WO2015019787A1

WO2015019787A1 - 電動モータの制御装置及び制御方法

Info

Publication number: WO2015019787A1
Application number: PCT/JP2014/068395
Authority: WO
Inventors: 小関　知延; 俊章大山
Original assignee: 日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date: 2013-08-05
Filing date: 2014-07-10
Publication date: 2015-02-12
Also published as: JP6067507B2; JP2015033269A

Abstract

　本願発明は、各相コイルがスター結線された多相電動モータの中性点に接続される駆動回路を備えた電動モータの制御装置及び制御方法に関する。本願発明では、中性点と駆動回路との間に遮断回路を設け、中性点と遮断回路との間の経路に異常が生じたときには、遮断回路を通電状態にすると共に駆動回路の出力をロー出力とし、駆動回路と遮断回路との間の経路に異常が生じたときには遮断回路を遮断状態にする。これにより、中性点と駆動回路との間の経路に異常が生じたときに電動モータの制御を行える。

Description

電動モータの制御装置及び制御方法

　本発明は、各相コイルがスター結線された多相電動モータの制御装置及び制御方法に関する。

　特許文献１には、３相ブラシレスモータのスター結線されたコイルの中性点を所定の電源又は駆動回路に接続し、３相ブラシレスモータの１相に異常が発生した場合、中性点を異常となった相の代わりに使用してモータ内部で発生する磁界ベクトルを回転させて３相ブラシレスモータの駆動を継続させる、電動モータの制御装置が開示されている。

特許第４７１０５２８号公報

　ところで、従来では、中性点から中性点に接続される駆動回路までの経路に地絡などの異常が発生すると、電動モータの制御が不能になってしまうという問題があった。
　本発明は上記実情に鑑みなされたものであり、各相コイルがスター結線された多相電動モータの中性点に接続される駆動回路を備えた電動モータの制御装置において、中性点と駆動回路との間の経路に異常が生じたときに電動モータの制御を行える制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。

　そのため、本願発明に係る電動モータの制御装置は、各相コイルがスター結線された多相電動モータと、前記多相電動モータを駆動する駆動手段と、前記スター結線の中性点に接続される駆動回路と、を備えた電動モータの制御装置において、前記中性点から前記駆動回路までの経路に異常が生じたときに前記駆動回路の出力をローとするようにした。
　また、本願発明に係る電動モータの制御方法は、各相コイルがスター結線された多相電動モータの制御方法であって、前記スター結線の中性点から前記中性点に接続される駆動回路までの経路に異常が生じたときに前記駆動回路の出力をローとするようにした。

　上記発明によると、駆動回路の出力をローとすることで、駆動回路から異常個所に電流が流れ込むことを抑制でき、また、中性点を低インピーダンスで接地点電位に接続することができ、電動モータの制御を継続することが可能になる。

本発明の実施形態における電動パワーステアリング装置の概略構成図である。本発明の実施形態における電動モータの駆動装置を示す回路図である。本発明の実施形態におけるＷ相故障状態における制御プロセスを説明するための図である。本発明の実施形態においてＵ相に平行な磁界成分とＵ相に直交する磁界成分とを磁界ベクトルの電気角に応じて示す線図である。本発明の実施形態においてＵ相電流、Ｖ相電流、中性点電流を磁界ベクトルの電気角に応じて示す線図である。本発明の実施形態においてＷ相故障状態におけるＶ相、Ｕ相、中性点の駆動デューティ比の特性を説明するための図である。本発明の実施形態におけるリレーの配置例を示す回路図である。本発明の実施形態におけるHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の領域を磁界ベクトルの電気角に応じて示す線図である。本発明の実施形態におけるHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の各領域及びハイインピーダンス固定状態での磁界ベクトルの電気角を示す図である。本発明の実施形態においてHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態のいずれかに制御する場合に適用する回路図である。本発明の実施形態においてHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態のいずれかに制御する場合に適用する回路図である。本発明の実施形態における中性点が地絡したときの制御プロセスを説明するための回路図である。本発明の実施形態における中性点駆動ラインの地絡を検出する回路を示す回路図である。

　以下に本発明の実施の形態を説明する。
　図１は、本発明に係る電動モータの制御装置及び制御方法の適用例としての電動パワーステアリング装置を示す。

　図１に示す電動パワーステアリング装置１００は、車両２００に備えられ、操舵補助力を電動モータ１３０によって発生させる装置である。この電動パワーステアリング装置１００は、ステアリングホイール１１０、操舵トルクセンサ１２０、電動モータ１３０、電動モータ１３０の駆動装置１４０、電動モータ１３０の制御装置としてのコントロールユニット１５０、電動モータ１３０の回転を減速してステアリングシャフト１７０に伝達する減速機１６０などを含んで構成される。
　操舵トルクセンサ１２０及び減速機１６０は、ステアリングシャフト１７０を内包するステアリングコラム１８０内に設けられる。

　ステアリングシャフト１７０の先端にはピニオンギア１７１が設けられていて、このピニオンギア１７１が回転すると、ラックギア１７２が車両２００の進行方向左右に水平移動する。ラックギア１７２の両端にはそれぞれ車輪２０１の操舵機構２０２が設けられており、ラックギア１７２が水平移動することで車輪２０１の向きが変えられる。
　操舵トルクセンサ１２０は、車両の運転者がステアリング操作を行うことでステアリングシャフト１７０に発生する操舵トルクを検出し、検出した操舵トルクの信号ＳＴをコントロールユニット１５０に出力する。

　マイクロコンピュータを含むコントロールユニット１５０には、操舵トルク信号ＳＴの他、車速センサ１９０が出力する車速の信号ＶＳＰなどが入力される。
　そして、コントロールユニット１５０は、操舵トルク信号ＳＴ、車速信号ＶＳＰなどに基づいて駆動装置１４０を制御することで、電動モータ１３０の発生トルク、つまり、操舵補助力を制御する。
　なお、コントロールユニット１５０と駆動装置１４０とを一体化して設けることができる。

　次に、駆動装置１４０の回路構成の一例を、図２を参照しつつ説明する。
　電動モータ１３０は、Ｕ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗの３相コイルを有する３相ＤＣブラシレスモータ、換言すれば、３相同期電動機である。電動モータ１３０のＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗは、一端が互いに接続されてスター結線とされ、Ｕ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗが互いに接続された点は中性点ＮＰをなす。
　そして、駆動装置１４０は、駆動手段としてのインバータ回路３００、プリドライバ４００、電源リレー装置５００、駆動回路６００を備える。

　インバータ回路３００は、駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗを介して電動モータ１３０のＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗをそれぞれに駆動する３組の半導体スイッチ３２０ＵＨ，３２０ＵＬ，３２０ＶＨ，３２０ＶＬ，３２０ＷＨ，３２０ＷＬを備えた３相ブリッジ回路からなる。
　本実施形態では、半導体スイッチ３２０ＵＨ，３２０ＵＬ，３２０ＶＨ，３２０ＶＬ，３２０ＷＨ，３２０ＷＬとして、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いる。

　半導体スイッチ３２０ＵＨ，３２０ＵＬは、電源ライン５１０と接地点との間にドレイン－ソース間が直列接続され、半導体スイッチ３２０ＵＨと半導体スイッチ３２０ＵＬとの接続点に駆動ライン３１０Ｕの一端が接続され、駆動ライン３１０Ｕの他端には電動モータ１３０のＵ相コイル１３０Ｕが接続される。
　半導体スイッチ３２０ＶＨ，３２０ＶＬは、電源ライン５１０と接地点との間にドレイン－ソース間が直列接続され、半導体スイッチ３２０ＶＨと半導体スイッチ３２０ＶＬとの接続点に駆動ライン３１０Ｖの一端が接続され、駆動ライン３１０Ｖの他端には電動モータ１３０のＶ相コイル１３０Ｖが接続される。

　半導体スイッチ３２０ＷＨ，３２０ＷＬは、電源ライン５１０と接地点との間にドレイン－ソース間が直列接続され、半導体スイッチ３２０ＷＨと半導体スイッチ３２０ＷＬとの接続点に駆動ライン３１０Ｗの一端が接続され、駆動ライン３１０Ｗの他端には電動モータ１３０のＷ相コイル１３０Ｗが接続される。
　各ＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＬ，３２０ＶＬ，３２０ＷＬのソースと接地点との間には、電動モータ１３０の駆動電流を検出する電流検出器３４０が接続される。電流検出器３４０で検出した電流値は、図示しない増幅器などで増幅された後、コントロールユニット１５０に入力される。

　また、中性点ＮＰとＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗとの間の駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗには、スイッチング手段としてのリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを備えている。これらのリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗは、電磁リレー、或いは、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチと当該半導体スイッチのドライバとの組み合わせのいずれでも構成することができる。
　コントロールユニット１５０は、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗのオン，オフを個別に制御する。

　ここで、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗをオフ状態とすることによって、インバータ回路３００からＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗへの電力供給が遮断され、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗをオン状態とすることによって、インバータ回路３００からＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗへの電力供給が行える状態になる。
　また、駆動回路６００は、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴで構成されるアッパーアームスイッチとしても半導体スイッチ６００Ｈとローワーアームスイッチとしての半導体スイッチ６００Ｌとからなり、半導体スイッチ６００Ｈ，６００Ｌは電源ライン５１０と接地点との間にドレイン－ソース間が直列接続される。

　そして、半導体スイッチ６００Ｈと半導体スイッチ６００Ｌとの接続点に、中性点ＮＰに一端が接続される駆動ライン６１０の他端が接続される。
　駆動ライン６１０には、コントロールユニット１５０によってオン／オフが制御される中性点リレー６２０を設けてある。中性点リレー６２０は、電磁リレー、或いは、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチと当該半導体スイッチのドライバとの組み合わせのいずれでも構成することができる。

　プリドライバ４００は、インバータ回路３００におけるアッパーアームスイッチである半導体スイッチ３２０ＶＨ，３２０ＵＨ，３２０ＷＨをそれぞれに駆動する３つのHigh側ドライバ４１０Ｈと、インバータ回路３００におけるローワーアームスイッチである半導体スイッチ３２０ＶＬ，３２０ＵＬ，３２０ＷＬをそれぞれに駆動する３つのLow側ドライバ４１０Ｌとを備えている。
　なお、プリドライバ４００をＳＯＩ（Silicon on Insulator）で構成することができ、これによって、浮遊容量が低減され、プリドライバ４００の高速度化及び低消費電力化を図ることができる。また、特定の部位が故障した際、他の部位に波及して別の故障が起きる可能性を低減することができる。

　また、プリドライバ４００は、電動モータ１３０の相毎に、ブートストラップコンデンサＣに充電した電荷でＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＨ，３２０ＶＨ，３２０ＷＨをそれぞれ駆動するための昇圧回路である３つのブートストラップ回路４３０を備えている。
　High側ドライバ４１０Ｈの出力端にはそれぞれＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＨ，３２０ＶＨ，３２０ＷＨのゲートが接続され、ＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＨ，３２０ＶＨ，３２０ＷＨはHigh側ドライバ４１０Ｈの出力に応じてオン／オフが制御される。

　同様に、Low側ドライバ４１０Ｌの出力端にはそれぞれＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＬ，３２０ＶＬ，３２０ＷＬのゲートが接続され、ＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＬ，３２０ＶＬ，３２０ＷＬはLow側ドライバ４１０Ｌの出力に応じてオン／オフが制御される。
　また、プリドライバ４００は、駆動回路６００における半導体スイッチ６００Ｈを駆動するHigh側ドライバ４２０Ｈ、駆動回路６００における半導体スイッチ６００Ｌを駆動するLow側ドライバ４２０Ｌを備えている。

　High側ドライバ４２０Ｈの出力端にはＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのゲートが接続され、Low側ドライバ４２０Ｌの出力端にはＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートが接続され、ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈ，６００Ｌは、ドライバ４２０Ｈ，４２０Ｌの出力に応じてオン／オフが制御される。
　プリドライバ４００は、プリドライバ４００の電源であるバッテリ７００の電圧を昇圧する昇圧回路であるチャージポンプ４４０を備えている。

　コントロールユニット１５０に含まれるマイクロコンピュータ１５１は、ドライバ４１０Ｈ，４１０Ｌ及びドライバ４２０Ｈ，４２０ＬをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御するためのＰＷＭ操作信号を出力する出力ポート１５２Ａ，１５２Ｂを有する。
　電源リレー装置５００は、電源であるバッテリ７００からインバータ回路３００及び駆動回路６００に向けて電源供給する電源ライン５１０に介装され、互いに並列に接続される第１遮断器５０１Ａと第２遮断器５０１Ｂとを備える。

　なお、電源リレー装置５００を構成する遮断器５０１Ａ，５０１Ｂは、電磁リレー、或いは、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチと当該半導体スイッチのドライバとの組み合わせのいずれでも構成することができる。
　また、インバータ回路３００及び駆動回路６００を構成する各ＭＯＳＦＥＴにおいて、ドレイン－ソース間のダイオードは寄生ダイオードである。

　コントロールユニット１５０は、電動モータ１３０の各相が正常である場合、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗをオン状態に制御する一方で、中性点リレー６２０をオフ状態に制御し、プリドライバ４００を介してインバータ回路３００の半導体スイッチ３２０ＵＨ，３２０ＵＬ，３２０ＶＨ，３２０ＶＬ，３２０ＷＨ，３２０ＷＬのオン／オフをＰＷＭ制御することで、電動モータ１３０を駆動する。
　ここで、コントロールユニット１５０は、操舵トルク信号ＳＴや車速信号ＶＳＰなどに基づいてＰＷＭ信号のデューティ比を可変とし、電動モータ１３０の回転速度を制御する。

　また、コントロールユニット１５０は、電動モータ１３０のＵ相、Ｖ相及びＷ相の故障の有無を検出する診断機能を有する。例えば、コントロールユニット１５０は、プリドライバ４００に出力するＰＷＭ信号と各相のモータ電圧とを比較することによって、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の故障の有無を診断する。
　なお、各相の故障には、各相毎のインバータの故障、相コイルの断線や地絡、更に、リレーのオープン故障などが含まれる。

　ここで、コントロールユニット１５０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちのいずれか１つの相の故障を検出した場合、故障を検出した相の駆動ラインに設けられるリレー３３０をオフ状態に制御することで、故障が発生している相への電力供給を遮断し、また、中性点リレー６２０をオン状態に制御することで、中性点ＮＰの電位を駆動回路６００によって制御できる状態にする。
　そして、コントロールユニット１５０は、正常な２相に流れる電流の目標を、発生させたい磁界ベクトルに応じて決定し、これに応じてインバータ回路３００及び駆動回路６００を制御することで、１相に故障が発生した状態で電動モータ１３０の駆動を継続する。

　３相のうちの１相に故障が発生した場合におけるコントロールユニット１５０による相電流の制御プロセスを、図３を参照しつつ説明する。
　Ｗ相に故障が発生した場合を一例とすると、コントロールユニット１５０は、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖをオン状態に保持する一方で、リレー３３０Ｗをオフ状態に切り替えてＷ相を遮断し、中性点リレー６２０をオン状態に制御し、図３に示す制御状態とする。

　また、コントロールユニット１５０は、磁極位置に応じて決まる発生させたい磁界ベクトルを、例えば正常であるＵ相に平行な成分と正常であるＵ相に直交する成分とに分解する。
　ここで、Ｕ相に平行な成分はＵ相及びＶ相で発生させることができるが、Ｕ相に直交する成分は正常な２相のうちの他方であるＶ相でしか発生させることができない。そこで、コントロールユニット１５０は、Ｕ相に直交する成分をＶ相で発生させることになるＶ相の発生磁界ベクトルを求める。
　更に、コントロールユニット１５０は、Ｖ相の発生磁界ベクトルのＵ相に平行な成分を求めて、発生させたい磁界ベクトルのＵ相に平行な成分と、Ｖ相の発生磁界ベクトルのＵ相に平行な成分とから、最終的にＵ相の発生磁界ベクトルを求める。

　図４は、発生させたい磁界ベクトルの電気角毎に、発生させたい磁界ベクトルをＵ相に平行な成分とＵ相に直交する成分とに分解した様子を示す。
　また、図５は、図４のＵ相に平行な成分及びＵ相に直交する成分に基づき決定されるＵ相及びＶ相の目標電流を例示するものであり、Ｕ相の目標電流とＶ相の目標電流との合計が、駆動回路６００への流出入電流、つまり、中性点電流となる。

　尚、上記では、発生させたい磁界ベクトルをＵ相に平行な成分とＵ相に直交する成分とに分解したが、Ｗ相の故障状態で、発生させたい磁界ベクトルをＶ相に平行な成分とＶ相に直交する成分とに分解しても、正常な２相の目標電流を決定できることは明らかであり、また、Ｗ相以外のＵ相又はＶ相に故障が発生した場合も同様にして、正常な２相の目標電流を決定できることは明らかである。

　上記のようにして、コントロールユニット１５０は、正常な２相の目標電流を決定すると、次いで、正常な２相の駆動デューティ比（％）及び駆動回路６００の駆動デューティ比（％）を決定する。
　例えば、駆動回路６００の駆動デューティ比を５０％に固定すると、電動モータ１３０の正常な相に印加できる電圧は電源電圧の１／２になり、１相の故障状態で電源電圧を有効に使用することができない。

　そこで、コントロールユニット１５０は、駆動回路６００から電動モータ１３０の正常な相に電流を流し込む場合には駆動回路６００の出力電圧及び駆動デューティ比を大きくし、逆に、電動モータ１３０の正常な相から駆動回路６００に電流を引き込みたい場合には駆動回路６００の出力電圧及び駆動デューティ比を小さくすることで、電源電圧の有効利用を図る。
　なお、本願における駆動デューティ比は、制御周期におけるオン時間の割合を示す。
　例えば、Ｗ相に故障が発生しＵ相とＶ相とを駆動して電動モータ１３０を駆動させる場合、図５に示すように、発生させたい磁界ベクトルの電気角が２４０degであるときに駆動回路６００からの流し込み電流が最大となり、発生させたい磁界ベクトルの電気角が６０degであるときに駆動回路６００に引き込む電流が最大となるように、駆動回路６００の駆動デューティ比を決定する。なお、本願では、Ｕ相コイルの角度位置を、磁界ベクトルの電気角が０degの位置として表すものとする。

　コントロールユニット１５０は、例えばＷ相の故障状態における駆動回路６００の駆動デューティ比を、発生させたい磁界ベクトルの電気角をθとしたときに、駆動デューティ比＝５０％＋５０％×sin（θ－１５０deg）として算出する。
　駆動回路６００の駆動デューティ比を、駆動デューティ比＝５０％＋５０％×sin（θ－１５０deg）とすることで、発生させたい磁界ベクトルの電気角θが２４０degであるときにsin（２４０deg－１５０deg）＝１となって駆動回路６００のデューティが１００％に設定され、駆動回路６００からの流し込み電流が最大となる。また、発生させたい磁界ベクトルの電気角θが６０degであるときにsin（６０deg－１５０deg）＝－１となって駆動回路６００の駆動デューティ比が０％に設定され、駆動回路６００に引き込む電流が最大になる。

　また、発生させたい磁界ベクトルの電気角θが１５０deg及び３３０degのときに、駆動回路６００の駆動デューティ比は５０％に設定され、駆動回路６００の駆動デューティ比は、図５に示すように、磁界ベクトルの電気角で３６０degを１周期として０％と１００％との間で正弦波を示すように変化する。
　なお、駆動回路６００の半導体スイッチ６００Ｈと半導体スイッチ６００Ｌとは、相補制御方式により相互に逆位相のＰＷＭ波で駆動されるものとし、駆動回路６００の駆動デューティ比は、アッパーアーム側の駆動デューティ比を示すものとする。

　従って、駆動回路６００の駆動デューティ比が１００％の状態とは、半導体スイッチ６００Ｈがオンに固定され、半導体スイッチ６００Ｌがオフに固定される状態、つまり、駆動回路６００の出力がハイに固定される状態である。また、駆動回路６００の駆動デューティ比が０％の状態とは、半導体スイッチ６００Ｈがオフに固定され、半導体スイッチ６００Ｌがオンに固定される状態、つまり、駆動回路６００の出力がローに固定される状態である。

　但し、駆動回路６００の駆動デューティ比の決定方法は、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて駆動デューティ比を０％から１００％の間で連続的に変化させる方法に限定されない。
　例えば、コントロールユニット１５０は、電動モータ１３０の正常な相に印加したい電圧が電源電圧の１／２で十分である場合には駆動回路６００の駆動デューティ比を５０％に固定し、正常な相に印加したい電圧が電源電圧の１／２では不足する場合には、５０％を中心とする駆動デューティ比の振れ幅を拡大することができる。

　つまり、Ｗ相の故障状態を例とすれば、印加したい電圧Ｖを変数として駆動デューティ比を求める関数をｆ（Ｖ）としたときに、駆動回路６００の駆動デューティ比を、駆動デューティ比＝５０％＋ｆ（Ｖ）×sin（θ－１５０deg）として求めることができる。
　そして、関数ｆ（Ｖ）で求められる駆動デューティ比を例えば３０％と仮定すれば、駆動回路６００の駆動デューティ比は、２０％－８０％の範囲で連続的に変化し、発生させたい磁界ベクトルの電気角が２４０degであるときに駆動回路６００の駆動デューティ比が８０％に設定され、発生させたい磁界ベクトルの電気角が６０degであるときに駆動回路６００の駆動デューティ比が２０％に設定されることになる。

　上記のようにしてコントロールユニット１５０は、駆動回路６００の駆動デューティ比を決定すると、次いで、正常な各相コイルの印加電圧を算出し、係る印加電圧に基づき正常な各相の駆動デューティ比を決定する。
　コントロールユニット１５０は、発生させたい磁界ベクトルに基づき設定した各相の目標電流を通電させるために必要な各相コイルの印加電圧を算出し、係る印加出圧に駆動回路６００の出力電圧分を加算して、各相の最終的な電圧及び駆動デューティ比を決定する。

　図６は、Ｗ相が故障状態であり、Ｖ相に流す電流の倍の電流をＵ相に流すことで、目標の磁界ベクトルを発生させることができる場合を例示する。
　中性点ＮＰが接地点電位であると仮定したときに、Ｖ相に流す電流の倍の電流をＵ相に流すためにＶ相の駆動デューティ比を１０％とし、Ｕ相の駆動デューティ比を２０％とすることが要求されるとすると、駆動回路６００の制御によって中性点ＮＰの電位が接地点電位から変化する分だけＶ相、Ｕ相の駆動デューティ比を補正する。
　以上の操作により、正常な２相の電流の合計が駆動回路６００への流出入電流となり、正常な２相に目標電流に近い電流を流すことができる。

　なお、図２に示した例では、中性点ＮＰとＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗとの間の駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗにリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを設けたが、係るリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗの配置に限定されるものではない。
　例えば、図７に示すように、Ｕ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗとインバータ回路３００との間の駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗにリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを設け、コントロールユニット１５０は、故障が発生した相のリレー３３０をオフに制御することができる。

　ところで、図５に例示したように、電動モータ１３０の３相のうちの１相に故障が発生した場合に、目標の磁界ベクトルを発生させるために正常な２相に流す電流の位相差は６０degとなり、駆動回路６００への流出入電流は正常な相の電流の合計となるから、駆動回路６００への流出入電流のピークは、正常な各相の電流のピークよりも大きくなる。換言すれば、駆動回路６００への流出入電流の振幅は、正常な各相の電流の振幅よりも大きくなる。
　よって、インバータ回路３００を構成する半導体スイッチと同じ素子を駆動回路６００に用いる場合、駆動回路６００の流出入電流のピークが駆動回路６００を構成する素子の電流耐量以内となることが、正常な２相で発生させ得る磁界ベクトルの大きさの制約となり、１相が故障した状態で発生できる磁界ベクトルの大きさは全相が正常である場合に比べて１／３程度になる。

　更に、駆動回路６００でのスイッチング損失は、電流ピークが大きい分だけ正常な各相のＰＷＭ駆動におけるスイッチング損失よりも大きくなり、電動モータ１３０が発生するトルクを弱める結果となる。
　そこで、コントロールユニット１５０は、駆動回路６００におけるスイッチング損失を低減するために、駆動回路６００のＰＷＭ制御における周波数を、インバータ回路３００のＰＷＭ制御における周波数よりも低くする。

　例えば、コントロールユニット１５０は、駆動回路６００のＰＷＭ制御における周波数を、インバータ回路３００のＰＷＭ制御における周波数の１／４程度とする。
　これにより、駆動回路６００におけるスイッチング損失が低減し、より大きなトルクを電動モータ１３０で発生させることができる。

　また、電動モータ１３０の３相のうちの１相に故障が発生し正常な２相を駆動するときの駆動回路６００におけるスイッチング損失を低減する手法として、駆動回路６００の出力を目標磁界ベクトルの電気角に応じて段階的に変化させる制御プロセスを採用することができる。
　図８は、Ｗ相に故障が発生しＵ相及びＶ相を駆動するときのＵ相電流、Ｖ相電流、中性点電流と駆動回路６００の出力との相関を示す。

　図８において、駆動回路６００の出力は、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態に切り替えられる。
　ここで、High固定状態とは、半導体スイッチ６００Ｈの駆動デューティ比を１００％に固定し、半導体スイッチ６００Ｌの駆動デューティ比を０％に固定するモードである。

　また、Low固定状態とは、半導体スイッチ６００Ｈの駆動デューティ比を０％に固定し、半導体スイッチ６００Ｌの駆動デューティ比を１００％に固定するモードである。
　更に、ハイインピーダンス固定状態とは、半導体スイッチ６００Ｈ及び半導体スイッチ６００Ｌの駆動デューティ比を共に０％に固定するモードである。
　つまり、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態のいずれにおいても、半導体スイッチ６００Ｈ，６００Ｌをスイッチング動作させずにオン状態又はオフ状態に固定する。

　そして、コントロールユニット１５０は、Ｕ相及びＶ相における電流の向きが共に正、つまり、Ｕ相及びＶ相における電流の向きが共にインバータ回路３００からの流し出し方向の場合には、駆動回路６００の出力をLow固定状態にする。
　また、コントロールユニット１５０は、Ｕ相及びＶ相における電流の向きが共に負、つまり、Ｕ相及びＶ相における電流の向きが共にインバータ回路３００に流し込む方向の場合には、駆動回路６００の出力をHigh固定状態にする。

　更に、コントロールユニット１５０は、Ｕ相における電流の向きと、Ｖ相における電流の向きとが異なる場合、つまり、Ｕ相における電流の向きが正でＶ相における電流の向きが負である場合、若しくは、Ｕ相における電流の向きが負でＶ相における電流の向きが正である場合には、駆動回路６００の出力をハイインピーダンス固定状態にする。
　図８に示すＷ相の故障状態では、目標磁界ベクトルの電気角が０deg－１２０degの領域で駆動回路６００の出力はLow固定状態とされ、目標磁界ベクトルの電気角が１８０deg－３００degの領域で駆動回路６００の出力はHigh固定状態とされ、目標磁界ベクトルの電気角が１２０deg－１８０degの領域及び３００deg－３６０degの領域で駆動回路６００の出力はハイインピーダンス固定状態とされる。

　上記のように、駆動回路６００の出力を目標磁界ベクトルの電気角に応じてHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態に切り替える場合、図９に示すように、High固定状態又はLow固定状態とする領域では、Ｕ相の電流とＶ相の電流との合計が駆動回路６００への流出入電流となるため、目標磁界ベクトルを発生させることができる。
　一方、駆動回路６００の出力をハイインピーダンス固定状態とする領域では、Ｕ相及びＶ相に流れる電流が同じ大きさになり、発生できる磁界ベクトルの方向が、図中に示すVE１方向、VE２方向に固定されることになる。

　そのため、電動モータ１３０の回転角変化に対するモータ出力トルクの変動が発生するが、ハイインピーダンス固定状態とする領域でも少なくとも３０deg毎の電気角で磁界ベクトルを発生させることができるので、電動モータ１３０を回転させることは可能である。
　なお、ハイインピーダンス固定状態とする目標磁界ベクトルの電気角領域では、中性点ＮＰに流れる電流が小さいので、ハイインピーダンス固定状態とする代わりに、半導体スイッチ６００Ｈを駆動デューティ比５０％でスイッチング動作させ、半導体スイッチ６００Ｌを逆位相の駆動デューティ比５０％でスイッチング動作させるデューティ制御を行わせることもできる。
　以下では、半導体スイッチ６００Ｈを駆動デューティ比５０％でスイッチング動作させ、半導体スイッチ６００Ｌを逆位相の駆動デューティ比５０％でスイッチング動作させる状態を、５０％固定状態と称する。

　そして、上記のように、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態、或いは、High固定状態、Low固定状態、５０％固定状態の３状態に切り替える構成では、High固定状態の領域、Low固定状態の領域、ハイインピーダンス固定状態の領域のそれぞれで、或いは、High固定状態の領域及びLow固定状態の領域で、駆動回路６００の半導体スイッチ６００Ｈ、６００Ｌをスイッチング動作させないので、スイッチング損失を低減することができる。そのため、中性点ＮＰに通電できる電流量の絶対値を、半導体スイッチ６００Ｈ、６００ＬをＰＷＭ駆動する場合に比べて大きくすることができ、以って、発生する磁界ベクトルの大きさ及びモータ出力トルクを増大させることができる。

　また、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態に切り替える構成では、スイッチング損失を略零とすることができるから、駆動回路６００を構成する半導体スイッチの選定においてスイッチング速度を考慮する必要性が殆どなくなり、オン状態での抵抗が小さいことを優先して半導体スイッチを選定することができる。
　そして、オン状態での抵抗が小さい半導体スイッチを用いれば、駆動回路６００における損失を更に低減でき、中性点ＮＰに通電できる電流量の絶対値を更に大きくし、発生する磁界ベクトルの大きさ及びモータ出力トルクを更に増大させることができる。

　更に、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態に切り替える構成では、駆動回路６００をＰＷＭ駆動しないので、ドライバ及びマイクロコンピュータ１５１の制御用端子もＰＷＭ駆動に対応する必要がなく、駆動回路６００を構成する半導体スイッチのゲートに接続されるゲート抵抗として大きな抵抗値のものを採用することができるので、ローワーアームの半導体スイッチ６００Ｌをマイクロコンピュータ１５１の制御用端子で直接駆動しても、半導体スイッチ側に印加されたサージの伝播によりマイクロコンピュータ１５１が故障することを抑制できる。

　このため、駆動回路６００の出力をHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態に切り替える場合、図２及び図７に示した駆動回路６００の駆動するための回路構成を簡略化することが可能となる。
　図１０は、駆動回路６００の出力をHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態に切り替える制御を適用することができる、より簡略化した駆動装置１４０の一例を示す。

　図１０の回路構成は、図２に示した回路に対して、駆動回路６００を構成するアッパーアームスイッチを変更し、プリドライバ４００のHigh側ドライバ４２０Ｈ及びLow側ドライバ４２０Ｌを省略し、駆動回路６００を構成する半導体スイッチをマイクロコンピュータ１５１の制御用端子で直接駆動するようにした点が異なる。
　なお、図１０において、図２と共通する構成については同じ符号を付して詳細な説明を省略する。

　図１０に示す駆動装置１４０においては、駆動回路６００のアッパーアームを構成する半導体スイッチ６００ＨとしてＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを用い、駆動回路６００のローワーアームを構成する半導体スイッチ６００ＬとしてＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを用いる。そして、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソース－ドレイン間を電源ライン５１０と接地点との間に直列接続し、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００ＨのドレインにＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのドレインを接続して、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのドレインと接地点との間にＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのドレイン－ソース間を直列接続させてある。

　また、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソースとゲートとが抵抗Ｒ１を介して接続され、また、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのゲートと接地点との間に、ＮＰＮ型トランジスタＴＲのコレクタ－エミッタ間を直列接続し、ＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースとマイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２Ｃとを接続してある。
　一方、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートとマイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２Ｃとが抵抗Ｒ２を介して接続される。

　上記構成において、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにハイ信号を出力すると、ＮＰＮ型トランジスタＴＲのコレクタ－エミッタ間に電流が流れる状態、つまり、ＮＰＮ型トランジスタＴＲのオン状態になる。
　係るＮＰＮ型トランジスタＴＲのオン状態では、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソースよりもゲートの電圧が低くなってＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソース－ドレイン間に電流が流れる状態、つまり、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのオン状態になる。

　一方、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにロー信号を出力し、ＮＰＮ型トランジスタＴＲがオフ状態になると、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソースとゲートとの間の電圧が同じになってＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのオフ状態となり、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソース－ドレイン間には電流が流れない。
　また、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにハイ信号を出力すると、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌがオン状態となってドレイン－ソース間に電流が流れるようになる。

　一方、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにロー信号を出力すると、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌがオフ状態となってドレイン－ソース間に電流が流れない。
　従って、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにロー信号を出力し、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにハイ信号を出力すれば、駆動回路６００の出力はLow固定状態となる。

　また、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにハイ信号を出力し、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにロー信号を出力すれば、駆動回路６００の出力はHigh固定状態となる。
　更に、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにロー信号を出力し、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにロー信号を出力すれば、駆動回路６００の出力はハイインピーダンス固定状態となる。

　即ち、図１０に示した回路において、例えば、図８に示すＷ相の故障状態が発生したと仮定すると、マイクロコンピュータ１５１は、目標磁界ベクトルの電気角が０deg－１２０degの領域では汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにロー信号を出力し、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにハイ信号を出力することで、駆動回路６００の出力をLow固定状態とする。

　また、目標磁界ベクトルの電気角が１８０deg－３００degの領域では、マイクロコンピュータ１５１は、汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにハイ信号を出力し、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにロー信号を出力することで、駆動回路６００の出力をHigh固定状態とする。
　更に、目標磁界ベクトルの電気角が１２０deg－１８０degの領域及び３００deg－３６０degの領域では、マイクロコンピュータ１５１は、汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにロー信号を出力し、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにロー信号を出力することで、駆動回路６００の出力をハイインピーダンス固定状態とする。

　このように、駆動回路６００の出力を、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態のいずれかに切り替える場合に、図１０の回路を適用すれば、駆動回路６００を駆動するための回路を簡略化でき、また、抵抗Ｒ２の抵抗値を大きくすることで、サージの伝播によるマイクロコンピュータ１５１の故障を抑制できる。
　なお、図１０に示す回路では、中性点ＮＰとＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗとの間の駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗにリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを設けるが、図１１に示すように、Ｕ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗとインバータ回路３００との間の駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗにリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを設けることができる。

　ところで、中性点ＮＰが地絡した場合に、電動モータ１３０の駆動を正常状態と同様に継続させると、相コイルに過電流が流れて更なる故障を引き起こす可能性があると共に、各相コイルへの正常な通電及び意図したモータ出力トルクの発生が実現できない。
　そこで、コントロールユニット１５０は、中性点ＮＰの地絡に対して後述する制御を実施することで、相コイルに過大電流が流れることを抑制しつつ、電動モータ１３０の継続動作を実現する。
　なお、以下に説明する中性点ＮＰが地絡した場合におけるコントロールユニット１５０の制御は、図２、図７、図１０、図１１のいずれの回路においても適用可能である。

　コントロールユニット１５０は、例えば、中性点リレー６２０をオフ状態でインバータ回路３００のアッパーアームスイッチ３２０ＵＨ、３２０ＶＨ、３２０ＷＨに流れ込む電流を、図１２に示す電流検出器３４１で検出することで、中性点ＮＰの地絡による過電流の発生を検出する。
　そして、コントロールユニット１５０は、中性点ＮＰから中性点リレー６２０までの間における地絡故障を検出すると、中性点リレー６２０をオフ状態からオン状態に切り替え制御し、更に、駆動回路６００の出力をLow固定状態、つまり、半導体スイッチ６００Ｈの駆動デューティ比を０％に固定し、半導体スイッチ６００Ｌの駆動デューティ比を１００％に固定する。

　中性点リレー６２０をオン状態に制御しても駆動回路６００の出力をLow固定状態とすれば、駆動回路６００と地絡点との間で過大な電流が流れることはなく、また、地絡した箇所のインピーダンスは不明であるが駆動回路６００の出力をLow固定状態とすることで、中性点ＮＰを低インピーダンスでグランドＧＮＤ電位に接続することができる。
　上記のように、中性点リレー６２０をオン状態に制御し、かつ、駆動回路６００の出力をLow固定状態とすると、インバータ回路３００は電流の流し出ししかできないことになるが、インバータ回路３００における各相の出力デューティを変化させて各相コイルへの通電電流を制御することで、任意の磁界ベクトルを発生させて電動モータ１３０を駆動することができる。

　図１２は、中性点ＮＰが地絡したときのコントロールユニット１５０の制御動作を説明するための図である。
　中性点リレー６２０がオン状態で、かつ、駆動回路６００の出力をLow固定状態としたときには、前述のように、インバータ回路３００における流出入電流は各相への流し出しだけとなる。
　このため、Ｕ相コイル１３０Ｕにのみ電流を流し出したときの磁界ベクトルの方向は図１２に示す１８０degの方向となり、Ｖ相コイル１３０Ｖにのみ電流を流し出したときの磁界ベクトルの方向は図１２に示す３００degの方向となり、Ｗ相コイル１３０Ｗにのみ電流を流し出したときの磁界ベクトルの方向は図１２に示す６０degの方向となる。

　そこで、コントロールユニット１５０は、３相のうちの１つの相への電流流し出しによって発生する磁界ベクトルの方向が、発生させたい磁界ベクトルの方向と１２０deg以上異なる場合には、当該相の出力をLow固定状態とするか又はハイインピーダンス固定状態とする。
　例えば、図１２に示すように、発生させたい磁界ベクトルの電気角が３００deg－６０degの範囲内であるとき、係る磁界ベクトルの電気角領域３００deg－６０degと、Ｕ相への電流流し出しによって発生する磁界ベクトルの電気角である１８０degとは１２０deg以上異なる。そこで、コントロールユニット１５０は、発生させたい磁界ベクトルの電気角が３００deg－６０degの範囲内である場合、インバータ回路３００におけるＵ相出力をLow固定状態とするか又はハイインピーダンス固定状態とする。

　Ｕ相出力のLow固定状態とは、半導体スイッチ３２０ＵＨの駆動デューティ比を０％に固定し、半導体スイッチ３２０ＵＬの駆動デューティ比を１００％に固定する状態である。
　また、Ｕ相出力のハイインピーダンス固定状態とは、半導体スイッチ３２０ＵＨ及び半導体スイッチ３２０ＵＬの駆動デューティ比を共に０％に固定する状態である。

　また、Ｖ相への電流流し出しによって発生する磁界ベクトルの電気角は３００degであり、Ｗ相への電流流し出しによって発生する磁界ベクトルの電気角は６０degである。
　そこで、コントロールユニット１５０は、発生させたい磁界ベクトルの電気角が６０deg－１８０degの範囲内である場合、インバータ回路３００におけるＶ相出力をLow固定状態とするか又はハイインピーダンス固定状態とし、発生させたい磁界ベクトルの電気角が１８０deg－３００degの範囲内である場合には、インバータ回路３００におけるＷ相出力をLow固定状態とするか又はハイインピーダンス固定状態とする。

　そして、例えば、発生させたい磁界ベクトルの電気角が３００deg－６０degの範囲内である場合、コントロールユニット１５０は、Ｖ相に流す電流及びＷ相に流す電流をインバータ回路３００のＰＷＭ制御によって調整し、３００deg－６０degの範囲内で磁界ベクトルの電気角を変化させる。
　Ｖ相への電流流し出しによって電気角３００degの磁界ベクトルが発生し、Ｗ相への電流流し出しによって電気角６０degの磁界ベクトルが発生する。

　従って、発生させたい磁界ベクトルの方向が３００degの状態では、Ｗ相への電流の流し出しを遮断してＶ相に電流を流し、発生させたい磁界ベクトルの電気角の変化に応じてインバータ回路３００からＶ相に流し出す電流を減らし相対的にインバータ回路３００からＷ相に流し出す電流を増やすことで、磁界ベクトルの電気角を３００degの電気角から増大させ、最終的には、Ｖ相への電流流し出しを遮断してＷ相に電流を流すことで、磁界ベクトルの電気角を６０degとすることができる。

　同様に、発生させたい磁界ベクトルの電気角が６０deg－１８０degの範囲内である場合、コントロールユニット１５０は、Ｕ相に流す電流及びＷ相に流す電流をインバータ回路３００のＰＷＭ制御によって調整し、６０deg－１８０degの範囲内で磁界ベクトルの電気角を変化させる。また、発生させたい磁界ベクトルの電気角が１８０deg－３００degの範囲内である場合、コントロールユニット１５０は、Ｕ相に流す電流及びＶ相に流す電流をインバータ回路３００のＰＷＭ制御によって調整し、１８０deg－３００degの範囲内で磁界ベクトルの電気角を変化させる。
　これにより、コントロールユニット１５０は、中性点ＮＰが地絡する故障が発生した場合においても、電動モータ１３０を回転駆動させることができる。

　なお、上記のように、中性点ＮＰが地絡した場合には駆動回路６００をLow固定状態とするから、駆動回路６００を半導体スイッチ６００Ｈと半導体スイッチ６００Ｌとで構成する代わりに、中性点ＮＰと接地点とを接続するラインに設けたトランジスタなどの半導体スイッチで駆動回路６００を構成し、係る半導体スイッチを中性点ＮＰが地絡したときにオン状態に制御する構成とすることができる。

　また、上記の地絡故障は、中性点ＮＰから中性点リレー６２０までの間における地絡故障であるが、コントロールユニット１５０は、中性点リレー６２０から駆動回路６００との間での地絡故障の有無を検出し、中性点リレー６２０から駆動回路６００との間で地絡故障が発生した場合には、中性点リレー６２０をオフ状態に保持させる。
　中性点リレー６２０から駆動回路６００との間での地絡故障の有無は、例えば、中性点リレー６２０から駆動回路６００との間に電流検出器３４２を設け、中性点リレー６２０のオフ状態で、半導体スイッチ６００Ｈをオンし半導体スイッチ６００Ｌをオフしたときに、電流検出器３４２で電流が検出されるか否かに基づいて診断することができる。

　なお、電流検出器３４２に代えて、図１３に示すように、プルアップ抵抗Ｒ５１及び２つのプルダウン抵抗Ｒ５２，Ｒ５３を用いてもよい。
　具体的には、電源ライン５１０と、駆動回路６００及び中性点リレー６２０の間に位置する駆動ライン６１０との間に、プルアップ抵抗Ｒ５１が配設される。また、駆動ライン６１０におけるプルアップ抵抗Ｒ５１の接続点には、２つのプルダウン抵抗Ｒ５２，Ｒ５３を介してグランドＧＮＤが接続される。そして、マイクロコンピュータ１５１は、駆動回路６００のＭＯＳＦＥＴ６００Ｈ及びＭＯＳＦＥＴ６００Ｌをオフに制御した状態で、２つのプルダウン抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続点の電位から、駆動ライン６１０に地絡が発生したか否かを検出する。

　そして、中性点リレー６２０から駆動回路６００との間での地絡故障が発生したときに、中性点リレー６２０をオフ状態に保持させるか又はハイインピーダンス出力とすることで、電動モータ１３０の各相が正常であれば電動モータ１３０の駆動を継続させることができ、また、駆動回路６００に過電流が流れることを抑制できる。

　上記実施形態で説明した各技術的思想は、矛盾が生じない限りにおいて適宜組み合わせて使用することができる。
　また、好ましい実施形態を参照して本発明の内容を具体的に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば種々の変形態様を採り得ることは自明である。

　例えば、電動モータ１３０は、３相ＤＣブラシレスモータに限定されるものではなく、４相以上の相コイルを有する同期電動機とすることができる。
　また、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを半導体スイッチで構成する場合には、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ又はＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴとすることができる。
　また、電動モータ１３０は、電動パワーステアリング装置１００において操舵補助力を発生させる電動モータに限定されるものではなく、例えば、車両においてオイルや冷却水を循環させる流体ポンプを駆動する電動モータとすることができる。

　１００…電動パワーステアリング装置、１３０…電動モータ、１３０Ｕ，１３０Ｖ，１３０Ｗ…相コイル、１４０…駆動装置、１５０…コントロールユニット、１５１…マイクロコンピュータ、３００…インバータ回路（駆動手段）、３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗ…リレー（スイッチング手段）、４００…プリドライバ、５００…電源リレー装置、６００…中性点駆動回路、６００Ｈ，６００Ｌ…半導体スイッチ、６２０…中性点リレー（遮断回路）、７００…バッテリ（電源）

Claims

　各相コイルがスター結線された多相電動モータと、
　前記多相電動モータを駆動する駆動手段と、
　前記スター結線の中性点に接続される駆動回路と、
　を備えた電動モータの制御装置において、
　前記中性点から前記駆動回路までの経路に異常が生じたときに前記駆動回路の出力をローとする、電動モータの制御装置。
　前記中性点と前記駆動回路との間に遮断回路を備え、
　前記中性点と前記遮断回路との間の経路に異常が生じたときに前記遮断回路を通電状態にすると共に前記駆動回路の出力をローとする、請求項１記載の電動モータの制御装置。
　前記中性点と前記駆動回路との間に遮断回路を備え、
　前記駆動回路と前記遮断回路との間の経路に異常が生じたときに前記遮断回路を遮断状態にする、請求項１記載の電動モータの制御装置。
　前記中性点と前記遮断回路との間の経路に異常が生じたときに、前記遮断回路を通電状態にすると共に前記駆動回路の出力をローとし、更に、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて、前記多相電動モータの多相のうちローとハイインピーダンスとのいずれか一方に固定とする相とＰＷＭ制御によってスイッチング動作させる複数相とを切り替える、請求項２記載の電動モータの制御装置。
　前記多相電動モータが３相電動モータであり、
　前記３相のうちの１相に前記駆動手段から電流を流し出した場合に発生する磁界ベクトルの電気角と、発生させたい磁界ベクトルの電気角とが、所定角度を超えて異なるときに前記１相をロー又はハイインピーダンスに固定する、請求項４記載の電動モータの制御装置。
　前記駆動回路と前記遮断回路との間に電流検出器を設け、前記遮断回路が遮断状態であるときに前記駆動回路の出力をハイに固定としたときの前記電流検出器の検出値に基づいて、前記駆動回路と前記遮断回路との間の経路における異常の有無を検出する、請求項３記載の電動モータの制御装置。
　前記駆動手段のアッパーアームスイッチに流れ込む電流を検出する電流検出器を設け、前記駆動手段による前記多相電動モータの駆動状態での前記電流検出器の検出値に基づいて、前記中性点と前記遮断回路との間の経路における異常の有無を検出する、請求項２記載の電動モータの制御装置。
　前記多相電動モータの各相コイルそれぞれと直列に接続されるスイッチング手段を更に備え、
　前記中性点から前記駆動回路までの経路に異常がない状態で前記多相電動モータの多相のうちのいずれかの相で故障が生じたときに、故障が生じた相を前記スイッチング手段によって遮断し、前記遮断回路を通電状態とし、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて前記駆動回路の出力を変化させる、請求項１記載の電動モータの制御装置。
　前記駆動回路の出力を、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて、ハイに固定する状態、ローに固定する状態、ハイインピーダンスに固定する状態のいずれかに切り替える、請求項８記載の電動モータの制御装置。
　前記駆動回路の駆動デューティ比を、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて周期的に変動させる、請求項８記載の電動モータの制御装置。
　前記多相電動モータが、車両用の電動パワーステアリング装置において操舵補助力を発生させる電動モータである、請求項１記載の電動モータの制御装置。
　各相コイルがスター結線された多相電動モータの制御方法であって、
　前記スター結線の中性点から前記中性点に接続される駆動回路までの経路に異常が生じたときに前記駆動回路の出力をローとする、電動モータの制御方法。
　前記中性点から前記駆動回路までの経路に異常がない状態で前記多相電動モータの多相のうちのいずれかの相で故障が生じたときに、故障が生じた相を遮断し、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて前記駆動回路の出力を変化させる、請求項１２記載の電動モータの制御方法。
　前記駆動回路の出力を、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて、ハイに固定する状態、ローに固定する状態、ハイインピーダンスに固定する状態のいずれかに切り替える、請求項１３記載の電動モータの制御方法。
　前記駆動回路の駆動デューティ比を、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて周期的に変動させる、請求項１３記載の電動モータの制御方法。