WO2015019786A1 - 電動モータの制御装置及び制御方法 - Google Patents

電動モータの制御装置及び制御方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2015019786A1
WO2015019786A1 PCT/JP2014/068389 JP2014068389W WO2015019786A1 WO 2015019786 A1 WO2015019786 A1 WO 2015019786A1 JP 2014068389 W JP2014068389 W JP 2014068389W WO 2015019786 A1 WO2015019786 A1 WO 2015019786A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
electric motor
drive circuit
output
state
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/068389
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
小関　知延
俊章 大山
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日立オートモティブシステムズ株式会社 filed Critical 日立オートモティブシステムズ株式会社
Publication of WO2015019786A1 publication Critical patent/WO2015019786A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load
    • H02P29/0243—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load the fault being a broken phase

Definitions

  • the present invention relates to a control device and control method for a multiphase electric motor in which each phase coil is star-connected.
  • Patent Document 1 the neutral point of a star-connected coil of a three-phase brushless motor is connected to a predetermined power source or drive circuit, and if an abnormality occurs in one phase of the three-phase brushless motor, the neutral point is abnormal.
  • An electric motor control device is disclosed in which a magnetic field vector generated inside the motor is rotated instead of the phase that has been changed to continue driving the three-phase brushless motor.
  • the drive circuit connected to the neutral point is PWM-driven with a fixed duty ratio, so that the voltage range that can be applied to the motor coil If the motor speed is small and the rotational speed of the motor is high, the current necessary for the normal two phases cannot be flowed against the induced voltage.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and even when an abnormality occurs in any phase of a multiphase electric motor in which each phase coil is star-connected, a current close to a normal state is poured into the normal phase. It is an object to provide a control device and a control method for an electric motor that can perform the above-described operation.
  • the control device for an electric motor according to the present invention is connected in series with a multiphase electric motor in which each phase coil is star-connected, a driving means for driving the multiphase electric motor, and each phase coil.
  • an electric motor control device comprising switching means and a drive circuit connected to a neutral point of the star connection, when a failure occurs in any one of the polyphases of the polyphase electric motor
  • the phase in which the failure has occurred is blocked by the switching means, and the output of the drive circuit is changed in the blocked state.
  • the electric motor control method according to the present invention is a control method of a multi-phase electric motor in which each phase coil is star-connected, and a failure occurs in any one of the multi-phases of the multi-phase electric motor.
  • the current when a failure occurs in any one of the phases of the multiphase electric motor, the current can be flowed into the normal phase by effectively using the power supply voltage, and the failure has occurred.
  • the controllability of the motor can be improved.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an electric power steering apparatus according to an embodiment of the present invention. It is a circuit diagram which shows the drive device of the electric motor in embodiment of this invention. It is a figure for demonstrating the control process in the failure state of the W phase in embodiment of this invention. It is a diagram which shows the magnetic field component parallel to U phase and the magnetic field component orthogonal to U phase according to the electrical angle of a magnetic field vector in embodiment of this invention. It is a diagram which shows a U-phase electric current, a V-phase electric current, and a neutral point current according to the electrical angle of a magnetic field vector in embodiment of this invention.
  • FIG. 1 shows an electric power steering apparatus as an application example of an electric motor control apparatus and control method according to the present invention.
  • An electric power steering apparatus 100 shown in FIG. 1 is an apparatus that is provided in a vehicle 200 and generates a steering assist force by an electric motor 130.
  • the electric power steering device 100 decelerates the rotation of the steering wheel 110, the steering torque sensor 120, the electric motor 130, the driving device 140 of the electric motor 130, the control unit 150 constituting the control device of the electric motor 130, and the electric motor 130.
  • a reduction gear 160 that transmits to the steering shaft 170.
  • the steering torque sensor 120 and the speed reducer 160 are provided in a steering column 180 that includes a steering shaft 170.
  • a pinion gear 171 is provided at the tip of the steering shaft 170.
  • the rack gear 172 moves horizontally in the direction of travel of the vehicle 200.
  • Steering mechanisms 202 for the wheels 201 are provided at both ends of the rack gear 172, and the direction of the wheels 201 is changed by the horizontal movement of the rack gear 172.
  • the steering torque sensor 120 detects the steering torque generated in the steering shaft 170 when the driver of the vehicle performs a steering operation, and outputs the detected steering torque signal ST to the control unit 150.
  • a vehicle speed signal VSP output from the vehicle speed sensor 190 is input to the control unit 150 including an arithmetic processing unit such as a microcomputer.
  • the control unit 150 controls the driving device 140 based on the steering torque signal ST, the vehicle speed signal VSP, and the like, thereby controlling the torque generated by the electric motor 130, that is, the steering assist force.
  • the control unit 150 and the driving device 140 can be provided integrally.
  • the electric motor 130 is a three-phase DC brushless motor having a three-phase coil of a U-phase coil 130U, a V-phase coil 130V, and a W-phase coil 130W, in other words, a three-phase synchronous motor.
  • One end of the U-phase coil 130U, V-phase coil 130V, and W-phase coil 130W of the electric motor 130 is connected to each other to form a star connection, and the U-phase coil 130U, the V-phase coil 130V, and the W-phase coil 130W are connected to each other.
  • the point forms a neutral point NP.
  • the drive device 140 includes an inverter circuit 300, a pre-driver 400, a power relay device 500, and a drive circuit 600.
  • the inverter circuit 300 includes three sets of semiconductor switches 320UH, 320UL, 320VH, and 320VL that respectively drive the U-phase coil 130U, the V-phase coil 130V, and the W-phase coil 130W of the electric motor 130 via the drive lines 310U, 310V, and 310W. , 320WH, 320WL, a driving means comprising a three-phase bridge circuit.
  • N-channel MOSFETs are used as the semiconductor switches 320UH, 320UL, 320VH, 320VL, 320WH, and 320WL.
  • the drain and source are connected in series between the power supply line 510 and the ground point, and one end of the drive line 310U is connected to the connection point between the semiconductor switch 320UH and the semiconductor switch 320UL.
  • a U-phase coil 130U of the electric motor 130 is connected to the other end of the motor.
  • the drain and source are connected in series between the power supply line 510 and the ground point, and one end of the drive line 310V is connected to the connection point between the semiconductor switch 320VH and the semiconductor switch 320VL.
  • a V-phase coil 130V of the electric motor 130 is connected to the other end.
  • the drain and source are connected in series between the power supply line 510 and the ground point, and one end of the drive line 310W is connected to the connection point between the semiconductor switch 320WH and the semiconductor switch 320WL.
  • W-phase coil 130W of electric motor 130 is connected to the other end.
  • a current detector 340 that detects the drive current of the electric motor 130 is connected between the sources of the MOSFETs 320UL, 320VL, and 320WL and the ground point. The current value detected by the current detector 340 is amplified by an amplifier (not shown) or the like and then input to the control unit 150.
  • the drive lines 310U, 310V, 310W between the neutral point NP and the U-phase coil 130U, the V-phase coil 130V, and the W-phase coil 130W are provided with relays 330U, 330V, 330W as switching means.
  • These relays 330U, 330V, and 330W can be configured as either electromagnetic relays or a combination of a semiconductor switch such as a MOSFET and a driver of the semiconductor switch.
  • the control unit 150 individually controls ON / OFF of the relays 330U, 330V, and 330W.
  • the power supply from the inverter circuit 300 to the U-phase coil 130U, the V-phase coil 130V, and the W-phase coil 130W is interrupted by setting the relays 330U, 330V, and 330W to an off state that is an energization cutoff state.
  • the relays 330U, 330V, and 330W to an ON state that is in an energized state, power can be supplied from the inverter circuit 300 to the U-phase coil 130U, the V-phase coil 130V, and the W-phase coil 130W.
  • the drive circuit 600 includes a semiconductor switch 600H that is an upper arm switch and a semiconductor switch 600L that is a lower arm switch.
  • the semiconductor switches 600H and 600L are N-channel MOSFETs, and the drain and source are connected in series between the power supply line 510 and the ground point.
  • the drive line 610 having one end connected to the neutral point NP is connected to a connection point between the semiconductor switch 600H and the semiconductor switch 600L.
  • the drive line 610 is provided with a neutral point relay 620 whose on / off is controlled by the control unit 150.
  • the neutral point relay 620 is configured by an electromagnetic relay or a combination of a semiconductor switch such as a MOSFET and a driver of the semiconductor switch.
  • the pre-driver 400 includes three high-side drivers 410H that respectively drive semiconductor switches 320VH, 320UH, and 320WH that are upper arm switches in the inverter circuit 300, and semiconductor switches 320VL, 320UL, and 320WL that are lower arm switches in the inverter circuit 300. Are provided with three low-side drivers 410L.
  • the pre-driver 400 can be configured by SOI (Silicon on Insulator), whereby stray capacitance is reduced, and the pre-driver 400 can be increased in speed and power consumption.
  • SOI Silicon on Insulator
  • the pre-driver 400 includes three bootstrap circuits 430 for driving the upper arm switches 320UH, 320VH, and 320WH with electric charges charged in the bootstrap capacitor C for each phase of the electric motor 130.
  • the gates of MOSFETs 320UH, 320VH, and 320WH are connected to the output terminal of the high side driver 410H, and the MOSFETs 320UH, 320VH, and 320WH are controlled to be turned on / off according to the output of the high side driver 410H.
  • the pre-driver 400 includes a high-side driver 420H that drives the semiconductor switch 600H of the drive circuit 600 and a low-side driver 420L that drives the semiconductor switch 600L of the drive circuit 600.
  • the gate of the MOSFET 600H is connected to the output terminal of the High side driver 420H
  • the gate of the MOSFET 600L is connected to the output terminal of the Low side driver 420L
  • the MOSFETs 600H and 600L are turned on / off according to the outputs of the drivers 420H and 420L. Be controlled.
  • the pre-driver 400 includes a charge pump 440 that is a booster circuit that boosts the voltage of the battery 700 that is a power source of the pre-driver 400.
  • the microcomputer 151 included in the control unit 150 includes output ports 152A and 152B that output PWM operation signals for PWM control of the drivers 410H and 410L and the drivers 420H and 420L.
  • the power relay device 500 includes a first circuit breaker 501A and a second circuit breaker 501B that are interposed in a power line 510 that supplies power from the battery 700 toward the inverter circuit 300 and the drive circuit 600, and are connected in parallel to each other. .
  • the circuit breakers 501A and 501B constituting the power relay device 500 are configured by a combination of an electromagnetic relay or a semiconductor switch such as a MOSFET and a driver of the semiconductor switch.
  • a semiconductor switch such as a MOSFET
  • the diode between the drain and the source is a parasitic diode.
  • the control unit 150 controls the relays 330U, 330V, and 330W to be in an on state, while controlling the neutral point relay 620 to be in an off state that is a power-off state.
  • the electric motor 130 is driven by PWM control of on / off of the semiconductor switches 320UH, 320UL, 320VH, 320VL, 320WH, and 320WL of the inverter circuit 300 via the driver 400.
  • the control unit 150 controls the rotational speed of the electric motor 130 by changing the duty ratio of the PWM signal based on the steering torque signal ST, the vehicle speed signal VSP, and the like.
  • control unit 150 has a diagnostic function for detecting the presence / absence of a failure in the U phase, V phase, and W phase of the electric motor 130. For example, the control unit 150 compares the PWM signal output to the pre-driver 400 and the motor voltage of each phase to diagnose the presence / absence of a failure in the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the failure of each phase includes an inverter failure for each phase, a phase coil disconnection or ground fault, and a relay open failure.
  • the control unit 150 when the control unit 150 detects a failure in any one of the U phase, the V phase, and the W phase, the control unit 150 controls the relay 330 provided in the drive line of the phase in which the failure is detected to be in an OFF state. Thus, the power supply to the phase in which the failure has occurred is cut off, and the neutral point relay 620 is controlled to be in the ON state, so that the potential of the neutral point NP can be controlled by the drive circuit 600. . Then, the control unit 150 determines the target of the current flowing in the normal two phases according to the magnetic field vector to be generated, and controls the inverter circuit 300 and the drive circuit 600 in accordance with this, thereby controlling the current to one phase. The drive of the electric motor 130 is continued in a state where a failure has occurred.
  • a process of controlling the phase current by the control unit 150 when a failure occurs in one of the three phases will be described with reference to FIG. Taking a case where a failure occurs in the W phase as an example, the control unit 150 maintains the relays 330U and 330V in the on state, while switching the relay 330W to the off state to shut off the W phase, and the neutral point relay 620. Are controlled to be in the ON state, and the relay control state shown in FIG.
  • control unit 150 decomposes the magnetic field vector to be generated determined according to the magnetic pole position into, for example, a component parallel to the normal U phase and a component orthogonal to the normal U phase.
  • the component parallel to the U phase can be generated in the U phase and the V phase, but the component orthogonal to the U phase can be generated only in the V phase which is the other of the normal two phases. Therefore, the control unit 150 obtains a V-phase generated magnetic field vector that generates a component orthogonal to the U-phase in the V-phase, in other words, a V-phase target current.
  • control unit 150 obtains a component parallel to the U phase of the generated magnetic field vector of the V phase, and a component parallel to the U phase of the magnetic field vector desired to be generated and a component parallel to the U phase of the generated magnetic field vector of the V phase. From the components, the U-phase generated magnetic field vector, in other words, the U-phase target current is finally obtained.
  • FIG. 4 shows a state in which a magnetic field vector to be generated is decomposed into a component parallel to the U phase and a component orthogonal to the U phase for each electrical angle.
  • FIG. 5 exemplifies the U-phase and V-phase target currents determined based on the component parallel to the U-phase and the component orthogonal to the U-phase in FIG. The sum of the current and the target current is an inflow / outflow current to the drive circuit 600, that is, a neutral point current.
  • the magnetic field vector to be generated is decomposed into a component parallel to the U phase and a component orthogonal to the U phase.
  • the magnetic field vector to be generated is converted to a component parallel to the V phase.
  • the control unit 150 determines the normal two-phase target current, the control unit 150 then sets the normal two-phase drive duty ratio (%) and the drive duty ratio (%) in the PWM control of the drive circuit 600. decide.
  • the duty ratio (%) in the present application is a ratio of on-time in a predetermined cycle. For example, when the drive duty ratio of the drive circuit 600 is fixed to 50%, the voltage that can be applied to the normal phase of the electric motor 130 is 1 ⁇ 2 of the power supply voltage, and the power supply voltage is effectively used in a one-phase failure state. I can't.
  • the control unit 150 increases the output voltage and duty ratio of the drive circuit 600 when current is supplied from the drive circuit 600 to the normal phase of the electric motor 130, and conversely, the control unit 150 is driven from the normal phase of the electric motor 130.
  • the output voltage and the duty ratio of the drive circuit 600 are reduced, so that the power supply voltage is effectively used. For example, when a failure occurs in the W phase and the electric motor 130 is driven by driving the U phase and the V phase, as shown in FIG.
  • the drive circuit 600 determines whether the electric angle of the magnetic field vector to be generated is 240 degrees.
  • the drive duty ratio of the drive circuit 600 is determined so that the flow current from 600 is maximized and the current drawn into the drive circuit 600 is maximized when the electrical angle of the magnetic field vector to be generated is 60 degrees.
  • the angular position of the U-phase coil is expressed as a position where the electrical angle of the magnetic field vector is 0 deg.
  • the control unit 150 calculates the drive duty ratio of the drive circuit 600 in the W-phase fault state as 50% + 50% ⁇ sin ( ⁇ 150 deg), where ⁇ is the electrical angle of the magnetic field vector to be generated.
  • ⁇ is the electrical angle of the magnetic field vector to be generated.
  • the drive duty ratio of the drive circuit 600 is set to 100%, and the inflow current from the drive circuit 600 is Maximum.
  • the electrical angle of the magnetic field vector to be generated is 60 deg
  • sin ( ⁇ 150 deg) ⁇ 1
  • the drive duty ratio of the drive circuit 600 is set to 0%, and the current drawn into the drive circuit 600 is maximum. Become.
  • the drive duty ratio of the drive circuit 600 is set to 50%, and the drive duty ratio of the drive circuit 600 is set to the electrical angle as shown in FIG. It changes so as to show a sine wave between 0% and 100% with 360 deg as one period.
  • the semiconductor switch 600H and the semiconductor switch 600L of the drive circuit 600 are driven by PWM waves having opposite phases by the complementary control method, and the drive duty ratio of the drive circuit 600 is the drive duty ratio of the upper arm switch. It shall be shown.
  • the state where the drive duty ratio of the drive circuit 600 is 100% is a state in which the semiconductor switch 600H is fixed on, the semiconductor switch 600L is fixed off, and the output of the drive circuit 600 is fixed high.
  • the state in which the drive duty ratio of the drive circuit 600 is 0% is a state in which the semiconductor switch 600H is fixed off, the semiconductor switch 600L is fixed on, and the output of the drive circuit 600 is fixed low. .
  • the method for determining the drive duty ratio of the drive circuit 600 is limited to the method of continuously changing the duty ratio between 0% and 100% according to the electrical angle of the magnetic field vector to be generated.
  • the control unit 150 fixes the drive duty of the drive circuit 600 to 50% and applies it to the normal phase when the voltage to be applied to the normal phase of the electric motor 130 is sufficient as 1/2 of the power supply voltage. If the desired voltage is insufficient at half of the power supply voltage, the fluctuation range of the duty ratio centering on 50% can be expanded.
  • the function for obtaining the duty ratio is f (Vtg) with the voltage Vtg to be applied as a variable, and taking the W phase failure state as an example, 50% + f (Vtg) ⁇ sin ( ⁇ 150 deg) is driven.
  • the driving duty of the circuit 600 can be set. For example, if the duty ratio obtained by the function f is 30%, the drive duty ratio of the drive circuit 600 continuously changes in the range of 20% -80%, and the electrical angle of the magnetic field vector to be generated is When 240 deg, the drive duty ratio of the drive circuit 600 is set to 80%, and when the electrical angle of the magnetic field vector to be generated is 60 deg, the duty ratio of the drive circuit 600 is set to 20%.
  • the control unit 150 After determining the drive duty ratio of the drive circuit 600 as described above, the control unit 150 then calculates the normal applied voltage of each phase coil, and determines the normal drive duty of each phase based on the applied voltage. .
  • the control unit 150 calculates the applied voltage of each phase coil required to energize the target current of each phase set based on the magnetic field vector to be generated, and adds the output voltage of the drive circuit 600 to the applied output pressure. Thus, the final voltage and driving duty ratio of each phase are determined.
  • FIG. 6 illustrates a case where the W phase is in a failure state and a target magnetic field vector can be generated by flowing a current twice as large as the current flowing in the V phase to the U phase.
  • the V-phase drive duty ratio is set to 10% in order to flow a current twice as large as the current flowing in the V-phase to the U-phase. If it is required to be 20%, the drive duty ratio of the V phase and the U phase is corrected by the amount by which the potential of the neutral point NP changes from the ground point potential by the control of the drive circuit 600.
  • relays 330U, 330V, and 330W are provided on drive lines 310U, 310V, and 310W between neutral point NP and U-phase coil 130U, V-phase coil 130V, and W-phase coil 130W.
  • the arrangement of the relays 330U, 330V, and 330W is not limited to that shown in FIG.
  • relays 330U, 330V, and 330W are provided on drive lines 310U, 310V, and 310W between the U-phase coil 130U, the V-phase coil 130V, the W-phase coil 130W, and the inverter circuit 300, and the control unit 150 can turn off the relay 330 of the phase in which the failure has occurred.
  • the phase difference between the currents flowing in two normal phases to generate a target magnetic field vector is 60 deg.
  • the current is the sum of the normal phase currents.
  • the peak of the current flowing into and out of the drive circuit 600 is larger than the peak of the current of each normal phase (current amplitude).
  • the amplitude of the current flowing into and out of the drive circuit 600 is larger than the amplitude of the current of each normal phase. Therefore, when the same element as the semiconductor switch constituting the inverter circuit 300 is used for the drive circuit 600, it is normal that the peak of the inflow / outflow current of the drive circuit 600 is within the current withstand capability of the elements constituting the drive circuit 600.
  • the magnitude of the magnetic field vector that can be generated in the phase is limited, and the magnitude of the magnetic field vector that can be generated in a state where one phase is broken is about 1 / compared to the case where all the phases are normal.
  • the switching loss in the drive circuit 600 becomes larger than the switching loss in the normal PWM driving of each phase by the amount of the current peak value, and the torque generated by the electric motor 130 is weakened. Therefore, in order to reduce the switching loss in the drive circuit 600, the control unit 150 makes the frequency in the PWM control of the drive circuit 600 lower than the frequency in the PWM control of the inverter circuit 300.
  • control unit 150 sets the frequency in the PWM control of the drive circuit 600 to about 1 ⁇ 4 of the frequency in the PWM control of the inverter circuit 300. Thereby, the switching loss in the drive circuit 600 is reduced, and the generated torque of the electric motor 130 can be increased.
  • the output of the drive circuit 600 is set according to the electrical angle of the target magnetic field vector.
  • a control process that changes in stages can be employed.
  • FIG. 8 shows a correlation between the U-phase current, the V-phase current, the neutral point current, and the output of the drive circuit 600 when a failure occurs in the W-phase and the U-phase and the V-phase are driven.
  • the output of the drive circuit 600 is switched to one of a state fixed to High, a state fixed to Low, and a state fixed to high impedance.
  • the state in which the output of the drive circuit 600 is fixed to High is a mode in which the drive duty ratio of the semiconductor switch 600H is fixed to 100% and the drive duty ratio of the semiconductor switch 600L is fixed to 0%.
  • the state in which the output of the drive circuit 600 is fixed to Low is a mode in which the drive duty ratio of the semiconductor switch 600H is fixed to 0% and the drive duty ratio of the semiconductor switch 600L is fixed to 100%. Furthermore, the state in which the output of the drive circuit 600 is fixed to high impedance is a mode in which the drive duty ratios of the semiconductor switch 600H and the semiconductor switch 600L are both fixed to 0%. That is, the semiconductor switches 600H and 600L are fixed to the on state or the off state in any of the high fixed state, the low fixed state, and the high impedance fixed state.
  • the control unit 150 drives the drive circuit 600 when the current directions in the U-phase and the V-phase are both positive, that is, when the current directions in the U-phase and the V-phase are both flowing out from the inverter circuit 300.
  • the duty ratio is set so that the output of the drive circuit 600 is fixed to the low level.
  • the control unit 150 also drives the drive circuit 600 when the current directions in the U phase and the V phase are both negative, that is, when the current directions in the U phase and the V phase are both flowing into the inverter circuit 300.
  • the ratio is set so that the output of the drive circuit 600 is in a high fixed state.
  • control unit 150 is configured so that the current direction in the U phase and the current direction in the V phase are different, that is, the current direction in the U phase is positive and the current direction in the V phase is negative, or
  • the drive duty ratio of the drive circuit 600 is set so that the output of the drive circuit 600 is in a high impedance fixed state.
  • the output of the drive circuit 600 is fixed to the low state in the region where the electrical angle of the target magnetic field vector is 0 deg-120 deg, and the drive is performed in the region where the electrical angle of the target magnetic field vector is 180 deg-300 deg.
  • the output of the circuit 600 is set to the high fixed state, and the output of the drive circuit 600 is set to the high impedance fixed state in the region where the electrical angle of the target magnetic field vector is 120 deg-180 deg and in the region of 300 deg-360 deg.
  • the output of the drive circuit 600 is switched between the high fixed state, the low fixed state, and the high impedance fixed state according to the electrical angle of the target magnetic field vector, as shown in FIG.
  • the sum of the U-phase current and the V-phase current becomes the inflow / outflow current to the drive circuit 600, so that the target magnetic field vector can be generated.
  • the currents flowing in the U phase and the V phase have the same magnitude, and the directions of the magnetic field vectors that can be generated are the VE1 direction and VE2 direction shown in the figure. It will be fixed.
  • the electric motor 130 can be rotated by generating a magnetic field vector at least every 30 degrees of electric angle in the region where the high impedance is fixed. .
  • the semiconductor switch 600H has a duty ratio of 50.
  • the semiconductor switch 600L can be controlled to be driven at a duty ratio of 50% in reverse phase.
  • a state in which the semiconductor switch 600H is driven at a duty ratio of 50% and the semiconductor switch 600L is driven at a duty ratio of 50% in reverse phase is referred to as a 50% fixed state.
  • the control state of the drive circuit 600 is switched to the three states of the high fixed state, the low fixed state, and the high impedance fixed state, or the three states of the high fixed state, the low fixed state, and the 50% fixed state.
  • the semiconductor switches 600H and 600L of the drive circuit 600 are not switched in the high fixed region, the low fixed region, and the high impedance fixed region, switching loss can be reduced. Therefore, the absolute value of the amount of current that can be passed through the neutral point NP can be increased as compared with the case where the semiconductor switches 600H and 600L of the drive circuit 600 are PWM driven, and thus the magnitude of the generated magnetic field vector. In addition, the motor output torque can be increased.
  • the switching loss can be made substantially zero. There is almost no need to consider the switching speed in the selection, and the semiconductor switch can be selected giving priority to a small resistance in the ON state. If a semiconductor switch having a small resistance in the ON state is used, the loss in the drive circuit 600 can be further reduced, the absolute value of the amount of current that can be passed through the neutral point NP is further increased, and the magnitude of the generated magnetic field vector and The motor output torque can be further increased.
  • the drive circuit 600 since the drive circuit 600 is not PWM driven, the driver and the control terminal of the microcomputer 151 are also PWM driven. There is no need to deal with. Therefore, a gate resistor having a large resistance value can be adopted as the gate resistance connected to the gate of the semiconductor switch constituting the drive circuit 600. Therefore, the semiconductor switch 600L of the lower arm switch is directly driven by the control terminal of the microcomputer 151. However, it is possible to suppress the surge applied to the semiconductor switch side from propagating to the microcomputer 151 and causing the microcomputer 151 to fail.
  • FIG. 10 shows an example of a simplified driving device 140 to which control for switching the driving state of the driving circuit 600 to three states of a high fixed state, a low fixed state, and a high impedance fixed state can be applied.
  • the circuit in FIG. 10 is different from the circuit shown in FIG. 2 in that the upper arm switch side semiconductor switch constituting the drive circuit 600 is changed, the high side driver 420H and the low side driver 420L of the pre-driver 400 are omitted, Another difference is that the semiconductor switch constituting the drive circuit 600 is directly driven by the control terminal of the microcomputer 151.
  • the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • a P-channel MOSFET is used as the semiconductor switch 600H constituting the upper arm switch of the driving circuit 600
  • an N-channel MOSFET is used as the semiconductor switch 600L constituting the lower arm switch of the driving circuit 600.
  • the source and drain of the P-channel MOSFET 600H are connected in series between the power supply line 510 and the ground point
  • the drain of the N-channel MOSFET 600L is connected to the drain of the P-channel MOSFET 600H
  • the drain of the P-channel MOSFET 600H Between the ground point, the drain-source of the N-channel MOSFET 600L is connected in series.
  • the source and gate of the P-channel MOSFET 600H are connected via a resistor R1, and the collector and emitter of the NPN transistor TR are connected in series between the gate of the P-channel MOSFET 600H and the ground point.
  • the base of the NPN transistor TR and the general-purpose port 152C of the microcomputer 151 are connected.
  • the gate of the N-channel MOSFET 600L and the general-purpose port 152C of the microcomputer 151 are connected via a resistor R2.
  • the NPN transistor TR when a high signal is output from the general-purpose port 152C of the microcomputer 151 to the base of the NPN transistor TR, the NPN transistor TR in which current flows between the collector and emitter of the NPN transistor TR is turned on.
  • the gate voltage In the ON state of the NPN transistor TR, the gate voltage is lower than the source of the P-channel MOSFET 600H, and the P-channel MOSFET 600H in which current flows between the source and drain of the P-channel MOSFET 600H is turned on.
  • the output of the drive circuit 600 is output. Is fixed high. Further, if a low signal is output from the general-purpose port 152C of the microcomputer 151 to the base of the NPN transistor TR and a low signal is output from the general-purpose port 152C of the microcomputer 151 to the gate of the N-channel MOSFET 600L, the output of the drive circuit 600 is output. Becomes a high impedance fixed state.
  • the output of the drive circuit 600 is set to the Low fixed state.
  • the microcomputer 151 In the region where the electrical angle of the target magnetic field vector is 180 ° -300 °, the microcomputer 151 outputs a high signal from the general-purpose port 152C to the base of the NPN transistor TR, and outputs a low signal to the gate of the N-channel MOSFET 600L. As a result, the output of the drive circuit 600 is set to the High fixed state. Further, in the region where the electrical angle of the target magnetic field vector is 120 deg-180 deg and 300 deg-360 deg, the microcomputer 151 outputs a low signal from the general-purpose port 152C to the base of the NPN transistor TR, and the gate of the N-channel MOSFET 600L. The low signal is output to the output of the driving circuit 600 to a high impedance fixed state.
  • the circuit for driving the drive circuit 600 can be simplified by applying the circuit of FIG.
  • the failure of the microcomputer 151 due to the propagation of surge can be suppressed by increasing the resistance value of the resistor R2.
  • relays 330U, 330V, and 330W are provided on drive lines 310U, 310V, and 310W between the neutral point NP and the U-phase coil 130U, the V-phase coil 130V, and the W-phase coil 130W.
  • relays 330U, 330V, and 330W can be provided on drive lines 310U, 310V, and 310W between the U-phase coil 130U, the V-phase coil 130V, and the W-phase coil 130W and the inverter circuit 300. .
  • the control unit 150 implements the control described later when a ground fault occurs at the neutral point NP, thereby realizing continuous operation of the electric motor 130 while suppressing an excessive current from flowing through the phase coil. Note that the control of the control unit 150 when the neutral point NP described below is grounded is applicable to any of the circuits shown in FIGS. 2, 7, 10, and 11.
  • the control unit 150 detects the current flowing into the semiconductor switches 320UH, 320VH, and 320WH when the neutral point relay 620 is in the off state by the current detector 341 illustrated in FIG. Detects the occurrence of overcurrent due to.
  • the ground fault at the neutral point NP is a ground fault between the neutral point NP and the neutral point relay 620.
  • the control unit 150 switches the neutral point relay 620 from the off state to the on state, and further controls the output of the drive circuit 600 to the low fixed state, that is, the semiconductor switch.
  • the drive duty ratio of 600H is fixed to 0%
  • the drive duty ratio of the semiconductor switch 600L is fixed to 100%.
  • the neutral point relay 620 can be controlled to be in the ON state, if the output of the drive circuit 600 is fixed to the low state, an excessive current will not flow between the drive circuit 600 and the ground fault point.
  • the neutral point NP can be connected to the ground GND potential with low impedance by setting the output of the drive circuit 600 to the low fixed state.
  • the inverter circuit 300 can only flow out the current.
  • the electric motor 130 can be driven by generating an arbitrary magnetic field vector by changing the duty ratio of each phase and controlling the energization current to each phase coil.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the control operation of the control unit 150 when the neutral point NP has a ground fault.
  • the neutral point relay 620 is in the on state and the output of the drive circuit 600 is fixed to the low state, as described above, the inflow / outflow current in the inverter circuit 300 only flows out to each phase.
  • the direction of the magnetic field vector when a current is supplied only to the U-phase coil 130U is 180 degrees
  • the direction of the magnetic field vector when a current is supplied only to the V-phase coil 130V is The direction of the magnetic field vector is 300 deg.
  • the direction of the magnetic field vector is 60 deg.
  • the control unit 150 sets the output of the phase to Low. Either fixed state or high impedance fixed state. For example, as shown in FIG. 12, when the electrical angle of the magnetic field vector to be generated is in the range of 300 deg-60 deg, the electric angle region 300 deg-60 deg of the magnetic field vector and the current flow to the U phase are generated. 120 deg or more differs from 180 deg which is the electrical angle of the magnetic field vector. Therefore, when the electrical angle of the magnetic field vector to be generated is within the range of 300 deg to 60 deg, control unit 150 sets the U-phase output in inverter circuit 300 to the low fixed state or the high impedance fixed state.
  • the low-fixed state of the U-phase output is a state in which the drive duty ratio of the semiconductor switch 320UH is fixed to 0% and the drive duty ratio of the semiconductor switch 320UL is fixed to 100%.
  • the high impedance fixed state of the U-phase output is a state in which the drive duty ratios of the semiconductor switch 320UH and the semiconductor switch 320UL are both fixed to 0%.
  • the electrical angle of the magnetic field vector generated by the current flow to the V phase is 300 deg, and the electrical angle of the magnetic field vector generated by the current flow to the W phase is 60 deg. Therefore, when the electrical angle of the magnetic field vector to be generated is within the range of 60 ° -180 °, the control unit 150 sets the V-phase output in the inverter circuit 300 to the low fixed state or the high impedance fixed state, When the electrical angle of the magnetic field vector to be set is within the range of 180 deg to 300 deg, the W phase output in the inverter circuit 300 is set to the low fixed state or the high impedance fixed state.
  • the control unit 150 adjusts the current flowing in the V phase and the current flowing in the W phase by duty control to 300 deg.
  • the electric angle of the magnetic field vector is changed within a range of ⁇ 60 deg.
  • a magnetic field vector having an electrical angle of 300 deg is generated by flowing current to the V phase, and a magnetic field vector having an electrical angle of 60 deg is generated by flowing current to the W phase.
  • the direction of the magnetic field vector to be generated is 300 deg
  • the current flow to the W phase is interrupted and the current is supplied to the V phase
  • the inverter changes in response to the change in the electrical angle of the magnetic field vector to be generated
  • the electric angle of the magnetic field vector is increased from the electric angle of 300 deg.
  • the electric angle of the magnetic field vector is set to 60 degrees by cutting off the current flow to the phase and flowing the current to the W phase.
  • the control unit 150 adjusts the current flowing in the U phase and the current flowing in the W phase by duty control, respectively, so that 60 deg- The electric angle of the magnetic field vector is changed within a range of 180 deg.
  • the control unit 150 adjusts the current flowing in the U phase and the current flowing in the V phase by duty control, respectively, so that 180 deg-300 deg.
  • the electrical angle of the magnetic field vector is changed within the range of.
  • the control unit 150 can drive the electric motor 130 to rotate even in the event of a failure in which the neutral point NP is grounded.
  • the output of the drive circuit 600 is fixed to the low state. Therefore, instead of configuring the drive circuit 600 with the semiconductor switch 600H and the semiconductor switch 600L, the intermediate circuit NP A semiconductor switch such as a transistor provided in a line connecting the neutral point NP and the ground point may be configured, and the semiconductor switch may be turned on when the neutral point NP is grounded.
  • the above-mentioned ground fault is a ground fault at the neutral point NP, but the control unit 150 detects the presence or absence of the ground fault between the neutral point relay 620 and the drive circuit 600.
  • the neutral point relay 620 is held in the off state and the output of the drive circuit 600 is set to the low fixed state.
  • the presence or absence of a ground fault between the neutral point relay 620 and the drive circuit 600 can be detected by a current detector 342 provided between the neutral point relay 620 and the drive circuit 600.
  • control unit 150 determines whether the current detector 342 detects a current when the neutral switch 620 is turned off and the semiconductor switch 600H is turned on and the semiconductor switch 600L is turned off. The presence or absence of a ground fault between the sex point relay 620 and the drive circuit 600 can be diagnosed.
  • the neutral point relay 620 When a ground fault occurs between the neutral point relay 620 and the drive circuit 600, the neutral point relay 620 is held in the OFF state and the output of the drive circuit 600 is set to the low fixed state. If each phase of the electric motor 130 is normal, the driving of the electric motor 130 can be continued, and an overcurrent can be suppressed from flowing through the drive circuit 600.
  • the electric motor 130 is not limited to a three-phase DC brushless motor, and can be a synchronous motor having four or more phase coils.
  • the relays 330U, 330V, and 330W are constituted by semiconductor switches, they can be N-channel MOSFETs or P-channel MOSFETs.
  • the electric motor 130 is not limited to the electric motor that generates the steering assist force in the electric power steering apparatus 100.
  • the electric motor 130 may be an electric motor that drives a fluid pump that circulates oil or cooling water in the vehicle. Can do.
  • SYMBOLS 100 Electric power steering apparatus, 130 ... Electric motor, 130U, 130V, 130W ... Phase coil, 140 ... Drive apparatus, 150 ... Control unit, 151 ... Microcomputer, 300 ... Inverter circuit (drive means), 330U, 330V, 330W ... Relay (switching means), 400 ... Pre-driver (drive means), 500 ... Power relay device, 600 ... Drive circuit, 600H, 600L ... Semiconductor switch, 620 ... Neutral point relay, 700 ... Battery (power supply)

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Power Steering Mechanism (AREA)

Abstract

　本願発明は、各相コイルがスター結線された多相電動モータの制御装置及び制御方法に関する。本願発明に係る制御装置は、インバータ回路と、各相コイルそれぞれと直列に接続されるリレーと、スター結線の中性点に接続される駆動回路と、を備え、多相電動モータの多相のうちのいずれかの相で故障が生じたときに、故障が生じた相に接続されるリレーをオフすると共に、駆動回路の出力を、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて変化させる。これにより、正常状態に近い電流を正常な相に流し込むことができる。

Description

電動モータの制御装置及び制御方法
　本発明は、各相コイルがスター結線された多相電動モータの制御装置及び制御方法に関する。
　特許文献１には、３相ブラシレスモータのスター結線されたコイルの中性点を所定の電源又は駆動回路に接続し、３相ブラシレスモータの１相に異常が発生した場合、中性点を異常となった相の代わりに使用してモータ内部で発生する磁界ベクトルを回転させて、３相ブラシレスモータの駆動を継続させる、電動モータの制御装置が開示されている。
特許第４７１０５２８号公報
　しかし、従来の制御装置では、３相ブラシレスモータの１相に異常が発生した場合に、中性点に接続される駆動回路を固定のデューティ比でＰＷＭ駆動するため、モータコイルに印加できる電圧範囲が小さく、モータの回転速度が高くなると誘起電圧に対抗して正常な２相に必要な電流を流し込むことができなくなる。
　本発明は上記実情に鑑みなされたものであり、各相コイルがスター結線された多相電動モータのいずれかの相に異常が発生した場合でも、正常状態に近い電流を正常な相に流し込むことができる、電動モータの制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。
　そのため、本願発明に係る電動モータの制御装置は、各相コイルがスター結線された多相電動モータと、前記多相電動モータを駆動する駆動手段と、前記各相コイルそれぞれと直列に接続されるスイッチング手段と、前記スター結線の中性点に接続される駆動回路と、を備えた電動モータの制御装置において、前記多相電動モータの多相のうちのいずれかの相で故障が生じたときに、故障が生じた相を前記スイッチング手段によって遮断し、前記遮断状態で前記駆動回路の出力を変更するようにした。
　また、本願発明に係る電動モータの制御方法は、各相コイルがスター結線された多相電動モータの制御方法であって、前記多相電動モータの多相のうちのいずれかの相で故障が生じたときに、故障が生じた相を遮断し、前記遮断状態でスター結線の中性点の電位を、前記中性点に接続される駆動回路によって制御するようにした。
　上記発明によると、多相電動モータの多相のうちのいずれかの相で故障が生じたときに、電源電圧を有効利用して正常な相に電流を流し込むことができ、故障が生じた状態でのモータの制御性を向上させることができる。
本発明の実施形態における電動パワーステアリング装置の概略構成図である。 本発明の実施形態における電動モータの駆動装置を示す回路図である。 本発明の実施形態におけるＷ相の故障状態における制御プロセスを説明するための図である。 本発明の実施形態においてＵ相に平行な磁界成分とＵ相に直交する磁界成分とを磁界ベクトルの電気角に応じて示す線図である。 本発明の実施形態においてＵ相電流、Ｖ相電流、中性点電流を磁界ベクトルの電気角に応じて示す線図である。 本発明の実施形態においてＷ相故障状態におけるＶ相、Ｕ相、中性点のデューティ比の特性を説明するための図である。 本発明の実施形態におけるリレーの配置例を示す回路図である。 本発明の実施形態におけるHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の領域を磁界ベクトルの電気角に応じて示す線図である。 本発明の実施形態におけるHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の各領域及びハイインピーダンス固定状態での磁界ベクトルの電気角を示す図である。 本発明の実施形態においてHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態のいずれかに制御する場合に適用する回路図である。 本発明の実施形態においてHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態のいずれかに制御する場合に適用する回路図である。 本発明の実施形態における中性点が地絡したときの制御プロセスを説明するための回路図である。
　以下に本発明の実施の形態を説明する。
　図１は、本発明に係る電動モータの制御装置及び制御方法の適用例としての電動パワーステアリング装置を示す。
　図１に示す電動パワーステアリング装置１００は、車両２００に備えられ、操舵補助力を電動モータ１３０によって発生させる装置である。この電動パワーステアリング装置１００は、ステアリングホイール１１０、操舵トルクセンサ１２０、電動モータ１３０、電動モータ１３０の駆動装置１４０、電動モータ１３０の制御装置を構成するコントロールユニット１５０、電動モータ１３０の回転を減速してステアリングシャフト１７０に伝達する減速機１６０などを含んで構成される。
　操舵トルクセンサ１２０及び減速機１６０は、ステアリングシャフト１７０を内包するステアリングコラム１８０内に設けられる。
　ステアリングシャフト１７０の先端にはピニオンギア１７１が設けられていて、このピニオンギア１７１が回転すると、ラックギア１７２が車両２００の進行方向左右に水平移動する。ラックギア１７２の両端にはそれぞれ車輪２０１の操舵機構２０２が設けられており、ラックギア１７２が水平移動することで車輪２０１の向きが変えられる。
　操舵トルクセンサ１２０は、車両の運転者がステアリング操作を行うことでステアリングシャフト１７０に発生する操舵トルクを検出し、検出した操舵トルクの信号ＳＴをコントロールユニット１５０に出力する。
　マイクロコンピュータなどの演算処理装置を含むコントロールユニット１５０には、操舵トルク信号ＳＴの他、車速センサ１９０が出力する車速の信号ＶＳＰなどが入力される。
　そして、コントロールユニット１５０は、操舵トルク信号ＳＴ、車速信号ＶＳＰなどに基づいて駆動装置１４０を制御することで、電動モータ１３０の発生トルク、つまり、操舵補助力を制御する。
　なお、コントロールユニット１５０と駆動装置１４０とを一体化して設けることができる。
　次に、駆動装置１４０の回路の一例を、図２を参照しつつ説明する。
　電動モータ１３０は、Ｕ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗの３相コイルを有する３相ＤＣブラシレスモータ、換言すれば、３相同期電動機である。電動モータ１３０のＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗは、一端が互いに接続されてスター結線とされ、Ｕ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗが互いに接続された点は中性点ＮＰをなす。
　そして、駆動装置１４０は、インバータ回路３００、プリドライバ４００、電源リレー装置５００及び駆動回路６００を備える。
　インバータ回路３００は、駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗを介して電動モータ１３０のＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗをそれぞれに駆動する３組の半導体スイッチ３２０ＵＨ，３２０ＵＬ，３２０ＶＨ，３２０ＶＬ，３２０ＷＨ，３２０ＷＬを備えた３相ブリッジ回路からなる駆動手段である。
　本実施形態では、半導体スイッチ３２０ＵＨ，３２０ＵＬ，３２０ＶＨ，３２０ＶＬ，３２０ＷＨ，３２０ＷＬとして、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを用いる。
　半導体スイッチ３２０ＵＨ，３２０ＵＬは、電源ライン５１０と接地点との間にドレイン－ソース間が直列接続され、半導体スイッチ３２０ＵＨと半導体スイッチ３２０ＵＬとの接続点に駆動ライン３１０Ｕの一端が接続され、駆動ライン３１０Ｕの他端には電動モータ１３０のＵ相コイル１３０Ｕが接続される。
　半導体スイッチ３２０ＶＨ，３２０ＶＬは、電源ライン５１０と接地点との間にドレイン－ソース間が直列接続され、半導体スイッチ３２０ＶＨと半導体スイッチ３２０ＶＬとの接続点に駆動ライン３１０Ｖの一端が接続され、駆動ライン３１０Ｖの他端には電動モータ１３０のＶ相コイル１３０Ｖが接続される。
　半導体スイッチ３２０ＷＨ，３２０ＷＬは、電源ライン５１０と接地点との間にドレイン－ソース間が直列接続され、半導体スイッチ３２０ＷＨと半導体スイッチ３２０ＷＬとの接続点に駆動ライン３１０Ｗの一端が接続され、駆動ライン３１０Ｗの他端には電動モータ１３０のＷ相コイル１３０Ｗが接続される。
　各ＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＬ，３２０ＶＬ，３２０ＷＬのソースと接地点との間には、電動モータ１３０の駆動電流を検出する電流検出器３４０が接続される。電流検出器３４０で検出した電流値は、図示しない増幅器などで増幅された後、コントロールユニット１５０に入力される。
　また、中性点ＮＰとＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗとの間の駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗには、スイッチング手段としてリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを備えている。これらのリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗは、電磁リレー、或いは、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチと当該半導体スイッチのドライバとの組み合わせのいずれでも構成することができる。
　コントロールユニット１５０は、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗのオン／オフを個別に制御する。
　ここで、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを、通電遮断状態となるオフ状態にすることで、インバータ回路３００からＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗへの電力供給が遮断される。また、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを通電状態となるオン状態にすることで、インバータ回路３００からＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗへの電力供給が行える状態になる。
　また、駆動回路６００は、上アームスイッチである半導体スイッチ６００Ｈと下アームスイッチである半導体スイッチ６００Ｌとからなる。半導体スイッチ６００Ｈ，６００Ｌは、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴからなり、電源ライン５１０と接地点との間にドレイン－ソース間が直列接続される。
　そして、半導体スイッチ６００Ｈと半導体スイッチ６００Ｌとの接続点に、中性点ＮＰに一端が接続される駆動ライン６１０の他端が接続される。
　駆動ライン６１０には、コントロールユニット１５０によってオン／オフが制御される中性点リレー６２０を設けてある。中性点リレー６２０は、電磁リレー、或いは、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチと当該半導体スイッチのドライバとの組み合わせで構成される。
　プリドライバ４００は、インバータ回路３００における上アームスイッチである半導体スイッチ３２０ＶＨ，３２０ＵＨ，３２０ＷＨをそれぞれに駆動する３つのHigh側ドライバ４１０Ｈと、インバータ回路３００における下アームスイッチである半導体スイッチ３２０ＶＬ，３２０ＵＬ，３２０ＷＬをそれぞれに駆動する３つのLow側ドライバ４１０Ｌとを備えている。
　なお、プリドライバ４００をＳＯＩ（Silicon on Insulator）で構成することができ、これによって、浮遊容量が低減され、プリドライバ４００の高速度化及び低消費電力化を図ることができる。また、特定の部位が故障した際、他の部位に波及して別の故障が起きる可能性を低減することができる。
　また、プリドライバ４００は、電動モータ１３０の相毎に、ブートストラップコンデンサＣに充電した電荷で上アームスイッチ３２０ＵＨ，３２０ＶＨ，３２０ＷＨをそれぞれ駆動するための３つのブートストラップ回路４３０を備えている。
　High側ドライバ４１０Ｈの出力端にはそれぞれＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＨ，３２０ＶＨ，３２０ＷＨのゲートが接続され、ＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＨ，３２０ＶＨ，３２０ＷＨはHigh側ドライバ４１０Ｈの出力に応じてオン／オフが制御される。
　同様に、Low側ドライバ４１０Ｌの出力端にはそれぞれＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＬ，３２０ＶＬ，３２０ＷＬのゲートが接続され、ＭＯＳＦＥＴ３２０ＵＬ，３２０ＶＬ，３２０ＷＬはLow側ドライバ４１０Ｌの出力に応じてオン／オフが制御される。
　また、プリドライバ４００は、駆動回路６００の半導体スイッチ６００Ｈを駆動するHigh側ドライバ４２０Ｈ、駆動回路６００の半導体スイッチ６００Ｌを駆動するLow側ドライバ４２０Ｌを備えている。
　High側ドライバ４２０Ｈの出力端にはＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのゲートが接続され、Low側ドライバ４２０Ｌの出力端にはＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートが接続され、ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈ，６００Ｌは、ドライバ４２０Ｈ，４２０Ｌの出力に応じてオン／オフが制御される。
　プリドライバ４００は、プリドライバ４００の電源であるバッテリ７００の電圧を昇圧する昇圧回路であるチャージポンプ４４０を備えている。
　コントロールユニット１５０に含まれるマイクロコンピュータ１５１は、ドライバ４１０Ｈ，４１０Ｌ及びドライバ４２０Ｈ，４２０ＬをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ操作信号を出力する出力ポート１５２Ａ，１５２Ｂを有する。
　電源リレー装置５００は、バッテリ７００からインバータ回路３００及び駆動回路６００に向けて電源供給する電源ライン５１０に介装され、互いに並列に接続される第１遮断器５０１Ａと第２遮断器５０１Ｂとを備える。
　なお、電源リレー装置５００を構成する遮断器５０１Ａ，５０１Ｂは、電磁リレー、或いは、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチと当該半導体スイッチのドライバとの組み合わせで構成される。
　また、インバータ回路３００及び駆動回路６００を構成する各ＭＯＳＦＥＴにおいて、ドレイン－ソース間のダイオードは寄生ダイオードである。
　コントロールユニット１５０は、電動モータ１３０の各相が正常である場合、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗをオン状態に制御する一方で、中性点リレー６２０を通電遮断状態であるオフ状態に制御し、プリドライバ４００を介してインバータ回路３００の半導体スイッチ３２０ＵＨ，３２０ＵＬ，３２０ＶＨ，３２０ＶＬ，３２０ＷＨ，３２０ＷＬのオン／オフをＰＷＭ制御することで、電動モータ１３０を駆動する。
　ここで、コントロールユニット１５０は、操舵トルク信号ＳＴや車速信号ＶＳＰなどに基づいてＰＷＭ信号のデューティ比を変更し、電動モータ１３０の回転速度を制御する。
　また、コントロールユニット１５０は、電動モータ１３０のＵ相、Ｖ相及びＷ相の故障の有無を検出する診断機能を有する。例えば、コントロールユニット１５０は、プリドライバ４００に出力するＰＷＭ信号と各相のモータ電圧とを比較することによって、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の故障の有無を診断する。
　なお、各相の故障には、各相毎のインバータの故障、相コイルの断線や地絡、更に、リレーのオープン故障などが含まれる。
　ここで、コントロールユニット１５０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちのいずれか１つの相の故障を検出した場合、故障を検出した相の駆動ラインに設けられるリレー３３０をオフ状態に制御することで、故障が発生している相への電力供給を遮断し、また、中性点リレー６２０をオン状態に制御することで、中性点ＮＰの電位を駆動回路６００によって制御できる状態にする。
　そして、コントロールユニット１５０は、正常な２相に流れる電流の目標を、発生させたい磁界ベクトルに応じて決定し、これに応じて、インバータ回路３００及び駆動回路６００を制御することで、１相に故障が発生した状態で電動モータ１３０の駆動を継続する。
　３相のうちの１相に故障が発生した場合におけるコントロールユニット１５０による相電流の制御プロセスを、図３を参照しつつ説明する。
　Ｗ相に故障が発生した場合を一例とすると、コントロールユニット１５０は、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖをオン状態に保持する一方で、リレー３３０Ｗをオフ状態に切り替えてＷ相を遮断し、中性点リレー６２０をオン状態に制御し、図３に示すリレー制御状態とする。
　また、コントロールユニット１５０は、磁極位置に応じて決まる発生させたい磁界ベクトルを、例えば正常であるＵ相に平行な成分と正常であるＵ相に直交する成分とに分解する。
　ここで、Ｕ相に平行な成分はＵ相及びＶ相で発生させることができるが、Ｕ相に直交する成分は正常な２相のうちの他方であるＶ相でしか発生させることができない。そこで、コントロールユニット１５０は、Ｕ相に直交する成分をＶ相で発生させることになるＶ相の発生磁界ベクトル、換言すれば、Ｖ相の目標電流を求める。
　更に、コントロールユニット１５０は、Ｖ相の発生磁界ベクトルのＵ相に平行な成分を求めて、発生させたい磁界ベクトルのＵ相に平行な成分と、Ｖ相の発生磁界ベクトルのＵ相に平行な成分とから、最終的にＵ相の発生磁界ベクトル、換言すれば、Ｕ相の目標電流を求める。
　図４は、電気角毎に、発生させたい磁界ベクトルをＵ相に平行な成分とＵ相に直交する成分とに分解した様子を示す。
　また、図５は、図４のＵ相に平行な成分及びＵ相に直交する成分に基づき決定されるＵ相及びＶ相の目標電流を例示するものであり、Ｕ相の目標電流とＶ相の目標電流との合計が、駆動回路６００への流出入電流、つまり、中性点電流となる。
　尚、上記では、発生させたい磁界ベクトルをＵ相に平行な成分とＵ相に直交する成分とに分解したが、Ｗ相の故障状態で、発生させたい磁界ベクトルをＶ相に平行な成分とＶ相に直交する成分とに分解しても、正常な２相であるＵ相及びＶ相の目標電流を決定できることは明らかであり、また、Ｗ相以外のＵ相又はＶ相に故障が発生した場合も同様にして、正常な２相の目標電流を決定できることは明らかである。
　上記のようにして、コントロールユニット１５０は、正常な２相の目標電流を決定すると、次いで、正常な２相の駆動デューティ比（％）及び駆動回路６００のＰＷＭ制御における駆動デューティ比（％）を決定する。なお、本願におけるデューティ比（％）は、所定の周期におけるオン時間の割合である。
　例えば、駆動回路６００の駆動デューティ比を５０％に固定すると、電動モータ１３０の正常な相に印加できる電圧は電源電圧の１／２になり、１相の故障状態で電源電圧を有効に使用することができない。
　そこで、コントロールユニット１５０は、駆動回路６００から電動モータ１３０の正常な相に電流を流し込む場合には駆動回路６００の出力電圧及びデューティ比を大きくし、逆に、電動モータ１３０の正常な相から駆動回路６００に電流を引き込みたい場合には駆動回路６００の出力電圧及びデューティ比を小さくすることで、電源電圧の有効利用を図る。
　例えば、Ｗ相に故障が発生しＵ相とＶ相とを駆動して電動モータ１３０を駆動させる場合、図５に示すように、発生させたい磁界ベクトルの電気角が２４０degであるときに駆動回路６００からの流し込み電流を最大となり、発生させたい磁界ベクトルの電気角が６０degであるときに駆動回路６００に引き込む電流を最大となるように、駆動回路６００の駆動デューティ比を決定する。なお、本願では、Ｕ相コイルの角度位置を、磁界ベクトルの電気角が０degの位置として表すものとする。
　コントロールユニット１５０は、例えばＷ相の故障状態における駆動回路６００の駆動デューティ比を、発生させたい磁界ベクトルの電気角をθとしたときに、５０％＋５０％×sin（θ－１５０deg）として算出する。
　ここで、発生させたい磁界ベクトルの電気角が２４０degであるときには、sin（θ－１５０deg）＝１となり、駆動回路６００の駆動デューティ比が１００％に設定されて、駆動回路６００からの流し込み電流が最大となる。また、発生させたい磁界ベクトルの電気角が６０degであるときには、sin（θ－１５０deg）＝－１となり、駆動回路６００の駆動デューティ比が０％に設定されて、駆動回路６００に引き込む電流が最大なる。
　また、発生させたい磁界ベクトルの電気角が１５０deg及び３３０degのときに、駆動回路６００の駆動デューティ比は５０％に設定され、駆動回路６００の駆動デューティ比は、図５に示すように、電気角３６０degを１周期として０％と１００％との間で正弦波を示すように変化する。
　なお、駆動回路６００の半導体スイッチ６００Ｈと半導体スイッチ６００Ｌとは、相補制御方式により相互に逆位相のＰＷＭ波で駆動されるものとし、駆動回路６００の駆動デューティ比は、上アームスイッチの駆動デューティ比を示すものとする。
　従って、駆動回路６００の駆動デューティ比が１００％の状態とは、半導体スイッチ６００Ｈがオンに固定され、半導体スイッチ６００Ｌがオフに固定され、駆動回路６００の出力がハイに固定される状態である。逆に、駆動回路６００の駆動デューティ比が０％の状態とは、半導体スイッチ６００Ｈがオフに固定され、半導体スイッチ６００Ｌがオンに固定され、駆動回路６００の出力がローに固定される状態である。
　但し、駆動回路６００の駆動デューティ比の決定方法としては、上記のように、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて０％から１００％の間でデューティ比を連続的に変化させる方法に限定されない。
　例えば、コントロールユニット１５０は、電動モータ１３０の正常な相に印加したい電圧が電源電圧の１／２で十分である場合には駆動回路６００の駆動デューティを５０％に固定し、正常な相に印加したい電圧が電源電圧の１／２では不足する場合には、５０％を中心とするデューティ比の振れ幅を拡大することができる。
　つまり、印加したい電圧Ｖtgを変数としてデューティ比を求める関数をｆ（Vtg）としたときに、Ｗ相の故障状態を例とすれば、５０％＋ｆ（Vtg）×sin（θ－１５０deg）を駆動回路６００の駆動デューティとすることができる。
　そして、例えば、関数ｆで求められるデューティ比を３０％とすれば、駆動回路６００の駆動デューティ比は、２０％－８０％の範囲で連続的に変化し、発生させたい磁界ベクトルの電気角が２４０degであるときに駆動回路６００の駆動デューティ比が８０％に設定され、発生させたい磁界ベクトルの電気角が６０degであるときに駆動回路６００のデューティ比が２０％に設定されることになる。
　上記のようにしてコントロールユニット１５０は、駆動回路６００の駆動デューティ比を決定すると、次いで、正常な各相コイルの印加電圧を算出し、係る印加電圧に基づき正常な各相の駆動デューティを決定する。コントロールユニット１５０は、発生させたい磁界ベクトルに基づき設定した各相の目標電流を通電させるために必要な各相コイルの印加電圧を算出し、係る印加出圧に駆動回路６００の出力電圧分を加算して、各相の最終的な電圧及び駆動デューティ比を決定する。
　図６は、Ｗ相が故障状態であり、Ｖ相に流す電流の倍の電流をＵ相に流すことで、目標の磁界ベクトルを発生させることができる場合を例示する。
　中性点ＮＰが接地点電位であると仮定したときに、Ｖ相に流す電流の倍の電流をＵ相に流すためにＶ相の駆動デューティ比を１０％とし、Ｕ相の駆動デューティ比を２０％とすることが要求されるとすると、駆動回路６００の制御によって中性点ＮＰの電位が接地点電位から変化する分だけＶ相、Ｕ相の駆動デューティ比を補正する。
　以上の操作により、正常な２相の電流の合計が駆動回路６００への流出入電流となり、正常な２相に目標電流に近い電流を流すことができる。
　なお、図２に示した例では、中性点ＮＰとＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗとの間の駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗにリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを設けたが、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗの配置は図２に示したものに限定されない。
　例えば、図７に示すように、Ｕ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗとインバータ回路３００との間の駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗにリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを設け、コントロールユニット１５０は、故障が発生した相のリレー３３０をオフに制御することができる。
　ところで、図５に例示したように、１相に故障が発生した場合に、目標の磁界ベクトルを発生させるために正常な２相に流す電流の位相差は６０degとなり、駆動回路６００への流出入電流は正常な相の電流の合計となる。このため、駆動回路６００への流出入電流のピークは、正常な各相の電流のピーク（電流の振幅）よりも大きくなる。換言すれば、駆動回路６００への流出入電流の振幅は、正常な各相の電流の振幅よりも大きくなる。
　よって、インバータ回路３００を構成する半導体スイッチと同じ素子を駆動回路６００に用いる場合、駆動回路６００の流出入電流のピークが駆動回路６００を構成する素子の電流耐量以内となることが、正常な２相で発生させ得る磁界ベクトルの大きさの制約となり、１相が故障した状態で発生できる磁界ベクトルの大きさは全相が正常である場合に比べて１／３程度になる。
　更に、駆動回路６００でのスイッチング損失は、電流のピーク値が大きい分だけ正常な各相のＰＷＭ駆動におけるスイッチング損失よりも大きくなり、電動モータ１３０が発生するトルクを弱めることになる。
　そこで、駆動回路６００におけるスイッチング損失を低減するために、コントロールユニット１５０は、駆動回路６００のＰＷＭ制御における周波数を、インバータ回路３００のＰＷＭ制御における周波数よりも低くする。
　例えば、コントロールユニット１５０は、駆動回路６００のＰＷＭ制御における周波数を、インバータ回路３００のＰＷＭ制御における周波数の１／４程度とする。
　これにより、駆動回路６００におけるスイッチング損失が低減し、電動モータ１３０の発生トルクをより大きくできる。
　また、電動モータ１３０の１相に故障が発生し、正常な２相を駆動するときの駆動回路６００におけるスイッチング損失を低減する手法として、駆動回路６００の出力を目標磁界ベクトルの電気角に応じて段階的に変化させる制御プロセスを採用することができる。
　図８は、Ｗ相に故障が発生しＵ相及びＶ相を駆動するときのＵ相電流、Ｖ相電流、中性点電流と駆動回路６００の出力との相関を示す。
　図８において、駆動回路６００の出力は、Highに固定される状態、Lowに固定される状態、ハイインピーダンスに固定される状態のいずれかに切り替えられる。
　ここで、駆動回路６００の出力がHighに固定される状態とは、半導体スイッチ６００Ｈの駆動デューティ比を１００％に固定し、半導体スイッチ６００Ｌの駆動デューティ比を０％に固定するモードである。
　また、駆動回路６００の出力がLowに固定される状態とは、半導体スイッチ６００Ｈの駆動デューティ比を０％に固定し、半導体スイッチ６００Ｌの駆動デューティ比を１００％に固定するモードである。
　更に、駆動回路６００の出力がハイインピーダンスに固定される状態とは、半導体スイッチ６００Ｈ及び半導体スイッチ６００Ｌの駆動デューティ比を共に０％に固定するモードである。
　つまり、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態のいずれにおいても、半導体スイッチ６００Ｈ，６００Ｌをオン状態又はオフ状態に固定する。
　そして、コントロールユニット１５０は、Ｕ相及びＶ相における電流の向きが共に正、つまり、Ｕ相及びＶ相における電流の向きが共にインバータ回路３００からの流れ出し方向の場合には、駆動回路６００の駆動デューティ比を駆動回路６００の出力がLow固定状態になる設定とする。
　また、コントロールユニット１５０は、Ｕ相及びＶ相における電流の向きが共に負、つまり、Ｕ相及びＶ相における電流の向きが共にインバータ回路３００に流し込む方向の場合には、駆動回路６００の駆動デューティ比を駆動回路６００の出力がHigh固定状態になる設定とする。
　更に、コントロールユニット１５０は、Ｕ相における電流の向きとＶ相における電流の向きとが異なる場合、つまり、Ｕ相における電流の向きが正でＶ相における電流の向きが負である場合、若しくは、Ｕ相における電流の向きが負でＶ相における電流の向きが正である場合には、駆動回路６００の駆動デューティ比を駆動回路６００の出力がハイインピーダンス固定状態になる設定とする。
　図８に示すＷ相の故障状態では、目標磁界ベクトルの電気角が０deg－１２０degの領域で駆動回路６００の出力がLow固定状態とされ、目標磁界ベクトルの電気角が１８０deg－３００degの領域で駆動回路６００の出力がHigh固定状態とされ、目標磁界ベクトルの電気角が１２０deg－１８０degの領域及び３００deg－３６０degの領域で駆動回路６００の出力がハイインピーダンス固定状態とされる。
　上記のように、駆動回路６００の出力を目標磁界ベクトルの電気角に応じてHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３種類に切り替える場合、図９に示すように、High固定状態又はLow固定状態とする領域では、Ｕ相の電流とＶ相の電流との合計が駆動回路６００への流出入電流となるため、目標磁界ベクトルを発生させることができる。
　一方、駆動回路６００の出力をハイインピーダンス固定状態とする領域では、Ｕ相及びＶ相に流れる電流が同じ大きさになり、発生できる磁界ベクトルの方向が、図中に示すVE１方向、VE２方向に固定されることになる。
　そのため、電動モータ１３０の回転角変化に対するモータ出力トルクの変動が発生するが、ハイインピーダンス固定状態とする領域において少なくとも電気角３０deg毎に磁界ベクトルを発生させて、電動モータ１３０を回転させることができる。
　なお、駆動回路６００の出力をハイインピーダンス固定状態とする目標磁界ベクトルの電気角領域では、中性点ＮＰに流れる電流が小さいので、ハイインピーダンス固定状態とする代わりに、半導体スイッチ６００Ｈをデューティ比５０％で駆動させ、半導体スイッチ６００Ｌを逆位相のデューティ比５０％で駆動させる状態に制御することもできる。
　なお、以下では、半導体スイッチ６００Ｈをデューティ比５０％で駆動させ、半導体スイッチ６００Ｌを逆位相のデューティ比５０％で駆動させる状態を、５０％固定状態と称するものとする。
　そして、上記のように、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態、或いは、High固定状態、Low固定状態、５０％固定状態の３状態に、駆動回路６００の制御状態を切り替える構成では、High固定状態の領域、Low固定状態の領域及びハイインピーダンス固定状態の領域では、駆動回路６００の半導体スイッチ６００Ｈ、６００Ｌをスイッチング動作させないので、スイッチング損失を低減することができる。
　そのため、中性点ＮＰに通電できる電流量の絶対値を、駆動回路６００の半導体スイッチ６００Ｈ、６００ＬをＰＷＭ駆動する場合に比べて大きくすることができ、以って、発生する磁界ベクトルの大きさ及びモータ出力トルクを増大させることができる。
　また、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態に駆動回路６００の制御状態を切り替える構成では、スイッチング損失を略零とすることができるから、駆動回路６００を構成する半導体スイッチの選定においてスイッチング速度を考慮する必要性が殆どなくなり、オン状態での抵抗が小さいことを優先して半導体スイッチを選定することができる。
　そして、オン状態での抵抗が小さい半導体スイッチを用いれば、駆動回路６００における損失を更に低減でき、中性点ＮＰに通電できる電流量の絶対値を更に大きくし、発生する磁界ベクトルの大きさ及びモータ出力トルクを更に増大させることができる。
　更に、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態に駆動回路６００の制御状態を切り替える構成では、駆動回路６００をＰＷＭ駆動しないので、ドライバ及びマイクロコンピュータ１５１の制御用端子もＰＷＭ駆動に対応する必要がない。このため、駆動回路６００を構成する半導体スイッチのゲートに接続されるゲート抵抗として大きな抵抗値のものを採用できるので、下アームスイッチの半導体スイッチ６００Ｌをマイクロコンピュータ１５１の制御用端子で直接駆動しても、半導体スイッチ側に印加されたサージがマイクロコンピュータ１５１に伝播してマイクロコンピュータ１５１が故障することを抑制できる。
　このため、駆動回路６００の駆動状態を、High固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態に切り替える場合、図２及び図７に示した駆動回路６００の駆動するための回路を簡略化することが可能となる。
　図１０は、駆動回路６００の駆動状態をHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態の３状態に切り替える制御を適用することができる、より簡略化した駆動装置１４０の一例を示す。
　図１０の回路は、図２に示した回路に対して、駆動回路６００を構成する上アームスイッチ側の半導体スイッチを変更し、プリドライバ４００のHigh側ドライバ４２０Ｈ及びLow側ドライバ４２０Ｌを省略し、更に、駆動回路６００を構成する半導体スイッチをマイクロコンピュータ１５１の制御用端子で直接駆動するようにした点が異なる。
　なお、図１０において、図２と共通する構成については同じ符号を付して詳細な説明を省略する。
　図１０に示す駆動装置１４０においては、駆動回路６００の上アームスイッチを構成する半導体スイッチ６００ＨとしてＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを用い、駆動回路６００の下アームスイッチを構成する半導体スイッチ６００ＬとしてＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴを用いる。
　そして、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソース－ドレイン間を電源ライン５１０と接地点との間に直列接続し、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００ＨのドレインにＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのドレインを接続し、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのドレインと接地点との間にＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのドレイン－ソース間を直列接続してある。
　また、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソースとゲートとを、抵抗Ｒ１を介して接続し、また、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのゲートと接地点との間に、ＮＰＮ型トランジスタＴＲのコレクタ－エミッタ間を直列接続し、ＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースとマイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２Ｃとを接続してある。
　一方、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートとマイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２Ｃとを、抵抗Ｒ２を介して接続してある。
　上記構成において、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにハイ信号を出力すると、ＮＰＮ型トランジスタＴＲのコレクタ－エミッタ間に電流が流れるＮＰＮ型トランジスタＴＲのオン状態になる。
　係るＮＰＮ型トランジスタＴＲのオン状態では、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソースよりもゲートの電圧が低くなり、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソース－ドレイン間に電流が流れるＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのオン状態になる。
　一方、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにロー信号を出力し、ＮＰＮ型トランジスタＴＲがオフ状態になると、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソースとゲートとの間の電圧が同じになってＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのオフ状態となり、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｈのソース－ドレイン間には電流が流れない。
　また、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにハイ信号を出力すると、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌがオン状態となってドレイン－ソース間に電流が流れるようになる。
　一方、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにロー信号を出力すると、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌがオフ状態となってドレイン－ソース間に電流が流れない。
　従って、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにロー信号を出力し、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにハイ信号を出力すれば、駆動回路６００の出力はLow固定状態となる。
　また、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにハイ信号を出力し、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにロー信号を出力すれば、駆動回路６００の出力はHigh固定状態となる。
　更に、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにロー信号を出力し、マイクロコンピュータ１５１の汎用ポート１５２ＣからＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにロー信号を出力すれば、駆動回路６００の出力はハイインピーダンス固定状態となる。
　即ち、図１０に示した回路において、例えば図８に示すＷ相の故障状態が発生したと仮定すると、マイクロコンピュータ１５１は、目標磁界ベクトルの電気角が０deg－１２０degの領域では汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにロー信号を出力し、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにハイ信号を出力することで、駆動回路６００の出力をLow固定状態とする。
　また、目標磁界ベクトルの電気角が１８０deg－３００degの領域では、マイクロコンピュータ１５１は、汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにハイ信号を出力し、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにロー信号を出力することで、駆動回路６００の出力をHigh固定状態とする。
　更に、目標磁界ベクトルの電気角が１２０deg－１８０degの領域及び３００deg－３６０degの領域では、マイクロコンピュータ１５１は、汎用ポート１５２ＣからＮＰＮ型トランジスタＴＲのベースにロー信号を出力し、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ６００Ｌのゲートにロー信号を出力することで、駆動回路６００の出力をハイインピーダンス固定状態とする。
　このように、駆動回路６００の出力をHigh固定状態、Low固定状態、ハイインピーダンス固定状態のいずれかに切り替える構成において、図１０の回路を適用すれば、駆動回路６００を駆動するための回路を簡略化でき、また、抵抗Ｒ２の抵抗値を大きくすることで、サージの伝播によるマイクロコンピュータ１５１の故障を抑制できる。
　図１０に示す回路では、中性点ＮＰとＵ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗとの間の駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗにリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを設けてある。なお、図１１に示すように、Ｕ相コイル１３０Ｕ、Ｖ相コイル１３０Ｖ及びＷ相コイル１３０Ｗとインバータ回路３００との間の駆動ライン３１０Ｕ，３１０Ｖ，３１０Ｗにリレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを設けることができる。
　ところで、中性点ＮＰが地絡した場合に、電動モータ１３０の駆動を正常状態と同様に継続させると、相コイルに過電流が流れて更なる故障を引き起こす可能性があると共に、各相コイルへの正常な通電及び意図したモータ出力トルクの発生が実現できない。
　そこで、コントロールユニット１５０は、中性点ＮＰの地絡したときに後述する制御を実施することで、相コイルに過大電流が流れることを抑制しつつ、電動モータ１３０の継続動作を実現する。
　なお、以下に説明する中性点ＮＰが地絡した場合におけるコントロールユニット１５０の制御は、図２、図７、図１０、図１１のいずれの回路にも適用可能である。
　コントロールユニット１５０は、例えば、中性点リレー６２０のオフ状態で半導体スイッチ３２０ＵＨ、３２０ＶＨ、３２０ＷＨに流れ込む電流を、図１２に示した電流検出器３４１によって検出することで、中性点ＮＰの地絡による過電流の発生を検出する。
　なお、中性点ＮＰの地絡とは、中性点ＮＰから中性点リレー６２０までの間における地絡故障である。
　そして、コントロールユニット１５０は、中性点ＮＰの地絡を検出すると、中性点リレー６２０をオフ状態からオン状態に切り替え制御し、更に、駆動回路６００の出力をLow固定状態、つまり、半導体スイッチ６００Ｈの駆動デューティ比を０％に固定し、半導体スイッチ６００Ｌの駆動デューティ比を１００％に固定する。
　中性点リレー６２０をオン状態に制御しても、駆動回路６００の出力をLow固定状態とすれば、駆動回路６００と地絡点との間で過大な電流が流れることはなく、また、地絡した箇所のインピーダンスは不明であるが駆動回路６００の出力をLow固定状態とすることで、中性点ＮＰを低インピーダンスでグランドＧＮＤ電位に接続することができる。
　上記のように、中性点リレー６２０をオン状態に制御し、かつ、駆動回路６００の出力をLow固定状態とすると、インバータ回路３００は電流の流し出ししかできないことになるが、インバータ回路３００における各相のデューティ比を変化させて各相コイルへの通電電流を制御することで、任意の磁界ベクトルを発生させて電動モータ１３０を駆動することができる。
　図１２は、中性点ＮＰが地絡した場合におけるコントロールユニット１５０の制御動作を説明するための図である。
　中性点リレー６２０がオン状態で、駆動回路６００の出力をLow固定状態としたときには、前述のように、インバータ回路３００における流出入電流は各相への流し出しだけとなる。そして、図１２に示すように、Ｕ相コイル１３０Ｕにのみ電流を流し出したときの磁界ベクトルの方向は１８０degの方向となり、Ｖ相コイル１３０Ｖにのみ電流を流し出したときの磁界ベクトルの方向は３００degの方向となり、Ｗ相コイル１３０Ｗにのみ電流を流し出したときの磁界ベクトルの方向は６０degの方向となる。
　そこで、コントロールユニット１５０は、３相のうちの１つの相への電流流し出しによって発生する磁界ベクトルの方向が、発生させたい磁界ベクトルの方向と１２０deg以上異なる場合には、当該相の出力をLow固定状態とするか又はハイインピーダンス固定状態とする。
　例えば、図１２に示すように、発生させたい磁界ベクトルの電気角が３００deg－６０degの範囲内であるとき、係る磁界ベクトルの電気角領域３００deg－６０degと、Ｕ相への電流流し出しによって発生する磁界ベクトルの電気角である１８０degとは１２０deg以上異なる。そこで、コントロールユニット１５０は、発生させたい磁界ベクトルの電気角が３００deg－６０degの範囲内である場合、インバータ回路３００におけるＵ相出力をLow固定状態とするか又はハイインピーダンス固定状態とする。
　Ｕ相出力のLow固定状態とは、半導体スイッチ３２０ＵＨの駆動デューティ比を０％に固定し、半導体スイッチ３２０ＵＬの駆動デューティ比を１００％に固定する状態である。
　また、Ｕ相出力のハイインピーダンス固定状態とは、半導体スイッチ３２０ＵＨ及び半導体スイッチ３２０ＵＬの駆動デューティ比を共に０％に固定する状態である。
　また、Ｖ相への電流流し出しによって発生する磁界ベクトルの電気角は３００degであり、Ｗ相への電流流し出しによって発生する磁界ベクトルの電気角は６０degである。
　そこで、コントロールユニット１５０は、発生させたい磁界ベクトルの電気角が６０deg－１８０degの範囲内である場合には、インバータ回路３００におけるＶ相出力をLow固定状態とするか又はハイインピーダンス固定状態とし、発生させたい磁界ベクトルの電気角が１８０deg－３００degの範囲内である場合には、インバータ回路３００におけるＷ相出力をLow固定状態とするか又はハイインピーダンス固定状態とする。
　そして、例えば、発生させたい磁界ベクトルの電気角が３００deg－６０degの範囲内である場合、コントロールユニット１５０は、Ｖ相に流す電流とＷ相に流す電流とをデューティ制御によってそれぞれ調整して、３００deg－６０degの範囲内で磁界ベクトルの電気角を変化させる。
　Ｖ相への電流流し出しによって電気角３００degの磁界ベクトルが発生し、Ｗ相への電流流し出しによって電気角６０degの磁界ベクトルが発生する。
　従って、発生させたい磁界ベクトルの方向が３００degの状態では、Ｗ相への電流の流し出しを遮断してＶ相に電流を流し、発生させたい磁界ベクトルの電気角が変化するのに応じてインバータ回路３００からＶ相に流し出す電流を減らし相対的にインバータ回路３００からＷ相に流し出す電流を増やすことで、磁界ベクトルの電気角を３００degの電気角から増大変化させ、最終的には、Ｖ相への電流流し出しを遮断してＷ相に電流を流すことで、磁界ベクトルの電気角を６０degとする。
　同様に、発生させたい磁界ベクトルの電気角が６０deg－１８０degの範囲内である場合、コントロールユニット１５０は、Ｕ相に流す電流とＷ相に流す電流とをデューティ制御によってそれぞれ調整して、６０deg－１８０degの範囲内で磁界ベクトルの電気角を変化させる。また、発生させたい磁界ベクトルの電気角が１８０deg－３００degの範囲内である場合、コントロールユニット１５０は、Ｕ相に流す電流とＶ相に流す電流とをデューティ制御によってそれぞれ調整して、１８０deg－３００degの範囲内で磁界ベクトルの電気角を変化させる。
　これにより、コントロールユニット１５０は、中性点ＮＰが地絡する故障が発生した場合においても、電動モータ１３０を回転駆動させることができる。
　なお、上記のように、中性点ＮＰが地絡した場合には駆動回路６００の出力をLow固定状態とするから、駆動回路６００を半導体スイッチ６００Ｈと半導体スイッチ６００Ｌとで構成する代わりに、中性点ＮＰと接地点とを接続するラインに設けたトランジスタなどの半導体スイッチで構成し、係る半導体スイッチを中性点ＮＰが地絡した場合にオンする構成とすることができる。
　また、上記の地絡故障は、中性点ＮＰにおける地絡故障であるが、コントロールユニット１５０は、中性点リレー６２０から駆動回路６００との間での地絡故障の有無を検出し、中性点リレー６２０から駆動回路６００との間で地絡故障が発生した場合には、中性点リレー６２０をオフ状態に保持させると共に駆動回路６００の出力をLow固定状態とする。
　中性点リレー６２０から駆動回路６００との間での地絡故障の有無は、中性点リレー６２０から駆動回路６００との間に設けた電流検出器３４２により検出できる。つまり、コントロールユニット１５０は、中性点リレー６２０のオフ状態で、半導体スイッチ６００Ｈをオンし半導体スイッチ６００Ｌをオフしたときに、電流検出器３４２で電流が検出されるか否かに基づいて、中性点リレー６２０から駆動回路６００との間での地絡故障の有無を診断することができる。
　そして、中性点リレー６２０から駆動回路６００との間での地絡故障が発生したときに、中性点リレー６２０をオフ状態に保持させると共に駆動回路６００の出力をLow固定状態とすることで、電動モータ１３０の各相が正常であれば電動モータ１３０の駆動を継続させることができ、また、駆動回路６００に過電流が流れることを抑制できる。
　上記実施形態で説明した各技術的思想は、矛盾が生じない限りにおいて適宜組み合わせて使用することができる。
　また、好ましい実施形態を参照して本発明の内容を具体的に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば種々の変形態様を採り得ることは自明である。
　例えば、電動モータ１３０は、３相ＤＣブラシレスモータに限定されるものではなく、４相以上の相コイルを有する同期電動機とすることができる。
　また、リレー３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗを半導体スイッチで構成する場合には、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ又はＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴとすることができる。
　また、電動モータ１３０は、電動パワーステアリング装置１００において操舵補助力を発生させる電動モータに限定されるものではなく、例えば、車両においてオイルや冷却水を循環させる流体ポンプを駆動する電動モータとすることができる。
　１００…電動パワーステアリング装置、１３０…電動モータ、１３０Ｕ，１３０Ｖ，１３０Ｗ…相コイル、１４０…駆動装置、１５０…コントロールユニット、１５１…マイクロコンピュータ、３００…インバータ回路（駆動手段）、３３０Ｕ，３３０Ｖ，３３０Ｗ…リレー（スイッチング手段）、４００…プリドライバ（駆動手段）、５００…電源リレー装置、６００…駆動回路、６００Ｈ，６００Ｌ…半導体スイッチ、６２０…中性点リレー、７００…バッテリ（電源）

Claims (16)

  1. 　各相コイルがスター結線された多相電動モータと、
    　前記多相電動モータを駆動する駆動手段と、
    　前記各相コイルそれぞれと直列に接続されるスイッチング手段と、
    　前記スター結線の中性点に接続される駆動回路と、
    　を備えた電動モータの制御装置において、
    　前記多相電動モータの多相のうちのいずれかの相で故障が生じたときに、故障が生じた相を前記スイッチング手段によって遮断し、前記遮断状態で前記駆動回路の出力を変更する、電動モータの制御装置。
  2. 　前記駆動回路の出力をＰＷＭ制御によって変更する、請求項１記載の電動モータの制御装置。
  3. 　前記駆動回路の出力を、ハイに固定する状態とローに固定する状態とを含む複数の状態に切り替える、請求項１記載の電動モータの制御装置。
  4. 　前記駆動回路の出力を、ハイに固定する状態とローに固定する状態とハイインピーダンスに固定する状態との３つの状態に切り替える、請求項３記載の電動モータの制御装置。
  5. 　前記駆動回路の出力を、ハイに固定する状態とローに固定する状態とＰＷＭ制御によってスイッチング動作させる状態との３つの状態に切り替える、請求項３記載の電動モータの制御装置。
  6. 　前記駆動回路のＰＷＭ制御の周波数が前記駆動手段のＰＷＭ制御の周波数よりも小さい、請求項２記載の電動モータの制御装置。
  7. 　前記多相電動モータが３相電動モータであり、
    　前記３相のうちの１相が故障したときに、正常な２相からの前記駆動手段への流し込み電流が高くなるほど前記駆動回路のＰＷＭ制御におけるデューティ比をより大きくし、前記駆動手段から正常な２相への流し出し電流が高くなるほど前記駆動回路のＰＷＭ制御におけるデューティ比をより小さくする、請求項２記載の電動モータの制御装置。
  8. 　前記駆動回路のＰＷＭ制御におけるデューティ比を、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて周期的に変動させる、請求項２記載の電動モータの制御装置。
  9. 　前記駆動回路の出力を、発生させたい磁界ベクトルの電気角に応じて、ハイに固定する状態とローに固定する状態とを含む複数の状態に切り替える、請求項３記載の電動モータの制御装置。
  10. 　前記多相電動モータが３相電動モータであり、
    　前記３相のうちの１相が故障したときに、正常な２相の電流が共に前記駆動手段からの流し出し方向である場合は前記駆動回路の出力をローに固定し、正常な２相の電流が共に前記駆動手段への流し込み方向である場合は前記駆動回路の出力をハイに固定し、正常な２相の電流の方向が相互に異なる場合は前記駆動回路の出力をハイインピーダンスに固定する、請求項３記載の電動モータの制御装置。
  11. 　前記駆動回路が、上アームスイッチを構成するＦＥＴ（Field Effect Transistor）と、下アームスイッチを構成するＦＥＴとからなり、
    　前記下アームスイッチを構成するＦＥＴのゲートとマイクロコンピュータの制御用端子とをゲート抵抗を介して接続し、前記マイクロコンピュータの制御用端子で前記下アームスイッチを構成するＦＥＴを駆動する、請求項１０記載の電動モータの制御装置。
  12. 　前記上アームスイッチを構成するＦＥＴのゲートと接地点とを接続するラインに設けたトランジスタのベースと前記マイクロコンピュータの制御用端子とを接続し、前記マイクロコンピュータの制御用端子で前記トランジスタのオン／オフを切り替えることで、前記上アームスイッチを構成するＦＥＴのオン／オフを切り替える、請求項１１記載の電動モータの制御装置。
  13. 　前記多相電動モータが３相電動モータであり、
    　前記３相のうちの１相が故障したときに、正常な２相の電流が共に前記駆動手段からの流し出し方向である場合は前記駆動回路の出力をローに固定し、正常な２相の電流が共に前記駆動手段への流し込み方向である場合は前記駆動回路の出力をハイに固定し、正常な２相の電流の方向が相互に異なる場合は前記駆動回路を固定のデューティ比でＰＷＭ制御してスイッチング動作させる、請求項３記載の電動モータの制御装置。
  14. 　前記多相電動モータの中性点が地絡したときに、前記駆動回路の出力をローに固定する、請求項１記載の電動モータの制御装置。
  15. 　前記多相電動モータが、車両用の電動パワーステアリング装置において操舵補助力を発生する電動モータである、請求項１記載の電動モータの制御装置。
  16. 　各相コイルがスター結線された多相電動モータの制御方法であって、
    　前記多相電動モータの多相のうちのいずれかの相で故障が生じたときに、故障が生じた相を遮断し、
    　前記遮断状態でスター結線の中性点の電位を、前記中性点に接続される駆動回路によって制御する、
    　電動モータの制御方法。
PCT/JP2014/068389 2013-08-05 2014-07-10 電動モータの制御装置及び制御方法 WO2015019786A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013-162769 2013-08-05
JP2013162769A JP6088383B2 (ja) 2013-08-05 2013-08-05 電動モータの制御装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2015019786A1 true WO2015019786A1 (ja) 2015-02-12

Family

ID=52461125

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/068389 WO2015019786A1 (ja) 2013-08-05 2014-07-10 電動モータの制御装置及び制御方法

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6088383B2 (ja)
WO (1) WO2015019786A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110268160A (zh) * 2017-02-14 2019-09-20 三菱电机株式会社 压缩机以及制冷循环装置

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016180479A1 (en) * 2015-05-12 2016-11-17 Thyssenkrupp Presta Ag Reversible current mirror and its use in bidirectional communication
JP6743687B2 (ja) * 2016-12-26 2020-08-19 日本電産株式会社 電力変換装置、モータ駆動ユニット、および電動パワーステアリング装置
JP7010282B2 (ja) * 2017-03-24 2022-01-26 日本電産株式会社 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
WO2018173424A1 (ja) * 2017-03-24 2018-09-27 日本電産株式会社 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
WO2018180238A1 (ja) 2017-03-29 2018-10-04 日本電産株式会社 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62144590A (ja) * 1985-12-19 1987-06-27 Matsushita Seiko Co Ltd 無整流子電動機
JP2004120883A (ja) * 2002-09-25 2004-04-15 Japan Science & Technology Corp 三相交流モータ駆動用インバータ装置
JP2009006963A (ja) * 2007-06-29 2009-01-15 Nsk Ltd 電動パワーステアリング装置
JP2013001289A (ja) * 2011-06-17 2013-01-07 Nsk Ltd 電動パワーステアリング装置
JP2013046461A (ja) * 2011-08-23 2013-03-04 Jtekt Corp モータ制御装置及びこれを備える電動パワーステアリング装置。

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8593150B2 (en) * 2010-11-10 2013-11-26 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for detecting a location of ground faults in a motor/motor drive combination
KR101251509B1 (ko) * 2010-12-01 2013-04-05 기아자동차주식회사 하이브리드 자동차의 고장진단장치 및 방법
US8366547B2 (en) * 2010-12-06 2013-02-05 Ignite Game Technologies, Inc. Racing car wheel and controls for use in a multimedia interactive environment
CN103177640A (zh) * 2012-12-11 2013-06-26 南京化工职业技术学院 一种三相异步电动机的故障模拟考核装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62144590A (ja) * 1985-12-19 1987-06-27 Matsushita Seiko Co Ltd 無整流子電動機
JP2004120883A (ja) * 2002-09-25 2004-04-15 Japan Science & Technology Corp 三相交流モータ駆動用インバータ装置
JP2009006963A (ja) * 2007-06-29 2009-01-15 Nsk Ltd 電動パワーステアリング装置
JP2013001289A (ja) * 2011-06-17 2013-01-07 Nsk Ltd 電動パワーステアリング装置
JP2013046461A (ja) * 2011-08-23 2013-03-04 Jtekt Corp モータ制御装置及びこれを備える電動パワーステアリング装置。

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110268160A (zh) * 2017-02-14 2019-09-20 三菱电机株式会社 压缩机以及制冷循环装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP2015033268A (ja) 2015-02-16
JP6088383B2 (ja) 2017-03-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8436573B2 (en) Power conversion device
US9124207B2 (en) Rotary electric machine control apparatus and electric power steering apparatus using the same
WO2015019786A1 (ja) 電動モータの制御装置及び制御方法
US9018880B2 (en) Control apparatus for multi-phase rotary machine and electric power steering system using the same
US10079568B2 (en) Rotary electric machine control device and electric power steering device including the same
US9371087B2 (en) Power conversion device and electric power steering device using the same
US20190372501A1 (en) Power conversion device, motor drive unit, and electric power steering device
US20200059189A1 (en) Power conversion device, motor drive unit, and electric power steering device
JP6150757B2 (ja) 負荷駆動装置
US8813905B2 (en) Rotating electrical machine control device and steering control system
US10742137B2 (en) Power conversion device, motor drive unit, and electric power steering device
US11081941B2 (en) Motor and electric power steering device
US11095233B2 (en) Electric power conversion apparatus, motor drive unit and electric motion power steering apparatus
WO2015019787A1 (ja) 電動モータの制御装置及び制御方法
US10833614B2 (en) Motor drive device and electric power steering device
US10998841B2 (en) Power conversion device, motor drive unit, and electric power steering device
US11356050B2 (en) Power conversion device, motor module, electric power steering device
US20200028446A1 (en) Power converter, motor driving unit, and electric power steering device
JP2018160972A (ja) モータ駆動回路の制御装置及びモータ駆動回路の診断方法
US20200198697A1 (en) Power conversion device, motor module, electric power steering device
US11420672B2 (en) Power conversion device, motor drive unit, and electric power steering device
WO2019049449A1 (ja) 電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
JP2019134550A (ja) モータ制御装置
JP2015154573A (ja) 駆動装置
JP2016127695A (ja) モータ駆動装置及びパワーステアリング装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14834787

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 14834787

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1