WO2016038654A1 - 光伝送方法および光伝送システム - Google Patents

光伝送方法および光伝送システム Download PDF

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WO2016038654A1
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phase noise
correlation
light
optical
local oscillation
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PCT/JP2014/073628
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Inventor
吉田　剛
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers

Definitions

  • the present invention relates to an optical transmission method and an optical transmission system, and more particularly, to an optical transmission method and an optical transmission system for realizing long-distance large-capacity optical transmission using a wavelength multiplexing method.
  • the transmission capacity per optical fiber by performing high-density wavelength multiplexing by placing different information on a plurality of optical carriers or optical subcarriers (subcarriers).
  • the optical carrier wave and the optical subcarrier wave to be multiplexed are each called a channel.
  • the transmission capacity can be increased by making the modulation system multi-valued.
  • on-off keying in which a binary signal is assigned to the presence or absence of light and one bit is transmitted per symbol has been used.
  • OOK on-off keying
  • QPSK Quadternary Phase-Shift Keying
  • QAM 16-value quadrature amplitude modulation
  • I axis phase axis
  • Q axis quadrature phase axis
  • a method in which the number of transmission bits per symbol is doubled by using a polarization multiplexing method.
  • signals can be independently assigned to two orthogonal polarization components (vertical polarization and horizontal polarization).
  • DBPSK Different Binary Phase-Shift Keying
  • DQPSK differential QPSK
  • a digital coherent method that compensates for the electrical signal obtained by performing coherent detection, which detects signals by mixing interference between the local oscillation light source and the received signal at the receiving end, using digital signal processing. Is used (for example, see Non-Patent Documents 1 and 2).
  • Non-Patent Document 3 In order to reduce degradation of signal quality due to the nonlinear optical effect, a method of increasing local chromatic dispersion (CD) of the transmission path is conceivable. By adopting such a method, it is possible to avoid in-phase accumulation of waveform distortion caused by non-linearity and reduce transmission performance degradation (see, for example, Non-Patent Document 3).
  • the coherent optical transmission system large-scale CD compensation (digital CD compensation) by digital signal processing is possible. Therefore, the coherent optical transmission system is preferably applied to a transmission line having a large local CD and no CD compensation in the transmission line.
  • CDs ranging from several tens of thousands ps / nm to several hundred thousand ps / nm may accumulate and remain in the receiving unit depending on the fiber type and transmission distance.
  • the cumulative CD is 200,000 ps / nm.
  • a baud rate 30 Gbaud class signal causes 1000 symbol class intersymbol interference.
  • Intersymbol interference due to CD is expressed as a known linear waveform distortion. Therefore, ideally, the residual CD can be completely compensated by a waveform equalizer having a scale corresponding to the intersymbol interference length of the residual CD.
  • EEPN by received digital CD compensation relates only to the phase noise of the local oscillation light source.
  • digital CD compensation transmission digital CD compensation
  • phase noise of the received signal light and the phase noise of the local oscillation light cannot usually be distinguished. Therefore, a method is disclosed in which local oscillation phase noise estimation is performed by branching the local oscillation light into two and having a path for local oscillation light analysis separately from signal interference (see, for example, Patent Document 1). .
  • the phase noise of the local oscillation light can be distinguished from the phase noise of the received signal light, and only the phase noise of the local oscillation light can be extracted and estimated and compensated. Thereafter, by performing reception digital CD compensation, performance degradation due to EEPN can be reduced.
  • Patent Documents 1 to 3 are effective in reducing performance degradation caused by EEPN due to reception digital CD compensation.
  • an optical component that divides the light output from the local oscillation light source into two parts an electro-optical component for local oscillation light analysis, and a dedicated analog / digital converter for electrical digital signal processing
  • Patent Document 2 and Patent Document 3 have a problem in versatility in that it is necessary to perform subcarrier multiplexing and to use a specific modulation scheme.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and can estimate light source phase noise with a simple component configuration, reduce performance deterioration due to EEPN, and whether subcarrier multiplexing is present or not. It is an object of the present invention to obtain an optical transmission method and an optical transmission system that do not require the above-mentioned limitation or modulation scheme limitation.
  • An optical transmission method is an optical transmission method using orthogonal polarization multiplexing and coherent detection, and includes a first cross-correlation that is a cross-correlation of optical phase noise between orthogonal polarizations in received signal light, and a local Using a correlation step exclusive of the second cross-correlation that is the cross-correlation of optical phase noise between orthogonal polarizations in the oscillation light, and the coherent detection, the phase noise of the received signal light and the phase noise of the local oscillation light Generating an orthogonal two-polarized electric signal, and estimating the phase noise of the received signal light and the phase noise of the local oscillation light, the delay difference of the first cross-correlation and the second mutual correlation
  • the estimation results of each phase noise in the estimation step under the condition that the correlation delay difference is maximum either the phase noise of the received signal light or the phase noise of the local oscillation light make it possible to reduce are those with a compensation step of estimating and compensating distinguishes between phase noise of the phase
  • An optical transmission system is an optical transmission system including an optical transmission unit and an optical reception unit, and the optical transmission unit includes a transmission light source that generates unmodulated light and a non-modulated light generated by the transmission light source.
  • correlation control is performed so that the first cross-correlation that is the cross-correlation of the optical phase noise between the orthogonal polarization and the optical modulation unit that generates the orthogonal polarization multiplexed signal is maximized with the delay difference ⁇ .
  • a correlation control unit that performs the correlation control by receiving the local oscillation light source that generates the local oscillation light as unmodulated light and the optical signal that is correlation-controlled by the correlation control unit as the received signal light.
  • the second cross-correlation which is the cross-correlation of optical phase noise between orthogonally polarized waves in the local oscillation light, is maximized with a delay difference of 0, and the received signal light and the local oscillation light are mixed and detected.
  • a photoelectric conversion unit that generates an electrical signal and a photoelectric conversion unit. The phase noise of the received signal light and the phase noise of the local oscillation light included in the electrical signal generated by the unit are estimated, and the delay difference of the first cross-correlation and the delay difference of the second cross-correlation are maximized.
  • phase noise compensator that estimates and compensates by distinguishing noise and phase noise of local oscillation light
  • chromatic dispersion compensation that performs signal processing to compensate residual chromatic dispersion for the signal that has been phase noise compensated by phase noise compensator Part.
  • the present invention makes exclusive use of the cross-correlation of optical phase noise between orthogonally polarized waves in received signal light and the cross-correlation of optical phase noise between orthogonally polarized waves in locally oscillated light, so that signal processing in the receiving unit is performed.
  • signal processing in the receiving unit is performed.
  • it is possible to distinguish and extract the phase noise of the received signal light and the local oscillation light.
  • it is possible to estimate the light source phase noise with a simple component configuration, reduce the performance degradation due to EEPN, and not to limit the presence or absence of subcarrier multiplexing or the limitation of the modulation scheme, and An optical transmission system can be obtained.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of an optical transmission system using the optical transmission method according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the optical transmission system according to the first embodiment includes an optical transmission unit 1000, an optical transmission unit 2000 including an optical fiber, an optical repeater, and the like, and an optical reception unit 3000.
  • the optical transmission unit 1000 includes an optical transmission unit 1000, an optical transmission unit 2000 including an optical fiber, an optical repeater, and the like, and an optical reception unit 3000.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of an internal configuration of the optical transmission unit 1000 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the optical transmission unit 1000 includes a transmission light source 1100, an optical modulation unit 1200, and a correlation control unit 1300.
  • the optical modulation unit 1200 includes an optical branching unit 1201, an X-polarization light modulation unit 1202, a Y-polarization light modulation unit 1203, and a light combining unit 1204.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of the internal configuration of the optical receiving unit 3000 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the optical receiving unit 3000 includes an analog front end unit 3100, a phase noise compensation unit 3200, a chromatic dispersion compensation unit 3300, and a carrier wave restoration unit 3400.
  • the analog front end unit 3100 includes a local oscillation light source 3101, a photoelectric conversion unit 3102, and an analog / digital conversion unit (A / D conversion unit) 3103.
  • the phase noise compensation unit 3200 includes a signal pre-shaping unit 3201, a polarization separation unit 3202, a phase noise estimation unit 3203, a phase noise classification unit 3204, a signal adjustment unit 3205, and a phase rotation unit 3206. Is done.
  • the transmission light source 1100 inside the light transmission unit 1000 generates unmodulated light and outputs it to the light modulation unit 1200.
  • the center frequency of the unmodulated light generated by the transmission light source 1100 is, for example, a frequency that roughly matches one of the frequencies of the C-band ITU-T grid. Note that unmodulated light generated by the transmission light source 1100 includes phase noise. For this reason, the frequency spectrum has a certain spread, and the line width is generally in the order of kHz to MHz.
  • the light branching unit 1201 inside the light modulating unit 1200 branches the unmodulated light generated by the transmission light source 1100 into two, and outputs them to the X-polarized light modulating unit 1202 and the Y-polarized light modulating unit 1203, respectively.
  • the X polarization and the Y polarization correspond to, for example, a horizontal polarization and a vertical polarization, respectively.
  • the X polarization light modulation unit 1202 modulates the unmodulated light branched by the light branching unit 1201 with an X polarization modulation electric signal input from the outside (not shown), and outputs the modulated light to the light combining unit 1204.
  • the electric signal for X polarization is, for example, a QPSK modulation signal with a baud rate of 32 GBaud.
  • the Y-polarized light modulation unit 1203 modulates the unmodulated light branched by the light branching unit 1201 with a Y-polarization modulation electric signal input from the outside (not shown), and outputs the modulated light to the light combining unit 1204.
  • the Y polarization electric signal is, for example, a QPSK modulation signal with a baud rate of 32 GBaud.
  • the light combining unit 1204 performs orthogonal polarization combining of the signal light modulated by the X-polarized light modulation unit 1202 and the signal light modulated by the Y-polarized light modulation unit 1203, and outputs the result to the correlation control unit 1300.
  • the correlation control unit 1300 controls the correlation between the X-polarized phase noise and the Y-polarized phase noise and outputs the signal light, which has been orthogonally polarized by the optical modulation unit 1200, to the optical transmission unit 2000. .
  • the correlation control performed by the correlation control unit 1300 is realized, for example, by giving a group delay difference ⁇ between the X-polarized signal light and the Y-polarized signal light.
  • the phase noise ⁇ x_tx [t] of the X-polarized signal light and the phase noise ⁇ y_tx [t] of the Y-polarized signal light have a maximum cross-correlation with the delay difference ⁇ .
  • FIG. 4 is a conceptual diagram showing an example of the phase noise correlation control result by the correlation control section 1300 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the addition of the group delay difference between the orthogonal polarizations can be realized by a birefringent medium such as a polarization maintaining fiber, for example.
  • the optical transmission unit 2000 transmits the optical signal input from the optical transmission unit 1000 and outputs it to the optical reception unit 3000.
  • the optical transmission unit 2000 is specifically composed of an optical fiber, an optical repeater, an optical add / drop device, and the like.
  • the analog front end unit 3100 inside the optical receiving unit 3000 generates unmodulated light in the local oscillation light source 3101 inside and outputs it to the photoelectric conversion unit 3102.
  • the center frequency of the unmodulated light output from the local oscillation light source 3101 is assumed to be a frequency that approximately matches the center frequency of the received signal light. Since the unmodulated light includes phase noise, the frequency spectrum generally has a certain spread, and the line width is generally in the order of kHz to MHz.
  • the photoelectric conversion unit 3102 mixes and interferes with the received signal light input via the optical transmission unit 2000 and the unmodulated light input from the local oscillation light source 3101, and then converts the mixed signal into an electrical signal.
  • the data is output to the conversion unit 3103.
  • the photoelectric conversion unit 3102 for example, a polarization diversity coherent receiver may be used.
  • the phase noise between the X-polarized signal and the Y-polarized signal of the received signal light is the output end of the optical transmission unit 1000 shown in FIG.
  • the cross-correlation is maximized with the delay difference ⁇ .
  • FIG. 5 is a conceptual diagram showing an example of the correlation of the phase noise of the local oscillation light according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the analog / digital conversion unit 3103 performs analog / digital conversion on the electrical signal input from the photoelectric conversion unit 3102 and outputs the converted signal to the phase noise compensation unit 3200.
  • the signal pre-shaping unit 3201 inside the phase noise compensation unit 3200 performs signal shaping by digital signal processing on the digital signal A / D converted by the analog / digital conversion unit 3103, and outputs the signal to the polarization separation unit 3202. To do.
  • the polarization separation unit 3202 separates the X-polarized signal and the Y-polarized signal from the digital signal shaped by the signal pre-shaping unit 3201, and outputs the separated X-polarized signal and Y-polarized signal. And output to both the phase noise estimation unit 3203 and the signal adjustment unit 3205.
  • the signal input to the polarization separation unit 3202 is generally a mixture of an X polarization signal and a Y polarization signal.
  • the signal pre-shaping unit 3201 needs to take measures such as reducing the residual CD in advance.
  • the phase noise estimation unit 3203 performs carrier wave phase recovery on the polarization-separated X-polarized signal and Y-polarized signal, respectively, so that the X-polarized phase noise ⁇ x [t] and the Y-polarized phase noise ⁇ y [T] is estimated, and each estimation result is output to the phase noise classification unit 3204.
  • the X-polarized phase noise ⁇ x [t] includes the synthesized phase noise ⁇ x_tx [t] subjected to correlation control by the optical transmission unit 1000 and the phase noise ⁇ x_lo [t] of the local oscillation light.
  • the phase noise ⁇ y [t] of the Y polarization includes a combination of the phase noise ⁇ y_tx [t] subjected to correlation control by the optical transmission unit 1000 and the phase noise ⁇ y_lo [t] of the local oscillation light. Yes.
  • the phase noise classification unit 3204 estimates the phase fluctuation component of the local oscillation light.
  • the value ⁇ e_lo [t] is estimated and output to the phase rotation unit 3206.
  • the cross-correlation between the X-polarized phase noise and the Y-polarized phase noise is maximized by the delay difference ⁇ , and with respect to the local oscillation light, the X-polarized phase noise and the Y-polarized light
  • the cross-correlation of the wave phase noise is maximized with a delay difference of zero.
  • ⁇ xy [t] in the above equation (1) is a fixed phase difference between ⁇ x [t] and ⁇ y [t], and is obtained, for example, as in the following equation (2).
  • the signal adjustment unit 3205 performs a process for restoring the pre-shaping performed by the signal pre-shaping unit 3201 on the digital signal separated by the polarization separating unit 3202, and outputs the digital signal to the phase rotating unit 3206.
  • the signal adjustment unit 3205 performs a process of returning the reduced CD value to the original value.
  • the phase rotation unit 3206 integrates the phase fluctuation component estimated value ⁇ e_lo [t] of the local oscillation light estimated by the phase noise sorting unit 3204 to obtain the estimated value ⁇ e_lo [t] of the local oscillation light phase. Further, the phase rotation unit 3206 gives a phase rotation of an angle ⁇ e_lo [t] to the digital signal input from the signal adjustment unit 3205 based on the obtained local oscillation light phase estimated value ⁇ e_lo [t]. And output to the chromatic dispersion compensation unit 3300.
  • FIG. 6 is a conceptual diagram showing the phase ⁇ e_lo [t] of the local oscillation light estimated by the phase rotation unit 3206 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the chromatic dispersion compensation unit 3300 performs CD compensation by digital signal processing on the digital signal that has been subjected to phase noise compensation by the phase rotation unit 3206 and outputs the result to the carrier wave restoration unit 3400.
  • the carrier recovery unit 3400 performs carrier recovery on the digital signal that has been subjected to CD compensation by the chromatic dispersion compensation unit 3300, and is output to the outside (not shown) and decoded.
  • a 128 Gbit / s polarization multiplexed QPSK signal shaped by a Root Raised Cosine type low-pass filter with a roll-off factor of 0.1 was simulated under the following conditions.
  • a CD of 20,000 ps / nm is provided by the optical transmission unit 2000.
  • -Digital CD compensation is performed collectively by the optical receiver 3000.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the frequency fluctuation estimation result of the local oscillation light source in the optical transmission system according to Embodiment 1 of the present invention. More specifically, both the transmission light source 1100 and the local oscillation light source 3101 are diagrams showing an example in which the phase fluctuation of the local oscillation light is estimated with the light source line width set to 500 kHz. From the result of FIG. 7, it can be seen that the phase fluctuation of the local oscillation light can be estimated within an error range of about 0.1 ⁇ with respect to the true value.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the improvement effect by the EEPN compensation in the optical transmission system according to the first embodiment of the present invention. More specifically, it is a diagram showing the light source line width dependence of the Q value indicating the signal quality.
  • the optical signal power to noise power ratio is 15 dB (noise bandwidth: 0.1 nm)
  • the polarization state is changed randomly, the bit error rate is obtained, and the average value of the bit error rate is obtained.
  • the result of conversion to a Q value is shown later.
  • the optical transmitter 1000 controls the cross-correlation of phase noise between the X polarization and the Y polarization.
  • the cross-correlation between the optical phase noises between the orthogonal polarizations in the received signal light and the cross-correlation between the optical phase noises between the orthogonal polarizations in the local oscillation light can be made exclusive.
  • the phase noise of the received signal light and the phase noise of the local oscillation light can be distinguished and estimated.
  • an optical component that splits the light output from the local oscillation light source into two parts, an electro-optical component for local oscillation light analysis, or a dedicated analog / digital converter for electrical digital signal processing.
  • the light source phase noise can be estimated with a simple component configuration, and the performance deterioration caused by the EEPN can be reduced.
  • the present invention is general-purpose without limiting the presence or absence of subcarrier multiplexing and the modulation method. In this way, an optical transmission method and an optical transmission system useful for long-distance large-capacity optical transmission can be realized.

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Abstract

　受信信号光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関と、局部発振光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関とを排他的とすることで、受信部において受信信号光と局部発振光の位相雑音を区別して推定・補償し、光源位相雑音と波長分散補償の相互作用で生じる、拡大された位相雑音による性能劣化を低減し、簡易な部品構成とした上で、サブキャリア多重の有無の制限、あるいは変調方式の制限を必要としない光伝送方法および光伝送システムを実現する。

Description

光伝送方法および光伝送システム
　本発明は、光伝送方法および光伝送システムに関し、特に、波長多重方式を用いた長距離大容量光伝送を実現する光伝送方法および光伝送システムに関する。
　光ファイバにより長距離大容量伝送を行うためには、高密度な信号多重化と、ファイバ非線形光学効果の克服とが課題である。
　複数の光搬送波もしくは光サブ搬送波（サブキャリア）に異なる情報を載せて高密度波長多重を行うことにより、光ファイバ当たりの伝送容量を増大させることが可能である。ここで、多重化する光搬送波や光サブ搬送波を、それぞれチャネルと呼ぶ。また、変調方式を多値化することによっても、伝送容量の増大が可能である。
　従来の変調方式としては、光の有無に２値信号を割り付け、１シンボル当たり１ビットを伝送するオンオフキーイング（Ｏｎ　Ｏｆｆ　Ｋｅｙｉｎｇ：ＯＯＫ）が用いられていた。しかしながら、４値位相変調（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ－Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）や１６値直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＱＡＭ）のように、信号点を増やして、１シンボル当たりの伝送ビット数を増やすことで、伝送容量を増大させることが可能である。ＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭにおいては、光送信器において、同位相軸（Ｉｎ－Ｐｈａｓｅ軸：Ｉ軸）と、直交位相軸（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ－Ｐｈａｓｅ軸：Ｑ軸）とに、信号を割り当てる。
　また、偏波多重方式（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いることで、１シンボル当たりの伝送ビット数を２倍に増やす方式が知られている。偏波多重方式においては、直交する２つの偏波成分（垂直偏波、水平偏波）に、独立に信号を割り当てることが可能である。
　ＯＯＫ信号の復調には、受信側で光信号の有無を検出して識別する直接検波方式が用いられてきた。また、差動２値位相変調（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ－Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＢＰＳＫ）信号、差動ＱＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ）信号等の復調には、光信号を遅延干渉させた後に直接検波する、（直接）遅延検波方式が用いられてきた。
　偏波多重方式を用いた信号の多くは、受信端で局部発振光源と受信信号とを混合干渉させて検波するコヒーレント検波を行って得られた電気信号を、デジタル信号処理により補償するデジタルコヒーレント方式が用いられている（例えば、非特許文献１、２参照）。
　一方、長距離光伝送を行う場合には、受信端での信号品質を確保すべく、ビットレート、変調方式、検波方式に応じて、所定の光信号電力対雑音電力比が必要である。そのため、高い光電力で信号伝送を行う必要がある。このとき、光ファイバ中で生じる非線形光学効果に起因する波形歪みが、信号品質を劣化させる。
　非線形光学効果による信号品質の劣化を低減のためには、伝送路の局所的な波長分散（Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ　Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ：ＣＤ）を増加させる方式が考えられる。このような方式を採用することにより、非線形性起因の波形歪みの同相累積を避け、伝送性能劣化を低減することが可能である（例えば、非特許文献３参照）。
　コヒーレント光伝送方式では、デジタル信号処理による大規模なＣＤ補償（デジタルＣＤ補償）が可能である。したがって、コヒーレント光伝送方式は、局所ＣＤが大きく、伝送路内ＣＤ補償のない伝送路への適用が好適とされる。
　伝送路内ＣＤ補償のない伝送路では、ファイバ種別や伝送距離に依存して、数万ｐｓ／ｎｍから数１０万ｐｓ／ｎｍに及ぶＣＤが累積し、受信部において残留する可能性がある。
　２０ｐｓ／ｎｍ／ｋｍの局所ＣＤを有するファイバを１万ｋｍ伝送した場合、累積ＣＤは、２０万ｐｓ／ｎｍとなる。ボーレート３０Ｇｂａｕｄ級の信号においては、１０００シンボル級の符号間干渉を引き起こす。ＣＤによる符号間干渉は、既知の線形な波形歪みとして表現される。このため、残留ＣＤの符号間干渉長に応じた規模の波形等化器により、理想的には残留ＣＤを完全に補償することができる。
　しかしながら、コヒーレント光伝送方式では、光源線幅による位相雑音がもたらす瞬時周波数変動が、大規模デジタルＣＤ補償により拡大された位相雑音（Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　Ｅｎｈａｎｃｅｄ　Ｐｈａｓｅ　Ｎｏｉｓｅ：ＥＥＰＮ）となり、性能劣化をもたらすことが知られている（例えば、非特許文献４参照）。
　例えば、受信部におけるデジタルＣＤ補償（受信デジタルＣＤ補償）を行う場合のＥＥＰＮによる性能劣化を低減するためには、受信デジタルＣＤ補償よりも上流で、局部発振光の位相雑音補償を行う必要がある。
　受信デジタルＣＤ補償によるＥＥＰＮは、局部発振光源の位相雑音のみが関連する。一方、送信部でデジタルＣＤ補償（送信デジタルＣＤ補償）を行う場合には、送信光源の位相雑音が関連することとなる。
　受信信号光の位相雑音と、局部発振光の位相雑音とは、通常、区別することができない。そこで、局部発振光を２分岐して、信号干渉用とは別に局部発振光解析用の経路をもつことで、局発光位相雑音推定を行う方法が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
　また、単一光源から出力された光を複数サブキャリアで変調する場合において、複数サブキャリアに割りつけたパイロット信号を受信側で差分解析する方法（例えば、特許文献２参照）や、特定の変調方式を用いることで、局部発振光の位相雑音変化を追跡可能な方法（例えば、特許文献３参照）が開示されている。
　これらの方法により、局部発振光の位相雑音を受信信号光の位相雑音と区別して、局部発振光の位相雑音のみを抽出して推定し、補償することができる。その後、受信デジタルＣＤ補償を行うことで、ＥＥＰＮによる性能劣化を低減することができる。
米国特許出願公開第２０１２／０２１３５３２号明細書 米国特許第８６４７６９０号明細書 米国特許出願公開第２０１３／０２３０３１２号明細書
Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｉｎｔｅｒｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ　Ｆｏｒｕｍ、「１００Ｇ　Ｕｌｔｒａ　Ｌｏｎｇ　Ｈａｕｌ　ＤＷＤＭ　Ｆｒａｍｅｗｏｒｋ　Ｄｏｃｕｍｅｎｔ」、２００９年６月 Ｅ．　Ｙａｍａｚａｋｉ、外２７名、「Ｆａｓｔ　ｏｐｔｉｃａｌ　ｃｈａｎｎｅｌ　ｒｅｃｏｖｅｒｙ　ｉｎ　ｆｉｅｌｄ　ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ　ｏｆ　１００－Ｇｂｉｔ／ｓ　Ｅｔｈｅｒｎｅｔ　ｏｖｅｒ　ＯＴＮ　ｕｓｉｎｇ　ｒｅａｌ－ｔｉｍｅ　ＤＳＰ」、Ｏｐｔｉｃｓ　Ｅｘｐｒｅｓｓ、ｖｏｌ．　１９、ｎｏ．　１４、ｐｐ．　１３１７９―１３１８４、２０１１年 Ｐ．Ｐｏｇｇｉｏｌｉｎｉ、「Ｔｈｅ　ＧＮ　Ｍｏｄｅｌ　ｏｆ　Ｎｏｎ－Ｌｉｎｅａｒ　Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ　ｉｎ　Ｕｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ｖｏｌ．　３０、ｎｏ．　２４、ｐｐ．　３８５７―３８７９、２０１２年 Ｗ．Ｓｈｉｅｈ　ａｎｄ　Ｋｅａｎｇ－Ｐｏ　Ｈｏ、「Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ－ｅｎｈａｎｃｅｄ　ｐｈａｓｅ　ｎｏｉｓｅ　ｆｏｒ　ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍｓ　ｕｓｉｎｇ　ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｓｉｇｎａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、Ｏｐｔｉｃｓ　Ｅｘｐｒｅｓｓ、ｖｏｌ．　１６、ｎｏ．　２０、ｐｐ．　１５７１８―１５７２７、２００８年
　上記の特許文献１～３の方法は、受信デジタルＣＤ補償によるＥＥＰＮに起因する性能劣化を低減するためには有効であった。しかしながら、特許文献１の方法では、局部発振光源から出力された光を２分岐する光学部品、局部発振光解析用の電気光学部品、電気的にデジタル信号処理するための専用のアナログ・デジタル変換器が必要となるなど、部品構成が複雑化してしまう課題があった。
　また、特許文献２および特許文献３の方法では、サブキャリア多重を行うことが必要であり、特定の変調方式を用いる必要がある点で、汎用性に課題があった。
　本発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであって、簡易な部品構成により光源位相雑音を推定し、ＥＥＰＮに起因する性能劣化を低減可能であり、かつ、サブキャリア多重の有無の制限、あるいは変調方式の制限を必要としない光伝送方法および光伝送システムを得ることを目的とする。
　本発明に係る光伝送方法は、直交偏波多重およびコヒーレント検波を用いる光伝送方法であって、受信信号光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関である第１の相互相関と、局部発振光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関である第２の相互相関とを排他的とする相関ステップと、コヒーレント検波を用いて、受信信号光の位相雑音と局部発振光の位相雑音とが混在する直交２偏波の電気信号を生成し、受信信号光の位相雑音および局部発振光の位相雑音のそれぞれを推定する推定ステップと、第１の相互相関の遅延差および第２の相互相関の遅延差が最大となる条件で、推定ステップによるそれぞれの位相雑音の推定結果を合成することにより、受信信号光の位相雑音、あるいは、局部発振光の位相雑音のいずれか一方を低減することを可能とし、受信信号光の位相雑音と局部発振光の位相雑音とを区別して推定かつ補償する補償ステップとを有するものである。
　また、本発明に係る光伝送システムは、光送信部と光受信部とを備える光伝送システムであって、光送信部は、無変調光を生成する送信光源と、送信光源で生成された無変調光に関して、直交偏波多重信号を生成する光変調部と、直交偏波間での光位相雑音の相互相関である第１の相互相関が、遅延差τにて最大となるように相関制御を行う相関制御部とを備え、光受信部は、局部発振光を無変調光として生成する局部発振光源と、相関制御部において相関制御された光信号を受信信号光として受信し、相関制御を行わないことで、局部発振光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関である第２の相互相関が遅延差０で最大とさせ、受信信号光と局部発振光とを混合干渉させて検波し、電気信号を生成する光電気変換部と、光電気変換部により生成された電気信号に含まれている受信信号光の位相雑音および局部発振光の位相雑音のそれぞれを推定し、第１の相互相関の遅延差および第２の相互相関の遅延差が最大となる条件で、それぞれの位相雑音の推定結果を合成することにより、受信信号光の位相雑音、あるいは、局部発振光の位相雑音のいずれか一方を低減することを可能とし、受信信号光の位相雑音と局部発振光の位相雑音とを区別して推定かつ補償する位相雑音補償部と、位相雑音補償部によって位相雑音補償された信号に対して、残留波長分散を補償する信号処理を施す波長分散補償部とを備えるものである。
　本発明は、受信信号光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関と、局部発振光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関とを排他的とすることで、受信部における信号処理により受信信号光と局部発振光の位相雑音を区別して抽出することを可能とすることを特徴とする光伝送方法である。この結果、簡易な部品構成により光源位相雑音を推定し、ＥＥＰＮに起因する性能劣化を低減可能であり、かつ、サブキャリア多重の有無の制限、あるいは変調方式の制限を必要としない光伝送方法および光伝送システムを得ることができる。
本発明の実施の形態１に係る光伝送方法を用いた光伝送システムの一例を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る光送信部の内部構成の一例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る光受信部の内部構成の一例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る相関制御部による位相雑音の相関制御結果の一例を示した概念図である。 本発明の実施の形態１に係る局部発振光の位相雑音の相関の一例を示した概念図である。 本発明の実施の形態１に係る位相回転部によって推定された局部発振光の位相を示す概念図である。 本発明の実施の形態１に係る光伝送システムにおける局部発振光源の周波数変動推定結果の一例を示した図である。 本発明の実施の形態１に係る光伝送システムにおけるＥＥＰＮ補償による改善効果の一例を示した図である。
　以下に、本発明にかかる光伝送方法および光伝送システムの好適な実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。
　実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る光伝送方法を用いた光伝送システムの一例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態１に係る光伝送システムは、光送信部１０００と、光ファイバ、光中継器等で構成される光伝送部２０００と、光受信部３０００とで構成される。
　図２は、本発明の実施の形態１に係る光送信部１０００の内部構成の一例を示すブロック図である。光送信部１０００は、送信光源１１００と、光変調部１２００と、相関制御部１３００とで構成される。ここで、光変調部１２００は、光分岐部１２０１と、Ｘ偏波光変調部１２０２と、Ｙ偏波光変調部１２０３と、光合成部１２０４とで構成される。
　図３は、本発明の実施の形態１に係る光受信部３０００の内部構成の一例を示すブロック図である。光受信部３０００は、アナログフロントエンド部３１００と、位相雑音補償部３２００と、波長分散補償部３３００と、搬送波復元部３４００とで構成される。
　ここで、アナログフロントエンド部３１００は、局部発振光源３１０１と、光電気変換部３１０２と、アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）３１０３とで構成される。また、位相雑音補償部３２００は、信号事前整形部３２０１と、偏波分離部３２０２と、位相雑音推定部３２０３と、位相雑音分別部３２０４と、信号調整部３２０５と、位相回転部３２０６とで構成される。
　以下、本実施の形態１に係る光伝送システムの動作を、図１～図３の構成に基づいて詳細に説明する。
　光送信部１０００の内部の送信光源１１００は、無変調光を生成し、光変調部１２００に対して出力する。送信光源１１００で生成された無変調光の中心周波数は、例えば、Ｃ帯のＩＴＵ－Ｔグリッドのいずれかの周波数に概略一致した周波数とする。なお、送信光源１１００で生成された無変調光には、位相雑音が含まれている。このため、周波数スペクトルは、ある広がりをもち、その線幅は、ｋＨｚ～ＭＨｚオーダとなることが一般的である。
　光変調部１２００の内部の光分岐部１２０１は、送信光源１１００で生成された無変調光を２分岐し、Ｘ偏波光変調部１２０２と、Ｙ偏波光変調部１２０３に対して、それぞれ出力する。ここで、Ｘ偏波とＹ偏波は、例えば、水平偏波と垂直偏波にそれぞれ対応するものとする。
　Ｘ偏波光変調部１２０２は、光分岐部１２０１によって分岐された無変調光を、図示しない外部から入力されるＸ偏波変調用電気信号により変調し、光合成部１２０４に対して出力する。ここで、Ｘ偏波用電気信号は、例えば、ボーレート３２ＧＢａｕｄのＱＰＳＫ変調用信号とする。
　一方、Ｙ偏波光変調部１２０３は、光分岐部１２０１によって分岐された無変調光を、図示しない外部から入力されるＹ偏波変調用電気信号により変調し、光合成部１２０４に対して出力する。ここで、Ｙ偏波用電気信号は、例えば、ボーレート３２ＧＢａｕｄのＱＰＳＫ変調用信号とする。
　光合成部１２０４は、Ｘ偏波光変調部１２０２によって変調された信号光と、Ｙ偏波光変調部１２０３によって変調された信号光とを、直交偏波合成し、相関制御部１３００に対して出力する。
　相関制御部１３００は、光変調部１２００によって直交偏波合成された信号光について、Ｘ偏波の位相雑音と、Ｙ偏波の位相雑音との相関を制御して、光伝送部２０００に出力する。
　ここで、相関制御部１３００によって行われる相関制御は、例えば、Ｘ偏波の信号光とＹ偏波の信号光との間に群遅延差τを与えることで実現される。これにより、Ｘ偏波の信号光の位相雑音φｘ＿ｔｘ［ｔ］と、Ｙ偏波の信号光の位相雑音φｙ＿ｔｘ［ｔ］とは、遅延差τにて相互相関が最大となる。図４は、本発明の実施の形態１に係る相関制御部１３００による位相雑音の相関制御結果の一例を示した概念図である。なお、直交偏波間への群遅延差付加は、例えば、偏波保持ファイバ等の複屈折媒質により実現できる。
　光伝送部２０００は、光送信部１０００から入力される光信号を伝送し、光受信部３０００に出力する。なお、この光伝送部２０００は、具体的には、光ファイバ、光中継器、光分岐挿入装置等で構成される。
　光受信部３０００の内部のアナログフロントエンド部３１００は、その内部の局部発振光源３１０１において、無変調光を生成し、光電気変換部３１０２に出力する。ここで、局部発振光源３１０１から出力される無変調光の中心周波数は、受信信号光の中心周波数に概略一致した周波数とする。なお、この無変調光には、位相雑音が含まれているため、周波数スペクトルは、ある広がりをもち、その線幅は、ｋＨｚ～ＭＨｚオーダとなることが一般的である。
　光電気変換部３１０２は、光伝送部２０００を介して入力される受信信号光と、局部発振光源３１０１から入力される無変調光とを混合干渉させた後に、電気信号に変換し、アナログ・デジタル変換部３１０３に出力する。ここで、光電気変換部３１０２としては、例えば、偏波ダイバーシチ型コヒーレントレシーバを用いればよい。
　光伝送部２０００における位相擾乱が無視できる範囲内であるとすると、受信信号光のＸ偏波信号とＹ偏波信号との間の位相雑音は、図４に示す、光送信部１０００の出力端における位相雑音の特徴と同様に、遅延差τで相互相関が最大となる。
　一方、光電気変換部３１０２においては、Ｘ偏波とＹ偏波との間での相関制御は行われず、受信信号光と無変調光とが混合干渉される。このため、Ｘ偏波の局部発振光の位相雑音φｘ＿ｌｏ［ｔ］と、Ｙ偏波の局部発振光の位相雑音φｙ＿ｌｏ［ｔ］とは、遅延差０で相互相関が最大となる。図５は、本発明の実施の形態１に係る局部発振光の位相雑音の相関の一例を示した概念図である。
　アナログ・デジタル変換部３１０３は、光電気変換部３１０２から入力される電気信号をアナログ・デジタル変換し、位相雑音補償部３２００に出力する。
　位相雑音補償部３２００の内部の信号事前整形部３２０１は、アナログ・デジタル変換部３１０３によってＡ／Ｄ変換されたデジタル信号に対して、デジタル信号処理により信号整形を行い、偏波分離部３２０２に出力する。
　偏波分離部３２０２は、信号事前整形部３２０１によって信号整形されたデジタル信号に対して、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号との分離を行い、分離したＸ偏波信号およびＹ偏波信号を、位相雑音推定部３２０３と信号調整部３２０５の両方に出力する。
　ここで、偏波分離部３２０２に入力される信号は、一般的には、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号が混ざっている。トレーニング信号等の既知信号を用いないブラインド型の偏波分離を行う場合には、一般に、偏波分離処理よりも上流で、残留するＣＤ値を低減する必要がある。このため、信号事前整形部３２０１において、事前に残留ＣＤを低減する等の処置が必要となる。一方、トレーニング信号等の既知信号を用いて偏波分離を行う場合には、偏波分離処理よりも上流で、残留するＣＤ値を低減することは、必ずしも必要ではない。
　位相雑音推定部３２０３は、偏波分離されたＸ偏波信号およびＹ偏波信号について、それぞれ搬送波位相復元を行うことで、Ｘ偏波の位相雑音φｘ［ｔ］とＹ偏波の位相雑音φｙ［ｔ］とを推定し、それぞれの推定結果を、位相雑音分別部３２０４に出力する。
　Ｘ偏波の位相雑音φｘ［ｔ］には、光送信部１０００で相関制御した位相雑音φｘ＿ｔｘ［ｔ］と、局部発振光の位相雑音φｘ＿ｌｏ［ｔ］とが合成されて含まれている。同様に、Ｙ偏波の位相雑音φｙ［ｔ］には、光送信部１０００で相関制御した位相雑音φｙ＿ｔｘ［ｔ］と、局部発振光の位相雑音φｙ＿ｌｏ［ｔ］とが合成されて含まれている。
　位相雑音分別部３２０４は、位相雑音推定部３２０３によって推定されたＸ偏波の位相雑音φｘ［ｔ］とＹ偏波の位相雑音φｙ［ｔ］とに基づき、局部発振光の位相変動成分の推定値Δφｅ＿ｌｏ［ｔ］を推定し、位相回転部３２０６に出力する。
　上述したように、受信信号光については、Ｘ偏波の位相雑音とＹ偏波の位相雑音の相互相関が遅延差τで最大となり、局部発振光については、Ｘ偏波の位相雑音とＹ偏波の位相雑音の相互相関が遅延差０で最大となる。このような特徴を利用することで、局部発振光の位相変動成分は、下式（１）により推定することができる。
　　Δφｅ＿ｌｏ［ｔ］
　　　＝φｘ［ｔ＋τ／２］－φｙ［ｔ－τ／２］－φｘｙ［ｔ］　（１）
　これは、遅延差τで相互相関が最大となる成分をキャンセルする処理に相当する。ここで、上式（１）におけるφｘｙ［ｔ］は、φｘ［ｔ］とφｙ［ｔ］との間にある固定的な位相差であり、例えば、下式（２）のようにして求めることができる。
　　φｘ［ｔ＋τ／４］－φｙ［ｔ－τ／４］　　　　　　　　　　（２）
　信号調整部３２０５は、偏波分離部３２０２によって偏波分離されたデジタル信号に対して、信号事前整形部３２０１にて行った事前整形を元に戻す処置を行い、位相回転部３２０６に出力する。
　具体的には、信号調整部３２０５は、例えば、信号事前整形部３２０１において、事前に残留ＣＤを低減した場合には、低減したＣＤ値を元に戻す処理を行うこととなる。
　位相回転部３２０６は、位相雑音分別部３２０４によって推定された局部発振光の位相変動成分推定値Δφｅ＿ｌｏ［ｔ］を積分して、局部発振光位相の推定値φｅ＿ｌｏ［ｔ］を求める。さらに、位相回転部３２０６は、求まった局部発振光位相の推定値φｅ＿ｌｏ［ｔ］に基づいて、信号調整部３２０５から入力されるデジタル信号に対して、角度－φｅ＿ｌｏ［ｔ］の位相回転を与え、波長分散補償部３３００に出力する。
　図６は、本発明の実施の形態１に係る位相回転部３２０６によって推定された局部発振光の位相φｅ＿ｌｏ［ｔ］を示す概念図である。変動成分さえ補償できていれば、ＥＥＰＮによる劣化は、低減できる。このため、φｘ＿ｌｏ［ｔ］やφｙ＿ｌｏ［ｔ］に対しては、通常、オフセットをもつが、問題はない。
　波長分散補償部３３００は、位相回転部３２０６によって位相雑音補償されたデジタル信号に対して、デジタル信号処理によるＣＤ補償を行い、搬送波復元部３４００に出力する。
　搬送波復元部３４００は、波長分散補償部３３００によってＣＤ補償が行われたデジタル信号に対して搬送波復元を行い、図示しない外部に出力され、復号される。
　次に、本発明の効果を表すシミュレーション結果を示す。ロールオフ率０．１のＲｏｏｔ　Ｒａｉｓｅｄ　Ｃｏｓｉｎｅ型低域通過フィルタにより帯域整形した１２８Ｇｂｉｔ／ｓ偏波多重ＱＰＳＫ信号に対して、以下の条件によるシミュレーションを行った。
　・光送信部１０００により、Ｘ／Ｙ偏波間に遅延差τ＝１０００ｓｙｍｂｏｌを付加する。
　・光伝送部２０００により、２万ｐｓ／ｎｍのＣＤを与える。
　・光受信部３０００により、一括してデジタルＣＤ補償する。
　図７は、本発明の実施の形態１に係る光伝送システムにおける局部発振光源の周波数変動推定結果の一例を示した図である。より具体的には、送信光源１１００、局部発振光源３１０１ともに、光源線幅を５００ｋＨｚとして、局部発振光の位相変動を推定した例を示した図である。この図７の結果から、真値に対して、概ね０．１πの誤差範囲内で、局部発振光の位相変動が推定できていることがわかる。
　図８は、本発明の実施の形態１に係る光伝送システムにおけるＥＥＰＮ補償による改善効果の一例を示した図である。より具体的には、信号品質を示すＱ値の光源線幅依存性を示した図である。この図８では、光信号電力対雑音電力比を１５ｄＢ（雑音帯域幅：０．１ｎｍ）とし、偏波状態をランダムに変えて、それぞれビット誤り率を求め、ビット誤り率の平均値を求めた後、Ｑ値に変換した結果を示している。
　線幅５００ｋＨｚの条件では、本実施の形態１の光伝送システムを用いない場合には、１．３ｄＢの性能劣化が生じた。これに対して、本実施の形態１の光伝送システムを用いることで、図８に示すように、性能劣化量が０．３５ｄＢ緩和され、有効性を確認することができた。ＥＥＰＮの影響は、変調方式の多値度が高いほど顕著である。このため、１６ＱＡＭ等より多値の変調方式においては、改善量が増加する可能性がある。
　以上のように、実施の形態１によれば、光送信部１０００において、Ｘ偏波とＹ偏波との間で位相雑音の相互相関を制御している。この結果、受信信号光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関と、局部発振光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関とを排他的とすることができる。さらに、光受信部３０００において、受信信号光の位相雑音と、局部発振光の位相雑音とを区別して推定することができる。
　また、局部発振光源から出力された光を２分岐する光学部品、局部発振光解析用の電気光学部品、電気的にデジタル信号処理するための専用のアナログ・デジタル変換器等を必要とせず、簡易な部品構成により光源位相雑音を推定し、ＥＥＰＮに起因する性能劣化を低減することができる。
　さらに、本発明は、サブキャリア多重の有無や、変調方式を制限せず、汎用的である。このようにして、長距離大容量光伝送に有用な光伝送方法および光伝送システムを実現できる。

Claims (3)

  1. 　直交偏波多重およびコヒーレント検波を用いる光伝送方法であって、
    　受信信号光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関である第１の相互相関と、局部発振光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関である第２の相互相関とを排他的とする相関ステップと、
    　前記コヒーレント検波を用いて、受信信号光の位相雑音と局部発振光の位相雑音とが混在する直交２偏波の電気信号を生成し、前記受信信号光の位相雑音および前記局部発振光の位相雑音のそれぞれを推定する推定ステップと、
    　前記第１の相互相関の遅延差および前記第２の相互相関の遅延差が最大となる条件で、前記推定ステップによるそれぞれの位相雑音の推定結果を合成することにより、前記受信信号光の位相雑音、あるいは、前記局部発振光の位相雑音のいずれか一方を低減することを可能とし、前記受信信号光の位相雑音と前記局部発振光の位相雑音とを区別して推定かつ補償する補償ステップと
    　を有する光伝送方法。
  2. 　前記相関ステップは、
    　　光送信部において、相関制御を行うことで、遅延差τにて前記第１の相互相関が最大となるように、前記受信信号光における直交偏波間に相関をもたせる相関第１ステップと、
    　　光受信部において、相関制御を行わず、遅延差０にて前記第２の相互相関が最大となるように、前記局部発振光における直交偏波間に相関をもたせる相関第２ステップと
    　を含む請求項１に記載の光伝送方法。
  3. 　光送信部と光受信部とを備える光伝送システムであって、
    　前記光送信部は、
    　　無変調光を生成する送信光源と、
    　　前記送信光源で生成された前記無変調光に関して、直交偏波多重信号を生成する光変調部と、
    　　直交偏波間での光位相雑音の相互相関である第１の相互相関が、遅延差τにて最大となるように相関制御を行う相関制御部と
    　を備え、
    　前記光受信部は、
    　　局部発振光を無変調光として生成する局部発振光源と、
    　　前記相関制御部において相関制御された光信号を受信信号光として受信し、相関制御を行わないことで、前記局部発振光における直交偏波間での光位相雑音の相互相関である第２の相互相関が遅延差０で最大とさせ、前記受信信号光と前記局部発振光とを混合干渉させて検波し、電気信号を生成する光電気変換部と、
    　　前記光電気変換部により生成された前記電気信号に含まれている前記受信信号光の位相雑音および前記局部発振光の位相雑音のそれぞれを推定し、前記第１の相互相関の遅延差および前記第２の相互相関の遅延差が最大となる条件で、それぞれの位相雑音の推定結果を合成することにより、前記受信信号光の位相雑音、あるいは、前記局部発振光の位相雑音のいずれか一方を低減することを可能とし、前記受信信号光の位相雑音と前記局部発振光の位相雑音とを区別して推定かつ補償する位相雑音補償部と、
    　　前記位相雑音補償部によって位相雑音補償された信号に対して、残留波長分散を補償する信号処理を施す波長分散補償部と
    　を備える
    　光伝送システム。
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