WO2015050375A1 - 통과대역 변조를 이용한 고속 캔 통신 시스템 - Google Patents

통과대역 변조를 이용한 고속 캔 통신 시스템 Download PDF

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Definitions

  • the can communication system transmits a passband can signal obtained by modulating in a passband to an existing standard can transmit signal, thereby maintaining data compatibility while maintaining compatibility with an existing can communication system. It is related with the increased high speed can communication system.
  • a CAN (control area network) communication system is a vehicle network system for providing digital serial communication between various metrology control equipment of an automobile.
  • CAN systems reduce weight and complexity by intelligently replacing serial electrical lines with complex electrical wiring and relays for electronic components in vehicles.
  • CAN system was developed in 1980 as a network protocol for automobiles. It is a protocol that has excellent real-time control performance and is easy to implement. It has been designated by ISO as the serial communication protocol ISO 11898 international standard, manufacturing, aviation, railway and vehicle. It is widely used for such purposes.
  • the CAN message structure includes a 1-bit frame start field (SOF), a 12-bit arbitration field, a 6-bit control field, and a data field of up to 64 bits. , A 16-bit CRC field (cyclic redundancy check field), a 2-bit ACK field (acknowledge field), a 7-bit end of frame field (EOF), and a 3-bit inter frame space.
  • Each field is assigned a number of bits according to a certain scheme. Bits designated 0 and 1 in the can message frame of FIG. 1 are bits that must always be transmitted at a value specified based on a standard. A standard that can use an identifier of 29 bits in total by adding 18 bits to the 11-bit-based arbitration field is currently in use.
  • the frame start field is transmitted first to signal the start of a frame.
  • the arbitration field following the frame start field has an 11-bit standard format and a 29-bit extended format, and has an identifier and a remote transmission request (RTR) bit.
  • the arbitration field is an 11-bit identifier field and specifies the processing priority of the can message frame transmitted during can communication.
  • the arbitration field is assigned a unique identifier or identification number for each can data generated inside each can controller to determine the priority. Also, when the RTR bit has a value of "0" (default), it means that the can message is in data frame state, and when the RTR bit has a value of "1", it means that the can message is in remote frame state. do. Remote frames are used when one node on the canvas requests data transmission from another node and does not include data fields.
  • the control field consists of 6 bits and consists of a 4-bit data length code (DLC) indicating the number of bytes of the data field and reserved bits R1 and R2 with a value of "0" for future use.
  • DLC data length code
  • the data field contains the data you want to pass from one node to another and consists of up to 64 bits.
  • the CRC field is a bit for cyclic redundancy check, followed by a 15-bit code and a bit having a value of "1" indicating the end.
  • the ACK field is composed of 2 bits, and the first bit is a slot bit having a value of "0" and may be recorded as a value of "1" transmitted from another node that has successfully received a message. The second bit has a value of "1".
  • the End of Frame (EOF) field consists of 7 bits, all of which have a value of "1".
  • the frame end field is followed by three bits of inter frame space, all of which have a value of "1".
  • the CAN bus becomes available to any node that wants to transmit.
  • the node wishing to transmit may attempt to secure the bus while transmitting the frame start field.
  • a node wishing to transmit data in a CAN bus transmits a frame start field (SOF) bit first and then a unique identifier in a message.
  • SOF frame start field
  • An 11-bit or 29-bit identifier is transmitted in the can frame, and only the transmitting side and the receiving side associated with the identifier operate, and the remaining nodes do not drive the bus unless it is a special case, for example, error detection.
  • CAN standard provides multiple access on the can bus and arbitration for it.
  • the CAN standard uses carrier sense multiple access with bitwise arbitration (CSMA / BA) for multiple communications.
  • CSMA / BA carrier sense multiple access with bitwise arbitration
  • Each node sends an identifier after the SOF transmission, driving the CAN bus to logic level 0 or 1 depending on the identifier value.
  • Logic level 0 is called dominant and logic level 1 is called recessive.
  • a first node drives an identifier bit with a dominant
  • a second node drives an identifier bit with a recessive. In this way, when the two nodes drive the dominant and the receive at the same time, respectively, the bus is in the dominant state.
  • the second node driving the bus as a recessive recognizes that the transmission bit is different from the bit received on the bus, so that priority is increased in arbitration and stops driving the bus. As a result, it can be seen that a message with a small identifier ID has a higher priority.
  • Nodes having a bus right through identifier competition can transmit up to 64 bits in data intervals.
  • the receiver uses a bit transition point of logic level 0 to 1 or logic level 1 to 0.
  • another bit of one bit must be inserted and transmitted to generate an edge. That is, when five bits "1" are transmitted, one bit "0" is inserted and transmitted, and the receiver removes the inserted bits.
  • the receiver detects the edge using the bit change, and after a certain offset time therefrom, performs sampling to perform bit detection.
  • the offset should be set to an appropriate value depending on the delay of the system.
  • a CAN-FD device behaves like conventional can devices, existing can receivers can perform 1 Mbps clock recovery in the CAN-FD data interval, where several CAN bits in one 1 ⁇ s bit interval can be used in the CAN-FD signal interval. Edges are detected, which does not maintain compatibility with existing can receivers. Therefore, the CAN-FD method can only be used between methods that support the CAN-FD method.
  • the transmission method through edge detection and sampling according to the can standard has a limitation in increasing the clock, and since the response of the high frequency band is limited due to the frequency characteristics of the general channel, it is difficult to ensure stable reception when using a high speed clock.
  • the receiver In order to perform edge detection and sampling, the receiver needs to receive a waveform close to the square waveform. When using a high-speed clock, the square waveform is difficult to receive completely by the receiver, which results in poor edge detection and bit detection performance. Therefore, the speed of the proposed CAN-FD is also about 16Mbps.
  • the present invention transmits a can signal as it is in a can data section, and simultaneously transmits a pass band modulated signal for high-speed transmission and reception to an existing signal, thereby maintaining additional compatibility with an existing can and at the same time enabling additional high-speed data transmission. That's the way it is.
  • Each node on the can communication system is provided with a respective can controller, the can controller can perform transmission and reception of standard can bit streams respectively, and the can controller can perform standard can frame creation, identifier processing, data transfer and error processing.
  • the CAN transceiver is responsible for loading the bits onto the actual canvas as dominant and recessive bits. Typically, differential signals are used to withstand errors.
  • the transmission of the recessive bits is typically set so that the node does not drive the bus so that the bus state returns to its default value. If another node drives the bus in this state, it will follow the bus state.
  • FIG. 3 illustrates a bus driving signal of the can transceiver illustrated in FIG. 2.
  • the dominant signal corresponds to bit 0 and the recessive signal corresponds to bit 1.
  • the node transmits the signal to the bus.
  • the recessive signal the node does not put the signal on the bus.
  • the can bus enters the dominant state and the node that transmits the dominant bit transmits data to the bus through the can transceiver, and the node that transmits the recessive bit is Wait until is available.
  • the technique described below not only transmits the existing CAN transmit bit but also maintains compatibility with the existing CAN communication system by transmitting a signal synthesized with the passband CAN signal obtained by modulating in the passband to the CAN bus. It is an object of the present invention to provide a high-speed can communication system that improves data transmission speed while improving.
  • a high speed can communication system using passband modulation includes a can controller providing a standard can transmit bit stream and a fast can transmit bit string, and a passband can signal obtained by modulating the fast can transmit bit into a pass band and a can And a can transmitter for delivering to the bus.
  • the high-speed can receiver on the bus receives the synthesized high-speed can signal and demodulates the passband signal of the double signal to enable high-speed data reception.
  • the technology described below can significantly reduce the data transfer rate compared to the existing can system, and can be compatible with the existing system, thereby making the can communication system lighter and faster.
  • a high-speed can communication system using passband modulation transmits a passband signal only in a dominant bit period and also restricts its amplitude.
  • conventional can receivers located on the same bus recognize and receive the sum of the high-speed can signal of the pass band and the standard can signal as a standard can signal, thereby preventing bit error detection or frame error.
  • a can receiver supporting a high speed can communication system can recognize and receive a high speed can signal of a pass band to receive high speed data. As a result, the techniques described below maintain consistency with existing can standards.
  • the proposed high speed can communication system is compatible with existing can communication devices installed and operated, it is possible to gradually add applications requiring high speed communication such as multimedia while maintaining the existing can system. It is a very easy invention to be introduced and used by the same manufacturer.
  • 1 is a standard can message frame.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of a can communication system used in a conventional vehicle or the like.
  • FIG. 4 is a block diagram of a high-speed can transmission system according to the present invention.
  • FIG. 5 is a signal synthesizer shown in FIG.
  • FIG. 6 is a passband can signal generator shown in FIG. 4; FIG.
  • 10 is a passband can signal characteristic graph when the passband can signal is repeatedly transmitted during the guard period.
  • 11 is a graph of a standard can signal, a passband can signal, and a transmit signal waveform.
  • 13 is a fast can signal waveform diagram when using a variable amplitude modulation technique.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a clipping scheme of a passband signal.
  • 15 is an explanatory diagram of a clipping scheme of a passband signal.
  • 16 is a frequency spectrum of a passband can signal and a standard can signal.
  • 17 is a passband can signal transmission bit frame according to the standard can signal bits when using a standard frame.
  • 18 is a passband can signal transmission bit frame according to the standard can signal bits when using an extended frame.
  • 19 is an explanatory diagram of a passband signal transmission method when a bus license is lost due to a loss of priority in an arbitration process
  • 20 is a bit frame capable of transmitting a passband can signal in 64-bit transmission.
  • 21 is an example of a receiver of a high speed can communication system.
  • the fast can controller 100 transmits a fast can transmit bit string according to the present invention as well as a standard can transmit bit string, which is an existing can message frame, to the fast can transmitter 200.
  • the standard can transmit bit string means data transmitted based on the can standard, and the fast can communication bit string means data transmitted in a pass band in a high speed can communication system.
  • the standard can transmit bit string is composed of a frame start field, an arbitration field, a control field, a data field, a CRC field, an ACK field, an end frame frame, and an interframe blank field defined in the can standard.
  • the high speed data transmitted in the pass band may be a message frame based on any protocol.
  • an interleaver and an error correcting code may be used for stable transmission and reception.
  • Data formats transmitted in the pass band in a high speed can communication system may use various formats.
  • the standard can transmit bit string is input to the passband can generator 210, the signal synthesizer 220, and the signal converter 230.
  • the high speed can transmitter 200 includes a passband can generator 210, a signal synthesizer 220, and a signal converter 230.
  • the passband can signal generator 210 receives the fast can transmit bit string and converts the passband can signal into a passband can signal.
  • the passband can signal generator 210 receives the high-speed can transmit bit as an input only when the can transmit bit is the dominant bit since the can transmit bit is the dominant bit, i.e., bit 0. do.
  • the passband can transmit signal is multiplied by the weight A SS in the multiplier 221 and then input to the first signal selector 222.
  • the first signal selector 222 receives a standard CAN transmission bit string as a control input, outputs input port 0 when the control bit of the received bit string is 0, and outputs input port 1 when the control bit is 1. do.
  • the standard can transmit bit string is transmitted to the control input of the second signal selector 223, and when the control bit is 0, 1V of input port 0 is output, and when the control bit is 1, 0V of input port 1 is output.
  • the output of the second signal selector 223 constitutes an existing standard can transmit signal.
  • the standard can transmit signal is based on the standard can transmit bit string delivered by the fast can controller 100.
  • the outputs of the first signal selector 222 and the second signal selector 223 are summed in the adder 224, and the output of the adder 224 constitutes a high speed can transmission signal.
  • the signal converter 230 drives the bus only when the standard can transmit bit string is the dominant bit period, converts a single-ended signal into a differential signal, and transmits the differential signal to the can bus 5.
  • the signal converter 230 stops driving the can bus 5 when the standard can transmit bit string is a recessive bit period.
  • FIG. 6 is a passband CAN signal generator 210 according to the present invention shown in FIG. 4, which includes a serial-to-parallel converter 211, an I signal mapper 212, a Q signal mapper 213, and a first pulse shaping filter. 214, a second pulse shaping filter 215, a high speed can signal modulator 216, and a carrier generator 217.
  • the fast can bit stream the input of the signal generator, is input at R (R> 1 Mbps), which is higher than the speed of 1 Mbps of the standard can bit stream.
  • the serial-to-parallel converter converts a high-speed can bit string into two streams for passband transmission, in which column 1 performs in-phase (I) signal mapping and row 2 performs quadrature (Q) signal mapping.
  • the passband modulation method one or more bits may be loaded in the I signal and the Q signal.
  • the QPSK modulation method when the QPSK modulation method is used, one bit may be loaded on the I and Q signals, and two bits may be loaded on the 16QAM.
  • the symbol rates f s of the I signal and the Q signal are R / 2 when QPSK and R / 4 when a 16QAM signal is used.
  • bit mapping bit 0 maps to 1 and bit 1 maps to -1 for QPSK.
  • bit 00 maps to -1, bit 01 to -1/3, bit 10 to 1/3, and bit 11 to 1.
  • the pulse shaping filter is used to limit the out-of-band emission of the pass band signal.
  • Various pulse shaping filters may be used depending on the RRC filter or the frequency characteristics of the bus and the pass band can standard modulation scheme.
  • the mapped signal is converted into S I (t) and S Q (t), which are band-limited signals by passing through a filter.
  • S I (t) and S Q (t) are band-limited signals by passing through a filter.
  • all nodes on the CAN bus 5 can drive the bus only when the dominant signal is transmitted, so that the passband CAN signal is generated and transmitted only in the dominant bit transmission interval of the standard CAN signal.
  • the carrier generator 217 generates a carrier signal matching the passband frequency f c of the passband can signal.
  • Passband frequency f c the more the higher the set through small in interference increases the standard can signal to the frequency spacing, if set too high, since due to the high frequency attenuation of the channel becomes smaller the signal magnitude, the passband frequency f c is the system Set the appropriate value according to the requirements of.
  • the modulator 216 performs modulation as shown in Equation (1).
  • phi represents the phase of a carrier wave.
  • f c may be set to any value as the operating frequency of the carrier, but it is advantageous to set it to n 2 MHz (n 2 is an integer of 2 or more) for simplicity of the system.
  • n 2 is an integer of 2 or more
  • a carrier of n 2 periods is carried in one bit section of a standard can. For the convenience of technology Assumes that it is normalized to have a maximum value of 1V and a minimum value of -1V.
  • the standard can signal in FIG. 5 has a value of 1 V when the standard can transmit bit is 0 (dominant) and 0 V when 1.
  • One bit section of the standard CAN signal is called T CAN .
  • T CAN One bit section of the standard CAN signal
  • S CAN (t) is expressed as Equation 2 below.
  • the signal synthesizer 220 sums a signal obtained by multiplying a passband can signal by a weight and a standard can signal, which can be expressed as Equation 3 below.
  • a SS represents the weight of the passband can signal, and it can be seen that the passband can signal has a maximum value A SS V and a minimum value -A SS V.
  • Fast can signal that is the sum of the standard can signal and the passband can signal Has a minimum value of 1-A SS V in the period in which the passband signal is transmitted. This prevents existing can nodes on the bus from falsely detecting them as recessive bits.
  • the signal converter 230 converts a single-ended signal into a differential signal and loads it on a bus as shown in FIG. 7.
  • 7 shows a case of using QPSK modulation as a passband modulation method.
  • the amplitude of the can standard signal is generally 1 V based on an asymmetric signal and 2 V based on a differential signal.
  • the pass band CAN signal of the present invention is set to a weight A SS less than 1
  • the amplitude of is from several tens of mV to hundreds of mV, which is less than 1V of the asymmetric signal.
  • existing can nodes of the can bus 5 may receive a passband can modulated signal together in the dominant bit transmission period, thereby preventing false detection. Since the transmitter drives the bus only in the dominant bit period according to the can standard, only the passband can signal is loaded at this time, and if the can signal is the recessive bit period, the passband can signal is not loaded.
  • the signal synthesizer 220 synthesizes the passband can signal only in the dominant bit interval of the standard can bit string for compatibility with the can standard nodes, and does not synthesize the passband can signal in the recessive bit interval.
  • the high-speed can transmitter 200 sets a guard interval at the beginning or the end of the continuous transmission interval of the passband can signal, and does not transmit the passband can signal as illustrated in FIG.
  • a fixed signal is transmitted as shown in the example, or a portion of the transmission signal is repeatedly transmitted as shown in the example of FIG. 10.
  • the reason why the guard interval is set is to protect the passband can signal from signal distortion caused by not transmitting the passband can signal in the recessive bit section but discontinuously starting and terminating the transmission in the dominant bit section. .
  • the length of the guard interval may vary depending on the delay characteristics of the channel. 8 illustrates a case where a passband can signal is not transmitted during a guard period. 9 shows a case of transmitting a fixed signal during the guard period.
  • FIG. 10 shows a case in which a signal 3 is repeatedly transmitted at the beginning and signal 1 at the end when the passband CAN signal is configured in the order of the signal 1, the signal 2, and the signal 3.
  • FIG. The protection interval can exist at both the beginning and the end, or only at one part.
  • FIG. 11 illustrates a method of constructing a fast can signal generated by the sum of a standard can signal and a passband can signal.
  • the fast can signal which combines the passband can signal and the standard can signal, must be limited within the can bit period 1us so that existing can nodes on the same bus do not interfere with reading the standard can signal and detecting edges. .
  • the minimum value S min of the passband can signal and the standard can signal in the dominant bit transmission period on the basis of a single-ended signal is limited to 1-A SS V as shown in FIG. 12.
  • the smaller the A SS and the larger the gap between the minimum value S min and 0V the lower the possibility of erroneously detecting a dominant bit as a recessive bit in the existing can node receiver.
  • increasing the weight of the passband can signal A SS increases the signal-to-noise ratio of the passband can signal.
  • the minimum value S min decreases, which causes bit error of existing can nodes that receive the fast can signal. The likelihood of detection and edge false detection increases.
  • the weight A SS of the passband can signal is a system parameter that can be adjusted according to the modulation scheme, channel characteristics, and transmission rate of the passband can signal generator.
  • the weight A SS may vary depending on the standard can signal field and transmitted passband data even within the same can frame. For example, in order to facilitate interoperation with existing can nodes in the frame start field and the arbitration field section, the A SS may be set to be small and transmitted at a small amplitude, and the A SS may be set to be large in the remaining sections including the data field. .
  • the variable amplitude modulation scheme used by the passband can signal generator 210 has an advantage of enabling high-speed transmission by increasing the use efficiency of the frequency band. Available modulation schemes are all 16QAM, 32QAM, 64QAM, etc., the actual application should be determined according to the characteristics of the channel.
  • the passband can signal transmitted using the variable amplitude modulation scheme various amplitude vertex values are generated according to the transmission bit stream as shown in FIG.
  • the passband can generator 210 finds the lowest value among all the vertex values of the passband can signal, and limits A SS based on this to ensure compatibility with the existing can transmitter.
  • both frequency modulation and phase modulation techniques can be used.
  • BPSK, QPSK, OQPSK or R / 4-DQPSK may be used as the phase modulation method
  • FSK or CPM may be used as the frequency modulation method.
  • the passband can signal generator 210 uses a fixed amplitude modulation method, since the amplitude of the passband signal is not loaded with information, it is possible to clip and transmit the passband signal as shown in FIGS. 14 and 15. In this case, the complexity of the signal synthesizer 220 and the signal converter 230 may be reduced. Clipping of the pass band signal uses the outputs of the pulse shaping filters 214 and 215. When there is no pulse shaping filter for the pass band can signal, the output of the signal mappers 212 and 213 is shown in FIG. Clip. 14 simplifies the passband can signal generator 210, the signal synthesizer 220, and the signal converter 230 by simplifying the passband can signal to 1 for greater than 0 and to -1 for less than 0. .
  • the clipping scheme of FIG. 15 is further simplified to fix 1 when the passband signal is greater than 0, and to 0 when the passband signal is less than 0, so that the output of the passband can signal generator 210 is equal to 1 and 0. Since only one of the branch values, and the passband can signal always has a positive value, not only can the passband can signal generator 210 be simplified than in FIG. 5, but also the signal synthesizer 220 and the signal converter 230 Can be simplified further.
  • Root Raised Cosine filter with roll-off factor of 0.3 was used as pulse shaping filter of passband can signal.
  • the frequency response of the passband can signal varies with the pulse shaping filter, and can be optimized by using an appropriate pulse shaping filter according to the radiation conditions and modulation technique.
  • the passband transmission signal may be configured in various ways according to a modulation scheme, carrier frequency, and symbol rate.
  • Table 1 shows some example passband can transmission systems.
  • Table 1 Modulation method Carrier frequency Symbol rate Passband CAN Signal Maximum Transmission Rate Embodiment 1 QPSK 8 MHz 4 MHz 8 Mbps Embodiment 2 QPSK 32 MHz 32 MHz 64 Mbps Embodiment 3 QPSK 64 MHz 64 MHz 128 Mbps Embodiment 4 16QAM 64 MHz 64 MHz 256 Mbps
  • the passband can signal is always available for dominant bit transmission intervals in which the node can drive the can bus 5. Accordingly, when the dominant bit is transmitted in the frame start field, the arbitration field, the control field, the data field, and the CRC field in the can message frame structure of FIG. 1, a passband can modulated signal can be transmitted. However, the passband can signal is not transmitted in the ACK field, the frame end field, and the interframe blank.
  • FIG. 17 shows an example of a standard can signal bit string and a corresponding passband can signal transmission interval when using a standard frame.
  • the data transmission interval assumes 32 bits.
  • FIG. 18 illustrates an example of a section in which a pass band can signal is transmitted and a section in which no pass is transmitted according to a standard can signal bit string when using an extended frame. Data transmission interval assumes 8 bits.
  • the fast can node A transmits the identifier bit and then transmits the receive bit in the ninth bit as shown in FIG. 19, while another node B (node B is an existing can node). Node A may lose the bus right, and node A's high-speed can transmitter 200 may move to the next bit interval. From this point, both standard and passband can signals must be stopped.
  • a passband can signal is maximized using a pattern repetition of 5-bit dominant and 1-bit recessive bits when 64-bit data is transmitted using a standard can frame.
  • the DLC field is set to bit 1, bit 0, bit 0, and bit 0, and the data field, which is 64-bit, has all bits set to 0 to have the maximum number of dominant bits.
  • bit 1 is automatically inserted after 5 consecutive bit 0s, so that the actual transmitted bit string is "100000" after the DLC field. It can be seen that 13 bits of recessive bits are added in the data bit section.
  • the CRC bit is dependent on the data structure of the entire frame, and thus the dominant bit cannot be arbitrarily assigned.
  • the inventive high speed can signal is also transmitted to existing standard can receivers.
  • high-speed can signals do not carry any signals in the recessive bit intervals, so there is no problem with the can standard.
  • the reception signal level is limited to a predetermined value or more in the proposed invention, so that an error in which the dominant bit is incorrectly detected as a recessive bit does not occur and thus does not cause an erroneous detection in the existing can receiver.
  • any node on the bus may send an error frame to stop transmission.
  • the fast can receiver on the bus receives high-speed can data when it is received through a passband in the dominant bit section, thereby enabling high-speed data reception.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a configuration of a fast can receiver 300 for receiving a signal transmitted from a bus in a fast can communication system.
  • the signal converter 310 performs differential signal-asymmetric signal conversion on the signal transmitted from the bus 5.
  • the output of the signal converter 310 is applied to the standard can signal detector 320.
  • the standard can signal detector 320 recognizes this as a dominant bit when the asymmetric signal changes from below a predetermined reference value and outputs a signal having logic level 1. On the contrary, when the input asymmetrical signal transitions from the reference value to the below value, the output signal is converted to logic level 0.
  • the standard can signal detector 320 maintains the current output value when the input asymmetric signal does not change beyond the reference value.
  • the value output from the standard can signal detector 320 is transmitted to the equalizer 350 and the determiner 360 which will be described later.
  • the standard can signal detector corresponds to a configuration for determining whether a standard can signal transmitted from a bus is a dominant bit section or a recessive bit section.
  • the passband filter 330 removes the standard can signal and noise from the fast can signal output from the signal converter 310.
  • the signal passing through the passband filter 330 is input to the timing / carrier reconstructor 340.
  • the timing / carrier decompressor 340 includes a timing decompressor (not shown) and a carrier decompressor (not shown).
  • the carrier recoverer recovers the carrier by using the fast can signal of the pass band output from the signal converter 310.
  • the carrier recoverer corrects the phase and frequency of the fast can signal of the pass band by using the recovered carrier to convert the fast can signal of the pass band into a baseband signal.
  • the timing reconstructor recovers a sampling clock from a fast can signal of a pass band or a fast can signal converted to a baseband, samples the baseband fast can signal according to the reconstructed sampling clock, and transfers it to the equalizer 350.
  • the equalizer 350 performs distortion compensation of the channel, and the determiner 360 outputs a fast can bit string by performing a determination suitable for the transmission modulation technique.
  • the equalizer 350 and the determiner 360 operate only in a section in which the output signal value of the standard can signal detector 320 is at logic level 1 and stops in a section in logic level 0.
  • the fast can bit string which is the output of the determiner 360, is transmitted to the fast can controller 100, and the fast can controller 100 receives input bits in a section in which the output value of the standard can signal detector 320 is logic level 1. Takes only columns and ignores output at logic level zero.
  • the fast can controller 100 performs frame tearing, inverse interleaving, error correction encoding, and the like on the received high speed data based on a transmitter and a predefined protocol.
  • the passband filter 330, the timing / carrier decompressor 340, the equalizer 350, and the determiner 360 determine the can bus 5 depending on whether the standard signal is a dominant bit region or a recessive bit region.
  • the configuration for extracting the fast can transmit bit stream of the passband from the signal received by.
  • Q signal mapper 214 First pulse shaping filter
  • second pulse shaping filter 216 high speed can signal modulator
  • carrier generator 220 signal synthesizer
  • multiplier 222 first signal selector
  • timing / carrier restorer 350 equalizer

Landscapes

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Abstract

본발명은 차량이나 자동화 제어장치의 분산 실시간 통신 및 제어 수단으로 사용되는 캔 인터페이스의 속도를 향상시키기 위한 고속 캔 전송기법에 관한 것이다. 기존 캔 표준과의 호환성을 유지함으로써, 기존의 캔 설비를 그대로 유지하면서 추가적으로 고속의 데이터 전송을 가능케 하는 것이 발명의 가장 큰 장점이다. 고속 전송 기법으로 기존 표준 캔 신호와 동시에 고속 데이터를 포함하는 통과대역 신호를 같이 전송한다. 본 발명의 고속 캔 통신 시스템은 기존 캔 장치들과 같은 버스에서 동작하면서 표준 캔 신호와 동시에 통과대역에는 고속 데이터를 전송한다. 통과대역 신호는 기존 캔 신호의 도미넌트 비트 전송 구간에만 전송이 되고, 통과 대역 신호의 특성은 기존 캔 노드 장치들과 호환성을 보장하기 위해 특정한 조건으로 제한된다.

Description

통과대역 변조를 이용한 고속 캔 통신 시스템
이하 설명하는 기술은 캔 통신 시스템에 관한 것으로서, 상세하게는 기존의 표준 캔 송신 신호에 통과대역에서 변조시켜 얻은 통과대역 캔 신호를 함께 전송함으로써 기존 캔 통신 시스템과의 호환성을 유지하면서 동시에 데이터 전송량을 증대시킨 고속 캔 통신 시스템에 관한 것이다.
캔(CAN: controller area network) 통신 시스템은 자동차의 각종 계측 제어 장비들 간에 디지털 직렬 통신을 제공하기 위한 차량용 네트워크 시스템이다. 캔 시스템은 차량 내 전자 부품의 복잡한 전기 배선과 릴레이를 직렬 통신선으로 대체하여 지능화함으로써 중량감과 복잡성을 줄인다. 캔 시스템은 1980년에 자동차용 네트워크 프로토콜로 개발이 되었으며, 실시간 제어 성능이 우수하고, 구현이 용이한 프로토콜로, ISO에 의해 시리얼 통신 규약 ISO 11898 국제 표준으로 지정되어, 제조업, 항공, 철도 및 차량 등에 널리 사용되고 있다.
캔 메시지 구조는 도 1과 같이, 1 비트 프레임 시작 필드(start of frame : SOF), 12 비트 중재 필드(arbitration field), 6 비트 제어 필드(control field), 최대 64 비트의 데이터 필드(data field), 16 비트 CRC 필드(cyclic redundancy check field), 2 비트 ACK 필드(acknowledge field), 7 비트 프레임 종료 필드(end of frame field : EOF) 및 3 비트 프레임 간 공백 필드(inter frame space)로 구성된다. 각 필드는 일정한 체계에 따라 비트수가 할당되어 있다. 도 1의 캔 메시지 프레임에서 0과 1로 명시된 비트들은 표준에 근거하여 지정된 값으로 항상 전송되어야 하는 비트들이다. 이와 같은 11 비트 기반의 중재 필드에 추가적으로 18비트를 추가하여 합계 29 비트의 식별자를 이용할 수 있는 표준이 제정되어 현재 이용되고 있다.
프레임 시작 필드는 최초로 전송되어 프레임의 시작을 알린다. 프레임 시작 필드에 뒤따르는 중재 필드는 11 비트의 표준 포맷과 29 비트의 확장 포맷이 있으며, 식별자와 원격 전송 요구(remote transmission request: RTR) 비트를 가진다. 중재 필드는 11 비트로 이루어지는 식별자 필드이며, 캔 통신 시 전송되는 캔 메시지 프레임의 처리 우선순위를 지정한다. 중재 필드는 우선순위를 판단할 수 있도록 각 캔 제어기 내부에서 발생하는 캔 데이터마다 고유의 식별자 또는 식별번호가 할당된다. 또한 RTR 비트가 "0"의 값(디폴트)을 가질 때, 캔 메시지가 데이터 프레임 상태임을 의미하고, RTR 비트가 "1"의 값을 가질 때, 캔 메시지가 원격 프레임(remote frame) 상태임을 의미한다. 원격 프레임은 캔 버스상의 한 노드가 다른 노드에 데이터 전송을 요청할 때 사용되며 데이터 필드가 포함되지 않는다.
제어 필드는 6 비트로 구성되며, 데이터 필드의 바이트 수를 가리키는 4 비트의 데이터 길이 코드(data length code: DLC)와 향후 사용을 위해 "0"의 값을 갖는 예비 비트 R1, R2로 구성된다.
데이터 필드는 한 노드로부터 다른 노드로 전하고자 하는 데이터를 포함하며 최대 64 비트로 구성된다. CRC 필드는 순환 중복 검사를 위한 비트로서 15 비트 코드와 끝을 알리는 "1"의 값을 가지는 비트가 이어진다. ACK 필드는 2 비트로 구성되며, 첫 번째 비트는 "0"의 값을 가지는 슬롯(slot) 비트로서 메시지를 성공적으로 수신한 다른 노드로부터 전송된 "1"의 값으로 기록될 수 있다. 두 번째 비트는 "1"의 값을 가진다.
프레임 종료(EOF) 필드는 7 비트로 구성되며, 모두 "1"의 값을 가진다. 프레임 종료 필드에 뒤이어 모두 "1"의 값을 가진 3 비트의 프레임간 공백(inter frame space)이 이어진다. 3 비트의 프레임간 공백 이후에 캔 버스는 전송을 원하는 임의의 노드가 사용할 수 있게 된다. 전송을 원하는 노드는 프레임 시작 필드를 전송하면서 버스 확보를 시도할 수 있다. 캔 버스에서 데이터 전송을 하고자하는 노드는 프레임 시작 필드(SOF) 비트를 먼저 전송하고 이후 메시지에 고유한 식별자를 전송하게 된다. 캔 프레임에는 11 비트 혹은 29 비트의 식별자가 전송되며, 이 식별자와 관련된 송신측과 수신측만이 동작을 하고, 나머지 노드들은 특별한 경우 예를 들면, 오류 검출 등이 아니면 버스 구동을 하지 않는다.
또한 두 개 이상의 노드가 동시에 전송을 시작할 수 있는데, 이 경우 캔 표준은 캔 버스 상에서 다중 액세스와 이를 위한 중재 방식을 제공한다. 캔 표준은 다중 통신을 위해 CSMA/BA(carrier sense multiple access with bitwise arbitration) 방식을 이용한다. 각 노드들은 SOF 전송 이후에 식별자를 전송하는데 식별자 값에 따라 캔 버스를 로직 레벨 0이나 1로 구동한다. 로직 레벨 0은 도미넌트(dominant), 로직 레벨 1은 리세시브(recessive)라 칭한다. 예를 들어 제1 노드는 도미넌트로 식별자 비트를 구동하고, 제2 노드는 리세시브로 식별자 비트를 구동한다고 하자. 이와 같이 두 노드가 각각 도미넌트와 리세시브를 같은 시간에 구동할 경우, 버스는 도미넌트 상태가 된다. 따라서 이 경우 리세시브로 버스를 구동한 제2 노드의 경우 전송 비트와 버스에서 수신된 비트가 다르므로 중재에서 우선순위가 밀린 것을 인지하고, 버스 구동을 멈춘다. 결과적으로는 식별자(ID)의 값이 작은 메시지가 우선순위가 높아짐을 알 수 있다.
식별자 경쟁을 통해 버스 사용권을 확보한 노드는 최대 64 비트까지 데이터 구간에 실어서 전송할 수 있다. 비트 구간 내에서 수신기의 샘플링 시점을 정하기 위해서, 수신기는 로직 레벨 0에서 1 또는 로직 레벨 1에서 0의 비트 천이 시점을 이용한다. 비트 천이가 일정 구간 내에 항상 발생하도록 하기 위해 동일 비트가 5개 이상 전송이 될 때는 반드시 1 비트의 다른 비트를 삽입하여 에지가 발생하도록 전송한다. 즉 비트 "1"이 5개가 전송이 되면, 비트 "0" 1개를 삽입하여 전송하고, 수신기는 이렇게 삽입된 비트를 제거한다. 수신기는 비트 변화를 이용하여 에지를 검출하고, 이로부터 일정한 옵셋 시간 이후에, 샘플링을 수행하여 비트 검출을 수행한다. 옵셋은 시스템의 지연 등에 따라 적절한 값으로 설정이 되어야 한다.
최근에 특히 차량에서 멀티미디어 장치 등을 포함하는 고속의 데이터 전송 요구가 늘어나고 있다. 기존 캔 표준 인터페이스를 그대로 두고, 추가로 다른 고속 표준의 전송 방식을 도입하는 것을 생각할 수 있다. 하지만, 이 방식은 새로운 고속 표준을 사용하기 위해 추가로 케이블을 더 설치해야 하므로, 차량 중량의 증가 및 제조 원가 상승의 문제점을 갖고 있다. 따라서 최근에는 캔 표준을 바탕으로 데이터 전송 속도를 높이는 방법들이 제안되고 있다.
먼저, 캔 통신 시스템의 1Mbps 전송 속도를 유지하면서, 데이터 전송 효율을 높이기 위한 노력으로, 채널 지연 분석을 통한 효율적인 스케줄링 방법이 제안되었다. 이와는 달리 오버클로킹(overclocking)을 통해서 고속의 데이터 전송을 하기 위한 방법들도 제안되었는데, 데이터 전송 구간 동안 오버클로킹을 통해 데이터를 짧은 시간에 전송하는 이 방식은 데이터를 오버클로킹을 통해 빨리 전송을 하는 것인데, 데이터 전송 시간이 짧아지나 전체 전송 속도는 크게 늘지 않는 단점이 있다. 이에 대한 개선으로 오버클로킹으로 데이터 전송하는 구간을 늘려서 고속 전송을 이루기 위한 노력으로 CAN-FD(CAN with flexible data-rate)에 관한 기술이 제안되고 있다. 이는 SOF와 식별자 전송을 통해 버스 사용권을 확보한 이후에, 데이터 구간에서 최대 16MHz까지 오버클로킹을 하여 속도를 향상시키는 기술이다. 데이터 전송이 완료된 이후에는 1Mbps의 기존 캔 속도로 회귀한다. CAN-FD 장치가 기존의 캔 장치들과 같이 동작하는 경우, CAN-FD 데이터 구간에서 기존의 캔 수신기들이 1Mbps 클록 복원을 수행할 수 있는데, 이때 CAN-FD 신호 구간에서는 한 개의 1μs 비트구간에서 여러 개의 에지가 검출되므로, 기존 캔 수신기와의 호환성을 유지하지 못한다. 따라서 CAN-FD 방식은 CAN-FD 방식을 지원하는 방식 간에만 사용이 가능하다.
CAN-FD 방식과 같이 오버클로킹으로 고속 전송을 하면서, 기존 캔 수신기와의 호환성을 유지하기 위한 방식이 제안되었다. 이 방식은 고속의 클록을 1μs 비트 구간 전체에 걸쳐서 전송하지 않고, 기존 캔 노드들이 에지 검출이나 샘플링을 하는 구간을 제외한 회색구간(gray zone)에서만 클록을 높여서, 기존 캔 노드들이 에지 오검출이나 데이터 오검출을 하지 않도록 하여 호환성을 유지하는 것이다. 하지만, 비트 구간 전체에 고속 데이터를 전송하지 못하므로, CAN-FD 방식보다 속도가 낮은 단점이 존재한다.
앞에서 제안한 모든 개선 방식은 오버클로킹을 통해 속도를 높이는 공통점이 있다. 하지만, 캔 표준에 따른 에지검출과 샘플링을 통한 전송방식은 클록을 높이는데 한계가 있으며, 일반적인 채널의 주파수 특성상 고주파 대역이 응답이 제한되므로 고속 클록 사용시 안정적인 수신을 보장하기 어렵다. 에지검출과 샘플링을 수신기가 수행하려면 사각파형에 근사한 파형이 수신기에 수신되어야 하는데, 고속 클록을 사용할 경우, 사각파형을 수신기에서 온전히 수신하기 어렵게 되어 에지 검출 및 비트 검출 성능이 떨어지는 것이다. 따라서 현재 제안되고 있는 CAN-FD의 속도도 16Mbps 정도가 최대 속도이다.
본 발명은 캔 데이터 구간에서 캔 신호는 그대로 전송하면서, 이와 동시에 고속의 송수신을 위한 통과 대역 변조 신호를 기존의 신호에 더하여 전송함으로써, 기존 캔과의 호환성을 유지함과 동시에 추가적인 고속의 데이터 전송을 가능케 하는 방식이다.
차량과 제어기에 필요한 대역폭이 늘어남에 따라 기존 캔 통신 시스템으로는 감당하기 어려운 멀티미디어 응용이 증가하고 있으며, 이를 해결하기 위해 별도의 고속 네트워크를 설치하는 것은 비용이 많이 소요되며, 특히 차량의 경우 별도의 케이블을 추가적으로 설치하는 것은 차량의 무게와 단가가 높아지는 문제점이 있다.
고급 차량으로 갈수록 차량 내 전자 제어 장치 및 멀티미디어 장비가 증가되고, 이러한 분리 시스템들을 상호 연결하기 위해서 일반적으로 사용되는 배선 장치는 믿어지지 않을 정도의 엄청난 케이블을 필요로 한다. 이것은 전체적인 차량의 무게와 제조비용에서 상당한 부분을 차지하며 신뢰성 저하 및 품질 문제 발생 요소의 증가를 가져와 근본적인 대책이 필요하게 되었다.
도 2는 종래의 차량 등에서 사용되는 캔 통신 시스템을 나타낸다. 캔 통신 시스템 상의 각 노드는 각각의 캔 제어기를 구비하고 있고, 캔 제어기는 표준 캔 비트열의 송신과 수신을 각각 수행할 수 있으며, 캔 제어기는 표준 캔 프레임 작성, 식별자 처리, 데이터 전달 및 에러 처리를 담당하며, 캔 송수신기는 비트를 도미넌트와 리세시브 비트로 실제 캔버스에 싣는 역할을 담당한다. 일반적으로 에러에 강인하도록 차동(Differential) 신호를 사용한다. 리세시브 비트의 전송은 일반적으로 해당 노드가 버스를 구동하지 않아, 버스 상태가 기본값으로 회귀하도록 설정된다. 이 상태에서 다른 노드가 버스를 구동할 경우, 버스 상태를 이를 그대로 따라가게 된다.
도 3은 도 2에 도시된 캔 송수신기의 버스 구동 신호를 나타낸다. 도미넌트 신호는 비트 0, 리세시브 신호는 비트 1에 해당된다. 도미넌트 신호일 때는 해당 노드에서 버스로 신호를 전송하고, 리세시브 신호일 때는 해당 노드는 버스에 신호를 싣지 않는다. 동일한 비트 구간 내에 캔 노드들이 동시에 도미넌트와 리세시브를 구동할 때 캔 버스는 도미넌트 상태가 되고 도미넌트 비트를 전송한 노드는 캔 송수신기를 통해 버스에 데이터를 송신하고, 리세시브 비트를 전송한 노드는 버스가 사용 가능할 때까지 대기한다.
이하 설명하는 기술은 상기의 문제점을 해결하기 위하여 기존의 캔 송신 비트를 전송할 뿐 아니라 통과대역에서 변조시켜 얻은 통과대역 캔 신호와 합성한 신호를 캔 버스에 전달함으로써 기존의 캔 통신 시스템과 호환성을 유지하면서 데이터 전송 속도를 향상시키는 고속 캔 통신 시스템을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기의 과제를 해결하기 위하여 기존의 캔 통신 시스템과 호환이 가능한 고속 캔 통신 시스템을 제공하고자 한다. 통과대역 변조를 이용한 고속 캔 통신 시스템은 표준 캔 송신 비트열과 고속 캔 송신 비트열을 제공하는 캔 제어기 및 상기 고속 캔 송신 비트를 통과대역으로 변조시켜 얻은 통과대역 캔 신호와 표준 캔 신호를 합성하여 캔 버스에 전달하는 캔 송신기를 포함한다.
한편 버스상의 고속 캔 수신기는 합성된 고속 캔 신호를 수신하여 이중에 통과대역을 신호를 복조함으로써 고속의 데이터 수신이 가능하다.
이하 설명하는 기술은 기존 캔 시스템에 비해 데이터 전송 속도를 획기적으로 향상시키면서기존의 시스템과 호환이 가능하여 비용이 크게 추가되지 않고, 캔 통신 시스템을 경량화 및 고속화시킬 수 있다.
기존의 캔 표준에서 수신기는 캔 표준과 부정합한 프레임이 수신될 경우, 에러 프레임을 전송하여 전송을 중지할 수 있다. 이하 설명하는 기술에서 통과대역 변조를 이용한 고속 캔 통신 시스템은 통과대역 신호를 도미넌트 비트 구간에만 전송하고 그 진폭도 제한하여 전송한다. 이를 통해 동일 버스 상에 위치한 종래 캔 수신기들은 통과 대역의 고속 캔 신호와 표준 캔 신호가 합해진 신호를 수신하더라도 이를 표준 캔 신호로 인식, 수신하게 되어 비트 오검출이나 프레임 에러 등이 발생하지 않는다. 한편 고속 캔 통신 시스템을 지원하는 캔 수신기는 통과 대역의 고속 캔 신호를 인식, 수신하여 고속 데이터 수신이 가능하다. 결국 이하 설명하는 기술은 기존 캔 표준과의 정합성이 유지된다.
제안하는 고속 캔 통신 시스템은 기존에 설치되어 운용중인 캔 통신 장치들과 호환이 가능하므로 기존의 운용중인 캔 시스템을 그대로 유지하면서 멀티미디어와 같은 고속 통신이 필요한 응용을 점진적으로 추가할 수 있어서 자동차 제조사와 같은 제조업체가 도입을 하여 사용하기에 아주 용이한 발명이다.
도 1은 표준 캔 메시지 프레임.
도 2는 종래의 차량 등에서 사용되는 캔 통신 시스템의 개략도.
도 3은 캔 신호의 버스 신호 특성 그래프.
도 4는 본 발명에 의한 고속 캔 송신 시스템의 구성도.
도 5는 도 4에 도시된 신호 합성기.
도 6는 도 4에 도시된 통과대역 캔 신호 발생기.
도 7은 신호 변환기에 의해 변환된 차동신호 파형 그래프.
도 8은 보호구간 동안 통과대역 신호를 전송하지 않는 경우 통과대역 캔 신호 특성 그래프.
도 9는 보호구간 동안 고정된 신호를 전송하는 경우 통과대역 캔 신호 특성 그래프.
도 10은 보호구간 동안 통과대역 캔 신호를 반복하여 전송하는 경우 통과대역 캔 신호 특성 그래프.
도 11은 표준 캔 신호, 통과대역 캔 신호 및 송신 신호 파형 그래프.
도 12는 고속 캔 신호 파형도.
도 13은 가변 진폭 변조 기법 사용 시 고속 캔 신호 파형도.
도 14는 통과 대역 신호의 클리핑 방식 설명도.
도 15는 통과 대역 신호의 클리핑 방식 설명도.
도 16은 통과대역 캔 신호와 표준 캔 신호의 주파수 스펙트럼.
도 17는 표준 프레임 사용 시 표준 캔 신호 비트에 따른 통과 대역 캔 신호 전송 비트 프레임.
도 18은 확장 프레임 사용 시 표준 캔 신호 비트에 따른 통과 대역 캔 신호 전송 비트 프레임.
도 19은 중재과정에서 우선순위에서 밀려 버스 사용권을 잃은 경우 통과대역 신호 송신 방법의 설명도.
도 20는 64비트 전송 시 통과대역 캔 신호 전송이 가능한 비트 프레임.
도 21은 고속 캔 통신 시스템의 수신기의 일 예임.
이하 본 발명의 실시를 위한 구체적인 실시 예를 도면을 참고하여 설명한다. 예시된 도면은 발명의 명확성을 위하여 핵심적인 내용만 확대 도시하고 부수적인 것은 생략하였으므로 도면에 한정하여 해석하여서는 아니 된다.
도 4는 본 발명에 의한 고속 캔 통신 시스템으로서, 고속 캔 제어기(100)와 고속캔 송신기(200)를 포함한다. 고속 캔 제어기(100)는 고속캔 송신기(200)에 기존의 캔 메시지 프레임인 표준 캔 송신 비트열뿐만 아니라 본 발명에 의한 고속 캔 송신 비트열을 전송한다.
표준 캔 송신 비트열은 캔 표준에 근거하여 전송되는 데이터를 의미하고, 고속 캔 통신 비트열은 고속 캔 통신 시스템에서 통과 대역으로 전송되는 데이터를 의미한다. 표준 캔 송신 비트열은 캔 표준에 정의된 프레임 시작 필드, 중재 필드, 제어 필드, 데이터 필드, CRC 필드, ACK 필드, 프레임 종료 필드 및 프레임 간 공백 필드로 구성된다.
통과 대역으로 전송되는 고속 데이터는 임의의 프로토콜에 기반한 메시지 프레임일 수도 있다. 또한, 안정적인 송수신을 위하여 인터리버와 오류정정부호를 사용할 수도 있다. 고속 캔 통신 시스템에서 통과 대역으로 전송되는 데이터 포맷은 다양한 포맷을 사용할 수 있을 것이다.
표준 캔 송신 비트열은 통과대역 캔 신호발생기(210), 신호 합성기(220) 및 신호 변환기(230)로 입력된다.
고속 캔 송신기(200)는 통과대역 캔 신호발생기(210), 신호 합성기(220) 및 신호 변환기(230)를 포함한다.
통과대역 캔 신호발생기(210)는 고속 캔 송신 비트열을 입력받아 통과대역 캔 신호로 변환한다. 통과대역 캔 신호발생기(210)는 표준 캔 송신 비트가 도미넌트 비트, 즉 비트 0일 때만 캔 버스(5)를 통해 전송되므로, 캔 송신 비트가 도미넌트 비트일 때에만 고속 캔 송신비트를 입력으로 받아 동작한다.
도 5의 신호 합성기(220)에서 통과대역 캔 송신 신호는 곱셈기(221)에서 가중치 ASS를 곱한 후, 제 1신호선택기(222)로 입력된다. 제1신호선택기(222)는 제어 입력으로 표준 캔 송신 비트열을 수신하고, 수신한 비트열의 제어비트가 0일때는 입력 포트 0번을 출력하고, 제어비트가 1일때는 입력 포트 1번을 출력한다. 표준 캔 송신 비트열은 제 2신호선택기(223)의 제어 입력으로 전달되며, 제어 비트가 0일때는 입력 포트 0번의 1V를 출력하고, 제어 비트가 1일때는 입력 포트 1번의 0V를 출력한다. 제 2신호 선택기(223)의 출력은 기존의 표준 캔 송신 신호를 구성한다. 표준 캔 송신 신호는 고속 캔 제어기(100)에서 전달되는 표준 캔 송신 비트열에 기반한다.
제 1신호 선택기(222)와 제2신호선택기(223)의 출력은 덧셈기(224)에서 합산되고, 덧셈기(224)의 출력이 고속 캔 송신신호를 구성한다.
신호 변환기(230)는 표준 캔 송신 비트열이 도미넌트 비트 구간일 때만 버스를 구동하고, 비대칭신호(singled-ended signal)를 차동 신호(differential signal)로 변환하여 캔 버스(5)에 전달한다. 신호 변환기(230)는 표준 캔 송신 비트열이 리세시브 비트 구간일 때는 캔 버스(5)의 구동을 멈춘다.
도 6은 도 4에 도시된 본 발명에 의한 통과대역 캔 신호 발생기(210)로서, 직병렬 변환기(211), I 신호 매핑기(212), Q 신호 매핑기(213), 제1 펄스성형필터(214), 제2 펄스성형필터(215), 고속 캔 신호 변조기(216) 및 반송파 발생기(217)를 포함한다.
신호 발생기의 입력인 고속 캔 비트열은 표준 캔 비트열의 속도 1Mbps보다 높은 속도인 R (R>1Mbps)로 입력된다. 직병렬변환기는 고속 캔 비트열을 통과 대역 전송을 위해 두개의 스트림으로 변환하여, 1열은 I(In-phase) 신호 매핑, 2열은 Q(Quadrature) 신호 매핑을 수행한다. 통과 대역 변조 방식에 따라 I 신호와 Q 신호에 1비트 이상의 비트를 실을 수 있다. 예를 들어, QPSK 변조 방식을 사용할 경우, I 신호와 Q 신호에 각각 1비트씩을 실을 수 있고, 16QAM을 이용할 시에는 각각 2비트씩을 실을 수 있다. 이 경우, I 신호와 Q 신호의 심볼율 fs는 QPSK시 R/2, 16QAM 신호 사용 시 R/4가 된다.
표준 캔 신호의 1 비트구간에서 정수개의 통과대역 심볼이 전송되도록 하는 것이 전송 시스템을 단순화하는데 도움이 되므로, fs는 n1 MHz (n1은 2 이상의 정수)로 설정하는 것이 유리하다. 비트 매핑 시, QPSK의 경우 비트 0은 1로, 비트 1은 -1로 매핑한다. 16QAM의 경우, 비트 00는 -1, 비트 01은 -1/3, 비트 10는 1/3, 비트 11은 1로 매핑한다.
펄스성형필터는 통과 대역 신호의 대역 외 방사를 제한하기 위해 사용되는데, RRC 필터(root raised cosine filter) 또는 버스의 주파수 특성 및 통과대역 캔 표준 변조 방식에 따라 다양한 펄스성형필터가 사용될 수 있다. 매핑된 신호는 필터를 통과함으로써 대역 제한된 신호인 SI(t)와 SQ(t)로 변환된다. 캔 표준에 따르면 캔 버스(5)상의 모든 노드들은 도미넌트 신호 전송 시에만 버스를 구동할 수 있으므로, 통과대역 캔 신호는 표준 캔 신호의 도미넌트 비트 전송 구간에만 생성하여 전송토록 한다.
반송파 발생기(217)는 통과대역 캔 신호의 통과대역 주파수 fc에 맞는 반송파 신호를 생성한다. 통과대역 주파수 fc의 설정을 높게 할수록 표준 캔 신호와 주파수 이격이 증가해 간섭이 작아지나, 너무 높게 설정할 경우, 채널의 고주파 감쇄 효과로 인해 신호 크기가 작아지게 되므로, 통과대역 주파수 fc는 시스템의 요구에 따라 적절한 값으로 정한다.
변조기(216)는 수학식 1과 같은 변조를 수행한다. φ 는 반송파의 위상을 나타낸다. fc는 반송파의 동작 주파수로서 임의의 값으로 설정될 수 있으나, 시스템의 단순화를 위해서는 n2 MHz로 (n2는 2 이상의 정수) 설정하는 것이 유리하다. 이 경우 표준 캔 한 비트구간에 n2 주기의 반송파가 실리게 된다. 기술의 편의상
Figure PCTKR2014009258-appb-I000001
는 최대값 1V, 최소값 -1V를 값도록 정규화되었다고 가정한다.
수학식 1
Figure PCTKR2014009258-appb-M000001
도 5상의 표준 캔 신호는 표준 캔 송신 비트가 0(도미넌트)일때는 1V, 1일때는 0V의 값을 가진다. 표준 캔 신호의 1 비트 구간을 TCAN이라 하고,
Figure PCTKR2014009258-appb-I000002
구간에서의 표준 캔 비트를 bk라 할 때, 표준 캔 신호 SCAN(t)는 수학식 2와 같이 표현된다.
수학식 2
Figure PCTKR2014009258-appb-M000002
신호 합성기(220)는 통과대역 캔 신호에 가중치를 곱한 신호와 표준 캔 신호 합하며, 이는 아래의 수학식 3와 같이 표현할 수 있다.
수학식 3
Figure PCTKR2014009258-appb-M000003
ASS는 통과대역 캔 신호의 가중치를 나타내며, 이때 통과 대역 캔 신호는 최대값 ASS V, 최소값 -ASS V를 가짐을 알수 있다. 표준 캔 신호와 통과대역 캔 신호의 합인 고속 캔 신호
Figure PCTKR2014009258-appb-I000003
는 통과대역 신호가 전송되는 구간에서 최소값 1- ASS V를 가진다. 따라서, 버스상의 기존 캔 노드들이 이를 리세시브 비트로 오검출 하지 않도록 1 - ASS > 0.5V 인 조건을 만족하는 적절한 ASS를 선택하여야 한다.
신호 변환기(230)는 도 7과 같이 비대칭신호(single-ended)를 차동신호(differential)로 변환하여 버스에 싣는다. 도 7의 예는 통과대역 변조 방식으로 QPSK 변조를 사용하는 경우를 보여준다.
캔 표준 신호의 진폭은 일반적으로 비대칭신호 기준 1V, 차동신호 기준 2V이며, 본 발명의 통과대역 캔 신호는 가중치 ASS를 1보다 작게 설정하여
Figure PCTKR2014009258-appb-I000004
의 진폭이 비대칭신호 기준 1V보다 작은 값인 수십 mV에서 수백 mV를 갖게 한다. 이를 통해, 캔 버스(5)의 기존 캔 노드들은 도미넌트 비트 전송 구간에서 통과대역 캔 변조 신호가 같이 수신되더라도, 이로 인해 오검출이 발생치 않게 된다. 캔 표준에 따라 도미넌트 비트 구간인 경우에만 송신기가 버스를 구동하므로, 이때에만 통과대역 캔 신호를 싣도록 하고, 캔 신호가 리세시브 비트 구간인 경우에는 통과대역 캔 신호를 싣지 않는다. 상기 신호 합성기(220)는 캔 표준 노드들과의 호환성을 위해 표준 캔 비트열의 도미넌트 비트 구간에만 통과대역 캔 신호를 합성하고, 리세시브 비트 구간에서는 통과대역 캔 신호를 합성하지 않는다.
고속 캔 송신기(200)는 통과대역 캔 신호의 연속적인 전송 구간의 시작이나 끝부분에 보호구간을 설정하고, 이 보호구간에는 도 8의 예시와 같이 통과대역 캔 신호를 전송치 않거나, 도 9의 예시와 같이 고정신호를 전송하거나, 도 10의 예시와 같이 전송신호의 일부분을 반복하여 전송한다. 이와 같이 보호구간을 설정한 이유는 통과대역 캔 신호를 리세시브 비트 구간에는 전송하지 않다가, 도미넌트 비트 구간에 불연속적으로 전송 시작 및 종료를 함으로써 생기는 신호 왜곡으로부터 통과대역 캔 신호를 보호하기 위함이다. 보호구간의 길이는 채널의 지연 특성에 따라 변화할 수 있다. 도 8는 보호구간 동안 통과대역 캔 신호를 전송하지 않는 경우이다. 도 9은 보호구간 동안 고정된 신호를 전송하는 경우를 나타낸다. 도 10은 통과대역 캔 신호가 신호 1, 신호 2 및 신호 3의 순으로 구성될 때, 신호 3을 시작 부분에, 신호 1을 끝부분에 반복하여 전송하는 경우를 보인다. 보호구간은 시작과 끝부분에 모두 존재할 수도 있고, 어느 한부분에만 존재할 수도 있다.
도 11는 표준 캔 신호와 통과대역 캔 신호의 합으로 생성된 고속 캔 신호를 구성하는 방법을 보인 것이다.
통과대역 캔 신호의 변조 방식으로 고정 진폭 변조 방식과 가변 진폭 변조 방식이 사용 가능하다. 하지만, 통과대역 캔 신호와 표준 캔 신호를 합한 고속 캔 신호가 캔 비트 구간 1us내에서, 동일 버스상의 기존 캔 노드들이 표준 캔 신호를 판독하고, 에지를 검출하는 데에 장애를 주지 않도록 제한되어야 한다.
비대칭신호 (single-ended) 기준으로 도미넌트 비트 전송 구간에서 통과대역 캔 신호와 표준 캔 신호 합의 최저값(Smin)은 도 12에서와 같이 1-ASS V로 제한된다. 이 경우 ASS가 작아져서 최저값(Smin)과 0V와의 격차가 클수록 기존 캔 노드 수신기측에서 도미넌트 비트를 리세시브 비트로 오검출하는 가능성이 낮아지게 된다. 반대로 통과대역 캔 신호의 가중치(ASS)를 크게 하면 통과대역 캔 신호의 신호 대 잡음비가 높아지는 장점이 있으나, 최저값(Smin)이 작아지게 되어, 고속 캔 신호를 수신한 기존 캔 노드들의 비트 오검출 및 에지 오검출 가능성이 높아지게 된다.
통과대역 캔 신호의 가중치(ASS)는 통과대역 캔 신호발생기의 변조 방식, 채널 특성 및 전송율에 따라 조정이 가능한 시스템 파라미터이다. 가중치(ASS)는 동일한 캔 프레임 내에서도 표준 캔 신호 필드 및 전송되는 통과대역 데이타에 따라 변화할 수 있다. 예를 들어, 프레임 시작 필드와 중재 필드 구간에서는 기존 캔 노드들과의 상호 운용을 원활히 하게 위해 ASS를 작게 설정하여 작은 진폭으로 전송하고, 데이터 필드를 포함한 나머지 구간에서는 ASS를 크게 설정할 수 있다.
상기 통과대역 캔 신호발생기(210)가 사용하는 가변 진폭 변조 방식은 주파수 대역의 사용 효율을 높여서 고속 전송이 가능한 장점이 있다. 사용가능한 변조 방식은 16QAM, 32QAM, 64QAM 등이 모두 가능하고, 실제 적용 여부는 채널의 특성에 따라 결정되어야 한다. 가변진폭 변조 방식을 사용하여 전송되는 통과대역 캔 신호는 도13와 같이 전송 비트열에 따라 다양한 진폭 꼭지점 값이 발생한다. 통과대역 캔 신호발생기(210)는 통과대역 캔 신호의 모든 꼭지점 값 중에서 최저치를 찾고, 이를 바탕으로 ASS 제한하여 기존 캔 전송장치와의 호환성을 확보할 수 있다.
상기 통과대역 캔 신호발생기(210)가 사용하는 고정 진폭 변조 방식으로는 주파수 변조와 위상 변조 기법이 모두 사용가능하다. 위상 변조 방식으로는 BPSK, QPSK, OQPSK 또는 R/4-DQPSK 방식을 사용할 수 있으며, 주파수 변조 방식으로는 FSK 또는 CPM등이 사용가능하다.
상기 통과대역 캔 신호 발생기(210)가 고정 진폭 변조 방식을 사용할 경우, 통과 대역 신호의 진폭에는 정보가 실리지 않으므로, 통과 대역 신호를 도 14와 도 15과 같이 제한(clipping)하여 전송하는 것이 가능하며, 이 경우 신호 합성기(220) 및 신호 변환기(230)의 복잡도를 감소시킬 수 있다. 통과 대역 신호의 클리핑은 펄스성형필터(214, 215)의 출력을 이용하며, 통과 대역 캔 신호를 위한 펄스성형필터가 없을 때는 신호 매핑기(212, 213)의 출력을 도 14 또는 도 15과 같이 클리핑한다. 도 14는 통과대역 캔 신호를 0보다 큰 경우는 1, 0보다 작은 경우는 -1로 단순화함으로써 통과대역 캔 신호 발생기(210), 신호 합성기(220) 및 신호 변환기(230)를 단순화할 수 있다. 또는 도 15과 같이, 도 15의 클리핑 방식을 더 단순화하여 통과 대역 신호가 0보다 클 때는 1, 0보다 작을 때는 0으로 고정하여, 통과대역 캔 신호 발생기(210)의 출력은 1과 0의 두 가지 값 중에 하나만을 갖게 되고, 통과 대역 캔 신호는 항상 양의 값만 갖게 되므로, 통과대역 캔 신호 발생기(210)를 도 5보다 단순화시킬 수 있을 뿐 아니라 신호 합성기(220) 및 신호 변환기(230)를 더 단순화 할 수 있다.
도 16은 제안 기법의 고속 캔 신호의 주파수 스펙트럼의 예시를 나타낸다. 통과대역 캔 신호의 펄스성형필터로 롤오프 계수(roll-off factor)가 0.3인 RRC 필터(Root Raised Cosine filter)가 사용되었다. 통과대역 캔 신호는 반송파 주파수 fc = 24MHz, 심볼율 fs =16MHz이고, 진폭 ASS는 100mV이며, 변조 방식은 QPSK일 경우이다. 통과대역 캔 신호의 주파수에 따른 방사 특성은 펄스성형필터에 따라 변화할 수 있으며, 방사 조건과 변조 기법에 따라 적절한 펄스성형필터를 사용함으로써 최적화가 가능하다.
통과 대역 송신신호는 변조 방식, 반송파 주파수 및 심볼율에 따라 다양하게 구성할 수 있다. 표 1은 몇 가지 통과대역 캔 송신 시스템 예시를 보여준다.
표 1
변조방식 반송파 주파수 심볼율 통과대역 캔 신호 최대 송신율
구현예 1 QPSK 8MHz 4MHz 8 Mbps
구현예 2 QPSK 32MHz 32MHz 64 Mbps
구현예 3 QPSK 64MHz 64MHz 128 Mbps
구현예 4 16QAM 64MHz 64MHz 256 Mbps
통과대역 캔 신호는 노드가 캔 버스(5)를 구동할 수 있는 도미넌트 비트 전송 구간에는 항상 사용가능하다. 따라서 도 1의 캔 메시지 프레임 구조에서 프레임시작필드, 중재필드, 제어필드, 데이터필드, CRC 필드에서 도미넌트 비트가 전송될 때는 통과대역 캔 변조신호 전송이 가능하다. 다만, ACK 필드, 프레임종료필드 및 프레임간 공백에는 통과대역 캔 신호를 전송하지 않는다.
도 17는 표준 프레임 사용 시 표준 캔 신호 비트열과 이에 상응하는 통과 대역 캔 신호 전송 구간의 예시를 보인 것이다. 데이터 전송구간은 32 비트를 가정한다. 도 18은 확장 프레임 사용 시 표준 캔 신호 비트열에 따른 통과 대역 캔 신호 전송되는 구간과 전송되지 않는 구간을 예를 들어 보인 것이다. 데이터 전송 구간은 8 비트를 가정한다.
캔 표준에 의한 식별자 중재 과정에서 본 발명에 의한 고속 캔 노드 A가 식별자 비트를 전송하다가 도 19과 같이, 9번째 비트에서 리세시브 비트 전송을 하는 중에, 다른 노드 B(노드 B는 기존의 캔 노드가 될 수도 있으며, 혹은 본 발명에 의한 고속 캔 노드가 될 수 있다)가 버스를 도미넌트로 구동하게 되는 경우, 노드 A는 버스 사용권을 잃게 되고, 노드 A의 고속 캔 송신기(200)는 다음 비트 구간에서부터는 표준 캔 신호와 통과대역 캔 신호의 전송을 모두 멈추어야 한다.
표준 캔 프레임 내에서 통과대역 캔 전송 구간을 최대화하기 위해서 표준 캔 비트열 중에서 고정 비트를 제외한 가변 비트 필드들에 도미넌트 비트를 많이 할당하는 것이 필요하다. 가변 필드 중 중재필드는 노드에 고유한 식별자이므로 임의로 수정이 불가능하나 이를 제외한 데이터 필드는 도미넌트 비트수를 최대화하도록 변경하는 것이 가능하다. 이를 위해서는 표준 캔 프레임에서 DLC 비트를 "1000"으로 고정하여 데이터 구간을 최장 구간인 64 비트로 설정하여 데이터 전송 구간길이를 최대화하고, 데이터 필드에서 데이터를 도미넌트 비트 5 비트와 리세시브 비트 1 비트의 반복 패턴으로 설정한다. 도 20는 표준 캔 프레임을 이용하여 64 비트 데이터 전송을 하는 경우에, 5 비트 도미넌트와 1 비트 리세시브 비트의 패턴 반복을 이용하여 통과대역 캔 신호가 전송 가능한 구간을 최대화한 예를 보인다. DLC 필드는 비트 1, 비트 0, 비트 0 및 비트 0으로 설정되었고, 64비트인 데이터 필드는 최대 도미넌트 비트수를 갖도록 비트를 모두 0으로 설정하였다. 캔 표준에 따라서 연속하는 5개의 비트 0 이후에는 비트 1을 자동적으로 삽입하게 되어 있으므로, 실제 전송되는 비트열은 DLC 필드와 연이어서 "100000"이 된다. 데이타 비트 구간에서 13비트의 리세시브 비트가 추가됨을 알 수 있다. CRC 비트는 캔 표준에 따르면, 프레임 전체의 데이터 구성에 따라 달라지므로 임의로 도미넌트 비트를 할당할 수 없다. DLC 필드 및 데이터 필드에서 최대 가능한 도미넌트 비트수는 이들의 합인 3+64 = 67 비트이다. 이는 캔 프레임 내에서, 67 비트구간, 즉 67μs 동안은 캔 노드의 식별자와 무관하게 항상 통과 대역 캔 신호를 전송할 수 있음을 뜻한다.
캔 표준은 다수의 노드가 연결된 버스상에서 운용되므로 발명의 고속 캔 신호는 기존의 표준 캔 수신기들에도 전달이 된다. 버스상의 기존 표준 캔 수신기에서 볼 때 고속 캔 신호는 리세시브 비트 구간에서는 어떤 신호도 전달되지 않아 캔 표준과 정합성에 문제가 없다. 다음으로 도미넌트 비트가 전달되는 구간에서는 제안 발명에서 수신 신호 레벨이 일정 이상으로 제한되어 도미넌트 비트가 리세시브 비트로 잘못 검출되는 오류가 발생하지 않아 기존 캔 수신기에 오검출을 발생치 않는다. 캔 표준에서는 버스상에서 캔 표준과 부정합한 프레임이 수신될 경우, 버스상의 임의의 노드가 에러 프레임을 전송하여 전송을 중지할 수 있다. 한편 버스상의 고속 캔 수신기는 도미넌트 비트 구간에 통과대역을 통해 고속 캔 데이터가 수신될 경우에 이를 수신함으로써, 고속의 데이터 수신이 가능하다.
도 21은 고속 캔 통신 시스템에서 버스에서 전달되는 신호를 수신하는 고속 캔 수신기(300)의 구성을 도시한 예이다.
신호 변환기(310)는 버스(5)에서 전달되는 신호에 대해 차동신호-비대칭 신호변환을 수행한다.
신호 변환기(310)의 출력은 표준 캔 신호 검출기(320)로 인가된다. 표준 캔 신호 검출기(320)는 비대칭 신호가 일정 기준값 이하에서 이상으로 변화할 때에 이를 도미넌트 비트로 인식하여 로직레벨 1인 신호를 출력한다. 반대로 입력되는 비대칭 신호가 기준값 이상에서 이하로 천이를 하면 출력 신호의 값을 로직레벨 0으로 변환한다. 표준 캔 신호 검출기(320)는 입력되는 비대칭 신호가 기준값을 넘어 변화하지 않을 때에는 현재 출력값을 유지한다.
표준 캔 신호 검출기(320)에서 출력되는 값은 후술할 등화기(350) 및 판정기(360)으로 전달된다. 표준 캔 신호 검출기는 버스에서 전달되는 표준 캔 신호가 도미넌트 비트 구간인지 리세시브 비트 구간인지 여부를 판단하는 구성에 해당한다.
통과대역필터(330)는 신호 변환기(310)에서 출력되는 고속캔 신호에서 표준 캔 신호와 잡음을 제거한다. 통과 대역 필터(330)를 통과한 신호는 타이밍/반송파 복원기(340)에 입력된다.
타이밍/반송파 복원기(340)는 타이밍 복원기(미도시) 및 반송파 복원기(미도시)를 포함한다.
반송파 복원기는 신호 변환기(310)로부터 출력된 통과 대역의 고속 캔 신호를 이용하여 반송파를 복원한다. 반송파 복원기는 복원된 반송파를 이용하여 통과 대역의 고속 캔 신호의 위상과 주파수를 보정하여 통과 대역의 고속 캔 신호를 기저대역 신호로 변환한다.
타이밍 복원기는 통과 대역의 고속 캔 신호 또는 기저대역으로 변환된 고속 캔 신호로부터 샘플링 클록을 복원하고, 복원된 샘플링 클록에 따라 기저대역의 고속 캔 신호를 샘플링하여 이를 등화기(350)로 전달한다.
등화기(350)는 채널의 왜곡 보상을 수행하고, 판정기(360)는 송신 변조기법에 알맞은 판정을 수행하여 고속 캔 비트열을 출력한다. 등화기(350)와 판정기(360)는 표준 캔 신호 검출기(320)의 출력 신호 값이 로직레벨 1인 구간에서만 동작하고 로직 레벨 0인 구간에서는 동작을 멈춘다.
판정기(360)의 출력인 고속 캔 비트열은 고속 캔 제어기(100)로 전달되고, 고속 캔 제어기(100)는 표준 캔 신호 검출기(320)의 출력 값이 로직 레벨 1인 구간에서의 입력 비트열 만을 취하고 로직 레벨 0인 구간에서의 출력은 무시한다. 고속 캔 제어기(100)는 수신한 고속 데이터에서 송신기와 미리 정의된 규약에 의거 프레임 해체, 역 인터리빙 및 오류 정정 부호화 등을 수행한다.
통과대역필터(330), 타이밍/반송파 복원기(340), 등화기(350) 및 판정기(360)는 표준의 신호가 도미넌트 비트 구역인지 또는 리세시브 비트 구역인지 여부에 따라 캔 버스(5)에서 수신하는 신호에서 통과대역의 고속 캔 송신 비트열을 추출하는 구성에 해당한다.
이상에서는 실시 예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
[부호의 설명]
5 : 캔 버스 100 : 고속 캔 제어기
200 : 고속 캔 송신기 210 : 통과대역 캔 신호 발생기
211 : 직병렬 변환기 212 : I 신호 매핑기
213 : Q 신호 매핑기 214 : 제1 펄스성형필터
215 : 제2 펄스성형필터 216 : 고속 캔 신호 변조기
217 : 반송파 발생기 220 : 신호 합성기
221:곱셈기 222: 제1신호선택기
223: 제2신호선택기 224: 덧셈기
230 : 신호 변환기
300 : 고속 캔 수신기 310 : 신호 변환기
320 : 표준 캔 신호검출기 330 : 통과대역 필터
340 : 타이밍/반송파 복원기 350 : 등화기
360 : 판정기

Claims (20)

  1. 캔(CAN: controller area network) 통신 시스템과 호환이 가능한 고속 캔 통신 시스템에 있어서,
    표준 캔 송신 비트열와 고속 캔 송신 비트열을 제공하는 고속 캔 제어기 및
    상기 고속 캔 송신 비트열을 통과대역으로 변조시켜 얻은 통과대역 캔 신호 및 상기 표준 캔 송신 비트열에 기반한 표준 캔 신호를 합성하여 캔 버스에 전달하는 고속 캔 송신기를 포함하는 통과대역 변조를 이용한 고속 캔 통신 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 고속 캔 송신기는,
    상기 표준 캔 송신 비트열에서 도미넌트(dominant) 비트가 전송될 때, 상기 고속 캔 송신 비트열을 신호 매핑하고 변조시켜 통과대역 캔 신호를 발생시키는 통과대역 캔 신호 발생기 및
    가중치를 곱한 상기 통과대역 캔 신호 및 상기 표준 캔 신호를 합성하는 신호 합성기를 포함하는 고속 캔 통신 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 통과대역 캔 신호 발생기는,
    상기 고속 캔 송신 비트를 다중 스트림으로 변환하는 직병렬 변환기;
    상기 다중 스트림의 한 열을 I 신호 매핑하여 I 신호를 생성하는 I 신호 매핑기;
    상기 다중 스트림의 나머지 열을 Q 신호 매핑하여 Q 신호를 생성하는 Q 신호 매핑기;
    상기 I 신호와 상기 Q 신호를 필터링하여 대역 제한된 캔 신호를 출력하는 펄스성형필터;
    통과대역 주파수를 갖는 반송파를 발생시키는 반송파 발생기 및
    상기 반송파 또는 상기 반송파의 위상 지연 신호를 필터링된 상기 I 신호와 상기 Q 신호에 각각 곱한 후 상기 I 신호와 상기 Q 신호를 합하여 통과대역 캔 신호를 출력하는 변조기를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 캔 통신 시스템.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 신호 합성기는,
    상기 표준 캔 송신 비트열을 제어 입력으로 받아 상기 표준 캔 송신 비트열의 도미넌트 비트에는 1V를 출력하고, 상기 표준 캔 송신 비트열의 리세시브 비트에는 0V를 출력하는 제 2 신호선택기를 포함하는 고속 캔 통신 시스템.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 통과대역 캔 신호 발생기는,
    상기 펄스성형필터의 출력이 0보다 클 때는 1로, 0보다 작을 때는 0으로 클리핑하여 0 또는 양의 값만을 갖도록 변환하여 상기 신호 합성기 및 상기 신호 변환기를 단순화하는 기능을 제공하는 고속 캔 통신 시스템.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 신호 합성기는,
    상기 표준 캔 송신 비트열을 제어 입력으로 받아 상기 표준 캔 송신 비트열의 도미넌트 비트에는 통과대역 캔 신호를 출력하고, 상기 표준 캔 송신 비트열의 리세시브 비트에는 0V를 출력하는 제 1 신호선택기를 포함하는 고속 캔 통신 시스템.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 고속 캔 제어기는,
    상기 표준 캔 송신 비트열 중에서 시작 필드와 식별자 필드를 포함하는 고정 필드와 DLC 필드, 데이터 필드 및 CRC 필드를 포함하는 가변 필드의 도미넌트 비트구간에 고속 캔 송신 비트열을 같이 전송하는 고속 캔 통신 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 고속 캔 제어기는,
    표준 캔 프레임의 데이타 필드에 모두 비트 0을 할당하여, 연속된 도미넌트 5 비트와 뒤따르는 리세시브 1 비트의 반복 패턴으로 표준 캔 송신 비트열을 생성하여 상기 고속 캔 송신기에 전송하는 고속 캔 통신 시스템.
  9. 제2항에 있어서,
    상기 고속 캔 송신기는,
    통과대역 캔 신호 전송 구간에서 상기 통과대역 캔 신호와 상기 표준 캔 신호의 합의 최소값을 일정값 이상이 되도록 제한하고, 최소값은 통과대역 캔 신호의 가중치로 조절하여 기존 캔 노드들과의 호환성을 보장하는 고속 캔 통신 시스템.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 통과대역 캔 신호 발생기는,
    통과대역 캔 신호 변조 기법에 가변 진폭 변조 방법을 적용하여 전송 비트열에 따라 발생하는 다양한 진폭 꼭지점 값 중에서 최대치를 찾고, 최대치를 기준으로 상기 통과대역 캔 신호의 최대 진폭을 제한하여 기존 캔 전송장치와의 호환성을 보장하는 고속 캔 통신 시스템.
  11. 제2항에 있어서,
    상기 신호 합성기는,
    상기 통과대역 캔 신호의 가중치를 상기 표준 캔 신호의 각 필드 또는 전송되는 통과대역 데이터에 따라 동일한 표준 캔 프레임 내에서 다르게 설정하는 기능을 제공하는 고속 캔 통신 시스템.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 고속 캔 송신기는,
    상기 표준 캔 프레임의 도미넌트 비트 전송 구간 내에서 상기 통과대역 캔 신호의 시작 또는 끝부분에 보호구간을 설정하고, 이 보호구간 동안, 데이터를 전송치 않거나, 알려진 데이터를 전송하거나, 데이터의 일부분을 반복 전송하는 고속 캔 통신 시스템.
  13. 제1항에 있어서,
    고속 캔 신호를 캔 버스로부터 수신하면서 상기 캔 송신 비트열이 도미넌트 비트 구역인 경우에 상기 수신한 신호로부터 상기 고속 캔 송신 비트열을 추출하는 고속 캔 수신기를 더 포함하는 고속 캔 통신 시스
  14. 캔 송신기 및 캔 버스를 포함하는 캔 통신 시스템에 있어서,
    제1 비트열 및 제2 비트열을 입력받아 상기 제1 비트열을 통과 대역으로 변조하여 통과 대역 캔 신호를 생성하고, 상기 제2 비트열을 표준 캔 신호로 생성하고, 상기 통과 대역 캔 신호와 상기 표준 캔 신호를 합성한 송신 신호를 송신하는 캔 송신기;
    상기 송신 신호를 전달하는 캔 버스; 및
    상기 송신 신호를 수신하는 캔 수신기를 포함하되,
    상기 제1 비트열은 캔 표준에 정합하는 도미넌트 비트들과 리세시브 비트의 조합으로 구성되는 캔 통신 시스템.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 캔 송신기는
    상기 제1 비트열에서 입력되는 비트가 도미넌트 비트인 경우에 상기 제2 비트열을 변조하여 통과 대역 캔 신호를 생성하는 캔 통신 시스템.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 캔 송신기는
    상기 제1 비트열에서 입력되는 비트가 도미넌트 비트인 경우 상기 통과 대역 캔 신호와 상기 표준 캔 신호를 합성하여 출력하고, 상기 입력되는 비트가 리세시브 비트인 경우 상기 표준 캔 신호를 출력하는 캔 통신 시스템.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 제1 비트열은 캔 표준에 정합한 도미넌트 비트들과 리세시브 비트의 조합으로 구성되고, 상기 제2 비트열은 상기 캔 버스에 연결된 캔 노드에서 전송하고자 하는 고속 데이터를 나타내는 캔 통신 시스템.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 캔 송신기는
    통과대역 캔 신호 전송 구간에서 비대칭 신호 기준으로 상기 통과대역 캔 신호와 상기 표준 캔 신호의 합의 최소값을 일정한 기준값 이상이 되도록 제어하는 캔 통신 시스템.
  19. 제14항에 있어서,
    상기 캔 송신기는
    통과대역 캔 신호 변조 기법에 가변 진폭 변조 방법을 적용하여 전송 비트열에 따라 발생하는 다양한 진폭 꼭지점 값 중에서 최대치를 찾고, 상기 통과대역 캔 신호의 최대 진폭이 비대칭 신호 기준으로 상기 최대치 이하가 되도록 제어하는 캔 통신 시스템.
  20. 제14항에 있어서,
    상기 캔 수신기는
    상기 표준 캔 신호에 포함된 제1 비트열이 도미넌트 비트인 경우에 상기 수신한 송신 신호로부터 상기 제2 비트열을 추출하는 캔 통신 시스템.
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