WO2015117690A1 - Verfahren und mittel zum regeln der elektrischen vorspannung am messkondensator eines mems-sensorelements - Google Patents

Verfahren und mittel zum regeln der elektrischen vorspannung am messkondensator eines mems-sensorelements Download PDF

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WO2015117690A1
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capacitance
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Thomas Northemann
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Robert Bosch Gmbh
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Definitions

  • the invention relates to a method and means for controlling the electrical bias on the measuring capacitor of a MEMS sensor element, in which a base voltage is applied to the measuring capacitor, and in which this base voltage is then controlled so that the potential difference between the two electrode sides of the measuring capacitor of the target Voltage corresponds.
  • MEMS microphones usually include a sound pressure sensitive membrane and a fixed counter element.
  • Membrane and counter element act as a carrier for the planar electrodes of the microphone capacitor, so that the sound pressure-related changes in the distance between the membrane and the counter element can be detected as capacitance fluctuations of the microphone capacitor.
  • the membrane is subjected to a mechanical bias by applying a DC voltage to the microphone capacitor.
  • the membrane is electrostatically drawn against the counter element, wherein the electrostatic force counteracts the DC voltage of the spring force of the membrane.
  • This DC voltage can only be increased to the so-called pull-in point at which the electrostatic force is just as great as the spring force of the membrane.
  • the pull-in voltage is exceeded, the membrane snaps abruptly against the counter element, causing the microphone capacitor is short-circuited. Since the membrane is in force equilibrium at the pull-in point, any external force will result a diaphragm deflection, which counteracts no or only a very small spring force. Accordingly, the sensitivity of the membrane is highest in the pull-in point. If an ME MS microphone is to be operated in the highest sensitivity range, the electrical bias on the microphone capacitor must be continuously monitored and controlled to the pull-in voltage.
  • the pull-in voltage of MEMS microphones is typically in the range of 5V to 8V. To regulate the electrical bias of MEMS microphones are therefore used in practice regulators whose output stage can regulate voltages of this magnitude.
  • the present invention it is proposed to regulate the base voltage which is applied to the measuring capacitor in a low voltage range. This can be dispensed with a high-voltage output driver. Accordingly, the power consumption of the circuit and the ASIC area required for the circuit are reduced.
  • a predetermined and non-variable basic potential in the order of the desired voltage is applied to the one electrode side of the measuring capacitor.
  • a controllable counter potential is applied, which is low compared to the ground potential. This counterpotential is then controlled so that the potential difference across the measuring capacitor corresponds to the setpoint voltage.
  • the means for controlling the electrical bias on the measuring capacitor of a MEMS sensor element in this case comprise a first voltage source, which supplies a voltage of the order of magnitude of the nominal voltage and is connected as a predetermined basic potential ni to the first electrode side of the measuring capacitor, a second voltage source which supplies a voltage which is low in comparison thereto and as a counter potential n 2 to the other second electrode side of the measuring capacitor is connected, an operational amplifier A whose inverting input is connected to the second electrode side of the measuring capacitor and whose output is fed back via a defined capacitance C int to its inverting input, and a downstream of the output of the operational amplifier A controller whose second input to the first Voltage source is connected as a reference voltage ni and whose output is fed back to the non-inverting input of the operational amplifier A.
  • the applied at the inverting input of the operational amplifier A counterpotential n 2 is controlled on the second electrode
  • an analog PI controller proves to be particularly suitable with upstream processing logic.
  • a PI controller comprises at least one operational amplifier A P
  • Another method variant for the inventive regulation of the fundamental voltage at the measuring capacitor provides to determine the difference between the capacitance of the measuring capacitor and a reference capacitance, wherein the reference capacitance corresponds to the capacitance of the measuring capacitor when the desired voltage is applied.
  • the voltage applied to the measuring capacitor basic voltage is then regulated as a function of the determined capacitance difference.
  • This second variant of the method can advantageously be realized simply with the aid of circuit means for digitizing the output signal.
  • the means for controlling the electrical bias on the measuring capacitor in a preferred circuit implementation of this method variant comprise a voltage source serving as a voltage supply for a Wheatstone Bridge serves.
  • the measuring capacitor is connected together with a reference capacitance C ref and two further capacitances Ci and C 2 , in such a way that the output signal of the Wheatstone bridge corresponds to the deviation of the potential difference across the measuring capacitor from the setpoint voltage.
  • Wheatstone's bridge is fed to an operational amplifier A followed by a filter and a quantizer.
  • the output of the quantizer is fed back to the Wheatstone bridge, so that the potential difference across the measuring capacitor is controlled by the bitstream of the quantizer.
  • the reference capacitance C ref essentially corresponds to the capacitance of the measuring capacitor when the nominal voltage is applied and the two capacitances Ci and C 2 are substantially identical.
  • the regulation according to the invention can in principle be based on any desired voltage.
  • the setting or regulation of the pull-in voltage on the measuring capacitor of a MEMS sensor element represents only a particularly advantageous application of the measures according to the invention. These can in principle be used with any stress-sensitive capacitive sensor element, even if they are in connection with MEMS microphones prove to be particularly advantageous.
  • FIGS. 1 shows the circuit design of a MEMS microphone with a first circuit variant for regulating the electrical bias on the microphone capacitor C M ic
  • FIG. 2 shows the circuit diagram of a controller 10 for the one shown in FIG.
  • FIG. 3 shows the schematic structure of a MEMS microphone with a second circuit variant for regulating the electrical bias on the microphone capacitor C M io
  • each relate to a MEMS microphone with a microphone capacitor C M ic for signal detection, which is applied to increase the microphone sensitivity with an electrical bias.
  • This bias should be controlled to the pull-in voltage of the MEMS microphone device.
  • a base voltage is applied to the microphone capacitor C M ic and regulated so that the potential difference between the two electrode sides of the microphone capacitor C M ic corresponds to the pull-in voltage. According to the invention, this regulation of the basic voltage is realized in the low-voltage range.
  • the basic voltage is realized at the microphone capacitor C M ic with the aid of two voltage sources which are each connected to one electrode side of the microphone capacitor C M ic.
  • the one voltage source supplies a voltage in the order of magnitude of the setpoint voltage, that is to say the pull-in voltage, and is connected to the one electrode side of the predetermined non-variable ground potential n1
  • Microphone capacitor C M ic connected.
  • the other voltage source provides a comparatively low voltage and is connected as a counter potential n2 to the other electrode side of the microphone capacitor C M ic.
  • the fundamental voltage at the microphone capacitor C M ic thus results as a difference between see ground potential and counter potential (nl-n2).
  • At least the ground potential nl is applied in the form of a modulation voltage. This may be, for example, a square-wave voltage that can be realized simply by two voltages and a selector switch.
  • the fundamental voltage (nl-n2) is controlled to the pull-in voltage by keeping the first electrode side of the microphone capacitor C M ic at the high ground potential nl, while the low negative potential n2 at the second electrode side of the microphone capacitor C M ic is controlled accordingly.
  • the pull-in voltage is typically in the range of 5V to 8V for MEMS microphones. Accordingly high, the voltage applied to the first electrode side must be nl.
  • the regulation of the lower counter potential n2 takes place with the aid of an operational amplifier A serving as a charge integrator and a regulator 10, the circuitry implementation of which is explained in more detail in conjunction with FIG.
  • the second electrode side of the microphone capacitor C M ic is connected to the inverting input of the operational amplifier A, so that in this case the counter potential n 2 is present.
  • the output n3 of the operational amplifier A is fed back to its inverting input via a defined integration capacitance C int .
  • the output n3 of the operational amplifier A is supplied to one input of the regulator 10.
  • the second input of the regulator 10 is connected to the first voltage source as a reference voltage. At this input is thus the fixed ground potential nl on which the first electrode side of the microphone capacitor C M ic is held.
  • the output n4 of the regulator 10 is fed back to the non-inverting input of the operational amplifier A.
  • FIG. 2 illustrates an embodiment for the controller 10.
  • the centerpiece is a PI controller, consisting of an amplifier API, a capacitor Cl and two resistors Rl and R2.
  • the resistor Rl is connected upstream of the inverting input of the amplifier API.
  • the non-inverting input of the amplifier API is connected to a reference potential V re f, which corresponds to 0V in the illustrated embodiment.
  • the output n4 of the amplifier API is fed back to its inverting input via the resistor R2 and the capacitor C1.
  • the resistor Rl is preceded by three subtractors Si, S 2 , S 3 and a factor N or 1 / N, so that a zero is output at the output of the subtracter S 3 if the following condition is met:
  • C M ic N ⁇ C int .
  • C M ic here denotes the capacity of the microphone capacitor. Its capacitance in the pull-in point can be determined simply by reducing the base pitch of the capacitor electrodes to 2/3 during capacity calculation. Since the integration capacitance C int of the operational amplifier A is known, the factor N can be easily calculated and implemented correspondingly in terms of circuitry.
  • the amplifier API provides an output voltage n4, with which the counter potential n2 on the one electrode side of the microphone capacitor C M ic is set so that the base voltage (nl-n2) of the pull-in voltage of
  • Microphone capacitor C M ic corresponds.
  • Microcapacitor C M ic together with a reference capacitance C re f and two other capacitors Ci and C 2 connected in a Wheatstone bridge.
  • This bridge circuit is fed by its own fixed voltage source U 0 , which provides a voltage in the order of double the pull-in voltage.
  • the reference capacitance C re f and the other capacitances Ci and C 2 are selected and interconnected such that the output signal of the
  • the Wheatstone bridge corresponds to the deviation of the voltage applied to the microphone capacitor C M ic voltage from the pull-in voltage.
  • the reference capacitance C re f corresponds to the capacitance of the microphone capacitor C M ic when the pull-in voltage is applied and the two capacitances Ci and C 2 are substantially identical.
  • the voltage applied to the microphone capacitor C M ic base voltage is not controlled directly, but indirectly, by the voltage applied to the Wheatstone bridge voltage is controlled in response to the output signal.
  • the output signal of the Wheatstone bridge is fed to an operational amplifier A. This is followed by a filter F and a quantizer Q downstream. This is advantageously a delta-sigma modulator for digitizing the output signal.
  • Quantizer Q corresponds. As a result, the voltage U W heat at the
  • Microcapacitor C M ic of the reference capacitance C re f corresponds. This means that the potential difference at the microphone capacitor C M ic is regulated to the pull-in voltage via the bit current ⁇ U Q of the quantizer Q. For this purpose, the pulse density of the bit stream ⁇ U Q is adjusted so that on average the voltage is generated, which is required for the pull-in operation of the microphone capacitor C M ic.

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Abstract

Es werden Maßnahmen zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Messkondensator eines MEMS-Sensorelements vorgeschlagen. Dazu wird eine Grundspannung an den Messkondensator angelegt und so geregelt, dass die Potentialdifferenz zwischen den beiden Elektrodenseiten des Messkondensators der Soll-Spannung entspricht. Erfindungsgemäß wird die Grundspannung in einem Niederspannungsbereich geregelt.

Description

Beschreibung Titel
Verfahren und Mittel zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Messkondensator eines M EMS-Sensorelements
Stand der Technik
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und Mittel zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Messkondensator eines MEMS-Sensorelements, bei dem eine Grundspannung an den Messkondensator angelegt wird, und bei dem diese Grundspannung dann so geregelt wird, dass die Potentialdifferenz zwischen den beiden Elektrodenseiten des Messkondensators der Soll-Spannung entspricht.
Von besonderer Bedeutung ist die Regelung der elektrischen Vorspannung am Mess- bzw. Mikrofonkondensator von MEMS-Mikrofonen. Diese umfassen in der Regel eine schalldruckempfindliche Membran und ein feststehendes Gegenelement. Membran und Gegenelement fungieren als Träger für die flächigen Elektroden des Mikrofonkondensators, so dass die schalldruckbedingten Änderungen des Abstands zwischen Membran und Gegenelement als Kapazitätsschwankungen des Mikrofonkondensators erfassbar sind. Zur Erhöhung der Sensitivität derartiger MEMS-Mikrofone wird die Membran mit einer mechanischen Vorspannung beaufschlagt, indem eine Gleichspannung an den Mikrofonkondensator angelegt wird. Dadurch wird die Membran elektrostatisch gegen das Gegenelement gezogen, wobei die elektrostatische Kraft der Gleichspannung der Federkraft der Membran entgegenwirkt. Diese Gleichspannung kann nur bis zum sogenannten Pull-in-Punkt erhöht werden, an dem die elektrostatische Kraft genauso groß ist wie die Federkraft der Membran. Bei Überschreitung der Pull-in-Spannung schnappt die Membran schlagartig gegen das Gegenelement, wodurch der Mikrofonkondensator kurzgeschlossen wird. Da sich die Membran am Pull-in- Punkt im Kräftegleichgewicht befindet, führt jegliche externe Krafteinwirkung zu einer Membranauslenkung, der keine bzw. nur eine sehr geringe Federkraft entgegenwirkt. Dementsprechend ist die Sensitivität der Membran im Pull-in-Punkt am höchsten. Wenn ein ME MS- Mikrofon im Bereich höchster Sensitivität betrieben werden soll, muss die elektrische Vorspannung am Mikrofonkondensator kontinuierlich überwacht und auf die Pull-in-Spannung geregelt werden. Die Pullin-Spannung von MEMS-Mikrofonen liegt typischerweise im Bereich von 5V bis 8V. Zur Regelung der elektrischen Vorspannung von MEMS-Mikrofonen werden daher in der Praxis Regler eingesetzt, deren Ausgangsstufe Spannungen dieser Größenordnung regeln können.
Offenbarung der Erfindung
Mit der vorliegenden Erfindung wird vorgeschlagen, die Grundspannung, die an den Messkondensator angelegt wird, in einem Niederspannungsbereich zu regeln. Dadurch kann auf einen Hochvoltausgangstreiber verzichtet werden. Dementsprechend reduzieren sich der Strombedarf der Schaltung sowie die für die Schaltung erforderliche ASIC-Fläche.
Grundsätzlich gibt es verschiedene Realisierungsmöglichkeiten für eine solche Regelung der Grundspannung am Messkondensator sowie für deren schaltungstechnische Umsetzung.
In einer ersten Verfahrensvariante wird an die eine Elektrodenseite des Messkondensators ein vorgegebenes und nicht variierbares Grundpotential in der Größenordnung der Soll-Spannung angelegt. An die andere Elektrodenseite des Messkondensators wird ein regelbares Gegenpotential angelegt, das im Vergleich zum Grundpotential niedrig ist. Dieses Gegenpotential wird dann so geregelt, dass die Potentialdifferenz am Messkondensator der Soll-Spannung entspricht.
Diese erste Verfahrensvariante kann einfach in analoger Schaltungstechnik mit Standard-Transistoren realisiert werden. In einer bevorzugten Ausführungsform umfassen die Mittel zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Messkondensator eines MEMS-Sensorelements in diesem Fall eine erste Spannungsquelle, die eine Spannung in der Größenordnung der Soll-Spannung liefert und als vorgegebenes Grundpotential ni an die eine erste Elektrodenseite des Messkondensators angeschlossen ist, eine zweite Spannungsquelle, die eine im Vergleich dazu niedrige Spannung liefert und als Gegenpotential n2 an die andere zweite Elektrodenseite des Messkondensators angeschlossen ist, einen Operationsverstärker A, dessen invertierender Eingang mit der zweiten Elektrodenseite des Messkondensators verbunden ist und dessen Ausgang über eine definierte Kapazität Cint auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist, und einen dem Ausgang des Operationsverstärkers A nachgeschalteten Regler, dessen zweiter Eingang mit der ersten Spannungsquelle als Referenzspannung ni verbunden ist und dessen Ausgang auf den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A rückgekoppelt ist. Auf diese Weise wird das am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A anliegende Gegenpotential n2 an der zweiten Elektrodenseite des Messkondensators über das Ausgangssignal des Reglers geregelt.
Grundsätzlich können bei dieser Ausführungsform ganz unterschiedliche Regler zum Einsatz kommen. Jedoch erweist sich ein analoger PI- Regler als besonders geeignet mit einer vorgeschalteten Verarbeitungslogik. Ein solcher PI- Regler um- fasst mindestens einen Operationsverstärker AP|, der über eine definierte Kapazität Ci und einen Widerstand R2 rückgekoppelt ist, und dessen invertierenden Eingang ein Widerstand Rl vorgeschaltet ist.
Eine andere Verfahrensvariante für die erfindungsgemäße Regelung der Grundspannung am Messkondensator sieht vor, die Differenz zwischen der Kapazität des Messkondensators und einer Referenzkapazität zu bestimmen, wobei die Referenzkapazität der Kapazität des Messkondensators bei Anliegen der Soll- Spannung entspricht. Die am Messkondensator anliegende Grundspannung wird dann in Abhängigkeit von der bestimmten Kapazitätsdifferenz geregelt.
Diese zweite Verfahrensvariante lässt sich vorteilhafterweise einfach mit Hilfe von Schaltungsmitteln zur Digitalisierung des Ausgangssignals realisieren.
So umfassen die Mittel zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Messkondensator in einer bevorzugten schaltungstechnischen Umsetzung dieser Verfahrensvariante eine Spannungsquelle, die als Spannungsversorgung für eine Wheatstone'sche Brücke dient. In dieser Wheatstone'schen Brücke ist der Messkondensator zusammen mit einer Referenzkapazität Cref und zwei weitere Kapazitäten Ci und C2 verschaltet, und zwar so, dass das Ausgangssignal der Wheatstone'schen Brücke der Abweichung der Potentialdifferenz am Messkondensator von der Soll-Spannung entspricht. Das Ausgangssignal der
Wheatstone'schen Brücke wird einem Operationsverstärker A zugeführt, dem ein Filter und ein Quantisierer nachgeschaltet sind. Das Ausgangssignal des Quantisierers wird an die Wheatstone'sche Brücke rückgeführt, so dass die Potentialdifferenz am Messkondensator über den Bitstrom des Quantisierers geregelt wird.
Schaltungstechnisch besonders einfach ist es, wenn die Referenzkapazität Cref im Wesentlichen der Kapazität des Messkondensators bei Anliegen der Soll- Spannung entspricht und die beiden Kapazitäten Ci und C2 im Wesentlichen identisch sind.
Abschließend sei noch darauf hingewiesen, dass der erfindungsgemäßen Regelung grundsätzlich eine beliebige Sollspannung zugrunde gelegt werden kann. Die Einstellung bzw. Regelung der Pull-in-Spannung am Messkondensator eines MEMS-Sensorelements stellt lediglich eine besonders vorteilhafte Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen dar. Diese können grundsätzlich bei jedem stressempfindlichen kapazitiven Sensorelements zum Einsatz kommen, auch wenn sie sich in Verbindung mit MEMS-Mikrofonen als besonders vorteilhaft erweisen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Wie bereits voranstehend erörtert, gibt es verschiedene Möglichkeiten, die vorliegende Erfindung in vorteilhafter Weise auszugestalten und weiterzubilden. Dazu wird einerseits auf die den unabhängigen Patentansprüchen nachgeordneten Patentansprüche verwiesen und andererseits auf die nachfolgende Beschreibung zweier Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Figuren. Fig. 1 zeigt den schaltungstechnischen Aufbau eines MEMS-Mikrofons mit einer ersten Schaltungsvariante zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Mikrofonkondensator CMic,
Fig. 2 zeigt das Schaltbild eines Reglers 10 für die in Fig. 1 dargestellte
Schaltungsvariante und
Fig. 3 zeigt den schematischen Aufbau eines MEMS-Mikrofons mit einer zweiten Schaltungsvariante zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Mikrofonkondensator CMio
Ausführungsformen der Erfindung
Die nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiele beziehen sich jeweils auf ein MEMS-Mikrofon mit einem Mikrofonkondensator CMic zur Signalerfassung, der zur Steigerung der Mikrofonempfindlichkeit mit einer elektrischen Vorspannung beaufschlagt wird. Diese Vorspannung soll auf die Pull-in-Spannung des MEMS-Mikrofonbauelements geregelt werden. Dazu wird bei beiden Ausführungsbeispielen eine Grundspannung an den Mikrofonkondensator CMic angelegt und so geregelt, dass die Potentialdifferenz zwischen den beiden Elektrodenseiten des Mikrofonkondensators CMic der Pull-in-Spannung entspricht. Erfindungsgemäß wird diese Regelung der Grundspannung im Niederspannungsbereich realisiert.
Bei dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel wird die Grundspannung am Mikrofonkondensator CMic mit Hilfe von zwei Spannungsquellen realisiert, die jeweils mit einer Elektrodenseite des Mikrofonkondensators CMic verbunden sind. Die eine Spannungsquelle liefert eine Spannung in der Größenordnung der Soll-Spannung, also der Pull-in-Spannung, und ist als vorgegebenes nicht variierbares Grundpotential nl an die eine Elektrodenseite des
Mikrofonkondensators CMic angeschlossen. Die andere Spannungsquelle liefert eine im Vergleich dazu niedrige Spannung und ist als Gegenpotential n2 an die andere Elektrodenseite des Mikrofonkondensators CMic angeschlossen. Die Grundspannung am Mikrofonkondensator CMic ergibt sich also als Differenz zwi- sehen Grundpotential und Gegenpotential (nl-n2). Zumindest das Grundpotential nl wird in Form einer Modulationsspannung angelegt. Dabei kann es sich beispielsweise um eine Rechteckspannung handeln, die einfach durch zwei Spannungen und einen Auswahlschalter realisierbar ist.
Bei der hier beschriebenen Ausführungsform der Erfindung wird die Grundspannung (nl-n2) auf die Pull-in-Spannung geregelt, indem die erste Elektrodenseite des Mikrofonkondensators CMic auf dem hohen Grundpotential nl gehalten wird, während das niedrige Gegenpotential n2 an der zweiten Elektrodenseite des Mikrofonkondensators CMic entsprechend geregelt wird. Die Pull-in-Spannung liegt bei MEMS-Mikrofonen üblicherweise im Bereich von 5V bis 8V. Dementsprechend hoch muss die an der ersten Elektrodenseite anliegende Spannung nl sein.
Im hier dargestellten Ausführungsbeispiel erfolgt die Regelung des niedrigeren Gegenpotentials n2 mit Hilfe eines als Ladungsintegrator dienenden Operationsverstärkers A und eines Reglers 10, dessen schaltungstechnische Umsetzung in Verbindung mit Fig. 2 näher erläutert wird.
Die zweite Elektrodenseite des Mikrofonkondensators CMic ist mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A verbunden, so dass hier also das Gegenpotential n2 anliegt. Der Ausgang n3 des Operationsverstärkers A ist zum einen über eine definierte Integrationskapazität Cint auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt. Zum anderen wird der Ausgang n3 des Operationsverstärkers A dem einen Eingang des Reglers 10 zugeführt. Der zweite Eingang des Reglers 10 ist mit der ersten Spannungsquelle als Referenzspannung verbunden. An diesem Eingang liegt also das feste Grundpotential nl an, auf dem die erste Elektrodenseite des Mikrofonkondensators CMic gehalten wird. Der Ausgang n4 des Reglers 10 wird zurückgeführt auf den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A.
Da die Differenz der Eingänge des Operationsverstärkers A zu Null geregelt wird, folgt der invertierende Eingang dem nicht invertierenden Eingang. Auf diese Weise lässt sich das Gegenpotential n2 an der zweiten Elektrodenseite des
Mikrofonkondensators CMic über das Ausgangssignal n4 des Reglers 10 steuern und damit auch die am Mikrofonkondensator CMic anliegende Grundspannung (nl-n2). Fig. 2 stellt eine Ausführungsvariante für den Regler 10 dar. Kernstück ist ein Pl- Regler, bestehend aus einem Verstärker API, einer Kapazität Cl und zwei Widerständen Rl und R2. Der Widerstand Rl ist dem invertierenden Eingang des Verstärkers API vorgeschaltet. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers API ist an ein Referenzpotential Vref angeschlossen, das im hier dargestellten Ausführungsbeispiel 0V entspricht. Der Ausgang n4 des Verstärkers API ist über den Widerstand R2 und die Kapazität Cl auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt. Dem Widerstand Rl sind drei Subtrahierer Si, S2, S3 und ein Faktor N bzw. 1/N vorgeschaltet, so dass am Ausgang des Subtrahierers S3 eine Null ausgegeben wird, wenn die folgende Bedingung erfüllt ist: CMic = N ■ Cint . CMic bezeichnet hier die Kapazität des Mikrofonkondensators. Dessen Kapazität im Pull-in-Punkt lässt sich einfach dadurch bestimmen, dass bei der Kapazitätsberechnung der Grundabstand der Kondensatorelektroden auf 2/3 reduziert wird. Da die Integrationskapazität Cint des Operationsverstärkers A bekannt ist, kann der Faktor N einfach berechnet und schaltungstechnisch entsprechend realisiert werden.
Dann liefert der Verstärker API eine Ausgangsspannung n4, mit der das Gegenpotential n2 an der einen Elektrodenseite des Mikrofonkondensators CMic so eingestellt wird, dass die Grundspannung (nl-n2) der Pull-in-Spannung des
Mikrofonkondensators CMic entspricht.
Bei dem in Fig. 3 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel ist der
Mikrofonkondensator CMic zusammen mit einer Referenzkapazität Cref und zwei weitere Kapazitäten Ci und C2 in einer Wheatstone'schen Brücke verschaltet. Diese Brückenschaltung wird von einer eigenen festen Spannungsquelle U0 gespeist, die eine Spannung in der Größenordnung des Doppelten der Pull-in- Spannung liefert. Die Referenzkapazität Cref und die weiteren Kapazitäten Ci und C2 sind so gewählt und verschaltet, dass das Ausgangssignal der
Wheatstone'schen Brücke der Abweichung der am Mikrofonkondensator CMic anliegenden Spannung von der Pull-in-Spannung entspricht. Im einfachsten Fall entspricht die Referenzkapazität Cref der Kapazität des Mikrofonkondensators CMic bei Anliegen der Pull-in-Spannung und die beiden Kapazitäten Ci und C2 sind im Wesentlichen identisch. Bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel wird die am Mikrofonkondensator CMic anliegende Grundspannung nicht direkt geregelt, sondern indirekt, indem die an der Wheatstone'schen Brücke anliegende Spannung in Abhängigkeit von deren Ausgangssignal geregelt wird. Dazu wird das Ausgangssignal der Wheatstone'schen Brücke einem Operationsverstärker A zugeführt. Diesem sind ein Filter F und ein Quantisierer Q nachgeschaltet. Dabei handelt es sich vorteilhafterweise um einen Delta-Sigma-Modulator zur Digitalisierung des Ausgangssignals. Das digitalisierte Ausgangssignal wird an die Wheatstone'sche Brücke rückgeführt, so dass UWheat = U0 + ÄUQ, wobei ÄUQ dem Bitstrom des
Quantisierers Q entspricht. Dadurch wird die Spannung UWheat an der
Wheatstone'schen Brücke so geregelt, dass die Kapazität des
Mikrofonkondensator CMic der Referenzkapazität Cref entspricht. D.h., dass die Potentialdifferenz am Mikrofonkondensator CMic über den Bitstrom ÄUQ des Quantisierers Q auf die Pull-in-Spannung geregelt wird. Dazu wird die Pulsdichte des Bitstroms ÄUQ so angepasst, dass im Mittel die Spannung erzeugt wird, die für den Pull-in-Betrieb des Mikrofonkondensators CMic benötigt wird.
Da der Spannungsbeitrag des Bitstroms ÄUQ sehr klein ist im Vergleich zu U0 und auch zur Grundspannung am Mikrofonkondensator CMic, erfolgt also auch hier die Regelung der Grundspannung am Mikrofonkondensator CMic in einem Niederspannungsbereich.

Claims

Ansprüche
Verfahren zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Messkondensator eines MEMS-Sensorelements, bei dem eine Grundspannung an den Messkondensator angelegt wird, und bei dem diese Grundspannung dann so geregelt wird, dass die Potentialdifferenz zwischen den beiden Elektrodenseiten des Messkondensators der Soll-Spannung entspricht,
dadurch gekennzeichnet, dass die Regelung der Grundspannung in einem Niederspannungsbereich erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
• dass an die eine Elektrodenseite des Messkondensators ein vorgegebenes und nicht variierbares Grundpotential in der Größenordnung der Soll- Spannung angelegt wird und
• dass an die andere Elektrodenseite des Messkondensators ein regelbares im Vergleich zum Grundpotential niedriges Gegenpotential angelegt wird, das so geregelt wird, dass die Potentialdifferenz am Messkondensator der Soll-Spannung entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
• dass die Differenz zwischen der Kapazität des Messkondensators und einer Referenzkapazität bestimmt wird, wobei die Referenzkapazität der Kapazität des Messkondensators bei Anliegen der Soll-Spannung entspricht, und
• dass die am Messkondensator anliegende Grundspannung in Abhängigkeit der bestimmten Kapazitätsdifferenz geregelt wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass als Soll-Spannung die Pull-in-Spannung des Messkondensators gewählt wird. Mittel zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Messkondensator eines MEMS-Sensorelements gemäß einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, mindestens umfassend
• eine erste Spannungsquelle, die eine Spannung in der Größenordnung der Soll-Spannung liefert und als vorgegebenes Grundpotential an die eine erste Elektrodenseite des Messkondensators angeschlossen ist,
• eine zweite Spannungsquelle, die eine im Vergleich dazu niedrige Spannung liefert und als Gegenpotential an die andere zweite Elektrodenseite des Messkondensators angeschlossen ist,
• einen Operationsverstärker A, dessen invertierender Eingang mit der zweiten Elektrodenseite des Messkondensators verbunden ist und dessen Ausgang über eine definierte Kapazität Cint auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist, und
• einen dem Ausgang des Operationsverstärkers A nachgeschalteten Regler (10), dessen Ausgang auf den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A rückgekoppelt ist,
so dass das am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers anliegende Gegenpotential an der zweiten Elektrodenseite des Messkondensators über das Ausgangssignal des Reglers (10) geregelt wird.
Regelungsmittel nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Regler (10) um einen analogen Pl-Regler mit einer vorgeschalteten Verarbeitungslogik handelt und dass der Pl-Regler mindestens einen Operationsverstärker API umfasst, der über eine definierte Kapazität Cl und einen Widerstand R2 rückgekoppelt ist und dessen invertierendem Eingang ein Widerstand Rl vorgeschaltet ist.
Mittel zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Messkondensator eines MEMS-Sensorelements gemäß einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 3, mindestens umfassend
• eine Spannungsquelle U0, die als Spannungsversorgung für eine
Wheatstone'sche Brücke dient, in der der Messkondensator verschaltet ist,
• eine Referenzkapazität Cref und zwei weitere Kapazitäten Ci und C2, die mit dem Messkondensator in der Wheatstone'schen Brücke verschaltet sind, wobei die Referenzkapazität Cref und die weiteren Kapazitäten Ci und C2 so gewählt und verschaltet sind, dass das Ausgangssignal der Wheatstone'schen Brücke der Abweichung der Potentialdifferenz am Messkondensator von der Soll-Spannung entspricht,
• einen Operationsverstärker A für das Ausgangssignal der
Wheatstone'schen Brücke,
• einen dem Ausgang des Operationsverstärkers A nachgeschalteten Filter F und
• einen dem Filter F nachgeschalteten Quantisierer Q, dessen Ausgangssignal ÄUQ an die Wheatstone'sche Brücke rückgeführt wird,
so dass die Potentialdifferenz am Messkondensator über den Bitstrom des Quantisierers ÄUQ geregelt wird.
Regelungsmittel nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzkapazität Cref im Wesentlichen der Kapazität des Messkondensators bei Anliegen der Soll-Spannung entspricht und dass die beiden Kapazitäten Ci und C2 im Wesentlichen identisch sind.
Verwendung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 4 und von Mitteln nach einem der Ansprüche 5 bis 8 zum Einstellen der Pull-in- Spannung am Mikrofonkondensator eines Mikrofonbauelements oder zum Einstellen der Pull-in-Spannung am Messkondensator eines Beschleunigungssensorelements.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110313184A (zh) * 2017-02-16 2019-10-08 罗伯特·博世有限公司 具有高声学过载点的麦克风系统

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101887824B1 (ko) 2017-09-05 2018-08-10 서울대학교산학협력단 아날로그 디지털 변환 장치 및 이를 포함하는 마이크
CN107371100B (zh) * 2017-09-14 2020-02-28 珠海全志科技股份有限公司 一种麦克风偏置驱动电路
CN108235203A (zh) * 2017-12-11 2018-06-29 钰太芯微电子科技（上海）有限公司 一种自适应跟踪偏置电压的方法及麦克风装置
CN112334867A (zh) 2018-05-24 2021-02-05 纽约州立大学研究基金会 电容传感器
DE102019202326B3 (de) * 2019-02-21 2020-07-16 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Betreiben eines kapazitiven MEMS-Sensors sowie kapazitiver MEMS-Sensor
CN112433471B (zh) * 2020-11-24 2021-09-21 北京麦格纳材科技有限公司 一种高精度自增益补偿控制方法及其控制电路
CN113905308B (zh) * 2021-08-05 2023-06-06 钰太芯微电子科技（上海）有限公司 在线修调的mems麦克风及电子设备
DE102022202297A1 (de) * 2022-03-08 2023-09-14 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Kapazitiver Sensor und Verfahren zum Betreiben eines kapazitiven Sensors

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060273805A1 (en) * 2005-06-02 2006-12-07 Georgia Tech Research Corporation System and method for sensing capacitance change of a capacitive sensor
US20120014541A1 (en) * 2010-04-23 2012-01-19 Kazuya Nakayama Amplifying device for condenser microphone
WO2014174283A1 (en) * 2013-04-26 2014-10-30 Wolfson Microelectronics Plc Signal processing for mems capacitive transducers

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ATE392790T1 (de) * 2000-08-11 2008-05-15 Knowles Electronics Llc Erhobene mikrostrukturen
US7391873B2 (en) * 2003-12-01 2008-06-24 Audioasics A/S Microphone with voltage pump
JP2006229336A (ja) 2005-02-15 2006-08-31 Act Lsi:Kk 静電容量型マイクロホン
EP2271905A1 (de) * 2008-04-23 2011-01-12 Nxp B.V. Elektronische schaltung zur steuerung eines kapazitiven drucksensors und system mit einem kapazitiven drucksensor
US8326255B2 (en) * 2008-09-24 2012-12-04 Sony Ericsson Mobile Communications Ab Biasing arrangement, electronic apparatus, biasing method, and computer program
US9236837B2 (en) 2011-08-25 2016-01-12 Infineon Technologies Ag System and method for low distortion capacitive signal source amplifier
US8995690B2 (en) * 2011-11-28 2015-03-31 Infineon Technologies Ag Microphone and method for calibrating a microphone
US9337722B2 (en) * 2012-01-27 2016-05-10 Invensense, Inc. Fast power-up bias voltage circuit
EP2653845B1 (de) * 2012-04-18 2015-07-15 Nxp B.V. Sensorschaltung und Kalibrierverfahren

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060273805A1 (en) * 2005-06-02 2006-12-07 Georgia Tech Research Corporation System and method for sensing capacitance change of a capacitive sensor
US20120014541A1 (en) * 2010-04-23 2012-01-19 Kazuya Nakayama Amplifying device for condenser microphone
WO2014174283A1 (en) * 2013-04-26 2014-10-30 Wolfson Microelectronics Plc Signal processing for mems capacitive transducers

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
TIETZE U ET AL: "HALBLEITER - SCHALTUNGSTECHNIK, PASSAGE", 1 January 2002, HALBLEITERSCHALTUNGSTECHNIK, SPRINGER VERLAG, BERLIN HEIDELBERG, PAGE(S) COMPLETE72, ISBN: 978-3-540-42849-7, XP002303807 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110313184A (zh) * 2017-02-16 2019-10-08 罗伯特·博世有限公司 具有高声学过载点的麦克风系统

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