastet. Der analoge Empfänger ist außerdem in zwei Phasen betreibbar, wobei die Abtastrate in der ersten Phase geringer ist als in der zweiten Phase. Dadurch arbeitet die bekannte Empfängeranordnung in der ersten Phase stromsparender als in der zweiten Phase.
Die Funkfrenzbandbelegungen sind heutzutage jedoch sehr hoch. Um die in einem Frequenzband belegten Bänder zu analysieren, können Ausschnitte von Frequenzbändern gewünsch- ter Breite gescannt werden. Die Frequenzanteile vorhandener, d.h. detektierter Signale können in einem Frequenzspektrum dargestellt werden. Hierfür verwendete bekannte Funkscanner haben jedoch einen hohen Stromverbrauch von 200 mA oder mehr. Ein batteriebetriebener Betrieb derartiger Geräte ist daher nur sehr eingeschränkt möglich.
Es ist wünschenswert Empfänger bereitzustellen, die es ermöglichen, einen Funkkanal an va- riablen Empfangsfrequenzen abzutasten, die aber dennoch stromsparend betreibbar sind. In anderen Worten ist es wünschenswert, einen stromsparenden Empfänger zur Erfassung einer Frequenzbandbelegung bereitzustellen, um so beispielsweise ein Frequenzspektrum eines empfangenen Funksignals zu erzeugen.
Eine Option für einen solchen Empfänger ist die aus der EP 2 695 307 B1 bekannte Superre- generativempfänger-Architektur, die aus einem ankommenden Antennensignal einen Digitalwert als Empfangspegel liefert. Aufgrund der eingesetzten aktiven, u.a. digitalen, Bauelemente ist diese Empfängerarchitektur jedoch nicht in gewünschtem Maße stromsparend umsetzbar. Bisher ist keine elektronische Schaltung unter 100 μΑ Stromaufnahme bekannt, die zur schnellen Erfassung von Frequenzbandbelegung z.B. im UHF-Bereich eingesetzt werden kann. Dies ist aber beispielsweise zur Realisierung von mobilen Cognitive-Radio-Systemen wünschenswert. Bisher gibt es allerdings keine stromsparende Lösung zur spektralen Erfassung. Bisher bekannte Lösungen weisen Stromaufnahmen von 200 mA auf. Damit sind kaum batteriebetriebene Lösungen denkbar. Neben der stromsparenden Ausführung ist eine schnelle sowie ständige, sich wiederholende, Erfassung der Bandbelegung wünschenswert.
Bei dem oben erwähnten Abwärtsmischen treten außerdem ungewünschte Spiegelfrequenzanteile auf. Zusätzlich zur schnellen stromsparenden Erfassung eines Spektrums ist deshalb auch ein Nachziehen eines Spiegelfrequenzfilters wünschenswert, um ungewünschte Spiegelfrequenzanteile auszufiltern. Dies wird jedoch in bekannten Sub-1 -GHz-Funkempfängern nicht gemacht, um einen Funkscanner zu implementieren, weil von starren SAW-Band- filtern ausgegangen wird.
Es ist demnach eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, bekannte Empfängeranordnungen und Frequenzspektrumerzeuger im Hinblick auf die oben genannten Nachteile zu verbessern. Diese Aufgaben werden erfindungsgemäß mit einem Frequenzspektrumerzeuger mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst.
Der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger gemäß Anspruch 1 arbeitet stromsparend, da lediglich einfache Schaltungskomponenten verwendet werden, wobei der Frequenz- spektrumerzeuger sequentiell angesteuert wird, um das Frequenzspektrum abzutasten. Das heißt, es gibt Zeitpunkte, an denen der Frequenzspektrumerzeuger aktiv ist, sowie Zeitpunkte, an denen der Frequenzspektrumerzeuger inaktiv ist. Die gleichzeitige schnelle Erfassung und Auswertung von Empfangsspektren bei gleichzeitig niedriger Stromaufnahme, ermöglicht es, dass ein Betrieb z.B. mit Knopfzellen jahrelang möglich ist bzw. die Betriebsdauer mit schon verfügbaren Energiespeichern kaum verkürzt wird. Der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger hat zudem den Vorteil, dass ungewünschte Spiegelfrequenzanteile, die sich in Abhängigkeit der Abtastfreque z ändern, ausgefiltert werden können. Dies wird unter anderem durch eine geschickte Wahl der Lokaloszillatorfrequenz erreicht.
Die Steuerung kann ausgebildet sein, um an einer jeweiligen Abtastfrequenz die Frequenz des Lokaloszillatorsignals derart zu ändern, dass der jeweilige Spiegelfrequenzanteil unterhalb beziehungsweise oberhalb des Frequenzbereichs des abgetasteten Frequenzspektrums liegt. Dabei bestimmt die Wahl der Lokaloszillatorfrequenz die Lage des Spiegelfrequenzanteils. Mit dieser Ausführungsform wird vorgeschlagen, die Frequenz des Lokaloszillatorsignals so zu wählen, dass an einer Abtastfrequenz der Spiegelfrequenzanteil unterhalb oder oberhalb des gesamten Frequenzspektrums liegt. Somit treten nämlich die Spiegelfrequenzanteile im Empfänger, d.h. auf der Zwischenfrequenzseite, nicht oder nicht relevant auf. Damit entspannt sich gleichzeitig die Anforderung an die Charakteristik des Filters bezüglich der Unterdrückung des Spiegelfrequenzanteils. In einer Ausführungsform ist die Steuerung ausgebildet, um den Lokaloszillator in zwei Betriebsmodi zu betreiben, wobei der Lokaloszillator in einem ersten Betriebsmodus derart angesteuert wird, dass die Frequenz des Lokaloszillatorsignals oberhalb der jeweiligen Abtastfrequenz liegt, und wobei der Lokaloszillator in einem zweiten Betriebsmodus derart angesteuert wird, dass die Frequenz des Lokaloszillatorsignals unterhalb der jeweiligen Abtastfrequenz liegt. In anderen Worten ist der Lokaloszillator derart ausgelegt, dass eine sogenannte„High- Side-Injection" oder eine sogenannte„Low-Side-Injection" durchgeführt werden kann. Bei der „High-Side-Injection" wird die Frequenz des Lokaloszillatorsignals so gewählt, dass diese oberhalb der jeweiligen Empfangs- bzw. Abtastfrequenz liegt. Im Gegensatz dazu wird die Frequenz des Lokaloszillatorsignals bei der„Low-Side-Injection" so gewählt, dass diese un- terhalb der jeweiligen Empfangs- bzw. Abtastfrequenz liegt. Da, wie oben erwähnt, die Wahl der Frequenz des Lokaloszillatorsignals die Lage des Spiegelfrequenzanteils an der jeweiligen Abtastfrequenz bestimmt, hat die Wahl des Betriebsmodus, d.h. die Wahl zwischen „High- Side-Injection" und„Low-Side-Injection", entsprechende Auswirkungen auf die Lage des Spiegelfrequenzanteils, die sich eben dementsprechend entweder hin zu höheren oder eben hin zu niedrigeren Frequenzen verschiebt.
Die Steuerung kann ausgebildet sein, um während des Vorgangs des Abtastens des Frequenzspektrums eines Antennensignals zwischen den beiden Betriebsmodi umzuschalten. In anderen Worten ist der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger dazu in der Lage, im laufenden Betrieb, d.h. während eines Frequenzsweeps, zwischen„High-Side-Injection" und „Low-Side-Injection" umzuschalten. Dies ist insofern vorteilhaft, als dass die Lage des Spiegelfrequenzanteils geschickt außerhalb gewünschter Frequenzen, und insbesondere außerhalb des abzutastenden Frequenzbands des Antennensignals, gelegt werden kann.
In einer Ausführungsform ist die Steuerung ausgebildet, um genau dann zwischen den beiden Betriebsmodi umzuschalten, wenn das Abwärtsmischen des Antennensignals mit dem Loka- loszillatorsignal zu einem Spiegelfrequenzanteil führen würde, der innerhalb des abzutastenden Frequenzspektrums liegt. Wird also im laufenden Betrieb festgestellt, dass beispielsweise ein anstehender Abtastvorgang in einem „High-Side-Injection" Modus zu einem Spiegelfrequenzanteil führen würde, der innerhalb des Frequenzbands des abzutastenden Antennensignals liegt, dann wird auf„Low-Side-Injection" umgeschaltet, so dass der genannte anstehende Abtastvorgang dann zu einem Spiegelfrequenzanteil führen würde, der außerhalb, genauer gesagt unterhalb, des Frequenzbands des abzutastenden Antennensignals liegt. In einer Ausführungsform weist das Filter eine Filtersteuerung zum Ändern der Filtercharakteristik auf, und die Filtersteuerung ist ausgebildet, um die Filtercharakteristik in Abhängigkeit von der gewählten Frequenz des Lokaloszillatorsignals zu ändern. Somit kann die Filtercharakteristik in Abhängigkeit von der gewählten Frequenz des Lokaloszillatorsignals geändert werden, um so entweder eine Hochpass-, eine Tiefpass- oder eine Bandpasscharakteristik mit gewünschter Durchlass- bzw. Sperr-Frequenz zu realisieren.
Dabei kann die Filtersteuerung ausgebildet sein, um die Filtercharakteristik des Filters derart zu ändern, dass der Spiegelfrequenzanteil an der jeweiligen Abtastfrequenz aus dem Antennensignal herausgefiltert wird. Wie bereits zuvor erwähnt, bestimmt nämlich die Frequenz des Lokaloszillatorsignals die Lage des Spiegelfrequenzanteils. Mit der vorgeschlagenen Ausführungsform kann der Filter derart abgestimmt werden, dass der jeweilige Spiegelfrequenzanteil unterschiedlicher Abtastfrequenzen herausgefiltert wird. Das Filter bzw. die Filtersteuerung arbeitet also adaptiv in Reaktion auf die jeweils gewählte Frequenz des Lokaloszillatorsignals, d.h. auf die jeweilige Position des Spiegelfrequenzanteils. In anderen Worten wird ein ver- stimmbares Spiegelfrequenzfilter bereitgestellt, welches Spiegelfrequenzanteile unterschiedlicher Frequenzen aus dem Antennensignal herausfiltern kann. Dieses Spiegelfrequenzfilter kann auf einfache Weise einer Verstellung der Lokaloszillatorfrequenz nachgezogen, bzw. an die aktuelle Lokalosziliatorfrequenz angepasst werden.
In einer weiteren Ausführungsform wird ein Frequenzspektrumerzeuger mit den Merkmalen von Anspruch 34 vorgeschlagen. Dieser Frequenzspektrumerzeuger weist unter anderem eine Steuerung zum sequentiellen Ansteuern des Lokaloszillators und des Signalpegeldetektors auf, um ein Frequenzspektrum des Antennensignals an einer Folge von Abtastfrequenzen abzutasten, wobei das Verhältnis von Einschaltdauer TON für einen Abtastvorgang zu Abtastper-
T
iode TA derart gewählt ist, dass der mittlere Gesamtstromverbrauch I A VC =— ^ · I0N kleiner
T
oder gleich 100μΑ ist, wobei ION den Stromverbrauch in einem aktiven Zustand während einer Abtastung bezeichnet. Demgemäß wird ein sehr stromsparender Frequenzspektrumerzeuger vorgeschlagen, der es ermöglicht, dass ein Betrieb z.B. mit Knopfzellen jahrelang möglich ist bzw. die Betriebsdauer mit schon verfügbaren Energiespeichern kaum verkürzt wird.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden nachste- hend erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein schematisch.es Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeugers,
Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel eines Frequenzspektrumerzeugers, Fig. 3 eine Abbildung eines mit dem Frequenzspektrumerzeuger abzutastenden HF- Spektrums,
Fig. 4 eine Abbildung eines quantisierten Frequenzspektrums mit diskreten Frequenzwerten,
Fig. 5 ein Frequenzdiagramm zur Darstellung von Spiegelfrequenzen,
Fig. 6 ein schematisches Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeugers,
Fig. 7A eine Tabelle zur Darstellung von Abtastwerten gemäß einer Reihenfolge,
Fig. 7B eine Tabelle zur Darstellung von Abtastwerten gemäß einer zufälligen Folge,
Fig. 7C eine Tabelle zur Darstellung von Abtastwerten gemäß einer abwechselnden Folge zweier interessierender Abtastfrequenzen, und
Fig. 8 eine Übersicht von statistischen Auswertungen einzelner diskretisierter Frequenz- spektrogramme.
Figur 1 zeigt eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeugers 100. Der Frequenzspektrumerzeuger 100 weist einen verstimmbaren Lokaloszillator 101 auf. Der Lokaloszillator 101 ist ausgebildet, um ein Lokaloszillatorsignal 102 auszugeben. Das Lokaloszillatorsignal weist eine Frequenz fi_o auf.
Der Frequenzspektrumerzeuger 100 weist ferner einen Abwärtsmischer 103 auf. Der Abwärtsmischer 103 ist ausgebildet, um ein empfangenes Antennensignal 104 mit dem Lokaloszillatorsignal 102 abwärts zu mischen. Dementsprechend wird ein abwärtsgemischtes Signal 105 erhalten.
Das Antennensignal 104 weist eine Empfangsfrequenz fRi- auf. Das abwärtsgemischte Signal 105 weist eine Zwischenfrequenz f!F auf.
Der Frequenzspektrumerzeuger 100 weist ferner ein Filter 106 auf. Das Filter 106 ist ausgebildet, um einen Spiegelfrequenzanteil des Antennensignals 04 in dem abwärtsgemischten Signal 105 herauszufiltem. In anderen Worten filtert das Filter 106 den Spiegelfrequenzanteil aus dem Antennensignal 04 heraus, sodass dieser Spiegelfrequenzanteil nicht in den Mischer 103 hineingeführt wird. Das abwärtsgemischte Signal 105 enthält somit keinen Spiegelfrequenzanteil. In anderen Worten ist eben der Spiegelfrequenzanteil des Antennensignals 104 in dem abwärtsgemischten Signal 105 herausgefiltert worden. Der Frequenzspektrumerzeuger 100 weist ferner einen Signalpegeldetektor 107 auf. Der Signalpegeldetektor 107 ist ausgebildet, um einen Signalpegel des abwärtsgemischten Signals 105 an einer Zwischenfrequenz fiF zu erfassen.
Der Frequenzspektrumerzeuger 100 weist ferner eine Steuerung 108 auf. Die Steuerung 108 ist ausgebildet, um den Lokalosziliator 101 und den Signalpegeldetektor 107 sequentiell beziehungsweise getaktet anzusteuern, um ein Frequenzspektrum des Antennensignals 104 an einer Folge von Abtastfrequenzen abzutasten. In anderen Worten steuert die Steuerung 108 den Lokaloszillator 101 und den Signalpegeldetektor 107 derart an, dass der Betriebszustand des Lokaloszillators 101 und des Signalpegeldetektors 107 sequentiell beziehungsweise ge- taktet zwischen einem aktiven und einem inaktiven Zustand hin- und hergeschaltet wird. Dadurch wird ein anliegendes Antennensignal 104 abgetastet. Indem das Antennensignal 104 an einer Folge von Abtastfrequenzen abgetastet wird, kann ein Frequenzspektrum abgetastet und erzeugt werden, welches ebendiese Abtastfrequenzen beinhaltet.
Die Steuerung 108 ist ausgebildet, um beim sequentiellen Ansteuern die Frequenz des Lokaloszillatorsignals 102 so zu ändern, dass eine Differenz zwischen der Lokaloszillatorfrequenz fi.o und der Abtastfrequenz der Zwischenfrequenz fiF entspricht und die jeweilige Lokaloszülatorfrequenz f[_o zwischen der jeweiligen Abtastfrequenz fRF und dem jeweiligen Spiegelfrequenzanteil fsp liegt.
Figur 5 zeigt zur Veranschaulichung ein Frequenzdiagramm. Die Empfangs- bzw. Abtastfre- quenz f des Antennensignals 104 ist im rechten Teil des Diagramms zu erkennen. Durch Mischen des Antennensignals 104 mit einem Lokaloszillatorsignal 102 der Frequenz fi o entsteht einerseits ein abwärtsgemischtes Signal 105 mit einer Zwischenfrequenz fiF, das im linken Teil des Diagramms zu erkennen ist. Das abwärtsgemischte Signal 105 mit der Zwischenfrequenz fiF ist erwünscht. Andererseits tritt aber auch ein von der Lokaloszülatorfrequenz fi » um den Abstand der Frequenz fiF beabstandeter Spiegelfrequenzanteil fsp auf. Der Spiegelfrequenzanteil fsp ist hingegen unerwünscht und wird daher erfindungsgemäß unterdrückt.
Die unten abgebildete Tabelle 1 zeigt ein Beispiel für eine durchgeführte Spiegelfreq terdrückung bei Empfangsfrequenzverstimmung.
RF-Empfangs-Fre- Spiegelfrequenz Lokaloszillator fio Mischvorgang : fspiegel quenz fm [MHz] fspiegel [MHZ] [MHz]
950 J 200 1075 HIGH INJECTION 0,79
900 1150 1025 HIGH 0,78
850 1100 975 SIDE 0,77
800 1050 925 H IGH 0,76
750 1000 875 H IGH INJECTION 0,75
700 450 575 1,56
650 400 525 1,63
600 350 475 1,71 500 250 375 LOW SIDE !NJECTION 2,00
Tabelle 1
In der ersten Spalte sind die einzelnen Empfangs- bzw. Abtastfrequenzen eingetragen. Das interessierende Frequenzspektrum reicht hier von 950 MHz bis 500 MHz.
In der zweiten Spalte sind die zu jeder Abtastfrequenz IRF zugehörigen Spiegelfrequenzanteile fsp eingetragen, die sich beim Mischen des Antennensignals 104 mit dem Lokaloszillatorsignal 102, wie zuvor erwähnt, ergeben.
Die Frequenzen fi o des Lokaloszillatorsignals 102 sind in der dritten Spalte eingetragen.
In der vierten Spalte ist die jeweilige Art des Mischvorgangs eingetragen. Es wird hier unterschieden zwischen der sogenannten„High-Side-Injection" und der sogenannten„Low-Side- Injection". Bei der„High-Side-Injection" befindet sich die Lokaloszillatorfrequenz fi_o oberhalb der Abtastfrequenz ?RF. Bei der„Low-Side-Injection" befindet sich die Lokaloszillatorfrequenz fto unterhalb der Abtastfrequenz fRF. Bei beiden Mischvorgängen wird das Antennensignal 104 abwärtsgemischt.
In der fünften Spalte ist das jeweilige Verhältnis von Abtastfrequenz fRF zu Spiegelfrequenz fsp eingetragen.
Wie eingangs erwähnt, zeigt die erste Spalte also das interessierende Frequenzspektrum, das durch Abtasten ermittelt werden soll. Die jeweiligen Abtastfrequenzen liegen in einem Bereich zwischen 500 MHz und 950 MHz. Bei diesem Bereich handelt es sich somit um das abgetastete Frequenzspektrum. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist die Steuerung 108 ausgebildet, um an einer jeweiligen Abtastfrequenz IRF die Frequenz fm des jeweiligen Lokaloszillatorsignals 102 derart zu ändern, dass der jeweilige Spiegelfrequenzanteil fsp unterhalb beziehungsweise oberhalb des abgetasteten Frequenzspektrums liegt.
Beispielsweise liegen die Werte der jeweiligen Spiegelfrequenzanteile fsp der ersten fünf Zei- len („High-Side-Injection") allesamt oberhalb des abgetasteten Frequenzspektrums, d.h. über der höchsten Abtastfrequenz fRF mit 950 MHz.
Die Werte der jeweiligen Spiegelfrequenzanteile fsp der unteren vier Zeilen („Low-Side-Injection") hingegen liegen allesamt unterhalb des abgetasteten Frequenzspektrums, d.h. unter der niedrigsten Abtastfrequenz fRF mit 500 MHz. Wie zu erkennen ist, bestimmt die Wahl der Lokaloszillatorfrequenz fm die Lage des Spiegelfrequenzanteils fsp. Durch geschickte Wahl der Lokaloszillatorfrequenz fm kann die Lage des jeweiligen Spiegelfrequenzanteils fsp so gelegt werden, dass dieser außerhalb des interessierenden Frequenzspektrums liegt und somit bei der Erfassung des gesamten Frequenzspekt- rums nicht weiter stört.
Außerdem kann die Lokaloszil!atorfrequenz fi_o für eine jeweils gegebene Abtastfrequenz F so gewählt werden, dass der Spiegelfrequenzanteil fsp in einem wenig oder kaum belegten Frequenzband liegt (z.B. in Deutschland zwischen 1000 MHz und 1400 MHz), damit die Signalanteile aus dem Empfang der Spiegelfrequenz fsp im Empfänger (auf der Zwischenfre- quenzseite bei fiF) nicht oder nicht relevant auftreten. in einer Ausführungsform, wie beispielsweise in Figur 2 gezeigt, weist das Filter 06 eine Filtersteuerung 209 auf. Die Filtersteuerung 209 ist ausgebildet, um die Filtercharakteristik des Filters 106 in Abhängigkeit von der gewählten Frequenz f des Lokaloszillatorsignals 102 und/oder der gewählten Abtastfrequenz fRF zu ändern. Als Beispiel hierfür kann erneut Tabelle 1 herangezogen werden.
In der ersten Zeile von Tabelle 1 ist zu erkennen, dass ein Antennensignal 104 bei einer Empfangs- bzw. Abtastfrequenz von 950 MHz abgetastet und mit einem Lokaloszillatorsignal 102 mit der Frequenz fm von 1075 MHz abwärtsgemischt wird. Hierbei tritt ein Spiegelfrequenzanteil fsp bei 1200 MHz auf. Wird zu einem späteren Zeitpunkt mit einer anderen Abtast- frequenz fRF, z.B. mit 700 MHz (Zeile 6 von Tabelle 1 ) abgetastet, wird mit einem Lokaloszillatorsignal 102 einer Frequenz fm von 575 MHz abwärtsgemischt, wobei ein Spiegelfrequenzanteil fSp bei 450 MHz auftritt.
Je nach Abtastfrequenz fpp beziehungsweise Lokaloszillatorfrequenz fm kann die Filtersteuerung 209 das Filter 106 ansteuern, um dessen Filtercharakteristik zu ändern. Dabei wird die Filtercharakteristik des Filters 106 vorzugsweise derart geändert, dass der Spiegelfrequenzanteil fsp an der jeweiligen Abtastfrequenz fRF aus dem Antennensignal 104 herausgefiltert wird. Zu diesem Zweck ist das Filter 106 entweder ein breitbandiges Filter oder ein verstimmbares Filter, insbesondere ein verstimmbares Bandpassfilter.
Mit dem Filter 106 kann also bei jeder beliebigen Abtastfrequenz fRF ein bei der jeweiligen Abtastfrequenz fpr auftretender ungewünschter Spiegelfrequenzanteil fsp aus dem Antennensigna! 104 herausgefiltert werden.
Die Anforderungen, die dabei an das Filter gestellt werden, sind abhängig von dem Abstand der Abtastfrequenz fRF zu dem jeweiligen Spiegelfrequenzanteil fsp, bzw. von dem Verhältnis , welches in der letzten Spalte von Tabelle 1 eingetragen ist. In einer Ausführungsform ist die Steuerung 1 08 daher ausgebildet, um die Frequenz fi_o des Lokaloszillatorsignals 102 derart einzustellen, dass sich an einer Abtastfrequenz ein Verhältnis von Abtastfrequenz zu
f _
dem jeweiligen Spiegelfrequenzanteil ergibt, welches Verhältnis in einem Bereich zwi-
Figure imgf000011_0001
sehen 0,5 und 0,8 oder in einem Bereich zwischen 1 ,5 und 2,0 liegt.
Damit entspannt sich die Filteranforderung an das stellbare Bandpassfilter bezüglich Signalunterdrückung bei fsp. Im Fall† = 500 MHz (siehe letzte Zeile in Tabelle 1 ) ist das Frequenz- f
Verhältnis sogar 2:1 , was die Anforderung für ein stellbares Bandpassfilter entspannt.
Würde man in diesem Beispiel die Lokaloszillatorfrequenz mit 625 MHz wählen („High-Side- Injection"), so läge die Spiegelfrequenz bei 750 MHz, was zu einem Frequenzverhältnis . -
Figure imgf000011_0002
von 1 ,5 : 1 führt und für gleiche Spiegelfrequenzunterdrückung ein steilflankigeres Bandpassfilter erfordern würde.
Die Spiegelfrequenzunterdrückung setzt sich aus mehreren Dämpfungen in der Empfänger- kette zusammen:
a) aus dem LNA-Frequenzgang,
b) aus dem verstimmbaren Bandpassfilter (vorzugsweise als LC-Filter), und
c) aus dem Frequenzgang des Anpassnetzwerks und der Empfangsantenne.
Wie zuvor bereits erwähnt, ist die Steuerung 108 in einer Ausführungsform ausgebildet, um den Lokaloszillator 101 in zwei Betriebsmodi zu betreiben, wobei der Lokalosziiiator 101 in einem ersten Betriebsmodus („High-Side-Injection") derart angesteuert wird, dass die Frequenz fi_o des Lokaloszillatorsignals 1 02 oberhalb der jeweiligen Abtastfrequenz T liegt, und wobei der Lokaloszillator 101 in einem zweiten Betriebsmodus („Low-Side-Injection") derart angesteuert wird, dass die Frequenz fi_o des Lokaloszillatorsignals 102 unterhalb der jeweiligen Abtastfrequenz f liegt. In einer Ausführungsform ist die Steuerung 108 ferner ausgebildet, um während des Vorgangs des Abtastens des Frequenzspektrums eines Antennensignals 104 zwischen den beiden Betriebsmodi, d.h. zwischen„High-Side-Injection" und„Low-Side-Injection'' umzuschalten. Dies ist in Tabelle 1 durch den dicken horizontalen Balken zwischen der fünften und sechsten Zeile angedeutet. Insbesondere schaltet die Steuerung 108 genau dann zwischen den beiden Betriebsmodi um, wenn das Abwärtsmischen des Antennensignals 104 mit dem Lokaloszillatorsignal 102 zu einem Spiegelfrequenzanteil fsp führen würde, der innerhalb des abzutastenden Frequenzspektrums liegt. Beispielsweise würde in Zeile 6 von Tabelle 1 eine„High-Side-Injection" mit einer Lokaloszillatorfrequenz fio von 825 MHz zu einem Spiegelfrequenzanteil fsp von 950 MHz führen. Diese Spiegelfrequenzanteil fsp entspräche somit der obersten Abtastfrequenz (Tabelle 1 , Zeile 1 ). In anderen Worten läge dieser Spiegelfrequenzanteil fsp innerhalb des abzutastenden Frequenzspektrums, weshalb die Steuerung 108 an dieser Stelle auf„Low-Side-Injection" umschaltet. In einer Ausführungsform ist die Steuerung 108 ausgebildet, um die Abtastfrequenzen TRF in absteigender Reihenfolge zu wählen, um das Frequenzspektrum eines Antennensignals 104 in absteigender Reihenfolge von hohen zu niedrigen Abtastfrequenzen f«F abzutasten. Dies ist in der ersten Spalte von Tabelle 1 zu erkennen, wobei das Frequenzspektrum des Antennensignals 104 in absteigender Reihenfolge, beginnend bei einer Abtastfrequenz TRF von 950 MHz bis hinunter zu 500 MHz abgetastet wurde.
Ein Abtasten in umgekehrter, d.h. in aufsteigender Reihenfolge wäre ebenso denkbar. Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist die Steuerung 08 daher ausgebildet, um die Abtastfrequenzen fRF in aufsteigender Reihenfolge zu wählen, um das Frequenzspektrum eines Antennensignals 104 in aufsteigender Reihenfolge von niedrigen zu hohen Abtastfrequenzen !RF abzutasten.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist die Steuerung 108 ausgebildet, um die Abtastfrequenzen fRF zufällig zu wählen, um das Frequenzspektrum eines Antennensignals 104 in einer zufälligen Reihenfolge abzutasten.
Wie ebenfalls in Tabelle 1 gezeigt, können die Abstände zwischen den Abtastfrequenzen†RF äquidistant über das abzutastende Frequenzspektrum des Antennensignals 104 verteilt sein. In dem in Tabelle 1 gezeigten Beispiel betragen die Abstände der Abtastfrequenzen fRF je 50 MHz. Diese Abstände bezeichnen außerdem die Schrittweite des Lokaloszillators 101.
In einem Ausführungsbeispiel kann der Lokaloszillator 101 in Schritten mit einer bestimmten Schrittweite verstimmbar sein, wobei die Schrittweite etwa 50 MHz, bevorzugt etwa 25 MHz, mehr bevorzugt etwa 10 MHz und besonders bevorzugt etwa 1 MHz beträgt.
Bei variabler Schrittweite des Lokaloszillators ist es denkbar, dass der Abstand zwischen einer ersten und einer zweiten Abtastfrequenz unterschiedlich zu einem Abstand zwischen der zweiten und einer dritten Abtastfrequenz ist. Die Abstände der Abtastfrequenzen unterscheiden sich dann voneinander, nämlich um die jeweilige Schrittweite des Lokaloszillators. Die Figuren 7A bis 7C zeigen schematische Beispiele um ein Frequenzspektrum an einer Folge von Abtastfrequenzen abzutasten. Dabei ist auf der Abszisse die Zeit aufgetragen. Auf der Ordinate sind Frequenzwerte, genauer gesagt die Abtastfrequenzen, aufgetragen. Die Abtastfrequenz-Werte weisen hier keine konkreten Zahlenwerte auf, sondern sind lediglich mit Indizes von fi bis fn bezeichnet. Selbiges gilt für die Zeitpunkte ti bis tn.
In dem in Figur 7A gezeigten Beispiel wird ein Frequenzspektrum zu diskreten Zeitpunkten ti bis tn an jeweils diskreten Abtastwerten (Abtastfrequenzen fi bis fn) abgetastet. An aufeinanderfolgenden Zeitpunkten ti bis te wird das Frequenzspektrum der Reihe nach an den Abtastfrequenzen fi bis fn abgetastet. Ab dem Zeitpunkt t? wiederholt sich der Abtastvorgang in der- selben Reihenfolge. Das zwischen den Zeitpunkten ti und te durchlaufene Intervall wird als Abtastintervall oder auch als ein Frequenz-Sweep bezeichnet. Die Zeitdauer zum Durchlaufen eines oder mehrerer Abtastintervalle, sowie das Speichern der dabei ermittelten Werte innerhalb dieses Zeitraums, wird auch als Gedächtnislänge bezeichnet. Der mittlere Wert zwischen zwei Abtastzeitpunkten ti und h_ bezeichnet die Abtastperiode TA. In dem in Figur 7B gezeigten Beispiel wird das Frequenzspektrum in einer zufälligen Folge von Abtastfrequenzen abgetastet. Beispielsweise kann das Frequenzspektrum in einem zwischen ti und te befindlichen Abtastintervall in unterschiedlicher bzw. zufälliger Reihenfolge an den Abtastfrequenzen fi bis fn derart abgetastet werden, dass an allen Abtastfrequenzen je einmal pro Abtastintervall abgetastet wird. Figur 7C zeigt ein weiteres Beispiel bei dem ein Frequenzspektrum an zwei interessierenden Empfangsfrequenzen, nämlich an f2 und f5, abgetastet wird. Das Frequenzspektrum wird hier zu aufeinanderfolgenden Zeitpunkten immer abwechselnd an den Abtastfrequenzen h und f5 abgetastet. Es ist aber auch denkbar, dass an aufeinanderfolgenden Zeitpunkten zufällig eine der beiden Abtastfrequenzen f? beziehungsweise f5 gewählt wird. Es können somit Frequenz- bereiche von besonderem Interesse gescannt werden, wie beispielsweise 433 MHz und 866 MHz.
Der Signalpegeldetektor 1 07 ist ausgebildet, um einen Signalpegel an jeder diskreten Abtastfrequenz zu delektieren und den Wert des jeweiligen Signalpegels zu bestimmen sowie die einzelnen Signalpegei in Relation zueinander zu setzen. Diese von dem Signalpegeldetektor 107 ausgegebenen Werte können in einem Speicher gespeichert werden. Alternativ oder zusätzlich können diese von dem Signalpegeldetektor 107 ausgegebenen Werte von einer Berechnungseinheit 21 1 , wie weiter unten erläutert, statistisch ausgewertet werden.
Der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger 100 bietet bei Bedarf eine hohe Aktualisierungsrate z.B. alle 1 0 ms (bis zu 100 Mal/Sekunde). Die Aktualisierungsrate kann variabel gewählt werden. In einer Ausführungsform tastet der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger 100 das Frequenzspektrum sehr schnell (< 50 ms) ab und erzeugt diskrete Abtastwerte für den Frequenzbereich 10 MHz bis 100 GHz, die als diskretisierte Spektrogramme in einem statischen RAM abgespeichert werden. Figur 3 zeigt eine Abbildung eines mit einem erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeuger 100 abgetasteten Frequenzspektrums 300. Dieses tatsächlich vorhandene HF-Spektrum (Figur 3) wird mit dem erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeuger 100 kontinuierlich erfasst und mit einem bestimmten Frequenzraster und einer bestimmten Amplitudenauflösung quan- tisiert und durch eine endliche Anzahl von Punkten in einem diskretisierten Spektrogramm 400 dargestellt (Figur 4). Unter einer kontinuierlichen Erfassung ist zu verstehen, dass der Frequenzspektrumerzeuger 100 zwar intermittierend, d.h. abtastend arbeitet, jedoch kontinuierlich, d.h. in sich wiederholenden Folgen, die Frequenzspektren abtastet. In anderen Worten arbeitet der abtastende Frequenzspektrumerzeuger 100 durchgehend.
Die diskretisierten Spektrogramme benötigen lediglich eine geringe Datenmenge von z.B. we- niger als 1.000 Bit. Aufgrund der niedrigen Datenmenge (z.B. < 1 .000 Bits) können die Spektrogramme durch einfache Algorithmen stromsparend ausgewertet und in einem RAM abgelegt werden, ohne dass komplexe Rechenwerke wie in digitalen Signalprozessoren erforderlich sind. Somit wird ein sehr stromsparender Betrieb des erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeugers realisiert. Durch die Abtastung an den Abtastfrequenzen fi bis fn zu diskreten Zeitpunkten ti bis tn kann also ein zeitlich spektraler Abschnitt eines Frequenzspektrums bestimmt werden. Eine in Figur 2 gezeigte Berechnungseinheit 21 a bis 21 d ist ausgebildet, um diesen zeitlich spektralen Abschnitt des Frequenzspektrums einer statistischen Auswertung zu unterziehen, um somit statistische Größen zu erhalten, die diesen zeitlich spektralen Abschnitt definieren. Die Berechnungseinheit 21 1 a ist beispielsweise ausgebildet, um einen, in einem Zeitraum von etwa Sechzig Sekunden abgetasteten, zeitlich spektralen Abschnitt einer statistischen Auswertung zu unterziehen. Beispielsweise können diese statistischen Größen eine innerhalb des Abtastzeitraums zu erkennende zentrale Tendenz, wie z.B. die Tendenz zum schwächer werdenden Signalpegelempfang an einer bestimmten Abtastfrequenz, sein. Es kann sich hierbei jedoch auch um eine Dispersion oder um ermittelte Extremwerte handeln. Es können beispielsweise ein Maximalempfangspegel, ein Minimalempfangspegel, ein Durchschnittsempfangspegel oder auch eine relative Belegungsdauer bestimmbar sein. Zumindest ein Teil dieser statistischen Größen kann beispielsweise Abtastfrequenz-individuell aus einer zeitlichen Folge von Abtastwerten an einer jeweiligen Abtastfrequenz bestimmt werden. So kann beispielsweise ein Maximal- und/oder ein Minimalempfangspegel an der Abtastfrequenz f3 bestimmt werden, indem über einen bestimmten Abtastzeitraum hinweg die zu den jeweiligen Abtastzeitpunkten anliegenden Signalpegel von der Berechnungseinheit 21 1 statistisch ausgewertet werden.
Es können beispielsweise auch schwellwertüberschreitende Abtastwerte bestimmt werden. So kann innerhalb des Abtastintervalis detektiert werden, an welchen Abtastfrequenzen ein bestimmter Schwellwert-Signalpegel wie oft überschritten wurde. Anhand dessen kann beispiels- weise auf eine Belegungsdauer der jeweiligen Abtastfrequenz geschlossen werden.
Die in Figur 2 abgebildeten Berechnungseinheiten 21 1 a bis 21 1d weisen unterschiedliche Gedächtnislängen für die ermittelten statistischen Größen auf, d.h. die Berechnungseinheiten 21 1 a bis 21 1 d haben unterschiedlich lange Abtastintervalle und speichern für unterschiedlich lange Zeitspannen die ermittelten Werte. Alternativ oder zusätzlich kann die Gedächtnislänge der Bestimmung der ermittelten statistischen Größen in Abhängigkeit von der Anzahl an Abtastwerten bestimmt werden. In einer Ausführungsform ist die Gedächtnislänge der Bestimmung der statistischen Größen so gewählt, dass eine mittlere Anzahl an Abtastwerten bezogen auf jede Abtastfrequenz größer oder gleich Zehn ist. In anderen Worten werden die statsitischen Größen solange von einer Berech- nungseinheit 21 1 ausgewertet bis an allen Abtastfrequenzen im Mittel mindestens Zehn Werte erhoben wurden.
In einem Ausführungsbeispiel ist die Berechnungseinheit 21 1 dazu ausgebildet, um die statistischen Größen derart zu bestimmen, dass aus diesen ein Maximalempfangspegel und/oder ein Minimalempfangspegel und/oder ein Durchschnittsempfangspegel und/oder eine relative Belegungsdauer bestimmbar ist.
Ein Beispiel hierfür ist in Figur 8 gezeigt. Dabei bezeichnet k die Anzahl speicherbarer Frequenzspektren und entspricht somit gleichzeitig der Gedächtnisiänge.
Auf der linken Seite in Figur 8 sind erzeugte diskretisierte Frequenzspektren 901 bis 905 gezeigt. Das erste Frequenzspektrum 901 wurde von dem erfindungsgemäßen Frequenz- spektrumerzeuger 100 während eines ersten Frequenz-Sweeps erzeugt. Das zweite Frequenzspektrum 902 wurde von dem erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeuger 100 w hrend eines zweiten Frequenz-Sweeps erzeugt. Das dritte Frequenzspektrum 903 wurde von dem erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeuger 100 während eines dritten Fre- quenz-Sweeps erzeugt. Das vierte Frequenzspektrum 904 wurde von dem erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeuger 100 während eines vierten Frequenz-Sweeps erzeugt. Das fünfte Frequenzspektrum 905 entspricht einem k-ten Frequenzspektrum und wurde von dem erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeuger 100 während eines k-ten Frequenz-Sweeps erzeugt.
Die Berechnungseinheit 21 1 weist einen Maximalwertdetektor 906, einen Minimalwertdetektor 907, einen Durchschnittswertdetektor 908 sowie einen Detektor 909 zur Bestimmung der relativen Belegungsdauer auf.
Der Maximalwertdetektor 906 ist ausgebildet, um aus zumindest einer Teilmenge der in den k diskretisierten Frequenzspektren vorkommenden Abtastfrequenzen einen jeweiligen Maximalwert eines Empfangspegels an einer jeweiligen Abtastfrequenz zu detektieren. Diese Maximalwerte können gespeichert und weiterverarbeitet werden und beispielsweise in einem Ma- ximalwert-Spektrogramm 910 angezeigt werden. In anderen Worten wird ein Maximalwert- Spektrogramm aus allen Sweeps n+1 bis n+k erstellt. Der Minimalwertdetektor 907 ist ausgebildet, um aus zumindest einer Teilmenge der in den k diskretisierten Frequenzspektren vorkommenden Abtastfrequenzen einen jeweiligen Minimalwert eines Empfangspegels an einer jeweiligen Abtastfrequenz zu detektieren. Diese Minimalwerte können gespeichert und weiterverarbeitet werden und beispielsweise in einem Minimal- wert-Spektrogramm 91 1 angezeigt werden. In anderen Worten wird ein Minimalwert-Spektro- gramm aus allen Sweeps n+1 bis n+k erstellt.
Der Durchschnittswertdetektor 908 ist ausgebildet, um aus zumindest einer Teilmenge der in den k diskretisierten Frequenzspektren vorkommenden Abtastfrequenzen einen jeweiligen Durchschnittswert eines Empfangspegels an einer jeweiligen Abtastfrequenz zu bestimmen. Diese Durchschnittswerte können gespeichert und weiterverarbeitet werden und beispiels- weise in einem Durchschnittswert-Spektrogramm 912 angezeigt werden. In anderen Worten wird ein Durchschnittswert-Spektrogramm aus allen Sweeps n+1 bis n+k erstellt.
Der Detektor 909 zur Bestimmung der relativen Belegungsdauer ist ausgebildet, um aus zumindest einer Teilmenge der in den k diskretisierten Frequenzspektren vorkommenden Abtastfrequenzen eine durchschnittliche Belegungsdauer der jeweiligen Abtastfrequenz zu be- stimmen. Dies kann unter anderem, wie zuvor beschrieben, mittels der Ermittlung einer Anzahl von schwellwertüberschreitenden Abtastwerten geschehen. In diesem Beispiel liegt der Schwellwert, wie oberhalb des Spektrogramms 913 angegeben, bei 3. Diese eine relative Belegungsdauer repräsentierenden Werte können gespeichert und weiterverarbeitet werden und beispielsweise in einem eine relative Belegungsdauer darstellenden Spektrogramm 913 angezeigt werden.
Die diskretisierten Spektrogramme beziehungsweise die Auswertung der diskretisierten Spektrogramme erlaubt u.a. eine Klassifikation der Funk-Umgebung. Durch Auswertung des zeitlichen Verlaufs der Spektrogramme kann z.B. Fading oder Abschattung geschickt ausgenutzt werden, um auf bestimmte Umgebungs- und Bewegungsszenarien (wie z.B. Betreten eines Hochhauses, Fahren mit dem Fahrstuhl) zu schließen und dabei Geschwindigkeiten von beweglichen Sendern oder vom Träger eines Senders zum mobilen Gerät zu ermitteln. Derartige Szenarien sind in der deutschen Patentanmeldung DE der Anmelderin beschrieben.
Um dem Anwender eine Datenauswertung mit stromzehrenden Mikrocontroüer oder Mikroprozessor zu ersparen, wird in der vorliegenden Erfindung ein stromsparender Frequenzspektrumerzeuger 100 zur statistischen Verwertung von Langzeit-Spektraldaten vorgeschlagen. Nachdem der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger 100 aufgrund des niedri- gen Stromverbrauchs durchgehend arbeiten kann und Spektraldaten liefert, ermittelt der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger 100 aus den laufend eingehenden Spektraldaten kanalbezogene Größen wie z.B. Maximalempfangspegel, Minimalempfangspegel, Durchschnittsempfangspegel, relative Belegungsdauer.
Gemäß einer Ausführungsform weist der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger 100 hierfür eine Berechnungseinheit 21 1 (Figur 2) auf, wobei die Berechnungseinheit 21 1 ausgebildet ist, um aus zumindest einem Teil der Abtastfrequenzen fRF innerhalb des abgetasteten Frequenzspektrums eines Antennensignals 104 einen Maximalempfangspegel und/oder einen Minimalempfangspegel und/oder einen Durchschnittsempfangspegel und/oder eine relative Belegungsdauer zu bestimmen. Die Ermittlung der Minimal- und Maximalpegel aus den in einem statischen RAM abgelegten Satz von N gemessenen Spektrogrammen kann mit einfachen digitalen Vergleichern durchgeführt werden. Die Leistungsaufnahme für eine entsprechende Implementierung als digitale Schaltung kann sehr niedrig ausfallen, ohne ins Gewicht beim Gesamtstromverbrauch zu fallen. Für die Ermittlung der Durchschnittsempfangspegel genügt ein einfaches Addierwerk, ebenfalls stromsparend als Digitalschaltung implementierbar. Die Ermittlung der relativen Belegungsdauer geschieht vorzugsweise als Zählvorgang für jede Empfangsfrequenz fRF, wenn der Empfangspegel einen definierten Schwellwert überschreitet.
Der Frequenzspektrumerzeuger 100 ist unter anderem deshalb stromsparend und effizient betreibbar, da keine Stabilisierung mit einer Phasenregelschleife, d.h. keine PLL-Stabilisierung für den Lokaloszillator 101 vorgesehen ist. Der Frequenzspektrumerzeuger 100 ist somit also phasenrückkopplungsschleifenungeregelt betreibbar. Es erfolgt stattdessen eine grobe Stabilisierung im Sinne einer Einmal-Kalibrierung mit einem bestimmten Frequenzraster, beispielsweise zwischen 2 MHz und 10 MHz. Es erfolgt also keine Feinabstimmung wie bei einer Pha- senregelschleife PLL (Phase-Locked-Loop).
Daher weisen die in Tabelle 1 eingetragenen jeweiligen Zwischenfrequenzen fn- nur im Idealfall die eingetragenen fest definierten Abstände untereinander auf. In dem in Tabelle 1 aufgeführten Beispiel haben die jeweiligen Empfangsfrequenzen fr - untereinander einen gleichmäßigen Abstand von 50 MHz. Die jeweiligen Zwischenfrequenzen f schwanken in einem gewissen Intervall um einen Zwischenfrequenz-Sollwert von beispielsweise 125 MHz, wie in Tabelle 1 gezeigt. Dieses Intervall beträgt beispielsweise bis zu +10% des Zwischenfrequenz-Sollwerts von, in diesem Beispiel, 125 MHz.
Durch den Verzicht auf eine PLL-Stabilisierung ist der erfindungsgemäße Frequenz- Spektrumerzeuger 100 stromsparend und effizient betreibbar. Statt einer mit Phasenregel- schleifen realisierten Feinabstimmung wird die oben erläuterte grobe Stabilisierung mittels eines Frequenzrasters verwendet. Da hierbei einfache und vorzugsweise passive Schaltungskomponenten eingesetzt werden können, arbeitet der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger 100 sehr stromsparend. Mit Bezug auf Figur 6 wird eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeugers 100 mit den Merkmalen von Anspruch 34 gezeigt.
Dieser Frequenzspektrumerzeuger 100 weist unter anderem einen verstimmbaren Lokaloszillator 101 zum Ausgeben eines Lokaloszillatorsignals 102 auf. Der Frequenzspektrumerzeuger 100 weist femer einen Abwärtsmischer 103 zum Abwärtsmischen eines empfangenen Anten- nensignals 104 mit dem Lokaloszillatorsignal 102 zum Erhalten eines abwärtsgemischten Signals 105 auf.
Des Weiteren weist der Frequenzspektrumerzeuger 100 einen Signalpegeldetektor 107 zum Erfassen eines Signalpegeis des abwärtsgemischten Signals 105 an einer Zwischenfrequenz fiF, sowie eine Steuerung 1 08 zum sequentiellen Ansteuern des Lokaloszillators 101 und des Signalpegeldetektors 107 auf, um ein Frequenzspektrum des Antennensignals 104 an einer Folge von Abtastfrequenzen fRF abzutasten.
Wie eingangs erwähnt, arbeitet der Frequenzspektrumerzeuger 100 sehr stromsparend. Dabei ist das Verhältnis von Einschaltdauer TON für einen Abtastvorgang zu Abtastperiode TA derart τ
gewählt, dass der mittlere Gesamtstromverbrauch 1 AYC - . /; kleiner oder gleich 100μΑ, wobei ION den Stromverbrauch in einem aktiven Zustand während einer Abtastung bezeichnet.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist das Verhältnis von Einschaltdauer TON für einen Abtastvorgang zu Abtastperiode TA derart gewählt, dass der mittlere Gesamtstromverbrauch T IAVG = -^- · I0N kleiner oder gleich 50μΑ, bevorzugt kleiner oder gleich 25 μΑ, und besonders
T Λ
bevorzugt kleiner oder gleich 10μΑ ist.
Dieser in Figur 6 abgebildete Frequenzspektrumerzeuger 100 kann ebenfalls oben beschriebene Mittel zur Spiegelfrequenzunterdrückung aufweisen. Andererseits kann der zuvor mit Bezug auf Figur 1 beschriebene Frequenzspektrumerzeuger ebenfalls einen mittleren Gesamt- Stromverbrauch IAVG mit den soeben genannten Werten aufweisen.
Figur 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeugers 100. In diesem Beispiel ist der stromsparende Frequenzspektrumerzeuger 100 als Abtastfunkempfänger mit Lokaloszillator-Durchstimmung realisiert. Genauer gesagt wird in diesem Beispiel ein Einfachsuperheterodynempfänger mit stellbarem RF-Bandpassfilter als Architektur vorgeschlagen, mit dem die Spiegelfrequenzunterdrückung für den Frequenzdurchstimmvorgang realisiert werden kann.
Das Verhältnis von Einschaltdauer TON für einen Abtastvorgang und Abtastperiode TA wird für stromsparenden Betrieb so gewählt, dass der mittlere Gesamtstromverbrauch T
] 4SX: = ■ I0N deutlich unter 100 μΑ liegt. Dabei bezeichnet ION den Stromverbrauch im ak- tiven Zustand während einer Abtastung.
Beispiel: TON = 100 ns und TA - 100 ps mit ION = 10 mA ergibt sich IAVG = 0 μΑ.
Der Frequenzspektrumerzeuger 100 weist eine Antenne 210 zum Empfangen eines Antennensignals 104 auf. Nach der Antenne 210 ist ein stellbares Bandpassfilter 106 mit einer Filtersteuerung 209 zum Ändern der Filtercharakteristik angeordnet. Nach dem stellbaren Filter 106 ist ein Verstärker 212 in Form eines LNAs (Low Noise Amplifiers) angeordnet.
Der Frequenzspektrumerzeuger 100 weist ferner einen Lokalosziliator 101 mit einer Lokaloszillatorfrequenzsteuerung 213 auf. Des Weiteren ist ein Mischer 103 vorgesehen, der zwischen dem LNA 212 und dem Lokaloszillator 101 angeordnet ist. Nach dem Mischer 103 befinden sich ein Tiefpassfilter 214, ein weiterer Verstärker 215, ein Bandpassfilter 216, ein Demodulator 217, sowie ein weiteres Tiefpassfilter 218. Diese Elemente 214, 215, 216, 217 dienen zum Detektieren eines Signa!pegels und bilden somit zusammen einen Signalpegeldetektor 107. Ferner weist der Frequenzspektrumerzeuger 100 einen nach dem Tiefpassfilter 218 angeordneten Analog/Digital Wandler 219 und mehrere Berechnungseinheiten 211 a bis 21 1 d auf. Die Berechnungseinheiten 21 1 a bis 21 d können optional vor oder nach dem Analog-Digital Wandler 219 angeordnet sein und dementsprechend dazu ausgebildet sein, um analoge oder digitale Eingangssignale zu verarbeiten. Wie bereits zuvor erwähnt, dienen die Berechnungseinheiten 21 1 a bis 21 1 d der statistischen Auswertung der Frequenzspektren. Dabei weisen die Berechnungseinheiten 21 1a bis 21 d unterschiedliche Gedächtnislängen auf. In anderen Worten sind die Berechnungseinheiten 21 1 a bis 21 1 d ausgebildet, um über unterschiedlich lange Zeitspannen hinweg erzeugte Frequenzspektren zu speichern. Beispielsweise weist die erste Berechnungseinheit 21 1 a eine Gedächtnislänge von etwa 1 Minute auf. Die zweite Berechnungseinheit 21 1 b weist eine Gedächtnislänge von 10 Minuten auf. Die dritte Berechnungseinheit 21 1 c weist eine Gedächtnislänge von 1 Stunde auf. Die vierte Berechnungseinheit 2 1 d weist eine GEdächtnislänge von 12 Stunden, oder vorzugsweise sogar von 24 Stunden, auf. Somit kann mit dem erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeuger 100 sowohl eine Kurzzeit- (bis etwa 1 Minute) als auch eine Langzeitauswertung (bis zu etwa 12 Stunden und mehr) der Frequenzspektren erfolgen.
Der Frequenzspektrumerzeuger 100 weist ferner eine Steuerung 108 auf. Die Steuerung 108 ist mit dem LNA 212, dem Lokaloszillator 101 , dem Mischer 103, dem Verstärker 215, dem Demodulator 217 und dem Analog-Digital Wandler 219 verbunden. Die Steuerung 108 kann eine mit einem Takt 220 versorgbare Pulssteuerung aufweisen, sodass die Steuerung 108 die angeschlossenen Bauteile sequentiell in dem Takt ansteuert. Die Lokaloszillatorfrequenzsteuerung 213 sowie die Filtersteuerung 209 können außerdem in die Steuerung 108 integriert sein. Ein von der Antenne 210 empfangenes Antennensignal 104 wird zunächst durch das Filter 106 geleitet. In dem Filter 106, werden, wie oben beschrieben, die jeweiligen Spiegelfre- quenzanteiie fsp herausgefilltert. Das gefilterte Antennensignal 104 wird dann in dem LNA verstärkt und in den Mischer 103 geleitet. In dem Mischer 103 wird das verstärkte Antennensignal 104 der Frequenz fRf- mit dem Lokaloszillatorsignal 102 der Frequenz fm abwärtsgemischt. Am Ausgang des Mischers 103 erhält man ein abwärtsgemischtes Zwischenfrequenzsignal 105 der Zwischenfrequenz fiF. In dem Tiefpassfilter 21 wird der untere Frequenzanteil der Zwischenfrequenz fir- durchgelassen. Dieses Signal wird dann in dem Verstärker 215 verstärkt und in das Bandpassfilter 216 geleitet. Das Bandpassfilter 216 weist einen schmalbandigen Durchlassbereich auf und dient dazu, Rauschsignalanteile zu unterdrücken.
In dem Demodulator 217 wird das Signal demoduliert, die mittlere Signalenergie wird bestimmt und das demodulierte Signal passiert einen weiteren Tiefpassfilter 218. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 218 wird in den Analog-Digital Wandler 219 geleitet. Hierbei kann es sich beispielsweise um eine einfache Komparatorschaltung handeln. Als Ausgangssignal 221 kann beispielsweise ein RSSI (Received Signal Strength Indication) Wert abgegriffen werden.
Mit dem erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeuger 100 kann beispielsweise eine Vor- richtung zum breitbandigen, stromsparenden kontinuierlichen Empfang von Spektren bereitgestellt werden, wobei der Frequenzspektrumerzeuger 100 ein Frequenzband zwischen 30 kHz und 30 GHz, vorzugsweise zwischen 30 MHz und 30 GHz, mehr bevorzugt zwischen 30 MHz und 5 GHz und besonders bevorzugt zwischen 30 MHz und 1 GHz abdeckt. Der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger 100 bietet bei Bedarf eine hohe Aktualisierungs- rate z.B. alle 10 ms (bis zu 100 Mal/Sekunde). Die Aktualisierungsrate kann variabel gewählt werden. In einer Ausführungsform tastet der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger 00 das Frequenzspektrum sehr schnell (< 50 ms) ab und erzeugt diskrete Abtastwerte für den Frequenzbereich 300 MHz bis 1 GHz, die als diskretisierte Spektrogramme in einem statischen RAM abgespeichert werden. Wie zuvor erwähnt, ermöglicht der erfindungsgemäße Frequenzspektrumerzeuger 100 neben der Speicherung der Rohdaten auch die Speicherung von statistisch bearbeiteten Daten mit größerer Gedächtnislänge (z.B. 10 Sekunden, 10 Minuten oder 1 Stunde).
Das Frequenzraster rnuss nicht äquidistant sein, kann lückenhaft sein und muss nicht zusammenhängend oder linear gesweeped sein, sondern kann auch zufällig erfolgen (dann sind Ali- asing-Effekte bei der Gewinnung des Spektrogramms deutlich unterdrückt). Auch eine bestimmte Auswahl von Frequenzpunkten sind für den Betrieb denkbar (z.B. nur für interessierende Frequenzen für Short-Range-Devices oder ISM-Frequenzen). Die Empfänger-Bandbreite pro Frequenzpunkt kann variabel gestaltet werden. Höhere Bandbreiten erlauben schnellere Erfassungen von Spektrogrammen. Folgende Anwendungsszenarien sind mit dem erfindungsgemäßen Frequenzspektrumerzeuger denkbar:
• Ermittlung von Spektrogrammen und Kanalbelegungen auf stromsparende Art und Weise
· stromsparendes Assistenzsystem bei der Funknetzplanung in Echtzeit hinsichtlich Frequenzmanagement von sog. weißen Frequenzbereichen („white Spaces") in verteilten Systemen mit mobilen Teilnehmern
• Bereitsteilung von alternativen Frequenzkanälen zum möglichen Ausweichen bei unvorhergesehenen Attacken oder Störungen auf bisher benutzten Kanälen (z.B. für Alar- mierungssysteme/Überwachungs-systeme)
• Schätzung von realen Umgebungen anhand des Empfangsspektrums
• besondere Eignung als platzsparende integrierte Low-Cost Schaltung für Automotive- Schlüssel-Appükationen, Smartphone-/Handy-Erweiterungen sowie für Smart- Home/Gebäudeautomatisierung. Die Erfindung kann außerdem gemäß den folgenden Ausführungsbeispielen realisierbar sein.
1 . Frequenzspektrumerzeuger ( 100), aufweisend einen verstimmbaren Lokaloszillator ( 101 ) zum Ausgeben eines Lokaloszillatorsignals ( 102), einen Abwärtsmischer ( 103) zum Abwärtsmischen eines empfangenen Anten- nensignals ( 104) mit dem Lokaloszillatorsignal (102) zum Erhalten eines abwärtsgemischten Signals ( 105), ein Filter ( 106) zum Herausfiltern eines Spiegelfrequenzanteils (fsp) des Anten- ne signals ( 1 04) in dem abwärtsgemischten Signal (105), einen Signalpegeldetektor ( 107) zum Erfassen eines Signalpegels des abwärts- gemischten Signals ( 105) an einer Zwischenfrequenz ( f ι F ) , und eine Steuerung ( 1 08) zum sequentiellen Ansteuern des Lokaloszillators (101 ) und des Signalpegeldetektors ( 107), um ein Frequenzspektrum des Antennensignals ( 104) an einer Folge von Abtastfrequenzen (†RF) abzutasten.
2, Frequenzspektrumerzeuger ( 100) nach Ausführungsform 1 , wobei die Steuerung ( 108) ausgebildet ist, um beim sequentiellen Ansteuern die Frequenz (†LO) des Lokaloszillatorsignals ( 102) so zu ändern, dass eine Differenz zwischen der Lokalosziilatorfrequenz (fLo) und der Abtastfrequenz (fRF) der Zwischenfrequenz (fiF) entspricht und die jeweilige Lokaloszillatorfrequenz (ή,ο) zwischen der jeweiligen Abtastfrequenz (TRF) und dem jeweiligen Spiegelfrequenzanteil (fsp) liegt.
3, Frequenzspektrumerzeuger (100) nach Ausführungsform 1 oder 2, wobei der verstimmbare Lokaloszillator (101 ) innerhalb eines Frequenzbands zwischen 10 MHz und 100 GHz, bevorzugt zwischen 100 MHz und 2,5 GHz und besonders bevorzugt zwischen 300 MHZ und 1200 MHz verstimmbar ist.
4. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei der Frequenzspektrumerzeuger (100) so ausgebildet ist, dass das Lokaloszillatorsignal (101 ) phasenrückkopplungsschleifenungeregelt ist. 5. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei die Zwischenfrequenz ( ) über das abgetastete Frequenzspektrum hinweg etwa konstant ist.
6. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach Ausführungsform 5, wobei ein Frequenzraster vorgesehen ist innerhalb dessen die Zwischenfrequenz (fip) veränderbar ist, wobei die Zwischenfrequenz (TIF) mit einer Abweichung von bis zu ±10% um einen Zwischenfrequenz-Sollwert liegt.
7. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei der mittlere Gesamtstromverbrauch kleiner oder gleich 100 μΑ, oder kleiner gleich 50 μΑ, oder kleiner gleich 25 μΑ, oder kleiner gleich 10 μΑ ist. 8. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei das Verhältnis von Einschaltdauer TON für einen Abtastvorgang zu Abtastperiode
T
TA derart gewählt ist, dass der mittlere Gesamtstromverbrauch 1 AVG = - ji~ - I0N kleiner oder gleich 100 μΑ ist, wobei ION den Stromverbrauch in einem aktiven Zustand während einer Abtastung bezeichnet. 9. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei das Verhältnis von Einschaltdauer TON für einen Abtastvorgang zu Abtastperiode
T
TA derart gewählt ist, dass der mittlere Gesamtstromverbrauch 1 x; - ~J^L - 10N kleiner oder gleich 50μΑ, bevorzugt kleiner oder gleich 25 μΑ, und besonders bevorzugt kleiner oder gleich 10μΑ ist. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei der Frequenzspektrumerzeuger (100) eine Berechnungseinheit (21 1 ) aufweist, wobei die Berechnungseinheit (21 1 ) ausgebildet ist, um einen zeitlich spektralen Abschnitt des Frequenzspektrums aus wiederholten sequentiellen Abtastwerten des Frequenzspektrums an den Abtastfrequenzen
Figure imgf000024_0001
einer statistischen Auswertung zu unterziehen, um statistische Größen zu erhalten, die den zeitlich spektralen Abschnitt des Frequenzspektrums definieren. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach Ausführungsform 10, wobei die statistischen Größen eine zentrale Tendenz und/oder eine Dispersion und/oder Extremwerte und/oder eine Anzahl von schwellwertüberschreitenden Abtastwerten sind. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der Ausführungsformen 10 oder 1 1 , wobei zumindest ein Teil der statistischen Größen Abtastfrequenz-individuell aus einer zeitlichen Folge von Abtastwerten an einer jeweiligen Abtastfrequenz bestimmt werden. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der Ausführungsformen 10 bis 12, wobei eine Gedächtnislänge der Bestimmung der statistischen Größen so gewählt ist, dass eine mittlere Anzahl an Abtastwerten bezogen auf jede Abtastfrequenz größer oder gleich zehn ist. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der Ausführungsformen 10 bis 13, wobei die Berechnungseinheit (21 1 ) ausgebildet ist, um die statistischen Größen derart zu bestimmen, dass aus diesen ein Maximalempfangspegel und/oder ein Minimalempfangspegel und/oder ein Durchschnittsempfangspegel und/oder eine relative Be!e- gungsdauer bestimmbar ist. Frequenzspektrumerzeuger ( 100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei der Frequenzspektrumerzeuger (100) eine erste und eine zweite Berechnungseinheit (21 1 a, 21 1 b) aufweist, wobei die erste Berechnungseinheit (21 1 a) eine erste Gedächtnislänge und die zweite Berechnungseinheit (21 1 b) eine von der ersten Gedächtnislänge unterschiedliche zweite Gedächtnislänge aufweist. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach Ausführungsform 15, wobei die erste Gedächtnislänge etwa Sechzig Sekunden und die zweite Gedächtnislänge etwa Zwölf Stunden ist. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um an einer jeweiligen Abtastfrequenz (fRF) die Frequenz (Ho) des jeweiligen Lokaloszillatorsignals ( 102) derart zu ändern, dass der jeweilige Spiegelfrequenzanteil (fsp) unterhalb beziehungsweise oberhalb des abgetasteten Frequenzspektrums liegt.
18. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um die Frequenz (fio) des Lokaloszillatorsignals (102) derart einzustellen, dass sich an einer Abtastfrequenz (fRF) ein Verhältnis von Abtastfrequenz zu dem jeweiligen Spiegelfrequenzanteil ( f . '- ) ergibt, welches
Figure imgf000025_0001
Verhältnis in einem Bereich von 0,8 und kleiner oder in einem Bereich von 1 ,2 und größer liegt. 19. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei die Steuerung ( 108) ausgebildet ist, um den Lokaloszillator ( 101 ) in zwei Betriebsmodi zu betreiben, wobei der Lokaloszillator ( 101 ) in einem ersten Betriebsmodus derart angesteuert wird, dass die Frequenz (fi_o) des Lokaloszillatorsignals (102) oberhalb der jeweiligen Abtastfrequenz (fRF) liegt, und wobei der Lokaloszillator ( 101 ) in einem zweiten Betriebsmodus derart angesteuert wird, dass die Frequenz (fLo) des Lokaloszillatorsignals (102) unterhalb der jeweiligen Abtastfrequenz (fRF) liegt.
20. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach Ausführungsform 19, wobei die Steuerung ( 108) ausgebildet ist, um während des Vorgangs des Abtastens des Frequenzspektrums eines Antennensignals ( 104) zwischen den beiden Betriebsmodi umzuschalten. 21 . Frequenzspektrumerzeuger ( 100) nach Ausführungsform 20, wobei die Steuerung ( 108) ausgebildet ist, um genau dann zwischen den beiden Betriebsmodi umzuschalten, wenn das Abwärtsmischen des Antennensignals ( 104) mit dem Lokaloszillatorsignal ( 102) zu einem Spiegelfrequenzanteil (fsp) führen würde, der innerhalb des abzutastenden Frequenzspektrums liegt. 22. Frequenzspektrumerzeuger ( 100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei das Filter ( 106) eine Filtersteuerung (209) zum Ändern der Fiitercharakteristik aufweist, und die Filtersteuerung (209) ausgebildet ist, um die Fiitercharakteristik in Abhängigkeit von der gew hlten Frequenz (fio) des Lokaloszillatorsignals ( 102) und/oder von der Abtastfrequenz (fRF) zu ändern. 23. Frequenzspektrumerzeuger ( 100) nach Ausführungsform 22, wobei die Filtersteuerung (209) ausgebildet ist, um die Fiitercharakteristik des Filters ( 106) derart zu ändern, dass der Spiegelfrequenzanteil (fSp) an der jeweiligen Abtastfrequenz (fRF) aus dem Antennensignal (104) herausgefiltert wird. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei das Filter (106) zum Herausfiltern der Spiegelfrequenzanteile (fsp) ein zwischen einer Empfangsantenne (210) und dem Mischer (103) angeordnetes verstimmbares Bandpassfilter ist. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei das Filter (106) als ein einstellbares LC-Filter ausgebildet ist. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der Ausführungsformen 1 bis 24, wobei das Filter (106) als ein LC-Filter mit steuerbaren Kapazitäten und/oder steuerbaren Induktivitäten ausgebildet ist. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um das Frequenzspektrum eines Antennensignals (104) kontinuierlich wiederholend abzutasten. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um die Abtastfrequenzen (f F) in absteigender Reihenfolge zu wählen, um das Frequenzspektrum eines Antennensignals (104) in absteigender Reihenfolge von hohen zu niedrigen Abtastfrequenzen (†RF) abzutasten. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der Ausführungsformen 1 bis 27, wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um die Abtastfrequenzen (fRF) in aufsteigender Reihenfolge zu wählen, um das Frequenzspektrum eines Antennensignals (104) in aufsteigender Reihenfolge von niedrigen zu hohen Abtastfrequenzen (fRF) abzutasten. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der Ausführungsformen 1 bis 27, wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um die Abtastfrequenzen (fRF) zufällig zu wählen, um das Frequenzspektrum eines Antennensignals (104) in einer zufälligen Reihenfolge abzutasten. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei Abstände zwischen den Abtastfrequenzen (fRF) äquidistant über das abzutastende Frequenzspektrum des Antennensignals (104) verteilt sind. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der Ausführungsformen 1 bis 30, wobei ein Abstand zwischen einer ersten und einer zweiten Abtastfrequenz unterschiedlich zu einem Abstand zwischen der zweiten und einer dritten Abtastfrequenz ist. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einer der vorhergehenden Ausführungsformen, wobei der Lokaloszillator (101 ) in Schritten mit einer bestimmten Schrittweite verstimmbar ist, wobei die Schrittweite etwa 50 MHz, bevorzugt etwa 25 MHz, mehr bevorzugt etwa 10 MHz und besonders bevorzugt etwa 1 MHz beträgt. Frequenzspektrumerzeuger (100), aufweisend einen verstimmbaren Lokaloszillator (101 ) zum Ausgeben eines Lokalosziliator- signals (102), einen Abwärtsmischer (103) zum Abwärtsmischen eines empfangenen Antennensignals (104) mit dem Lokaloszillatorsignal (102) zum Erhalten eines abwärtsgemischten Signals (105), und einen Signalpegeldetektor (107) zum Erfassen eines Signalpegels des abwärtsgemischten Signals (105) an einer Zwischenfrequenz (fiF) ; und eine Steuerung (108) zum sequentiellen Ansteuern des Lokaloszillators (101 ) und des Signalpegeldetektors (107), um ein Frequenzspektrum des Antennensignals ( 04) an einer Folge von Abtastfrequenzen (fRF) abzutasten, wobei das Verhältnis von Einschaltdauer TON für einen Abtastvorgang zu Abtastperiode TA derart gewählt ist,
T
dass der mittlere Gesamtstromverbrauch l AYC = -^- · I0N kleiner oder gleich 100μΑ ist,
T
wobei ION den Stromverbrauch in einem aktiven Zustand während einer Abtastung bezeichnet. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach Ausführungsform 34, wobei das Verhältnis von Einschaltdauer TON für einen Abtastvorgang zu Abtastperiode TA derart gewählt ist,
T
dass der mittlere Gesamtstromverbrauch / WG = -^-■ 10N kleiner oder gleich 50μΑ, be-
T
vorzugt kleiner oder gleich 25 μΑ, und besonders bevorzugt kleiner oder gleich 10μΑ ist.

Claims

Patentansprüche
Frequenzspektrumerzeuger (100), aufweisend einen verstimmbaren Lokaloszillator (101 ) zum Ausgeben eines Lokaloszillatorsignals (102), einen Abwärtsmischer (103) zum Abwärtsmischen eines empfangenen Antennensignals (104) mit dem Lokaloszillatorsignal (102) zum Erhalten eines abwärtsgemischten Signals (105), ein Filter (106) zum Herausfiltern eines Spiegelfrequenzanteils (fsp) des Antennensignals (104) in dem abwärtsgemischten Signal (105), einen Signalpegeldetektor (107) zum Erfassen eines Signalpegels des abwärtsgemischten Signals (105) an einer Zwischenfrequenz (fiF), und eine Steuerung (108) zum sequentiellen Ansteuern des Lokaloszillators (101 ) und des Signalpegeldetektors (107), um ein Frequenzspektrum des Antennensignals (104) an einer Folge von Abtastfrequenzen (fRF) abzutasten, wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um den Lokaloszillator (101 ) in zwei Betriebsmodi zu betreiben, wobei der Lokaloszillator (101 ) in einem ersten Betriebsmodus derart angesteuert wird, dass die Frequenz (fl o) des Lokaloszillatorsignals (102) oberhalb der jeweiligen Abtastfrequenz (fRF) liegt, und wobei der Lokaloszillator (101 ) in einem zweiten Betriebsmodus derart angesteuert wird, dass die Frequenz (fLo) des Lokaloszillatorsignals (102) unterhalb der jeweiligen Abtastfrequenz (fRF) liegt, und wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um während des Vorgangs des Abtastens des Frequenzspektrums eines Antennensignals (104) zwischen den beiden Betriebsmodi umzuschalten, und zwar genau dann, wenn das Abwärtsmischen des Antennensignals (104) mit dem Lokaloszillatorsignal (102) zu einem Spiegelfrequenzanteil (fsp) führen würde, der innerhalb des abzutastenden Frequenzspektrums liegt.
Frequenzspektrumerzeuger (100) nach Anspruch 1 , wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um beim sequentiellen Ansteuern die Frequenz (fLo) des Lokaloszillatorsignals (102) so zu ändern, dass eine Differenz zwischen der Lokaioszillatorfrequenz (fLo) und der Abtastfrequenz (TRF) der Zwischenfrequenz (fiF) entspricht und die jeweilige Lokaloszillatorfrequenz (fLo) zwischen der jeweiligen Abtastfrequenz (IRF) und dem jeweiligen Spiegelfrequenzanteil (fsp) liegt.
3. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach Anspruch 1 oder 2, wobei der verstimmbare Lokaloszillator ( 1 01 ) innerhalb eines Frequenzbands zwischen 1 0 MHz und 1 00 GHz, bevorzugt zwischen 100 MHz und 2,5 GHz und besonders bevorzugt zwischen 300 MHZ und 1200 MHz verstimmbar ist.
4. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Frequenzspektrumerzeuger ( 1 00) so ausgebildet ist, dass das Lokalosziliatorsigna! (101 ) phasenrückkopplungsschleifenungeregelt ist.
5. Frequenzspektrumerzeuger ( 1 00) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Zwischenfrequenz (fjp) über das abgetastete Frequenzspektrum hinweg etwa konstant ist.
6. Frequenzspektrumerzeuger ( 1 00) nach Anspruch 5, wobei ein Frequenzraster vorgesehen ist innerhalb dessen die Zwischenfrequenz (f!F) veränderbar ist, wobei die Zwischenfrequenz (fip) mit einer Abweichung von bis zu ± 1 0% um einen Zwischenfrequenz-Sollwert liegt.
7. Frequenzspektrumerzeuger ( 1 00) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der mittlere Gesamtstromverbrauch kleiner oder gleich 1 00 μΑ, oder kleiner gleich 50 μΑ, oder kleiner gleich 25 μΑ, oder kleiner gleich 1 0 μΑ ist.
8. Frequenzspekirumerzeuger ( 1 00) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Verhältnis von Einschaltdauer TON für einen Abtastvorgang zu Abtastperiode TA
T
derart gewählt ist, dass der mittlere Gesamtstromverbrauch 1 A VC - -^- · 10N kleiner o- der gleich 1 00 μΑ ist, wobei ION den Stromverbrauch in einem aktiven Zustand während einer Abtastung bezeichnet.
9. Frequenzspektrumerzeuger ( 1 00) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Verhältnis von Einschaltdauer TON für einen Abtastvorgang zu Abtastperiode TA
T ,
derart gewählt ist, dass der mittlere Gesamtstromverbrauch 1 Ai (i = ~-^- - lo x kleiner o-
T t
der gleich 50 μΑ, bevorzugt kleiner oder gleich 25 μΑ, und besonders bevorzugt kleiner oder gleich 1 0 μΑ ist.
10. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Frequenzspektrumerzeuger (100) eine Berechnungseinheit (21 1 ) aufweist, wobei die Berechnungseinheit (21 1 ) ausgebildet ist, um einen zeitlich spektralen Abschnitt des Frequenzspektrums aus wiederholten sequentiellen Abtastwerten des Frequenzspektrums an den Abtastfrequenzen (fRF) einer statistischen Auswertung zu unterziehen, um statistische Größen zu erhalten, die den zeitlich spektralen Abschnitt des Frequenzspektrums definieren.
1 1. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach Anspruch 10, wobei die statistischen Größen eine zentrale Tendenz und/oder eine Dispersion und/oder Extremwerte und/oder eine Anzahl von schwellwertüberschreitenden Abtastwerten sind.
12. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der Ansprüche 10 oder 1 1 , wobei zumindest ein Teil der statistischen Größen Abtastfrequenz-individuel! aus einer zeitlichen Folge von Abtastwerten an einer jeweiligen Abtastfrequenz bestimmt werden.
13. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei eine Gedächtnislänge der Bestimmung der statistischen Größen so gewählt ist, dass eine mittlere Anzahl an Abtastwerten bezogen auf jede Abtastfrequenz größer oder gleich zehn ist.
14. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der Ansprüche 10 bis 13, wobei die Berechnungseinheit (21 1 ) ausgebildet ist, um die statistischen Größen derart zu bestimmen, dass aus diesen ein Maximalempfangspegel und/oder ein Minimalempfangspegel und/oder ein Durchschnittsempfangspege! und/oder eine relative Belegungsdauer bestimmbar ist.
15. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Frequenzspektrumerzeuger (100) eine erste und eine zweite Berechnungseinheit (21 1 a, 21 1 b) aufweist, wobei die erste Berechnungseinheit (21 1 a) eine erste Gedächtnislänge und die zweite Berechnungseinheit (21 1 b) eine von der ersten Gedächtnislänge unterschiedliche zweite Gedächtnislänge aufweist.
16. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach Anspruch 15, wobei die erste Gedächtnislänge etwa Sechzig Sekunden und die zweite Gedächtnislänge etwa Zwölf Stunden ist.
17. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuerung ( 108) ausgebildet ist, um an einer jeweiligen Abtastfrequenz (fRF) die Frequenz (fLo) des jeweiligen Lokaloszillatorsignals ( 102) derart zu ändern, dass der jeweilige Spiegelfrequenzanteil (fsp) unterhalb beziehungsweise oberhalb des abgetasteten Frequenzspektrums liegt.
18. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um die Frequenz ( o) des Lokaloszillatorsignals (102) derart einzustellen, dass sich an einer Abtastfrequenz (†RF) ein Verhältnis von f
Abtastfrequenz zu dem jeweiligen Spiegelfrequenzanteil ( J~-^L ) ergibt, welches Ver-
Figure imgf000031_0001
häitnis in einem Bereich von 0,8 und kleiner oder in einem Bereich von 1 ,2 und größer liegt.
19. Frequenzspektrumerzeuger ( 100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Filter (106) eine Filtersteuerung (209) zum Ändern der Filtercharakteristik aufweist, und die Fiitersteuerung (209) ausgebildet ist, um die Filtercharakteristik in Abhängigkeit von der gewählten Frequenz (fi_o) des Lokaloszillatorsignals ( 102) und/oder von der Abtastfrequenz (TRF) ZU ändern.
20. Frequenzspektrumerzeuger ( 100) nach Anspruch 19, wobei die Filtersteuerung (209) ausgebildet ist, um die Filtercharakteristik des Filters ( 106) derart zu ändern, dass der Spiegelfrequenzanteil (fsp) an der jeweiligen Abtastfrequenz (ί ) aus dem Antennensignal ( 104) herausgefiltert wird.
21 . Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Filter ( 106) zum Herausfiitern der Spiegelfrequenzanteile (fsp) ein zwischen einer Empfangsantenne (210) und dem Mischer ( 103) angeordnetes verstimmbares Bandpassfilter ist.
22. Frequenzspektrumerzeuger ( 100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Filter ( 106) als ein einstellbares LC-Filter ausgebildet ist.
23. Frequenzspektrumerzeuger ( 1 00) nach einem der Ansprüche 1 bis 21 , wobei das Filier ( 106) als ein LC-Filter mit steuerbaren Kapazitäten und/oder steuerbaren Induktivitäten ausgebildet ist.
24. Frequenzspektrumerzeuger ( 100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuerung ( 108) ausgebildet ist, um das Frequenzspektrum eines Antennensignals ( 104) kontinuierlich wiederholend abzutasten.
25. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um die Abtastfrequenzen (TRF) in absteigender Reihenfolge zu wählen, um das Frequenzspektrum eines Antennensignals (104) in absteigender Reihenfolge von hohen zu niedrigen Abtastfrequenzen (fRF) abzutasten.
26. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 24, wobei die Steuerung (108) ausgebildet ist, um die Abtastfrequenzen (fRF) in aufsteigender Reihenfolge zu wählen, um das Frequenzspektrum eines Antennensignals (104) in aufsteigender Reihenfolge von niedrigen zu hohen Abtastfrequenzen (fRF) abzutasten.
27. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 24, wobei die Steu- erung (108) ausgebildet ist, um die Abtastfrequenzen (fRF) zufällig zu wählen, um das
Frequenzspektrum eines Antennensignals (104) in einer zufälligen Reihenfolge abzutasten.
28. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei Abstände zwischen den Abtastfrequenzen (fRF) äquidistant über das abzutastende Fre- quenzspektrum des Antennensignals (104) verteilt sind.
29. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 27, wobei ein Abstand zwischen einer ersten und einer zweiten Abtastfrequenz unterschiedlich zu einem Abstand zwischen der zweiten und einer dritten Abtastfrequenz ist.
30. Frequenzspektrumerzeuger (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Lokaloszillator (101 ) in Schritten mit einer bestimmten Schrittweite verstimmbar ist, wobei die Schrittweite etwa 50 MHz, bevorzugt etwa 25 MHz, mehr bevorzugt etwa 10 MHz und besonders bevorzugt etwa 1 MHz beträgt.
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