WO2016120924A1 - 再生装置および再生方法 - Google Patents

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WO2016120924A1
WO2016120924A1 PCT/JP2015/005785 JP2015005785W WO2016120924A1 WO 2016120924 A1 WO2016120924 A1 WO 2016120924A1 JP 2015005785 W JP2015005785 W JP 2015005785W WO 2016120924 A1 WO2016120924 A1 WO 2016120924A1
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signal
difference
light receiving
receiving element
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PCT/JP2015/005785
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関口　浩司
公博 齊藤
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ソニー株式会社
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    • G11B7/13—Optical detectors therefor
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    • G11B7/007—Arrangement of the information on the record carrier, e.g. form of tracks, actual track shape, e.g. wobbled, or cross-section, e.g. v-shaped; Sequential information structures, e.g. sectoring or header formats within a track
    • G11B7/00718—Groove and land recording, i.e. user data recorded both in the grooves and on the lands
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    • G11B7/12—Heads, e.g. forming of the optical beam spot or modulation of the optical beam
    • G11B7/135—Means for guiding the beam from the source to the record carrier or from the record carrier to the detector
    • G11B7/1365—Separate or integrated refractive elements, e.g. wave plates

Definitions

  • the present disclosure relates to a reproducing apparatus and a reproducing method applied to reproducing an optical medium such as an optical disk.
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 as a homodyne method for detecting light in which signal light and reference light interfere with each other, four sets of signal light and reference light each having a phase difference of 90 degrees are used. The detection is done. Specifically, detection is performed for each pair of signal light and reference light whose phase differences are 0 degrees, 90 degrees, 180 degrees, and 270 degrees, respectively. Each of these detections is performed by detecting the light intensity of the light obtained by causing the signal light and the reference light to interfere with each other.
  • Patent Document 3 discloses a reproducing apparatus that applies a homodyne method to an optical disc in which signals are recorded on both lands and grooves.
  • JP 2008-269680 A JP 2008-65961 A JP 2014-32728 A
  • the groove RF signal and the land RF signal are separated and read independently, thereby enabling a narrow track pitch.
  • Patent Document 3 it is necessary to set the level difference between the land and the groove so that the reflected light from the land and the reflected light from the groove give a phase difference of 90 degrees.
  • the signal quality deteriorates because the value of the step varies due to variations in the optical disk, and the phase relationship varies microscopically depending on the condition of the optical disk.
  • an object of the present disclosure is to provide a reproducing apparatus and a reproducing method that can adopt the homodyne detection method and can reproduce the land / groove recording optical medium satisfactorily.
  • the present disclosure reflects both the land and groove recording signals by irradiating light emitted from a light source to a recording medium on which signals are recorded on both the land and the groove.
  • the first signal light obtained by generating reference light from the light emitted from the light source and giving a phase difference of approximately 0 degrees to the superimposed light obtained by superimposing the signal light and the reference light
  • a pair of reference light a second signal light and reference light set having a phase difference of about 180 degrees, a third signal light and reference light set having a phase difference of about 90 degrees
  • the set of the first signal light and the reference light is the first light receiving element
  • the set of the second signal light and the reference light is the second light receiving element
  • the set of the third signal light and the reference light is the third light receiving element
  • the fourth A light receiving unit for receiving the set of the signal light and the reference light by the fourth
  • a calculation unit that calculates a second difference signal that is a difference from the fourth light reception signal obtained in step A first FIR filter and a second FIR filter to which a first differential signal and a second differential signal are respectively supplied;
  • An addition signal obtained by adding the output signals of the first and second FIR filters is provided, and an equalization error detection unit for forming an equalization error is provided.
  • the tap coefficients of the first and second FIR filters are controlled so as to reduce the equalization error.
  • a recording medium on which signals are recorded on both lands and grooves is irradiated with light emitted from a light source to obtain signal light reflecting both the recorded signals of lands and grooves, and from the light source.
  • a reference light is generated from the emitted light, and a set of the first signal light and the reference light, which gives a phase difference of almost 0 degrees with respect to the superimposed light obtained by superimposing the signal light and the reference light, is approximately 180.
  • a pair of second signal light and reference light that gave a phase difference of degrees, a pair of third signal light and reference light that gave a phase difference of about 90 degrees, and a set of phase signals of about 270 degrees 4 sets of signal light and reference light are respectively generated by the optical system,
  • the set of the first signal light and the reference light is the first light receiving element
  • the set of the second signal light and the reference light is the second light receiving element
  • the set of the third signal light and the reference light is the third light receiving element
  • the fourth Each set of signal light and reference light is received by the fourth light receiving element
  • a first difference signal that is a difference between a first light receiving signal obtained by the first light receiving element and a second light receiving signal obtained by the second light receiving element; a third light receiving signal obtained by
  • a second difference signal that is a difference from the fourth received light signal obtained in step Supplying the first differential signal and the second differential signal to the first FIR filter and the second FIR filter, respectively;
  • An addition signal obtained by adding the output signals of the first and second FIR filters is supplied to an equalization error detection unit to form an equalization error;
  • the tap coefficients of the first and second FIR filters are controlled so as to reduce the equalization error.
  • the land / groove recording type optical recording medium can be satisfactorily reproduced using the homodyne detection method.
  • it is not necessary to set an optical system according to individual groove depths in advance or to set a phase offset in signal processing calculation. Furthermore, it is possible to suppress a decrease in signal quality caused by a difference in optical disk, a phase shift due to a recording mark or a disk condition. Note that the effects described here are not necessarily limited, and may be any of the effects described in the present disclosure.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing a relationship between a beam spot of reproduction light formed on a recording surface, lands, and grooves. It is a basic diagram used for description of the reproduction
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing an optical system for simulation and a graph showing a result of obtaining a relationship between track pitch and jitter by simulation when steps of land and groove are set to different values.
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing an optical system for simulation and a graph showing a result of obtaining a relationship between track pitch and jitter by simulation when steps of land and groove are set to different values.
  • It is a block diagram of an improved homodyne signal generation system. It is the graph which showed the result of having calculated
  • FIG. 3 is a block diagram used for describing the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1 shows a cross-sectional structure diagram of an optical recording medium 1 to be reproduced. Laser light irradiation is performed on the optical recording medium 1 that is rotationally driven, and a recorded signal is reproduced.
  • the optical recording medium 1 is a so-called ROM type (reproduction-only type) optical recording medium in which information is recorded by forming pits (embossed pits), for example.
  • an optical recording medium 1 is formed with a cover layer 2, a recording layer (reflection film) 3, and a substrate 4 in order from the upper layer side.
  • the “upper layer side” refers to the upper layer side when the surface on which the laser beam from the reproducing apparatus is incident is the upper surface. That is, in this case, laser light is incident on the optical recording medium 1 from the cover layer 2 side.
  • the substrate 4 is made of, for example, a resin such as polycarbonate, and has an uneven cross-sectional shape associated with the formation of pits on its upper surface side.
  • the substrate 4 on which the pits are thus formed is generated by, for example, injection molding using a stamper.
  • the recording layer 3 is formed.
  • tracks as pit rows are formed at a normal track pitch that does not exceed the optical limit value. That is, the track pitch in the recording layer 3 is set to be larger than the optical limit value in which the theoretical value is expressed by “ ⁇ / NA / 2” ( ⁇ is the reproduction wavelength, NA is the numerical aperture of the objective lens). It is what.
  • the cover layer 2 formed on the upper layer side of the recording layer 3 is formed, for example, by applying an ultraviolet curable resin by a spin coating method or the like and then performing a curing process by ultraviolet irradiation.
  • the cover layer 2 is provided for protecting the recording layer 3.
  • FIG. 2 shows the structure of the recording surface of the optical recording medium 1 to be reproduced.
  • 2A is a plan view in which a part of the recording surface is enlarged
  • FIG. 2B is a perspective view in which a part of the recording surface is enlarged.
  • FIG. 2B shows the surface on which the laser beam for reproduction is irradiated, that is, the laser beam for reproduction is irradiated from the upper side of the drawing.
  • Grooves G and lands L are formed on the optical recording medium 1.
  • the side where the laser beam for reproduction reaches first that is, the convex portion side is defined as a groove G
  • the concave portion side is defined as a land. Let it be called L.
  • the track pitch Tp can be defined as the formation pitch of the land L and the groove G as shown in FIG. 2B.
  • the optical recording medium 1 records information approximately twice as much as the conventional one. The density is increased.
  • the level difference between the land L and the groove G (referred to as a depth as appropriate) is represented by d.
  • the depth d is “ ⁇ / 8 / n”.
  • the optical recording medium 1 of the present embodiment since the formation pitch of the land L and the groove G exceeds the optical limit value, the beam spot of the reproduction light formed on the recording surface and the land L,
  • the relationship with the groove G is, for example, as shown in FIG.
  • FIG. 3 illustrates a case where tracking servo control of the objective lens is performed for the groove G.
  • the recording information of the two adjacent lands L is mixed with the reproduction signal of the groove G which is the servo target.
  • phase diversity method In the phase diversity system, a set of four signal light / reference light whose phase difference is different by 90 degrees is used. Specifically, in the phase diversity method, detection is performed for each pair of signal light and reference light adjusted so that the phase difference is approximately 0 degrees, approximately 180 degrees, approximately 90 degrees, and approximately 270 degrees, respectively. The Each of these detections is performed by detecting the light intensity of the light obtained by causing the signal light and the reference light to interfere with each other.
  • FIG. 5 mainly shows the configuration of an optical system used in the phase diversity method.
  • the optical recording medium 1 When the optical recording medium 1 is loaded into a reproducing apparatus, the optical recording medium 1 is rotationally driven by a spindle motor.
  • the optical system is provided with a laser (semiconductor laser) 10 serving as a laser light source for reproduction.
  • the laser light emitted from the laser 10 is converted into parallel light through the collimation lens 11 and then enters the polarization beam splitter 13 through the half-wave plate 12.
  • the polarization beam splitter 13 is configured to transmit, for example, P-polarized light and reflect S-polarized light.
  • the mounting angle of the half-wave plate 12 (rotation angle about the optical axis in the laser light incident surface) is reflected and output with the light (P-polarized component) transmitted through the polarizing beam splitter 13 and output.
  • the ratio ie, the spectral ratio by the polarization beam splitter 13
  • the light (S-polarized component) is adjusted to be approximately 1: 1, for example.
  • the laser beam reflected by the polarization beam splitter 13 is focused on the recording layer of the optical recording medium 1 through the quarter wavelength plate 14 and then through the objective lens 15 held by the biaxial actuator 16. It is irradiated.
  • the biaxial actuator 16 is capable of displacing the objective lens 15 in a focusing direction (direction in which the optical recording medium 1 is moved toward and away from the optical recording medium 1) and a tracking direction (radial direction of the optical recording medium 1: a direction perpendicular to the focusing direction). Hold.
  • the biaxial actuator 16 includes a focus coil and a tracking coil, and a focus drive signal FD and a tracking drive signal TD described later are supplied to the focus coil and the tracking coil, respectively.
  • the objective lens 15 is displaced in the focus direction and the tracking direction according to the focus drive signal FD and the tracking drive signal TD.
  • the reflected light (return light) incident on the polarization beam splitter 13 is incident on the polarization beam splitter 13 from the laser 10 side due to the action of the quarter-wave plate 14 and the action of reflection on the recording layer. Is different by 90 degrees with respect to the polarization direction of the light reflected in (the forward light). That is, the reflected light is incident on the polarization beam splitter 13 as P-polarized light. For this reason, the reflected light passes through the polarization beam splitter 13.
  • the reflected light reflecting the recording signal of the optical recording medium 1 that passes through the polarization beam splitter 13 in this way is referred to as signal light.
  • laser light (P-polarized light) emitted from the laser 10 and transmitted through the polarization beam splitter 13 functions as reference light in the homodyne detection method.
  • the reference light that has passed through the polarizing beam splitter 13 passes through the quarter-wave plate 17 in the figure, is reflected by the mirror 18, passes through the quarter-wave plate 17 again, and enters the polarizing beam splitter 13. To do.
  • the reference light (return light) incident on the polarization beam splitter 13 in this way is a reference in which the polarization direction is forward light due to the action of the quarter-wave plate 17 and the action when reflected by the mirror 18. It is different from light by 90 degrees (that is, S-polarized light). Accordingly, the reference light as the return light is reflected by the polarization beam splitter 13.
  • the reference light reflected by the polarization beam splitter 13 is indicated by a broken line arrow.
  • the signal light transmitted through the polarization beam splitter 13 is indicated by a solid line arrow.
  • the signal beam and the reference beam are emitted in the same direction by the polarization beam splitter 13 while being superimposed. Specifically, in this case, the signal light and the reference light are emitted in the same direction in a state where they are overlapped so that their optical axes coincide.
  • the reference light is so-called coherent light.
  • the superposed light of the signal light and the reference light output from the polarization beam splitter 13 enters the half beam splitter 19.
  • the half beam splitter 19 divides incident light into reflected light and transmitted light at a ratio of approximately 1: 1.
  • the superposed light of the signal light and the reference light transmitted through the half beam splitter 19 is incident on the polarization beam splitter 21 via the half-wave plate 20.
  • the superimposed light of the signal light and the reference light reflected by the half beam splitter 19 is incident on the polarization beam splitter 23 via the quarter wavelength plate 22.
  • the half-wave plate 20 and the quarter-wave plate 22 rotate the polarization plane. Therefore, by combining the half-wave plate 20 and the polarization beam splitter 21, the ratio of the amount of light branched by the polarization beam splitter 21 can be adjusted. Similarly, the ratio of the amount of light branched by the polarization beam splitter 23 can be adjusted by the quarter wavelength plate 22.
  • the amount of light branched by each of the polarization beam splitters 21 and 23 is set to be approximately 1: 1.
  • the light reflected by the polarization beam splitter 21 enters the light detection unit 24, and the light transmitted through the polarization beam splitter 21 enters the light detection unit 25.
  • the light reflected by the polarization beam splitter 23 enters the light detection unit 26, and the light transmitted through the polarization beam splitter 23 enters the light detection unit 27.
  • the light reception signal output from the light detection unit 24 is expressed as I
  • the light reception signal output from the light detection unit 25 is expressed as J
  • the light reception signal output from the light detection unit 26 is expressed as L
  • light detection The light reception signal output from the unit 27 is denoted as K.
  • These light reception signals I to L are supplied to the subtraction circuits 31a and 31b.
  • the arithmetic circuit 32 includes delay circuits 33a and 33b, multiplication circuits 34a and 34b, low-pass filters 35a and 35b, offset ( ⁇ ) setting circuits 36a and 36b, and an addition circuit 37.
  • Delay circuit 33a has a delay time equal to the delay amount generated in low-pass filter 35a and offset ( ⁇ ) setting circuit 36a.
  • Delay circuit 33b has a delay time equal to the delay amount generated in low-pass filter 35b and offset ( ⁇ ) setting circuit 36b.
  • the output of the multiplication circuit 34 a and the output of the multiplication circuit 34 b are supplied to the addition circuit 37.
  • a reproduction signal is extracted from the output of the adder circuit 37.
  • the playback apparatus described above can obtain a playback signal that is not affected by the phase shift ( ⁇ (t)) component of the reference light due to surface blurring of the optical recording medium 1 as described below.
  • the received light signals I to L are expressed by the following mathematical formulas. The meaning of each term in the formula is shown below.
  • R Reference light component A: Reflection component of mirror surface (land portion) formed on recording surface of optical recording medium
  • f Modulation component (takes positive / negative value) according to presence / absence of pit
  • t sampling time
  • ⁇ phase corresponding to pit depth (optical depth), etc.
  • ⁇ optical path length difference between signal light and reference light (mainly caused by surface blurring of optical recording medium 1)
  • the DC component of the reproduction signal appears corresponding to the background mirror portion.
  • the DC component corresponding to the mirror portion is undulated by the phase ⁇ corresponding to the above-described reference light path length difference.
  • the difference signals a and b shown in FIG. 8B are supplied to the low-pass filters 35a and 35b, respectively.
  • cos ⁇ (t) and sin ⁇ (t) can be obtained by the low-pass filters 35a and 35b. That is, in Equation (5) and Equation (6), f is a modulation component (takes a positive / negative value) according to the presence / absence of a pit, so the term multiplied by the function f disappears, and sin ⁇ and It is thought that the cos ⁇ term remains.
  • the reproduction signal the ⁇ (t) component disappears and a stable signal is obtained.
  • a homodyne detection method there is a method in which the position of the mirror 18 is controlled to cancel the phase difference between the signal light and the reference light caused by surface blurring.
  • the phase diversity method such a mirror is used.
  • the configuration for the 18 position control can be omitted.
  • a reproduction result is obtained in which the signal light component is amplified by the reference light component. That is, the recording signal of the optical recording medium 1 is amplified and detected, and in this respect, the SNR is improved.
  • phase diversity method means a method for obtaining a reproduction signal by calculating the square sum (a 2 + b 2 ) of the difference signals a and b or the square root of the square sum.
  • the phase is also applied to the operation of multiplying a by cos ( ⁇ (t)) and multiplying b by sin ( ⁇ (t)) in the multiplication circuit 34b. Diversity terminology is used.
  • jitter is one of the indexes representing the reproduction performance, and an index other than jitter may be used.
  • the laser light from the laser diode 41 is applied to the signal surface of the optical recording medium 1 through the lens 42, the polarization beam splitter 43, and the objective lens 44.
  • the reflected light from the signal surface is reflected by the polarization beam splitter 43 and supplied to the light detection unit 46 via the lens 45.
  • a reproduction signal is obtained from the light detection unit 46.
  • the reproduction optical system shown in FIG. 9A does not use the above-described homodyne detection.
  • FIG. 10 shows a simulation result when the optical recording medium 1 of land / groove recording is reproduced using homodyne detection.
  • a mirror 47 is provided, and reflected light (signal light) from the optical recording medium 1 and reflected light (reference light) from the mirror 47 are supplied to the light detection unit 46 via the lens 45. .
  • FIG. 10B shows a simulation result when the optical system shown in FIG. 10A is used.
  • the simulation calculation conditions are the same as in FIG. 9B.
  • the jitter can be reduced compared to the mirror.
  • the value of d ⁇ / 8 is a relatively large value, which is not preferable in terms of recording marks on the land between the grooves. Further, when d is large, it becomes difficult to make the surface of the stepped wall clean without being inclined when molding an optical disc. Therefore, it is preferable that the value of d is not limited to ( ⁇ / 8).
  • the reproduction signal generation circuit includes subtraction circuits 31a and 31b and an arithmetic circuit 38.
  • the difference signal a of the subtraction circuit 31a and the difference signal b of the subtraction circuit 31b are supplied to the arithmetic circuit 38.
  • the arithmetic circuit 38 includes delay circuits 33a and 33b, multiplication circuits 34a and 34b, low-pass filters 35a and 35b, offset ( ⁇ ) setting circuits 39a and 39b, and an addition circuit 37.
  • the delay circuit 33a has a delay time equal to the delay amount generated in the low-pass filter 35a and the offset ( ⁇ ) setting circuit 39a.
  • the delay circuit 33b has a delay time equal to the delay amount generated in the low-pass filter 35b and the offset ( ⁇ ) setting circuit 39b.
  • the output of the multiplication circuit 34 a and the output of the multiplication circuit 34 b are supplied to the addition circuit 37. A reproduction signal is extracted from the output of the adder circuit 37.
  • the offset ( ⁇ ) setting circuits 39a and 39b set a step between the groove G and the land L, that is, a phase offset corresponding to the depth d, as described below. Since the value of the depth d of the optical recording medium 1 to be reproduced is known in advance, the offset ⁇ can be set.
  • R reference light component A: reflection component of mirror surface (land portion) formed on recording surface of optical recording medium
  • f modulation component according to presence / absence of pit
  • g crosstalk component from adjacent track
  • t sampling Time
  • ⁇ Phase corresponding to mark complex reflectivity and optical depth of guide groove
  • ⁇ Difference in optical path length between signal light and reference light (mainly caused by surface blurring of optical recording medium 1)
  • cos ⁇ (t) and sin ⁇ (t) are obtained by the low-pass filters 35a and 35b. That is, in Expressions (12) and (13), f is a modulation component (takes a positive / negative value) according to the presence / absence of pits, and g is a crosstalk component from an adjacent track. It is considered that the terms multiplied by g and g disappear and the terms sin ⁇ and cos ⁇ remain.
  • the reproduction signal in the reproduction signal, the ⁇ (t) component disappears and a stable signal is obtained.
  • the reproduced signal does not include the reproduced signal component g (t) of the adjacent track, and the crosstalk between tracks is removed.
  • the reproduction signal may be obtained by calculating the square sum of the difference signals a and b (a2 ⁇ + b2) or the square root of the square sum.
  • FIG. 12 shows the result of the simulation when the same optical system as that shown in FIG. 10A is used.
  • the simulation calculation conditions are the same as those in FIGS. 9B and 10B.
  • jitter can be reduced for all values of d except for the mirror.
  • the above-described improved homodyne method eliminates the influence of the shift of the phase difference ⁇ between the signal light and the reference light, and further sets the offset ⁇ in advance according to the groove depth d to thereby obtain the groove depth d. Can be removed.
  • the phase ⁇ (the phase corresponding to the mark complex reflectivity or the optical depth of the guide groove) is used.
  • the groove depth d and the phase ⁇ vary from disk to disk, it is necessary to set each disk.
  • the phase offset is automatically corrected without being set in advance by adaptive equalization using an LMS (least mean square) algorithm.
  • LMS least mean square
  • the configuration of the first embodiment will be described with reference to FIG.
  • the first embodiment is an example in which tracking servo is applied to a groove.
  • an RF signal is read from a groove while suppressing crosstalk from adjacent lands.
  • the difference signal a generated by the subtraction circuit 31a and the difference signal b generated by the subtraction circuit 31b are converted into digital difference signals by the A / D converters 51a and 51b, respectively.
  • the output signals of the A / D converters 51 a and 51 b are added by the adder circuit 52, and the output of the adder circuit 52 is supplied to a PLL (Phase Locked Loop) circuit 53.
  • the PLL circuit 53 generates a sampling clock for the A / D converters 51a and 51b.
  • the output signals of the A / D converters 51a and 51b are respectively supplied to FIR (Finite Impulse Response) filters 54a and 54b as adaptive equalizers.
  • FIR Finite Impulse Response
  • the FIR filter 54a performs PR (Partial Response) adaptive equalization processing based on the difference signal a.
  • PR Partial Response
  • the FIR filter 54b performs PR adaptive equalization processing based on the difference signal b.
  • the output signal ya of the FIR filter 54a and the output signal yb of the FIR filter 54b are supplied to the adding circuit 55.
  • the Viterbi detector 56 performs maximum likelihood decoding on the equalized signal yc that has been PR-equalized to obtain binary data (RF signal).
  • a Viterbi detector consisting of multiple states composed of consecutive bits of a predetermined length as a unit and branches represented by transitions between them is used. It is often configured to detect a desired bit sequence.
  • the flow of the bit sequence leading to that state called the path memory register, the register that stores the partial response sequence and the signal path metric up to that state, called the path metric register, for each state
  • the path metric register Two registers of the register for storing are prepared. Further, for each branch, there is prepared an arithmetic unit called a branch metric unit for calculating a partial response sequence and a signal path metric at the bit.
  • the Viterbi detector 56 can associate various bit sequences in a one-to-one relationship with one of the paths passing through the state.
  • the path metric between the partial response sequence that passes through these paths and the actual signal (RF signal) is the transition between the states constituting the above path, that is, the branch metrics described above in the branch sequentially. It is obtained by adding.
  • the PR convolution unit provided in the Viterbi detector 56 performs a convolution process on the result of Viterbi detection to generate the target signal Zk.
  • This target signal Zk is an ideal signal without noise since it is a convolution of the binary detection result.
  • PR (1, 2, 2, 2, 1) the impulse response for each channel clock is (1, 2, 2, 2, 1).
  • the restraint length is 5.
  • PR (1, 2, 3, 3, 3, 2, 1) the impulse response for each channel clock is (1, 2, 3, 3, 3, 2, 1).
  • an equalization error et is obtained from the equalization signal yc from the addition circuit 55 and the target signal Zk, and this equalization error et is supplied to the LMS processors 57a and 57b.
  • the FIR filters 54a and 54b are configured so that the square of the equalization error et is minimized by the LMS algorithm calculation performed between the equalization error et and the phase-separated data. Each tap coefficient is determined adaptively.
  • FIG. 14 shows an example of the FIR filter 54a (the same applies to the FIR filter 54b).
  • the FIR filter 54a is a filter having n + 1 stages of taps including delay elements 60-1 to 60-n, coefficient multipliers 61-0 to 61-n, and an adder 64.
  • Coefficient multipliers 61-0 to 61-n respectively multiply tap coefficients C0 to Cn for the input x at each time point.
  • the outputs of the coefficient multipliers 61-0 to 61-n are added by an adder 64 and taken out as an output ya.
  • the tap coefficient has an initial value set in advance.
  • the tap coefficients C0 to Cn are controlled to perform adaptive equalization processing.
  • computing units 62-0 to 62-n that perform an operation by inputting an equalization error et and each tap input.
  • integrators 63-0 to 63-n for integrating the outputs of the arithmetic units 62-0 to 62-n are provided.
  • each of the calculators 62-0 to 62-n for example, calculation of ⁇ 1 * et * x is performed. * Means multiplication.
  • the outputs of the arithmetic units 62-0 to 62-n are integrated by the integrators 63-0 to 63-n, and the tap coefficients C0 to Cn of the coefficient multipliers 61-0 to 61-n are changed and controlled according to the integration result.
  • the reason why the integrators 63-0 to 63-n are integrated is to adjust the response of the adaptive coefficient control.
  • a groove RF signal from which a crosstalk component is removed from the difference in signal quality between the groove reproduction signal and the land reproduction signal. Furthermore, in the first embodiment, for example, a groove signal can be read independently without setting a phase offset in advance.
  • Second Embodiment> signal quality deterioration due to fluctuation (perturbation factor) is suppressed by using a preset phase offset.
  • the difference signals a and b are calculated using a preset phase offset.
  • the signals represented by the following equations (15) and (16) can be read independently with a quality that includes a phase shift due to perturbation.
  • FIG. 15 is a configuration example of the second embodiment.
  • the difference signals a and b are supplied to the phase ( ⁇ ) extraction circuit 71, and the phase is calculated.
  • Offset setting circuits 72 and 73 are provided, and each output an offset set corresponding to an optical disc to be reproduced.
  • the output of the phase extraction circuit 71 and the output of the offset setting circuit 72 are supplied to the subtraction circuit 74, and the phase of ( ⁇ ) is obtained from the subtraction circuit 74.
  • the signal generation circuits 76 and 77 generate a sine wave and a cosine wave synchronized with the phase of ( ⁇ ), respectively.
  • the difference signal a and the sine wave from the signal generation circuit 76 are supplied to the multiplication circuit 78, and the output signal of the multiplication circuit 78 is supplied to the addition circuit 80.
  • the difference signal b and the cosine wave from the signal generation circuit 77 are supplied to the multiplication circuit 79, and the output signal of the multiplication circuit 79 is supplied to the addition circuit 80.
  • a signal represented by Expression (15) is extracted from the output of the adder circuit 80.
  • the output of the phase extraction circuit 71 and the output of the offset setting circuit 73 are supplied to the subtraction circuit 75, and the phase of ( ⁇ ) is obtained from the subtraction circuit 75.
  • the signal generation circuits 81 and 82 generate a sine wave and a cosine wave synchronized with the phase of ( ⁇ ), respectively.
  • the difference signal a and the sine wave from the signal generation circuit 81 are supplied to the multiplication circuit 83, and the output signal of the multiplication circuit 83 is supplied to the addition circuit 80.
  • the difference signal b and the cosine wave from the signal generation circuit 82 are supplied to the multiplication circuit 84, and the output signal of the multiplication circuit 84 is supplied to the addition circuit 85.
  • a signal represented by Expression (16) is extracted from the output of the adder circuit 85.
  • the output signal of the adder circuit 80 is supplied to a PLL (Phase Locked Loop) circuit 86 and resampled using a reproduction signal from the groove.
  • the output signal of the PLL circuit 86 is supplied to the FIR filter 54a.
  • the output signal of the adder circuit 85 is supplied to the FIR filter 54b.
  • the outputs ya and yb of the FIR filters 54a and 54b are supplied to the adder circuit 55, and the output yc of the adder circuit 55 is supplied to the Viterbi detector 56.
  • the equalization error et from the Viterbi detector 56 is supplied to the LMS processors 57a and 57b, respectively, and the tap coefficients of the FIR filters 54a and 54b are adaptively determined by the LMS processors 57a and 57b.
  • the signal yb is expected to approach the crosstalk component from the land after correcting the phase shift due to the fluctuation factor that actually occurs, and the signal yc removes the crosstalk component. It can be expected to approach the groove signal. In this way, better signal quality can be expected by adaptive equalization.
  • FIG. 16 shows an exemplary configuration of phase extraction.
  • the output signals of the photodetectors 91, 92, 93, 94 corresponding to the light detectors 24-27 in the optical configuration of FIG. 5 are processed by the subtracting circuits 95a, 95b to form difference signals a and b.
  • the difference signal a is supplied to the multiplier circuit 96, the arithmetic circuit 97, and the arithmetic circuit 98, respectively.
  • the difference signal b is supplied to the multiplication circuit 99, the arithmetic circuit 97, and the arithmetic circuit 98, respectively.
  • the arithmetic circuit 97 generates an output (2a * b), and the output signal of the arithmetic circuit 97 is supplied to the low-pass filter 100.
  • An output c is generated from the low-pass filter 100.
  • the arithmetic circuit 98 generates (a * a ⁇ b * b) output, and the output signal of the arithmetic circuit 98 is supplied to the low-pass filter 101.
  • An output d is generated from the low-pass filter 101.
  • the output c of the low-pass filter 100 and the output d of the low-pass filter 101 are supplied to the arithmetic circuit 102.
  • the arithmetic circuit 102 obtains the phase ⁇ by calculating (arctan (c, d) / 2).
  • the phase ⁇ is supplied to the signal generation circuits 103 and 104.
  • the signal generation circuit 103 generates a cosine wave (cos ⁇ ) and supplies this signal to the multiplication circuit 96.
  • the signal generation circuit 104 generates a sine wave (sin ⁇ ) and supplies this signal to the multiplication circuit 99.
  • the output signal of the multiplication circuit 96 and the output signal of the multiplication circuit 99 are supplied to the addition circuit 105.
  • the multiplication circuit 96 synchronously detects the difference signal a
  • the multiplication circuit 99 synchronously detects the difference signal b.
  • An RF signal is extracted from the adder circuit 105.
  • Reference light servo The phase ⁇ described above corresponds to the optical path length difference between the signal light and the reference light (mainly caused by surface blurring of the optical recording medium 1).
  • a reference light servo that physically changes the optical path length of the reference light may be used as shown in FIG.
  • the optical path length of the reference light can be controlled by controlling the position of the mirror 18 in the optical system shown in FIG.
  • the signal light Esig and the reference light Eref are incident on the polarization beam splitter 111.
  • the signal light is a signal in which the land signals ELE and EG ⁇ ⁇ are mixed.
  • the optical system shown in FIG. 17 includes polarization beam splitters 114, 115, 116, half beam splitters 112, 113, (1/2) wavelength plate 122, (1/4) wavelength plate 123, and wavelength plate 124. And photodetectors 131 to 136. A reference beam servo is performed using the outputs of the photodetectors 135 and 136.
  • the wave plate 124 is provided to set the phase difference to ( ⁇ / 8).
  • the difference value (IPD5 ⁇ IPD6 ⁇ ⁇ ) is expressed by the following equation (17).
  • the reference light servo is applied so that the difference Icalc3 represented by the equation (17) becomes zero. As a result, the phase difference between the signal light and the reference light can be canceled.
  • the output signal of the photodetector 131 is expressed as IPD1
  • the output signal of the photodetector 132 is expressed as IPD2
  • the output signal of the photodetector 133 is expressed as IPD3
  • the output signal of the photodetector 134 is expressed as IPD4
  • the difference value is expressed by the following equation (18). And represented by the equation (19).
  • the servo signal for controlling the position of the reference light forming mirror is obtained from the difference value between the output signals of the photodetectors 135 and 136 as described above.
  • the phase ⁇ may be extracted and the reference light servo may be applied using the extracted phase ⁇ as a servo signal.
  • the reproduction method according to the embodiment of the present disclosure described above reproduces a signal recorded at a narrow pitch exceeding the optical limit value by using a homodyne detection method.
  • the relationship between the beam spot of the reproduction light formed on the recording surface and the lands L and grooves G is as shown in FIG.
  • FIG. 3 illustrates a case where tracking servo control of the objective lens is performed for the groove G.
  • the tracking control method suppresses the mixing of information between the lands L and the grooves G, and the recording information on the land L side and the recording information on the groove G side can be read simultaneously by one spot. It becomes possible. Such a simultaneous reading tracking servo may be employed.
  • the wavelength of the laser light source may be other than 405 nm.
  • the reproducing optical system is not limited to the configuration shown in FIG. 5, and for example, a homodyne detection optical system may be used to obtain four types of received light signals IL.
  • the homodyne detection optical system has a Wollaston prism and can generate light having phase differences of 0 degrees, 90 degrees, 180 degrees, and 270 degrees.
  • this indication can also take the following structures.
  • a recording medium in which signals are recorded on both the land and the groove is irradiated with light emitted from a light source to obtain signal light reflecting both the land and the recording signal of the groove, and emitted from the light source.
  • a set of first signal light and reference light that generates a reference light from the obtained light and gives a phase difference of approximately 0 degrees to the superimposed light obtained by superimposing the signal light and the reference light;
  • a pair of second signal light and reference light that gave a phase difference of 180 degrees, a pair of third signal light and reference light that gave a phase difference of approximately 90 degrees, and a phase difference of approximately 270 degrees
  • the set of the first signal light and the reference light is a first light receiving element
  • the set of the second signal light and the reference light is a second light receiving element
  • the set of the third signal light and the reference light is a third light receiving element.
  • a light receiving portion for receiving the set of the fourth signal light and the reference light by a fourth light receiving element; A first difference signal that is a difference between a first light receiving signal obtained by the first light receiving element and a second light receiving signal obtained by the second light receiving element; a third light receiving signal obtained by the third light receiving element; A calculation unit that calculates a second difference signal that is a difference from the fourth light receiving signal obtained by the fourth light receiving element; A first FIR filter and a second FIR filter to which the first differential signal and the second differential signal are respectively supplied; An equalization error detection unit configured to supply an addition signal obtained by adding the output signals of the first and second FIR filters and form an equalization error; A reproducing apparatus configured to control tap coefficients of the first and second FIR filters so as to reduce the equalization error.
  • a phase corresponding to a difference in optical path length between the first to fourth signal lights and the reference light is obtained from the first difference signal and the second difference signal, and the first difference signal and the second difference signal are obtained.
  • the reproduction apparatus according to any one of (1) to (4), wherein the reference light is generated by reflecting light emitted from the light source with a mirror.
  • a recording medium in which signals are recorded on both the land and the groove is irradiated with light emitted from a light source to obtain signal light reflecting both the land and the recording signal of the groove, and emitted from the light source.
  • a set of first signal light and reference light that generates a reference light from the obtained light and gives a phase difference of approximately 0 degrees to the superimposed light obtained by superimposing the signal light and the reference light;
  • a pair of second signal light and reference light that gave a phase difference of 180 degrees, a pair of third signal light and reference light that gave a phase difference of approximately 90 degrees, and a phase difference of approximately 270 degrees
  • a set of fourth signal light and reference light is respectively generated by the optical system;
  • the set of the first signal light and the reference light is a first light receiving element
  • the set of the second signal light and the reference light is a second light receiving element
  • the set of the third signal light and the reference light is a third light receiving element.
  • Each of the fourth signal light and the reference light is received by a fourth light receiving element, A first difference signal that is a difference between a first light receiving signal obtained by the first light receiving element and a second light receiving signal obtained by the second light receiving element; a third light receiving signal obtained by the third light receiving element; Calculating a second difference signal that is a difference from the fourth light receiving signal obtained by the fourth light receiving element; Supplying the first differential signal and the second differential signal to a first FIR filter and a second FIR filter, respectively; An addition signal obtained by adding the output signals of the first and second FIR filters is supplied to an equalization error detection unit to form an equalization error; A reproduction method in which tap coefficients of the first and second FIR filters are controlled so as to reduce the equalization error.

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Abstract

　ほぼ０度の位相差を与えた第１の信号光と参照光の組と、ほぼ１８０度の位相差を与えた第２の信号光と参照光の組と、ほぼ９０度の位相差を与えた第３の信号光と参照光の組と、ほぼ２７０度の位相差を与えた第４の信号光と参照光の組をそれぞれ生成する。第１受光素子で得られる第１受光信号と第２受光素子で得られる第２受光信号との差分である第１差分信号と、第３受光素子で得られる第３受光信号と第４受光素子で得られる第４受光信号との差分である第２差分信号とを計算し、第１差分信号および第２差分信号をそれぞれＦＩＲフィルタに供給し、ＦＩＲフィルタの出力信号から等化誤差を形成し、等化誤差を小とするように、ＦＩＲフィルタのタップ係数を制御する。

Description

再生装置および再生方法
　本開示は、光ディスク等の光媒体を再生するのに適用される再生装置および再生方法に関する。
　例えば多層光ディスクを再生する場合、信号光量の低下が生じ、信号の読み取りにエラーが発生する可能性が高くなる。この問題を解決するため、光の干渉を利用して検出信号を増幅するホモダイン検出法が知られている（特許文献１および特許文献２参照）。
　特許文献１や特許文献２では、信号光と参照光とを干渉させた光を検波するホモダイン方式として、それぞれその位相差が９０度ずつ異なるようにされた４つの信号光・参照光の組について検波を行うようにされている。具体的には、位相差がそれぞれ０度、９０度、１８０度、２７０度とされた信号光・参照光の組について、それぞれ検波を行うものである。これらの各検波は、信号光と参照光とを干渉させた光についての光強度をそれぞれ検出することで行われる。
　さらに、ランドとグルーブの双方に信号が記録された光ディスクに関してホモダイン方式を適用する再生装置が特許文献３に記載されている。
特開２００８－２６９６８０号公報 特開２００８－６５９６１号公報 特開２０１４－３２７２８号公報
　ランドグルーブ方式において、ホモダイン検波を行うことで、グルーブＲＦ信号とランドＲＦ信号とを分離し、独立に読み出すことで狭トラックピッチ化が可能になる。特許文献３では、ランドとグルーブの段差がランドからの反射光とグルーブからの反射光とが９０度の位相差を与えるように設定しておく必要がある。しかしながら、光ディスクのバラツキによって段差の値が変動したり、光ディスクのコンディションによって、位相関係が微視的に変動するために、信号品質が低下してしまう問題がある。
　したがって、本開示の目的は、ホモダイン検出方式を採用すると共に、ランド／グルーブ記録方式の光媒体を良好に再生することができる再生装置および再生方法を提供することにある。
　上述の課題を解決するために、本開示は、ランドとグルーブの双方に信号が記録される記録媒体に対して、光源より発せられた光を照射してランドとグルーブの記録信号の双方を反映した信号光を得、且つ光源より発せられた光から参照光を生成し、信号光と参照光とを重ね合わせた重ね合わせ光に対し、ほぼ０度の位相差を与えた第１の信号光と参照光の組と、ほぼ１８０度の位相差を与えた第２の信号光と参照光の組と、ほぼ９０度の位相差を与えた第３の信号光と参照光の組と、ほぼ２７０度の位相差を与えた第４の信号光と参照光の組をそれぞれ生成する光学系と、
　第１の信号光と参照光の組を第１受光素子、第２の信号光と参照光の組を第２受光素子、第３の信号光と参照光の組を第３受光素子、第４の信号光と参照光の組を第４受光素子によってそれぞれ受光する受光部と、
　第１受光素子で得られる第１受光信号と第２受光素子で得られる第２受光信号との差分である第１差分信号と、第３受光素子で得られる第３受光信号と第４受光素子で得られる第４受光信号との差分である第２差分信号とを計算する演算部と、
　第１差分信号および第２差分信号がそれぞれ供給される第１のＦＩＲフィルタおよび第２のＦＩＲフィルタと、
　第１および第２のＦＩＲフィルタの出力信号が加算された加算信号が供給され、等化誤差を形成する等化誤差検出部とを備え、
　等化誤差を小とするように、第１および第２のＦＩＲフィルタのタップ係数を制御するようにした再生装置である。
　本開示は、ランドとグルーブの双方に信号が記録される記録媒体に対して、光源より発せられた光を照射してランドとグルーブの記録信号の双方を反映した信号光を得、且つ光源より発せられた光から参照光を生成し、信号光と参照光とを重ね合わせた重ね合わせ光に対し、ほぼ０度の位相差を与えた第１の信号光と参照光の組と、ほぼ１８０度の位相差を与えた第２の信号光と参照光の組と、ほぼ９０度の位相差を与えた第３の信号光と参照光の組と、ほぼ２７０度の位相差を与えた第４の信号光と参照光の組を光学系によってそれぞれ生成し、
　第１の信号光と参照光の組を第１受光素子、第２の信号光と参照光の組を第２受光素子、第３の信号光と参照光の組を第３受光素子、第４の信号光と参照光の組を第４受光素子によってそれぞれ受光し、
　第１受光素子で得られる第１受光信号と第２受光素子で得られる第２受光信号との差分である第１差分信号と、第３受光素子で得られる第３受光信号と第４受光素子で得られる第４受光信号との差分である第２差分信号とを計算し、
　第１差分信号および第２差分信号をそれぞれ第１のＦＩＲフィルタおよび第２のＦＩＲフィルタに供給し、
　第１および第２のＦＩＲフィルタの出力信号を加算した加算信号を等化誤差検出部に供給して等化誤差を形成し、
　等化誤差を小とするように、第１および第２のＦＩＲフィルタのタップ係数を制御するようにした再生方法である。
　少なくとも一つの実施形態によれば、ランド／グルーブ記録方式の光記録媒体をホモダイン検出方法を使用して良好に再生することができる。本開示では、予め個々の溝深さに応じた光学系の設定や信号処理演算での位相オフセットの設定が不要になる。さらに、光ディスク違い、記録マークやディスクコンディションによる位相ずれから生じる信号品質の低下を抑制することができる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であっても良い。
再生対象とする光記録媒体の断面構造についての説明図である。 再生対象とする光記録媒体の記録面の構造についての説明図である。 記録面上に形成される再生光のビームスポットとランド、グルーブの関係を示す略線図である。 光記録媒体の再生状態の説明に用いる略線図である。 再生装置で用いる光学系の構成を示す略線図である。 従来の位相ダイバーシティ方式を用いる再生装置の信号生成系のブロック図である。 光記録媒体の再生状態を説明するための略線図である。 位相ダイバーシティ方式を説明するための略線図である。 シミュレーションの光学系を示す略線図およびランドとグルーブとの段差をそれぞれ異なる値に設定したときの、トラックピッチとジッタとの関係をシミュレーションにより求めた結果を示したグラフである。 シミュレーションの光学系を示す略線図およびランドとグルーブとの段差をそれぞれ異なる値に設定したときの、トラックピッチとジッタとの関係をシミュレーションにより求めた結果を示したグラフである。 改良されたホモダイン方式の信号生成系のブロック図である。 改良されたホモダイン方式の信号生成系におけるトラックピッチとジッタとの関係をシミュレーションにより求めた結果を示したグラフである。 本開示の第１の実施の形態の説明に用いるブロック図である。 ＦＩＲフィルタの一例のブロック図である。 本開示の第２の実施の形態の説明に用いるブロック図である。 位相抽出回路の構成の一例のブロック図である。 参照光サーボ方式の説明に用いるブロック図である。
　以下に説明する実施の形態は、本開示の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されている。しかしながら、本開示の範囲は、以下の説明において、特に本開示を限定する旨の記載がない限り、これらの実施の形態に限定されないものとする。
　なお、本開示の説明は、下記の順序にしたがってなされる。
　＜１．従来のホモダイン検出方法について＞
　＜２．改良されたホモダイン検出方法について＞
　＜３．第１の実施の形態＞
　＜４．第２の実施の形態＞
　＜５．変形例＞
　＜１．従来のホモダイン検出方法について＞
　本開示の一実施の形態の再生方法についての説明に先立ち、従来のホモダイン検出方法、並びに改良されたホモダイン検出方法について説明しておく。以下では一例として、いわゆる位相ダイバーシティ方式によるホモダイン検出方法について説明する。
「再生対象の光記録媒体」
　図１に、再生対象とする光記録媒体１の断面構造図を示す。回転駆動される光記録媒体１に対するレーザ光照射が行われて記録信号の再生が行われる。光記録媒体１は、例えばピット（エンボスピット）の形成により情報が記録されたいわゆるＲＯＭ型（再生専用型）の光記録媒体とされる。
　図１に示されるように光記録媒体１には、上層側から順にカバー層２、記録層（反射膜）３、基板４が形成されている。ここで、「上層側」とは、再生装置側からのレーザ光が入射する面を上面としたときの上層側を指す。つまりこの場合、光記録媒体１に対しては、カバー層２側からレーザ光が入射することになる。
　光記録媒体１において、基板４は、例えばポリカーボネートなどの樹脂で構成され、その上面側にはピットの形成に伴う凹凸の断面形状が与えられている。このようにピットが形成された基板４は、例えばスタンパを用いた射出成形などにより生成される。
　そして、上記凹凸形状が与えられた基板４の上面側に対して、例えば金属などによる反射膜が成膜され、これにより記録層３が形成される。ここで、従来のホモダイン検波で再生対象とする光記録媒体１には、ピット列としてのトラックは、光学的限界値を超えない通常のトラックピッチで形成されている。すなわち、記録層３におけるトラックピッチは、「λ／ＮＡ／２」（λは再生波長、ＮＡは対物レンズの開口数）でその理論値が表される光学的限界値よりも大に設定されているものである。
　記録層３の上層側に形成されるカバー層２は、例えば紫外線硬化樹脂をスピンコート法等により塗布した後、紫外線照射による硬化処理を施すことで形成されたものとなる。カバー層２は、記録層３の保護のために設けられている。
　図２は、再生対象の光記録媒体１の記録面の構造を示している。図２Ａは記録面の一部を拡大した平面図であり、図２Ｂは記録面の一部を拡大した斜視図である。なお、図２Ｂは、再生のためのレーザ光が照射される側の面を示すすなわち、図面の上側より、再生のためのレーザ光が照射される。光記録媒体１には、グルーブＧとランドＬとが形成されている。ここで本明細書においては、ＢＤ（Blu-ray Disc：登録商標）の場合と同様に、再生のためのレーザ光が先に到達する側、すなわち凸部側をグルーブＧとし、凹部側をランドＬと称するものとする。
　再生対象とする光記録媒体１には、グルーブＧとランドＬの双方に対してピット列が形成されている。ピット列をトラックとすると、トラックピッチＴｐは、図２Ｂに示されるようにランドＬとグルーブＧとの形成ピッチと定義できる。トラックピッチＴｐが光学的限界値を超える狭ピッチに設定されることで、情報記録密度の向上が図られたものとなる。例えば、光記録媒体１におけるグルーブＧの形成ピッチが、従来の光記録媒体におけるトラックピッチ（ピット列の形成ピッチ）と同じであるとすると、光記録媒体１は、従来のほぼ２倍に情報記録密度が高められたものとなる。
　ランドＬとグルーブＧとの間の段差（深さと適宜称する）をｄと表す。例えば光記録媒体１の屈折率をｎとすると、深さｄが「λ／８／ｎ」とされる。例えば再生波長λ＝４０５ｎｍ、ｎ＝１．５の条件であれば、約３３ｎｍの深さｄが形成される。
　ここで、本実施の形態の光記録媒体１では、ランドＬとグルーブＧとの形成ピッチが光学的限界値を超えているので、記録面上に形成される再生光のビームスポットとランドＬ、グルーブＧとの関係は、例えば図３に示すようなものとなる。
　従来と同様に、グルーブＧ或いはランドＬを対象として対物レンズのトラッキングサーボ制御を行ったとする。図３では、グルーブＧを対象として対物レンズのトラッキングサーボ制御を行った場合を例示している。この場合、サーボの対象とされたグルーブＧの再生信号に対して、隣接する２本のランドＬの記録情報が混在してしまうことが分かる。
　すなわち、ランド／グルーブ記録方法において、トラックピッチが狭くなると、隣接トラックからクロストークが発生する。図４に示すように、グルーブを再生する場合、グルーブの再生信号ｆ（ｔ）のみならず、隣接するランドの再生信号ｇ（ｔ）も混入する。グルーブの再生信号の位相φ＝０とすると、ランドの位相Ψ＝４πｎｄ／λ（λは、波長、ｎは、光記録媒体１の基板の屈折率である）となる。
「位相ダイバーシティ方式によるホモダイン検出方法」
　位相ダイバーシティ方式では、互いの位相差が９０度ずつ異なるようにされた４つの信号光・参照光の組を用いる。具体的に位相ダイバーシティ方式では、位相差がそれぞれほぼ０度、ほぼ１８０度、ほぼ９０度、ほぼ２７０度となるように調整された信号光・参照光の組について、それぞれ検波を行うようにされる。これらの各検波は、信号光と参照光とを干渉させた光についての光強度をそれぞれ検出することで行われる。
　図５は、位相ダイバーシティ方式で用いる光学系の構成を主に示す。光記録媒体１は、再生装置に装填されると、スピンドルモータによって回転駆動される。光学系には、再生のためのレーザ光源となるレーザ（半導体レーザ）１０が設けられている。レーザ１０より出射されたレーザ光は、コリメーションレンズ１１を介して平行光となるようにされた後、１／２波長板１２を介して偏光ビームスプリッタ１３に入射する。
　このとき、偏光ビームスプリッタ１３は、例えばＰ偏光を透過しＳ偏光を反射するように構成されているとする。１／２波長板１２の取り付け角度（レーザ光の入射面内において光軸を中心した回転角度）は、偏光ビームスプリッタ１３を透過して出力される光（Ｐ偏光成分）と反射して出力される光（Ｓ偏光成分）との比率（すなわち偏光ビームスプリッタ１３による分光比）が例えばほぼ１：１となるように調整されているとする。
　偏光ビームスプリッタ１３にて反射されたレーザ光は、１／４波長板１４を介した後、２軸アクチュエータ１６により保持された対物レンズ１５を介して光記録媒体１の記録層に集光するようにして照射される。
　２軸アクチュエータ１６は、対物レンズ１５をフォーカス方向（光記録媒体１に対して接離する方向）およびトラッキング方向（光記録媒体１の半径方向：上記フォーカス方向とは直交する方向）に変位可能に保持する。２軸アクチュエータ１６には、フォーカスコイル、トラッキングコイルが備えられており、これらフォーカスコイル、トラッキングコイルにそれぞれ後述するフォーカスドライブ信号ＦＤ、トラッキングドライブ信号ＴＤが供給される。対物レンズ１５は、フォーカスドライブ信号ＦＤ、トラッキングドライブ信号ＴＤにしたがってフォーカス方向、トラッキング方向にそれぞれ変位する。
　光記録媒体１の記録層からの反射光は、対物レンズ１５および１／４波長板１４を介して偏光ビームスプリッタ１３に入射される。偏光ビームスプリッタ１３に入射した反射光（復路光）は、１／４波長板１４による作用と記録層における反射時の作用とにより、その偏光方向が、レーザ１０側から入射し該偏光ビームスプリッタ１３にて反射された光（往路光とする）の偏光方向に対して９０度異なったものとなっている。すなわち、反射光は、Ｐ偏光で偏光ビームスプリッタ１３に入射する。このため、反射光は、偏光ビームスプリッタ１３を透過する。なお、以下、このように偏光ビームスプリッタ１３を透過することになる光記録媒体１の記録信号を反映した反射光のことを、信号光と称する。
　図５において、レーザ１０より出射され偏光ビームスプリッタ１３を透過したレーザ光（Ｐ偏光）は、ホモダイン検出方式における参照光として機能する。偏光ビームスプリッタ１３を透過した参照光は、図中の１／４波長板１７を介した後、ミラー１８にて反射されて、再び１／４波長板１７を通過して偏光ビームスプリッタ１３に入射する。
　ここで、このように偏光ビームスプリッタ１３に入射する参照光（復路光）は、１／４波長板１７による作用とミラー１８での反射時の作用とにより、その偏光方向が往路光としての参照光とは９０度異なるものとされる（つまりＳ偏光となる）。従って、復路光としての参照光は、偏光ビームスプリッタ１３にて反射されることになる。
　図５中では、このように偏光ビームスプリッタ１３にて反射された参照光を破線矢印により示している。図５中では、偏光ビームスプリッタ１３を透過した信号光を実線矢印により示している。偏光ビームスプリッタ１３によって、これら信号光と参照光とが重ね合わされた状態で同方向に出射される。具体的にこの場合、信号光と参照光とはそれらの光軸が一致するように重ね合わされた状態で同方向に出射される。ここで、参照光は、いわゆるコヒーレント光である。
　偏光ビームスプリッタ１３から出力された信号光と参照光の重ね合わせ光は、ハーフビームスプリッタ１９に入射する。ハーフビームスプリッタ１９は、入射光をほぼ１：１の割合で反射光と透過光とに分割する。
　ハーフビームスプリッタ１９を透過した信号光と参照光の重ね合わせ光は、１／２波長板２０を介して偏光ビームスプリッタ２１に入射される。一方、ハーフビームスプリッタ１９で反射した信号光と参照光の重ね合わせ光は、１／４波長板２２を介して偏光ビームスプリッタ２３に入射される。
　１／２波長板２０および１／４波長板２２は、偏光面を回転させる。したがって、１／２波長板２０と偏光ビームスプリッタ２１とを組み合わせることによって、偏光ビームスプリッタ２１によって分岐される光量の比を調整することができる。同様に、１／４波長板２２によって、偏光ビームスプリッタ２３によって分岐される光量の比を調整することができる。
　偏光ビームスプリッタ２１および２３のそれぞれによって分岐される光の光量がほぼ１：１となるようにされる。偏光ビームスプリッタ２１によって反射された光が光検出部２４に入射され、偏光ビームスプリッタ２１を透過した光が光検出部２５に入射される。偏光ビームスプリッタ２３によって反射された光が光検出部２６に入射され、偏光ビームスプリッタ２３を透過した光が光検出部２７に入射される。
　光検出部２４から出力される受光信号をＩと表記し、光検出部２５から出力される受光信号をＪと表記し、光検出部２６から出力される受光信号をＬと表記し、光検出部２７から出力される受光信号をＫと表記する。
　これらの受光信号Ｉ～Ｌは、減算回路３１ａおよび３１ｂに対して供給される。減算回路３１ａに対して、受光信号ＩおよびＪが供給され、減算回路３１ａが（ａ＝Ｉ－Ｊ）の差分信号ａを発生し、減算回路３１ｂが（ｂ＝Ｋ－Ｌ）の差分信号ｂを発生する。
　図６に示すように、上述した差分信号ａおよびｂが演算回路３２に供給される。演算回路３２は、遅延回路３３ａおよび３３ｂ、乗算回路３４ａおよび３４ｂ、ローパスフィルタ３５ａおよび３５ｂ、オフセット（φ）設定回路３６ａおよび３６ｂ、並びに加算回路３７を有する。遅延回路３３ａは、ローパスフィルタ３５ａおよびオフセット（φ）設定回路３６ａにおいて生じる遅延量に等しい遅延時間を有する。遅延回路３３ｂは、ローパスフィルタ３５ｂおよびオフセット（φ）設定回路３６ｂにおいて生じる遅延量に等しい遅延時間を有する。乗算回路３４ａの出力および乗算回路３４ｂの出力が加算回路３７に供給される。加算回路３７の出力に再生信号が取り出される。
　上述した再生装置は、以下に説明するように、光記録媒体１の面ブレ等による参照光の位相ズレ（θ（ｔ））の成分の影響を受けない再生信号を得ることができる。
　受光信号Ｉ～Ｌは、下記の数式で示すものとなる。式中の各項の意味を下記に示す。
　　Ｒ：参照光成分
　　Ａ：光記録媒体の記録面に形成されるミラー面（ランド部分）の反射成分
　　ｆ：ピットの有／無に応じた変調成分（正負値をとる）
　　ｔ：サンプリング時間
　　φ：ピットの深さ（光学的深さ）等に相当する位相
　　θ：信号光と参照光の光路長差（主に光記録媒体１の面ブレに起因して生じる）
　図７に示すように、対物レンズ１５と光記録媒体１の信号面とが面ブレによって変化すると、信号光の光路長が変化する。一方、参照光は、ミラー１８において反射するので、光路長が変化しない。その結果、信号光および参照光の間の位相差が設定した値とずれた値となる。この位相ずれの成分がθ(t)である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　減算回路３１ａの差分信号ａ（＝Ｉ－Ｊ）および減算回路３１ｂの差分信号ｂ（＝Ｋ－Ｌ）は、以下の式に示すものとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　図８Ａに示すように、ホモダイン検出を行わない通常の検出においても、再生信号のＤＣ成分が背景のミラー部分に対応して現れている。ホモダイン検出の場合、図８Ｂに示すように、ミラー部分に対応するＤＣ成分が上述した参照光光路長差に対応する位相θによってうねることになる。
　この位相θを求めるために、図８Ｂに示す差分信号ａおよびｂをローパスフィルタ３５ａおよび３５ｂにそれぞれ供給する。ローパスフィルタ３５ａおよび３５ｂによって、図８Ｃに示すように、cosθ（ｔ）およびsinθ（ｔ）を求めることができる。すなわち、数式（５）および数式（６）において、ｆは、ピットの有／無に応じた変調成分（正負値をとる）としているので、関数ｆが乗算されている項が消えて、sinθおよびcosθの項が残ると考えられる。
　（tanθ＝sinθ／cosθ）であるので、（arctanθ＝θ）によってθを求め、φ（オフセット）を設定して、乗算回路３４ａにおいて、cos（φ－θ（ｔ））をａに乗算し、乗算回路３４ｂにおいて、sin（φ－θ（ｔ））をｂに乗算する。そして、加算回路３７によって、これらの乗算出力を加算する。加算回路３７から得られる再生信号は、以下の式に示すものとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　この数式から分かるように、再生信号では、θ（ｔ）の成分が消えて、安定した信号となる。なお、ホモダイン検出方式としては、ミラー１８の位置制御を行って、面ブレに伴い生じる信号光と参照光との位相差をキャンセルする方法もあるが、位相ダイバーシティ方式によれば、このようなミラー１８の位置制御のための構成を省略することができる。さらに、信号光の成分が参照光の成分で増幅された再生結果が得られることが分かる。すなわち、光記録媒体１の記録信号が増幅されて検出されるものであり、この点でＳＮＲの改善が図られる。なお、位相ダイバーシティ方式の用語は、差分信号ａおよびｂの二乗和（ａ2＋ｂ2）または二乗和の平方根を計算することによって、再生信号を求める方式を意味している。本明細書では、上述したように、cos（φ－θ（ｔ））をａに乗算し、乗算回路３４ｂにおいて、sin（φ－θ（ｔ））をｂに乗算する演算に対しても位相ダイバーシティ方式の用語を使用している。
　上述したようなランド／グルーブ記録の光記録媒体を図９Ａに示す光学系によって再生することを想定し、トラックピッチＴｐを変えた場合の再生信号（グルーブの再生信号またはランドの再生信号）のジッタをシミュレーションによって求めた結果を図９Ｂのグラフに示す。なお、ジッタは、再生性能を表す指標の一つであり、ジッタ以外の指標を使用しても良い。
　図９Ａに示すように、レーザダイオード４１からのレーザ光がレンズ４２、偏光ビームスプリッタ４３および対物レンズ４４を通って光記録媒体１の信号面に照射される。信号面からの反射光が偏光ビームスプリッタ４３によって反射され、レンズ４５を介して光検出部４６に供給される。光検出部４６から再生信号が得られる。図９Ａに示す再生光学系は、上述したホモダイン検出を使用しないものである。
　シミュレーションは、下記の計算条件で行った。なお、面ブレがないものとし、トラック間クロストークを減少させるような再生方法を使用するようにしている。
　λ＝４０５ｎｍ、ＮＡ＝０．８５、リム＝６５％／６５％、グルーブデューティ＝５０％
　傾斜＝９０度、マーク反射率＝０％、マーク幅＝０．９Ｔｐ、線密度＝２５ＧＢ一定
　図９Ｂに示すグラフは、（Ｍｒｒ（ミラーを意味し、ｄ＝０）、（ｄ＝０．１２５λ）、（ｄ＝０．１５λ）、（ｄ＝０．１７５λ））のそれぞれについて、Ｔｐに対するジッタの値の変化を示している。例えば（Ｔｐ＝０．２２）において、ミラー以外のグルーブの深さに関して、ジッタを少ないものとできる。さらに、グルーブの深さが異なっても、ジッタの変化をほぼ同様のものとできる。
　図１０は、ランド／グルーブ記録の光記録媒体１をホモダイン検出を利用して再生する場合のシミュレーション結果を示している。図１０Ａに示すように、ミラー４７が設けられ、光記録媒体１からの反射光（信号光）とミラー４７の反射光（参照光）とがレンズ４５を介して光検出部４６に供給される。
　図１０Ａに示す光学系を使用した場合のシミュレーションの結果を図１０Ｂに示す。シミュレーションの計算条件は、図９Ｂと同様である。図１０Ｂに示すグラフは、（Ｍｒｒ（ミラーを意味し、ｄ＝０）、（ｄ＝０．１λ）、（ｄ＝０．１２５λ＝λ／８）、（ｄ＝０．１５λ）、（ｄ＝０．１７５λ））のそれぞれについて、Ｔｐに対するジッタの値の変化を示している。
　例えば（Ｔｐ＝０．１５）において、ミラーに比してジッタを少なくできる。しかしながら、深さｄの値によって、ジッタの値の変化がバラツキがある。すなわち、（ｄ＝０．１２５λ＝λ／８）の場合では、ジッタを大幅に改善できるのに対して、（ｄ＝０．１７５λ）の場合では、ジッタが大きすぎる。さらに、（ｄ＝０．１λ）および（ｄ＝０．１５λ）の場合のジッタの値は、充分良好とはいえない。ｄ＝λ／８とする場合には、グルーブの再生信号とランドの再生信号との間に９０度の位相差を生じさせることができるので、クロストークを少ないものとでき、ジッタを良好とできる。
　上述したように、特定のグルーブの深さｄの場合にしか、良好な再生性能が得られないことは、光記録媒体１の設計上の制約が生じる。しかも、ｄ＝λ／８の値は、比較的大きな値であり、グルーブ間のランドにマークを記録する面では、好ましいものとはいえない。さらに、ｄが大きい場合には、光ディスクを成型する場合に段差の壁の面を傾斜なく、きれいなものとすることが困難となる。したがって、ｄの値が（λ／８）に限定されないことが好ましい。
　＜２．改良されたホモダイン検出方法について＞
　この点を改良するために、図５と同様の再生光学系を使用し、図６に示すのと同様の再生信号生成回路を使用する。図５の光検出部２４～２７のそれぞれから出力される受光信号Ｉ～Ｌから形成される差分信号が図１１に示すような構成の再生信号生成回路に供給される。
　再生信号生成回路は、減算回路３１ａおよび３１ｂと、演算回路３８とからなる。減算回路３１ａに対して、受光信号ＩおよびＪが供給され、減算回路３１ａが（ａ＝Ｉ－Ｊ）の差分信号ａを発生し、演算回路３１ｂが（ｂ＝Ｋ－Ｌ）の差分信号ｂを発生する。減算回路３１ａの差分信号ａおよび減算回路３１ｂの差分信号ｂが演算回路３８に供給される。
　演算回路３８は、遅延回路３３ａおよび３３ｂ、乗算回路３４ａおよび３４ｂ、ローパスフィルタ３５ａおよび３５ｂ、オフセット（Ψ）設定回路３９ａおよび３９ｂ、並びに加算回路３７を有する。遅延回路３３ａは、ローパスフィルタ３５ａおよびオフセット（Ψ）設定回路３９ａにおいて生じる遅延量に等しい遅延時間を有する。遅延回路３３ｂは、ローパスフィルタ３５ｂおよびオフセット（Ψ）設定回路３９ｂにおいて生じる遅延量に等しい遅延時間を有する。乗算回路３４ａの出力および乗算回路３４ｂの出力が加算回路３７に供給される。加算回路３７の出力に再生信号が取り出される。
　オフセット（Ψ）設定回路３９ａおよび３９ｂは、以下に説明するように、グルーブＧとランドＬとの段差、すなわち、深さｄに応じた位相のオフセットを設定する。再生対象の光記録媒体１の深さｄの値は、予め分かっているので、オフセットΨを設定することが可能である。
　上述した改良されたホモダイン方式では、以下に説明するように、光記録媒体１の面ブレ等による参照光の位相ズレ（θ（ｔ））の成分の影響を受けず、しかも、トラック間クロストークが除去された再生信号を得ることができる。図３および図４を参照して説明したように、ランド／グルーブ記録方法において、トラックピッチが狭くなると、隣接トラックからクロストークが発生する。図４に示すように、グルーブを再生する場合、グルーブの再生信号ｆ（ｔ）のみならず、隣接するランドの再生信号ｇ（ｔ）も混入する。グルーブの再生信号の位相φ＝０とすると、ランドの位相Ψ＝４πｎｄ／λ（λは、波長、ｎは、光記録媒体１の基板の屈折率である）となる。
　図５に示す再生光学系を使用して受光信号Ｉ～Ｌを求める。上述した数式と同様に、式中の各項の意味を下記に示す。
　　Ｒ：参照光成分
　　Ａ：光記録媒体の記録面に形成されるミラー面（ランド部分）の反射成分
　　ｆ：ピットの有／無に応じた変調成分
　　ｇ：隣接トラックからのクロストーク成分
　　ｔ：サンプリング時間
　　φ：マーク複素反射率や案内溝の光学的深さに相当する位相
　　θ：信号光と参照光の光路長差（主に光記録媒体１の面ブレに起因して生じる）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　さらに、図１１に示す再生信号生成回路を使用して演算を行う。減算回路３１ａの差分信号ａ（＝Ｉ－Ｊ）および減算回路３１ｂの差分信号ｂ（＝Ｋ－Ｌ）は、以下の式に示すものとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　上述したように、ローパスフィルタ３５ａおよび３５ｂによって、cosθ（ｔ）およびsinθ（ｔ）を求める。すなわち、式（１２）および式（１３）において、ｆは、ピットの有／無に応じた変調成分（正負値をとる）としており、ｇが隣接トラックからのクロストーク成分としているので、関数ｆおよびｇが乗算されている項が消えて、sinθおよびcosθの項が残ると考えられる。（tanθ＝sinθ／cosθ）であるので、（arctanθ＝θ）によってθを求め、オフセット（Ψ）設定回路３９ａおよび３９ｂによってΨ（オフセット）を設定して、乗算回路３４ａにおいて、sin（Ψ－θ（ｔ））をａに乗算し、乗算回路３４ｂにおいて、cos（Ψ－θ（ｔ））をｂに乗算する。そして、加算回路３７によって、これらの乗算出力を加算する。加算回路３７から得られる再生信号は、以下の式に示すものとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　式（１４）に示されるように、再生信号では、θ（ｔ）の成分が消えて、安定した信号となる。加えて、再生信号中には、隣接トラックの再生信号成分ｇ（ｔ）が含まれておらず、トラック間クロストークを除去される。なお、差分信号ａおよびｂの二乗和（ａ2 ＋ｂ2 ）または二乗和の平方根を計算することによって、再生信号を求めるようにしても良い。
　図１０Ａに示す光学系と同様の光学系を使用した場合のシミュレーションの結果を図１２に示す。シミュレーションの計算条件は、図９Ｂおよび図１０Ｂと同様である。図１２に示すグラフは、（Ｍｒｒ（ミラーを意味し、ｄ＝０）、（ｄ＝０．１λ）、（ｄ＝０．１２５λ＝λ／８）、（ｄ＝０．１５λ）、（ｄ＝０．１７５λ））のそれぞれについて、Ｔｐに対するジッタの値の変化を示している。
　図１２のグラフから分かるように、ミラー以外の全てのｄの値に関して、ジッタを少なくすることができる。上述した図１０Ｂの場合では、（ｄ＝０．１２５λ＝λ／８）の場合のみ、ジッタを大幅に改善できるのに対して、改良されたホモダイン方式では、ｄが他の値の場合でも、同様に、ジッタを大幅に改善することができる。
　＜３．第１の実施の形態＞
　上述した改良されたホモダイン方式は、信号光および参照光の間の位相差θのずれの影響を除去し、さらに、溝の深さｄに応じて予めオフセットΨを設定して溝の深さｄの影響を除くことができる。このための演算では、位相φ（マーク複素反射率や案内溝の光学的深さに相当する位相）を使用する。しかしながら、溝の深さｄおよび位相φは、ディスクによって変動するので、ディスク毎に設定が必要となる。さらに、光記録媒体（例えば光ディスク）のコンディションによって、微視的に変動する可能性がある。したがって、隣接トラックからのクロストークの影響を除去して良好な再生信号を得ることができない可能性があった。
　本開示は、かかる点を考慮して考えられたものである。本開示は、ＬＭＳ(least mean square)アルゴリズムによる適応等化によって、位相オフセットは予め設定せずに自動で補正するものである。図１３を参照して第１の実施の形態の構成について説明する。第１の実施の形態は、グルーブに対してトラッキングサーボをかける例である。隣接するランドからクロストークを抑制しつつ、グルーブからＲＦ信号を読み出す例である。
　上述したように、減算回路３１ａにより生成される差分信号ａと、減算回路３１ｂにより生成される差分信号ｂとがそれぞれＡ／Ｄコンバータ５１ａ、５１ｂによって、デジタル差分信号に変換される。Ａ／Ｄコンバータ５１ａ、５１ｂの出力信号が加算回路５２によって加算され、加算回路５２の出力がＰＬＬ（Phase Locked Loop ）回路５３に供給される。ＰＬＬ回路５３によってＡ／Ｄコンバータ５１ａおよび５１ｂに対するサンプリングクロックが形成される。
　Ａ／Ｄコンバータ５１ａおよび５１ｂのそれぞれの出力信号が適応イコライザとしてのＦＩＲ(Finite Impulse Response) フィルタ５４ａ、５４ｂにそれぞれ供給される。ＦＩＲフィルタ５４ａは、差分信号ａをもとにＰＲ(Partial Response)適応等化処理を行う。ＦＩＲフィルタ５４ｂは、差分信号ｂをもとにＰＲ適応等化処理を行う。
　ＦＩＲフィルタ５４ａの出力信号ｙａとＦＩＲフィルタ５４ｂの出力信号ｙｂとが加算回路５５に供給される。加算回路５５の出力信号ｙｃ（＝ｙａ＋ｙｂ）がビタビ検出器５６に入力される。
　ビタビ検出器５６は、ＰＲ等化された等化信号ｙｃに対して最尤復号処理を行って２値化データ（ＲＦ信号）を得る。所定の長さの連続ビットを単位として構成される複数のステートと、それらの間の遷移によって表されるブランチで構成されるビタビ検出器が用いられ、全ての可能なビット系列の中から、効率よく所望のビット系列を検出するように構成されている。
　実際の回路では、各ステートに対してパスメトリックレジスタとよばれるそのステートに至るまでのパーシャルレスポンス系列と信号のパスメトリックを記憶するレジスタ、パスメモリレジスタと呼ばれるそのステートにいたるまでのビット系列の流れを記憶するレジスタの２つのレジスタが用意される。さらに、各ブランチに対してはブランチメトリックユニットとよばれるそのビットにおけるパーシャルレスポンス系列と信号のパスメトリックを計算する演算ユニットが用意されている。
　このビタビ検出器５６では、さまざまなビット系列を、ステートを通過するパスのひとつによって一対一の関係で対応付けることができる。また、これらのパスを通過するようなパーシャルレスポンス系列と、実際の信号（ＲＦ信号）との間のパスメトリックは、上記のパスを構成するステート間遷移、すなわち、ブランチにおける前述のブランチメトリックを順次加算していくことで得られる。
　さらに、パスメトリックを最小にするようなパスを選択するには、この各ステートにおいて到達する２つ以下のブランチが有するパスメトリックの大小を比較しながら、パスメトリックの小さいパスを順次選択することで実現できる。この選択情報をパスメモリレジスタに転送することで、各ステートに到達するパスをビット系列で表現する情報が記憶される。パスメモリレジスタの値は、順次更新されながら最終的にパスメトリックを最小にするようなビット系列に収束していくので、その結果を出力する。
　さらに、ビタビ検出器５６に設けられているＰＲ畳込器では、ビタビ検出の結果の畳み込み処理を行って目標信号Ｚｋを生成する。この目標信号Ｚｋは、２値検出結果を畳み込んだものであるためノイズのない理想信号である。例えばＰＲ（１，２，２，２，１）の場合、チャンネルクロック毎のインパルス応答が（１，２，２，２，１）となる。拘束長が５である。さらに、ＰＲ（１，２，３，３，３，２，１）の場合、チャンネルクロック毎のインパルス応答が（１，２，３，３，３，２，１）となる。
　そして、加算回路５５からの等化信号ｙｃと、目標信号Ｚｋから、等化誤差ｅｔが求め、この等化誤差ｅｔがＬＭＳ処理器５７ａおよび５７ｂに供給される。ＬＭＳ処理器５７ａ、５７ｂでは、等化誤差ｅｔと位相分離されたそれぞれのデータとの間でなされるＬＭＳアルゴリズム演算によって、等化誤差ｅｔの２乗が最小となるように、ＦＩＲフィルタ５４ａ、５４ｂのそれぞれのタップ係数が適応的に決定される。
　ＦＩＲフィルタ５４ａ（ＦＩＲフィルタ５４ｂも同様）の一例を図１４に示す。ＦＩＲフィルタ５４ａは、遅延素子６０－１～６０－ｎ、係数乗算器６１－０～６１－ｎ、加算器６４を有するｎ＋１段のタップを有するフィルタとされる。係数乗算器６１－０～６１－ｎは、それぞれ各時点の入力ｘに対してタップ係数Ｃ０～Ｃｎの乗算を行う。係数乗算器６１－０～６１－ｎの出力が加算器６４で加算されて出力ｙａとして取り出される。タップ係数は、予め初期値が設定されている。
　適応型の等化処理を行うため、タップ係数Ｃ０～Ｃｎの制御が行われる。このために、等化誤差ｅｔと、各タップ入力が入力されて演算を行う演算器６２－０～６２－ｎが設けられる。また各演算器６２－０～６２－ｎの出力を積分する積分器６３－０～６３－ｎが設けられる。演算器６２－０～６２－ｎのそれぞれでは、例えば－１＊ｅｔ＊ｘの演算が行われる。＊は、乗算を意味する。この演算器６２－０～６２－ｎの出力は積分器６３－０～６３－ｎで積分され、その積分結果により係数乗算器６１－０～６１－ｎのタップ係数Ｃ０～Ｃｎが変更制御される。なお、積分器６３－０～６３－ｎの積分を行うのは、適応係数制御の応答性を調整するためである。
　このように、第１の実施の形態では、グルーブの再生信号とランドの再生信号との間の信号品質の差からクロストーク成分が除去されたグルーブのＲＦ信号を形成することができる。さらに、第１の実施の形態では、予め位相オフセットを設定することなく、例えばグルーブの信号を独立に読み出すこができる。
　＜４．第２の実施の形態＞
　第２の実施の形態は、予め設定した位相オフセットを用いて変動（摂動要因）による信号品質低下を抑制するものである。差分信号ａおよびｂに対して、予め設定した位相オフセットを用いて演算を施す。その結果、摂動による位相ずれを含む程度の品質で、下記の式（１５）および数式（１６）で表される信号を独立に読み出すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　図１５は、第２の実施の形態の構成例である。差分信号ａおよびｂが位相（θ）抽出回路７１に供給され、位相が演算される。オフセット設定回路７２および７３が設けられており、それぞれ再生対象の光ディスクに対応して設定されたオフセットを出力する。
　位相抽出回路７１の出力およびオフセット設定回路７２の出力が減算回路７４に供給され、減算回路７４から（Ψ－θ）の位相が得られる。信号発生回路７６および７７は、それぞれ（Ψ－θ）の位相と同期した正弦波および余弦波を発生する。差分信号ａと信号発生回路７６からの正弦波とが乗算回路７８に供給され、乗算回路７８の出力信号が加算回路８０に供給される。差分信号ｂと信号発生回路７７からの余弦波とが乗算回路７９に供給され、乗算回路７９の出力信号が加算回路８０に供給される。加算回路８０の出力には、式（１５）で示す信号が取り出される。
　位相抽出回路７１の出力およびオフセット設定回路７３の出力が減算回路７５に供給され、減算回路７５から（φ－θ）の位相が得られる。信号発生回路８１および８２は、それぞれ（φ－θ）の位相と同期した正弦波および余弦波を発生する。差分信号ａと信号発生回路８１からの正弦波とが乗算回路８３に供給され、乗算回路８３の出力信号が加算回路８０に供給される。差分信号ｂと信号発生回路８２からの余弦波とが乗算回路８４に供給され、乗算回路８４の出力信号が加算回路８５に供給される。加算回路８５の出力には、式（１６）で示す信号が取り出される。
　加算回路８０の出力信号がＰＬＬ（Phase Locked Loop ）回路８６に供給され、グルーブからの再生信号を用いてリサンプリングされる。ＰＬＬ回路８６の出力信号がＦＩＲフィルタ５４ａに供給される。加算回路８５の出力信号がＦＩＲフィルタ５４ｂに供給される。
　上述した第１の実施の形態（図１３）と同様にＦＩＲフィルタ５４ａおよび５４ｂのそれぞれの出力ｙａおよびｙｂが加算回路５５に供給され、加算回路５５の出力ｙｃがビタビ検出器５６に供給される。ビタビ検出器５６からの等化誤差ｅｔがＬＭＳ処理器５７ａおよび５７ｂにそれぞれ供給され、ＬＭＳ処理器５７ａおよび５７ｂによってＦＩＲフィルタ５４ａおよび５４ｂのタップ係数が適応的に決定される。
　かかる第２の実施の形態によれば、現実に発生する変動要因による位相ずれを補正した上で、信号ｙｂがランドからのクロストーク成分に近づくことが期待され、信号ｙｃがクロストーク成分を除去したグルーブの信号に近づくことが期待できる。このようにして、適応等化により信号品質をより良好することが期待できる。
　＜５．変形例＞
「位相抽出」
　図１６は、位相抽出の一例の構成を示す。図５の光学的構成における光検出部２４～２７に相当するフォトディテクタ９１，９２，９３，９４の出力信号が減算回路９５ａ、９５ｂにて処理され、差分信号ａおよびｂが形成される。差分信号ａが乗算回路９６、演算回路９７および演算回路９８にそれぞれ供給される。差分信号ｂが乗算回路９９、演算回路９７および演算回路９８にそれぞれ供給される。
　演算回路９７は、（２ａ＊ｂ）の出力を発生し、演算回路９７の出力信号がローパスフィルタ１００に供給される。ローパスフィルタ１００から出力ｃが発生する。演算回路９８は、（ａ＊ａ－ｂ＊ｂ）の出力を発生し、演算回路９８の出力信号がローパスフィルタ１０１に供給される。ローパスフィルタ１０１から出力ｄが発生する。
　これらのローパスフィルタ１００の出力ｃおよびローパスフィルタ１０１の出力ｄが演算回路１０２に供給される。演算回路１０２は、（arctan（ｃ，ｄ）／２）の演算によって位相θを求める。位相θが信号発生回路１０３および１０４に供給される。信号発生回路１０３は、余弦波（cos θ）を発生し、この信号を乗算回路９６に供給する。信号発生回路１０４は、正弦波（sin θ）を発生し、この信号を乗算回路９９に供給する。
　乗算回路９６の出力信号と乗算回路９９の出力信号とが加算回路１０５に供給される。乗算回路９６によって差分信号ａが同期検波され、乗算回路９９によって差分信号ｂが同期検波される。加算回路１０５からＲＦ信号が取り出される。
「参照光サーボ」
　上述した位相θは、信号光と参照光の光路長差（主に光記録媒体１の面ブレに起因して生じる）に対応するものである。この位相のズレの影響を除去するために、図１７に示すように、参照光の光路長を物理的に可変する参照光サーボを使用しても良い。例えば図５に示す光学系におけるミラー１８の位置を制御することによって、参照光の光路長を制御することができる。
　図１７において、偏光ビームスプリッタ１１１に対して信号光Ｅsig および参照光Ｅref が入射される。信号光は、ランドの信号ＥL とＥG とが混在する信号である。図１７に示す光学系には、偏光ビームスプリッタ１１４、１１５、１１６と、ハーフビームスプリッタ１１２、１１３と、（１／２）波長板１２２と、（１／４）波長板１２３と、波長板１２４と、フォトディテクタ１３１～１３６を備えている。フォトディテクタ１３５および１３６の出力を使用して参照光サーボがなされる。波長板１２４は、位相差を（π／８）とするために設けられている。
　フォトディテクタ１３５の出力信号をＩPD5 と表し、フォトディテクタ１３６の出力信号をＩPD6 と表すと、差分値（ＩPD5 －ＩPD6 ）は、下記の式（１７）で表すものとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　この式（１７）で表される差分Ｉcalc3 が０となるように、参照光サーボをかける。その結果、信号光と参照光との位相差をキャンセルすることができる。Ｉcalc3 が０の場合では、（θ－φref ）＝π／２となる。フォトディテクタ１３１の出力信号をＩPD1 と表し、フォトディテクタ１３２の出力信号をＩPD2 と表し、フォトディテクタ１３３の出力信号をＩPD3 と表し、フォトディテクタ１３４の出力信号をＩPD4 と表すと、差分値が下記の式（１８）および式（１９）で表すものとなる。これらの差分値は、ランドおよびグルーブのそれぞれの独立した信号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　参照光サーボにおいて、参照光形成用のミラーの位置を制御するためのサーボ信号を上述したように、フォトディテクタ１３５および１３６のそれぞれの出力信号の差分値から得ている。しかしながら、図１７に示す構成によって、位相θを抽出して、抽出した位相θをサーボ信号として参照光サーボをかけるようにしても良い。その場合には、図１７におけるハーフビームスプリッタ１１２、ミラー１１７、波長板１２４、偏光ビームスプリッタ１１６、ミラー１２１、フォトディテクタ１３５および１３６が不要となる。
　上述した本開示の実施の形態の再生手法は、光学的限界値を超える狭ピッチで記録された信号を、ホモダイン検波方式を用いて再生するものである。記録面上に形成される再生光のビームスポットとランドＬ、グルーブＧとの関係は、図３に示すようなものとなる。図３では、グルーブＧを対象として対物レンズのトラッキングサーボ制御を行った場合を例示している。
　この場合、ランドＬに記録された情報については、サーボの対象とされたグルーブＧの双方に隣接する２本のランドＬの記録情報が混在してしまうこととが分かる。つまりこの結果、ランドＬとグルーブＧとの読み分けが可能であったとしても、ランドＬ側の記録信号について適正な再生を行うことが困難となる。
　なお、ランドＬを対象としてトラッキングサーボをかけた場合も、グルーブＧ側の記録情報について、同様の混在が生じる。
　そこで、トラッキング制御の方法によって、このようなランドＬ同士、グルーブＧ同士の情報の混在の抑制を図り、一つのスポットによって、ランドＬ側の記録情報とグルーブＧ側の記録情報との同時読出が可能となる。このような同時読出のトラッキングサーボを採用しても良い。
　以上、本開示の実施の形態について具体的に説明したが、上述の各実施の形態に限定されるものではなく、本開示の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。例えば、レーザ光源の波長は、４０５ｎｍ以外のものでも良い。
　さらに、再生光学系は、図５に示す構成に限らず、例えば４種類の受光信号Ｉ～Ｌを得るために、ホモダイン検波光学系を使用しても良い。ホモダイン検波光学系は、ウォラストンプリズムを有しており、０度、９０度、１８０度、２７０度の各位相差を有する光を生成することができるものである。
　また、上述の実施の形態の構成、方法、工程、形状、材料および数値などは、本開示の主旨を逸脱しない限り、互いに組み合わせることが可能である。
　なお、本開示は、以下のような構成も取ることができる。
（１）
　ランドとグルーブの双方に信号が記録される記録媒体に対して、光源より発せられた光を照射して前記ランドと前記グルーブの記録信号の双方を反映した信号光を得、且つ前記光源より発せられた光から参照光を生成し、前記信号光と前記参照光とを重ね合わせた重ね合わせ光に対し、ほぼ０度の位相差を与えた第１の信号光と参照光の組と、ほぼ１８０度の位相差を与えた第２の信号光と参照光の組と、ほぼ９０度の位相差を与えた第３の信号光と参照光の組と、ほぼ２７０度の位相差を与えた第４の信号光と参照光の組をそれぞれ生成する光学系と、
　前記第１の信号光と参照光の組を第１受光素子、前記第２の信号光と参照光の組を第２受光素子、前記第３の信号光と参照光の組を第３受光素子、前記第４の信号光と参照光の組を第４受光素子によってそれぞれ受光する受光部と、
　前記第１受光素子で得られる第１受光信号と前記第２受光素子で得られる第２受光信号との差分である第１差分信号と、前記第３受光素子で得られる第３受光信号と前記第４受光素子で得られる第４受光信号との差分である第２差分信号とを計算する演算部と、
　前記第１差分信号および前記第２差分信号がそれぞれ供給される第１のＦＩＲフィルタおよび第２のＦＩＲフィルタと、
　前記第１および第２のＦＩＲフィルタの出力信号が加算された加算信号が供給され、等化誤差を形成する等化誤差検出部とを備え、
　前記等化誤差を小とするように、前記第１および第２のＦＩＲフィルタのタップ係数を制御するようにした再生装置。
（２）
　前記第１差分信号および前記第２差分信号から前記第１乃至第４の信号光と前記参照光との光路長の差に応じた位相を求め、前記第１差分信号および前記第２差分信号が前記位相の成分を有するようにした（１）に記載の再生装置。
（３）
　前記第１差分信号および第２差分信号に対して、予め位相オフセットを与えるようにした（１）または（２）に記載の再生装置。
（４）
　前記位相オフセットは、（Ψ＝４πｎｄ／λ）（ｎは、屈折率、ｄは、前記ランドおよびグルーブ間の段差、λは光の波長）にほぼ等しいものとされる（１）乃至（３）の何れかに記載の再生装置。
（５）
　前記参照光は、前記光源より発せられた光をミラーにて反射させることによって生成される（１）乃至（４）の何れかに記載の再生装置。
（６）
　ランドとグルーブの双方に信号が記録される記録媒体に対して、光源より発せられた光を照射して前記ランドと前記グルーブの記録信号の双方を反映した信号光を得、且つ前記光源より発せられた光から参照光を生成し、前記信号光と前記参照光とを重ね合わせた重ね合わせ光に対し、ほぼ０度の位相差を与えた第１の信号光と参照光の組と、ほぼ１８０度の位相差を与えた第２の信号光と参照光の組と、ほぼ９０度の位相差を与えた第３の信号光と参照光の組と、ほぼ２７０度の位相差を与えた第４の信号光と参照光の組を光学系によってそれぞれ生成し、
　前記第１の信号光と参照光の組を第１受光素子、前記第２の信号光と参照光の組を第２受光素子、前記第３の信号光と参照光の組を第３受光素子、前記第４の信号光と参照光の組を第４受光素子によってそれぞれ受光し、
　前記第１受光素子で得られる第１受光信号と前記第２受光素子で得られる第２受光信号との差分である第１差分信号と、前記第３受光素子で得られる第３受光信号と前記第４受光素子で得られる第４受光信号との差分である第２差分信号とを計算し、
　前記第１差分信号および前記第２差分信号をそれぞれ第１のＦＩＲフィルタおよび第２のＦＩＲフィルタに供給し、
　前記第１および第２のＦＩＲフィルタの出力信号を加算した加算信号を等化誤差検出部に供給して等化誤差を形成し、
　前記等化誤差を小とするように、前記第１および第２のＦＩＲフィルタのタップ係数を制御するようにした再生方法。
１　　　光記録媒体
１０　　レーザ
１５　　対物レンズ
５４ａ、５４ｂ　　ＦＩＲフィルタ
５６　　ビタビ検出器
５７ａ、５７ｂ　　ＬＭＳ処理器
７１　　位相抽出回路

Claims (6)

  1. 　ランドとグルーブの双方に信号が記録される記録媒体に対して、光源より発せられた光を照射して前記ランドと前記グルーブの記録信号の双方を反映した信号光を得、且つ前記光源より発せられた光から参照光を生成し、前記信号光と前記参照光とを重ね合わせた重ね合わせ光に対し、ほぼ０度の位相差を与えた第１の信号光と参照光の組と、ほぼ１８０度の位相差を与えた第２の信号光と参照光の組と、ほぼ９０度の位相差を与えた第３の信号光と参照光の組と、ほぼ２７０度の位相差を与えた第４の信号光と参照光の組をそれぞれ生成する光学系と、
    　前記第１の信号光と参照光の組を第１受光素子、前記第２の信号光と参照光の組を第２受光素子、前記第３の信号光と参照光の組を第３受光素子、前記第４の信号光と参照光の組を第４受光素子によってそれぞれ受光する受光部と、
    　前記第１受光素子で得られる第１受光信号と前記第２受光素子で得られる第２受光信号との差分である第１差分信号と、前記第３受光素子で得られる第３受光信号と前記第４受光素子で得られる第４受光信号との差分である第２差分信号とを計算する演算部と、
    　前記第１差分信号および前記第２差分信号がそれぞれ供給される第１のＦＩＲフィルタおよび第２のＦＩＲフィルタと、
    　前記第１および第２のＦＩＲフィルタの出力信号が加算された加算信号が供給され、等化誤差を形成する等化誤差検出部とを備え、
    　前記等化誤差を小とするように、前記第１および第２のＦＩＲフィルタのタップ係数を制御するようにした再生装置。
  2. 　前記第１差分信号および前記第２差分信号から前記第１乃至第４の信号光と前記参照光との光路長の差に応じた位相を求め、前記第１差分信号および前記第２差分信号が前記位相の成分を有するようにした請求項１に記載の再生装置。
  3. 　前記第１差分信号および第２差分信号に対して、予め位相オフセットを与えるようにした請求項１に記載の再生装置。
  4. 　前記位相オフセットは、（Ψ＝４πｎｄ／λ）（ｎは、屈折率、ｄは、前記ランドおよびグルーブ間の段差、λは光の波長）にほぼ等しいものとされる請求項３に記載の再生装置。
  5. 　前記参照光は、前記光源より発せられた光をミラーにて反射させることによって生成される請求項１に記載の再生装置。
  6. 　ランドとグルーブの双方に信号が記録される記録媒体に対して、光源より発せられた光を照射して前記ランドと前記グルーブの記録信号の双方を反映した信号光を得、且つ前記光源より発せられた光から参照光を生成し、前記信号光と前記参照光とを重ね合わせた重ね合わせ光に対し、ほぼ０度の位相差を与えた第１の信号光と参照光の組と、ほぼ１８０度の位相差を与えた第２の信号光と参照光の組と、ほぼ９０度の位相差を与えた第３の信号光と参照光の組と、ほぼ２７０度の位相差を与えた第４の信号光と参照光の組を光学系によってそれぞれ生成し、
    　前記第１の信号光と参照光の組を第１受光素子、前記第２の信号光と参照光の組を第２受光素子、前記第３の信号光と参照光の組を第３受光素子、前記第４の信号光と参照光の組を第４受光素子によってそれぞれ受光し、
    　前記第１受光素子で得られる第１受光信号と前記第２受光素子で得られる第２受光信号との差分である第１差分信号と、前記第３受光素子で得られる第３受光信号と前記第４受光素子で得られる第４受光信号との差分である第２差分信号とを計算し、
    　前記第１差分信号および前記第２差分信号をそれぞれ第１のＦＩＲフィルタおよび第２のＦＩＲフィルタに供給し、
    　前記第１および第２のＦＩＲフィルタの出力信号を加算した加算信号を等化誤差検出部に供給して等化誤差を形成し、
    　前記等化誤差を小とするように、前記第１および第２のＦＩＲフィルタのタップ係数を制御するようにした再生方法。
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