WO2016178546A1 - 무선 통신 시스템에서 빔포밍 효과를 고려하여 상향링크 동기를 획득하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 빔포밍 효과를 고려하여 상향링크 동기를 획득하는 방법 및 장치 Download PDF

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김기태
강지원
이길봄
박경민
김희진
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    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication, and more particularly, to a method and apparatus for acquiring uplink synchronization in consideration of a beamforming effect in a wireless communication system.
  • 3rd generation partnership project (3GPP) long-term evolution (LTE) is a technology that enables high-speed packet communication. Many schemes have been proposed for the purposes of LTE, including reduced costs for users and suppliers, improved quality of service, and increased coverage and system capacity. 3GPP LTE is a higher layer requirement that requires reduced cost per bit, increased service availability, flexible frequency usage, simple structure, open interface and proper power consumption of the terminal.
  • the transceivers are equipped with multiple antennas to obtain additional spatial area for resource utilization to obtain diversity gain or to transmit data in parallel through each antenna.
  • Beamforming and / or precoding may be used as a method for increasing signal-to-noise ratio (SNR) in a multiple antenna technology. Beamforming and / or precoding may be used to maximize the SNR through the feedback information in a closed loop system where feedback information is available at the transmit end. Beamforming can be broadly classified into analog beamforming and digital beamforming.
  • Massive multiple-input multiple-output is a multi-antenna technology that seeks to achieve high energy efficiency with high transmission rates by mounting more than a few dozen antennas in a base station. If the existing analog beamforming and / or digital beamforming is applied to large MIMO, the complexity of signal processing and / or hardware implementation is very large, or the performance increase using multiple antennas is insignificant, Flexibility can be inferior. Accordingly, the use of hybrid beamforming combining existing analog beamforming and digital beamforming in large MIMO is being discussed.
  • millimeter wave is a frequency in the 30-300 GHz band, commonly called an extreme high frequency (EHF) band, and refers to a band having a wavelength length of 1 cm-1 mm.
  • EHF extreme high frequency
  • This wave propagates between the radio frequency band currently used and infrared rays (a wavelength of about 0.1 mm) and is very close to light, and is currently used in high resolution wave radar and microwave spectroscopy.
  • Millimeter waves are smaller in diffraction and straightness than conventional radio waves, and are more diffractive and less linear than laser light. If millimeter waves are used for communication, it is thought that ultra-multiple communication far exceeding the amount of microwaves is possible. This is because energy absorption by oxygen and water molecules in the atmosphere is relatively large compared to conventional cellular frequencies, resulting in high path loss.
  • channel characteristics may be different for each beam, and thus channel delays may be different for each beam. Therefore, in consideration of such a characteristic, a method of obtaining a different uplink sync may be required.
  • An object of the present invention is to provide a method and apparatus for obtaining uplink synchronization in consideration of a beamforming effect in a wireless communication system.
  • the present invention provides a method and apparatus for solving timing misalignment for each beam caused by a change in channel characteristics for each beam during uplink beam scanning.
  • the present invention also provides a method and apparatus for estimating channel delay per beam and finally determining a timing advance value.
  • a method for estimating timing advance (TA) for each beam by a base station in a wireless communication system includes receiving K preambles to which K different beamformings are applied, from the UE, and estimating the TA for each of the K preambles.
  • a method of applying timing advance (TA) by a terminal in a wireless communication system includes transmitting K preambles with different K beamformings to a base station, and receiving a TA command from the base station including a final TA value determined by the base station based on the K preambles. .
  • FIG. 1 illustrates a cellular system
  • FIG. 2 shows a structure of a radio frame of 3GPP LTE.
  • FIG. 3 is a block diagram of a transmitter including an analog beamformer and an RF chain.
  • FIG. 4 is a block diagram of a transmitter including a digital beamformer and an RF chain.
  • FIG. 5 is a block diagram of a transmitter including a hybrid beamformer.
  • FIG. 6 shows an example of timing alignment of UL transmissions to which TA is not applied.
  • FIG. 8 shows an example of application of a TA command for TA update.
  • 9 is a conceptual diagram illustrating that channel characteristics change for each beam.
  • 10 is a conceptual diagram illustrating that channel characteristics are different for each beam.
  • FIG. 11 shows an example of a preamble transmitted by a terminal for UL beam scanning of a base station according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 shows an example of determining a final TA value based on a TA value estimated for each beam according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 illustrates a method for estimating TA for each beam by a base station according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 illustrates a method of applying a TA by a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 illustrates a TA procedure according to an embodiment of the present invention.
  • 17 is a block diagram of a wireless communication system in which an embodiment of the present invention is implemented.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented by a radio technology such as universal terrestrial radio access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as global system for mobile communications (GSM) / general packet radio service (GPRS) / enhanced data rates for GSM evolution (EDGE).
  • GSM global system for mobile communications
  • GPRS general packet radio service
  • EDGE enhanced data rates for GSM evolution
  • OFDMA may be implemented by wireless technologies such as Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, evolved UTRA (E-UTRA), and the like.
  • IEEE 802.16m is an evolution of IEEE 802.16e and provides backward compatibility with systems based on IEEE 802.16e.
  • UTRA is part of a universal mobile telecommunications system (UMTS).
  • 3rd generation partnership project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of evolved UMTS (E-UMTS) using evolved-UMTS terrestrial radio access (E-UTRA), which employs OFDMA in downlink and SC in uplink -FDMA is adopted.
  • LTE-A (advanced) is the evolution of 3GPP LTE.
  • cellular system 10 includes at least one base station (BS) 11.
  • BS 11 provides communication services for specific geographic regions (generally called cells) 15a, 15b, 15c. The cell can in turn be divided into a number of regions (called sectors).
  • a user equipment (UE 12) may be fixed or mobile, and may have a mobile station (MS), a mobile terminal (MS), a user terminal (UT), a subscriber station (SS), a wireless device, a PDA, and the like. (personal digital assistant), wireless modem (wireless modem), a handheld device (handheld device) may be called other terms.
  • BS 11 generally refers to a fixed point of communication with UE 12 and may be referred to in other terms, such as an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), an access point, and the like.
  • eNB evolved-NodeB
  • BTS base transceiver system
  • access point and the like.
  • the UE typically belongs to one cell, and the cell to which the UE belongs is called a serving cell.
  • a BS that provides a communication service for a serving cell is called a serving BS.
  • the cellular system includes another cell adjacent to the serving cell. Another cell adjacent to the serving cell is called a neighbor cell.
  • a BS that provides communication service for a neighbor cell is called a neighbor BS.
  • the serving cell and the neighbor cell are determined relatively based on the UE.
  • DL downlink
  • UL uplink
  • DL means communication from BS 11 to UE 12
  • UL means communication from UE 12 to BS 11.
  • the transmitter may be part of the BS 11 and the receiver may be part of the UE 12.
  • the transmitter is part of the UE 12 and the receiver may be part of the BS 11.
  • a radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots. Slots in a radio frame are numbered with slots # 0 through # 19. Transmission time interval (TTI) is a basic scheduling unit for data transmission. In 3GPP LTE, one TTI may be equal to the time taken for one subframe to be transmitted.
  • One radio frame may have a length of 10 ms, one subframe may have a length of 1 ms, and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain and a plurality of subcarriers in the frequency domain.
  • the OFDM symbol is used to represent one symbol period since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, and may be called another name according to a multiple access scheme. For example, when SC-FDMA is used as an uplink multiple access scheme, it may be referred to as an SC-FDMA symbol.
  • a resource block (RB) includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot in resource allocation units.
  • the structure of the radio frame is merely an example. Accordingly, the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, or the number of OFDM symbols included in the slot may be variously changed.
  • 3GPP LTE defines that one slot includes seven OFDM symbols in a normal cyclic prefix (CP), and one slot includes six OFDM symbols in an extended CP.
  • CP normal cyclic prefix
  • Beamforming techniques using multiple antennas are analog beamforming techniques (hereinafter referred to as analog beamforming) and digital beamforming techniques (depending on where the beamforming weight vector (or precoding vector) is applied). Hereinafter, it may be classified into digital beamforming.
  • Analog beamforming is a representative beamforming technique applied to early multi-antenna structures.
  • Analog beamforming branches the analog signal, which has completed digital signal processing, into a plurality of paths, and forms a beam by setting a phase shift (PS) and a power amplifier (PA) in each path.
  • PS phase shift
  • PA power amplifier
  • the PS and the PA connected to each antenna process an analog signal derived from a single digital signal in analog beamforming. That is, the PS and the PA process complex weights in the analog stage.
  • the RF (radio frequency) chain refers to a processing block in which a baseband signal is converted into an analog signal.
  • the beam accuracy is determined by the characteristics of the PS and PA devices, and the control characteristics of the devices are advantageous for narrowband transmission.
  • the multiplexing gain for increasing the transmission rate is relatively small, and it is difficult to form beams for each user based on orthogonal resource allocation.
  • FIG. 4 is a block diagram of a transmitter including a digital beamformer and an RF chain.
  • digital beamforming uses baseband processing to form beams at the digital stage to maximize diversity and multiplexing gain in a MIMO environment.
  • a beam may be formed by performing precoding in baseband processing.
  • the RF chain may comprise a PA. Accordingly, the complex weight derived for beamforming may be directly applied to the transmission data.
  • Digital beamforming may form a beam differently for each user, and thus may simultaneously support multi-user beamforming.
  • digital beamforming is capable of forming an independent beam for each user to which orthogonal resources are allocated, and thus has high scheduling flexibility.
  • digital beamforming may form an independent beam for each subcarrier when a technique such as MIMO-OFDM is applied in a broadband transmission environment. Therefore, digital beamforming can maximize the maximum data rate of a single user based on increased system capacity and enhanced beam gain. Therefore, MIMO technology based on digital beamforming has been introduced in 3G / 4G systems.
  • MIMO massive multiple-input multiple-output
  • a general cellular system assumes 8 maximum transmit / receive antennas applied to a MIMO environment. However, in a large MIMO environment, the maximum transmit / receive antennas may increase to tens or hundreds. If the existing digital beamforming is applied in a large MIMO environment, the digital signal processing for hundreds of transmit antennas must be performed through baseband processing, and thus the complexity of signal processing becomes very large, and as many RF antenna chains are required as the number of transmit antennas. The complexity of the hardware implementation is very large.
  • hybrid beamforming in which analog beamforming and digital beamforming are combined is required, rather than using only one of analog beamforming and digital beamforming as a beamforming technology. That is, a hybrid type transmitter stage structure may be required to reduce the complexity of hardware implementation of the transmitter stage according to the characteristics of analog beamforming, and to maximize the beamforming gain using a large number of transmit antennas according to the characteristics of digital beamforming. have.
  • Hybrid beamforming aims to configure a transmitter that can take advantage of analog beamforming and digital beamforming in a large MIMO environment.
  • hybrid beamforming may form coarse beams through analog beamforming, and beams for multi-stream or multi-user transmission may be formed through digital beamforming.
  • the hybrid beamforming has a structure in which analog beamforming and digital beamforming are simultaneously performed to reduce the implementation complexity or hardware complexity of the transmitter.
  • Difficulties in optimizing analog / digital beamforming design Digital beamforming can form independent beams for each user with the same time-frequency resources, but analog beamforming forms a common beam with the same time-frequency resources. There is a limit to this. Therefore, issues such as a limitation of the maximum supportable rank according to the number of RF chains, difficulty of controlling subband beams with an RF beamformer, and / or optimization of beam forming resolution (resolution / granularity) may occur.
  • Analog beam based spatial division multiple access (SDMA) and FDMA support difficulties: While digital beamforming can freely form beams for multiple users / streams, analog beamforming forms the same beam for the entire transmission band. Therefore, it is difficult to perform independent beam formation for each user or stream. In particular, because it is difficult to support FDMA (e.g. OFDMA) through orthogonal frequency resource allocation, it may be difficult to optimize frequency resource efficiency.
  • FDMA e.g. OFDMA
  • the present invention described below can provide a method for optimizing an analog / digital beam design for hybrid beamforming.
  • Timing advance In order to maintain orthogonality of UL received from different terminals in 3GPP LTE, the timing of UL received from different terminals is aligned at the receiver of the base station. That is, the UL transmission and the DL transmission may be aligned on the time axis with respect to the base station. Timing alignment of the UL transmission is one of the most basic ways to avoid interference between terminals in the cell.
  • TA may be applied to the UL transmission of the terminal to implement timing alignment of the UL transmission.
  • the terminal may set a TA value in response to the received DL timing, and thus may correspond to different propagation delays between different terminals.
  • FIG. 6 shows an example of timing alignment of UL transmissions to which TA is not applied.
  • UE1 is located relatively close to the base station, so that the propagation delay TP1 is relatively short, and UE2 is far from the base station, so that the propagation delay TP2 is relatively long (that is, TP1 ⁇ TP2).
  • the criterion of propagation delay is the DL symbol timing received by the UE. Assuming the DL symbol timing at the base station is T, the DL symbol timing received at UE1 is T + TP1 delayed by the propagation delay TP1 of UE1.
  • the UL symbol timing at UE1 is T + TP1
  • the UL symbol timing received at the base station is T + 2 * TP1 delayed again by the propagation delay TP1.
  • the DL symbol timing received at UE2 is T + TP2 delayed by the propagation delay TP2 of UE2.
  • the UL symbol timing at UE2 is T + TP2
  • the UL symbol timing received at the base station is T + 2 * TP2 delayed again by the propagation delay TP2. That is, the timing of the UL transmission transmitted by the UE1 and the UL transmission transmitted by the UE2 is shifted by 2 * (TP2-TP1) from the position of the base station.
  • FIG. 7 shows an example of timing alignment of UL transmissions to which TA is applied.
  • the propagation delay measured for the application of TA is converted into a round trip delay (RTD), and its value is (propagation delay * 2).
  • RTD round trip delay
  • FIG. 7 assuming that DL symbol timing at a base station is T, DL symbol timing received at UE1 is T + TP1 delayed by propagation delay TP1 of UE1.
  • UE1 applies a TA value having a size of TP1 * 2, so that the UL transmission timing in UE1 becomes T-TP1. Accordingly, the UL symbol timing received at the base station becomes T, and DL transmission and UL reception are aligned at the base station.
  • the DL symbol timing received at UE2 is T + TP2 delayed by the propagation delay TP2 of UE2.
  • UE2 applies a TA value having a size of TP2 * 2, so that the UL transmission timing in UE2 becomes T-TP2.
  • the UL symbol timing received at the base station becomes T, and DL transmission and UL reception are aligned at the base station. It can be seen that the farther the propagation delay from the base station is, the longer the UL transmission needs to be performed first for timing alignment in the base station.
  • the UE For the initial TA procedure, the UE performs initial receiver synchronization for DL transmission transmitted from the base station and performs TA using a random access procedure.
  • the base station measures the UL timing through the random access preamble transmitted by the terminal, and transmits an initial TA command corresponding to the UL timing through a random access respond (RAR).
  • RAR random access respond
  • the size of the TA command may be 11 bits.
  • the TA may be updated.
  • the base station may perform a TA update command using all available UL reference signals (RSs). That is, the base station may perform a TA update command using SRS, channel quality indicator (CQI), acknowledgment / non-acknowledgement (ACK / NACK), and the like.
  • RSs UL reference signals
  • CQI channel quality indicator
  • ACK / NACK acknowledgment / non-acknowledgement
  • SRS may be advantageous because the accuracy of timing estimation increases as the UL RS transmitted through a wide bandwidth increases, but there may be a limitation in using the SRS due to power limitation for a terminal located at a cell boundary.
  • the standard does not describe any constraints.
  • a TA command for updating a TA is applied when a UE receives a TA command and transmits a first UL subframe after 5 ms-round trip time (RTT).
  • RTT may be propagation delay * 2.
  • 3GPP LTE uses an omni antenna having a single channel characteristic, and accordingly, UL timing alignment is performed only for a single channel characteristic.
  • the scattering environment that each beam undergoes may change, and the ratio of timing misalignment may vary for each beam. have.
  • This characteristic grows larger in the millimeter wave (mmWave) band. This is because the distribution of the scatter due to beamforming is changed in the millimeter wave band and the path attenuation with distance increases more.
  • mmWave millimeter wave
  • the hybrid beamforming structure is oriented in consideration of the ease of implementation and the complexity of the baseband, the above-described beam scanning procedure may be necessary.
  • this characteristic may become larger as the symbol period of the data and the UL RACH is the same.
  • FIG. 9 is a conceptual diagram illustrating that channel characteristics change for each beam.
  • the terminal performs UL transmission through beam # 1, beam # 2, and beam # 3, and multipath characteristics are changed to beam rice according to the direction of beamforming. Accordingly, the base station experiences different channel characteristics for each beam when performing beam scanning.
  • FIG. 10 is a conceptual diagram illustrating that channel characteristics are different for each beam.
  • channel characteristics of beams # 1 and # 2 are different from each other.
  • the TA time point ⁇ 0 corresponding to the propagation delay is different for each beam.
  • the present invention proposes a beam-specific TA procedure in consideration of a change in channel characteristics of each beam.
  • a TA value for each beam may be estimated. That is, in addition to the existing TA procedure based on the omni antenna, a TA procedure optimized for each beam based on beamforming may be proposed for data transmission.
  • beamforming is analog beamforming or hybrid beamforming, but the present invention is not necessarily limited thereto.
  • the present invention is also applicable to general digital beamforming, full-dimension MIMO (FD-MIMO), and the like.
  • the base station estimates the TA value for each of different K preambles or UL RSs on a time axis to which different K beamformings are transmitted by one UE during UL beam scanning. That is, the base station estimates the TA value changed by the beam characteristics during the UL beam scanning for each beam.
  • the reason for estimating the TA value differently for each beam is that the beam scanning process must be accompanied by the characteristics of the analog stage.
  • the base station can estimate the UL channel delay and the TA value for each beam through the basic promise for beam scanning with the terminal.
  • FIG. 11 shows an example of a preamble transmitted by a terminal for UL beam scanning of a base station according to an embodiment of the present invention.
  • the terminal transmits four different preambles to which four different beamformings are applied, respectively, to the base station for scanning the UL beam of the base station.
  • Four preambles are transmitted in different subframes on the time axis.
  • a respective beamforming direction corresponding to each preamble is set.
  • FIG. 12 is an example of different channel characteristics and corresponding total delays for respective beams according to an embodiment of the present invention.
  • a channel profile may vary for each beam, and thus a delay profile may vary for each beam.
  • FIG. 12 it can be seen that channel characteristics are different for each beam, and thus, a delay profile is also different for each beam.
  • Table 1 shows total delays corresponding to K beam indexes and corresponding TA values.
  • Beam index Total delay TA One ⁇ beam, 1 2 * ⁇ beam, 1 2 ⁇ beam, 2 2 * ⁇ beam, 2 3 ⁇ beam, 3 2 * ⁇ beam, 3 ... ... ... K ⁇ beam, K 2 * ⁇ beam, K
  • the base station estimates a channel delay and a TA value for each beam based on different K preambles or UL RSs transmitted from the terminal. Assuming that the detection of the preamble or the UL RS is performed in the time domain, the channel delay m K * maximizing the output in the beam K can be obtained by Equation 1.
  • Equation 1 i is a time index, m is a timing offset, N is the total length (or OFDM symbol length) of a time signal, L is a multipath channel delay length by a PDF (probability distribution function), and Y [i] is The signal received at time i, S [i], represents the signal transmitted at time i.
  • Equation 1 individual channel delays and TA values for different K beams can be estimated. Accordingly, a TA command according to a beam suitable for a UE can be performed.
  • the base station may perform a TA command to the terminal based on the channel delay or the TA value estimated for each beam.
  • the base station may perform a TA command in consideration of a channel delay or a TA value of at least one beam among different K beams detected by beam scanning.
  • the base station may determine the final TA value of the terminal based on various criteria.
  • the base station may determine the final TA value of the terminal based on one beam. For example, the base station may determine the final TA value of the terminal based on the TA value of the beam having the best reception quality among the detected beams. Alternatively, the base station may determine the final TA value of the terminal based on the plurality of beams.
  • the base station may determine the final TA value of the terminal based on the TA values of several beams whose signal strength or signal quality of the received beam is greater than or equal to a predetermined reference among the detected beams.
  • the base station determines or selects a final TA value of the terminal will be described.
  • the base station may select the beam having the best reception quality among the detected beams, and determine the TA value corresponding to the selected beam as the final TA value. That is, the final TA value may be determined by Equation 2.
  • the final TA value may be determined as 2 * ⁇ beam, 2 .
  • the base station has the best reception quality of 2 * ⁇ TA which is a TA value used for existing UL synchronization and the detected beam.
  • a median value of 2 * ⁇ beam, K, which is the TA value of the beam, may be determined as the final TA value. That is, the final TA value may be determined by Equation 3.
  • the final TA value is determined by the intermediate value of the TA value of the beam with the best reception quality and the TA value of the beam with the second best reception quality: the base station determines 2 * ⁇ beam, best, which is the TA value of the beam with the best reception quality.
  • the final TA value can be determined by the intermediate value of 2 * ⁇ beam, 2nd, which is the TA value of the second best beam. That is, the final TA value may be determined by Equation 4.
  • the final TA value is TA of beam # 1. Value and the TA value of beam # 2.
  • the base station selects all beams having a reception size above a specific reference power P threshold and using the average value of the TA values of the corresponding beam.
  • the final TA value can be determined. That is, the final TA value may be determined by Equation 5.
  • Equation 5 KS represents the total number of selected beams.
  • an average TA may be derived by weighting the received signal power.
  • FIG. 14 illustrates a method for estimating TA for each beam by a base station according to an embodiment of the present invention.
  • the base station receives K preambles to which K different beamformings are applied, from the terminal.
  • the K preambles may be received through different subframes, respectively. Alternatively, the K preambles may be continuously received in the same subframe.
  • the beamforming may include at least one of analog beamforming, digital beamforming, or hybrid beamforming.
  • step S110 the base station estimates the TA for each of the K preambles.
  • Estimating TA for each of the K preambles may include estimating channel delays for each of the K preambles, and Equation 1 described above may be used to estimate channel delays for each preamble.
  • the base station may determine the final TA value of the terminal based on the TA estimated for each of the K preambles.
  • the final TA value of the UE may be determined based on a TA value corresponding to a selected one of the K preambles.
  • the final TA value of the UE may be determined as a TA value corresponding to a preamble having the best reception quality among the K preambles.
  • the final TA value of the UE may be determined as an average value of a TA value used for the existing synchronization and a TA value corresponding to a preamble having the best reception quality among the K preambles.
  • the final TA value of the UE may be determined based on a TA value corresponding to two or more preambles of the K preambles.
  • the final TA value of the UE may be determined as an average value of a TA value corresponding to a preamble having a best reception quality among the K preambles and a TA value corresponding to a preamble having a second best reception quality.
  • the final TA value of the UE may be determined as an average value of TA values corresponding to a preamble having a reception quality of a predetermined criterion or higher among the K preambles.
  • the base station may transmit a TA command including the determined final TA value of the terminal to the terminal.
  • FIG. 15 illustrates a method of applying a TA by a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • the terminal transmits K preambles to which K different beamformings are applied to the base station.
  • the K preambles may be transmitted through different subframes, respectively. Alternatively, the K preambles may be continuously received in the same subframe.
  • the beamforming may include at least one of analog beamforming, digital beamforming, or hybrid beamforming.
  • step S210 the UE receives a TA command including the final TA value determined by the base station based on the K preambles and applies the TA.
  • the base station may determine the final TA value based on the K preambles by various methods described herein.
  • FIG. 16 illustrates a TA procedure according to an embodiment of the present invention.
  • the UE transmits K preambles to which K different beamformings are applied, to the base station.
  • the K preambles may be transmitted through different subframes, respectively. Alternatively, the K preambles may be continuously received in the same subframe.
  • the beamforming may include at least one of analog beamforming, digital beamforming, or hybrid beamforming.
  • step S310 the base station estimates the TA for each of the received K preambles.
  • Estimating TA for each of the K preambles may include estimating channel delays for each of the K preambles, and Equation 1 described above may be used to estimate channel delays for each preamble.
  • step S320 the terminal determines the final TA value based on the TA estimated for each of the K preambles.
  • the base station may determine the final TA value by various methods described herein.
  • step S330 the base station transmits a TA command including the final TA value to the terminal.
  • each beam is applicable as a transmission beam of each sub-array.
  • the present invention described above can be applied to any combination of transmitter and receiver. If the transmitter is a base station and the receiver is a terminal, the present invention described above may be applied to downlink. If the transmitter is a terminal and a receiver is a base station, the present invention may be applied to the uplink. (side link) can be applied.
  • the present invention described above can be applied to both beamforming or precoding through analog or digital processing for multiple antennas.
  • the wideband may be divided into specific frequency domains (eg, subbands, subcarriers, resource blocks, etc.), and a separate set of feedback information may be fed back for each frequency domain. have.
  • feedback information may be transmitted only for a specific frequency region selected by the terminal or designated by the base station.
  • the frequency domain may consist of one or more regions contiguous on the frequency axis or may consist of one or more regions discontinuous on the frequency axis.
  • 17 is a block diagram of a wireless communication system in which an embodiment of the present invention is implemented.
  • the base station 800 may include a processor 810, a memory 820, and a transceiver 830.
  • Processor 810 may be configured to implement the functions, processes, and / or methods described herein. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 810.
  • the memory 820 is connected to the processor 810 and stores various information for driving the processor 810.
  • the transceiver 830 is connected to the processor 810 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the terminal 900 may include a processor 910, a memory 920, and a transceiver 930.
  • Processor 910 may be configured to implement the functions, processes, and / or methods described herein. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 910.
  • the memory 920 is connected to the processor 910 and stores various information for driving the processor 910.
  • the transceiver 930 is connected to the processor 910 to transmit and / or receive a radio signal.
  • Processors 810 and 910 may include application-specific integrated circuits (ASICs), other chipsets, logic circuits, and / or data processing devices.
  • the memory 820, 920 may include read-only memory (ROM), random access memory (RAM), flash memory, memory card, storage medium, and / or other storage device.
  • the transceivers 830 and 930 may include a baseband circuit for processing radio frequency signals.
  • the above-described technique may be implemented as a module (process, function, etc.) for performing the above-described function.
  • the module may be stored in the memory 820, 920 and executed by the processor 810, 910.
  • the memories 820 and 920 may be inside or outside the processors 810 and 910, and may be connected to the processors 810 and 910 by various well-known means.

Abstract

무선 통신 시스템에서 빔 별로 타이밍 어드밴스(TA; timing advance)를 추정하는 방법이 제공된다. 먼저 단말은 서로 다른 K개의 빔포밍이 적용된 K개의 프리앰블을 기지국으로 전송한다. 기지국은 상기 수신한 K개의 프리앰블 별로 TA를 각각 추정한다. 기지국은 상기 K개의 프리앰블 별로 추정된 TA를 기반으로 상기 단말의 최종 TA 값을 결정할 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 빔포밍 효과를 고려하여 상향링크 동기를 획득하는 방법 및 장치
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 빔포밍 효과를 고려하여 상향링크 동기를 획득하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long-term evolution)는 고속 패킷 통신을 가능하게 하는 기술이다. 사용자 및 공급자의 비용 감소, 서비스 품질 향상 및 커버리지와 시스템 용량의 확장 및 향상을 포함하는 LTE의 목적을 위하여 많은 방식들이 제안되어 왔다. 3GPP LTE는 상위 계층의 요구 사항으로써, 비트 당 감소된 비용, 증가한 서비스 유용성, 유연한 주파수 사용, 단순한 구조, 오픈 인터페이스 및 단말의 적절한 파워 소비를 요구한다.
한정된 자원에 대한 효율성을 높이는 방법으로, 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원 활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보함으로써 다이버시티 이득을 취하거나 각각의 안테나를 통해 데이터를 병렬로 전송함으로써 전송 용량을 높이는, 이른바 다중 안테나 기술이 활발하게 개발되고 있다. 다중 안테나 기술에서 SNR(signal-to-noise ratio)를 높이기 위한 방법으로 빔포밍 및/또는 프리코딩이 사용될 수 있다. 빔포밍 및/또는 프리코딩은 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 있는 폐-루프 시스템에서 해당 피드백 정보를 통해 SNR를 최대화하기 위해 사용될 수 있다. 빔포밍은 크게 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍으로 분류될 수 있다.
거대 MIMO(massive multiple-input multiple-output)는 기지국에 현재보다 매우 많은, 수십 개 이상의 안테나를 장착하여 높은 전송 속도와 더불어 높은 에너지 효율을 얻고자 하는 다중 안테나 기술이다. 기존의 아날로그 빔포밍 및/또는 디지털 빔포밍을 거대 MIMO에 그대로 적용할 경우, 신호 처리의 복잡도 및/또는 하드웨어 구현의 복잡도가 매우 커지거나, 다중 안테나를 이용한 성능 증가의 정도가 미미하고 자원 할당의 유연성이 떨어질 수 있다. 이에 따라 거대 MIMO에서 기존의 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍을 결합한 하이브리드 빔포밍을 사용하는 것이 논의되고 있다.
최근 모바일 스마트 기기의 급격한 보급 및 빅데이터의 출현으로 인해, 모바일 트래픽은 해마다 2배씩 증가하여 10년 뒤 1000배 이상 증가할 것으로 예상된다. 모바일 트래픽 폭증으로 인해 모바일 망 사업자의 부담이 가중되고 있으며, 추가 주파수 확보가 제한된 기존의 4G 이동통신으로는 폭증하는 모바일 트래픽을 수용할 수 없다. 따라서, 광대역 확보가 가능한 밀리미터파(mmWave) 기반의 5세대 이동통신 기술 개발이 논의되고 있다. 밀리미터파는 일반적으로 EHF(extremely high frequency) 대역으로 불리는 30-300GHz 대역의 주파수로, 그 파장 길이가 1cm-1mm인 대역을 말한다. 이 파장의 전파는 현재 사용되고 있는 무선 주파수 대역과 적외선(파장 약 0.1mm)의 중간에 있으며, 빛에 아주 가까운 전파로서, 현재 고해상도　레이더나 마이크로파 분광학 등에서 이용되고 있다.　밀리미터파는 기존에 사용하는 통신용 전파보다는 회절성이 작고 직진성이 크고, 레이저광보다는 회절성이 크고 직진성은 적다.　밀리미터파를 통신에 사용하면 마이크로파의 통신량을 훨씬 상회하는 초다중 통신이 가능하다고 생각되고 있으나, 공간 전송에서는 전송 손실이 많다.　이는 기존 셀룰러 주파수 대비 대기의 산소 및 물 분자에 의한 에너지 흡수가 상대적으로 커서, 높은 경로 손실이 발생하기 때문이다.
하이브리드 빔포밍 등이 도입되는 경우 각 빔 별로 채널 특성이 서로 달라질 수 있으며, 이에 따라 각 빔 별로 채널 지연이 서로 달라질 수 있다. 따라서 이러한 특성을 고려하여, 기존과는 다른 상향링크 동기를 획득하는 방법이 요구될 수 있다.
본 발명의 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 빔포밍 효과를 고려하여 상향링크 동기를 획득하는 방법 및 장치를 제공하는 데에 있다. 본 발명은 상향링크 빔 스캐닝시 빔 별 채널 특성의 변화로 인하여 발생하는 빔 별 타이밍 어긋남(timing misalignment)을 해결하는 방법 및 장치를 제공한다. 또한, 본 발명은 빔 별 채널 지연을 추정하고 최종적으로 타이밍 어드밴스(timing advance) 값을 결정하는 방법 및 장치를 제공한다.
일 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 기지국에 의한 빔 별로 타이밍 어드밴스(TA; timing advance)를 추정하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 서로 다른 K개의 빔포밍이 적용된 K개의 프리앰블을 단말로부터 수신하고, 및 상기 K개의 프리앰블 별로 TA를 각각 추정하는 것을 포함한다.
다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 단말에 의한 타이밍 어드밴스(TA; timing advance)를 적용하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 서로 다른 K개의 빔포밍이 적용된 K개의 프리앰블을 기지국으로 전송하고, 및 상기 K개의 프리앰블을 기반으로 상기 기지국에 의해 결정된 최종 TA 값을 포함하는 TA 명령을 상기 기지국으로부터 수신하는 것을 포함한다.
빔 별 채널 특성의 변화로 인하여 발생하는 빔 별 타이밍 어긋남을 방지할 수 있다.
도 1은 셀룰러 시스템을 나타낸다.
도 2는 3GPP LTE의 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
도 3은 아날로그 빔포머 및 RF 체인을 포함하는 전송부의 블록도이다.
도 4는 디지털 빔포머 및 RF 체인을 포함하는 전송부의 블록도이다.
도 5는 하이브리드 빔포머를 포함하는 전송부의 블록도이다.
도 6은 TA가 적용되지 않는 UL 전송의 타이밍 정렬의 일 예를 나타낸다.
도 7은 TA가 적용되는 UL 전송의 타이밍 정렬의 일 예를 나타낸다.
도 8은 TA 업데이트를 위한 TA 명령의 적용의 일 예를 나타낸다.
도 9는 빔 별로 채널 특성이 변하는 것을 나타내는 개념도이다.
도 10은 빔 별 채널 특성이 서로 다른 것을 나타내는 개념도이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말이 기지국의 UL 빔 스캐닝을 위하여 전송하는 프리앰블의 일 예를 나타낸다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 빔 별로 서로 다른 채널 특성 및 이에 따른 서로 다른 총 지연의 일 예이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 빔 별로 추정된 TA 값을 기반으로 최종 TA 값을 결정하는 것의 일 예를 나타낸다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국에 의한 빔 별로 TA를 추정하는 방법을 나타낸다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 단말에 의한 TA를 적용하는 방법을 나타낸다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 TA 절차를 나타낸다.
도 17은 본 발명의 실시예가 구현되는 무선 통신 시스템의 블록도이다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE(institute of electrical and electronics engineers) 802.11(Wi-Fi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. IEEE 802.16m은 IEEE 802.16e의 진화로, IEEE 802.16e에 기반한 시스템과의 하위 호환성(backward compatibility)을 제공한다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA(evolved-UMTS terrestrial radio access)를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
설명을 명확하게 하기 위해, LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 셀룰러 시스템을 나타낸다. 도 1을 참조하면, 셀룰러 시스템(10)은 적어도 하나의 기지국(11; BS; base station)을 포함한다. BS(11)는 특정한 지리적 영역(일반적으로 셀이라고 함)(15a, 15b, 15c)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역(섹터라고 함)으로 나누어질 수 있다. 단말(12; UE; user equipment)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(mobile station), MT(mobile terminal), UT(user terminal), SS(subscriber station), 무선기기(wireless device), PDA(personal digital assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. BS(11)는 일반적으로 UE(12)와 통신하는 고정된 지점을 말하며, eNB(evolved-NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(access point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
UE는 통상적으로 하나의 셀에 속하는데, UE가 속한 셀을 서빙 셀(serving cell)이라 한다. 서빙 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 BS를 서빙 BS라 한다. 셀룰러 시스템은 서빙 셀에 인접하는 다른 셀을 포함한다. 서빙 셀에 인접하는 다른 셀을 인접 셀(neighbor cell)이라 한다. 인접 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 BS를 인접 BS라 한다. 서빙 셀 및 인접 셀은 UE를 기준으로 상대적으로 결정된다.
이 기술은 하향링크(DL; downlink) 또는 상향링크(UL; uplink)에 사용될 수 있다. 일반적으로 DL은 BS(11)에서 UE(12)로의 통신을 의미하며, UL은 UE(12)에서 BS(11)으로의 통신을 의미한다. DL에서 송신기는 BS(11)의 일부분이고, 수신기는 UE(12)의 일부분일 수 있다. UL에서 송신기는 UE(12)의 일부분이고, 수신기는 BS(11)의 일부분일 수 있다.
도 2는 3GPP LTE의 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다. 도 2를 참조하면, 무선 프레임은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 무선 프레임 내 슬롯은 #0부터 #19까지 슬롯 번호가 매겨진다. TTI(transmission time interval)는 데이터 전송을 위한 기본 스케줄링 단위이다. 3GPP LTE에서 하나의 TTI는 하나의 서브프레임이 전송되는 데에 걸리는 시간과 같을 수 있다. 하나의 무선 프레임의 길이는 10ms이고, 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심벌을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 부반송파를 포함한다. OFDM 심벌은 3GPP LTE가 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 하나의 심벌 구간을 표현하기 위한 것으로, 다중 접속 방식에 따라 다른 명칭으로 불릴 수 있다. 예를 들어, 상향링크 다중 접속 방식으로 SC-FDMA가 사용될 경우 SC-FDMA 심벌이라고 할 수 있다. 자원 블록(RB; resource block)는 자원 할당 단위로 하나의 슬롯에서 복수의 연속하는 부반송파를 포함한다. 상기 무선 프레임의 구조는 일 예에 불과한 것이다. 따라서 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 개수나 서브프레임에 포함되는 슬롯의 개수, 또는 슬롯에 포함되는 OFDM 심벌의 개수는 다양하게 변경될 수 있다. 3GPP LTE는 노멀(normal) CP(cyclic prefix)에서 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심벌을 포함하고, 확장(extended) CP에서 하나의 슬롯은 6개의 OFDM 심벌을 포함하는 것으로 정의하고 있다.
하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming)의 필요성에 대해서 설명한다. 다중 안테나를 사용한 빔 형성 기술은 크게 빔 형성 가중치 벡터(weight vector) (또는 프리코딩 벡터(precoding vector))를 적용하는 위치에 따라 아날로그 빔 형성 기술(이하, 아날로그 빔포밍)과 디지털 빔 형성 기술(이하, 디지털 빔포밍)로 구분할 수 있다.
도 3은 아날로그 빔포머 및 RF 체인을 포함하는 전송부의 블록도이다. 아날로그 빔포밍은 초기 다중 안테나 구조에 적용된 대표적인 빔 형성 기법이다. 아날로그 빔포밍은 디지털 신호 처리가 완료된 아날로그 신호를 다수의 경로로 분기하고, 각 경로에서의 위상 쉬프트(PS; phase shift)와 전력 증폭(PA; power amplifier) 설정을 통하여 빔을 형성한다. 도 3을 참조하면, 아날로그 빔포밍에서 단일 디지털 신호로부터 파생된 아날로그 신호를 각 안테나에 연결된 PS와 PA가 처리한다. 즉, 아날로그 단에서 복소 가중치(complex weight)를 PS와 PA가 처리한다. 여기에서 RF(radio frequency) 체인은 베이스밴드(baseband) 신호가 아날로그 신호로 변환되는 처리 블록을 의미한다. 아날로그 빔포밍은 PS와 PA의 소자의 특성에 따라 빔의 정확도가 결정되고, 소자의 제어 특성상 협대역 전송 에 유리하다. 한편, 다중 스트림 전송을 구현하기 어려운 하드웨어 구조로 인하여 전송률 증대를 위한 다중화 이득이 상대적으로 작으며, 직교 자원 할당 기반의 사용자별 빔 형성이 어려운 특징이 있다.
도 4는 디지털 빔포머 및 RF 체인을 포함하는 전송부의 블록도이다. 아날로그 빔포밍과 달리, 디지털 빔포밍은 MIMO 환경에서 다이버시티와 다중화 이득을 최대화하기 위해 베이스밴드 처리를 이용하여 디지털 단에서 빔을 형성한다. 도 4를 참조하면, 프리코딩이 베이스밴드 처리에서 수행됨으로써 빔이 형성될 수 있다. RF 체인은 PA를 포함할 수 있다. 이에 따라 빔 형성을 위해 도출된 복소 가중치가 송신 데이터에 직접적으로 적용될 수 있다. 디지털 빔포밍은 사용자 별로 서로 다르게 빔을 형성할 수 있으므로, 동시에 다중 사용자 빔 형성을 지원할 수 있다. 또한, 디지털 빔포밍은 직교 자원이 할당된 사용자 별로 독립적인 빔 형성이 가능하여 스케줄링 유연성이 높아 시스템 목적에 부합하는 전송단 운용이 가능하다. 또한, 디지털 빔포밍은 광대역 전송 환경에서 MIMO-OFDM과 같은 기술을 적용할 경우, 부반송파 별로 독립적인 빔을 형성할 수 있다. 따라서, 디지털 빔포밍은 시스템 용량 증대와 강화된 빔 이득을 기반으로 단일 사용자의 최대 전송률을 극대화 할 수 있다. 따라서 3G/4G 시스템에서는 디지털 빔포밍 기반의 MIMO 기술이 도입되었다.
한편, 송수신 안테나의 개수가 크게 증가하는 거대 MIMO(massive multiple-input multiple-output)가 고려될 수 있다. 일반적인 셀룰러 시스템은 MIMO 환경에 적용되는 최대 송수신 안테나의 개수를 8개로 가정하나, 거대 MIMO 환경에서는 최대 송수신 안테나의 개수가 수십 또는 수백 개 이상으로 증가할 수 있다. 거대 MIMO 환경에서 기존의 디지털 빔포밍이 적용된다면, 수백 개의 송신 안테나에 대한 디지털 신호 처리를 베이스밴드 처리를 통해 수행해야 하므로 신호 처리의 복잡도가 매우 커지고, 송신 안테나의 개수만큼의 RF 체인이 필요하므로 하드웨어 구현의 복잡도가 매우 커진다. 또한, 모든 송신 안테나에 대해 독립적인 채널 추정이 필요하고, FDD(frequency division duplex) 시스템의 경우 모든 안테나로 구성된 거대한 MIMO 채널에 대한 피드백 정보가 필요하므로, 파일럿 및 피드백 오버헤드가 매우 커진다. 반면, 거대 MIMO 환경에서 기존의 아날로그 빔포밍이 적용된다면, 송신단의 하드웨어 복잡도는 상대적으로 낮은 반면, 다수 안테나를 이용한 성능 증가 정도가 미미하고, 자원 할당의 유연성이 떨어진다. 특히, 광대역 전송시 주파수 별로 빔을 제어하기가 매우 어렵다.
따라서 거대 MIMO 환경에서는 빔포밍 기술로 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍 중 어느 하나만을 사용하기보다는, 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍이 결합된 형태의 하이브리드 빔포밍이 요구된다. 즉, 아날로그 빔포밍의 특성에 따라 송신단의 하드웨어 구현의 복잡도를 낮추고, 디지털 빔포밍의 특성에 따라 수많은 개수의 송신 안테나를 이용한 빔 형성 이득이 최대가 될 수 있도록, 하이브리드 타입의 송신단 구조가 필요할 수 있다.
하이브리드 빔포밍에 대해서 설명한다. 상술한 바와 같이, 하이브리드 빔포밍은 거대 MIMO 환경에서 아날로그 빔포밍의 장점과 디지털 빔포밍의 장점을 취할 수 있는 송신단을 구성함에 목적이 있다.
도 5는 하이브리드 빔포머를 포함하는 전송부의 블록도이다. 도 5를 참조하면, 기본적으로 하이브리드 빔포밍은 아날로그 빔포밍을 통해 거친(coarse) 빔을 형성하고, 디지털 빔포밍을 통해 다중 스트림 혹은 다중 사용자 전송을 위한 빔이 형성될 수 있다. 즉, 하이브리드 빔포밍은 송신단의 구현 복잡도 또는 하드웨어 복잡도를 낮추기 위해서 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍을 동시에 취하는 구조를 갖게 된다.
하이브리드 빔포밍의 기술적 이슈는 다음과 같다.
(1) 아날로그/디지털 빔포밍 설계 최적화 어려움: 디지털 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 사용자 별로 독립적인 빔을 형성할 수 있으나, 아날로그 빔포밍은 동일한 시간-주파수 자원을 가지고 공통적인 빔을 형성해야 하는 한계가 있다. 따라서, RF 체인의 개수에 따른 최대 지원 가능한 랭크의 제약, RF 빔포머로 서브밴드 빔 제어의 어려움 및/또는 빔 형성 분해능(resolution/granularity)의 최적화의 어려움 등의 이슈가 발생할 수 있다.
(2) 공통 신호의 전송 방식 구체화 필요: 동일한 시간-주파수 자원에서 특정 방향으로만 빔을 형성하는 아날로그 빔포밍은 동시에 모든 단말 방향으로 다수의 빔을 형성할 수 없다. 따라서, 셀 내 모든 영역에 분포할 수 있는 모든 단말들에게 DL/UL 제어 채널, 참조 신호(reference signal), 방송 채널, 동기 신호 등을 동시에 전송하지 못하는 문제가 발생할 수 있다. 또한, 단말이 UL 상으로 PRACH(physical random access channel), PUCCH(physical uplink control channel) 및/또는 SRS(sounding RS) 등을 전송할 때에도 문제가 발생할 수 있다.
(3) 아날로그/디지털 빔 결정을 위한 추가 파일럿 및 피드백 설계 필요: 아날로그/디지털 빔에 대한 추정을 수행할 경우, 디지털 빔은 기존의 직교 파일럿 할당 방식을 그대로 이용하여 추정할 수 있지만, 아날로그 빔은 빔 후보의 개수만큼의 시간이 요구된다. 즉, 아날로그 빔의 추정에 소요되는 시간 지연이 큼을 의미하고, 이에 따라 시스템 손실이 발생할 수 있다. 또한, 디지털 빔과 아날로그 빔을 동시에 추정할 경우 복잡도가 크게 증가할 수 있다.
(4) 아날로그 빔 기반 SDMA(spatial division multiple access)와 FDMA 지원 어려움: 디지털 빔포밍이 다중 사용자/스트림을 위하여 자유롭게 빔을 형성할 수 있는 반면, 아날로그 빔포밍은 전체 전송 대역에 대해 동일한 빔을 형성하므로 수행하여 사용자별 또는 스트림별 독립적인 빔 형성이 어렵다. 특히 직교 주파수 자원 할당을 통한 FDMA(e.g. OFDMA) 지원이 어렵기 때문에, 주파수 자원 효율의 최적화가 어려울 수 있다.
상술한 하이브리드 빔포밍의 기술적 이슈 중, 이하에서 설명하는 본 발명은 하이브리드 빔포밍을 위한 아날로그/디지털 빔 설계를 최적화하는 방법을 제공할 수 있다.
타이밍 어드밴스(TA; timing advance)에 대해서 설명한다. 3GPP LTE에서 서로 다른 단말들로부터 수신되는 UL의 직교성을 유지하기 위해, 기지국의 수신기에서 서로 다른 단말로부터 수신되는 UL의 타이밍이 정렬된다. 즉, 기지국을 기준으로 UL 전송과 DL 전송이 시간 축에서 정렬될 수 있다. UL 전송의 타이밍 정렬은 셀 내의 단말들 간의 간섭을 회피할 수 있는 가장 기본적인 방법 중 하나이다. UL 전송의 타이밍 정렬을 구현하기 위해 단말의 UL 전송에 TA가 적용될 수 있다. 단말은 수신 DL 타이밍에 대응하여 TA 값을 설정할 수 있고, 이에 따라 서로 다른 단말 사이의 서로 다른 전파 지연(propagation delay)에 대응할 수 있다.
도 6은 TA가 적용되지 않는 UL 전송의 타이밍 정렬의 일 예를 나타낸다. 도 6을 참조하면, UE1은 상대적으로 기지국에 가까이에 위치하고 있어서 전파 지연(TP1)이 상대적으로 짧고, UE2는 기지국으로 멀리 있어서 전파 지연(TP2)이 상대적으로 길다(즉, TP1<TP2). 전파 지연의 기준은 단말이 수신하는 DL 심벌 타이밍이다. 기지국에서의 DL 심벌 타이밍을 T라고 가정하면, UE1에서 수신되는 DL 심벌 타이밍은 UE1의 전파 지연 TP1만큼 지연된 T+TP1이다. UE1이 지연 없이 UL 전송을 수행한다고 가정하면 UE1에서의 UL 심벌 타이밍은 T+TP1이고, 기지국에서 수신되는 UL 심벌 타이밍은 전파 지연 TP1만큼 다시 지연된 T+2*TP1이다. 마찬가지로, UE2에서 수신되는 DL 심벌 타이밍은 UE2의 전파 지연 TP2만큼 지연된 T+TP2이다. UE2가 지연 없이 UL 전송을 수행한다고 가정하면 UE2에서의 UL 심벌 타이밍은 T+TP2이고, 기지국에서 수신되는 UL 심벌 타이밍은 전파 지연 TP2만큼 다시 지연된 T+2*TP2이다. 즉, 기지국의 입장에서 UE1이 전송한 UL 전송과 UE2가 전송한 UL 전송의 타이밍이 2*(TP2-TP1)만큼 어긋난다.
도 7은 TA가 적용되는 UL 전송의 타이밍 정렬의 일 예를 나타낸다. TA를 적용함으로써 기지국에서 타이밍 정렬이 적절하게 이루어질 수 있다. TA의 적용을 위해 측정된 전파 지연을 왕복 지연(RTD; round trip-delay)으로 환산하여 적용하며, 그 값은 (전파 지연*2)이다. 도 7을 참조하면, 기지국에서의 DL 심벌 타이밍을 T라고 가정하면, UE1에서 수신되는 DL 심벌 타이밍은 UE1의 전파 지연 TP1만큼 지연된 T+TP1이다. UE1은 TP1*2의 크기를 가지는 TA 값을 적용하여, UE1에서의 UL 전송 타이밍은 T-TP1이 된다. 이에 따라 기지국에서 수신되는 UL 심벌 타이밍이 T가 되고, 기지국에서 DL 전송과 UL 수신이 정렬된다. 마찬가지로, UE2에서 수신되는 DL 심벌 타이밍은 UE2의 전파 지연 TP2만큼 지연된 T+TP2이다. UE2는 TP2*2의 크기를 가지는 TA 값을 적용하여, UE2에서의 UL 전송 타이밍은 T-TP2이 된다. 이에 따라 기지국에서 수신되는 UL 심벌 타이밍이 T가 되고, 기지국에서 DL 전송과 UL 수신이 정렬된다. 기지국으로부터 멀리 떨어져 전파 지연이 큰 단말일수록, 기지국에서의 타이밍 정렬을 위해 상대적으로 먼저 UL 전송을 수행해야 함을 알 수 있다.
초기 TA 절차를 위해, 단말은 기지국으로부터 전송되는 DL 전송에 대한 최초 수신기 동기화를 수행하고, 랜덤 액세스 절차를 이용하여 TA를 수행한다. 기지국은 단말이 전송하는 랜덤 액세스 프리앰블을 통해서 UL 타이밍을 측정하고, 랜덤 액세스 응답(RAR; random access respond)를 통해 UL 타이밍에 대응하는 초기 TA 명령(timing advance command)을 전송한다. 상기 TA 명령의 크기는 11비트일 수 있다.
또한, 상황에 따라 TA가 업데이트 될 수 있다. 기지국은 유용한 모든 UL 참조 신호(RS; reference signal)를 이용하여 TA 업데이트 명령을 수행할 수 있다. 즉, 기지국은 SRS, CQI(channel quality indicator), ACK/NACK(acknowledgement/non-acknowledgement) 등을 이용하여 TA 업데이트 명령을 수행할 수 있다. 일반적으로 넓은 대역폭을 통해 전송되는 UL RS를 이용할수록 타이밍 추정의 정확도가 높아지므로 SRS가 유리할 수 있으나, 셀 경계에 위치한 단말에 대해서는 전력 제한으로 인해 SRS를 이용하는 것에 제약이 있을 수 있다. 그러나, TA 업데이트는 기지국의 구현에 달려 있으므로, 표준에는 어떠한 제약도 기술되어 있지 않다.
도 8은 TA 업데이트를 위한 TA 명령의 적용의 일 예를 나타낸다. 도 8을 참조하면, TA 업데이트를 위한 TA 명령은 단말이 TA 명령을 수신하고 (5ms - RTT(round trip time)) 이후의 첫 UL 서브프레임을 전송할 때에 적용된다. 이는 TDD(time division duplex) 프레임 또는 하프 듀플렉스(half-duplex) FDD(frequency division duplex) 프레임에서 UL/DL 구성에 따라 해당 시간에 UL 서브프레임이 존재하지 않을 수 있기 때문이다. RTT는 전파 지연*2일 수 있다.
지금까지 3GPP LTE에서는 단말이 단일한 채널 특성을 가지는 옴니(omni) 안테나를 사용한다고 가정하였고, 이에 따라 단일한 채널 특성에 대해서만 UL 타이밍 정렬을 수행하였다. 그러나 하이브리드 빔포밍 등의 도입에 따라 단말이 많은 안테나를 사용하여 협대역 빔포밍을 수행할 경우, 각 빔이 겪는 스캐터링(scattering) 환경이 변화할 수 있고, 빔 별로 타이밍 어긋남의 비율도 달라질 수 있다. 이러한 특성은 밀리미터파(mmWave) 대역으로 갈수록 더욱 커진다. 밀리미터파 대역에서 빔포밍에 의한 스캐터의 분포가 바뀌고 거리에 따른 경로 감쇄가 더욱 크게 발생하기 때문이다. 밀리미터파 대역에서는 구현의 용이성과 베이스밴드의 복잡도를 고려하여 하이브리드 빔포밍 구조를 지향하므로, 상술한 빔 스캐닝 프로시저가 반드시 필요할 수 있다. 또한, 이러한 특성은 데이터와 UL RACH의 심벌 주기가 동일할수록 더욱 커질 수 있다.
도 9는 빔 별로 채널 특성이 변하는 것을 나타내는 개념도이다. 상술한 바와 같이 하이브리드 빔포밍에서는 시간 영역에서 빔 스캐닝을 수행하여야 한다. 그러나 빔포밍에 의한 방향이 특정 스캐터를 향함에 따라 다중 경로 특성이 변화하여 채널 특성이 변화할 수 있다. 도 9를 참조하면, 단말이 빔 #1, 빔 #2 및 빔 #3을 통해 UL 전송을 수행하고, 빔포밍의 방향에 따라 빔 벼로 다중 경로 특성이 변화한다. 따라서, 기지국은 빔 스캐닝을 수행할 때 빔 별로 서로 다른 채널 특성을 겪는다.
도 10은 빔 별 채널 특성이 서로 다른 것을 나타내는 개념도이다. 도 10을 참조하면, 빔 #1과 빔 #2의 채널 특성이 서로 다른 모양을 나타낸다. 특히, 각 빔 별로 전파 지연에 해당하는 TA 시점(τ0)이 달라진다.
상술한 문제점, 즉 밀리미터파 대역에서 하이브리드 빔포밍 등의 도입에 따라 빔 별로 채널 특성이 달라져 타이밍 어긋남도 빔 별로 달라지는 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 빔 스캐닝 특성을 고려한 TA 절차를 제안한다. 즉, 본 발명은 빔 별 채널 특성의 변화를 고려한 빔 별 TA 절차를 제안한다. 본 발명의 일 실시예에 따라, 하이브리드 빔포밍을 수행하는 아날로그 빔 스캐닝 절차의 특성을 고려하여, 각 빔 별 TA 값이 추정될 수 있다. 즉, 옴니 안테나를 기반으로 하는 기존의 TA 절차에 더해, 데이터 전송을 위하여 빔포밍 기반의 각 빔에 최적화된 TA 절차가 제안될 수 있다. 이하의 설명에서 빔포밍은 아날로그 빔포밍 또는 하이브리드 빔포밍인 것으로 가정하나, 본 발명은 반드시 이에 제한되는 것은 아니다. 본 발명은 일반적인 디지털 빔포밍, FD-MIMO (full-dimension MIMO) 등에도 적용이 가능하다.
먼저, 본 발명의 일 실시예에 따라, 기지국은 UL 빔 스캐닝 시에 하나의 단말이 전송한 서로 다른 K개의 빔포밍이 적용된 시간 축의 서로 다른 K개의 프리앰블 또는 UL RS 별로 TA 값을 각각 추정한다. 즉, 기지국은 UL 빔 스캐닝 시에 빔포밍에 의해 채널의 특성이 변화하여 달라진 TA 값을 각 빔 별로 추정한다. 빔 별로 TA 값을 다르게 추정하는 이유는 아날로그 단의 특성상 반드시 빔 스캐닝 과정이 수반되어야 하기 때문이다. 기지국은 단말과의 빔 스캐닝에 대한 기본적인 약속을 통해서 빔 별로 UL 채널 지연 및 TA 값을 추정할 수 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말이 기지국의 UL 빔 스캐닝을 위하여 전송하는 프리앰블의 일 예를 나타낸다. 도 11을 참조하면, 단말은 기지국의 UL 빔 스캐닝을 위하여, 서로 다른 4개의 빔포밍이 각각 적용된 서로 다른 4개의 프리앰블을 기지국으로 전송한다. 4개의 프리앰블은 시간 축에서 각각 서로 다른 서브프레임에서 전송된다. 또한, 각 프리앰블에는 이에 대응하는 개별적인 빔포밍 방향이 설정된다고 가정한다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 빔 별로 서로 다른 채널 특성 및 이에 따른 서로 다른 총 지연의 일 예이다. 도 11의 실시예에 따라 서로 다른 4개의 프리앰블이 각각 서로 다른 빔포밍이 적용되어 전송될 때, 빔 별로 채널 특성이 달라져 빔 별로 지연 프로파일(delay profile)이 달라질 수 있다. 도 12를 참조하면, 빔 별로 채널 특성이 서로 다르고, 이에 따라 빔 별로 지연 프로파일도 서로 달라짐을 알 수 있다.
표 1은 K개의 빔 인덱스에 각각 대응하는 총 지연 및 이에 대응하는 TA 값을 나타낸다.
빔 인덱스 총 지연 TA
1 τbeam,1 2 * τbeam,1
2 τbeam,2 2 * τbeam,2
3 τbeam,3 2 * τbeam,3
... ... ...
K τbeam,K 2 * τbeam,K
기지국은 단말로부터 전송되는 서로 다른 K개의 프리앰블 또는 UL RS를 기반으로, 각 빔 별로 채널 지연 및 TA 값을 추정한다. 프리앰블 또는 UL RS의 검출이 시간 영역에서 이루어진다고 가정하면, 빔 K에서 출력을 최대화 하는 채널 지연 mK *를 수학식 1에 의해 구할 수 있다.
<수학식 1>
Figure PCTKR2016004791-appb-I000001
수학식 1에서, i는 시간 인덱스, m은 타이밍 오프셋, N은 시간 신호의 전체 길이(또는 OFDM 심벌 길이), L은 PDF(probability distribution function)에 의한 다중 경로 채널 지연 길이, Y[i]는 시간 i에서 수신한 신호, S[i]는 시간 i에서 전송한 신호를 나타낸다. 수학식 1을 통해 서로 다른 K개의 빔에 대한 개별적인 채널 지연 및 TA 값을 추정할 수 있고, 이에 따라 기지국을 단말에게 적합한 빔에 따른 TA 명령을 수행할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따라, 기지국은 빔 별로 추정한 채널 지연 또는 TA 값을 기반으로 단말에 TA 명령을 수행할 수 있다. 보다 상세하게, 기지국은 빔 스캐닝에 따라 검출된 서로 다른 K개의 빔 중에서 적어도 하나의 빔의 채널 지연 또는 TA 값을 고려하여 TA 명령을 수행할 수 있다. 기지국은 다양한 기준으로 단말의 최종 TA 값을 결정할 수 있다. 기지국은 하나의 빔을 기반으로 단말의 최종 TA 값을 결정할 수 있다. 예를 들어, 기지국은 검출된 빔 중 가장 좋은 수신 품질을 갖는 빔의 TA 값을 기준으로 해당 단말의 최종 TA 값을 결정할 수 있다. 또는, 기지국은 복수의 빔을 기반으로 단말의 최종 TA 값을 결정할 수 있다. 예를 들어, 기지국은 검출된 빔 중 수신 빔의 신호 세기 또는 신호 품질이 일정 기준 이상인 여러 빔들의 TA 값들을 기준으로 해당 단말의 최종 TA 값을 결정할 수 있다. 이하 기지국이 단말의 최종 TA 값을 결정 또는 선택하는 다양한 실시예를 설명한다.
(1) 선택되는 빔에 대응하는 최종 TA 값 결정: 기지국은 검출된 빔 중 가장 좋은 수신 품질을 갖는 빔을 선택하고, 선택된 빔에 대응하는 TA 값을 최종 TA 값으로 결정할 수 있다. 즉, 최종 TA 값은 수학식 2로 결정될 수 있다.
<수학식 2>
Figure PCTKR2016004791-appb-I000002
예를 들어, K개의 빔 중 빔 #2의 수신 품질이 가장 좋다면, 최종 TA 값은 2*τbeam,2로 결정될 수 있다.
(2) 기존 동기와 선택되는 빔에 대응하는 TA 값의 중간 값으로 최종 TA 값 결정: 기지국은 기존의 UL 동기화를 위하여 사용되는 TA 값인 2*τTA와 검출된 빔 중 가장 좋은 수신 품질을 갖는 빔의 TA 값인 2*τbeam,K의 중간 값을 최종 TA 값으로 결정할 수 있다. 즉, 최종 TA 값은 수학식 3으로 결정될 수 있다.
<수학식 3>
Figure PCTKR2016004791-appb-I000003
(3) 수신 품질이 가장 좋은 빔의 TA 값과 수신 품질이 2번째로 좋은 빔의 TA 값의 중간 값으로 최종 TA 값 결정: 기지국은 수신 품질이 가장 좋은 빔의 TA 값인 2*τbeam,best와 수신 품질이 2번째로 좋은 빔의 TA 값인 2*τbeam,2nd의 중간 값으로 최종 TA 값을 결정할 수 있다. 즉, 최종 TA 값은 수학식 4로 결정될 수 있다.
<수학식 4>
Figure PCTKR2016004791-appb-I000004
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 빔 별로 추정된 TA 값을 기반으로 최종 TA 값을 결정하는 것의 일 예를 나타낸다. 도 13을 참조하면, 서로 다른 K개의 빔 중 수신 품질이 가장 좋은 빔과 수신 품질이 2번째로 좋은 빔이 빔 #1과 빔 #2로 선택되었다고 가정하면, 최종 TA 값은 빔 #1의 TA 값과 빔 #2의 TA 값의 평균으로 결정된다.
(4) 특정 기준 이상의 수신 크기를 가지는 모든 빔의 TA 값의 평균값으로 최종 TA 값 결정: 기지국은 특정 기준 전력 Pthreshold 이상의 수신 크기를 가지는 모든 빔을 선택하고, 해당하는 빔의 TA 값의 평균값으로 최종 TA 값을 결정할 수 있다. 즉, 최종 TA 값은 수학식 5로 결정될 수 있다.
<수학식 5>
Figure PCTKR2016004791-appb-I000005
수학식 5에서, KS는 선택된 전체 빔의 개수를 나타낸다. 또한, 수신 신호 전력에 따른 가중치를 두고 평균 TA이 도출될 수 있다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국에 의한 빔 별로 TA를 추정하는 방법을 나타낸다.
단계 S100에서, 기지국은 서로 다른 K개의 빔포밍이 적용된 K개의 프리앰블을 단말로부터 수신한다. 상기 K개의 프리앰블은 각각 서로 다른 서브프레임을 통해 수신될 수 있다. 또는, 상기 K개의 프리앰블은 동일한 서브프레임에서 연속적으로 수신될 수 있다. 상기 빔포밍은 아날로그 빔포밍, 디지털 빔포밍 또는 하이브리드 빔포밍중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
단계 S110에서, 기지국은 상기 K개의 프리앰블 별로 TA를 각각 추정한다. 상기 K개의 프리앰블 별로 TA를 추정하는 것은 상기 K개의 프리앰블 별로 채널 지연을 추정하는 것을 포함할 수 있고, 프리앰블 별로 채널 지연을 추정하기 위하여 상술한 수학식 1이 사용될 수 있다.
기지국은 상기 K개의 프리앰블 별로 추정된 TA를 기반으로 상기 단말의 최종 TA 값을 결정할 수 있다. 상기 단말의 최종 TA 값은 상기 K개의 프리앰블 중 선택된 하나의 프리앰블에 대응하는 TA 값을 기반으로 결정될 수 있다. 예를 들어, 상기 단말의 최종 TA 값은 상기 K개의 프리앰블 중 가장 좋은 수신 품질을 갖는 프리앰블에 대응하는 TA 값으로 결정될 수 있다. 상기 단말의 최종 TA 값은 기존 동기를 위하여 사용되던 TA 값과 상기 K개의 프리앰블 중 가장 좋은 수신 품질을 갖는 프리앰블에 대응하는 TA 값의 평균 값으로 결정될 수 있다. 또 다른 예로, 상기 단말의 최종 TA 값은 상기 K개의 프리앰블 중 2개 이상의 프리앰블에 대응하는 TA 값을 기반으로 결정될 수 있다. 상기 단말의 최종 TA 값은 상기 K개의 프리앰블 중 가장 좋은 수신 품질을 갖는 프리앰블에 대응하는 TA 값과 2번째로 좋은 수신 품질을 갖는 프리앰블에 대응하는 TA 값의 평균 값으로 결정될 수 있다. 상기 단말의 최종 TA 값은 상기 K개의 프리앰블 중 특정 기준 이상의 수신 품질을 갖는 프리앰블에 대응하는 TA 값의 평균 값으로 결정될 수 있다.
기지국은 상기 결정된 단말의 최종 TA 값을 포함하는 TA 명령을 상기 단말로 전송할 수 있다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 단말에 의한 TA를 적용하는 방법을 나타낸다.
단계 S200에서, 단말은 서로 다른 K개의 빔포밍이 적용된 K개의 프리앰블을 기지국으로 전송한다. 상기 K개의 프리앰블은 각각 서로 다른 서브프레임을 통해 전송될 수 있다. 또는, 상기 K개의 프리앰블은 동일한 서브프레임에서 연속적으로 수신될 수 있다. 상기 빔포밍은 아날로그 빔포밍, 디지털 빔포밍 또는 하이브리드 빔포밍중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
단계 S210에서, 단말은 상기 K개의 프리앰블을 기반으로 상기 기지국에 의해 결정된 최종 TA 값을 포함하는 TA 명령을 상기 기지국으로부터 수신하여 TA를 적용한다. 기지국은 본 명세서에서 설명한 다양한 방법에 의하여 상기 K개의 프리앰블을 기반으로 최종 TA 값을 결정할 수 있다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 TA 절차를 나타낸다.
단계 S300에서, 단말은 서로 다른 K개의 빔포밍이 적용된 K개의 프리앰블을 기지국으로 전송한다. 상기 K개의 프리앰블은 각각 서로 다른 서브프레임을 통해 전송될 수 있다. 또는, 상기 K개의 프리앰블은 동일한 서브프레임에서 연속적으로 수신될 수 있다. 상기 빔포밍은 아날로그 빔포밍, 디지털 빔포밍 또는 하이브리드 빔포밍중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
단계 S310에서, 기지국은 상기 수신된 K개의 프리앰블 별로 각각 TA를 추정한다. 상기 K개의 프리앰블 별로 TA를 추정하는 것은 상기 K개의 프리앰블 별로 채널 지연을 추정하는 것을 포함할 수 있고, 프리앰블 별로 채널 지연을 추정하기 위하여 상술한 수학식 1이 사용될 수 있다.
단계 S320에서, 단말은 K개의 프리앰블 별로 추정된 TA를 기반으로 최종 TA 값을 결정한다. 기지국은 본 명세서에서 설명한 다양한 방법에 의하여 최종 TA 값을 결정할 수 있다.
단계 S330에서, 기지국은 최종 TA 값을 포함하는 TA 명령을 단말로 전송한다.
상술한 본 발명에 대한 설명에서 복수의 빔이 하나의 안테나 어레이에서 전송되는 것으로 가정하였으나, 이는 예시에 불과하다. 상술한 본 발명은 일부 안테나 어레이 별로 하나의 빔을 전송하는 경우에도 동일하게 적용될 수 있다. 이 경우, 각 빔은 각 서브어레이(sub-array)의 전송 빔으로서 적용 가능하다.
또한, 상술한 본 발명은 임의의 송신기와 수신기의 조합에 적용될 수 있다. 송신기가 기지국, 수신기가 단말이라면 상술한 본 발명은 하향링크에 적용될 수 있다, 송신기가 단말, 수신기가 기지국이라면 상술한 본 발명은 상향링크에 적용될 수 있다, 송신기와 수신기가 모두 단말이라면, 사이드링크(side link)에 적용될 수 있다.
또한, 상술한 본 발명은 다중 안테나에 대한 아날로그 또는 디지털 프로세싱을 통한 빔포밍 혹은 프리코딩에 모두 적용될 수 있다. 상술한 본 발명이 광대역 시스템에 적용되는 경우, 광대역은 특정 주파수 영역(예를 들어, 서브밴드, 부반송파, 자원 블록 등)으로 나뉠 수 있고, 각 주파수 영역에 대해 별개의 피드백 정보 집합이 피드백 될 수 있다. 또는, 단말이 선택하거나 기지국이 지정한 특정 주파수 영역에 대해서만 피드백 정보가 전송될 수 있다. 상기 주파수 영역은 주파수 축에서 연속인 하나 이상의 영역으로 구성되거나 주파수 축에서 불연속인 하나 이상의 영역으로 구성될 수 있다.
도 17은 본 발명의 실시예가 구현되는 무선 통신 시스템의 블록도이다.
기지국(800)은 프로세서(processor; 810), 메모리(memory; 820) 및 송수신부(transceiver; 830)를 포함할 수 있다. 프로세서(810)는 본 명세서에서 설명된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현하도록 구성될 수 있다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(810)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(820)는 프로세서(810)와 연결되어, 프로세서(810)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. 송수신부(830)는 프로세서(810)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
단말(900)은 프로세서(910), 메모리(920) 및 송수신부(930)를 포함할 수 있다. 프로세서(910)는 본 명세서에서 설명된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현하도록 구성될 수 있다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(910)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(920)는 프로세서(910)와 연결되어, 프로세서(910)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. 송수신부(930)는 프로세서(910)와 연결되어, 무선 신호를 전송 및/또는 수신한다.
프로세서(810, 910)은 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 메모리(820, 920)는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. 송수신부(830, 930)는 무선 주파수 신호를 처리하기 위한 베이스밴드 회로를 포함할 수 있다. 실시예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리(820, 920)에 저장되고, 프로세서(810, 910)에 의해 실행될 수 있다. 메모리(820, 920)는 프로세서(810, 910) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(810, 910)와 연결될 수 있다.
상술한 예시적인 시스템에서, 상술된 본 발명의 특징에 따라 구현될 수 있는 방법들은 순서도를 기초로 설명되었다. 편의상 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로 설명되었으나, 청구된 본 발명의 특징은 단계들 또는 블록들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 다른 단계와 상술한 바와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템에서 기지국에 의한 빔 별로 타이밍 어드밴스(TA; timing advance)를 추정하는 방법에 있어서,
    서로 다른 K개의 빔포밍이 적용된 K개의 프리앰블을 단말로부터 수신하고; 및
    상기 K개의 프리앰블 별로 TA를 각각 추정하는 것을 포함하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 K개의 프리앰블은 각각 서로 다른 서브프레임을 통해 수신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 K개의 프리앰블은 동일한 서브프레임에서 연속적으로 수신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 K개의 프리앰블 별로 TA를 추정하는 것은 상기 K개의 프리앰블 별로 채널 지연을 추정하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 K개의 프리앰블 별로 채널 지연을 추정하는 것을 아래의 수학식에 따라 계산되는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure PCTKR2016004791-appb-I000006
    단, i는 시간 인덱스, m은 타이밍 오프셋, N은 시간 신호의 전체 길이(또는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심벌 길이), L은 PDF(probability distribution function)에 의한 다중 경로 채널 지연 길이, Y[i]는 시간 i에서 수신한 신호, S[i]는 시간 i에서 전송한 신호를 나타낸다.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 K개의 프리앰블 별로 추정된 TA를 기반으로 상기 단말의 최종 TA 값을 결정하는 것을 더 포함하는 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 단말의 최종 TA 값은 상기 K개의 프리앰블 중 선택된 하나의 프리앰블에 대응하는 TA 값을 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 단말의 최종 TA 값은 상기 K개의 프리앰블 중 가장 좋은 수신 품질을 갖는 프리앰블에 대응하는 TA 값으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 단말의 최종 TA 값은 기존 동기를 위하여 사용되던 TA 값과 상기 K개의 프리앰블 중 가장 좋은 수신 품질을 갖는 프리앰블에 대응하는 TA 값의 평균 값으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 6 항에 있어서,
    상기 단말의 최종 TA 값은 상기 K개의 프리앰블 중 2개 이상의 프리앰블에 대응하는 TA 값을 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 단말의 최종 TA 값은 상기 K개의 프리앰블 중 가장 좋은 수신 품질을 갖는 프리앰블에 대응하는 TA 값과 2번째로 좋은 수신 품질을 갖는 프리앰블에 대응하는 TA 값의 평균 값으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 단말의 최종 TA 값은 상기 K개의 프리앰블 중 특정 기준 이상의 수신 품질을 갖는 프리앰블에 대응하는 TA 값의 평균 값으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 결정된 단말의 최종 TA 값을 포함하는 TA 명령을 상기 단말로 전송하는 것을 더 포함하는 방법.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 빔포밍은 아날로그 빔포밍, 디지털 빔포밍 또는 하이브리드 빔포밍중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 무선 통신 시스템에서 단말에 의한 타이밍 어드밴스(TA; timing advance)를 적용하는 방법에 있어서,
    서로 다른 K개의 빔포밍이 적용된 K개의 프리앰블을 기지국으로 전송하고; 및
    상기 K개의 프리앰블을 기반으로 상기 기지국에 의해 결정된 최종 TA 값을 포함하는 TA 명령을 상기 기지국으로부터 수신하는 것을 포함하는 방법.
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