WO2016039562A1 - 무선 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조/복조 장치 및 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조/복조 장치 및 방법 Download PDF

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박우명
사공민
안석기
임치우
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Definitions

  • the present invention relates to a modulation / demodulation device and method for causing a distribution of interference signals to have a non-Gaussian distribution in a wireless communication system.
  • a 5G communication system or a pre-5G communication system is called a system after a 4G network (Beyond 4G Network) or a system after an LTE system (Post LTE).
  • 5G communication systems have advanced small cells, advanced small cells, cloud radio access network (cloud RAN), ultra-dense network (ultra-dense network) , Device to Device communication (D2D), wireless backhaul, moving network, cooperative communication, Coordinated Multi-Points (CoMP), and interference cancellation
  • cloud RAN cloud radio access network
  • ultra-dense network ultra-dense network
  • D2D Device to Device communication
  • wireless backhaul moving network
  • cooperative communication Coordinated Multi-Points (CoMP), and interference cancellation
  • Hybrid FSK and QAM Modulation FQAM and QAM Modulation
  • SWSC Slide Window Superposition Coding
  • ACM Advanced Coding Modulation
  • FBMC Fan Bank Multi Carrier
  • NOMA NOMA
  • SAP Non orthogonal multiple access
  • SCMA sparse code multiple access
  • a Gaussian hypothesis is used for interfering signals in order to operate the system with low complexity (eg, adaptive modulation and encoding operation, soft decision decoding metric generation, etc.).
  • a quadrature amplitude modulation (QAM) method is used to make the characteristics of the interference signal as close as possible to the Gaussian distribution.
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • a method of achieving the target performance by repeatedly transmitting the QAM symbol is applied to a user who cannot satisfy the target error performance even when the minimum channel coding rate and the minimum modulation order are applied.
  • the proposed modulation scheme is a frequency quadrature amplitude modulation (FQAM) scheme.
  • 1 and 2 show the characteristics of the FQAM scheme in a conventional wireless communication system.
  • the FQAM scheme (c) is a hybrid modulation scheme in which the QAM scheme (a) and the Frequency Shift Keying (FSK) scheme (b) are combined, so that only some of a plurality of subcarriers constituting a symbol are activated.
  • the statistical distribution of the signal is characterized by a non-Gaussian distribution.
  • the FQAM scheme greatly improves the spectral efficiency than the FSK scheme by transmitting a QAM symbol to an activated subcarrier.
  • FIG. 2 when the FQAM scheme is applied to users outside of a cell having a very strong interference signal, a non-Gaussian interference channel is formed.
  • the system throughput is significantly increased compared to a system in which a conventional QAM symbol is repeatedly transmitted to form a Gaussian interference channel. It can be improved.
  • non-binary encoding / decoding is essential to achieve a significant performance improvement over the prior art by applying a modulation scheme such as the FQAM scheme.
  • a modulation scheme such as the FQAM scheme.
  • the FQAM scheme is suitable for non-binary codes rather than binary codes due to the distance characteristics between candidate transmission signals.
  • the non-binary encoding / decoding technique which is an essential element for the application of the FQAM scheme, has a high complexity and is likely to cause an implementation problem.
  • a proposed modulation scheme is a nulling quadrature amplitude modulation (NQAM) scheme.
  • the NQAM scheme increases transmission power of symbols modulated by the QAM scheme, leaves some subcarriers empty, and applies cell-specific subcarrier permutation rules.
  • the NQAM scheme may form a non-Gaussian interference channel similar to the case of applying the FQAM scheme, unlike the conventional QAM symbol repetitive transmission scheme.
  • the NQAM method is a binary encoding / decoding technology, which can greatly improve performance compared to the existing QAM method.
  • the standard related to the cellular wireless communication system uses a single carrier frequency division multiple access (SC-FDMA) scheme in uplink for reducing the PAPR.
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • the FQAM scheme and the NQAM scheme have a PAPR similar to that of the QAM scheme when applied to an orthogonal frequency-division multiple access (OFDMA) system, but have a much larger PAPR when applied to the SC-FDMA scheme.
  • OFDMA orthogonal frequency-division multiple access
  • the FQAM scheme and the NQAM scheme use a scheme of activating only some of a plurality of subcarriers constituting a symbol. If the FQAM scheme or the NQAM scheme is applied to the SC-FDMA system instead of the QAM scheme, a non-Gaussian interference channel is formed, but due to the PAPR problem, the transmission power needs to be reduced compared to the QAM scheme.
  • a proposed modulation scheme is a sequential quadrature amplitude modulation (SQAM) scheme.
  • the SQAM scheme eliminates the empty subcarriers of the FQAM scheme by applying sequence modulation instead of the FSK scheme of the FQAM scheme.
  • sequence modulation instead of the FSK scheme of the FQAM scheme.
  • the interference signal observed at the receiver has a non-Gaussian distribution similar to that of the FQAM scheme. . Therefore, while maintaining the PAPR characteristics of the SQAM scheme similar to the QAM scheme, the performance is significantly improved compared to the existing QAM scheme by forming a non-Gaussian interference channel.
  • the present invention provides a modulation and demodulation device and method for generating a non-Gaussian interference channel when transmitting and receiving a signal in a wireless communication system.
  • the present invention provides a modulation and demodulation device and method that can apply a binary encoding / decoding technology in a non-Gaussian interference channel when transmitting and receiving a signal in a wireless communication system.
  • the present invention also provides a modulation and demodulation device and method that does not cause a PAPR problem in the transmission and reception of signals in a wireless communication system.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the demodulation method in a receiver for receiving a signal in a wireless communication system based on the process of receiving a signal from the transmitter, and the correlation of the received signal based on a predetermined sequence set in the transmitter Extracting sequence information corresponding to the received signal from the sequence set, and demodulating the received signal based on the received signal and a log likelihood ratio calculation result corresponding to the sequence information;
  • the received signal converts an information bit to be transmitted into a QAM symbol according to a predetermined Quadrature Amplitude Modulation (QAM) modulation order, selects a sequence corresponding to an element of an integer vector from the sequence set, and performs a predetermined sequence length. Repeating the transformed QAM symbol and selecting the repeated QAM symbol It characterized in that the sequence with the signal output by multiplying.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the transmitter for modulating and transmitting a signal in a wireless communication system determines a modulation scheme, and when the determined modulation scheme corresponds to a specific modulation scheme, the encoded information bits are pre-determined by a QAM (Quadrature).
  • Amplitude Modulation converts a QAM symbol according to a modulation order, selects a sequence corresponding to an element of an integer vector from a predetermined sequence set, repeats the converted QAM symbol by a predetermined sequence length, and repeats the repeated QAM symbol.
  • a transmitter for multiplying the selected sequence and outputting a signal and a transmitter for transmitting the output signal to a receiver.
  • the receiver for receiving and demodulating a signal in a wireless communication system the receiver for receiving a signal from the transmitter and the received signal based on the correlation according to a predetermined sequence set in the transmitter
  • the received signal converts an information bit to be transmitted into a QAM symbol according to a predetermined Quadrature Amplitude Modulation (QAM) modulation order, selects a sequence corresponding to an element of an integer vector from the sequence set, and performs a predetermined sequence length. Repeating the transformed QAM symbol and selecting the repeated QAM symbol The signal is multiplied by one sequence.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the present invention can apply a binary encoding and decoding technique in a non-Gaussian interference channel when transmitting and receiving a signal in a wireless communication system.
  • the present invention can increase the channel capacity by degaussing the interference signal when transmitting and receiving signals in a wireless communication system.
  • the present invention does not cause a PAPR problem even when applied to an SC-FDMA system.
  • 1 and 2 is a view showing the characteristics of the FQAM scheme in a conventional wireless communication system
  • 3 is a diagram illustrating a change in transmission capacity of a channel according to a non-Gaussian distribution characteristic of additive noise
  • FIG. 4 is a view showing a modulation and demodulation device for transmitting and receiving a signal in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 5 is a diagram illustrating symbol mapping according to QPSK to which an embodiment of the present invention is applied;
  • FIG. 6 illustrates an operation of the correlator 441 in a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 illustrates a modulation and demodulation device for transmitting and receiving a signal in a wireless communication system according to another embodiment of the present invention
  • FIG. 8 is a view showing a modulation method for transmitting a signal in a transmitter of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is a view showing a demodulation method for receiving a signal in a receiver of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a structure of a transmission subframe according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a view showing an example of a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 12 illustrates a method of determining an MCS level in a modulation method according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 13 is a view showing another example of a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 14 is a view showing an example of a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to an embodiment of the present invention
  • 15 is a view showing another example of a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 16 illustrates a distribution of PAPR in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
  • An important aspect of the present invention is to provide a modulation / demodulation apparatus and method capable of applying a binary encoding / decoding technique to a non-Gaussian interference channel when transmitting and receiving a signal in a wireless communication system.
  • 3 illustrates a change in transmission capacity of a channel according to a non-Gaussian distribution characteristic of additive noise.
  • reference numeral 310 denotes an additive noise distribution, which is a complex generalized Gaussian having Gaussian and alpha ( ⁇ ) values of 1.0 and 0.5, respectively, and reference numeral 330 denotes in each case. It is a figure which shows the minimum signal-to-noise ratio required according to channel capacity.
  • the channel capacity is lower than that of the other distribution. Therefore, if the wireless communication system is designed such that the statistical distribution of interfering signals having additive noise characteristics follows the non-Gaussian distribution, higher system throughput can be obtained through improvement of channel capacity.
  • FIG. 4 shows a modulation and demodulation device for transmitting and receiving signals in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
  • a modulation device for transmitting a signal includes a channel encoder 401, a modulator 403, a scrambler 405, and a serial to parallel S. / P) transform unit 407, Discrete Fourier Transform (DFT) unit 409, Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) unit 411 and CP (Cyclic Prefix) adder 413 It may include at least one of).
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • CP Cyclic Prefix
  • Each component included in the transmitter does not consist only of essential components, and some of the components may be omitted according to an exemplary embodiment.
  • the modulator 403 and the scrambler 405 perform major operations for the embodiment of the present invention.
  • the channel encoder 401 and the modulator 403 will be described on the assumption that the HQAM (Hopped QAM) method is used.
  • the channel encoder 401 encodes the information bits to be transmitted using a binary code or a non-binary code.
  • the channel encoder 401 since the HQAM scheme is the same as the QAM scheme in terms of transmission and reception of information, the channel encoder 401 according to an embodiment of the present invention encodes an information bit to be transmitted using a binary code.
  • the modulator 403 modulates the encoded information bits using the HQAM scheme.
  • the level of the HQAM scheme used may be determined differently according to the embodiment, and the level may be variably determined according to the channel state.
  • the modulator 403 according to the embodiment of the present invention operates as follows.
  • the transmitter receives a QAM modulation order and sequence length information to be applied from the receiver.
  • the transmitter sets an integer vector (V) specific to a receiver (ie, a base station) for each receiver.
  • each element of the integer vector means a sequence index of a specific sequence set.
  • the integer vector is a random sequence generated directly by the transmitter or transmitted from the receiver, and is set based on at least one of a cell ID (or sector ID) and a transmitter (ie, terminal) ID.
  • the integer vector may be set to minimize hit probability between adjacent cells that are likely to become dominant interferers while maintaining the characteristics of the random sequence.
  • integer vectors of the cells may be configured as shown in Table 1 below.
  • V1 [1 1 2 4 2 1... ]
  • V2 [2 3 1 2 1 4... ]
  • V3 [4 2 3 1 4 2... ]
  • Interfering cell: V4 [3 4 4 3 3... ]
  • the specific sequence set is a set that satisfies the sequence length delivered by the receiver.
  • the sequence set may be configured as shown in Table 2 below.
  • the basic modulation information is QAM modulation order QPSK
  • sequence length is 4
  • V [1 3 2 2 4]
  • the sequence set as shown in Table 2 is used.
  • the transmitter outputs C2 C1 C2 C3 C4 by mapping the symbols to symbols according to QPSK as shown in FIG.
  • the modulator 403 outputs C2 C2 C2 C2 C1 C1 C1 C1 C2 C2 C2 C3 C3 C3 C4 C4 C4 by repeating the QAM symbol four times because the sequence length previously received from the receiver is four.
  • Repeated QAM symbol is multiplied by the sequence selected above to output [C2 C2 C2 C2] [C1 C1 -C1 -C1] [C2 -C2 C2 -C2] [C3 -C3 C3 -C3] [C4 -C4 -C4 C4] do.
  • the scrambler 405 scrambles the output signal on a subcarrier basis. More specifically, the method of scrambling in the scrambler 405 may include a repeating pattern between subcarriers according to a sequence applied in the present invention, so that scrambling may be performed on a subcarrier basis to reduce a repeated pattern to reduce PAPR. Applicable In addition, the method of selecting the scrambling sequence in the scrambler 405 may be variously determined according to the transmitted signal, but the same scrambling sequence is preferably applied in the same transmitter and the receiver, and the same scrambling sequence is applied to each transmitter. It is desirable to be. Meanwhile, the scrambler 405 may not be included in an essential component as a unit for optimizing the PAPR.
  • the transmitter converts the scrambled signal by the serial-to-parallel converter 407, performs the DFT by the DFT unit 409, performs the IFFT by the IFFT unit 411, and adds the CP adder 413.
  • the CP is added to the demodulation device (hereinafter, referred to as a receiver) that receives a signal through the channel 415.
  • PAPR of the transmission signal from the operation of the transmitter is maintained similar to the case using the QAM scheme.
  • a receiver includes a synchronization and CP remover 431, an FFT unit 433, an IDFT unit 435, a parallel / serial converter 437, a descrambler 439, and a correlation unit 441. At least one of a LLR (Log Likelihood Ratio) calculation unit 443 and the channel decoder 435.
  • LLR Log Likelihood Ratio
  • the synchronization and CP removal unit 431 synchronizes the received signal and removes the CP.
  • the FFT unit 433 performs the FFT on the signal from which the CP has been removed, and the IDFT unit 435 performs the IDFT on the converted signal.
  • the parallel-serial converter 437 converts the converted signal from parallel to serial.
  • the descrambler 439 may descramble the converted signal using a sequence corresponding to the sequence used by the scrambler 405. Descrambling may be preferably performed on a subcarrier basis corresponding to the scrambler 405.
  • the correlator 441 extracts sequence information (sequence information used by the modulator 403) and mapping information included in the descrambled signal based on correlations according to a predetermined sequence set. That is, the correlator 441 may extract sequence information and mapping information included in the signal received from the transmitter. In addition, as shown in FIG. 6, the correlator 441 multiplies the extracted sequence information and outputs a high accuracy of parameters such as SINR and non-Gaussian characteristics by using an output of a correlator other than its own correlator. It can be estimated to have.
  • the LLR calculator 443 calculates an LLR from a received signal or a converted signal.
  • the LLR calculator 443 needs to generate a non-Gaussian decoding metric since the non-Gaussian interference channel is formed in the correlator 441.
  • a representative method of generating the non-Gaussian decoding metric there is a CGG (Complex Generalized Gaussian) decoding metric generation method.
  • the CGG decoding metric generation method assumes that an interference signal or noise follows a CGG distribution, and calculates LLR or Probability Density Function (PDF) and provides the calculated result to the input of the channel decoder 435.
  • PDF Probability Density Function
  • the channel decoder 435 estimates at least one of an information bit and a symbol based on the calculated LLR value.
  • the performance can be improved by binary encoding / decoding techniques.
  • FIG. 7 shows a modulation and demodulation device for transmitting and receiving signals in a wireless communication system according to another embodiment of the present invention.
  • a modulation device for transmitting and receiving a signal in a wireless communication system according to another embodiment of the present invention shown in Figure 7 the modulation and demodulation device for transmitting and receiving a signal in a wireless communication system according to the embodiment of the present invention shown in FIG. Only the configuration and the difference, the operation according to the embodiment of the present invention is similar.
  • a transmitter includes a channel encoder 802, a modulator 703, a symbol interleaver 705, a scrambler 707, a resource mapper 709, a DFT unit 711, an IFFT unit 713, and the like. It may include at least one of the CP adding unit 715.
  • Each component of the embodiment is not composed of essential components only, some of the components may be omitted depending on the embodiment.
  • the channel encoder 701 encodes the information bits to be transmitted using a binary code.
  • the modulator 703 modulates the encoded information bits using the HQAM scheme.
  • the level of the HQAM scheme used may be determined differently according to the embodiment, and the level may be variably determined according to the channel state.
  • the modulator 703 maps the input encoded information bits into QAM symbols according to the QAM modulation order.
  • the modulator 703 performs a similar operation to the modulator 403 described with reference to FIG. 4, a detailed description thereof will be omitted.
  • the modulator 703 converts the encoded information bits into QAM symbols according to a predetermined QAM modulation order, selects a sequence corresponding to an element of an integer vector from a predetermined sequence set, and The converted QAM symbol is repeated by the sequence length, and the repeated QAM symbol is multiplied by the selected sequence and output.
  • the symbol interleaver 705 may perform symbol interleaving to reduce channel correlation between output symbols. More specifically, the symbol interleaver 705 performs symbol interleaving in units of HQAM symbols.
  • the scrambler 707 scrambles the output symbol.
  • the scrambler 707 scrambles the output symbol on a subcarrier basis.
  • the method of scrambling in the scrambler 707 may have a repeating pattern between subcarriers, and thus, scrambling is applied on a subcarrier basis to reduce the repeated pattern in order to reduce the PAPR.
  • the method of selecting the scrambling sequence in the scrambler 707 may be variously determined according to a signal or a symbol to be transmitted, but the scrambling sequence may be equally applied in the same transmitter and receiver.
  • the resource mapper 709 may map subcarrier resources such that fading effects correspond to subcarriers constituting the HQAM symbol.
  • the corresponding fading effect includes causing each subcarrier to experience similar fading effects, such that the transmitter can map the subcarrier resources such that each subcarrier experiences a similar fading effect.
  • resource mapping may map a specific resource region on a time frequency, and when the length is 4, resources may be mapped as shown by reference numeral 772 or 774.
  • the signal mapped to the transmission resource is performed by the DFT unit 711, performs the DFT by the IFFT unit 713, and adds a CP by the CP adder 816 to the receiver through the channel 730. To transmit.
  • a receiver includes a synchronization and CP removal unit 751, an FFT unit 753, an IDFT unit 755, a resource de-mapping unit 757, a descrambler 759, and a symbol. At least one of a deinterleaver 751, a correlator 763, an LLR calculator 765, and a channel decoder 767 is included.
  • the synchronization and CP removal unit 751 synchronizes the received signal and removes the CP.
  • the FFT unit 753 performs an FFT on the signal from which the CP is removed.
  • the IDFT unit 755 performs IDFT on the converted signal.
  • the resource demapping unit 757 may demap a symbol in a resource allocated to correspond to the resource mapping unit 709.
  • the descrambler 759 performs descrambling based on the demapped signal using a sequence corresponding to the sequence used by the scrambler 707. Descrambling may be preferably performed on a subcarrier basis corresponding to the scrambler 707.
  • the symbol deinterleaver 861 may perform symbol deinterleaving in units of HQAM symbols corresponding to the symbol interleaver 705.
  • the correlation unit 763 extracts sequence information and mapping information included in the deinterleaved symbol based on correlations according to a predetermined sequence set.
  • the correlator 763 performs a similar operation to the correlator 441 described with reference to FIG. 4, a detailed description thereof will be omitted.
  • the LLR calculator 765 calculates an LLR value from the received signal and the extracted sequence information.
  • the channel decoder 767 estimates a symbol based on at least one of the calculated LLR value and the received signal information.
  • 8 is a schematic diagram illustrating a modulation method for transmitting a signal in a transmitter of a wireless communication system according to an exemplary embodiment of the present invention. 8 illustrates only main operations of a modulation method performed in a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • a transmitter encodes information bits to be transmitted using a binary code (801).
  • the transmitter modulates the encoded information bits into QAM symbols according to a QAM modulation order, selects a sequence corresponding to an element of an integer vector from a predetermined sequence set, and repeats the converted QAM symbol by a predetermined sequence length.
  • the repeated QAM symbol is multiplied by the selected sequence to output a signal.
  • the QAM modulation order and sequence length information to be applied are information previously transmitted between the transmitter and the receiver.
  • the transmitter scrambles the output signal in units of subcarriers (805).
  • a repeating pattern may exist between subcarriers according to a HOPPED sequence, and thus scrambling may be applied on a subcarrier basis to reduce a repeated pattern in order to reduce PAPR.
  • the transmitter performs additional processing for transmitting the scrambled signal, and transmits the processed signal to a receiver through a channel (807).
  • the additional processing refers to at least one operation of performing serial-parallel conversion, performing DTF, performing IFFT, and adding CP.
  • 9 illustrates a demodulation method of receiving a signal in a receiver of a wireless communication system according to an exemplary embodiment of the present invention. 9 shows only main operations of a demodulation method performed in a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • a receiver receives a signal from a transmitter (901).
  • the receiver may synchronize the received signal, remove the CP, perform FFT and IDFT on the signal from which the CP is removed, and then convert the converted signal from parallel to serial.
  • the receiver descrambles the received signal in units of subcarriers using a sequence corresponding to the sequence used in the scrambling operation of FIG. 8.
  • the receiver extracts sequence information used in the modulation operation used in the modulation operation of FIG. 8 based on the descrambled signal (905).
  • the receiver calculates an LLR value from the received signal and the extracted sequence information.
  • the receiver estimates at least one of an information bit and a symbol based on the calculated LLR value.
  • FIG. 10 shows a structure of a transmission subframe according to an embodiment of the present invention.
  • a subframe may include slot 0 (1012) and slot 1 (1014) according to a time domain. It may also include a QAM band 1020 and HQAM band 1030 according to the frequency domain. Here, the HQAM band 1030 may be used together with the SQAM band.
  • the QAM band 1020 may include N 1 RBs (Resource Block), and the HQAM band 1030 may include N 2 RBs.
  • N 1 and N 2 may be differently selected according to an embodiment, and may be variably selected according to channel conditions.
  • the signal transmitted in the QAM band 1020 may be modulated and demodulated in the QAM scheme
  • the signal transmitted in the HQAM band 1030 may be modulated and demodulated in the HQAM scheme.
  • FIG. 11 shows an example of a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to an embodiment of the present invention.
  • the base station 1130 and the terminal 1150 transmit and receive signals.
  • the modulation method used in the signal transmission and reception according to an embodiment of the present invention can be variously determined, with reference to Figure 11, will be described based on the system for operating the SQAM and HQAM scheme in the uplink.
  • the terminal 1150 reports to the base station 1130 an operable modulation method among the SQAM method and the HQAM method (1101). That is, the terminal 1150 reports to the base station 1130 one of only applicable to the HQAM scheme, only applicable to the SQAM scheme, both applicable to the HQAM scheme and the SQAM scheme, and not applicable to both the HQAM scheme and the SQAM scheme.
  • MCS modulation and coding scheme
  • the base station 1130 determines whether to use the SQAM method as a modulation method (1103).
  • the SQAM scheme requires non-binary decoding. Accordingly, the base station 1130 determines whether non-binary decoding can be performed in consideration of its current loading situation, and determines that the SQAM method is to be used as a modulation method when non-binary decoding can be performed.
  • the loading situation is estimated in consideration of at least one of processing latency, the number of terminals to be supported at the same time, and MCS information (ie, non-binary coding or binary coding) of each terminal.
  • the base station 1130 determines to use the HQAM method when the number of terminals to be supported at the same time is greater than a predetermined threshold value, and determines to use the SQAM method when the number of terminals to be supported at the same time is smaller than a predetermined threshold value. can do.
  • the base station 1130 may determine to use the HQAM scheme.
  • the base station 1130 may determine whether to use the SQAM method or the HQAM method in consideration of the priority of the terminals to be received at the same time. The priority of the terminals may be determined based on at least one of fairness and overall throughput.
  • the base station 1130 estimates the channel state of the terminal and determines the MCS level for the determined modulation scheme (ie, the SQAM scheme or the HQAM scheme) using the estimated channel state (1105).
  • the channel state information of the terminal is signal-to-interference-plus-noise ratio (SINR) of the signal received by the terminal 1150 and the non-Gaussianity of the band for transmitting the signal using the SQAM scheme or the HQAM scheme. It may include.
  • the non-Gaussian degree may include an alpha value in the CGG PDF or a numerical value for determining how far the distribution of additive noise in the corresponding band deviates from the Gaussian distribution.
  • the band for transmitting a signal using the SQAM method or the HQAM method may be set between the terminal 1150 and the base station 1130 or may be changed according to a communication situation.
  • the MCS level includes at least one of a sequence length, a QAM level, and a code rate for an SQAM scheme or an HQAM scheme.
  • the method of determining the MSC level will be described in detail with reference to FIG. 12 below.
  • the base station 1130 transmits information including the determined modulation scheme and the determined MCS level to the terminal 1150 (1107).
  • the terminal 1150 transmits a signal to the base station 1130 using an MCS level and a modulation scheme included in the information received from the base station 1130 (1109). Then, the base station 1130 demodulates the signal received from the terminal 1150 based on the determined MCS level and the determined modulation scheme (1111).
  • FIG. 12 illustrates a method of determining an MCS level in a modulation method according to an embodiment of the present invention.
  • the base station determines the MCS level, but the terminal may directly determine the MCS level based on the measured SINR.
  • the base station compares the SINR value and the threshold value S th of the signal received by the terminal (1205).
  • the S th may be determined according to a preset value or variably determined according to a communication situation. More specifically, the S th value may be determined based on a value that is a criterion of whether repetition is performed in a QAM method using a specific level of MCS.
  • the base station may determine the MCS level of the SQAM scheme or the HQAM scheme based on the characteristics of the SQAM band or the HQAM band.
  • the MCS level of the SQAM scheme or the HQAM scheme may include at least one of a length of a sequence, a level / order of a QAM, and a code rate.
  • the characteristic value determined in the band of the SQAM method or the HQAM method may be determined based on the degree of unbiased cyan.
  • the MCS level of the communication system can be optimized through LLS (Link Level Simulation).
  • the base station can adjust the MCS level of the SQAM method or the HQAM method only by changing the length of the sequence or the change of the QAM order.
  • the larger the SINR value the shorter the sequence length and the higher the QAM order.
  • the length of the sequence can be increased and the order of the QAM can be reduced.
  • the base station can determine the MCS level of the QAM method, HQAM method or SQAM method through such a method.
  • FIG. 13 shows another example of a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to an embodiment of the present invention.
  • the base station 1330 and the terminal 1350 transmit and receive signals.
  • the modulation method used in the transmission and reception of the signal according to an embodiment of the present invention can be variously determined, but with reference to Figure 13 will be described with reference to the system in the case of applying the performance boosting (boosting) in the HQAM scheme in the uplink do.
  • the terminal 1350 reports to the base station whether its performance boosting is necessary (1301).
  • the terminal 1350 does not support the SQAM scheme and requires a performance boosting.
  • the situation in which the terminal 1350 requires the performance boosting may be a case where a terminal at a cell edge is in an emergency state (for example, an emergency call mode) or when data retransmission fails more than a specific number of times.
  • the terminal 1150 may request the MCS level applicable to the base station 1130 during signal transmission, and the request message includes at least one of information on a QAM scheme or an HQAM scheme, a sequence length, and a code rate. .
  • the base station 1330 determines whether a boosting mode is applicable when communicating with the terminal 1350 in consideration of the current loading situation (1303). That is, the base station 1330 determines one of the first mode, which is a general mode, and the second mode, which is a boosting mode, in consideration of the current loading situation.
  • the first mode relates to an operation of estimating a non-Gaussian characteristic by receiving data from a correlator scheduled to receive data and estimating an interference signal by performing a hard decision (HD).
  • the second mode relates to the operation of always operating the correlator for a sequence and estimating the non-Gaussian characteristic and SINR using the correlator outputs other than the correlator promised to receive data.
  • the first mode has a reduced performance compared to the second method but degrades performance
  • the second mode has improved performance compared to the first mode but increases complexity.
  • the AMC can be performed with high accuracy due to improved estimation accuracy of the non-Gaussian characteristic.
  • the base station 1330 checks the channel state of the terminal and determines the MCS (Modulation and Coding Scheme) level applicable to the terminal 1150 using the checked channel state (1305).
  • the channel state information of the terminal may include a degree of non-Gaussian of the band for transmitting the signal using the SINR and HQAM scheme of the signal received by the terminal 1150.
  • a band for transmitting a signal using the HQAM scheme may be set between the terminal 1350 and the base station 1330 or may be changed according to a communication situation.
  • the MCS level includes at least one of a sequence length, a QAM level, and a code rate for the HQAM scheme.
  • the base station 1330 may apply a separate MCS table according to whether the boosting mode is applied.
  • the base station 1330 transmits information including the determined boosting mode and the determined MCS level to the terminal 1350 (1307).
  • the terminal 1350 transmits a signal applying the MCS level and the boosting mode included in the information received from the base station 1330 to the base station 1130 (1309). Then, the base station 1330 demodulates the signal received from the terminal 1350 based on the MCS level and the boosting mode (1311).
  • FIG. 14 shows an example of a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to an embodiment of the present invention.
  • the base station 1430 and the terminal 1450 transmit and receive signals.
  • the modulation method used in the transmission and reception of the signal according to an embodiment of the present invention can be variously determined, with reference to Figure 14 based on the system for operating the HQAM scheme and SQAM scheme or the FQAM scheme and NQAM scheme in the downlink Explain.
  • the base station 1430 requests the terminal 1450 for information on supportable modulation schemes and channel code information (1401). That is, the base station 1430 requests the terminal 1450 for information on one of the supported modulation schemes of the SQAM scheme and the HQAM scheme and information indicating whether non-binary decoding can be performed.
  • the terminal 1450 estimates the information requested by the base station 1430 and reports the information to the base station 1430 (1403). That is, the terminal 1450 reports to the base station 1430 information on the supportable modulation scheme of one of the SQAM scheme and the HQAM scheme and information indicating whether non-binary decoding can be performed. In this case, the UE 1450 may apply only the HQAM scheme to information on one of the supported modulation schemes of the SQAM scheme and the HQAM scheme, only the SQAM scheme may be applied, and the HQAM scheme and the SQAM scheme may be applied. All of them may be reported to the base station 1430 as not applicable.
  • the terminal 1450 determines whether non-binary decoding can be performed, and the determination result can be reported to the base station 1430.
  • the terminal 1450 determines that non-previous decoding can be performed when the remaining battery capacity is greater than a predetermined threshold value, and reports the determination result to the base station 1430.
  • the UE 1450 also reports the non-Gaussian degree of the SINR and the HQAM region for the allocated resource region to the base station 1430.
  • the non-Gaussian degree includes an alpha value in the CGG PDF or a value for determining how far the distribution of additive noise in the corresponding band deviates from the Gaussian distribution.
  • the base station 1430 determines the SQAM scheme or the HQAM scheme of the terminal 1450 by using the information reported from the terminal 1450, and uses the SINR and the non-Gaussian degree for the modulation scheme of the terminal 1450.
  • the MCS level is determined (1405). That is, the base station 1430 determines the MCS level of the modulation scheme of the UE 1450 by performing AMC by applying an appropriate MCS table according to the determined modulation scheme (SQAM scheme or HQAM scheme).
  • the base station 1430 transmits a signal to the terminal 1450 by applying the determined modulation scheme and MCS level, and at the same time, information about an MCS level and a modulation scheme (SQAM scheme or HQAM scheme) applied to the transmitted signal. It transmits to the terminal 1450 (1407).
  • SQAM scheme or HQAM scheme a modulation scheme
  • the terminal 1450 demodulates the received signal using the information on the MCS level and the modulation scheme received from the base station 1430 (1409).
  • FIG. 15 shows another example of a signal transmission and reception method between a base station and a terminal using a modulation method according to an embodiment of the present invention.
  • the base station 1530 and the terminal 1550 transmit and receive signals.
  • the modulation method used in the transmission and reception of the signal according to an embodiment of the present invention can be variously determined, but with reference to Figure 15 will be described based on the system in the case of applying the performance boosting in the HQAM method or SQAM method in the downlink do.
  • the base station 1530 requests to the terminal 1550 information indicating whether boosting is required, information indicating a supportable reception mode, and channel state information (1501).
  • the information indicating the supportable reception mode is information indicating whether or not the boosting mode can be performed and is information indicating the first mode or the second mode described with reference to FIG. 13.
  • the channel state information includes non-Gaussian information of the SINR and the HQAM region for the allocated resource region.
  • the base station 1530 determines whether a boosting mode is applicable when communicating with the terminal 1550 in consideration of the information reported from the terminal 1550, and determines an MCS level suitable for the terminal 1550 (1505). .
  • the base station 1530 may determine the MCS level of the terminal 1550 using a separate MCS table according to whether the boosting mode is applicable.
  • the base station 1550 When the boosting mode is applicable to the terminal 1550, the base station 1550 applies a boosting mode and the determined MCS level to a signal and transmits the signal, and transmits information on the MCS level and the boosting mode applied to the transmitted signal. Transmit to 1550 (1507).
  • the terminal 1550 demodulates the received signal using the information on the MCS level and the boosting mode received from the base station 1530 (1509).
  • FIG. 16 illustrates distribution of PAPR in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
  • reference numeral 1612 is a graph illustrating a change in a PAPR value when 4-QAM is used in an OFDMA system.
  • Reference numeral 1614 is a graph showing a change in the PAPR value when using 4-QAM in the SC-FDMA system.
  • Reference numeral 1616 is a graph showing the change of the PAPR value when using 32-FQAM (4-FSK + 8-QAM) in the SC-FDMA system.
  • reference numeral 1618 is a graph showing a change in the PAPR value when using 32-SQAM (4-WSM + 8-QAM) in the SC-FDMA system. Looking at the graphs shown, it can be seen that the PAPR is increased by about 3.8 dB compared to the QAM method when the FQAM method is used in the SC-FDMA system. have.
  • the HQAM scheme according to an embodiment of the present invention has a PAPR similar to the SQAM scheme. That is, the waveforms of the HAQM method and the SQAM method are almost the same from a statistical point of view, and since the PAPR is a result calculated from the statistical point of view, the PAPR of the HQAM method and the SQAM method are almost similar.

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Abstract

본 개시는 LTE와 같은 4G 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 제공될 5G 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 송신하는 송신기에서 변조 방법은, 변조 방식을 결정하는 과정과, 상기 결정된 변조 방식이 특정 변조 방식에 해당하는 경우, 인코딩된 정보 비트를 미리 정해진 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변환하고, 미리 정해진 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 신호를 출력하는 과정과, 상기 출력된 신호를 수신기로 전송하는 과정을 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조/복조 장치 및 방법
본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호 송수신을 위해 간섭 신호의 분포가 비 가우시안(Gaussian) 분포를 가지도록 하는 변조/복조 장치 및 방법에 관한 것이다.
4G (4th-Generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G (5th-Generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파 (mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가 (60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로 손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍 (beamforming), 거대 배열 다중 입출력 (massive multi-input multi-output: massive MIMO), 전차원 다중입출력 (Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나 (array antenna), 아날로그 빔형성 (analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조 (Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC (Filter Bank Multi Carrier), NOMA (non orthogonal multiple access), 및 SCMA (sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
무선 통신 시스템에서 낮은 복잡도로 시스템을 운용(일 예로, 적응적 변조 및 부호화 운용, 연판정복호메트릭 생성 등)하기 위하여 간섭신호에 대하여 가우시안 가정을 이용한다. 이때, 간섭신호의 특성을 최대한 가우시안 분포에 가깝게 만들기 위하여 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식을 사용한다. 또한, 최소 채널 부호화 율과 최소 변조 차수를 적용해도 목표 에러 성능을 만족시킬 수 없는 사용자에 대해서는 QAM 심벌을 반복적으로 전송함으로써 목표 성능을 달성하게 하는 방법을 적용한다.
그러나 최근 강한 간섭신호가 존재하는 무선 통신 시스템에서 가산 잡음의 통계적인 분포가 가우시안 분포를 따르는 경우, 채널 용량의 관점에서 최악의 경우임이 증명되었다. 따라서, 가산 잡음의 특성을 갖는 간섭 신호들의 통계적인 분포가 비 가우시안 분포를 따르도록 만들게 되면 종래의 시스템 보다 더 높은 시스템 처리량을 얻을 수 있을 것은 자명하다. 이러한 이유로 제안된 변조 방식이 FQAM(Frequency Quadrature Amplitude Modulation) 방식이다.
도 1 및 도 2는 종래 무선 통신 시스템에서 FQAM 방식의 특성을 보이고 있다.
도 1을 참조하면, FQAM 방식(c)은 QAM 방식(a)과 FSK(Frequency Shift Keying) 방식(b)이 결합된 하이브리드(hybrid) 변조 방식으로써 심벌을 구성하는 다수의 부반송파 중 일부만 활성화되므로 간섭신호의 통계적인 분포가 비 가우시안 분포의 특성을 갖는다. 이는 종래의 FSK 방식과 유사하다. 그러나, FQAM 방식은 활성화되는 부반송파에 QAM 심벌을 전송함으로써 FSK 방식보다 스펙트럼 효율(spectral efficiency)을 크게 개선한다. 도 2에서와 같이 FQAM 방식을 간섭신호가 매우 강한 셀 외곽 사용자 들에게 적용하게 되면 비 가우시안 간섭 채널을 형성하게 되므로 종래의 QAM 심벌을 반복 전송하여 가우시안 간섭 채널을 형성하던 시스템 대비 시스템 처리량을 매우 크게 개선할 수 있다.
그러나, FQAM 방식과 같은 변조 방식을 적용하여 종래의 기술 대비 비약적인 성능 개선을 이루기 위해서는 비이진 부호화/복호화의 적용이 필수적이다. 이는 FQAM 방식이 후보 송신 신호간 거리 특성에 의하여 이진 부호보다는 비이진 부호에 적합하기 때문이다. 그러나, FQAM 방식의 적용에 필수적인 요소인 비이진 부호화/복호화 기술은 복잡도가 매우 크기 때문에 구현상의 문제가 발생할 가능성이 크다. 이러한 구현상의 문제를 해결하기 위하여 제안된 변조 방식이 NQAM(Nulling Quadrature Amplitude Modulation) 방식이다. NQAM 방식은 QAM 방식으로 변조된 심볼의 송신 파워(power)를 증가시키고 일부 부반송파를 비워두며 셀 별로 특화된 부반송파 순열(permutation) 규칙을 적용하는 방식이다. 이러한 NQAM 방식은 종래의 QAM 심볼의 반복 전송 방식과 달리 FQAM 방식을 적용하는 경우와 유사한 비 가우시안 간섭 채널을 형성할 수 있다. 또한, NQAM 방식은 종래의 FQAM 방식과 달리 이진 부호화/복호화 기술로 기존 QAM 방식 대비 성능을 크게 개선할 수 있다.
한편, 셀룰러 무선 통신 시스템에서는 기지국이 단말에게 정보를 전달하는 하향 링크와 단말이 기지국에게 정보를 전달하는 상향 링크가 존재한다. 이 중 단말이 기지국에게 정보를 전달하는 상향 링크의 경우 단말의 배터리 소모를 최소화 해야 하므로 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 문제가 중요하게 고려된다. 따라서, 셀룰러 무선 통신 시스템에 관련된 표준에서는 PAPR 감소를 위하여 상향링크에서는 SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 방식을 적용한다.
그런데, 상기 FQAM 방식 및 NQAM 방식은 OFDMA(Orthogonal Frequency-Division Multiple Access) 시스템에 적용할 경우 QAM 방식과 유사한 PAPR을 갖지만 SC-FDMA 방식에 적용할 경우 QAM 방식의 경우보다 매우 큰 PAPR을 갖게 된다. 이는 FQAM 방식 및 NQAM 방식이 심볼을 구성하는 다수의 부반송파들 중 일부만을 활성화 시키는 방식을 사용하기 때문이다. 만일, SC-FDMA 시스템에 QAM 방식 대신 FQAM 방식 또는 NQAM 방식을 적용하게 되면 비 가우시안 간섭 채널이 형성되지만 PAPR 문제 때문에 QAM 방식 대비 송신 파워를 감소시켜야 하므로 전체 네트워크 처리량 개선 효과가 크게 감소할 수 있다.
이러한 문제를 해결하기 위하여 제안된 변조 방식이 SQAM(Sequence Quadrature Amplitude Modulation) 방식이다. SQAM 방식은 FQAM 방식의 FSK 방식 대신 시퀀스 변조를 적용함으로써 FQAM 방식의 비워두는 부반송파를 제거 하였으며 수신기에 수신신호에 대한 상관기를 추가함으로써 수신기에서 관찰되는 간섭 신호를 FQAM 방식과 유사한 비 가우시안 분포를 갖도록 하였다. 따라서, SQAM 방식의 PAPR 특성을 QAM 방식과 유사하도록 유지하면서 비 가우시안 간섭 채널 형성을 통하여 기존 QAM 방식 대비 성능을 크게 개선하였다. 그러나, SQAM 방식을 적용하여 기존 QAM 방식 대비 성능을 크게 개선하기 위해서는 비이진 부호화/복호화 기술 적용이 필수적이다. 따라서, SQAM 방식을 적용하는 시스템에서는 비이진 부호화/복호화 기술의 복잡도 문제 때문에 구현상의 문제가 발생할 가능성이 크다. 그러므로, SC-FDMA 시스템에서 PAPR 문제를 발생시키지 않으면서 비 가우시안 간섭 채널을 형성할 수 있고 이진 부호화/복호화 기술로 종래 QAM 방식 대비 성능을 크게 개선할 수 있는 변조 방식이 요구된다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호 송수신 시 비 가우시안 간섭 채널을 생성하기 위한 변조/복조 장치 및 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호 송수신 시 비 가우시안 간섭 채널에서 이진 부호화/복호화 기술을 적용할 수 있는 변조/복조 장치 및 방법을 제공한다.
또한 본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호 송수신에 있어서 PAPR 문제를 발생 시키지 않는 변조/복조 장치 및 방법을 제공한다.
본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 송신하는 송신기에서 변조 방법은, 변조 방식을 결정하는 과정과, 상기 결정된 변조 방식이 특정 변조 방식에 해당하는 경우, 인코딩된 정보 비트를 미리 정해진 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변환하고, 미리 정해진 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 신호를 출력하는 과정과, 상기 출력된 신호를 수신기로 전송하는 과정을 포함한다.
또한 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 수신하는 수신기에서 복조 방법은, 송신기로부터 신호를 수신하는 과정과, 상기 수신된 신호를 상기 송신기에서 미리 정해진 시퀀스 세트에 따른 상관관계를 기반으로 상기 시퀀스 셋 중 상기 수신한 신호에 대응하는 시퀀스 정보를 추출하는 과정과, 상기 수신된 신호 및 상기 시퀀스 정보에 대응하는 로그 우도비 계산 결과를 기반으로 상기 수신된 신호를 복조하는 과정을 포함하며, 상기 수신된 신호는 송신하고자 하는 정보 비트를 미리 정해진 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변환하고, 상기 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 출력된 신호임을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 변조하여 송신하는 송신기는, 변조 방식을 결정하고, 상기 결정된 변조 방식이 특정 변조 방식에 해당하는 경우, 인코딩된 정보 비트를 미리 정해진 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변환하고, 미리 정해진 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 신호를 출력하는 변조부와, 상기 출력된 신호를 수신기로 전송하는 전송부를 포함한다.
또한 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 수신하여 복조하는 수신기는, 송신기로부터 신호를 수신하는 수신부와, 상기 수신된 신호를 상기 송신기에서 미리 정해진 시퀀스 세트에 따른 상관관계를 기반으로 상기 시퀀스 셋 중 상기 수신한 신호에 대응하는 시퀀스 정보를 추출하는 상관부와, 상기 수신된 신호 및 상기 시퀀스 정보에 대응하는 로그 우도비 계산 결과를 기반으로 상기 수신된 신호를 복조하는 복조부를 포함하며, 상기 수신된 신호는 송신하고자 하는 정보 비트를 미리 정해진 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변환하고, 상기 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 출력된 신호임을 특징으로 한다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호 송수신 시 비 가우시안 간섭 채널에서 이진 부호화 및 복호화 기술을 적용할 수 있다. 또한 본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호 송수신 시 간섭 신호를 비 가우시안화 시킴으로써 채널 용량을 증대시킬 수 있다. 또한 본 발명은 종래의 FQAM 방식 또는 NQAM 방식과 달리 SC-FDMA 시스템에 적용하여도 PAPR 문제가 발생하지 않는다.
한편 그 외의 다양한 효과는 후술될 본 발명의 실시 예에 따른 상세한 설명에서 직접적 또는 암시적으로 개시될 것이다.
도 1 및 도 2는 종래 무선 통신 시스템에서 FQAM 방식의 특성을 나타낸 도면,
도 3은 가산 잡음의 비가우시안 분포 특성에 따른 채널의 전송 수용량(Capacity)의 변화를 나타내는 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 변조 및 복조 장치를 나타낸 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예가 적용되는 QPSK에 따른 심볼 매핑을 나타낸 도면,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기에서 상관부(441)의 동작을 나타낸 도면,
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 변조 및 복조 장치를 나타낸 도면,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 송신기에서 신호를 송신하는 변조 방법을 나타낸 도면,
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 수신기에서 신호를 수신하는 복조 방법을 나타낸 도면,
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 전송 서브 프레임의 구조를 나타낸 도면,
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법의 일 예를 나타낸 도면,
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 변조 방법에서 MCS 레벨을 결정하는 방법을 나타낸 도면,
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법의 다른 예를 나타낸 도면,
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법의 일 예를 나타낸 도면,
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법의 다른 예를 나타낸 도면,
도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 PAPR의 분포를 나타내는 도면.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명의 주요한 요지는 무선 통신 시스템에서 신호 송수신 시 비 가우시안 간섭 채널에서 이진 부호화/복호화 기술을 적용할 수 있는 변조/복조 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
도 3은 가산 잡음의 비 가우시안 분포 특성에 따른 채널의 전송 수용량(Capacity)의 변화를 보이고 있다.
도 3을 참조하면, 참조번호 310은 가우시안 및 알파(α)값이 각각 1.0 및 0.5 인 복소 일반화 가우시안(Complex Generalized Gaussian)인 가산 잡음 분포(Additive Noise Distribution)를 나타내며, 참조번호 330은 각 경우에서 채널 수용량(Channel Capacity)에 따라 요구되는 최소 신호대 잡음비를 나타내는 도면이다.
참조번호 310 및 참조번호 330에서, 간섭 신호의 세기가 강한 환경에서 가산 잡음의 분포가 가우시안 분포를 나타내는 경우 다른 분포의 가산 잡음 분포에 비해서 채널 수용량이 떨어지는 것을 확인 할 수 있다. 또한 가산 잡음의 분포가 비 가우시안의 분포를 띄며 하이 픽(High Peak)/헤비 테일(Heavy Tail)의 분포를 가지게 되면 채널 수용량이 증가하는 것을 확인할 수 있다.
이와 같이 무선 통신 시스템에서 가산 잡음의 통계적인 분포가 가우시안 분포를 따르는 경우 다른 분포를 가지는 경우에 비해 채널 수용량이 떨어지는 것을 확인할 수 있다. 따라서, 가산 잡음의 특성을 갖는 간섭 신호들의 통계적인 분포가 비 가우시안 분포를 따르도록 무선 통신 시스템을 설계하면, 채널 수용량의 향상을 통해 보다 높은 시스템 처리량을 얻을 수 있다.
이를 위해 본 발명의 실시 예에 따라 간섭 신호들의 통계적인 분포가 비 가우시안 분포를 따르도록 하는 무선 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조 장치 및 방법에 대하여 상세히 설명하기로 한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 변조 및 복조 장치를 보이고 있다.
도 4를 참조하면, 신호를 송신하는 변조 장치(이하, 송신기)는 채널 인코더(401), 변조부(modulator)(403), 스크램블러(scrambler)(405), 직렬/병렬(Serial to Parallel : S/P) 변환부(407), 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT)부(409), 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)부(411) 및 CP(Cyclic Prefix) 추가부(413) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 상기 송신기에 포함되는 각 구성 요소는 필수적인 구성요소로만 이루어지지 않으며, 실시 예에 따라 각 구성 요소 중 일부가 생략될 수 있다. 특히, 상기 변조부(403) 및 스크램블러(405)는 본 발명의 실시 예에 대한 주요한 동작을 수행한다. 이하, 상기 채널 인코더(401) 및 변조부(403)는 HQAM(Hopped QAM) 방식을 이용함을 가정하여 설명하기로 한다.
상기 채널 인코더(401)는 이진(Binary) 코드 또는 비이진(non-binary) 코드를 사용하여 전송할 정보 비트를 인코딩한다. 특히, HQAM 방식은 정보의 송수신 측면에서 QAM 방식과 동일하므로, 본 발명의 실시 예에 따른 채널 인코더(401)는 이진 코드를 사용하여 전송할 정보 비트를 인코딩한다.
상기 변조부(403)는 인코딩된 정보 비트를 HQAM 방식을 사용하여 변조한다. 이때 사용되는 HQAM 방식의 레벨은 실시 예에 따라 다르게 결정될 수 있으며, 또한 레벨은 채널 상태에 따라 가변적으로 결정될 수 있다. 특히, 본 발명의 실시 예에 따른 변조부(403)는 다음과 같이 동작한다.
본 발명의 실시 예는 변조부(403)에서 변조를 수행하기 이전에, 송신기는 수신기로부터 QAM 변조 차수와 적용할 시퀀스 길이 정보를 전달받는다. 그리고 송신기는 각 수신기마다 수신기(즉, 기지국)에 특정(specific)한 정수 벡터(Integer vector, V))를 설정한다. 여기서, 상기 정수 벡터의 각 엘리먼트(element)는 특정 시퀀스 세트(sequence set)의 시퀀스 인덱스(index)를 의미한다. 그리고 상기 정수 벡터는 송신기에 의해 직접 생성되거나, 또는 수신기로부터 전달받는 랜덤 시퀀스로, 셀 ID(또는 섹터 ID) 및 송신기(즉, 단말) ID 중 적어도 하나를 근거로 설정된 것이다. 또한 상기 정수 벡터는 상기 랜덤 시퀀스의 특성을 유지하면서 주요 간섭 요소(dominant interferer)가 될 가능성이 큰 인접 셀 간에 충돌 확률(hit probability)을 최소화할 수 있도록 설정될 수 있다.
일 예로, V1, V2, V3, V4가 인접 셀인 경우 각 셀들의 정수 벡터는 아래 <표 1>과 같이 구성될 수 있다.
Desired cell : V1 = [1 1 2 4 2 1 …]
Interfering cell : V2 = [2 3 1 2 1 4 …]
Interfering cell : V3 = [4 2 3 1 4 2 …]
Interfering cell : V4 = [3 4 4 3 3 3 …]
상기 특정 시퀀스 세트는 수신기가 전달한 시퀀스 길이를 만족하는 세트이다.일 예로, 시퀀스 세트는 아래 <표 2>과 같이 구성될 수 있다.
S1 = [1 1 1 1]
S2 = [1 -1 1 -1]
S3 = [1 1 -1 -1]
S4 = [1 -1 -1 1]
시퀀스 세트는 <표 2>과 같이 구성되고, V=[1 3 2 2 4]인 경우, V 벡터의 첫번째 엘리먼트 V(1)이 1인 경우는 S1 = [1 1 1 1]을 의미하고, V 벡터의 두번째 엘리먼트 V(2)이 3인 경우는 S3 = [1 1 -1 -1]을 의미하며, V 벡터의 세번째 엘리먼트 V(3)이 2인 경우는 S2=[1 -1 1 -1]을 의미한다.
일 예로, 기본적인 변조 정보가 QAM 변조 차수가 QPSK이고, 시퀀스 길이가 4이고, V=[1 3 2 2 4]이며, 상기 <표 2>과 같은 시퀀스 세트를 이용함을 가정한다. 송신기는 입력된 정보 비트가 01 00 01 11 10인 경우 도 5와 같이 QPSK에 따라 심볼로 매핑하여 C2 C1 C2 C3 C4를 출력한다. 그리고 변조부(403)는 상기 <표 2>의 시퀀스 세트에서 상기 V의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택한다. 즉 변조부(403)는 V(1)이면 S1 = [1 1 1 1]를 선택하고, V(2)이면 S3 = [1 1 -1 -1]을 선택하고, V(3)이면 S2 = [1 -1 1 -1]을 선택하고, V(4)이면 S2 = [1 -1 1 -1]를 선택하고, V(5)이면 S4 = [1 -1 -1 1]을 선택한다. 그리고 상기 변조부(403)는 수신기로부터 미리 전달받은 시퀀스 길이가 4이므로 QAM 심볼을 4번씩 반복하여 C2 C2 C2 C2 C1 C1 C1 C1 C2 C2 C2 C2 C3 C3 C3 C3 C4 C4 C4 C4를 출력하고, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 [C2 C2 C2 C2] [C1 C1 -C1 -C1] [C2 -C2 C2 -C2] [C3 -C3 C3 -C3] [C4 -C4 -C4 C4]를 출력한다.
상기 스크램블러(405)는 출력된 신호를 서브 캐리어 단위로 스크램블링한다. 보다 구체적으로 상기 스크램블러(405)에서 스크램블링하는 방법은 본 발명에서 적용하는 시퀀스에 의한 서브 캐리어 간에 반복 패턴이 존재할 수 있는 바, PAPR을 감소시키기 위해 반복된 패턴을 줄일 수 있도록 서브 캐리어 단위로 스크램블링을 적용할 수 있다. 또한 상기 스크램블러(405)에서 스크램블링 시퀀스를 선택하는 방법은 전송되는 신호에 따라 다양하게 결정될 수 있으나, 동일한 송신기 및 수신기에서 스크램블링 시퀀스는 동일하게 적용되는 것이 바람직하고, 각 송신기마다 스크램블링 시퀀스는 동일하게 적용되는 것이 바람직하다. 한편, 상기 스크램블러(405)는 PAPR를 최적화하기 위한 유닛으로 필수구성요소에 포함되지 않을 수도 있다.
또한 송신기는 상기 스크램블링된 신호를 직렬-병렬 변환부(407)에서 변환을 수행하고, DFT부(409)에서 DFT를 수행하며, IFFT부(411)에서 IFFT를 수행하며, CP 추가부(413)에서 CP를 추가하여 채널(415)을 통해 신호를 수신하는 복조 장치(이하, 수신기)에 전송한다.
이러한 송신기의 동작으로부터 송신 신호의 PAPR은 QAM 방식을 이용하는 경우와 유사하게 유지된다.
본 발명의 실시 예에 따른 수신기는 동기화 및 CP 제거부(431), FFT부(433), IDFT부(435), 병렬/직렬 변환부(437), 디스크램블러(439), 상관부(441), LLR(Log Likelihood Ratio, 로그 우도비) 계산부(443) 및 채널 디코더(435) 중 적어도 하나를 포함한다. 특히, 상기 디스크램블러(439), 상관부(441) 및 LLR 계산부(443)는 본 발명의 실시 예에 대한 주요한 동작을 수행한다.
상기 동기화 및 CP 제거부(431)는 수신된 신호의 동기를 맞추고 CP를 제거한다. FFT부(433)에서는 CP가 제거된 신호에 FFT를 수행하고, IDFT부(435)에서는 변환된 신호에 IDFT를 수행한다. 병렬-직렬 변환부(437)는 변환된 신호를 병렬에서 직렬로 변환한다.
상기 디스크램블러(439)는 스크램블러(405)가 사용하는 시퀀스와 대응되는 시퀀스를 이용하여 변환된 신호를 디스크램블링을 수행할 수 있다. 디스크램블링은 바람직하게 스크램블러와(405)와 대응되게 서브 캐리어 단위로 수행될 수 있다.
상기 상관부(441)는 미리 정해진 시퀀스 세트에 따른 상관관계를 기반으로 디스크램블링된 신호에 포함된 시퀀스 정보(변조부(403)에서 사용한 시퀀스 정보) 및 매핑 정보를 추출한다. 즉, 상관부(441)는 송신기로부터 수신한 신호에 포함된 시퀀스 정보 및 매핑 정보를 추출할 수 있다. 또한 상기 상관부(441)는 도 6에서와 같이 상기 추출된 시퀀스 정보와 곱하여 출력된 각 벡터별로, 자신의 상관부이외의 다른 상관부의 출력을 이용하여 SINR 및 비 가우시안 특성등의 파라미터를 높은 정확도를 갖도록 추정할 수 있다.
상기 LLR 계산부(443)는 수신된 신호 또는 변환된 신호로부터 LLR을 계산한다. 특히, LLR 계산부(443)는 상기 상관부(441)에서 비 가우시안 간섭 채널이 형성되므로 비 가우시안 디코딩 메트릭을 생성하여야 한다. 상기 비 가우시안 디코딩 메트릭을 생성하는 방법 중 대표적인 방법으로, CGG(Complex Generalized Gaussian)복호 메트릭 생성 방법이 존재한다. 상기 CGG 복호 메트릭 생성 방법은 간섭 신호 또는 잡음이 CGG 분포를 따른다고 가정하고, LLR 또는 PDF(Probability Density Function)를 계산하여 계산된 결과를 채널 디코더(435)의 입력으로 제공한다.
그리고 상기 채널 디코더(435)은 계산된 LLR 값을 기반으로 정보 비트 및 심볼 중 적어도 하나를 추정한다.
이러한 수신기의 동작으로부터 수신된 신호에서 검출되는 간섭신호는 비 가우시안화되며 QAM을 이용하므로 이진 부호화/복호화 기술로 성능을 개선할 수 있다.
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 변조 및 복조 장치를 보이고 있다. 도 7에 도시한 본 발명의 다른 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하는 변조 장치는, 상기 도 5에 도시한 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신시스템에서 신호를 송수신하는 변조 및 복조 장치와 구성만 달리할 뿐, 본 발명의 실시 예에 따른 동작은 유사하다.
도 7을 참조하면, 송신기는 채널 인코더(802), 변조부(703), 심볼 인터리버(705), 스크램블러(707), 자원 매핑기(709), DFT부(711), IFFT부(713) 및 CP 추가부(715) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 실시 예의 각 구성 요소는 필수적인 구성요소로만 이루어지지 않으며, 실시 형태에 따라 각 구성 요소 중 일부가 생략될 수 있다.
상기 채널 인코더(701)는 이진 코드를 사용하여 전송할 정보 비트를 인코딩한다.
상기 변조부(703)는 인코딩된 정보 비트를 HQAM 방식을 사용하여 변조한다. 이때 사용되는 HQAM 방식의 레벨은 실시 예에 따라 다르게 결정될 수 있으며, 또한 레벨은 채널 상태에 따라 가변적으로 결정될 수 있다. 상기 변조부(703)는 입력된 인코딩된 정보 비트를 QAM 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 매핑한다. 여기서, 변조부(703)는 상기 도 4에서 설명한 변조부(403)와 유사한 동작을 수행하므로 그 상세한 설명은 생략하기로 한다. 본 발명의 실시 예에 따른 변조부(703)는 인코딩된 정보 비트를 미리 정해진 QAM 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변환하고, 미리 정해진 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 출력한다.
상기 심볼 인터리버(705)는 출력된 심볼 사이에 채널 상관(channel correlation)을 줄이기 위해 심볼 인터리빙을 수행할 수 있으며, 보다 구체적으로 HQAM 심볼 단위의 심볼 인터리빙을 수행한다.
상기 스크램블러(707)는 출력된 심볼을 스크램블링 하며, 특히 본 발명의 실시 예에서는 출력된 심볼을 서브 캐리어 단위로 스크램블링한다. 보다 구체적으로, 상기 스크램블러(707)에서 스크램블링 하는 방법은 서브 캐리어 간에 반복 패턴이 존재할 수 있는 바, PAPR을 감소시키기 위해 반복된 패턴을 줄일 수 있도록 서브 캐리어 단위로 스크램블링을 적용한다. 또한 상기 스크램블러(707)에서 스크램블링 시퀀스를 선택하는 방법은 전송되는 신호 또는 심볼에 따라 다양하게 결정될 수 있으나, 동일한 송신기 및 수신기에서 스크램블링 시퀀스는 동일하게 적용되는 것이 바람직하다.
상기 자원 매핑기(709)는 HQAM 심볼을 구성하는 서브 캐리어 간에 페이딩 효과(fading effect)가 대응될 수 있도록 서브 캐리어 자원을 매핑할 수 있다. 상기 대응되는 페이딩 효과는 각 서브 캐리어들이 서로 유사한 페이딩 효과를 경험하도록 하는 것을 포함하며, 이와 같이 송신기는 각 서브 캐리어들이 서로 유사한 페이딩 효과를 경험하도록 상기 서브 캐리어 자원을 매핑할 수 있다. 본 발명의 실시 예에서 자원 매핑은 시간 주파수 상에서 특정 자원 영역을 매핑 시킬 수 있으며 길이가 4인 경우 참조번호 772 또는 참조번호 774와 같이 자원을 매핑 시킬 수 있다.
그리고 상기 전송 자원에 매핑된 신호는, DFT부(711)에서 DFT를 수행하며, IFFT부(713)에서 IFFT를 수행하며, CP 추가부(816)에서 CP를 추가하여 채널(730)을 통해 수신기에 전송한다.
본 발명의 실시 예에 따른 수신기는 동기화 및 CP 제거부(751), FFT부(753), IDFT부(755), 자원 디매핑부(de-mapping)(757), 디스크램블러(759), 심볼 디인터리버(751), 상관부(763), LLR 계산부(765) 및 채널 디코더(767) 중 적어도 하나를 포함한다.
상기 동기화 및 CP 제거부(751)는 수신된 신호의 동기를 맞추고 CP를 제거한다. FFT부(753)에서는 CP가 제거된 신호에 FFT를 수행한다. IDFT부(755)에서는 변환된 신호에 IDFT를 수행한다.
상기 자원 디매핑부(757)는 자원 매핑부(709)와 대응되게 할당된 자원에서 심볼을 디매핑할 수 있다.
상기 디스크램블러(759)는 스크램블러(707)가 사용하는 시퀀스와 대응되는 시퀀스를 이용하여 디매핑된 신호를 기반으로 디스크램블링을 수행한다. 디스크램블링은 바람직하게 스크램블러와(707)와 대응되게 서브 캐리어 단위로 수행될 수 있다.
상기 심볼 디인터리버(861)는 심볼 인터리버(705)와 대응되게 HQAM 심볼 단위의 심볼 디인터리빙을 수행할 수 있다.
상기 상관부(763)는 미리 정해진 시퀀스 세트에 따른 상관관계를 기반으로 디인터리빙된 심볼에 포함된 시퀀스 정보 및 매핑 정보를 추출한다. 여기서, 상기 상관부(763)는 상기 도 4에서 설명한 상관부(441)와 유사한 동작을 수행하므로 그 상세한 설명은 생략하기로 한다.
상기 LLR 계산부(765)는 수신된 신호 및 추출된 시퀀스 정보로부터 LLR 값을 계산한다. 상기 채널 디코더(767)은 계산된 LLR 값과 수신된 신호 정보 중 적어도 하나를 기반으로 심볼을 추정한다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 송신기에서 신호를 송신하는 변조 방법을 간략히 보이고 있다. 도 8에서는 본 발명의 실시 예에 따른 송신기에서 수행되는 변조 방법의 주요한 동작만을 나타내었다.
도 8을 참조하면, 송신기는 이진 코드를 사용하여 전송할 정보 비트를 인코딩한다(801). 그리고 송신기는 상기 인코딩된 정보 비트를 QAM 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변조하고, 미리 정해진 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 신호를 출력한다(803). 여기서, 상기 QAM 변조 차수와 적용할 시퀀스 길이 정보는 송신기와 수신기 간에 미리 전달된 정보이다.
상기 송신기는 상기 출력된 신호를 서브 캐리어 단위로 스크램블링한다(805). 상기 스크램블링하는 방법은 HOPPED 시퀀스에 의한 서브 캐리어 간에 반복 패턴이 존재할 수 있는 바, PAPR을 감소시키기 위해 반복된 패턴을 줄일 수 있도록 서브 캐리어 단위로 스크램블링을 적용할 수 있다.
그리고 상기 송신부는 상기 스크램블링된 신호를 송신하기 위한 추가적인 처리를 수행하며, 처리된 신호를 채널을 통해 수신기로 전송한다(807). 여기서 상기 추가적인 처리는 직렬-병렬 변환, DTF 수행, IFFT 수행 및 CP 추가 중 적어도 하나의 동작을 의미한다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 수신기에서 신호를 수신하는 복조 방법을 간략히 보이고 있다. 도 9에서는 본 발명의 실시 예에 따른 수신기에서 수행되는 복조 방법의 주요한 동작만을 나타내었다.
도 9를 참조하면, 수신기는 송신기로부터 신호를 수신한다(901). 여기서, 상기 수신기는 수신된 신호의 동기를 맞추고 CP를 제거하며, CP가 제거된 신호에 FFT 및 IDFT를 수행한 후, 변환된 신호를 병렬에서 직렬로 변환할 수 있다.
그리고 수신기는 도 8의 스크램블링 동작에서 사용하는 시퀀스와 대응하는 시퀀스를 이용하여 수신된 신호를 서브 캐리어 단위로 디스크램블링 한다(903). 수신부는 상기 디스크램블링된 신호를 기반으로 도 8의 변조 동작에서 사용한 변조 동작에서 사용한 시퀀스 정보를 추출한다(905). 그리고 수신부는 수신된 신호 및 추출된 시퀀스 정보로부터 LLR 값을 계산한다(907).
그리고 수신부는 계산된 LLR값을 기반으로 정보 비트 및 심볼 중 적어도 하나를 추정한다.
이하, 상기 송신기와 수신기를 포함하는 기지국과 단말에서 신호를 송수신하는 변조 방식의 운용에 대한 방법에 대하여 설명하기로 한다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 전송 서브 프레임의 구조를 보이고 있다.
도 10을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 서브프레임은 시간 영역에 따라 슬롯(slot) 0(1012) 및 슬롯 1(1014)를 포함할 수 있다. 또한 주파수 영역에 따라 QAM 대역(1020) 및 HQAM 대역(1030)을 포함할 수 있다. 여기서, 상기 HQAM 대역(1030)은 SQAM 대역과 같이 이용될 수 있다.
상기 QAM 대역(1020)은 N1개의 RB(Resource Block)를 포함할 수 있으며, HQAM 대역(1030)은 N2개의 RB를 포함할 수 있다. 그리고 N1및 N2은 실시 예에 따라 다르게 선택될 수 있으며, 채널 상태에 따라 가변적으로 선택될 수 있다.
또한 상기 QAM 대역(1020)에서 전송되는 신호는 QAM 방식으로 변조 및 복조될 수 있으며, HQAM 대역(1030)에서 전송되는 신호는 HQAM 방식으로 변조 및 복조될 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법의 일 예를 보이고 있다.
도 11을 참조하면, 본 발명의 실시 예에서 기지국(1130) 및 단말(1150)은 신호를 송수신한다. 그리고 본 발명의 실시 예에 따른 신호 송수신에서 사용되는 변조 방법은 다양하게 결정될 수 있으나, 도 11을 참조하여, 상향 링크에서 SQAM 방식과 HQAM 방식을 운용하는 시스템을 기준으로 설명하기로 한다.
단말(1150)은 SQAM 방식 및 HQAM 방식 중 운용 가능한 변조 방식을 기지국(1130)에게 보고한다(1101). 즉, 단말(1150)은 HQAM 방식만 적용 가능함, SQAM 방식만 적용 가능함, HQAM 방식 및 SQAM 방식 모두 적용 가능함 및 HQAM 방식 및 SQAM 방식 모두 적용 불가능함 중 하나를 기지국(1130)에게 보고한다. 이때, 상기 단말(1150)은 기지국(1130)으로 신호 전송 시, 적용 가능한 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 기지국(1130)으로 요청하며, 상기 요청 메시지에는 QAM 방식, HQAM 방식 또는 SQAM 방식에 대한 정보, 시퀀스 길이 및 부호율(code rate) 중 적어도 하나가 포함된다.
상기 기지국(1130)은 변조 방식으로 SQAM 방식을 사용할 것인지 판단한다(1103). 이때, 상기 SQAM 방식은 비 이진 디코딩이 필요하다. 이에 따라 기지국(1130)은 현재 자신의 로딩(loading) 상황을 고려하여 비 이진 디코딩이 수행 가능한지의 여부를 판단하고, 비 이진 디코딩이 수행 가능한 경우 변조 방식으로 SQAM 방식을 사용할 것으로 판단한다. 상기 로딩 상황은 프로세싱 레이턴시(processing latency), 동시에 지원해야 하는 단말의 수 및 각 단말의 MCS 정보(즉, 비 이진 코딩 또는 이진 코딩 여부) 중 적어도 하나를 고려하여 추정된다. 일 예로, 기지국(1130)은 동시에 지원해야 하는 단말의 수가 미리 정해진 임계값보다 많은 경우 HQAM 방식을 사용할 것으로 판단하고, 동시에 지원해야 하는 단말의 수가 미리 정해진 임계 값보다 적은 경우 SQAM 방식을 사용할 것으로 판단할 수 있다. 다른 예로, 기지국(1130)은 단말(1150)로부터 운용 가능한 변조 방식으로 HQAM 방식만 적용 가능함을 보고 받으면, HQAM 방식을 사용할 것으로 판단할 수 있다. 또한 기지국(1130)은 동시에 수신해야 할 단말들의 우선 순위를 고려하여 SQAM 방식 또는 HQAM 방식을 사용할 것인지의 여부를 판단할 수 있다. 상기 단말들의 우선 순위는 공정성(Fairness) 및 전체 처리량(overall throughput) 중 적어도 하나를 근거로 결정될 수 있다.
그리고 기지국(1130)은 단말의 채널 상태를 추정하고, 추정한 채널 상태를 이용하여 상기 판단된 변조 방식(즉, SQAM 방식 또는 HQAM 방식)에 대한 MCS 레벨을 결정한다(1105). 상기 단말의 채널 상태 정보는 단말(1150)이 수신한 신호의 SINR(Signal to Interference-plus-Noise Ratio) 및 SQAM 방식 또는 HQAM 방식을 사용하여 신호를 전송하는 대역의 비 가우시안 정도(Non-Gaussianity)를 포함할 수 있다. 상기 비 가우시안 정도는 CGG PDF에서의 α값 또는 해당 대역에서 가산 잡음의 분포가 가우시안 분포에서 얼마나 벗어나는지를 판단할 수 있는 수치를 포함할 수 있다. 상기 SQAM 방식 또는 HQAM 방식을 사용하여 신호를 전송하는 대역은 단말(1150) 및 기지국(1130) 사이에 설정 되거나 통신 상황에 따라 변경될 수 있다. 그리고 상기 MCS 레벨은 SQAM 방식 또는 HQAM 방식을 위한 시퀀스의 길이, QAM 레벨 및 코드레이트 (Code-Rate) 중 적어도 하나를 포함한다. 여기서, 상기 MSC 레벨을 결정하는 방법은 아래 도 12를 참조하여 상세히 설명하기로 한다.
상기 기지국(1130)은 상기 판단된 변조 방식 및 상기 결정된 MCS 레벨을 포함하는 정보를 단말(1150)에 전송한다(1107).
상기 단말(1150)은 상기 기지국(1130)으로부터 수신된 정보에 포함된 MCS 레벨 및 변조 방식을 이용하여 신호를 기지국(1130)에 전송한다(1109). 그러면, 기지국(1130)은 상기 결정된 MCS 레벨 및 판단된 변조 방식을 기반으로 상기 단말(1150)로부터 수신된 신호를 복조한다(1111).
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 변조 방법에서 MCS 레벨을 결정하는 방법을 보이고 있다.
도 12를 참조하면, 본 발명의 실시 예에서는 기지국에서 MCS 레벨을 결정하는 것으로 설명하나, 단말은 자신이 측정한 SINR을 기반으로 직접 MCS 레벨을 결정할 수도 있다.
기지국은 단말이 수신한 신호의 SINR 값과 문턱 값(Sth)를 비교한다(1205). 상기 Sth은 기 설정된 값에 따라 결정되거나, 통신 상황에 따라 가변적으로 결정될 수 있다. 보다 구체적으로 Sth값은 특정 레벨의 MCS를 사용하는 QAM 방식에서 재전송(repetition) 수행 여부의 기준이 되는 값을 기반으로 결정이 될 수 있다.
상기 SINR 값이 Sth보다 클 경우, 기지국은 QAM 방식을 기반으로 MCS 레벨을 결정할 수 있다(1210). 보다 구체적으로 기지국은 Sth 값이 3dB인 경우, SINR > 3dB 이면 QPSK, code rate=1/2을 적용하여 신호를 전송할 수 있다.
상기 SINR 값이 Sth보다 작거나 같을 경우, 기지국은 SQAM 대역(band) 또는 HQAM 대역의 특성 기반으로 SQAM 방식 또는 HQAM 방식의 MCS 레벨을 결정할 수 있다. 상기 SQAM 방식 또는 HQAM 방식의 MCS 레벨은 시퀀스의 길이, QAM의 레벨/오더 및 코드레이트 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 또한 SQAM 방식 또는 HQAM 방식의 대역에서 판단하는 특성 값은 비 기우시안 정도를 기반으로 판단할 수 있다. 또한 통신 시스템의 MCS 레벨의 경우 LLS(Link Level Simulation)를 통해 최적화를 실시 할 수 있다.
그리고 상기 SQAM 방식 또는 HQAM 방식의 대역의 채널 특성이 가우시안과 유사할수록 시퀀스의 길이를 증가시키고, QAM의 오더를 감소시킬 수 있다. 또한 상기 SQAM 방식 또는 HQAM 방식의 대역의 채널 특성이 비 가우시안과 가까울수록 시퀀스의 길이는 감소 시키고, QAM 오더를 증가시킬 수 있다. 채널의 특성 변화에 따라 기지국은 시퀀스의 길이 변화나 QAM 오더의 변화 중 하나만으로 SQAM 방식 또는 HQAM 방식의 MCS 레벨을 조절할 수 있다.
또한 SINR 값이 클수록 시퀀스의 길이는 감소 시키고, QAM 오더를 증가시킬 수 있다. 또한 SINR 값이 작을수록 시퀀스의 길이를 증가시키고, QAM의 오더를 감소시킬 수 있다.
따라서 기지국은 이와 같은 방법을 통해 QAM 방식, HQAM 방식 또는 SQAM 방식의 MCS 레벨을 결정할 수 있다.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법의 다른 예를 보이고 있다.
도 13을 참조하면, 본 발명의 실시 예에서 기지국(1330) 및 단말(1350)은 신호를 송수신한다. 그리고 본 발명의 실시 예에 따른 신호 송수신에서 사용되는 변조 방법은 다양하게 결정될 수 있으나, 도 13을 참조하여 상향 링크에서 HQAM 방식에서 성능 부스팅(boosting)을 적용하는 경우의 시스템을 기준으로 설명하기로 한다.
단말(1350)은 자신의 성능 부스팅이 필요한지의 여부를 기지국에게 보고한다(1301). 여기서, 상기 단말(1350)은 SQAM 방식을 지원하지 않고, 성능 부스팅이 필요한 상황임을 가정한다. 상기 단말(1350)이 성능 부스팅이 필요한 상황은 셀 가장자리(cell edge)에 있는 단말이 긴급 상황인 경우(일 예로, 긴급 통화 모드) 또는 특정 횟수 이상 데이터 재전송이 실패한 경우일 수 있다. 이때, 상기 단말(1150)은 신호 전송 시 적용 가능한 MCS 레벨을 기지국(1130)으로 요청할 수 있으며, 상기 요청하는 메시지에는 QAM 방식 또는 HQAM 방식에 대한 정보, 시퀀스 길이 및 코드레이트 중 적어도 하나가 포함된다.
상기 기지국(1330)은 현재 로딩 상황을 고려하여 상기 단말(1350)과 통신 시 부스팅 모드가 적용 가능한지의 여부를 결정한다(1303). 즉, 기지국(1330)은 현재 로딩 상황을 고려하여 일반적인 모드인 제1 모드와 부스팅 모드인 제2 모드 중 하나의 모드를 결정한다. 상기 제1 모드는 데이터를 수신받기로 약속되어 있는 상관기에서 데이터를 수신받고 HD(Hard Decision) 수행을 통하여 간섭 신호를 추정한 후 이를 이용하여 비 가우시안 특성을 추정하는 동작에 관한 것이다. 상기 제2 모드는 시퀀스에 대한 상관기를 항상 동작시키고, 데이터를 수신 받기로 약속되어 있는 상관기를 제외한 다른 상관기 출력을 이용하여 비 가우시안 특성 및 SINR을 추정하는 동작에 관한 것이다. 상기 제1 모드는 상기 제2 방법 대비 복잡도는 감소하지만 성능이 열화하고, 제2 모드는 제1 모드 대비 성능은 개선되지만 복잡도가 증가한다. 그리고 상기 제2 모드는 비 가우시안 특성에 대한 추정 정확도 향상으로 인하여 정확도 높은 AMC 수행이 가능하다.
상기 기지국(1330)은 단말의 채널 상태를 확인하고, 확인한 채널 상태를 이용하여 단말(1150)에 적용 가능한 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 결정한다(1305). 상기 단말의 채널 상태 정보는 단말(1150)이 수신한 신호의 SINR 및 HQAM 방식을 사용하여 신호를 전송하는 대역의 비 가우시안 정도를 포함할 수 있다. 상기 HQAM 방식을 사용하여 신호를 전송하는 대역은 단말(1350) 및 기지국(1330) 사이에 설정 되거나 통신 상황에 따라 변경될 수 있다. 그리고 상기 MCS 레벨은 HQAM 방식을 위한 시퀀스의 길이, QAM 레벨 및 코드레이트 중 적어도 하나를 포함한다. 여기서, 상기 MSC 레벨을 결정하는 방법은 도 12를 참조하여 상세히 설명하였으므로 그 상세한 설명은 생략하기로 한다. 상기 MCS 레벨 결정 시, 기지국(1330)은 부스팅 모드의 적용 여부에 따라 별도의 MCS 테이블을 적용할 수 있다.
상기 기지국(1330)은 상기 결정된 부스팅 모드 및 상기 결정된 MCS 레벨을 포함하는 정보를 단말(1350)로 전송한다(1307).
상기 단말(1350)은 상기 기지국(1330)으로부터 수신된 정보에 포함된 MCS 레벨 및 부스팅 모드를 적용한 신호를 기지국(1130)에 전송한다(1309). 그러면 기지국(1330)은 상기 MCS 레벨 및 부스팅 모드를 기반으로 상기 단말(1350)로부터 수신된 신호를 복조한다(1311).
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법의 일 예를 보이고 있다.
도 14를 참조하면, 본 발명의 실시 예에서 기지국(1430) 및 단말(1450)은 신호를 송수신한다. 그리고 본 발명의 실시 예에 따른 신호 송수신에서 사용되는 변조 방법은 다양하게 결정될 수 있으나, 도 14를 참조하여 하향 링크에서 HQAM 방식과 SQAM 방식을 운용하거나 FQAM 방식과 NQAM 방식을 운용하는 시스템을 기준으로 설명하도록 한다.
기지국(1430)은 단말(1450)에게 지원 가능한 변조 방식에 대한 정보 및 채널 코드 정보를 요청한다(1401). 즉, 기지국(1430)은 단말(1450)에게 SQAM 방식 및 HQAM 방식 중 하나의 지원 가능한 변조 방식에 대한 정보 및 비 이진 디코딩이 수행 가능한지의 여부를 나타내는 정보를 요청한다.
단말(1450)은 기지국(1430)이 요청한 정보를 추정하여 기지국(1430)으로 보고한다(1403). 즉, 상기 단말(1450)은 SQAM 방식 및 HQAM 방식 중 하나의 지원 가능한 변조 방식에 대한 정보 및 비 이진 디코딩이 수행 가능한지의 여부를 나타내는 정보를 기지국(1430)으로 보고한다. 이때, 상기 단말(1450)은 SQAM 방식 및 HQAM 방식 중 하나의 지원 가능한 변조 방식에 대한 정보를 HQAM 방식만 적용 가능함, SQAM 방식만 적용 가능함, HQAM 방식 및 SQAM 방식 모두 적용 가능함 및 HQAM 방식 및 SQAM 방식 모두 적용 불가능함 중 하나로 기지국(1430)에 보고할 수 있다. 그리고 상기 단말(1450)의 베터리 잔량을 고려하여 비 이진 디코딩이 수행 가능한지의 여부를 판단하여 판단 결과를 기지국(1430)에 보고할 수 있다. 일 예로, 상기 단말(1450)은 베터리 잔량이 미리 정해진 임계 값보다 큰 경우 비 이전 디코딩이 수행 가능하다고 판단하고, 판단 결과를 기지국(1430)으로 보고한다. 그리고 상기 단말(1450)은 할당받은 자원 영역에 대한 SINR 및 HQAM 영역의 비 가우시안 정도도 함께 기지국(1430)으로 보고한다. 상기 비 가우시안 정도는 CGG PDF에서의 α값 또는 해당 대역에서 가산 잡음의 분포가 가우시안 분포에서 얼마나 벗어나는지를 판단할 수 있는 수치를 포함한다.
상기 기지국(1430)은 상기 단말(1450)로부터 보고받은 정보를 이용하여 단말(1450)의 SQAM 방식 또는 HQAM 방식을 결정하고, SINR 및 비 가우시안 정도를 이용하여 상기 단말(1450)의 변조 방식에 대한 MCS 레벨을 결정한다(1405). 즉, 상기 기지국(1430)은 상기 결정된 변조 방식(SQAM 방식 또는 HQAM 방식)에 따라 적합한 MCS 테이블을 적용하여 AMC를 수행하여 단말(1450)의 변조 방식에 대한 MCS 레벨을 결정한다.
그리고 상기 기지국(1430)은 상기 단말(1450)로 상기 결정된 변조 방식 및MCS 레벨을 적용하여 신호를 전송함과 동시에, 전송한 신호에 적용한 MCS 레벨 및 변조 방식(SQAM 방식 또는 HQAM 방식)에 대한 정보를 단말(1450)로 전송한다(1407).
그러면, 상기 단말(1450)은 상기 기지국(1430)으로부터 수신된 MCS 레벨 및 변조 방식에 대한 정보를 이용하여 수신한 신호를 복조한다(1409).
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 변조 방법을 이용하는 기지국과 단말 사이의 신호 송수신 방법의 다른 예를 보이고 있다.
도 15를 참조하면, 본 발명의 실시 예에서 기지국(1530) 및 단말(1550)은 신호를 송수신한다. 그리고 본 발명의 실시 예에 따른 신호 송수신에서 사용되는 변조 방법은 다양하게 결정될 수 있으나, 도 15를 참조하여 하향 링크에서 HQAM 방식 또는 SQAM 방식에서 성능 부스팅을 적용하는 경우의 시스템을 기준으로 설명하기로 한다.
기지국(1530)은 단말(1550)로 부스팅이 필요한지의 여부를 나타내는 정보, 지원 가능한 수신 모드를 나타내는 정보 및 채널 상태 정보를 요청한다(1501). 여기서, 상기 지원 가능한 수신 모드를 나타내는 정보는 부스팅 모드에 대한 수행 가능 여부를 나타내는 정보로, 상기 도 13에서 설명한 제1 모드 또는 제2 모드를 나타내는 정보이다. 상기 채널 상태 정보는 할당받은 자원 영역에 대한 SINR 및 HQAM 영역의 비 가우시안 정보를 포함한다.
상기 단말(1550)은 기지국(1530)이 요청한 정보를 추정하여 기지국(1530)으로 보고한다(1503). 즉, 단말(1550)은 채널 상태 정보, 부스팅이 필요한지의 여부를 나타내는 정보 및 베터리 잔량을 고려하여 지원 가능한 수신 모드를 나타내는 정보 를 기지국(1530)으로 보고한다. 여기서, 상기 단말(1550)이 부스팅이 필요한 상황은 셀 가장자리(cell edge)에 있는 단말이 긴급 상황인 경우(일 예로, 긴급 통화 모드) 또는 특정 횟수 이상 데이터 재전송이 실패한 경우일 수 있다. 이하, 설명에서는 단말(1550)은 부스팅이 필요한 상황이고, 제2 모드(부스팅 모드)를 나타내는 정보를 기지국(1530)으로 보고하였음을 가정한다.
상기 기지국(1530)은 단말(1550)로부터 보고받은 정보를 고려하여 상기 단말(1550)과 통신 시 부스팅 모드가 적용 가능한지의 여부를 결정하고, 단말(1550)에게 적합한 MCS 레벨을 결정한다(1505). 상기 기지국(1530)은 부스팅 모드가 적용 가능한지의 여부에 따라 별도의 MCS 테이블을 이용하여 단말(1550)의 MCS 레벨을 결정할 수 있다.
그리고 상기 기지국(1550)은 상기 단말(1550)로 부스팅 모드가 적용 가능한 경우 부스팅 모드 및 상기 결정된 MCS 레벨을 신호에 적용하여 전송하고, 상기 전송한 신호에 적용한 MCS 레벨 및 부스팅 모드에 대한 정보를 단말(1550)로 전송한다(1507).
그러면, 상기 단말(1550)은 상기 기지국(1530)으로부터 수신된 MCS 레벨 및 부스팅 모드에 대한 정보를 이용하여 수신한 신호를 복조한다(1509).
도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 PAPR의 분포를 보이고 있다.
도 16을 참조하면, 참조번호 1612는 OFDMA 시스템에서 4-QAM을 이용한 경우 PAPR 값의 변화를 나타내는 그래프이다. 참조번호 1614는 SC-FDMA 시스템에서 4-QAM을 이용한 경우 PAPR 값의 변화를 나타내는 그래프이다. 참조번호 1616은 SC-FDMA 시스템에서 32-FQAM(4-FSK + 8-QAM)을 이용한 경우에 PAPR 값의 변화를 나타내는 그래프이다. 또한 참조번호 1618은 SC-FDMA 시스템에서 32-SQAM(4-WSM + 8-QAM)을 이용한 경우에 PAPR 값의 변화를 나타내는 그래프이다. 도시한 그래프들을 살펴보면, SC-FDMA 시스템에서 FQAM 방식을 이용한 경우 QAM 방식 대비 PAPR이 약 3.8dB 증가됨을 확인할 수 있고, SC-FDMA 시스템에서 SQAM 방식을 적용하면 QAM 방식과 유사한 PAPR을 가짐을 확인할 수 있다.
또한 본 발명의 실시 예에 따른 HQAM 방식은 SQAM 방식과 유사한 PAPR을 가진다. 즉, 통계적인 관점에서 HAQM 방식과 SQAM 방식의 웨이브폼(waveform)은 거의 같으며, PAPR은 통계적인 관점에서 산출되는 결과물이므로 HQAM 방식과 SQAM 방식의 PAPR은 거의 유사함을 확인할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허 청구의 범위뿐만 아니라 이 특허 청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (30)

  1. 무선 통신 시스템에서 신호를 송신하는 송신기에서 변조 방법에 있어서,
    변조 방식을 결정하는 과정과,
    상기 결정된 변조 방식이 특정 변조 방식에 해당하는 경우, 인코딩된 정보 비트를 미리 정해진 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변환하고, 미리 정해진 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 신호를 출력하는 과정과,
    상기 출력된 신호를 수신기로 전송하는 과정을 포함하는 변조 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 신호를 출력하는 과정 이후에,
    상기 출력된 신호를 서브 캐리어 단위로 스크램블링하는 과정을 더 포함하는 변조 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 변조 방식을 결정하는 과정은,
    상기 수신기로부터 채널 상태에 대한 정보, 운용 가능한 변조 방식에 관련된 정보 및 지원 가능한 채널 코드에 대한 정보 중 적어도 하나를 수신하는 과정과,
    상기 수신된 운용 가능한 변조 방식에 관련된 정보 및 지원 가능한 채널 코드에 대한 정보를 기반으로 상기 변조 방식을 결정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 변조 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 채널 상태에 대한 정보를 근거로 결정된 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 적용하여 상기 출력된 신호를 상기 수신기로 전송함과 동시에, 상기 결정된 변조 방식 및 상기 결정된 MCS 레벨을 상기 수신기로 전송하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 변조 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 변조 방식을 결정하는 과정은,
    상기 수신기로부터 채널 상태에 대한 정보 및 성능 부스팅(boosting)에 관한 정보 중 적어도 하나를 수신하는 과정과,
    상기 성능 부스팅(boosting)에 관한 정보를 기반으로, 상기 변조 방식 및 상기 특정 변조 방식에서 성능 부스팅 모드가 적용 가능한지의 여부를 결정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 변조 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 성능 부스팅에 관한 정보는,
    상기 수신기가 상기 특정 변조 방식에서 상기 성능 부스팅 모드를 수행해야 할 필요가 있는지의 여부를 나타내는 정보 및 상기 수신기에서 성능 부스팅 모드가 수행 가능한지의 여부를 나타내는 정보를 포함함을 특징으로 하는 변조 방법.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 채널 상태에 대한 정보를 근거로 결정된 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 적용하여 상기 출력된 신호를 상기 수신기로 전송함과 동시에, 상기 결정된 MCS 레벨 및 상기 결정된 상기 특정 변조 방식에서 성능 부스팅 모드가 적용 가능한지의 여부를 상기 수신기로 전송하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 변조 방법.
  8. 무선 통신 시스템에서 신호를 수신하는 수신기에서 복조 방법에 있어서,
    송신기로부터 신호를 수신하는 과정과,
    상기 수신된 신호를 상기 송신기에서 미리 정해진 시퀀스 세트에 따른 상관관계를 기반으로 상기 시퀀스 셋 중 상기 수신한 신호에 대응하는 시퀀스 정보를 추출하는 과정과,
    상기 수신된 신호 및 상기 시퀀스 정보에 대응하는 로그 우도비 계산 결과를 기반으로 상기 수신된 신호를 복조하는 과정을 포함하며,
    상기 수신된 신호는 송신하고자 하는 정보 비트를 미리 정해진 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변환하고, 상기 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 출력된 신호임을 특징으로 하는 복조 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 신호를 수신하는 과정 이후에,
    상기 수신된 신호를 서브 캐리어 단위로 스크램블링하는 과정을 더 포함하는 복조 방법.
  10. 제 8 항에 있어서, 채널 상태에 대한 정보, 운용 가능한 변조 방식에 관련된 정보 및 지원 가능한 채널 코드에 대한 정보 중 적어도 하나를 상기 송신기로 송신하는 과정을 더 포함하는 복조 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 송신기로부터 신호를 수신함과 동시에, 상기 수신된 신호에 적용된 변조 방식 및 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 수신하는 과정을 더 포함하며,
    상기 복조하는 과정에서, 상기 수신된 변조 방식 및 MCS 레벨을 이용함을 특징으로 하는 복조 방법.
  12. 제 8 항에 있어서, 채널 상태에 대한 정보 및 성능 부스팅(boosting)에 관한 정보 중 적어도 하나를 상기 송신기로 송신하는 과정을 더 포함하는 복조 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 성능 부스팅에 관한 정보는,
    상기 수신기가 특정 변조 방식에서 성능 부스팅 모드를 수행해야 할 필요가 있는지의 여부를 나타내는 정보 및 상기 수신기에서 상기 성능 부스팅 모드가 수행 가능한지의 여부를 나타내는 정보를 포함함을 특징으로 하는 복조 방법.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 송신기로부터 신호를 수신함과 동시에, 상기 수신된 신호에 적용된 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨 및 상기 특정 변조 방식에서 성능 부스팅 모드가 적용되었는지의 여부를 수신하는 과정을 더 포함하며,
    상기 복조하는 과정에서, 상기 수신된 MCS 레벨 및 상기 특정 변조 방식에서 성능 부스팅 모드가 적용되었는지의 여부를 이용함을 특징으로 하는 복조 방법.
  15. 무선 통신 시스템에서 신호를 변조하여 송신하는 송신기에 있어서,
    변조 방식을 결정하고, 상기 결정된 변조 방식이 특정 변조 방식에 해당하는 경우, 인코딩된 정보 비트를 미리 정해진 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변환하고, 미리 정해진 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 신호를 출력하는 변조부와,
    상기 출력된 신호를 수신기로 전송하는 전송부를 포함하는 송신기.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 출력된 신호를 서브 캐리어 단위로 스크램블링하는 스크램블러를 더 포함하는 송신기.
  17. 제 15 항에 있어서, 상기 변조부는,
    상기 수신기로부터 채널 상태에 대한 정보, 운용 가능한 변조 방식에 관련된 정보 및 지원 가능한 채널 코드에 대한 정보 중 적어도 하나를 수신하면, 상기 수신된 운용 가능한 변조 방식에 관련된 정보 및 지원 가능한 채널 코드에 대한 정보를 기반으로 상기 변조 방식을 결정함을 특징으로 하는 송신기.
  18. 제 17 항에 있어서, 상기 전송부는,
    상기 채널 상태에 대한 정보를 근거로 결정된 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 적용하여 상기 출력된 신호를 상기 수신기로 전송함과 동시에, 상기 결정된 변조 방식 및 상기 결정된 MCS 레벨을 상기 수신기로 전송함을 특징으로 하는 송신기.
  19. 제 15 항에 있어서, 상기 변조부는,
    상기 수신기로부터 채널 상태에 대한 정보 및 성능 부스팅(boosting)에 관한 정보 중 적어도 하나를 수신하면, 상기 성능 부스팅(boosting)에 관한 정보를 기반으로, 상기 변조 방식 및 상기 특정 변조 방식에서 성능 부스팅 모드가 적용 가능한지의 여부를 결정함을 특징으로 하는 송신기.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 성능 부스팅에 관한 정보는,
    상기 수신기가 상기 특정 변조 방식에서 상기 성능 부스팅 모드를 수행해야 할 필요가 있는지의 여부를 나타내는 정보 및 상기 수신기에서 성능 부스팅 모드가 수행 가능한지의 여부를 나타내는 정보를 포함함을 특징으로 하는 송신기.
  21. 제 19 항에 있어서, 상기 전송부는,
    상기 채널 상태에 대한 정보를 근거로 결정된 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 적용하여 상기 출력된 신호를 상기 수신기로 전송함과 동시에, 상기 결정된 MCS 레벨 및 상기 결정된 상기 특정 변조 방식에서 성능 부스팅 모드가 적용 가능한지의 여부를 상기 수신기로 전송함을 특징으로 하는 송신기.
  22. 무선 통신 시스템에서 신호를 수신하여 복조하는 수신기에 있어서,
    송신기로부터 신호를 수신하는 수신부와,
    상기 수신된 신호를 상기 송신기에서 미리 정해진 시퀀스 세트에 따른 상관관계를 기반으로 상기 시퀀스 셋 중 상기 수신한 신호에 대응하는 시퀀스 정보를 추출하는 상관부와,
    상기 수신된 신호 및 상기 시퀀스 정보에 대응하는 로그 우도비 계산 결과를 기반으로 상기 수신된 신호를 복조하는 복조부를 포함하며,
    상기 수신된 신호는 송신하고자 하는 정보 비트를 미리 정해진 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 차수에 따라 QAM 심볼로 변환하고, 상기 시퀀스 세트에서 정수 벡터의 엘리먼트에 해당하는 시퀀스를 선택하고, 미리 정해진 시퀀스 길이만큼 상기 변환한 QAM 심볼을 반복하며, 상기 반복한 QAM 심볼을 상기 선택한 시퀀스와 곱하여 출력된 신호임을 특징으로 하는 수신기.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 수신된 신호를 서브 캐리어 단위로 디스크램블링하는 디스크램블링부를 더 포함하는 수신기.
  24. 제 22 항에 있어서,
    채널 상태에 대한 정보, 운용 가능한 변조 방식에 관련된 정보 및 지원 가능한 채널 코드에 대한 정보 중 적어도 하나를 상기 송신기로 전송하는 전송부를 더 포함하는 수신기.
  25. 제 22 항에 있어서, 상기 수신부는,
    상기 송신기로부터 신호를 수신함과 동시에, 상기 수신된 신호에 적용된 변조 방식 및 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 수신함을 특징으로 하는 수신기.
  26. 제 25 항에 있어서, 상기 복조부는,
    상기 수신된 변조 방식 및 MCS 레벨을 이용하여 상기 수신된 신호를 복조함을 특징으로 하는 수신기.
  27. 제 22 항에 있어서,
    채널 상태에 대한 정보 및 성능 부스팅(boosting)에 관한 정보 중 적어도 하나를 상기 송신기로 송신하는 송신부를 더 포함하는 수신기.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 성능 부스팅에 관한 정보는,
    상기 수신기가 특정 변조 방식에서 성능 부스팅 모드를 수행해야 할 필요가 있는지의 여부를 나타내는 정보 및 상기 수신기에서 상기 성능 부스팅 모드가 수행 가능한지의 여부를 나타내는 정보를 포함함을 특징으로 하는 수신기.
  29. 제 28 항에 있어서, 상기 수신부는,
    상기 송신기로부터 신호를 수신함과 동시에, 상기 수신된 신호에 적용된 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨 및 상기 특정 변조 방식에서 성능 부스팅 모드가 적용되었는지의 여부를 수신함을 특징으로 하는 수신기.
  30. 제 29 항에 있어서, 상기 복조부는,
    상기 수신된 MCS 레벨 및 상기 특정 변조 방식에서 성능 부스팅 모드가 적용되었는지의 여부를 이용하여 상기 수신된 신호를 복조함을 특징으로 하는 수신기.
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