WO2016098487A1

WO2016098487A1 - 電流推定装置

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Publication number: WO2016098487A1
Application number: PCT/JP2015/081554
Authority: WO
Inventors: 康宏不破; 俊和地高; 永田　孝一
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2014-12-15
Filing date: 2015-11-10
Publication date: 2016-06-23
Anticipated expiration: 2017-06-15
Also published as: CN107148742B; CN107148742A

Abstract

　始動発電機を制御対象とする制御装置は、電流推定部と、印加電圧算出部とを備えている。電流推定部は、始動発電機の予め定められたｄ軸インダクタンスに基づいて、バッテリとインバータとの間に流れる電流を推定する。印加電圧算出部は、ｄｑ座標系におけるｄ軸電流が０よりも大きくなることを条件として、インバータの電圧ベクトルのｑ軸成分「Ｖａｍｐ×ｃｏｓδ」を始動発電機の誘起電圧成分「ωｃ×Ψａ」に追従させるべく、電圧ベクトルの位相である電圧位相δを、電圧ベクトルの振幅である電圧振幅Ｖａｍｐを、あるいは電圧位相δを操作した後、電圧振幅Ｖａｍｐを操作する。

Description

電流推定装置

　本発明は、電力変換回路、及び前記電力変換回路に対する通電操作により直流電源と電力伝達を行う回転電機を備えるシステムに適用される電流推定装置に関する。

　従来、下記特許文献１に見られるように、回転電機の電圧方程式に基づいてｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸電流を算出する制御装置が知られている。詳しくは、この制御装置では、ｄ軸インダクタンスに基づいてｄ，ｑ軸電流を算出している。

特許第５３９６９０６号公報

　ところで、電力変換回路、及び電力変換回路に対する通電操作により直流電源と電力伝達を行う回転電機を備えるシステムにおいて、直流電源と電力変換回路との間に流れる電流を推定する技術がある。この技術では、予め定められたｄ軸インダクタンスに基づいて、ｄ，ｑ軸電流を算出し、算出されたｄ，ｑ軸電流に基づいて、直流電源と電力変換回路との間に流れる電流を推定する。

　ここで、ｄ軸インダクタンスは、ｄ軸電流が０よりも大きくなる場合に生じる急激な磁気飽和の影響によって変化する。この場合、実際のｄ軸インダクタンスが予め定められたｄ軸インダクタンスから大きくずれ、直流電源と電力変換回路との間に流れる電流の推定誤差が大きくなる懸念がある。なお、上述した急激な磁気飽和が発生する場合におけるｄ軸インダクタンスの特性を正確に把握することも考えられる。ただし、この特性を正確に把握することは困難である。

　本発明は、直流電源と電力変換回路との間に流れる電流の推定誤差を好適に抑制できる電流推定装置を提供することを主たる目的とする。

　以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

　本発明に係る電流推定装置は、電力変換回路、及び前記電力変換回路に対する通電操作により直流電源と電力伝達を行う回転電機とを備えるシステムに適用される。電流推定装置は、前記回転電機の予め定められたｄ軸インダクタンスに基づいて、前記直流電源と前記電力変換回路との間に流れる電流を推定する電流推定手段と、前記回転電機のｄｑ座標系におけるｄ軸電流が０よりも大きい所定の値となることを条件として、前記電力変換回路の電圧ベクトルのｑ軸成分を前記回転電機の誘起電圧成分に追従させるべく前記電圧ベクトルの位相である電圧位相を操作する位相操作手段とを備えることを特徴とする。

　電圧ベクトルのｑ軸成分が誘起電圧成分と一致する状態においては、ｄ軸電流が０となる。この点に鑑み、上記発明に係る電流推定装置では、ｄ軸電流が０よりも大きい所定の値となることを条件として、電圧位相の操作により、電圧ベクトルのｑ軸成分を回転電機の誘起電圧成分に追従させる。このため、実際のｄ軸インダクタンスが、電流推定に用いられる予め定められたｄ軸インダクタンスから大きくずれることを回避できる。これにより、電流推定手段による電流の推定誤差を好適に抑制することができる。

　本発明に係る他の電流推定装置は、電力変換回路、及び前記電力変換回路に対する通電操作により直流電源と電力伝達を行う回転電機を備えるシステムに適用される。この電流推定装置は、前記回転電機の予め定められたｄ軸インダクタンスに基づいて、前記直流電源と前記電力変換回路との間に流れる電流を推定する電流推定手段と、前記回転電機のｄｑ座標系におけるｄ軸電流が０よりも大きい所定の値となることを条件として、前記電力変換回路の電圧ベクトルのｑ軸成分を前記回転電機の誘起電圧成分に追従させるべく前記電圧ベクトルの振幅である電圧振幅を操作する振幅操作手段とを備えることを特徴とする。

　電圧ベクトルのｑ軸成分が誘起電圧成分と一致する状態においては、ｄ軸電流が０となる。この点に鑑み、本願発明に係る電流推定装置では、ｄ軸電流が０よりも大きい所定の値となることを条件として、電圧振幅の操作により、電圧ベクトルのｑ軸成分を回転電機の誘起電圧成分に追従させる。このため、実際のｄ軸インダクタンスが、電流推定に用いられる予め定められたｄ軸インダクタンスから大きくずれることを回避できる。これにより、電流推定手段による電流の推定誤差を好適に抑制することができる。

　本発明に係る他の電流推定装置は、電力変換回路、及び前記電力変換回路に対する通電操作により直流電源と電力伝達を行う回転電機を備えるシステムに適用される。この電流推定装置は、前記電力変換回路の電圧ベクトルの振幅を電圧振幅とし、前記電圧ベクトルの位相を電圧位相とし、前記回転電機の予め定められたｄ軸インダクタンスに基づいて、前記直流電源と前記電力変換回路との間に流れる電流を推定する電流推定手段と、前記回転電機のｄｑ座標系におけるｄ軸電流が０よりも大きい所定の値となることを条件として、前記電圧ベクトルのｑ軸成分と前記回転電機の誘起電圧成分との偏差が０よりも大きい規定値未満の値となるまで、正のｑ軸を基準として前記電圧ベクトルを時計まわりに回転させる方向に前記電圧位相を操作する位相操作手段と、前記ｄ軸電流が前記所定の値となることを条件として、前記ｑ軸成分と前記誘起電圧成分との偏差が前記規定値未満となる領域において、前記電圧ベクトルのｑ軸成分を前記誘起電圧成分に追従させるべく前記電圧振幅を操作する振幅操作手段とを備えることを特徴とする。

　電圧ベクトルのｑ軸成分が誘起電圧成分と一致する状態においては、ｄ軸電流が０となる。この点に鑑み、上記発明では、まず、ｄ軸電流が０よりも大きい所定の値となることを条件として、ｑ軸成分と誘起電圧成分との偏差が規定値未満の値となるまで、正のｑ軸を基準として電圧ベクトルを時計まわりに回転させる方向に電圧位相を操作する。また、電圧振幅の操作により、ｑ軸成分を誘起電圧成分に追従させる。このため、実際のｄ軸インダクタンスが、電流推定に用いられる予め定められたｄ軸インダクタンスから大きくずれることを回避できる。これにより、電流推定手段による電流の推定誤差を好適に抑制することができる。

　さらに、上記電流推定装置は、ｑ軸成分と誘起電圧成分との偏差が規定値未満となる領域において、ｑ軸成分を誘起電圧成分に追従させるべく電圧振幅を操作する。電圧ベクトルを時計まわりに回転させる方向への電圧位相の操作は、回転電機の発電電力を増大させる。これに対し、電圧位相の操作に先立ち、ｑ軸成分を誘起電圧成分に追従させるための電圧振幅の操作を行うと、発電電力を減少させることがある。このため、発電電力の減少を抑制する上では、電圧振幅の操作量は小さい方がよい。そこで、ｑ軸成分と誘起電圧成分との偏差が規定値未満となる領域において電圧振幅を操作することにより、発電電力を減少させることなくｑ軸成分を誘起電圧成分に近づける。これにより、電流の推定誤差を抑制することに伴う発電電力の減少を抑制することができる。

　ここで、前記システムでは、前記回転電機の磁極位置を規定周期毎に検出する磁極位置検出手段を備え、前記電圧位相を０°よりも大きくてかつ９０°よりも小さい規定位相以下にすることを条件として前記回転電機を制御するための前記電圧位相を算出する位相算出手段と、前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相と、前記磁極位置検出手段によって検出された前記磁極位置とに基づいて、前記回転電機の印加電圧を制御する電圧制御手段とをさらに備え、前記位相操作手段は、前記規定周期を制御周期として、前記偏差が前記規定値未満の値となるまで前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相を操作し、前記振幅操作手段は、前記規定周期よりも短い周期を制御周期として、前記ｑ軸成分を前記誘起電圧成分に追従させるための前記電圧振幅の操作を、前記印加電圧を調整することで行うこととしてもよい。

　磁極位置検出手段による磁極位置の検出周期が規定周期とされているため、位相操作手段の制御周期も規定周期に設定されている。一方、電圧位相の情報を要しない振幅操作手段の制御周期は、位相操作手段の制御周期よりも短い周期に設定されている。このため、振幅操作手段によるｑ軸成分の誘起電圧成分への追従精度は、位相操作手段による追従精度よりも高い。したがって、ｑ軸成分と誘起電圧成分との偏差が規定値未満となる領域において追従精度の高い電圧振幅を操作することで、ｑ軸成分を誘起電圧成分に迅速かつ高精度に追従させることができる。その結果、電流の推定誤差をいっそう好適に抑制することができる。

本願発明の実施形態に係る電流推定装置を備えた自動２輪車の全体構成図である。始動発電機の制御システムの全体構成図である。磁極位置検出センサの出力信号を示すタイムチャートである。印加電圧算出部の処理を示すブロック図である。第1実施形態に係る電流推定装置における電流推定部の処理を示すブロック図である。アイドリング状態における電流推定誤差の増大態様の一例を示す図である。ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させることでｄ軸電流が０となることを示すｄｑ座標系である。誘起電圧追従制御処理の手順を示すフローチャートである。（ａ）、（ｂ）は、１燃焼サイクルのおける回転変動を示すタイムチャートである。電圧位相のガード処理態様を示す図である。Ｄｕｔｙ１００％の場合の１８０°通電制御態様を示す図である。第２実施形態に係る電流推定装置における印加電圧算出部の処理を示すブロック図である。ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させることでｄ軸電流が０となることを示すｄｑ座標系である。第２実施形態に関する誘起電圧追従制御処理の手順を示すフローチャートである。Ｄｕｔｙ１００％未満の場合の誘起電圧追従制御時の１８０°通電制御態様を示す図である。電圧位相と時比率補正量との関係を示す図である。変形例における１２０°通電制御態様を示す図である。変形例における、誘起電圧追従制御時の１２０°通電制御態様を示す図である。第３実施形態に係る電流推定装置における印加電圧算出部の処理を示すブロック図である。電流推定部の処理を示すブロック図である。誘起電圧追従制御処理の手順を示すフローチャートである。第３実施形態に係る電流推定装置の電圧位相操作処理の手順を示すフローチャートである。（ａ），（ｂ），（ｃ）は、誘起電圧追従制御の一例を示す図である。

　［第1実施形態］以下、車載主機としてエンジンを搭載した自動２輪車（オートバイ）に、第1実施形態に係る電流推定装置を適用した場合について、図面を参照しつつ説明する。

　図１に示すように、自動２輪車１０は、エンジン１１、回転電機としての始動発電機１２、電力変換回路としてのインバータ１３、直流電源としてのバッテリ１４、変速装置１５、クラッチ１６、駆動輪１７、及び制御装置２０を備えている。エンジン１１は、自動２輪車１０の車載主機であり、本実施形態では、単気筒４ストロークエンジンである。なお、エンジン１１の燃焼制御は、制御装置２０とは異なる他の制御装置（図示せず）によって行われてもよいし、制御装置２０によって行われてもよい。

　エンジン１１の出力軸（以下、クランク軸１１ａ）の第１端には、変速装置１５の入力側（具体的には例えば、エンジン側プーリ）が連結されている。本実施形態では、変速装置１５として、自動変速装置（具体的には、無段変速装置）を用いている。変速装置１５の出力側（具体的には例えば、駆動輪側プーリ）には、クラッチ１６と、図示しない２次減速機構とを介して、駆動輪１７が連結されている。

　クラッチ１６は、変速装置１５の出力側と駆動輪１７との間の動力を伝達可能な状態（以下、クラッチミート状態）、及び変速装置１５の出力側と駆動輪１７との間の動力が遮断される状態（以下、クラッチ遮断状態）のいずれかに切り替え可能に構成されている。本実施形態では、クラッチ１６として、自動遠心クラッチを用いている。本実施形態にかかる自動遠心クラッチは、変速装置１５の出力側に接続されたクラッチシュー、クラッチスプリング、及び駆動輪１７側に接続されたクラッチアウターを備えている。この構成において、エンジン１１の低回転時においては、クラッチスプリングの弾性力によってクラッチシューが縮径し、クラッチシューとクラッチアウターとが非接触状態とされる。これにより、クラッチ遮断状態とされる。一方、エンジン１１の回転速度が上昇してクラッチシューに作用する遠心力が増大すると、クラッチスプリングの弾性力に打ち勝ってクラッチシューが拡径し、クラッチシューがクラッチアウターに接触した状態となる。これにより、クラッチミート状態とされる。特に本実施形態では、クランク軸１１ａの回転速度が所定回転速度（＞０）以上となった場合にクラッチミート状態とされるようにクラッチ１６が構成されている。本実施形態において、上記所定回転速度は、エンジン１１のアイドル回転速度よりも高い回転速度に設定されている。

　クランク軸１１ａの第２端には、始動発電機１２を構成するロータの回転軸が直結されている。このため、始動発電機１２のロータは、クランク軸１１ａと一体に回転する。始動発電機１２は、電動機（エンジン始動用のスタータ）及び発電機として動作可能であり、エンジンブロックに取り付けられている。本実施形態において、始動発電機１２は、３相交流の永久磁石型同期機であり、永久磁石が設けられた上記ロータと、各相巻線が巻回されたステータとを備えている。

　続いて、図２を用いて、始動発電機１２の制御システムについて説明する。始動発電機１２は、インバータ１３を介して、バッテリ１４に電気的に接続されている。インバータ１３は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、始動発電機１２の図示しないＵ相巻線の第１端が接続され、Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、図示しないＶ相巻線の第１端が接続され、Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、図示しないＷ相巻線の第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線の第２端同士は、短絡されている。すなわち、本実施形態では、始動発電機１２として、Ｙ結線されたものを用いている。各上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの高電位側の端子には、バッテリ１４の正極端子が接続され、各下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの低電位側の端子には、バッテリ１４の負極端子が接続されている。

　ちなみに、各スイッチＳｕｐ～Ｓｗｎとしては、例えば、ＭＯＳ－ＦＥＴやＩＧＢＴ等の電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いることができる。また、各スイッチＳｕｐ～Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ～Ｄｗｎが逆並列に接続されている。なお、各フリーホイールダイオードＤｕｐ～Ｄｗｎは、各スイッチが例えばＭＯＳ－ＦＥＴの場合、ボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。

　制御システムは、電圧センサ１８と、磁極位置検出センサ１９とを備えている。本実施形態において、電圧センサ１８は、バッテリ１４の端子間電圧を検出する。また、磁極位置検出センサ１９（例えば、ホールセンサであり、より具体的にはホールＩＣ）は、各相に対応して設けられ、ロータの回転に応じて図３に示すような出力信号を出力する。これにより、始動発電機１２の回転角度（電気角θ）を電気角６０°間隔で把握することができる。なお、図３には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に対応する出力信号をＳｉｇＵ，ＳｉｇＶ，ＳｉｇＷで示した。

　先の図２の説明に戻り、電圧センサ１８及び磁極位置検出センサ１９の出力信号は、制御装置２０に入力される。制御装置２０は、マイコンを主体として構成されている。本実施形態において、制御装置２０は、始動発電機１２を発電機として動作させる場合において、電圧センサ１８によって検出されたバッテリ１４の端子間電圧（以下、バッテリ電圧ＶＤＣ）を目標電圧Ｖｔｇｔに制御すべく、インバータ１３を操作する。詳しくは、制御装置２０は、上記各種センサの検出値に基づき、始動発電機１２を周知の３相１８０°通電方式で駆動させるためのＵ，Ｖ，Ｗ相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。制御装置２０は、算出された印加電圧に基づいて、各スイッチＳｕｐ～Ｓｗｎをオンオフ操作する。これにより、各相のそれぞれについて上アームスイッチと下アームスイッチとが電気角１８０°毎に交互にオン状態とされてかつ、上アームスイッチのオフ状態への切り替えが相毎に電気角で互いに１２０°だけずれるようにスイッチングが行われる。

　ここで、図２に示す本願発明の実施形態に係る制御システムは、バッテリ１４とインバータ１３とを接続する電気経路に流れる直流電流ＩＤＣを検出する電流センサを備えていない。このため、本実施形態において、制御装置２０は、直流電流ＩＤＣを推定する電流推定処理を行う。以下、始動発電機１２の制御について説明した後、電流推定処理について説明する。

　制御装置２０は、速度算出部２１、印加電圧算出部２２、電流推定部２３（「電流推定手段」に相当）、及びＳＯＣ算出部２４（「充電率算出手段」に相当）を備えている。速度算出部２１は、磁極位置検出センサ１９の出力信号（具体的には例えば、出力信号の論理反転タイミングの間隔）に基づいて、始動発電機１２の回転速度ω（電気角速度）を算出する。

　印加電圧算出部２２は、各相巻線に対する印加電圧の指令値である各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。以下、図４を用いて、印加電圧算出部２２について説明する。印加電圧算出部２２において、電圧偏差算出部２２ａ（「電圧偏差算出手段」に相当）は、バッテリ１４の目標電圧Ｖｔｇｔからバッテリ電圧ＶＤＣを減算することで、電圧偏差ΔＶを算出する。位相算出部２２ｂ（「位相算出手段」に相当）は、電圧偏差ΔＶに基づいて、インバータ１３の出力電圧ベクトルＶｎの位相である電圧位相δを算出する。本実施形態では、電圧偏差ΔＶを０にフィードバック制御するための操作量として電圧位相δを算出する。具体的には例えば、電圧偏差ΔＶを入力とする比例制御又は比例積分制御によって電圧位相δを算出すればよい。ここで、本実施形態では、ｄｑ座標系における正のｑ軸を基準として、時計まわりに電圧ベクトルＶｎが回転する場合の電圧位相δを正の値で定義する。特に本実施形態では、電圧ベクトルＶｎを時計まわりに回転させることを、電圧位相δを遅角させると称し、電圧ベクトルＶｎを反時計まわりに回転させることを、電圧位相δを進角させると称すこととする。なお、電圧ベクトルＶｎの振幅である電圧振幅を「Ｖａｍｐ」とする。

　位相算出部２２ｂは、始動発電機１２を発電機として動作させる場合、電圧位相δを０°から規定位相までの範囲内で算出する。規定位相は、０°よりも大きくてかつ９０°よりも小さい値に設定されている。なお、本実施形態では、ステータティースへの磁極位置検出センサ１９の取付位置の制約等から、規定位相を３０°に設定した。ただし、規定位相としては、３０°に限らず、０°よりも大きくてかつ９０°未満の値であれば、他の値に設定してもよい。

　位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δは、追従制御部２２０ｃに入力される。追従制御部２２０ｃは、入力された電圧位相δに所定の処理を施して出力する。追従制御部２２０ｃについては、後に詳述する。

　追従制御部２２０ｃから出力された電圧位相δは、矩形波信号生成部２２ｄに入力される。矩形波信号生成部２２ｄは、入力された電圧位相δと、バッテリ電圧ＶＤＣと、図示しない磁極位置検出センサ１９の出力信号とに基づいて、矩形波信号としての各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。詳しくは、まず、バッテリ電圧ＶＤＣに電圧利用率を乗算することにより、電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。ここで、電圧利用率とは、バッテリ電圧ＶＤＣに対する電圧振幅Ｖａｍｐの指令値の比率のことである。本実施形態において、電圧利用率は、その上限値「０．７８」に設定されている。そして、算出された電圧振幅Ｖａｍｐと、電圧位相δとに基づいて、１８０°通電のための各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。矩形波信号生成部２２ｄは、算出された各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ１３に対して出力する。

　また、矩形波信号生成部２２ｄは、電圧位相δと、電圧振幅Ｖａｍｐとに基づいて、電圧ベクトルＶｎのｄ軸成分であるｄ軸電圧Ｖｄと、電圧ベクトルＶｎのｑ軸成分であるｑ軸電圧Ｖｑとを算出する。

　先の図２の説明に戻り、電流推定部２３は、速度算出部２１によって算出された回転速度ω、バッテリ電圧ＶＤＣ、及び矩形波信号生成部２２ｄによって算出されたｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑに基づいて、直流電流ＩＤＣを推定する。以下、図５を用いて、電流推定部２３の行う電流推定処理について説明する。電流推定部２３において、ｄｑ軸電流推定部２３ａは、回転速度ωを入力として、以下の式（ｅｑ１）に基づいてｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑを推定する。

　式（ｅｑ１）において、「Ｒａ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「Ψａ」は誘起電圧定数を示す。式（ｅｑ１）は、永久磁石型同期機の電圧方程式を表す以下の式（ｅｑ２）に対して、過渡現象を無視するとの条件を課し、ｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑについて変形することで導くことができる。なお、以下の式（ｅｑ２）において、「ｐ」は微分演算子を示す。

　式（ｅｑ１）において、ｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑ、巻線抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ψａは、制御対象とする回転電機の仕様や実験データ等で予め定められた固定値であり、記憶手段としての機器定数記憶部２３ｂ（例えば、不揮発性メモリ）に記憶されている。なお、巻線抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ψａが温度依存性を有することから、巻線抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ψａを温度と関係付けたテーブルやマップを予め作成しておき、テーブルやマップを用いて巻線抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ψａを設定してもよい。

　直流電流推定部２３ｃは、バッテリ電圧ＶＤＣ、ｄｑ軸電流推定部２３ａによって推定されたｄ、ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑ、及び矩形波信号生成部２２ｄによって算出されたｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑを入力として、以下の式（ｅｑ３）に基づいて直流電流ＩＤＣを推定する。

　先の図２の説明に戻り、ＳＯＣ算出部２４は、直流電流推定部２３ｃによって推定された直流電流ＩＤＣの積算値に基づいて、バッテリ１４の充電率ＳＯＣを算出する。算出された充電率ＳＯＣは、例えば車両の各種処理に用いられる。

　ところで、ｄ軸電流が正の値となる場合には、図６に示すように、直流電流ＩＤＣの推定誤差ΔＩｅｒｒが大きくなる。ここで、図６は、直流電流ＩＤＣの推定値、直流電流の実測値、ｄ軸電流ｉｄ、及びエンジン回転速度Ｎの推移を示す。図６には、時刻ｔ１以降においてエンジン１１の運転状態がアイドル運転状態に移行し、ｄ軸電流が負の値から正の値に移行して推定誤差ΔＩｅｒｒが増大することを示した。ｄ軸電流が正の値となる場合に推定誤差ΔＩｅｒｒが増大するのは、急激な磁気飽和の影響によって実際のｄ軸インダクタンスが小さくなり、実際のｄ軸インダクタンスが、機器定数記憶部２３ｂに記憶されているｄ軸インダクタンスＬｄから大きくずれるためである。特に、エンジン回転速度（クランク軸１１ａの回転速度）がアイドル回転速度付近である場合において電圧位相δが規定位相に達しているときには、始動発電機１２の回転速度ωが低く始動発電機１２の誘起電圧が小さいことから、ｄ軸電流が正の値になって推定誤差ΔＩｅｒｒが増大しやすい。

　そこで本実施形態では、電流推定処理が行われている状況下において、ｄ軸電流が正の値となる場合、ｄ軸電流を０とする処理を追従制御部２２０ｃにおいて行う。以下、図７を用いてｄ軸電流を０とできる理由を説明した後、追従制御部２２０ｃの行う処理について説明する。

　図７に、電圧位相δが規定位相（３０°）となる場合の電圧ベクトルを「Ｖｎ０」にて示し、ｑ軸電圧Ｖｑが誘起電圧「ω×Ψａ」と一致する場合の電圧ベクトルを「Ｖｎ１」にて示し、電圧ベクトルＶｎ１よりも電圧位相δが大きい場合の電圧ベクトルを「Ｖｎ２」にて示す。また、各電圧ベクトルＶｎ０，Ｖｎ１，Ｖｎ２に対応する各電流ベクトルを「Ｉｎ０，Ｉｎ１，Ｉｎ２」にて示す。

　図示されるように、誘起電圧ベクトルと電圧ベクトルとの位置関係により、ｄ，ｑ軸電機子反作用が生じる。詳しくは、電圧ベクトルＶｎ０のｑ軸成分が誘起電圧よりも大きい場合、電流ベクトルは、ｄ軸電機子反作用によって正のｄ軸電流が流れるような電流ベクトルＩｎ０となる。ここで、電圧ベクトルＶｎ１のｑ軸成分を誘起電圧と一致させると、ｄ軸電機子反作用がなくなることから、電流ベクトルは、ｄ軸電流が０となるような電流ベクトルＩｎ１となる。電圧位相が電圧ベクトルＶｎ１よりも大きい電圧ベクトルＶｎ２では、ｄ軸電流の符号が反転し、電流ベクトルは、負のｄ軸電流が流れるような電流ベクトルＩｎ２となる。このように、電圧ベクトルのｑ軸成分と誘起電圧との偏差に応じて電流ベクトルの位相が変化する。このことを利用して、電流推定処理が行われている状況下において、ｄ軸電流を０とする。

　図８に、追従制御部２２０ｃによって行われる処理について説明する。この処理は、例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。

　この一連の処理では、まずステップＳ１０において、クラッチミート状態であるか否かを判断する。ステップＳ１０においてクラッチミート状態でない（クラッチ遮断状態である）と判断した場合には、ステップＳ１１に進み、計算用回転速度ωｃを、図９に示すように、エンジン１１の１燃焼サイクル（７２０℃Ａ）における回転速度ωの最小値ωｍｉｎとする。この処理は、クラッチ遮断状態においては、直流電流ＩＤＣの推定誤差が生じやすいことに鑑みて設けられた処理である。つまり、クラッチミート状態である場合、始動発電機１２の回転軸が駆動輪１７と連結されていることから、回転慣性が大きくなり、始動発電機１２の回転変動が抑制される。これに対し、クラッチ遮断状態においては、始動発電機１２の回転軸が駆動輪１７と連結されていないことから、回転慣性が小さくなり、エンジン１１の燃焼制御に伴う始動発電機１２の回転変動が大きくなる。このため、都度の回転速度ωを用いて後述するステップＳ１３において誘起電圧「ωｃ×Ψａ」を算出すると、算出された誘起電圧が実際の誘起電圧よりも大きくなることがある。この場合、算出された誘起電圧にｑ軸電圧Ｖｑを追従させても、ｄ軸電流を０以下にすることができない。

　そこで本実施形態では、クラッチ遮断状態である場合、エンジン１１の１燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωｍｉｎを誘起電圧の算出に用いる。

　一方、ステップＳ１０においてクラッチミート状態であると判断した場合には、ステップＳ１２に進み、計算用回転速度ωｃを、磁極位置検出センサ１９の出力信号から把握される最新の回転速度ωｉとする。

　ステップＳ１１、Ｓ１２の処理の完了後、ステップＳ１３に進む。ステップＳ１３では、電圧振幅Ｖａｍｐ、計算用回転速度ωｃ、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δ、及び機器定数記憶部２３ｂに記憶されている誘起電圧定数Ψａを入力として、以下の式（ｅｑ４）に基づいて、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを算出する。

　式（ｅｑ４）において、電圧振幅Ｖａｍｐは、バッテリ電圧ＶＤＣに電圧利用率の上限値「０．７８」を乗算することで算出すればよい。そして、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが０よりも大きいか否かを判断する。この処理は、ｄ軸電流が０よりも大きいか否かを判断するための処理である。

　ステップＳ１３において肯定判断した場合には、ｄ軸電流が０よりも大きいと判断し、ステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、規定位相を３０°から９０°に拡大しつつ、電圧位相δを規定位相以下にすることを条件として、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを０にフィードバック制御するための操作量として電圧位相δを算出する。ここでは、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが大きいほど、電圧位相δを大きく算出する。すなわち、ｑ軸電圧Ｖｑを誘起電圧に制御すべく、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δを補正する。なお、上限拡大後の規定位相が９０°とされているのは、過度に電圧位相δを遅角させると、ｑ軸電流が減少して発電量が減少したり、ｄ軸電流が増大して損失が増大したりすることを回避するためである。ちなみに、本実施形態において、本ステップの処理が、「誘起電圧算出手段」及び「位相変更手段」を含む。

　ステップＳ１３において否定判断した場合や、ステップＳ１４の処理が完了した場合には、ステップＳ１５に進む。ステップＳ１５では、電圧位相δがガード値αを超える場合、電圧位相δをガード値αで制限するガード処理を行う。本実施形態において、ガード値αは、図１０に示すように、ｑ軸電圧が誘起電圧と一致する場合の電圧位相よりも大きくてかつ、計算用回転速度ωｃが高いほど小さく設定される。また、ガード値αは、９０°以下の値に設定される。この処理は、電圧位相δが過度に遅角されることによってｑ軸電流が増大し、始動発電機１２の発電電力が過度に大きくなることを回避するための処理である。図１０には、ステップＳ１４の処理によって電圧ベクトルがＶｎ１からＶｎ２に変更されるものの、ガード処理によって電圧ベクトルがＶｎ３とされた例を示している。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「ガード値算出手段」を含む。

　ちなみに、ステップＳ１３において否定判断した場合には、ｄ軸電流が０以下であると判断する。

　以上詳述した第1実施形態に係る電流推定装置によれば、以下の効果が得られるようになる。

　（１）誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが０よりも大きくなる場合、ｑ軸電圧Ｖｑを誘起電圧「ωｃ×Ψａ」に追従させた。このため、実際のｄ軸インダクタンスが、電流推定に用いられる予め定められたｄ軸インダクタンスＬｄから大きくずれることを回避できる。これにより、直流電流ＩＤＣの推定誤差を好適に抑制することができる。したがって、バッテリ１４の充電率ＳＯＣの算出精度の低下を回避することができる。

　（２）誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが０よりも大きくなる場合、ｑ軸電圧Ｖｑを誘起電圧に追従させるべく、規定位相を９０°まで拡大しつつ、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δを変更した。電圧位相を規定位相以下とする制限が課せられていると、ｄ軸電流が０よりも大きくなる場合に、電圧位相δの操作によってｑ軸電圧Ｖｑを誘起電圧に追従させることができない場合がある。このため、ｄ軸電流が０よりも大きくなる状況下においては、規定位相を９０度まで拡大する。これにより、追従が妨げられることを回避できる。ここで、規定位相を９０°を超えて拡大させると、ｑ軸電流の減少による発電量の減少と、ｄ軸電流の増大による損失増大とにより、始動発電機１２の発電効率が低下する懸念がある。そこで、上限を９０°とすることにより、発電効率の低下を抑制することができる。

　（３）クラッチ遮断状態である場合、エンジン１１の１燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωｍｉｎを誘起電圧の算出に用いた。本実施形態では、エンジン１１のアイドル運転状態時にクラッチ遮断状態とされるため、クラッチ遮断状態は、誘起電圧が低い上に回転速度の変動が大きい状況である。この状況下においても、ｑ軸電圧Ｖｑを的確に誘起電圧以下にすることができ、ｄ軸電流を０以下とすることができる。これにより、クラッチミート前においても、直流電流ＩＤＣの推定誤差を的確に抑制することができる。

（４）ガード値αで電圧位相δを制限した。このため、電圧位相δの過度な遅角を防止でき、ひいては発電電力が過度に増大することを回避できる。

　（第１実施形態の変形例）
　なお、上記した第1実施形態に係る上記電流推定装置は、以下のように変更して実施してもよい。

　第1実施形態に係る電流推定装置では、追従制御部２２０ｃにおいて、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを算出し、算出された誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが０よりも大きいことをもってｄ軸電流が０よりも大きいと判断したがこれに限らない。例えば、追従制御部２２０ｃにおいて、ｄｑ軸電流推定部２３ａによって推定されたｄ軸電流ｉｄが０よりも大きいか否かを判断してもよいし、上記誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸ又はｄ軸電流ｉｄが０を超える値よりも大きいか否かを判断してもよい。

　始動発電機１２としては、永久磁石型同期機に限らず、例えば、ロータに界磁巻線を備える界磁巻線型同期機であってもよい。また、始動発電機１２としては、Ｙ結線されたものに限らず、例えばΔ結線されたものであってもよい。

　クラッチ１６としては、自動遠心クラッチに限らず、例えば、ユーザのクラッチレバー操作によってクラッチミート状態及びクラッチ遮断状態のいずれかに切り替え可能に構成された断続式クラッチであってもよい。

　始動発電機１２の駆動方式としては、３相１８０°通電方式に限らず、３相１２０°通電方式等、他の通電方式であってもよい。

　図４の矩形波信号生成部２２ｄにおいて用いられる電圧利用率としては、その上限値に限らず、上限値未満の値であってもよい。

　図８のステップＳ１４において、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを、０ではない規定値にフィードバック制御するように電圧位相δを変更してもよい。すなわち、ｄ軸電流を規定値未満の規定電流とするように電圧位相δを変更してもよい。

　図８のステップＳ１３において否定判断された場合、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δをそのまま矩形波信号生成部２２ｄに入力してもよい。

　第1実施形態に係る電流推定装置において、誘起電圧の算出に用いる回転速度を以下のように算出してもよい。詳しくは、エンジン１１の１燃焼サイクル（７２０°ＣＡ）毎に、クランク軸１１ａの回転角度位置が予め設定された回転角度位置となる時の回転速度（以下、所定角度位置の回転速度）を算出する。そして、算出された所定角度位置の回転速度と、予め実験等で定められた１燃焼サイクルの回転速度の最小値とに基づいて、誘起電圧の算出に用いる回転速度の最小値ωｍｉｎを算出してもよい。具体的には例えば、所定角度位置の回転速度と、予め実験等で定められた回転速度の最小値との差分又は偏差値を算出し、算出した差分又は偏差値によって所定角度位置の回転速度を補正することで、上記最小値ωｍｉｎを算出してもよい。

　また、上記実施形態では、誘起電圧の算出にエンジン１１の１燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωｍｉｎを用いたがこれに限らず、例えば、上記最小値ωｍｉｎの直前や直後の回転速度ω等、上記最小値ωｍｉｎよりもやや高い回転速度ωを用いてもよい。

　電力変換回路としては、３相インバータに限らない。要は、始動発電機１２から出力された交流電圧を直流電圧に変換してバッテリ１４に印加可能な電力変換回路であれば、他の電力変換回路であってもよい。

　本発明の第1実施形態に係る電流推定装置の適用対象としては、自動２輪車に限らず、自動車等、他の車両であってもよい。

　（第２実施形態）以下、車載主機としてエンジンを搭載した自動２輪車（オートバイ）に、本願発明の第２実施形態に係る電流推定装置を適用した場合について、図面を参照しながら説明する。ここで、図２に示す本願発明の各実施形態に係る制御システムは、バッテリ１４とインバータ１３とを接続する電気経路に流れる直流電流ＩＤＣを検出する電流センサを備えていない。このため、第２実施形態においても、制御装置２０は、直流電流ＩＤＣを推定する電流推定処理を行う。なお、第２実施形態に係る電流推定装置では、図２に示したように、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの高電位側の端子からバッテリ１４の正極端子へと流れる直流電流ＩＤＣ（充電電流）を正の値で定義し、バッテリ１４の正極端子から上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの高電位側の端子へと流れる直流電流ＩＤＣ（放電電流）を負の値で定義する。また、第１実施形態でも説明したように、始動発電機１２の回転角度（電気角θ）を電気角６０°間隔で把握することができる。図３では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に対応する出力信号をＳｉｇＵ，ＳｉｇＶ，ＳｉｇＷで示している。

　第２実施形態における制御装置２０は、速度算出部２１、印加電圧算出部２２、電流推定部２３（「電流推定手段」に相当）、及びＳＯＣ算出部２４（「充電率算出手段」に相当）を備えている。速度算出部２１は、磁極位置検出センサ１９の出力信号（具体的には例えば、出力信号の論理反転タイミングの間隔）に基づいて、始動発電機１２の回転速度ω（電気角速度）を算出する。

　印加電圧算出部２２は、各相巻線に対する印加電圧の指令値である上記各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。以下、図１２を用いて、印加電圧算出部２２について説明する。印加電圧算出部２２において、電圧偏差算出部２２ａ（「電圧偏差算出手段」に相当）は、バッテリ１４の目標電圧Ｖｔｇｔからバッテリ電圧ＶＤＣを減算することで、電圧偏差ΔＶを算出する。位相算出部２２ｂ（「位相算出手段」に相当）は、電圧偏差ΔＶに基づいて、インバータ１３の出力電圧ベクトルＶｎの位相である電圧位相δを算出する。本実施形態では、電圧偏差ΔＶを０にフィードバック制御するための操作量として電圧位相δを算出する。具体的には例えば、電圧偏差ΔＶを入力とする比例制御又は比例積分制御によって電圧位相δを算出すればよい。ここで、本実施形態では、ｄｑ座標系における正のｑ軸を基準として、時計まわりに電圧ベクトルＶｎが回転する場合の電圧位相δを正の値で定義する。特に本実施形態では、電圧ベクトルＶｎを時計まわりに回転させることを、電圧位相δを遅角させると称し、電圧ベクトルＶｎを反時計まわりに回転させることを、電圧位相δを進角させると称すこととする。また、電圧ベクトルＶｎの振幅である電圧振幅を「Ｖａｍｐ」とする。

　位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δは、矩形波信号生成部２２ｃに入力される。矩形波信号生成部２２ｃは、入力された電圧位相δと、バッテリ電圧ＶＤＣと、図示しない磁極位置検出センサ１９の出力信号とに基づいて、矩形波信号としての各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。詳しくは、まず、バッテリ電圧ＶＤＣに電圧利用率Ｍｒを乗算することにより、電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。ここで、電圧利用率Ｍｒとは、バッテリ電圧ＶＤＣに対する電圧振幅Ｖａｍｐの指令値の比率のことである。本実施形態において、電圧利用率Ｍｒは、基本的にはその上限値Ｍｌｉｍｉｔ（０．７８）に設定されている。そして、算出された電圧振幅Ｖａｍｐと、電圧位相δとに基づいて、１８０°通電のための各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。矩形波信号生成部２２ｃは、算出された各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ１３に対して出力する。

　また、矩形波信号生成部２２ｃは、電圧位相δと、電圧振幅Ｖａｍｐとに基づいて、電圧ベクトルＶｎのｄ軸成分であるｄ軸電圧Ｖｄと、電圧ベクトルＶｎのｑ軸成分であるｑ軸電圧Ｖｑとを算出する。ちなみに、本実施形態において、矩形波信号生成部２２ｃが「電圧制御手段」を含む。

　図２の説明に戻り、電流推定部２３は、速度算出部２１によって算出された回転速度ω、バッテリ電圧ＶＤＣ、及び矩形波信号生成部２２ｃによって算出されたｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑに基づいて、直流電流ＩＤＣを推定する。以下、図５を用いて、電流推定部２３の行う電流推定処理について説明する。電流推定部２３において、ｄｑ軸電流推定部２３ａは、回転速度ωを入力として、第1実施形態の説明で用いた式（ｅｑ１）に基づいてｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑを推定する。尚、式（ｅｑ１）において、「Ｒａ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「Ψａ」は誘起電圧定数を示す。式（ｅｑ１）は、永久磁石型同期機の電圧方程式を表す式（ｅｑ２）に対して、過渡現象を無視するとの条件を課し、ｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑについて変形することで導くことができる。なお、第1実施形態の説明で用いた式（ｅｑ２）において、「ｐ」は微分演算子を示す。

　直流電流推定部２３ｃは、バッテリ電圧ＶＤＣ、ｄｑ軸電流推定部２３ａによって推定されたｄ、ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑ、及び矩形波信号生成部２２ｃによって算出されたｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑを入力として、第1実施形態の説明で用いた式（ｅｑ３）に基づいて直流電流ＩＤＣを推定する。

　図２の説明に戻り、ＳＯＣ算出部２４は、直流電流推定部２３ｃによって推定された直流電流ＩＤＣの積算値に基づいて、バッテリ１４の充電率ＳＯＣを算出する。算出された充電率ＳＯＣは、例えば車両の各種処理に用いられる。

　ところで、ｄ軸電流が正の値となる場合には、図６で示したように、直流電流ＩＤＣの推定誤差ΔＩｅｒｒが大きくなる。ここで、図６は、直流電流ＩＤＣの推定値、直流電流の実測値、ｄ軸電流ｉｄ、及びエンジン回転速度Ｎの推移を示す。図６には、時刻ｔ１以降においてエンジン１１の運転状態がアイドル運転状態に移行し、ｄ軸電流が負の値から正の値に移行して推定誤差ΔＩｅｒｒが増大することを示した。ｄ軸電流が正の値となる場合に推定誤差ΔＩｅｒｒが増大するのは、急激な磁気飽和の影響によって実際のｄ軸インダクタンスが小さくなり、実際のｄ軸インダクタンスが、機器定数記憶部２３ｂに記憶されているｄ軸インダクタンスＬｄから大きくずれるためである。特に、エンジン回転速度（クランク軸１１ａの回転速度）がアイドル回転速度付近である場合において電圧位相δが規定位相に達しているときには、始動発電機１２の回転速度ωが低く始動発電機１２の誘起電圧が小さいことから、ｄ軸電流が正の値になって推定誤差ΔＩｅｒｒが増大しやすい。

　そこで第２実施形態では、電流推定処理が行われている状況下において、ｄ軸電流が正の値となる場合、ｄ軸電流を０とする処理を矩形波信号生成部２２ｃにおいて行う。以下、図１３を用いてｄ軸電流を０とできる理由を説明した後、矩形波信号生成部２２ｃの行う処理について説明する。

　図１３に、電圧位相δが規定位相（３０°）となる場合の電圧ベクトルＶｎ０，Ｖｎ１，Ｖｎ２を示す。ここで、電圧ベクトルＶｎ０は、そのｑ軸成分が誘起電圧「ω×Ψａ」よりも高くなる場合の電圧ベクトルを示し、電圧ベクトルＶｎ１は、ｑ軸成分が誘起電圧と一致する場合の電圧ベクトルを示す。また、電圧ベクトルＶｎ２は、ｑ軸成分が誘起電圧よりも低くなる場合の電圧ベクトルを示す。また、各電圧ベクトルＶｎ０，Ｖｎ１，Ｖｎ２に対応する各電流ベクトルを「Ｉｎ０，Ｉｎ１，Ｉｎ２」にて示す。

　図示されるように、誘起電圧ベクトルと電圧ベクトルとの位置関係により、ｄ，ｑ軸電機子反作用が生じる。詳しくは、電圧ベクトルＶｎ０のｑ軸成分が誘起電圧よりも大きい場合、電流ベクトルは、ｄ軸電機子反作用によって正のｄ軸電流が流れるような電流ベクトルＩｎ０となる。ここで、電圧ベクトルＶｎ１のｑ軸成分を誘起電圧と一致させると、ｄ軸電機子反作用がなくなることから、電流ベクトルは、ｄ軸電流が０となるような電流ベクトルＩｎ１となる。電圧位相が電圧ベクトルＶｎ１よりも大きい電圧ベクトルＶｎ２では、ｄ軸電流の符号が反転し、電流ベクトルは、負のｄ軸電流が流れるような電流ベクトルＩｎ２となる。このように、電圧ベクトルのｑ軸成分と誘起電圧との偏差に応じて電流ベクトルの位相が変化する。このことを利用して、電流推定処理が行われている状況下においてｄ軸電流を０とする。

　以下、第２実施形態に係る電流推定装置の矩形波信号生成部２２ｃによって行われる処理について、図１４のフローチャートを参照しながら説明する。この処理は、例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。

　この一連の処理では、まずステップＳ１４０において、クラッチミート状態であるか否かを判断する。ステップＳ１４０においてクラッチミート状態でない（クラッチ遮断状態である）と判断した場合には、ステップＳ１４１に進み、計算用回転速度ωｃを、図９（ａ），（ｂ）に示すように、エンジン１１の１燃焼サイクル（７２０℃Ａ）における回転速度ωの最小値ωｍｉｎとする。この処理は、クラッチ遮断状態においては、直流電流ＩＤＣの推定誤差が生じやすいことに鑑みて設けられた処理である。つまり、クラッチミート状態である場合、始動発電機１２の回転軸が駆動輪１７と連結されていることから、回転慣性が大きくなり、始動発電機１２の回転変動が抑制される。これに対し、クラッチ遮断状態においては、始動発電機１２の回転軸が駆動輪１７と連結されていないことから、回転慣性が小さくなり、エンジン１１の燃焼制御に伴う始動発電機１２の回転変動が大きくなる。このため、都度の回転速度ωを用いて後述するステップＳ１４３において誘起電圧「ωｃ×Ψａ」を算出すると、算出された誘起電圧が実際の誘起電圧よりも大きくなることがある。この場合、算出された誘起電圧にｑ軸電圧Ｖｑを追従させても、ｄ軸電流を０以下にすることができない。

　そこで第２実施形態に係る電流推定装置では、クラッチ遮断状態である場合、エンジン１１の１燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωｍｉｎを誘起電圧の算出に用いる。

　一方、ステップＳ１４０においてクラッチミート状態であると判断した場合には、ステップＳ１４２に進み、計算用回転速度ωｃを、磁極位置検出センサ１９の出力信号から把握される最新の回転速度ωｉとする。

　ステップＳ１４１、Ｓ１４２の処理の完了後、ステップＳ１４３に進む。ステップＳ１４３では、電圧振幅Ｖａｍｐ、計算用回転速度ωｃ、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δ、及び機器定数記憶部２３ｂに記憶されている誘起電圧定数Ψａを入力として、第1実施形態の説明で用いた式（ｅｑ４）に基づいて、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを算出する。

　式（ｅｑ４）において、電圧振幅Ｖａｍｐは、バッテリ電圧ＶＤＣに電圧利用率の上限値Ｍｌｉｍｉｔ（０．７８）を乗算することで算出すればよい。そして、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが０よりも大きいか否かを判断する。この処理は、ｄ軸電流が０よりも大きいか否かを判断するための処理である。ちなみに、本実施形態において、ステップＳ１４３の処理が「誘起電圧算出手段」を含む。

　ステップＳ１４３において肯定判断した場合には、ｄ軸電流が０よりも大きいと判断し、ステップＳ１４４に進む。ステップＳ１４４では、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを０にフィードバック制御するための操作量として時比率補正量ΔＤｕｔｙ（≧０）を算出する。ここでは、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが大きいほど、時比率補正量ΔＤｕｔｙを大きく算出する。第２実施形態において、ステップＳ１４４の処理が「時比率設定手段」を含む。以下、ステップＳ１４４の処理について説明する。

　ステップＳ１４４の処理は、図１５に示すように、１８０°通電制御を基本としつつも、１８０°通電制御にＤｕｔｙ制御（ＰＷＭ制御ともいう）を組み合わせることで、ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させるための処理である。ここで、図１５のタイミングチャートは、図１１のタイミングチャートに対応している。第２実施形態では、下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ（「対象スイッチ」に相当）について、１８０°通電制御によって規定されるオン期間をオン操作可能期間とし、このオン操作可能期間内において、オンオフ操作を繰り返す。ここで、オンオフ操作１周期（１スイッチング周期Ｔｓｗ）に対するオン操作時間Ｔｏｎの割合である時比率Ｄｕｔｙ（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）を調整することで、電圧振幅Ｖａｍｐを調整することができる。詳しくは、時比率Ｄｕｔｙが小さくなるほど、電圧振幅Ｖａｍｐが小さくなる。

　第２実施形態では、電圧利用率がその上限値Ｍｌｉｍｉｔとなる場合の時比率Ｄｕｔｙを１００％とする（図１１参照）。そして、１００％から、ステップＳ１４４で算出した時比率補正量ΔＤｕｔｙを減算した値を最終的な時比率「１００－ΔＤｕｔｙ」に設定して各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。

　なお、図１６に、電圧振幅Ｖａｍｐの調整態様の一例を示した。図示されるように、ｑ軸電圧が互いに同一の電圧ベクトルＶｎ１，Ｖｎ２において、電圧位相δが大きい電圧ベクトルほど、ｑ軸電圧を誘起電圧に一致させるための時比率補正量ΔＤｕｔｙが大きく設定される。なお図１６において、便宜上、電圧ベクトルＶｎ２を、電圧位相が規定位相（３０°）を超える状態で記載した。

　図１４の説明に戻り、ステップＳ１４４の処理が完了した場合や、ステップＳ１４３において否定判断した場合（ｄ軸電流が０以下であると判断した場合）には、ステップＳ１４５に進む。ステップＳ１４５では、電圧位相δ、時比率補正量ΔＤｕｔｙ、バッテリ電圧ＶＤＣ、図示しない磁極位置検出センサ１９の出力信号に基づいて、矩形波信号生成部２２ｃにおける上述した手法によって各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。ここでは、電圧振幅Ｖａｍｐを算出するための電圧利用率Ｍｒを、例えば、以下の式（ｅｑ５）によって算出すればよい。なお本実施形態において、ステップＳ１４３で否定判断された場合には、時比率補正量ΔＤｕｔｙが０とされる。

　以上、詳細に説明した第２実施形態に係る電流推定装置によれば、以下の効果が得られるようになる。

　（１）誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが０よりも大きくなる場合、電圧振幅Ｖａｍｐを低下させることでｑ軸電圧Ｖｑを誘起電圧「ωｃ×Ψａ」に追従させた。ここでは、１８０°通電制御を基本としつつＤｕｔｙ制御を行うことで電圧振幅Ｖａｍｐを低下させた。このため、実際のｄ軸インダクタンスが、電流推定に用いられる予め定められたｄ軸インダクタンスＬｄから大きくずれることを回避できる。これにより、直流電流ＩＤＣの推定誤差を好適に抑制することができる。したがって、バッテリ１４の充電率ＳＯＣの算出精度の低下を回避することができる。

　（２）クラッチ遮断状態である場合、エンジン１１の１燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωｍｉｎを誘起電圧の算出に用いた。本実施形態では、エンジン１１のアイドル運転状態時にクラッチ遮断状態とされるため、クラッチ遮断状態は、誘起電圧が低い上に回転速度の変動が大きい状況である。この状況下においても、ｑ軸電圧Ｖｑを的確に誘起電圧以下にすることができ、ｄ軸電流を０以下とすることができる。これにより、クラッチミート前においても、直流電流ＩＤＣの推定誤差を的確に抑制することができる。

　（第２実施形態の変形例）なお、第２実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

　第２実施形態では、矩形波信号生成部２２ｃにおいて、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを算出し、算出された誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが０よりも大きいことをもってｄ軸電流が０よりも大きいと判断したがこれに限らない。例えば、矩形波信号生成部２２ｃにおいて、ｄｑ軸電流推定部２３ａによって推定されたｄ軸電流ｉｄが０よりも大きいか否かを判断してもよいし、上記誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸ又はｄ軸電流ｉｄが０を超える値よりも大きいか否かを判断してもよい。

　第２実施形態では、上アームスイッチのオン操作可能期間において、上アームスイッチを時比率に従ってオンオフ操作することで、ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させるべく電圧振幅Ｖａｍｐを低下させたがこれに限らない。例えば、下アームスイッチのオン操作可能期間において、下アームスイッチを時比率に従ってオンオフ操作することで電圧振幅Ｖａｍｐを低下させてもよい。

　また、ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させる手法としては、時比率Ｄｕｔｙを低下させるものに限らない。例えば、バッテリ１４の端子間電圧を可変にできる構成をシステムに備える場合、バッテリ１４の端子間電圧を低下させることで電圧振幅Ｖａｍｐを低下させてもよい。

　始動発電機１２の駆動方式としては、３相１８０°通電方式に限らず、３相１２０°通電方式等、他の通電方式であってもよい。ここで、図１７には、基本となる１２０°通電制御を示し、図１８には、１２０°通電制御にＤｕｔｙ制御を組み合わせた制御を示した。

　矩形波信号生成部２２ｃにおいて用いられる基本となる電圧利用率としては、その上限値Ｍｌｉｍｉｔに限らず、上限値未満の値であってもよい。

　図１４のフローチャートのステップＳ１４４において、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを、０ではない規定値にフィードバック制御するように時比率補正量ΔＤｕｔｙを算出してもよい。すなわち、ｄ軸電流を規定値未満の規定電流とするように電圧振幅Ｖａｍｐを操作してもよい。

　上記した第２実施形態およびその変形例において、誘起電圧の算出に用いる回転速度を以下のように算出してもよい。詳しくは、エンジン１１の１燃焼サイクル（７２０°ＣＡ）毎に、クランク軸１１ａの回転角度位置が予め設定された回転角度位置となる時の回転速度（以下、所定角度位置の回転速度）を算出する。そして、算出された所定角度位置の回転速度と、予め実験等で定められた１燃焼サイクルの回転速度の最小値とに基づいて、誘起電圧の算出に用いる回転速度の最小値ωｍｉｎを算出してもよい。具体的には例えば、所定角度位置の回転速度と、予め実験等で定められた回転速度の最小値との差分又は偏差値を算出し、算出した差分又は偏差値によって所定角度位置の回転速度を補正することで、上記最小値ωｍｉｎを算出してもよい。

　また、上記した第２実施形態およびその変形例では、誘起電圧の算出にエンジン１１の１燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωｍｉｎを用いたがこれに限らず、例えば、上記最小値ωｍｉｎの直前や直後の回転速度ω等、上記最小値ωｍｉｎよりもやや高い回転速度ωを用いてもよい。

　本発明の第１実施形態に係る電流推定装置と同様に、第２実施形態に係る電流推定装置の適用対象としては、自動２輪車に限らず、自動車等、他の車両であってもよい。

　（第３実施形態）以下、車載主機としてエンジンを搭載した自動２輪車（オートバイ）に、本願発明の第３実施形態に係る電流推定装置を適用した場合について、図面を参照しながら説明する。

　第1実施形態や第２実施形態でも説明したように、図１に示す自動２輪車１０は、エンジン１１、回転電機としての始動発電機１２、電力変換回路としてのインバータ１３、直流電源としてのバッテリ１４、変速装置１５、クラッチ１６、駆動輪１７、及び制御装置２０を備えている。エンジン１１は、自動２輪車１０の車載主機であり、各実施形態では、単気筒４ストロークエンジンである。なお、エンジン１１の燃焼制御は、制御装置２０とは異なる他の制御装置（図示せず）によって行われてもよいし、制御装置２０によって行われてもよい。

　また、第１実施形態および２実施形態でも説明したように、始動発電機１２の制御システムについて図２を参照しながら説明する。始動発電機１２は、インバータ１３を介して、バッテリ１４に電気的に接続されている。インバータ１３は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、始動発電機１２の図示しないＵ相巻線の第１端が接続され、Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、図示しないＶ相巻線の第１端が接続され、Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、図示しないＷ相巻線の第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線の第２端同士は、短絡されている。すなわち、本実施形態では、始動発電機１２として、Ｙ結線されたものを用いている。各上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの高電位側の端子には、バッテリ１４の正極端子が接続され、各下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの低電位側の端子には、バッテリ１４の負極端子が接続されている。

　制御システムは、電圧センサ１８と、磁極位置検出センサ１９とを備えている。本実施形態において、電圧センサ１８は、バッテリ１４の端子間電圧を検出する。また、磁極位置検出センサ１９（例えば、ホールセンサであり、より具体的にはホールＩＣ）は、各相に対応して設けられ、ロータの回転に応じて図３で示したような出力信号を出力する。これにより、始動発電機１２の磁極位置（電気角θ）を、電気角６０°間隔で把握することができる。なお、第１実施形態でも説明したように、図３には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に対応する出力信号ＳｉｇＵ，ＳｉｇＶ，ＳｉｇＷが示されている。

　図２で示したように、電圧センサ１８及び磁極位置検出センサ１９の出力信号は、制御装置２０に入力される。制御装置２０は、マイコンを主体として構成されている。本実施形態において、制御装置２０は、始動発電機１２を発電機として動作させる場合において、電圧センサ１８によって検出されたバッテリ１４の端子間電圧（以下、バッテリ電圧ＶＤＣ）を目標電圧Ｖｔｇｔに制御すべく、インバータ１３を操作する。詳しくは、制御装置２０は、上記各種センサの検出値に基づき、始動発電機１２を周知の３相１８０°通電方式で駆動させるためのＵ，Ｖ，Ｗ相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。制御装置２０は、算出された印加電圧に基づいて各スイッチＳｕｐ～Ｓｗｎをオンオフ操作する。

　ここで、第３実施形態に係る制御システムは、バッテリ１４とインバータ１３とを接続する電気経路に流れる直流電流ＩＤＣを検出する電流センサを備えていない。このため、本実施形態において、制御装置２０は、直流電流ＩＤＣを推定する電流推定処理を行う。以下、始動発電機１２の制御について説明した後、電流推定処理について説明する。

　印加電圧算出部２２は、各相巻線に対する印加電圧の指令値である各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。以下、図１９を用いて、印加電圧算出部２２について説明する。印加電圧算出部２２において、電圧偏差算出部２２ａ（「電圧偏差算出手段」に相当）は、バッテリ１４の目標電圧Ｖｔｇｔからバッテリ電圧ＶＤＣを減算することで、電圧偏差ΔＶを算出する。位相算出部２２ｂ（「位相算出手段」に相当）は、電圧偏差ΔＶに基づいて、インバータ１３の出力電圧ベクトルＶｎの位相である電圧位相δを算出する。本実施形態では、電圧偏差ΔＶを０にフィードバック制御するための操作量として電圧位相δを算出する。具体的には例えば、電圧偏差ΔＶを入力とする比例制御又は比例積分制御によって電圧位相δを算出すればよい。ここで、本実施形態では、ｄｑ座標系における正のｑ軸を基準として、時計まわりに電圧ベクトルＶｎが回転する場合の電圧位相δを正の値で定義する。特に本実施形態では、電圧ベクトルＶｎを時計まわりに回転させることを、電圧位相δを遅角させると称し、電圧ベクトルＶｎを反時計まわりに回転させることを、電圧位相δを進角させると称すこととする。また、電圧ベクトルＶｎの振幅である電圧振幅を「Ｖａｍｐ」とする。

　位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δは、矩形波信号生成部２２ｃに入力される。矩形波信号生成部２２ｃは、入力された電圧位相δと、バッテリ電圧ＶＤＣと、磁極位置検出センサ１９の出力信号とに基づいて、矩形波信号としての各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。詳しくは、まず、バッテリ電圧ＶＤＣに電圧利用率Ｍｒを乗算することにより、電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。ここで、電圧利用率Ｍｒとは、バッテリ電圧ＶＤＣに対する電圧振幅Ｖａｍｐの指令値の比率のことである。そして、算出された電圧振幅Ｖａｍｐと、電圧位相δとに基づいて、１８０°通電のための各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。矩形波信号生成部２２ｃは、算出された各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ１３に対して出力する。

　本実施形態において、上記各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（各スイッチＳｕｐ～Ｓｗｎのオンオフ操作状態）は、電気角６０°の期間に渡って維持される。すなわち、各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、電気角６０°間隔で更新される。これは、磁極位置検出センサ１９による電気角θの検出周期が、上述したように６０°であるためである。

　第３実施形態において、上記電圧利用率Ｍｒは、その基本利用率Ｍｂに設定され、基本利用率Ｍｂは、０よりも大きくてかつ上限利用率Ｍｌｉｍｉｔ（０．７８）未満の値に設定されている。以下、図１１及び図１５を用いて、各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの算出態様について説明する。

　図１１は、電圧利用率Ｍｒが上限利用率Ｍｌｉｍｉｔに設定される場合の各スイッチＳｕｐ～Ｓｗｎの操作状態（各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応）を示す。本実施形態において、電圧利用率Ｍｒが上限利用率Ｍｌｉｍｉｔとなる場合の時比率Ｄｕｔｙを１００％とする。時比率Ｄｕｔｙは、各スイッチのオンオフ操作１周期（１スイッチング周期Ｔｓｗ）に対するオン操作時間Ｔｏｎの比率（Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）である。

　第３実施形態では、電圧利用率Ｍｒが上限利用率Ｍｌｉｍｉｔ未満の基本利用率Ｍｂに設定されている。このため、各スイッチＳｕｐ～Ｓｗｎの操作状態は、実際には、図１５に示すように、１８０°通電制御を基本としつつも、１８０°通電制御にＤｕｔｙ制御（ＰＷＭ制御ともいう）を組み合わせたものとなる。本実施形態では、下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ（「対象スイッチ」に相当）について、１８０°通電制御によって規定されるオン期間をオン操作可能期間とし、このオン操作可能期間内において、オンオフ操作を繰り返す。ここでは、時比率Ｄｕｔｙを調整することで、電圧振幅Ｖａｍｐを調整することができる。詳しくは、時比率Ｄｕｔｙが小さくなるほど、電圧振幅Ｖａｍｐが小さくなる。ちなみに、本実施形態における基本利用率Ｍｂは、時比率Ｄｕｔｙ９０％に対応した値とされている。

　矩形波信号生成部２２ｃは、さらに、電圧位相δと、電圧振幅Ｖａｍｐとに基づいて、電圧ベクトルＶｎのｄ軸成分であるｄ軸電圧Ｖｄと、電圧ベクトルＶｎのｑ軸成分であるｑ軸電圧Ｖｑとを算出する。なお、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑの算出に用いられる電圧位相δは、後述する電圧位相操作処理が行われる場合、その処理によって補正された値である。また、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑの算出に用いられる電圧振幅Ｖａｍｐは、後述する電圧振幅操作処理が行われる場合、その処理によって補正された値である。

　図２の説明に戻り、電流推定部２３は、速度算出部２１によって算出された回転速度ω、バッテリ電圧ＶＤＣ、及び矩形波信号生成部２２ｃによって算出されたｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑに基づいて、直流電流ＩＤＣを推定する。以下、図２０を用いて、電流推定部２３の行う電流推定処理について説明する。電流推定部２３において、ｄｑ軸電流推定部２３ａは、回転速度ωを入力として、第１および第２実施形態の説明で用いた式（ｅｑ１）に基づいてｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑを推定する。

　式（ｅｑ１）において、「Ｒａ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「Ψａ」は誘起電圧定数を示す。式（ｅｑ１）は、永久磁石型同期機の電圧方程式を表す式（ｅｑ２）に対して、過渡現象を無視するとの条件を課し、ｄ，ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑについて変形することで導くことができる。なお、第１実施形態および第２実施形態の説明で用いた式（ｅｑ２）において、「ｐ」は微分演算子を示す。

　直流電流推定部２３ｃは、バッテリ電圧ＶＤＣ、ｄｑ軸電流推定部２３ａによって推定されたｄ、ｑ軸電流ｉｄ，ｉｑ、及び矩形波信号生成部２２ｄによって算出されたｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑを入力として、第１実施形態および第２実施形態の説明で用いた式（ｅｑ３）に基づいて直流電流ＩＤＣを推定する。

　そこで第３実施形態では、電流推定処理が行われている状況下において、ｄ軸電流が正の値となる場合、ｄ軸電流を０とする処理を矩形波信号生成部２２ｃにおいて行う。以下、図７及び図１３を用いてｄ軸電流を０とできる理由を説明した後、矩形波信号生成部２２ｃの行う処理について説明する。

　図７を用いて、電圧位相δの操作によってｄ軸電流を０とできる理由について説明する。図７には、電圧位相δが規定位相（３０°）となる場合の電圧ベクトルを「Ｖｎ０」にて示し、ｑ軸電圧Ｖｑが誘起電圧「ω×Ψａ」と一致する場合の電圧ベクトルを「Ｖｎ１」にて示し、電圧ベクトルＶｎ１よりも電圧位相δが大きい場合の電圧ベクトルを「Ｖｎ２」にて示した。また、各電圧ベクトルＶｎ０，Ｖｎ１，Ｖｎ２に対応する各電流ベクトルを「Ｉｎ０，Ｉｎ１，Ｉｎ２」にて示した。

　図示されるように、誘起電圧ベクトルと電圧ベクトルとの位置関係により、ｄ，ｑ軸電機子反作用が生じる。詳しくは、電圧ベクトルＶｎ０のｑ軸成分が誘起電圧よりも大きい場合、電流ベクトルは、ｄ軸電機子反作用によって正のｄ軸電流が流れるような電流ベクトルＩｎ０となる。ここで、電圧ベクトルＶｎ１のｑ軸成分を誘起電圧と一致させると、ｄ軸電機子反作用がなくなることから、電流ベクトルは、ｄ軸電流が０となるような電流ベクトルＩｎ１となる。電圧位相が電圧ベクトルＶｎ１よりも大きい電圧ベクトルＶｎ２では、ｄ軸電流の符号が反転し、電流ベクトルは、負のｄ軸電流が流れるような電流ベクトルＩｎ２となる。

　続いて図１３を用いて、電圧振幅Ｖａｍｐの操作によってｄ軸電流を０とできる理由について説明する。図１３には、電圧位相δが規定位相（３０°）となる場合の電圧ベクトルＶｎ０，Ｖｎ１，Ｖｎ２を示した。ここで、電圧ベクトルＶｎ０は、そのｑ軸成分が誘起電圧「ω×Ψａ」よりも高くなる場合の電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶｎ１は、ｑ軸成分が誘起電圧と一致する場合の電圧ベクトルである。また、電圧ベクトルＶｎ２は、ｑ軸成分が誘起電圧よりも低くなる場合の電圧ベクトルである。また、各電圧ベクトルＶｎ０，Ｖｎ１，Ｖｎ２に対応する各電流ベクトルを「Ｉｎ０，Ｉｎ１，Ｉｎ２」にて示した。

　図示されるように、誘起電圧ベクトルと電圧ベクトルとの位置関係により、ｄ，ｑ軸電機子反作用が生じる。詳しくは、電圧ベクトルＶｎ０のｑ軸成分が誘起電圧よりも大きい場合、電流ベクトルは、ｄ軸電機子反作用によって正のｄ軸電流が流れるような電流ベクトルＩｎ０となる。ここで、電圧ベクトルＶｎ１のｑ軸成分を誘起電圧と一致させると、ｄ軸電機子反作用がなくなることから、電流ベクトルは、ｄ軸電流が０となるような電流ベクトルＩｎ１となる。電圧振幅が電圧ベクトルＶｎ１よりも小さい電圧ベクトルＶｎ２では、ｄ軸電流の符号が反転し、電流ベクトルは、負のｄ軸電流が流れるような電流ベクトルＩｎ２となる。このように、電圧ベクトルのｑ軸成分と誘起電圧との偏差に応じて電流ベクトルの位相が変化する。このように、電圧位相δ及び電圧振幅Ｖａｍｐの操作によってｄ軸電流を０とできる。これを利用して、電流推定処理が行われている状況下においてｄ軸電流を０とする。

　図２１に、矩形波信号生成部２２ｃによって行われる処理について説明する。この処理は、電流推定処理が行われていることを条件として、繰り返し実行される。

　この一連の処理では、まずステップＳ２１０において、ｄｑ軸電流推定部２３ａによって推定されたｄ軸電流ｉｄが０よりも大きいか否かを判断する。この処理は、電流の推定精度が低下する状況であるか否かを判断するための処理である。

　ステップＳ２１０において否定判断した場合には、電流の推定精度が低下する状況でないと判断し、ステップＳ２１１に進む。ステップＳ２１１では、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δ、バッテリ電圧ＶＤＣ、及び磁極位置検出センサ１９の出力信号に基づいて、各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する通常時電圧フィードバック制御を行う。なお、本実施形態では、ステップＳ２１０で否定判断された場合、各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの算出に用いられる電圧利用率Ｍｒは上記基本利用率Ｍｂに設定され、各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの算出に用いられる電圧位相δは、位相算出部２２ｂによって算出された値に設定されることとする。

　ステップＳ２１０において肯定判断した場合には、電流の推定精度が低下する状況にあると判断し、ステップＳ２１２に進む。ステップＳ２１２では、クラッチミート状態であるか否かを判断する。ステップＳ２１２においてクラッチミート状態でない（クラッチ遮断状態である）と判断した場合には、ステップＳ２１３に進み、計算用回転速度ωｃを、図９（ａ），（ｂ）に示すように、エンジン１１の１燃焼サイクル（７２０℃Ａ）における回転速度ωの最小値ωｍｉｎとする。この処理は、クラッチ遮断状態においては、直流電流ＩＤＣの推定誤差が生じやすいことに鑑みて設けられた処理である。つまり、クラッチミート状態である場合、始動発電機１２の回転軸が駆動輪１７と連結されていることから、回転慣性が大きくなり、始動発電機１２の回転変動が抑制される。これに対し、クラッチ遮断状態においては、始動発電機１２の回転軸が駆動輪１７と連結されていないことから、回転慣性が小さくなり、エンジン１１の燃焼制御に伴う始動発電機１２の回転変動が大きくなる。このため、都度の回転速度ωを用いて後述するステップＳ２１５において誘起電圧「ωｃ×Ψａ」を算出すると、算出された誘起電圧が実際の誘起電圧よりも大きくなることがある。この場合、算出された誘起電圧にｑ軸電圧Ｖｑを追従させても、ｄ軸電流を０以下にすることができない。

　そこで第３実施形態では、クラッチ遮断状態である場合、エンジン１１の１燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωｍｉｎを誘起電圧の算出に用いる。

　一方、ステップＳ２１２においてクラッチミート状態であると判断した場合には、ステップＳ２１４に進み、計算用回転速度ωｃを、磁極位置検出センサ１９の出力信号から把握される最新の回転速度ωｉとする。

　ステップＳ２１３、Ｓ２１４の処理の完了後、ステップＳ２１５に進む。ステップＳ２１５では、電圧振幅Ｖａｍｐ、計算用回転速度ωｃ、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δ、及び機器定数記憶部２３ｂに記憶されている誘起電圧定数Ψａを入力として、第１実施形態および第２実施形態の説明で用いた式（ｅｑ４）に基づいて、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを算出する。

　式（ｅｑ４）において、電圧振幅Ｖａｍｐは、バッテリ電圧ＶＤＣに基本利用率Ｍｂを乗算することで算出すればよい。ちなみに、本実施形態において、本ステップＳ２１５の処理が「誘起電圧算出手段」及び「誘起偏差算出手段」を含む。

　続くステップＳ２１６では、バッテリ電圧ＶＤＣが規定電圧Ｖｔｈ（＞０）未満であるか否かを判断する。この処理は、バッテリ１４が充電不足であるか否かを判断するための処理である。

　ステップＳ２１６において肯定判断した場合には、充電不足であると判断し、ステップＳ２１７に進む。ステップＳ２１７では、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが負の所定値「－Ｋ」よりも大きいか否かを判断する。この処理は、ｑ軸電圧が誘起電圧未満の値まで低下したか否かを判断するための処理である。

　ステップＳ２１７において肯定判断した場合には、ステップＳ２１８に進み、計算用回転速度ωｃが下限速度ω０以上であるか否かを判断する。ここで、下限速度ω０は、エンジン１１の燃焼制御中の自動２輪車としては取り得ない回転速度（例えば１００ｒｐｍ）に設定されている。この処理は、電圧位相δが過度に遅角されることを回避するための処理である。つまり、過度に回転速度が低い場合、電圧位相δの遅角量が過度に大きくなる。この場合、後述する電圧振幅操作処理によって電圧振幅Ｖａｍｐをその最大値まで増大させたとしても、ｑ軸電圧を誘起電圧まで到達させることができなくなる懸念がある。このため、回転速度が過度に低い場合には、ｄ軸電流が０よりも大きくなる場合であっても、後述する電圧位相操作処理を禁止することで、電圧位相δの遅角量が過度に大きくなることを回避する。

　ステップＳ２１８において否定判断した場合には、電圧位相操作処理を禁止し、ステップＳ２１１に進み、通常時電圧フィードバック制御を行う。一方、ステップＳ２１８において肯定判断した場合には、ステップＳ２１９に進み、電圧位相操作処理を行う。以下、図２２を用いて、この処理について説明する。

　この一連の処理では、図２２のステップＳ２１９１において、規定位相を３０°から９０°に拡大しつつ、電圧位相δを規定位相以下にすることを条件として、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを０にフィードバック制御するための操作量として電圧位相δを算出する。ここでは、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが大きいほど、電圧位相δを大きく算出する。すなわち、ｑ軸電圧を誘起電圧に制御すべく、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δを補正する。なお、上限拡大後の規定位相が９０°とされているのは、過度に電圧位相δを遅角させると、ｑ軸電流が減少して発電量が減少したり、ｄ軸電流が増大して損失が増大したりすることを回避するためである。

　続くステップＳ２１９２では、電圧位相δがガード値αを超える場合、電圧位相δをガード値αで制限するガード処理を行う。本実施形態において、ガード値αは、図１０に示すように、ｑ軸電圧が誘起電圧と一致する場合の電圧位相よりも大きくてかつ、計算用回転速度ωｃが高いほど小さく設定される。また、ガード値αは、９０°以下の値に設定される。この処理は、電圧位相δが過度に遅角されることによってｑ軸電流が増大し、始動発電機１２の発電電力が過度に大きくなることを回避するための処理である。図１０には、ステップＳ２１９１の処理によって電圧ベクトルがＶｎ１からＶｎ２に変更されるものの、ガード処理によって電圧ベクトルがＶｎ３とされた例を示している。なお、本実施形態において、本ステップの処理が「ガード値算出手段」を含む。

　図２１の説明に戻り、ステップＳ２１９の処理の完了後、ステップＳ２１１に進み、各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。詳しくは、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δが電圧位相操作処理によって補正された値、バッテリ電圧ＶＤＣ、及び磁極位置検出センサ１９の出力信号に基づいて、各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。

　一方、ステップＳ２１６，Ｓ２１７で否定判断した場合には、ステップＳ２２０に進み、電圧振幅操作処理を行う。詳しくは、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを０にフィードバック制御するための操作量として時比率補正量ΔＤｕｔｙ（≧０）を算出する。ここでは、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが負の値であってかつその絶対値が大きいほど、時比率補正量ΔＤｕｔｙを大きく算出する。本実施形態において、本ステップＳ２２０の処理が「時比率設定手段」を含む。

　本ステップＳ２２０の処理は、先の図１５に示したように、１８０°通電制御を基本としつつも、１８０°通電制御にＤｕｔｙ制御を組み合わせることで、ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させるための処理である。基本利用率Ｍｂに対応した時比率Ｄｕｔｙ９０％に、ステップＳ２２０で算出した時比率補正量ΔＤｕｔｙを加算補正することで、最終的な時比率「９０％＋ΔＤｕｔｙ」を設定する。

　続くステップＳ２１１では、電圧位相操作処理によって補正された電圧位相δ、最終的な時比率「９０％＋ΔＤｕｔｙ」、バッテリ電圧ＶＤＣ、及び磁極位置検出センサ１９の出力信号に基づいて、各相印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。ここでは、電圧振幅Ｖａｍｐを算出するために用いる電圧利用率Ｍｒを、例えば、以下の式（ｅｑ６）によって算出すればよい。

　続いて、図２１で説明した処理を、図２３（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すベクトル図を用いてさらに説明する。

　図２３（ａ）は、電圧位相操作処理及び電圧振幅操作処理の実行前の図である。ここでは、電圧位相δ１が規定位相（３０°）とされている。その後、図２３（ｂ）に示すように、電圧位相操作処理によって電圧位相がδ２まで遅角されることにより、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが負の所定値「－Ｋ」未満、すなわちｑ軸電圧が誘起電圧未満の値とされる。その後、図２３（ｃ）に示すように、電圧振幅操作処理により、ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させる。

　上記したように第３実施形態では、ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させるにあたり、まず、電圧位相δの遅角によってｑ軸電圧を誘起電圧に近づけた。電圧位相δの遅角操作は、始動発電機１２の発電電力を増大させる。これに対し、電圧位相δの遅角操作に先立ち、ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させるための電圧振幅Ｖａｍｐの操作を行うと、電圧振幅Ｖａｍｐの低下によって発電電力を減少させる。このため、発電電力の減少を抑制する上では、電圧振幅Ｖａｍｐの操作量は小さい方がよい。そこで、まず、電圧位相δの操作により、発電電力を減少させることなくｑ軸電圧を誘起電圧に近づける。これにより、電流の推定誤差を抑制することに伴う発電電力の減少を抑制することができる。

　また、第３実施形態では、磁極位置検出センサ１９によって電気角θを６０°間隔でしか把握できないことから、電圧位相操作処理の制御周期ΔＴ１も電気角６０°間隔に設定されている。一方、電圧振幅操作処理の制御周期ΔＴ２は、この処理において電圧位相δを要しないことから、電圧位相操作処理の制御周期ΔＴ１よりも短い周期に設定されている。特に本実施形態において、電圧振幅操作処理の制御周期ΔＴ２は、制御装置２０の１制御周期に設定されている。このため、電圧振幅操作処理による電圧振幅Ｖａｍｐの更新頻度は、電圧位相操作処理による電圧位相δの更新頻度よりも多い。

　したがって、電圧振幅操作処理によるｑ軸電圧の誘起電圧への追従精度は、電圧位相操作処理による追従精度よりも高い。このため、まず、電圧位相δの遅角によってｄ軸電流を０に近づけた後、追従精度の高い電圧振幅Ｖａｍｐを操作することで、ｑ軸電圧を誘起電圧に迅速かつ高精度に追従させることができる。

　以上詳述した第３実施形態に係る電流推定装置によれば、以下の効果が得られるようになる。

　（１）誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが０よりも大きくなる場合、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが規定値「－Ｋ」以下となるまで、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δを遅角させた。そして、ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させるべく、電圧振幅Ｖａｍｐを大きくした。このため、実際のｄ軸インダクタンスが、電流推定に用いられる予め定められたｄ軸インダクタンスＬｄから大きくずれることを回避できる。これにより、直流電流ＩＤＣの推定誤差を好適に抑制することができる。したがって、バッテリ１４の充電率ＳＯＣの算出精度の低下を回避することができる。

　さらに、電圧振幅Ｖａｍｐの増大によってｑ軸電圧を誘起電圧に追従させるにあたり、電圧振幅Ｖａｍｐの操作に先立ち、電圧位相δの遅角によってｑ軸電圧を誘起電圧に近づけた。これにより、電流の推定誤差を抑制することに伴う始動発電機１２の発電電力の減少を抑制することもできる。

　（２）電圧振幅操作処理による制御周期を、電圧位相操作処理による制御周期よりも短く設定した。このため、ｑ軸電圧を誘起電圧に迅速かつ高精度に追従させることができ、ひいては電流の推定誤差をいっそう好適に抑制することができる。

　（３）バッテリ電圧ＶＤＣが規定電圧Ｖｔｈ未満であることを条件として、電圧位相操作処理を行った。電圧位相操作処理は、始動発電機１２の発電電力を増大させる。このため、電流の推定誤差を抑制すべき状況下において、バッテリ１４の充電不足を迅速に解消できる。

　（４）ｄ軸電流が０よりも大きい場合であっても、計算用回転速度ωｃが下限速度ω０未満であることを条件として、電圧位相操作処理の実行を禁止した。これにより、電圧位相δの遅角量が過度に大きくなることを回避できる。

　（５）電圧位相操作処理を、規定位相を９０°まで拡大しつつ、位相算出部２２ｂによって算出された電圧位相δを変更する処理とした。電圧位相を規定位相以下とする制限が課せられていると、ｄ軸電流が０よりも大きくなる場合に、電圧位相δの操作によってｑ軸電圧を誘起電圧未満の値にできないといった不都合が生じる場合がある。このため、ｄ軸電流が０よりも大きくなる状況下においては、規定位相を９０度まで拡大する。これにより、上記不都合を回避できる。ここで、規定位相を９０°を超えて拡大させると、ｑ軸電流の減少による発電量の減少と、ｄ軸電流の増大による損失増大とにより、始動発電機１２の発電効率が低下する懸念がある。そこで、上限を９０°とすることにより、発電効率の低下を抑制することができる。

　（６）ガード値αで電圧位相δを制限した。このため、電圧位相δの過度な遅角を防止でき、ひいては発電電力が過度に増大することを回避できる。

　（７）クラッチ遮断状態である場合、エンジン１１の１燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωｍｉｎを誘起電圧の算出に用いた。本実施形態では、エンジン１１のアイドル運転状態時にクラッチ遮断状態とされるため、クラッチ遮断状態は、誘起電圧が低い上に回転速度の変動が大きい状況である。この状況下においても、ｑ軸電圧を的確に誘起電圧に追従させることができ、ｄ軸電流を０とすることができる。これにより、クラッチミート前においても、直流電流ＩＤＣの推定誤差を的確に抑制することができる。

　（第３実施形態の変形例）
　なお、上記した第３実施形態は、以下のような変形例で実施してもよい。

　図２１のステップＳ２１０の処理を、ｄ軸電流ｉｄが０を超える値よりも大きいか否かを判断する処理、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが０よりも大きいか否かを判断する処理、又は誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸが０を超える値よりも大きいか否かを判断する処理に置き換えてもよい。

　図２１のステップＳ２１７の処理を、ｄｑ軸電流推定部２３ａによって推定されたｄ軸電流ｉｄが負の所定値よりも大きいか否かを判断する処理に置き換えてもよい。

　図２２のステップＳ２１９２のガード処理を除去してもよい。

　上記した第３実施形態では、ｑ軸電圧が誘起電圧未満となるまで電圧ベクトルを遅角方向に回転させた後、電圧振幅Ｖａｍｐを増大させてｑ軸電圧を誘起電圧に追従させたがこれに限らない。ｑ軸電圧が誘起電圧よりも大きい値となるまで電圧ベクトルを遅角方向に回転させた後、電圧振幅Ｖａｍｐを減少させてｑ軸電圧を誘起電圧に追従させてもよい。この場合、基本利用率Ｍｂを例えば上限利用率Ｍｌｉｍｉｔに設定してもよい。

　さらに図２１のステップＳ２１６の処理を、ＳＯＣ算出部２４によって算出されたバッテリ１４の充電率ＳＯＣが所定ＳＯＣ未満であるか否かを判断する処理に置き換えてもよい。

　図２２のステップＳ２１９１において、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを、０ではない値Ｉｔｈにフィードバック制御するように電圧位相δを変更してもよい。すなわち、ｄ軸電流を上記０ではない値Ｉｔｈ未満の規定電流とするように電圧位相δを変更してもよい。

　また、図２１のステップＳ２２０において、誘起電圧偏差ＩＮＤＥＸを、０ではない値Ｉｔｈにフィードバック制御するように時比率補正量ΔＤｕｔｙを算出してもよい。すなわち、ｄ軸電流を上記０ではない値Ｉｔｈ未満の規定電流とするように電圧振幅Ｖａｍｐを操作してもよい。

　上記した第３実施形態では、下アームスイッチのオン操作可能期間において、下アームスイッチを時比率に従ってオンオフ操作することで、ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させるべく電圧振幅Ｖａｍｐを低下させたがこれに限らない。例えば、上アームスイッチのオン操作可能期間において、上アームスイッチを時比率に従ってオンオフ操作することで電圧振幅Ｖａｍｐを低下させてもよい。

　また、ｑ軸電圧を誘起電圧に追従させるための電圧振幅Ｖａｍｐの増大手法としては、時比率Ｄｕｔｙを増大させるものに限らない。例えば、バッテリ１４の端子間電圧を可変にできる構成をシステムに備える場合、バッテリ１４の端子間電圧を上昇させることで電圧振幅Ｖａｍｐを増大させてもよい。

　磁極位置検出センサとしては、磁極位置が検出可能であれば、ホールセンサに限らず他のセンサであってもよい。

　上記した第３実施形態およびその変形例において、誘起電圧の算出に用いる回転速度を以下のように算出してもよい。詳しくは、エンジン１１の１燃焼サイクル（７２０°ＣＡ）毎に、クランク軸１１ａの回転角度位置が予め設定された回転角度位置となる時の回転速度（以下、所定角度位置の回転速度）を算出する。そして、算出された所定角度位置の回転速度と、予め実験等で定められた１燃焼サイクルの回転速度の最小値とに基づいて、誘起電圧の算出に用いる回転速度の最小値ωｍｉｎを算出してもよい。具体的には例えば、所定角度位置の回転速度と、予め実験等で定められた回転速度の最小値との差分又は偏差値を算出し、算出した差分又は偏差値によって所定角度位置の回転速度を補正することで、上記最小値ωｍｉｎを算出してもよい。

　また、第３実施形態およびその変形例では、誘起電圧の算出にエンジン１１の１燃焼サイクルにおける回転速度の最小値ωｍｉｎを用いたがこれに限らず、例えば、上記最小値ωｍｉｎの直前や直後の回転速度ω等、上記最小値ωｍｉｎよりもやや高い回転速度ωを用いてもよい。

　本発明の第１実施形態および第２実施形態に係る電流推定装置と同様に、第３実施形態に係る電流推定装置の適用対象としては、自動２輪車に限らず、自動車等、他の車両であってもよい。

　１２…始動発電機、１３…インバータ、１４…バッテリ、２０…制御装置。

Claims

　電力変換回路（１３）、及び前記電力変換回路に対する通電操作により直流電源（１４）と電力伝達を行う回転電機（１２）を備えるシステムに適用され、
　前記回転電機の予め定められたｄ軸インダクタンスに基づいて、前記直流電源と前記電力変換回路との間に流れる電流を推定する電流推定手段と、
　前記回転電機のｄｑ座標系におけるｄ軸電流が０よりも大きい所定の値となることを条件として、前記電力変換回路の電圧ベクトルのｑ軸成分を前記回転電機の誘起電圧成分に追従させるべく、前記電圧ベクトルの位相である電圧位相を操作する位相操作手段とを備えることを特徴とする電流推定装置。
　ｄｑ座標系における正のｑ軸を基準として、前記電圧ベクトルが時計まわりに回転する場合の前記電圧位相を正の値で定義し、
　前記位相操作手段は、
　前記電圧位相を０°よりも大きくてかつ９０°よりも小さい規定位相以下にすることを条件として、前記回転電機を制御するための前記電圧位相を算出する位相算出手段と、
　前記ｄ軸電流が前記所定の値となることを条件として、前記電圧ベクトルのｑ軸成分を前記誘起電圧成分に追従させるべく、前記規定位相を９０°まで拡大しつつ前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相を変更する位相変更手段とを含むことを特徴とする請求項１記載の電流推定装置。
　前記規定位相よりも大きくてかつ９０°以下に設定される値であって、前記回転電機の回転速度が高い場合よりも前記回転電機の回転速度が低い場合に大きく設定されるガード値を算出するガード値算出手段をさらに備え、
　前記位相変更手段は、前記ガード値を上限に前記電圧位相を変更することを特徴とする請求項２記載の電流推定装置。
　前記システムは、車載主機としてのエンジン（１１）と、前記エンジンの出力軸（１１ａ）に連結された駆動輪（１７）と、前記エンジンの出力軸と前記駆動輪との間の動力を伝達可能な状態、及び前記エンジンの出力軸と前記駆動輪との間の動力が遮断される状態のいずれかに切り替え可能に構成されたクラッチ（１６）とを備える車両（１０）に搭載され、
　前記回転電機の回転軸は、前記エンジンの出力軸に直結され、
　前記位相操作手段は、前記クラッチが前記遮断される状態とされていることを条件として、前記回転軸の回転速度であって、前記エンジンの１燃焼サイクルにおける前記回転速度の最小値近傍の回転速度に基づいて、前記誘起電圧成分を算出する誘起電圧算出手段を含み、算出された前記誘起電圧成分に前記電圧ベクトルのｑ軸成分を追従させるべく前記電圧位相を操作することを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の電流推定装置。
　前記車両は、自動２輪車であることを特徴とする請求項４記載の電流推定装置。
　前記位相操作手段は、前記直流電源の電圧とその目標電圧との偏差を算出する電圧偏差算出手段と、前記電圧位相を０°よりも大きくてかつ９０°よりも小さい規定位相以下にすることを条件として、前記電圧偏差を０にフィードバック制御するための操作量として前記電圧位相を算出する位相算出手段とを含み、
　前記電流推定手段によって推定された電流に基づいて、前記直流電源の充電率を算出する充電率算出手段を、さらに備えることを特徴とする請求項１～５のいずれか１項に記載の電流推定装置。
　電力変換回路（１３）、及び前記電力変換回路に対する通電操作により直流電源（１４）と電力伝達を行う回転電機（１２）を備えるシステムに適用され、
　前記回転電機の予め定められたｄ軸インダクタンスに基づいて、前記直流電源と前記電力変換回路との間に流れる電流を推定する電流推定手段と、
　前記回転電機のｄｑ座標系におけるｄ軸電流が０よりも大きい所定の値となることを条件として、前記電力変換回路の電圧ベクトルのｑ軸成分を前記回転電機の誘起電圧成分に追従させるべく、前記電圧ベクトルの振幅である電圧振幅を操作する振幅操作手段と、
　を備えることを特徴とする電流推定装置。
　前記電圧ベクトルの位相を電圧位相とし、
　ｄｑ座標系における正のｑ軸を基準として、前記電圧ベクトルが時計まわりに回転する場合の前記電圧位相を正の値で定義し、
　前記電圧位相を０°よりも大きくてかつ９０°よりも小さい規定位相以下にすることを条件として前記回転電機を制御するための前記電圧位相を算出する位相算出手段と、
　前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相に基づいて、前記回転電機の印加電圧を制御する電圧制御手段とをさらに備え、
　前記振幅操作手段は、前記ｑ軸成分を前記誘起電圧成分に追従させるための前記電圧振幅の操作を、前記印加電圧を調整することで行うことを特徴とする請求項７記載の電流推定装置。
　前記電力変換回路は、上アームスイッチ（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）及び下アームスイッチ（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）の直列接続体を備え、
　前記電圧制御手段は、前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相に基づいて、１８０°通電制御又は１２０°通電制御によって前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをオンオフ操作することで前記印加電圧を制御し、
　前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのうちいずれか一方のスイッチを対象スイッチ（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とし、
　前記振幅操作手段は、前記ｑ軸成分を前記誘起電圧成分に追従させるための前記電圧振幅の操作を、前記１８０°通電制御又は前記１２０°通電制御によって規定される前記対象スイッチのオン操作可能期間において時比率に従って前記対象スイッチをオンオフ操作することで行うことを特徴とする請求項８記載の電流推定装置。
　前記誘起電圧成分に対して前記電圧ベクトルのｑ軸成分が大きいほど、前記時比率を小さく設定する時比率設定手段をさらに備えることを特徴とする請求項９記載の電流推定装置。
　前記システムは、車載主機としてのエンジン（１１）と、前記エンジンの出力軸（１１ａ）に連結された駆動輪（１７）と、前記エンジンの出力軸と前記駆動輪との間の動力を伝達可能な状態、及び前記エンジンの出力軸と前記駆動輪との間の動力が遮断される状態のいずれかに切り替え可能に構成されたクラッチ（１６）とを備える車両（１０）に搭載され、
　前記回転電機の回転軸は、前記エンジンの出力軸に直結され、
　前記振幅操作手段は、前記クラッチが前記遮断される状態とされていることを条件として、前記回転軸の回転速度であって、前記エンジンの１燃焼サイクルにおける前記回転速度の最小値近傍の回転速度に基づいて、前記誘起電圧成分を算出する誘起電圧算出手段を含み、算出された前記誘起電圧成分に前記電圧ベクトルのｑ軸成分を追従させるべく前記電圧振幅を操作することを特徴とする請求項７～１０のいずれか１項に記載の電流推定装置。
　前記車両は、自動２輪車であることを特徴とする請求項１１記載の電流推定装置。
　前記電圧ベクトルの位相を電圧位相とし、
　前記直流電源の電圧とその目標電圧との偏差を算出する電圧偏差算出手段と、
　前記電圧ベクトルの位相である電圧位相を０°よりも大きくてかつ９０°よりも小さい規定位相以下にすることを条件として、前記電圧偏差を０にフィードバック制御するための操作量として前記電圧位相を算出する位相算出手段と、
　前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相に基づいて、前記回転電機の印加電圧を制御する電圧制御手段と、
　前記電流推定手段によって推定された電流に基づいて、前記直流電源の充電率を算出する充電率算出手段とをさらに備えることを特徴とする請求項７～１２のいずれか１項に記載の電流推定装置。
　電力変換回路（１３）、及び前記電力変換回路に対する通電操作により直流電源（１４）と電力伝達を行う回転電機（１２）を備えるシステムに適用され、
　前記電力変換回路の電圧ベクトルの振幅を電圧振幅とし、前記電圧ベクトルの位相を電圧位相とし、
　前記回転電機の予め定められたｄ軸インダクタンスに基づいて、前記直流電源と前記電力変換回路との間に流れる電流を推定する電流推定手段と、
　前記回転電機のｄｑ座標系におけるｄ軸電流が０よりも大きい所定の値となることを条件として、前記電圧ベクトルのｑ軸成分と前記回転電機の誘起電圧成分との偏差が０よりも大きい規定値未満の値となるまで、正のｑ軸を基準として前記電圧ベクトルを時計まわりに回転させる方向に前記電圧位相を操作する位相操作手段と、
　前記ｄ軸電流が前記所定の値となることを条件として、前記ｑ軸成分と前記誘起電圧成分との偏差が前記規定値未満となる領域において、前記ｑ軸成分を前記誘起電圧成分に追従させるべく前記電圧振幅を操作する振幅操作手段とを備えることを特徴とする電流推定装置。
　ｄｑ座標系における正のｑ軸を基準として、前記電圧ベクトルが時計まわりに回転する場合の前記電圧位相を正の値で定義し、
　前記電圧位相を０°よりも大きくてかつ９０°よりも小さい規定位相以下にすることを条件として、前記回転電機を制御するための前記電圧位相を算出する位相算出手段と、
　前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相に基づいて、前記回転電機の印加電圧を制御する電圧制御手段とをさらに備え、
　前記位相操作手段は、前記ｑ軸成分と前記誘起電圧成分との偏差が前記規定値未満の値となるまで前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相を操作し、
　前記振幅操作手段は、前記ｑ軸成分を前記誘起電圧成分に追従させるための前記電圧振幅の操作を、前記印加電圧を調整することで行うことを特徴とする請求項１４記載の電流推定装置。
　前記システムは、前記回転電機の磁極位置を規定周期毎に検出する磁極位置検出手段（１９）を備え、
　前記電圧制御手段は、前記電圧位相に加えて、前記磁極位置検出手段によって検出された前記磁極位置に基づいて、前記印加電圧を制御し、
　前記位相操作手段は、前記規定周期を制御周期として、前記電圧位相を操作し、
　前記振幅操作手段は、前記規定周期よりも短い周期を制御周期として、前記印加電圧を調整することを特徴とする請求項１５記載の電流推定装置。
　前記電圧制御手段は、前記電圧振幅をその最大値未満の値に設定して前記印加電圧を制御し、
　前記位相操作手段は、前記規定位相を９０°まで拡大しつつ、前記ｑ軸成分が前記誘起電圧成分未満の値となるまで前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相を操作し、
　前記振幅操作手段は、前記電圧振幅の操作を、前記電圧振幅を前記最大値に向かって増大させるように前記印加電圧を調整することで行うことを特徴とする請求項１５又は１６記載の電流推定装置。
　前記電力変換回路は、上アームスイッチ（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）及び下アームスイッチ（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）の直列接続体を備え、
　前記電圧制御手段は、前記位相算出手段によって算出された前記電圧位相に基づいて、１８０°通電制御又は１２０°通電制御によって前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチをオンオフ操作することで前記印加電圧を制御し、
　前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチのうちいずれか一方のスイッチを対象スイッチ（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とし、
　前記振幅操作手段は、前記ｑ軸成分を前記誘起電圧成分に追従させるための前記電圧振幅の操作を、前記１８０°通電制御又は前記１２０°通電制御によって規定される前記対象スイッチのオン操作可能期間において時比率に従って前記対象スイッチをオンオフ操作することで行うことを特徴とする請求項１７記載の電流推定装置。
　前記誘起電圧成分に対して前記ｑ軸成分が小さいほど、前記時比率を大きく設定する時比率設定手段をさらに備えることを特徴とする請求項１８記載の電流推定装置。
　前記規定位相よりも大きくてかつ９０°以下に設定される値であって、前記回転電機の回転速度が高い場合よりも前記回転電機の回転速度が低い場合に大きく設定されるガード値を算出するガード値算出手段をさらに備え、
　前記位相操作手段は、前記ガード値を上限に前記電圧位相を操作することを特徴とする請求項１５～１９のいずれか１項に記載の電流推定装置。
　前記位相算出手段は、前記直流電源の電圧とその目標電圧との偏差を算出する電圧偏差算出手段を含み、前記電圧偏差算出手段によって算出された偏差を０にフィードバック制御するための操作量として前記電圧位相を算出し、
　前記電流推定手段によって推定された電流に基づいて、前記直流電源の充電率を算出する充電率算出手段をさらに備えることを特徴とする請求項１５～２０のいずれか１項に記載の電流推定装置。
　前記位相操作手段は、前記直流電源の充電量が０よりも大きい所定量未満であることを条件として、前記電圧位相を操作することを特徴とする請求項１４～２１のいずれか１項に記載の電流推定装置。
　前記ｄ軸電流が前記所定の値よりも大きい場合であっても、前記回転電機の回転速度が０よりも高い下限速度未満であることを条件として、前記位相操作手段による前記電圧位相の操作を禁止する禁止手段をさらに備えることを特徴とする請求項１４～２２のいずれか１項に記載の電流推定装置。
　前記システムは、車載主機としてのエンジン（１１）と、前記エンジンの出力軸（１１ａ）に連結された駆動輪（１７）と、前記エンジンの出力軸と前記駆動輪との間の動力を伝達可能な状態、及び前記エンジンの出力軸と前記駆動輪との間の動力が遮断される状態のいずれかに切り替え可能に構成されたクラッチ（１６）とを備える車両（１０）に搭載され、
　前記回転電機の回転軸は、前記エンジンの出力軸に直結され、
　前記クラッチが前記遮断される状態とされていることを条件として、前記回転軸の回転速度であって、前記エンジンの１燃焼サイクルにおける前記回転速度の最小値近傍の回転速度に基づいて、前記誘起電圧成分を算出する誘起電圧算出手段と、
　前記誘起電圧算出手段によって算出された前記誘起電圧成分を前記ｑ軸成分から減算することで、誘起電圧偏差を算出する誘起偏差算出手段とをさらに備え、
　前記位相操作手段は、前記誘起電圧偏差が０未満の値となるまで前記電圧位相を操作し、
　前記振幅操作手段は、前記誘起電圧算出手段によって算出された前記誘起電圧成分に前記ｑ軸成分を追従させるべく前記電圧振幅を操作することを特徴とする請求項１４～２３のいずれか１項に記載の電流推定装置。
　前記車両は、自動２輪車であることを特徴とする請求項２４に記載の電流推定装置。