WO2016016018A1 - Lichtlaufzeitsensor mit einer vorrichtung zur ladungskompensation - Google Patents

Lichtlaufzeitsensor mit einer vorrichtung zur ladungskompensation Download PDF

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Michael Sommer
Jens Prima
Christoph Kämerow
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Pmdtechnologies Gmbh
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Definitions

  • the invention relates to a light transit time sensor with a device for charge compensation at integration nodes of a light transit time pixel as generically defined by the independent claim.
  • time of flight sensor or generally with the time of flight camera system, in particular all the time of flight of light or 3D TOF camera systems are to be encompassed, which acquire transit time information from the phase shift of an emitted and received radiation.
  • PMD cameras with photonic mixer detectors are suitable as the light propagation time or 3D TOF cameras, as they are inter alia.
  • EP 1 777 747 A1, US Pat. No. 6,587,186 B2 and also DE 197 04 496 A1 and can be obtained, for example, from the company 'ifm electronic GmbH' or 'PMD Technologies GmbH' as a frame grabber 03D or as a CamCube are.
  • the PMD camera in particular allows a flexible arrangement of the light source and the detector, which can be arranged both in a housing and separately.
  • systems are also to be included under the time of flight camera system in which the light transit time sensor has only one pixel or a small number of pixels.
  • the object of the invention is to further improve the dynamic range of a light transit time sensor.
  • a light transit time sensor with at least one light transit time pixel for demodulation of a received modulated light in which the light transit time pixel has at least two integration nodes, wherein the integration nodes are connected to a device for charge compensation.
  • the charge compensation device includes at least two SBI input transistors that drive SBI current transistors at a potential of the integration node that reaches an SBI threshold and / or toward a saturation potential such that each integration node of a light propagate time pixel has a compensation current equal to it is charged.
  • the source terminals of the SBI current transistors are not connected to a supply voltage but to a working voltage.
  • This approach has the advantage that a greater margin for setting the SBI threshold can be provided by operating the SBI current transistors disconnected from the supply voltage.
  • a reset voltage is used as the working voltage for the SBI current transistors. This approach makes it easy to make use of existing potential and to increase the latitude for adjusting the SBI threshold without much effort.
  • FIG. 1 shows a light transit time camera system
  • FIG. 2 shows the basic principle of demodulation
  • FIG. 3 shows a cross section through a PMD pixel with potential distributions
  • FIG. 4 shows a behavior of an amplitude to the amount of incident light
  • FIG. 5 shows a potential profile at a light transit time pixel with and without SBI insert
  • FIG. 6 shows a charge compensation circuit known from the prior art
  • FIG. 7 shows a device according to the invention for charge compensation
  • FIG. 8 shows a device according to the invention for charge compensation with hold transistors
  • FIG. 9 shows a potential curve at a variable-voltage-time light-time pixel
  • FIG. 10 shows a circuit according to FIG. 6 with a working potential at the SBI current transistors.
  • FIG. 1 shows a measurement situation for an optical distance measurement with a
  • Photocell camera as known for example from DE 197 04 496 AI.
  • the light transit time camera system 1 comprises a transmitting unit or a lighting 10 with a light source 12 and associated beam shaping optics 15 and a receiving unit or light time camera 20 with a receiving optics 25 and a light-time sensor 22.
  • the light transit time sensor 22 has at least one light transit time pixel 23, but preferably one Pixel array, and is in particular designed as a PMD sensor.
  • the receiving optic 25 typically consists of improving the imaging characteristics of a plurality of optical elements.
  • the beam-shaping optical system 15 of the transmitting unit 10 is preferably designed as a reflector
  • the measurement principle of this arrangement is essentially based on the fact that, starting from the phase shift ⁇ of the emitted and received light, the light transit time tL and thus the distance covered by the received light can be determined.
  • the light source 12 and the light transit time sensor 22 are acted upon by a modulator 30 together with a specific modulation frequency M (pl) with a first phase position pl.
  • the light source 12 transmits according to the modulation frequency
  • the upper curve shows the time course of the modulation frequency M (pl) with the lighting 12 and the light-time sensor 22 are controlled.
  • the reflected light from the object 40 hits as received signal S (p2) according to its light transit time tL out of phase ⁇ ( ⁇ ) to the light-time sensor 22.
  • the light transit time sensor 22 collects the photonically generated charges q over several Modulation periods in the phase position of the modulation frequency M (pl) in a first
  • Integration nodes Ga, Gb collected charges qa, qb can be the phase shift ⁇ and thus determine a distance d of the object.
  • Figure 3 shows a cross-section through a pixel of a photonic mixer as it
  • the modulation photographs yarn, G0, Gbm are substantially transparent and arranged in a light-sensitive area of a light transit time or PMD pixel.
  • the photonically generated charges q are directed either to one or to the other integration node Ga, Gb.
  • integration node generally refers to a structure in which the charge accumulation takes place, for example, an accumulation gate in a MOS (metal-oxide-semiconductor) structure, and it is also conceivable to use the integration nodes as
  • FIG. 3b shows a potential profile in which the charges q are directed in the direction of the first
  • Integration node Ga flow, and Figure 3 c shows a complementary potential profile, which flows the charges q in the direction of the second integration node Gb.
  • the potentials can be specified, for example, according to the applied modulation frequency.
  • the modulation frequencies are preferably in a range of 1 to 1000 MHz. At a modulation frequency of, for example, 1 MHz results in a
  • FIG. 3 a further shows a read-out device 400, which may already be present
  • the integration nodes Ga, Gb integrate the photonically generated charges via a
  • the voltage Ua, Ub which is then applied to the integration nodes Ga, Gb can be tapped, for example, by means of the read-out device 400 with high resistance.
  • the integration times are preferably to be selected such that the light transit time sensor or the integration nodes and / or the light-sensitive areas do not saturate for the expected amount of light.
  • the current ia, ib flowing during a discharge can also be measured.
  • FIG. 4 shows schematically the dependence of an electrical quantity, for example a
  • the amount of light is determined in a known manner from the luminous flux and the
  • the possible dynamic range typically extends over several orders of magnitude.
  • the size of the dynamic range depends essentially on the area of the photosensitive layer of a light transit time pixel 23 and the capacitance Cint of the integration nodes Ga, Gb and possibly also on dynamically expanding elements in the readout circuit, for example special characteristics or active concepts for suppressing DC components.
  • the integration time tint for the light transit time sensor 22 or a single light transit time pixel 23 is preferably set so that the light transit time pixels 23 do not saturate for the application. With decreasing amount of light or analog with decreasing
  • Integration time however, increasingly decreases the available charges or the potential at the integration node and, inter alia due to the decreasing signal-to-noise ratio, causes an increasing uncertainty in determining the distance, as shown by the dashed curve of the standard deviation in FIG ,
  • the lower limit of the working range of the integration time should therefore preferably be selected so that an expected distance error is still within a permissible tolerance or
  • Standard deviation preferably the upper limit should be below saturation.
  • a light transit time pixel 23 is equipped with a so-called background light suppression or SBI (supression of background illumination) circuit, which discharges a portion of the charge q a , qb applied to the integration nodes Ga, Gb as a function of specific input variables Saturation of the light transit time pixel 23 by too high
  • SBI suppression of background illumination
  • FIG. 5 shows a possible course of the voltage Ua, Ub applied to the integration node Ga, Gb during a measurement. After a reset, a reset voltage U RE S with a positive potential is applied to the integration node Ga, Gb.
  • the charge compensation should not be effective at the start of the measurement at the start time t 0 . With increasing number of collected charge carriers or photoelectrons takes the
  • the potential Ua, Ub at the integration node Ga, Gb falls further, represented by a dashed line.
  • the second integration node Gb reaches one
  • Such arrangements are known for example from DE 10 2004 016 626 AI and in particular from DE 10 2005 056 774 AI, which is incorporated herein by reference, in various variants.
  • Such a regulation is characterized in that the compensation current ik is predetermined by the regulation such that the integration node, at which the SBI potential limit value US BI is first reached, is kept constant in the potential.
  • Such a procedure is shown in Figure 5 by the solid line. The accumulation of the charges is carried out as initially described without imprinting a
  • the second integration node Gb has the largest potential drop and first reaches the SBI potential limit value USBI. Via the SBI control, it is now provided to provide the compensation current ik in such a way that the potential at this integration node Gb is kept substantially constant.
  • the first integration node Ga is supplied with a compensation current ik at the same level and is therefore virtually overcompensated, so that the potential increases with the beginning of the compensation. This overcompensation can be done until the first integration node Ga
  • FIG. 6 shows, by way of example, an SBI circuit 500 for charge compensation already known from DE 10 2005 056 774 A1.
  • the SBI circuit 500 is an integral one
  • Readout device 400 independent design conceivable.
  • Transistors M1-M7 are formed in the present and also in the following examples as PMOS transistors.
  • the embodiments are of course not limited to PMOS structures, but may in particular also be designed as NMOS structures. In the circuits, only the potential assignments change. In an NMOS implementation, the supply voltage is at a negative GND potential, rather than at a positive UoD potential
  • the SBI circuit 500 forms with a control transistor M7 and a first and second input transistor Ml, M2 a double input source follower with which a first and second SBI current transistor M3, M4 is driven.
  • the gate potentials are typically set so that the transistors M1 to M6 are closed.
  • the gate of the transistor M7 is preferably already on a control voltage Us. However, no current flows through the transistor M7, since
  • Transistors Ml and M2 are still closed.
  • the source terminals of the transistors M3, M4, and M7 are connected to the supply voltage U DD .
  • M5 is a reset potential URES and the gates can be controlled with a reset switching potential URES N.
  • the potentials Ua, Ub of the integration nodes Ga, Gb are each connected to a memory device 300, which is preferably designed as a source follower.
  • the potential Ua, Ub of the integration nodes Ga, Gb is also applied to the gates of the SBI input transistors M1, M2.
  • the SBI threshold US BI is not reached by any integration node Ga, Gb during a measurement, the SBI input transistors M1 and M2 and the SBI current transistors M3 and M4 remain closed and no charge compensation takes place.
  • the integration nodes Ga, Gb via the reset switch M5, M6, by applying a reset switching signal URES N, connected to the reset potential URES and the
  • the compensation current ik is equal in magnitude to the photocurrent of the underlying channel or of the integration node Ga, Gb, which has first reached the SBI threshold.
  • the second integration node Gb reaches the SBI threshold USBI first, as shown in FIG. 5, the second switch-on transistor M2 determines the output voltage of the source follower and thus the compensation current ik.
  • the SBI switching threshold USBI is freely selectable within certain limits and depends essentially on the following factors.
  • USBI U s ⁇ ⁇ U th_mm _a, b ⁇ - n ⁇ U T ⁇ In -
  • the drain current I D or compensation current ik via the SBI current transistors M3, M4 results in a known manner:
  • I 0 transfer current at the transistor
  • UGS gate-source voltage
  • Uth threshold voltage
  • UT temperature-dependent voltage component
  • the SBI threshold USBI is mainly determined by the dimensioning of the SBI and pixel circuit in the chip design. In operational condition stands for a
  • the SBI threshold USBI is given in the circuit according to FIG. 7 by:
  • the SBI threshold USBI can not only be set via the control voltage US, but also, with a significantly larger setting range, via the difference: U RES - U DD .
  • the change of the effective threshold voltage Uth_min_a, b of the SBI input transistors Ml, M2 provides a further contribution due to the body effect.
  • the circuit according to FIG. 6 is set to a single reset voltage URES and a little variable SBI threshold value USBI
  • the procedure according to the invention allows adjustment of the SBI threshold value USBI over a larger range, in particular also via a specific setting of the work potential or the reset voltage URES.
  • FIG. 8 shows a further embodiment in which the integration nodes Ga, Gb are connected to the memory device 300 via a hold transistor M8, M9.
  • the SBI threshold value USBI can be adapted, for example, to the buried channel collapse voltage of the PMD sensor.
  • the reset voltage URES and the saturation voltage U sa t can be set to a value below the supply voltage UDD to avoid charge losses, for example, by the hold jump at the end of the integration.
  • the generation of the reset voltage URES can be designed so that at least two different reset voltages URESI, 2 can be generated. Thereby, e.g. Starting point of integration and deployment threshold of the SBI circuit 500 are set independently.
  • U RE s2 ⁇ URESI is followed by USBE ⁇ USBU.
  • the SBI current transistors M3, M4 may also be provided to apply the SBI current transistors M3, M4 to their own working potential UARB.
  • the work potential can also be determined independently of the requirements of a reset potential URES, whereby the potential distribution applies GND ⁇ U sat ⁇ U SBI ⁇ U ARB ⁇ U DD GND ⁇ U sat ⁇ U SB1 ⁇ U RES ⁇ U DD

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Abstract

Lichtlaufzeitsensor (22) mit mindestens einem Lichtlaufzeitpixel (23) zur Demodulation eines empfangenen modulierten Lichts (Sp2), wobei das Lichtlaufzeitpixel (23) mindestens zwei Integrationsknoten (Ga, Gb) aufweist und die Integrationsknoten (Ga, Gb) mit einer Vorrichtung (500) zur Ladungskompensation verbunden sind, wobei die Ladungskompensationsvorrichtung (500) wenigsten zwei SBI-Eingangstransistoren (M1, M2) aufweist, die bei einem Potenzial (Ua, Ub) der Integrationsknoten (Ga, Gb), das betragsmäßig einen SBI-Schwellenwert (USBI) überschreitet SBI-Strom-Transistoren (M3, M4) derart ansteuern, dass auf beiden Integrationsknoten (Ga, Gb) ein Kompensationsstrom (ik) in gleicher Höhe fließt, wobei die Source-Anschlüsse der SBI-Strom-Transistoren (M3, M4) nicht mit einer Versorgungsspannung (UDD), sondern mit einer Arbeitsspannung (URES, Uarb) verbunden sind.

Description

Lichtlaufzeitsensor mit einer Vorrichtung zur Ladungskompensation
Die Erfindung betrifft Lichtlaufzeitsensor mit einer Vorrichtung zur Ladungskompensation an Integrationsknoten eines Lichtlaufzeitpixels nach Gattung des unabhängigen Anspruchs.
Mit Lichtlaufzeitsensor oder allgemein Lichtlaufzeitkamerasystem sollen insbesondere alle Lichtlaufzeit bzw. 3D-TOF-Kamerasysteme umfasst sein, die eine Laufzeitinformation aus der Phasenverschiebung einer emittierten und empfangenen Strahlung gewinnen. Als Lichtlaufzeit bzw. 3D-TOF-Kameras sind insbesondere PMD-Kameras mit Photomischdetektoren (PMD) geeignet, wie sie u.a. in den Anmeldungen EP 1 777 747 AI, US 6 587 186 B2 und auch DE 197 04 496 AI beschrieben und beispielsweise von der Firma 'ifm electronic GmbH' oder 'PMD- Technologies GmbH' als Frame-Grabber 03D bzw. als CamCube zu beziehen sind. Die PMD- Kamera erlaubt insbesondere eine flexible Anordnung der Lichtquelle und des Detektors, die sowohl in einem Gehäuse als auch separat angeordnet werden können. Insbesondere sollen unter Lichtlaufzeitkamerasystem auch Systeme mit umfasst sein, bei dem der Lichtlaufzeitsensor nur ein Pixel oder eine geringe Anzahl von Pixeln aufweist.
Für die Bestimmung einer Entfernung bzw. einer entsprechenden Phasenverschiebung des reflektierten Lichts wird, wie in der DE 197 04 496 AI ausführlich beschrieben, im PMD-Sensor das reflektierte Licht mit dem modulierenden Signal gemischt. Diese Mischung liefert ein in Phase liegendes Signal (0°) und ein um 180° versetztes Signal, aus dem in bekannter Weise eine Entfernung bestimmt werden kann. Zur Verbesserung der Qualität der Entfernungsmessung kann es vorgesehen sein, die Sendemodulation gezielt beispielsweise um 90°, 180° oder 270° zu verschieben und vorzugsweise mittels einer IQ (Inphase, Quadratur)-Demodulation einen Phasenwinkel des reflektierten in Relation zum gesendeten Signal zu bestimmen. Dieses Vorgehen ist insbesondere nützlich zur Gewinnung von redundanten Informationen, um beispielsweise verschiedene parasitäre Effekte wie fixed pattern noise (FPN), Hintergrundlicht oder Asymmetrien des Sensors zu kompensieren.
Aus der DE 10 2004 016 626 AI und DE 10 2005 056 774 AI sind ferner so genannten SBI (supressed background illumination)-Schaltungen bekannt, die durch eine pixelindividuelle Unterdrückung von Hintergrundlicht die Dynamik eines Pixels erweitern.
Aufgabe der Erfindung ist es, den Dynamikbereich eines Lichtlaufzeitsensors weiter zu verbessern.
Die Aufgabe wird vorteilhaft durch den Lichtlaufzeitsensor des unabhängigen Anspruchs gelöst. Vorteilhaft ist ein Lichtlaufzeitsensor mit mindestens einem Lichtlaufzeitpixel zur Demodulation eines empfangenen modulierten Lichts vorgesehen, beim dem das Lichtlaufzeitpixel mindestens zwei Integrationsknoten aufweist, wobei die Integrationsknoten mit einer Vorrichtung zur Ladungskompensation verbunden sind. Die Ladungskompensationsvorrichtung weist wenigsten zwei SBI-Eingangstransistoren auf, die bei einem Potenzial der Integrationsknoten, das einen SBI-Schwellenwert erreicht und/oder in Richtung eines Sättigungspotenzials überschreitet SBI- Strom-Transistoren derart ansteuert, dass jeder Integrationsknoten eines Lichtlaufzeitpixel mit ein Kompensationsstrom in gleicher Höhe beaufschlagt wird. Die Source- Anschlüsse der SBI- Strom-Transistoren werden hierbei nicht mit einer Versorgungsspannung, sondern mit einer Arbeitsspannung verbunden sind.
Dieses Vorgehen hat den Vorteil, dass durch einen von der Versorgungsspannung losgelösten Betrieb der SBI-Strom-Transistoren ein größerer Spielraum für die Einstellung des SBI- Schwellenwerts bereitgestellt werden kann.
Bevorzugt wird als Arbeitsspannung für die SBI-Strom-Transistoren eine Reset-Spannung verwendet. Durch dieses Vorgehen kann auf einfache Art und Weise auf ein bereits vorhandenes Potenzial zurückgegriffen und ohne größeren Aufwand der Spielraum für die Einstellung des SBI-Schwellenwerts erhöht werden.
In einer weiteren Ausgestaltung ist es vorgesehen, die Reset-Spannung für den Vorgang des Zurücksetzens auf ein erstes Resetpotenzial (URESI) ZU legen und zur Bereitstellung eines SBI- Schwellenwerts auf ein zweites, vorzugsweise niedrigeres Resetpotenzial (URES2) ZU legen.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen schematisch:
Figur 1 ein Lichtlaufzeitkamerasystem,
Figur 2 das Grundprinzip der Demodulation,
Figur 3 ein Querschnitt durch ein PMD-Pixel mit Potenzialverteilungen,
Figur 4 ein Verhalten einer Amplitude zur einfallenden Lichtmenge,
Figur 5 ein Potenzialverlauf an einem Lichtlaufzeitpixel mit und ohne SBI-Einsatz,
Figur 6 eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung zur Ladungskompensation,
Figur 7 eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Ladungskompensation,
Figur 8 eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Ladungskompensation mit Holdtransistoren,
Figur 9 ein Potenzialverlauf an einem Lichtlaufzeitpixel mit variabler Reset-Spannung, Figur 10 eine Schaltung gemäß Figur 6 mit einem Arbeitspotenzial an den SBI-Strom- Transistoren.
Bei der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder vergleichbare Komponenten.
Figur 1 zeigt eine Messsituation für eine optische Entfernungsmessung mit einer
Lichtlaufzeitkamera, wie sie beispielsweise aus der DE 197 04 496 AI bekannt ist.
Das Lichtlaufzeitkamerasystem 1 umfasst eine Sendeeinheit bzw. eine Beleuchtung 10 mit einer Lichtquelle 12 und einer dazugehörigen Strahlformungsoptik 15 sowie eine Empfangseinheit bzw. Licht laufzeitkamera 20 mit einer Empfangsoptik 25 und einem Licht laufzeitsensor 22. Der Lichtlaufzeitsensor 22 weist mindestens ein Lichtlaufzeitpixel 23, vorzugsweise jedoch ein Pixel- Array, auf und ist insbesondere als PMD-Sensor ausgebildet. Die Empfangsoptik 25 besteht typischerweise zur Verbesserung der Abbildungseigenschaften aus mehreren optischen Elementen. Die Strahlformungsoptik 15 der Sendeeinheit 10 ist vorzugsweise als Reflektor ausgebildet
Das Messprinzip dieser Anordnung basiert im Wesentlichen darauf, dass ausgehend von der Phasenverschiebung Δφ des emittierten und empfangenen Lichts die Lichtlaufzeit tL und somit die zurückgelegte Wegstrecke des empfangenen Lichts ermittelt werden kann. Zu diesem Zwecke werden die Lichtquelle 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 über einen Modulator 30 gemeinsam mit einer bestimmten Modulationsfrequenz M(pl) mit einer ersten Phasenlage pl beaufschlagt. Entsprechend der Modulationsfrequenz sendet die Lichtquelle 12 ein
amplitudenmoduliertes Signal S(pl) mit der ersten Phasenlage pl aus. Dieses Signal bzw. die elektromagnetische Strahlung wird im dargestellten Fall von einem Objekt 40 reflektiert und trifft aufgrund der zurückgelegten Wegstrecke entsprechend phasenverschoben mit einer zweiten Phasenlage p2 = pl + Δφ(^) als Empfangssignal S(p2) auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Im Lichtlaufzeitsensor 22 wird das Modulationssignal M(pl) mit dem empfangenen Signal S(p2), gemischt, wobei aus dem resultierenden Signal die Phasenverschiebung Δφ(^) bzw. die Objektentfernung d ermittelt wird.
Dieses Grundprinzip ist schematisch in Figur 2 dargestellt. Die obere Kurve zeigt den zeitlichen Verlauf der Modulationsfrequenz M(pl) mit der die Beleuchtung 12 und der Licht laufzeitsensor 22 angesteuert werden. Das vom Objekt 40 reflektierte Licht trifft als Empfangssignal S(p2) entsprechend seiner Lichtlaufzeit tL phasenverschoben Δφ(^) auf den Licht laufzeitsensor 22. Der Lichtlaufzeitsensor 22 sammelt die photonisch erzeugten Ladungen q über mehrere Modulationsperioden in der Phasenlage der Modulationsfrequenz M(pl) in einem ersten
Integrationsknoten Ga und in einer um 180° verschobenen Phasenlage M(pl + 180°) in einem zweiten Integrationsknoten Gb. Aus dem Verhältnis der im ersten und zweiten
Integrationsknoten Ga, Gb gesammelten Ladungen qa, qb lässt sich die Phasenverschiebung Δφ und somit eine Entfernung d des Objekts bestimmen.
Figur 3 zeigt einen Querschnitt durch einen Pixel eines Photomischdetektors wie er
beispielsweise aus der DE 197 04 496 C2 bekannt ist. Die Modulationsphotogates Garn, G0, Gbm sind im Wesentlichen transparent ausgebildet und in einem lichtsensitiven Bereich eines Lichtlaufzeit bzw. PMD-Pixels angeordnet. Entsprechend der an den Modulationsgates bzw. Modulationsphotogates Garn, G0, Gbm angelegten Spannung, werden die photonisch erzeugten Ladungen q entweder zum einen oder zum anderen Integrationsknoten Ga, Gb gelenkt. Hierbei bezeichnet„Integrationsknoten" allgemein eine Struktur, in der die Ladungssammlung stattfindet. Es kann sich hierbei beispielsweise um ein Akkumulationsgate in einer MOS (Metal- Oxide-Semiconductor)-Struktur handeln. Auch ist es denkbar die Integrationsknoten als
Diodenstruktur auszubilden.
Figur 3b zeigt einen Potenzialverlauf, bei dem die Ladungen q in Richtung des ersten
Integrationsknoten Ga abfließen, und Figur 3 c einen komplementären Potenzialverlauf, der die Ladungen q in Richtung des zweiten Integrationsknoten Gb fließen lässt. Die Potenziale können beispielsweise entsprechend der anliegenden Modulationsfrequenz vorgegeben werden. Je nach Anwendungsfall liegen die Modulationsfrequenzen vorzugsweise in einem Bereich von 1 bis 1000 MHz. Bei einer Modulationsfrequenz von beispielsweise 1 MHz ergibt sich eine
Periodendauer von einer Mikrosekunde, so dass das Modulationspotenzial dementsprechend alle 500 Nanosekunden wechselt.
In Figur 3 a ist ferner eine Auslesevorrichtung 400 dargestellt, die gegebenenfalls bereits
Bestandteil eines als CMOS ausgebildeten Lichtlaufzeitsensors 22 bzw. PMD-Sensors sein kann. Die Integrationsknoten Ga, Gb integrieren die photonisch erzeugten Ladungen über eine
Vielzahl von Modulationsperioden. In bekannter Weise kann die dann an den Integrationsknoten Ga, Gb anliegende Spannung Ua, Ub beispielsweise über die Auslesevorrichtung 400 hochohmig abgegriffen werden. Die Integrationszeiten sind vorzugsweise so zu wählen, dass für die zu erwartende Lichtmenge der Lichtlaufzeitsensor bzw. die Integrationsknoten und/oder die lichtsensitiven Bereiche nicht in Sättigung geraten. Alternativ zur Messung der an den Integrationsknoten Ga, Gb anliegenden Spannung Ua, Ub kann auch der bei einer Entladung fließende Strom ia, ib gemessen werden.
Figur 4 zeigt schematisch die Abhängigkeit einer elektrischen Größe beispielsweise eine
Spannungsamplitude des Lichtlaufzeitpixels bzw. eines Integrationsknoten von der Lichtmenge. Die Lichtmenge bestimmt sich in bekannter Weise aus dem Lichtstrom und der
Bestrahlungsdauer. Proportional zur Lichtmenge werden Ladungsträger q im photosensitiven Bereich erzeugt und mit Hilfe der an den Modulationsgates Garn, G0, Gbm anliegenden
Potenziale entsprechend der Modulationsfrequenz phasenkorreliert auf die Integrationsknoten Ga, Gb verteilt. Diese aufgeteilten Ladungen qa, qb können entweder als Spannungssignal Ua, Ub bzw. Spannungsamplitude hochohmig am Integrationsknoten abgegriffen oder ggf. bei einer Entladung der Integrationsknoten als Strom ia, ib gemessen werden. Diese elektrischen Größen entsprechen somit dem phasenkorrelierten Lichtstrom bzw. der entsprechenden Lichtmenge.
Der mögliche Dynamikbereich erstreckt sich typischerweise über mehrere Größenordnungen. Die Größe des Dynamikbereiches hängt im Wesentlichen von der Fläche der photosensitiven Schicht eines Lichtlaufzeitpixel 23 sowie der Kapazität Cint der Integrationsknoten Ga, Gb ab und ggf. auch von dynamikerweiternden Elementen in der Ausleseschaltung, beispielsweise spezielle Kennlinien oder aktive Konzepte zur Unterdrückung von Gleichanteilen ab. Die Integrationszeit tint für den Lichtlaufzeitsensor 22 bzw. einem einzelnen Lichtlaufzeitpixel 23 wird vorzugsweise so festgelegt, dass für den Anwendungsfall die Lichtlaufzeitpixel 23 nicht in die Sättigung geraten. Mit abnehmender Lichtmenge bzw. analog mit abnehmender
Integrationszeit nehmen jedoch die zur Verfügung stehenden Ladungen bzw. das Potenzial am Integrationsknoten immer mehr ab und bewirkt unter anderem aufgrund des abnehmenden Signal/Rausch- Verhältnisses eine zunehmende Unsicherheit bei der Entfernungsbestimmung, so wie es mit der gestrichelten Kurve der Standardabweichung in Figur 4 dargestellt ist. Die untere Grenze des Arbeitsbereichs der Integrationszeit sollte daher vorzugsweise so gewählt sein, dass ein zu erwartender Distanzfehler noch innerhalb einer zulässigen Toleranz bzw.
Standardabweichung liegt, wobei die obere Grenze vorzugsweise unterhalb der Sättigung liegen sollte.
Bevorzugt ist ein Lichtlaufzeitpixel 23 mit einer so genannten Hintergrundlichtausblendung bzw. SBI (supression of background illumination)-Schaltung ausgerüstet, die in Abhängigkeit bestimmter Eingangsgrößen einen Teil der an den Integrationsknoten Ga, Gb anliegenden Ladung qa, qb abführt, um so ggf. eine Sättigung des Lichtlaufzeitpixel 23 durch zu hohe
Fremdlicht- oder Nutzsignale zu vermeiden oder zu verzögern. Fig. 5 zeigt einen möglichen Verlauf der während einer Messung an den Integrationsknoten Ga, Gb anliegenden Spannung Ua, Ub. Nach einem Reset liegt an den Integrationsknoten Ga, Gb eine Resetspannung URES mit einem positiven Potenzial an. Im dargestellten Beispiel soll die Ladungskompensation mit Beginn der Messung zum Startzeitpunkt t0 noch nicht wirksam sein. Mit zunehmender Anzahl gesammelter Ladungsträger bzw. Photoelektronen nimmt die
Spannung Ua, Ub an den Integrationsknoten Ga, Gb ab.
Werden im weiteren Verlauf die Ladungen an den Integrationsknoten Ga, Gb nicht kompensiert, fällt, dargestellt mit einer gestrichelten Line, das Potenzial Ua, Ub an den Integrationsknoten Ga, Gb weiter ab. Im dargestellten Fall erreicht der zweite Integrationsknoten Gb zu einem
Sättigungszeitpunkt ts ein Sättigungspotenzial Usat, ab dem der Integrationsknoten in Sättigung gerät und der Phasenbezug der akkumulierten Ladung bzw. anliegenden Spannung verloren geht. Sättigung tritt ein, wenn entweder wegen eines unzureichenden Potenzialgefälles im Halbleiter keine weiteren Ladungsträger gesammelt werden können oder aber der Aussteuerbereich der Auslesevorrichtung 400 verlassen wird. Entfernungswerte, die ab diesem Zeitpunkt ermittelt werden, sind fehlerhaft.
Um eine solche Sättigung zu verhindern oder zu verzögern, ist es aus der DE 10 2005 056 774 AI bekannt, eine Ladungskompensation an beiden Integrationsknoten Ga, Gb durchzuführen, sobald ein Integrationsknoten Ga, Gb einen SBI-Potenzialgrenzwert USBI, hier zu einem ersten Zeitpunkt tl, erreicht. Die Ladungskompensation erfolgt, indem beide Integrationsknoten Ga, Gb mit einem Kompensationsstrom ik beaufschlagt werden. Der Kompensationsstrom ik kann beispielsweise aus der Steigung des größeren Potenzialabfalls aus (Ua, Ub) bestimmt und ggf. mit einem Kompensationsfaktor k angepasst werden: i - C - ^ - k
k ~ M At
Auch ist es möglich den Kompensationsstrom ik in Abhängigkeit einer an einem
Integrationsknoten Ga, Gb anliegenden elektrischen Größe , ib, Ua, Ub vorzugsweise über eine Regelung bereit zu stellen. Derartige Regelungen sind beispielsweise aus der DE 10 2004 016 626 AI und insbesondere aus der DE 10 2005 056 774 AI, auf die hier ausdrücklich Bezug genommen wird, in verschiedenen Varianten bekannt. Eine derartige Regelung zeichnet sich dadurch aus, dass der Kompensationsstrom ik durch die Regelung so vorgegeben wird, dass der Integrationsknoten, an dem der SBI-Potenzialgrenzwert USBI zuerst erreicht wird, im Potenzial konstant gehalten wird. Ein derartiges Vorgehen ist in Figur 5 mit der durchgezogenen Linie gezeigt. Die Akkumulation der Ladungen erfolgt wie eingangs beschrieben zunächst ohne Aufprägen eines
Kompensationsstroms ik. Im dargestellten Beispiel weist der zweite Integrationsknoten Gb den größten Potenzialabfall auf und erreicht als erstes den SBI-Potenzialgrenzwert USBI. Über die SBI-Regelung ist es nun vorgesehen, den Kompensationsstrom ik so vorzuhalten, dass das Potenzial an diesem Integrationsknoten Gb im Wesentlichen konstant gehalten wird. Der erste Integrationsknoten Ga wird mit einem Kompensationsstrom ik in gleicher Höhe beaufschlagt und ist somit quasi überkompensiert, so dass das Potenzial mit Beginn der Kompensation ansteigt. Diese Überkompensation kann solange erfolgen, bis der erste Integrationsknoten Ga ein
Basispotenzial UCom, das im Wesentlichen schaltungstechnisch vorgegeben ist, erreicht.
Figur 6 zeigt exemplarisch eine bereits aus der DE 10 2005 056 774 AI bekannte SBI-Schaltung 500 zur Ladungskompensation. Vorzugsweise ist die SBI-Schaltung 500 ein integraler
Bestandteil der Auslesevorrichtung 400. Grundsätzlich ist jedoch auch ein von der
Auslesevorrichtung 400 unabhängiger Aufbau denkbar. Die dargestellten Schalter bzw.
Transistoren Ml - M7 sind im vorliegenden und auch in den nachfolgenden Beispielen als PMOS -Transistoren ausgebildet.
Die Ausführungen sind selbstverständlich nicht auf PMOS -Strukturen beschränkt, sondern können insbesondere auch als NMOS- Strukturen ausgebildet sein. In den Schaltungen ändern sich nur die Potenzialzuordnungen. Bei einer NMOS-Ausführung liegt die Versorgungsspannung statt auf einem positiven UoD-Potenzial auf einem negativen GND-Potenzial, und das
Bezugspotential auf UDD. Die Relationen zu den übrigen Potentialen ändern sich entsprechend.
Die SBI-Schaltung 500 bildet mit einem Steuertransistor M7 und einem ersten und zweiten Eingangstransistor Ml, M2 einen Sourcefolger mit doppeltem Eingang mit dem ein erster und zweiter SBI-Strom-Transistor M3, M4 angesteuert wird.
Zu Beginn einer Messung sind die Gatepotenziale typischerweise so eingestellt, dass die Transistoren Ml bis M6 geschlossen sind. Am Gate des Transistors M7 liegt vorzugsweise bereits eine Steuerspannung Us an. Über den Transistor M7 fließt jedoch kein Strom, da
Transistoren Ml und M2 noch geschlossen sind.
Die Source- Anschlüsse der Transistoren M3, M4, und M7 sind mit der Versorgungsspannung UDD verbunden. An den Source- Anschlüssen der Reset-Transistoren M5, M6 liegt ein Reset- Potenzial URES und die Gates können mit einem Reset-Schaltpotenzial URES N angesteuert werden. Die Potenziale Ua, Ub der Integrationsknoten Ga, Gb sind jeweils mit einer Speichervorrichtung 300, die vorzugsweise als Sourcefolger ausgebildet ist, verbunden. Zusätzlich liegt das Potenzial Ua, Ub der Integrationsknoten Ga, Gb auch an den Gates der SBI-Eingangstransistoren Ml, M2 an.
Wird während einer Messung der SBI-Schwellenwert USBI von keinem Integrationsknoten Ga, Gb erreicht, bleiben die SBI-Eingangstransistoren Ml und M2 sowie die SBI-Strom-Transistoren M3 und M4 geschlossen und es erfolgt keine Ladungskompensation. Nach Abschluss der Messung werden die Integrationsknoten Ga, Gb über die Reset-Schalter M5, M6, durch Anlegen eines Reset- Schaltsignals URES N, mit dem Reset-Potenzial URES verbunden und die
Integrationsknoten Ga, Gb auf dieses Potential zurückgesetzt.
Erreicht während einer Integration die Spannung Ua, Ub an einem der Integrationsknoten Ga, Gb den SBI-Schwellenwert USBI, schaltet einer der SBI-Eingangstransistoren Ml oder M2 durch, so dass über den Steuer-Transistor M7 ein Strom I7 von UDD in Richtung Masse GND fließt. Der Eingangstransistor Ml, M2 mit dem tieferen Gatepotenzial bestimmt die Ausgangsspannung des Sourcefolgers. Mit der Ausgangsspannung werden beide SBI-Stromtransistoren M3, M4 angesteuert, die dann quasi als Stromquelle beide Integrationsknoten Ga, Gb mit einem
Kompensationsstrom ik in gleicher Höhe beaufschlagen.
Beim Erreichen der SBI-Schwelle ist der Kompensationsstrom ik betragsmäßig gleich dem Photostrom des tieferliegenden Kanals bzw. des Integrationsknoten Ga, Gb, der die SBI- Schwelle zuerst erreicht hat. Erreicht wie in Figur 5 gezeigt der zweite Integrationsknoten Gb die SBI-Schwelle USBI zuerst, bestimmt der zweite Einschalttransistor M2 die Ausgangsspannung des Sourcefolgers und damit den Kompensationsstrom ik.
Die SBI-Schaltschwelle USBI ist im Rahmen bestimmter Vorgaben frei wählbar und ist im Wesentlichen von den folgenden Faktoren abhängig.
1 1 ^p
USBI = U s ~ \ U th_mm _a,b \ — n■ UT ■ In -
'0_M3,4
Mit Us: Steuerspannung, Uth_min_a,b: effektive SBI-Schwellenspannung an den SBI- Eingangstransistoren Ml, M2; n: technologieabhängiger Fitparameter, UT: temperaturabhängiger Spannungsanteil; Io M3,4: Transferstrom über Transistor M3 oder M4. Der Drain-Strom ID bzw. Kompensationsstrom ik über die SBI-Strom-Transistoren M3, M4 ergibt sich in bekannter Weise aus:
Figure imgf000011_0001
Mit I0: Transferstrom am Transistor, UGS: Gate-Source-Spannung, Uth: Schwellenspannung, UT: temperaturabhängiger Spannungsanteil.
Die SBI-Einsatzschwelle USBI wird vornehmlich durch die Dimensionierung der SBI- und Pixelschaltung im Chip-Design vorgegeben. Im betriebsfertigen Zustand steht für eine
Anpassung der SBI-Einsatzschwelle USBI im Wesentlichen nur noch die Steuerspannung Us am Transistor M7 zur Verfügung. Aufgrund der Wechselwirkung mit den übrigen Potenzialen ist sie jedoch nur in bestimmten Grenzen variabel. Eine geringe Veränderung von Us geht
typischerweise mit einer starken Veränderung des Quellenstroms einher (Subthresholdbereich). Dies führt zu einer Modifikation der Regeleigenschaften der SBI-Schaltung und kann
insbesondere bei größeren Pixelmatrizen durch Anstieg des Drainstroms I7, zu einer nicht akzeptablen Erhöhung des Gesamtstromverbrauchs führen. Die Einstellung des SBI- Schwellenwerts USBI ist somit über die Steuerspannung Us nur in geringen Grenzen sinnvoll möglich.
Zur Überwindung dieser Limitierung wird daher erfindungsgemäß, wie in Figur 7 gezeigt, vorgeschlagen, die SBI-Strom-Transistoren M3 und M4 nicht mit der Versorgungsspannung UDD, sondern mit einem Arbeitspotential, vorzugsweise einem Reset-Potential URES, ZU verbinden.
Die SBI-Einsatzschwelle USBI ist in der Schaltung gemäß Figur 7 gegeben durch:
UsBI = Us + WRES ~ UDD) ~ \ Uth_min_a,b \ + \ Uth_sfload \ ~ \ Uth_SBI_a,b \) ~ η ' ' ln
0_ 3,4
Mit Uth min a b: effektive Schwellenspannung der SBI-Eingangstransistoren Ml, M2; I0 M3 4: technologieabhängiger Transferstrom über Transistor M3 bzw. M4. Die Punkte für die jeweiligen Spannungsabgriffe sind in den Figuren gekennzeichnet.
Durch dieses Vorgehen lässt sich die SBI-Schwelle USBI nicht nur über die Steuerspannung US, sondern zusätzlich, mit einem deutlich größeren Einstellbereich, auch über die Differenz: URES— UDD festlegen. Hierbei liefert die Änderung der effektiven Schwellenspannung Uth_min_a,b der SBI-Eingangstransistoren Ml, M2 aufgrund des Bodyeffekts einen weiteren Beitrag. Während die Schaltung gemäß Figur 6 auf eine einzige Resetspannung URES und einem wenig variablen SBI-Schwellenwert USBI festgelegt ist, erlaubt das erfindungsgemäße Vorgehen eine Einstellung des SBI-Schwellenwerts USBI über einen größeren Bereich, insbesondere auch über eine gezielte Einstellung des Arbeitspotenzials bzw. der Resetspannung URES.
Figur 8 zeigt eine weitere Ausgestaltung, bei der die Integrationsknoten Ga, Gb über einen Holdtransistor M8, M9 mit der Speichervorrichtung 300 verbunden sind.
Ferner kann der SBI-Schwellenwert USBI beispielsweise auf die Buried-Channel- Kollaps- Spannung des PMD-Sensors angepasst werden.
Auch kann die Resetspannung URES sowie die Sättigungsspannung Usat auf einen Wert unterhalb der Versorgungsspannung UDD eingestellt werden, um Ladungsverluste beispielsweise durch den Holdsprung am Ende der Integration zu vermeiden.
Insbesondere lässt sich durch das erfindungsgemäße Vorgehen der maximal Swing der
Integrationsspannungen Ua, Ub variieren.
Die Erzeugung der Resetspannung URES kann so ausgebildet sein, dass mindestens zwei unterschiedliche Resetspannungen URESI, 2 generiert werden können. Dadurch können z.B. Startpunkt der Integration und Einsatzschwelle der SBI-Schaltung 500 unabhängig voneinander eingestellt werden.
Ein derartiges Vorgehen ist exemplarisch in Figur 9 gezeigt. Zum Startzeitpunkt to liegen die Integrationsknoten Ga, Gb auf dem ersten Reset-Potential URESI . Nach dem Start der Integration sind die Reset-Schalter geschlossen, so dass eine Änderung der Reset- Spannung URES die Ladungsintegration nicht mehr beeinflusst.
Erfindungsgemäß ist es vorgesehen, nach dem Startzeitpunkt to die Reset-Spannung URES weiterer abzusenken und somit die für die SBI-Einsatzschwelle USBI relevante Differenz: URES— UDD zu vergrößern. Mit UREs2 < URESI folgt USBE < USBU. Durch ein solches Vorgehen kann, wie aus Figur 9 ersichtlich, die Dynamik des Lichtlaufzeitpixels bzw. Lichtlaufzeitsensors weiter erhöht werden.
In einer weiteren Ausgestaltung gemäß Figur 10 kann es auch vorgesehen sein, die SBI-Strom- Transistoren M3, M4 an ein eigenes Arbeitspotenzial UARB ZU legen. Durch dieses Vorgehen kann das Arbeitspotenzial auch unabhängig von Erfordernissen eines Reset-Potenzial URES festgelegt werden, wobei für die Potenzialverteilung gilt GND < Usat < USBI < UARB < UDD GND < Usat < USB1 < URES < UDD
Bezugszeichenliste
1 Lichtlaufzeitkamerasystem
10 Beleuchtung, Sender
20 Empfänger, Lichtlaufzeitkamera
12 Lichtquelle
22 Lichtlaufzeitsensor
30 Modulator
A( (tL> laufzeitbedingte Phasenverschiebung
( Var Phasenlage
φο Basisphase
Mo Modulationssignal
pl erste Phase
p2 zweite Phase
Sp 1 Sendesignal mit erster Phase
Sp2 Empfangssignal mit zweiter Phase
Ga, Gb Integrationsknoten, Integrationsknoten
Ua, Ub Spannungen an den Integrationsknoten d Objektdistanz
300 Speichervorrichtung
400 Ausleseschaltung
500 SBI-Schaltung, Ladungskompensatonsvorrichtung
Ucom Basispotenzial
USBI SBI-Schwellenwert
URES Reset-Spannung
URES N Reset- Schaltpotenzial
UDD Versorgungsspannung
Us Steuerspannung
Uth Schwellenspannung
Usat Sättigungspotenzial
Ml .. S chalter/Transistoren
Ml, M2 SBI-Eingangstransistoren
M3, M4 SBI-Strom-Transistoren
M5, M6 Reset-Schalter M7 Steuer-Transistor M8, M9 Hold-Transistor

Claims

Ansprüche
1. Lichtlaufzeitsensor (22) mit mindestens einem Lichtlaufzeitpixel (23) zur Demodulation eines empfangenen modulierten Lichts (Sp2),
wobei das Lichtlaufzeitpixel (23) einen ersten und zweiten Integrationsknoten (Ga, Gb) aufweist
und die Integrationsknoten (Ga, Gb) mit einer Vorrichtung (500) zur
Ladungskompensation (500) verbunden sind,
wobei die Ladungskompensationsvomchtung (500) einen ersten und zweiten SBI- Eingangstransistor (Ml, M2), einen Steuertransistor (M7) und einen ersten und zweiten SBI-Strom-Transistor (M3, M4) aufweist,
wobei der Steuertransistor (M7) mit einem Source-Anschluss mit einer
Versorgungsspannung (UDD), einem Gate mit einem Steuerpotential (Us) und einem Drain- Anschluss mit den Source- Anschlüssen der SBI-Eingangstransistoren (Ml, M2) und den Gates der ersten und zweiten SBI-Strom-Transistoren (M3, M4) verbunden ist, wobei die Gates des ersten und zweiten SBI-Eingangstransistors (Ml, M2) mit dem ersten und zweiten Integrationsknoten (Ga, Gb) und die Drain- Anschlüsse mit einem Bezugspotenzial (GND) verbunden sind,
wobei die Ladungskompensationsvomchtung (500) derart ausgelegt ist, dass sobald eines der Potentiale (Ua, Ub) an den Integrationsknoten (Ga, Gb) einen SBI-Schwellenwert (USBI) erreicht und/oder in Richtung eines Sättigungspotentials (Usat) überschreitet, ein Arbeitspunkt an den SBI-Strom-Transistoren (M3, M4) sich so einstellt, dass auf beiden Integrationsknoten (Ga, Gb) ein Kompensationsstrom (ik) in gleicher Höhe fließt, dadurch gekennzeichnet,
dass die Source- Anschlüsse der SBI-Strom-Transistoren (M3, M4) nicht mit einer Versorgungsspannung (UDD), sondern mit einer Arbeitsspannung (URES, Uarb) verbunden sind.
2. Lichtlaufzeitsensor (22) nach Anspruch 1, bei dem die Arbeitsspannung für die SBI- Strom-Transistoren (M3, M4) eine Reset-Spannung ist (URES).
3. Lichtlaufzeitsensor (22) nach Anspruch 2, bei dem die die Reset-Spannung (URES) für das Zurücksetzen der Integrationsknoten (Ga, Gb) auf einem ersten Potenzial (URESI) und für die Festlegung eines SBI-Schwellenwerts (USBI) auf ein zweites Potenzial (URES2) gelegt wird.
4. Lichtlaufzeitkamerasystem (1) mit einem Licht laufzeitsensor (22) nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109073735A (zh) * 2016-05-02 2018-12-21 浜松光子学株式会社 距离传感器
US10444364B2 (en) 2016-05-19 2019-10-15 Ams Sensors Singapore Pte. Ltd. Pinned photodiode pixels including current mirror-based background light suppression, and imaging devices including the same
US11977163B2 (en) 2020-12-11 2024-05-07 Ifm Electronic Gmbh Circuit for background light suppression

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10761599B2 (en) * 2015-08-04 2020-09-01 Artilux, Inc. Eye gesture tracking
DE102018107801A1 (de) * 2017-04-04 2018-10-04 pmdtechnologies ag Lichtlaufzeitkamera
KR102488321B1 (ko) 2017-12-29 2023-01-13 삼성전자주식회사 3차원 이미지 센서의 픽셀 어레이 및 3차원 이미지 센서의 구동 방법
CN110612430B (zh) * 2018-04-16 2021-11-19 深圳市汇顶科技股份有限公司 影像传感系统及电子装置
US11971506B2 (en) 2018-09-10 2024-04-30 pmdtechnologies ag Light propagation time pixel and light propagation time sensor with corresponding pixel
DE102021123254A1 (de) 2021-09-08 2023-03-09 Infineon Technologies Ag Vorrichtung und Verfahren zum Erfassen einer Szene
US20230320551A1 (en) 2022-04-11 2023-10-12 Vorwerk & Co. Interholding Gmb Obstacle avoidance using fused depth and intensity from nnt training
US11722654B1 (en) * 2022-05-31 2023-08-08 Microsoft Technology Licensing, Llc Angle sensing using the Talbot effect, an imaging sensor, and phase/quadrature demodulation

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005056774A1 (de) * 2005-11-28 2007-05-31 Pmdtechnologies Gmbh TOF-Pixel und Verfahren zu dessen Betrieb
US20070158533A1 (en) * 2004-04-12 2007-07-12 Canesta, Inc. Method and system to enhance differential dynamic range and signal/noise in CMOS range finding systems using differential sensors
DE102011089642A1 (de) * 2010-12-22 2012-06-28 Ifm Electronic Gmbh Lichtlaufzeitsensor
DE102013218647A1 (de) * 2012-09-17 2014-05-15 Pmdtechnologies Gmbh Lichtlaufzeitsensor mit variabler Kennlinie

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19704496C2 (de) * 1996-09-05 2001-02-15 Rudolf Schwarte Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der Phasen- und/oder Amplitudeninformation einer elektromagnetischen Welle
CN1394072A (zh) * 2001-06-29 2003-01-29 泰视科技股份有限公司 信号感测电路及其初始化方法
DE102004016626A1 (de) * 2004-04-05 2005-10-20 Pmd Technologies Gmbh Signalverarbeitungselektronik
CN101865997B (zh) * 2010-05-26 2012-07-25 北京握奇数据系统有限公司 一种激光测距设备及方法
CN102384737B (zh) * 2010-09-01 2014-06-18 原相科技股份有限公司 可提高信噪比的测距装置及其方法
JP2012221869A (ja) * 2011-04-13 2012-11-12 Tdk Corp 発光素子駆動装置
US9137521B2 (en) * 2012-07-24 2015-09-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Depth sensing apparatus and method

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070158533A1 (en) * 2004-04-12 2007-07-12 Canesta, Inc. Method and system to enhance differential dynamic range and signal/noise in CMOS range finding systems using differential sensors
DE102005056774A1 (de) * 2005-11-28 2007-05-31 Pmdtechnologies Gmbh TOF-Pixel und Verfahren zu dessen Betrieb
DE102011089642A1 (de) * 2010-12-22 2012-06-28 Ifm Electronic Gmbh Lichtlaufzeitsensor
DE102013218647A1 (de) * 2012-09-17 2014-05-15 Pmdtechnologies Gmbh Lichtlaufzeitsensor mit variabler Kennlinie

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109073735A (zh) * 2016-05-02 2018-12-21 浜松光子学株式会社 距离传感器
CN109073735B (zh) * 2016-05-02 2022-06-03 浜松光子学株式会社 距离传感器
US10444364B2 (en) 2016-05-19 2019-10-15 Ams Sensors Singapore Pte. Ltd. Pinned photodiode pixels including current mirror-based background light suppression, and imaging devices including the same
US11977163B2 (en) 2020-12-11 2024-05-07 Ifm Electronic Gmbh Circuit for background light suppression

Also Published As

Publication number Publication date
CN106537174A (zh) 2017-03-22
US10436883B2 (en) 2019-10-08
DE102014214733B3 (de) 2015-07-23
US20170212225A1 (en) 2017-07-27
CN106537174B (zh) 2020-01-03

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