WO2016042886A1 - マイクロ波センサ及びマイクロ波測定方法 - Google Patents

マイクロ波センサ及びマイクロ波測定方法 Download PDF

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WO2016042886A1
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optical
microwave
waveguide
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石橋　忠夫
伊藤　弘樹
清水　誠
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Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社
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    • G01R29/08—Measuring electromagnetic field characteristics
    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02F—OPTICAL DEVICES OR ARRANGEMENTS FOR THE CONTROL OF LIGHT BY MODIFICATION OF THE OPTICAL PROPERTIES OF THE MEDIA OF THE ELEMENTS INVOLVED THEREIN; NON-LINEAR OPTICS; FREQUENCY-CHANGING OF LIGHT; OPTICAL LOGIC ELEMENTS; OPTICAL ANALOGUE/DIGITAL CONVERTERS
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    • G02F1/015—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  based on semiconductor elements having potential barriers, e.g. having a PN or PIN junction
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    • G02—OPTICS
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    • G02F1/025—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  based on semiconductor elements having potential barriers, e.g. having a PN or PIN junction in an optical waveguide structure

Definitions

  • the present invention relates to a parasitic microwave sensor using an optical signal obtained by modulating light with a microwave, and a method for measuring the microwave.
  • the microwave is a radio wave having a frequency of 300 MHz to 300 GHz, and is a name including a millimeter wave, a centimeter wave, and an ultrashort wave.
  • EMC Electro-Magnetic Compatibility
  • radio wave propagation measurement of various microwave / millimeter-wave devices and systems there is a measurement technique that combines optical fiber and optoelectronic devices, and modulates and transmits light by microwave / millimeter wave. It is attracting attention as a new technology. By replacing coaxial cables and metal waveguides with optical fibers, the disturbance to the radio wave environment can be reduced and more accurate measurements can be made. This is because measurement is possible.
  • OE opto-electric
  • EO electro-optical
  • Reference 2 reports that good microwave reception can be realized by operating a zero-bias operation of an electro-absorption modulator (EAM) manufactured by a semiconductor as an EO conversion device.
  • the EAM used here has a reflective configuration, and sends a continuous optical signal to the EAM module, returns the optical signal modulated by the microwave as reflected light, and re-converts it into microwave by the photodiode. To do.
  • the power level to be observed is usually relatively low, so normally it operates with a low degree of EAM light modulation.
  • the return optical signal is almost composed of a direct current component.
  • the OE conversion from an optical signal to a microwave is performed using a photodiode, there is a problem that the SN ratio is degraded due to current shot noise that depends on the direct current component of the optical power.
  • Patent Document 1 proposes “a technique using an interference signal between a microwave-modulated optical signal and a continuous light having an anti-phase controlled phase”. As shown in FIG. 7, continuous light emitted from the laser light source (41) is divided by a 3 dB optical coupler (43), and one continuous light is passed through an optical circulator (45) to an electroabsorption optical modulator (EAM) ( 44A-44G), and the optical signal modulated with the microwave by EO is returned to the optical transmission side as reflected light.
  • EAM electroabsorption optical modulator
  • the optical signal that has passed through the optical circulator is caused to interfere with the original laser beam by the 3 dB optical coupler (48), re-OE converted to a microwave signal by the photodiode (49), and then amplified by the electric amplifier (50).
  • the optical phase and intensity of the continuous light having the opposite phase are adjusted using the optical phase adjuster (36) and the optical attenuator (47).
  • the spectral intensity (carrier light component) of the optical center frequency of the optical modulation signal which is a DC component, is suppressed, and the modulation component becomes the main light reception signal of the photodiode (49).
  • the reception current level of (49) is greatly reduced.
  • the signal intensity of the modulation component is not affected by interference and is only a 3 dB decrease in the optical coupler (48), so that the light intensity is relatively higher than the carrier light component. For this reason, the S / N ratio when the modulation component is converted into an electric signal by the photodiode (49) is improved, and microwaves with higher accuracy and a wider dynamic range can be observed.
  • the microwave observation (EO conversion) site (52) and the signal processing (OE conversion) site (53) are connected by an optical fiber transmission line (51). ing.
  • the microwave-modulated optical signal is subject to disturbances due to chromatic dispersion and polarization mode dispersion due to the effects of vibration and temperature fluctuation, and stable interference operation cannot always be performed.
  • the measurement system must be complicated.
  • a microwave / millimeter-wave sensor that operates in a non-powered state can be configured with higher accuracy.
  • photoelectric reconversion with the spectral intensity of the center frequency of the microwave modulated optical signal suppressed has a great effect on the improvement of the SN ratio.
  • Such “photoelectric reconversion” can be realized by performing an interference operation between a continuous optical signal and a microwave modulated optical signal divided from the same semiconductor laser.
  • a stable interference operation cannot always be performed due to the influence of vibration and temperature fluctuation. This is a serious problem particularly when the microwave observation site and the photoelectric conversion site are connected by a long optical fiber transmission line.
  • the present invention has an object to provide a microwave sensor and a microwave measurement method that can perform measurement with high accuracy and a wide dynamic range and are not easily affected by vibration, temperature fluctuation, and the like. To do.
  • an antenna site is used by using a monolithic EO chip instead of an OE conversion site as shown in FIG. It was decided to improve stability. Furthermore, the present invention enables optimization of DC component removal by adjusting a variable resistor connected in series with the EAM.
  • the microwave sensor according to the present invention is: Branching means for branching the carrier light from one light source into two parts; Two light modulating means for modulating at least one of the carrier light branched by the branching means with an electrical signal and outputting output light having different average light intensities; Interference means for combining and interfering with the output light from the two light modulation means output by the light modulation means, and outputting interference light with reduced carrier light components; Are provided on the same substrate.
  • This microwave sensor removes the DC component of the microwave modulated optical signal by causing interference on one substrate instead of transmitting the optical signal modulated by the observed microwave as it is through the optical fiber. Since the DC component is removed, measurement with high accuracy and a wide dynamic range can be performed, and the microwave-modulated optical signal is not transmitted through the optical fiber, so that it is not easily affected by vibration and temperature fluctuation.
  • the present invention can provide a microwave sensor that can perform measurement with high accuracy and a wide dynamic range, and is not easily affected by vibrations and temperature fluctuations.
  • the light modulation means of the microwave sensor according to the present invention is a waveguide type electroabsorption optical modulator having a cathode grounded, The anode of each of the waveguide type electroabsorption optical modulators is grounded through a resistor, At least one of the resistors is a variable resistor that adjusts an average light intensity of output light output from the modulation unit, An electrical signal input port to which the electrical signal is input is connected between an anode of at least one waveguide-type electroabsorption optical modulator and the resistor.
  • the light modulation means of the microwave sensor according to the present invention includes a reflector that reflects light from the waveguide-type electroabsorption optical modulator and inputs the light again to the waveguide-type electroabsorption optical modulator.
  • the branching unit and the interference unit are the same optical coupler. Microwave sensors can be reduced in size and parts can be saved.
  • a microwave measurement method is a microwave measurement method in the microwave sensor, A carrier light input step for inputting carrier light from the light source to the branching means; An electric signal input step of inputting the electric signal to the electric signal input port; A photoelectric conversion step of receiving the interference light output from the interference means with a light receiver and converting it into an electrical signal; An adjustment step of adjusting the variable resistor so that the frequency of the electrical signal converted in the photoelectric conversion step is equal to the frequency of the electrical signal input in the electrical signal input step; Is provided.
  • the optimization of DC component removal is variable to maximize the main signal intensity and minimize the average current in the range where the second harmonic of the main signal is not included in the electrical signal obtained by OE conversion of the light interfered by the interference means. This can be achieved by adjusting the resistor.
  • the present invention can provide a microwave sensor and a microwave measurement method that can perform measurement with high accuracy and a wide dynamic range and are not easily affected by vibration, temperature fluctuation, and the like.
  • FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a microwave sensor (301) of the present embodiment.
  • the microwave sensor (301) Branching means for branching the carrier light from one light source into two parts;
  • Two light modulating means for modulating at least one of the carrier light branched by the branching means with an electrical signal and outputting output light having different average light intensities;
  • Interference means for combining and interfering with the output light from the two light modulation means output by the light modulation means, and outputting interference light with reduced carrier light components; Are provided on the same substrate.
  • the light modulation means is a waveguide type electroabsorption optical modulator with a cathode grounded, The anode of each waveguide-type electroabsorption optical modulator is grounded through a resistor and an inductor, At least one of the resistors is a variable resistor that adjusts an average light intensity of output light output from the modulation unit, An electrical signal input port to which the electrical signal is input is connected between the anode of at least one waveguide-type electroabsorption optical modulator and the resistor / inductor circuit.
  • the microwave sensor (301) includes an electro-optical conversion chip substrate and an external circuit.
  • the electro-optic conversion chip substrate (12) includes an optical input port (1), an input optical waveguide (2), a 2 ⁇ 2 MMI (Multi-Mode Interferometer) optical coupler (3), a branched optical waveguide (4A to 4F), and a waveguide.
  • Electro-absorption modulator (EAM) (5A, 5B), electrical signal input port (6A, 6B), 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (7), output optical waveguide (8), and optical signal output port (9) are formed. Is done. Then, variable resistors (10A, 10B) and inductors (11A, 11B) are connected in series as external circuits to the electric signal input ports (6A, 6B), respectively.
  • the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (3) corresponds to the branching means, and includes an electric signal input port (6A, 6B), a variable resistor (10A, 10B), an inductor (11A, 11B), and a waveguide type EAM (5A, 5B). ) Corresponds to the light modulation means, and the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (7) corresponds to the interference means.
  • Input optical waveguide (2), 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (3, 7), branch optical waveguide (4A to 4F), waveguide type EAM (5A, 5B), electric signal input port (6A, 6B), output optical waveguide (8) is monolithically integrated on the electro-optic conversion chip substrate (12), and the variable resistors (10A, 10B) and the inductors (11A, 11B) are electrically connected to the outside of the chip.
  • the manufacturing method of this microwave sensor is not different from the manufacturing method of a 1.5 ⁇ m band optical communication transmission device.
  • it can be easily manufactured by using the DFB laser / electroabsorption modulator integrated device technology for 10 Gb / s. Is possible.
  • the waveguide type EAM (5A, 5B) typically has a double hetero pin type diode structure, and light absorption increases as the reverse bias voltage is increased. It has been found that it is possible to operate with zero bias by adjusting the structure of the core layer of the waveguide according to the wavelength of light used.
  • Each of the waveguide type EAMs has a cathode grounded, and an inductor (11A, 11B) and a variable resistor (10A, 10B) connected in series to function as a “bias circuit”.
  • each waveguide type EAM In a state where no light is introduced, each waveguide type EAM is zero bias (a state where no voltage is applied).
  • each waveguide type EAM When light is introduced, each waveguide type EAM generates a photocurrent associated with light absorption, and this photocurrent flows to cause a voltage drop in the variable resistor. For this reason, the bias voltage of each waveguide type EAM is shifted to the forward bias side by the voltage drop. This forward bias shift lowers the optical absorptance of the waveguide type EAM (increases the transmitted light intensity), so that the transmitted light intensity with respect to a certain light input can be adjusted by changing the resistance value.
  • a bias circuit including an inductor and a variable resistor has a variable resistor (10A, 10B) value in terms of DC and a high impedance in terms of RF. Therefore, the high frequency impedance viewed from the electric signal input ports (6A, 6B) is equal to the impedance of the waveguide type EAM.
  • This microwave measurement method A carrier light input step for inputting carrier light from a light source to the branching means; An electric signal input step for inputting an electric signal to the electric signal input port; A photoelectric conversion step of receiving the interference light output from the interference means with a light receiver and converting it into an electrical signal; An adjustment step of adjusting the variable resistor so that the frequency of the electrical signal converted in the photoelectric conversion step is equal to the frequency of the electrical signal input in the electrical signal input step; Is provided.
  • Carrier light input step Carrier light is introduced into the optical input port (1) from an external laser or the like (not shown).
  • the carrier light introduced from the optical input port (1) passes through the input optical waveguide (2), and its power is divided into two by the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (3) and passes through the branched optical waveguides (4A, 4B).
  • the waveguide type EAM (5A, 5B) is reached.
  • the received microwave electrical signal is input to the electrical signal input ports (6A, 6B).
  • the carrier light is intensity-modulated by the waveguide type EAM (5A, 5B), and is output to the branched optical waveguides (4C, 4F).
  • Both optical signals interfere with each other at the ⁇ 2 MMI optical coupler (7).
  • the optical phase is output in the same phase to the branch optical waveguide (4E), and the optical phase is output in the opposite phase to the branch optical waveguide (4F).
  • This interference state is a characteristic common to 2 ⁇ 2 type or directional coupler type optical couplers, and is derived from the fact that the phase of the two optical signals at the coupler output is 90 °.
  • the optical absorption state is changed by changing the bias voltage of the EAM, and each optical electric field amplitude input to the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (7). Can be changed.
  • the optical electric field amplitude one of the values of the variable resistors (10A, 10B) may be adjusted.
  • the adjustment method will be explained more specifically.
  • the antiphase interference light (branched optical waveguide (4F)) output from the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (7) has both the optical intensity modulation phase and the optical phase opposite to each other.
  • the optical signal is inverted in phase.
  • this optical signal is subjected to OE conversion, its frequency becomes twice that of the electrical signal (as will be described in detail later).
  • each optical electric field amplitude input to the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (7) is adjusted so that the phase inversion of the optical phase does not occur after the interference, it is output from the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (7).
  • the optical electric field amplitude of the interference light becomes the frequency of the electric signal input to the electric signal input ports (6A, 6B).
  • the variable resistor (10A) or the variable resistor is used so that the optical electric field amplitude of the interference light output from the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (7) becomes the frequency of the electric signal input to the electric signal input ports (6A, 6B).
  • the resistor (10B) is changed to adjust the light absorption state.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the microwave sensor (302) of the present embodiment.
  • the light modulation means reflects the light from the waveguide-type electroabsorption optical modulator so that the waveguide-type electroabsorption optical modulation is performed.
  • a reflector for inputting the light again into the filter, wherein the branching means and the interference means are the same optical coupler.
  • the microwave sensor (302) is an example of the simplest form.
  • the microwave sensor (302) eliminates the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (7) of the microwave sensor (301) of FIG. 1, and performs a power branch of the continuous laser beam (carrier wave) and an interference operation of the microwave modulated optical signal.
  • Two 2 ⁇ 2 MMI optical couplers (23) are used.
  • An electric signal input port (26) is disposed in one waveguide EAM, and the other is not input (DC fixed). Of course, it is needless to say that an electric signal may be input to both EAMs as in the first embodiment.
  • the microwave sensor (302) includes an electro-optical conversion chip substrate and an external circuit.
  • the electro-optic conversion chip substrate (29) includes an optical input / output port (21), an input / output optical waveguide (22), a 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (23), a branched optical waveguide (24A to 24D), and a waveguide type EAM (25A). 25B), an electrical signal input port (26) is formed.
  • a variable resistor (27A) and an inductor (28) are connected in series as an external circuit to the electric signal input port (26A).
  • a variable resistor (27B) is connected to the electrical signal input port (26B) as an external circuit.
  • end faces (40A, 40B) are used as the reflector will be described, but a mirror may be disposed on the end faces (40A, 40B). Each of these functions is the same as that described in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the state of light in each part of the microwave sensor (302).
  • An electric signal obtained by converting the microwave (frequency f m ) into electricity is input from the electric signal input port (26).
  • Carrier light (CW light) is input from the optical input / output port 21.
  • One carrier light ( ⁇ / 2 phase lag) branched by the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (23) is modulated by this electrical signal (frequency f m ) by the waveguide type EAM (25A).
  • the modulated optical signal is reflected, for example, in the same optical phase state at the end surface (40A) opposite to the optical input / output port 21 of the electro-optic conversion chip substrate (29), and again, the waveguide type EAM ( 25A).
  • the other carrier light (no phase delay) branched by the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (23) passes through the waveguide EAM (25B). Then, the carrier light is reflected, for example, in the same optical phase state at the end surface (40B) opposite to the light input / output port (21) of the electro-optic conversion chip substrate (29), and again, the waveguide type EAM ( 25B).
  • the ⁇ / 2 phase lag optical signal from the waveguide type EAM (25A) is further ⁇ / 2 phase lag, and the carrier light has no phase lag from the waveguide type EAM (25B).
  • the optical input / output port (21) That is, from the optical input / output port (21), the light is superimposed in reverse phase, and an optical signal with less DC light portion is output.
  • the carrier light having no phase delay from the waveguide type EAM (25B) is ⁇ / 2 phase delay, and the light having a ⁇ / 2 phase delay from the waveguide type EAM (25A).
  • the signal is multiplexed and output to the optical port (41). That is, the optical port (41) outputs an optical signal in which light is superimposed in the same phase.
  • the waveguide type EAM (25B) continuous light
  • the light from the waveguide type EAM (25A) microwave modulated optical signal
  • the average optical amplitude is equal, 2 ⁇ 2 MMI light
  • the frequency difference of the optical spectrum is 2f m
  • the frequency of the electrical signal after re-OE conversion is twice the frequency of the microwave (FIG. 4 (A), FIG. 5 (A)).
  • variable resistor (27A or 27B) is adjusted so that the average optical amplitudes of both are different as shown in FIGS. 4B and 5B, interference occurs with the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (23).
  • the center signal wavelength component remains in the later signal, and the frequency of the electric signal after the re-OE conversion becomes equal to the frequency of the microwave (FIGS. 4B and 5B).
  • the resistance value of the variable resistor (27A) is set smaller than that of the variable resistor (27B), and the optical phase is inverted so that the optical amplitude of the phase-inverted continuous light becomes relatively large. It is also possible not to have it.
  • the microwave sensor (302) In the microwave sensor (302), light reciprocates through the waveguide type EAM (25A, 25B). Therefore, the length of the waveguide type EAM (25A, 25B) for obtaining the same light absorption state as that of the waveguide type EAM (5A, 5B) of the microwave sensor (301) of FIG. When taking, it may be 1/2 of the length of the waveguide type EAM (5A, 5B).
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the microwave sensor (303) of the present embodiment.
  • the microwave sensor (303) the waveguide type EAM of the microwave sensor (302) in FIG.
  • the microwave sensor (303) includes an electro-optical conversion chip substrate and an external circuit.
  • the electro-optic conversion chip substrate (39) includes an optical input / output port (31), an input / output optical waveguide (32), a 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (33), a branched optical waveguide (34A to 34D), and a waveguide type EAM (35A).
  • 35B) and electrical signal input ports (36A, 36B) are formed.
  • variable resistors (37A, 37B) and inductors (38A, 38B) are connected in series as external circuits to the electric signal input ports (36A, 36B), respectively.
  • end faces (40A, 40B) are used as the reflector will be described, but a mirror may be disposed on the end faces (40A, 40B).
  • Each of these functions is the same as that described in the first embodiment.
  • the microwave input is introduced between both anode terminals of the waveguide-type EAM (35A, 35B) connected in series via a balanced transmission line (Balanced Transmission Line). Since the pn junctions of the waveguide type EAM (35A, 35B) are opposed to each other, a negative polarity voltage is applied to the other EAM while a positive polarity voltage is applied to the other EAM. Further, since the node between the two waveguide type EAMs (35A, 35B) is grounded, it is possible to set the operating point independently by adjusting the variable resistors (37A, 37B). is there.
  • the interference by the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (33) is performed with the same optical signal amplitude, the spectrum of the center optical frequency is reduced, and the frequency after the re-OE conversion is the microwave signal frequency. Doubled.
  • the intensity of the valley portion of the amplitude of one microwave modulated optical signal and the intensity of the peak portion of the amplitude of the other microwave modulated optical signal are:
  • the operating point of the waveguide type EAM (35A, 35B) is adjusted by the variable resistors (37A, 37B) so as to be the same.
  • the advantage of the microwave sensor (303) is that the amplitude of the microwave modulation component after interference is improved compared to the microwave sensor (302). That is, the drive voltage of each of the waveguide type EAM (35A, 35B) is 1 / ⁇ 2 times the same microwave input, but the electric field strength of the microwave modulated optical signal in the 2 ⁇ 2 MMI optical coupler (33). Since the superposition is doubled, the optical electric field amplitude of the microwave modulated component after interference is doubled, the optical signal power is doubled, and the signal current level after OE conversion by the photodiode is doubled. On the other hand, since the average optical signal power of the shot noise current is ⁇ 2 times, the SN ratio is eventually increased by 3 dB. Each magnification is based on the microwave sensor (302).
  • the present invention relates to a “feedless microwave sensor” that uses an optical signal modulated by a microwave, and is a more stable and improved SN ratio without being affected by vibration, temperature fluctuation, or the like. Provide a wave observation technique.
  • An absorption light modulator including a variable resistor connected in series to each of the waveguide-type electroabsorption light modulators as a component; Both ends of the series connection portion of the waveguide-type electroabsorption optical modulator and the variable resistor are each in a zero-bias state with respect to DC.
  • the continuous optical input divided by the 3 dB optical coupler is modulated by the waveguide type electroabsorption optical modulator, and the modulated optical signal is again converted into the first 2-input 2-output type 3 dB optical coupler, or the second A microwave sensor that extracts a signal, which is interfered by a 2-input 2-output 3 dB optical coupler, and whose spectrum intensity of an unmodulated optical signal component is suppressed, to an output port.
  • the present invention can more stably expand the dynamic range of a “microwave sensor” using an electroabsorption modulator (EAM).
  • EAM electroabsorption modulator
  • Optical input port 2 Input optical waveguides 3, 23, 33: 2 ⁇ 2 MMI optical couplers 4A-4F, 24A-24D, 34A-34D: Branch optical waveguides 5A, 5B, 25A, 25B, 35A, 35B: Waveguides Electroabsorption modulator (EAM) 6A, 6B, 26, 36A, 36B: Electrical signal input port 7: 2 ⁇ 2 MMI optical coupler 8: Output optical waveguide 9: Optical signal output port 10A, 10B, 27A, 27B, 37A, 37B: Variable resistors 11A, 11B 28, 38A, 38B: Inductors 12, 29, 39: Electro-optical conversion chip substrates 21, 31: Optical input / output ports 22, 32: Input / output optical waveguides 40A, 40B: End face 41: Optical ports 301, 302, 303: Microwave sensor

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Abstract

　精度が高くダイナミックレンジが広い計測ができ、振動や温度揺らぎなどの影響を受けにくいマイクロ波センサ及びマイクロ波測定方法を提供することを目的とする。　本発明に係るマイクロ波センサは、マイクロ波変調光信号のＤＣ成分（光中心周波数）の除去を行う際、図７のようにＯＥ変換サイトではなく、モノリシックＥＯチップを用いてアンテナサイトで行うことで安定性を改善することとした。さらに、本発明は、ＥＡＭに直列接続した可変抵抗を調節することで、ＤＣ成分除去の最適化を可能としている。

Description

マイクロ波センサ及びマイクロ波測定方法
　本発明は、光をマイクロ波で変調した光信号を利用する無給電型のマイクロ波センサ、及びそのマイクロ波測定方法に関するものである。
　マイクロ波とは周波数が３００ＭＨｚから３００ＧＨｚの電波であり、ミリ波、センチ波、及び極超短波を含む呼称である。
　様々なマイクロ波／ミリ波機器及びシステムのＥＭＣ（Ｅｌｅｃｔｒｏ－Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）計測や電波伝搬計測分野では、光ファイバと光電子デバイスを組み合わせ、光をマイクロ波／ミリ波で変調して送受信する計測手法が新技術として注目されている。同軸ケーブルや金属導波管を光ファイバで置き換えることにより、電波環境への擾乱を減らしてより高精度な計測ができることに加え、光ファイバの信号減衰ロスが小さいという特性を生かして、遠隔的な計測が可能となるからである。ここで、光ファイバを伝送ラインとするマイクロ波／ミリ波の送信と受信には、それぞれ、光電気（ＯＥ）変換デバイス（典型的にはフォトダイオード）と電気光（ＥＯ）変換デバイスが必要となるが、これらのデバイスは、電波環境への擾乱を避けるため、電気的な給電が不要な“無給電動作＝ゼロバイアス動作”であることが望ましい（例えば、非特許文献１及び２を参照。）。
　参考文献２には、半導体で製作される電界吸収光変調器（ＥＡＭ：Ｅｌｅｃｔｒｏ－Ａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ　Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）をＥＯ変換デバイスとしてゼロバイアス動作させることにより、良好なマイクロ波受信を実現できることが報告されている。ここで使われたＥＡＭは反射形の構成を取っており、連続光信号をＥＡＭモジュールに送り、マイクロ波で変調された光信号を反射光として戻し、それをフォトダイオードによりマイクロ波に再ＯＥ変換する。
　マイクロ波やミリ波を受信する際、通常、観測する電力レベルは比較的低いので、通常は、ＥＡＭの光変調度が小さい状態で動作する。その状態では、戻り光信号はほとんど直流成分からなる。光信号からフォトダイオードを用いてマイクロ波に再ＯＥ変換すると、光電力の直流成分に依存する電流ショット雑音のためにＳＮ比が劣化してしまう、という問題が生じる。
　この問題を解決する手法として、特許文献１には、「マイクロ波変調光信号と、位相を制御した逆位相の連続光との干渉信号を用いる手法」が提案されている。図７に示した様に、レーザ光源（４１）から出射された連続光を３ｄＢ光カプラ（４３）で分割、一方の連続光を光サーキュレータ（４５）を通して電界吸収形光変調器（ＥＡＭ）（４４Ａ－４４Ｇ）に送り、マイクロ波でＥＯ変調された光信号を反射光として光送信側に戻す。光サーキュレータを通過した光信号は、元のレーザ光と３ｄＢ光カプラ（４８）で干渉させ、フォトダイオード（４９）でマイクロ波信号に再ＯＥ変換、その後電気アンプ（５０）で増幅される。ここで、反射光信号の中心周波数（搬送光）成分を抑圧すべく、逆位相の連続光の光位相と強度を、光位相調整器（３６）及び光アテネータ（４７）を用いて調整する。結局、上記の信号干渉の結果、ＤＣ成分である光変調信号の光中心周波数のスペクトル強度（搬送光成分）が抑制されて変調成分がフォトダイオード（４９）の主たる受光信号となるので、フォトダイオード（４９）の受信電流レベルは大きく低減する。
　一方、変調成分の信号強度は、干渉の影響を受けず、光カプラ（４８）での３ｄＢの低下のみであるから搬送光成分に対して相対的に光強度が大きくなる。このため、変調成分をフォトダイオード（４９）で電気信号に変換した際のＳＮ比が改善され、より精度が高くダイナミックレンジが広いマイクロ波の観測が可能となる。
特願２０１３－１９９００９
鳥畑　成典　「導波路型電界センサの実用化と将来展望」，レーザー研究，２００５年６月，ｐｐ．　３８４－３８８． Ｓ．　Ｋｕｒｏｋａｗａ　ｅｔ　ａｌ．，　"Ａ　Ｎｏｖｅｌ　Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ　Ｍｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　Ｓｅｍｉ－ａｎｅｃｈｏｉｃ　Ｃｈａｍｂｅｒ　Ｕｓｉｎｇ　Ｚｅｒｏ　Ｂｉａｓｅｄ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｄｅｖｉｃｅｓ　ａｎｄ　Ｔｉｍｅ－ｄｏｍａｉｎ　Ａｎａｌｙｓｉｓ"，　２０１０　ＩＥＥＥ　Ｉｎｔ．　Ｃｏｎｆ．　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈ．　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ　（ＩＣＷＩＳ）　ｐｐ．１－４，　２０１０．
　しかしながら、特許文献１に開示されている技術は、マイクロ波観測（ＥＯ変換）サイト（５２）と、信号処理（ＯＥ変換）サイト（５３）との間は光ファイバ伝送ライン（５１）で接続されている。その結果、光ファイバ伝送ラインが長くなるに従って、振動や温度揺らぎなどの影響で、マイクロ波変調光信号が波長分散や偏波モード分散に由来する擾乱を受けてしまい、必ずしも安定な干渉操作ができない、という課題がある。マイクロ波変調光を常時モニタすることにより、逆位相の連続光の位相と強度にフィードバックすることは原理的に可能であるが、測定システムは複雑にならざるを得ない。
　すなわち、「背景技術」において説明した様に、光ファイバと電気光／光電気変換デバイスを組み合わせることにより、無給電状態で動作するマイクロ波／ミリ波センサを構成することができ、より精度が高くダイナミックレンジが広い計測のためには、「マイクロ波変調光信号の中心周波数のスペクトル強度を抑制した光電気再変換」がＳＮ比の改善に大きな効果がある。その様な「光電気再変換」は、同一の半導体レーザから分割された連続光信号とマイクロ波変調光信号との干渉操作を行うことにより実現できる。しかしながら、従来の計測系構成によれば、振動や温度揺らぎなどの影響で、必ずしも安定な干渉操作ができないという課題がある。特に、マイクロ波観測サイトと光電気変換サイトとの間が長い光ファイバ伝送ラインで接続されている場合に、大きな問題となる。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するために、精度が高くダイナミックレンジが広い計測ができ、振動や温度揺らぎなどの影響を受けにくいマイクロ波センサ及びマイクロ波測定方法を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明は、マイクロ波変調光信号のＤＣ成分（光中心周波数）の除去を行う際、図７のようにＯＥ変換サイトではなく、モノリシックＥＯチップを用いてアンテナサイトで行うことで安定性を改善することとした。さらに、本発明は、ＥＡＭに直列接続した可変抵抗を調節することで、ＤＣ成分除去の最適化を可能としている。
　具体的には、本発明に係るマイクロ波センサは、
　１つの光源からの搬送光を２分岐する分岐手段と、
　前記分岐手段で分岐された搬送光の少なくとも一方を電気信号で変調するとともに、互いの平均光強度を違えた出力光を出力する２つの光変調手段と、
　前記光変調手段が出力する前記２つの光変調手段からの出力光を合波して干渉させ、搬送光成分を低減させた干渉光を出力する干渉手段と、
を同一基板上に備える。
　本マイクロ波センサは、被観測マイクロ波で変調された光信号をそのまま光ファイバで伝送するのではなく、１つの基板上で干渉させてマイクロ波変調光信号のＤＣ成分の除去を行う。ＤＣ成分を除去するため、精度が高くダイナミックレンジが広い計測ができ、マイクロ波変調光信号を光ファイバで伝送しないため、振動や温度揺らぎの影響を受けにくい。
　従って、本発明は、精度が高くダイナミックレンジが広い計測ができ、振動や温度揺らぎなどの影響を受けにくいマイクロ波センサを提供することができる。
　本発明に係るマイクロ波センサの前記光変調手段は、カソードを接地した導波路形電界吸収光変調器であり、
　それぞれの前記導波路形電界吸収光変調器のアノードは、抵抗器を介して接地され、
　少なくとも１つの前記抵抗器は、前記変調手段が出力する出力光の平均光強度を調整する可変抵抗器であり、
　少なくとも１つの前記導波路形電界吸収光変調器のアノードと前記抵抗器との間に前記電気信号が入力される電気信号入力ポートが接続される
ことを特徴とする。
　可変抵抗器でＥＡＭから出力される光の平均光強度を調節することで、ＤＣ成分除去の最適化が可能となる。
　本発明に係るマイクロ波センサの前記光変調手段は、前記導波路形電界吸収光変調器からの光を反射して前記導波路形電界吸収光変調器に再度入力する反射器を有しており、
　前記分岐手段と前記干渉手段は、同一の光カプラであることを特徴とする。
　マイクロ波センサの小型化及び省部品化が可能である。
　本発明に係るマイクロ波測定方法は、前記マイクロ波センサでのマイクロ波測定方法であって、
　前記光源から搬送光を前記分岐手段へ入力する搬送光入力ステップと、
　前記電気信号を前記電気信号入力ポートに入力する電気信号入力ステップと、
　前記干渉手段から出力される干渉光を受光器で受光して電気信号に変換する光電変換ステップと、
　前記光電変換ステップで変換された電気信号の周波数が前記電気信号入力ステップで入力した電気信号の周波数と等しくなるように前記可変抵抗器を調整する調整ステップと、
を備える。
　ＤＣ成分除去の最適化は、干渉手段で干渉させた光をＯＥ変換した電気信号に主信号の二次高調波が含まれない範囲で主信号強度を最大とし、平均電流を最小とすべく可変抵抗器を調節することで実現できる。
　本発明は、精度が高くダイナミックレンジが広い計測ができ、振動や温度揺らぎなどの影響を受けにくいマイクロ波センサ及びマイクロ波測定方法を提供することができる。
本発明に係るマイクロ波センサを説明する図である。 本発明に係るマイクロ波センサを説明する図である。 本発明に係るマイクロ波センサの動作を説明する図である。 本発明に係るマイクロ波センサの動作を説明する図である。 本発明に係るマイクロ波センサの動作を説明する図である。 本発明に係るマイクロ波センサを説明する図である。 本発明に関連するマイクロ波センサを説明する図である。
　添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。これらの実施の例は例示に過ぎず、本発明は当業者の知識に基づいて種々の変更、改良を施した形態で実施することができる。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。
（実施形態１）
　図１は、本実施形態のマイクロ波センサ（３０１）を説明する模式図である。
　マイクロ波センサ（３０１）は、
　１つの光源からの搬送光を２分岐する分岐手段と、
　前記分岐手段で分岐された搬送光の少なくとも一方を電気信号で変調するとともに、互いの平均光強度を違えた出力光を出力する２つの光変調手段と、
　前記光変調手段が出力する前記２つの光変調手段からの出力光を合波して干渉させ、搬送光成分を低減させた干渉光を出力する干渉手段と、
を同一基板上に備える。
　そして、前記光変調手段は、カソードを接地した導波路形電界吸収光変調器であり、
　それぞれの前記導波路形電界吸収光変調器のアノードは、抵抗器とインダクタを介して接地され、
　少なくとも１つの前記抵抗器は、前記変調手段が出力する出力光の平均光強度を調整する可変抵抗器であり、
　少なくとも１つの前記導波路形電界吸収光変調器のアノードと前記抵抗器／インダクタ回路との間に前記電気信号が入力される電気信号入力ポートが接続される。
　図１を用いてより詳細に説明する。マイクロ波センサ（３０１）は、電気光変換チップ基板と外部回路を含む。電気光変換チップ基板（１２）は、光入力ポート（１）、入力光導波路（２）、２×２ＭＭＩ（Ｍｕｌｔｉ－Ｍｏｄｅ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）光カプラ（３）、分岐光導波路（４Ａ～４Ｆ）、導波路形電界吸収変調器（ＥＡＭ）（５Ａ、５Ｂ）、電気信号入力ポート（６Ａ、６Ｂ）、２×２ＭＭＩ光カプラ（７）、出力光導波路（８）、及び光信号出力ポート（９）が形成される。そして、電気信号入力ポート（６Ａ、６Ｂ）には、それぞれ、可変抵抗器（１０Ａ、１０Ｂ）とインダクタ（１１Ａ、１１Ｂ）が外部回路として直列接続される。
　２×２ＭＭＩ光カプラ（３）が前記分岐手段に相当し、電気信号入力ポート（６Ａ、６Ｂ）、可変抵抗器（１０Ａ、１０Ｂ）、インダクタ（１１Ａ、１１Ｂ）及び導波路形ＥＡＭ（５Ａ、５Ｂ）が前記光変調手段に相当し、２×２ＭＭＩ光カプラ（７）が前記干渉手段に相当する。
　入力光導波路（２）、２×２ＭＭＩ光カプラ（３、７）、分岐光導波路（４Ａ～４Ｆ）、導波路形ＥＡＭ（５Ａ、５Ｂ）、電気信号入力ポート（６Ａ、６Ｂ）、出力光導波路（８）は、電気光変換チップ基板（１２）上にモノリシック集積されており、可変抵抗器（１０Ａ、１０Ｂ）とインダクタ（１１Ａ、１１Ｂ）は、チップの外に電気的な実装により接続する。
　このマイクロ波センサの製作手法は、１．５μｍ帯の光通信用送信デバイスの製作手法と変わらず、例えば、１０Ｇｂ／ｓ用のＤＦＢレーザ／電界吸収変調器集積デバイスの技術を用いれば容易に製作可能である。
　導波路形ＥＡＭ（５Ａ、５Ｂ）は、典型的にはダブルヘテロｐｉｎ形ダイオード構造を持ち、逆バイアス電圧を大きくするに従い、光吸収が増大する。使用する光波長に応じて、導波路のコア層の構造を調整することにより、ゼロバイアスでも動作させることができることがわかっている。
　各々の導波路形ＥＡＭは、カソードが接地され、それぞれ、インダクタ（１１Ａ、１１Ｂ）と可変抵抗（１０Ａ、１０Ｂ）が直列接続され、“バイアス回路”として機能する。光が導入されない状態では、各導波路形ＥＡＭはゼロバイアス（電圧が印加されない状態）である。一方、光が導入されると、各導波路形ＥＡＭは光吸収に伴う光電流を発生し、この光電流が流れることで可変抵抗に電圧降下が発生する。このため、その電圧降下分だけ、各導波路形ＥＡＭのバイアス電圧は順バイアス側にシフトする。この順方向のバイアスシフトは、導波路形ＥＡＭの光吸収率を下げる（透過光強度を上げる）ので、抵抗値を変えることにより、一定の光入力に対する透過光強度を調整することができる。
　なお、インダクタと可変抵抗からなるバイアス回路は、ＤＣ的には可変抵抗（１０Ａ、１０Ｂ）の値、ＲＦ的には高インピーダンスとなる。従って、電気信号入力ポート（６Ａ、６Ｂ）から見た高周波インピーダンスは、導波路形ＥＡＭのインピーダンスと等しくなる。
　マイクロ波センサ（３０１）を用いたマイクロ波測定方法を以下に説明する。
　本マイクロ波測定方法は、
　光源から搬送光を前記分岐手段へ入力する搬送光入力ステップと、
　電気信号を前記電気信号入力ポートに入力する電気信号入力ステップと、
　前記干渉手段から出力される干渉光を受光器で受光して電気信号に変換する光電変換ステップと、
　前記光電変換ステップで変換された電気信号の周波数が前記電気信号入力ステップで入力した電気信号の周波数と等しくなるように前記可変抵抗器を調整する調整ステップと、
を備える。
［搬送光入力ステップ］
　光入力ポート（１）には、外部のレーザ等（不図示）から搬送光が導入される。光入力ポート（１）から導入される搬送光は、入力光導波路（２）を通過し、その電力が２×２ＭＭＩ光カプラ（３）で２分割され、分岐光導波路（４Ａ、４Ｂ）を通過し導波路形ＥＡＭ（５Ａ、５Ｂ）に到達する。
［電気信号入力ステップ］
　電気信号入力ポート（６Ａ、６Ｂ）には、受信したマイクロ波の電気信号が入力される。電気信号入力ポート（６Ａ、６Ｂ）に入力された電気信号により、搬送光が導波路形ＥＡＭ（５Ａ、５Ｂ）で強度変調され、それらが分岐光導波路（４Ｃ、４Ｆ）出力され、さらに、２×２ＭＭＩ光カプラ（７）で両光信号が干渉する。ここで、分岐光導波路（４Ｅ）には、光位相が同相の重ね合わせ、分岐光導波路（４Ｆ）には光位相が逆相の重ね合わせで出力される。この干渉状態は、２×２タイプ、ないしは方向性結合器タイプの光カプラに一般的な特性であり、カプラ出力の２つの光信号の位相が９０°の差があることに由来する。
［光電変換ステップ］
　光位相が逆相の状態で変調信号が重ね合わせられると、ＤＣ光部分（搬送光成分）の少ないマイクロ波変調光信号を取り出すことができる。フォトダイオードで再ＯＥ変換した際にフォトダイオード電流レベルがはるかに低くなるので、ショット雑音が低下しＳＮ比が高くなる。
［調整ステップ］
　この様な干渉によりマイクロ波変調光信号を得る場合、マイクロ波の位相に加え、相互の光強度の調整が必要である。図１の導波路型ＥＡＭ（ダイオード）の配置の場合、変調光信号の振幅を最大にするためには、マイクロ波の電気信号は逆相で入力する必要がある。そして、相互の光強度については、干渉後の光信号の光位相の反転が起こらない範囲で重ね合わせを行うべきである。そのために、２×２ＭＭＩ光カプラ（７）に入力される各々の光電界振幅の平均値に一定以上の差があることが不可欠である。本発明によれば、可変抵抗（１０Ａ、１０Ｂ）の値を調整することで、ＥＡＭのバイアス電圧変化で光吸収状態を変え、２×２ＭＭＩ光カプラ（７）に入力される各々の光電界振幅を変えることができる。光電界振幅の調整は、可変抵抗（１０Ａ、１０Ｂ）の値の設定は、いずれか片方を調整すればよい。
　より具体的に調整方法を説明する。一例として２×２ＭＭＩ光カプラ（７）に入力される各々の光電界振幅の平均値がほぼ等しい場合を考える。この状態では、２×２ＭＭＩ光カプラ（７）から出力される逆位相干渉光（分岐光導波路（４Ｆ））は、光強度変調の位相と光位相がともに逆位相となるので、半周期毎に位相反転した光信号となる。この光信号がＯＥ変換されると、（詳細には後述の様に）その周波数は電気信号の周波数の２倍の周波数となる。一方、２×２ＭＭＩ光カプラ（７）に入力される各々の光電界振幅の平均値を干渉後に光位相の位相反転が起こらない様に調整した場合、２×２ＭＭＩ光カプラ（７）から出力される干渉光の光電界振幅は電気信号入力ポート（６Ａ、６Ｂ）に入力した電気信号の周波数となる。このため、２×２ＭＭＩ光カプラ（７）から出力される干渉光の光電界振幅が電気信号入力ポート（６Ａ、６Ｂ）に入力した電気信号の周波数となるように可変抵抗器（１０Ａ）又は可変抵抗器（１０Ｂ）を変化させ、光吸収状態を調整する。
（実施形態２）
　図２は、本実施形態のマイクロ波センサ（３０２）を説明する図である。図１のマイクロ波センサ（３０１）に対し、マイクロ波センサ（３０２）は、前記光変調手段が、前記導波路形電界吸収光変調器からの光を反射して前記導波路形電界吸収光変調器に再度入力する反射器を有しており、前記分岐手段と前記干渉手段が、同一の光カプラであることを特徴とする。
　マイクロ波センサ（３０２）は、もっとも簡便な形態の例である。マイクロ波センサ（３０２）は、図１のマイクロ波センサ（３０１）の２×２ＭＭＩ光カプラ（７）を排し、連続レーザ光（搬送波）の電力分岐とマイクロ波変調光信号の干渉操作を一つの２×２ＭＭＩ光カプラ（２３）で行う。一方の導波路形ＥＡＭに電気信号入力ポート（２６）を配置し、他方は無入力（ＤＣ固定）とする。もちろん、第１の実施形態の様に、電気信号を両方のＥＡＭに入力する形態も可能であることは言うまでもない。
　図２を用いてより詳細に説明する。マイクロ波センサ（３０２）は、電気光変換チップ基板と外部回路を含む。電気光変換チップ基板（２９）は、光入出力ポート（２１）、入出力光導波路（２２）、２×２ＭＭＩ光カプラ（２３）、分岐光導波路（２４Ａ～２４Ｄ）、導波路形ＥＡＭ（２５Ａ、２５Ｂ）、電気信号入力ポート（２６）が形成される。そして、電気信号入力ポート（２６Ａ）には、可変抵抗（２７Ａ）とインダクタ（２８）が外部回路として直列に接続される。一方、電気信号入力ポート（２６Ｂ）には、可変抵抗（２７Ｂ）が外部回路として接続される。本実施形態では、前記反射器として端面（４０Ａ、４０Ｂ）を利用する場合を説明するが、端面（４０Ａ、４０Ｂ）にミラーを配置してもよい。
　これらの各機能は、実施形態１での説明と同じである。
　図３は、マイクロ波センサ（３０２）の各部分における光の状態を説明する図である。
　マイクロ波（周波数ｆｍ）を電気に変換した電気信号が電気信号入力ポート（２６）から入力される。搬送光（ＣＷ光）が光入出力ポート２１から入力される。２×２ＭＭＩ光カプラ（２３）で分岐された一方の搬送光（π／２位相遅れ）は、導波路形ＥＡＭ（２５Ａ）でこの電気信号（周波数ｆｍ）で変調される。そして、変調された光信号は、電気光変換チップ基板（２９）の光入出力ポート２１と反対側の端面（４０Ａ）で、例えば、同光位相状態で反射し、再度、導波路形ＥＡＭ（２５Ａ）を通過する。一方、２×２ＭＭＩ光カプラ（２３）で分岐された他方の搬送光（位相遅れ無）は、導波路形ＥＡＭ（２５Ｂ）を通過する。そして、この搬送光は、電気光変換チップ基板（２９）の光入出力ポート（２１）と反対側の端面（４０Ｂ）で、例えば、同光位相状態で反射し、再度、導波路形ＥＡＭ（２５Ｂ）を通過する。
　これらの光は、２×２ＭＭＩ光カプラ（２３）で干渉する。２×２ＭＭＩ光カプラ（２３）において、導波路形ＥＡＭ（２５Ａ）からのπ／２位相遅れの光信号はさらにπ／２位相遅れ、導波路形ＥＡＭ（２５Ｂ）からの位相遅れ無の搬送光と合波して光入出力ポート（２１）へ出力される。すなわち、光入出力ポート（２１）からは、光が逆相で重ね合わされ、ＤＣ光部分の少ない光信号が出力される。一方、２×２ＭＭＩ光カプラ（２３）において、導波路形ＥＡＭ（２５Ｂ）からの位相遅れ無の搬送光はπ／２位相遅れ、導波路形ＥＡＭ（２５Ａ）からのπ／２位相遅れの光信号と合波して光ポート（４１）へ出力される。すなわち、光ポート（４１）からは、光が同相で重ね合わされた光信号が出力される。
　図４及び図５は、２×２ＭＭＩ光カプラ（２３）において導波路形ＥＡＭ（２５Ａ）からの光と導波路形ＥＡＭ（２５Ｂ）からの光を重ね合わせる際に両者の平均光振幅が同じである場合と異なる場合とを説明する図である。導波路形ＥＡＭ（２５Ａ）からの光はマイクロ波変調光信号なので図５（Ａ）のように光スペクトルには両サイドバンド信号がある。導波路形ＥＡＭ（２５Ｂ）からの光（連続光）と導波路形ＥＡＭ（２５Ａ）からの光（マイクロ波変調光信号）とが逆位相で、且つ平均光振幅が等しいと、２×２ＭＭＩ光カプラ（２３）で干渉した後の信号には、中心光波長成分はなく、光スペクトルの周波数差は２ｆｍであり、再ＯＥ変換後の電気信号の周波数はマイクロ波の周波数の２倍になる（図４（Ａ）、図５（Ａ））。
　そこで、可変抵抗器（２７Ａ又は２７Ｂ）を調整し、図４（Ｂ）及び図５（Ｂ）の様に両者の平均光振幅が異なるようにすると、２×２ＭＭＩ光カプラ（２３）で干渉した後の信号には、中心光波長成分が残り、再ＯＥ変換後の電気信号の周波数はマイクロ波の周波数に等しくなる（図４（Ｂ）、図５（Ｂ））。
　この例の場合、可変抵抗器（２７Ａ）の抵抗値を、可変抵抗器（２７Ｂ）のそれよりも大きく設定することで、導波路形ＥＡＭ（２５Ｂ）の動作点が相対的に順バイアス側にシフトし、光出力が大きくなる状態とすることができる。反対に、可変抵抗器（２７Ａ）の抵抗値を、可変抵抗器（２７Ｂ）のそれよりも小さく設定し、位相反転連続光の光振幅が相対的に大きくなる様にして光位相の反転が起こらない様にすることも可能である。
　なお、マイクロ波センサ（３０２）は、導波路形ＥＡＭ（２５Ａ、２５Ｂ）を光が往復する。このため、図１のマイクロ波センサ（３０１）の導波路形ＥＡＭ（５Ａ、５Ｂ）と同じ光吸収状態を得るための導波路形ＥＡＭ（２５Ａ、２５Ｂ）の長さは、同じＥＡＭデバイス構造を取る場合、導波路形ＥＡＭ（５Ａ、５Ｂ）の長さの１／２で良い。
（実施形態３）
　図６は、本実施形態のマイクロ波センサ（３０３）を説明する図である。マイクロ波センサ（３０３）は、図２のマイクロ波センサ（３０２）の導波路形ＥＡＭをプッシュ・プル動作としたものである。
　マイクロ波センサ（３０３）は、電気光変換チップ基板と外部回路を含む。電気光変換チップ基板（３９）は、光入出力ポート（３１）、入出力光導波路（３２）、２×２ＭＭＩ光カプラ（３３）、分岐光導波路（３４Ａ～３４Ｄ）、導波路形ＥＡＭ（３５Ａ、３５Ｂ）、電気信号入力ポート（３６Ａ、３６Ｂ）が形成される。そして、電気信号入力ポート（３６Ａ、３６Ｂ）には、それぞれ可変抵抗（３７Ａ、３７Ｂ）とインダクタ（３８Ａ、３８Ｂ）が外部回路として直列に接続される。本実施形態では、前記反射器として端面（４０Ａ、４０Ｂ）を利用する場合を説明するが、端面（４０Ａ、４０Ｂ）にミラーを配置してもよい。
　これらの各機能は、実施形態１での説明と同じである。
　マイクロ波入力は、直列接続された導波路形ＥＡＭ（３５Ａ、３５Ｂ）の両アノード端子間に、平衡線路（Ｂａｌａｎｃｅｄ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｌｉｎｅ）を介して導入される。導波路形ＥＡＭ（３５Ａ、３５Ｂ）のｐｎ接合が対向しているので、一方のＥＡＭが＋極性の電圧が印可されている状態でもう一方のＥＡＭは－極性の電圧が印可される。また、２つの導波路形ＥＡＭ（３５Ａ、３５Ｂ）の間のノードは接地されているので、可変抵抗器（３７Ａ、３７Ｂ）を調整することにより、各々独立に動作点を設定することが可能である。
　実施形態２で説明した様に、２×２ＭＭＩ光カプラ（３３）での干渉を同じ光信号振幅で行うと、中心光周波数のスペクトルが低減し、再ＯＥ変換後の周波数はマイクロ波信号周波数の２倍となる。干渉後のマイクロ波変調成分を最大にするためには、一方のマイクロ波変調光信号の振幅の谷の部分の強度と、他方のマイクロ波変調光信号の振幅の山の部分の強度と、が同じになるように、導波路形ＥＡＭ（３５Ａ、３５Ｂ）の動作点を可変抵抗器（３７Ａ、３７Ｂ）で調整する。
　マイクロ波センサ（３０３）の利点は、干渉後のマイクロ波変調成分の振幅が、マイクロ波センサ（３０２）に比べ改善されることである。すなわち、同じマイクロ波入力に対して、導波路形ＥＡＭ（３５Ａ、３５Ｂ）各々の駆動電圧は１／√２倍となるが、２×２ＭＭＩ光カプラ（３３）においてマイクロ波変調光信号の電界強度は２倍の重ね合わせとなるから、干渉後のマイクロ波変調成分の光電界振幅は√２倍、光信号電力は２倍、フォトダイオードでＯＥ変換後の信号電流レベルは２倍となる。一方、ショット雑音電流は平均光信号電力は、√２倍になるので、結局ＳＮ比は３ｄＢ高くなる。なお、各倍率はマイクロ波センサ（３０２）を基準としている。
［付記］
　以下は、本発明のマイクロ波センサを説明したものである。
　本発明は、マイクロ波で変調される光信号を利用する“無給電マイクロ波センサ”に関するものであり、振動や温度揺らぎなどの影響を受けることなく、より安定でかつＳＮ比が改善されたマイクロ波観測手法を提供する。
（１）：第１の２入力２出力形３ｄＢ光カプラ、その入力ポート、出力ポートそれぞれに接続された２対の光導波路、前記光導波路の１対に接続された１対の導波路形電界吸収光変調器、前記導波路形電界吸収光変調器の各々に直列接続された可変抵抗を構成要素として含み、
　前記導波路形電界吸収光変調器と前記可変抵抗の直列接続部の両端が各々直流的にゼロバイアス状態であり、
　３ｄＢ光カプラで分割された連続光入力が前記導波路形電界吸収光変調器で変調され、それらの変調光信号が、再度、第一の２入力２出力形の３ｄＢ光カプラ、もしくは第２の２入力２出力形３ｄＢ光カプラで干渉し、無変調光信号成分のスペクトル強度が抑制された信号を出力ポートに取り出すことを特徴とするマイクロ波センサ。
（２）：上記（１）の範囲において、１対の導波路形電界吸収光変調器の一方にマイクロ波信号を入力することを特徴とするマイクロ波センサ。　
（３）：上記（１）の範囲において、１対の導波路形電界吸収光変調器のアノード同志、もしくはカソード同志が電気的に接続され、１対の導波路形電界吸収光変調器のカソード間、もしくはアノード間にマイクロ波信号を入力することを特徴とするマイクロ波センサ。
　本発明は、電界吸収変調器（ＥＡＭ）を用いた「マイクロ波センサ」のダイナミックレンジをより安定に拡大することができる。
１：光入力ポート
２：入力光導波路
３、２３、３３：２×２ＭＭＩ光カプラ
４Ａ～４Ｆ、２４Ａ～２４Ｄ、３４Ａ～３４Ｄ：分岐光導波路
５Ａ、５Ｂ、２５Ａ、２５Ｂ、３５Ａ、３５Ｂ：導波路形電界吸収変調器（ＥＡＭ）
６Ａ、６Ｂ、２６、３６Ａ、３６Ｂ：電気信号入力ポート
７：２×２ＭＭＩ光カプラ
８：出力光導波路
９：光信号出力ポート
１０Ａ、１０Ｂ、２７Ａ、２７Ｂ、３７Ａ、３７Ｂ：可変抵抗器
１１Ａ、１１Ｂ、２８、３８Ａ、３８Ｂ：インダクタ
１２、２９、３９：電気光変換チップ基板
２１、３１：光入出力ポート
２２、３２：入出力光導波路
４０Ａ、４０Ｂ：端面
４１：光ポート
３０１、３０２、３０３：マイクロ波センサ

Claims (4)

  1. 　１つの光源からの搬送光を２分岐する分岐手段と、
    　前記分岐手段で分岐された搬送光の少なくとも一方を電気信号で変調するとともに、互いの平均光強度を違えた出力光を出力する２つの光変調手段と、
    　前記光変調手段が出力する前記２つの光変調手段からの出力光を合波して干渉させ、搬送光成分を低減させた干渉光を出力する干渉手段と、
    を同一基板上に備えるマイクロ波センサ。
  2. 　前記光変調手段は、カソードを接地した導波路形電界吸収光変調器であり、
    　それぞれの前記導波路形電界吸収光変調器のアノードは、抵抗器を介して接地され、
    　少なくとも１つの前記抵抗器は、前記変調手段が出力する出力光の平均光強度を調整する可変抵抗器であり、
    　少なくとも１つの前記導波路形電界吸収光変調器のアノードと前記抵抗器との間に前記電気信号が入力される電気信号入力ポートが接続される
    ことを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波センサ。
  3. 　前記光変調手段は、前記導波路形電界吸収光変調器からの光を反射して前記導波路形電界吸収光変調器に再度入力する反射器を有しており、
    　前記分岐手段と前記干渉手段は、同一の光カプラである
    ことを特徴とする請求項２に記載のマイクロ波センサ。
  4. 　請求項２又は３に記載のマイクロ波センサでのマイクロ波測定方法であって、
    　前記光源から搬送光を前記分岐手段へ入力する搬送光入力ステップと、
    　前記電気信号を前記電気信号入力ポートに入力する電気信号入力ステップと、
    　前記干渉手段から出力される干渉光を受光器で受光して電気信号に変換する光電変換ステップと、
    　前記光電変換ステップで変換された電気信号の周波数が前記電気信号入力ステップで入力した電気信号の周波数と等しくなるように前記可変抵抗器を調整する調整ステップと、
    を備えるマイクロ波測定方法。
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