WO2016059750A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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WO2016059750A1
WO2016059750A1 PCT/JP2015/004663 JP2015004663W WO2016059750A1 WO 2016059750 A1 WO2016059750 A1 WO 2016059750A1 JP 2015004663 W JP2015004663 W JP 2015004663W WO 2016059750 A1 WO2016059750 A1 WO 2016059750A1
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terminal
voltage
circuit
power supply
switching
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PCT/JP2015/004663
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達也 櫻井
隆司 佐治
南　善久
桂太 河邊
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H02M1/0035—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode using burst mode control
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present disclosure relates to a switching power supply device that controls an output voltage by controlling a switching operation of a switching element with respect to an input voltage.
  • Patent Document 1 when the switching circuit causes the main switch to perform a switching operation, the output voltage of the AC adapter is changed by the energy supplied to the secondary circuit via the transformer (main transformer) connected to the main switch. The magnitude of the superimposed ripple voltage is detected. Then, whether the AC adapter is connected to the portable computer or not connected is detected, and the power consumption is reduced by reducing the output voltage or extending the switching cycle.
  • a switching power supply includes a first switching element to which an input voltage is supplied, an input terminal of a load device, an attachable / detachable output terminal, and an input voltage switched by the first switching element as an output voltage. And an input / output conversion circuit that outputs to the output terminal. And a switching control circuit having an off mode for controlling the switching operation of the first switching element and stopping the switching operation in accordance with a signal input to the OFF terminal.
  • a first rectifier circuit connected between the input / output conversion circuit and the output terminal, a second rectifier circuit connected to the output terminal, and a dot side terminal of the secondary winding in the second rectifier circuit Generator connected to the flyback transformer, the second switching element connected to the dot side terminal of the primary winding of the flyback transformer, and the pulse generator for supplying a pulse signal to the gate terminal of the second switching element
  • the first connection point which is the connection point between the dot side terminal of the primary winding of the flyback transformer and the second switching element, and the voltage or current of the first connection point is detected and detected.
  • connection state between the switching power supply device and the load device can be reliably detected, and in the non-connection state, power consumption can be reduced by stopping the switching operation of the switching power supply device.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the switching power supply according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the transformer according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the waveform detection circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of the pulse generator according to the first embodiment.
  • FIG. 5A is a circuit diagram illustrating a configuration example of the load device according to the first embodiment.
  • FIG. 5B is a circuit diagram showing a configuration example of the discharge circuit according to Embodiment 1.
  • FIG. 5C is a circuit diagram illustrating a configuration example of the discharge circuit according to Embodiment 1.
  • FIG. 5A is a circuit diagram illustrating a configuration example of the load device according to the first embodiment.
  • FIG. 5B is a circuit diagram showing a configuration example of the discharge circuit according to Embodiment 1.
  • FIG. 5C is a circuit diagram illustrating a configuration example
  • FIG. 5D is a circuit diagram illustrating a configuration example of the discharge circuit according to Embodiment 1.
  • FIG. 5E is a circuit diagram showing a configuration example of the discharge circuit according to Embodiment 1.
  • FIG. 5F is a circuit diagram showing a configuration example of the discharge circuit according to Embodiment 1.
  • FIG. 6 is a timing chart showing the operation of the switching power supply according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration example of the switching power supply according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 8 is a timing chart showing the operation of the switching power supply according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the load device according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration example of a connection circuit according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the switching power supply according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration example of a transformer according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration example of the waveform detection circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the load device according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is a timing chart showing the operation of the switching power supply according to the second embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the switching power supply device according to the first modification of the second embodiment.
  • FIG. 17A is a circuit diagram showing a configuration example of a transmission circuit according to Modification 1 of Embodiment 2.
  • FIG. 17B is a circuit diagram showing a configuration example of a transmission circuit according to Modification 1 of Embodiment 2.
  • FIG. 18 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the switching power supply device according to the first modification of the second embodiment.
  • FIG. 19 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the load device according to the second modification of the second embodiment.
  • FIG. 20 is a circuit diagram showing a configuration example of a connection circuit according to the second modification of the second embodiment.
  • Patent Document 1 there is a limit to further reducing power consumption because the oscillation of the main switch cannot be stopped when the AC adapter is not connected to the portable computer.
  • energy is sent to the output side of the switching power supply device via a detection transformer provided separately from the main transformer provided in the switching power supply device, and this energy is supplied to the switching power supply device. It is used whether or not it is stored in the capacity provided on the input side of the load device connected to. Then, whether the switching power supply device is connected to the load device or not connected is detected, and the switching operation of the switching power supply device is stopped to reduce power consumption.
  • the detection transformer provided in the switching power supply device is a flyback type, it is detected whether it is in a connected state or a non-connected state depending on the magnitude of the reflected voltage generated in the primary winding of the transformer.
  • the reflected voltage increases because the energy sent through the transformer is not charged in the capacity provided in the load device.
  • the energy sent through the transformer is charged to the capacity provided in the load device, so that the reflected voltage becomes small.
  • the difference between the reflected voltages is detected to detect whether the switching power supply device is connected to the load device or not connected.
  • the transformer provided in the load device is of the forward type, it detects whether it is in a connected state or in a disconnected state by using a difference in current flowing in the winding of the transformer.
  • the disconnected state since there is no capacity provided in the load device that charges the energy sent through the transformer, the current flowing through the transformer winding is small.
  • the energy sent through the transformer is charged to the capacity provided in the load device, so that the current flowing through the transformer winding increases.
  • a difference in current flowing through the transformer is detected to detect whether the switching power supply is connected to the load device or not connected.
  • the flyback type detects the difference in the reflected voltage.
  • the forward type it is difficult to detect the difference between the currents flowing in the transformer windings, so it is not possible to detect that the switching power supply device and the load equipment are connected, and malfunctions may occur. there were.
  • the present disclosure solves the above-described problems, and when the switching power supply device and the load device are in a disconnected state, the switching operation of the switching power supply device is stopped to greatly reduce power consumption, and further provided in the load device.
  • a power supply system capable of detecting whether a switching power supply device is connected to a load device or not connected even when the capacitance value of the capacitor is small.
  • the “capacitance element” means not only a capacitor but also an element that can generally store electric charges.
  • the “capacitance” includes not only the power storage capacity of the capacitor but also the power storage capacity (parasitic capacity) associated with other elements and the like, and the configuration including these power storage capacities.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of the switching power supply device according to the first embodiment.
  • an input AC voltage from a commercial AC power source 1 is input to an input / output conversion circuit 300 as an input DC voltage via an input filter circuit 2, an input rectifier circuit 3, and an input smoothing circuit 4.
  • the input / output conversion circuit 300 is arranged to convert an input voltage that has been input into a desired output voltage.
  • the transformer 301 includes a power conversion transformer 301, a diode 302, and a smoothing capacitor 303.
  • the transformer 301 includes a primary winding 301a and a secondary winding 301b, and the primary winding 301a and the secondary winding 301b.
  • the polarity is in the opposite direction.
  • This switching power supply device is a flyback type.
  • the switching element 7 is connected to the primary winding 301a.
  • the switching element 7 is turned on / off by the output signal of the OUT terminal of the switching control circuit 100 being input to the control electrode (gate) of the switching element 7. Is made.
  • the switching control circuit 100 is a control device that controls the switching element 7 and controls the conduction and non-conduction states of the switching element 7 so as to keep the output voltage constant.
  • a Vin terminal As an external input / output terminal, a Vin terminal, VDD There are five terminals: a terminal, a GND terminal, an OUT terminal, and an OFF terminal.
  • the control device includes a pulse width control circuit 101, a drive circuit 102, an off mode detector 103, a reference voltage source 104, an off mode switch 105, a regulator 106, and the like.
  • the Vin terminal is a start-up terminal of the switching control circuit 100, and power is supplied from a line from which an input DC voltage of the input smoothing circuit is output.
  • the power input from the Vin terminal is input to the regulator 106, and power is supplied to the circuits in the switching control circuit 100 via the regulator 106.
  • the GND terminal is connected to the low potential side of the input smoothing circuit and serves as a voltage reference for the primary side.
  • the OUT terminal is a terminal connected to the gate of the switching element 7 via the resistor 6.
  • the VDD terminal is a power supply terminal for the switching control circuit 100.
  • a capacitor 17 is connected to the VDD terminal.
  • the OFF terminal is a terminal for inputting an off mode signal output from the device connection state detection circuit 200A and switching between the off mode and the normal operation.
  • the output terminal 16 includes two terminals, that is, a terminal that outputs an output voltage of the input / output conversion circuit 300 and a secondary side GND terminal.
  • the device connection state detection circuit 200A is arranged to detect whether the output terminal 16 and the load device 400 are connected or not connected, and the VDD terminal, the OFF terminal, the primary side GND of the switching control circuit 100, Connected to the output terminal 16.
  • it includes a load device connection terminal 5, a waveform detection circuit 201, a transformer 202, a pulse generator 203, a switching element 204, a diode 18, and a capacitor 8.
  • the transformer 202 has, for example, a primary winding 210a and a secondary winding 210b like the transformer 202A in FIG. 2, and the polarities of the primary winding 210a and the secondary winding 210b are opposite to each other.
  • the transformer 202A is a flyback type.
  • the dots attached to the primary winding 210a and the secondary winding 210b in FIG. 2 indicate the polarity of each winding. In FIG. 2, dots are given to one end of the primary winding 210 a connected to the switching element 204 and one end of the secondary winding 210 b connected to the anode of the diode 18.
  • the diode 18 has a rectifying function for preventing the energy stored in the capacitor 8 and the load current flowing through the diode 15 from flowing back to the transformer 202.
  • the diode 15 is connected to the input / output conversion circuit on the anode side and connected to the output terminal 16 on the cathode side to prevent the energy stored in the capacitor 8 from flowing backward to the smoothing capacitor 303.
  • the waveform detection circuit 201 includes, for example, a Zener diode 209, a resistor 206, and a capacitor 207 as in the waveform detection circuit 201A of FIG.
  • the pulse generator 203 includes resistors 231, 232, 233, 234, 235, 236, a capacitor 239, an operational amplifier 237, and a voltage comparator 238, for example, like the pulse generator 203A of FIG. Since this circuit is a generally known pulse generation circuit, a detailed description of its operation is omitted.
  • the load device 400 is an electronic device such as a notebook computer or a tablet computer, and can be attached to and detached from the output terminal 16.
  • the vicinity of the input of the load device 400 includes, for example, an input terminal 19 and a discharge circuit 450 as indicated by 400A in FIG. 5A.
  • the discharge circuit 450 includes a resistor 451 as in the discharge circuit 450A of FIG. 5B, for example.
  • Power is supplied from the VDD terminal of the switching control circuit 100 to the device connection state detection circuit 200A.
  • the pulse generator 203 When a current is supplied from the VDD terminal, the pulse generator 203 outputs a monitoring pulse to the gate of the switching element 204.
  • the monitoring pulse is input to the gate of the switching element 204, the switching element 204 becomes conductive.
  • FIG. 6 is a timing chart showing the operation of the switching power supply device in FIG.
  • FIG. 6 the movement of each circuit in the connection state of the load device (FIG. 6 (a)) is shown for the period during which the output terminal 16 and the load device 400 are in the connection state (period of FIG. 6 (A)). And a period in which the load device 400 is disconnected and shifts to the off mode (period of FIG. 6B), a period in which the output terminal 16 and the load apparatus 400 are not connected (period of FIG. 6C), and an output terminal
  • the operation of the switching power supply device will be described by dividing it into a period (FIG. 6D) in which 16 and the load device 400 are connected and return from the off mode.
  • the primary side current Id (FIG. 6 (g)) is supplied to the primary winding 210a. Flows. Then, during the period Ton, the excitation energy Ep is stored in the primary winding 210a. When switching element 204 is turned off, energy Ep stored in primary winding 210a is transmitted to the secondary side via secondary winding 210b. At this time, the secondary current Ic (FIG. 6 (h)) flows through the secondary winding 210b. The secondary current Ic charges the capacitor 8 via the diode 18. When the capacitor 8 is charged, the voltage Vc (FIG.
  • the voltage Vd is the voltage input to the non-dot side terminal of the primary winding 210a VDD
  • the number of turns of the primary winding 210a is Np
  • the number of turns of the secondary winding 210b is Ns
  • ⁇ V is the voltage rise of the voltage Vc
  • the forward voltage of the diode 18 is Vf
  • the voltage Vc, the voltage Vd, and the reflected voltage Vor can be expressed by the following equations.
  • Vd VDD + Vor (1)
  • Vor Np / Ns ⁇ (Vc + Vf) (2)
  • Vc Vo + ⁇ Vo (3)
  • the Zener diode 209 has a Zener current Vz1. Since Iz does not flow, the voltage Voff at the OFF terminal (FIG. 6D) is grounded to 0 V by the resistor 206 and is maintained at the L level.
  • the switching control circuit 100 controls the off mode switch 105 to be in a conductive state, so that the switching element 7 continues the switching operation (FIG. 6C), and the connection shown in FIG.
  • the voltage Va at the point P3 is kept constant at Vo (for example, 19 V) (FIG. 6B).
  • the resistor 451 of the discharge circuit 450A is set to discharge more charge than the charge charged in the capacitor 8 via the transformer 202A when the previous pulse is input before the next monitoring pulse is input. (For example, several hundred k ⁇ ).
  • the charge charged in the capacitor 8 via the transformer 202A is not discharged by the resistor 451 of the discharge circuit 450A, and therefore the voltage Vc at the connection point P2 in FIG. Is retained.
  • the capacitor 8 is charged, and the voltage Vc at the connection point P2 in FIG. 1 increases.
  • the reflected voltage Vor increases.
  • the Zener diode 209 becomes conductive and the Zener current Iz flows.
  • the Zener current Iz flows, the capacitor 207 is charged and the OFF terminal voltage Voff increases.
  • the capacitor 207 is discharged by the resistor 206 when charged, but if the resistor 206 is set so that it is not completely discharged until the next charging, the OFF terminal voltage Voff is held at the H level.
  • the switching control circuit 100 controls the off-mode switch 105 to the cutoff state, so that the switching element 7 stops the switching operation and the connection shown in FIG.
  • the voltage Va at the point P3 drops to 0V, and the power consumption of the switching power supply device is reduced.
  • the output terminal 16 When the output terminal 16 is connected to the load device 400, the charge charged in the capacitor 8 is discharged through the resistor 451 of the discharge circuit 450A, so that the voltage Vc at the connection point P2 in FIG. Since the reflected voltage Vor decreases when Vc decreases, the Zener diode 209 becomes non-conductive when Vd ⁇ VZ1, and the Zener current Iz does not flow.
  • the Zener current Iz stops flowing, the capacitor 207 is not charged. Therefore, the electric charge is discharged by the resistor 206, the OFF terminal voltage Voff is lowered to 0V, and the OFF terminal voltage is maintained at the L level.
  • the switching control circuit 100 controls the off mode switch 105 to the conductive state, so that the switching element 7 starts a switching operation and the voltage Va increases.
  • the switching power supply device significantly reduces the power consumption by stopping the switching operation of the switching power supply device when the switching power supply device and the load device are in the non-connected state, and is provided in the load device. Even when the capacitance value of the obtained capacitance is as small as several thousand pF, the connection state between the output terminal 16 and the load device 400 is accurately detected by using a resistor provided in the vicinity of the input terminal of the load device 400. Therefore, it is possible to perform the off-mode control of the switching power supply device.
  • the discharge circuit may be a capacitor 452 as in the discharge circuit 450B of FIG. 5C.
  • This capacitor can also be used as a noise countermeasure element of the load device 400. At this time, normal operation cannot be maintained with the capacitor 452 alone, but generally, when a voltage is applied to the load device, the load current of the load device increases, so the charge charged in the capacitor 8 continues to be discharged. .
  • a capacitor 453 and a resistor 454 may be connected in parallel as in the discharge circuit 450C of FIG. 5D.
  • a capacitor 457 and a resistor 456 may be connected in series as in the discharging circuit 450D of FIG. 5E.
  • the discharge circuit 450D can also be used as a snubber circuit that suppresses overvoltage to the load device 400.
  • discharge circuit may be a circuit combining FIGS. 5B to 5E.
  • the discharge circuit may be a voltage detection resistor of the power adapter connection detection circuit 460 like the resistors 458 and 459 of the discharge circuit 450E of FIG. 5F.
  • Modification 1 of Embodiment 1 The switching power supply according to the first modification of the first embodiment differs from the first embodiment in the configuration of the connection destination of the load device connection terminal 5 of the device connection state detection circuit 200A.
  • FIG. 7 shows an example of the switching power supply according to the first modification of the first embodiment.
  • the load device connection terminal 5 of the device connection state detection circuit 200 ⁇ / b> A has one end to which the cathode of the diode 18 is connected connected to the cathode side of the diode 15, that is, the connection point with the output terminal 16. One end is connected to the anode side of the diode 15. That is, the device connection state detection circuit 200 ⁇ / b> A detects a potential difference (reverse voltage Vre) appearing at both ends of the diode 15 by being connected to both ends of the diode 15.
  • Vre reverse voltage
  • FIG. 8 is a timing chart showing the operation of the switching power supply device of Modification 1 of Embodiment 1 in FIG. 6 is different from the timing chart of the first embodiment in FIG. 6 in that the reverse voltage Vre in FIG. 7E is described instead of the voltage Vc in FIG.
  • the primary side current Id (FIG. 8 (g)) is supplied to the primary winding 210a. Flows. Then, during the period Ton, the excitation energy Ep is stored in the primary winding 210a. When switching element 204 is turned off, energy Ep stored in primary winding 210a is transmitted to the secondary side via secondary winding 210b. At this time, the secondary current Ic (FIG. 8H) flows through the secondary winding 210b. The secondary current Ic charges the capacitor 8 via the diode 18. When the capacitor 8 is charged, the reverse voltage Vre (FIG.
  • the Zener voltage VZ1 (for example, 10 V) is set such that the relationship between the voltage Vd and the Zener voltage VZ1 of the Zener diode 209 is Vd ⁇ VZ1 when the output terminal 16 and the load device 400 are connected. Since the Zener current Iz does not flow through the diode 209, the voltage Voff at the OFF terminal (FIG. 8D) is grounded to 0 V by the resistor 206 and is maintained at the L level. When the OFF terminal voltage is maintained at the L level, the switching control circuit 100 controls the off mode switch 105 to be in a conductive state, so that the switching element 7 continues the switching operation (FIG. 8C), and the connection shown in FIG. The voltage Va at the point P3 is kept constant at Vo (FIG. 8B).
  • VZ1 for example, 10 V
  • the capacitor 207 is discharged by the resistor 206 when charged, but if the resistor 206 is set so that it is not completely discharged until the next charging, the OFF terminal voltage Voff is held at the H level.
  • the switching control circuit 100 controls the off-mode switch 105 to the cutoff state, so that the switching element 7 stops the switching operation,
  • the voltage Va at the connection point P3 in FIG. 7 is reduced to 0V, and the power consumption of the switching power supply device is reduced.
  • the output terminal 16 When the output terminal 16 is connected to the load device 400, the charge charged in the capacitor 8 is discharged through the resistor 451 of the discharge circuit 450A, so that the reverse voltage Vre in FIG.
  • the reverse voltage Vre decreases, the reflected voltage Vor decreases. Therefore, when Vd ⁇ VZ1, the Zener diode 209 is turned off and the Zener current Iz does not flow.
  • the Zener current Iz stops flowing, the capacitor 207 is not charged. Therefore, the electric charge is discharged by the resistor 206, the OFF terminal voltage Voff is lowered to 0V, and the OFF terminal voltage is maintained at the L level.
  • the switching control circuit 100 controls the off mode switch 105 to the conductive state, so that the switching element 7 starts the switching operation and the voltage Vo increases.
  • the switching power supply according to the present embodiment can obtain the same effects as those of the first embodiment.
  • the device connection state detection circuit 200A is not affected by the voltage output from the input / output conversion circuit 300 as compared with the first embodiment, the connection / disconnection state of the load device 400 is detected with higher accuracy. can do.
  • FIG. 9 shows an example of the load device 400B, and includes an input terminal 19, a discharge circuit 470, and a connection circuit 480.
  • the discharge circuit 470 may have a circuit configuration shown in FIGS. 5B to 5F or a combination thereof.
  • the connection circuit 480 includes a Zener diode 481, a capacitor 482, and a resistor 483, for example, like the connection circuit 480A of FIG.
  • the voltage Vpc (for example, 15 V) is not applied as the switching power supply device off signal from the internal circuit of the load device 400B.
  • the voltage Vout (for example, 23V) between the output terminals 16 is larger than the Zener voltage VZ2 (for example, 10V) of the Zener diode 481, the Zener diode 481 becomes conductive.
  • the discharge circuit 470 is connected to the other end of the input terminal 19 via the connection circuit 480.
  • the voltage Vpc When the output terminal 16 and the load device 400B are connected, the voltage Vpc is input. When the difference between the voltage Vout and the voltage Vpc becomes smaller than the Zener voltage VZ2, the Zener diode 481 becomes non-conductive, and the discharge circuit 470 It will be in the state where it was cut off from one end of 19. At this time, since the electric charge charged in the capacitor 8 via the transformer 202A is not discharged by the resistor 451 of the discharge circuit 450A, the device connection state detection circuit 200A detects the non-connection state, and the switching control circuit 100 is in the off mode. Since the switch 105 is controlled to be in the cut-off state, the switching element 7 stops the switching operation and behaves in the same manner as in the period of FIG. 6C, so that the power consumption of the switching power supply device is reduced.
  • This configuration can be applied to “peak shift” in which power consumption in a time zone in which power demand is high is shifted to another time zone in order to use power efficiently.
  • the load device is a notebook computer and the switching power supply is an AC adapter
  • the notebook computer stops the operation of the AC adapter during some daytime hours and operates only by supplying power from the battery installed in the notebook computer. Then, the AC adapter is turned off to reduce power consumption.
  • the power consumption time zone can be shifted by operating the AC adapter and charging the battery.
  • the switching power supply according to the second embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the device connection state detection circuit 200B, the connection destination of the load device connection terminal 5, and the configuration of the load device 400.
  • FIG. 11 shows an example of the switching power supply according to the second embodiment.
  • the device connection state detection circuit 200B includes a load device connection terminal 5, a waveform detection circuit 212, a transformer 202, a pulse generator 203, a switching element 204, and a resistor 205 as shown in FIG.
  • the transformer 202 includes, for example, a primary winding 211a and a secondary winding 211b as shown in 202B in FIG. 12, and the primary winding 211a and the secondary winding 211b have forward polarities.
  • the transformer 202B is a forward type.
  • the dots attached to the primary winding 211a and the secondary winding 211b in FIG. 12 indicate the polarity of each winding. In FIG. 12, dots are attached to one end opposite to the primary winding 211 a connected to the resistor 205 and one end of the secondary winding 211 b connected to the cathode of the diode 15 via the load device connection terminal 5. Yes.
  • the waveform detection circuit 212 includes, for example, a comparator 243, a reference voltage source 244, a diode 242, a resistor 241, and a capacitor 240 as in the waveform detection circuit 212A of FIG.
  • the vicinity of the input of the load device 400 includes, for example, an input terminal 19 and a capacitive impedance element 490 as indicated by 400D in FIG.
  • Capacitive impedance element 490 is configured with a capacitor 452 in FIG. 5C, for example.
  • FIG. 15 is a timing chart showing the operation of the switching power supply device of the second embodiment in FIG.
  • the primary side current Ip (FIG. 15 (f)) flows in the primary winding 211a of the transformer 202B and at the same time the secondary winding.
  • the secondary current Is (FIG. 15 (g)) flows through 211b.
  • the primary current Ip is adjusted by the resistor 205, but the resistor 205 may be about several hundred ⁇ , for example.
  • the secondary side current Is charges a parasitic capacitance (not shown) between the output terminals 16, and further flows to the load device 400D via the output terminal 16 to charge the capacitor 452.
  • the switching control circuit 100 controls the off mode switch 105 to the conductive state, so that the switching element 7 continues the switching operation (FIG. 15C), and the connection shown in FIG. The voltage Va at the point P3 is held at Vo (FIG. 15B).
  • the switching element 204 When the switching element 204 is turned on, the secondary current Is charges only the parasitic capacitance Cl between the output terminals 16.
  • the voltage ⁇ Vo that rises when the parasitic capacitance Cl is charged rises more rapidly than when the load device 400 is connected, so the fall of the voltage Vp at the connection point P1 in FIG.
  • the voltage Vp becomes lower than the reference voltage Vref2 of the comparator 243 for a certain period.
  • the output of the comparator 243 becomes H level.
  • the output of the comparator 243 becomes H level, a current flows from the output of the comparator 243 via the diode 242, and the capacitor 240 is charged.
  • the switching control circuit 100 sets the off-mode switch 105 in a non-conducting state and performs the switching operation of the switching element 7. Control to stop. As a result, the power consumption of the switching power supply device is reduced.
  • the secondary current Is charges the capacitance (Cl + Cpc), so that the rising of the voltage ⁇ Vo that is charged by the secondary current Is rises gradually, and the connection point P1 in FIG. The fall of the voltage Vp also becomes gentle. As a result, the voltage Vp becomes higher than the reference voltage Vref2 of the comparator 243, and the output of the comparator 243 becomes L level.
  • the capacitor 240 When the output of the comparator 243 becomes L level, the capacitor 240 is not charged from the comparator 243, so the charge of the capacitor 240 is discharged through the resistor 241 and the OFF terminal voltage is maintained at L level.
  • the switching control circuit 100 controls the off-mode switch 105 to the conductive state, so that the switching element 7 is controlled to start the switching operation.
  • the resistor 205 serves as an adjustment part for accurately detecting the connection state between the output terminal 16 and the load device 400.
  • the resistor 205 serves as an adjustment part for accurately detecting the connection state between the output terminal 16 and the load device 400.
  • the parasitic capacitance Cl and the speed of charging the capacitive impedance element of the load device can be adjusted.
  • the difference between the connection state of the switching power supply device and the load device or the non-connection state can be detected more clearly.
  • the switching power supply stops the switching operation of the switching power supply device when the switching power supply device and the load device are not connected, greatly reducing power consumption, and the capacity provided in the load device. Even when the capacitance value is small, the connection state between the output terminal 16 and the load device 400 can be detected by adjusting the resistor 205 provided in the device connection state detection circuit 200B. Off-mode control can be performed.
  • the device connection state detection circuit 200B is not affected by the voltage output from the input / output conversion circuit 300.
  • the connection / disconnection state of the load device 400 can be detected.
  • the load device 400 is, for example, a notebook personal computer, and a capacitor of about several thousand pF to several ⁇ F is usually provided near the input terminal of the notebook personal computer as a countermeasure against electromagnetic noise. By using this capacitor, it is possible to detect the connection state between the load device and the switching power supply without adding components.
  • the capacitive impedance element 490 may have not only the configuration of FIG. 5C but also the configurations of FIGS. 5D and 5E, or a combination of the configurations.
  • Modification 1 of Embodiment 2 The switching power supply according to the first modification of the second embodiment is different from the second embodiment in the configuration of the device connection state detection circuit 200C.
  • FIG. 16 shows an example of the switching power supply according to the first modification of the second embodiment.
  • the device connection state detection circuit 200C is different from the device connection state detection circuit 200B in that a transmission circuit 208 is provided.
  • the transmission circuit 208 has a rectifying function that prevents a load current flowing through the diode 15 from flowing back to the transformer 202.
  • the transmission circuit 208 includes a capacitor 250 like the transmission circuit 208A of FIG. 17A.
  • the capacitor 250 is connected to the dot side terminal of the secondary winding 211b of the transformer 202B, and the other end is connected to the cathode terminal of the diode 15 via the load device connection terminal 5.
  • the secondary current Is flows through the secondary winding 211b. Since the secondary current Is is a pulse current, it can be regarded as an alternating current. Since the capacitor 250 has a function of passing an alternating current, the secondary side current Is flows through the capacitor 250 and charges the capacitance (Cl + Cpc). At this time, the capacitance value of the capacitor 250 may be equal to or greater than the capacitance (Cl + Cpc).
  • the device connection state detection circuit 200C Since the secondary side current Is charges the capacitance (Cl + Cpc), the voltage drop ⁇ Vo at the connection point P1 in FIG. 16 becomes gentle (FIG. 15E), and the device connection state detection circuit 200C has the output terminal 16 and the load device. 400 is detected as being connected.
  • the switching element 204 When the switching element 204 becomes conductive, the secondary side current Is charges the parasitic capacitance Cl through the capacitor 250, so that the voltage drop ⁇ Vo at the connection point P1 in FIG. 16 becomes steep and the device connection state detection circuit 200C. Detects that the output terminal 16 and the load device 400 are not connected.
  • the voltage Vpo is applied to one end connected to the load device connection terminal 5 of the capacitor 250, but the capacitor 250 does not pass a direct current.
  • the reverse current does not flow from the input terminal to the secondary winding 211b via the capacitor 250. Since the secondary current Is is an alternating current component and flows to the capacitance (Cl + Cpc) via the capacitor 250, the voltage drop ⁇ Vo at the connection point P1 in FIG. 16 becomes gentle, and the device connection state detection circuit 200C is connected to the output terminal 16. It is detected that the load device 400 is connected.
  • the transmission circuit 208 may be configured by a diode 251 as in the transmission circuit 208B of FIG. 17B, for example.
  • the transmission circuit 208 is provided, the same effect can be obtained even in a configuration in which the dot-side terminal of the secondary winding 211b of the transformer 202B is connected to the other end of the output terminal 16 as shown in FIG.
  • FIG. 19 shows an example of the load device 400C, which includes the input terminal 19, a capacitive impedance element 500, and a connection circuit 510.
  • Capacitive impedance element 500 may have a circuit configuration shown in FIGS. 5C to 5E or a combination thereof.
  • connection circuit 510 includes a capacitor 414, a resistor 415, an Nch MOS 416, and an NPN transistor 417, for example, as in the connection circuit 510A of FIG.
  • the capacitance value of the capacitor 414 is sufficiently smaller than the capacitance value of the capacitive impedance element 500, for example, several tens of pF.
  • connection circuit 510A the connection circuit 510A
  • the secondary current Is flows to the capacitive impedance element 500 via the input terminal 19. Since the capacitive impedance element 500 can be regarded as a capacitor, the secondary side current Is of the alternating current component passes through the capacitive impedance element 500, and a part of the secondary side current Is passes through the capacitor 414 and passes through the NPN transistor 417. Flows to the base terminal. When a part of the secondary current Is flows to the base terminal of the NPN transistor 417, the NPN transistor 417 instantaneously becomes conductive, and the secondary current Is flows through the NPN transistor 417.
  • the switching power supply device behaves in the same manner as in the period of FIG.
  • the switching power supply device off signal Vpc When the switching power supply device off signal Vpc is input to the gate of the NchMOS 416 and the NchMOS 416 becomes conductive, the NPN transistor 417 becomes nonconductive, and it can be considered that one end of the capacitor 414 is connected to one end of the input terminal 19. it can.
  • the capacitive impedance element 500 and the capacitor 414 are connected in series.
  • the combined capacitance value of the capacitive impedance element 500 and the capacitor 414 is close to the capacitor 414 because the capacitance value of the capacitor 414 is set sufficiently smaller than that of the capacitive impedance element 500.
  • the device connection state detection circuit 200B is not connected even when the output terminal 16 and the input terminal 19 are connected. Since the switching control circuit 100 controls the off-mode switch 105 to the cutoff state, the switching element 7 stops the switching operation, and the power consumption of the switching power supply device is reduced.
  • This configuration can be applied to “peak shift” as in the second modification of the first embodiment.
  • the switching power supply device of the present disclosure stops the switching operation of the switching power supply device when the switching power supply device and the load device are not connected, further reducing power consumption, and the capacitance value provided near the input terminal of the load device is small Even in this case, the connection state between the switching power supply device and the load device can be detected.

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Abstract

　本開示のスイッチング電源装置は、負荷機器接続端子を有する電源システムにおいて、負荷機器接続端子における接続状態を検出する機器接続状態検出回路であって、機器接続状態検出回路は、トランス、スイッチ素子、パルス発生器、及び波形検出回路とを備える。波形検出回路は、パルス信号の動作に応じてトランスの一次巻線とスイッチング素子の接続点に発生する電圧、または電流を検出し、あらかじめ設定された基準値と比較し、比較結果に応じた出力信号をＯＦＦ端子に出力する。

Description

スイッチング電源装置
　本開示は、入力電圧に対してスイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより出力電圧を制御するスイッチング電源装置に関するものである。
　近年、エネルギー問題が注目され、スイッチング電源装置等の電源供給装置の待機電力削減が強く望まれている。例えば、ＡＣアダプタにおいて、負荷機器が接続されていない状態や負荷機器の動作が停止している状態等、スイッチング電源装置から電力供給が不要な場合に出力電圧を低下させて、消費電力を削減するシステムが提案されている。
　特許文献１においては、スイッチング回路がメインスイッチにスイッチング動作をさせた時に、メインスイッチに接続されているトランス（メイントランス）を介して二次側回路に供給されるエネルギーによってＡＣアダプタの出力電圧に重畳されるリップル電圧の大きさを検出している。そして、ＡＣアダプタが携帯式コンピュータに接続状態であるか、非接続状態であるかを検出し、出力電圧を低下させる、またはスイッチング周期を長くすることで消費電力を削減する。
特開２０１２―１７８９３４号公報
　本開示に係るスイッチング電源装置は、入力電圧が供給される第一のスイッチング素子と、負荷機器の入力端子と装脱着可能な出力端子と、第一のスイッチング素子によりスイッチングされた入力電圧を出力電圧に変換し、出力端子に出力する入出力変換回路とを備えている。さらに、第一のスイッチング素子のスイッチング動作を制御し、ＯＦＦ端子に入力される信号に応じてスイッチング動作を停止するオフモードを有するスイッチング制御回路とを備えている。また、入出力変換回路と出力端子との間に接続された第一の整流回路と、出力端子に接続された第二の整流回路と、第二の整流回路に二次巻線のドット側端子が接続されたフライバック型トランスと、フライバック型トランスの一次巻線のドット側端子に接続された第二のスイッチング素子と、第二のスイッチング素子のゲート端子にパルス信号を供給するパルス発生器と、フライバック型トランスの一次巻線のドット側端子と第二のスイッチング素子との接続点である第一の接続点に接続され、第一の接続点の電圧、または電流を検出し、検出信号をＯＦＦ端子に出力する波形検出回路と、出力端子と第二の整流回路との接続点に接続され、第二のスイッチング素子の一回のスイッチングによりフライバック型トランスの二次巻線から出力されるエネルギーを蓄積する容量素子とを有し、出力端子への、入力端子に放電回路が接続された負荷機器の入力端子の装脱着による、第一の接続点の電圧値差、または電流値差を波形検出回路が検出できるように容量素子の容量値が設定されている。
　本開示によれば、スイッチング電源装置と負荷機器の接続状態を確実に検出することができ、非接続状態の場合はスイッチング電源装置のスイッチング動作を停止させることで消費電力を削減することができる。
図１は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図２は、実施の形態１に係るトランスの一構成例を示す回路図である。 図３は、実施の形態１に係る波形検出回路の一構成例を示す回路図である。 図４は、実施の形態１に係るパルス発生器の一構成例を示す回路図である。 図５Ａは、実施の形態１に係る負荷機器の一構成例を示す回路図である。 図５Ｂは、実施の形態１に係る放電回路の一構成例を示す回路図である。 図５Ｃは、実施の形態１に係る放電回路の一構成例を示す回路図である。 図５Ｄは、実施の形態１に係る放電回路の一構成例を示す回路図である。 図５Ｅは、実施の形態１に係る放電回路の一構成例を示す回路図である。 図５Ｆは、実施の形態１に係る放電回路の一構成例を示す回路図である。 図６は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 図７は、実施の形態１の変形例１に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図８は、実施の形態１の変形例１に係るスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 図９は、実施の形態１の変形例２に係る負荷機器の一構成例を示す回路図である。 図１０は、実施の形態１の変形例２に係る接続回路の一構成例を示す回路図である。 図１１は、実施の形態２に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図１２は、実施の形態２に係るトランスの一構成例を示す回路図である。 図１３は、実施の形態２に係る波形検出回路の一構成例を示す回路図である。 図１４は、実施の形態２に係る負荷機器の一構成例を示す回路図である。 図１５は、実施の形態２に係るスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 図１６は、実施の形態２の変形例１に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図１７Ａは、実施の形態２の変形例１に係る伝達回路の一構成例を示す回路図である。 図１７Ｂは、実施の形態２の変形例１に係る伝達回路の一構成例を示す回路図である。 図１８は、実施の形態２の変形例１に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図１９は、実施の形態２の変形例２に係る負荷機器の一構成例を示す回路図である。 図２０は、実施の形態２の変形例２に係る接続回路の一構成例を示す回路図である。
　特許文献１では、ＡＣアダプタが携帯式コンピュータと非接続状態であるときにメインスイッチの発振を止めることができないので、消費電力をさらに削減するには限界があった。
　また、本発明者らが考案したシステムにおいては、スイッチング電源装置に設けられたメイントランスとは別に設けられた検出トランスを介してスイッチング電源装置の出力側にエネルギーを送り、このエネルギーがスイッチング電源装置に接続される負荷機器の入力側に設けられた容量に蓄積されるか否かを利用する。そして、スイッチング電源装置が負荷機器に接続状態であるか、非接続状態であるかを検出して、スイッチング電源装置のスイッチング動作を停止させて消費電力を削減する。このシステムにおいて、スイッチング電源装置に備えられた検出トランスがフライバック型の場合は、トランスの一次巻線に発生する反射電圧の大小で接続状態であるか、非接続状態であるかを検出する。非接続状態の時は、トランスを介して送られるエネルギーが負荷機器に備えられた容量に充電されないので反射電圧が大きくなる。また接続状態の時は、トランスを介して送られるエネルギーが負荷機器に備えられた容量に充電されるため、反射電圧が小さくなる。この反射電圧の差を検出してスイッチング電源装置が負荷機器に接続状態であるか、非接続状態であるかを検出する。また、負荷機器に備えられたトランスがフォワード型の場合は、トランスの巻線に流れる電流の差を利用して、接続状態であるか、非接続状態であるかを検出する。非接続状態の時は、トランスを介して送られるエネルギーを充電する負荷機器に備えられた容量がないため、トランスの巻線を流れる電流は小さくなる。接続状態の時は、トランスを介して送られるエネルギーが負荷機器に備えられた容量に充電されるため、トランスの巻線を流れる電流が大きくなる。このトランスを流れる電流の差を検出してスイッチング電源装置が負荷機器に接続状態であるか、非接続状態であるかを検出する。
　しかしながら、本発明者が考案した上記の検出トランスを用いたシステムにおいては、負荷機器の容量値が小さい（たとえば数千ｐＦ程度）と、フライバック型の場合は反射電圧の差を検出するのが困難であり、フォワード型の場合はトランスの巻線に流れる電流の差を検出するのが困難であるため、スイッチング電源装置と負荷機器が接続状態であることが検出できず誤動作が起きる可能性があった。
　本開示は、上記のような課題を解決するものであり、スイッチング電源装置と負荷機器が非接続状態の時にはスイッチング電源装置のスイッチング動作を停止させ消費電力を大きく削減し、さらに負荷機器に備えられた容量の容量値が小さい場合であってもスイッチング電源装置が負荷機器と接続状態にあるか、非接続状態にあるかを検出できる電源システムを提供する。
　なお、本開示において、「容量素子」は、コンデンサだけでなく、一般に電荷を蓄積できる素子を意味する。また、「容量」は、コンデンサにおける蓄電能力だけでなく、他の素子等に付随している蓄電能力（寄生容量）、及びこれらの蓄電能力を備えた構成を含む。
　（実施の形態１）
　本開示の実施の形態１のスイッチング電源装置を説明する。
　図１は本実施の形態１のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。
　図１において、商用の交流電源１からの入力交流電圧が、入力フィルタ回路２、入力整流回路３、入力平滑回路４を経て、入力直流電圧として入出力変換回路３００に入力されている。
　入出力変換回路３００は入力された入力電圧を所望の出力電圧に変換するために配置される。例えば、図１のように電力変換用のトランス３０１、ダイオード３０２、平滑コンデンサ３０３から成り、トランス３０１は一次巻線３０１ａと二次巻線３０１ｂを有し、一次巻線３０１ａと二次巻線３０１ｂの極性は逆方向になっている。このスイッチング電源装置はフライバック型である。
　一次巻線３０１ａにはスイッチング素子７が接続されており、スイッチング素子７は、スイッチング制御回路１００のＯＵＴ端子出力信号がスイッチング素子７の制御電極（ゲート）に入力されることで、オンオフのスイッチング制御がなされる。
　また、スイッチング制御回路１００はスイッチング素子７の制御を行い、出力電圧を一定にするようにスイッチング素子７の導通、非導通状態を制御する制御装置であり、外部入出力端子として、Ｖｉｎ端子、ＶＤＤ端子、ＧＮＤ端子、ＯＵＴ端子、及びＯＦＦ端子の５つの端子を有している。例えば、図１のように、パルス幅制御回路１０１、駆動回路１０２、オフモード検出器１０３、基準電圧源１０４、オフモードスイッチ１０５、レギュレータ１０６などから構成される制御装置である。
　Ｖｉｎ端子は、スイッチング制御回路１００の起動端子であり、入力平滑回路の入力直流電圧が出力されるラインから電力が供給される。Ｖｉｎ端子から入力された電力は、レギュレータ１０６に入力され、レギュレータ１０６を介して、スイッチング制御回路１００内の回路に電力が供給される。
　ＧＮＤ端子は、入力平滑回路の低電位側に接続され、一次側の電圧基準となっている。
　ＯＵＴ端子は、スイッチング素子７のゲートに抵抗６を介して接続される端子である。
　ＶＤＤ端子は、スイッチング制御回路１００の電源用端子である。ＶＤＤ端子にはコンデンサ１７が接続され、スイッチング電源装置の起動時はＶＤＤ端子からコンデンサ１７に充電電流が流れ込みコンデンサ１７の電圧が上昇する。コンデンサ１７の電圧が上昇するとＶＤＤ端子の電圧が一定になるようにレギュレータ１０６により制御される。
　ＯＦＦ端子は、機器接続状態検出回路２００Ａから出力されるオフモード信号が入力され、オフモードと通常動作を切り替えるための端子である。
　出力端子１６は、入出力変換回路３００の出力電圧を出力する端子と、二次側ＧＮＤ端子の２端子で構成される。
　機器接続状態検出回路２００Ａは、出力端子１６と負荷機器４００が接続状態であるか非接続状態であるかを検出するために配置され、スイッチング制御回路１００のＶＤＤ端子、ＯＦＦ端子、一次側ＧＮＤ、出力端子１６に接続される。例えば図１のように、負荷機器接続端子５、波形検出回路２０１、トランス２０２、パルス発生器２０３、スイッチング素子２０４、ダイオード１８、コンデンサ８から成る。
　トランス２０２は、例えば、図２のトランス２０２Ａのように一次巻線２１０ａと二次巻線２１０ｂを有し、一次巻線２１０ａと二次巻線２１０ｂの極性は逆方向になっている。トランス２０２Ａはフライバック型である。図２の一次巻線２１０ａと二次巻線２１０ｂに付してあるドットは、各巻線の極性を示している。図２では、スイッチング素子２０４に接続される一次巻線２１０ａの一端と、ダイオード１８のアノードに接続される二次巻線２１０ｂの一端にドットを付している。
　ダイオード１８は、コンデンサ８に蓄えられるエネルギー、およびダイオード１５を介して流れる負荷電流がトランス２０２へ逆流することを防止する整流機能を有する。
　ダイオード１５は、アノード側が入出力変換回路に接続され、カソード側が出力端子１６に接続され、コンデンサ８に蓄えられるエネルギーが平滑コンデンサ３０３へ逆流するのを防ぐ。
　波形検出回路２０１は、例えば、図３の波形検出回路２０１Ａのように、ツェナーダイオード２０９、抵抗２０６、コンデンサ２０７で構成される。
　パルス発生器２０３は、例えば、図４のパルス発生器２０３Ａのように、抵抗２３１、２３２、２３３、２３４、２３５、２３６、コンデンサ２３９、オペアンプ２３７、電圧比較器２３８で構成される。この回路は、一般的に知られているパルス発生回路であるので、動作の詳細な説明は省略する。
　負荷機器４００は、例えばノートパソコンや、タブレットパソコンなどの電子機器であり、出力端子１６と装脱着可能である。負荷機器４００の入力近傍は例えば、図５Ａの４００Ａのように、入力端子１９、放電回路４５０から成る。
　放電回路４５０は、例えば図５Ｂの放電回路４５０Ａように抵抗４５１から成る。
　以上のように構成された図１に示すスイッチング電源装置の動作を説明する。
　商用電源１から交流電圧が入力フィルタ回路２を介して入力されると、入力整流回路３と入力平滑回路４とにより、整流および平滑化されて、直流電圧に変換される。この直流電圧からスイッチング制御回路１００へ起動電流が供給され、スイッチング制御回路１００が動作可能な状態になると、スイッチング素子７をスイッチングさせる制御が開始され、入出力変換回路３００から、出力端子１６を介して負荷機器４００に電力が供給される。
　スイッチング制御回路１００のＶＤＤ端子から、機器接続状態検出回路２００Ａに電力が供給される。パルス発生器２０３はＶＤＤ端子から電流が供給されると、監視パルスをスイッチング素子２０４のゲートに出力する。監視パルスがスイッチング素子２０４のゲートに入力されると、スイッチング素子２０４は導通状態になる。
　図６は図１におけるスイッチング電源装置の動作を示したタイミングチャートである。
　図６を用いて、負荷機器の接続状態（図６(a)）における各回路の動きを、出力端子１６と負荷機器４００が接続状態の期間（図６（Ａ）の期間）、出力端子１６と負荷機器４００が非接続状態となりオフモードに移行する期間（図６（Ｂ）の期間）、出力端子１６と負荷機器４００が非接続状態の期間（図６（Ｃ）の期間）、出力端子１６と負荷機器４００が接続状態となりオフモードから復帰する期間（図６（Ｄ））に分けてスイッチング電源装置の動作を説明する。
　まず、出力端子１６と負荷機器４００が接続状態の期間（図６（Ａ）の期間）について説明する。
　監視パルス（図６（ｉ））がスイッチング素子２０４のゲートに入力されて、スイッチング素子２０４が導通している期間Ｔｏｎの間は、一次巻線２１０ａに一次側電流Ｉｄ（図６（ｇ））が流れる。そして、期間Ｔｏｎの間に、一次巻線２１０ａに励磁エネルギーＥｐが蓄えられる。そして、スイッチング素子２０４が非導通状態になると、一次巻線２１０ａに蓄えられたエネルギーＥｐが二次巻線２１０ｂを介して二次側に伝達される。このとき、二次巻線２１０ｂに二次電流Ｉｃ（図６（ｈ））が流れる。二次側電流Ｉｃは、ダイオード１８を介してコンデンサ８を充電する。コンデンサ８が充電されると、図１の接続点Ｐ２の電圧Ｖｃ（図６（ｅ））が上昇する。また、二次巻線２１０ｂに電流Ｉｃが流れている間は、図１の接続点Ｐ１の電圧Ｖｄ（図６（ｆ））に反射電圧Ｖｏｒが発生する。そして、上昇した電圧Ｖｃは、スイッチング電源装置内部のリーク電流（例えば、ダイオード１８の逆電流やコンデンサ８の漏れ電流）によって放電される。
　このとき、電圧Ｖｄは、一次巻線２１０ａの非ドット側端子に入力される電圧をＶＤＤ、一次巻線２１０ａの巻数をＮｐ、二次巻線２１０ｂの巻数をＮｓ、出力端子１６間の出力電圧をＶｏ、電圧Ｖｃの電圧上昇分をΔＶｏ、ダイオード１８の順方向電圧をＶｆとすると、電圧Ｖｃ、電圧Ｖｄ、反射電圧Ｖｏｒは以下の式で表すことができる。
　Ｖｄ　＝ＶＤＤ＋Ｖｏｒ　　　　　　　…（１）
　Ｖｏｒ＝Ｎｐ／Ｎｓ・（Ｖｃ＋Ｖｆ）　…（２）
　Ｖｃ　＝Ｖｏ＋ΔＶｏ　　　　　　　　…（３）
　そして、ツェナーダイオード２０９のツェナー電圧Ｖｚとしたとき、出力端子１６と負荷機器４００が接続状態の場合にＶｄ＜Ｖｚとなるようにツェナー電圧ＶＺ１を設定しておくと、ツェナーダイオード２０９にはツェナー電流Ｉｚは流れないため、ＯＦＦ端子の電圧Ｖｏｆｆ（図６（ｄ））は抵抗２０６によって０Ｖに接地され、Ｌレベルに維持される。ＯＦＦ端子電圧がＬレベルに維持されると、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を導通状態に制御するので、スイッチング素子７はスイッチング動作を継続し（図６（ｃ））、図１の接続点Ｐ３の電圧ＶａはＶｏ（例えば１９Ｖ）で一定に保持される（図６（ｂ））。
　放電回路４５０Ａの抵抗４５１は次の監視パルスが入力される前に、一つ前のパルスが入力された時にトランス２０２Ａを介してコンデンサ８に充電された電荷よりも多く電荷を放電するように設定される（例えば数百ｋΩ）。
　次に、出力端子１６と負荷機器４００が非接続状態となりオフモードに移行する期間（図６（Ｂ）と（Ｃ）の期間）について説明する。
　出力端子１６が負荷機器４００と非接続状態になると、トランス２０２Ａを介して、コンデンサ８に充電された電荷が、放電回路４５０Ａの抵抗４５１で放電されなくなるため、図１の接続点Ｐ２の電圧Ｖｃは保持される。そして、監視パルスがスイッチング素子２０４に入力されるごとに、コンデンサ８は充電され、図１の接続点Ｐ２の電圧Ｖｃが上昇する。図１の接続点Ｐ２の電圧Ｖｃの上昇に応じて反射電圧Ｖｏｒが上昇する。反射電圧Ｖｏｒが上昇し、Ｖｄ＞ＶＺ１となるとツェナーダイオード２０９が導通し、ツェナー電流Ｉｚが流れる。ツェナー電流Ｉｚが流れるとコンデンサ２０７が充電され、ＯＦＦ端子電圧Ｖｏｆｆが上昇する。コンデンサ２０７は充電されると抵抗２０６で放電されるが、次の充電がされるまでに完全に放電されないように抵抗２０６を設定しておけば、ＯＦＦ端子電圧ＶｏｆｆはＨレベルで保持される。ＯＦＦ端子電圧Ｖｏｆｆがオフモード検出器１０３の基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高くなると、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を遮断状態に制御するので、スイッチング素子７はスイッチング動作を停止し、図１の接続点Ｐ３の電圧Ｖａは０Ｖに低下し、スイッチング電源装置の消費電力が削減される。
　次に、出力端子１６と負荷機器４００が接続状態となりオフモードから復帰する期間について説明する（図６の（Ｄ）と（Ｅ）の期間）。
　出力端子１６が負荷機器４００と接続状態になると、コンデンサ８に充電された電荷が放電回路４５０Ａの抵抗４５１を介して放電されるので、図１の接続点Ｐ２の電圧Ｖｃは低下する。Ｖｃが低下すると反射電圧Ｖｏｒは減少するので、Ｖｄ＜ＶＺ１となるとツェナーダイオード２０９が非導通状態となり、ツェナー電流Ｉｚが流れなくなる。ツェナー電流Ｉｚが流れなくなるとコンデンサ２０７が充電されないので、抵抗２０６によって電荷が放電されＯＦＦ端子電圧Ｖｏｆｆが０Ｖに低下し、ＯＦＦ端子電圧はＬレベルに維持される。ＯＦＦ端子電圧がＬレベルに維持されると、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を導通状態に制御するので、スイッチング素子７はスイッチング動作を開始し、電圧Ｖａは上昇する。
　このように、本実施の形態のスイッチング電源装置は、スイッチング電源装置と負荷機器が接続状態が非接続状態の時にはスイッチング電源装置のスイッチング動作を停止させ消費電力を大きく削減し、さらに負荷機器に備えられた容量の容量値が数千ｐＦと小さい場合であっても、負荷機器４００の入力端子近傍に備えられた抵抗を用いることで、出力端子１６と負荷機器４００の接続状態を精度よく検出することができ、スイッチング電源装置のオフモード制御を行うことができる。
　なお、放電回路は図５Ｃの放電回路４５０Ｂのようにコンデンサ４５２でもよい。このコンデンサは負荷機器４００のノイズ対策用素子にも利用できる。このとき、コンデンサ４５２だけでは通常動作を維持することはできないが、一般的には負荷機器に電圧が印加されると負荷機器の負荷電流が増えるので、コンデンサ８に充電された電荷は放電され続ける。
　また、放電回路は図５Ｄの放電回路４５０Ｃのようにコンデンサ４５３と抵抗４５４が並列に接続されていてもよい。
　また、放電回路は図５Ｅの放電回路４５０Ｄのようにコンデンサ４５７と抵抗４５６が直列に接続されていてもよい。放電回路４５０Ｄは負荷機器４００への過電圧を抑制するスナバ回路としても利用できる。
　また、放電回路は図５Ｂ～図５Ｅを組み合わせた回路であってもよい。
　また、放電回路は図５Ｆの放電回路４５０Ｅの抵抗４５８、４５９のように電源アダプタ接続検出回路４６０の電圧検出用抵抗であってもよい。
　（実施の形態１の変形例１）
　実施の形態１の変形例１に係るスイッチング電源装置は、実施の形態１と比較して、機器接続状態検出回路２００Ａの負荷機器接続端子５の接続先の構成が異なる。
　図７は、実施の形態１の変形例１に係るスイッチング電源装置における一例を示したものである。
　以下では、図１に示す実施の形態１のスイッチング電源装置と同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、実施の形態１と異なる点を中心に動作を説明する。
　機器接続状態検出回路２００Ａの負荷機器接続端子５は、ダイオード１８のカソードが接続されている一端がダイオード１５のカソード側、すなわち出力端子１６との接続点に接続され、負荷機器接続端子５のもう一端は、ダイオード１５のアノード側に接続されている。すなわち、機器接続状態検出回路２００Ａは、ダイオード１５の両端に接続されることにより、ダイオード１５の両端に現れる電位差（逆方向電圧Ｖｒｅ）を検出する。
　図８は図７における実施の形態１の変形例１のスイッチング電源装置の動作を示したタイミングチャートである。図６の実施の形態１のタイミングチャートと比較して、図６（ｅ）の電圧Ｖｃの代わりに図７（ｅ）の逆電圧Ｖｒｅを記載している点が異なる。
　図８を用いて、負荷機器の接続状態（図８(a)）における各回路の動きを説明する。
　出力端子１６が負荷機器４００と接続状態の期間について説明する（図８（Ａ）の期間）。
　監視パルス（図８（ｉ））がスイッチング素子２０４のゲートに入力されて、スイッチング素子２０４が導通している期間Ｔｏｎの間は、一次巻線２１０ａに一次側電流Ｉｄ（図８（ｇ））が流れる。そして、期間Ｔｏｎの間に、一次巻線２１０ａに励磁エネルギーＥｐが蓄えられる。そして、スイッチング素子２０４が非導通状態になると、一次巻線２１０ａに蓄えられたエネルギーＥｐが二次巻線２１０ｂを介して二次側に伝達される。このとき、二次巻線２１０ｂに二次電流Ｉｃ（図８（ｈ））が流れる。二次側電流Ｉｃは、ダイオード１８を介してコンデンサ８を充電する。コンデンサ８が充電されると、図７の接続点Ｐ２の逆電圧Ｖｒｅ（図８（ｅ））が上昇する。また、二次巻線２１０ｂに電流Ｉｃが流れている間は、図７の接続点Ｐ１の電圧Ｖｄに反射電圧Ｖｏｒ（図８（ｆ））が発生する。
　このとき、電圧Ｖｄは（式１）で同様に表され、反射電圧Ｖｏｒは次式で表される。
　Ｖｏｒ＝Ｎｐ／Ｎｓ・（Ｖｒｅ＋Ｖｆ）　…（４）
　この式（４）が実施の形態１における式（２）との違いを表している。式（４）に示すように、実施の形態１の変形例１におけるスイッチング電源装置では、反射電圧Ｖｏｒは、出力電圧Ｖｏの項を含まない。
　そして、出力端子１６と負荷機器４００が接続状態の時に電圧Ｖｄとツェナーダイオード２０９のツェナー電圧ＶＺ１の関係が、Ｖｄ＜ＶＺ１となるようにツェナー電圧ＶＺ１（例えば１０Ｖ）を設定しておくと、ツェナーダイオード２０９にはツェナー電流Ｉｚは流れないため、ＯＦＦ端子の電圧Ｖｏｆｆ（図８（ｄ））は抵抗２０６によって０Ｖに接地され、Ｌレベルに維持される。ＯＦＦ端子電圧がＬレベルに維持されると、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を導通状態に制御するので、スイッチング素子７はスイッチング動作を継続し（図８（ｃ））、図７の接続点Ｐ３の電圧ＶａはＶｏで一定に保持される（図８（ｂ））。
　次に、出力端子１６と負荷機器４００が非接続状態となりオフモードに移行する期間（図８（Ｂ）と（Ｃ）の期間）について説明する。
　出力端子１６が負荷機器４００と非接続状態になると、トランス２０２Ａを介して、コンデンサ８に充電された電荷が、放電回路４５０Ａの抵抗４５１で放電されなくなるため、図７の接続点Ｐ２の逆方向電圧Ｖｒｅは保持される。そして、監視パルスがスイッチング素子２０４に入力されるごとに、コンデンサ８は充電され、図７の接続点Ｐ２の逆方向電圧Ｖｒｅが上昇し、それに応じて反射電圧Ｖｏｒが上昇する。反射電圧Ｖｏｒが上昇し、Ｖｄ＞ＶＺ１となるとツェナーダイオード２０９が導通し、ツェナー電流Ｉｚが流れる。ツェナー電流Ｉｚが流れるとコンデンサ２０７が充電され、ＯＦＦ端子電圧Ｖｏｆｆが上昇する。コンデンサ２０７は充電されると抵抗２０６で放電されるが、次の充電がされるまでに完全に放電されないように抵抗２０６を設定しておけば、ＯＦＦ端子電圧ＶｏｆｆはＨレベルで保持される。ＯＦＦ端子電圧Ｖｏｆｆがオフモード検出器１０３の基準電圧Ｖｒｅｆ１（例えば１Ｖ）よりも高くなると、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を遮断状態に制御するので、スイッチング素子７はスイッチング動作を停止し、図７の接続点Ｐ３の電圧Ｖａは０Ｖに低下し、スイッチング電源装置の消費電力が削減される。
　次に、出力端子１６と負荷機器４００が接続状態となりオフモードから復帰する期間について説明する（図８（Ｄ）と（Ｅ）の期間）。
　出力端子１６が負荷機器４００と続状態になると、コンデンサ８に充電された電荷が放電回路４５０Ａの抵抗４５１を介して放電されるので、図７の逆方向電圧Ｖｒｅは低下する。逆方向電圧Ｖｒｅが低下すると反射電圧Ｖｏｒは減少するので、Ｖｄ＜ＶＺ１となるとツェナーダイオード２０９が非導通状態となり、ツェナー電流Ｉｚが流れなくなる。ツェナー電流Ｉｚが流れなくなるとコンデンサ２０７が充電されないので、抵抗２０６によって電荷が放電されＯＦＦ端子電圧Ｖｏｆｆが０Ｖに低下し、ＯＦＦ端子電圧はＬレベルに維持される。ＯＦＦ端子電圧がＬレベルに維持されると、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を導通状態に制御するので、スイッチング素子７はスイッチング動作を開始し、電圧Ｖｏは上昇する。
　このように、本実施の形態のスイッチング電源装置は、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
　さらには、実施の形態１に比べ、機器接続状態検出回路２００Ａが入出力変換回路３００から出力される電圧の影響を受けないために、より高精度に負荷機器４００の接続、非接続状態を検出することができる。
　（実施の形態１の変形例２）
　実施の形態１の変形例２に係るスイッチング電源装置は、実施の形態１と比較して、負荷機器４００の構成が異なる。
　以下では、図１に示す実施の形態１のスイッチング電源装置と同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、実施の形態１と異なる点を中心に動作を説明する。
　図９は、負荷機器４００Ｂの一例を示したもので、入力端子１９と放電回路４７０と接続回路４８０で構成される。
　放電回路４７０は図５Ｂ～図５Ｆ、またはそれを組み合わせた回路構成でよい。
　接続回路４８０は、例えば図１０の接続回路４８０Ａのようにツェナーダイオード４８１、コンデンサ４８２、抵抗４８３で構成される。
　通常時は負荷機器４００Ｂの内部回路からスイッチング電源装置オフ信号として電圧Ｖｐｃ（例えば１５Ｖ）は印加されていない。出力端子１６間の電圧Ｖｏｕｔ（例えば２３Ｖ）がツェナーダイオード４８１のツェナー電圧ＶＺ２（例えば１０Ｖ）よりも大きい場合は、ツェナーダイオード４８１は導通状態となる。このとき、放電回路４７０は接続回路４８０を介して入力端子１９のもう一端に接続されている状態となる。
　出力端子１６と負荷機器４００Ｂが接続状態の時に、ツェナーダイオード４８１が導通状態の場合は、スイッチング電源装置の動作は図６（Ａ）の期間と同様の挙動となる。
　出力端子１６と負荷機器４００Ｂが接続状態の時に、電圧Ｖｐｃが入力され、電圧Ｖｏｕｔと電圧Ｖｐｃの差がツェナー電圧ＶＺ２よりも小さくなると、ツェナーダイオード４８１は非導通状態となり、放電回路４７０は入力端子１９の一端から切り離された状態となる。このとき、トランス２０２Ａを介して、コンデンサ８に充電された電荷が、放電回路４５０Ａの抵抗４５１で放電されなくなるため機器接続状態検出回路２００Ａは非接続状態を検出し、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を遮断状態に制御するので、スイッチング素子７はスイッチング動作を停止し、図６（Ｃ）の期間と同様の挙動となるのでスイッチング電源装置の消費電力が削減される。
　本構成によれば、電力を効率的に使用するために、電力需要が高まる時間帯の電力消費を、他の時間帯にシフトする「ピークシフト」に応用することができる。例えば、負荷機器をノートパソコン、スイッチング電源装置をＡＣアダプタすると、昼間の一部の時間帯は、ノートパソコンはＡＣアダプタの動作を停止させ、ノートパソコンに備えられたバッテリーからの電力供給のみで動作し、ＡＣアダプタはオフモードとなり消費電力を削減する。夜間の間は、ＡＣアダプタを動作させ、バッテリーを充電することで、電力消費の時間帯をシフトさせることができる。
　また、本構成は実施の形態１の変形例１に適用しても、同様の効果を得ることができる。
　（実施の形態２）
　実施の形態２に係るスイッチング電源装置は、実施の形態１と比較して、機器接続状態検出回路２００Ｂの構成と負荷機器接続端子５の接続先、及び負荷機器４００の構成が異なる。
　図１１は、実施の形態２に係るスイッチング電源装置における一例を示したものである。
　機器接続状態検出回路２００Ｂは、例えば図１１のように、負荷機器接続端子５、波形検出回路２１２、トランス２０２、パルス発生器２０３、スイッチング素子２０４、抵抗２０５から成る。
　トランス２０２は、例えば、図１２の２０２Ｂのように一次巻線２１１ａと二次巻線２１１ｂを有し、一次巻線２１１ａと二次巻線２１１ｂの極性は順方向になっている。トランス２０２Ｂはフォワード型である。図１２の一次巻線２１１ａと二次巻線２１１ｂに付してあるドットは、各巻線の極性を示している。図１２では、抵抗２０５に接続される一次巻線２１１ａと反対側の一端と、負荷機器接続端子５を介してダイオード１５のカソードに接続される二次巻線２１１ｂの一端にドットを付している。
　波形検出回路２１２は、例えば、図１３の波形検出回路２１２Ａのように、コンパレータ２４３、基準電圧源２４４、ダイオード２４２、抵抗２４１、コンデンサ２４０で構成される。
　負荷機器４００の入力近傍は例えば、図１４の４００Ｄのように、入力端子１９、容量性インピーダンス素子４９０から成る。
　容量性インピーダンス素子４９０は例えば、図５Ｃのコンデンサ４５２で構成される。
　以下では、図１に示す実施の形態１のスイッチング電源装置と同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、実施の形態１と異なる点を中心に動作を説明する。
　図１５は図１１における実施の形態２のスイッチング電源装置の動作を示したタイミングチャートである。
　図１５を用いて、負荷機器の接続状態（図１５(a)）における各回路の動きを説明する。
　出力端子１６が負荷機器４００と接続状態の期間について説明する（図１５（Ａ）の期間）。
　監視パルス（図１５（ｈ））が印加されて、スイッチング素子２０４が導通すると、トランス２０２Ｂの一次巻線２１１ａには一次側電流Ｉｐ（図１５（ｆ））が流れると同時に、二次巻線２１１ｂを介して二次側電流Ｉｓ（図１５（ｇ））が流れる。このとき、一次側電流Ｉｐは抵抗２０５によって調整されるが、抵抗２０５は例えば数百Ω程度であれば良い。
　二次側電流Ｉｓは出力端子１６間の寄生容量（図には示していない）を充電し、さらに、出力端子１６を介して負荷機器４００Ｄに流れて、コンデンサ４５２を充電する。
　出力端子１６間の寄生容量をＣｌ、コンデンサ４５２の容量値をＣｐｃとすると、トランス２０２Ｂの一次巻線２１１ａと二次巻線２１１ｂの巻数比が等しい時は、スイッチング素子２０４が導通すると、一次巻線２１１ａの両端には容量（Ｃｌ＋Ｃｐｃ）が接続されていると等価的に見なすことができる。容量（Ｃｌ＋Ｃｐｃ）が二次側電流Ｉｓで充電されて上昇する電圧をΔＶｏ、トランス２０２Ｂの一次巻線２１１ａに印加される電圧をＶＤＤとすると、図１１の接続点Ｐ１の電圧Ｖｐ（図１５（ｅ））はＶＤＤ－ΔＶｏとなる。
　二次側電流Ｉｓは、コンデンサ４５２を充電するため、ΔＶｏの上昇はゆるやかになる。そのため、電圧Ｖｐの降下は緩やかになる。出力端子１６と負荷機器４００が非接続状態のとき、コンパレータ２４３の基準電圧Ｖｒｅｆ２（例えば１Ｖ）を電圧Ｖｐよりも低く設定しておくとコンパレータ２４３の出力はＬレベルとなる。
　コンデンサ２４０の電荷は抵抗２４１で放電されているため、ＯＦＦ端子電圧（図１５（ｄ））はＬレベルとなる。ＯＦＦ端子電圧がＬレベルに維持されると、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を導通状態に制御するので、スイッチング素子７はスイッチング動作を継続し（図１５（ｃ））、図１１の接続点Ｐ３の電圧ＶａはＶｏに保持される（図１５（ｂ））。
　次に、出力端子１６と負荷機器４００が非接続状態となりオフモードに移行する期間（図１５（Ｂ）と（Ｃ）の期間）について説明する。
　出力端子１６が負荷機器４００と非接続状態になると、出力端子１６間の容量は寄生容量Ｃｌのみになる。
　スイッチング素子２０４が導通すると、二次側電流Ｉｓは出力端子１６間の寄生容量Ｃｌのみを充電する。寄生容量Ｃｌが充電されて上昇する電圧ΔＶｏは負荷機器４００が接続されていたときと比べて、立ち上がりが急になるので、図１１の接続点Ｐ１の電圧Ｖｐの立ち下がりも急と成る。
　その結果一定期間だけ、電圧Ｖｐがコンパレータ２４３の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低くなる。電圧Ｖｐがコンパレータ２４３の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低くなるとコンパレータ２４３の出力はＨレベルとなる。コンパレータ２４３の出力はＨレベルになると、コンパレータ２４３の出力からダイオード２４２を介して電流が流れ、コンデンサ２４０が充電される。
　コンデンサ２４０が充電されて、ＯＦＦ端子の電圧が、オフモード検出器１０３の基準電圧Ｖｒｅｆ１をよりも大きくなると、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を非導通状態にし、スイッチング素子７のスイッチング動作を停止するように制御する。その結果、スイッチング電源装置の消費電力が削減される。
　次に、出力端子１６と負荷機器４００が接続状態となりオフモードから復帰する期間（図１５（Ｄ）と（Ｅ）の期間）について説明する。
　出力端子１６に負荷機器４００が接続されると、出力端子１６間の容量値は容量（Ｃｌ＋Ｃｐｃ）となる。
　スイッチング素子２０４が導通すると、二次側電流Ｉｓは容量（Ｃｌ＋Ｃｐｃ）を充電するので、二次側電流Ｉｓで充電されて上昇する電圧をΔＶｏの立ち上がりは緩やかになり、図１１の接続点Ｐ１の電圧Ｖｐの電圧の立ち下がりも緩やかとなる。その結果、電圧Ｖｐはコンパレータ２４３の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなり、コンパレータ２４３の出力はＬレベルとなる。
　コンパレータ２４３の出力はＬレベルとなると、コンデンサ２４０はコンパレータ２４３から充電されなくなるので、コンデンサ２４０の電荷は、抵抗２４１を介して放電されＯＦＦ端子電圧はＬレベルに維持される。
　その結果、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を導通状態に制御するので、スイッチング素子７はスイッチング動作を開始するように制御する。
　また、抵抗２０５は出力端子１６と負荷機器４００の接続状態を精度よく検出するための調整部品の役割を果たす。抵抗２０５の抵抗値を調整することで寄生容量Ｃｌ、負荷機器の容量性インピーダンス素子を充電する速度を調整することができる。これより、スイッチング電源装置と負荷機器の接続状態であるか、非接続状態であるかの差をより明確に検出することができる。
　このように、本実施の形態のスイッチング電源装置は、スイッチング電源装置と負荷機器が非接続状態の時にはスイッチング電源装置のスイッチング動作を停止させ消費電力を大きく削減し、さらに負荷機器に備えられた容量の容量値が小さい場合であっても、機器接続状態検出回路２００Ｂに備えられた抵抗２０５を調整することで、出力端子１６と負荷機器４００の接続状態を検出することができ、スイッチング電源装置のオフモード制御を行うことができる。
　また、実施の形態２の変形例１で説明する図１８の構成例と比べ、機器接続状態検出回路２００Ｂが入出力変換回路３００から出力される電圧の影響を受けないために、より高精度に負荷機器４００の接続、非接続状態を検出することができる。
　負荷機器４００は、例えばノートパソコンであり、ノートパソコンには通常、電磁波ノイズ対策として数千ｐＦ～数μＦ程度のコンデンサがノートパソコンの入力端子近傍に供えられている。このコンデンサを利用することで、部品を追加することなく負荷機器とスイッチング電源の接続状態を検出することができる。
　なお、容量性インピーダンス素子４９０は図５Ｃだけでなく、図５Ｄ、図５Ｅの構成でもよく、また各構成の組み合わせでもよい。
　（実施の形態２の変形例１）
　実施の形態２の変形例１に係るスイッチング電源装置は、実施の形態２と比較して、機器接続状態検出回路２００Ｃの構成が異なる。
　図１６は、実施の形態２の変形例１に係るスイッチング電源装置における一例を示したものである。
　以下では、図１１に示す実施の形態２のスイッチング電源装置と同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、実施の形態２と異なる点を中心に動作を説明する。
　機器接続状態検出回路２００Ｃは機器接続状態検出回路２００Ｂと比較して、伝達回路２０８が備えられている点が異なる。
　伝達回路２０８は、ダイオード１５を介して流れる負荷電流がトランス２０２へ逆流することを防止する整流機能を有する。
　伝達回路２０８は例えば、図１７Ａの伝達回路２０８Ａのようにコンデンサ２５０で構成される。
　コンデンサ２５０はトランス２０２Ｂの二次巻線２１１ｂのドット側端子に接続され、もう一端は負荷機器接続端子５を介して、ダイオード１５のカソード端子に接続されている。
　図１６における実施の形態２の変形例１のスイッチング電源装置の動作は図１５のタイミングチャートと同様であるので、図１５を用いて動作の説明をする。
　出力端子１６が負荷機器４００と接続状態の期間について説明する（図１５（Ａ）の期間）。
　スイッチング素子２０４が導通状態となると、二次側電流Ｉｓが二次巻線２１１ｂを介して流れる。二次側電流Ｉｓはパルス電流であるので交流電流と見なすことができる。コンデンサ２５０は交流電流を通す機能を有するので、二次側電流Ｉｓはコンデンサ２５０を介して流れ、容量（Ｃｌ＋Ｃｐｃ）を充電する。このとき、コンデンサ２５０の容量値は容量（Ｃｌ＋Ｃｐｃ）と同程度以上であればよい。
　二次側電流Ｉｓは容量（Ｃｌ＋Ｃｐｃ）を充電するので、図１６の接続点Ｐ１の電圧降下ΔＶｏは緩やかになり（図１５（ｅ））、機器接続状態検出回路２００Ｃは出力端子１６と負荷機器４００が接続状態であると検出する。
　出力端子１６が負荷機器４００と非接続状態の期間について説明する。
　スイッチング素子２０４が導通状態となると、二次側電流Ｉｓはコンデンサ２５０を介して、寄生容量Ｃｌを充電するので、図１６の接続点Ｐ１の電圧降下ΔＶｏは急になり、機器接続状態検出回路２００Ｃが出力端子１６と負荷機器４００が非接続状態であると検出する。
　次に、負荷機器４００の入力端子にトランス２０２Ｂの二次巻線２１１ｂ間に発生する二次側電圧Ｖｓよりも高い電圧Ｖｐｏが残っている時に、出力端子１６が負荷機器４００と非接続状態から接続状態に移行する期間について説明する（図１５（Ｂ）の期間）。
　出力端子１６と負荷機器４００が接続されると、コンデンサ２５０の負荷機器接続端子５に接続されている一端には電圧Ｖｐｏが印加されるが、コンデンサ２５０は直流電流を通さないので、負荷機器４００の入力端子から、コンデンサ２５０を介して二次巻線２１１ｂに逆電流が流れることはない。二次側電流Ｉｓは交流成分であるためコンデンサ２５０を介して容量（Ｃｌ＋Ｃｐｃ）に流れるので、図１６の接続点Ｐ１の電圧降下ΔＶｏは緩やかになり、機器接続状態検出回路２００Ｃは出力端子１６と負荷機器４００が接続状態であると検出する。
　本構成によれば、負荷機器４００の入力端子１９に二次巻線２１１ｂに発生する電圧よりも高い電圧が残った状態で、出力端子１６と負荷機器４００が接続されても、接続状態を確実に検出することができる。
　なお、伝達回路２０８は、例えば、図１７Ｂの伝達回路２０８Ｂのようにダイオード２５１で構成されてもよい。
　また、伝達回路２０８があれば、図１８のようにトランス２０２Ｂの二次巻線２１１ｂのドット側端子が出力端子１６のもう一端に接続されている構成でも同様の効果を得ることができる。
　（実施の形態２の変形例２）
　実施の形態２の変形例２に係るスイッチング電源装置は、実施の形態２と比較して、負荷機器４００の構成が異なる。
　以下では、図１１に示す実施の形態２のスイッチング電源装置と同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、実施の形態２と異なる点を中心に動作を説明する。
　図１９は、負荷機器４００Ｃの一例を示したもので、入力端子１９と容量性インピーダンス素子５００と接続回路５１０で構成される。
　容量性インピーダンス素子５００は図５Ｃ～図５Ｅ、またはそれを組み合わせた回路構成でよい。
　接続回路５１０は、例えば図２０の接続回路５１０Ａのように、コンデンサ４１４、抵抗４１５、ＮｃｈＭＯＳ４１６、ＮＰＮトランジスタ４１７で構成される。
　コンデンサ４１４の容量値は容量性インピーダンス素子５００の容量値に比べ十分小さい、例えば数十ｐＦであることが望ましい。
　以下、接続回路５１０Ａの動作について説明する。
　出力端子１６と入力端子１９が接続状態の時、二次側電流Ｉｓは入力端子１９を介して容量性インピーダンス素子５００に流れる。容量性インピーダンス素子５００はコンデンサとみなせるので、交流電流成分の二次側電流Ｉｓは容量性インピーダンス素子５００を通過し、さらに二次側電流Ｉｓの一部はコンデンサ４１４を通過してＮＰＮトランジスタ４１７のベース端子へ流れる。二次側電流Ｉｓの一部がＮＰＮトランジスタ４１７のベース端子に流れると、ＮＰＮトランジスタ４１７は瞬時に導通状態となり、二次側電流ＩｓはＮＰＮトランジスタ４１７を流れる。このとき二次側電流Ｉｓの一部は抵抗４１５を介してＮＰＮトランジスタ４１７のベースに流れるのでＮＰＮトランジスタ４１７は導通状態を継続する。その結果、容量性インピーダンス素子５００は入力端子１９間に接続されていると見なすことができるので、スイッチング電源装置は図１５（Ａ）の期間と同様の挙動となる。
　スイッング電源装置オフ信号ＶｐｃがＮｃｈＭＯＳ４１６のゲートに入力されて、ＮｃｈＭＯＳ４１６が導通状態になると、ＮＰＮトランジスタ４１７は非導通状態となり、コンデンサ４１４の一端が入力端子１９の一端に接続されていると見なすことができる。
　その結果、容量性インピーダンス素子５００とコンデンサ４１４が直列に接続されていると見なせる。このとき、容量性インピーダンス素子５００とコンデンサ４１４の合成容量値は、コンデンサ４１４の容量値を容量性インピーダンス素子５００よりも十分小さく設定してあるので、コンデンサ４１４に近い値となる。
　コンデンサ４１４は出力端子１６の寄生容量Ｃｌと容量性インピーダンス素子５００の容量値Ｃｐｃよりも十分小さいので、出力端子１６と入力端子１９が接続状態であっても、機器接続状態検出回路２００Ｂは非接続状態と検出し、スイッチング制御回路１００はオフモードスイッチ１０５を遮断状態に制御するので、スイッチング素子７はスイッチング動作を停止し、スイッチング電源装置の消費電力が削減される。
　本構成によれば実施の形態１の変形例２と同様に「ピークシフト」に応用することができる。
　本開示のスイッチング電源装置は、スイッチング電源装置と負荷機器が非接続状態の時にはスイッチング電源装置のスイッチング動作を停止させ消費電力をさらに削減し、負荷機器の入力端子近傍に備えられた容量値が小さい場合でも、スイッチング電源装置と負荷機器の接続状態を検出することができる。
　１　商用電源
　２　入力フィルタ回路
　３　入力整流回路
　４　入力平滑回路
　５　負荷機器接続端子
　６，２０５，２０６，２３１，２３２，２３３，２３４，２３５，２３６，２４１，４１５，４５１，４５４，４５６，４５８，４５９，４８３　抵抗
　７，２０４　スイッチング素子
　１５，１８，２４２，２５１，３０２　ダイオード（整流回路）
　１６　出力端子
　８，１７，２０７，２３９，２４０，２５０，４１４，４５２，４５３，４５７，４８２　コンデンサ（容量、容量素子）
　１９　入力端子
　１００　スイッチング制御回路
　１０１　パルス幅制御回路
　１０２　駆動回路
　１０３　オフモード検出器
　１０４，２４４　基準電圧源
　１０５　オフモードスイッチ
　１０６　レギュレータ
　２００Ａ，２００Ｂ，２００Ｃ　機器接続状態検出回路
　２０１，２０１Ａ，２１２，２１２Ａ　波形検出回路
　２０２，２０２Ａ，２０２Ｂ，３０１　トランス
　２０３，２０３Ａ　パルス発生器
　２０８，２０８Ａ，２０８Ｂ　伝達回路
　２０９，４８１　ツェナーダイオード
　２１０ａ，２１１ａ，３０１ａ　一次巻線
　２１０ｂ，２１１ｂ，３０１ｂ　二次巻線
　２３７　オペアンプ
　２３８　電圧比較器
　２４３　コンパレータ
　３００　入出力変換回路
　３０３　平滑コンデンサ
　４００，４００Ａ，４００Ｂ，４００Ｃ，４００Ｄ　負荷機器
　４１６　ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
　４１７　ＮＰＮトランジスタ
　４５０，４５０Ａ，４５０Ｂ，４５０Ｃ，４５０Ｄ，４５０Ｅ，４７０　放電回路
　４６０　電源アダプタ接続検出回路
　４８０，４８０Ａ，５１０，５１０Ａ　接続回路
　４９０，５００　容量性インピーダンス素子

Claims (11)

  1. 　入力電圧が供給される第一のスイッチング素子と、
    　負荷機器の入力端子と装脱着可能な出力端子と、
    　前記第一のスイッチング素子によりスイッチングされた前記入力電圧を出力電圧に変換し、前記出力端子に出力する入出力変換回路と、
    　前記第一のスイッチング素子のスイッチング動作を制御し、ＯＦＦ端子に入力される信号に応じてスイッチング動作を停止するオフモードを有するスイッチング制御回路とを備えるスイッチング電源装置において、
    　前記入出力変換回路と前記出力端子との間に接続された第一の整流回路と、
    　前記出力端子に接続された第二の整流回路と、
    　前記第二の整流回路に二次巻線のドット側端子が接続されたフライバック型トランスと、
    　前記フライバック型トランスの一次巻線のドット側端子に接続された第二のスイッチング素子と、
    　前記第二のスイッチング素子のゲート端子にパルス信号を供給するパルス発生器と、
    　前記フライバック型トランスの一次巻線のドット側端子と前記第二のスイッチング素子との接続点である第一の接続点に接続され、前記第一の接続点の電圧、または電流を検出し、検出信号を前記ＯＦＦ端子に出力する波形検出回路と、
    　前記出力端子と第二の整流回路との接続点に接続され、前記第二のスイッチング素子の一回のスイッチングにより前記フライバック型トランスの二次巻線から出力されるエネルギーを蓄積する容量素子とを有し、
    　前記出力端子への、前記入力端子に放電回路が接続された前記負荷機器の入力端子の装脱着による、前記第一の接続点の電圧値差、または電流値差を前記波形検出回路が検出できるように前記容量素子の容量値が設定されていることを特徴とする、スイッチング電源装置。
  2. 　前記出力端子は、前記出力電圧の基準となるＧＮＤ電圧を出力するＧＮＤ端子を有し、
    　前記フライバック型トランスの二次巻線の非ドット側端子が、前記ＧＮＤ端子に接続されている、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記フライバック型トランスの二次巻線の非ドット側端子が、前記入出力変換回路と前記第一の整流回路との接続点に接続されている、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記放電回路は、前記負荷機器が入力端子近傍に有する電源アダプタ接続検出用抵抗である、請求項１から３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記入力端子と前記放電回路との間に接続回路を有し、
    　前記負荷機器で生成されるスイッチング電源装置オフ信号により、前記接続回路が前記入力端子と前記放電回路とを切断すると前記オフモードとなる、請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  6. 　入力電圧が供給される第一のスイッチング素子と、
    　負荷機器の入力端子と装脱着可能な出力端子と、
    　前記第一のスイッチング素子によりスイッチングされた前記入力電圧を出力電圧に変換し、前記出力端子に出力する入出力変換回路と、
    　前記第一のスイッチング素子のスイッチング動作を制御し、ＯＦＦ端子に入力される信号に応じてスイッチング動作を停止するオフモードを有するスイッチング制御回路とを備えるスイッチング電源装置において、
    　前記入出力変換回路と前記出力端子との間に接続された第一の整流回路と、
    　前記出力端子に二次巻線のドット側端子が接続されたフォワード型トランスと、
    　前記フォワード型トランスの一次巻線の非ドット側端子に接続された抵抗素子と、
    　前記抵抗素子に接続された第二のスイッチング素子と、
    　前記第二のスイッチング素子のゲート端子にパルス信号を供給するパルス発生器と、
    　前記フォワード型トランスの一次巻線の非ドット側端子と前記抵抗素子との接続点である第一の接続点に接続され、前記第一の接続点の電圧、または電流を検出し、検出信号を前記ＯＦＦ端子に出力する波形検出回路とを有し、
    　前記出力端子への、前記入力端子に容量性インピーダンス素子が接続された前記負荷機器の入力端子の装脱着による、前記第一の接続点の電圧値差、または電流値差を前記波形検出回路が検出できるように前記抵抗素子の抵抗値が設定されていることを特徴とする、スイッチング電源装置。
  7. 　前記フォワード型トランスの二次巻線の非ドット側端子が、前記入出力変換回路と前記第一の整流回路との接続点に接続されている、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記出力端子と前記フォワード型トランスの二次巻線のドット側端子の間に整流機能を有する伝達回路を有し、
    　前記出力端子は、前記出力電圧の基準となるＧＮＤ電圧を出力するＧＮＤ端子を有し、
    　前記フォワード型トランスの二次巻線の非ドット側端子が、前記ＧＮＤ端子に接続されている、請求項６記載のスイッチング電源装置。
  9. 　前記伝達回路は容量である、請求項８に記載のスイッチング電源装置。
  10. 　前記容量性インピーダンスは前記負荷機器が入力端子近傍に有するノイズ対策用容量である、請求項６から８のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  11. 　前記入力端子と前記容量性インピーダンス素子との間に接続回路を有し、
    　前記負荷機器で生成されるスイッチング電源装置オフ信号により、前記接続回路が前記入力端子と前記容量性インピーダンスとを切断すると、前記オフモードとなる、請求項６から８のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
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