WO2015030524A1 - 고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 단계별 상향링크 동기 신호 검출 방법 및 장치 - Google Patents

고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 단계별 상향링크 동기 신호 검출 방법 및 장치 Download PDF

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WO2015030524A1
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base station
rach
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signal
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이길봄
정재훈
김진민
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Definitions

  • the present invention relates to a method for detecting an uplink synchronization signal in a wireless access system supporting a high frequency band and a method for designing a detection filter therefor.
  • Wireless access systems are widely deployed to provide various kinds of communication services such as voice and data.
  • a wireless access system is a multiple access system capable of supporting communication with multiple users by sharing available system resources (bandwidth, transmission power, etc.).
  • multiple access systems include code division multiple access (CDMA) systems, frequency division multiple access (FDMA) systems, time division multiple access (TDMA) systems, orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) systems, and single carrier frequency (SC-FDMA). division multiple access) system.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • An object of the present invention is to provide methods for efficiently detecting an uplink synchronization signal in a communication environment using a high frequency band.
  • Another object of the present invention is to provide a two-stage sync signal detection method for detecting sync signals with low complexity.
  • Another object of the present invention is to provide a method of designing a detection filter for obtaining uplink synchronization in a high frequency band.
  • Another object of the present invention is to provide an apparatus supporting these methods.
  • the present invention provides a method of detecting an uplink synchronization signal in a wireless access system supporting a high frequency band, a method of designing a detection filter for the same, and apparatuses for supporting the same.
  • a method for detecting a random access channel (RACH) signal by a base station in a radio access system supporting a high frequency band includes assigning a cyclic shift value used in a base station and a random access channel. Constructing a receiving signal vector for the signals transmitted through the method; deriving a cyclic shift candidate greater than or equal to a reference value from the received signal vector using the first detection filter; and RACH from the cyclic shift candidate using the second detection filter. Detecting a signal, the first detection filter and the second detection filter may be set based on the cyclic shift value.
  • a base station for detecting a random access channel (RACH) signal in a radio access system supporting a high frequency band may include a transmitter, a receiver, and a processor configured to detect a RACH signal.
  • the processor allocates a cyclic shift value used in the base station, configures a received signal vector for signals transmitted through a random access channel, and uses the first detection filter to select a cyclic shift greater than or equal to a reference value from the received signal vector. And detect the RACH signal from the cyclic shift candidate using the second detection filter, wherein the first detection filter and the second detection filter may be set based on the cyclic shift value.
  • the first detection filter may be set assuming that the number of constituting the random access channel is one. In this case, ⁇ is the first detection filter.
  • ⁇ denotes the total length of the Zadoff-Churse sequence
  • ⁇ de denotes the modulo operation
  • the second detection filter may be set in consideration of the number of effective channels constituting the random access channel.
  • the second detection filter G m is (( m ) JJ ( m + 1 ) J C (( m + ,
  • m denotes a cyclic shift value
  • L denotes the number of effective channels
  • N denotes the total length of the Zadofchu sequence
  • ⁇ de denotes the modulo operation
  • the cyclic shift value may be set in consideration of the number of effective channels.
  • the cyclic shift candidate may mean a section in which a correlation of correlations derived from a Zero Correlation Zone (ZCZ) is greater than or equal to the reference value.
  • ZCZ Zero Correlation Zone
  • FIG. 1 is a diagram for explaining physical channels and a signal transmission method using the same.
  • FIG. 2 shows the structure of a radio frame.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a resource grid for a downlink slot.
  • 5 shows the structure of a downlink subframe.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating conceptual features of a small cell.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a RACH preamble structure.
  • Figure 9 shows the generation of an effective multipath when the RACH subcarrier spacing is large
  • FIG. 10 is a diagram illustrating one of ZCZ setting methods considering effective delay L of a channel.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating one method of extracting a reception vector r according to a time delay in ZCZ.
  • FIG. 12 is a view showing a state in which a synchronization signal is correctly received using a second detection filter considering the effective channel L.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating one method of detecting a RACH signal in stages
  • FIG. 14 is a diagram for describing a method for detecting multiple users according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a means by which the methods described in FIGS. 1 to 14 can be implemented.
  • Embodiments of the present invention described in detail below provide a method for transmitting and receiving data symbols using the correlation between antennas constituting a massive antenna, and apparatuses for supporting the same.
  • each component or feature may be considered optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described may vary. Some configurations or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be substituted for components or features of another embodiment.
  • the base station is meant as a terminal node of a network that directly communicates with a mobile station. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • various operations performed for communication with a mobile station in a network composed of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • the 'base station' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an advanced base station (ABS), or an access point.
  • a terminal may be a user equipment (UE), a mobile station (MS), a subscriber station (SS), or a mobile subscriber station (MSS: Mobile). It may be replaced with terms such as Subscriber Station, Mobile Terminal, or Advanced Mobile Station (AMS).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • SS subscriber station
  • MSS mobile subscriber station
  • AMS Advanced Mobile Station
  • the transmitting end refers to a fixed and / or mobile node that provides a data service or a voice service
  • the receiving end refers to a fixed and / or mobile node that receives a data service or a voice service. Therefore, in uplink, a mobile station can be a transmitting end and a base station can be a receiving end. Similarly, in downlink, a mobile station may be a receiving end and a base station may be a transmitting end.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of IEEE 802.XX systems, 3rd Generation Partnership Project (3GPP) systems, 3GPP LTE systems, and 3GPP2 systems, which are wireless access systems.
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • Embodiments of the present invention may be supported by 3GPP TS 36.21 1, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213 and 3GPP TS 36.321 documents. That is, obvious steps or portions not described among the embodiments of the present invention may be described with reference to the above documents. In addition, all terms disclosed in this document may be described by the above standard document.
  • the uplink registered signal may be used as a synchronizing signal, a RACH preamble, or an RACH signal.
  • a subject performing communication with a terminal may be referred to as a user, and the terminal and the user may have the same meaning.
  • the reception filter for detecting the RACH signal in the high frequency band may be used in the same sense as the term detection filter.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented by a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA supports Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • OFDMA may be implemented with a radio technology such as IEEE 802.1 1 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-21, Evolved UTRA (E-UTRA), or the like.
  • UTRA is a part of Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3GPP Long Term Evolution (LTE) is part of an Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A (Advanced) system is an improved system of the 3GPP LTE system.
  • embodiments of the present invention will be described based on the 3GPP LTE / LTE-A system, but can also be applied to IEEE 802.16e / m system and the like.
  • a user equipment receives information from a base station through downlink (DL) and transmits information to the base station through uplink (UL).
  • the information transmitted and received by the base station and the terminal includes general data information and various control information, and various physical channels exist according to the type / use of the information they transmit and receive.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining physical channels that can be used in embodiments of the present invention and a signal transmission method using the same.
  • the UE turns on again or enters a new cell, and performs an initial cell search operation such as synchronizing with the base station in step S1.
  • the UE receives a Primary Synchronization Channel (P-SCH) and a Secondary Synchronization Channel (S-SCH) from the base station, synchronizes with the base station, and obtains information such as a cell ID.
  • the terminal may receive a physical broadcast channel (PBCH) signal from the base station to obtain broadcast information in a cell.
  • PBCH physical broadcast channel
  • the UE may check the downlink channel state by receiving a downlink reference signal (DL RS) in an initial cell search step.
  • DL RS downlink reference signal
  • the UE After the initial cell discovery, the UE receives a physical downlink control channel (PDCCH) and a physical downlink control channel (PDSCH) according to physical downlink control channel information in step S12. By doing so, more specific system information can be obtained.
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PDSCH physical downlink control channel
  • the terminal may perform a random access procedure such as steps S13 to S16 to complete the access to the base station.
  • the UE transmits a preamble through a physical random access channel (PRACH) (S 13), and a physical downlink control channel and a physical downlink shared channel to the preamble for the preamble.
  • PRACH physical random access channel
  • the answer message may be received (S14).
  • the UE performs contention resolution such as transmitting an additional physical random access channel signal (S15) and receiving a physical downlink control channel signal and a physical downlink shared channel signal (S16). Procedure).
  • the UE After performing the above-described procedure, the UE subsequently receives a physical downlink control channel signal and / or a physical downlink shared channel signal as a general uplink / downlink signal transmission procedure (S17) and a physical uplink shared channel ( A PUSCH (physical uplink shared channel) signal and / or a physical uplink control channel (PUCCH) signal may be transmitted (S18).
  • a physical downlink control channel signal and / or a physical downlink shared channel signal as a general uplink / downlink signal transmission procedure (S17) and a physical uplink shared channel (A PUSCH (physical uplink shared channel) signal and / or a physical uplink control channel (PUCCH) signal may be transmitted (S18).
  • S17 general uplink / downlink signal transmission procedure
  • a PUSCH (physical uplink shared channel) signal and / or a physical uplink control channel (PUCCH) signal may be transmitted (S18).
  • UCI uplink control information
  • HARQ-ACK / NACK Hybrid Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement / Negative-ACK
  • SR Scheduling Request
  • CQI Channel Quality Indication
  • PMI Precoding Matrix Indication
  • RI Rank Indication
  • UCI is generally transmitted periodically through a PUCCH, but may be transmitted through a PUSCH when control information and traffic data should be transmitted at the same time.
  • the UCI may be aperiodically transmitted through the PUSCH by the network request / instruction.
  • FIG. 2 shows the structure of a radio frame used in embodiments of the present invention.
  • FIG. 2 (a) shows a frame structure type 1.
  • the type 1 frame structure can be applied to both full duplex Frequency Division Duplex (FDD) systems and half duplex FDD systems.
  • FDD Frequency Division Duplex
  • One subframe is defined as two consecutive slots, and the i-th subframe includes slots corresponding to 2i and 2i + l. That is, a radio frame consists of 10 subframes.
  • the time taken to transmit one subframe is called a transmission time interval ( ⁇ ).
  • a slot includes a plurality of OFDM symbols or SC-FDMA symbols in the time domain.
  • a plurality of resource blocks are included in the frequency domain.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain. Since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, the OFDM symbol is for representing one symbol period. The OFDM symbol may be referred to as one SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot. In a full-duplex FDD system, 10 subframes may be used simultaneously for downlink transmission and uplink transmission during each 10 ms period. At this time, uplink and downlink transmission are separated in the frequency domain. On the other hand, in the case of a half-duplex FDD system, the terminal cannot transmit and receive at the same time.
  • the structure of the above-described radio frame is just one example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of OFDM symbols included in the slot may vary. Can be.
  • Type 2 frame structure is applied to the TDD system.
  • a type 2 frame has a special field consisting of three fields: Downlink Pilot Time Slot (DwPTS), Guard Period (GP), and Uplink Pilot Time Slot (UpPTS).
  • DwPTS Downlink Pilot Time Slot
  • GP Guard Period
  • UpPTS Uplink Pilot Time Slot
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization, or channel estimation in the terminal.
  • UpPTS is channel estimation at base station and uplink transmission
  • the guard interval is the "period to eliminate the interference caused in the uplink and the uplink due to a multipath delay of a downlink signal link between the downlink.
  • Table 1 shows the structure of a special frame (length of DwPTS / GP / UpPTS).
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a resource grid in a downlink slot that can be used in embodiments of the present invention.
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols, and one resource block includes an example of 12 subcarriers in a frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is a resource element, and one resource block includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number NDL of resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe that can be used in embodiments of the present invention.
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • the control region is allocated a PUCCH carrying uplink control information.
  • the data area is allocated with a PUSCH carrying user data.
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • the PUCCH for one UE is allocated an RB pair in a subframe. RBs belonging to an RB pair have different portions in each of the two slots. Occupies a carrier. This RB pair allocated to the PUCCH is said to be frequency hopping at the slot boundary (slot boundary).
  • FIG. 5 shows a structure of a downlink subframe that can be used in embodiments of the present invention.
  • up to three OF 4 symbols from the OFDM symbol index 0 in the first slot in a subframe are control regions to which control channels are allocated, and the remaining OFDM symbols are data regions to which a PDSCH is allocated. (data region).
  • An example of a downlink control channel used in 3GPP LTE includes a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), a PDCCH, and a Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel (PHICH).
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel
  • PHICH Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of a control region) used for transmission of control channels in the subframe.
  • PHICH is a male answer channel for the uplink and carries an acknowledgment (ACK) negative-acknowledgement (ACK) signal for a hybrid automatic repeat request (HARQ).
  • Control information transmitted through the PDCCH is called downlink control information (DCI).
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • Embodiments of the present invention provide a transmission diversity securing method using correlation of antennas in a communication environment supporting a massive antenna.
  • Massive antennas are easy to implement in the high frequency band (a few GHz) where the distance between the antennas can be short. Due to the nature of the massive antenna in which a large number of antennas are arranged in a narrow area, it may be possible to implement all antennas in a form of independence having low correlation with each other.
  • the beamforming technique is applied to the massive antenna, since the performance is maximized when the correlation between antennas is high, the extreme characteristics of the correlation between antennas are all at once. Therefore, by using the correlation characteristics of the massive antenna it is possible to secure the service coverage of the base station, in particular, the effect can be maximized when transmitting the control channel.
  • the embodiments of the present invention can be applied under the same principle not only in the cell band of 3GHz or less, but also in a high frequency broadband communication situation of more than 3GHz, and can be applied to a small cell as well as a conventional macro cell.
  • a wireless access environment to which a massive antenna can be applied will be described.
  • the 3GPP LTE-A system is a wireless access system that operates based on the Rel-10 to Rel-11 standards.
  • the wireless access system to which embodiments of the present invention are applied may be a system defined in the standards of 3GPP LTE Rel-12 or below.
  • the Rel-12 system considers the introduction of local area cells (ie, small cells) and the local access (LAA) method to further support user-specific services.
  • FIG. 6 illustrates conceptual features of a small sal.
  • the left side shows a conventional celller band
  • the right side shows a high frequency band to which a small cell is applied. That is, the small sal may be operated by setting a wide system band in a band having a higher center frequency rather than a frequency band operated in an existing Celller system LTE system.
  • the existing cellular bands support basic sal coverage based on control signals such as system information (SI).
  • SI system information
  • LAA local access
  • the delay spread (Delay spread): can be reduced by the delay of • 10 signal according to the distance between the base station and the terminal shortened.
  • Subcarrier spacing When applying the same OFDM-based frame as the existing LTE system, since the frequency band allocated to each UE is large, the subcarrier spacing used in the small cell is the existing LTE system. It can be set to an extreme value greater than 15kHz.
  • the UE can transmit an uplink signal only when it is synchronized with the base station and can receive scheduling for data transmission. That is, the main role of the random access channel (RACH) is to enable wireless access through a transmission scheme such that signals transmitted by unsynchronized terminals do not orthogonal or overlap each other as much as possible.
  • RACH random access channel
  • the main role of the RACH is uplink initial access and short message transmission.
  • initial network connection and short connection through RACH was made.
  • the short message transmission through the RACH is not provided.
  • the RACH is configured separately from the existing uplink data transmission channel.
  • fRA 1.25kHz
  • f 15kHz
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a RACH preamble structure.
  • the UE transmits a RACH preamble (ie, a RACH signal) to the base station through the RACH to synchronize uplink.
  • the RACH preamble consists of a Cyclic Prefix (CP) and a RACH sequence, and when the RACH parameter is configured at the base station to generate the RACH preamble, the RACH is considered in consideration of the guard type according to the sal radius. Configure the parameters.
  • the CP is set in consideration of the maximum channel delay spread + round trip-time, and the GT absorbs the round trip time.
  • the CP is generated by inserting the second half of the OFDM symbol into the CP section of the preamble, thereby enabling periodic correlation of the RACH receiver.
  • timing advance 0ms
  • the LTE system uses 64 signatures to distinguish terminals, while the WCDMA system uses 16 signatures.
  • a Zadofchu (ZC) sequence such as Equation 1 may be used for the RACH preamble.
  • Equation 1 u denotes the root index of the ZC sequence, and N zc denotes the length of the ZC sequence.
  • Equation 2 a PN sequence shown in Equation 2 may be used.
  • x 2 (n + 3 ⁇ ) (x 2 (n + 3) + x 2 (n + l) + x 2 (n + l) + x 2 ( «)) mod 2
  • RACH Preamble Transmission Band Two main factors considered in setting the transmission band of the RACH preamble are diversity gain and transmission power limitation of the UE. That is, unlike the base station, the terminal is limited in the performance of a power amplifier. Therefore, when a wide frequency band is allocated for RACH preamble transmission, energy per resource unit / resource element may be lowered while frequency diversity may be maximized. On the contrary, when a narrow band is allocated for RACH preamble transmission, energy per resource unit / resource element is high, but frequency diversity is minimized.
  • the LTE system sets the subcarrier spacing Af ⁇ of the RACH to be smaller than about ⁇ / 12 times the basic subcarrier spacing ⁇ / for the existing data.
  • the base station may cause a decrease in detection performance for the RACH preamble.
  • the base station may cause a decrease in detection performance for the RACH preamble.
  • the base station may cause a decrease in detection performance for the RACH preamble.
  • an approach of lowering the size of ⁇ as in the existing LTE may cause significant performance degradation.
  • the base station may perform correlation on the RACH sequence transmitted by each terminal by using a small ⁇ to distinguish each terminal or to estimate a timing difference.
  • the Doppler effect must be taken into account in the high frequency channel, since the RACH subcarrier spacing must also be set to be the same as the basic subcarrier spacing, the number of effective channels cannot be assumed to be a single tap at this time.
  • FIG. 8 illustrates a concept of effective single path generation and base station sequence reception when RACH subcarrier spacing is small
  • FIG. 9 illustrates a concept of effective multipath generation and base station sequence reception when RACH subcarrier spacing is large.
  • FIG. 8 ZC sequence ⁇ , ⁇ ',... Through RACH with relatively small subcarrier spacing.
  • ⁇ / When ⁇ / is transmitted, the length of the RACH transmitted symbol is increased on the time axis, and the effective channel interval is assumed to be a single wrap. That is, FIG. 8 assumes a case of a RACH preamble used in a bandwidth supported by a general celller system (eg, LTE / LTE-A system).
  • a general celller system eg, LTE / LTE-A system
  • h 0 and h u h L-1 denote a channel through which a RACH preamble is transmitted, and ⁇ , ⁇ ,... , ⁇ Means zc sequence.
  • TA uplink timing advance
  • Embodiments of the present invention provide methods for detecting an uplink synchronization signal suitable for a communication environment using a high frequency band.
  • the present invention provides methods for designing a synchronization signal detection filter in consideration of a relationship between channel characteristics of a high frequency band and subcarrier spacing of a synchronization signal.
  • the high frequency band assumes wide broadband communication, the period of a single sample on the time axis may be extremely short.
  • the synchronization signal detection filter must be designed in consideration of this.
  • the base station provides a two-step synchronization signal detection process for detecting synchronization signals with low complexity.
  • ZCZ in addition to detecting the synchronization signal from each terminal, it is possible to estimate the exact symbol timing at which each terminal transmits the synchronization signal.
  • Equation 3 means a RACH signal received through a multipath delay channel at a base station.
  • each component may be defined as in Equations 4, 5, and 6 below.
  • n [" 0 « 2 ... n n _
  • Equation 4 refers to the .NxN zc sequence matrix S.
  • Equation 5 refers to the Nxl channel vector h
  • Equation 6 refers to the Nx AWGN (Additive White Gaussian Noise) vector n.
  • s (') means Nxl zc sequence vector cyclically shifted by /.
  • Equation 4 (>) means Modulo 'm' operation.
  • ho, h l5 h L-1 means a valid multiple delay channel, and the total channel length is L.
  • the portion (NL) of the ZC sequence length excluding the effective channel length L is filled with 0 sequence.
  • an N x size G matrix which is a detection filter capable of detecting terminals transmitting the RACH signal, may be defined as in Equation 7 below.
  • a cyclic shift value 'm' which is orthogonally-independently assigned to each UE is allocated in the unit shown in Equation 9 below.
  • N cs means a cyclic shift value used when generating the RACH preamble in the LTE / LTE-A system. Therefore, since the size of the sample in which the actual signal exists in ZCZ is 'L,' the detection filter G becomes the N matrix.
  • the base station finds a point at which the maximum value is derived by multiplying the Hermitian matrix of the detection filter G matrix, which is generated based on the cyclic shift value 'm, allocated to each terminal, for the reception vector r.
  • Equation 10 may be developed as in Equation 11 below.
  • the uplink synchronization signal received by the base station is represented as the sum of powers for the channels through which the uplink synchronization signal transmitted by the first terminal passes.
  • the detection result for the uplink synchronization signal transmitted by the second terminal may be developed as in Equation 12 below.
  • the base station may determine reception of the RACH signal. Therefore, the detection filter G "may be referred to as a filter representing a sequence detection interval of each terminal based on the cyclic shift value used for the transmission of the ZC sequence by each terminal.
  • m means a cyclic shift-based ZCZ value allocated to each UE.
  • the m value is determined in consideration of the total effective channel delay number L.
  • the base station allocates m values to the terminals, respectively, so that the base station can detect the terminal that has transmitted the uplink synchronization signal.
  • the assignment of the m value means that when the base station broadcasts information on the m value through a broadcast channel, each terminal may configure the RACH signal using the m value.
  • the maximum delay allowed for each UE is limited to N cs , and since a channel valid delay period L is introduced to prevent overlap between each ZCZ, a cyclic shift period of the entire ZC sequence Is set as shown in FIG.
  • the RACH sequence having different cyclic shift values transmitted by each terminal allows a reception delay of a maximum Ncs interval.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating one of ZCZ setting methods considering a valid delay L of a channel.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating one method of extracting a reception vector r according to a time delay in ZCZ.
  • the configuration of the reception vector r is expressed as in Equation 13 below. If the RACH signal transmitted by the terminal far away from the base station (eg, a terminal located at a cell boundary) is maximum
  • the reception vector r is expressed as in Equation 14 below.
  • the base station sequentially configures a reception signal vector r having a length N for a maximum N cs of the reception signal delay of the terminal, and confirms RACH detection through correlation with the G matrix, which is a detection filter. In this case, it could be confirmed that due to the multipath generated by the effective channel delay described above, the detection complexity is increased or decreased by X.
  • the present invention proposes a step-by-step RACH detection method for reducing the detection complexity as follows.
  • the base station In the first detection step (ie, the initial detection step), the base station assumes the multiple delay channel as an effective single channel and detects a section in which the sequence correlation derived from each ZCZ becomes equal to or greater than the reference value. Assume the value is set on the environment and / or system.
  • One ZCZ index 'n,' assigned to each UE is one of a cyclic shift value 'tn' determined as shown in Equation 9.
  • the reason for using the ZCZ value is that each terminal is received from the reception delay caused by the position of the plurality of terminals are different from each other This is to prevent the overlapping of the transmitted ZC sequences (ie, RACH signals) and to perform timing advance (TA).
  • the reason for setting the ZCZ as long as the effective channel length is to determine the correct reception position for the ZC sequence received through the multipath.
  • the complexity increases from x l to N x Z.
  • a signal detection operation since a signal detection operation must be performed for all ZC sequences in the multi-user based uplink control channel structure, the complexity of signal detection of a base station increases.
  • the detection filter G is designed by assuming that the effective channel section of the detection filter G matrix is partly or extremely one.
  • the G matrix which is a detection filter used in the first detection step
  • the first detection filter which is the G matrix used in the first detection step, be composed of a matrix or a ⁇ ⁇ /, (/ ' ⁇ / _) matrix.
  • the base station sets the first detection filter, which is the G matrix when the effective channel length L is assumed to be 1 in the first detection step, so that the base station transmits the uplink synchronization signal.
  • the initial detection step means finding the position with the largest channel gain of all effective channels.
  • the base station may determine that the RACH signal of any terminal among the RACH resources allocated so as not to overlap each other in the first detection step is currently being received.
  • the detection filter G matrix described in Equation 7 is changed and applied as in Equation 15 in the first detection step.
  • the base station may derive the cyclic shift value 'm' candidate used by the terminal that has transmitted the received RACH signal using the first detection filter derived from Equation 15. In this case, the base station may select one or more cyclic shift values that are greater than or equal to a reference value among the cyclic shift values correlated as candidates for the second detection step.
  • the base station may derive an accurate sequence correlation value and a delay value by applying all effective channel delays L.
  • the base station may perform a second detection step of detecting the RACH signal by setting a second detection filter for the effective channel L for the cyclic shift candidates detected through the first detection filter described in Section 3.2.1. .
  • the second detection step is for the base station to acquire the correct uplink time synchronization of the terminal in the ZCZ. Therefore, the second detection filter may be set to the G matrix described in Equation 7 for the effective channel delay L. That is, the second detection filter is composed of the N x matrix of Equation (7).
  • the base station configures a second detection filter as shown in Equation 7 for the entire effective channel L, and performs the second detection step only on the ZCZ candidates derived in the first detection step. This allows the base station to determine the correct time synchronization.
  • the powers of the effective channels are not necessarily arranged in order. Do not. That is, even if h 0 is a preferred channel, the reception channel with the highest power does not mean accurate time synchronization.
  • the base station since the ZC sequence correlation value is maximized only when the second detection filter is correctly aligned with respect to the entire effective channel, the base station performs accurate time synchronization at the point aligned with h 0 as shown in FIG. Can be detected.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a state in which a synchronization signal is correctly received using a second detection filter considering the effective channel L.
  • FIG. FIG. 12 (a) shows the detection of the RACH signal using the G matrix as the detection filter in the multiple delay channel
  • FIG. 12 (b) shows the detection of the correct synchronization signal through the detection process of the second step of the present invention. Indicates.
  • the base station can estimate the degree of delay of the time synchronization ho, through which the base station can find the correct symbol timing of each terminal in addition to the synchronization signal of each terminal.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating one method of detecting a RACH signal in stages.
  • FIG. 13 is a view for explaining the method of detecting the two-stage RACH signal described in the above section 3.2 from the viewpoint of the base station and the terminal.
  • the base station allocates a cyclic shift value m necessary for the terminal to generate the RACH signal.
  • the base station may periodically broadcast the cyclic ' transition value—m through the system ' information (S1310).
  • One or more terminals configure the RACH signal using the cyclic shift value m, and transmit the RACH signal to the base station.
  • the base station may receive the RACH signal from one or more terminals through the RACH composed of multiple delay channels, and may configure the received signal vector r based on the RACH signal.
  • the received signal vector r may be represented by Equation 3 (1320).
  • the base station configures the first detection filter assuming the multiple delay channel as one effective channel. For a method of configuring the first detection filter, refer to Equation 15 described in Section 3.2.1 (S 1330).
  • the base station derives a cyclic shift (eg, ZCZ) candidate based on the first detection filter. That is, more than a reference value among the RACH signals detected through the first detection filter.
  • a cyclic shift eg, ZCZ
  • the base station configures a second detection filter to derive the correct sequence correlation value and / or the delay value of each RACH signals.
  • a method of configuring the second detection filter refer to the contents described in Section 3.2.2, but the second detection filter may be configured as shown in Equation (7). That is, the second detection filter is configured in consideration of the number L of effective channels (S1350).
  • the base station detects the RACH signal with respect to the cyclic shift value candidates derived in step S1340 using the second detection filter. That is, the base station may detect the RACH signal by estimating the exact symbol start point at which each RACH signal is transmitted using the second detection filter (S1360).
  • the first detection filter and the second detection filter may be configured in every frame or every subframe at the base station.
  • the first detection filter and the second detection filter may be fixedly used in a predetermined number, and may be configured to have a fixed value on the system.
  • the base station may perform two stages of RACH signal detection using the first detection filter and the second detection filter configured according to the cyclic shift value m.
  • FIG. 14 is a diagram for describing a method of detecting a multiple user according to an embodiment of the present invention.
  • the base station can confirm that a predetermined or more peak value (correlation) occurs in ZCZ # 0 and ZCZ # 2 through the above-described first step detection process. Therefore, the base station can identify the first terminal and the second through the RACH.
  • the UE may detect that the RACH signal has been transmitted (that is, the connection has been performed).
  • the base station may estimate the exact symbol start point at which the RACH signals of the first terminal and the second terminal are transmitted by performing a second step detection process on the detected ZCZ.
  • the detection method of the uplink synchronization signal suitable for a communication environment using a high frequency band has been described.
  • a detection filter design method is proposed in consideration of the channel characteristics of the high frequency band and the subcarrier spacing relationship of the synchronization signal, and a two-stage synchronization signal detection method with low complexity is proposed.
  • the present invention proposes a basic principle of the design of the multi-user synchronization signal detection filter considering the multi-path channel delay, and based on this, a step-by-step synchronization signal detection process is presented.
  • ZCZ in the synchronization signal detection filter proposed in the present invention, it is possible to estimate the exact symbol timing of each terminal in addition to the synchronization signal detection of each terminal.
  • the present invention relates to a specific method for the detection of an uplink synchronization signal suitable for a high frequency broadband communication environment, but its use is not limited to a small cell. It can also be applied to regular cells. That is, when the general cell lorler system is applied to the high frequency band, it may be applied to the general cell lorler system rather than the small cell. 4. Implementation device
  • the apparatus described with reference to FIG. 15 is a means by which the methods described with reference to FIGS. 1 to 14 may be implemented.
  • a UE may operate as a transmitting end in uplink and a receiving end in downlink.
  • an e-Node B eNB
  • eNB e-Node B
  • the terminal and the base station may include a transmitter (Tx module: 1540, 1550) and a receiver (Rx module: 1550, 1570), respectively, to control transmission and reception of information, data, and / or messages.
  • the antenna may be a massive antenna, and a mesh antenna is a term that collectively refers to an antenna group in which a plurality of antennas are arranged in a two-dimensional or three-dimensional form.
  • the terminal and the base station respectively, the processor (Processor 1520, 1530) for performing the above-described embodiments of the present invention and the memory (1580, 1590) that can temporarily or continuously-process the processing of the processor May each include
  • Embodiments of the present invention can be performed using the components and functions of the above-described terminal and base station apparatus.
  • the processor of the base station may design a detection filter or perform a two-stage RACH signal detection method by combining the methods described in Sections 1 to 3 described above.
  • the processor of the terminal may configure the RACH signal based on the received cyclic shift value, and transmits it to the base station to match uplink synchronization. For details, refer to the details described in Section 3.
  • the transmission and reception modules included in the terminal and the base station include a packet modulation and demodulation function, a high speed packet channel coding function, and an orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) Orthogonal Frequency Division Multiple Access (or packet) scheduling, time division duplex (TDD) packet scheduling, and / or channel multiplexing may be performed.
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • TDD time division duplex
  • the terminal and the base station of FIG. 15 may further include low power RF (Intermediate Frequency) models.
  • the transmission and reception may be viewed as a transmitter receiver, respectively, and may be referred to as a transceiver when used together.
  • the terminal is a personal digital assistant (PDA), a cellular phone, a personal communication service (PCS) phone, a GSM (Global System for Mobile) phone, a WCDMA (Wideband CDMA). ) Phones, mobile broadband system (MBS) phones, hand-held PCs, notebook PCs, smart phones, or multi-mode multi-band (MM-MB) terminals.
  • PDA personal digital assistant
  • PCS personal communication service
  • GSM Global System for Mobile
  • WCDMA Wideband CDMA
  • MBS mobile broadband system
  • hand-held PCs hand-held PCs
  • notebook PCs notebook PCs
  • smart phones or multi-mode multi-band (MM-MB) terminals.
  • MM-MB multi-mode multi-band
  • a smart phone is a terminal that combines the advantages of a mobile communication terminal and a personal portable terminal, and is a terminal incorporating data communication functions such as schedule management, fax transmission, and internet access, which are functions of a personal portable terminal. It may mean.
  • a multimode multiband terminal can be equipped with a multi-modem chip to operate in both portable Internet systems and other mobile communication systems (e.g., code division multiple access (CDMA) 2000 systems, wideband CDMA (WCDMA) systems, etc.) Speak the terminal.
  • CDMA code division multiple access
  • WCDMA wideband CDMA
  • the method according to the embodiments of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), and programmable PLDs. logic devices), field programmable gate arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • firmware or software the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions that perform the functions or operations described above.
  • software code may be stored in the memory units 1580 and 1590 and driven by the processors 1520 and 1530.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • Embodiments of the present invention can be applied to various wireless access systems.
  • various radio access systems include 3rd Generation Partnership Project (3GPP), 3GPP2 and / or IEEE 802.XX (Institute of Electrical and Electronic Engineers 802) systems.
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • 3GPP2 3rd Generation Partnership Project2
  • IEEE 802.XX Institute of Electrical and Electronic Engineers 802
  • Embodiments of the present invention can be applied not only to the various radio access systems, but also to all technical fields that use the various radio access systems.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 상향링크 동기 신호를 검출하는 방법 및 이를 위한 검출 필터를 설계하는 방법 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다. 본 발명의 일 실시예로서 고주파 대역을 지원하는 무선접속시스템에서 기지국이 임의접속채널(RACH) 신호를 검출하는 방법은, 기지국에서 사용되는 순환천이값을 할당하는 단계와 임의접속채널을 통해 전송되는 신호들에 대해서 수신 신호 벡터를 구성하는 단계와 제1검출필터를 이용하여 수신 신호 벡터로부터 기준값 이상의 순환천이 후보를 도출하는 단계와 제2검출필터를 이용하여 순환 천이 후보로부터 RACH 신호를 검출하는 단계를 포함하되, 제1검출필터 및 제2검출필터는 순환천이값을 기반으로 설정될 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 단계별 상향링크 동기 신 호 검출 방법 및 장치
【기술분야】
[1] 본 발명은 고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 상향링크 동기 신호를 검출하는 방법 및 이를 위한 검출 필터를 설계하는 방법에 관한 것이다, 【배경기술】
[2] 무선 접속 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비 스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 접속 시스템은 가용한 시스템 자원 (대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지 원할 수 있는 다중 접속 (multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템， TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[3] 본 발명의 목적은 고주파 대역을 사용하는 통신 환경에서 상향링크 동기 신호를 효율적으로 검출하는 방법들을 제공하는 것이다.
[4] 본 발명의 다른 목적은 낮은 복잡도로 동기 신호를 검출하기 위한 2 단계 동기 신호 검출 방법을 제공하는 것이다.
[5] 본 발명의 또 다른 목적은 고주파 대역에서 상향링크 동기를 획득하기 위 한 검출 필터를 설계하는 방법올 제공하는 것이다.
[6] 본 발명의 또 다른 목적은 이러한 방법들을 지원하는 장치를 제공하는 것 이다.
[7] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제 한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시예들로부터 본 발명이 속'하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고 려될 수 있다. [기술적 해결방법】
[8】 본 발명은 고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 상향링크 동기 신호를 검출하는 방법 및 이를 위한 검출 필터를 설계하는 방법 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다.
[9] 본 발명의 일 양태로서 고주파 대역을 지원하는 무선접속시스템에서 기지 국이 임의접속채널 (RACH) 신호를 검출하는 방법은, 기지국에서 사용되는 순환천 이값을 할당하는 단계와 임의접속채널을 통해 전송되는 신호들에 대해서 수신 신 호 백터를 구성하는 단계와 제 1 검출필터를 이용하여 수신 신호 백터로부터 기준 값 이상의 순환천이 후보를 도출하는 단계와 제 2 검출필터를 이용하여 순환 천이 후보로부터 RACH 신호를 검출하는 단계를 포함하되, 제 1 검출필터 및 제 2 검출 필터는 순환천이값을 기반으로 설정될 수 있다.
[10] 본 발명의 다른 양태로서 고주파 대역을 지원하는 무선접속시스템에서 임 의접속채널 (RACH) 신호를 검출하기 위한 기지국은 송신기， 수신기 및 RACH신호 를 검출하도록 구성된 프로세서를 포함할 수 있다. 이때, 프로세서는 기지국에서 사용되는 순환천이값을 할당하고, 임의접속채널을 통해 전송되는 신호들에 대해서 수신 신호 백터를 구성하고， 제 1 검출필터를 이용하여 수신 신호 백터로부터 기준 값 이상의 순환천이 후보를 도출하고, 제 2검출필터를 이용하여 순환 천이 후보로 부터 RACH 신호를 검출하도록 구성되되， 제 1 검출필터 및 제 2 검출필터는 순환 천이값을 기반으로 설정될 수 있다.
[11] 본 발명의 양태들에서， 제 1 검출필터는 임의접속채널을 구성하는 의 개수를 하나로 가정하여 설정될 수 있다. 이때， 제 1 검출필터인 ^은
Figure imgf000004_0001
와 같이 설정되되, m은 순환천이값을 의미하고 , Ν은 자도프츄 시뭔스의 총 길이를 나타내며, 〈 〉는 모들로 연산을 나타낼 수 있다.
[12] 제 2 검출필터는 임의접속채널을 구성하는 유효채널의 개수를 고려하여 설 정될 수 있다. 이때, 제 2검출필터인 Gm은 ((m)JJ(m+1)J C((m+ ,
와 같이 설정되 되, m은 순환천이값을 의미하고, L은 유효채널의 개수를 의미하고 , N은 자도프츄 시퀀스의 총 길이를 나타내며, 〈 〉는 모들로 연산을 나타낼 수 있다.
[13] 순환천이값은 유효채널의 개수를 고려하여 설정될 수 있다. [14] 순환 천이 후보는 ZCZ(Zero Correlation Zone)에서 도출된 시뭔스 상관도가 상기 기준값 이상인 구간을 의미할 수 있다.
[15] 상술한 본 발명의 양태들은 본 발명의 바람직한 실시예들 중 일부에 불과 하며， 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 5 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.
【유리한 효과】
[16] 본 발명의 실시예들에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.
10 [17] 첫째,
[18]
[19]
120]
[21] 본 발명의 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 15 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확 하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과 들 역시 본 발명의 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의 해 도출될 수 있다.
-20
【도면의 간단한 설명】
[22] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되고, 첨부된 도면들은 본 발명에 대한 다양한 실시예들을 제공한다. 또한， 첨부된 도면들은 상 세한 설명과 함께 본 발명의 실시 형태들을 설명하기 위해 사용된다.
25 [23] 도 1 은 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[24] 도 2는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
[25] 도 3은 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다.
[26] 도 4는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
30 [27] 도 5는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
[28] 도 6은 스몰셀의 개념적인 특징을 나타내는 도면이다. [29] 도 7은 RACH 프리염블 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
[30] 도 8 은 RACH 서브캐리어 스페이싱이 작은 경우 유효 단일 경로 발생 및 기지국 시뭔스 수신의 개념을 나타내는 도면이다.
[31] 도 9 는 RACH 서브캐리어 스페이싱이 큰 경우 유효 다중 경로 발생 및
5 기지국 시뭔스 수신의 개념을 나타내는 도면이다.
[32] 도 10 은 채널의 유효 지연 L 을 고려한 ZCZ 설정 방법 중 하나를 나타내 는 도면이다.
[33] 도 1 1 은 ZCZ 내에 시간 지연에 따른 수신 백터 r 을 추출하는 방법 중 하나를 나타내는 도면이다ᅳ
10 [34] 도 12는 유효 채널 L을 고려한 제 2검출필터를 이용하여 동기 신호를 정 확히 수신하는 모습을 나타내는 도면이다ᅳ
[35] 도 13 은 RACH 신호를 단계적으로 검출하는 방법 중 하나를 나타내는 도 면이다ᅳ
[36] 도 14 는 본 발명의 실시예에 따른 다중 사용자를 검출하는 방법을 설명하 15 기 위한 도면이다.
- [37] 도 15 에서 설명한 장치는 도 1 내지 도 14 에서 설명한 방법들이 구현될 수 있는 수단이다
[38] 【발명의 실시를 위한 형태】
- 20 [39] 이하에서 상세히 설명하는 본 발명의 실시예들은 매시브 안테나를 구성하는 안테나들의 상관도를 이용하여 데이터 심볼올 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다.
[40] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 25 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
[41】 도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.
[42] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서， 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
[43] 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국 (ABS: Advanced Base Station) 또는 억세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
[44] 또한， 본 발명의 실시예들에서 단말 (Terminal)은 사용자 기기 (UE: User Equipment), 이동국 (MS: Mobile Station), 가입자 단말 (SS: Subscriber Station), 이동 가입자 단말 (MSS: Mobile Subscriber Station), 이동 단말 (Mobile Terminal) 또는 발전된 이동단말 (AMS: Advanced Mobile Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
[45] 또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및 /또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및 /또는 이동 노드를 의미한다. 따라서 , 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다. [46] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.XX 시스템， 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템， 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있으며, 특히, 본 발명의 실시예들은 3GPP TS 36.21 1, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213 및 3GPP TS 36.321 문서들에 의해 뒷받침 될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다. 또한， 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[47] 이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.
[48] 또한, 본 발명의 실시예들에서 사용되는 특정 (特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[49] 예를 들어， 상향링크 등기 신호는 동기 신호, RACH 프리엠블 또는 RACH 신호 등과 같은 의미로 사용될 수 있다. 또한, 단말을 가지고 통신을 수행하는 주체를 사용자라 칭하고, 해당 단말과 사용자는 동일한 의미로 사용될 수 있다. 또한, 고주파수 대역에서 RACH 신호를 검출하기 위한 수신 필터는 검출 필터라는 용어와 동일한 의미로 사용될 수 있다.
[50] 이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 적용될 수 있다.
[51] CDMA 는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000 과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA 는 IEEE 802.1 1 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-21 , E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다.
[52] UTRA 는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced) 시스템은 3GPP LTE 시스템이 개량된 시스템이다. 본 발명의 기술적 특징에 대한 설명을 명확하게 하기 위해, 본 발명의 실시예들을 3GPP LTE/LTE-A 시스템을 위주로 기술하지만 IEEE 802.16e/m 시스템 등에도 적용될 수 있다.
[53] 1. 3GPP LTE/LTE_A 시스템
[54] 무선 접속 시스템에서 단말은 하향링크 (DL: Downlink)를 통해 기지국으로부터 정보를 수신하고, 상향링크 (UL: Uplink)를 통해 기지국으로 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 일반 데이터 정보 및 다양한 제어 정보를 포함하고， 이들이 송수신 하는 정보의 종류 /용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
[55] 1.1 시스템 일반
[56] 도 1 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[57] 전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 새로이 셀에 진입한 단말은 S1 1 단계에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 단말은 기지국으로부터 주동기 채널 (P-SCH: Primary Synchronization Channel) 및 부동기 채널 (S-SCH: Secondary Synchronization Channel)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득한다. [58] 그 후， 단말은 기지국으로부터 물리방송채널 (PBCH: Physical Broadcast Channel) 신호를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다.
[59] 한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (DL RS: Downlink Reference Signal)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
[60】 초기 샐 탐색을 마친 단말은 S12 단계에서 물리하향링크제어채널 (PDCCH: Physical Downlink Control Channel) 및 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널 (PDSCH: Physical Downlink Control Channel)을 수신하여 조금 더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.
[61] 이후, 단말은 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S13 내지 단계 S16 과 같은 임의 접속 과정 (Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 단말은 물리임의접속채널 (PRACH: Physical Random Access Channel)을 통해 프리앰블 (preamble)을 전송하고 (S 13), 물리하향링크제어채널 및 이에 대웅하는 물리하향링크공유 채널을 통해 프리엄블에 대한 웅답 메시지를 수신할 수 있다 (S14). 경쟁 기반 임의 접속의 경우, 단말은 추가적인 물리임의접속채널 신호의 전송 (S15) 및 물리하향링크제어채널 신호 및 이에 대웅하는 물리하향링크공유 채널 신호의 수신 (S16)과 같은 층돌해결절차 (Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.
[62] 상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상 /하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널 신호 및 /또는 물리하향링크공유채널 신호의 수신 (S17) 및 물리상향링크공유채널 (PUSCH: Physical Uplink Shared Channel) 신호 및 /또는 물리상향링크제어채널 (PUCCH: Physical Uplink Control Channel) 신호의 전송 (S18)을 수행할 수 있다.
[63] 단말이 기지국으로 전송하는 제어정보를 통칭하여 상향링크 제어정보 (UCI: Uplink Control Information)라고 지칭한다. UCI 는 HARQ-ACK/NACK (Hybrid Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement/Negative-ACK), SR (Scheduling Request), CQI (Channel Quality Indication), PMI (Precoding Matrix Indication), RI (Rank Indication) 정보 등을 포함한다.
[64] LTE 시스템에서 UCI 는 일반적으로 PUCCH 를 통해 주기적으로 전송되지만, 제어정보와 트래픽 데이터가 동시에 전송되어야 할 경우 PUSCH 를 통해 전송될 수 있다. 또한, 네트워크의 요청 /지시에 의해 PUSCH 를 통해 UCI 를 비주기적으로 전송할 수 있다.
[65] 도 2는 본 발명의 실시예들에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
[66] 도 2(a)는 타입 1 프레임 구조 (frame structure type 1)를 나타낸다. 타입 1 프레임 구조는 전이중 (full duplex) FDD(Frequency Division Duplex) 시스템과 반이중 (half duplex) FDD 시스템 모두에 적용될 수 있다.
[67] 하나의 무선 프레임 (radio frame)은 7} = 30720 7 = 10 ms의 길이를 가지고, rsiot = 1 5360 rs = 0'5 ms의 균등한 길이를 가지며 0 부터 19 의 인덱스가 부여된 20 개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 서브프레임은 2 개의 연속된 슬롯으로 정의되며, i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+l 에 해당하는 슬롯으로 구성된다. 즉, 무선 프레임 (radio frame)은 10 개의 서브프레임 (subframe)으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는 데 걸리는 시간을 전송시간구간 (ΤΉ: Transmission Time Interval)이라 한다. 여기서, Ts 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=l/(15kHzx2048)=3.2552xl(T8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 복수의 자원블록 (Resource Block)을 포함한다.
[68] 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함한다. 3GPP LTE 는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간 (symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다. [69] 전이중 FDD 시스템에서는 각 10ms 구간 동안 10 개의 서브프레임은 하향링크 전송과 상향링크 전송을 위해 동시에 이용될 수 있다. 이때, 상향링크와 하향링크 전송은 주파수 영역에서 분리된다. 반면, 반이중 FDD 시스템의 경우 단말은 전송과 수신을 동시에 할 수 없다.
5 [70] 상술한 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 서브 프레임의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[71] 도 2(b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 프레임 구조는 TDD 시스템에 적용된다. 하나의 무선 프레임 (radio frame)은 .10 rf = 307200 ' 7 = 10 ms 의 길이를 가지며, 153«)0 · 7； = 5 ms 길이를 가지는 2 개의 하프프레임 (half-frame)으로 구성된다. 각 하프프레임은 3。720 · = 1 ms 의 길이를 가지는 5 개의 서브프레임으로 구성된다. i 번째 서브프레임은 와 2i+1 에 해당하는 각 ot = l5360'rs = 0'5 mS의 길이를 가지는 2 개의 슬롯으로 구성된다.
- 여기에서, Ts 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=l/(15kHzx2048)=3.2552x l0-8(약 33ns)로 15 표시된다.
[72] 타입 2 프레임에는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간 (GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot)인 3 가지의 필드로 구성되는 특별
- 서브프레임을 포함한다. 여기서, DwPTS 는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS 는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송
20 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 " 구간이다.
[73] 다음 표 1는 특별 프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.
[74] 【표 1】 Special subframe Norma 1 cyclic prefix i n downlink Exte nded cyclic prefix in downlink configuration DwPTS U TS DwPTS Up PTS
Normal Extended Normal cyclic Extended cyclic cyclic prefix cyclic prefix prefix in uplink prefix in uplink in uplink in uplink
D 6592 s 7680 -7",
1 19760.· 7 .20480 'Ts
2192 - 7 2560.7;
2 21 52 - Ts 21.92-7 .2560-7; 23040 · 7；.
3 24144· Ts 25600 · J,
4 26336 s 7680 s
5 6592- Γ 20480 ·'/； 4384 s 5120 S
6 ! 760^ rs 23040 - 7：.
4384■그、 5120- 7；
7 21 52- Γ, - ᅳ -
'8 241.44· 7; - - - 도 3 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 슬롯에 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다.
[76] 도 3 을 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블톡은 주파수 영역에서 12 개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
[77] 자원 그리드 상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element)하고, 하나의 자원 블록은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NDL 은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
[78] 도 4 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
[79] 도 4 를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH 이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH 이 할당된다. 단일 반송파 특성올 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH 와 PUSCH 을 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 에는 서브 프레임 내에 RB 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB 들은 2 개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 (slot boundary)에서 주파수 도약 (frequency hopping)된다고 한다.
[80] 도 5 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
[81] 도 5 를 참조하면， 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 OFDM 심볼 인덱스 0 부터 최대 3 개의 OF 4 심블들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 (controi region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH 이 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE 에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH, PHICH(Physical Hybrid- ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
[82] PCFICH 는 서브 프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH 는 상향 링크에 대한 웅답 채널이고， HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement) NACK(Negative- Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
[83] 2. 매시브 안테나를 지원하는 무선접속 시스템
[84] 본 발명의 실시예들에서는 매시브 (Massive) 안테나를 지원하는 통신 환경에서 안테나의 상관 관계를 이용한 전송 다이버시티 확보 방안을 제공한다. 매시브 안테나는 안테나간 거리가 짧아도 되는 고주파 대역 (수 GHz 영역)에서 구현의 용이성이 있다. [85】 수많은 안테나들이 좁은 영역에 배치되는 매시브 안테나의 특성상 모든 안테나들이 서로 상관관계가 낮은 독립성을 갖는 형태로 구현이 블가능할 수 있다. 또한， 매시브 안테나에 범포밍 (Beamforming) 기법을 적용하는 경우에는 오히려 안테나간 상관도가 높을 경우 그 성능이 극대화되기 때문에 안테나간 상관도의 극단적인 특성은 모두 일장일단이 있다. 따라서, 매시브 안테나의 상관도 특성을 이용하면 기지국의 서비스 커버리지를 안정적으로 확보할 수 있으며, 특히 제어 채널 전송 시에 그 효과가 극대화될 수 있다.
[86] 또한， 본 발명의 실시예들은 3GHz 이하의 셀를러 대역뿐 아니라 3GHz 초과의 고주파 광대역 통신 상황에서도 동일한 원리하에 적용이 가능하며, 기존의 매크로 셀 뿐만 아니라 소형셀에도 적용이 가능하다. 이하에서는 매시브 안테나가 적용될 수 있는 무선 접속 환경에 대해서 설명한다.
[87] 2.1 스몰셀 중심의 새로운 셀 도입
[88] 현재 3GPP LTE-A 시스템은 Rel-10 내지 Rel-11 규격을 기반으로 동작하는 무선 접속 시스템이다. 본 발명의 실시예들이 적용되는 무선 접속 시스템은 3GPP LTE Rel-12 이하의 규격들에서 정의하는 시스템일 수 있다. Rel-12 시스템에서는 사용자 별 서비스 지원을 보다 강화하기 위해 국지 (Local Area) 셀 (즉, 스몰셀)의 도입 및 국지 접속 (LAA: Local Area Access) 방식의 도입을 검토하고 있다.
[89] 도 6은 스몰샐의 개념적인 특징을 나타내는 도면이다.
[90] 도 6 을 참조하면， 왼편은 기존 셀를러 대역을 나타내고 있고， 오른쪽은 스몰셀이 적용되는 고주파 대역을 나타낸다. 즉, 스몰샐은 기존의 셀를러 시스템인 LTE 시스템에 운용되는 주파수 대역이 아닌 보다 높은 중심 주파수를 갖는 대역에 넓은 시스템 대역을 설정하여 운용될 수 있다.
[91] 또한， 스몰셀과 기존 셀를러 샐들이 흔용되어 사용될 수 있다. 예를 들어, 기존의 샐를러 대역을 통해서는 시스템 정보 (SI: system information)와 같은 제어 신호를 기반으로 기본적인 샐 커버리지를 지원하고， 고주파의 스몰셀 대역을 통해서는 보다 넓은 주파수 대역을 이용하여 전송 효율을 극대화하는 데이터 전송이 이루어질 수 있다.
[92] 그러므로， 본 발명의 실시예들이 적용될 수 있는 국지 접속 (LAA)이라는 개념은 보다 좁은 지역에 위치한 저속 또는 중속 (low-to-medium mobility) 단말들이 " 5 대상이며， 스몰샐의 커버리지는 기존 수 km 내지 수백 km 단위의 레가시 샐 (즉, 셀를러 시스템의 셀)보다 작은 100m 단위가 될 수 있다. 따라서 스몰셀들에서는 단말과 기지국 사이의 거리가 짧아지고, 고주파 대역을 사용함에 따라 다음과 같은 채널 특성을 가질 수 있다.
[93] (1) 지연 확산 (Delay spread): 기지국과 단말 사이의 거리가 짧아짐에 따라 • 10 신호의 지연이 짧아질 수 있다.
[94] (2) 서브캐리어 스페이싱 (Subcarrier spacing): 기존 LTE 시스템과 동일한 OFDM 기반의 프레임을 적용할 경우, 각 단말에 할당된 주파수 대역이 크기 때문에 스몰셀에서 사용되는 서브캐리어 스페이싱은 기존 LTE 시스템의 15kHz보다 극단적으로 큰 값으로 설정될 수 있다.
15 [95] (3) 도폴러 주파수 (Doppler's frequency): 스몰샐에서는 고주파 대역이 사용되기 때문에, 동일한 단말 속도의 저주파 대역보다 높은 Doppler 주파수가 나타나기 때문에, coherent time이 극단적으로 짧아질 수 있다.
[96] 2.2 고주파 대역 전송을 위한 임의접속채널 설계
20 197] 단말은 기지국과 동기화 되어 있는 경우에만 의 상향링크 신호를 전송할 수 있으며， 데이터 전송을 위한 스케줄링을 받을 수 있다. 즉, 임의 접속 채널 (RACH: Random Access Channel)의 주요 역할은 동기화되지 않은 단말들이 전송하는 신호가 서로 직교하거나 또는 최대한 겹치지 않도록 하는 전송 기법을 통해서 무선 접속을 수행할 수 있도록 하는 것이다.
25
[98] 2.2.1 임의 접속 용도 및 요구사항 [99] RACH 의 주요 역할은 상향링크 초기 접속과 단문 메시지 (short message) 전송이다. WCDMA 시스템에서는 RACH 를 통해 초기 네트워크 접속과 단문. 메시지 전송이 이루어졌다. 다만, LTE 시스템에서는 RACH 를 통한 단문 메시지 전송이 제공되지 않는다. 또한, LTE 시스템에서 RACH 는 WCDMA 시스템과는 달리 기존의 상향링크 데이터 전송 채널과는 별개로 구성된다.
[100] 즉， LTE/LTE-A 시스템에서 상향링크 PUSCH 신호는 기본 서브캐리어 스페이싱 (subcarrier-spacing)인 ᅀ f= 15kHz의 심볼 구조가 아닌 ᅀ fRA=1.25kHz의 SC- FDMA 구조를 갖는다. LTE 시스템에서는 일단 기지국과 단말 사이에 상향링크 동기가 형성되면， 해당 단말에게는 직교 자원을 할당하기 위한 스케줄링이 수행된다. RACH가사용되는 관련 시나리오는 아래와 같다.
[101] (1) 단말이 RRC_CONNECTED 상태이되, 상향링크 동기화가 이뤄지지 않고 새로운 상향링크 데이터 또는 제어 정보를 전송할 필요가 있을 때 (예를 들어， 이벤트 트리커 측정 보고)
[102] (2) 단말이 RRC_CONNECTED 상태이되, 상향링크 동기화가 이뤄지지 않고, 새로운 하향링크 데이터를 수신하여 상웅하는 ACK/NACK (ACKnowledgement/Negative ACKnowledgement) 신호를 상향링크로 전송할 필요가 있을 때
[103] (3) RRCᅳ CONNECTED 상태인 단말이 현재 서빙샐에서 타겟샐로 핸드오버를 수행하고자 할 때
[104] (4) 단말의 포지셔닝을 위해 타이밍 어드밴스가 필요한 경우, RRC_CONNECTED 상태에서 단말의 포지셔닝 목적
[105] (5) RRCJDLE 상태에서 RRC_CONNECTED 상태로 전이시, 예를 들어, 초기 접속 또는 위치 갱신 추적 등
[106] (6) 무선 링크 실패로부터 복구
[107] 2.2.2 RACH 프리앰블 구조 [108] 도 7은 RACH프리템블 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
[109] 단말은 상향링크 동기를 맞추기 위해 기지국으로 RACH 프리엠블 (즉， RACH 신호)를 RACH 를 통해 전송한다. RACH 프리엠블은 순환 전치 (CP: Cyclic Prefix) 및 RACH 시뭔스로 구성되어 있으며 , 기지국에서는 RACH 프리엠블을 생성하기 위한 RACH 파라미터를 구성시, 샐 반경에 따른 가드 타입 (Guard-time)을 고려하여 RACH 파라미터를 구성한다. 이때, CP 는 최대 채널 지연 스프레드 (Maximum channel delay spread) + 왕복 시간 (Round Trip-Time)을 고려하여 설정되며, GT는 왕복 시간을 흡수한다. CP는 OFDM 심볼의 후반부를 프리앰블의 CP 구간에 삽입하여 생성되는데， 이를 통해 RACH 수신기의 주기적 코릴레이션 (periodic correlation) 이 가능하게 된다.
[110] 도 7 을 참조하면, 단말은 RACH 프리앰블을 전송할 때 타이밍 어드밴스 (TA: Timing Advance) = 0ms 즉 기지국과 동기화 되었다고 가정하고 RACH 프리 ¾블을 전송한다. 따라서 기지국과 가까운 단말은 도 7 과 같이 기지국에 수신된 단말의 프리앰블이 거의 일치하고， 샐 경계에 위치한 단말은 전파 지연 (propagation delay)을 가지고 뒤에 수신된다. 이때 기지국은 각 단말이 전송한 RACH 시뭔스를 알고 있기 때문에， 주기적 코릴레이션을 통해서 각 단말이 전송한 프리앰블의 검출 위치를 통해서 동기화 프로세스를 진행할 수 있다.
[111] 2.2.3 RACH 프리앰블 시뭔스 종류
[112] RACH 프리앰블에는 여러 시뭔스가 사용될 수 있다. 이중 자기상관 (autocorrelation) 기반의 자도프츄 (Zadoff-Chu) 시뭔스와 상호상관 (cross-correlation) 기반의 의사 랜덤 (Pseudo-random) 시퀀스가 가장 대표적이다. 일반적으로 셀 간 간섭 (Intra cell interference)이 우세한 (dominant) 경우 (즉, 외부 셀로부터 오는 간섭이 작은 경우)에는 자기상관 기반의 시뭔스가 사용되고, 반대로 셀간 간섭이 큰 경우 상호상관 기반의 시퀀스가 선호된다. [113】 LTE 시스템에서는 길이 (N) 839 의 자도프츄 시뭔스가 다음과 같은 이유들로 사용되고 있다.
[114] (1) 같은 주파수 -시간 RACH 자원을 사용하는 서로 다른 프리앰블간의 상관관계가 작아야 한다.
[115] (2) 셀간 간섭은 셀 크기에 따라 최적화 되어야 한다. 즉, 작은 셀일수록 더
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[116] (3) 직교 프리앰블 수가 많을수록 검출 성능이 향상된다. LTE 시스템은 단말을 구분하기 위해 64 개의 시그니쳐 (signature)를 사용하는 반면, WCDMA시스템은 16 개의 시그니쳐를 사용한다.
[117] (4) 기지국의 검출 복잡도가 감소되어야 한다.
[118】 (5) 고속 이동 단말도 지원해야 한다.
[119] 상기와 같은 이유들을 만족하기 위해, 다음 수학식 1 과 같은 자도프츄 (ZC) 시퀀스가 RACH 프리엠블에 사용될 수 있다.
[120] 【수학식 1】 xu(n) = e ' ,0 < « < VZC - 1(7VZC = 839)
[121] 수학식 1 에서 u 는 ZC 시뭔스의 루트 인덱스를 나타내고， Nzc 는 ZC 시뭔스의 길이를 의미한다.
[122] 다만, 단말을 구분하기 위해 사용되는 시그니쳐들 간의 셀 간 간섭이 큰 환경에서는 다음 수학식 2와 같은 PN 시퀀스가 사용될 수 있다.
[123] 【수학식 2】
^(« + 31)= (x1(« + 3)+x,(«))mod2
x2(n + 3\)= (x2 (n + 3)+x2(n + l)+x2 (n + l)+x2 («))mod 2
c(ri) = {xx (n + Nc)+ x2(n + Nc ))mod 2
[124] 2.2.4 RACH 프리앰블 전송대역 [125] RACH 프리엠블의 전송 대역을 설정함에 있어 고려되는 두 가지 주요 인자는 다이버시티 이득 (diversity gain)과 단말의 전송 전력 제한이다. 즉， 기지국과 달리 단말은 파워 앰프 (power amplifier)의 성능이 제한된다. 따라서， 넓은 주파수 대역을 RACH 프리엠블 전송을 위해 할당하는 경우, 자원 유닛 /자원 요소 (Resource unit/Resource element) 별 에너지가 낮아지는 반면 주파수 다이버시티는 극대화될 수 있다. 반대로 좁은 대역을 RACH 프리앰블 전송을 위해 할당하는 경우， 자원 유닛 /자원 요소 별 에너지는 높아지지만, 주파수 다이버시티는 최소가 된다.
[126] 실제로 LTE RACH 전송 대역을 결정할 때에는 1.08MHz, 2.16MHz, 4.5MHz, 50MHz (각 6RBs, 12RBs, 25RBs, 50RBs)가 대상이었지만, RACH 미검출 확률 비교를 통해서 1% 미검출 확률을 만족시킴에 있어 6RB 로도 층분하였기 때문에, 1.08MHz가 최종 RACH 전송 대역으로 결정되었다.
[127] 2.3 고주파 대역 특성을 반영한 RACH 시퀀스의 ZCZ 설정 방법
[128] LTE 시스템에서는 RACH 시퀀스를 설계함에 있어 RACH 의 서브캐리어 스페이싱 (subcarrier-spacing) Af^ 을 기존 데이터에 대한 기본 서브캐리어 스페이성 Δ/의 약 ι/12 배로 작게 설정하였다. 이를 통해 최종적으로 LTE 시스템의 기본 서브캐리어 스페이싱은 =15kHz 가 되고, RACH 서브캐리어 스페이싱은 f<" =1.25kHz 7} 된다.
[129] 고주파 대역 채널에서 서브캐리어 스페이싱을 기본 서브캐리어 스페이싱 보다 작게 가져갈 경우 도플러 주파수에 대한 영향이 더욱 커지므로, 기지국에서 RACH 프리엠블에 대한 검출 성능 저하가 발생할 수 있다. 예를 들어, 중심 주파수 2GHz 를 사용할 때보다 30GHz 를 사용하는 고주파 대역 전송에서는 기본적으로 동일한 이동속도의 단말도 15 배 이상의 큰 도플러를 경험하게 된다. 따라서, 고주파 대역 전송을 위한 RACH 에서는 기존 LTE 와 같은 ^의 크기를 낮추는 접근은 큰 성능 저하를 유발할 수 있다. [130] 일반적으로 Δ· ^의 크기를 작게 가져갈수톡 유효채널에 해당하는 채널 탭 (tap)이 하나로 나타나게 되므로, 기지국에서 채널의 유효 다중 경로가 하나라고 가정할 수 있다. 따라서, 기지국은 작은 ^를 이용하여 각 단말이 전송한 RACH 시뭔스에 대해 코릴레이션을 수행하여 각 단말을 구분하거나， 타이밍 차이 (Timing difference)를 추정할 수 있다. 그러나, 고주파 채널에서는 도플러 영향을 고려하여야 하므로 RACH 서브캐리어 스페이싱 역시 기본 서브캐리어 스페이싱과 동일하게 설정해야 하기 때문에, 이때에는 유효 채널에 대한 수를 단일 탭이라 가정할 수 없다.
[131] 도 8 은 RACH 서브캐리어 스페이싱이 작은 경우 유효 단일 경로 발생 및 기지국 시퀀스 수신의 개념을 나타내는 도면이고, 도 9 는 RACH 서브캐리어 스페이싱이 큰 경우 유효 다중 경로 발생 및 기지국 시퀀스 수신의 개념을 나타내는 도면이다.
[132] 도 8 을 참조하면， 상대적으로 작은 서브캐리어 스페이싱을 갖는 RACH 를 통해 ZC 시뭔스 ^，^^' ，…^/ 가 전송될 때에는, 시간 축 상에서 RACH 전송 심볼의 길이가 길어져, 유효 채널 구간이 단일 랩으로 가정된다. 즉, 도 8 은 일반 셀를러 시스템 (예를 들어, LTE/LTE-A 시스템)에서 지원하는 대역폭에서 사용되는 RACH 프리엠블인 경우를 가정한 것이다.
[133] 그러나， 도 9 를 참조하면, 고주파 대역의 시스템 등과 같이 상대적으로 큰 서브캐리어 스페이싱을 갖는 RACH 를 통해 ZC 시¾스 ^>，^ ^ ^，ᅳ"， -)가 전송될 때에는, 시간 축 상에서 RACH 전송 심볼의 길이가 짧아져, 유효 채널 구간이 여러 개의 다중 경로로 구성될 수 있다. 따라서, 이러한 경우에는 RACH 프리엠블에 대한 각 시퀀스 샘플 (Sample)의 구간이 다중 경로 L 개를 겹치는 만큼 시뭔스의 코릴레이션을 수행하여야 한다. 즉, 서브캐리어 스페이싱이 커짐에 따라 다중 경로의 개수는 증가하며， 기지국에서 고려해야 하는 코릴레이션 또한 다중 경로의 개수만큼 증가하게 된다. 따라서, 기지국에서 RACH 신호를 수신하기 위한 복잡도 또한 급격히 증가할 수 있다. [134] 도 8 및 도 9 에서 h0, hu hL-1은 RACH 프리엠블이 전송되는 채널을 의미하고, ^ ，^， ，…，^ 은 zc 시뭔스를 의미한다. 이때, 기지국에서 동기 신호의 검출 성능을 최대화하기 위해서는, 다중 경로 중 반드시 가장 앞서는 채널 탭 ho 선택올 보장해야만 한다. 만약， 기지국이 h^h^. ^ 만을 선택할 수 있다면， 이것은 상향링크의 타이밍 어드밴스 (TA: Timing Advance)를 위한 정확한 값을 추정함에 있어 성능 저하로 이어질 수 있다.
[135] 3. 상향링크 동기 신호 검출 방법
[136] 본 발명의 실시예들에서는 고주파 대역을 사용하는 통신 환경에 적합한 상향링크 동기 신호의 검출 방법들을 제공한다.
[137] 본 발명에서는 고주파 대역의 채널 특성 및 동기 신호의 서브캐리어 스페이싱 간의 관계를 고려하여 동기신호 검출 필터를 설계하는 방법들을 제공한다. 이때, 고주파 대역은 넓은 광대역 통신을 가정하고 있기 때문에， 시간 축에서 단일 샘플의 주기가 극단적으로 짧아질 수 있다. 이러한 환경에서 채널의 다중 경로 채널 지연이 필연적으로 발생하기 때문에 이를 고려하여 동기신호 검출 필터를 설계해야만 한다.
[138] 또한, 기지국에서 낮은 복잡도로 동기 신호를 검출하기 위해 2 단계의 동기 신호 검출 프로세스를 제공한다. 한편, ZCZ 를 고려하는 경우, 각 단말로부터의 동기 신호 검출 외에 각 단말이 동기 신호를 전송하는 정확한 심볼 타이밍까지 추정할 수 있다. 비록, 본 발명의 실시예들은 고주파 광대역 통신 환경에 적합한 상향 동기 신호의 검출 방법에 관한 것이나, 그 용도는 소형샐에 한정되지 않는다.
[139] 이하에서는 고주파 대역에서 동기 신호인 RACH 프리엠블을 검출하기 위한 검출 필터를 설계하는 방법들에 대해서 설명한다.
[140] 3.1 동기신호 검출필터 설계 [141] 고주파 대역에서 다중 사용자에 대해 다중 경로 지연 채널이 존재하는 경우에, 기지국은 각 다중 경로에 대한 시뭔스 코릴레이션 값을 모두 더하여야만 정확한 RACH 시퀀스를 검출할 수 있다. 다음 수학식 3 은 기지국에서 다중 경로 지연 채널을 통해 수신된 RACH신호를 의미한다.
[142] 【수학식 3】
r = S„h + n
[143] 수학식 3에서, r은 수산신호 Nx\ 백터를 나타내며， N은 수학식 1에서의 ZC 시퀀스 전체 길이를 의미한다. 게 1 단말 (UE#1)에게는 순환 천이 (Cyclic shift) 'η=0' 시퀀스를 할당했다고 가정한다. 도 9 를 참조시 , 수신 신호 백터 r을 수학식 3 과 같이 구성하였을 때, 각 구성 요소는 다음 수학식 4, 5， 6 과 같이 정의할 수 있다.
[144] 【 4】
Figure imgf000023_0001
[145] 【수학식 5】
h = [/¾ ··■ hLᅳ、 0 0 … Of
[146] [수학식 6】 ^
n = ["0 «2 ··· nN_
[14기 수학식 4 는 .NxN zc 시¾스 메트릭스 S。를 의미하고, 수학식 5 는 Nxl 채널 백터 h를 의미하며， 수학식 6 은 Nx AWGN(Additive White Gaussian Noise) 백터 n을 의미한다. 마지막으로 s(')는 /만큼 순환 천이된 Nxl zc 시퀀스 백터를 의미한다. 수학식 4 에서 (〉 )은 Modulo 'm' 연산을 의미한다. 또한, 수학식 5 에서 ho, hl5 hL-1 은 유효한 다중 지연 채널을 의미하며, 전체 채널 길이는 L 이다， ZC 시뭔스 길이 중 유효 채널 길이 L 을 제외한 부분 (N-L)은 0 시퀀스로 채울 수 있다. [148] 이때, RACH 신호를 전송한 단말들을 검출할 수 있는 검출 필터인 N x 크기의 G 매트릭스는 다음 수학식 7과 같이 정의할 수 있다.
[149] 【수학식 7】
Figure imgf000024_0001
S
[150] 수학식 7에서 ^끼^는 (쎄만큼 순환 천이된 N x ZC 시뭔스 백터를 의미하고， 'm，는 특정 단말이 사용하는 순환 천이 값, L 은 유효 채널 지연 개수， Ν는 ZC 시뭔스의 총 길이를 나타낸다. 만약, m=0인 경우에, 검출 필터 G 행렬은 다음 수학식 8과 같이 표현될 수 있다.
[151] 【수학식 8】
So s, S
5,
G So
[152] 각 단말들에게 직교 -독립적으로 할당되는 순환 천이 값 (Cyclic shift value) 'm'은 다음 수학식 9와 같은 단위로 할당된다.
[153] [수학식 9】
Figure imgf000024_0002
[154] 이것은 각 사용자에게 할당되는 순환 천이 기반의 ZCZ 의 크기가 Ncs + L 이기 때문이다. 이때， Ncs 는 LTE/LTE-A 시스템에서 RACH 프리엠블 생성시 사용되는 순환 천이 값을 의미한다. 따라서， ZCZ 에서 실제 신호가 존재하는 샘플의 크기가 'L，이기 때문에， 검출 필터 G는 Ν 메트릭스가 된다.
[155] 기지국에서 상향링크 동기 신호에 대한 RACH 시뭔스 검출은 다음 수학식
10을 통해 수행된다.
[156] 【수학식 10】 ^ = argmax
m
[157] 즉, 기지국은 수신 백터 r 에 대해서 각 단말 별로 할당된 순환 천이 값 'm，을 기반으로 만들어지는 검출 필터 G 매트릭스의 에르미트 (Hermitian) 행렬을 곱해서 최대값이 도출되는 지점을 찾는다.
[158] 예를 들어, 전체 RACH 시퀀스의 길이가 N=12 이고 ZCZ 의 크기는 Ncs=3 이라고 가정한다. 이때, 유효 채널 길이 (즉, 유효 채널 탭)가 L=3 이라고 가정하면, 해당 ZC 시뭔스가 지원할 수 있는 단말은 총 2 명이다. 이때, 제 1 단말 (UE#0)에게 첫 번째 순환 천이 값 m=0을 할당하고, 제 2단말 (UE#1)에게 일곱 번째 순환 천이 값 m=6을 할당한 것을 가정한다. 기지국은 우선 제 1단말을 에 대해서 먼저 검출을 하면, 수학식 10 은 다음 수학식 11 과 같이 전개될 수 있다.
[159] 【수학식 1 1】 arg max |G ΐ = arg max |G h + G
Figure imgf000025_0001
Figure imgf000025_0002
Figure imgf000025_0003
[160] 수학식 11을 참조하면, 기지국이 수신한 상향링크 동기 신호는 제 1단말이 전송한 상향링크 동기 신호가 통과한 채널에 대한 전력의 합으로 나타난다. 수학식 1 1 과 동일한 방법으로， 제 2 단말이 전송한 상향링크 동기 신호에 대한 검출 결과는 다음 수학식 12와 같이 전개될 수 있다.
[161] 【수학식 12】 /"
Figure imgf000026_0001
= \K\ + \ \ +
Figure imgf000026_0002
s S s
[162] 단말에 할당한 최종 순환 s S s전치 값 m-6 이기 때문에, 수학식 12 의 최종 도출 값에서 최종 도출 값이 기준 값 이상이 되면, 기지국은 RACH 신호의 수신을 확정할 수 있다. 따라서 검출 필터 G "는 각 단말이 ZC 시퀀스 전송에 사용한 순환 천이 값을 기준으로 각 단말의 시뭔스 검출 구간을 나타내는 필터라 할 수 있다.
[163] 이때, m 은 각 단말에게 할당하는 순환 천이 기반의 ZCZ 값을 의미한다. 또한, m 값은 전체 유효 채널 지연 수 L 을 고려하여 결정된다. 마지막으로, 기지국은 m 값을 단말들에게 각각 할당함으로써, 기지국은 상향링크 동기 신호를 전송한 단말을 검출할 수 있다. 이때， m 값을 할당한다는 의미는 기지국이 m 값에 대한 정보를 방송 채널을 통해 방송하는 경우， 각 단말이 m 값을 이용하여 RACH 신호를 구성할 수 있다는 -의미이다. —―
[164] 본 발명의 실시예들에서, 각 단말에게 허용되는 최대 지연은 Ncs 로 한정되고, 각 ZCZ 간의 중첩을 방지하기 위해서 채널 유효 지연 구간 L 이 도입되었기 때문에, 전체 ZC 시퀀스의 순환 천이 구간은 도 10 과 같이 설정된다. 이때, 각 단말이 전송한 서로 상이한 순환 천이 값을 갖는 RACH 시뭔스는 최대 Ncs 구간의 수신 지연을 허용한다. 도 10 은 채널의 유효 지연 L 을 고려한 ZCZ 설정 방법 중 하나를 나타내는 도면이다.
[165] 도 11 은 ZCZ 내에 시간 지연에 따른 수신 백터 r 을 추출하는 방법 중 하나를 나타내는 도면이다. [166ᅵ 단말이 전송한 RACH 신호가 시간 지연 없이 기지국에 수신된 경우， 수신 백터 r 의 구성은 다음 수학식 13 과 같이 표현된다. 만약, 기지국과 가정 멀리 떨어진 단말 (예를 들어， 셀 경계에 위치한 단말)이 송신한 RACH 신호가 최대
Ncs-1 만큼 지연되어 수신되었다면, 수신백터 r 은 다음 수학식 14 와 같이 표현된다.
[167] 【수학식 13】
[168] 【수학식 14】 rNcs-l = [rNcs- rNcs rNcs +\ " ' rNcs-<-N-2
[169] 즉, 기지국은 단말의 수신 신호 지연을 최대 Ncs만큼에 대해서 길이 N 에 대한 수신 신호 백터 r 을 차례로 구성하고, 검출필터인 G 행렬과의 코릴레이션을 통해서 RACH 검출을 확인한다. 이때, 앞서 설명한 유효 채널 지연에 의해 발생하는 다중 경로로 인해서 검출 복잡도가 X 만큼 증감함을 확인할 수 있었다.
[170] 따라서 본 발명에서는 검출 복잡도 감소를 아래와 같은 단계별 RACH 검출 방안을 제안한다.
【171ᅵ 3.2 2 단계 상향링크 동기 신호 검출 방법
[172] 3.2.1 제 1검출 단계
[173] 기지국은 제 1 검출 단계 (즉, 초기 검출 단계)에서 다중 지연 채널을 유효 단일 채널로 가정하고 각 ZCZ 에서 도출된 시퀀스 상관도가 기준값 이상이 되는 구간을 검출한다ᅳ 이때， 기준값은 채널 환경 및 /또는 시스템 상에서 설정된 값임을 가정한다.
[174] 각 단말에게 할당되는 ZCZ 인텍스 'n，은 수학식 9 와 같이 결정되는 순환 천이 값 'tn' 중 하나가 설정된다. 이때, ZCZ 값을 이용하는 이유는 다수의 단말들의 위치가 서로 상이함으로 인해 발생하는 수신 지연으로부터 각 단말들이 전송하는 ZC 시퀀스 (즉, RACH 신호)가 중첩되는 현상을 방지함과 더불어 타이밍 어드밴스 (TA)를 수행하기 위함이다.
[175] 또한， ZCZ 를 유효 채널 길이 만큼 길게 설정하는 이유는 다중 경로를 거쳐 수신된 ZC 시퀀스에 대한 정확한 수신 위치를 결정하기 위해서이다. 그러나, L 만큼의 유효 채널 길이에 대해서 ZC 시뭔스의 길이 N 에 대한 시퀀스 코릴레이션 작업을 수행하는 경우, 복잡도가 x l에서 N x Z로 증가하게 된다.
[176] 이것은 기지국의 수신 복잡도를 증가시켜 동기 신호 검출 지연 현상을 유발할 수 있다. 또한， 다중 사용자 기반의 상향링크 제어 채널 구조 상 모든 ZC 시퀀스에 대해서 신호 검출 작업을 수행해야 하기 때문에 기지국의 신호 검출에 대한 복잡도가 증가한다.
[177] 따라서， 제 1 검출 단계에서는 검출 필터 G 행렬의 유효 채널 구간을 일부 또는 극단적으로 1 개라고 가정하고, 검출 필터 G를 설계한다. 이하에서는 설명의 편의를 위해, 제 1 검출 단계에서 사용되는 검출 필터인 G 행렬은 제 1 검출필터라 부르기로 한다. 즉, 제 1 검출 단계에서 사용되는 G 행렬인 제 1 검출필터는 행렬 또는 Λ χ /, (/' < /_) 행렬로 구성하는 것이 바람직하다.
[178] 기지국은 제 1 검출 단계에서 유효 채널 길이 L 을 1 로 가정했을 때의 G 행렬인 제 1 검출필터를 설정함으로써, 상향링크 동기 신호를 전송한 단말을 특정할 수 있다. 따라서, 초기 검출 단계는 전체 유효 채널 중 가장 큰 채널 이득을 갖는 위치를 찾는 것을 의미한다.
[179ᅵ 그러나, 이 지점이 반드시 시간 정렬 (timing-aligned) 된 위치를 의미하지는 않는다. 다만 기지국은 제 1 검출 단계에서 사용자 별로 서로 중첩되지 않도록 할당한 RACH 자원 중 어느 단말의 RACH 신호가 현재 수신되고 있다는 것을 판단할 수 있다.
[180] 따라서, 수학식 7 에서 설명한 검출 필터 G 행렬은 제 1 검출 단계에서 다음 수학식 15와 같이 변경되어 적용된다.
[181] 【수학식 I5】 s, m+N-L+Z)i 5('"-2>„ "■ S(m+N
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[182] 기지국은 수학식 15 에서 도출된 제 1 검출필터를 이용하여, 수신한 RACH 신호를 송신한 단말이 사용하는 순환 천이 값 'm' 후보를 도출할 수 있다. 이때， 기지국은 코릴레이션되는 순환 천이 값들 중 기준 값 이상인 하나 이상의 순환 천이 값들을 제 2 검출 단계의 후보로 선정할 수 있다.
[183] 3.2.2 제 2 검출 단계
[184] 제 1 검출단계에서 도출한 ZCZ 후보들에 대해서, 기지국은 유효 채널 지연 L 을 모두 적용하여 정확한 시퀀스 상관도 값 및 지연 값올 도출할 수 있다. 다시 말해， 기지국은 3.2.1 절에서 설명한 제 1 검출필터를 통해 검출된 순환 천이 후보들에 대해서 유효 채널 L 에 대한 제 2 검출필터를 설정하여 RACH 신호를 검출하는 제 2 검출 단계를 수행할 수 있다.
[185] 제 2 검출단계는 ZCZ 내에서 단말의 정확한 상향링크 시간 동기를 기지국이 획득하는데 그 목적이 있다. 따라서, 제 2 검출필터는 유효 채널 지연 L 에 대한 수학식 7 에서 설명한 G 행렬로 설정될 수 있다. 즉, 제 2 검출필터는 수학식 7의 N x 행렬로 구성된다.
[186] 결과적으로, 기지국은 전체 유효 채널 L 에 대해 수학식 7 과 같은 제 2 검출필터를 구성하고， 제 1 검출단계에서 도출한 ZCZ 후보들에 대해서만 제 2 검출 단계를 수행한다. 이를 통해 기지국은 정확한 시간 동기를 확정할 수 있다. 다만, 유효 채널의 전력은 반드시 순서로 정렬되지는 않는다. 즉, h0 가 선호 채널이더라도 가장 전력이 센 수신 채널이 정확한 시간 동기를 의미하는 것은 아니다.
[187] 따라서, 전체 유효 채널에 대해서 제 2 검출필터가 정확히 정렬 (align)될 때에만 ZC 시퀀스 코릴레이션 값이 최대가 되므로， 기지국은 도 12 와 같이 h0에 정렬되는 지점에서 정확한 시간 동기를 검출할 수 있다.
[188] 도 12 는 유효'채널 L 을 고려한 제 2 검출필터를 이용하여 동기 신호를 정확히 수신하는 모습을 나타내는 도면이다. 도 12 (a)는 다중 지연 채널에서 검출필터인 G 행렬을 이용하여 RACH 신호를 검출하는 모습을 나타내고, 도 12 (b)는 본 발명인 제 2 단계의 검출 과정을 통해 정확한 동기 신호를 검출하는 모습을 나타낸다.
[189] 따라서, 기지국은 시간 동기 ho 의 지연 정도를 추정할 수 있으며， 이를 통해 각 단말의 동기 신호 이외에 부가적으로 각 단말의 정확한 심볼 타이밍을 찾을 수 있다.
[190] 도 13 은 RACH 신호를 단계적으로 검출하는 방법 중 하나를 나타내는 도면이다. 즉, 도 13 은 상술한 3.2 절에서 설명한 2 단계 RACH 신호를 검출하는 방법을 기지국과 단말의 관점에서 설명하기 위한 도면이다.
[191] 도 13 을 참조하면, 기지국은 단말이 RACH 신호를 생성하는데 필요한 순환 천이 값 m 을 할당한다. 또한, 기지국은 순환' 천이 값— m 을 시스템' 정보를 통해 주기적으로 방송할 수 있다 (S1310).
[192] 하나 이상의 단말들은 순환 천이 값 m 을 이용하여 RACH 신호를 구성하고, 기지국으로 RACH 신호를 전송한다. 기지국은 다중 지연 채널로 구성되는 RACH 를 통해 하나 이상의 단말들로부터 RACH 신호를 수신하고, 이를 기반으로 수신 신호 백터 r 을 구성할 수 있다. 이때, 수신 신호 백터 r 은 수학식 3과 같이 나타날 수 있다 (1320). [193] 기지국은 다중 지연 채널을 하나의 유효 채널로 가정하고 제 1 검출필터를 구성한다. 제 1 검출필터를 구성하는 방법은 3.2.1 절에서 설명한 수학식 15 를 참조한다 (S 1330).
[194] 기지국은 제 1 검출필터를 기반으로 순환 천이 (예를 들어， ZCZ) 후보를 도출한다. 즉， 제 1 검출필터를 통해 검출한 RACH 신호들 중 기준값 이상의
[195] 기지국은 각 RACH 신호들의 정확한 시퀀스 상관도 값 및 /또는 지연 값을 도출하기 위해 제 2 검출필터를 구성한다. 제 2 검출필터를 구성하는 방법은 3.2.2절에서 설명한 내용을 참조하되, 제 2검출필터는 수학식 7과 같이 구성될 수 있다. 즉, 제 2검출필터는 유효채널의 개수 L을 고려하여 구성된다 (S1350).
[196] 기지국은 제 2 검출필터를 이용하여, S1340 단계에서 도출한 순환천이값 후보들에 대해서 RACH 신호를 검출한다. 즉, 기지국은 제 2 검출필터를 이용하여 각 RACH 신호가 전송되는 정확한 심볼 시작 지점을 추정함으로써, RACH 신호를 검출할 수 있다 (S1360).
[197] S1330 단계 및 S1350 단계에서 제 1 검출필터 및 제 2 검출필터는 기지국에서 매 프레임 또는 매 서브프레임마다 구성할 수 있다. 그러나， 시스템의 복잡도를 고려시， 제 1 검출필터 및 제 2검출필터는 소정 개수로 고정되어 사용될 수 있으며, 시스템 상에서 고정된 값으로 구성될 수 있다. 이러한 경우， 기지국은 순환천이값 m에 따라 구성된 제 1검출필터 및 제 2검출필터를 이용하여 2단계의 RACH 신호 검출을 수행할 수 있다.
[198] 3.2.3 단계별 RACH 신호 검출을 통한 다중 단말 검출 방법
[199] 4 명의 단말 (UE)들에게 서로 다른 RACH 시뭔스가 각각 할당되어 있으며, 그 중 제 1단말 (UE#0) 및 제 2단말 (UE#1)이 RACH를 통해 RACH 신호 (즉, RACH 프리엠블)를 전송하는 경우를 가정한다. 이때, 기지국에서 검출필터를 통해 획득한 상관도는 도 14 와 같다. 도 14 는 본 발명의 실시예에 따른 다증 사용자를 검출하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[200] 전체 ZCZ 수를 K개라 할 때， 도 14와 같이 제 1단말 및 제 2단말은 각각 첫 번째 및 세 번째 ZCZ를 할당 받은 것을 가정한다. 기지국은 상술한 제 1 단계 검출 과정을 통해 ZCZ#0 및 ZCZ#2 에 일정 이상의 피크 (Peak)값이 (상관도) 발생 했음을 확인할 수 있다, 따라서， 기지국은 RACH를 통해 제 1단말 및 제 2단말이 RACH 신호를 전송한 것 (즉, 접속을 수행한 것)을 검출할 수 있다.
[201] 또한， 기지국은 검출한 ZCZ 에 제 2 단계 검출 과정을 수행함으로써, 제 1단말 및 제 2단말의 RACH 신호가 전송되는 정확한 심볼 시작 지점을 추정할 수 있다.
[202] 이상에서는, 고주파 대역을 사용하는 통신 환경에 적합한 상향링크 동기 신호의 검출 방법들에 대해서 설명하였다. 본 발명에서는 고주파 대역의 채널 특성 및 동기 신호의 서브캐리어 스페이싱 관계를 고려하여 검출 필터 설계 방안을 제시하였고， 이를 기반으로 복잡도가 낮은 2 단계의 동기 신호 검출 방법을 제안하였다.
[203] 특히 고주파 대역은 넓은 광대역 통신을 가정하고 있기 때문에, 시간 축에서 단일 샘플의 주기가 극단적으로 짧아질 수 있다. 이러한 환경에서 채널의 다중 경로 지연이 필연적으로 발생하기 때문에 이를 고려한 적합한 검출 필터 설계가 필수적이다. 따라서 본 발명은 이러한 다중 경로 채널 지연을 고려한 다중 사용자 동기 신호 검출 필터 설계의 기본 원리를 제시하고 이를 기반으로 단계별 동기 신호 검출 프로세스를 제시하였다. 한편 본 발명에서 제안된 동기 신호 검출 필터에 ZCZ 를 고려하는 경우, 각 단말의 동기 신호 검출 외에 각 단말의 정확한 심볼 타이밍까지 추정할 수 있다.
[204] 마지막으로 본 발명은 고주파 광대역 통신 환경에 적합한 상향 동기 신호의 검출에 대한 구제적인 방법에 관한 것이나, 그 용도는 소형셀에 한정되지 않고 일반 셀를러 샐에도 적용될 수 있다. 즉, 일반 셀를러 시스템이 고주파 대역에 적용되는 경우， 소형샐이 아닌 일반 셀를러 시스템에도 적용될 수 있다. 【205] 4. 구현 장치
[206] 도 15 에서 설명한 장치는 도 1 내지 도 14 에서 설명한 방법들이 구현될 수 있는 수단이다.
[207] 단말 (UE: User Equipment)은 상향링크에서는 송신단으로 동작하고, 하향링크에서는 수신단으로 동작할 수 있다. 또한, 기지국 (eNB: e-Node B)은 상향링크에서는 수신단으로 동작하고, 하향링크에서는 송신단으로 동작할 수 있다.
[208] 즉, 단말 및 기지국은 정보, 데이터 및 /또는 메시지의 전송 및 수신을 제어하기 위해 각각 송신기 (Tx module: 1540, 1550) 및 수신기 (Rx module: 1550, 1570)를 포함할 수 있으며, 정보， 데이터 및 /또는 메시지를 송수신하기 위한 안테나 (1500, 1510) 등을 포함할 수 있다. 이때, 안테나는 매시브 안테나일 수 있으며, 메시브 안테나는 다수의 안테나들이 2 차원 또는 3 차원 형태로 배열된 안테나 그룹을 총칭하는 용어이다.
[209] 또한， 단말 및 기지국은 각각 상술한 본 발명의 실시예들을 수행하기 위한 프로세서 (Processor: 1520, 1530)와 프로세서의 처리 과정을 임시적으로 또는 지속적 -으로쩌장할 수 있는 메모리 (1580， 1590)를 각각포함할 수 있다,
[210] 상술한 단말 및 기지국 장치의 구성성분 및 기능들을 이용하여 본원 발명의 실시예들이 수행될 수 있다. 예를 들어, 기지국의 프로세서는 상술한 1 절 내지 3 절에 개시된 방법들을 조합하여, 검출필터를 설계하거나, 2 단계 RACH 신호 검출방법을 수행할 수 있다. 또한, 단말의 프로세서는 수신한 순환천이값을 기반으로 RACH 신호를 구성할 수 있으며， 이를 기지국으로 전송하여 상향링크 동기를 맞출 수 있다. 상세한 내용은 제 3절에 설명한 사항을 참조하도록 한다.
[211] 단말 및 기지국에 포함된 송신모들 및 수신모들은 데이터 전송올 위한 패킷 변복조 기능, 고속 패킷 채널 코딩 기능, 직교주파수분할다중접속 (OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 패킷 스케줄링, 시분할듀플렉스 (TDD: Time Division Duplex) 패킷 스케줄링 및 /또는 채널 다중화 기능을 수행할 수 있다. 또한, 도 15 의 단말 및 기지국은 저전력 RF(Radio Frequency)/IF(Intermediate Frequency) 모들을 더 포함할 수 있다. 이때， 송신모들 및 수신모들은 각각 송신기 수신기로 볼릴 수 있으며, 함께 사용되는 경우 트랜시버로 불릴 수 있다.
[212] 한편, 본 발명에서 단말로 개인휴대단말기 (PDA: Personal Digital Assistant), 셀롤러폰, 개인통신서비스 (PCS: Personal Communication Service) 폰, GSM(Global System for Mobile) 폰, WCDMA(Wideband CDMA) 폰, MBS(Mobile Broadband System) 폰, 핸드헬드 PC(Hand-Held PC), 노트북 PC, 스마트 (Smart) 폰 또는 멀티모드 멀티밴드 (MM-MB: Multi Mode-Multi Band) 단말기 등이 이용될 수 있다.
[213] 여기서, 스마트 폰이란 이동통신 단말기와 개인 휴대 단말기의 장점을 흔합한 단말기로서, 이동통신 단말기에 개인 휴대 단말기의 기능인 일정 관리, 팩스 송수산 및 인터넷 접속 등의 데이터 통신 기능을 통합한 단말기를 의미할 수 있다. 또한, 멀티모드 멀티밴드 단말기란 멀티 모뎀칩을 내장하여 휴대 인터넷시스템 및 다른 이동통신 시스템 (예를 들어， CDMA(Code Division Multiple Access) 2000 시스템, WCDMA(Wideband CDMA) 시스템 등)에서 모두 작동할 수 있는 단말기를 말한다.
[214] - 본 발명의 ■실사예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (firmware),. 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[215] 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트를러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다. [216] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 예를 들어， 소프트웨어 코드는 메모리 유닛 (1580, 1590)에 저장되어 프로세서 (1520， 1530)에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치할 수 있으며, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[217] 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
[218] 본 발명의 실시예들은 다양한 무선접속 시스템에 적용 ¾ 수 있다. 다양한 무선접속 시스템들의 일례로서, 3GPP(3rd Generation Partnership Project), 3GPP2 및 /또 는 IEEE 802.XX (Institute of Electrical and Electronic Engineers 802) 시스템 등이 있다. 본 발명의 실시예들은 상기 다양한 무선접속 시스템뿐 아니라, 상기 다양한 무선 접속 시스템을 웅용한 모든 기술 분야에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
고주파 대역을 지원하는 무선접속시스템에서 기지국이 임의접속채널
(RACH) 신호를 검출하는 방법에 있어서,
상기 기지국에서 사용되는 순환천이값을 할당하는 단계;
임의접속채널을 통해 전송되는 신호들에 대해서 수신 신호 백터를 구성하 는 단계;
제 1 검출필터를 이용하여 상기 수신 신호 백터로부터 기준값 이상의 순환 천이 후보를 도출하는 단계;
제 2 검출필터를 이용하여 상기 순환 천이 후보로부터 RACH 신호를 검출 하는 단계를 포함하되,
상기 제 1 검출필터 및 상기 제 2 검출필터는 상기 순환천이값을 기반으로 설정되는, RACH 신호 검출방법.
【청구항 2】
제 1항에 있어서，
상기 제 1 검출필터는 상기 임의접속채널을 구성하는 유효채널의 개수를 하나로 가정하여 설정되는, RACH 신호 검출방법.
【청구항 3】
제 2항에 있어서, 상기 제 1검출필터인 Gm은 와 같이 설정되되,
Figure imgf000036_0001
m 은 상기 순환천이값을 의미하고, N 은 자도프츄 시뭔스의 총 길이를 나 타내며, 〈 〉는 모들로 연산을 나타내는, RACH 신호 검출방법.
【청구항 4】
제 1항에 있어서，
상기 제 2 검출필터는 상기 임의접속채널을 구성하는 유효채널의 개수를 고려하여 설정되는， RACH 신호 검출방법 .
【청구항 5]
제 4항에 있어서, 상기 제 2검출필터인 Gm은 같이 설정되되:
Figure imgf000036_0002
m은 상가순환천이값을 의미하고， L은 상기 유효채널의 개수를 의미하고, N 은 자도프츄 시뭔스의 총 길이를 나타내며, 〈 〉는 모들로 연산을 나타내는,
RACH 신호 검출방법.
【청구항 6】
제 1항에 있어서,
상기 순환천이값은 유효채널의 개수를 고려하여 설정되는, RACH 신호 검 출방법.
【청구항 7]
제 1항에 있어서，
상기 순환 천이 후보는 ZCZ(Zero Correlation Zone)에서 도출된 시퀀스 상관 도가 상기 기준값 이상인 구간을 의미하는， RACH 신호 검출 방법.
【청구항 8]
고주파 대역을 지원하는 무선접속시스템에서 임의접속채널 (RACH) 신호를 검출하기 위한 기지국에 있어서，
송신기;
수신기; 및
상기 RACH 신호를 검출하도톡 구성된 프로세서를 포함하되,
상기 프로세서는:
상기 기지국에서 사용되는 순환천이값을 할당하고;
임의접속채널을 통해 전송되는 신호들에 대해서 수신 신호 백터를 구성하 고;
제 1 검출필터를 이용하여 상기 수신 신호 백터로부터 기준값 이상의 순환 천이 후보를 도출하고;
제 2 검출필터를 이용하여 상기 순환 천이 후보로부터 상기 RACH 신호를 검출하도록 구성되되,
상기 제 1 검출필터 및 상기 제 2 검출필터는 상기 순환천이값을 기반으로 설정되는, 기지국.
【청구항 9】
제 8항에 있어서，
상기 제 1 검출필터는 상기 임의접속채널을 구성하는 유효채널의 개수를 하나로 가정하여 설정되는, 기지국.
【청구항 10]
제 9항에 있어서， 상기 제 1검출필터인 Gm은 와 같이 설정되되,
Figure imgf000038_0001
m 은 상기 순환천이값을 의미하고， N 은 자도프츄 시뭔스의 총 길이를 나 타내며, 〈 〉는 모들로 연산을 나타내는, 기지국.
【청구항 1 1】
제 8항에 있어서，
상기 제 2 검출필터는 상기 임의접속채널을 구성하는 유효채널의 개수를 고려하여 설정되는, 기지국.
【청구항 12】
제 11항에 있어서, 상기 제 2검출필터인 Gm은 ((m)JJ(m+1)J <m+ v 와 같이 설정되되 m은 상기 순환천이값을 의미하고, L은 상기 유효채널의 개수를 의미하고, N 은 자도프츄 시뭔스의 총 길이를 나타내며, 〈 〉는 모들로 연산을 나타내는, 기 지국.
【청구항 13]
제 8항에 있어서,
상기 순환천이값은 유효채널의 개수를 고려하여 설정되는, 기지국.
【청구항 14]
제 8항에 있어서,
상기 순환 천이 후보는 ZCZ(Zero Correlation Zone)에서 도출된 시뭔스 상관 도가 기준값 이상인 구간을 의미하는, 기지국.
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