WO2015060324A1 - 角速度センサ - Google Patents

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WO2015060324A1
WO2015060324A1 PCT/JP2014/078022 JP2014078022W WO2015060324A1 WO 2015060324 A1 WO2015060324 A1 WO 2015060324A1 JP 2014078022 W JP2014078022 W JP 2014078022W WO 2015060324 A1 WO2015060324 A1 WO 2015060324A1
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WO
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unit
chopping
signal
timing
angular velocity
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PCT/JP2014/078022
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French (fr)
Inventor
威 岡見
Original Assignee
ヤマハ株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/5776—Signal processing not specific to any of the devices covered by groups G01C19/5607 - G01C19/5719

Definitions

  • the present invention relates to a vibration type angular velocity sensor, and more particularly to an angular velocity sensor that detects an angular velocity based on a displacement of a vibrator by a Coriolis force.
  • the vibration type angular velocity sensor generates a Coriolis force according to an angular velocity acting from the outside by vibrating the vibrator at a predetermined frequency in a predetermined vibration direction, and the direction in which the vibrator is orthogonal to the vibration direction by the Coriolis force. It is a sensor that detects the amount of displacement and measures the angular velocity.
  • the vibrator is supported by a spring structure or the like. However, when the vibrator is vibrated in the vibration direction due to distortion of the spring structure, the vibrator vibrates not only in the vibration direction but also in a direction orthogonal to the vibration direction.
  • the vibrator vibrates in the detection direction in which the displacement amount is detected.
  • the displacement due to such vibration component is included in the detection value as a quadrature error.
  • Patent Document 1 proposes one method.
  • the signal after detecting the displacement of the vibrator is converted from analog to digital.
  • the quadrature error is canceled by chopping and integrating at a timing synchronized with the vibration component of the Coriolis force.
  • the chopping timing is determined based on the drive signal for vibrating the vibrator.
  • the chopping timing is performed at the timing when the vibration component of the Coriolis force crosses zero.
  • Patent Document 1 adjusts the chopping timing for chopping a digital signal after AD conversion of an analog signal in which the displacement of the vibrator is detected at a predetermined sampling period, sampling for performing AD conversion is performed.
  • the timing is not particularly adjusted. Therefore, when the chopping timing is adjusted, the chopping timing may coincide with the AD conversion sampling timing. If the chopping timing matches the sampling timing, the signal included in the chopping period depends on whether the digital signal obtained by AD conversion is processed as a signal before chopping or as a signal after chopping Since the value fluctuates greatly, there is a problem that the quadrature error cannot be canceled.
  • Patent Document 1 employs an adjustment method in which the chopping timing is converged so that the phase shift between the drive signal and the Coriolis force signal component is eliminated by feedback while constantly detecting the displacement of the vibrator. ing. For this reason, there is a problem that a certain convergence time is required until the chopping timing is synchronized with the vibration component of the Coriolis force, and it takes time to adjust the timing. Further, in the method of adjusting the chopping timing by feedback while constantly detecting the displacement of the vibrator, it is necessary to keep the operation of each part continuously, which increases power consumption. Therefore, the conventional angular velocity sensor is not suitable for mounting on an information processing terminal requiring low power consumption such as a smartphone or a tablet terminal.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and provides an angular velocity sensor that eliminates quadrature errors and improves the angular velocity measurement accuracy without reducing the number of samples during AD conversion. Objective.
  • an angular velocity sensor vibrates in a drive axis direction based on a drive signal, a vibrator that can vibrate, a drive unit that generates a drive signal that vibrates the vibrator in the drive axis direction.
  • a detection unit that detects displacement in a direction perpendicular to the drive axis of the vibrator, an AD conversion unit that samples a detection signal output from the detection unit and converts it into a digital signal, and AD at a predetermined timing based on the drive signal
  • a chopping unit that chops a digital signal output from the conversion unit, and a control unit that performs timing adjustment so that the sampling timing in the AD conversion unit and the chopping timing by the chopping unit do not coincide with each other.
  • control unit of the angular velocity sensor having the above configuration may be configured to adjust the sampling timing in the AD conversion unit to a timing that avoids the chopping timing by the chopping unit.
  • control unit of the angular velocity sensor having the above configuration preferably adjusts the sampling timing so that the AD conversion unit performs a predetermined number of samplings within the chopping period of the chopping unit.
  • control unit of the angular velocity sensor having the above configuration causes a drive signal to be input from the drive unit to the detection unit before shifting from a stop mode in which the transducer is not vibrated to an operation mode in which the transducer is vibrated to detect displacement. It is preferable that the sampling timing is adjusted so that the integrated value of the chopping signal obtained by chopping the digital signal generated in the AD conversion unit by the chopping unit becomes substantially zero, and the mode is shifted to the operation mode after the adjustment.
  • control unit of the angular velocity sensor having the above configuration periodically shifts from the pause mode in which the displacement is not detected to the measurement mode in which the displacement is detected in a state where the vibrator is vibrating, the control unit shifts to the measurement mode.
  • the drive signal is input from the drive unit to the detection unit, and the sampling timing is adjusted so that the integrated value of the chopping signal obtained by chopping the digital signal generated by the AD conversion unit by the chopping unit is almost zero, and the adjustment is performed. After that, it is preferable to shift to the measurement mode.
  • the chopping unit of the angular velocity sensor having the above-described configuration performs chopping at the zero cross timing of the drive signal.
  • the drive unit of the angular velocity sensor having the above configuration generates a drive signal having a predetermined frequency, and the control unit inputs a reference signal that matches the predetermined frequency to the detection unit before starting measurement of the angular velocity. And a value obtained by sampling the signal output from the detection unit at a predetermined timing in the AD conversion unit, or obtained by sampling the signal output from the detection unit for a predetermined period of the reference signal in the AD conversion unit. It is preferable that the sampling timing in the AD conversion unit is adjusted by performing an operation based on the value. According to such a configuration, the sampling timing in the AD converter can be adjusted only by sampling the signal output from the detector once at a predetermined timing in the AD converter, or by sampling a predetermined period of the reference signal. The timing adjustment that enables the quadrature error to be canceled satisfactorily can be completed in a short time.
  • a configuration in which the control unit inputs a drive signal generated by the drive unit to the detection unit as a reference signal may be employed.
  • control unit in the angular velocity sensor inputs a reference signal to the detection unit before starting measurement of the angular velocity, and samples the signal output from the detection unit for one cycle or half cycle of the reference signal in the AD conversion unit. It is preferable that the sampling timing in the AD conversion unit is adjusted by performing an operation based on the value obtained in this manner.
  • control unit in the angular velocity sensor causes the AD converter to sample the signal output from the detection unit for a predetermined period of the reference signal while the reference signal is input to the detection unit, and the chopping signal chopped by the chopping unit. More preferably, the delay amount of the reference signal is calculated based on the integration value obtained by integrating the signal in the integration circuit, and the sampling timing in the AD conversion unit is adjusted based on the delay amount.
  • the control unit inputs a reference signal to the detection unit, and performs calculation based on a value obtained by sampling the signal output from the detection unit at the zero cross timing of the reference signal by the AD conversion unit. By performing this, a configuration for adjusting the sampling timing in the AD conversion unit may be adopted.
  • the drive unit of the angular velocity sensor having the above configuration generates a drive signal having a predetermined frequency, and the control unit inputs a reference signal that matches the predetermined frequency to the detection unit before starting measurement of the angular velocity. And a value obtained by sampling the signal output from the detection unit at a predetermined timing in the AD conversion unit, or obtained by sampling the signal output from the detection unit for a predetermined period of the reference signal in the AD conversion unit. It is good also as a structure which adjusts the chopping timing in a chopping part by calculating based on a value.
  • the chopping timing in the chopping unit is adjusted only by sampling the signal output from the detection unit once at a predetermined timing in the AD conversion unit or by sampling a predetermined period of the reference signal.
  • the timing adjustment that enables the quadrature error to be canceled satisfactorily can be completed in a short time.
  • control unit in the angular velocity sensor inputs a reference signal to the detection unit before starting measurement of the angular velocity, and samples the signal output from the detection unit for one cycle or half cycle of the reference signal in the AD conversion unit. It is preferable that the chopping timing in the chopping unit is adjusted by performing a calculation based on the value obtained in this manner.
  • control unit in the angular velocity sensor causes the AD converter to sample the signal output from the detection unit for a predetermined period of the reference signal while the reference signal is input to the detection unit, and the chopping signal chopped by the chopping unit. More preferably, the delay amount of the reference signal is calculated based on the integrated value obtained by integrating the chopping timing and the chopping timing in the chopping unit is adjusted based on the delay amount.
  • the control unit inputs a reference signal to the detection unit, and performs calculation based on a value obtained by sampling the signal output from the detection unit at the zero cross timing of the reference signal by the AD conversion unit. By performing this, a configuration for adjusting the chopping timing in the chopping unit may be adopted.
  • the sampling timing in the AD conversion unit is adjusted to a timing that avoids the chopping timing by the chopping unit, the quadrature error can be removed without reducing the number of samples at the time of AD conversion.
  • the measurement accuracy of the angular velocity can be improved.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an angular velocity sensor 1 according to the first embodiment.
  • the angular velocity sensor 1 is a sensor that is mounted on an information processing terminal such as a smartphone or a tablet terminal.
  • the angular velocity sensor 1 is a sensor that shifts from a stop mode to an operation mode by an activation command from the outside and measures angular velocity in the operation mode. is there.
  • the angular velocity sensor 1 is a vibrator 2 that is formed by a MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) structure and vibrates the vibrator 2 in a predetermined drive axis (X axis) direction.
  • MEMS Micro Electro Mechanical Systems
  • the driving unit 3 generates a driving signal Vd, a measuring unit 20 that measures an angular velocity, and a control unit 11 that controls operations of these units.
  • the measuring unit 20 detects a displacement in the direction (Y-axis direction) perpendicular to the drive axis (X-axis) of the vibrator 2 that vibrates by the drive signal Vd, and is output from the detection unit 4.
  • An AD converter 8 that converts the detection signal S1 into a digital signal S2, a chopping unit 9 that chops the digital signal S2 output from the AD converter 8, and an integration circuit that integrates the chopping signal S3 output from the chopping unit 9 10.
  • the vibrator 2 is supported by a spring structure or the like so that it can vibrate on a substrate such as a silicon substrate.
  • the vibrator 2 includes a plurality of movable electrodes opposed to the plurality of fixed electrodes formed on the substrate, and a plurality of capacitors C1, C2, C3, and C4 are formed by the fixed electrodes and the movable electrodes. is doing.
  • These capacitors C 1, C 2, C 3 and C 4 are variable capacitors that change the electrostatic capacity by the displacement of the vibrator 2.
  • the capacitors C1 and C2 are capacitors for driving the vibrator 2 to vibrate in the X-axis direction
  • the capacitors C3 and C4 are capacitors for detecting the displacement of the vibrator 2 in the Y-axis direction.
  • a predetermined voltage is applied to the vibrator 2.
  • the drive unit 3 generates a drive signal Vd having a predetermined frequency (for example, about 4 to 8 kHz), and generates an electrostatic force on the capacitors C1 and C2 by alternately applying the drive signal Vd to the capacitors C1 and C2.
  • a predetermined frequency for example, about 4 to 8 kHz
  • the drive unit 3 generates, for example, a sine wave signal having a predetermined frequency as the drive signal Vd.
  • the drive signal Vd is not limited to a sine wave signal, and may be a rectangular wave signal.
  • the drive unit 3 applies the drive signal Vd to the capacitor C2 in the period from timing T0 to T1 shown in FIG. 2A, and applies the same voltage as that of the vibrator 2 to the capacitor C1.
  • the drive unit 3 applies the drive signal Vd to the capacitor C1 during the period from the timing T1 to T2, and applies the same voltage as that of the vibrator 2 to the capacitor C2.
  • electrostatic force is alternately generated in the capacitors C1 and C2, and the vibrator 2 vibrates in the X-axis direction as shown in FIG. That is, the vibration waveform when the vibrator 2 vibrates in the X-axis direction is a waveform that is synchronized with the drive signal Vd and whose phase is shifted by 90 °.
  • the drive unit 3 generates a pair of drive signals Vd1 and Vd2 whose polarities are inverted from each other, and applies the pair of drive signals Vd1 and Vd2 to the capacitors C1 and C2.
  • the vibrator 2 may be vibrated in the X-axis direction.
  • the vibrator 2 When the vibrator 2 vibrates in the X-axis direction by the drive signal Vd, it vibrates in the Y-axis direction orthogonal to the X-axis direction due to distortion of the spring structure. That is, the vibrator 2 vibrates in the Y-axis direction as shown in FIG. 2 (c) along with the vibration in the X-axis direction. Such a vibration component in the Y-axis direction becomes a quadrature error.
  • the vibration component due to the quadrature error also has a waveform that is synchronized with the drive signal Vd and that is 90 ° out of phase.
  • FIG. 3 is a diagram showing the displacement of the vibrator 2 in the Y-axis direction due to the Coriolis force. As shown in FIG.
  • the vibrator 2 vibrates in the Y-axis direction with an amplitude proportional to the Coriolis force. It is known that the vibration component due to the Coriolis force is out of phase by 90 ° (strictly, ⁇ 90 ° or 270 °) with respect to the vibration component of the quadrature error shown in FIG. .
  • the detection unit 4 is a circuit that detects the displacement of the vibrator 2 in the Y-axis direction by detecting changes in the capacitance of the capacitors C3 and C4.
  • the detection unit 4 includes a CV conversion unit 5, a switch unit 6, and an amplifier 7.
  • the CV converter 5 is a circuit that converts the capacitance change of the capacitors C3 and C4 into a voltage. For example, the CV conversion unit 5 generates and outputs a voltage corresponding to the amount of charge transfer associated with the change in capacitance of the capacitors C3 and C4.
  • the switch unit 6 includes two switches SW1 and SW2 whose on / off states are switched by the control unit 11. When the angular velocity is measured, the switch unit 6 turns on the switch SW1 and turns off the switch SW2, thereby causing the amplifier 7 to input a signal output from the CV conversion unit 5.
  • the amplifier 7 outputs the detection signal S1 obtained by amplifying the signal output from the CV conversion unit 5 to the AD conversion unit 8.
  • the detection unit 4 may have a configuration in which a prefilter (such as a low-pass filter) for smoothing the amplified signal amplified by the amplifier 7 is provided on the output side of the amplifier 7.
  • the detection signal S1 smoothed by the filter is output to the AD converter 8.
  • the detection signal S1 output from the detection unit 4 when the signal output from the CV conversion unit 5 is input to the amplifier 7 is based on the change in the capacitance of the capacitors C3 and C4. This signal detects the displacement in the axial direction. Since the displacement in the Y-axis direction includes not only the displacement due to the Coriolis force as described above but also the displacement due to the quadrature error, the detection signal S1 includes the vibration component due to the Coriolis force and the vibration component due to the quadrature error. Is output as a synthesized signal.
  • the AD conversion unit 8 samples the detection signal S1 output from the detection unit 4 at a predetermined period and converts it into a digital signal S2 having a predetermined number of bits. Sampling timing when the AD conversion unit 8 performs sampling at a predetermined period is controlled by the control unit 11. The control of the sampling timing by the control unit 11 will be described in detail later.
  • the chopping unit 9 includes a multiplier that multiplies the digital signal S2 output from the AD conversion unit 8 by ⁇ 1 or +1, for example.
  • the chopping unit 9 receives the drive signal Vd generated by the drive unit 3 and periodically switches the multiplication value by which the digital signal S2 is multiplied based on the drive signal Vd between ⁇ 1 and +1.
  • the digital signal S2 is chopped. More specifically, the chopping unit 9 chops the digital signal S2 by switching the multiplication value at the zero cross timing (timing T0, T1, T2 in FIG. 2A) of the drive signal Vd.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of signal conversion by chopping by the chopping unit 9.
  • FIG. 4A shows an example in which the digital signal S2 output from the AD converter 8 is separated into a signal component CF due to Coriolis force and a signal component QE due to a quadrature error
  • FIG. An example is shown in which the chopping signal S3 generated by chopping is separated into a signal component CF due to Coriolis force and a signal component QE due to a quadrature error.
  • the digital signal after AD conversion is actually a discrete signal with a sampling period interval with respect to the time axis, but in FIG. 4, the signal component CF due to Coriolis force and the signal component QE due to quadrature error are known. For ease of illustration, it is represented as a continuous signal.
  • the digital signal S2 output from the AD converter 8 includes a signal component CF due to Coriolis force and a signal component QE due to a quadrature error.
  • the signal component CF due to Coriolis force is 90 ° out of phase with the signal component QE due to quadrature error.
  • the vibration due to the quadrature error is synchronized with the drive signal Vd and the phase is shifted by 90 °.
  • the chopping unit 9 chops the digital signal S2 at zero cross timings T0, T1, T2 of the drive signal Vd, thereby obtaining a chopping signal S3 as shown in FIG. That is, the chopping signal S3 shown in FIG.
  • the integrating circuit 10 is constituted by a low-pass filter, for example, and generates an output signal S4 obtained by integrating the chopping signal S3.
  • the integration circuit 10 integrates the chopping signal S3 as shown in FIG. 4B, so that the signal component QE due to the quadrature error becomes zero. Therefore, it is possible to generate the output signal S4 in which only the signal component CF due to Coriolis force is extracted by removing the signal component QE due to the cladding error.
  • control unit 11 controls the operation mode in the angular velocity sensor 1 and also controls the on / off switching control of the switches SW1 and SW2 and the sampling timing in the AD conversion unit 8 as described above.
  • control by the control unit 11 will be described in detail.
  • the control unit 11 When the angular velocity sensor 1 is in the stop mode, the control unit 11 cuts off the power to each unit so as not to vibrate the vibrator 2 in the X-axis direction, thereby reducing power consumption.
  • the control unit 11 starts energization of each unit and shifts from the stop mode to the operation mode. In this operation mode, the angular velocity is not always measured and the output signal S4 is not continuously output, but the pause mode and the measurement mode are periodically switched by the control unit 11.
  • the pause mode is a mode in which the energization of the detection unit 4, the AD conversion unit 8, the chopping unit 9, and the integration circuit 10 is cut off while the vibrator 2 is vibrated.
  • the detection unit 4, the AD conversion unit 8, the chopping unit 9, and the integration circuit 10 are operated as described above to output the output signal S4 in which the angular velocity is measured. It is a mode to do.
  • the control unit 11 changes the angular velocity sensor 1 from the stop mode to the operation mode along with the activation of the application.
  • the operation mode is changed from the pause mode to the measurement mode at a constant cycle of 10 ms, and the output signal S4 is controlled to be output at intervals of 10 ms.
  • each of the detection unit 4, the AD conversion unit 8, the chopping unit 9, and the integration circuit 10 operates intermittently, so that power consumption can be reduced.
  • the control unit 11 is configured to input the drive signal Vd generated by the drive unit 3 by shifting from the stop mode to the operation mode. Therefore, the control unit 11 can grasp the chopping timings T0, T1, and T2 in the chopping unit 9 based on the drive signal Vd. Then, the control unit 11 adjusts the sampling timing in the AD conversion unit 8 to a timing that avoids the chopping timings T0, T1, and T2 by the chopping unit 9.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the sampling timing of the AD conversion unit 8 controlled by the control unit 11. 5 illustrates a case where the detection signal S1 output from the detection unit 4 is sampled at 8 points within the chopping period. As shown in FIG. 5, the control unit 11 adjusts the eight sampling timings ST1 to ST8 so as not to coincide with the chopping timings T0 and T1 in the chopping unit 9, and the detection signal S1 at the adjusted sampling timings ST1 to ST8. The AD converter 8 is controlled so that the sampling is performed. The same applies to the chopping periods T1 to T2.
  • the AD conversion unit 8 samples the detection signal S1 at a timing that does not coincide with the chopping timings T0, T1, and T2 in the chopping unit 9 and converts the detection signal S1 into the digital signal S2.
  • the signal S2 can be generated stably. Furthermore, since it is not necessary to reduce the number of samples, only the signal component CF due to the Coriolis force can be extracted without deteriorating the noise reduction effect by the integration circuit 10.
  • the phase of the signal output from the CV conversion unit 5 is delayed by the amplifier 7. .
  • the phase is also delayed in such a low-pass filter. Therefore, the phase relationship between the signal component QE of the quadrature error included in the detection signal S1 output from the detection unit 4 and the drive signal Vd is not necessarily in a state where the phase is shifted by 90 °, and further phase shift occurs. To do.
  • the quadrature error is completely eliminated by simply adjusting the sampling timings ST1 to ST8 so as not to coincide with the chopping timings T0 and T1 of the chopping unit 9 as shown in FIG. It cannot be removed.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the phase lag in the detection unit 4 and the sampling timing in the AD conversion unit 8.
  • the signal component QE2 is output from the detection unit 4.
  • the control unit 11 sets the sampling timings ST1 to ST8 of the AD conversion unit 8 so as not to coincide with the chopping timings T0 and T1 in the chopping unit 9, the AD conversion unit 8 uses the sampling values at the respective sampling timings ST1 to ST8.
  • D11 to D18 are converted into a digital signal S2.
  • a phase delay ⁇ X occurs in the detection unit 4 even if the sampling values D11 to D18 are integrated in the integration circuit 10, it does not become zero, and the quadrature error signal component QE2 cannot be canceled. .
  • the control unit 11 moves the vibrator 2 from the stop mode in which the vibrator 2 is not vibrated.
  • the sampling timing adjustment mode is temporarily set.
  • the control unit 11 also periodically sets the sampling timing adjustment mode before shifting from the pause mode to the measurement mode even in the operation mode.
  • the control unit 11 adjusts the sampling timings ST1 to ST8 of the AD conversion unit 8 to timings corresponding to the phase delay generated in the detection unit 4.
  • the control part 11 makes the angular velocity sensor 1 transfer to operation mode or measurement mode. This will be described in detail below.
  • the control unit 11 When the control unit 11 shifts from the stop mode to the operation mode, the control unit 11 starts energization of each unit, and switches the switch SW1 included in the switch unit 6 to OFF and switches the switch SW2 to ON to shift to the operation mode. Before, the angular velocity sensor 1 is temporarily set to the sampling timing adjustment mode. The control unit 11 also turns off the switch SW1 included in the switch unit 6 and turns on the switch SW2 when switching from the pause mode to the measurement mode in the operation mode, so that the angular velocity sensor 1 is shifted to the measurement mode before shifting to the measurement mode. Are temporarily set to the sampling timing adjustment mode.
  • the drive signal Vd generated by the drive unit 3 is input to the amplifier 7 of the detection unit 4, and the detection signal S1 output from the detection unit 4 is a signal obtained by amplifying the drive signal Vd. It becomes.
  • the phase lag becomes substantially equal to the phase lag of the signal component QE of the quadrature error that occurs in the measurement mode. Therefore, in the sampling timing adjustment mode, the sampling timing is adjusted based on the phase delay generated in the drive signal Vd.
  • FIG. 7 is a diagram showing signals at various parts in the sampling timing adjustment mode.
  • the drive signal Vd shown in FIG. 7A is input to the amplifier 7 of the detection unit 4.
  • This drive signal Vd has a phase delay ⁇ X in the amplifier 7. Therefore, the detection signal S1 output from the detection unit 4 is a signal as shown in FIG.
  • the detection signal S1 is converted into a digital signal S2 by the AD conversion unit 8, and then input to the chopping unit 9 where it is chopped.
  • the chopping unit 9 is controlled by the control unit 11 so that the chopping timings CT1, CT2, and the phase of the chopping unit 9 are shifted by 90 ° from the zero cross timings T0, T1, T2 of the drive signal Vd.
  • the digital signal S2 is chopped by CT3.
  • the chopping signal S3 output from the chopping unit 9 is a signal as shown in FIG.
  • the chopping signal S3 is integrated by the integration circuit 10.
  • the control unit 11 receives the output signal S4 of the integration circuit 10, and adjusts the sampling timing in the AD conversion unit 8 so that the integrated value obtained by integrating the chopping signal S3 becomes zero.
  • FIG. 8 is a diagram showing the concept of adjusting the sampling timing in the sampling timing adjustment mode.
  • the AD conversion unit 8 is adjusted by the control unit 11 so as not to coincide with the chopping timings CT1 and CT2.
  • the control unit 11 delays the sampling timings ST1 to ST8 by a predetermined minute time while detecting the integration value in the sampling timing adjustment mode, for example, so that the integration value becomes almost zero.
  • ⁇ Delay time ⁇ T of ST8 is determined.
  • the control unit 11 shifts to a measurement mode for measuring the angular velocity. At this time, the control unit 11 turns off the switch SW2, turns on the switch SW1, and further returns the chopping timing in the chopping unit 9 to the zero cross timings T0, T1, and T2 of the drive signal Vd.
  • the control unit 11 adjusts the sampling timings ST1 to ST8 of the AD conversion unit 8 in the measurement mode based on the delay time ⁇ T determined in the sampling timing adjustment mode.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of sampling timing in the measurement mode. As shown in FIG. 9, the control unit 11 sets the sampling timings ST1 to ST8 in the AD conversion unit 8 so as not to coincide with the chopping timings T0 and T1 in the chopping unit 9, and sets the sampling timings ST1 to ST8 thereof. Control is performed so as to delay based on the delay time ⁇ T determined in the sampling timing adjustment mode.
  • the AD conversion unit 8 performs sampling at a timing delayed by the delay time ⁇ T from each of the sampling timings ST1 to ST8 set so as not to coincide with the chopping timings T0 and T1, and those sampling values D21 to D28. Is converted into a digital signal S2. That is, the AD conversion unit 8 can generate the digital signal S2 at a timing at which the quadrature error signal component QE in which the detection unit 4 causes a phase delay of ⁇ X can be canceled almost completely.
  • FIG. 9 illustrates the case where the sampling timings ST1 to ST8 set so as not to coincide with the chopping timings T0 and T1 are illustrated, the control unit 11 performs sampling based on the integration value input from the integration circuit 10. It is also possible to advance the timings ST1 to ST8. That is, the advance time is similarly determined by advancing the sampling timings ST1 to ST8 by a predetermined minute time while detecting the integral value in the sampling timing adjustment mode.
  • AD conversion is performed at the sampling timing adjusted in advance in the sampling timing adjustment mode. Therefore, the signal component of the quadrature error included in the detection signal S1 output from the detection unit 4 QE is canceled satisfactorily.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of operation mode transition control by the control unit 11.
  • the angular velocity sensor 1 is initially in a stop mode, and is in an off state in which the energization of each of the drive unit 3 and the measurement unit 20 is interrupted.
  • the control unit 11 detects an activation command from the outside at the timing Ta, energization of both the drive unit 3 and the measurement unit 20 is started and switched to the on state. Then, the control unit 11 shifts the angular velocity sensor 1 to the sampling timing adjustment mode, and adjusts the sampling timings ST1 to ST8 of the AD conversion unit 8.
  • the controller 11 shifts the angular velocity sensor 1 from the sampling timing adjustment mode to the operation mode.
  • the control unit 11 shifts the angular velocity sensor 1 to the operation mode, the control unit 11 first sets the pause mode, and cuts off the energization to the measurement unit 20 for a certain period. This reduces power consumption during the operation mode.
  • the control unit 11 resumes energization of the measurement unit 20, shifts the angular velocity sensor 1 from the pause mode to the sampling timing adjustment mode, and again the sampling timings ST1 to ST8 of the AD conversion unit 8 Adjustment is started (timing Tc).
  • the control unit 11 adjusts the sampling timings ST1 to ST8 again before shifting the angular velocity sensor 1 to the measurement mode.
  • the duration of the pause mode during the operation mode is set in advance according to the angular velocity measurement period. For example, the longer the measurement cycle, the longer the duration of the sleep mode can be set, and the power consumption during the operation mode can be further reduced.
  • the control unit 11 shifts the angular velocity sensor 1 to the measurement mode and starts the angular velocity measurement operation (timing Td).
  • the control unit 11 sets the pause mode again while keeping the angular velocity sensor 11 in the operation mode, and interrupts the energization to the measurement unit 20 for a certain period ( Timing Te).
  • Such an operation is repeated in the operation mode. That is, in the operation mode, a pause mode in which the energization to the measurement unit 20 is interrupted is periodically set, so that power consumption can be reduced. Further, since the sampling timings ST1 to ST8 are adjusted every time before shifting to the measurement mode, the measurement accuracy of the angular velocity in the measurement mode can be improved.
  • the sampling timings ST1 to ST1 of the AD conversion unit 8 are performed by the method described above.
  • the adjustment of ST8 may be sufficiently performed, and in the sampling timing adjustment mode before shifting to the measurement mode during the operation mode, fine adjustment for compensating for phase fluctuation due to temperature change may be performed. In this case, if the temperature change is small, the fine adjustment of the sampling timings ST1 to ST8 can be completed in a short time. Therefore, there is an advantage that at least the first angular velocity measurement timing can be advanced after shifting to the operation mode.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of transition control in an operation mode different from that in FIG. First, FIG. 11A shows a control example in which the measurement mode is first set and the angular velocity is measured after shifting to the operation mode.
  • the control unit 11 detects the start command at the timing Ta
  • the control unit 11 starts energization to each of the drive unit 3 and the measurement unit 20, shifts the angular velocity sensor 1 to the sampling timing adjustment mode, and The sampling timings ST1 to ST8 are adjusted.
  • the control unit 11 shifts the angular velocity sensor 1 to the operation mode, sets the measurement mode, and starts the angular velocity measurement operation. That is, in the control example shown in FIG. 11A, the time from the detection of the activation command to the start of the angular velocity measurement operation is the shortest. Therefore, this control example is effective when the angular velocity measurement cycle is relatively short.
  • FIG. 11B shows a control example in which the shift from the stop mode directly to the operation mode is performed without setting the sampling adjustment mode before the shift from the stop mode to the operation mode.
  • the control unit 11 when detecting the activation command at timing Ta, the control unit 11 starts energizing only the drive unit 3 and operates the angular velocity sensor 1 in the pause mode. During this pause mode, the vibrator 2 is driven to a predetermined vibration amplitude.
  • the control unit 11 starts energizing the measurement unit 20, shifts the angular velocity sensor 1 to the sampling timing adjustment mode, and adjusts the sampling timings ST1 to ST8 of the AD conversion unit 8. .
  • the control unit 11 sets the measurement mode and starts the angular velocity measurement operation. Thereafter, during the operation mode, the pause mode, the sampling timing adjustment mode, and the measurement mode are repeated.
  • Such a control example is also effective when the angular velocity measurement cycle is relatively short.
  • FIG. 11C shows a control example suitable for the case where the angular velocity measurement period is relatively long.
  • the control unit 11 detects the start command at the timing Ta, the control unit 11 starts energizing only the drive unit 3 and operates the angular velocity sensor 1 in the pause mode. During this pause mode, the vibrator 2 is driven to a predetermined vibration amplitude.
  • the control unit 11 starts energizing the measurement unit 20, shifts the angular velocity sensor 1 to the sampling timing adjustment mode, and adjusts the sampling timings ST1 to ST8 of the AD conversion unit 8. .
  • the control unit 11 sets the measurement mode and starts the angular velocity measurement operation.
  • the control unit 11 cuts off the energization to the drive unit 3 and the measurement unit 20, and temporarily shifts the angular velocity sensor 1 to the stop mode.
  • the duration of the stop mode is set in advance according to the angular velocity measurement cycle. That is, as the measurement cycle becomes longer, the duration of the stop mode can be set longer, so that power consumption can be further reduced.
  • the control unit 11 shifts the angular velocity sensor 1 to the operation mode again and sequentially sets the angular velocity measurement operation to the pause mode, the sampling timing adjustment mode, and the measurement mode. Let it be done.
  • Such a control example is effective when the angular velocity measurement period is longer than the predetermined period, and exhibits a remarkable effect in reducing the power consumption of the angular velocity sensor 1.
  • control part 11 can reduce power consumption by performing the transition control of the operation mode according to the measurement period of angular velocity, information processing in which low power consumption is required, such as a smartphone or a tablet terminal An angular velocity sensor 1 suitable for mounting on a terminal is realized.
  • the angular velocity sensor 1 of the present embodiment is based on the AD conversion unit 8 that samples the detection signal S1 output from the detection unit 4 and converts it into the digital signal S2, and the drive signal Vd that drives the vibrator 2.
  • a chopping unit 9 that chops the digital signal S2 output from the AD conversion unit 8 at a predetermined timing, and a control unit 11 that adjusts the sampling timing in the AD conversion unit 8 are provided.
  • the control unit 11 adjusts the sampling timing of the AD conversion unit 8
  • the control unit 11 adjusts the timing to avoid the chopping timing by the chopping unit 9.
  • the control unit 11 adjusts so that a predetermined number of samplings are performed within the chopping period in the chopping unit 9. Therefore, since a predetermined number of digital signals S2 can be obtained within the chopping period in the chopping unit 9, it is not necessary to reduce the number of samples, and the noise reduction effect by the integrating circuit 10 is not reduced.
  • the control unit 11 inputs the drive signal Vd from the drive unit 3 to the detection unit 4 before shifting from the stop mode in which the vibrator 2 is not vibrated to the operation mode in which the vibrator 2 is vibrated.
  • the sampling timing is adjusted so that the integral value of the chopping signal S3 obtained by chopping the digital signal S2 generated by the AD conversion unit 8 by the chopping unit 9 becomes substantially zero, and the angular velocity sensor 1 is operated after the adjustment.
  • the mode is changed. Therefore, when the angular velocity sensor 1 shifts to the operation mode, the sampling timing of the AD conversion unit 8 is adjusted based on the phase delay generated in the detection unit 4, and the quadrature included in the detection signal S ⁇ b> 1 output from the detection unit 4.
  • the signal component QE of the char error can be removed satisfactorily. Therefore, the angular velocity sensor 1 of the present embodiment can improve the measurement accuracy of the angular velocity as compared with the related art.
  • the control unit 11 periodically shifts from the pause mode in which the displacement of the vibrator 2 is not detected to the measurement mode in which the displacement of the vibrator 2 is detected. As a result, power consumption in the angular velocity sensor 1 is reduced.
  • the control unit 11 inputs the drive signal Vd from the drive unit 3 to the detection unit 4 before shifting to the measurement mode, and the chopping signal obtained by chopping the digital signal S2 generated in the AD conversion unit 8 by the chopping unit 9 The sampling timing is adjusted so that the integral value of S3 becomes substantially zero, and the angular velocity sensor 1 is shifted to the measurement mode after the adjustment.
  • the sampling timing of the AD conversion unit 8 is adjusted in advance based on the phase delay generated in the detection unit 4.
  • the signal component QE of the quadrature error included in the detection signal S1 output from can be satisfactorily removed every time. Therefore, the measurement accuracy of the angular velocity can be further improved.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of the angular velocity sensor 1a according to the present embodiment.
  • the angular velocity sensor 1a is a sensor mounted on an information processing terminal such as a smartphone or a tablet terminal.
  • the angular velocity sensor 1a shifts from a stop mode to an operation mode by an external start command. It is a sensor that measures angular velocity.
  • the angular velocity sensor 1a has the same configuration as that of the first embodiment. That is, the angular velocity sensor 1 a includes the vibrator 2, the drive unit 3, the measurement unit 20, and the control unit 11.
  • the measurement unit 20 includes a detection unit 4, an AD conversion unit 8, a chopping unit 9, and an integration circuit 10.
  • the drive unit 3 generates two drive signals Vd1 and Vd2 having a predetermined frequency (for example, about 4 to 8 kHz) that coincides with the resonance frequency of the vibrator 2 and whose polarities are inverted with respect to each other, and drive the signal to the capacitor C1.
  • a predetermined frequency for example, about 4 to 8 kHz
  • Vd1 and Vd2 a difference in electrostatic force is generated between the capacitors C1 and C2
  • the vibrator 2 is driven in the X-axis direction.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of the drive signals Vd1 and Vd2 generated by the drive unit 3 and the vibration displacement of the vibrator 2. As shown in FIG. 13A, the drive unit 3 generates sine wave signals matching the resonance frequency as drive signals Vd1 and Vd2.
  • a predetermined voltage Vref is applied to the vibrator 2.
  • the drive unit 3 applies the drive signal Vd1 to the capacitor C1 and the drive signal Vd2 to the capacitor C2, so that the electrostatic force generated in the capacitor C2 during the period from the timing T0 to T1 shown in FIG.
  • the electrostatic force generated is larger than the electrostatic force generated in the capacitor C1 during the period from the timing T1 to the timing T2.
  • the capacitors C1 and C2 attract the vibrator 2 alternately by electrostatic force, so that the vibrator 2 vibrates in the X-axis direction as shown in FIG. 13B. That is, the vibrator 2 vibrates in the X-axis direction at the resonance frequency, and the vibration waveform has a waveform that is 90 ° out of phase with the drive signals Vd1 and Vd2.
  • the vibrator 2 When the vibrator 2 vibrates in the X-axis direction by the drive signals Vd1 and Vd2, the vibrator 2 also vibrates in the Y-axis direction orthogonal to the X-axis direction due to distortion of the spring structure. That is, the vibrator 2 vibrates in the Y-axis direction as shown in FIG. 13C in accordance with the vibration in the X-axis direction. Such a vibration component in the Y-axis direction becomes a quadrature error.
  • the vibration component due to the quadrature error also has a waveform that is 90 ° out of phase with the drive signals Vd1 and Vd2.
  • the drive unit 3 generates the pair of drive signals Vd1 and Vd2 that match the resonance frequency of the vibrator 2 and applies them to the capacitors C1 and C2, thereby moving the vibrator 2 in the X-axis direction. It is a structure to vibrate. However, as described in the first embodiment, the drive unit 3 generates one drive signal Vd, and alternately applies the drive signal Vd to the capacitors C1 and C2 to thereby attach the vibrator 2 to the X axis. It may be one that vibrates in the direction. The frequencies of the drive signals Vd1 and Vd2 do not need to match the resonance frequency of the vibrator 2.
  • the chopping unit 9 of the present embodiment receives the drive signal Vd1 generated by the drive unit 3, and alternately multiplies the digital signal S2 based on the drive signal Vd1 by -1 and +1 periodically. By switching to, the digital signal S2 is chopped. More specifically, the chopping unit 9 chops the digital signal S2 by switching the multiplication value at the zero cross timing (timing T0, T1, T2 in FIG. 13A) of the drive signal Vd1. In the example shown in FIG. 12, the drive signal Vd1 is input to the chopping unit 9, but the drive signal Vd2 may be input.
  • the control unit 11 is configured to input the drive signal Vd1 generated by the drive unit 3 by shifting from the stop mode to the operation mode. Therefore, the control unit 11 can grasp the chopping timings T0, T1, and T2 in the chopping unit 9 based on the drive signal Vd1. Then, the control unit 11 initializes the sampling timing in the AD conversion unit 8 to timings avoiding the chopping timings T0, T1, and T2 by the chopping unit 9. However, as described in the first embodiment, the quadrature error can be completely eliminated by simply setting the sampling timing in the AD conversion unit 8 to the timing avoiding the chopping timings T0, T1, and T2 by the chopping unit 9. It may not be possible to remove it.
  • the control unit 11 when the control unit 11 shifts from the stop mode to the operation mode, the control unit 11 starts energizing each unit, turns off the switch SW1 included in the switch unit 6, and turns on the switch SW2.
  • the angular velocity sensor 1a is temporarily set to the sampling timing adjustment mode before the measurement of the angular velocity is started in the operation mode.
  • the control unit 11 switches from the pause mode to the measurement mode in the operation mode, the control unit 11 turns off the switch SW1 included in the switch unit 6 and turns on the switch SW2, thereby starting the angular velocity measurement in the measurement mode.
  • the angular velocity sensor 1a is temporarily set to the sampling timing adjustment mode.
  • the drive signal Vd1 generated by the drive unit 3 is input to the amplifier 7 of the detection unit 4 as a reference signal, and the detection signal S1 output from the detection unit 4 is the drive signal Vd1. Becomes an amplified signal.
  • the phase lag becomes substantially equal to the phase lag of the signal component QE of the quadrature error that occurs in the measurement mode. Therefore, in the sampling timing adjustment mode, the sampling timing that is initially set is adjusted based on the phase delay that occurs in the drive signal Vd1 that is a known signal.
  • FIG. 14 is a diagram showing signals at various parts in the sampling timing adjustment mode.
  • the drive signal Vd1 shown in FIG. 14A is input to the amplifier 7 of the detection unit 4.
  • This drive signal Vd1 causes a phase delay ⁇ X in the amplifier 7. Therefore, the detection signal S1 output from the detection unit 4 is a signal whose phase is delayed by ⁇ X with respect to the drive signal Vd1 as shown in FIG.
  • the detection signal S1 is converted into a digital signal S2 by the AD conversion unit 8, and then input to the chopping unit 9 where it is chopped.
  • the chopping unit 9 has the chopping timings CT1, CT2 whose phases are shifted by 90 ° from the zero cross timings T0, T1, T2 of the drive signal Vd1 under the control of the control unit 11. , CT3 chops the digital signal S2.
  • the chopping signal S3 output from the chopping unit 9 is, for example, a signal as shown in FIG.
  • the chopping signal S3 is integrated by the integration circuit 10.
  • the control part 11 adjusts the sampling timing in the AD conversion part 8 by inputting the output signal S4 of the integration circuit 10, and performing a calculation based on the output signal S4.
  • a value A obtained by integrating the chopping signal S3 shown in FIG. 14C from timing T0 to T2 is It is expressed by the formula 1
  • the detection signal S1 is assumed to be a sine wave having an amplitude of 1.
  • T is a time from timing T0 to T2 (one cycle of the drive signal Vd1)
  • ⁇ is an angular velocity of the drive signal Vd1
  • ⁇ is a phase delay caused by the amplifier 7 (including the prefilter) of the detection unit 4.
  • rad is a phase delay caused by the amplifier 7 (including the prefilter) of the detection unit 4.
  • the value A obtained by integrating one period of the drive signal Vd1 is a value corresponding to the phase delay ⁇ generated in the amplifier 7 (including the prefilter) of the detection unit 4. From the above equation (2), the following equation (3) is obtained.
  • the control unit 11 inputs the drive signal Vd1 to the detection unit 4 and inputs the integral value A for one cycle of the drive signal Vd1 from the integration circuit 10, and performs the calculation based on the above equation (3). By doing so, it is possible to calculate the phase delay ⁇ generated in the amplifier 7 (including the prefilter) of the detection unit 4. Since ⁇ is an angle corresponding to ⁇ X, when this is converted into time to obtain the phase delay ⁇ X, it is expressed by the following equation (4).
  • the control unit 11 can calculate the phase delay ⁇ X shown in FIG. 14 by performing an operation based on the equation (4).
  • the control unit 11 performs an operation based on the value A obtained by integrating at least one period of the drive signal Vd1, thereby allowing the amplifier 7 (pre-filter for the prefilter).
  • the phase delay ⁇ X generated in the process can be accurately determined in a short time.
  • the control unit 11 determines the delay time ⁇ T of the sampling timings ST1 to ST8 corresponding to the phase delay ⁇ X.
  • the delay time ⁇ T is, for example, a time obtained by converting a time corresponding to the phase delay ⁇ X into the number of pulses of the operation clock of the control unit 11. This completes the sampling timing adjustment mode.
  • the control unit 11 shifts the angular velocity sensor 1a to the measurement mode, the AD conversion is performed at a timing obtained by further delaying the sampling timings ST1 to ST8 determined not to coincide with the chopping timings T0, T1, and T2 by the delay time ⁇ T.
  • the AD converter 8 is controlled so as to be performed.
  • control unit 11 When the control unit 11 ends the sampling timing adjustment mode and shifts to the measurement mode, the control unit 11 turns off the switch SW2, turns on the switch SW1, and further sets the chopping timing in the chopping unit 9 to zero cross of the drive signal Vd1. Return to timings T0, T1, and T2.
  • the control unit 11 sets the sampling timings ST1 to ST8 in the AD conversion unit 8 so as not to coincide with the chopping timings T0 and T1 in the chopping unit 9.
  • the sampling timings ST1 to ST8 are controlled to be delayed based on the delay time ⁇ T determined in the sampling timing adjustment mode.
  • the control unit 11 counts the pulses of the operation clock from each of the sampling timings ST1 to ST8, and causes the AD conversion unit 8 to perform sampling at the timing when the number of pulses determined as the delay time ⁇ T is counted up.
  • the AD conversion unit 8 performs sampling at a timing delayed by the delay time ⁇ T from each of the sampling timings ST1 to ST8 set so as not to coincide with the chopping timings T0 and T1, and those sampling values D21 to D28. Is converted into a digital signal S2. That is, the AD conversion unit 8 outputs the digital signal S2 at a timing at which the quadrature error signal component QE in which the phase delay of ⁇ X occurs in the amplifier 7 (including the prefilter) of the detection unit 4 can be almost completely canceled. Be able to generate.
  • the angular velocity sensor 1a of the present embodiment is based on the AD conversion unit 8 that samples the detection signal S1 output from the detection unit 4 and converts it into the digital signal S2, and the drive signal Vd1 that drives the vibrator 2.
  • a chopping unit 9 that chops the digital signal S2 output from the AD conversion unit 8 at a predetermined timing, and a control unit 11 that adjusts the sampling timing in the AD conversion unit 8 are provided.
  • the control unit 11 adjusts the sampling timing of the AD conversion unit 8
  • the drive signal Vd 1 of the vibrator 2 is input to the detection unit 4, the drive signal Vd 1 is processed by the detection unit 4, and then from the detection unit 4.
  • the AD converter 8 adjusts the sampling timing in the AD converter 8 by calculating the output signal based on an integral value obtained by sampling the drive signal Vd1 for one period. According to such a configuration, when the signal chopped in the chopping unit 9 is integrated, sampling by the AD conversion unit 8 is performed at a timing at which a quadrature error can be canceled satisfactorily. In particular, when adjusting the sampling timing in the AD conversion unit 8, an ideal sampling timing is determined simply by performing an operation based on an integral value obtained by sampling one cycle of the drive signal Vd1 serving as a reference signal. Therefore, the sampling timing of the AD conversion unit 8 can be adjusted in a very short time, and measurement of angular velocity can be started promptly.
  • the adjustment can be performed in an extremely short time required to perform the calculation by sampling one cycle of the drive signal Vd1, so that a change in the ambient temperature, a fluctuation in the power source, etc. occur. Even in such a case, it is possible to set the sampling timing corresponding to the environmental change in real time.
  • control unit 11 calculates the delay amount that the drive signal Vd1 is delayed in the amplifier 7 (including the pre-filter) of the detection unit 4 by performing the above calculation, and the AD conversion unit 8 performs the calculation based on the delay amount. Adjust the sampling timing. Therefore, it is possible to adjust the sampling timing based on the phase shift amount actually generated in the amplifier 7 (including the pre-filter) of the detection unit 4 and to accurately cancel the quadrature error. Can be adjusted.
  • the integration circuit 10 integrates one period from the timing T0 to T2 of the drive signal Vd1 and the control unit 11 calculates the phase delay ⁇ X based on the integration value A is exemplified. It is not limited to this.
  • the integration circuit 10 can integrate the half period from the timing T0 to T1 of the drive signal Vd1, and the control unit 11 can calculate the phase delay ⁇ X based on the integration value.
  • the chopping unit 9 in each of the above embodiments exemplifies what chops at the zero cross timing of the drive signals Vd, Vd1, and Vd2 in the measurement mode. This is because by integrating the chopping signal S3, the signal component QE of the quadrature error is canceled and only the signal component CF due to the Coriolis force is extracted.
  • a second chopping unit that chops the digital signal S2 output from the AD conversion unit 8 at a timing that is 90 ° out of phase from the zero cross timing of the drive signals Vd, Vd1, and Vd2. Further, a configuration provided may be used.
  • the second chopping unit is provided to cancel the signal component CF due to the Coriolis force and extract the signal component QE of the quadrature error. Therefore, by providing the second chopping unit, the signal component CF due to the Coriolis force included in the detection signal S1 and the signal component QE of the quadrature error can be separated and extracted.
  • the case where the chopping timing of the chopping unit 9 is switched from the zero cross timing of the drive signals Vd, Vd1, and Vd2 to a timing shifted by 90 ° in the sampling timing adjustment mode is exemplified.
  • This is employed in order to make it possible to satisfactorily perform adjustment in the sampling timing adjustment mode in view of the fact that the phases of the drive signals Vd, Vd1, Vd2 and the signal component QE of the cluster error are shifted by 90 °.
  • the phase of the drive signals Vd, Vd1, and Vd2 is adjusted to match the phase of the signal component QE of the cladding error. Therefore, there is no need to switch the chopping timing in the chopping unit 9.
  • the drive signal Vd1 is input to the detection unit 4, and the signal output from the detection unit 4 is output from the AD conversion unit 8 for one cycle or half cycle of the drive signal Vd1.
  • the case where the sampling timing is adjusted by performing an operation based on the integrated value obtained by sampling the signal is illustrated.
  • the present invention is not limited to this.
  • the drive signal Vd1 that is a reference signal is input to the detection unit 4, and the signal output from the detection unit 4 is once transmitted at a predetermined timing in the AD conversion unit 8. It is also possible to adjust the sampling timing in the AD converter 8 by performing an operation based on the value obtained by sampling.
  • the predetermined timing for performing one sampling is, for example, the zero cross timing of the drive signal Vd1.
  • FIG. 15 illustrates a case where the detection signal S1 output from the detection unit 4 is sampled at the timing STa at which the drive signal Vd1 crosses zero.
  • the sampling value has a phase delay ⁇ X generated in the detection unit 4.
  • a corresponding offset Voff is included.
  • control unit 11 inputs the value Voff sampled at the timing STa by the AD conversion unit 8, calculates the phase delay ⁇ X generated in the detection unit 4 by performing an operation based on the value Voff, and the phase delay You may make it adjust to the sampling timing which can cancel a quadrature error favorably based on (DELTA) X.
  • the control unit 11 since it is not necessary to sample one cycle or half cycle of the drive signal Vd1 in the AD converter 8, it is possible to adjust the sampling timing in a shorter time. There is.
  • the timing of performing the sampling once may not be the timing STa at which the drive signal Vd1 crosses zero, but if the sampling is performed at a timing different from the timing STa at which the driving signal Vd1 crosses zero, the amount of change due to the phase delay ⁇ X is increased. Since it becomes small, the noise component becomes large and accurate timing adjustment becomes difficult. On the other hand, if sampling is performed at the timing STa at which the drive signal Vd1 crosses zero, a relatively large change due to the phase delay ⁇ X can be detected. Therefore, in order to improve the accuracy of timing adjustment, it is preferable to perform calculation by sampling the detection signal S1 once at the timing STa at which the drive signal Vd1 crosses zero as described above.
  • the control unit 11 calculates the phase delay ⁇ X by the above-described calculation, and adjusts the chopping timing in the chopping unit 9 based on the phase delay ⁇ X.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating the concept of signal processing when the control unit 11 adjusts the chopping timing.
  • a phase delay ⁇ X occurs in the detection unit 4 as shown in FIG.
  • the control unit 11 calculates the phase delay ⁇ X by calculation before starting the measurement of the angular velocity, and sets the chopping timing in the chopping unit 9 to a time corresponding to the phase delay ⁇ X from the drive signal Vd1 from the zero cross timing T0, T1, T2. Set to the delayed timing.
  • the measurement mode as shown in FIG.
  • chopping is performed at each of the chopping timings T0 ′, T1 ′, T2 ′, and when the integration circuit 10 integrates the chopping signal S3, the quadrature The error signal component QE can be canceled satisfactorily.
  • Such a method is effective when the number of samples by the AD conversion unit 8 is a predetermined number or more within the chopping period. Therefore, when the number of samples by the AD conversion unit 8 is smaller than the predetermined number within the chopping period, it is more preferable to adjust the sampling timing in the AD conversion unit 8 as described in detail in the above embodiment.
  • an angular velocity sensor having the following configuration for the purpose of reducing power consumption. That is, an angular velocity sensor for reducing power consumption is based on a vibrator 2 that can vibrate, a drive unit 3 that generates a drive signal that vibrates the vibrator 2 in a drive axis direction, and the drive signal.
  • a detection unit 4 that detects displacement of the vibrator 2 that vibrates in the direction of the drive axis in a direction perpendicular to the drive axis, and AD conversion that samples a detection signal output from the detection unit and converts it into a digital signal Unit 8 and a control unit 11 that controls a plurality of modes.
  • the control unit 11 can switch between a stop mode in which the vibrator 2 is not vibrated and an operation mode in which the vibrator 2 is vibrated.
  • a pause mode in which the displacement of the vibrator 2 is not detected when the vibrator 2 is vibrating, and a displacement of the vibrator 2 is detected while the vibrator 2 is vibrating.
  • Do It is a configuration, wherein the switching to the measurement mode. According to such a configuration, it is possible to cut off the power supply to at least the detection unit 4 and the AD conversion unit 8 in the stop mode and the pause mode, and thus it is possible to reduce power consumption.

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Abstract

　本発明は、角速度センサにおいてＡＤ変換時のサンプル数を減らすことなく、クアドラチャーエラーを除去できるようにして角速度の測定精度を向上させる。角速度センサ１，１ａは、振動可能な振動子２と、振動子２をＸ軸方向に振動させる駆動信号を生成する駆動部３と、駆動信号に基づきＸ軸方向に振動する振動子２のＸ軸に垂直なＹ軸方向への変位を検出する検出部４と、検出部４から出力される検出信号Ｓ１をサンプリングしてデジタル信号Ｓ２に変換するＡＤ変換部８と、駆動信号に基づく所定のタイミングでＡＤ変換部８から出力されるデジタル信号Ｓ２をチョッピングするチョッピング部９と、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングとチョッピング部９によるチョッピングタイミングとが互いに一致しないようにタイミング調整を行う制御部１１とを備える構成である。

Description

角速度センサ
　本発明は、振動型角速度センサに関し、特にコリオリ力による振動子の変位に基づいて角速度を検出する角速度センサに関する。
　振動型角速度センサは、振動子を所定の振動方向に所定周波数で振動させることにより、外部から作用する角速度に応じたコリオリ力を生じさせ、そのコリオリ力によって振動子が振動方向とは直交する方向に変位する変位量を検出して角速度の大きさを計測するセンサである。この種の角速度センサでは、振動子がバネ構造などによって支持される。しかし、そのバネ構造の歪みなどにより、振動子を振動方向に振動させると、振動子は振動方向だけではなく、その振動方向と直交する方向にも振動する。つまり、振動子にコリオリ力が作用していないときにも、振動子は変位量が検出される検出方向に振動していることになる。そしてコリオリ力による振動子の変位量が検出されるときには、そのような振動成分による変位がクアドラチャーエラー（Quadrature Error）として検出値に含まれることになる。
　クアドラチャーエラーは角速度の計測精度を低下させる要因となる。そのため、振動子の変位を検出した信号からクアドラチャーエラーの信号成分を取り除くことが重要であり、従来、例えば特許文献１にその一つの手法が提案されている。この特許文献１の従来技術は、コリオリ力による振動成分とクアドラチャーエラーによる振動成分との位相が９０°ずれていることに鑑み、振動子の変位を検出した信号をＡＤ変換した後、その信号をコリオリ力の振動成分に同期するタイミングでチョッピングして積分することにより、クアドラチャーエラーをキャンセルするように構成されている。またこの従来技術では、振動子を振動させる駆動信号に基づいてチョッピングタイミングを定めるように構成されており、駆動信号の位相と、コリオリ力の信号成分の位相とがずれているときには、そのずれ量に応じてチョッピングタイミングを調整することにより、コリオリ力の振動成分が零クロスするタイミングでチョッピングを行う構成である。
特開２０１１－１３７７７７号公報
　しかし、上記特許文献１の従来技術は、振動子の変位を検出したアナログ信号を所定のサンプリング周期でＡＤ変換した後のデジタル信号をチョッピングするチョッピングタイミングを調整しているものの、ＡＤ変換を行うサンプリングタイミングについては特に調整していない。そのため、チョッピングタイミングを調整すると、そのチョッピングタイミングがＡＤ変換のサンプリングタイミングと一致することがある。チョッピングタイミングがサンプリングタイミングに一致してしまうと、ＡＤ変換によって得られたデジタル信号がチョッピング前の信号として処理されるか、或いは、チョッピング後の信号として処理されるかによってチョッピング期間内に含まれる信号値が大きく変動するため、クアドラチャーエラーをキャンセルすることができなくなるという問題がある。この問題を解決するため、例えばチョッピングタイミングと一致するタイミングでＡＤ変換されたデジタル信号を破棄するという手法を採用することが考えられるが、そうするとサンプル数を減らしてしまうことになり、積分によるノイズ低減効果が減少してしまうという新たな問題が発生する。
　また上記特許文献１の従来技術では、ＡＤ変換のサンプリングタイミングを固定したままでチョッピングタイミングを調整するため、チョッピングされたデジタル信号を積分したとしてもクアドラチャーエラーを完全にはキャンセルすることができないという問題がある。
　また上記特許文献１の従来技術は、振動子の変位を常時検出しつつ、フィードバックで駆動信号とコリオリ力の信号成分との位相ずれがなくなるようにチョッピングタイミングを収束させていく調整手法を採用している。そのため、チョッピングタイミングがコリオリ力の振動成分に同期するタイミングとなるまでに一定の収束時間を要し、タイミング調整に時間がかかるという問題もある。さらに振動子の変位を常時検出しながらフィードバックでチョッピングタイミングを調整する手法では、各部の動作を常時継続させておく必要があり、消費電力が大きくなる。そのため、従来の角速度センサは、例えばスマートフォンやタブレット端末などのような低消費電力が要求される情報処理端末への実装には適さない。
　本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであり、ＡＤ変換時のサンプル数を減らすことなく、クアドラチャーエラーを取り除いて角速度の測定精度を向上させた角速度センサを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明に係る角速度センサは、振動可能な振動子と、振動子を駆動軸方向に振動させる駆動信号を生成する駆動部と、駆動信号に基づき駆動軸方向に振動する振動子の駆動軸に垂直な方向への変位を検出する検出部と、検出部から出力される検出信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、駆動信号に基づく所定のタイミングでＡＤ変換部から出力されるデジタル信号をチョッピングするチョッピング部と、前記ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングと前記チョッピング部によるチョッピングタイミングとが互いに一致しないようにタイミング調整を行う制御部と、を備える構成である。
　また上記構成を有する角速度センサの制御部は、ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを、チョッピング部によるチョッピングタイミングを避けたタイミングに調整するように構成しても良い。
　また上記構成を有する角速度センサの制御部は、チョッピング部によるチョッピング期間内にＡＤ変換部が所定個数のサンプリングを行うようにサンプリングタイミングを調整することが好ましい。
　また上記構成を有する角速度センサの制御部は、振動子を振動させない停止モードから振動子を振動させて変位を検出する動作モードへと移行させる前に、駆動信号を駆動部から検出部へ入力させ、ＡＤ変換部において生成されるデジタル信号をチョッピング部でチョッピングしたチョッピング信号の積分値がほぼ零となるようにサンプリングタイミングを調整し、該調整の後に動作モードへ移行させることが好ましい。
　また上記構成を有する角速度センサの制御部は、振動子を振動させている状態において変位を検出しない休止モードから変位を検出する計測モードへと周期的に移行させるとき、当該計測モードへと移行させる前に、駆動信号を駆動部から検出部へ入力させ、ＡＤ変換部において生成されるデジタル信号をチョッピング部でチョッピングしたチョッピング信号の積分値がほぼ零となるようにサンプリングタイミングを調整し、該調整の後に計測モードへ移行させることが好ましい。
　また上記構成を有する角速度センサのチョッピング部は、駆動信号の零クロスタイミングでチョッピングすることが好ましい。
　また上記構成を有する角速度センサの駆動部は、所定の周波数となる駆動信号を生成し、制御部は、角速度の計測を開始する前に、前記所定の周波数に一致する基準信号を検出部に入力させ、検出部から出力される信号をＡＤ変換部において所定のタイミングでサンプリングさせて得られる値、又は、検出部から出力される信号をＡＤ変換部において基準信号の所定周期分サンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを調整するように構成することが好ましい。かかる構成によれば、検出部から出力される信号をＡＤ変換部において所定のタイミングで１回サンプリングするだけで、或いは、基準信号の所定周期分をサンプリングするだけでＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを調整することが可能であり、クアドラチャーエラーを良好にキャンセルできるようにするタイミング調整を短時間で完了させることができる。
　また上記角速度センサにおいては、制御部が、駆動部で生成される駆動信号を基準信号として検出部に入力させる構成を採用しても良い。
　また上記角速度センサにおける制御部は、角速度の計測を開始する前に、基準信号を検出部に入力させ、検出部から出力される信号をＡＤ変換部において基準信号の一周期分又は半周期分サンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを調整する構成とすることが好ましい。
　また上記角速度センサにおける制御部は、基準信号を検出部に入力させている状態で検出部から出力される信号をＡＤ変換部において基準信号の所定周期分サンプリングさせ、チョッピング部においてチョッピングさせたチョッピング信号を積分回路において積分した積分値に基づいて基準信号の遅延量を算出し、その遅延量に基づいてＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを調整する構成とすることがより好ましい。
　また上記角速度センサにおいては、制御部が、基準信号を検出部に入力させ、基準信号の零クロスタイミングで検出部から出力される信号をＡＤ変換部にサンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを調整する構成を採用しても良い。
　また上記構成を有する角速度センサの駆動部は、所定の周波数となる駆動信号を生成し、制御部は、角速度の計測を開始する前に、前記所定の周波数に一致する基準信号を検出部に入力させ、検出部から出力される信号をＡＤ変換部において所定のタイミングでサンプリングさせて得られる値、又は、検出部から出力される信号をＡＤ変換部において基準信号の所定周期分サンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、チョッピング部におけるチョッピングタイミングを調整する構成としても良い。かかる構成によれば、検出部から出力される信号をＡＤ変換部において所定のタイミングで１回サンプリングするだけで、或いは、基準信号の所定周期分をサンプリングするだけでチョッピング部におけるチョッピングタイミングを調整することが可能であり、クアドラチャーエラーを良好にキャンセルできるようにするタイミング調整を短時間で完了させることができる。
　また上記角速度センサにおける制御部は、角速度の計測を開始する前に、基準信号を検出部に入力させ、検出部から出力される信号をＡＤ変換部において基準信号の一周期分又は半周期分サンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、チョッピング部におけるチョッピングタイミングを調整する構成とすることが好ましい。
　また上記角速度センサにおける制御部は、基準信号を検出部に入力させている状態で検出部から出力される信号をＡＤ変換部において基準信号の所定周期分サンプリングさせ、チョッピング部においてチョッピングさせたチョッピング信号を積分した積分値に基づいて基準信号の遅延量を算出し、遅延量に基づいてチョッピング部におけるチョッピングタイミングを調整する構成とすることがより好ましい。
　また上記角速度センサにおいては、制御部が、基準信号を検出部に入力させ、基準信号の零クロスタイミングで検出部から出力される信号をＡＤ変換部にサンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、チョッピング部におけるチョッピングタイミングを調整する構成を採用しても良い。
　本発明によれば、ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングがチョッピング部によるチョッピングのタイミングを避けたタイミングに調整されるため、ＡＤ変換時のサンプル数を減らすことなく、クアドラチャーエラーを取り除くことができるようになり、角速度の測定精度を向上させることができる。
第１実施形態における角速度センサの一構成例を示す図である。 駆動部で生成される駆動信号と振動子のＸ軸方向及びＹ軸方向の振動変位の一例を示す図である。 コリオリ力による振動子のＹ軸方向の変位を示す図である。 チョッピング部のチョッピングによる信号変換例を示す図である。 制御部によって制御されるＡＤ変換部のサンプリングタイミングの一例を示す図である。 検出部における位相遅れとＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを例示する図である。 サンプリングタイミング調整モードにおける各部の信号を示す図である。 サンプリングタイミング調整モードにおけるサンプリングタイミングの調整概念を示す図である。 計測モードにおけるサンプリングタイミングの例を示す図である。 制御部による動作モードの移行制御の一例を示す図である。 図１０とは異なる動作モードの移行制御例を示す図である。 第２実施形態における角速度センサの一構成例を示す図である。 第２実施形態における駆動信号と振動子の振動変位の一例を示す図である。 サンプリングタイミング調整モードにおける各部の信号を示す図である。 所定タイミングで１回のサンプリングを行う場合を示す図である。 チョッピングタイミングを調整した場合の信号処理の概念を示す図である。
　以下、本発明に関する好ましい実施形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。尚、以下に説明する実施形態において互いに共通する部材には同一符号を付しており、それらについての重複する説明は省略する。
　（第１実施形態）
　図１は、第１実施形態における角速度センサ１の一構成例を示す図である。この角速度センサ１は、例えばスマートフォンやタブレット端末などの情報処理端末に実装されるセンサであり、外部からの起動命令によって停止モードから動作モードへ移行し、その動作モードにおいて角速度の計測を行うセンサである。この角速度センサ１は、図１に示すように、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）構造によって形成される振動可能な振動子２と、その振動子２を所定の駆動軸（Ｘ軸）方向に振動させるための駆動信号Ｖｄを生成する駆動部３と、角速度を計測する計測部２０と、これら各部の動作を制御する制御部１１とを備える構成である。また計測部２０は、駆動信号Ｖｄによって振動する振動子２の駆動軸（Ｘ軸）に垂直な方向（Ｙ軸方向）への変位を検出する検出部４と、その検出部４から出力される検出信号Ｓ１をデジタル信号Ｓ２に変換するＡＤ変換部８と、ＡＤ変換部８から出力されるデジタル信号Ｓ２をチョッピングするチョッピング部９と、チョッピング部９から出力されるチョッピング信号Ｓ３を積分する積分回路１０とを備えて構成される。
　振動子２は、バネ構造などによりシリコン基板などの基板上で振動可能なように支持される。そして振動子２は、基板上に形成される複数の固定電極のそれぞれと対向する複数の可動電極を備えており、それら固定電極と可動電極とによって複数のコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を形成している。これらコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は、振動子２の変位によって静電容量を変化させる可変容量コンデンサである。コンデンサＣ１，Ｃ２は、振動子２をＸ軸方向へ振動駆動させるためのコンデンサであり、コンデンサＣ３，Ｃ４は、振動子２のＹ軸方向への変位を検知するためのコンデンサである。そして振動子２には、所定の電圧が印加される。
　駆動部３は、所定周波数（例えば４～８ｋＨｚ程度）の駆動信号Ｖｄを生成し、コンデンサＣ１，Ｃ２に対して交互に駆動信号Ｖｄを印加することにより、それらコンデンサＣ１，Ｃ２に静電気力を発生させて振動子２をＸ軸方向へ駆動する。図２は、駆動部３で生成される駆動信号Ｖｄと振動子２の振動変位の一例を示す図である。駆動部３は、図２（ａ）に示すように、例えば所定周波数の正弦波信号を駆動信号Ｖｄとして生成する。ただし、駆動信号Ｖｄは正弦波信号に限られず、矩形波信号であっても構わない。駆動部３は、例えば図２（ａ）に示すタイミングＴ０からＴ１までの期間において駆動信号ＶｄをコンデンサＣ２に印加し、コンデンサＣ１には振動子２と同じ電圧を印加する。また駆動部３は、タイミングＴ１からＴ２までの期間において駆動信号ＶｄをコンデンサＣ１に印加し、コンデンサＣ２には振動子２と同じ電圧を印加する。これにより、コンデンサＣ１，Ｃ２において交互に静電気力が発生し、振動子２が、図２（ｂ）に示すようにＸ軸方向へ振動する。つまり、振動子２がＸ軸方向へ振動するときの振動波形は、駆動信号Ｖｄに同期し、且つ、位相が９０°ずれた波形となる。ただし、駆動部３は、第２実施形態で詳しく説明するように、互いに極性が反転する一対の駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２を生成し、それら一対の駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２をコンデンサＣ１，Ｃ２へ印加することにより振動子２をＸ軸方向へ振動させるものであっても構わない。
　振動子２は、駆動信号ＶｄによってＸ軸方向へ振動するとき、バネ構造の歪みなどにより、Ｘ軸方向と直交するＹ軸方向へも振動する。すなわち、振動子２は、Ｘ軸方向への振動に伴い、図２（ｃ）に示すようにＹ軸方向へも振動するようになる。このようなＹ軸方向の振動成分は、クアドラチャーエラーとなる。そしてクアドラチャーエラーによる振動成分もまた、駆動信号Ｖｄに同期し、且つ、位相が９０°ずれた波形となる。
　振動子２がＸ軸方向へ振動しているとき、外部から角速度が作用すると、その角速度に比例したコリオリ力が振動子２に働く。このコリオリ力は振動子２の振動方向（Ｘ軸方向）とは直交する方向（Ｙ軸方向）に作用する。そのため、振動子２は、コリオリ力によってＸ軸方向とは直交するＹ軸方向へ変位するようになり、コリオリ力に比例した振幅でＹ軸方向に振動するようになる。図３は、コリオリ力による振動子２のＹ軸方向の変位を示す図である。図３に示すように、振動子２は、コリオリ力に比例した振幅でＹ軸方向に振動する。このようなコリオリ力による振動成分は、図２（ｃ）に示したクアドラチャーエラーの振動成分とは位相が９０°（厳密には、－９０°又は２７０°）ずれていることが公知である。
　振動子２がＹ軸方向へ変位すると、コンデンサＣ３，Ｃ４の静電容量が変化する。検出部４は、コンデンサＣ３，Ｃ４の静電容量変化を検出することにより、振動子２のＹ軸方向の変位を検出する回路である。この検出部４は、ＣＶ変換部５と、スイッチ部６と、アンプ７とを備えている。ＣＶ変換部５は、コンデンサＣ３，Ｃ４の静電容量変化を電圧に変換する回路である。例えばＣＶ変換部５は、コンデンサＣ３，Ｃ４の静電容量変化に伴う電荷移動量に応じた電圧を発生させて出力する。スイッチ部６は、制御部１１によってオンオフ状態が切り替えられる２つのスイッチＳＷ１，ＳＷ２を備えている。このスイッチ部６は、角速度を計測するときにはスイッチＳＷ１をオンにし、スイッチＳＷ２をオフにすることにより、ＣＶ変換部５から出力される信号をアンプ７に入力させる。そしてアンプ７は、ＣＶ変換部５から出力される信号を増幅した検出信号Ｓ１をＡＤ変換部８へ出力する。尚、検出部４は、アンプ７の出力側に、アンプ７によって増幅された増幅信号を平滑化するための前置フィルタ（ローパスフィルタなど）を設けた構成であっても良く、その場合はローパスフィルタで平滑化された検出信号Ｓ１がＡＤ変換部８へ出力される。
　ＣＶ変換部５から出力される信号がアンプ７に入力している状態のときに検出部４から出力される検出信号Ｓ１は、コンデンサＣ３，Ｃ４の静電容量変化に基づいて振動子２のＹ軸方向の変位を検出した信号となる。そしてＹ軸方向の変位には、上述したようにコリオリ力による変位だけでなく、クアドラチャーエラーによる変位が含まれているため、検出信号Ｓ１は、コリオリ力による振動成分とクアドラチャーエラーによる振動成分とを合成した信号として出力される。
　ＡＤ変換部８は、検出部４から出力される検出信号Ｓ１を所定周期でサンプリングして所定ビット数のデジタル信号Ｓ２に変換する。ＡＤ変換部８が所定周期でサンプリングを行う際のサンプリングタイミングは、制御部１１によって制御される。尚、制御部１１によるサンプリングタイミングの制御については、後に詳しく説明する。
　チョッピング部９は、例えばＡＤ変換部８から出力されるデジタル信号Ｓ２に対し、－１又は＋１を乗算する乗算器により構成される。このチョッピング部９は、駆動部３で生成される駆動信号Ｖｄを入力し、その駆動信号Ｖｄに基づいてデジタル信号Ｓ２に乗算する乗算値を周期的に－１と＋１とで交互に切り替えることにより、デジタル信号Ｓ２をチョッピングする。より具体的に説明すると、チョッピング部９は、駆動信号Ｖｄの零クロスタイミング（図２（ａ）のタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２）で乗算値を切り替えることにより、デジタル信号Ｓ２をチョッピングする。
　図４は、チョッピング部９のチョッピングによる信号変換例を示す図である。図４（ａ）は、ＡＤ変換部８から出力されるデジタル信号Ｓ２をコリオリ力による信号成分ＣＦとクアドラチャーエラーによる信号成分ＱＥとに分離した一例を示しており、図４（ｂ）は、チョッピングによって生成されるチョッピング信号Ｓ３をコリオリ力による信号成分ＣＦとクアドラチャーエラーによる信号成分ＱＥとに分離した一例を示している。尚、ＡＤ変換後のデジタル信号は、実際には時間軸に対してサンプリング周期間隔の離散的な信号となるが、図４ではコリオリ力による信号成分ＣＦとクアドラチャーエラーによる信号成分ＱＥとを判り易く示すために連続信号として表している。
　ＡＤ変換部８から出力されるデジタル信号Ｓ２には、図４（ａ）に示すように、コリオリ力による信号成分ＣＦと、クアドラチャーエラーによる信号成分ＱＥとが含まれる。そしてコリオリ力による信号成分ＣＦは、クアドラチャーエラーによる信号成分ＱＥと位相が９０°ずれている。また上述したようにクアドラチャーエラーによる振動は、駆動信号Ｖｄに同期し、且つ、位相が９０°ずれている。そしてチョッピング部９は、駆動信号Ｖｄの零クロスタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２でデジタル信号Ｓ２をチョッピングすることにより、図４（ｂ）に示すようなチョッピング信号Ｓ３が得られる。すなわち、図４（ｂ）に示すチョッピング信号Ｓ３は、チョッピングタイミングＴ０からＴ１の期間においてＡＤ変換部８から出力されるデジタル信号Ｓ２に－１を乗算し、チョッピングタイミングＴ１からＴ２の期間においてＡＤ変換部８から出力されるデジタル信号Ｓ２に＋１を乗算して生成される。
　積分回路１０は、例えばローパスフィルタによって構成され、チョッピング信号Ｓ３を積分した出力信号Ｓ４を生成する。積分回路１０において、図４（ｂ）に示すようなチョッピング信号Ｓ３が積分されることにより、クアドラチャーエラーによる信号成分ＱＥが零となる。そのため、クラドラチャーエラーによる信号成分ＱＥを除去してコリオリ力による信号成分ＣＦだけを取り出した出力信号Ｓ４を生成することができる。
　一方、制御部１１は、角速度センサ１における動作モードを制御すると共に、上述したようにスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオンオフ切り替え制御や、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを制御する。以下、制御部１１による制御について詳しく説明する。
　制御部１１は、角速度センサ１が停止モードにあるとき、振動子２をＸ軸方向へ振動させないように各部への通電を遮断し、消費電力を低減する。そして外部からの起動命令があると、制御部１１は、各部への通電を開始し、停止モードから動作モードへと移行させる。この動作モードでは、角速度を常時計測して出力信号Ｓ４を出力し続けるのではなく、制御部１１によって休止モードと計測モードとが周期的に切り替えられる。休止モードは、振動子２を振動させた状態のままで、検出部４、ＡＤ変換部８、チョッピング部９及び積分回路１０への通電を遮断するモードである。また計測モードは、振動子２を振動させた状態で、検出部４、ＡＤ変換部８、チョッピング部９及び積分回路１０のそれぞれを上述したように動作させて角速度を計測した出力信号Ｓ４を出力するモードである。例えば、角速度センサ１が実装される情報処理端末において起動されるアプリケーションが１０ｍｓ間隔で出力信号Ｓ４を要求する場合、制御部１１は、そのアプリケーションの起動に伴って角速度センサ１を停止モードから動作モードへ移行させると共に、その動作モードにおいては１０ｍｓ間隔の一定周期で休止モードから計測モードへと移行させ、出力信号Ｓ４が１０ｍｓ間隔で出力されるように制御する。これにより、動作モードでは、検出部４、ＡＤ変換部８、チョッピング部９及び積分回路１０のそれぞれが間欠動作するようになるため、消費電力を低減することができる。
　制御部１１は、停止モードから動作モードへ移行させることにより駆動部３で生成される駆動信号Ｖｄを入力するように構成されている。そのため、制御部１１は、その駆動信号Ｖｄに基づいてチョッピング部９におけるチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２を把握することができる。そして制御部１１は、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを、チョッピング部９によるチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２を避けたタイミングに調整する。
　図５は、制御部１１によって制御されるＡＤ変換部８のサンプリングタイミングの一例を示す図である。尚、図５では、検出部４から出力される検出信号Ｓ１を、チョッピング期間内で８点サンプリングする場合を例示している。制御部１１は、図５に示すように、チョッピング部９におけるチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１に一致しないように８点のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を調整し、その調整したサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８で検出信号Ｓ１のサンプリングが行われるようにＡＤ変換部８を制御する。尚、チョッピング期間Ｔ１～Ｔ２においても同様である。これにより、ＡＤ変換部８は、チョッピング部９におけるチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２に一致しないタイミングで検出信号Ｓ１をサンプリングしてデジタル信号Ｓ２に変換するため、各チョッピング期間内において所定サンプル数のデジタル信号Ｓ２を安定して生成することができるようになる。更には、サンプル数を減らす必要がなくなるため、積分回路１０によるノイズ低減効果を低下させずに、コリオリ力による信号成分ＣＦだけを取り出すことができるようになる。
　ところで、上述した検出部４にはＣＶ変換部５から出力される信号を増幅するアンプ７が設けられているため、厳密にはＣＶ変換部５から出力される信号の位相がアンプ７によって遅延する。またアンプ７による増幅信号を平滑化するためのローパスフィルタが設けられている場合には、そのようなローパスフィルタにおいても位相が遅延する。そのため、検出部４から出力される検出信号Ｓ１に含まれるクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥと、駆動信号Ｖｄとの位相関係は、必ずしも位相が９０°ずれた状態ではなくなり、更なる位相ずれが発生する。そのような位相ずれが生じた状態では、図５に示したようにチョッピング部９のチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１に一致しないようにサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を調整するだけでは、クアドラチャーエラーを完全には除去することができなくなる。
　図６は、検出部４における位相遅れとＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを例示する図である。図６に示すように検出部４に入力するクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥ１が検出部４においてΔＸの位相遅れが生じると、検出部４から信号成分ＱＥ２が出力される。このとき、制御部１１がチョッピング部９におけるチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１に一致しないようにＡＤ変換部８のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を設定すると、ＡＤ変換部８ではそれぞれのサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８におけるサンプリング値Ｄ１１～Ｄ１８がデジタル信号Ｓ２に変換される。しかし、検出部４において位相遅れΔＸが生じているため、積分回路１０においてそれらのサンプリング値Ｄ１１～Ｄ１８を積算しても零にはならず、クアドラチャーエラーの信号成分ＱＥ２をキャンセルすることができない。
　そこで本実施形態では、上記のような位相ずれが生じた場合でもクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥ２をキャンセルできるようにするため、制御部１１は、振動子２を振動させない停止モードから振動子２を振動させる動作モードへと移行させる前に、一時的にサンプリングタイミング調整モードを設定する。また制御部１１は、動作モードにおいても休止モードから計測モードへと移行させる前に定期的にサンプリングタイミング調整モードを設定する。そして制御部１１は、そのサンプリングタイミング調整モードにおいてＡＤ変換部８のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を検出部４で生じる位相遅れに応じたタイミングに調整する。そして検出部４で生じる位相遅れに応じたサンプリングタイミングを決定した後、制御部１１は、角速度センサ１を動作モードへと、或いは、計測モードへと移行させる。以下、これについて詳しく説明する。
　制御部１１は、停止モードから動作モードへ移行させるとき、各部への通電を開始すると共に、スイッチ部６に含まれるスイッチＳＷ１をオフに、スイッチＳＷ２をオンに切り替えることにより、動作モードへ移行させる前に角速度センサ１を一時的にサンプリングタイミング調整モードに設定する。また制御部１１は、動作モードにおいて休止モードから計測モードに切り替えるときにもスイッチ部６に含まれるスイッチＳＷ１をオフに、スイッチＳＷ２をオンに切り替えることにより、計測モードへ移行させる前に角速度センサ１を一時的にサンプリングタイミング調整モードに設定する。
　このサンプリングタイミング調整モードでは、駆動部３で生成される駆動信号Ｖｄが検出部４のアンプ７に入力するようになり、検出部４から出力される検出信号Ｓ１は、駆動信号Ｖｄを増幅した信号となる。そして駆動信号Ｖｄを増幅した検出信号Ｓ１に位相遅れが生じると、その位相遅れは、計測モードにおいて発生するクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥの位相遅れとほぼ等しくなる。そのため、サンプリングタイミング調整モードでは、駆動信号Ｖｄに生じる位相遅れに基づいてサンプリングタイミングを調整する。
　図７は、サンプリングタイミング調整モードにおける各部の信号を示す図である。まず検出部４のアンプ７には、図７（ａ）に示す駆動信号Ｖｄが入力する。この駆動信号Ｖｄは、アンプ７において位相遅れΔＸが生じる。そのため、検出部４から出力される検出信号Ｓ１は、図７（ｂ）に示すような信号となる。この検出信号Ｓ１は、ＡＤ変換部８でデジタル信号Ｓ２に変換された後、チョッピング部９に入力し、チョッピングされる。ただし、このサンプリングタイミング調整モードでは、計測モードとは異なり、制御部１１の制御によってチョッピング部９が駆動信号Ｖｄの零クロスタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２から位相が９０°ずれたチョッピングタイミングＣＴ１，ＣＴ２，ＣＴ３でデジタル信号Ｓ２をチョッピングするようになる。その結果、チョッピング部９から出力されるチョッピング信号Ｓ３は、図７（ｃ）に示すような信号となる。このチョッピング信号Ｓ３は、積分回路１０で積分される。そして制御部１１は、積分回路１０の出力信号Ｓ４を入力し、チョッピング信号Ｓ３を積分した積分値が零となるようにＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを調整する。
　図８は、サンプリングタイミング調整モードにおけるサンプリングタイミングの調整概念を示す図である。図８に示すように検出部４に入力する駆動信号Ｖｄに位相遅れΔＸが生じているとき、ＡＤ変換部８が、制御部１１によってチョッピングタイミングＣＴ１，ＣＴ２に一致しないように調整されたサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８でＡＤ変換を行うだけでは、図６に示したように制御部１１に入力する積分値は零にはならず、位相遅れΔＸに応じたオフセットが発生する。そこで制御部１１は、サンプリングタイミング調整モードにおいて例えば積分値を検知しながら、サンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を予め定められた微小時間ずつ遅延させていくことにより、その積分値がほぼ零となるサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の遅延時間ΔＴを決定する。このようにして遅延時間ΔＴを決定することができると、サンプリングタイミング調整モードが終了する。そして制御部１１は、角速度を計測するための計測モードへと移行させる。このとき、制御部１１は、スイッチＳＷ２をオフにすると共に、スイッチＳＷ１をオンにし、更にチョッピング部９におけるチョッピングタイミングを駆動信号Ｖｄの零クロスタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２に戻す。
　そして制御部１１は、サンプリングタイミング調整モードで決定した遅延時間ΔＴに基づいて計測モードにおけるＡＤ変換部８のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を調整する。図９は、計測モードにおけるサンプリングタイミングの例を示す図である。図９に示すように、制御部１１は、チョッピング部９におけるチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１に一致しないようにＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を設定すると共に、それらの各サンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８をサンプリングタイミング調整モードで決定した遅延時間ΔＴに基づいて遅延させるように制御する。これにより、ＡＤ変換部８は、チョッピングタイミングＴ０，Ｔ１に一致しないように設定されたサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８のそれぞれから遅延時間ΔＴだけ遅延させたタイミングでサンプリングを行い、それらのサンプリング値Ｄ２１～Ｄ２８をデジタル信号Ｓ２に変換する。つまり、ＡＤ変換部８は、検出部４においてΔＸの位相遅れが生じるクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥをほぼ完全にキャンセルすることができるタイミングでデジタル信号Ｓ２を生成することができるようになる。尚、図９では、チョッピングタイミングＴ０，Ｔ１に一致しないように設定されるサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を遅延させる場合を例示したが、制御部１１は、積分回路１０から入力する積分値に基づいてサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を早めることも可能である。すなわち、サンプリングタイミング調整モードにおいて積分値を検知しながら、サンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を予め定められた微小時間ずつ進めていくことで同様に進み時間を決定する。
　このように動作モード中の計測モードでは、サンプリングタイミング調整モードで事前に調整されたサンプリングタイミングでＡＤ変換が行われるため、検出部４から出力される検出信号Ｓ１に含まれるクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥが良好にキャンセルされるようになる。
　図１０は、制御部１１による動作モードの移行制御の一例を示す図である。図１０に示すように、角速度センサ１は、はじめに停止モードにあり、駆動部３及び計測部２０のそれぞれに対する通電を遮断したオフ状態となっている。角速度センサ１が停止モードにあるとき、制御部１１がタイミングＴａで外部からの起動命令を検知すると、駆動部３と計測部２０との双方に対する通電を開始し、それらをオン状態に切り替える。そして制御部１１は、角速度センサ１をサンプリングタイミング調整モードに移行させ、ＡＤ変換部８のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の調整を行う。その調整がタイミングＴｂで終了すると、制御部１１は、角速度センサ１をサンプリングタイミング調整モードから動作モードへと移行させる。制御部１１は、角速度センサ１を動作モードへ移行させると、まず休止モードを設定し、一定期間の間、計測部２０への通電を遮断する。これにより、動作モード中における消費電力が低減される。そして一定期間が経過すると、制御部１１は、計測部２０への通電を再開し、角速度センサ１を休止モードからサンプリングタイミング調整モードへと移行させ、再びＡＤ変換部８のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の調整を開始する（タイミングＴｃ）。すなわち、制御部１１は、角速度センサ１を計測モードへと移行させる前に再びサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を調整する。動作モード中における休止モードの継続期間は角速度の計測周期に応じて予め設定される。例えば計測周期が長くなる程、休止モードの継続期間を長く設定することが可能であり、動作モード中における消費電力をより一層低減することができるようになる。そして計測モード移行前のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の調整が終了すると、制御部１１は、角速度センサ１を計測モードへと移行させ、角速度の計測動作を開始する（タイミングＴｄ）。その後、角速度を計測する期間が終了すると、制御部１１は、角速度センサ１１を動作モードに保持した状態のまま再び休止モードを設定し、一定期間の間、計測部２０への通電を遮断する（タイミングＴｅ）。動作モードではこのような動作が繰り返し行われる。つまり、動作モードでは計測部２０への通電が遮断される休止モードが周期的に設定されるため、消費電力を低減することができるようになる。また計測モードへ移行する前には毎回サンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８が調整されるため、計測モードにおける角速度の測定精度を向上させることができる。
　尚、制御部１１によって図１０に示すような動作モードの移行制御が行われる場合、停止モードから動作モードへ移行させる前のサンプリングタイミング調整モードでは上述した手法によりＡＤ変換部８のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の調整を十分に行っておき、動作モード中において計測モードへ移行させる前のサンプリングタイミング調整モードでは温度変化による位相変動を補償する微調整を行うようにしても良い。この場合、温度変化が少なければサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の微調整を短時間で終了させることができるため、動作モードへ移行後、少なくとも初回の角速度の計測タイミングを早めることができるという利点がある。
　図１１は、図１０とは異なる動作モードの移行制御例を示す図である。まず図１１（ａ）は、動作モードへ移行後、はじめに計測モードを設定して角速度の計測を行う制御例を示している。この例では、制御部１１は、タイミングＴａで起動命令を検知すると、駆動部３と計測部２０のそれぞれに対する通電を開始し、角速度センサ１をサンプリングタイミング調整モードに移行させ、ＡＤ変換部８のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の調整を行う。そしてサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の調整が終了すると、制御部１１は、角速度センサ１を動作モードへと移行させ、計測モードを設定して角速度の計測動作を開始する。つまり、図１１（ａ）に示す制御例では、起動命令を検知してから角速度の測定動作を開始するまでの時間が最も短くなる。そのため、角速度の計測周期が比較的短い場合に有効な制御例である。
　図１１（ｂ）は、停止モードから動作モードへ移行させる前にサンプリング調整モードを設定することなく、停止モードから動作モードへ直接移行させる制御例を示している。この場合、制御部１１は、タイミングＴａで起動命令を検知すると、駆動部３のみに対して通電を開始し、角速度センサ１を休止モードで動作させる。この休止モードの期間中に振動子２を所定の振動振幅まで駆動する。そして一定期間の休止モードが終了すると、制御部１１は、計測部２０に対する通電を開始し、角速度センサ１をサンプリングタイミング調整モードに移行させ、ＡＤ変換部８のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の調整を行う。そしてサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の調整が終了すると、制御部１１は、計測モードを設定して角速度の計測動作を開始する。その後、動作モード中においては、休止モード、サンプリングタイミング調整モード及び計測モードが繰り返される。このような制御例も角速度の計測周期が比較的短い場合に有効である。
　図１１（ｃ）は、角速度の計測周期が比較的長い場合に好適な制御例を示している。制御部１１は、タイミングＴａで起動命令を検知すると、駆動部３のみに対して通電を開始し、角速度センサ１を休止モードで動作させる。この休止モードの期間中に振動子２を所定の振動振幅まで駆動する。そして一定期間の休止モードが終了すると、制御部１１は、計測部２０に対する通電を開始し、角速度センサ１をサンプリングタイミング調整モードに移行させ、ＡＤ変換部８のサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の調整を行う。そしてサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の調整が終了すると、制御部１１は、計測モードを設定して角速度の計測動作を開始する。角速度の計測動作が終了すると、制御部１１は、駆動部３及び計測部２０に対する通電を遮断し、角速度センサ１を一時的に停止モードへ移行させる。この停止モードの継続期間は、角速度の計測周期に応じて予め設定される。すなわち、計測周期が長くなる程、停止モードの継続期間を長く設定することが可能であるため、消費電力をより一層低減することができるようになる。そして停止モードの継続期間が終了すると、制御部１１は、角速度センサ１を再び動作モードに移行させ、休止モード、サンプリングタイミング調整モード及び計測モードへと順に設定していくことで角速度の計測動作を行わせる。このような制御例は、角速度の計測周期が所定周期よりも長い場合に有効であり、角速度センサ１の消費電力低減に著しい効果を発揮する。
　このように制御部１１が角速度の計測周期に応じた動作モードの移行制御を行うことによって消費電力を低減することができるため、スマートフォンやタブレット端末などのような低消費電力が要求される情報処理端末への実装に適した角速度センサ１が実現される。
　以上のように本実施形態の角速度センサ１は、検出部４から出力される検出信号Ｓ１をサンプリングしてデジタル信号Ｓ２に変換するＡＤ変換部８と、振動子２を駆動する駆動信号Ｖｄに基づく所定のタイミングでＡＤ変換部８から出力されるデジタル信号Ｓ２をチョッピングするチョッピング部９と、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを調整する制御部１１とを有している。そして制御部１１がＡＤ変換部８のサンプリングタイミングを調整するときには、まず第１に、チョッピング部９によるチョッピングタイミングを避けたタイミングに調整する。このとき、制御部１１は、チョッピング部９におけるチョッピング期間内に所定個数のサンプリングが行われるように調整する。したがって、チョッピング部９におけるチョッピング期間内に所定個数のデジタル信号Ｓ２を得ることができるため、サンプル数を減らす必要がなく、積分回路１０によるノイズ低減効果を低下させることがない。
　また第２に、制御部１１は、振動子２を振動させない停止モードから振動子２を振動させる動作モードへと移行させる前に、駆動信号Ｖｄを駆動部３から検出部４へ入力させ、それによってＡＤ変換部８で生成されるデジタル信号Ｓ２をチョッピング部９でチョッピングしたチョッピング信号Ｓ３の積分値がほぼ零となるようにサンプリングタイミングを調整する構成であり、その調整の後に角速度センサ１を動作モードへ移行させるようにしている。したがって、角速度センサ１が動作モードへ移行したときには、検出部４で生じる位相遅れに基づいてＡＤ変換部８のサンプリングタイミングが調整されており、検出部４から出力される検出信号Ｓ１に含まれるクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥを良好に除去することができる。それ故、本実施形態の角速度センサ１は、角速度の測定精度を従来よりも向上させることができる。
　また第３に、制御部１１は、振動子２を振動させている動作モードにおいて、振動子２の変位を検出しない休止モードから振動子２の変位を検出する計測モードへと周期的に移行させることにより、角速度センサ１における消費電力を低減する。そして制御部１１は、計測モードへと移行させる前に、駆動信号Ｖｄを駆動部３から検出部４へ入力させ、ＡＤ変換部８において生成されるデジタル信号Ｓ２をチョッピング部９でチョッピングしたチョッピング信号Ｓ３の積分値がほぼ零となるようにサンプリングタイミングを調整する構成であり、その調整の後に角速度センサ１を計測モードへ移行させるようにしている。したがって、角速度センサ１において間欠的に角速度の計測が行われるときには、その都度、検出部４で生じる位相遅れに基づいてＡＤ変換部８のサンプリングタイミングが事前に調整されることになり、検出部４から出力される検出信号Ｓ１に含まれるクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥを毎回良好に除去することができる。それ故、角速度の測定精度をより一層向上させることができる。
　（第２実施形態）
　次に第２実施形態について説明する。本実施形態では、主に、サンプリングタイミング調整モードにおいて第１実施形態よりも効率的にサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を調整できるようにした構成例を説明する。
　図１２は、本実施形態における角速度センサ１ａの一構成例を示す図である。この角速度センサ１ａは、第１実施形態と同様、例えばスマートフォンやタブレット端末などの情報処理端末に実装されるセンサであり、外部からの起動命令によって停止モードから動作モードへ移行し、その動作モードにおいて角速度の計測を行うセンサである。この角速度センサ１ａは、図１２に示すように、第１実施形態と同様の構成を有している。すなわち、角速度センサ１ａは、振動子２と、駆動部３と、計測部２０と、制御部１１とを備える構成である。また計測部２０は、検出部４と、ＡＤ変換部８と、チョッピング部９と、積分回路１０とを備えて構成される。
　駆動部３は、振動子２の共振周波数に一致する所定の周波数（例えば４～８ｋＨｚ程度）であって互いに極性が反転する２つの駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２を生成し、コンデンサＣ１に対して駆動信号Ｖｄ１を印加し、コンデンサＣ２に対して駆動信号Ｖｄ２を印加することにより、それらコンデンサＣ１，Ｃ２に静電気力の差を発生させて振動子２をＸ軸方向へ駆動する。図１３は、駆動部３で生成される駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２と振動子２の振動変位の一例を示す図である。駆動部３は、図１３（ａ）に示すように、共振周波数に一致する正弦波信号を駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２として生成する。一方、振動子２には所定の電圧Ｖｒｅｆが印加される。駆動部３は、駆動信号Ｖｄ１をコンデンサＣ１に、駆動信号Ｖｄ２をコンデンサＣ２に印加することにより、図１３（ａ）に示すタイミングＴ０からＴ１までの期間ではコンデンサＣ２に生じる静電気力がコンデンサＣ１に生じる静電気力よりも大きくなり、タイミングＴ１からＴ２までの期間ではコンデンサＣ１に生じる静電気力がコンデンサＣ２に生じる静電気力よりも大きくなる。これにより、コンデンサＣ１，Ｃ２は静電気力によって交互に振動子２を引き付けるため、振動子２が、図１３（ｂ）に示すようにＸ軸方向へ振動する。つまり、振動子２は共振周波数でＸ軸方向へ振動するようになり、その振動波形は駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２と位相が９０°ずれた波形となる。
　振動子２は、駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２によってＸ軸方向へ振動するとき、バネ構造の歪みなどにより、Ｘ軸方向と直交するＹ軸方向へも振動する。すなわち、振動子２は、Ｘ軸方向への振動に伴い、図１３（ｃ）に示すようにＹ軸方向へも振動するようになる。このようなＹ軸方向の振動成分は、クアドラチャーエラーとなる。そしてクアドラチャーエラーによる振動成分もまた、駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２と位相が９０°ずれた波形となる。
　このように本実施形態では、駆動部３が振動子２の共振周波数に一致する一対の駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２を生成してコンデンサＣ１，Ｃ２に印加することにより、振動子２をＸ軸方向へ振動させる構成である。ただし、駆動部３は、第１実施形態で説明したように、１つの駆動信号Ｖｄを生成し、その駆動信号ＶｄをコンデンサＣ１，Ｃ２に対して交互に印加することにより振動子２をＸ軸方向へ振動させるものであっても構わない。また駆動信号Ｖｄ１，Ｖｄ２の周波数は、振動子２の共振周波数に一致していなくても良い。
　また本実施形態のチョッピング部９は、駆動部３で生成される駆動信号Ｖｄ１を入力し、その駆動信号Ｖｄ１に基づいてデジタル信号Ｓ２に乗算する乗算値を周期的に－１と＋１とで交互に切り替えることにより、デジタル信号Ｓ２をチョッピングする。より具体的に説明すると、チョッピング部９は、駆動信号Ｖｄ１の零クロスタイミング（図１３（ａ）のタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２）で乗算値を切り替えることにより、デジタル信号Ｓ２をチョッピングする。尚、図１２に示す例では、チョッピング部９に駆動信号Ｖｄ１が入力されるが、駆動信号Ｖｄ２が入力される構成であっても構わない。
　また制御部１１は、停止モードから動作モードへ移行させることにより駆動部３で生成される駆動信号Ｖｄ１を入力するように構成されている。そのため、制御部１１は、その駆動信号Ｖｄ１に基づいてチョッピング部９におけるチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２を把握することができる。そして制御部１１は、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを、チョッピング部９によるチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２を避けたタイミングに初期設定する。しかし、第１実施形態でも説明したように、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを、チョッピング部９によるチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２を避けたタイミングに初期設定するだけでは、クアドラチャーエラーを完全には除去することができない可能性がある。
　そのため、制御部１１は、第１実施形態と同様、停止モードから動作モードへ移行させるとき、各部への通電を開始すると共に、スイッチ部６に含まれるスイッチＳＷ１をオフに、スイッチＳＷ２をオンに切り替えることにより、動作モードで角速度の計測を開始する前に角速度センサ１ａを一時的にサンプリングタイミング調整モードに設定する。また制御部１１は、動作モードにおいて休止モードから計測モードに切り替えるときにもスイッチ部６に含まれるスイッチＳＷ１をオフに、スイッチＳＷ２をオンに切り替えることにより、計測モードで角速度の計測を開始する前に角速度センサ１ａを一時的にサンプリングタイミング調整モードに設定する。
　このサンプリングタイミング調整モードでは、駆動部３で生成される駆動信号Ｖｄ１が基準信号として検出部４のアンプ７に入力されるようになり、検出部４から出力される検出信号Ｓ１は、駆動信号Ｖｄ１を増幅した信号となる。そして駆動信号Ｖｄ１を増幅した検出信号Ｓ１に位相遅れが生じると、その位相遅れは、計測モードにおいて発生するクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥの位相遅れとほぼ等しくなる。そのため、サンプリングタイミング調整モードでは、既知の信号である駆動信号Ｖｄ１に生じる位相遅れに基づいて初期設定されたサンプリングタイミングを調整する。
　図１４は、サンプリングタイミング調整モードにおける各部の信号を示す図である。まず検出部４のアンプ７には、図１４（ａ）に示す駆動信号Ｖｄ１が入力される。この駆動信号Ｖｄ１は、アンプ７において位相遅れΔＸが生じる。そのため、検出部４から出力される検出信号Ｓ１は、図１４（ｂ）に示すように駆動信号Ｖｄ１に対して位相がΔＸ遅延した信号となる。この検出信号Ｓ１は、ＡＤ変換部８でデジタル信号Ｓ２に変換された後、チョッピング部９に入力され、チョッピングされる。ただし、このサンプリングタイミング調整モードでは、計測モードとは異なり、チョッピング部９は、制御部１１の制御によって駆動信号Ｖｄ１の零クロスタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２から位相が９０°ずれたチョッピングタイミングＣＴ１，ＣＴ２，ＣＴ３でデジタル信号Ｓ２をチョッピングする。その結果、チョッピング部９から出力されるチョッピング信号Ｓ３は、例えば図１４（ｃ）に示すような信号となる。このチョッピング信号Ｓ３は、積分回路１０で積分される。そして制御部１１は、積分回路１０の出力信号Ｓ４を入力し、その出力信号Ｓ４に基づいて演算を行うことにより、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを調整する。
　ここで駆動信号Ｖｄ１のタイミングＴ０からＴ２までの一周期分（一波長分）に着目すると、図１４（ｃ）に示すチョッピング信号Ｓ３をタイミングＴ０からＴ２まで積分して得られる値Ａは、次の数１の式で表される。尚、以下の数式では、検出信号Ｓ１を振幅が１の正弦波と仮定している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記数１において、ＴはタイミングＴ０からＴ２までの時間（駆動信号Ｖｄ１の一周期）、ωは駆動信号Ｖｄ１の角速度、αは検出部４のアンプ７（前置フィルタを含む）で生じる位相遅れ（ΔＸに相当する角度（rad））を表している。上記数１の式における右辺を演算すると、上記数１の式は、次の数２の式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　すなわち、駆動信号Ｖｄ１の一周期分を積分して得られる値Ａは、検出部４のアンプ７（前置フィルタを含む）において生じる位相遅れαに応じた値となる。上記数２の式より、次の数３の式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　制御部１１は、サンプリングタイミング調整モードにおいて、検出部４に駆動信号Ｖｄ１を入力させ、積分回路１０から駆動信号Ｖｄ１の一周期分の積分値Ａを入力すると、上記数３の式に基づく演算を行うことにより、検出部４のアンプ７（前置フィルタを含む）において生じた位相遅れαを算出することができる。αはΔＸに対応する角度であるため、これを時間に変換して位相遅れΔＸを求めると、次の数４の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　したがって、制御部１１は、上記数４の式に基づく演算を行うことにより、図１４に示した位相遅れΔＸを算出することができる。つまり、サンプリングタイミング調整モードにおいて、制御部１１が、駆動信号Ｖｄ１の少なくとも一周期分を積分して得られた値Ａに基づいて演算を行うことにより、検出部４のアンプ７（前置フィルタを含む）において発生する位相遅れΔＸを短時間で且つ正確に求めることができる。そして位相遅れΔＸが算出されると、制御部１１は、その位相遅れΔＸに相当するサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８の遅延時間ΔＴを決定する。この遅延時間ΔＴは、例えば位相遅れΔＸに相当する時間を制御部１１の動作クロックのパルス数に換算した時間である。以上でサンプリングタイミング調整モードが終了する。そして制御部１１は、角速度センサ１ａを計測モードへ移行させると、チョッピングタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２に一致しないように決定したサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を更に遅延時間ΔＴだけ遅延させたタイミングでＡＤ変換が行われるようにＡＤ変換部８を制御する。尚、制御部１１は、サンプリングタイミング調整モードを終了して計測モードへ移行させるとき、スイッチＳＷ２をオフにすると共に、スイッチＳＷ１をオンにし、更にチョッピング部９におけるチョッピングタイミングを駆動信号Ｖｄ１の零クロスタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２に戻す。
　計測モードにおけるサンプリングタイミングについて詳しく説明すると、制御部１１は、図９に示したように、チョッピング部９におけるチョッピングタイミングＴ０，Ｔ１に一致しないようにＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を設定すると共に、それらの各サンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８をサンプリングタイミング調整モードで決定した遅延時間ΔＴに基づいて遅延させるように制御する。例えば、制御部１１は、サンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８のそれぞれから動作クロックのパルスをカウントし、遅延時間ΔＴとして決定されたパルス数をカウントアップしたタイミングでＡＤ変換部８にサンプリングを行わせる。これにより、ＡＤ変換部８は、チョッピングタイミングＴ０，Ｔ１に一致しないように設定されたサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８のそれぞれから遅延時間ΔＴだけ遅延させたタイミングでサンプリングを行い、それらのサンプリング値Ｄ２１～Ｄ２８をデジタル信号Ｓ２に変換する。つまり、ＡＤ変換部８は、検出部４のアンプ７（前置フィルタを含む）においてΔＸの位相遅れが生じるクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥをほぼ完全にキャンセルすることができるタイミングでデジタル信号Ｓ２を生成することができるようになる。尚、図９では、チョッピングタイミングＴ０，Ｔ１に一致しないように設定されるサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を遅延させる場合を例示しているが、制御部１１は、上述した演算結果に基づいてサンプリングタイミングＳＴ１～ＳＴ８を早めることも可能である。
　以上のように本実施形態の角速度センサ１ａは、検出部４から出力される検出信号Ｓ１をサンプリングしてデジタル信号Ｓ２に変換するＡＤ変換部８と、振動子２を駆動する駆動信号Ｖｄ１に基づく所定のタイミングでＡＤ変換部８から出力されるデジタル信号Ｓ２をチョッピングするチョッピング部９と、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを調整する制御部１１とを有している。そして制御部１１がＡＤ変換部８のサンプリングタイミングを調整するときには、振動子２の駆動信号Ｖｄ１を検出部４に入力し、その駆動信号Ｖｄ１を検出部４で処理させた後、検出部４から出力される信号をＡＤ変換部８において駆動信号Ｖｄ１の一周期分をサンプリングさせて得られる積分値に基づいて演算を行うことにより、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを調整する。このような構成によれば、チョッピング部９においてチョッピングが行われた信号を積分したとき、クアドラチャーエラーを良好にキャンセルすることができるタイミングでＡＤ変換部８によるサンプリングが行われるようになる。特に、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを調整するときには、基準信号となる駆動信号Ｖｄ１の一周期分をサンプリングさせて得られる積分値に基づいて演算を行うだけで理想的なサンプリングタイミングを決定することができるため、ＡＤ変換部８のサンプリングタイミングを極めて短時間で調整することができ、速やかに角速度の計測を開始することができる。
　例えばサンプリングタイミングの調整に長時間を要すると、周囲温度の変化や電源の変動などが生じた場合、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングをその環境変動に追従させてリアルタイムで調整することが困難である。これに対し、上述した本実施形態の構成では駆動信号Ｖｄ１の一周期分をサンプリングして演算を行うだけの極めて短い時間で調整が可能であるため、周囲温度の変化や電源の変動などが生じた場合でもリアルタイムでその環境変動に対応したサンプリングタイミングを設定することが可能である。
　また制御部１１は、上記演算を行うことにより、検出部４のアンプ７（前置フィルタを含む）において駆動信号Ｖｄ１が遅延した遅延量を算出し、その遅延量に基づいてＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを調整する。そのため、検出部４のアンプ７（前置フィルタを含む）において実際に生じる位相のシフト量に基づいてサンプリングタイミングを調整することができ、クアドラチャーエラーを良好にキャンセルすることができる正確なサンプリングタイミングの調整が可能である。
　尚、上記においては、積分回路１０において駆動信号Ｖｄ１のタイミングＴ０からＴ２までの一周期分を積分し、制御部１１がその積分値Ａに基づいて位相遅れΔＸを算出する場合を例示したが、これに限られるものではない。例えば、積分回路１０において駆動信号Ｖｄ１のタイミングＴ０からＴ１までの半周期分を積分し、制御部１１がその積分値に基づいて位相遅れΔＸを算出することも可能である。
　また本実施形態において上述した点以外については、第１実施形態で説明したものと同様である。そのため、例えば制御部１１による動作モードの移行制御なども第１実施形態で説明したものと同様である。
　（変形例）
　以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述したものに限定されるものではなく、種々の変形例が適用可能である。
　例えば上記各実施形態におけるチョッピング部９は、計測モードにおいて駆動信号Ｖｄ，Ｖｄ１，Ｖｄ２の零クロスタイミングでチョッピングするものを例示した。これは、チョッピング信号Ｓ３を積分することにより、クアドラチャーエラーの信号成分ＱＥをキャンセルしてコリオリ力による信号成分ＣＦだけを取り出すためである。これに対し、上記構成に加え、ＡＤ変換部８から出力されるデジタル信号Ｓ２を、駆動信号Ｖｄ，Ｖｄ１，Ｖｄ２の零クロスタイミングから位相が９０°ずれたタイミングでチョッピングする第２のチョッピング部を更に設けた構成として良い。この場合、第２のチョッピング部は、コリオリ力による信号成分ＣＦをキャンセルしてクアドラチャーエラーの信号成分ＱＥを取り出すために設けられる。したがって、第２のチョッピング部を設けることにより、検出信号Ｓ１に含まれるコリオリ力による信号成分ＣＦと、クアドラチャーエラーの信号成分ＱＥとを分離して抽出することができるようになる。
　また上記各実施形態では、サンプリングタイミング調整モードにおいてチョッピング部９のチョッピングタイミングを駆動信号Ｖｄ，Ｖｄ１，Ｖｄ２の零クロスタイミングから位相が９０°ずれたタイミングに切り替える場合を例示した。これは、駆動信号Ｖｄ，Ｖｄ１，Ｖｄ２とクラドラチャーエラーの信号成分ＱＥの位相が９０°ずれていることに鑑みて、サンプリングタイミング調整モードにおける調整を良好に行えるようにするために採用される一手法である。しかし、上記のような手法に限られるものではなく、他の手法を用いても良い。例えば、サンプリングタイミング調整モードにおいて、駆動信号Ｖｄ，Ｖｄ１，Ｖｄ２をアンプ７に入力させるとき、駆動信号Ｖｄ，Ｖｄ１，Ｖｄ２の位相をクラドラチャーエラーの信号成分ＱＥの位相に一致させるように調整して入力させるようにすれば、チョッピング部９におけるチョッピングタイミングを切り替える必要はない。
　また上記第２実施形態では、サンプリングタイミング調整モードにおいて、駆動信号Ｖｄ１を検出部４に入力し、検出部４から出力される信号をＡＤ変換部８において駆動信号Ｖｄ１の一周期分又は半周期分をサンプリングさせて得られる積分値に基づいて演算を行うことにより、サンプリングタイミングを調整する場合を例示した。しかし、本発明は、それに限られるものではなく、例えば基準信号である駆動信号Ｖｄ１を検出部４に入力させ、検出部４から出力される信号を、ＡＤ変換部８において所定のタイミングで１回サンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、ＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを調整することも可能である。１回のサンプリングを行う所定のタイミングとしては、例えば駆動信号Ｖｄ１の零クロスタイミングである。
　図１５は、駆動信号Ｖｄ１が零クロスするタイミングＳＴａで検出部４から出力される検出信号Ｓ１をサンプリングする場合を例示している。駆動信号Ｖｄ１を検出部４に入力させ、検出部４からの検出信号Ｓ１を、駆動信号Ｖｄ１が零クロスするタイミングＳＴａで１回サンプリングすると、そのサンプリング値には検出部４において生じる位相遅れΔＸに対応したオフセットＶｏｆｆが含まれる。そのため、制御部１１は、ＡＤ変換部８がタイミングＳＴａでサンプリングした値Ｖｏｆｆを入力し、その値Ｖｏｆｆに基づいて演算を行うことにより検出部４において発生する位相遅れΔＸを算出し、その位相遅れΔＸに基づいてクアドラチャーエラーを良好にキャンセルすることができるサンプリングタイミングに調整するようにしても良い。この場合、第２実施形態で説明したようにＡＤ変換部８において駆動信号Ｖｄ１の一周期分又は半周期分をサンプリングする必要がなくなるため、更に短時間でサンプリングタイミングを調整することができるという利点がある。尚、１回のサンプリングを行うタイミングは、駆動信号Ｖｄ１が零クロスするタイミングＳＴａでなくても良いが、零クロスするタイミングＳＴａとは異なるタイミングでサンプリングを行ってしまうと位相遅れΔＸによる変化量が小さくなるため、ノイズ成分が大きくなり、正確なタイミング調整が困難となる。これに対し、駆動信号Ｖｄ１が零クロスするタイミングＳＴａでサンプリングを行うと、位相遅れΔＸによる比較的大きな変化を検知することが可能である。そのため、タイミング調整の精度を向上させるためには、上述したように駆動信号Ｖｄ１が零クロスするタイミングＳＴａで検出信号Ｓ１を１回サンプリングして演算を行うことが好ましい。
　また上記各実施形態では、チョッピング部９がチョッピングを行うチョッピング期間内にＡＤ変換部８が８点という比較的少ないサンプリング数でＡＤ変換を行う場合を例示した。しかし、ＡＤ変換部８が高速処理可能であり、チョッピング部９によるチョッピング期間内に例えば１００点以上などの多数のサンプリングが可能な場合には、サンプリングタイミングを調整するのではなく、チョッピングタイミングを調整するようにしても良い。すなわち、制御部１１は、上述した演算によって位相遅れΔＸを算出し、その位相遅れΔＸに基づいてチョッピング部９におけるチョッピングタイミングを調整する。より具体的に説明すると、駆動信号Ｖｄ１が零クロスするタイミングから位相遅れΔＸに相当する時間をずらしたタイミングにチョッピングタイミングを設定する。図１６は、制御部１１がチョッピングタイミングを調整した場合の信号処理の概念を示す図である。例えば計測モードにおいて図１６（ａ）に示すように検出部４で位相遅れΔＸが発生する。制御部１１は、角速度の計測を開始する前にその位相遅れΔＸを演算により算出し、チョッピング部９におけるチョッピングタイミングを駆動信号Ｖｄ１が零クロスタイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２から位相遅れΔＸに応じた時間遅延させたタイミングに設定する。これにより、計測モードでは、図１６（ｂ）に示すようにチョッピングタイミングＴ０'，Ｔ１'，Ｔ２'のそれぞれでチョッピングが行われるようになり、積分回路１０でチョッピング信号Ｓ３を積分すると、クアドラチャーエラーの信号成分ＱＥを良好にキャンセルすることができるようになる。このような手法は、チョッピング期間内においてＡＤ変換部８によるサンプル数が所定数以上である場合に有効である。そのため、チョッピング期間内においてＡＤ変換部８によるサンプル数が所定数よりも少ないときには、上記実施形態において詳述したようにＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを調整することがより好ましい。
　更に上記各実施形態で説明した内容には、消費電力を低減することを目的とした次の構成を有する角速度センサが含まれる。すなわち、消費電力を低減することを目的とする角速度センサは、振動可能な振動子２と、前記振動子２を駆動軸方向に振動させる駆動信号を生成する駆動部３と、前記駆動信号に基づき前記駆動軸方向に振動する前記振動子２の前記駆動軸に垂直な方向への変位を検出する検出部４と、前記検出部から出力される検出信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡＤ変換部８と、複数のモードを制御する制御部１１と、を備え、前記制御部１１は、前記振動子２を振動させない停止モードと、前記振動子２を振動させる動作モードとを切り替え可能であり、動作モード中においては、前記振動子２が振動している状態で前記振動子２の変位を検出しない休止モードと、前記振動子２が振動している状態で前記振動子２の変位を検出する計測モードとに切り替えることを特徴とする構成である。かかる構成によれば、停止モード及び休止モードのときに少なくとも検出部４及びＡＤ変換部８に対する通電を遮断できるため、消費電力を低減することができるようになる。そしてかかる構成を有する角速度センサに対して、上記各実施形態で説明したＡＤ変換部８におけるサンプリングタイミングを調整する構成、又は、チョッピング部９におけるチョッピングタイミングを調整する構成を付加することにより、消費電力を低減するだけでなく、角速度の測定精度を向上させることも可能となる。
　１，１ａ…角速度センサ、２…振動子、３…駆動部、４…検出部、８…ＡＤ変換部、９…チョッピング部、１０…積分回路、１１…制御部

Claims (16)

  1. 　振動可能な振動子と、
    　前記振動子を駆動軸方向に振動させる駆動信号を生成する駆動部と、
    　前記駆動信号に基づき前記駆動軸方向に振動する前記振動子の前記駆動軸に垂直な方向への変位を検出する検出部と、
    　前記検出部から出力される検出信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
    　前記駆動信号に基づく所定のタイミングで前記ＡＤ変換部から出力されるデジタル信号をチョッピングするチョッピング部と、
    　前記ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングと前記チョッピング部によるチョッピングタイミングとが互いに一致しないようにタイミング調整を行う制御部と、
    を備えることを特徴とする角速度センサ。
  2. 　前記制御部は、前記ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを、前記チョッピング部によるチョッピングタイミングを避けたタイミングに調整することを特徴とする請求項１に記載の角速度センサ。
  3. 　前記制御部は、前記チョッピング部によるチョッピング期間内に前記ＡＤ変換部が所定個数のサンプリングを行うように前記サンプリングタイミングを調整することを特徴とする請求項１又は２に記載の角速度センサ。
  4. 　前記制御部は、前記振動子を振動させない停止モードから前記振動子を振動させて前記変位を検出する動作モードへと移行させる前に、前記駆動信号を前記駆動部から前記検出部へ入力させ、前記ＡＤ変換部において生成されるデジタル信号を前記チョッピング部でチョッピングしたチョッピング信号の積分値がほぼ零となるように前記サンプリングタイミングを調整し、該調整の後に前記動作モードへ移行させることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の角速度センサ。
  5. 　前記制御部は、前記振動子が振動している状態において前記変位を検出しない休止モードから前記変位を検出する計測モードへと周期的に移行させるとき、当該計測モードへと移行させる前に、前記駆動信号を前記駆動部から前記検出部へ入力させ、前記ＡＤ変換部において生成されるデジタル信号を前記チョッピング部でチョッピングしたチョッピング信号の積分値がほぼ零となるように前記サンプリングタイミングを調整し、該調整の後に前記計測モードへ移行させることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の角速度センサ。
  6. 　前記チョッピング部は、前記駆動信号の零クロスタイミングでチョッピングすることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の角速度センサ。
  7. 　前記駆動部は、所定の周波数となる前記駆動信号を生成し、
    　前記制御部は、角速度の計測を開始する前に、前記所定の周波数に一致する基準信号を前記検出部に入力させ、前記検出部から出力される信号を前記ＡＤ変換部において所定のタイミングでサンプリングさせて得られる値、又は、前記検出部から出力される信号を前記ＡＤ変換部において前記基準信号の所定周期分サンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、前記ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを調整することを特徴とする請求項１に記載の角速度センサ。
  8. 　前記制御部は、前記駆動部で生成される前記駆動信号を前記基準信号として前記検出部に入力させることを特徴とする請求項７に記載の角速度センサ。
  9. 　前記制御部は、角速度の計測を開始する前に、前記基準信号を前記検出部に入力させ、前記検出部から出力される信号を前記ＡＤ変換部において前記基準信号の一周期分又は半周期分サンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、前記ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを調整することを特徴とする請求項７又は８に記載の角速度センサ。
  10. 　前記制御部は、前記基準信号を前記検出部に入力させている状態で前記検出部から出力される信号を前記ＡＤ変換部において前記基準信号の所定周期分サンプリングさせ、前記チョッピング部においてチョッピングさせたチョッピング信号を積分した積分値に基づいて前記基準信号の遅延量を算出し、前記遅延量に基づいて前記ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを調整することを特徴とする請求項７乃至９のいずれかに記載の角速度センサ。
  11. 　前記制御部は、前記基準信号を前記検出部に入力させ、前記基準信号の零クロスタイミングで前記検出部から出力される信号を前記ＡＤ変換部にサンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、前記ＡＤ変換部におけるサンプリングタイミングを調整することを特徴とする請求項７又は８に記載の角速度センサ。
  12. 　前記駆動部は、所定の周波数となる前記駆動信号を生成し、
    　前記制御部は、角速度の計測を開始する前に、前記所定の周波数に一致する基準信号を前記検出部に入力させ、前記検出部から出力される信号を前記ＡＤ変換部において所定のタイミングでサンプリングさせて得られる値、又は、前記検出部から出力される信号を前記ＡＤ変換部において前記基準信号の所定周期分サンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、前記チョッピング部におけるチョッピングタイミングを調整することを特徴とする請求項１に記載の角速度センサ。
  13. 　前記制御部は、前記駆動部で生成される前記駆動信号を前記基準信号として前記検出部に入力させることを特徴とする請求項１２に記載の角速度センサ。
  14. 　前記制御部は、角速度の計測を開始する前に、前記基準信号を前記検出部に入力させ、前記検出部から出力される信号を前記ＡＤ変換部において前記基準信号の一周期分又は半周期分サンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、前記チョッピング部におけるチョッピングタイミングを調整することを特徴とする請求項１２又は１３に記載の角速度センサ。
  15. 　前記制御部は、前記基準信号を前記検出部に入力させている状態で前記検出部から出力される信号を前記ＡＤ変換部において前記基準信号の所定周期分サンプリングさせ、前記チョッピング部においてチョッピングさせたチョッピング信号を積分した積分値に基づいて前記基準信号の遅延量を算出し、前記遅延量に基づいて前記チョッピング部におけるチョッピングタイミングを調整することを特徴とする請求項１２乃至１４のいずれかに記載の角速度センサ。
  16. 　前記制御部は、前記基準信号を前記検出部に入力させ、前記基準信号の零クロスタイミングで前記検出部から出力される信号を前記ＡＤ変換部にサンプリングさせて得られる値に基づいて演算を行うことにより、前記チョッピング部におけるチョッピングタイミングを調整することを特徴とする請求項１２又は１３に記載の角速度センサ。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2011137777A (ja) * 2010-01-04 2011-07-14 Hitachi Automotive Systems Ltd 角速度センサ
JP2013527455A (ja) * 2010-05-17 2013-06-27 シリコン、センシング、システムズ、リミテッド 直角位相除去を有する速度センサ

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