WO2015105048A1 - ダイオード型センサの出力電流検出icチップ及びダイオード型センサ装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to an output current detection IC chip of a diode type sensor and a diode type sensor device thereof. More specifically, the present invention relates to an output current detection IC chip for a diode-type sensor and a diode-type sensor device that can reduce the influence of leakage current of the protection circuit without deleting the protection circuit. In particular, it can be applied to an infrared sensor, a gas sensor and the like.
- the amplitude of the output voltage of the sensor element is small and the output impedance of the sensor element is high. Processing is often performed.
- the amplitude of the output voltage of the infrared sensor which is a sensor element, is small, and the output impedance of the infrared sensor is high. It is conceivable to provide an A / D conversion circuit for analog-digital conversion of the analog output voltage.
- the sensor device described in Patent Document 2 relates to a sensor device in which an ESD protection circuit is provided in each of an infrared sensor and an IC element as sensor elements, and an offset voltage caused by a leakage current flowing in each ESD protection circuit.
- An offset canceling means for canceling the voltage is provided.
- Patent Document 3 includes a sensor element, a signal processing device that processes the output current of the sensor element, and a correction calculation unit that performs temperature correction. The output current from the sensor element is converted into a voltage by a current-voltage converter.
- Patent Document 4 discloses a configuration that includes a sensor unit, a switch, and a fully differential amplifier, and performs signal processing on an output voltage from the sensor unit.
- signal processing is performed by chopper-modulating an output voltage from a sensor unit with a switch.
- Patent Documents 1 and 2 described above it is difficult to detect the output current of the diode-type sensor with high accuracy, particularly in a system that detects a minute current on the order of pA.
- the offset due to the leakage current of the protection circuit is at a level that cannot be ignored, and there is a problem that the protection circuit cannot be deleted in order to ensure the ESD withstand voltage.
- the input offset of the first-stage amplifier is amplified by the amplifier circuit provided in the subsequent stage, similarly to the output signal corresponding to the output voltage of the infrared sensor element. Therefore, it is difficult to accurately detect the output current of the diode type sensor.
- an object of the present invention is to provide an output current detection IC chip for a diode sensor and a diode sensor device that can accurately detect the output current of the diode sensor. There is to do.
- N is an integer of 2 or more
- N is an integer of 2 or more
- N input terminals connected to the other end of each diode-type sensor
- the N pieces N + 1 protection circuits connected to the input terminal and the common terminal
- a chopper circuit that switches the polarity of the output current of each diode type sensor
- an IV conversion circuit that converts the output current from the chopper circuit into a voltage And an output current detection IC chip for a diode-type sensor.
- the current supply means supplies a compensation current to the input of the IV conversion circuit.
- the common terminal is connected to an anode of the N (N is an integer of 2 or more) diode-type sensors, and the N input terminals are connected to the cathodes of the diode-type sensors.
- the common terminal is connected to a cathode of the N (N is an integer of 2 or more) diode-type sensors, and the N input terminals are connected to anodes of the diode-type sensors.
- the current supply means supplies the compensation current to the input of the IV conversion circuit in response to switching of the chopper circuit.
- the current supply means is a dummy protection circuit.
- a switch is further provided for switching whether or not the dummy protection circuit is connected to the input of the IV conversion circuit in accordance with switching of the chopper circuit.
- a switch for switching whether or not the dummy protection circuit is connected to the input terminal according to switching of the chopper circuit is further provided.
- the number of the switches in which the dummy protection circuit is electrically connected to the input of the IV conversion circuit is the same before and after switching of the polarity of the output current. Whether or not the dummy protection circuit is connected to the input of the IV conversion circuit is switched. (9) In any one of (5) to (8), the dummy protection circuit is disposed adjacent to the protection circuit. (10) In any one of (1) to (9), the output current of each diode type sensor is detected in a time-sharing manner, and the polarity of the output current is switched in the detection of the output current of each diode type sensor. To detect.
- the chopper circuit includes a first chopper switch unit connected to a first input terminal connected to the first diode-type sensor, and a second chopper switch unit.
- a second chopper switch unit connected to a second input terminal connected to the diode type sensor, and a third chopper switch unit connected to the common terminal, and the first chopper switch unit
- the third chopper switch unit switch the polarity of the output current of the first diode type sensor
- the second chopper switch unit and the third chopper switch unit switch the polarity of the second diode type sensor. Switches the polarity of the output current.
- the common terminal is connected to a connection portion in which anodes of the diode sensors are connected to each other, or cathodes of the diode sensors are connected to each other. Connected to the connected portion.
- an output current detection IC chip of the diode-type sensor device according to any one of (1) to (12) and a sensor unit having N (N is an integer of 2 or more) diode-type sensors. It is a diode type sensor device.
- the diode-type sensor is an infrared sensor.
- the IV conversion circuit includes an auto zero amplifier and a feedback resistor.
- the chopper circuit is connected between the first terminal and the second terminal and an input terminal of the IV conversion circuit. Yes. (19) In any one of (15) to (18), the output voltage of the IV conversion circuit and the output current when the polarity of the output current is normal are set downstream of the IV conversion circuit. A calculation unit is provided for calculating a difference from the output voltage of the IV conversion circuit when the polarity is inverted. (20); an output current detection IC chip of the diode-type sensor according to any one of (15) to (19), a diode-type sensor, a first end that connects one end of the diode-type infrared sensor and the first terminal. 1 is a diode-type sensor device comprising: a first wiring; and a first wiring for connecting the other end of the diode-type infrared sensor and the second terminal.
- an output current detection IC chip for a diode sensor and a diode sensor device that can accurately detect the output current of a diode sensor can be realized.
- an output current detection IC chip and a diode sensor device for a diode sensor that reduce the influence of the leakage current of the protection circuit without deleting the protection circuit are realized. be able to.
- IV conversion by switching the polarity of the output current, it is possible to realize an output current detection IC chip and a diode sensor device of a diode sensor with high signal detection accuracy.
- FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a diode-type sensor device as a premise of the present invention.
- FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the protection circuit illustrated in FIG.
- FIG. 3 is a diagram showing an equivalent circuit of the diode-type sensor in FIG.
- FIG. 4 is a diagram illustrating a state of the chopper switch during the first phase (phase 1) of the chopper operation of the first diode type sensor.
- FIG. 5 is a diagram showing the state of the chopper switch during the other second phase (phase 2) of the chopper operation of the first diode type sensor.
- FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a diode-type sensor device as a premise of the present invention.
- FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the protection circuit illustrated in FIG.
- FIG. 3 is a diagram showing an equivalent circuit of the diode-type sensor in FIG.
- FIG. 4 is a diagram illustrating a state of the chopper switch during
- FIG. 6 is a circuit configuration diagram for explaining the first embodiment of the diode-type sensor device according to the present invention, and the chopper switch during the first phase (phase 1) of the chopper operation of the first diode-type sensor. It is a figure which shows the state of a switch.
- FIG. 7 is a circuit configuration diagram for explaining the first embodiment of the diode-type sensor device according to the present invention, and in the other second phase (phase 2) of the chopper operation of the first diode-type sensor. It is a figure which shows the state of a chopper switch and a switch.
- FIG. 8 is a circuit configuration diagram for explaining a second embodiment of the diode-type sensor device according to the present invention, in the first phase (phase 1) of the chopper operation of the first and second diode-type sensors. It is a figure which shows the state of a chopper switch and a switch.
- FIG. 9 is a circuit configuration diagram for explaining a second embodiment of the diode-type sensor device according to the present invention, and the other second phase (phase 2) of the chopper operation of the first and second diode-type sensors. It is a figure which shows the state of a chopper switch and a switch in the case of.
- FIG. 10 is a circuit configuration diagram for explaining a third embodiment of the diode-type sensor device according to the present invention.
- FIG. 11 is a circuit configuration diagram for explaining a modification of the diode-type sensor device according to the present invention.
- FIGS. 12A and 12B are configuration diagrams for explaining Embodiment 4 of the diode-type sensor device according to the present invention, and are diagrams illustrating an example of an output current detection IC.
- FIG. 13 is an equivalent circuit of a photodiode-type infrared sensor included in the infrared sensor.
- FIG. 14 is a block diagram showing an example of an arithmetic processing circuit that performs arithmetic processing based on the output signal of the infrared sensor of FIG.
- FIGS. 15A and 15B are conceptual diagrams illustrating an operation example of the infrared sensor according to the fourth embodiment.
- FIGS. 16A and 16B are equivalent circuits of photodiode-type infrared sensors included in the infrared sensor.
- FIGS. 17A and 17B are configuration diagrams for explaining a fifth embodiment of the diode-type sensor device according to the present invention, and are diagrams illustrating an example of an infrared sensor.
- FIG. 18 is a configuration diagram showing an example of an infrared sensor signal processing IC chip.
- FIG. 19 is a configuration diagram illustrating an example of an auto-zero amplifier.
- 20A to 20H are timing charts showing operations of the auto zero amplifier and the chopper switch of the chopper circuit in the infrared sensor signal processing IC chip shown in FIG.
- FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a diode-type sensor device as a premise of the present invention.
- First and second diode-type sensors 1 and 2 input terminals (PAD) 1a and 2a to which outputs of the diode-type sensors 1 and 2 are input, and one end of the diode-type sensors 1 and 2
- a common terminal (PAD) 3a connected to a common connection point an IV conversion circuit 6 (having an amplifier 6a) for IV conversion of the output current, and a chopper circuit 5 for chopper driving (Consisting of first to third chop switches 5-1 to 5-3).
- first to third protection circuits (ESD protection circuits) 4-1 to 4-3 are connected to each PAD, respectively.
- Reference numeral 10 denotes a sensor unit, and 20 denotes an output current detection IC chip.
- FIG. 2 is a diagram showing an example of the protection circuit shown in FIG. 1.
- a diode D1 is connected between the positive power supply VDD and PAD so that the VDD side is a cathode and the PAD side is an anode, and between the negative power supply VSS and PAD.
- the diode D2 is connected such that the VSS side is the anode and the PAD side is the cathode.
- the diode D1 When a positive ESD pulse is input, the diode D1 is forward biased to release the ESD pulse to VDD, and when a negative voltage ESD pulse is input, the diode D2 is forward biased to release the ESD pulse to VSS.
- FIG. 3 is a diagram showing an equivalent circuit of the diode-type sensor in FIG. 1
- FIGS. 4 and 5 are diagrams in which the sensor unit in FIG. 1 is replaced with the equivalent circuit of the diode-type sensor shown in FIG.
- FIG. 4 is a diagram showing the state of the chopper switch during the first phase (phase 1) of the chopper operation of the first diode type sensor
- FIG. 5 shows the chopper operation of the first diode type sensor. It is a figure which shows the state of the chopper switch in the case of one 2nd phase (phase 2). The output voltage of the IV conversion circuit in each phase will be described below.
- ⁇ Phase 2> The output current I1 of the first diode type sensor 1 flows through the feedback resistor Rf and is converted into a voltage.
- the leakage current Ip1 of the first protection circuit 4-1 is absorbed by Vgnd that is a voltage source.
- the leakage current Ip2 of the second protection circuit 4-2 flows through the output resistor Ro2 and the feedback resistor Rf of the second diode type sensor 2 and is converted into a voltage.
- the leakage current Ip3 of the third protection circuit 4-3 flows through the feedback resistor Rf and is converted into a voltage.
- the output voltage Vo2 of phase 2 is expressed by the following equation (2).
- Vo2 Vgnd ⁇ Rf ( ⁇ I1 + Ip2 + Ip3) (2)
- the leakage currents Ip1 to Ip3 are assumed to have substantially the same current value Ip.
- (3) becomes the following formula (4).
- Vo ⁇ 2 ⁇ Rf ⁇ I1 + Rf ⁇ Ip Equation (4) That is, the influence of the leakage current of the protection circuit appears in the output.
- a sensor unit in which anodes (or cathodes) of N (N is an integer of 2 or more) diode-type sensors are connected and anodes (or cathodes) are connected.
- a common terminal connected to the connected portion, N input terminals connected to the cathode (or anode) of each diode-type sensor, and N + 1 protection circuits connected to each input terminal and the common terminal;
- An IV conversion circuit that converts the output current into a voltage, a chopper circuit that switches the polarity of the output current and inputs it to the IV conversion circuit, and a dummy protection circuit that is connected to the input of the IV conversion circuit I have.
- the anodes of the diode-type sensors are connected to each other.
- the switch further includes a switch for switching whether or not the dummy protection circuit is connected to the input of the IV conversion circuit, and the number of switches that are electrically connected to the input of the IV conversion circuit is equal to the number of outputs. Switching is performed so that the same number is obtained before and after switching the polarity of the current. Thereby, it can be configured to cancel the difference in leakage current between forward rotation and inversion of chopper driving, and the influence of the leakage current of the protection circuit can be reduced.
- the dummy protection circuit is a dummy circuit of the protection circuit. It is preferable that the configuration is substantially the same as that of the protection circuit.
- the first diode is connected between the power supply voltage and the PAD so that the power supply voltage side is the cathode and the PAD side is the anode
- the second diode is connected between the ground potential and the PAD, the ground potential side is the anode
- PAD PAD
- the structure connected so that the side might become a cathode is mentioned.
- the dummy protection circuit is preferably arranged adjacent to the protection circuit.
- FIG. 6 and 7 are circuit configuration diagrams for explaining the first embodiment of the diode-type sensor device according to the present invention
- FIG. 6 shows the first phase (phase 1) of the chopper operation of the first diode-type sensor.
- FIG. 7 is a diagram showing the state of the chopper switch and the switch at the time of), and
- FIG. 7 is a diagram of the chopper switch and the switch in the second phase (phase 2) of the chopper operation of the first diode type sensor. It is a figure which shows a state.
- reference numeral 7 denotes a dummy protection circuit (dummy ESD protection circuit), and 30 denotes an output current detection IC chip.
- symbol is attached
- the diode-type sensor device includes a sensor unit 10 and an output current detection IC chip 30.
- the sensor unit 10 is formed by connecting anodes (or cathodes) of N (N is an integer of 2 or more) diode-type sensors 1, 2,.
- the output current detection IC chip 30 includes a common terminal 3a, N input terminals 1a, 2a,..., N + 1 protection circuits 4-1 to 4-3, and an IV conversion circuit. 6, a chopper circuit 5, and a dummy protection circuit 7.
- the common terminal 3a is connected to a connection portion where anodes (or cathodes) are connected to each other.
- the N input terminals 1a, 2a,... Are connected to the cathodes (or anodes) of the diode sensors 1, 2.
- the N + 1 protection circuits 4-1 to 4-3,... Are connected to the input terminals 1a and 2a and the common terminal 3a.
- the IV conversion circuit 6 converts the output current of the diode type sensors 1 and 2 into a voltage.
- the chopper circuit 5 switches the polarity of the output current and inputs it to the IV conversion circuit 6.
- a chopper clock signal generation circuit that generates a chopper clock signal for switching each chopper switch unit of the chopper circuit 5 is provided.
- a switch SWd described later may be configured to be controlled by this chopper clock signal.
- the dummy protection circuit 7 is connected to the input of the IV conversion circuit 6. Further, a switch SWd for switching whether to connect the dummy protection circuit 7 to the input of the IV conversion circuit 6 is further provided. Further, when the polarity of the output current is switched by the chopper circuit 5, whether or not the dummy protection circuit 7 is connected to the input of the IV conversion circuit 6 is switched by the switch SWd. In addition, the switch SWd is connected to the dummy protection circuit 7 so that the number of dummy protection circuits 7 electrically connected to the input of the IV conversion circuit 6 is the same before and after switching the polarity of the output current. -Switches whether to connect to the input of the V conversion circuit 6 or not.
- the chopper circuit 5 is shared by the first chopper switch unit 5-1 connected to the first input terminal 1a and the second chopper switch unit 5-2 connected to the second input terminal 2a.
- a third chopper switch unit 5-3 connected to the terminal 3a, and the first chopper switch unit 5-1 and the third chopper switch unit 5-3 output the first diode-type sensor 1;
- the polarity of the current is switched, and the polarity of the output current of the second diode type sensor 2 is switched by the second chopper switch unit 5-2 and the third chopper switch unit 5-3.
- the 1st and 2nd diode type sensors 1 and 2 are applicable as an infrared sensor.
- the diode-type sensor device includes the first and second diode-type sensors 1 and 2, the input terminals (PAD) 1a and 2a to which the diode-type sensor output is input, and the first and second A common terminal (PAD) 3a connected to a common connection point of the diode-type sensors 1 and 2, an IV conversion circuit 6 for performing sensor output IV conversion, and a chopper switch 5 for driving a chopper.
- PID input terminals
- PAD A common terminal
- chopper switch 5 for driving a chopper.
- first to third protection circuits 4-1 to 4-3 are connected to each PAD, respectively.
- the dummy protection circuit 7 is provided, and the chopper circuit 5 has a switch SWd for switching whether or not the dummy protection circuit 7 is connected to the input of the IV conversion circuit 6.
- the chopper circuit 5 includes a first chopper switch unit 5-1 connected to the first input PAD1a, a second chopper switch unit 5-2 connected to the second input PAD2a, and a common PAD3a. And a third chopper switch section 5-3 to be connected.
- the polarity of the output current of the first diode-type sensor 1 is switched by the first chopper switch unit 5-1 and the third chopper switch unit 5-3.
- the first input PAD1a is connected to the inverting input terminal of the amplifier 6a of the IV conversion circuit 6, and the common PAD3a is connected to the non-inverting input terminal of the amplifier 6a to give a predetermined voltage (Vgnd). It is done.
- the first input PAD1a is connected to the non-inverting input terminal of the amplifier 6a of the IV conversion circuit 6 and given a predetermined voltage (Vgnd), and the common PAD 3a is connected to the inverting input terminal of the amplifier 6a. Is done. Thus, the polarity of the output current of the first diode type sensor 1 is switched. At the time of switching the polarity of the output current of the first diode type sensor 1, the second chopper switch 5-2 is in the OFF state at this time.
- the polarity of the output current of the second diode type sensor 2 is switched by the second chopper switch unit 5-2 and the third chopper switch unit 5-3.
- the second input PAD2a is connected to the inverting input terminal of the amplifier 6a of the IV conversion circuit 6, and the common PAD3a is connected to the non-inverting input terminal of the amplifier 6a to give a predetermined voltage (Vgnd). It is done.
- the second input PAD2a is connected to the non-inverting input terminal of the amplifier 6a of the IV conversion circuit 6 and given a predetermined voltage (Vgnd), and the common PAD3a is connected to the inverting input terminal of the amplifier 6a. Is done.
- the polarity of the output current of the second diode type sensor 2 is switched.
- the first chopper switch 5-1 is in the OFF state at this time.
- the output voltage of the IV conversion circuit 6 in each phase will be described.
- ⁇ Phase 2> The output current I1 of the first diode type sensor 1 flows through the feedback resistor Rf and is converted into a voltage.
- the leakage current Ip1 of the first protection circuit 4-1 is absorbed by Vgnd that is a voltage source.
- the leakage current Ip2 of the second protection circuit 4-2 flows through the output resistor Ro2 and the feedback resistor Rf of the second diode type sensor 2 and is converted into a voltage.
- the leakage current Ip3 of the third protection circuit 4-3 flows through the feedback resistor Rf and is converted into a voltage.
- the leakage current Ip4 of the dummy protection circuit 7 does not flow because the switch SWd is off.
- the output voltage Vo2 of phase 2 is expressed by the following formula (6).
- Vo2 Vgnd ⁇ Rf ( ⁇ I1 + Ip2 + Ip3) (6)
- Is represented by the following formula (8).
- Vo ⁇ 2 ⁇ Rf ⁇ I1 (8) That is, the leak current is canceled and only the detected signal is output.
- each PAD has a protection circuit (N + 1).
- FIG. 8 and 9 are circuit configuration diagrams for explaining the diode-type sensor device according to the second embodiment of the present invention.
- FIG. FIG. FIG. 8 is a diagram showing the state of the chopper switch and the switch during the first phase (phase 1) of the chopper operation of the first and second diode-type sensors
- FIG. It is a figure which shows the state of a chopper switch and a switch in the case of the other 2nd phase (phase 2) of the chopper operation
- symbol is attached
- the chopper circuit switches as follows.
- phase 1 the first input PAD1a and the second input PAD2a are connected to the inverting input terminal of the amplifier 6a of the IV conversion circuit 6, and the common PAD3 is connected to the non-inverting input terminal of the amplifier 6a to obtain a predetermined voltage ( Vgnd) is given.
- phase 2 the first input PAD1a and the second input PAD2a are connected to the non-inverting input terminal of the amplifier 6a of the IV conversion circuit 6 to give a predetermined voltage (Vgnd), and the common PAD3a is connected to the amplifier 6a.
- the chopper circuit is operated so that the polarities of the output currents of the first and second diode-type sensors 1 and 2 are simultaneously switched.
- the output voltage of the IV conversion circuit 6 in each phase will be described.
- the output current I1 of the first diode type sensor 1 flows through the feedback resistor Rf of the IV conversion circuit 6 and is converted into a voltage.
- the output current I2 of the second diode type sensor 2 flows through the feedback resistor Rf of the IV conversion circuit 6 and is converted into a voltage.
- the leakage current Ip1 of the first protection circuit 4-1 flows through the feedback resistor Rf and is converted into a voltage.
- the leakage current Ip2 of the second protection circuit 4-2 flows through the feedback resistor Rf and is converted into a voltage.
- the leakage current Ip3 of the third protection circuit 4-3 is absorbed by Vgnd which is a voltage source.
- Vo1 Vgnd ⁇ Rf (I1 + I2 + Ip1 + Ip2) ... Formula (9)
- Formula (11) becomes following Formula (12).
- Vo ⁇ 2 ⁇ Rf ⁇ (I1 + I2) (12) That is, the leak current is canceled and only the detected signal is output.
- FIG. 10 is a circuit configuration diagram for explaining the diode-type sensor device according to the third embodiment of the present invention, and shows an example in which the number of diode-type sensors is four.
- reference numeral 3 is a third diode type sensor
- 4 is a fourth diode type sensor
- 11a to 14a are first to fourth input terminals
- 15a is a common terminal
- 5-4 is a fourth chopper switch.
- 5-5 are fifth chopper switches
- 7a to 7c are first to third dummy protection circuits.
- FIG. 11 is a circuit configuration diagram for explaining a modification of the diode-type sensor device according to the present invention.
- the dummy protection circuit is connected to the input of the IV conversion circuit.
- the switches SW1 and SW2 that switch the dummy protection circuit and whether or not the dummy protection circuit is connected to each PAD.
- the form provided with these may be sufficient.
- each PAD may include a dummy protection circuit and a switch for switching whether or not the dummy protection circuit is connected to each PAD.
- the anodes of the diode-type sensors are connected to each other.
- the cathodes of the diode-type sensors may be connected to each other.
- anodes and cathodes of the diode type sensors are connected to each other, the anode of the first diode type sensor and the cathode of the second diode type sensor are connected, and the cathode of the first diode type sensor. And an input terminal connected to the anode of the second diode-type sensor.
- N is an integer of 2 or more diode type sensors
- N input terminals connected to the other end of each diode type sensor
- N pieces N + 1 protection circuits connected to the input terminal and the common terminal
- a chopper circuit for switching the polarity of the output current of each diode type sensor
- an IV conversion circuit for converting the output current from the chopper circuit to a voltage
- An output current detection IC chip for a diode-type sensor comprising current supply means for supplying a compensation current to the input of the IV conversion circuit.
- each diode type sensor is connected to the common terminal in addition to the form in which the anodes or cathodes of the diode type sensors are directly connected and connected to the common terminal. Form may be sufficient. In this way, when signal processing is performed on a plurality of sensors, it is possible to realize a diode-type sensor device that reduces the influence of the leakage current of the protection circuit without deleting the protection circuit.
- the output current detection IC of the diode type sensor of Embodiment 4 is input to the photodiode type infrared sensor, the IV conversion circuit that converts the output current of the photodiode type infrared sensor into a voltage, and the IV conversion circuit. And a chopper circuit for switching the polarity of the output current of the photodiode type infrared sensor.
- the output current detection IC of the fourth embodiment the polarity of the output current of the diode type sensor is switched and input to the IV conversion circuit to convert it into a voltage. Therefore, the output current detection IC is affected by the internal resistance of the diode type sensor.
- an offset component of a circuit such as an IV conversion circuit connected downstream of the diode-type sensor.
- the residual offset component contained in the first stage IV conversion circuit can be reduced, and the output current can be detected with high accuracy.
- the IV converter circuit has an auto-zero amplifier and a feedback resistor to reduce the input offset component applied to the cathode and anode of the diode-type sensor, and during forward rotation and inversion when the chopper is driven. Since the difference in output resistance of the photodiode sensor at the time can be reduced, the residual offset can be reduced and detection accuracy can be further improved.
- FIGS. 12A and 12B are configuration diagrams for explaining Embodiment 4 of the diode-type sensor device according to the present invention, and are diagrams illustrating an example of an output current detection IC.
- a diode-type sensor device 101 according to the fourth embodiment includes a diode-type sensor 102, an IV conversion circuit 103 that converts the output current of the diode-type sensor 102 into a voltage, a diode-type sensor device. And a chopper circuit 104 that switches the polarity of the output current of the sensor 102.
- the diode type sensor 102 can be replaced with an equivalent circuit shown in FIG. That is, the diode type sensor 102 can be represented by a constant current source 102a (current value I L ) and an internal resistance 102b (resistance value Rs) connected in parallel to the constant current source 102a.
- the chopper circuit 104 performs switching control (chopper control) for switching the diode-type sensor 102 between forward connection and reverse connection. As a result, the output current of the diode-type sensor 102 can be input to the IV conversion circuit 103 while switching its polarity. Specifically, the chopper circuit 104 is connected between the cathode and anode of the diode-type sensor 102 and the input terminal of the IV conversion circuit 103. The chopper circuit 104 applies a predetermined voltage to the first switch unit 104 a that switches the anode or cathode of the diode type sensor 102 to be connected to the input terminal of the IV conversion circuit 103 and the cathode or anode of the photodiode type sensor 102.
- switching control chopper control
- the first switch unit 104a includes a switch sw1 connected between the cathode of the photodiode sensor 102 and an inverting input terminal in ⁇ of an amplifier 131 (to be described later) of the IV conversion circuit 103, and the diode sensor 102.
- a switch sw2 connected between the anode and the inverting input terminal in ⁇ of the amplifier 131 is provided.
- the second switch unit 104b is connected between the switch sw3 connected between the cathode of the diode-type sensor 102 and the voltage source Vr1 that supplies a predetermined voltage, and between the anode of the diode-type sensor 102 and the voltage source Vr1.
- a switch sw4 is connected between the switch sw3 connected between the cathode of the diode-type sensor 102 and the voltage source Vr1 that supplies a predetermined voltage, and between the anode of the diode-type sensor 102 and the voltage source Vr1.
- the IV conversion circuit 103 converts the output current of the diode-type sensor 102 into a voltage.
- the IV conversion circuit 103 includes an amplifier 131 and a feedback resistor 132 (resistance value Rf).
- One end of the photodiode-type sensor 102 is connected to the inverting input terminal in ⁇ of the amplifier 131 via the chopper circuit 104, and a feedback resistor 132 (between the inverting input terminal in ⁇ and the output terminal out of the amplifier 131 is connected. Resistance value Rf) is connected.
- the non-inverting input terminal in + of the amplifier 131 is connected to a voltage source Vr2 that supplies a predetermined voltage.
- the predetermined voltage supplied from the voltage source Vr2 is the same as the predetermined voltage supplied from the voltage source Vr1 supplied to the anode or cathode of the diode type sensor 102.
- the chopper clock signal generation circuit 105 supplies a chopper clock signal having a predetermined frequency to the switches sw1 to sw4, and performs on / off control of the switches sw1 to sw4. That is, the cathode or anode of the diode sensor 102 is connected to the inverting input terminal in ⁇ of the IV conversion circuit 103, and the switches sw1 to sw4w are controlled so that a predetermined voltage is supplied to the anode or cathode of the diode sensor 102. To do. As a result, the output current I of the diode type sensor 102 is supplied to the IV conversion circuit 103 by repeating forward rotation (I +) and inversion (I ⁇ ) alternately.
- the cathode of the diode-type sensor 102 is connected to the inverting input terminal in ⁇ of the IV conversion circuit 103, and the chopper circuit 104 is switched so that a predetermined voltage is supplied to the anode.
- the anode of the diode sensor 102 is connected to the inverting input terminal in ⁇ of the IV conversion circuit 103, and the chopper circuit 104 is switched so that a predetermined voltage is supplied to the cathode.
- the polarity of the output current of the diode-type sensor 102 can be switched and input to the IV conversion circuit 103.
- the output current of the diode-type sensor 102 is modulated by the chopper frequency and input to the IV conversion circuit 103, and the IV
- the voltage signal converted into the voltage signal by the conversion circuit 103 is output as an output signal of the diode-type sensor device 101.
- the difference between the output signals whose polarities are switched is obtained, and based on the result, an input light detection value by the diode-type sensor 102 is obtained.
- the influence of the DC offset component of the subsequent circuit of the diode type sensor 102 included in the diode type sensor device 101 such as the conversion circuit 103 and the chopper circuit 104 on the input light detection value can be reduced. As a result, input light can be detected with high accuracy.
- the polarity of the output current of the diode type sensor 102 is switched and input to the IV conversion circuit 103, the influence of fluctuations in the internal resistance of the diode type sensor 102 itself can be reduced. Specifically, since the ratio between the feedback resistor 132 and the internal resistance of the IV conversion circuit 103 affects the offset, the output offset of the IV conversion circuit 103 varies when the internal resistance varies. In addition, since the polarity of the output current of the diode-type sensor 102 is switched, even the offset component that has fluctuated can be canceled.
- FIG. 14 is a configuration diagram showing an example of an arithmetic processing circuit that calculates an input light detection value of a photodiode type sensor based on an output signal of an infrared sensor whose polarity is switched.
- the arithmetic processing circuit 110 is amplified by the variable amplification circuit 111 that amplifies the output signal of the diode-type sensor that is converted by the IV conversion circuit 103 and includes a voltage signal whose polarity is switched, and the variable amplification circuit 111.
- a sampling circuit 112 that samples the output signal, and a calculation unit 113 that calculates an input light detection value of the diode-type sensor 102 based on the output signal sampled by the sampling circuit 112.
- the processing in the calculation unit 113 is not limited to the above, and the diode-type sensor in the above-mentioned fixed period based on the plurality of output signals at the time of normal rotation and the plurality of output signals at the time of inversion within the fixed period.
- the input light detection value 102 may be calculated.
- the diode-type sensor The present invention is not limited to the case where the polarity of the output current 102 is alternately switched. For example, the polarity may be switched every two times such as “normal rotation, normal rotation, inversion, inversion”.
- the polarity may be switched in any pattern as long as the number of output currents during forward rotation and the number of output currents during inversion in the fixed period are the same.
- the present invention is not limited to the above-described form, and a sample / hold circuit that performs an operation in which the output voltage of the IV conversion circuit 3 is input as it is during forward rotation and is input with a gain of “ ⁇ 1” during inversion is provided. By providing, the form which takes the difference of the output signal at the time of forward rotation, and the output signal at the time of inversion may be sufficient.
- FIGS. 15A and 15B are conceptual diagrams of the diode-type sensor device according to the fourth embodiment shown in FIG.
- the IV conversion circuit 103 has the input offset voltage Vbias as shown in FIGS. 15 (a) and 15 (b).
- FIGS. 15A and 15B FIG. 15A shows the normal rotation, and FIG. 15B shows the reverse. 15A and 15B, the left circuit represents a switch state, and the right circuit has a simplified circuit configuration.
- the input offset voltage Vbias when the input offset voltage Vbias is present in the IV conversion circuit 103, the input offset voltage Vbias is applied between the cathode and anode of the diode-type sensor 102. .
- the photodiode type sensor 102 can be replaced with an equivalent circuit shown in FIGS. 16A is an equivalent circuit during normal rotation, and FIG. 16B is an equivalent circuit during inversion.
- the diode-type sensor 102 can be represented by a constant current source 102a and an internal resistor 102b connected in parallel to the constant current source 102a, and a diode 102c connected in parallel to the constant current source 102a and the internal resistor 102b. it can.
- the output current I of the diode-type sensor 102 is derived by the following equation (13).
- I I L -I D -I R (13)
- I L represents the current generated by light input
- I D represents the output current of the diode 102c due to the input offset voltage Vbias according reversed polarity
- I R is the internal resistance of the photodiode sensor 102 A current generated by the resistance value Rs of 102b and the input offset voltage Vbias applied to the diode-type sensor 102 is shown.
- I D I 0 ⁇ [exp (qV / kT) ⁇ 1] (14)
- I 0 is the reverse saturation current of the diode-type sensor 102
- q is the charge amount of the diode-type sensor 102
- V is between the anode and the cathode of the photodiode-type sensor 102
- K is a Boltzmann coefficient
- T is an absolute temperature.
- I R in the formula (13) is represented by the following equation (15).
- I R V / R S (15)
- V is a voltage (Vbias) applied between the anode and cathode of the diode-type sensor 102
- Rs is a resistance value of an internal parallel resistance (internal resistance).
- the input stage has an input offset (about several mV) of the IV conversion circuit 103 composed of an operational amplifier. Vbias is determined.
- a reverse connection diode sensor 102 connected forward (the forward rotation) (inverted) and exits when to switch (chopper control), I D, because the polarity of Vbias is reversed, the following As can be seen from the above equation (14), the magnitude (current amount) does not match between the forward direction and the reverse direction.
- Vout ( ⁇ I D ⁇ I R ) ⁇ Rf (16) Therefore, Vout + at the time of forward connection and Vout ⁇ at the time of backward connection are expressed by the following equations (17) and (18).
- Vout + ( ⁇ I D + ⁇ I R ) ⁇ Rf (17)
- Vout ⁇ ( ⁇ I D ⁇ ⁇ I R ) ⁇ Rf (18)
- the infrared sensor according to the fifth embodiment is intended to cancel the offset described above.
- FIGS. 17A and 17B are configuration diagrams for explaining a fifth embodiment of the diode-type sensor device according to the present invention, and are diagrams illustrating an example of an infrared sensor.
- the infrared sensor 101 according to the fifth embodiment is similar to the infrared sensor according to the fourth embodiment described above.
- the infrared sensor 101 according to the fifth embodiment includes an IV converter circuit 103 that includes an auto-zero amplifier 133 and a feedback resistor 132 (resistance value Rf).
- the chopper circuit 104 is controlled by the chopper clock signal generation circuit 105.
- FIG. 17A shows a circuit state during forward rotation
- FIG. 17B shows a circuit state during inversion
- the auto zero amplifier 133 is composed of an auto zero amplifier having a small input offset (for example, several tens of ⁇ V or less).
- One end of the diode type sensor 102 is connected to the inverting input terminal in ⁇ of the auto zero amplifier 133 via the chopper circuit 104, and a feedback resistor 132 is provided between the inverting input terminal in ⁇ and the output terminal out of the auto zero amplifier 133. (Resistance value Rf) is connected.
- the non-inverting input terminal in + of the auto zero amplifier 133 is connected to a voltage source Vr2 that supplies a predetermined voltage.
- the predetermined voltage supplied from the voltage source Vr2 is the same as the predetermined voltage supplied from the voltage source Vr1 supplied to the anode or cathode of the photodiode type sensor 102.
- the auto zero amplifier 133 for example, an auto zero amplifier shown in FIG. 19 described later can be applied.
- the chopper clock signal generation circuit 105 supplies a chopper clock signal having a predetermined frequency to the switches sw1 to sw4 to control on / off of the switches sw1 to sw4, and the cathode or anode of the photodiode type sensor 102 is connected to the IV conversion circuit 103.
- the switches sw1 to sw4w are controlled so as to be connected to the inverting input terminal in ⁇ and to supply a predetermined voltage Vr1 to the anode or cathode of the diode type sensor 102.
- the output current I of the photodiode type sensor 102 is supplied to the IV conversion circuit 103 by repeating forward rotation (I +) and inversion (I ⁇ ) alternately.
- the IV conversion circuit 103 has an auto zero amplifier with a small input offset and a feedback resistor. Therefore, the input offset is small. Therefore, since it is possible to approximate qV / kT ⁇ 0 in the above-described equation (14), the output current I can be approximated to the following equation (20) when there is no input.
- I ⁇ I R ⁇ V / Rs (20) Therefore, in the fifth embodiment, Vout + at the time of forward connection and Vout ⁇ at the time of reverse connection are as shown in the following equations (21) and (22), and the difference between them is taken (demodulated) ) The offset component can be canceled.
- Vout + ⁇ V / Rs (21)
- Vout ⁇ ⁇ V / Rs (22)
- Vout + I L ⁇ V / Rs (25)
- Vout ⁇ ⁇ I L ⁇ V / Rs (26)
- the resistance value Rs of the internal resistance (parallel resistance) 102b of the diode-type sensor 102 may vary due to secular change.
- the fluctuation of the resistance value Rs of the internal resistance 102b appears specifically as a fluctuation of the output voltage of the first stage amplifier, which is a gain determined by the ratio of the resistance value Rs of the internal resistance 102b and the feedback resistance, and the input offset voltage of the amplifier. It is represented by the product of In the fifth embodiment, it is possible to cancel the influence of fluctuation due to secular change of the resistance value Rs of the internal resistance 102b of the diode-type sensor 102.
- the offset current component before and after the polarity switching (chopper control) of the output current of the diode-type sensor 102 included in the input light detection value. Can be reduced.
- the residual offset component contained in the first stage IV conversion circuit can be reduced, and the output current can be detected with high accuracy.
- the residual offset can be reduced and the input light can be detected with high accuracy. It becomes.
- Embodiment 4 or Embodiment 5 described above the polarity of the diode-type sensor 102, the IV conversion circuit 103 that converts the output current of the diode-type sensor 102 into a voltage, and the polarity of the output current of the diode-type sensor 102 are switched.
- the infrared sensor 101 including the chopper circuit 104 that inputs to the IV conversion circuit 103 is described, a chopper clock signal generation circuit 105 may be further provided in the infrared sensor 101.
- the IV conversion circuit 103 and the chopper circuit 104 that process the output current of the photodiode type sensor 102, and the chopper clock signal are supplied to the chopper circuit 104.
- An infrared sensor signal processing IC chip including a chopper clock signal generation circuit 105 that performs the above operation and a predetermined voltage generation circuit 106 that supplies a predetermined voltage may be configured.
- FIG. 18 is a diagram illustrating an example of an infrared sensor signal processing IC chip, and a case where the infrared sensor signal processing IC chip 200 is configured using the signal processing unit of the infrared sensor according to the fifth embodiment including the auto zero amplifier 133 will be described. To do. As shown in FIG.
- the infrared sensor signal processing IC chip 200 includes a first input terminal t1 connected to the anode of the diode-type sensor 102, a second input terminal t2 connected to the cathode of the diode-type sensor 102, An IV conversion circuit 103 that converts the output current of the diode-type sensor 102 into a voltage, a chopper circuit 104 that switches the polarity of the output current of the diode-type sensor 102 and inputs it to the aforementioned IV conversion circuit 103, and a chopper circuit A chopper clock signal generation circuit 105 that supplies a chopper clock signal to each of the switches 104 to sw4 and a predetermined voltage generation circuit 106 that supplies a predetermined voltage to the first input terminal t1 or the second input terminal t2.
- the IV conversion circuit 103 includes an auto zero amplifier 133 and a feedback resistor 132 (resistance value Rs), and a predetermined voltage Vr is supplied to a non-inverting input terminal of the auto zero amplifier 133.
- FIG. 19 is a diagram showing a specific example of an auto-zero amplifier included in the infrared sensor signal processing IC chip.
- the auto zero amplifier 133 includes a main amplifier 141 and a zero adjustment amplifier 142, and a feedback resistor 132 is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the main amplifier 141.
- the inverting input terminal of the main amplifier 141 is connected to the cathode of the diode-type sensor 102 via the chopper circuit 104 and the first input terminal t1.
- a zero adjustment input terminal c of the main amplifier 141 is grounded via a capacitor 143.
- the output terminal of the zero adjustment amplifier 142 is connected to the zero adjustment input terminal c of the main amplifier 141 via the switch sw8, and is connected to the zero adjustment input terminal c of the zero adjustment amplifier 142 via the switch sw7. It is grounded via the capacitor 144 via sw7.
- the inverting input terminal of the zero adjustment amplifier 142 is connected to the cathode of the photodiode type sensor 102 via the chopper circuit 104 and the first input terminal t1, and is also connected to the first input terminal via the switches sw6 and sw5 and the chopper circuit 104. It is connected to t1 or the second input terminal t2.
- the non-inverting input terminal of the zero adjustment amplifier 142 is connected to the first input terminal t1 or the second input terminal t2 via the switch sw5 and the chopper circuit 4.
- the predetermined voltage Vr generated by the predetermined voltage generation circuit 106 is supplied to the first input terminal t1 or the second input terminal t2 via the switch sw3 or sw4, and via the switches sw5 and sw6 and the switches sw1 and sw3. To the first input terminal t1 or the second input terminal t2. Further, it is supplied to the non-inverting input terminal of the zero adjustment amplifier 142 via the switch sw5. Then, when the switches sw1 to sw4 are operated based on the chopper clock signal from the chopper clock signal generation circuit 105, the diode type sensor 102 is forwardly connected to the IV conversion circuit 103 by the chopper circuit 104. Alternatively, the state of reverse connection is switched.
- the chopper circuit 104 connects the first input terminal t1 to the input terminal of the auto zero amplifier 133 and supplies the predetermined voltage Vr to the second input terminal t2, and the second input terminal t2 is connected to the input terminal of the auto zero amplifier 133.
- the polarity of the output current of the diode-type sensor 102 is switched and input to the IV conversion circuit 103.
- the auto zero amplifier 133 operates in two phases every clock cycle.
- phase 1 the input signal to the auto zero amplifier 133 is supplied only to the main amplifier 141, and a capacitor is connected to the zero adjustment input terminal c of the main amplifier 141.
- the zero adjustment amplifier 142 applies its own zero adjustment voltage to the capacitor 144.
- phase 2 the zero adjustment amplifier 142 amplifies the input voltage applied to the inverting input terminal of the main amplifier 141 using the zero adjustment voltage from the capacitor 144, and the zero adjustment input terminal c of the main amplifier 141 and the capacitor 144 are amplified. And the amplified voltage is supplied.
- the zero adjustment amplifier 142 operates so that a voltage necessary for setting the input differential voltage of the main amplifier 141 to a value close to zero is obtained at the zero adjustment input terminal c of the main amplifier 141.
- the offset is adjusted to zero.
- FIGS. 20A to 20D show the switches sw1 to sw8 of the chopper circuit 104 and the auto zero amplifier 133 when the chopper frequency of the chopper circuit 4> the operating frequency of the auto zero amplifier 133, respectively.
- FIG. 20A shows the operation of the switches sw1 and sw4
- FIG. 20B shows the operation of the switches sw2 and sw3
- FIG. 20C shows the operation of the switches sw5 and sw8, 20 (d) represents the operation of the switches sw6 and sw7.
- the switches sw5 and sw8 are turned off, and the switches sw6 and sw7 are turned on.
- This interval corresponds to the above-described phase 1 and is an interval in which the offset voltage is adjusted.
- the switches sw1 and sw4 of the chopper circuit 104 are turned off and the switches sw2 and sw3 are turned on.
- the switches sw5 and sw8 of the auto zero amplifier 133 are turned on, and the switches sw6 and sw7 are turned off.
- This interval corresponds to the above-described phase 2 and is an interval in which the adjustment result of the offset voltage is held.
- FIGS. 20A and 20B show a form in which normal rotation and inversion are alternately repeated twice in the section corresponding to phase 2.
- FIG. 20A and 20B show a form in which normal rotation and inversion are alternately repeated twice in the section corresponding to phase 2.
- the chopper drive may be performed multiple times. As described above, “two forward rotations and two reverses” are set as one set. The chopper driving may be performed by repeating the setting. Further, when performing chopper driving, either the switches sw1 and sw4 and the switches sw2 and sw3 may be turned on first.
- the arithmetic unit 113 included in the arithmetic processing circuit 110 illustrated in FIG. 14 is connected to the subsequent stage of the infrared sensor signal processing IC chip 200 with respect to the output signal of the IV conversion circuit 103 in the period in which normal rotation and inversion are repeated.
- the difference between the output signal of the diode type sensor 102 can be reduced by obtaining the difference between the output signal at the time of forward rotation and the output signal at the time of inversion, and the subsequent stage of the diode type sensor 102 such as the IV conversion circuit 103 can be reduced.
- the DC offset component of the circuit can also be removed.
- the sampling frequency and the like are preferably synchronized.
- the auto zero amplifier 133 is turned off by the switches sw5 and sw8 and turned on by the switches sw6 and sw7, and the offset voltage is adjusted.
- the switches sw1 and sw4 of the chopper circuit 104 are turned off and the switches sw2 and sw3 are turned on.
- the switches sw1 and sw4 are turned off and the switches sw2 and sw3 are turned on immediately before switching to the phase 1 in the phase 2. Therefore, in the chopper circuit 104, the phases from the phase 2 to the phase 1 are changed. At the time of switching to 1, the switches sw1 and sw4 are kept off and the switches sw2 and sw3 are kept on.
- FIGS. 20E to 20H show the switches sw1 to sw8 of the chopper circuit 104 and the auto zero amplifier 133 when the chopper frequency of the chopper circuit 104 ⁇ the operating frequency of the auto zero amplifier 133, respectively.
- 20E shows the operation of the switches sw1 and sw4
- FIG. 20F shows the operation of the switches sw2 and sw3
- FIG. 20G shows the operation of the switches sw5 and sw8
- FIG. 20H shows the operation of the switches sw6 and sw7. Represents an action.
- This interval corresponds to the above-described phase 1 and is an interval in which the offset voltage is adjusted.
- the switches sw5 and sw8 are turned on, and the switches sw6 and sw7 are turned off.
- This section corresponds to the above-described phase 2 and is an section in which the offset voltage adjustment result is held.
- the switches sw5 and sw8 are turned off again, the switches sw6 and sw7 are turned on, and the phase 1 section is entered, and the offset voltage is adjusted.
- the switches sw5 and sw8 are turned on, the switches sw6 and sw7 are turned off, and the phase 2 section is entered, and the offset voltage adjustment result is held.
- the switches sw1 and sw4 are turned off and the switches sw2 and sw3 are turned on. From this state, the on / off is repeated alternately at the switching timing from the phase 2 to the phase 1.
- the switches sw1 and sw4 are turned on and the switches sw2 and sw3 are turned off, the output current of the diode-type sensor 102 is output to the IV conversion circuit 103 as it is. That is, the output current during forward rotation is output to the IV conversion circuit 103.
- the switches sw1 and sw4 are turned off and the switches sw2 and sw3 are turned on (FIG. 19)
- the output current of the photodiode type sensor 102 is inverted and output to the IV conversion circuit 103. That is, the output current at the time of inversion is output to the IV conversion circuit 3.
- the difference between the output signal of the IV conversion circuit 103 during forward rotation and the output signal of the IV conversion circuit 103 during inversion in the phase 2 section is connected to the subsequent stage of the infrared sensor signal processing IC chip 200.
- the difference between the output resistances of the diode type sensor 102 can be reduced by obtaining it by the arithmetic unit 113 included in the arithmetic processing circuit 110 shown in FIG. 14, and the diode type sensor such as the IV conversion circuit 103 can be reduced.
- the DC offset component of the subsequent circuit 102 can also be removed.
- the sampling circuit 112 included in the arithmetic processing circuit 110 connected to the subsequent stage of the infrared sensor signal processing IC chip 200 performs sampling except for the section in which the offset voltage of the phase 1 is adjusted. .
- the difference of the output resistance of the diode type sensor 102 can be reduced by obtaining the difference by the calculation unit 113 included in the arithmetic processing circuit 110 in the subsequent stage, and the diode type sensor 102 such as the IV conversion circuit 103 can be reduced.
- the DC offset component of the subsequent circuit can also be removed.
- the infrared sensor signal processing IC chip 200 that performs signal processing on one diode-type sensor 102 is configured has been described, but signal processing is performed on a plurality of diode-type sensors 102. It is also possible to configure the infrared sensor signal processing IC chip 200 that performs the above.
- the above-described chopper circuit 104 and IV conversion circuit 103 may be provided corresponding to a plurality of photodiode-type sensors 102, respectively.
- a configuration in which time division processing is performed by the above-described chopper circuit 104 and one IV conversion circuit 103 corresponding to each sensor 102 may be employed.
- the fourth embodiment may be configured to include the dummy protection circuit of the first embodiment.
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Abstract
Description
また、複数の検出素子の一端を共通にしたセンサからの信号を処理する回路において、オフセットをキャンセルするために検出素子の向きを切り替えて信号処理するチョッパ動作を行うことが知られている。
また、赤外線センサと、赤外線センサの出力信号を信号処理するIC素子と、赤外線センサ及びIC素子が収納されたパッケージとを備えた赤外線センサモジュールが提案されている。また、ICなどの半導体デバイスにおいては、静電気放電(ESD:Electro-StaticDischarge)によるデバイスの破壊を防止するために、チップ上に、ESD保護回路が設けられるのが一般的である。
また、特許文献3では、センサ素子と、センサ素子の出力電流を処理する信号処理装置と、温度補正を行なう補正演算部とを備え、センサ素子からの出力電流を電流-電圧変換器で電圧に変換する構成が示されている。
また、特許文献4には、センサ部とスイッチと全差動アンプとを備え、センサ部からの出力電圧を信号処理する構成が示されている。この特許文献4では、センサ部からの出力電圧をスイッチでチョッパ変調して信号処理を行なうようになっている。
また、特許文献3及び4の構成では、初段の増幅器の入力オフセットが、赤外線センサ素子の出力電圧相当の出力信号と同様に、後段に設けられた増幅回路で増幅されてしまう。そのため、精度良くダイオード型センサの出力電流の検出することが困難である。特に、赤外線センサ素子からの出力電圧を信号処理する従来構成の回路では、センサ素子の内部抵抗の抵抗値のばらつきや温度特性等によっても検出精度が低下する。
本発明は、このような問題を鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ダイオード型センサの出力電流を精度よく検出できるダイオード型センサの出力電流検出ICチップ及びダイオード型センサ装置を提供することにある。
(1);N個(Nは2以上の整数)ダイオード型センサの一端に接続される共通端子と、前記各ダイオード型センサの他の一端に接続されるN個の入力端子と、前記N個の入力端子及び前記共通端子に接続されたN+1個の保護回路と、各ダイオード型センサの出力電流の極性を切り替えるチョッパ回路と、前記チョッパ回路からの出力電流を電圧に変換するI-V変換回路と、前記I-V変換回路の入力に補償電流を供給する電流供給手段と、を備えているダイオード型センサの出力電流検出ICチップである。
(3);(1)において、前記共通端子は、前記N個(Nは2以上の整数)ダイオード型センサのカソードに接続され、前記N個の入力端子は、前記各ダイオード型センサのアノードに接続される。
(4);(1)~(3)のいずれかにおいて、前記電流供給手段は、前記チョッパ回路の切り替えに応じて、前記補償電流を前記I-V変換回路の入力に供給する。
(6);(5)において、前記ダミー保護回路を、前記チョッパ回路の切り替えに応じて前記I-V変換回路の入力に接続するか否かを切り替えるスイッチをさらに備えている。
(7);(5)において、前記ダミー保護回路を、前記チョッパ回路の切り替えに応じて前記入力端子に接続するか否かを切り替えるスイッチをさらに備えている。
(9);(5)~(8)のいずれかにおいて、前記ダミー保護回路は、前記保護回路と隣接して配置される。
(10);(1)~(9)のいずれかにおいて、各ダイオード型センサの出力電流を時分割で検出し、かつ、各ダイオード型センサの出力電流の検出において、出力電流の極性を切り替えて検出する。
(13);(1)~(12)のいずれかに記載のダイオード型センサ装置の出力電流検出ICチップと、N個(Nは2以上の整数)ダイオード型センサを有するセンサ部と、を備えているダイオード型センサ装置である。
(14);(13)において、前記ダイオード型センサが、赤外線センサである。
(16);(15)において、前記I-V変換回路が、オートゼロアンプと、フィードバック抵抗とを有する。
(17);(15)又は(16)において、前記チョッパ回路は、前記第1の端子に所定電圧が供給され、前記第2の端子が前記I-V変換回路の入力端に接続される状態と、前記第2の端子に所定電圧が供給され、前記第1の端子が前記I-V変換回路の入力端に接続される状態とを切り替える。
(19);(15)~(18)のいずれかにおいて、前記I-V変換回路の後段に、前記出力電流の極性が正転時の前記I-V変換回路の出力電圧と前記出力電流の極性が反転時の前記I-V変換回路の出力電圧との差分を演算する演算部を備える。
(20);(15)~(19)のいずれかに記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップと、ダイオード型センサと、前記ダイオード型赤外線センサの一端と前記第1の端子を接続する第1の配線と、前記ダイオード型赤外線センサのもう一端と前記第2の端子を接続する第1の配線と、を備えているダイオード型センサ装置である。
特に、複数のセンサを信号処理する場合において、保護回路を削除することなく、保護回路のリーク電流による影響を低減するようにしたダイオード型センサの出力電流検出ICチップ及びダイオード型センサ装置を実現することができる。
また、出力電流の極性を切り替えてIV変換することで、信号の検出精度が高いダイオード型センサの出力電流検出ICチップ及びダイオード型センサ装置を実現することができる。
まず、本発明の前提となるダイオード型センサ装置について以下に説明する。複数の検出素子の一端を共通にして、チョッパ動作を行う場合の問題点を2つのダイオード型センサからの電流信号を電流-電圧変換する系を例に説明する。
図4は、第1のダイオード型センサのチョッパ動作の第1のフェーズ(フェーズ1)の際の、チョッパスイッチの状態を示す図で、図5は、第1のダイオード型センサのチョッパ動作のもう一方の第2のフェーズ(フェーズ2)の際の、チョッパスイッチの状態を示す図である。
以下に各フェーズにおけるI-V変換回路の出力電圧について説明する。
第1のダイオード型センサ1の出力電流I1は、I-V変換回路6の帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第1の保護回路4-1のリーク電流Ip1は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第2の保護回路4-2のリーク電流Ip2は、第2のダイオード型センサ2の出力抵抗Ro2を通って電圧源であるVgndに吸収される。第3の保護回路4-3のリーク電流Ip3は、電圧源であるVgndに吸収される。
この結果、フェーズ1の出力電圧Vo1は、下記式(1)で示される。
Vo1=Vgnd-Rf(I1+Ip1)・・・式(1)
第1のダイオード型センサ1の出力電流I1は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第1の保護回路4-1のリーク電流Ip1は、電圧源であるVgndに吸収される。第2の保護回路4-2のリーク電流Ip2は、第2のダイオード型センサ2の出力抵抗Ro2及び帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第3の保護回路4-3のリーク電流Ip3は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。
この結果、フェーズ2の出力電圧Vo2は、下記式(2)で示される。
Vo2=Vgnd-Rf(-I1+Ip2+Ip3)・・・式(2)
Vo=Vo1-Vo2
=-2×Rf×I1-Rf(Ip1-Ip2-Ip3)
・・・式(3)
ここで、第1の保護回路4-1乃至第3の保護回路4-3が同じ保護回路である場合、各リーク電流Ip1乃至Ip3は、ほぼ同じ電流値Ipであると想定されるため、式(3)は、下記式(4)となる。
Vo=-2×Rf×I1+Rf×Ip・・・式(4)
つまり、保護回路のリーク電流の影響が出力に現れることとなる。
また、ダミー保護回路をI-V変換回路の入力に接続するか否かを切り替えるスイッチをさらに備え、スイッチは、保護回路がI-V変換回路の入力と電気的に接続される個数が、出力電流の極性の切り替え前後で同じ個数となるように切り替えを行う。これにより、チョッパ駆動の正転時と反転時におけるリーク電流の差を打ち消すように構成することができ、保護回路のリーク電流による影響を低減することができる。
以下、図面を参照して本発明の各実施形態について説明する。
図6及び図7は、本発明に係るダイオード型センサ装置の実施形態1を説明するための回路構成図で、図6は、第1のダイオード型センサのチョッパ動作の第1のフェーズ(フェーズ1)の際の、チョッパスイッチ及びスイッチの状態を示す図で、図7は、第1のダイオード型センサのチョッパ動作のもう一方の第2のフェーズ(フェーズ2)の際の、チョッパスイッチ及びスイッチの状態を示す図である。図中符号7はダミー保護回路(ダミーESD保護回路)、30は出力電流検出ICチップを示している。なお、図1と同じ機能を有する構成要素には同一の符号を付してある。また、図6及び図7においては、ダイオード型センサのアノード同士が接続された状態を示している。
センサ部10は、N個(Nは2以上の整数)のダイオード型センサ1,2・・・のアノード(又はカソード)同士が接続されたものである。また、出力電流検出ICチップ30は、共通端子3aと、N個の入力端子1a,2a・・・と、N+1個の保護回路4-1乃至4-3・・・と、I-V変換回路6と、チョッパ回路5と、ダミー保護回路7とを備えている。
N+1個の保護回路4-1乃至4-3・・・は、入力端子1a,2a及び共通端子3aに接続されたものである。また、I-V変換回路6は、ダイオード型センサ1,2の出力電流を電圧に変換するものである。
また、チョッパ回路5は、出力電流の極性を切り替えてI-V変換回路6に入力するものである。なお、図示していないが、チョッパ回路5の各チョッパスイッチ部を切り替えるチョッパクロック信号を生成するチョッパクロック信号生成回路を有する。また、後述するスイッチSWdもこのチョッパクロック信号で制御される構成であってもよい。
また、チョッパ回路5で出力電流の極性を切り替えるときに、スイッチSWdでダミー保護回路7をI-V変換回路6の入力に接続するか否かを切り替える。
また、スイッチSWdは、ダミー保護回路7がI-V変換回路6の入力と電気的に接続される個数が、出力電流の極性の切り替え前後で同じ個数となるように、ダミー保護回路7をI-V変換回路6の入力に接続するか否かを切り替る。
また、第1及び第2のダイオード型センサ1,2は、赤外線センサとして適用することができる。
ここで、ESD耐圧を確保するため、各PADには、第1乃至第3の保護回路4-1乃至4-3がそれぞれ接続されている。また、本実施形態1では、ダミー保護回路7を備え、チョッパ回路5は、ダミー保護回路7をI-V変換回路6の入力に接続するか否かを切り替えるスイッチSWdを有している。
第1のチョッパスイッチ部5-1と第3のチョッパスイッチ部5-3で、第1のダイオード型センサ1の出力電流の極性を切り替える。例えば、フェーズ1では、第1の入力PAD1aがI-V変換回路6の増幅器6aの反転入力端子に接続され、共通PAD3aが増幅器6aの非反転入力端子と接続されて所定電圧(Vgnd)が与えられる。また、フェーズ2では、第1の入力PAD1aがI-V変換回路6の増幅器6aの非反転入力端子に接続されて所定電圧(Vgnd)が与えられ、共通PAD3aが増幅器6aの反転入力端子と接続される。このように、第1のダイオード型センサ1の出力電流の極性が切り替えられる。第1のダイオード型センサ1の出力電流の極性を切り替えときは、第2のチョッパスイッチ5-2は、このときOFF状態としている。
以下、各フェーズにおけるI-V変換回路6の出力電圧について説明する。
第1のダイオード型センサ1の出力電流I1は、I-V変換回路6の帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第1の保護回路4-1のリーク電流Ip1は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第2の保護回路4-2のリーク電流Ip2は、第2のダイオード型センサ2の出力抵抗Ro2を通って電圧源であるVgndに吸収される。第3の保護回路4-3のリーク電流Ip3は、電圧源であるVgndに吸収される。ダミー保護回路7のリーク電流Ip4は、スイッチSWdがオンしているので、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。
この結果、フェーズ1の出力電圧Vo1は、下記式(5)で示される。
Vo1=Vgnd-Rf(I1+Ip1+Ip4)・・・式(5)
第1のダイオード型センサ1の出力電流I1は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第1の保護回路4-1のリーク電流Ip1は、電圧源であるVgndに吸収される。第2の保護回路4-2のリーク電流Ip2は、第2のダイオード型センサ2の出力抵抗Ro2及び帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第3の保護回路4-3のリーク電流Ip3は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。ダミー保護回路7のリーク電流Ip4は、スイッチSWdがオフしているので、流れない。
この結果、フェーズ2の出力電圧Vo2は、下記式(6)で示される。
Vo2=Vgnd-Rf(-I1+Ip2+Ip3)・・・式(6)
Vo=Vo1-Vo2
=-2×Rf×I1-Rf(Ip1-Ip2-Ip3+Ip4)
・・・式(7)
ここで、第1乃至第3の保護回路4-1乃至4-3が同じ保護回路である場合、各リーク電流Ip1乃至Ip4は、ほぼ同じ電流値Ipであると想定されるため、式(7)は、下記式(8)となる。
Vo=-2×Rf×I1・・・式(8)
つまり、リーク電流はキャンセルされ、検出した信号のみが出力される。
図8及び図9は、本発明に係るダイオード型センサ装置の実施形態2を説明するための回路構成図で、図6及び図7の第1及び第2のダイオード型センサを同時に信号処理する場合の回路構成図である。
図8は、第1及び第2のダイオード型センサのチョッパ動作の第1のフェーズ(フェーズ1)の際の、チョッパスイッチ及びスイッチの状態を示す図で、図9は、第1及び第2のダイオード型センサのチョッパ動作のもう一方の第2のフェーズ(フェーズ2)の際の、チョッパスイッチ及びスイッチの状態を示す図である。なお、図6及び図7と同じ機能を有する構成要素には同一の符号を付してある。
フェーズ1では、第1の入力PAD1aと第2の入力PAD2aがI-V変換回路6の増幅器6aの反転入力端子に接続され、共通PAD3が増幅器6aの非反転入力端子と接続されて所定電圧(Vgnd)が与えられる。また、フェーズ2では、第1の入力PAD1aと第2の入力PAD2aがI-V変換回路6の増幅器6aの非反転入力端子に接続されて所定電圧(Vgnd)が与えられ、共通PAD3aが増幅器6aの反転入力端子と接続される。
本実施形態2では、第1及び第2のダイオード型センサの1,2を同時に出力電流の極性を切り替えるように、チョッパ回路を動作させる。
以下、各フェーズにおけるI-V変換回路6の出力電圧について説明する。
第1のダイオード型センサ1の出力電流I1は、I-V変換回路6の帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第2のダイオード型センサ2の出力電流I2は、I-V変換回路6の帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第1の保護回路4-1のリーク電流Ip1は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第2の保護回路4-2のリーク電流Ip2は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第3の保護回路4-3のリーク電流Ip3は、電圧源であるVgndに吸収される。ダミー保護回路7のリーク電流Ip4は、スイッチSWdがオフしているので、流れない。
この結果、フェーズ1の出力電圧Vo1は、下記式(9)で示される。
Vo1=Vgnd-Rf(I1+I2+Ip1+Ip2)
・・・式(9)
第1のダイオード型センサ1の出力電流I1は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第2のダイオード型センサ2の出力電流I2は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。第1の保護回路4-11のリーク電流Ip1は、電圧源であるVgndに吸収される。第2の保護回路4-2のリーク電流Ip2は、電圧源であるVgndに吸収される。第3の保護回路4-3のリーク電流Ip3は、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。ダミー保護回路7のリーク電流Ip4は、スイッチSWdがオンしているので、帰還抵抗Rfを通って流れて電圧に変換される。
この結果、フェーズ2の出力電圧Vo2は、下記式(10)で示される。
Vo2=Vgnd-Rf(-I1-I2+Ip3+Ip4)
・・・式(10)
Vo=Vo1-Vo2
=-2×Rf(I1+I2)-Rf(Ip1+Ip2-Ip3-Ip4) ・・・式(11)
ここで、第1乃至第2の保護回路4-1乃至4-3とダミー保護回路7が同じ保護回路である場合、各リーク電流Ip1乃至Ip4は、ほぼ同じ電流値Ipであると想定されるため、式(11)は、下記式(12)となる。
Vo=-2×Rf×(I1+I2)・・・式(12)
つまり、リーク電流はキャンセルされ、検出した信号のみが出力される。
ダイオード型センサの個数がN個の場合、N個の入力PADと、共通PADの少なくとも計N+1個のPADがあり、各PADにそれぞれ保護回路(N+1個)がある。各センサのチョッパ駆動の正転時と反転時において、I-V変換回路へと流れ込むリーク電流を生成してしまう保護回路の数が同一となるような個数のダミー保護回路を接続することで、リーク電流の影響を低減することができる。つまり、ダイオード型センサの個数がN個の場合、正転時と反転時において、N-1個分の保護回路のリーク電流の差があるため、N-1個分のダミー保護回路を接続すればよい。
図10は、本発明に係るダイオード型センサ装置の実施形態3を説明するための回路構成図で、ダイオード型センサの個数が4個の場合の一例を示す図である。なお、図中符号3は第3のダイオード型センサ、4は第4のダイオード型センサ、11a乃至14aは第1乃至第4の入力端子、15aは共通端子、5-4は第4のチョッパスイッチ、5-5は第5のチョッパスイッチ、7a乃至7cは第1乃至第3のダミー保護回路を示している。
図11は、本発明に係るダイオード型センサ装置の変形例を説明するための回路構成図である。本実施形態1では、I-V変換回路の入力に、ダミー保護回路を接続する形態であるが、ダミー保護回路と、そのダミー保護回路を各PADに接続するか否かを切り替えるスイッチSW1,SW2とを備える形態であってもよい。
または、各PADにダミー保護回路と、ダミー保護回路を各PADに接続するか否かを切り替えるスイッチとを備える形態であってもよい。
また、上述した説明においては、ダイオード型センサのアノード同士を接続した形態であったが、ダイオード型センサのカソード同士を接続した形態であってもよい。
また、ダイオード型センサのアノード同士及びカソード同士を接続する形態であったが、第1のダイオード型センサのアノードと第2のダイオード型センサのカソードとが接続され、第1のダイオード型センサのカソードに接続される入力端子、第2のダイオード型センサのアノードに接続される入力端子、をそれぞれ備える形態であってもよい。
また、ダイオード型センサのアノード同士又はカソード同士が直接接続され、共通端子に接続される形態以外にも、各ダイオード型センサのアノード(又はカソード)に接続される配線が、共通端子に接続される形態であってもよい。
このようにして、複数のセンサを信号処理する場合において、保護回路を削除することなく、保護回路のリーク電流による影響を低減するようにしたダイオード型センサ装置を実現することができる。
本実施形態4のダイオード型センサの出力電流検出ICは、フォトダイオード型赤外線センサと、フォトダイオード型赤外線センサの出力電流を電圧に変換するI-V変換回路と、I-V変換回路に入力されるフォトダイオード型赤外線センサの出力電流の極性を切り替えるチョッパ回路とを備えている。
本実施形態4の出力電流検出ICでは、ダイオード型センサの出力電流の極性を切り替えてI-V変換回路に入力して電圧に変換する構成であるため、ダイオード型センサの内部抵抗の影響を受けづらく、かつ、ダイオード型センサの後段に接続されるI-V変換回路などの回路のオフセット成分の影響を低減することができる。初段のI-V変換回路に含まれる残留オフセット成分を低減でき、精度良く出力電流を検出できる。
そして、I-V変換回路を、オートゼロアンプと、フィードバック抵抗とを有する構成とすることにより、ダイオード型センサのカソードとアノードにかかる入力オフセット成分を低減し、チョッパ駆動したときの正転時及び反転時におけるフォトダイオードセンサの出力抵抗の差分を低減できるため、残留オフセットを低減して、検出精度をさらに向上させることができる。
本実施形態4におけるダイオード型センサ装置101は、図12(a)に示すように、ダイオード型センサ102と、ダイオード型センサ102の出力電流を電圧に変換するI-V変換回路103と、ダイオード型センサ102の出力電流の極性を切り替えるチョッパ回路104とを備えている。
ダイオード型センサ102は、図13に示す等価回路で置き換えることができる。すなわち、ダイオード型センサ102は、定電流源102a(電流値IL)と定電流源102aに並列に接続された内部抵抗102b(抵抗値Rs)とにより表すことができる。
チョッパ回路104は、具体的にはダイオード型センサ102のカソード及びアノードと、I-V変換回路103の入力端との間に接続されている。
チョッパ回路104は、ダイオード型センサ102のアノードまたはカソードをI-V変換回路103の入力端に接続するように切り替える第1スイッチ部104aと、フォトダイオード型センサ102のカソードまたはアノードに、所定電圧を供給するように切り替える第2スイッチ部104bとを有する。すなわち、第1スイッチ部104aはフォトダイオード型センサ102のカソードと、I-V変換回路103の後述の増幅器131の反転入力端in-との間に接続されるスイッチsw1と、ダイオード型センサ102のアノードと増幅器131の反転入力端in-との間に接続されるスイッチsw2とを備えている。第2スイッチ部104bは、ダイオード型センサ102のカソードと所定電圧を供給する電圧源Vr1との間に接続されるスイッチsw3と、ダイオード型センサ102のアノードと電圧源Vr1との間に接続されるスイッチsw4とを備えている。
I-V変換回路103は、ダイオード型センサ102の出力電流を電圧に変換する。具体的には、I-V変換回路103は増幅器131とフィードバック抵抗132(抵抗値Rf)とを備えている。増幅器131の反転入力端in-には、チョッパ回路104を介してフォトダイオード型センサ102の一端が接続されるとともに、増幅器131の反転入力端in-と出力端outとの間にフィードバック抵抗132(抵抗値Rf)が接続される。増幅器131の非反転入力端in+は、所定電圧を供給する電圧源Vr2に接続される。電圧源Vr2から供給される所定電圧は、ダイオード型センサ102のアノード又はカソードに供給される、電圧源Vr1により供給される所定電圧と同じである。
このように、ダイオード型センサ102の出力電流の極性をIV変換する手前で切り替えることにより、ダイオード型センサ102の出力電流がチョッパ周波数で変調されてI-V変換回路103に入力され、I-V変換回路103で電圧信号に変換された電圧信号がダイオード型センサ装置101の出力信号として出力されることになる。
また、ダイオード型センサ102の出力電流の極性が切り替えられてI-V変換回路103に入力されるため、ダイオード型センサ102自身の内部抵抗の変動等の影響も低減することができる。具体的には、I-V変換回路103のフィードバック抵抗132と内部抵抗との比がオフセットに影響するため、内部抵抗が変動するとI-V変換回路103の出力オフセットが変動するが、上述のようにダイオード型センサ102の出力電流の極性を切り替えているため、変動したオフセット成分であってもキャンセルすることができる。
演算処理回路110は、例えば、I-V変換回路103で変換された、極性が切り替えられた電圧信号からなるダイオード型センサの出力信号を増幅する可変増幅回路111と、可変増幅回路111で増幅された出力信号をサンプリングするサンプリング回路112と、サンプリング回路112でサンプリングされた出力信号をもとに、ダイオード型センサ102の入力光検出値を演算する演算部113とを備えている。
演算部113では、例えば、サンプリング回路112でサンプリングされた正転時のフォトダイオード型センサ102の出力電流に応じた出力信号と反転時のダイオード型センサ102の出力電流に応じた出力信号とを交互に入力する。そして、正転時の出力信号と反転時における出力信号との差分を演算し、ダイオード型センサ102の入力光検出値とする。
また、上述の形態に限らず、I-V変換回路3の出力電圧が、正転時はそのまま入力され、反転時は利得が「-1倍」で入力される動作を行うサンプル/ホールド回路を備えることで、正転時の出力信号と反転時の出力信号との差分をとる形態であってもよい。
次に、本発明に係るダイオード型センサ装置の実施形態5について説明する。まず、上述した実施形態4におけるダイオード型センサ装置の動作例について説明する。
図15(a),(b)は、図12に示した実施形態4におけるダイオード型センサ装置の概念図である。
ここで、実施形態4おけるダイオード型センサ装置101において、図15(a),(b)に示すように、I-V変換回路103に入力オフセット電圧Vbiasがある場合を想定する。なお、図15(a),(b)において、図15(a)は正転時、図15(b)は反転時を表す。また、図15(a),(b)において左側回路はスイッチ状態を表し、右側回路は回路構成を簡略化したものである。
このような等価回路であらわされるダイオード型センサ102に光入力があった場合、ダイオード型センサ102の出力電流Iは、次式(13)によって導出される。
I=IL-ID-IR ・・・式(13)
式(13)中、ILは光入力による発生電流を示し、IDは入力オフセット電圧Vbiasが逆極性でかかることによるダイオード102cの出力電流を示し、IRはフォトダイオード型センサ102の内部抵抗102bの抵抗値Rsとダイオード型センサ102にかかる入力オフセット電圧Vbiasとにより生じる電流を示す。
ID=I0×[exp(qV/kT)-1] ・・・式(14)
式(14)中、I0は、ダイオード型センサ102の逆方向飽和電流であり、qは、ダイオード型センサ102の電荷量であり、Vは、フォトダイオード型センサ102のアノードとカソードとの間にかかる電圧(Vbias)であり、kはボルツマン係数であり、Tは絶対温度である。
IR=V/RS ・・・式(15)
式(15)中、Vは、ダイオード型センサ102のアノードとカソードとの間にかかる電圧(Vbias)であり、Rsは、内部の並列抵抗(内部抵抗)の抵抗値である。
ここで、図15(a),(b)に示すダイオード型センサ装置101においては、入力段にオペアンプで構成したI-V変換回路103の入力オフセット(数mV程度)があり、このオフセット電圧によりVbiasが決まる。
チョッパ回路104で、ダイオード型センサ102を順方向接続(正転)と逆方向接続(反転)とで切り替え(チョッパ制御)を行うと、IDは、Vbiasの極性が逆となるため、下記の通り、上記(14)式から、順方向時と逆方向時で、その大きさ(電流量)が一致しない。
逆方向時の式(14):ID―=I0×[exp(q(-Vbias)/kT)-1]
なお、式(13)中のILは入力光の光量に依存するため、チョッパ制御で接続を切り替えても電流量は変化しない。ISは式(15)に示すとおりで接続を切り替えても電流量は変化しない。
また、式(13)のIRについては、チョッパ制御で切り替えを行っても、VbiasとRsの値は変化しないため、電流量は変化しない。
I-V変換後の出力Voutは、I-V変換回路103のフィードバック抵抗132の抵抗値Rfにより、次式(16)であらわされる。
Vout=(-ID-IR)×Rf ・・・式(16)
したがって、順方向接続時のVout+及び逆方向接続時のVout-は、次式(17)及び(18)の通りとなる。
Vout+=(-ID+-IR)×Rf ・・・式(17)
Vout-=(-ID―-IR)×Rf ・・・式(18)
Vout+-Vout-=(-ID++ID―)×Rf≠0
・・・式(19)
つまり、出力には式(14)が、Rfで決まる変換ゲインで増幅されたものがそれぞれ出力されることとなるが、式(14)の値がチョッパ前後で値が変わるため、その差がオフセット成分として見える。
また、式(14)は絶対温度Tを含むため温度に依存し、その結果、精度に影響が出る。そのため、ダイオード型センサ102の出力電流が数nA~数pAといった微小電流出力の場合においては、特にオフセットキャンセルの効果が期待できない場合がある。
実施形態5おける赤外線センサは、上述のオフセットキャンセルを図るようにしたものである。
本実施形態5における赤外線センサ101は、上述した実施形態4における赤外線センサと同様に、ダイオード型センサ102と、ダイオード型センサ102の出力電流を電圧に変換するI-V変換回路103と、ダイオード型センサ102の出力電流の極性を切り替えるチョッパ回路104とを備えているが、この実施形態5おける赤外線センサ101は、I-V変換回路103がオートゼロアンプ133とフィードバック抵抗132(抵抗値Rf)とを備える。また、チョッパ回路104は、チョッパクロック信号生成回路105によって制御される。
このオートゼロアンプ133は、入力オフセットの小さい(例えば、数10μV以下)オートゼロアンプで構成される。オートゼロアンプ133の反転入力端in-には、チョッパ回路104を介してダイオード型センサ102の一端が接続されるとともに、オートゼロアンプ133の反転入力端in-と出力端outとの間にフィードバック抵抗132(抵抗値Rf)が接続される。オートゼロアンプ133の非反転入力端in+は、所定電圧を供給する電圧源Vr2に接続される。電圧源Vr2から供給される所定電圧は、フォトダイオード型センサ102のアノード又はカソードに供給される、電圧源Vr1により供給される所定電圧と同じである。なお、オートゼロアンプ133としては、例えば、後述の図19で表されるオートゼロアンプを適用することができる。
そのため、入力オフセットが小さい。よって、前述の式(14)においてqV/kT≒0と近似することができるため、出力電流Iは、無入力時、次式(20)と近似できる。
I≒-IR=-V/Rs ・・・式(20)
したがって、本実施形態5では、順方向接続時のVout+及び逆方向接続時のVout-は、次式(21)及び次式(22)で示す通りとなり、その差分をとって(復調して)オフセット成分をキャンセルすることができる。
Vout+=-V/Rs ・・・式(21)
Vout-=-V/Rs ・・・式(22)
Vout+-Vout-≒-V/Rs+V/Rs=0
・・・式(23)
以上、簡単のために、無入力状態におけるI-V変換回路103の出力を考えたが、光入力時も同様に、オフセット成分をキャンセルすることができる。
例えば、光入力がある場合は、上記式(20)は次式(24)となる。
I≒IL-V/Rs ・・・式(24)
よって、順方向接続時のVout+及び逆方向接続時のVout-は、次式(25)及び(26)の通りとなる。
Vout+=IL-V/Rs ・・・式(25)
Vout-=-IL-V/Rs ・・・式(26)
Vout+-Vout-=2IL ・・・式(27)
また、ダイオード型センサ102の内部抵抗(並列抵抗)102bの抵抗値Rsは、経年変化により変動する可能性がある。この内部抵抗102bの抵抗値Rsの変動は、具体的には初段アンプの出力電圧の変動として現れ、それは内部抵抗102bの抵抗値Rsとフィードバック抵抗との比で決まるゲインとアンプの入力オフセット電圧との積で表される。本実施形態5では、ダイオード型センサ102の内部抵抗102bの抵抗値Rsの経年変化による変動の影響もキャンセルすることができる。
それによって、図14に示すように、赤外線センサ101の後段で復調した場合(極性前後の差をとった場合)において、残留オフセットを低減することができ、精度良く入力光を検出することが可能となる。
上述した実施形態4あるいは実施形態5では、ダイオード型センサ102と、ダイオード型センサ102の出力電流を電圧に変換するI-V変換回路103と、ダイオード型センサ102の出力電流の極性を切り替えて前述のI-V変換回路103に入力するチョッパ回路104とを備えた赤外線センサ101について説明したが、赤外線センサ101にさらに、チョッパクロック信号生成回路105を設けてもよい。
また、上述した実施形態4あるいは実施形態5における赤外線センサ101において、フォトダイオード型センサ102の出力電流を処理する、I-V変換回路103及びチョッパ回路104と、チョッパ回路104にチョッパクロック信号を供給するチョッパクロック信号生成回路105と、所定電圧を供給する所定電圧生成回路106とを備えている赤外線センサ信号処理ICチップを構成してもよい。
図18に示すように、赤外線センサ信号処理ICチップ200は、ダイオード型センサ102のアノードに接続される第1入力端子t1と、ダイオード型センサ102のカソードに接続される第2入力端子t2と、ダイオード型センサ102の出力電流を電圧に変換するI-V変換回路103と、ダイオード型センサ102の出力電流の極性を切り替えて前述のI-V変換回路103に入力するチョッパ回路104と、チョッパ回路104の各スイッチsw1~sw4にチョッパクロック信号を供給するチョッパクロック信号生成回路105と、第1入力端子t1又は第2入力端子t2に所定電圧を供給する所定電圧生成回路106とを備えている。
I-V変換回路103は、オートゼロアンプ133と、フィードバック抵抗132(抵抗値Rs)とを有し、オートゼロアンプ133の非反転入力端子に、所定電圧Vrが供給される。
オートゼロアンプ133は、図19に示すように、メインアンプ141とゼロ調整アンプ142とを備え、メインアンプ141の出力端と反転入力端との間にフィードバック抵抗132が接続されている。また、メインアンプ141の反転入力端は、チョッパ回路104、第1入力端子t1を介してダイオード型センサ102のカソードに接続される。メインアンプ141のゼロ調整入力端cは、コンデンサ143を介して接地されている。
ゼロ調整アンプ142の反転入力端は、チョッパ回路104、第1入力端子t1を介してフォトダイオード型センサ102のカソードに接続されるとともに、スイッチsw6、sw5、チョッパ回路104を介して第1入力端子t1または第2入力端子t2に接続される。ゼロ調整アンプ142の非反転入力端は、スイッチsw5、チョッパ回路4を介して第1入力端子t1または第2入力端子t2に接続されている。
そして、チョッパクロック信号生成回路105からのチョッパクロック信号に基づいてスイッチsw1~sw4が動作することにより、チョッパ回路104により、ダイオード型センサ102をI-V変換回路103に対して順方向接続する状態または、逆方向接続する状態とが切り替えられる。すなわち、チョッパ回路104によって、第1入力端子t1をオートゼロアンプ133の入力端に接続し、第2入力端子t2に所定電圧Vrを供給する状態と、第2入力端子t2をオートゼロアンプ133の入力端に接続し、第1入力端子t1に所定電圧Vrを供給する状態と、を切り替える。これによって、ダイオード型センサ102の出力電流の極性が切り替えられて、I-V変換回路103に入力されることになる。
これにより、ゼロ調整アンプ142が、メインアンプ141の入力差電圧をゼロに近い数値にするために必要な電圧がメインアンプ141のゼロ調整入力端cで得られるように動作し、メインアンプ141のオフセットがゼロとなるように調整される。
なお、チョッパ回路104のチョッパ周波数とオートゼロアンプ133の動作周波数との大小関係はチョッパ周波数がオートゼロアンプ133の動作周波数より大きくてもよいし、小さくてもよい。
図20(a)~(h)において、図20(a)~(d)は、チョッパ回路4のチョッパ周波数>オートゼロアンプ動作周波数であるときのチョッパ回路104及びオートゼロアンプ133の各スイッチsw1~sw8の動作を表している。
図20(a)~(h)において図20(a)はスイッチsw1、sw4の動作、図20(b)はスイッチsw2、sw3の動作、図20(c)はスイッチsw5、sw8の動作、図20(d)はスイッチsw6、sw7の動作を表している。
その後、オートゼロアンプ133のスイッチsw5及びsw8をオンとし、スイッチsw6及びsw7をオフとする。この区間は、上述のフェーズ2に対応し、オフセット電圧の調整結果が保持される区間であり、この区間に、チョッパ回路104のスイッチsw1~sw4を切り替えてチョッパ駆動を行う。図20(a)及び(b)では、フェーズ2に対応する区間において、正転と反転とを交互に2回ずつ繰り返す形態を図示している。
正転の回数と反転の回数とが同一であれば、チョッパ駆動を複数回行う形態であってもよく、前述のように、「正転を2回、反転を2回」を1セットとして複数セットを繰り返してチョッパ駆動を行なうようにしてもよい。また、チョッパ駆動を行なう際に、スイッチsw1、sw4と、スイッチsw2、sw3とのどちらを先にオンとしてもよい。
したがって、チョッパ回路104をチョッパ駆動するチョッパ周波数と、オートゼロアンプ133の動作周波数と、赤外線センサ信号処理ICチップ200の後段に接続される例えば、図14に示す演算処理回路110に含まれるサンプリング回路112のサンプリング周波数等は、同期していることが好ましい。
まず、オートゼロアンプ133においてスイッチsw5及びsw8をオフとし、スイッチsw6及びsw7がオンとする。この区間は、上述のフェーズ1に対応し、オフセット電圧が調整される区間である。
次に、再度、スイッチsw5及びsw8がオフとなり、スイッチsw6及びsw7がオンとなり、フェーズ1の区間となり、オフセット電圧が調整される区間である。
その後、スイッチsw5及びsw8がオンとなり、スイッチsw6及びsw7がオフとなり、フェーズ2の区間となり、オフセット電圧の調整結果が保持される。
そして、スイッチsw1、sw4がオンし、スイッチsw2、sw3がオフとなるときに、ダイオード型センサ102の出力電流がそのままI-V変換回路103へ出力される。つまり、正転時の出力電流がI-V変換回路103へ出力される。逆に、スイッチsw1、sw4がオフし、スイッチsw2、sw3がオンとなるとき(図19)に、フォトダイオード型センサ102の出力電流が反転されてI-V変換回路103へ出力される。つまり反転時の出力電流がI-V変換回路3へ出力される。
なお、このとき、例えば、赤外線センサ信号処理ICチップ200の後段に接続される演算処理回路110に含まれるサンプリング回路112において、フェーズ1のオフセット電圧が調整される区間を除いてサンプリングする形態とする。それにより、後段の演算処理回路110に含まれる演算部113で差分を求めることで、ダイオード型センサ102の出力抵抗の差分を低減でき、かつ、I-V変換回路103など、ダイオード型センサ102の後段回路のDCオフセット成分も除去することができる。
また、本実施形態4において、本実施形態1のダミー保護回路を備える構成であってもよい。
1a,2a,11a乃至14a 入力端子(PAD)
3a,15a 共通端子(PAD)
4-1乃至4-5 保護回路(ESD保護回路)
5 チョッパ回路5
5-1乃至5-5 チョップスイッチ
6 I-V変換回路
6a 増幅器
7 ダミー保護回路(ダミーESD保護回路)
10 センサ部
20,30 出力電流検出ICチップ
101 ダイオード型センサ装置(赤外線センサ)
102 フォトダイオード型赤外線センサ
102a 定電流源
102b 内部抵抗
103 I-V変換回路
104 チョッパ回路
105 チョッパクロック信号生成回路
106 所定電圧生成回路
110 演算処理回路
111 可変増幅回路
112 サンプリング回路
113 演算部
131 増幅器
132 フィーフォバック抵抗
133 オートゼロアンプ
200 赤外線センサ信号処理ICチップ
Claims (20)
- N個(Nは2以上の整数)ダイオード型センサの一端に接続される共通端子と、
前記各ダイオード型センサの他の一端に接続されるN個の入力端子と、
前記N個の入力端子及び前記共通端子に接続されたN+1個の保護回路と、
各ダイオード型センサの出力電流の極性を切り替えるチョッパ回路と、
前記チョッパ回路からの出力電流を電圧に変換するI-V変換回路と、
前記I-V変換回路の入力に補償電流を供給する電流供給手段と、
を備えているダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。 - 前記共通端子は、前記N個(Nは2以上の整数)ダイオード型センサのアノードに接続され、
前記N個の入力端子は、前記各ダイオード型センサのカソードに接続される請求項1に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。 - 前記共通端子は、前記N個(Nは2以上の整数)ダイオード型センサのカソードに接続され、
前記N個の入力端子は、前記各ダイオード型センサのアノードに接続される請求項1に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。 - 前記電流供給手段は、前記チョッパ回路の切り替えに応じて、前記補償電流を前記I-V変換回路の入力に供給する請求項1~3のいずれか一項に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 前記電流供給手段は、ダミー保護回路である請求項1~4のいずれか一項に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 前記ダミー保護回路を、前記チョッパ回路の切り替えに応じて前記I-V変換回路の入力に接続するか否かを切り替えるスイッチをさらに備えている請求項5に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 前記ダミー保護回路を、前記チョッパ回路の切り替えに応じて前記入力端子に接続するか否かを切り替えるスイッチをさらに備えている請求項5に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 前記スイッチは、前記ダミー保護回路が前記I-V変換回路の入力と電気的に接続される個数が、出力電流の極性の切り替え前後で同じ個数となるように、前記ダミー保護回路を前記I-V変換回路の入力に接続するか否かを切り替る請求項6又は7に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 前記ダミー保護回路は、前記保護回路と隣接して配置される請求項5~8のいずれか一項に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 各ダイオード型センサの出力電流を時分割で検出し、かつ、各ダイオード型センサの出力電流の検出において、出力電流の極性を切り替えて検出する請求項1~9のいずれか一項に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 前記チョッパ回路は、第1のダイオード型センサと接続される第1の入力端子に接続された第1のチョッパスイッチ部と、第2のダイオード型センサと接続される第2の入力端子に接続された第2のチョッパスイッチ部と、前記共通端子に接続された第3のチョッパスイッチ部とを有し、
前記第1のチョッパスイッチ部と前記第3のチョッパスイッチ部で、前記第1のダイオード型センサの出力電流の極性を切り替え、
前記第2のチョッパスイッチ部と前記第3のチョッパスイッチ部で、前記第2のダイオード型センサの出力電流の極性を切り替える請求項1~10のいずれか一項に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。 - 前記共通端子は、各ダイオード型センサのアノード同士が接続された接続部に接続される、又は、各ダイオード型センサのカソード同士が接続された接続部に接続される請求項1~11のいずれか一項に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 請求項1~12のいずれか一項に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップと、N個(Nは2以上の整数)ダイオード型センサを有するセンサ部と、を備えているダイオード型センサ装置。
- 前記ダイオード型センサが、赤外線センサである請求項13に記載のダイオード型センサ装置。
- ダイオード型センサの一端に接続される第1の端子と、
ダイオード型センサのもう一端に接続される第2の端子と、
前記ダイオード型センサの出力電流を電圧に変換するI-V変換回路と、
前記ダイオード型センサを、前記I-V変換回路に対して順方向接続する状態と、逆方向接続する状態とを切り替えるチョッパ回路と、
前記第1の端子又は第2の端子に所定電圧を供給する所定電圧生成回路と、
を備えているダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。 - 前記I-V変換回路が、オートゼロアンプと、フィードバック抵抗とを有する請求項15に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 前記チョッパ回路は、
前記第1の端子に所定電圧が供給され、前記第2の端子が前記I-V変換回路の入力端に接続される状態と、前記第2の端子に所定電圧が供給され、前記第1の端子が前記I-V変換回路の入力端に接続される状態とを切り替える請求項15又は16に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。 - 前記チョッパ回路は、前記第1の端子及び前記第2の端子と、前記I-V変換回路の入力端との間に接続されている請求項15~17のいずれか一項に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 前記I-V変換回路の後段に、前記出力電流の極性が正転時の前記I-V変換回路の出力電圧と前記出力電流の極性が反転時の前記I-V変換回路の出力電圧との差分を演算する演算部を備える請求項15~18のいずれか一項に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップ。
- 請求項15~19のいずれか一項に記載のダイオード型センサの出力電流検出ICチップと、
ダイオード型センサと、
前記ダイオード型赤外線センサの一端と前記第1の端子を接続する第1の配線と、
前記ダイオード型赤外線センサのもう一端と前記第2の端子を接続する第1の配線と、
を備えているダイオード型センサ装置。
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