WO2016121232A1 - Ｆｍ受信装置、ｆｍ受信方法 - Google Patents

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奥畑　康秀
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株式会社Ｊｖｃケンウッド
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Definitions

  • the present invention relates to receiving technology, and more particularly to an FM receiving apparatus for receiving an FM signal, and an FM receiving method.
  • a direct conversion type FM (Frequency Modulation) receiver converts an RF signal into a baseband signal by quadrature detection, and then amplifies the baseband signal by an amplifier.
  • an unnecessary DC component is output by the amplifier, it becomes a DC (Direct Current) offset, and the reception characteristic of the receiver is deteriorated.
  • the phase signal is classified into four phase regions, and the amplitudes are separately classified into phase regions.
  • the mean value of the signal By deriving the mean value of the signal, the deviation of the baseband signal from the origin is derived. This deviation is a correction value of the DC offset, and the I-phase baseband signal and the Q-phase baseband signal are corrected (for example, see Patent Document 1).
  • the I phase The baseband signal and the Q-phase baseband signal have constant values.
  • the phase signal obtained by polar coordinate transformation of them also has a constant value, and is always classified into one phase region, so that the received signal and the DC offset can not be distinguished.
  • correction is performed so that the value obtained by combining the received signal and the DC offset becomes "0", so that the corrected I-phase baseband signal and Q-phase baseband signal also become "0", A normal detection signal can not be obtained.
  • the modulation index of the received signal is small, the phase change of the I-phase baseband signal and the Q-phase baseband signal is small, and the same phenomenon occurs.
  • the present invention has been made in view of such a situation, and an object thereof is to provide a technique for suppressing occurrence of a malfunction when correcting an unnecessary DC offset component superimposed on a baseband signal. .
  • an FM receiver quadrature-detects an FM signal with a local oscillator that outputs a local oscillation signal, and a local oscillation signal output from the local oscillator, Quadrature detector that outputs the baseband signal of Q phase and the baseband signal of Q phase, and the DC offset correction value with respect to the baseband signal of I phase and the baseband signal of Q phase output from the quadrature detector
  • a DC offset detection unit for deriving a DC offset correction value, and an I-phase baseband signal and a Q-phase baseband signal corrected by the correction unit
  • the frequency of the local oscillation signal based on an FM detection unit that performs FM detection and generates a detection signal, an addition unit that adds an offset to the detection signal generated by the FM detection
  • Another aspect of the present invention is an FM reception method.
  • This method orthogonally detects an FM signal according to a local oscillation signal output from a local oscillator and outputs an I-phase baseband signal and a Q-phase baseband signal, and an I-phase baseband signal Performing correction with a DC offset correction value on the Q-phase baseband signal; converting the corrected I-phase baseband signal and the Q-phase baseband signal into polar coordinates; Deriving a DC offset correction value so that the amplitudes in each of the phase regions are close to each other; FM detecting the corrected I-phase baseband signal and Q-phase baseband signal to generate a detection signal; Controlling the frequency of the local oscillation signal based on the step of adding an offset to the generated detection signal and the detection signal to which the offset is added. It generates a control signal for, and a step of feeding back a control signal to the local oscillator.
  • the first embodiment of the present invention relates to a direct conversion type FM receiver.
  • the FM receiver in order to suppress deterioration of the reception characteristic due to the DC offset component, the DC offset is detected using the characteristic of the baseband resurge waveform of the constant envelope modulation scheme.
  • the received signal is not modulated and the frequency of the received signal and the frequency of the local oscillation signal become the same, the received signal and the DC offset can not be distinguished, and the corrected I-phase baseband signal and Q The baseband signal of the phase becomes "0".
  • the FM receiver according to the present embodiment executes the following processing.
  • the FM receiver FM-detects the corrected I-phase baseband signal and Q-phase baseband signal and outputs a detection signal.
  • the frequency of the local oscillation signal is controlled. . Therefore, since the frequency error corresponding to the offset remains in the frequency of the reception signal and the frequency of the local oscillation signal, the occurrence of the situation where the phase signal is stopped at a constant value is suppressed.
  • FIG. 1 shows the configuration of a receiving apparatus 100 according to a first embodiment of the present invention.
  • the receiving apparatus 100 includes an antenna 10, a quadrature detection unit 12, a first ADC unit 14, a second ADC unit 16, a first correction unit 18, a second correction unit 20, a DC offset detection unit 22, an FM detection unit 24, a control unit 26, and A local oscillator 28 is included.
  • the quadrature detection unit 12 includes a first amplification unit 40, a distribution unit 42, a phase shift unit 44, a first mixer 46, a first LPF unit 48, a second amplification unit 50, a second mixer 52, a second LPF unit 54, and a third amplification. Part 56 is included.
  • the control unit 26 includes an averaging unit 60, an addition unit 62, an offset storage unit 64, an AFC unit 66, and a DAC unit 68.
  • the AFC unit 66 includes a third LPF unit 70 and a fourth amplification unit 72.
  • the antenna 10 receives an RF (Radio Frequency) signal from a transmitter (not shown).
  • the RF signal is FM modulated.
  • the antenna 10 outputs the received RF signal (hereinafter also referred to as “received signal”) to the first amplification unit 40.
  • the first amplification unit 40 is an LNA (Low Noise Amplifier), and amplifies an RF signal from the antenna 10.
  • the first amplification unit 40 outputs the amplified RF signal to the distribution unit 42.
  • the distribution unit 42 divides the RF signal from the first amplification unit 40 into two systems.
  • the distribution unit 42 outputs the separated RF signal to the first mixer 46 and the second mixer 52.
  • the local oscillator 28 adjusts the frequency of the local oscillation signal according to the control signal from the DAC unit 68, and outputs the local oscillation signal whose frequency is adjusted to the phase shift unit 44 and the first mixer 46.
  • the local oscillator 28 raises the frequency of the local oscillation signal as the voltage of the control signal increases.
  • the phase shift unit 44 phase shifts the local oscillation signal from the local oscillator 28 by 90 degrees.
  • the phase shift unit 44 outputs the phase-shifted local oscillation signal to the second mixer 52.
  • the first mixer 46 multiplies the RF signal from the distribution unit 42 and the local oscillation signal from the local oscillator 28 to generate an I-phase baseband signal (hereinafter referred to as “I signal”).
  • the first mixer 46 outputs the I signal to the first LPF unit 48.
  • the second mixer 52 multiplies the RF signal from the distribution unit 42 and the local oscillation signal from the phase shift unit 44 to generate a Q-phase baseband signal (hereinafter referred to as “Q signal”).
  • Q signal Q-phase baseband signal
  • the first LPF unit 48 performs band limitation by removing a signal having a frequency higher than the cutoff frequency among the I signals from the first mixer 46.
  • the first LPF unit 48 outputs the low frequency component I signal (hereinafter also referred to as “I signal”) to the second amplification unit 50.
  • the second LPF unit 54 performs band limitation by removing a signal having a frequency higher than the cutoff frequency among the Q signals from the second mixer 52.
  • the second LPF unit 54 outputs a low frequency component Q signal (hereinafter also referred to as “Q signal”) to the third amplification unit 56.
  • the second amplification unit 50 amplifies the I signal from the first LPF unit 48
  • the third amplification unit 56 amplifies the Q signal from the second LPF unit 54.
  • the I signal output from the second amplification unit 50 contains an unnecessary DC component
  • the Q signal output from the third amplification unit 56 also contains an unnecessary DC component.
  • DC offset voltage is added to these signals.
  • the quadrature detection unit 12 performs quadrature detection on the RF signal. Further, the quadrature detection unit 12 is configured by an analog device, and is configured by, for example, one chip.
  • the first ADC unit 14 performs analog / digital conversion on the I signal from the second amplification unit 50.
  • the first ADC unit 14 outputs the I signal (hereinafter also referred to as “I signal”) converted into the digital signal to the first correction unit 18.
  • the second ADC unit 16 performs analog / digital conversion on the Q signal from the third amplification unit 56.
  • the second ADC unit 16 outputs the Q signal converted to a digital signal (hereinafter also referred to as “Q signal”) to the second correction unit 20.
  • the first correction unit 18 receives the I signal output from the first ADC unit 14 and also receives the I-phase offset correction value 200 from the DC offset detection unit 22.
  • the first correction unit 18 performs the correction with the I-phase offset correction value 200 on the I signal by adding the I signal and the I-phase offset correction value 200.
  • the first correction unit 18 outputs the corrected I signal as a corrected I signal 204 to the DC offset detection unit 22 and the FM detection unit 24.
  • the second correction unit 20 receives the Q signal output from the second ADC unit 16 and also receives the Q phase offset correction value 202 from the DC offset detection unit 22.
  • the second correction unit 20 performs correction on the Q signal with the Q phase offset correction value 202 by adding the Q signal and the Q phase offset correction value 202.
  • the second correction unit 20 outputs the corrected Q signal as a corrected Q signal 206 to the DC offset detection unit 22 and the FM detection unit 24.
  • the DC offset detection unit 22 receives the corrected I signal 204 from the first correction unit 18 and the corrected Q signal 206 from the second correction unit 20, and estimates a DC offset voltage added to these. , I phase offset correction value 200 for reducing the DC offset voltage, Q phase offset correction value 202 is generated. The DC offset detection unit 22 outputs the I-phase offset correction value 200 to the first correction unit 18, and outputs the Q-phase offset correction value 202 to the second correction unit 20.
  • the configuration of the DC offset detection unit 22 will be described using FIG. 2.
  • FIG. 2 shows the configuration of the DC offset detection unit 22.
  • the DC offset detection unit 22 includes a first squaring unit 110, a second squaring unit 112, a phase determination unit 114, a first addition unit 116, a DEMUX 118, a first averaging unit 120, a second averaging unit 122, a third The averaging unit 124, the fourth averaging unit 126, the second adding unit 128, and the third adding unit 130 are included.
  • First squaring unit 110 receives corrected I signal 204 and derives a square value of this.
  • the first squaring unit 110 outputs the square value of the corrected I signal 204 to the phase determination unit 114 and the first addition unit 116.
  • Second squaring unit 112 receives corrected Q signal 206 and derives a square value of this.
  • Second squaring unit 112 outputs the square value of corrected Q signal 206 to phase determination unit 114 and first addition unit 116.
  • the first adder 116 inputs the square value of the corrected I signal 204 from the first squaring unit 110, and inputs the square value of the corrected Q signal 206 from the second squarer 112.
  • the first addition unit 116 adds the square value of the corrected I signal 204 and the square value of the corrected Q signal 206.
  • the result of the addition is the power value P of the corrected I signal 204 and the corrected Q signal 206.
  • the power value P is a square value of the amplitude signal when the corrected I signal 204 and the corrected Q signal 206 are subjected to polar coordinate conversion. Therefore, the processing by the first squaring unit 110, the second squaring unit 112, and the first addition unit 116 corresponds to the process of deriving an amplitude signal.
  • the first adder 116 outputs the power value P to the DEMUX 118.
  • the phase determination unit 114 receives the post-correction I signal 204 and the post-correction Q signal 206, and receives the square value of the post-correction I signal 204 from the first squaring unit 110. The square value of the corrected Q signal 206 is input.
  • the phase determination unit 114 identifies a phase region based on these values. To illustrate this, use FIG. FIG. 3 shows a plurality of areas defined by the phase determination unit 114. This is an IQ plane, the horizontal axis corresponds to the I axis, and the vertical axis corresponds to the Q axis. As shown, the four phase regions A1 to A4 are defined so as not to overlap each other.
  • phase region A1 is a range of ⁇ / 2 from 7 ⁇ / 4 to ⁇ / 4
  • the phase region A2 is a range of ⁇ / 2 from ⁇ / 4 to 3 ⁇ / 4
  • the phase region A3 Is the range of ⁇ / 2 from 3 ⁇ / 4 to 5 ⁇ / 4
  • the phase region A4 is the range of ⁇ / 2 from 5 ⁇ / 4 to 7 ⁇ / 4.
  • the corrected I signal 204 is indicated as “I”
  • the corrected Q signal 206 is indicated as “Q”
  • the square value of the corrected I signal 204 is indicated as “I 2 ”.
  • the square value of the corrected Q signal 206 is denoted as “Q 2 ”.
  • the phase determination unit 114 performs classification into four phase regions A1, A2, A3, and A4 based on the following determination conditions.
  • the phase determination unit 114 outputs the identified phase area as the phase area signal 208.
  • phase region signal 208 is also A1, A2, A3, A4, A1,. A2, ... change sequentially.
  • processing by the phase determination unit 114 corresponds to processing for deriving a phase signal when the corrected I signal 204 and the corrected Q signal 206 are subjected to polar coordinate conversion.
  • the DEMUX 118 sequentially receives the power value P from the first adder 116 and the phase domain signal 208 of the phase determiner 114.
  • the power value P and the phase domain signal 208 are synchronized.
  • the DEMUX 118 outputs the power value P as one of the power values P1 to P4 in accordance with the phase region indicated by the phase region signal 208. Specifically, the DEMUX 118 outputs the power value P1 in the phase region A1, the power value P2 in the phase region A2, and the power value P3 in the phase region A3. If it is A4, the power value P3 is output.
  • the first averaging unit 120 calculates the average power P1 of the input power value P1 in a predetermined period, and outputs the average power P1 to the second adding unit 128. For example, a moving average is used for the averaging.
  • the second averaging unit 122 calculates an average power P2 of the input power value P2 in a predetermined period, and outputs the average power P2 to the third adding unit 130.
  • the third averaging unit 124 calculates the average power P3 of the input power value P3 in a predetermined period, and outputs the average power P3 to the second adding unit 128.
  • the fourth averaging unit 126 calculates the average power P4 of the input power value P4 in a predetermined period, and outputs the average power P4 to the third adding unit 130.
  • the processes of the first averaging unit 120 to the fourth averaging unit 126 correspond to deriving the average value of the amplitude signal for each phase region.
  • the second adding unit 128 receives the average power P1 from the first averaging unit 120 and receives the average power P3 from the third averaging unit 124. The second adder 128 subtracts the average power P1 from the average power P3. The second addition unit 128 outputs the subtraction result as an I-phase offset correction value 200.
  • the third adding unit 130 receives the average power P2 from the second averaging unit 122 and receives the average power P4 from the fourth averaging unit 126. The third adder 130 subtracts the average power P2 from the average power P4.
  • the second addition unit 128 outputs the subtraction result as the Q phase offset correction value 202.
  • the DC offset detection unit 22 obtains the deviation from the origin of the corrected I signal 204 and the corrected Q signal 206 from the power value for each phase region, that is, the average value of the values corresponding to the amplitude signal.
  • the FM detection unit 24 performs FM detection on the post-correction I signal 204 and the post-correction Q signal 206, that is, the baseband signal whose DC offset has been corrected. For example, Arctan detection is performed as the FM detection. In Arctan detection, the angles are derived with the corrected I signal 204 and the corrected Q signal 206 as two sides of a triangle. As the change in angle per unit time becomes the angular velocity, that is, the frequency, it is possible to demodulate the FM modulation. The FM detection unit 24 outputs a detection signal that is the result of the FM detection. The detected signal to be output corresponds to an audio signal.
  • the averaging unit 60 receives the detection signal from the FM detection unit 24.
  • the averaging unit 60 outputs the average voltage to the adding unit 62 by averaging the detection signal over a predetermined period.
  • a moving average is used for the average, for example.
  • the average voltage is proportional to the frequency of the difference between the center frequency of the received signal and the output frequency of the local oscillation signal. Therefore, for example, when the average voltage is “0”, these frequencies match.
  • the DC offset detection unit 22 outputs the I-phase offset correction value 200 and the Q-phase offset correction value 202 such that the corrected I signal 204 and the corrected Q signal 206 become “0”. In order to cope with this, the following processing is performed.
  • the offset storage unit 64 stores a predetermined offset value.
  • the addition unit 62 inputs the offset value from the offset storage unit 64 and also inputs the average voltage from the averaging unit 60.
  • the addition unit 62 adds an offset value to the average voltage, and outputs the result to the third LPF unit 70. If there is no addition of the offset value in the adding unit 62, the AFC unit 66 controls the center frequency of the received signal to be the same as the frequency of the local oscillation signal, but the adding unit 62 adds a constant offset value.
  • the local oscillation signal has a frequency offset according to the offset value. This frequency offset causes the post-correction I signal 204 and the post-correction Q signal 206 to rotate, thereby suppressing the occurrence of a situation in which they continue to have a constant value.
  • the third LPF unit 70 receives, from the adding unit 62, an average voltage (hereinafter also referred to as an “average voltage”) to which the offset value is added.
  • the third LPF unit 70 performs low-pass processing on the average voltage.
  • the third LPF unit 70 outputs, to the fourth amplification unit 72, an average voltage (hereinafter also referred to as “average voltage”) on which the low-pass processing has been performed.
  • the fourth amplification unit 72 amplifies the average voltage from the third LPF unit 70 to generate a control signal.
  • the amplification in the fourth amplification unit 72 determines the gain of the AFC loop.
  • the DAC unit 68 performs digital / analog conversion on the control signal from the fourth amplification unit 72, and outputs a control signal of an analog signal (hereinafter also referred to as "control signal") to the local oscillator 28.
  • control signal an analog signal
  • the AFC unit 66 generates a control signal for controlling the frequency of the local oscillation signal based on the average voltage to which the adding unit 62 adds the offset, and feeds back the control signal to the local oscillator 28.
  • the addition of the offset corresponds to controlling the frequency of the local oscillation signal output from the local oscillator 28 so that the phase component subjected to polar coordinate conversion in the DC offset detection unit 22 rotates.
  • this configuration can be realized with the CPU, memory, or other LSI of any computer, and with software, it can be realized by a program loaded into the memory, etc.
  • These functional blocks can be realized in various forms by hardware only, software only, or a combination thereof.
  • the local oscillation signal is rotated so that the phase component of the signal input to the DC offset detection unit is rotated. Therefore, the phase component of the signal input to the DC offset detection unit can be varied. Further, since the phase component of the signal input to the DC offset detection unit is varied, the DC offset detection unit can correct only the DC offset voltage.
  • the DC offset detection unit corrects only the DC offset voltage, so unnecessary DC offset component superimposed on the baseband signal It is possible to suppress the occurrence of a malfunction when correcting the Also, even if the received signal is not modulated and its frequency matches the frequency of the local oscillation signal, the AFC is controlled so that those frequencies do not match, so the DC offset detection unit corrects only the DC offset voltage it can. In addition, the processing can be simplified because only the offset value is added to the detection signal. Further, since the DC offset voltage is corrected, it is possible to suppress the deterioration of the reception characteristic.
  • Example 2 relates to a direct conversion type FM receiver as in the first embodiment.
  • the frequency of the local oscillation signal is controlled after the offset is added to the detection signal.
  • the distribution in which the corrected I-phase baseband signal and Q-phase baseband signal appear in each phase region is monitored. . If the distribution is nonuniform, the frequency of the local oscillation signal is changed. As a result, the occurrence of a situation in which the phase signal is stopped at a constant value is suppressed.
  • FIG. 4 shows the configuration of a receiving apparatus 100 according to a second embodiment of the present invention.
  • the receiving apparatus 100 includes an antenna 10, a quadrature detection unit 12, a first ADC unit 14, a second ADC unit 16, a first correction unit 18, a second correction unit 20, a DC offset detection unit 22, an FM detection unit 24, a control unit 26, and A local oscillator 28 is included.
  • the quadrature detection unit 12 is the same as that shown in FIG.
  • the control unit 26 includes a phase distribution detection unit 80, a first power supply unit 82, a second power supply unit 84, an output unit 86, and a fourth LPF unit 88.
  • the difference from FIG. 1, in particular, the control unit 26 will be mainly described.
  • the phase distribution detection unit 80 receives the phase domain signal 208 from the DC offset detection unit 22.
  • the phase area signal 208 indicates the phase area specified by the phase determination unit 114 as described above.
  • the post-correction I signal 204 and the post-correction Q signal 206 are not fixed at a constant value, their phase components also change, so that in the phase region signal 208, each phase region appears uniformly during a predetermined period.
  • the corrected I signal 204 and the corrected Q signal 206 have fixed values, so the phase domain signal At 208, the same phase region continues. That is, in the phase domain signal 208, the phase domain appears unevenly in a fixed period.
  • the phase distribution detection unit 80 counts the number of appearances of each phase area indicated by the phase area signal 208 over a fixed period.
  • the phase distribution detection unit 80 compares the count value of each phase region after a predetermined period of time, and derives the uniformity when the polar coordinate transformed phase component appears in each of the plurality of phase regions. For example, the phase distribution detection unit 80 determines that the difference between the maximum count value and the minimum count value is uniform if the difference is smaller than the threshold, and is uneven if the difference is equal to or greater than the threshold. It is determined that The specification may then be made by dividing the difference by the sum of all the count values.
  • the phase distribution detection unit 80 derives a statistical value showing dispersion such as dispersion and standard deviation based on each count value, and determines that the statistical value is uniform if the statistical value is smaller than the threshold value. If the statistical value is greater than or equal to the threshold value, it may be determined that the statistical value is uneven.
  • the phase distribution detection unit 80 outputs the maintenance signal to the output unit 86 if it is determined to be uniform, and outputs the switching signal to the output unit 86 if it is determined to be uneven.
  • the first power supply unit 82 supplies a predetermined first voltage to the output unit 86.
  • the second power supply unit 84 supplies a second voltage having a value different from the value of the first voltage supplied from the first power supply unit.
  • the second voltage may be higher or lower than the first voltage.
  • the output unit 86 receives the first voltage from the first power supply unit 82 and also receives the second voltage from the second power supply unit 84.
  • the output unit 86 also receives the maintenance signal or the switching signal from the phase distribution detection unit 80.
  • the output unit 86 has a switch configuration, and selects and outputs one of the first voltage and the second voltage in the sustain signal or the switch signal. First, the output unit 86 selects any one of the first voltage and the second voltage, for example, the first voltage. In this state, if the sustain signal is received, the output unit 86 continues to select the first voltage, so the first voltage is continuously output to the fourth LPF unit 88. That is, the maintenance signal is a signal for maintaining the selection at the output unit 86.
  • the output unit 86 switches the selection of the first voltage to the selection of the second voltage, so that the second voltage is output to the fourth LPF unit 88. That is, the switching signal is a signal for switching the selection in the output unit 86. Therefore, when the switching signal is received when the second voltage is selected, the output unit 86 switches the selection of the second voltage to the selection of the first voltage. As a result, the output unit 86 generates the first voltage supplied from the first power supply unit 82 and the second power supply when the uniformity derived in the phase distribution detection unit 80 is lower than the threshold and uneven. The selection of either one of the second voltage value supplied from the unit 84 is switched. The output unit 86 outputs the first voltage or the second voltage to the fourth LPF unit 88.
  • the fourth LPF unit 88 receives the first voltage or the second voltage from the output unit 86.
  • the fourth LPF unit 88 performs low-pass processing on the first voltage or the second voltage.
  • the fourth LPF unit 88 outputs a control signal, which is the result of low-pass processing, to the local oscillator 28.
  • the control signal controls the frequency of the local oscillation signal output from the local oscillator 28.
  • the voltage of the control signal changes, so the oscillation frequency of the local oscillation signal changes.
  • the corrected I signal 204 and the corrected Q signal 206 input to the DC offset detection unit 22 do not become fixed at fixed values, and the DC offset detection unit 22 can correct only the DC offset voltage. Become.
  • the output unit 86 and the fourth LPF unit 88 change the value of the control signal for controlling the frequency of the local oscillation signal when the uniformity derived in the phase distribution detection unit 80 is lower than the threshold. And feed back the control signal to the local oscillator 28. Therefore, also in the control unit 26 according to the second embodiment, the frequency of the local oscillation signal output from the local oscillator 28 is controlled such that the phase component subjected to polar coordinate conversion in the DC offset detection unit 22 rotates.
  • the I signal output from the first ADC unit 14 and the Q signal output from the second ADC unit 16 have only a DC offset voltage. Therefore, the same value continues in the phase component which carried out polar coordinate conversion in the DC offset detection part 22. FIG. Even in this case, although the oscillation frequency of the local oscillation signal output from the local oscillator 28 periodically changes, the DC offset voltage does not change, so that the DC offset detection unit 22 cancels the DC offset voltage. Is operable.
  • the DC offset detection unit can correct only the DC offset voltage.
  • the DC offset detection unit corrects only the DC offset voltage, so unnecessary DC offset component superimposed on the baseband signal It is possible to suppress the occurrence of a malfunction when correcting the
  • the uniformity of the phase component is lower than the threshold value, only one of the first voltage and the second voltage is selected, so that the process can be simplified.
  • Example 3 relates to a direct conversion type FM receiver as in the first embodiment.
  • the frequency of the local oscillation signal is controlled after the offset is added to the detection signal.
  • AFC control can only operate after FM detection of the received signal.
  • the C / N of the local oscillation signal is deteriorated. Mixing and S / N tend to deteriorate.
  • these are combined, and the processing can be switched after the signal detection stage. Before detection of the signal, the local oscillation signal is subjected to FM modulation, and after detection of the signal, AFC control is performed.
  • FIG. 5 shows the configuration of a receiving apparatus 100 according to a third embodiment of the present invention.
  • a first local oscillator 90 a second local oscillator 92
  • a control unit 94 a control unit 94
  • a selection unit 96 a selection unit 96
  • the first local oscillator 90 is a modulation frequency generation unit that generates a modulation signal of a predetermined frequency.
  • the modulation signal of the predetermined frequency is referred to as a first local signal.
  • the selection unit 96 receives the first control signal from the DAC unit 68 and the first local oscillation signal from the first local oscillator 90.
  • the first control signal corresponds to the control signal in the first embodiment.
  • the selection unit 96 also receives a selection signal from the control unit 94.
  • Selection unit 96 selects one of the first control signal and the first local oscillation signal as a second control signal in accordance with the selection signal.
  • the selection unit 96 outputs the selected second control signal to the second local oscillator 92.
  • the second local oscillator 92 corresponds to the local oscillator 28 of the first embodiment.
  • the second local oscillator 92 adjusts the frequency of the second local oscillation signal in accordance with the second control signal from the selection unit 96, and the second local oscillation signal whose frequency is adjusted is converted to the first mixer 46, the phase shift unit 44. Output to
  • the control unit 94 receives the detection signal from the FM detection unit 24.
  • the control unit 94 generates a selection signal based on the detection signal.
  • the selection signal indicates a signal to be selected by the control unit 94, that is, the first control signal or the first local oscillation signal.
  • the control unit 94 corresponds to monitoring whether an RF signal is received at the antenna 10, that is, monitoring whether a carrier is detected.
  • a noise squelch circuit detects noise components in a partial band above the demodulation band of the detection signal output from the FM detection unit 24.
  • the noise is less than a predetermined level, the noise is suppressed by the carrier and the RF signal is It is determined that the signal is received, and if the noise is higher than a predetermined level, it is determined that the RF signal is not received because the noise is not suppressed.
  • control unit 94 When the RF signal is not received, control unit 94 generates a selection signal for selecting the first local oscillation signal, and outputs the selection signal to selection unit 96.
  • the selection unit 96 selects the first local oscillation signal based on the selection signal, and inputs a second control signal corresponding thereto to the second local oscillator 92.
  • the second local oscillator 92 outputs the FM-modulated second local oscillation signal. In this state, even if a non-modulated signal having the same frequency as the frequency of the second local oscillation signal is received, it can be suppressed that the I signal and the Q signal have constant values.
  • the control unit 94 detects this.
  • the oscillation frequency of the first local oscillation signal is multiplexed to the detection signal output from the FM detection unit 24.
  • the oscillation frequency of the first local oscillation signal is set within the demodulation band, the first local oscillation signal is output as a detection signal and is demodulated.
  • the control unit 94 when detecting that the RF signal is received, the control unit 94 generates a selection signal for selecting the first control signal, and outputs the selection signal to the selection unit 96.
  • the selection unit 96 selects the first control signal based on the selection signal, and inputs a second control signal corresponding thereto to the second local oscillator 92.
  • the second local oscillator 92 outputs an AFC-controlled second local oscillation signal.
  • unnecessary signals are not included in the detected signal.
  • the control unit 94 when the carrier is not detected, the control unit 94 generates the selection signal for selecting the first local oscillation signal, thereby changing the frequency of the second local oscillation signal. On the other hand, when detecting the carrier, the control unit 94 stops modulation of the frequency of the second local oscillation signal by switching to the selection signal for selecting the first control signal.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a control procedure by the receiving device 100.
  • the selection unit 96 selects the first local oscillation signal (S10). If the control part 94 does not detect a carrier (N of S12), it will stand by. When the control unit 94 detects a carrier (Y in S12), the selection unit 96 selects the first control signal, and the DC offset detection unit 22 is turned on (S14). If the center frequency of the received signal is positive (Y in S16), the AFC unit 66 performs AFC control to + ⁇ f (S18). On the other hand, if the center frequency of the received signal is not positive (N in S16), the AFC unit 66 performs AFC control to - ⁇ f (S20).
  • the FM-modulated second local oscillation signal is output, so even if the non-modulated signal having the same frequency as the frequency of the second local oscillation signal is received.
  • I signal and Q signal can be suppressed to be constant values. Further, since the I signal and the Q signal do not have constant values, complete suppression can be suppressed.
  • the first control signal is output when the RF signal is received, even if the oscillation frequency of the second local oscillation signal is within the demodulation band, the demodulation signal can be prevented from including unnecessary signals. .
  • Reference Signs List 10 antenna 12 quadrature detection unit 14 first ADC unit 16 second ADC unit 18 first correction unit 20 second correction unit 22 DC offset detection unit 24 FM detection unit 26 control unit 28 local oscillator 40 First amplification unit 42 Distribution unit 44 Phase shift unit 46 First mixer 48 First LPF unit 50 Second amplification unit 52 Second mixer 54 Second LPF unit 56 Third amplification unit 60 Averaging unit , 62 adders, 64 offset memories, 66 AFCs, 68 DACs, 70 third LPF, 72 fourth amplifier, 100 receiver.

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Abstract

　直交検波部１２は、ローカル発振信号によって、ＦＭ信号を直交検波して、ベースバンド信号を出力する。第１補正部１８、第２補正部２０は、ベースバンド信号に対して、ＤＣオフセット補正値による補正を実行する。ＤＣオフセット検出部２２は、補正したベースバンド信号を極座標変換し、ＩＱ平面に規定された複数の位相領域のそれぞれにおける振幅が近くなるようにＤＣオフセット補正値を導出する。ＦＭ検波部２４は、補正したベースバンド信号をＦＭ検波して、検波信号を生成する。加算部６２は、検波信号にオフセットを加える。ＡＦＣ部６６は、オフセットを加えた検波信号をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成する。

Description

ＦＭ受信装置、ＦＭ受信方法
　本発明は、受信技術に関し、特にＦＭ信号を受信するＦＭ受信装置、ＦＭ受信方法に関する。
　ダイレクト・コンバージョン方式のＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）受信機は、直交検波によってＲＦ信号をベースバンド信号に変換してから、ベースバンド信号をアンプにて増幅する。アンプによって不要な直流成分が出力されると、ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ）オフセットとなって、受信機の受信特性が悪化する。これを改善するために、Ｉ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とを振幅信号と位相信号とに極座標変換してから、位相信号を４つの位相領域に分類し、位相領域別に振幅信号の平均値を導出することによって、ベースバンド信号の原点からのずれが導出される。このずれがＤＣオフセットの補正値となり、Ｉ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とが補正される（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１１－２９７１７号公報
　定包絡な変調方式のベースバンドリサージュ波形の特徴を利用してＤＣオフセットを検出する場合に、受信信号が無変調の状態で、かつその周波数とローカル発振信号の周波数が同一になると、Ｉ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とが一定の値になる。また、それらを極座標変換した位相信号も一定の値になり、１つの位相領域に常に分類されるので、受信信号とＤＣオフセットとの区別ができない状態になる。これによって、受信信号とＤＣオフセットが合成された値が「０」になるような補正がなされるので、補正後のＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号も「０」になり、正常な検波信号が得られなくなる。また、受信信号の変調指数が小さい場合も、Ｉ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号の位相変化が少なくなり、同様の現象が発生する。
　本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、ベースバンド信号に重畳される不要なＤＣオフセット成分を補正する際に誤動作が発生することを抑制する技術を提供することである。
　上記課題を解決するために、本発明のある態様のＦＭ受信装置は、ローカル発振信号を出力するローカル発振器と、ローカル発振器から出力されたローカル発振信号によって、ＦＭ信号を直交検波して、Ｉ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とを出力する直交検波器と、直交検波器から出力されたＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とに対して、ＤＣオフセット補正値による補正を実行する補正部と、補正部において補正したＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号を極座標変換し、ＩＱ平面に規定された複数の位相領域のそれぞれにおける振幅が近くなるようにＤＣオフセット補正値を導出するＤＣオフセット検出部と、補正部において補正したＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号をＦＭ検波して、検波信号を生成するＦＭ検波部と、ＦＭ検波部において生成した検波信号にオフセットを加える加算部と、加算部においてオフセットを加えた検波信号をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振器へ制御信号をフィードバックするＡＦＣ部と、を備える。
　本発明の別の態様は、ＦＭ受信方法である。この方法は、ローカル発振器から出力されたローカル発振信号によって、ＦＭ信号を直交検波して、Ｉ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とを出力するステップと、Ｉ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とに対して、ＤＣオフセット補正値による補正を実行するステップと、補正したＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号を極座標変換し、ＩＱ平面に規定された複数の位相領域のそれぞれにおける振幅が近くなるようにＤＣオフセット補正値を導出するステップと、補正したＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号をＦＭ検波して、検波信号を生成するステップと、生成した検波信号にオフセットを加えるステップと、オフセットを加えた検波信号をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振器へ制御信号をフィードバックするステップと、を備える。
　なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
　本発明によれば、ベースバンド信号に重畳される不要なＤＣオフセット成分を補正する際に誤動作が発生することを抑制できる。
本発明の実施例１に係る受信装置の構成を示す図である。 図１のＤＣオフセット検出部の構成を示す図である。 図２の位相判定部において規定される複数の領域を示す図である。 本発明の実施例２に係る受信装置の構成を示す図である。 本発明の実施例３に係る受信装置の構成を示す図である。 図５の受信装置による制御手順を示すフローチャートである。
（実施例１）
　本発明を具体的に説明する前に、まず概要を述べる。本発明の実施例１は、ダイレクト・コンバージョン型のＦＭ受信装置に関する。ＦＭ受信装置では、ＤＣオフセット成分による受信特性の悪化を抑制するために、定包絡な変調方式のベースバンドリサージュ波形の特徴を利用してＤＣオフセットを検出する。前述のごとく、受信信号が無変調の状態で、かつその周波数とローカル発振信号の周波数が同一になると、受信信号とＤＣオフセットとの区別ができなくなり、補正後のＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号が「０」になる。このような誤動作の発生を抑制するために、本実施例に係るＦＭ受信装置は、次の処理を実行する。
　ＦＭ受信装置は、補正後のＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号をＦＭ検波して検波信号を出力するが、検波信号にオフセットを加えてから、ローカル発振信号の周波数を制御する。そのため、受信信号の周波数とローカル発振信号の周波数とには、オフセットに相当する周波数誤差が残留するので、位相信号が一定の値に停止される状況の発生が抑制される。
　図１は、本発明の実施例１に係る受信装置１００の構成を示す。受信装置１００は、アンテナ１０、直交検波部１２、第１ＡＤＣ部１４、第２ＡＤＣ部１６、第１補正部１８、第２補正部２０、ＤＣオフセット検出部２２、ＦＭ検波部２４、制御部２６、ローカル発振器２８を含む。直交検波部１２は、第１増幅部４０、分配部４２、移相部４４、第１ミキサ４６、第１ＬＰＦ部４８、第２増幅部５０、第２ミキサ５２、第２ＬＰＦ部５４、第３増幅部５６を含む。制御部２６は、平均化部６０、加算部６２、オフセット記憶部６４、ＡＦＣ部６６、ＤＡＣ部６８を含み、ＡＦＣ部６６は、第３ＬＰＦ部７０、第４増幅部７２を含む。
　アンテナ１０は、図示しない送信装置からのＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を受信する。ＲＦ信号には、ＦＭ変調がなされている。アンテナ１０は、受信したＲＦ信号（以下、「受信信号」ということもある）を第１増幅部４０へ出力する。第１増幅部４０は、ＬＮＡ（Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）であり、アンテナ１０からのＲＦ信号を増幅する。第１増幅部４０は、増幅したＲＦ信号を分配部４２へ出力する。分配部４２は、第１増幅部４０からのＲＦ信号を２系統に分離する。分配部４２は、分離したＲＦ信号を第１ミキサ４６、第２ミキサ５２へ出力する。
　ローカル発振器２８は、ＤＡＣ部６８からの制御信号に応じてローカル発振信号の周波数を調節し、周波数が調節されたローカル発振信号を移相部４４、第１ミキサ４６へ出力する。ここで、ローカル発振器２８は、制御信号の電圧が高くなるほど、ローカル発振信号の周波数を高くする。移相部４４は、ローカル発振器２８からのローカル発振信号を９０度位相シフトする。移相部４４は、位相シフトしたローカル発振信号を第２ミキサ５２へ出力する。
　第１ミキサ４６は、分配部４２からのＲＦ信号とローカル発振器２８からのローカル発振信号とを乗算することによって、Ｉ相のベースバンド信号（以下、「Ｉ信号」という）を生成する。第１ミキサ４６は、Ｉ信号を第１ＬＰＦ部４８へ出力する。第２ミキサ５２は、分配部４２からのＲＦ信号と移相部４４からのローカル発振信号とを乗算することによって、Ｑ相のベースバンド信号（以下、「Ｑ信号」という）を生成する。第２ミキサ５２は、Ｑ信号を第２ＬＰＦ部５４へ出力する。
　第１ＬＰＦ部４８は、第１ミキサ４６からのＩ信号のうち遮断周波数以上の周波数の信号を除去することによって帯域制限を実行する。第１ＬＰＦ部４８は、低域成分のＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を第２増幅部５０へ出力する。第２ＬＰＦ部５４は、第２ミキサ５２からのＱ信号のうち遮断周波数以上の周波数の信号を除去することによって帯域制限を実行する。第２ＬＰＦ部５４は、低域成分のＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を第３増幅部５６へ出力する。
　第２増幅部５０は、第１ＬＰＦ部４８からのＩ信号を増幅し、第３増幅部５６は、第２ＬＰＦ部５４からのＱ信号を増幅する。第２増幅部５０から出力されるＩ信号には、不要な直流成分が含まれ、第３増幅部５６から出力されるＱ信号にも、不要な直流成分が含まれる。その結果、これらの信号には、ＤＣオフセット電圧が加算される。以上のように、直交検波部１２は、ＲＦ信号を直交検波している。また、直交検波部１２は、アナログのデバイスで構成され、例えば１チップで構成される。
　第１ＡＤＣ部１４は、第２増幅部５０からのＩ信号に対してアナログ／デジタル変換を実行する。第１ＡＤＣ部１４は、デジタル信号に変換したＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を第１補正部１８へ出力する。第２ＡＤＣ部１６は、第３増幅部５６からのＱ信号に対してアナログ／デジタル変換を実行する。第２ＡＤＣ部１６は、デジタル信号に変換したＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を第２補正部２０へ出力する。
　第１補正部１８は、第１ＡＤＣ部１４から出力されたＩ信号を入力するとともに、ＤＣオフセット検出部２２からのＩ相オフセット補正値２００も入力する。第１補正部１８は、Ｉ信号とＩ相オフセット補正値２００とを加算することによって、Ｉ信号に対してＩ相オフセット補正値２００による補正を実行する。第１補正部１８は、補正したＩ信号を補正後Ｉ信号２０４としてＤＣオフセット検出部２２、ＦＭ検波部２４に出力する。
　第２補正部２０は、第２ＡＤＣ部１６から出力されたＱ信号を入力するとともに、ＤＣオフセット検出部２２からのＱ相オフセット補正値２０２も入力する。第２補正部２０は、Ｑ信号とＱ相オフセット補正値２０２とを加算することによって、Ｑ信号に対してＱ相オフセット補正値２０２による補正を実行する。第２補正部２０は、補正したＱ信号を補正後Ｑ信号２０６としてＤＣオフセット検出部２２、ＦＭ検波部２４に出力する。
　ＤＣオフセット検出部２２は、第１補正部１８からの補正後Ｉ信号２０４と、第２補正部２０からの補正後Ｑ信号２０６とを入力し、これらに加算されているＤＣオフセット電圧を推定し、ＤＣオフセット電圧を低減するためのＩ相オフセット補正値２００、Ｑ相オフセット補正値２０２を生成する。ＤＣオフセット検出部２２は、Ｉ相オフセット補正値２００を第１補正部１８に出力し、Ｑ相オフセット補正値２０２を第２補正部２０に出力する。ここでは、図２を使用しながら、ＤＣオフセット検出部２２の構成を説明する。
　図２は、ＤＣオフセット検出部２２の構成を示す。ＤＣオフセット検出部２２は、第１二乗化部１１０、第２二乗化部１１２、位相判定部１１４、第１加算部１１６、ＤＥＭＵＸ１１８、第１平均化部１２０、第２平均化部１２２、第３平均化部１２４、第４平均化部１２６、第２加算部１２８、第３加算部１３０を含む。
　第１二乗化部１１０は、補正後Ｉ信号２０４を入力し、これの二乗値を導出する。第１二乗化部１１０は、補正後Ｉ信号２０４の二乗値を位相判定部１１４、第１加算部１１６に出力する。第２二乗化部１１２は、補正後Ｑ信号２０６を入力し、これの二乗値を導出する。第２二乗化部１１２は、補正後Ｑ信号２０６の二乗値を位相判定部１１４、第１加算部１１６に出力する。
　第１加算部１１６は、第１二乗化部１１０から、補正後Ｉ信号２０４の二乗値を入力するとともに、第２二乗化部１１２から、補正後Ｑ信号２０６の二乗値を入力する。第１加算部１１６は、補正後Ｉ信号２０４の二乗値と補正後Ｑ信号２０６の二乗値を加算する。加算した結果が、補正後Ｉ信号２０４と補正後Ｑ信号２０６との電力値Ｐである。電力値Ｐは、補正後Ｉ信号２０４、補正後Ｑ信号２０６を極座標変換したときの振幅信号の二乗値である。そのため、第１二乗化部１１０、第２二乗化部１１２、第１加算部１１６による処理は、振幅信号を導出する処理に相当する。第１加算部１１６は、電力値ＰをＤＥＭＵＸ１１８に出力する。
　位相判定部１１４は、補正後Ｉ信号２０４、補正後Ｑ信号２０６を入力するとともに、第１二乗化部１１０から、補正後Ｉ信号２０４の二乗値を入力し、第２二乗化部１１２から、補正後Ｑ信号２０６の二乗値を入力する。位相判定部１１４は、これらの値をもとに、位相領域の特定を実行する。これを説明するために、図３を使用する。図３は、位相判定部１１４において規定される複数の領域を示す。これは、ＩＱ平面であり、横軸がＩ軸に相当し、縦軸がＱ軸に相当する。図示のごとく、Ａ１からＡ４の４つの位相領域が、互いに重ならないように規定される。ここで、位相領域Ａ１は、７π／４からπ／４までのπ／２の範囲であり、位相領域Ａ２は、π／４から３π／４までのπ／２の範囲であり、位相領域Ａ３は、３π／４から５π／４までのπ／２の範囲であり、位相領域Ａ４は、５π／４から７π／４までのπ／２の範囲である。
　以下では、表記を明確にするために、補正後Ｉ信号２０４を「Ｉ」と示し、補正後Ｑ信号２０６を「Ｑ」と示し、補正後Ｉ信号２０４の二乗値を「Ｉ２」と示し、補正後Ｑ信号２０６の二乗値を「Ｑ２」と示す。位相判定部１１４は、以下の判定条件をもとに、４つの位相領域Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４への分類を実行する。
　Ａ１　：　Ｉ２≧Ｑ２、Ｉ≧０
　Ａ２　：　Ｉ２＜Ｑ２、Ｑ≧０
　Ａ３　：　Ｉ２≧Ｑ２、Ｉ＜０
　Ａ４　：　Ｉ２＜Ｑ２、Ｑ＜０
　位相判定部１１４は、特定した位相領域を位相領域信号２０８として出力する。特定された位相領域が、時間の経過とともに、例えば、Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ１、Ａ２、・・と順次変化する場合、位相領域信号２０８も、Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ１、Ａ２、・・と順次変化する。このような位相判定部１１４による処理は、補正後Ｉ信号２０４、補正後Ｑ信号２０６を極座標変換したときの位相信号を導出する処理に相当する。図２に戻る。
　ＤＥＭＵＸ１１８は、第１加算部１１６からの電力値Ｐと、位相判定部１１４の位相領域信号２０８とを順次入力する。なお、電力値Ｐと位相領域信号２０８は同期されている。ＤＥＭＵＸ１１８は、位相領域信号２０８に示された位相領域に応じて、電力値Ｐを電力値Ｐ１からＰ４のいずれかとして出力する。具体的に説明すると、ＤＥＭＵＸ１１８は、位相領域Ａ１であれば電力値Ｐ１を出力し、位相領域Ａ２であれば電力値Ｐ２を出力し、位相領域Ａ３であれば電力値Ｐ３を出力し、位相領域Ａ４であれば電力値Ｐ３を出力する。
　第１平均化部１２０は、入力される電力値Ｐ１の一定期間における平均電力Ｐ１を計算し、平均電力Ｐ１を第２加算部１２８に出力する。平均には、例えば、移動平均が使用される。第２平均化部１２２は、入力される電力値Ｐ２の一定期間における平均電力Ｐ２を計算し、平均電力Ｐ２を第３加算部１３０に出力する。第３平均化部１２４は、入力される電力値Ｐ３の一定期間における平均電力Ｐ３を計算し、平均電力Ｐ３を第２加算部１２８に出力する。第４平均化部１２６は、入力される電力値Ｐ４の一定期間における平均電力Ｐ４を計算し、平均電力Ｐ４を第３加算部１３０に出力する。第１平均化部１２０から第４平均化部１２６の処理は、位相領域別に振幅信号の平均値を導出することに相当する。
　第２加算部１２８は、第１平均化部１２０からの平均電力Ｐ１を入力するとともに、第３平均化部１２４からの平均電力Ｐ３を入力する。第２加算部１２８は、平均電力Ｐ３から平均電力Ｐ１を減算する。第２加算部１２８は、減算結果をＩ相オフセット補正値２００として出力する。第３加算部１３０は、第２平均化部１２２からの平均電力Ｐ２を入力するとともに、第４平均化部１２６からの平均電力Ｐ４を入力する。第３加算部１３０は、平均電力Ｐ４から平均電力Ｐ２を減算する。第２加算部１２８は、減算結果をＱ相オフセット補正値２０２として出力する。このように、ＤＣオフセット検出部２２は、位相領域毎の電力値、つまり振幅信号に相当した値の平均値から、補正後Ｉ信号２０４、補正後Ｑ信号２０６の原点からのずれを求め、これをＩ相オフセット補正値２００、Ｑ相オフセット補正値２０２として出力する。これは、ＩＱ平面に規定された複数の位相領域のそれぞれにおける振幅が近くなるようにＩ相オフセット補正値２００、Ｑ相オフセット補正値２０２を導出することに相当する。図１に戻る。
　ＦＭ検波部２４は、補正後Ｉ信号２０４と補正後Ｑ信号２０６、つまりＤＣオフセットが補正されたベースバンド信号をＦＭ検波する。ＦＭ検波として、例えば、Ａｒｃｔａｎ検波が実行される。Ａｒｃｔａｎ検波では、補正後Ｉ信号２０４および補正後Ｑ信号２０６のそれぞれを三角形の２辺として、その角度が導出される。単位時間あたりの角度の変化が角速度、つまり周波数になるので、ＦＭ変調の復調が可能になる。ＦＭ検波部２４は、ＦＭ検波の結果である検波信号を出力する。出力される検波信号は、音声信号に相当する。
　平均化部６０は、ＦＭ検波部２４からの検波信号を入力する。平均化部６０は、検波信号を一定期間にわたって平均化することによって、平均電圧を加算部６２に出力する。なお、平均には、例えば、移動平均が使用される。平均電圧は、受信信号の中心周波数とローカル発振信号の出力周波数との差の周波数に比例する。そのため、例えば、平均電圧が「０」であれば、これらの周波数が一致している。前述のごとく、受信信号が無変調で、かつこれらの周波数が一致している場合、補正後Ｉ信号２０４、補正後Ｑ信号２０６が一定の値になり続けるので、信号成分とＤＣオフセット電圧との区別ができなくなってしまう。その結果、ＤＣオフセット検出部２２では、補正後Ｉ信号２０４、補正後Ｑ信号２０６が「０」になるようなＩ相オフセット補正値２００、Ｑ相オフセット補正値２０２を出力してしまう。これに対応するために、下記の処理が実行される。
　オフセット記憶部６４は、予め定められたオフセット値を記憶する。加算部６２は、オフセット記憶部６４からのオフセット値を入力するとともに、平均化部６０からの平均電圧を入力する。加算部６２は、平均電圧にオフセット値を加え、その結果を第３ＬＰＦ部７０に出力する。加算部６２におけるオフセット値の加算がない場合、ＡＦＣ部６６によって、受信信号の中心周波数とローカル発振信号の周波数が同じになるように制御されるが、加算部６２が一定のオフセット値を加えるので、ローカル発振信号は、オフセット値に応じた周波数オフセットを有する。この周波数オフセットによって、補正後Ｉ信号２０４、補正後Ｑ信号２０６が回転するので、これらが一定の値になり続ける状況の発生が抑制される。
　第３ＬＰＦ部７０は、加算部６２から、オフセット値が加えられた平均電圧（以下、これも「平均電圧」という）を入力する。第３ＬＰＦ部７０は、平均電圧に対して、低域通過処理を実行する。第３ＬＰＦ部７０は、低域通過処理を実行した平均電圧（以下、これもまた「平均電圧」という）を第４増幅部７２に出力する。第４増幅部７２は、第３ＬＰＦ部７０からの平均電圧を増幅することによって、制御信号を生成する。第４増幅部７２における増幅によって、ＡＦＣループのゲインが決められる。
　ＤＡＣ部６８は、第４増幅部７２からの制御信号をデジタル／アナログ変換して、アナログ信号の制御信号（以下、これもまた「制御信号」という）をローカル発振器２８へ出力する。このように、ＡＦＣ部６６は、加算部６２においてオフセットを加えた平均電圧をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振器２８へ制御信号をフィードバックする。オフセットが加えられていることは、ＤＣオフセット検出部２２において極座標変換した位相成分が回転するように、ローカル発振器２８から出力されるローカル発振信号の周波数を制御することに相当する。
　この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。
　本実施例によれば、受信信号が無変調で、かつその周波数がローカル発振信号の周波数と一致した場合でも、ＤＣオフセット検出部に入力される信号の位相成分が回転するように、ローカル発振信号の周波数を制御するので、ＤＣオフセット検出部に入力される信号の位相成分を変動させることができる。また、ＤＣオフセット検出部に入力される信号の位相成分を変動させるので、ＤＣオフセット検出部がＤＣオフセット電圧のみを補正できる。また、受信信号が無変調で、かつその周波数がローカル発振信号の周波数と一致した場合でも、ＤＣオフセット検出部がＤＣオフセット電圧のみを補正するので、ベースバンド信号に重畳される不要なＤＣオフセット成分を補正する際に誤動作が発生することを抑制できる。また、受信信号が無変調で、かつその周波数がローカル発振信号の周波数と一致した場合でも、それらの周波数が一致しないようにＡＦＣを制御されるので、ＤＣオフセット検出部がＤＣオフセット電圧のみを補正できる。また、オフセット値を検出信号に加えるだけなので、処理を簡易にできる。また、ＤＣオフセット電圧が補正されるので、受信特性の悪化を抑制できる。
（実施例２）
　次に、実施例２を説明する。本発明の実施例２は、実施例１と同様に、ダイレクト・コンバージョン型のＦＭ受信装置に関する。実施例１では、ＤＣオフセットを検出する際の誤動作の発生を抑制するために、検波信号にオフセットを加えてから、ローカル発振信号の周波数を制御している。一方、実施例２では、ＤＣオフセットを検出する際の誤動作の発生を抑制するために、補正後のＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号が各位相領域に出現する分布を監視する。分布が不均一な場合、ローカル発振信号の周波数を変化させる。その結果、位相信号が一定の値に停止される状況の発生が抑制される。
　図４は、本発明の実施例２に係る受信装置１００の構成を示す。受信装置１００は、アンテナ１０、直交検波部１２、第１ＡＤＣ部１４、第２ＡＤＣ部１６、第１補正部１８、第２補正部２０、ＤＣオフセット検出部２２、ＦＭ検波部２４、制御部２６、ローカル発振器２８を含む。直交検波部１２は、図１と同様である。制御部２６は、位相分布検出部８０、第１電源部８２、第２電源部８４、出力部８６、第４ＬＰＦ部８８を含む。ここでは、図１との差異、特に制御部２６を中心に説明する。
　位相分布検出部８０は、ＤＣオフセット検出部２２からの位相領域信号２０８を入力する。位相領域信号２０８は、前述のごとく、位相判定部１１４において特定された位相領域を示す。補正後Ｉ信号２０４、補正後Ｑ信号２０６が、一定の値で固定されない場合、それらの位相成分も変化するので、位相領域信号２０８において、一定期間中に各位相領域が均一的に出現する。一方、受信信号が無変調であり、受信信号の周波数とローカル発振信号の周波数とが一致している場合、補正後Ｉ信号２０４、補正後Ｑ信号２０６が一定の値になるので、位相領域信号２０８において、同じ位相領域が連続する。つまり、位相領域信号２０８において、一定期間中に位相領域が不均一的に出現する。
　そのため、位相分布検出部８０は、一定期間にわたって、位相領域信号２０８によって示される各位相領域の出現回数をカウントする。位相分布検出部８０は、一定期間経過後、各位相領域のカウント値を比較し、複数の位相領域のそれぞれに、極座標変換した位相成分が出現するときの均一性を導出する。例えば、位相分布検出部８０は、最大のカウント値と最小のカウント値との差がしきい値より小さければ、均一であると判定し、差がしきい値以上であれば、不均一であると判定する。その際、すべてのカウント値の総和で差を除算することによって、規格がなされてもよい。また、位相分布検出部８０は、各カウント値をもとに、分散、標準偏差などのばらつきが示された統計値を導出し、統計値がしきい値より小さければ、均一であると判定し、統計値がしきい値以上であれば、不均一であると判定してもよい。位相分布検出部８０は、均一であると判定すれば、維持信号を出力部８６に出力し、不均一であると判定すれば、切替信号を出力部８６に出力する。
　第１電源部８２は、所定の第１電圧を出力部８６に供給する。第２電源部８４は、第１電源部から供給される第１電圧の値とは異なった値の第２電圧を供給する。第２電圧は、第１電圧よりも高くてもよく、低くてもよい。
　出力部８６は、第１電源部８２からの第１電圧を入力するとともに、第２電源部８４からの第２電圧を入力する。また、出力部８６は、位相分布検出部８０からの維持信号あるいは切替信号も入力する。出力部８６は、スイッチの構成を有しており、維持信号あるいは切替信号において、第１電圧と第２電圧のうちの一方を選択して出力する。まず、出力部８６は、第１電圧と第２電圧のうちの任意の一方、例えば、第１電圧を選択する。この状態において、維持信号を受けつければ、出力部８６は、第１電圧を選択し続けるので、第１電圧が継続して第４ＬＰＦ部８８に出力される。つまり、維持信号は、出力部８６での選択を維持させるための信号である。
　一方、切替信号を受けつければ、出力部８６は、第１電圧の選択を第２電圧の選択に切りかえるので、第２電圧が第４ＬＰＦ部８８に出力される。つまり、切替信号は、出力部８６での選択を切りかえさせるための信号である。そのため、第２電圧を選択している場合に切替信号を受けつけると、出力部８６は、第２電圧の選択を第１電圧の選択に切りかえる。これらによって、出力部８６は、位相分布検出部８０において導出した均一性がしきい値よりも低く、不均一である場合に、第１電源部８２から供給される第１電圧と、第２電源部８４から供給される第２電圧値とのいずれか一方の選択を切りかえる。出力部８６は、第１電圧あるいは第２電圧を第４ＬＰＦ部８８に出力する。
　第４ＬＰＦ部８８は、出力部８６から、第１電圧あるいは第２電圧を入力する。第４ＬＰＦ部８８は、第１電圧あるいは第２電圧に対して、低域通過処理を実行する。第４ＬＰＦ部８８は、低域通過処理の結果である制御信号をローカル発振器２８に出力する。前述のごとく、制御信号によって、ローカル発振器２８から出力されるローカル発振信号の周波数が制御される。その結果、第１電圧と第２電圧とが切りかわることによって、制御信号の電圧が変化するので、ローカル発振信号の発振周波数が変化する。これによって、ＤＣオフセット検出部２２に入力される補正後Ｉ信号２０４と補正後Ｑ信号２０６が一定の値に固定しなくなり、ＤＣオフセット検出部２２において、ＤＣオフセット電圧のみを補正することが可能になる。
　このように、出力部８６、第４ＬＰＦ部８８は、位相分布検出部８０において導出した均一性がしきい値よりも低い場合に、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号の値を変更し、ローカル発振器２８へ制御信号をフィードバックする。そのため、実施例２に係る制御部２６においても、ＤＣオフセット検出部２２において極座標変換した位相成分が回転するように、ローカル発振器２８から出力されるローカル発振信号の周波数が制御される。
　なお、アンテナ１０がＲＦ信号を受信していない状態では、第１ＡＤＣ部１４から出力されるＩ信号と第２ＡＤＣ部１６から出力されるＱ信号は、ＤＣオフセット電圧のみになる。そのため、ＤＣオフセット検出部２２において極座標変換した位相成分では、同じ値が連続する。この場合であっても、ローカル発振器２８から出力されるローカル発振信号の発振周波数が定期的に変化するが、ＤＣオフセット電圧は変化しないので、ＤＣオフセット検出部２２は、ＤＣオフセット電圧をキャンセルするように動作可能である。
　本実施例によれば、位相の分布が不均一になると、制御信号の値を変更するので、ローカル発振信号の周波数を変化させることができる。また、ローカル発振信号の周波数が変化するので、それまでその周波数が受信信号の周波数と一致していた場合であっても、両者を異ならせることができる。また、ローカル発振信号の周波数と受信信号の周波数とが異なるので、ＤＣオフセット検出部がＤＣオフセット電圧のみを補正できる。また、受信信号が無変調で、かつその周波数がローカル発振信号の周波数と一致した場合でも、ＤＣオフセット検出部がＤＣオフセット電圧のみを補正するので、ベースバンド信号に重畳される不要なＤＣオフセット成分を補正する際に誤動作が発生することを抑制できる。また、位相成分の均一性がしきい値よりも低い場合に、第１電圧と第２電圧とのいずれか一方の選択を切りかえるだけなので、処理を簡易にできる。
（実施例３）
　次に、実施例３を説明する。本発明の実施例３は、実施例１と同様に、ダイレクト・コンバージョン型のＦＭ受信装置に関する。実施例１では、ＤＣオフセットを検出する際の誤動作の発生を抑制するために、検波信号にオフセットを加えてから、ローカル発振信号の周波数を制御している。ＡＦＣ制御は、受信信号をＦＭ検波してからでないと動作できない。一方、ローカル発振信号をＦＭ変調させる場合、ＡＦＣ制御と異なって、受信信号をＦＭ検波するまでも動作可能であるが、ローカル発振信号のＣ／Ｎを悪化させているので、受信特性としてのレシプロカルミキシングやＳ／Ｎが悪化する傾向にある。実施例３では、これらを組み合わせ、信号検出段階とその後で処理が切りかえられる。信号を検出する前は、ローカル発振信号をＦＭ変調し、信号を検出した後は、ＡＦＣ制御を実行する。
　図５は、本発明の実施例３に係る受信装置１００の構成を示す。受信装置１００は、図１に、第１ローカル発振器９０、第２ローカル発振器９２、制御部９４、選択部９６が追加されている。ここでは、これまでとの差異を中心に説明する。
　第１ローカル発振器９０は、所定の周波数の変調信号を生成する変調周波数生成部であり、ここでは、所定の周波数の変調信号を第１ローカル信号という。選択部９６は、ＤＡＣ部６８からの第１制御信号と、第１ローカル発振器９０からの第１ローカル発振信号とを入力する。ここで、第１制御信号は、実施例１における制御信号に相当する。また、選択部９６は、制御部９４からの選択信号も入力する。選択部９６は、選択信号にしたがって、第１制御信号と第１ローカル発振信号とのうちの１つを第２制御信号として選択する。選択部９６は、選択した第２制御信号を第２ローカル発振器９２に出力する。第２ローカル発振器９２は、実施例１のローカル発振器２８に相当する。第２ローカル発振器９２は、選択部９６からの第２制御信号に応じて第２ローカル発振信号の周波数を調節し、周波数が調節された第２ローカル発振信号を第１ミキサ４６、移相部４４へ出力する。
　制御部９４は、ＦＭ検波部２４からの検波信号を入力する。制御部９４は、検波信号をもとに、選択信号を生成する。選択信号には、制御部９４において選択すべき信号、つまり第１制御信号あるいは第１ローカル発振信号が示されている。ここで、制御部９４は、アンテナ１０においてＲＦ信号が受信されているか否かを監視していること、つまりキャリアを検出しているか否かを監視していることに相当する。例えば、ノイズスケルチ回路である。ノイズスケルチ回路は、ＦＭ検波部２４からの出力である検波信号の復調帯域以上の一部の帯域のノイズ成分の検出し、ノイズが所定のレベル未満であればキャリアによりノイズが抑圧されＲＦ信号が受信されていると判定し、ノイズが所定のレベル以上であればノイズが抑圧されていないためＲＦ信号が受信されていないと判定する。
　制御部９４は、ＲＦ信号が受信されていない場合に、第１ローカル発振信号を選択させるための選択信号を生成し、その選択信号を選択部９６に出力する。選択部９６は、この選択信号をもとに第１ローカル発振信号を選択して、それに応じた第２制御信号を第２ローカル発振器９２に入力する。その結果、第２ローカル発振器９２は、ＦＭ変調された第２ローカル発振信号を出力する。この状態では、第２ローカル発振信号の周波数と同じ周波数の無変調信号が受信されても、Ｉ信号およびＱ信号が一定の値になることを抑制できる。
　このような状況下において、ＲＦ信号が受信されると、制御部９４はこれを検出する。ここで、ＦＭ検波部２４から出力される検波信号には、第１ローカル発振信号の発振周波数が多重される。第１ローカル発振信号の発振周波数を復調帯域内に設定した場合、第１ローカル発振信号が検波信号として出力され復調されてしまう。
　そのため、制御部９４は、ＲＦ信号が受信されたことを検出した場合に、第１制御信号を選択させるための選択信号を生成し、その選択信号を選択部９６に出力する。選択部９６は、この選択信号をもとに第１制御信号を選択して、それに応じた第２制御信号を第２ローカル発振器９２に入力する。その結果、第２ローカル発振器９２は、ＡＦＣ制御された第２ローカル発振信号を出力する。これにより、第２ローカル発振信号の発振周波数が復調帯域内の場合でも、検波信号に不要な信号が含まれなくなる。
　つまり、制御部９４は、キャリアを検出していない場合に、第１ローカル発振信号を選択させるための選択信号を生成することによって、第２ローカル発振信号の周波数を変動させる。一方、制御部９４は、キャリアを検出すると、第１制御信号を選択させるための選択信号に切りかえることによって、第２ローカル発振信号の周波数の変調を停止する。
　以上の構成による受信装置１００の動作を説明する。図６は、受信装置１００による制御手順を示すフローチャートである。選択部９６は、第１ローカル発振信号を選択する（Ｓ１０）。制御部９４がキャリアを検出しなければ（Ｓ１２のＮ）、待機する。制御部９４がキャリアを検出すれば（Ｓ１２のＹ）、選択部９６は、第１制御信号を選択するとともに、ＤＣオフセット検出部２２がオンされる（Ｓ１４）。受信信号の中心周波数がプラスであれば（Ｓ１６のＹ）、ＡＦＣ部６６は、＋ΔｆにＡＦＣ制御する（Ｓ１８）。一方、受信信号の中心周波数がプラスでなければ（Ｓ１６のＮ）、ＡＦＣ部６６は、－ΔｆにＡＦＣ制御する（Ｓ２０）。
　本実施例によれば、ＲＦ信号が受信されていない場合に、ＦＭ変調された第２ローカル発振信号を出力するので、第２ローカル発振信号の周波数と同じ周波数の無変調信号が受信されても、Ｉ信号およびＱ信号が一定の値になることを抑制できる。また、Ｉ信号およびＱ信号が一定の値にならないので、完全に抑圧されることを抑制できる。また、ＲＦ信号が受信された場合に、第１制御信号を出力するので、第２ローカル発振信号の発振周波数が復調帯域内の場合でも、復調信号に不要な信号が含まれなくすることができる。
　以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
　１０　アンテナ、　１２　直交検波部、　１４　第１ＡＤＣ部、　１６　第２ＡＤＣ部、　１８　第１補正部、　２０　第２補正部、　２２　ＤＣオフセット検出部、　２４　ＦＭ検波部、　２６　制御部、　２８　ローカル発振器、　４０　第１増幅部、　４２　分配部、　４４　移相部、　４６　第１ミキサ、　４８　第１ＬＰＦ部、　５０　第２増幅部、　５２　第２ミキサ、　５４　第２ＬＰＦ部、　５６　第３増幅部、　６０　平均化部、　６２　加算部、　６４　オフセット記憶部、　６６　ＡＦＣ部、　６８　ＤＡＣ部、　７０　第３ＬＰＦ部、　７２　第４増幅部、　１００　受信装置。
　本発明によれば、ベースバンド信号に重畳される不要なＤＣオフセット成分を補正する際に誤動作が発生することを抑制できる。

Claims (4)

  1. 　ローカル発振信号を出力するローカル発振器と、
    　前記ローカル発振器から出力されたローカル発振信号によって、ＦＭ信号を直交検波して、Ｉ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とを出力する直交検波器と、
    　前記直交検波器から出力されたＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とに対して、ＤＣオフセット補正値による補正を実行する補正部と、
    　前記補正部において補正したＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号を極座標変換し、ＩＱ平面に規定された複数の位相領域のそれぞれにおける振幅が近くなるようにＤＣオフセット補正値を導出するＤＣオフセット検出部と、
    　前記補正部において補正したＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号をＦＭ検波して、検波信号を生成するＦＭ検波部と、
    　前記ＦＭ検波部において生成した検波信号にオフセットを加える加算部と、
    　前記加算部においてオフセットを加えた検波信号をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、前記ローカル発振器へ制御信号をフィードバックするＡＦＣ部と、
    　を備えることを特徴とするＦＭ受信装置。
  2. 　所定の周波数の変調信号を生成する変調周波数生成部と、
    　（１）前記ＡＦＣ部と前記ローカル発振器との間に配置されており、（２）前記ＡＦＣ部からの制御信号を第１制御信号として入力するとともに、前記変調周波数生成部からの変調信号を入力し、（３）前記第１制御信号と前記変調信号のうちの１つを第２制御信号として選択し、（４）選択した第２制御信号を前記ローカル発振器に出力する選択部と、
    　前記選択部において選択すべき信号が示された選択信号を、前記ＦＭ検波部において生成した検波信号をもとに生成する制御部とをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ受信装置。
  3. 　前記制御部は、前記ＦＭ検波部において生成した検波信号からキャリアを検出する手段を備え、キャリアを検出している場合に、前記第１制御信号を選択させ、キャリアを検出していない場合に、前記変調信号を選択させるための選択信号を生成することを特徴とする請求項２に記載のＦＭ受信装置。
  4. 　ローカル発振器から出力されたローカル発振信号によって、ＦＭ信号を直交検波して、Ｉ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とを出力するステップと、
    　Ｉ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号とに対して、ＤＣオフセット補正値による補正を実行するステップと、
    　補正したＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号を極座標変換し、ＩＱ平面に規定された複数の位相領域のそれぞれにおける振幅が近くなるようにＤＣオフセット補正値を導出するステップと、
    　補正したＩ相のベースバンド信号とＱ相のベースバンド信号をＦＭ検波して、検波信号を生成するステップと、
    　生成した検波信号にオフセットを加えるステップと、
    　オフセットを加えた検波信号をもとに、ローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、前記ローカル発振器へ制御信号をフィードバックするステップと、
    　を備えることを特徴とするＦＭ受信方法。
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