WO2016175012A1 - 距離測定装置 - Google Patents

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WO2016175012A1
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光人 間瀬
純 平光
明洋 島田
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Hamamatsu Photonics KK
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    • G01S7/486—Receivers
    • G01S7/4865—Time delay measurement, e.g. time-of-flight measurement, time of arrival measurement or determining the exact position of a peak

Definitions

  • the present invention relates to a distance measuring device.
  • a time-of-flight (TOF) method is known in which pulse light is emitted from a light source and reflected light from the object is received by a distance sensor to measure the distance from the object to the distance sensor.
  • TOF time-of-flight
  • Patent Document 1 describes a distance measuring device based on the TOF method.
  • the device described in Patent Document 1 has a configuration for extending the effective dynamic range of the distance sensor.
  • This device emits pulsed light from a light source and accumulates electric charges generated by a photodiode of a distance sensor in a capacitor.
  • the apparatus resets the voltage when the voltage generated in the capacitor reaches the saturation voltage, and calculates the distance based on the number of resets and the final voltage generated in the capacitor.
  • An object of one embodiment of the present invention is to provide a distance measuring device capable of expanding the dynamic range of the intensity of reflected light.
  • One embodiment of the present invention is a distance measuring device that determines a distance to an object by a time-of-flight method, and includes a light source unit that emits modulated light, a sensor unit, and a processing unit.
  • the sensor unit includes a photosensitive region that generates charges in response to incident light, a storage region that stores charges generated in the photosensitive region, a transfer electrode provided between the photosensitive region and the storage region, and a storage region. And a reset switch provided between the reset potential and the reset potential.
  • the processing unit calculates the distance by controlling the emission timing of the modulated light and the sensor unit.
  • the processing unit controls the reset switch to connect one or more discharge periods in a plurality of charge transfer cycles within a frame period from connecting the storage region to the reset potential and connecting the storage region to the reset potential next.
  • the light source unit emits modulated light, and the number of emission periods per charge transfer cycle is increased within one frame period.
  • the processing unit controls the voltage applied to the transfer electrode during one or more transfer periods synchronized with the one or more discharge periods, and accumulates the charges generated in the photosensitive region in the accumulation region.
  • the processing unit outputs, from the sensor unit, a plurality of read values corresponding to the amount of charge accumulated in the accumulation region at a time alternate with the plurality of charge transfer cycles. get.
  • the processing unit calculates the distance based on the plurality of read values.
  • the processing unit increases the number of discharge periods per charge transfer cycle within one frame period. That is, in the initial stage of one frame period, the number of discharge periods per charge transfer cycle is small, and in the latter stage of one frame period, the number of discharge periods per charge transfer cycle is large. Therefore, even when the intensity of the reflected light incident on the distance measuring device is strong (for example, when the object is located at a short distance or when the reflectance of the object is high), the initial period of one frame period In this case, it is difficult to cause saturation of accumulated signal charges. Accordingly, even in the above-described case, the distance measurement device performs appropriate distance measurement.
  • the distance measuring device performs appropriate distance measurement.
  • the dynamic range of the intensity of the reflected light can be expanded without changing one frame period.
  • the processing unit may increase the number of discharge periods per charge transfer cycle by shortening the period of the discharge period. Further, the processing unit may increase the number of discharge periods per charge transfer cycle by lengthening the period of the charge transfer cycle.
  • the processing unit may increase the number of discharge periods per charge transfer cycle stepwise.
  • the processing unit may gradually increase the number of discharge periods per charge transfer cycle.
  • the sensor unit may include a first accumulation area and a second accumulation area as accumulation areas.
  • the sensor unit includes, as a transfer electrode, a first transfer electrode provided between the photosensitive region and the first storage region, and a second transfer electrode provided between the photosensitive region and the second storage region.
  • the transfer electrode may be included.
  • the sensor unit includes, as a reset switch, a first reset switch provided between the first accumulation region and the reset potential, and a second reset provided between the second accumulation region and the reset potential.
  • a switch may be included. In these cases, the processing unit controls the first reset switch and the second reset switch to connect the first storage region and the second storage region to the reset potential, and then the first storage region and the second storage region.
  • the first transfer electrode is given to one or more first transfer periods synchronized with one or more discharge periods.
  • Charge is generated in the photosensitive region by controlling the voltage and is applied to the second transfer electrode during one or more second transfer periods that are phase-inverted with one or more first transfer periods.
  • the electric charge generated in the photosensitive region is accumulated in the second accumulation region by controlling the voltage.
  • the processing unit has a plurality of first cycles corresponding to the amount of charges accumulated in the first accumulation region at a time alternate with the plurality of charge transfer cycles in a plurality of read cycles corresponding to each of the plurality of charge transfer cycles.
  • a plurality of second read values corresponding to the read value and the amount of charge accumulated in the second accumulation region at the time are acquired from the sensor unit.
  • the processing unit calculates the distance based on the plurality of first readout values and the plurality of second readout values.
  • the processing unit includes a first read value of the nth read cycle and a difference value between the first read value of the nth read cycle and the first read value of the (n-1) th read cycle.
  • the (n + 1) th and subsequent read cycles may be stopped.
  • the first read value and the second read value acquired until the first storage region and the second storage region are saturated are used for distance measurement. Therefore, the dynamic range of the intensity of the reflected light is reliably expanded. Furthermore, since the acquisition of the read value from the sensor unit is stopped when the above-described sum exceeds a predetermined threshold value, the distance calculation can be started at an early stage.
  • n indicates the order of a plurality of read cycles.
  • the processing unit calculates a first estimated value using an approximate expression based on a plurality of first read values, calculates a second estimated value using an approximate expression based on the plurality of second read values,
  • the distance may be calculated based on the first estimated value and the second estimated value.
  • the first estimated value and the second estimated value used for calculating the distance are respectively an approximation formula based on the first read value obtained by the last read cycle and an approximation based on the second read value. Calculated using the formula. Therefore, even when a part of the first read value and the second read value acquired in a plurality of read cycles fluctuates due to disturbance or the like, the first estimated value and the second estimated value are read including fluctuation. The effect of the value is reduced. As a result, the distance measurement accuracy is improved.
  • a distance measuring device capable of expanding the dynamic range of the intensity of reflected light.
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a distance measuring device according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram schematically illustrating an example of a sensor.
  • FIG. 3 is a plan view showing an example of one pixel unit in the sensor.
  • FIG. 4 is a diagram showing a cross-sectional configuration along the line IV-IV in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a cross-sectional configuration along the line VV in FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of one pixel unit of the sensor unit and a corresponding sample hold circuit for the pixel unit.
  • FIG. 7 is a flowchart showing the control and calculation of the processing unit.
  • FIG. 8 is a timing chart of various signals used in the distance measuring apparatus.
  • FIG. 9 is a timing chart of various signals used in the distance measuring device.
  • FIG. 10 is a timing chart of various signals used in the distance measuring device.
  • FIG. 11 is a timing chart of various signals used in the distance measuring device.
  • FIG. 12 is a timing chart of various signals used in the distance measuring device.
  • FIG. 13 is a timing chart of various signals used in the distance measuring device.
  • FIG. 14 is a timing chart of various signals used in the distance measuring device.
  • FIG. 15 is a diagram schematically illustrating an example of a sensor according to another embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of one pixel unit of a sensor unit according to another embodiment and a corresponding sample and hold circuit for the pixel unit.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a distance measuring apparatus according to the present embodiment.
  • the distance measuring apparatus 10 shown in FIG. 1 calculates
  • the distance measuring device 10 includes a light source unit 12, a sensor unit 14, and a processing unit 16.
  • the light source unit 12 emits modulated light.
  • the light source unit 12 may include a laser diode 12a, a reflecting member 12b, and a driver circuit 12c.
  • the driver circuit 12c supplies a modulation current synchronized with the drive pulse signal from the processing unit 16 to the laser diode 12a.
  • the laser diode 12a emits modulated light according to the modulation current.
  • the modulated light can include, for example, one or more pulsed lights.
  • the laser diode 12a emits pulsed light toward the reflecting member 12b.
  • the reflecting member 12b reflects the pulsed light emitted from the laser diode 12a.
  • the target is irradiated with the pulsed light reflected by the reflecting member 12b.
  • the driver circuit 12c sends a drive signal to the actuator of the reflecting member 12b according to the control of the processing unit 16.
  • the driver circuit 12c drives the actuator so as to change the optical path of the pulsed light emitted from the laser diode 12a toward the reflecting member 12b.
  • the actuator deflects the angle of the reflecting member 12b by a drive signal from the driver circuit 12c.
  • the irradiation position of the pulsed light emitted from the laser diode 12a onto the object is scanned by the deflection of the angle of the reflecting member 12b.
  • the reflecting member 12b is, for example, a MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) mirror.
  • the sensor unit 14 includes a sensor 18, a digital-analog conversion unit (DAC) 20, and an analog-digital conversion unit (ADC) 22.
  • the digital-analog converter 20 converts the digital signal from the signal processor 16a of the processor 16 into an analog signal.
  • the digital-analog converter 20 supplies an analog signal to the sensor 18.
  • the analog-digital conversion unit 22 converts an analog signal from the sensor 18 into a digital signal.
  • the analog-digital conversion unit 22 supplies the digital signal to the processing unit 16.
  • the processing unit 16 calculates the distance by controlling the emission timing of the modulated light of the light source unit 12 and the sensor unit 14.
  • the processing unit 16 includes a signal processing unit 16a and a memory 16b.
  • the signal processing unit 16a is an arithmetic circuit such as an FPGA (Field-Programmable Gate Array).
  • the memory 16b is, for example, an SRAM (Static Random Access Memory).
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing an example of a sensor.
  • the sensor 18 includes an imaging region IR, a sample and hold circuit group SHG, a switch group SWG, a horizontal shift register group HSG, signal lines H1 and H2, and output amplifiers OAP1 and OAP2.
  • the sensor 18 is, for example, a line sensor that acquires a line of images.
  • the imaging region IR includes a plurality of pixel units P (j) arranged in the horizontal direction.
  • j is an integer from 1 to J.
  • J is an integer of 2 or more and indicates the number of pixel units.
  • FIG. 3 is a plan view showing an example of one pixel unit in the sensor.
  • 4 is a diagram showing a cross-sectional configuration along line IV-IV in FIG. 3
  • FIG. 5 is a diagram showing a cross-sectional configuration along line VV in FIG.
  • Each pixel unit P (1) to P (J) has the configuration shown in FIGS.
  • the pixel unit P (j) includes a semiconductor substrate SB.
  • the semiconductor substrate SB is, for example, a silicon substrate.
  • the semiconductor substrate SB includes a first semiconductor region SR1 and a second semiconductor region SR2.
  • the first semiconductor region SR1 is a p-type semiconductor region that provides one main surface SBF1 of the semiconductor substrate SB.
  • the second semiconductor region SR2 is a p ⁇ type semiconductor region disposed on the first semiconductor region SR1.
  • the impurity concentration of the second semiconductor region SR2 is less than or equal to the impurity concentration of the first semiconductor region SR1.
  • the semiconductor substrate SB is formed, for example, by depositing a p ⁇ type semiconductor region by an epitaxial growth method on a p type semiconductor substrate.
  • An insulating film ISL is formed on the other main surface SBF2 of the semiconductor substrate SB. Insulating film ISL, for example, constituted by SiO 2.
  • a photogate electrode PG is disposed on the insulating film ISL.
  • the photogate electrode PG is made of polysilicon, for example. As shown in FIG. 3, in the present embodiment, the photogate electrode PG may have a substantially rectangular planar shape.
  • a region located below the photogate electrode PG functions as a light sensitive region that generates charges in response to incident light.
  • the first transfer electrode TX1, the second transfer electrode TX2, and the third transfer electrode TX3 are arranged on the insulating film ISL. These transfer electrodes TX1 to TX3 are made of polysilicon, for example. As shown in FIGS. 3 to 5, the first transfer electrode TX1 and the second transfer electrode TX2 are arranged so that the photogate electrode PG exists between them.
  • the two third transfer electrodes TX3 have a direction (hereinafter referred to as “Y direction”) that intersects a direction in which the first transfer electrode TX1 and the second transfer electrode TX2 are arranged (hereinafter referred to as “X direction”). ),
  • the first transfer electrode TX1 is disposed between the two third transfer electrodes TX3.
  • the other two third transfer electrodes TX3 are arranged such that the second transfer electrode TX2 is positioned on the other two third transfer electrodes TX3 in the Y direction.
  • a first accumulation region fd1 and a second accumulation region fd2 are formed in the second semiconductor region SR2.
  • the first accumulation region fd1 and the second accumulation region fd2 accumulate charges transferred from the photosensitive region.
  • the first accumulation region fd1 and the second accumulation region fd2 are arranged so that the photosensitive region is located between the first accumulation region fd1 and the second accumulation region fd2.
  • the first accumulation region fd1 and the second accumulation region fd2 are, for example, n + type semiconductor regions doped with n-type impurities at a high concentration.
  • the insulating film ISL defines an opening above the first accumulation region fd1 and the second accumulation region fd2.
  • An electrode 13 is disposed in these openings.
  • the electrode 13 is made of, for example, tungsten provided via a Ti / TiN film.
  • the first transfer electrode TX1 is disposed between the electrode 13 on the first accumulation region fd1 and the photogate electrode PG.
  • a voltage VTX1 that reduces the potential of the semiconductor region below the first transfer electrode TX1 is applied to the first transfer electrode TX1.
  • the voltage VTX1 is given from the digital-analog converter 20 based on the digital signal from the signal processor 16a.
  • the second transfer electrode TX2 is disposed between the electrode 13 on the second accumulation region fd2 and the photogate electrode PG.
  • a voltage VTX2 that reduces the potential of the semiconductor region below the second transfer electrode TX2 is applied to the second transfer electrode TX2.
  • the voltage VTX2 is given from the digital-analog conversion unit 20 based on the digital signal from the signal processing unit 16a.
  • an n + type semiconductor region SR3 is formed in the second semiconductor region SR2.
  • four semiconductor regions SR3 are arranged.
  • the pair of semiconductor regions SR3 is arranged so that the photosensitive region is located between the pair of semiconductor regions SR3.
  • Another pair of semiconductor regions SR3 is arranged such that the photosensitive region is located between the other pair of semiconductor regions SR3.
  • the insulating film ISL defines an opening above each semiconductor region SR3.
  • An electrode 13 is disposed in these openings.
  • the electrode 13 is made of, for example, tungsten provided via a Ti / TiN film.
  • a corresponding third transfer electrode TX3 is disposed between the electrode 13 on one semiconductor region SR3 and the photogate electrode PG.
  • the voltage VTX3 By applying the voltage VTX3 to the third transfer electrode TX3, the potential of the semiconductor region below the third transfer electrode TX3 is reduced.
  • the potential of the semiconductor region below the third transfer electrode TX3 charges are transferred from the photosensitive region to the semiconductor region SR3.
  • the voltage VTX3 is supplied from the digital-analog conversion unit 20 based on the digital signal from the signal processing unit 16a.
  • the electrode 13 in the semiconductor region SR3 is also connected to a predetermined potential Vdd (see FIG. 6).
  • This potential Vdd is set by the digital-analog converter 20 based on the digital signal from the signal processor 16a.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of one pixel unit of the sensor unit and a corresponding sample hold circuit for the pixel unit.
  • the sample and hold circuit group SHG of the sensor 18 includes J first sample and hold circuits SH1 and J second sample and hold circuits SH2.
  • Each first sample hold circuit SH1 and each second sample hold circuit SH2 are connected to a corresponding pixel unit P (j) (a corresponding pixel unit among the pixel units P (1) to P (J)).
  • the sample and hold circuit group SHG includes J sample and hold circuit pairs SHP (1) to SHP (J) each including one first sample and hold circuit SH1 and one second sample and hold circuit.
  • J sample-and-hold circuit pairs SHP (1) to SHP (J) are associated with pixel units P (1) to P (J), respectively.
  • the pixel unit P (j) includes a first reset switch RS1, a second reset switch RS2, and charge-voltage conversion circuits A1 and A2.
  • the first reset switch RS1 is located between the reset potential Vr and the electrode 13 on the first accumulation region fd1.
  • the second reset switch RS2 is located between the reset potential Vr and the electrode 13 on the second accumulation region fd2.
  • the reset potential Vr is set by the digital-analog converter 20 based on the digital signal from the signal processor 16a.
  • the reset pulse signal Sres is given to the first reset switch RS1 and the second reset switch RS2 from the signal processing unit 16a.
  • the reset pulse signal Sres is supplied to the first reset switch RS1 and the second reset switch RS2
  • the first accumulation region fd1 and the second accumulation region fd2 are connected to the reset potential Vr.
  • the charge in the first accumulation region fd1 and the charge in the second accumulation region fd2 are reset.
  • the period from the timing when the charges in the first accumulation region fd1 and the second accumulation region fd2 are reset to the next reset timing is a frame period Tf (see FIG. 8).
  • the input of the charge-voltage conversion circuit A1 is connected to the electrode 13 on the first accumulation region fd1.
  • the output of the charge-voltage conversion circuit A1 is connected to the switch SW10 of the first sample hold circuit SH1.
  • the charge-voltage conversion circuit A1 converts the amount of charge in the first accumulation region fd1 into a voltage, and provides the voltage to the first sample hold circuit SH1.
  • the input of the charge-voltage conversion circuit A2 is connected to the electrode 13 on the second accumulation region fd2.
  • the output of the charge-voltage conversion circuit A2 is connected to the switch SW12 of the second sample and hold circuit SH2.
  • the charge-voltage conversion circuit A2 converts the amount of charge in the second accumulation region fd2 into a voltage, and provides the voltage to the second sample hold circuit SH2.
  • the first sample and hold circuit SH1 includes a switch SW10 and a capacitor CP10.
  • the second sample and hold circuit SH2 includes a switch SW12 and a capacitor CP12.
  • the sampling pulse signal Ssamp is given to the switch SW10 and the switch SW12 from the signal processing unit 16a.
  • the sampling pulse signal Ssamp is supplied to the switches SW10 and SW12, the output of the charge-voltage conversion circuit A1 and the capacitor CP10 are connected, and the output of the charge-voltage conversion circuit A2 and the capacitor CP12 are connected.
  • the output voltage of the charge-voltage conversion circuit A1 is held across the capacitor CP10, and the output voltage of the charge-voltage conversion circuit A2 is held across the capacitor CP12.
  • a period from when the sampling pulse signal Ssamp is applied until the next sampling pulse signal Ssamp is applied, that is, between two consecutive sampling pulse signals Ssamp is a reading period.
  • the switch group SWG of the sensor 18 includes J switches SW1 and J switches SW2.
  • Each switch SW1 and each switch SW2 is a capacitor CP10 of the first sample hold circuit SH1 and a capacitor of the second sample hold circuit SH2 for the corresponding pixel unit among the pixel units P (1) to P (J), respectively.
  • the J switch pairs SWP (1) to SWP (J) are associated with the sample and hold circuit pairs SHP (1) to SHP (J), respectively.
  • a read pulse signal Sread is applied to the switches SW1 and SW2.
  • the read pulse signal Sread is supplied from the horizontal shift register group HSG.
  • the horizontal shift register group HSG has J horizontal shift registers.
  • the horizontal shift register includes, for example, a flip-flop. These horizontal shift registers are arranged in the arrangement direction of the pixel units P (1) to P (J).
  • a start signal is given to the horizontal shift register located at one end in the horizontal shift register group HSG from the signal processing unit 16a. All horizontal shift registers are supplied with a clock signal from the signal processing unit 16a. In response to the start signal and the clock signal, the J horizontal shift registers sequentially apply the read pulse signal Sread to the switch pairs SWP (1) to SWP (J).
  • the read pulse signal Sread is applied, so that the first sample hold circuit SH1 and the second sample hold circuit SH2 of the sample hold circuit pair SHP (1) to SHP (J) are connected to the signal line H1 and the signal line. Sequentially connected to H2.
  • the capacitor CP10 of the first sample hold circuit SH1 and the capacitor CP12 of the second sample hold circuit SH2 are connected to the signal line H1 and the signal line H2, respectively.
  • the voltage held in the first sample hold circuit SH1 is input to the output amplifier OAP1 via the signal line H1.
  • the voltage held in the second sample hold circuit SH2 is input to the output amplifier OAP2 via the signal line H2.
  • Each of the output amplifier OAP1 and the output amplifier OAP2 amplifies the input voltage and outputs the amplified voltage to the analog-digital conversion unit 22.
  • the analog-digital converter 22 converts the input voltage signal into a digital value having a value corresponding to the magnitude of the voltage signal.
  • the digital value output by the analog-digital conversion unit 22 is stored in the memory 16b of the processing unit 16.
  • a digital value based on the voltage signal from the output amplifier OAP1 is stored in the memory 16b as a first read value to be described later.
  • the first read value becomes smaller as the amount of accumulated charge in the first accumulation region fd1 is larger.
  • a digital value based on the voltage signal from the output amplifier OAP2 is stored in the memory 16b as a second read value to be described later.
  • the second read value becomes smaller as the amount of accumulated charge in the second accumulation region fd2 increases.
  • FIG. 7 is a flowchart showing the control and calculation of the processing unit.
  • 8 and 9 are timing charts of various signals used in the distance measuring device.
  • the processing unit 16 performs control and calculation described below with reference to FIGS. 7 to 9 for each pixel unit.
  • the processing unit 16 first has N first read values D1 (0,..., N) and second read values D2 in a non-light emitting frame period in which modulated light is not emitted from the light source unit 12. (0,..., N) is acquired from the sensor unit 14 (S11 in FIG. 7).
  • the signal processing unit 16a gives the sampling pulse signal Ssamp to the switch SW10 and the switch SW12 before the start of the first charge transfer cycle.
  • a voltage corresponding to the amount of charge accumulated in the first accumulation region fd1 at a time point before the first charge transfer cycle is held in the first sample hold circuit SH1.
  • a voltage corresponding to the amount of charge accumulated in the second accumulation region fd2 at the time point before the first charge transfer cycle is held in the second sample hold circuit SH2.
  • the signal processing unit 16a sends a start signal and a clock signal to the horizontal shift register group HSG so that the read pulse signal Sread is supplied to the switches SW1 and SW2 from the horizontal shift register. Accordingly, the processing unit 16 acquires the first read value D1 (0) and the second read value D2 (0) from the sensor unit 14.
  • the signal processing unit 16a executes the first to Nth charge transfer cycles and the first to Nth read cycles as described below.
  • N is a numerical value indicating the order of a predetermined maximum charge transfer cycle.
  • the symbol “n” is used as an index indicating the order of the read cycles.
  • the signal processing unit 16a provides a digital signal to the sensor unit 14 so that the high-level voltage signal VTX1 is applied to the first transfer electrode TX1 in the first transfer period T1 of the nth charge transfer cycle. Accordingly, in the first transfer period T1, the potential of the semiconductor region below the first transfer electrode TX1, that is, the semiconductor region between the photosensitive region and the first accumulation region fd1, is decreased. Charge is transferred from the region to the first accumulation region fd1.
  • the signal processing unit 16a provides a digital signal to the sensor unit 14 so that the high-level voltage signal VTX2 is applied to the second transfer electrode TX2 within the second transfer period T2 of the nth charge transfer cycle. Accordingly, in the second transfer period T2, the potential of the semiconductor region below the second transfer electrode TX2, that is, the semiconductor region between the photosensitive region and the second accumulation region fd2, is decreased. Charge is transferred from the region to the second accumulation region fd2.
  • the first transfer period T1 and the second transfer period T2 in the non-light emitting frame period are set similarly to the first transfer period T1 and the second transfer period T2 in the light emitting frame period described later.
  • the total length of the first transfer period T1 in each charge transfer cycle in the non-light emitting frame period is the same as the total length of the first transfer period T1 in each charge transfer cycle in the light emitting frame period.
  • the total length of the second transfer period T2 in each charge transfer cycle in the non-light emitting frame period is the same as the total length of the second transfer period T2 in each charge transfer cycle in the light emitting frame period.
  • the signal processing unit 16a detects the digital signal so that the low-level voltage signal VTX3 is applied to the third transfer electrode TX3. Part 14 is given. Therefore, during the first transfer period T1 and the second transfer period T2, the potential of the semiconductor region between the photosensitive region and the semiconductor region SR3 is maintained high, so that it occurs in the photosensitive region. The charge is not transferred to the semiconductor region SR3.
  • the high-level voltage signal VTX3 is supplied to the third transfer electrode TX3 during a period other than the first transfer period T1 and the second transfer period T2. Accordingly, in a period other than the first transfer period T1 and the second transfer period T2, the charge generated in the photosensitive region is transferred to the semiconductor region SR3 and removed.
  • the signal processing unit 16a supplies the sampling pulse signal Ssamp to the switch SW10 and the switch SW12 at a time point between the end point of the nth charge transfer cycle and the start point of the (n + 1) th charge transfer cycle.
  • a voltage corresponding to the amount of charge accumulated in the first accumulation region fd1 at a time alternated with a plurality of charge transfer cycles is held in the first sample hold circuit SH1, and the second accumulation region at that time.
  • a voltage corresponding to the amount of charge accumulated in fd2 is held in the second sample hold circuit SH2.
  • the signal processing unit 16a supplies a start signal and a clock signal to the horizontal shift register group HSG so that the read pulse signal Sread is supplied from the horizontal shift register to the switches SW1 and SW2 in the n-th read cycle.
  • the processing unit 16 acquires the first read value D1 (n) and the second read value D2 (n) from the sensor unit 14.
  • the processing unit 16 acquires the first read value D1 (0,..., N) and the second read value D2 (0,..., N) from the sensor unit 14, and stores these read values in the memory 16b. .
  • the processing unit 16 does not cause the light source unit 12 to emit modulated light. Therefore, the first read value D1 (0,..., N) and the second read value D2 (0,..., N) obtained in the non-light emitting frame period reflect only noise components such as background light.
  • the first read value D1 (0,..., N) and the second read value D2 (1,..., N) are the first read value Q1 (0,. N) and second read values Q201,..., N) are subtracted to remove noise components such as background light.
  • the signal processing unit 16a of the processing unit 16 applies a reset pulse signal Sres to the first reset switch RS1 and the second RS2, and sets the first storage region fd1 and the second storage region fd2 to the reset potential Vr. Connect to.
  • the charge accumulated in the first accumulation region fd1 and the charge accumulated in the second accumulation region fd2 are reset (S12 in FIG. 7), and the light emission frame period which is the next frame period Tf is started.
  • a drive pulse signal is given to the light source unit 12 from the signal processing unit 16a, and the light source unit 12 emits modulated light at a predetermined timing.
  • the processing unit 16 acquires the first read value Q1 (0) and the second read value Q2 (0) from the sensor unit 14, and the first read value Q1 (0) and The second read value Q2 (0) is stored in the memory 16b as the first read value and the initial value of the second read value (S13 in FIG. 7).
  • the signal processing unit 16a gives the sampling pulse signal Ssamp to the switch SW10 and the switch SW12 before the start of the first charge transfer cycle Cy.
  • a voltage corresponding to the amount of charge accumulated in the first accumulation region fd1 at a time point before the first charge transfer cycle is held in the first sample hold circuit SH1, and at the time point, the second accumulation region A voltage corresponding to the amount of charge accumulated in fd2 is held in the second sample hold circuit SH2.
  • the signal processing unit 16a sends a start signal and a clock signal to the horizontal shift register group HSG so that the read pulse signal Sread is supplied to the switches SW1 and SW2 from the horizontal shift register. Accordingly, the processing unit 16 acquires the first read value Q1 (0) and the second read value Q2 (0) from the sensor unit 14. That is, the charge accumulated in the nth charge transfer cycle Cy is read in a read cycle between the end time of the nth charge transfer cycle Cy and the start time of the n + 1th charge transfer cycle Cy.
  • the first read value Q1 (0) and the second read value Q2 (0) are output from the first accumulation region fd1 at the time when the first sampling pulse signal Ssamp is output, that is, at the time before the first charge transfer cycle. Respectively corresponding to the amount of charge accumulated in the second accumulation region fd2. Therefore, the first read value Q1 (0) and the second read value Q2 (0) do not reflect the signal light component generated when the modulated light from the light source unit 12 is reflected from the object.
  • a read period (a period between two consecutive sampling pulse signals Ssamp) includes a charge transfer cycle Cy and a read cycle.
  • the signal processing unit 16 a gives one or more driving pulse signals SL to the light source unit 12 in the n-th charge transfer cycle Cy, and sends modulated light from the light source unit 12 to the driving pulse signal. Release the same number of times as SL (S15 in FIG. 7). In other words, in the n-th charge transfer cycle Cy, the number m of emission periods of the modulated light from the light source unit 12 is one or more. The time length of each release period is T0, as also shown in FIG.
  • the signal processing unit 16a also applies a digital signal so that the high-level voltage signal VTX1 is applied to the first transfer electrode TX1 within the first transfer period T1 of the nth charge transfer cycle Cy. Is provided to the sensor unit 14.
  • the signal processing unit 16a provides a digital signal to the sensor unit 14 so that the high-level voltage signal VTX2 is applied to the second transfer electrode TX2 within the second transfer period T2 of the nth charge transfer cycle Cy.
  • the first transfer period T1 is synchronized with the drive pulse signal SL. That is, the rising timing of the drive pulse signal SL and the rising timing of the voltage signal VTX1 are substantially synchronized.
  • the duration T0 of the drive pulse signal SL and the first transfer period T1 have substantially the same length of time.
  • the second transfer period T2 is phase-inverted with the first transfer period T1. That is, in each charge transfer cycle Cy, the phase of the second transfer period T2 is delayed by 180 degrees from the phase of the first transfer period T1. More specifically, the falling timing of the voltage signal VTX1 and the rising timing of the voltage signal VTX2 are substantially synchronized.
  • the first transfer period T1 and the second transfer period T2 have substantially the same time length.
  • the signal processing unit 16a detects the digital signal so that the low-level voltage signal VTX3 is applied to the third transfer electrode TX3. Part 14 is given.
  • the third transfer electrode TX3 is supplied with a high-level voltage signal VTX3 during a period other than the first transfer period T1 and the second transfer period T2. Therefore, in the first transfer period T1 and the second transfer period T2, the charge corresponding to the incident light to the photosensitive region is not transferred to the semiconductor region SR3. However, in a period other than the first transfer period T1 and the second transfer period T2, the charge generated in the photosensitive region is transferred to the semiconductor region SR3 and removed.
  • the first transfer period T1 is provided in synchronization with the modulated light emission period of each time, and the second transfer period T2 that is phase-inverted with the first transfer period T1 is provided. Accordingly, in the nth charge transfer cycle Cy, the same number of first transfer periods T1 as the number of drive pulse signals SL and the same number of second transfer periods T2 as the number of drive pulse signals SL are provided. ing. In the n-th charge transfer cycle Cy, the length of time for which charges are accumulated in the first accumulation region fd1 is the product of the first transfer period T1 (time T0) and the number of times of the drive pulse signal SL (number of times of emission). It is.
  • the length of time for which charges are accumulated in the second accumulation region fd2 is the product of the second transfer period T2 (time T0) and the number of times of the drive pulse signal SL (number of times of emission). It is.
  • the signal processing unit 16a obtains the first read value Q1 (n) and the second read value Q2 (n) from the sensor unit 14, and the first read value Q1 (n) and the second read value Q2 (n)
  • the read value Q2 (n) is stored in the memory 16b (S16 in FIG. 7).
  • the signal processing unit 16a supplies the sampling pulse signal Ssamp to the switch SW10 and the switch SW12 between the end point of the nth charge transfer cycle Cy and the start point of the (n + 1) th charge transfer cycle Cy.
  • the voltage corresponding to the amount of charge accumulated in the first accumulation region fd1 at the time alternate with the plurality of charge transfer cycles Cy is held in the first sample hold circuit SH1, and the second accumulation at that time.
  • a voltage corresponding to the amount of charge accumulated in the region fd2 is held in the second sample hold circuit SH2.
  • the signal processing unit 16a supplies a start signal and a clock signal to the horizontal shift register group HSG so that the read pulse signal Sread is supplied from the horizontal shift register to the switches SW1 and SW2 in the n-th read cycle.
  • the processing unit 16 acquires the first read value Q1 (n) and the second read value Q2 (n) from the sensor unit 14. That is, the charge accumulated in the nth charge transfer cycle Cy is read in a read cycle between the end time of the nth charge transfer cycle Cy and the start time of the n + 1th charge transfer cycle Cy.
  • the first read value Q1 (n) is stored in the first storage region fd1 at the time between the end of the nth charge transfer cycle Cy and the start of the (n + 1) th charge transfer cycle Cy.
  • the second read value Q2 (n) is a value corresponding to the amount of charge stored in the second storage region fd2 at that time.
  • the signal processing unit 16a obtains the first difference value k1 (n) and the second difference value k2 (n) (S17 in FIG. 7).
  • the first difference value k1 (n) is obtained by subtracting the first read value Q1 (n-1) of the (n-1) th read cycle from the first read value Q1 (n) of the nth read cycle. Is required.
  • the second difference value k2 (n) is obtained by subtracting the second read value Q2 (n-1) of the (n-1) th read cycle from the second read value Q2 (n) of the nth read cycle. It is calculated by.
  • the signal processing unit 16a obtains the predicted value Q1 (n + 1) and the predicted value Q2 (n + 1) (S18 in FIG. 7).
  • the predicted value Q1 (n + 1) is obtained by adding the first difference value k1 (n) to the first read value Q1 (n) of the nth read cycle.
  • the predicted value Q2 (n + 1) is obtained by adding the second difference value k2 (n) to the second read value Q2 (n) of the nth read cycle.
  • the predicted value Q1 (n + 1) is the predicted value of the first read value of the (n + 1) th read cycle
  • the predicted value Q2 (n + 1) is the predicted value of the second read value of the (n + 1) th read cycle.
  • the signal processing unit 16a compares the first predicted value Q1 (n + 1) and the second predicted value Q2 (n + 1) with a predetermined threshold value Qth (S19 in FIG. 7).
  • the threshold value Qth is equal to or higher than the first read value corresponding to the saturated storage capacity of the first storage region fd1, and the second threshold value corresponding to the saturation storage capacity of the second storage region fd2 is set. The value is set to be greater than or equal to the read value.
  • the determination result of the process in S19 is “No”.
  • the process of the signal processing unit 16a proceeds to the process of S20.
  • the signal processing unit 16a increments the value of n by 1 (S21 in FIG. 7), and repeats the processing from S15.
  • the process of the signal processing unit 16a proceeds to S22.
  • the processing unit 16a stops the (n + 1) th read cycle. That is, the signal processing unit 16a acquires the first read value and the second read value from the sensor unit 14 in the (n + 1) th and subsequent read cycles, and the first read value and the second read value in the (n + 1) th and subsequent read cycles. Storage of the read value in the memory 16b is stopped.
  • the threshold value Qth is equal to the larger read value of the first read value corresponding to the saturated storage capacity of the first storage region fd1 and the second read value corresponding to the saturated storage capacity of the second storage region fd2.
  • the processing unit 16 can acquire the first read value Q1 (n) in a range not exceeding the read value corresponding to the saturated storage capacity of the first storage region fd1, and the processing unit 16 Can acquire the second read value Q2 (n) in a range not exceeding the read value corresponding to the saturated storage capacity of the second storage region fd2.
  • the dynamic range of the measurement distance can be improved.
  • the distance measurement accuracy is improved. Furthermore, it is possible to start calculation after the processing in S22 of the signal processing unit 16a at an early stage.
  • the threshold value Qth is larger of the first read value corresponding to the saturated storage capacity of the first storage region fd1 and the second read value corresponding to the saturated storage capacity of the second storage region fd2. It may be set to a value larger than the other read value.
  • the sensor unit 14 can be used in a range in which the linearity of the relationship between the accumulated charge amount and the incident light amount of each of the first accumulation region fd1 and the second accumulation region fd2 is excellent. Therefore, the distance measurement accuracy is further improved.
  • the signal processing unit 16a creates an approximate expression based on the second read values Q2 (0) to Q2 (n) up to the nth read cycle which is the final read cycle, and uses the approximate expression.
  • a correction value Q2corr for the second read value Q2 is calculated.
  • the correction value Q1corr of the first read value Q1 is the correction value of the first read value Q1 (n) in the nth read cycle
  • the correction value Q2corr of the second read value Q2 is , The correction value of the second read value Q2 (n) of the nth cycle.
  • the correction values Q1corr and Q2Corr are correction values obtained as an output of an approximate expression, the number of the corresponding read cycle is not limited.
  • the approximate expression is created based on, for example, the least square method. As the approximate expression, other known approximate expression creation methods may be used.
  • the signal processing unit 16a calculates a correction value for the read value D1 using an approximate expression based on the read values D1 (0) to D1 (n), and uses the correction value for the read value D1 as the first read value Q1.
  • the first estimated value Q1est may be calculated by subtracting from the sum of the correction value Q1corr and the first read value Q1 (0).
  • the correction value of the read value D1 and the correction value Q1corr of the read value Q1 are the correction value of the read value D1 and the correction value of the read value Q1 of the read cycle in the same order.
  • the signal processing unit 16a calculates a correction value for the read value D2 using an approximate expression based on the read values D2 (0) to D2 (n), and uses the correction value for the read value D2 as the second read value.
  • the second estimated value Q2est may be calculated by subtracting from the sum of the correction value Q2corr of Q2 and the second read value Q2 (0).
  • the correction value of the read value D2 and the correction value Q2corr of the read value Q2 are the correction value of the read value D2 and the correction value of the read value Q2 in the same read cycle.
  • the first estimated value Q1est is a noise component such as background light obtained in another frame period from the sum of the correction value of the first read value calculated using the approximate expression and the first read value Q1 (0). Is a value obtained by subtracting the first read value corresponding to.
  • the second estimated value Q2est is a noise component such as background light obtained in another frame period from the sum of the correction value of the second read value calculated using the approximate expression and the first read value Q1 (0). Is a value obtained by subtracting the second read value corresponding to. Therefore, even if a part of the first read value and the second read value acquired by the final read cycle fluctuates due to a disturbance or the like, the first estimated value Q1est and the second estimated value based on the approximate expression are used. In Q2est, the influence of the read value including fluctuation is reduced. In the first estimated value Q1est and the second estimated value Q2est, the influence of noise such as background light is reduced.
  • the signal processing unit 16a calculates a distance (S23 in FIG. 7). Specifically, the signal processing unit 16a calculates the distance L by the calculation of the following formula (3).
  • L (1/2) ⁇ c ⁇ T0 ⁇ ⁇ Q2est ⁇ ⁇ / (Q1est + Q2est ⁇ ⁇ ) ⁇ c is the speed of light.
  • ⁇ is a ratio between the first read value and the second read value when the same amount of incident light is incident on the photosensitive region in the first transfer period T1 and the second transfer period T2.
  • the signal processing unit 16a uses the ratio between the first estimated value Q1est based on the accumulated charge amount in the first accumulation region fd1 and the second estimated value Q2est based on the accumulated charge amount in the second accumulation region fd2.
  • the distance to the object is calculated with high accuracy.
  • the signal processing unit 16a outputs a one-line distance image having a gray value corresponding to the distance calculated for each pixel.
  • the signal processing unit 16a may repeat the control and calculation described with reference to FIGS. 7 to 9 so as to update the distance image every frame period Tf.
  • the signal processing unit 16a increases the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy within one frame period Tf. Specifically, the signal processing unit 16a increases the number m of emission periods per charge transfer cycle Cy by shortening the period of the emission period. That is, the signal processing unit 16a increases the number m of emission periods per charge transfer cycle Cy by shortening the period of the emission period. The signal processing unit 16a reduces the number m of discharge periods per charge transfer cycle Cy by increasing the period of the discharge period.
  • the period of the discharge period at the beginning of one frame period Tf is longer than the period of the discharge period at the latter stage of one frame period Tf. That is, the period of the emission period in the latter stage of one frame period Tf is shorter than the period of the emission period in the initial stage of one frame period Tf.
  • the period of the discharge period monotonously decreases within one frame period Tf. In this specification, “monotonically decreasing” means that there is no tendency to increase, and means monotonic decrease in a broad sense.
  • the length of the read period is constant, and the period of the charge transfer cycle Cy is not changed.
  • the signal processing unit 16a gradually increases the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy. For example, in the initial stage of one frame period Tf, the number m of discharge periods per charge transfer cycle Cy is “2”, and in the latter period of one frame period Tf, discharge per charge transfer cycle Cy is performed.
  • the number of periods is “M”. That is, the signal processing unit 16a increases the number of discharge periods per charge transfer cycle Cy in two stages.
  • M is a numerical value determined in advance as the maximum value of the number of discharge periods per charge transfer cycle Cy.
  • the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy increases monotonously within one frame period Tf.
  • “monotonically increasing” means not decreasing, and means monotonically increasing in a broad sense.
  • the period of the discharge period is longer than that of the latter period of one frame period Tf.
  • the number m is small. For this reason, even when the intensity of the reflected light incident on the pixel unit P (j) of the sensor 18 is strong (for example, when the object is located at a short distance or when the reflectance of the object is high), In the initial stage of one frame period Tf, it is difficult to cause saturation of accumulated signal charges. Therefore, the distance measurement device 10 performs appropriate distance measurement.
  • the distance measurement device 10 performs appropriate distance measurement.
  • the dynamic range of the intensity of the reflected light can be expanded without changing one frame period Tf.
  • the signal processing unit 16a may increase the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy in three or more stages. Further, as shown in FIG. 11, the signal processing unit 16 a may gradually increase the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy from “1” to “M”. In any case, the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy is monotonously increased within one frame period Tf.
  • the signal processing unit 16a increases the length of the readout period and lengthens the period of the charge transfer cycle Cy, thereby reducing the number m of discharge periods per charge transfer cycle Cy. It may be increased. That is, the signal processing unit 16a reduces the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy by shortening the length of the read period and the period of the charge transfer cycle Cy, thereby reducing the charge transfer cycle Cy. By extending the period of Cy, the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy is increased.
  • the period of the charge transfer cycle Cy at the beginning of one frame period Tf is shorter than the period of the charge transfer cycle Cy at the latter stage of one frame period Tf. That is, the period of the charge transfer cycle Cy at the latter stage of one frame period Tf is longer than the period of the charge transfer cycle Cy at the beginning of one frame period Tf.
  • the period of the charge transfer cycle Cy monotonously increases within one frame period Tf.
  • the period of the emission period does not change within one frame period Tf.
  • the signal processor 16a lengthens the period of the charge transfer cycle Cy in two stages. For example, the number m of discharge periods per charge transfer cycle Cy is “3”, and in the latter period of one frame period Tf, the number of discharge periods per charge transfer cycle Cy is “M”. is there. The number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy increases monotonously within one frame period Tf.
  • the charge transfer cycle Cy is discharged at the beginning of one frame period Tf because the period of the charge transfer cycle Cy is shorter than the latter period of one frame period Tf.
  • the number of periods is small. For this reason, even when the intensity of the reflected light incident on the pixel unit P (j) of the sensor 18 is strong (for example, when the object is located at a short distance or when the reflectance of the object is high), In the initial stage of one frame period Tf, it is difficult to cause saturation of accumulated signal charges. Therefore, the distance measurement device 10 performs appropriate distance measurement.
  • the distance measurement device 10 performs appropriate distance measurement.
  • the signal processing unit 16a may lengthen the period of the charge transfer cycle Cy by three or more stages. In this case, the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy increases in three or more stages. Further, as shown in FIG. 14, the signal processing unit 16a may gradually increase the period of the charge transfer cycle Cy. In this case, for example, the number m of discharge periods per charge transfer cycle Cy is gradually increased from “1” to “M”. In any case, the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy is monotonously increased within one frame period Tf.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of a sensor according to another embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of one pixel unit of a sensor unit according to another embodiment and a corresponding sample and hold circuit for the pixel unit.
  • the distance measuring device 10 may have a sensor 18A shown in FIG.
  • the sensor 18A has an imaging region IR having I ⁇ J pixel units P (i, j).
  • I is an integer of 1 to I
  • j is an integer of 1 to J
  • I and J are integers of 2 or more.
  • I ⁇ J pixel units P (i, j) are arranged in I rows and J columns.
  • two vertical signal lines V1 (j) and V2 (j) for each column of the pixel unit are provided.
  • a switch SW20 is connected to the output of the charge-voltage conversion circuit A1 of the pixel unit P (i, j) of the sensor 18A.
  • the switch SW20 is connected to the switch SW10 of the corresponding first sample hold circuit SH1 via the corresponding vertical signal line V1 (j).
  • a switch SW22 is connected to the output of the charge-voltage conversion circuit A2 of the pixel unit P (i, j).
  • the switch SW22 is connected to the switch SW12 of the corresponding second sample and hold circuit SH2 via the corresponding vertical signal line V2 (j).
  • the sensor 18A further includes a vertical shift register group VSG.
  • the vertical shift register group VSG includes a plurality of vertical shift registers arranged in the vertical direction. Each vertical shift register includes, for example, a flip-flop.
  • a start signal is given to the vertical shift register provided at one end in the arrangement direction from the signal processing unit 16a. All the vertical shift registers receive a clock signal from the signal processing unit 16a.
  • the vertical shift register group VSG sequentially applies row selection signals to the switches SW20 and SW22 of the plurality of pixel units P (i, j) in the row order.
  • the outputs of the charge-voltage conversion circuits A1 and A2 of the plurality of pixel units (i, j) in each column are sequentially connected to the corresponding vertical signal lines V1 (j) and V2 (j), and a plurality of The output voltage of the pixel unit P (i, j) is sequentially held in the row order in the corresponding sample and hold circuits SH1 and SH2.
  • the output voltages of the plurality of pixel units (j, i) in each row are held in the corresponding sample hold circuits SH1 and SH2
  • the voltages held in the sample hold circuits SH1 and SH2 are given from the horizontal shift register group HSG.
  • the read pulse signals are sequentially coupled to the signal lines H1 and H2 in the column order.
  • the signal processing part 16a can form a two-dimensional distance image by performing the calculation demonstrated in FIG. 7 about each pixel unit.
  • corresponding sample hold circuits SH1 and SH2 are provided for each column of pixel units, but corresponding sample hold circuits SH1 and SH2 are provided for each pixel unit. Also good.
  • the number of pixel units in the imaging region IR may be one.
  • the number m of the discharge period per charge transfer cycle Cy is not limited to the values shown in FIG. 8 and FIGS.
  • Each pixel unit P (1) to P (J) has two photosensitive regions (first ones) as described in Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 2013-178121 and 2013-206903 by the applicant of the present application.
  • the first accumulation region accumulates charges generated in the first photosensitive region
  • the second accumulation region accumulates charges generated in the second photosensitive region.
  • the first transfer electrode is provided between the first photosensitive region and the first accumulation region.
  • the second transfer electrode is provided between the second photosensitive region and the second accumulation region.
  • each of the pixel units P (1) to P (J) are described in the above-described Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 2013-178121 and 2013-206903, for example.
  • each may be “1”.
  • the voltage signal applied to the transfer electrode is intermittently phase-shifted at a predetermined timing.
  • the voltage signal is given a phase shift of 180 degrees at a timing of 180 degrees.
  • the voltage signal applied to the transfer electrode is synchronized with the drive pulse signal SL at a timing of 0 degrees, and has a phase difference of 180 degrees with respect to the drive pulse signal SL at a timing of 180 degrees. That is, the charge accumulated in the accumulation region is read out at the timing of 0 degrees and the timing of 180 degrees.
  • the present invention can be used for a distance measuring device based on the TOF method.
  • DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Distance measuring device, 12 ... Light source part, 14 ... Sensor part, 16 ... Processing part, 16a ... Signal processing part, 18 ... Sensor, Cy ... Charge transfer cycle, fd1 ... 1st accumulation

Landscapes

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Abstract

処理部は、リセットスイッチを制御して蓄積領域をリセット電位に接続してから当該蓄積領域を次にリセット電位に接続するまでのフレーム期間Ｔｆ内の複数の電荷転送サイクルＣｙにおいて、一以上の放出期間に光源部に変調光を放出させ、かつ、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数を一つのフレーム期間Ｔｆ内で増加させる。処理部は、一以上の放出期間に同期した一以上の転送期間に転送電極に与える電圧を制御して光感応領域で発生した電荷を蓄積領域に蓄積させる。処理部は、複数の電荷転送サイクルＣｙのそれぞれに対応する複数の読出しサイクルにおいて、複数の電荷転送サイクルＣｙと交互の時点に蓄積領域に蓄積されている電荷量に応じた複数の読出し値をセンサ部から取得する。処理部は、取得した複数の読出し値に基づいて、距離を算出する。

Description

距離測定装置
　本発明は、距離測定装置に関する。
　光源からパルス光を放出させ、対象物からの反射光を距離センサで受けることにより、対象物から距離センサまでの距離を測定する飛行時間（ＴＯＦ）法が知られている。
　特許文献１にはＴＯＦ法に基づく距離測定装置が記載されている。特許文献１に記載された装置は、距離センサの実効ダイナミックレンジを広げるための構成を有している。この装置は、光源からパルス光を放出させ、距離センサのフォトダイオードで発生した電荷をキャパシタに蓄積する。上記装置は、キャパシタに生じる電圧が飽和電圧に達するときに当該電圧をリセットし、リセットの回数とキャパシタに生じた最終の電圧とに基づいて、距離を算出する。
特表２００６－５２３０７４号公報
　本発明の一態様の目的は、反射光の強度のダイナミックレンジが拡大することが可能な距離測定装置を提供することである。
　本発明の一態様は、飛行時間法により対象物に対する距離を求める距離測定装置であって、変調光を放出する光源部と、センサ部と、処理部と、備えている。
センサ部は、入射光に応じて電荷を発生する光感応領域、光感応領域で発生した電荷を蓄積する蓄積領域、光感応領域と蓄積領域との間に設けられた転送電極、及び、蓄積領域とリセット電位との間に設けられたリセットスイッチを有している。処理部は、変調光の放出タイミング及びセンサ部を制御して、距離を算出する。処理部は、リセットスイッチを制御して蓄積領域をリセット電位に接続してから該蓄積領域を次にリセット電位に接続するまでのフレーム期間内の複数の電荷転送サイクルにおいて、一以上の放出期間に光源部に変調光を放出させ、かつ、電荷転送サイクル一回あたりの放出期間の数を一つのフレーム期間内で増加させる。処理部は、一以上の放出期間に同期した一以上の転送期間に転送電極に与える電圧を制御して光感応領域で発生した電荷を蓄積領域に蓄積させる。処理部は、複数の電荷転送サイクルのそれぞれに対応する複数の読出しサイクルにおいて、複数の電荷転送サイクルと交互の時点に蓄積領域に蓄積されている電荷量に応じた複数の読出し値をセンサ部から取得する。処理部は、複数の読出し値に基づいて、距離を算出する。
　本一態様に係る距離測定装置では、処理部は、電荷転送サイクル一回あたりの放出期間の数を一つのフレーム期間内で増加させている。すなわち、一つのフレーム期間の初期では、電荷転送サイクル一回あたりの放出期間の数が少なく、一つのフレーム期間の後期では、電荷転送サイクル一回あたりの放出期間の数が多い。このため、距離測定装置に入射する反射光の強度が強い場合（たとえば、対象物が近距離に位置している場合、あるいは対象物の反射率が高い場合など）でも、一つのフレーム期間の初期において、蓄積される信号電荷の飽和が生じ難い。したがって、上述した場合でも、距離測定装置では、適切な距離測定が行われる。距離測定装置に入射する反射光の強度が低い場合（たとえば、対象物が遠距離に位置している場合、あるいは対象物の反射率が低い場合など）でも、蓄積される信号電荷の不足が抑制される。したがって、上述した場合でも、距離測定装置では、適切な距離測定が行われる。これらの結果、本一態様に係る距離測定装置では、一つのフレーム期間が変更されることなく、反射光の強度のダイナミックレンジを拡大することができる。
　処理部は、放出期間の周期を短くすることにより、電荷転送サイクル一回あたりの放出期間の数を増加させてもよい。また、処理部は、電荷転送サイクルの期間を長くすることにより、電荷転送サイクル一回あたりの放出期間の数を増加させてもよい。
　処理部は、電荷転送サイクル一回あたりの放出期間の数を段階的に増加させてもよい。また、処理部は、電荷転送サイクル一回あたりの放出期間の数を徐々に増加させてもよい。
　センサ部は、蓄積領域として、第１の蓄積領域及び第２の蓄積領域を含んでいてもよい。センサ部は、転送電極として、光感応領域と第１の蓄積領域との間に設けられた第１の転送電極、及び、光感応領域と第２の蓄積領域との間に設けられた第２の転送電極を含んでいてもよい。センサ部は、リセットスイッチとして、第１の蓄積領域とリセット電位との間に設けられた第１のリセットスイッチ、及び、第２の蓄積領域とリセット電位との間に設けられた第２のリセットスイッチを含んでいてもよい。これらの場合、処理部は、第１のリセットスイッチ及び第２のリセットスイッチを制御して第１の蓄積領域及び第２の蓄積領域をリセット電位に接続してから該第１の蓄積領域及び該第２の蓄積領域を次にリセット電位に接続するまでのフレーム期間内の複数の電荷転送サイクルにおいて、一以上の放出期間に同期した一以上の第１の転送期間に第１の転送電極に与える電圧を制御して光感応領域で発生した電荷を第１の蓄積領域に蓄積させ、一以上の第１の転送期間と位相反転した一以上の第２の転送期間に第２の転送電極に与える電圧を制御して光感応領域で発生した電荷を第２の蓄積領域に蓄積させる。処理部は、複数の電荷転送サイクルのそれぞれに対応する複数の読出しサイクルにおいて、複数の電荷転送サイクルと交互の時点に第１の蓄積領域に蓄積されている電荷量に応じた複数の第１の読出し値及び該時点に第２の蓄積領域に蓄積されている電荷量に応じた複数の第２の読出し値を、センサ部から取得する。処理部は、複数の第１の読出し値及び複数の第２の読出し値に基づいて、距離を算出する。
　処理部は、ｎ回目の読出しサイクルの第１の読出し値と、ｎ回目の読出しサイクルの第１の読出し値とｎ－１回目の読出しサイクルの第１の読出し値との間の差分値との和、又は、ｎ回目の読出しサイクルの第２の読出し値と、ｎ回目の読出しサイクルの第２の読出し値とｎ－１回目の読出しサイクルの第２の読出し値との間の差分値との和が、所定の閾値を超える場合に、ｎ＋１回目以降の読出しサイクルを停止してもよい。この場合、所定の閾値が用いられることにより、第１の蓄積領域及び第２の蓄積領域が飽和するまでに取得した第１の読出し値及び第２の読出し値が距離測定に利用される。したがって、反射光の強度のダイナミックレンジが確実に拡大される。更に、上述した和が所定の閾値を超える場合に、読出し値のセンサ部からの取得が停止されるので、距離の算出を早期に開始することが可能である。ここでｎは、複数の読出しサイクルの順番を示している。
　処理部は、複数の第１の読出し値に基づく近似式を用いて第１の推定値を算出し、複数の第２の読出し値に基づく近似式を用いて第２の推定値を算出し、第１の推定値及び第２の推定値に基づいて、距離を算出してもよい。この場合、距離の算出に用いられる第１の推定値及び第２の推定値がそれぞれ、最終の読出しサイクルまでに得られた第１の読出し値に基づく近似式及び第２の読出し値に基づく近似式を用いて算出される。したがって、複数の読出しサイクルで取得される第１の読出し値及び第２の読出し値の一部が外乱などにより変動した場合でも、第１の推定値及び第２の推定値では、変動を含む読出し値の影響が低減される。この結果、距離の測定精度が向上される。
　本発明の上記一態様によれば、反射光の強度のダイナミックレンジを拡大することが可能な距離測定装置を提供される。
図１は、一実施形態に係る距離測定装置を概略的に示す図である。 図２は、センサの一例を概略的に示す図である。 図３は、センサにおける一つの画素ユニットの一例を示す平面図である。 図４は、図３のIV－IV線に沿った断面構成を示す図である。 図５は、図３のV－V線に沿った断面構成を示す図である。 図６は、センサ部の一つの画素ユニット及び当該画素ユニット用の対応のサンプルホールド回路の回路図である。 図７は、処理部の制御及び演算を示すフローチャートである。 図８は、距離測定装置で利用される各種信号のタイミングチャートである。 図９は、距離測定装置で利用される各種信号のタイミングチャートである。 図１０は、距離測定装置で利用される各種信号のタイミングチャートである。 図１１は、距離測定装置で利用される各種信号のタイミングチャートである。 図１２は、距離測定装置で利用される各種信号のタイミングチャートである。 図１３は、距離測定装置で利用される各種信号のタイミングチャートである。 図１４は、距離測定装置で利用される各種信号のタイミングチャートである。 図１５は、別の実施形態のセンサの一例を概略的に示す図である。 図１６は、別の実施形態に係るセンサ部の一つの画素ユニットと当該画素ユニット用の対応のサンプルホールド回路の回路図である。
　以下、添付図面を参照して、本発明の実施形態について詳細に説明する。なお、説明において、同一要素又は同一機能を有する要素には、同一符号を用いることとし、重複する説明は省略する。
　図１は、本実施形態に係る距離測定装置を概略的に示す図である。図１に示す距離測定装置１０は、飛行時間法（ＴＯＦ）法により、対象物と当該距離測定装置１０との距離を求める。距離測定装置１０は、光源部１２、センサ部１４、及び処理部１６を備えている。
　光源部１２は、変調光を放出する。本実施形態においては、光源部１２は、レーザダイオード１２ａ、反射部材１２ｂ、及びドライバ回路１２ｃを有し得る。ドライバ回路１２ｃは、処理部１６からの駆動パルス信号に同期した変調電流を、レーザダイオード１２ａに供給する。レーザダイオード１２ａは、変調電流に応じて変調光を放出する。変調光は、たとえば、一以上のパルス光を含み得る。レーザダイオード１２ａは、反射部材１２ｂに向けてパルス光を出射する。反射部材１２ｂは、レーザダイオード１２ａから出射されたパルス光を反射する。反射部材１２ｂで反射されたパルス光が対象物に照射される。
　ドライバ回路１２ｃは、処理部１６の制御にしたがって、反射部材１２ｂのアクチュエータに駆動信号を送る。ドライバ回路１２ｃは、レーザダイオード１２ａから反射部材１２ｂに向けて出射されたパルス光の光路を変更するようにアクチュエータを駆動する。アクチュエータは、ドライバ回路１２ｃからの駆動信号により、反射部材１２ｂの角度を偏向する。反射部材１２ｂの角度の偏向により、レーザダイオード１２ａから出射されたパルス光の対象物への照射位置が走査される。反射部材１２ｂは、たとえば、ＭＥＭＳ（Micro　Electro　Mechanical　Systems）ミラーである。
　センサ部１４は、本実施形態においては、センサ１８、デジタル－アナログ変換部（ＤＡＣ）２０、及び、アナログ－デジタル変換部（ＡＤＣ）２２、を有している。デジタル－アナログ変換部２０は、処理部１６の信号処理部１６ａからのデジタル信号をアナログ信号に変換する。デジタル－アナログ変換部２０は、アナログ信号をセンサ１８に供給する。アナログ－デジタル変換部２２は、センサ１８からのアナログ信号をデジタル信号に変換する。アナログ－デジタル変換部２２は、デジタル信号を処理部１６に供給する。
　処理部１６は、光源部１２の変調光の放出タイミング及びセンサ部１４を制御して、距離を算出する。処理部１６は、信号処理部１６ａ及びメモリ１６ｂを含んでいる。信号処理部１６ａは、たとえば、ＦＰＧＡ（Field－Programmable　Gate　Array）といった演算回路である。メモリ１６ｂは、たとえば、ＳＲＡＭ（Static　Random　Access　Memory）である。
　図２は、センサの一例を概略的に示す図である。センサ１８は、撮像領域ＩＲ、サンプルホールド回路群ＳＨＧ、スイッチ群ＳＷＧ、水平シフトレジスタ群ＨＳＧ、信号ラインＨ１及びＨ２、並びに、出力アンプＯＡＰ１及びＯＡＰ２を含んでいる。図２に示されるように、センサ１８は、たとえば、一行の画像を取得するラインセンサでる。本実施形態においては、撮像領域ＩＲは、水平方向に配列された複数の画素ユニットＰ（ｊ）を含んでいる。ここで、ｊは、１～Ｊの整数である。Ｊは、２以上の整数であり、画素ユニットの個数を示している。
　図３は、センサにおける一つの画素ユニットの一例を示す平面図である。図４は、図３のIV－IV線に沿った断面構成を示す図であり、図５は、図３のV－V線に沿った断面構成を示す図である。各画素ユニットＰ（１）～Ｐ（Ｊ）は、図３～図５に示された構成を有している。
　図４及び図５に示されるように、本実施形態においては、画素ユニットＰ（ｊ）は、半導体基板ＳＢを含んでいる。半導体基板ＳＢは、たとえばシリコン基板である。半導体基板ＳＢは、第１の半導体領域ＳＲ１及び第２の半導体領域ＳＲ２を含んでいる。第１の半導体領域ＳＲ１は、半導体基板ＳＢの一方の主面ＳＢＦ１を提供するｐ型の半導体領域である。第２の半導体領域ＳＲ２は、第１の半導体領域ＳＲ１上に配置されているｐ－型の半導体領域である。第２の半導体領域ＳＲ２の不純物濃度は、第１の半導体領域ＳＲ１の不純物濃度以下である。半導体基板ＳＢは、たとえば、ｐ型の半導体基板上に、ｐ－型の半導体領域をエピタキシャル成長法により堆積させることにより形成される。
　半導体基板ＳＢの他方の主面ＳＢＦ２上には、絶縁膜ＩＳＬが形成されている。絶縁膜ＩＳＬは、たとえば、ＳｉＯ２によって構成される。絶縁膜ＩＳＬ上には、フォトゲート電極ＰＧが配置されている。フォトゲート電極ＰＧは、たとえば、ポリシリコンによって構成される。図３に示されるように、本実施形態では、フォトゲート電極ＰＧは、略矩形の平面形状を有し得る。画素ユニットＰ（ｊ）では、フォトゲート電極ＰＧの下方に位置する領域が、入射光に感応して電荷を発生する光感応領域として機能する。
　図４及び図５に示されるように、絶縁膜ＩＳＬ上には、第１の転送電極ＴＸ１、第２の転送電極ＴＸ２、及び第３の転送電極ＴＸ３が配置されている。これら転送電極ＴＸ１～ＴＸ３は、たとえば、ポリシリコンによって構成される。図３～図５に示されるように、第１の転送電極ＴＸ１及び第２の転送電極ＴＸ２は、それらの間にフォトゲート電極ＰＧが存在するように、配置されている。
　本実施形態では、図３に示されるように、四つの第３の転送電極ＴＸ３が絶縁膜ＩＳＬ上に配置されている。二つの第３の転送電極ＴＸ３は、第１の転送電極ＴＸ１と第２の転送電極ＴＸ２が配列されている方向（以下、「Ｘ方向」という）に交差する方向（以下、「Ｙ方向」という）において、第１の転送電極ＴＸ１が二つの第３の転送電極ＴＸ３の間に位置するように、配置されている。別の二つの第３の転送電極ＴＸ３は、Ｙ方向において第２の転送電極ＴＸ２が上記別の二つの第３の転送電極ＴＸ３に位置するように、配置されている。
　図４に示されるように、第２の半導体領域ＳＲ２には、第１の蓄積領域ｆｄ１及び第２の蓄積領域ｆｄ２が形成されている。第１の蓄積領域ｆｄ１及び第２の蓄積領域ｆｄ２は、光感応領域から転送される電荷を蓄積する。第１の蓄積領域ｆｄ１及び第２の蓄積領域ｆｄ２は、第１の蓄積領域ｆｄ１と第２の蓄積領域ｆｄ２との間に光感応領域が位置するように、配置されている。第１の蓄積領域ｆｄ１及び第２の蓄積領域ｆｄ２は、たとえば、ｎ型の不純物が高濃度にドープされたｎ＋型の半導体領域である。
　絶縁膜ＩＳＬは、第１の蓄積領域ｆｄ１及び第２の蓄積領域ｆｄ２の上方において開口を画成している。これら開口内には、電極１３が配置されている。電極１３は、たとえば、Ｔｉ／ＴｉＮ膜を介して設けられたタングステンから構成される。
　Ｘ方向において、第１の転送電極ＴＸ１は、第１の蓄積領域ｆｄ１上の電極１３とフォトゲート電極ＰＧとの間に配置されている。電荷が光感応領域から第１の蓄積領域ｆｄ１に転送されるときには、第１の転送電極ＴＸ１の下方の半導体領域のポテンシャルを低減させる電圧ＶＴＸ１が第１の転送電極ＴＸ１に与えられる。電圧ＶＴＸ１は、信号処理部１６ａからのデジタル信号に基づいてデジタル－アナログ変換部２０から与えられる。
　Ｘ方向において、第２の転送電極ＴＸ２は、第２の蓄積領域ｆｄ２上の電極１３とフォトゲート電極ＰＧとの間に配置されている。電荷が光感応領域から第２の蓄積領域ｆｄ２に転送されるときには、第２の転送電極ＴＸ２の下方の半導体領域のポテンシャルを低減させる電圧ＶＴＸ２が、第２の転送電極ＴＸ２に与えられる。電圧ＶＴＸ２は、信号処理部１６ａからのデジタル信号に基づいてデジタル－アナログ変換部２０から与えられる。
　図５に示されるように、第２の半導体領域ＳＲ２には、ｎ＋型の半導体領域ＳＲ３が形成されている。本実施形態では、四つの半導体領域ＳＲ３が配置されている。一対の半導体領域ＳＲ３は、当該一対の半導体領域ＳＲ３の間に光感応領域が位置するように配置されている。別の一対の半導体領域ＳＲ３は、当該別の一対の半導体領域ＳＲ３の間に光感応領域が位置するように配置されている。
　各半導体領域ＳＲ３の上方において、絶縁膜ＩＳＬは、開口を画成している。これら開口内には、電極１３が配置されている。電極１３は、たとえば、Ｔｉ／ＴｉＮ膜を介して設けられたタングステンから構成される。
　Ｘ方向において、一つの半導体領域ＳＲ３上の電極１３とフォトゲート電極ＰＧとの間には、対応の第３の転送電極ＴＸ３が配置されている。第３の転送電極ＴＸ３に電圧ＶＴＸ３が与えられることにより、当該第３の転送電極ＴＸ３の下方の半導体領域のポテンシャルが低減される。第３の転送電極ＴＸ３の下方の半導体領域のポテンシャルが低減されることにより、光感応領域から電荷が半導体領域ＳＲ３に転送される。電圧ＶＴＸ３は、信号処理部１６ａからのデジタル信号に基づいてデジタル－アナログ変換部２０から与えられる。
　半導体領域ＳＲ３の電極１３は、所定の電位Ｖｄｄにも接続されている（図６参照）。この電位Ｖｄｄは、信号処理部１６ａからのデジタル信号に基づいてデジタル－アナログ変換部２０によって設定される。電圧ＶＴＸ３が与えられることにより第３の転送電極ＴＸ３の下方の半導体領域のポテンシャルが低減すると、光感応領域の電荷はリセットされる。
　以下、図２と共に図６を参照する。図６は、センサ部の一つの画素ユニット及び当該画素ユニット用の対応のサンプルホールド回路の回路図である。図２及び図６に示されるように、センサ１８のサンプルホールド回路群ＳＨＧは、Ｊ個の第１のサンプルホールド回路ＳＨ１及びＪ個の第２のサンプルホールド回路ＳＨ２を含んでいる。各第１のサンプルホールド回路ＳＨ１及び各第２のサンプルホールド回路ＳＨ２は、対応の画素ユニットＰ（ｊ）（画素ユニットＰ（１）～Ｐ（Ｊ）のうち対応の画素ユニット）に接続されている。すなわち、サンプルホールド回路群ＳＨＧは、各々が一つの第１のサンプルホールド回路ＳＨ１及び一つの第２のサンプルホールド回路を含むＪ個のサンプルホールド回路対ＳＨＰ（１）～ＳＨＰ（Ｊ）を含んでいる。Ｊ個のサンプルホールド回路対ＳＨＰ（１）～ＳＨＰ（Ｊ）はそれぞれ、画素ユニットＰ（１）～Ｐ（Ｊ）に対応付けられている。
　画素ユニットＰ（ｊ）は、第１のリセットスイッチＲＳ１、第２のリセットスイッチＲＳ２、並びに、電荷－電圧変換回路Ａ１及びＡ２を含んでいる。第１のリセットスイッチＲＳ１は、リセット電位Ｖｒと第１の蓄積領域ｆｄ１上の電極１３との間に位置している。第２のリセットスイッチＲＳ２は、リセット電位Ｖｒと第２の蓄積領域ｆｄ２上の電極１３との間に位置している。リセット電位Ｖｒは、信号処理部１６ａからのデジタル信号に基づいてデジタル－アナログ変換部２０によって設定される。
　第１のリセットスイッチＲＳ１及び第２のリセットスイッチＲＳ２には、信号処理部１６ａからリセットパルス信号Ｓｒｅｓが与えられる。リセットパルス信号Ｓｒｅｓが第１のリセットスイッチＲＳ１及び第２のリセットスイッチＲＳ２に与えられると、第１の蓄積領域ｆｄ１及び第２の蓄積領域ｆｄ２は、リセット電位Ｖｒに接続される。これにより、第１の蓄積領域ｆｄ１の電荷及び第２の蓄積領域ｆｄ２の電荷がリセットされる。第１の蓄積領域ｆｄ１及び第２の蓄積領域ｆｄ２の電荷がリセットされるタイミングから次ぎにリセットされるタイミングまでの間の期間は、フレーム期間Ｔｆ（図８参照）となる。
　電荷－電圧変換回路Ａ１の入力は、第１の蓄積領域ｆｄ１上の電極１３に接続されている。電荷－電圧変換回路Ａ１の出力は、第１のサンプルホールド回路ＳＨ１のスイッチＳＷ１０に接続されている。電荷－電圧変換回路Ａ１は、第１の蓄積領域ｆｄ１の電荷量を電圧に変換し、当該電圧を第１のサンプルホールド回路ＳＨ１に提供する。電荷－電圧変換回路Ａ２の入力は、第２の蓄積領域ｆｄ２上の電極１３に接続されている。電荷－電圧変換回路Ａ２の出力は、第２のサンプルホールド回路ＳＨ２のスイッチＳＷ１２に接続されている。電荷－電圧変換回路Ａ２は、第２の蓄積領域ｆｄ２の電荷量を電圧に変換し、当該電圧を第２のサンプルホールド回路ＳＨ２に提供する。
　第１のサンプルホールド回路ＳＨ１は、スイッチＳＷ１０及びキャパシタＣＰ１０を含んでいる。第２のサンプルホールド回路ＳＨ２は、スイッチＳＷ１２及びキャパシタＣＰ１２を含んでいる。スイッチＳＷ１０及びスイッチＳＷ１２には、信号処理部１６ａからサンプリングパルス信号Ｓｓａｍｐが与えられる。サンプリングパルス信号ＳｓａｍｐがスイッチＳＷ１０及びスイッチＳＷ１２に与えられると、電荷－電圧変換回路Ａ１の出力とキャパシタＣＰ１０とが接続され、電荷－電圧変換回路Ａ２の出力とキャパシタＣＰ１２が接続される。これにより、電荷－電圧変換回路Ａ１の出力電圧がキャパシタＣＰ１０の両端間に保持され、電荷－電圧変換回路Ａ２の出力電圧がキャパシタＣＰ１２の両端間に保持される。サンプリングパルス信号Ｓｓａｍｐが与えられてから次にサンプリングパルス信号Ｓｓａｍｐが与えられるまでの期間、すなわち、連続する二つのサンプリングパルス信号Ｓｓａｍｐの間が、読出し期間となる。
　センサ１８のスイッチ群ＳＷＧは、Ｊ個のスイッチＳＷ１及びＪ個のスイッチＳＷ２を含んでいる。各スイッチＳＷ１及び各スイッチＳＷ２はそれぞれ、画素ユニットＰ（１）～Ｐ（Ｊ）のうち対応の画素ユニット用の第１のサンプルホールド回路ＳＨ１のキャパシタＣＰ１０、及び第２のサンプルホールド回路ＳＨ２のキャパシタＣＰ１２に、接続されている。すなわち、スイッチ群ＳＷＧは、各々が一つのスイッチＳＷ１及び一つのスイッチＳＷ２を含むＪ個のスイッチ対ＳＷＰ（１）～ＳＷＰ（Ｊ）を含んでいる。Ｊ個のスイッチ対ＳＷＰ（１）～ＳＷＰ（Ｊ）はそれぞれ、サンプルホールド回路対ＳＨＰ（１）～ＳＨＰ（Ｊ）に対応付けられている。
　スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２には、読み出しパルス信号Ｓｒｅａｄが与えられる。読み出しパルス信号Ｓｒｅａｄは、水平シフトレジスタ群ＨＳＧから供給される。水平シフトレジスタ群ＨＳＧは、Ｊ個の水平シフトレジスタを有している。水平シフトレジスタは、たとえば、フリップフロップを含む。これら水平シフトレジスタは、画素ユニットＰ（１）～Ｐ（Ｊ）の配列方向に配列されている。水平シフトレジスタ群ＨＳＧ内の一端に位置している水平シフトレジスタには、信号処理部１６ａからスタート信号が与えられる。全ての水平シフトレジスタには、信号処理部１６ａからクロック信号が与えられる。これらスタート信号及びクロック信号に応じて、Ｊ個の水平シフトレジスタはそれぞれ、読み出しパルス信号Ｓｒｅａｄをスイッチ対ＳＷＰ（１）～ＳＷＰ（Ｊ）に順次与える。このように読み出しパルス信号Ｓｒｅａｄが与えられることにより、サンプルホールド回路対ＳＨＰ（１）～ＳＨＰ（Ｊ）の第１のサンプルホールド回路ＳＨ１及び第２のサンプルホールド回路ＳＨ２が、信号ラインＨ１及び信号ラインＨ２に順次接続される。
　読み出しパルス信号ＳｒｅａｄがスイッチＳＷ１及びＳＷ２に与えられると、第１のサンプルホールド回路ＳＨ１のキャパシタＣＰ１０及び第２のサンプルホールド回路ＳＨ２のキャパシタＣＰ１２はそれぞれ、信号ラインＨ１及び信号ラインＨ２に接続される。これにより、第１のサンプルホールド回路ＳＨ１に保持された電圧が、信号ラインＨ１を介して出力アンプＯＡＰ１に入力される。第２のサンプルホールド回路ＳＨ２に保持された電圧が、信号ラインＨ２を介して出力アンプＯＡＰ２に入力される。出力アンプＯＡＰ１及び出力アンプＯＡＰ２はそれぞれ、入力された電圧を増幅して、増幅した電圧をアナログ－デジタル変換部２２に出力する。
　アナログ－デジタル変換部２２は、入力された電圧信号を当該電圧信号の大きさに応じた値を有するデジタル値に変換する。アナログ－デジタル変換部２２によって出力されるデジタル値は、処理部１６のメモリ１６ｂに記憶される。本実施形態では、出力アンプＯＡＰ１からの電圧信号に基づくデジタル値は、後述する第１の読出し値として、メモリ１６ｂに記憶される。第１の読出し値は、第１の蓄積領域ｆｄ１の蓄積電荷量が多いほど小さい値となる。出力アンプＯＡＰ２からの電圧信号に基づくデジタル値は、後述する第２の読出し値として、メモリ１６ｂに記憶される。第２の読出し値は、第２の蓄積領域ｆｄ２の蓄積電荷量が多いほど小さい値となる。
　続いて、処理部１６の制御及び演算について説明する。図７は、処理部の制御及び演算を示すフローチャートである。図８及び図９は、距離測定装置で利用される各種信号のタイミングチャートである。処理部１６は、各画素ユニットについて、図７～図９を参照して以下に説明する制御及び演算を行う。
　本実施形態では、処理部１６は、まず、光源部１２から変調光を放出させない非発光フレーム期間において、Ｎ個の第１の読出し値Ｄ１（０，…，Ｎ）及び第２の読出し値Ｄ２（０，…，Ｎ）をセンサ部１４から取得する（図７中、Ｓ１１）。
　具体的に、信号処理部１６ａは、初回の電荷転送サイクルの開始前にサンプリングパルス信号ＳｓａｍｐをスイッチＳＷ１０及びスイッチＳＷ１２に与える。これにより、初回の電荷転送サイクルより前の時点に第１の蓄積領域ｆｄ１に蓄積されている電荷量に対応する電圧が、第１のサンプルホールド回路ＳＨ１に保持される。また、初回の電荷転送サイクルより前の上記時点に第２の蓄積領域ｆｄ２に蓄積されている電荷量に対応する電圧が、第２のサンプルホールド回路ＳＨ２に保持される。
　次いで、信号処理部１６ａは、水平シフトレジスタから読み出しパルス信号ＳｒｅａｄがスイッチＳＷ１及びＳＷ２に与えられるよう、水平シフトレジスタ群ＨＳＧにスタート信号及びクロック信号を送出する。これにより、処理部１６は、第１の読出し値Ｄ１（０）及び第２の読出し値Ｄ２（０）をセンサ部１４から取得する。
　次いで、信号処理部１６ａは、１回目～Ｎ回目の電荷転送サイクル及び１回目～Ｎ回目の読出しサイクルを以下に説明するように実行する。ここで、Ｎは、予め定められた最大の電荷転送サイクルの順番を示す数値である。以下、読出しサイクルの順番を示すインデックスとして、記号「ｎ」を用いる。
　信号処理部１６ａは、ｎ回目の電荷転送サイクルの第１の転送期間Ｔ１において第１の転送電極ＴＸ１にＨｉｇｈレベルの電圧信号ＶＴＸ１が与えられるよう、デジタル信号をセンサ部１４に与える。これにより、第１の転送期間Ｔ１においては、第１の転送電極ＴＸ１の下方の半導体領域、すなわち、光感応領域と第１の蓄積領域ｆｄ１との間の半導体領域のポテンシャルが下がるので、光感応領域から第１の蓄積領域ｆｄ１に電荷が転送される。信号処理部１６ａは、ｎ回目の電荷転送サイクルの第２の転送期間Ｔ２内に第２の転送電極ＴＸ２にＨｉｇｈレベルの電圧信号ＶＴＸ２が与えられるよう、デジタル信号をセンサ部１４に与える。これにより、第２の転送期間Ｔ２においては、第２の転送電極ＴＸ２の下方の半導体領域、すなわち、光感応領域と第２の蓄積領域ｆｄ２との間の半導体領域のポテンシャルが下がるので、光感応領域から第２の蓄積領域ｆｄ２に電荷が転送される。
　非発光フレーム期間の第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２は、後述する発光フレーム期間の第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２と同様に、設定されている。非発光フレーム期間の各電荷転送サイクルにおける第１の転送期間Ｔ１の合計長さと、発光フレーム期間の各電荷転送サイクルにおける第１の転送期間Ｔ１の合計長さとは同じである。非発光フレーム期間の各電荷転送サイクルにおける第２の転送期間Ｔ２の合計長さと、発光フレーム期間の各電荷転送サイクルにおける第２の転送期間Ｔ２の合計長さとは同じである。
　本実施形態においては、第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２の間、信号処理部１６ａは、第３の転送電極ＴＸ３にＬｏｗレベルの電圧信号ＶＴＸ３が与えられるよう、デジタル信号をセンサ部１４に与える。したがって、第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２の間には、光感応領域と半導体領域ＳＲ３との間の半導体領域のポテンシャルは高いままで維持されるので、光感応領域に発生した電荷は、半導体領域ＳＲ３には転送されない。一方、第３の転送電極ＴＸ３には、第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２以外の期間に、Ｈｉｇｈレベルの電圧信号ＶＴＸ３が与えられる。したがって、第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２以外の期間では、光感応領域に発生した電荷は半導体領域ＳＲ３に転送され、除去される。
　次いで、信号処理部１６ａは、ｎ回目の電荷転送サイクルの終了時点とｎ＋１回目の電荷転送サイクルの開始時点との間の時点にサンプリングパルス信号ＳｓａｍｐをスイッチＳＷ１０及びスイッチＳＷ１２に与える。これにより、複数の電荷転送サイクルと交互の時点に第１の蓄積領域ｆｄ１に蓄積されている電荷量に対応する電圧が第１のサンプルホールド回路ＳＨ１に保持され、当該時点に第２の蓄積領域ｆｄ２に蓄積されている電荷量に対応する電圧が第２のサンプルホールド回路ＳＨ２に保持される。次いで、信号処理部１６ａは、ｎ回目の読出しサイクルにおいて、水平シフトレジスタから読み出しパルス信号ＳｒｅａｄがスイッチＳＷ１及びＳＷ２に与えられるよう、水平シフトレジスタ群ＨＳＧにスタート信号及びクロック信号を与える。これにより、処理部１６は、第１の読出し値Ｄ１（ｎ）及び第２の読出し値Ｄ２（ｎ）をセンサ部１４から取得する。
　処理部１６は、第１の読出し値Ｄ１（０，…，Ｎ）及び第２の読出し値Ｄ２（０，…，Ｎ）をセンサ部１４から取得して、これら読出し値をメモリ１６ｂに記憶する。非発光フレーム期間の電荷転送サイクルにおいては、処理部１６は光源部１２に変調光を放出させない。したがって、非発光フレーム期間において得られる第１の読出し値Ｄ１（０，…，Ｎ）及び第２の読出し値Ｄ２（０，…，Ｎ）は、背景光等のノイズ成分のみを反映している。これら、第１の読出し値Ｄ１（０，…，Ｎ）及び第２の読出し値Ｄ２（１，…，Ｎ）は、後に発光フレーム期間に取得される第１の読出し値Ｑ１（０，…，Ｎ）及び第２の読出し値Ｑ２０１，…，Ｎ）から、背景光等のノイズ成分を除去するために、減算される。
　次に、処理部１６の信号処理部１６ａは、第１のリセットスイッチＲＳ１及び第２のＲＳ２にリセットパルス信号Ｓｒｅｓを与えて、第１の蓄積領域ｆｄ１及び第２の蓄積領域ｆｄ２をリセット電位Ｖｒに接続する。これにより、第１の蓄積領域ｆｄ１に蓄積された電荷及び第２の蓄積領域ｆｄ２に蓄積された電荷がリセットされ（図７中、Ｓ１２）、次のフレーム期間Ｔｆである発光フレーム期間が開始される。発光フレーム期間の電荷転送サイクルにおいては、光源部１２に信号処理部１６ａから駆動パルス信号が与えられ、光源部１２が所定のタイミングで変調光を放出する。
　発光フレーム期間においては、処理部１６は、第１の読出し値Ｑ１（０）及び第２の読出し値Ｑ２（０）をセンサ部１４から取得して、当該第１の読出し値Ｑ１（０）及び第２の読出し値Ｑ２（０）を、第１の読出し値及び第２の読出し値の初期値として、メモリ１６ｂに記憶する（図７中、Ｓ１３）。
　具体的に、信号処理部１６ａは、初回の電荷転送サイクルＣｙの開始前にサンプリングパルス信号ＳｓａｍｐをスイッチＳＷ１０及びスイッチＳＷ１２に与える。これにより、初回の電荷転送サイクルより前の時点に第１の蓄積領域ｆｄ１に蓄積されている電荷量に対応する電圧が第１のサンプルホールド回路ＳＨ１に保持され、当該時点に第２の蓄積領域ｆｄ２に蓄積されている電荷量に対応する電圧が第２のサンプルホールド回路ＳＨ２に保持される。
　次いで、信号処理部１６ａは、水平シフトレジスタから読み出しパルス信号ＳｒｅａｄがスイッチＳＷ１及びＳＷ２に与えられるよう、水平シフトレジスタ群ＨＳＧにスタート信号及びクロック信号を送出する。これにより、処理部１６は、第１の読出し値Ｑ１（０）及び第２の読出し値Ｑ２（０）をセンサ部１４から取得する。すなわち、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙにおいて蓄積された電荷は、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙの終了時点とｎ＋１回目の電荷転送サイクルＣｙの開始時点との間の読出しサイクルにて読み出される。
　第１の読出し値Ｑ１（０）及び第２の読出し値Ｑ２（０）は、最初のサンプリングパルス信号Ｓｓａｍｐの出力時点、すなわち、初回の電荷転送サイクルの前の時点に、第１の蓄積領域ｆｄ１に蓄積されている電荷量及び第２の蓄積領域ｆｄ２に蓄積されている電荷量にそれぞれ対応している。したがって、第１の読出し値Ｑ１（０）及び第２の読出し値Ｑ２（０）は、光源部１２からの変調光が対象物から反射することにより発生する信号光成分を反映していない。
　次いで、信号処理部１６ａは、ｎを１にセットして（図７中、Ｓ１４）、１回目～Ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙ及び１回目～Ｎ回目の読出しサイクルを以下に説明するように試みる。読出し期間（連続する二つのサンプリングパルス信号Ｓｓａｍｐの間の期間）は、電荷転送サイクルＣｙと読出しサイクルとを含んでいる。
　まず、信号処理部１６ａは、図８も示されるように、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙにおいて、光源部１２に一以上の駆動パルス信号ＳＬを与えて、光源部１２から変調光を駆動パルス信号ＳＬの数と同じ回数放出させる（図７中、Ｓ１５）。すなわち、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙでは、光源部１２からの変調光の放出期間の数ｍは、一以上である。各放出期間の時間長は、図９にも示されるように、Ｔ０である。
　信号処理部１６ａは、図９も示されるように、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙの第１の転送期間Ｔ１内に第１の転送電極ＴＸ１にＨｉｇｈレベルの電圧信号ＶＴＸ１が与えられるよう、デジタル信号をセンサ部１４に与える。信号処理部１６ａは、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙの第２の転送期間Ｔ２内に第２の転送電極ＴＸ２にＨｉｇｈレベルの電圧信号ＶＴＸ２が与えられるよう、デジタル信号をセンサ部１４に与える。
　第１の転送期間Ｔ１は、駆動パルス信号ＳＬと同期している。すなわち、駆動パルス信号ＳＬの立ち上がりタイミングと電圧信号ＶＴＸ１の立ち上がりのタイミングとは、略同期している。駆動パルス信号ＳＬの持続時間Ｔ０と第１の転送期間Ｔ１とは、略同一の時間長である。
　第２の転送期間Ｔ２は、第１の転送期間Ｔ１と位相反転している。すなわち、各電荷転送サイクルＣｙにおいて、第２の転送期間Ｔ２の位相は、第１の転送期間Ｔ１の位相から１８０度遅れている。より具体的には、電圧信号ＶＴＸ１の立ち下がりタイミングと電圧信号ＶＴＸ２の立ち上がりタイミングとは、略同期している。第１の転送期間Ｔ１と第２の転送期間Ｔ２とは、略同一の時間長である。
　本実施形態においては、第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２の間、信号処理部１６ａは、第３の転送電極ＴＸ３にＬｏｗレベルの電圧信号ＶＴＸ３が与えられるよう、デジタル信号をセンサ部１４に与える。第３の転送電極ＴＸ３には、第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２以外の期間に、Ｈｉｇｈレベルの電圧信号ＶＴＸ３が与えられる。したがって、第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２においては、光感応領域への入射光に応じた電荷は半導体領域ＳＲ３に転送されない。しかしながら、第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２以外の期間では、光感応領域に発生した電荷は半導体領域ＳＲ３に転送されて、除去される。
　上述したように、各回の変調光の放出期間に同期して第１の転送期間Ｔ１が設けられており、第１の転送期間Ｔ１と位相反転した第２の転送期間Ｔ２が設けられている。したがって、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙには、駆動パルス信号ＳＬの数と同じ数の第１の転送期間Ｔ１と、駆動パルス信号ＳＬの数と同じ数の第２の転送期間Ｔ２とが設けられている。ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙにおいて、第１の蓄積領域ｆｄ１に電荷を蓄積させる時間長は、第１の転送期間Ｔ１（時間Ｔ０）と駆動パルス信号ＳＬの回数（放出期間の回数）との積である。ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙにおいて、第２の蓄積領域ｆｄ２に電荷を蓄積させる時間長は、第２の転送期間Ｔ２（時間Ｔ０）と駆動パルス信号ＳＬの回数（放出期間の回数）との積である。
　次いで、信号処理部１６ａは、第１の読出し値Ｑ１（ｎ）及び第２の読出し値Ｑ２（ｎ）をセンサ部１４から取得して、当該第１の読出し値Ｑ１（ｎ）及び第２の読出し値Ｑ２（ｎ）をメモリ１６ｂに記憶する（図７中、Ｓ１６）。
　具体的に、信号処理部１６ａは、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙの終了時点とｎ＋１回目の電荷転送サイクルＣｙの開始時点との間に、サンプリングパルス信号ＳｓａｍｐをスイッチＳＷ１０及びスイッチＳＷ１２に与える。これにより、複数の電荷転送サイクルＣｙと交互の時点に第１の蓄積領域ｆｄ１に蓄積されている電荷量に対応する電圧が第１のサンプルホールド回路ＳＨ１に保持され、当該時点に第２の蓄積領域ｆｄ２に蓄積されている電荷量に対応する電圧が第２のサンプルホールド回路ＳＨ２に保持される。
　次いで、信号処理部１６ａは、ｎ回目の読出しサイクルにおいて、水平シフトレジスタから読み出しパルス信号ＳｒｅａｄがスイッチＳＷ１及びＳＷ２に与えられるよう、水平シフトレジスタ群ＨＳＧにスタート信号及びクロック信号を与える。これにより、処理部１６は、第１の読出し値Ｑ１（ｎ）及び第２の読出し値Ｑ２（ｎ）をセンサ部１４から取得する。すなわち、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙにおいて蓄積された電荷は、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙの終了時点とｎ＋１回目の電荷転送サイクルＣｙの開始時点との間の読出しサイクルにて読み出される。第１の読出し値Ｑ１（ｎ）は、ｎ回目の電荷転送サイクルＣｙの終了時とｎ＋１回目の電荷転送サイクルＣｙの開始時との間の時点に、第１の蓄積領域ｆｄ１に蓄積されている電荷量に対応した値であり、第２の読出し値Ｑ２（ｎ）は、当該時点に第２の蓄積領域ｆｄ２に蓄積されている電荷量に対応した値である。
　次いで、信号処理部１６ａは、第１の差分値ｋ１（ｎ）及び第２の差分値ｋ２（ｎ）を求める（図７中、Ｓ１７）。第１の差分値ｋ１（ｎ）は、ｎ回目の読出しサイクルの第１の読出し値Ｑ１（ｎ）からｎ－１回目の読出しサイクルの第１の読出し値Ｑ１（ｎ－１）を減算することにより求められる。第２の差分値ｋ２（ｎ）は、ｎ回目の読出しサイクルの第２の読出し値Ｑ２（ｎ）からｎ－１回目の読出しサイクルの第２の読出し値Ｑ２（ｎ－１）を減算することにより求められる。
　次いで、信号処理部１６ａは、予測値Ｑ１（ｎ＋１）及び予測値Ｑ２（ｎ＋１）を求める（図７中、Ｓ１８）。予測値Ｑ１（ｎ＋１）は、ｎ回目の読出しサイクルの第１の読出し値Ｑ１（ｎ）に第１の差分値ｋ１（ｎ）を加算することにより、求められる。予測値Ｑ２（ｎ＋１）は、ｎ回目の読出しサイクルの第２の読出し値Ｑ２（ｎ）に第２の差分値ｋ２（ｎ）を加算することにより、求められる。予測値Ｑ１（ｎ＋１）は、ｎ＋１回目の読出しサイクルの第１の読出し値の予測値であり、予測値Ｑ２（ｎ＋１）は、ｎ＋１回目の読出しサイクルの第２の読出し値の予測値である。
　次いで、信号処理部１６ａは、第１の予測値Ｑ１（ｎ＋１）及び第２の予測値Ｑ２（ｎ＋１）を所定の閾値Ｑｔｈと比較する（図７中、Ｓ１９）。本実施形態においては、閾値Ｑｔｈは、第１の蓄積領域ｆｄ１の飽和蓄積容量に対応する第１の読出し値以上であり、かつ、第２の蓄積領域ｆｄ２の飽和蓄積容量に対応する第２の読出し値以上の値であるように設定されている。第１の予測値Ｑ１（ｎ＋１）が閾値Ｑｔｈ以上であり、かつ、第２の予測値Ｑ２（ｎ＋１）が閾値Ｑｔｈ以上である場合には、Ｓ１９での処理の判定結果は「Ｎｏ」となり、信号処理部１６ａの処理はＳ２０の処理に進む。Ｓ２０での処理では、ｎがＮ以上であるか否かがテストされる。Ｓ２０での処理においてｎがＮより小さい場合には、信号処理部１６ａは、ｎの値を１だけ増分し（図７中、Ｓ２１）、Ｓ１５からの処理を繰り返す。一方、Ｓ２０での処理においてｎがＮ以上である場合には、信号処理部１６ａの処理はＳ２２に進む。
　Ｓ１９での処理（比較）の結果、第１の予測値Ｑ１（ｎ＋１）又は第２の予測値Ｑ２（ｎ＋１）が閾値Ｑｔｈを超える、すなわち、閾値よりも小さい場合には、信号処理部１６ａの処理はＳ２２に進む。したがって、処理部１６は、第１の予測値Ｑ１（ｎ＋１）又は第２の予測値Ｑ２（ｎ＋１）が閾値Ｑｔｈを超える場合には、ｎ＋１回目以降の読出しサイクルを停止する。すなわち、信号処理部１６ａは、ｎ＋１回目以降の読出しサイクルにおける第１の読出し値及び第２の読出し値のセンサ部１４からの取得、及びｎ＋１回目以降の読出しサイクルにおける第１の読出し値及び第２の読出し値のメモリ１６ｂへの記憶を停止する。
　閾値Ｑｔｈが、第１の蓄積領域ｆｄ１の飽和蓄積容量に対応する第１の読出し値及び第２の蓄積領域ｆｄ２の飽和蓄積容量に対応する第２の読出し値のうち大きい方の読出し値と同値である場合には、処理部１６は、第１の蓄積領域ｆｄ１の飽和蓄積容量に対応する読出し値を超えない範囲の第１の読出し値Ｑ１（ｎ）を取得することができ、処理部１６は、第２の蓄積領域ｆｄ２の飽和蓄積容量に対応する読出し値を超えない範囲の第２の読出し値Ｑ２（ｎ）を取得することができる。その結果、測定距離のダイナミックレンジが向上され得る。また、距離の測定精度が向上される。更に、信号処理部１６ａのＳ２２での処理以後の演算を早期に開始することも可能である。
　本実施形態においては、閾値Ｑｔｈは、第１の蓄積領域ｆｄ１の飽和蓄積容量に対応する第１の読出し値及び第２の蓄積領域ｆｄ２の飽和蓄積容量に対応する第２の読出し値のうち大きい方の読出し値よりも大きな値に設定されていてもよい。この実施形態によれば、第１の蓄積領域ｆｄ１及び第２の蓄積領域ｆｄ２それぞれの蓄積電荷量と入射光量との関係の線形性が優れた範囲で、センサ部１４を利用することができる。したがって、距離の測定精度がより向上される。
　次に、信号処理部１６ａは、第１の推定値Ｑ１ｅｓｔ及び第２の推定値Ｑ２ｅｓｔを求める（図７中、Ｓ２２）。具体的には、信号処理部１６ａは、最終の読出しサイクルであるｎ回目の読出しサイクルまでの第１の読出し値Ｑ１（０）～Ｑ１（ｎ）に基づく近似式を作成し、当該近似式を用いて第１の読出し値Ｑ１の補正値Ｑ１ｃｏｒｒを算出する。そして、信号処理部１６ａは、下記の式（１）に示されるように、第１の読出し値Ｑ１の補正値Ｑ１ｃｏｒｒと第１の読出し値Ｑ１（０）との和から読出し値Ｄ１（ｎ）を減算することにより、第１の推定値Ｑ１ｅｓｔを算出する。
＜式（１）＞
Ｑ１ｅｓｔ＝Ｑ１ｃｏｒｒ＋Ｑ１（０）－Ｄ１（ｎ）
　同様に、信号処理部１６ａは、最終の読出しサイクルであるｎ回目の読出しサイクルまでの第２の読出し値Ｑ２（０）～Ｑ２（ｎ）に基づく近似式を作成し、当該近似式を用いて第２の読出し値Ｑ２の補正値Ｑ２ｃｏｒｒを算出する。そして、信号処理部１６ａは、下記の式（２）に示されるように、第２の読出し値Ｑ２の補正値Ｑ２ｃｏｒｒと第２の読出し値Ｑ２（０）との和から読出し値Ｄ２（ｎ）を減算することにより、第２の推定値Ｑ２ｅｓｔを算出する。
＜式（２）＞
Ｑ２ｅｓｔ＝Ｑ２ｃｏｒｒ＋Ｑ２（０）－Ｄ２（ｎ）
　本実施形態においては、第１の読出し値Ｑ１の補正値Ｑ１ｃｏｒｒは、ｎ回目の読出しサイクルの第１の読出し値Ｑ１（ｎ）の補正値であり、第２の読出し値Ｑ２の補正値Ｑ２ｃｏｒｒは、ｎ回目のサイクルの第２の読出し値Ｑ２（ｎ）の補正値である。補正値Ｑ１ｃｏｒｒ及びＱ２Ｃｏｒｒは、近似式の出力として得られる補正値であれば、対応する読出しサイクルの番号は限定されるものではない。
　近似式は、たとえば、最小自乗法に基づいて作成される。近似式は、その他の公知の近似式の作成方法が用いられてもよい。信号処理部１６ａは、読出し値Ｄ１（０）～Ｄ１（ｎ）に基づく近似式を用いて、読出し値Ｄ１の補正値を算出し、当該読出し値Ｄ１の補正値を第１の読出し値Ｑ１の補正値Ｑ１ｃｏｒｒと第１の読出し値Ｑ１（０）との和から減算して、第１の推定値Ｑ１ｅｓｔを算出してもよい。読出し値Ｄ１の補正値及び読出し値Ｑ１の補正値Ｑ１ｃｏｒｒは、同じ順番の読出しサイクルの読出し値Ｄ１の補正値及び読出し値Ｑ１の補正値である。同様に、信号処理部１６ａは、読出し値Ｄ２（０）～Ｄ２（ｎ）に基づく近似式を用いて読出し値Ｄ２の補正値を算出し、当該読出し値Ｄ２の補正値を第２の読出し値Ｑ２の補正値Ｑ２ｃｏｒｒと第２の読出し値Ｑ２（０）との和から減算して、第２の推定値Ｑ２ｅｓｔを算出してもよい。読出し値Ｄ２の補正値及び読出し値Ｑ２の補正値Ｑ２ｃｏｒｒは、同じ順番の読出しサイクルの読出し値Ｄ２の補正値及び読出し値Ｑ２の補正値である。
　第１の推定値Ｑ１ｅｓｔは、近似式を用いて算出した第１の読出し値の補正値と第１の読出し値Ｑ１（０）との和から別のフレーム期間において求めた背景光等のノイズ成分に対応する第１の読出し値を減算した値である。第２の推定値Ｑ２ｅｓｔは、近似式を用いて算出した第２の読出し値の補正値と第１の読出し値Ｑ１（０）との和から別のフレーム期間において求めた背景光等のノイズ成分に対応する第２の読出し値を減算した値である。したがって、最終の読出しサイクルまでに取得される第１の読出し値及び第２の読出し値の一部が外乱などにより変動しても、近似式に基づく第１の推定値Ｑ１ｅｓｔ及び第２の推定値Ｑ２ｅｓｔでは、変動を含む読出し値の影響が低減される。第１の推定値Ｑ１ｅｓｔ及び第２の推定値Ｑ２ｅｓｔでは、背景光などのノイズの影響が低減される。
　次いで、信号処理部１６ａは、距離を算出する（図７中、Ｓ２３）。具体的には、信号処理部１６ａは、下記の式（３）の演算により、距離Ｌを算出する。
＜式（３）＞
Ｌ＝（１／２）×ｃ×Ｔ０×｛Ｑ２ｅｓｔ×α／（Ｑ１ｅｓｔ＋Ｑ２ｅｓｔ×α）｝
ｃは、光速である。αは、同量の入射光が第１の転送期間Ｔ１及び第２の転送期間Ｔ２に光感応領域に入射したときの第１の読出し値と第２の読出し値の比である。このように、信号処理部１６ａは、第１の蓄積領域ｆｄ１の蓄積電荷量に基づく第１の推定値Ｑ１ｅｓｔと第２の蓄積領域ｆｄ２の蓄積電荷量に基づく第２の推定値Ｑ２ｅｓｔの比により、対象物に対する距離を高精度に算出する。本実施形態においては、信号処理部１６ａは、各画素について算出した距離に応じた濃淡値を有する１行の距離画像を出力する。本実施形態においては、信号処理部１６ａはフレーム期間Ｔｆごとに距離画像を更新するよう、図７～図９を用いて説明した制御及び演算を繰り返してもよい。
　ところで、信号処理部１６ａは、図８に示されるように、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍを一つのフレーム期間Ｔｆ内で増加させている。具体的には、信号処理部１６ａは、放出期間の周期を短くすることにより、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍを増加させている。すなわち、信号処理部１６ａは、放出期間の周期を短くすることにより、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍを多くしている。信号処理部１６ａは、放出期間の周期を長くすることにより、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍを少なくしている。
　一つのフレーム期間Ｔｆの初期での放出期間の周期は、一つのフレーム期間Ｔｆの後期での放出期間の周期に比して長い。すなわち、一つのフレーム期間Ｔｆの後期での放出期間の周期は、一つのフレーム期間Ｔｆの初期での放出期間の周期に比して短い。放出期間の周期は、一つのフレーム期間Ｔｆ内において、単調減少している。本明細書では、「単調減少している」は増加傾向とならないことを意味し、広義の単調減少を意味する。一つのフレーム期間Ｔｆ内において、読出し期間の長さは一定であり、電荷転送サイクルＣｙの期間は変化していない。
　信号処理部１６ａは、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍを段階的に増加させている。たとえば、一つのフレーム期間Ｔｆの初期では、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍは、「２」であり、一つのフレーム期間Ｔｆの後期では、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の回数は、「Ｍ」である。すなわち、信号処理部１６ａは、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数を二段階で増加させている。ここで、Ｍは、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数の最大値として、予め定められた数値である。
　電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍは、一つのフレーム期間Ｔｆ内において、単調増加している。本明細書では、「単調増加している」は減少傾向とならないことを意味し、広義の単調増加を意味する。
　本実施形態の距離測定装置１０では、一つのフレーム期間Ｔｆの初期では、一つのフレーム期間Ｔｆの後期に比べて、放出期間の周期を長いことにより、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍが少ない。このため、センサ１８の画素ユニットＰ（ｊ）に入射する反射光の強度が強い場合（たとえば、対象物が近距離に位置している場合、あるいは対象物の反射率が高い場合など）でも、一つのフレーム期間Ｔｆの初期において、蓄積される信号電荷の飽和が生じ難い。したがって、距離測定装置１０では、適切な距離測定が行われる。
　一つのフレーム期間Ｔｆの後期では、一つのフレーム期間Ｔｆの初期に比べて、放出期間の周期を短いことにより、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍが多い。このため、センサ１８の画素ユニットＰ（ｊ）に入射する反射光の強度が低い場合（たとえば、対象物が遠距離に位置している場合、あるいは対象物の反射率が低い場合など）でも、蓄積される信号電荷の不足が抑制される。したがって、距離測定装置１０では、適切な距離測定が行われる。
　以上のことから、本実施形態の距離測定装置１０によれば、一つのフレーム期間Ｔｆを変更することなく、反射光の強度のダイナミックレンジを拡大することができる。
　信号処理部１６ａは、図１０に示されるように、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍを３段階以上で増加させていてもよい。また、信号処理部１６ａは、図１１に示されるように、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍを「１」から「Ｍ」まで徐々に増加させていてもよい。いずれの場合も、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍは、一つのフレーム期間Ｔｆ内において、単調増加している。
　信号処理部１６ａは、図１２に示されるように、読出し期間の長さを長くして、電荷転送サイクルＣｙの期間を長くすることにより、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍを増加させていてもよい。すなわち、信号処理部１６ａは、読出し期間の長さを短くして、電荷転送サイクルＣｙの期間を短くすることにより、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍを少なくし、電荷転送サイクルＣｙの期間を長くすることにより、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍを多くしている。
　一つのフレーム期間Ｔｆの初期での電荷転送サイクルＣｙの期間は、一つのフレーム期間Ｔｆの後期での電荷転送サイクルＣｙの期間に比して短い。すなわち、一つのフレーム期間Ｔｆの後期での電荷転送サイクルＣｙの期間は、一つのフレーム期間Ｔｆの初期での電荷転送サイクルＣｙの期間に比して長い。電荷転送サイクルＣｙの期間は、一つのフレーム期間Ｔｆ内において、単調増加している。放出期間の周期は、一つのフレーム期間Ｔｆ内において、変化していない。
　図１２に示された例では、信号処理部１６ａは、電荷転送サイクルＣｙの期間を二段階で長くしている。たとえば、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍは、「３」であり、一つのフレーム期間Ｔｆの後期では、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の回数は、「Ｍ」である。電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍは、一つのフレーム期間Ｔｆ内において、単調増加している。
　本実施形態の距離測定装置１０では、一つのフレーム期間Ｔｆの初期では、一つのフレーム期間Ｔｆの後期に比べて、電荷転送サイクルＣｙの期間が短いことにより、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍが少ない。このため、センサ１８の画素ユニットＰ（ｊ）に入射する反射光の強度が強い場合（たとえば、対象物が近距離に位置している場合、あるいは対象物の反射率が高い場合など）でも、一つのフレーム期間Ｔｆの初期において、蓄積される信号電荷の飽和が生じ難い。したがって、距離測定装置１０では、適切な距離測定が行われる。
　一つのフレーム期間Ｔｆの後期では、一つのフレーム期間Ｔｆの初期に比べて、電荷転送サイクルＣｙの期間が長いことにより、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍが多い。このため、センサ１８の画素ユニットＰ（ｊ）に入射する反射光の強度が低い場合（たとえば、対象物が遠距離に位置している場合、あるいは対象物の反射率が低い場合など）でも、蓄積される信号電荷の不足が抑制される。したがって、距離測定装置１０では、適切な距離測定が行われる。
　信号処理部１６ａは、図１３に示されるように、電荷転送サイクルＣｙの期間を３段階以上で長くしていてもよい。この場合、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍが３段階以上で増加する。また、信号処理部１６ａは、図１４に示されるように、電荷転送サイクルＣｙの期間を徐々に長くしていてもよい。この場合、たとえば、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍが「１」から「Ｍ」まで徐々に増加する。いずれの場合も、電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍは、一つのフレーム期間Ｔｆ内において、単調増加している。
　続いて、図１５及び図１６を参照して、別の実施形態について説明する。図１５は、別の実施形態に係るセンサの一例を示す図である。図１６は、別の実施形態に係るセンサ部の一つの画素ユニットと当該画素ユニット用の対応のサンプルホールド回路の回路図である。
　距離測定装置１０は、センサ１８に代えて、図１５に示されるセンサ１８Ａを有していてもよい。センサ１８Ａは、Ｉ×Ｊ個の画素ユニットＰ（ｉ，ｊ）を有する撮像領域ＩＲを有している。ここで、ｉは１～Ｉの整数であり、ｊは１～Ｊの整数であり、Ｉ及びＪは２以上の整数である。Ｉ×Ｊ個の画素ユニットＰ（ｉ，ｊ）は、Ｉ行Ｊ列に配列されている。撮像領域ＩＲには、画素ユニットの各列用の二つの垂直信号ラインＶ１（ｊ）及びＶ２（ｊ）が設けられている。
　図１６に示されるように、センサ１８Ａの画素ユニットＰ（ｉ，ｊ）の電荷－電圧変換回路Ａ１の出力には、スイッチＳＷ２０が接続されている。スイッチＳＷ２０は、対応の垂直信号ラインＶ１（ｊ）を介して対応の第１のサンプルホールド回路ＳＨ１のスイッチＳＷ１０に接続されている。画素ユニットＰ（ｉ，ｊ）の電荷－電圧変換回路Ａ２の出力には、スイッチＳＷ２２が接続されている。スイッチＳＷ２２は、対応の垂直信号ラインＶ２（ｊ）を介して対応の第２のサンプルホールド回路ＳＨ２のスイッチＳＷ１２に接続されている。
　センサ１８Ａは、更に垂直シフトレジスタ群ＶＳＧを有している。垂直シフトレジスタ群ＶＳＧは、垂直方向に配列された複数の垂直シフトレジスタを含んでいる。各垂直シフトレジスタは、たとえばフリップフロップを含んでいる。配列方向において一端に設けられた垂直シフトレジスタには、信号処理部１６ａからスタート信号が与えられる。全ての垂直シフトレジスタには、信号処理部１６ａからクロック信号が与えられる。垂直シフトレジスタ群ＶＳＧは、スタート信号及びクロック信号を受けると、複数の画素ユニットＰ（ｉ，ｊ）のスイッチＳＷ２０及びスイッチＳＷ２２に、行選択信号を行順に順次与える。
　これにより、各列の複数の画素ユニット（ｉ，ｊ）の電荷－電圧変換回路Ａ１及びＡ２の出力は、対応の垂直信号ラインＶ１（ｊ）及びＶ２（ｊ）に順次接続されて、複数の画素ユニットＰ（ｉ，ｊ）の出力電圧が、対応のサンプルホールド回路ＳＨ１及びＳＨ２に、行順に順次保持される。各行内の複数の画素ユニット（ｊ，ｉ）の出力電圧が対応のサンプルホールド回路ＳＨ１及びＳＨ２に保持されると、サンプルホールド回路ＳＨ１及びＳＨ２に保持された電圧は、水平シフトレジスタ群ＨＳＧから与えられる読み出しパルス信号により、信号ラインＨ１及びＨ２に列順に順次結合される。そして、図７で説明した演算を各画素ユニットについて行うことにより、信号処理部１６ａは二次元の距離画像を形成することができる。
　以上、本発明の実施形態について説明してきたが、本発明は必ずしも上述した実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で様々な変更が可能である。
　たとえば、図１５に示された実施形態では、画素ユニットの列ごとに対応のサンプルホールド回路ＳＨ１及びＳＨ２が設けられているが、画素ユニットごとに対応のサンプルホールド回路ＳＨ１及びＳＨ２が設けられていてもよい。撮像領域ＩＲの画素ユニットの個数は、一つであってもよい。
　電荷転送サイクルＣｙ一回あたりの放出期間の数ｍは、図８及び図１０～図１４に示された値に限定されない。
　各画素ユニットＰ（１）～Ｐ（Ｊ）は、本願出願人による特開２０１３－１７８１２１号公報及び特開２０１３－２０６９０３号公報などに記載されているように、二つの光感応領域（第１の光感応領域と第２の光感応領域）を有していてもよい。この場合、第１の蓄積領域が第１の光感応領域で発生した電荷を蓄積し、第２の蓄積領域が第２の光感応領域で発生した電荷を蓄積する。第１の転送電極は、第１の光感応領域と第１の蓄積領域との間に設けられる。第２の転送電極は、第２の光感応領域と第２の蓄積領域との間に設けられる。
　各画素ユニットＰ（１）～Ｐ（Ｊ）が有する光感応領域、蓄積領域、及び転送電極は、上述した特開２０１３－１７８１２１号公報及び特開２０１３－２０６９０３号公報などに記載されているように、それぞれ「１」であってもよい。この場合、転送電極に印加される電圧信号は、所定のタイミンクで間欠的に位相シフトが与えられている。たとえば、上記電圧信号は、１８０度のタイミングで１８０度の位相シフトが与えられている。転送電極に印加される電圧信号は、０度のタイミングで駆動パルス信号ＳＬに同期し、１８０度のタイミングで駆動パルス信号ＳＬに１８０度の位相差を有している。すなわち、０度のタイミングと１８０度のタイミングとにおいて、蓄積領域に蓄積された電荷が読み出される。
　本発明は、ＴＯＦ法に基づく距離測定装置に利用することができる。
１０…距離測定装置、１２…光源部、１４…センサ部、１６…処理部、１６ａ…信号処理部、１８…センサ、Ｃｙ…電荷転送サイクル、ｆｄ１…第１の蓄積領域、ｆｄ２…第２の蓄積領域、ＰＧ…フォトゲート電極、ＲＳ１…第１のリセットスイッチ、ＲＳ２…第２のリセットスイッチ、Ｔ１…第１の転送期間、Ｔ２…第２の転送期間、Ｔｆ…フレーム期間、ＴＸ１…第１の転送電極、ＴＸ２…第２の転送電極、Ｖｒ…リセット電位。

Claims (8)

  1. 　飛行時間法により対象物に対する距離を求める距離測定装置であって、
    　変調光を放出する光源部と、
    　入射光に応じて電荷を発生する光感応領域、前記光感応領域で発生した電荷を蓄積する蓄積領域、前記光感応領域と前記蓄積領域との間に設けられた転送電極、及び、前記蓄積領域とリセット電位との間に設けられたリセットスイッチを有するセンサ部と、
    　前記変調光の放出タイミング及び前記センサ部を制御して、距離を算出する処理部と、を備え、
    　前記処理部は、
    　　前記リセットスイッチを制御して前記蓄積領域を前記リセット電位に接続してから当該蓄積領域を次に前記リセット電位に接続するまでのフレーム期間内の複数の電荷転送サイクルにおいて、一以上の放出期間に前記光源部に前記変調光を放出させ、かつ、前記電荷転送サイクル一回あたりの前記放出期間の数を一つの前記フレーム期間内で増加させ、
    　　前記一以上の放出期間に同期した一以上の転送期間に前記転送電極に与える電圧を制御して前記光感応領域で発生した電荷を前記蓄積領域に蓄積させ、
    　　前記複数の電荷転送サイクルのそれぞれに対応する複数の読出しサイクルにおいて、前記複数の電荷転送サイクルと交互の時点に前記蓄積領域に蓄積されている電荷量に応じた複数の読出し値を前記センサ部から取得し、
    　　前記複数の読出し値に基づいて、距離を算出する。
  2. 　請求項１に記載の距離測定装置であって、
    　前記処理部は、放出期間の周期を短くすることにより、前記電荷転送サイクル一回あたりの前記放出期間の数を増加させる。
  3. 　請求項１に記載の距離測定装置であって、
    　前記処理部は、電荷転送サイクルの期間を長くすることにより、前記電荷転送サイクル一回あたりの前記放出期間の数を増加させる。
  4. 　請求項１～３のいずれか一項に記載の距離測定装置であって、
    　前記処理部は、前記電荷転送サイクル一回あたりの前記放出期間の数を段階的に増加させる。
  5. 　請求項１～３のいずれか一項に記載の距離測定装置であって、
    　前記処理部は、前記電荷転送サイクル一回あたりの前記放出期間の数を徐々に増加させる。
  6. 　請求項１～５のいずれか一項に記載の距離測定装置であって、
    　前記センサ部は、
    　　前記蓄積領域として、第１の蓄積領域及び第２の蓄積領域を含み、
    　　前記転送電極として、前記光感応領域と前記第１の蓄積領域との間に設けられた第１の転送電極、及び、前記光感応領域と前記第２の蓄積領域との間に設けられた第２の転送電極を含み、
    　　前記リセットスイッチとして、前記第１の蓄積領域とリセット電位との間に設けられた第１のリセットスイッチ、及び、前記第２の蓄積領域とリセット電位との間に設けられた第２のリセットスイッチを含み、
    　前記処理部は、
    　　前記第１のリセットスイッチ及び前記第２のリセットスイッチを制御して前記第１の蓄積領域及び前記第２の蓄積領域を前記リセット電位に接続してから当該第１の蓄積領域及び当該第２の蓄積領域を次に前記リセット電位に接続するまでのフレーム期間内の複数の電荷転送サイクルにおいて、前記一以上の放出期間に同期した一以上の第１の転送期間に前記第１の転送電極に与える電圧を制御して前記光感応領域で発生した電荷を前記第１の蓄積領域に蓄積させ、前記一以上の第１の転送期間と位相反転した一以上の第２の転送期間に前記第２の転送電極に与える電圧を制御して前記光感応領域で発生した電荷を前記第２の蓄積領域に蓄積させ、
    　　前記複数の電荷転送サイクルのそれぞれに対応する複数の読出しサイクルにおいて、前記複数の電荷転送サイクルと交互の時点に前記第１の蓄積領域に蓄積されている電荷量に応じた複数の第１の読出し値及び当該時点に前記第２の蓄積領域に蓄積されている電荷量に応じた複数の第２の読出し値を、前記センサ部から取得し、
    　　前記複数の第１の読出し値及び前記複数の第２の読出し値に基づいて、距離を算出する。
  7. 　請求項６に記載の距離測定装置であって、
    　前記処理部は、ｎ回目の前記読出しサイクルの前記第１の読出し値と、ｎ回目の前記読出しサイクルの前記第１の読出し値とｎ－１回目の前記読出しサイクルの前記第１の読出し値との間の差分値との和、又は、ｎ回目の前記読出しサイクルの前記第２の読出し値と、ｎ回目の前記読出しサイクルの前記第２の読出し値とｎ－１回目の前記読出しサイクルの前記第２の読出し値との間の差分値との和が、所定の閾値を超える場合に、ｎ＋１回目以降の前記読出しサイクルを停止し、
    　ここでｎは前記複数の読出しサイクルの順番を示す。
  8. 　請求項６又は７に記載の距離測定装置であって、
    　前記処理部は、
    　　前記複数の第１の読出し値に基づく近似式を用いて第１の推定値を算出し、前記複数の第２の読出し値に基づく近似式を用いて第２の推定値を算出し、
    　　前記第１の推定値及び前記第２の推定値に基づいて、距離を算出する。
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