WO2015005354A1

WO2015005354A1 - 超音波診断装置

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Publication number: WO2015005354A1
Application number: PCT/JP2014/068211
Authority: WO
Inventors: 将則久津; 慎吾吉澤
Original assignee: 日立アロカメディカル株式会社
Priority date: 2013-07-10
Filing date: 2014-07-08
Publication date: 2015-01-15
Also published as: JP2015016124A; CN105377142B; US20160146929A1; JP5602914B1; CN105377142A

Abstract

　超音波診断装置は係数演算部を有する。係数演算部は、素子配列方向に並ぶ複数の受信信号における位相のばらつきに基づいて係数を演算する。その係数が整相加算後のビームデータに対して乗算される。補正部は送信周波数に基づいて係数が必要以上に小さくならないようにする。これによりメインローブ成分の過剰な抑圧が解消又は軽減される。

Description

超音波診断装置

　本発明は超音波診断装置（Ultrasonic Diagnosis Apparatus）に関し、特に、ビームデータに含まれるサイドローブ成分等の不要成分を抑圧する処理に関する。

　超音波診断装置は、人体等の生体に対して超音波を送受波し、これにより得られた受信信号に基づいて超音波画像を形成する装置である。超音波の送受信に際しては、送信ビーム及び受信ビームが形成される。ここでは、後者について説明する。アレイ振動子から出力された複数の受信信号に対してそれぞれ遅延処理が施された上でそれらが加算され、これにより整相加算後（遅延加算後）の受信信号としてのビームデータが得られる。通常、受信ビームの形成に当たっては、受信サンプル点の深さ方向への移動に合わせて受信フォーカス点を深さ方向へ移動させる受信ダイナミックフォーカスが適用される。

　整相加算後の受信信号には、メインローブに対応する信号成分（メインローブ成分）の他、各種の不要信号成分が含まれる。そのような不要信号成分は、サイドローブ、グレーティングローブ等に起因して生じるものである。遅延処理後であって加算処理前の複数の受信信号列に着目すると、それらに含まれる不要信号成分は、一般に、素子配列方向（チャンネル方向）における位相（瞬時振幅）のばらつきとして観測される。これを利用して不要信号成分を低減する手法が幾つか提案されている。そのような手法は、素子配列方向における位相のばらつき（あるいは一様性の度合い）に基づいてゲイン調整のための係数を演算し、その係数を整相加算後のビームデータに乗算するものである。例えば、そのような係数は０～１の範囲内の値をとる。遅延処理後の複数の受信信号間において位相が揃っていればいるほど、不要信号成分が相対的に小さく、メインローブ成分が支配的であるとみなせるので、係数としてより大きな値が演算される。逆に、遅延処理後の複数の受信信号間において位相が不揃いであればあるほど、不要信号成分が相対的に大きいとみなせるので、係数としてより小さな値が演算される。

　そのような係数として、ＣＦ（Coherence Factor）（例えば特許文献１を参照）、ＧＣＦ（Generalized Coherence Factor）（例えば非特許文献１を参照）、ＳＣＦ（Sign Coherence Factor）（例えば非特許文献２を参照）、ＧＳＣＦ（Generalized Sign Coherence Factor）（例えば特許文献２を参照）、ＳＴＦ（Sign Transit Factor）（例えば特許文献３を参照）、ＰＣＦ（Phase Coherence Factor）（例えば非特許文献２を参照）等があげられる。

米国特許５９１０１１５号特開２０１２－１５２３１１号公報特開２０１２－２２３４３０号公報

Pai-Chi Li and Meng-Lin Li, "Adaptive Imaging Using the Generalized Coherence Factor", IEEE Transactions on Ultrasonics, Vol.50, NO.2, February 2003. Jorge Camacho, Montserrat Parrilla and Carlos Fritsch, "Phase Coherence Imaging", IEEE Transaction on Ultrasonics, Ferroelectrics and Frequency Control, Vol.56, No.5, May 2009．

　上記の係数は、素子配列方向（チャンネル方向）における位相の変化に基づいて算出されるものであるために、個々の受信信号についての遅延処理で用いられる遅延時間の算出基礎となった設定音速ｃ₀と、生体中の実際の音速cと、が異なると、メインローブ成分であっても整相処理後において相互に位相が揃わなくなる。近時、音速補正技術が普及しつつあるが、それでも実際の音速に対して計算上の音速を完全に一致させることは困難である。

　メインローブ成分であっても、素子配列方向において位相の不揃いは大なり小なり不可避的に生じてしまう。そのような位相の不揃いは送信周波数（基本的には受信周波数と同じ）が高いほどより大きくなる。送信周波数が高いほど、各受信信号において時間軸上での位相の変化が速くなるので、素子配列方向についても位相のずれが大きくなるからである。これにより、送信周波数が高くなると、係数の値がより小さくなってビームデータがより大きく抑圧される結果、抑圧したくないメインローブ成分まで過剰に抑圧されてしまうという問題がある。

　本発明の目的は、超音波診断装置における、不要信号成分の抑圧処理において、メインローブ成分が過剰に抑圧されないようにすることにある。特に不要信号成分の抑圧処理おいて、送信周波数の変化による影響を解消又は緩和することにある。

　本発明に係る超音波診断装置は、複数の振動素子からなるアレイ振動子から出力された複数の受信信号に対して遅延処理及び加算処理を適用してビームデータを出力する受信部と、前記遅延処理後且つ前記加算処理前の複数の受信信号の全部又は一部を参照し、前記ビームデータのゲインを可変するための係数を演算する演算部であって、前記遅延処理後且つ前記加算処理前の複数の受信信号の全部又は一部についての素子配列方向における位相のばらつきが大きいほど前記ビームデータがより大きく抑圧されるように前記係数を演算する係数演算部と、前記係数に基づいて前記ビームデータに対して抑圧処理を適用する抑圧処理部と、を含み、前記係数演算部は、送信周波数が高いほど前記ビームデータに対する抑圧処理での抑圧度合いがより小さくなるように前記係数を演算する、ことを特徴とするものである。

　上記構成によれば、遅延処理後且つ加算処理前の複数の受信信号の全部又は一部に基づいて、遅延加算処理（整相加算処理）により生成されるビームデータのゲインを可変するための係数、換言すればビームデータを抑圧するための係数、が演算される。その際、送信周波数（一般には受信周波数と同じ）が高くなればなるほど、ビームデータの抑圧度合いがより緩和されるように、係数が演算される。すなわち、送信周波数が高くなればなるほど、メインローブに対応する受信信号成分であっても瞬時振幅（あるいは位相）が揃わなくなるので、不要信号成分に加えてメインローブ信号成分までもが過剰に抑圧されないようにするものである。検波後のビームデータに対して上記のゲイン調整が行われるのが望ましいが、検波前のビームデータに対して上記のゲイン調整が行われてもよい。

　望ましくは、前記係数演算部は、前記位相ばらつきから前記係数を求めるための関数に基づいて前記係数を演算し、前記送信周波数に応じて前記関数の入力条件が変更され又は前記関数の中のパラメータ値が変更される。上記関数に基づく演算は、プログラム動作するプロセッサによって実現されてもよいし、専用ハードウエアによって実現されてもよい。

　上記の係数としては、後述するＣＦ（Coherence Factor）、ＧＣＦ（Generalized Coherence Factor）、ＳＣＦ（Sign Coherence Factor）、ＧＳＣＦ（Generalized Sign Coherence Factor）、ＳＴＦ（Sign Transit Factor）、ＰＣＦ（Phase Coherence Factor）等があげられる。利用する係数に適合した関数が利用される。各係数の性質に従って、送信周波数に応じて係数を変更する方式、つまり関数の特性を補正する方式（特性補正方式）が選択されるのが望ましい。特性補正方式としては、関数中のパラメータ値としての指数の大きさを変える指数補正方式、関数中のパラメータ値としてのオフセット値の大きさを変えるオフセット値補正方式、関数へ与える入力信号の数又は構成を変更する入力条件補正方式、等があげられる。係数演算に当たり素子配列方向の振幅分布についてのスペクトラムにおいて所定の周波数成分を参照する場合には、参照区間の大きさを変更する区間補正方式等が採用されてもよい。

　望ましくは、前記係数演算部は、前記送信周波数に応じて、前記遅延処理後且つ前記加算処理前の複数の受信信号の中から前記関数に与える複数の受信信号を選択するための入力開口を可変する入力開口可変部を含み、前記送信周波数に応じて前記関数に与える受信信号数が補正される。音速不一致による位相のずれは開口中心付近ほど小さい。この構成により、関数に与える信号を受信開口中心付近の信号に制限してばらつきを見かけ上小さくすることにより、ビームデータに対する過剰な抑制が緩和される。その処理は信号選択によって容易に実現できる。入力開口に対して重み付け関数が適用されてもよい。

　望ましくは、前記入力開口は、受信ビームを形成するために前記素子配列方向に広がる受信開口に包含される開口である。入力開口は受信開口とは別のものである。受信開口は受信サンプル点の深さ等に応じて動的に変更される。その際に、入力開口を連動して変更してもよい。いずれの場合にも入力開口は受信開口と同じかそれよりも小さな開口である。但し演算上、仮想的に入力開口が受信開口を超えてもよい。望ましくは、前記入力開口は、前記受信ビーム上の受信サンプル点の深さに応じて変更される。受信ダイナミックフォーカスと同時に可変開口制御が実行される場合、それらに連動して入力開口を動的に可変するものである。なお、受信開口を入力開口と一致させることも可能であり、その場合には送信周波数に応じて各深さにおける受信開口サイズが変更される。

　望ましくは、前記係数演算部は、前記送信周波数に応じて、前記パラメータ値としての前記関数内の指数又はオフセット値を可変するパラメータ値可変部を含む。指数やオフセット値を補正すれば関数の特性を容易に変化させることができる。

　望ましくは、前記関数は、前記遅延処理後且つ前記加算処理前の複数の受信信号の全部又は一部に基づいて構成される素子配列方向の振幅分布に含まれる直流近傍成分に基づいて前記係数を演算するための関数であり、前記係数演算部は、前記送信周波数に基づいて、前記パラメータ値としての前記直流近傍成分を規定する区間の大きさを可変する区間可変部を含む。この補正によれば不要信号成分の感度を変更してメインローブ成分の過剰な抑圧を緩和又は防止できる。

本発明に係る超音波診断装置の要部構成を示すブロック図である。係数演算部の第１例を示す図である。指数の作用を説明するための図である。係数演算部の第２例を示す図である。参照開口の可変を説明するための図である。係数演算部の第３例を示す図である。オフセット値の作用を説明するための図である。係数演算部の第４例を示す図である。スペクトラムにおけるＤＣ近傍を示す図である。係数演算部の第５例を示す図である。係数演算部の第６例を示す図である。係数演算部の第７例を示す図である。係数演算部の第８例を示す図である。係数演算部の第９例を示す図である。係数演算部の第１０例を示す図である。係数演算部の第１１例を示す図である。係数演算部の第１２例を示す図である。係数演算部の第１３例を示す図である。受信開口と入力開口との関係を示す図である。深さに応じた入力開口の可変を説明するための図である。

　以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。

　図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はブロック図である。この超音波診断装置は、医療の分野において用いられ、生体に対する超音波の送受波により得られた受信信号に基づき超音波画像を形成する装置である。本実施形態においては、超音波診断装置が、不要信号成分を抑圧する機能を備えている。

　図１において、符号１０はアレイ振動子を示している。アレイ振動子１０は複数の振動素子からなるものである。個々の振動素子は、電気信号を超音波に変換し、また、超音波を電気信号に変換する。本実施形態においてアレイ振動子１０は１Ｄアレイ振動子であるが、それに代えて２Ｄアレイ振動子を用いることもできる。アレイ振動子１０により超音波ビームが形成され、その超音波ビームが電子的に走査される。電子走査方式としては、電子リニア走査方式、電子セクタ走査方式等が知られている。

　送信部１２は、送信ビームフォーマーであり、送信時において、送信部１２から所定の遅延関係をもった複数の送信信号がアレイ振動子１０に対して供給される。これによりアレイ振動子１０上において送信ビームが形成される。送信部１２は、送信プロセッサ又は送信回路である。受信時において、生体内からの反射波がアレイ振動子１０において受波されると、アレイ振動子１０から複数の受信信号が受信部１３に対して出力される。

　受信部１３は受信ビームフォーマーであり、複数の受信信号に対して遅延処理を実行した上で加算処理を実行し、これにより受信ビームに相当するビームデータを生成するものである。受信部１３は、受信プロセッサ又は受信回路である。本実施形態においては、以下に説明するように、受信部１３が、前処理回路１４、遅延回路１６、加算回路１８等を有している。

　前処理回路１４は、複数の受信信号に対応して設けられた複数の処理器により構成され、各処理器は、プリアンプ、Ａ／Ｄ変換器、ゲイン調整器等により構成されている。受信開口内での重み付け処理を実行する場合、この前処理回路１４においてその処理が実行される。

　遅延回路１６は、複数の受信信号に対応して設けられた複数の遅延器により構成されるものである。各遅延器においては、送受信制御部により設定された遅延時間分だけ受信信号を遅延する処理が実行される。遅延時間は、受信フォーカス点（受信サンプル点）の位置やビームステアリング方向等によって予め計算されるものである。

　加算処理回路１８は、遅延処理後の複数の受信信号に対して加算処理を実行するものであり、これにより整相加算後の受信信号としてビームデータが得られる。加算処理回路１８は、例えば、１又は複数の加算器により構成される。受信部１３から出力された受信信号すなわちビームデータは検波器２０において検波処理され、検波処理後のビームデータが乗算器２２を介して後段の画像処理回路（図示せず）に送られる。検波器２０は検波回路である。

　乗算器２２は、ゲイン調整回路として機能し、あるいは不要信号成分抑圧回路として機能するものである。乗算器２２は乗算回路である。以下に説明する係数演算部２４によって演算された係数が乗算器２２においてビームデータに対して乗算され、これによって不要信号成分が抑圧される。ここにおいて係数はゲイン値に相当するものである。ただし、信号を減衰させる度合いを示す係数が演算されてもよい。既に説明したように、ディレイデータの計算の基礎となった音速と生体中における実際の音速との間にズレがあると、整相加算処理において受信信号間において位相にズレが生じることになり、そのズレは送信周波数が高くなる程増大する。よって、そのような場合において、上記のような係数に基づく信号抑圧処理を実行すると、特に、送信周波数を高めたような場合においてメインローブ成分すなわち真の信号成分までもが過剰に抑圧されてしまうという問題が生じ得る。そこで、本実施形態においては、以下に説明するように、係数演算部２４が補正部２６を備えている。

　図１に示されているように、遅延回路１６と加算回路１８との間において、複数の受信信号が分岐して取り出されており、その取り出された複数の受信信号が係数演算部２４に入力されている。係数演算部２４は、専用ハードウェアあるいはプログラム動作するプロセッサとして実現されるものである。係数演算部２４は、複数の受信信号に基づき、素子配列方向における位相のばらつき（つまり振幅の分布）に基づいて上述した係数を演算するものである。本実施形態においては、送信周波数に応じて過剰な信号抑圧が生じないように補正部２６が設けられており、この補正部２６により、係数を演算するための関数の特性が可変設定されている。係数を演算する関数及び低減度合いを補正する方式にはそれぞれ複数あり、それらについては後に説明する。ちなみに、係数演算部２４は、各深さの受信サンプル点毎に、素子配列方向における振幅波形を参照し、それに基づいて係数を演算している。ここで、素子配列方向は受信信号の並び方向である。そのような方向に沿って位相つまり瞬時振幅のばらつきを観測することにより遅延処理結果が適正なものであるか否かを事後的に評価することが可能である。補正部２６は、補正プロセッサ又は補正回路である。

　図１において、制御部２７は動作プログラムを実行するＣＰＵにより構成されている。すなわち、制御部２７は制御プロセッサである。制御部２７は図１に示される各構成の動作制御を行っており、特に送受信処理の制御を行っている。操作パネル２８はキーボード、トラックボール等により構成され、その操作パネル２８を利用してユーザー入力されたパラメータ値等を制御部２７に対して入力することが可能である。本実施形態においては、自動的にあるいはユーザーにより選択された送信周波数を表す情報が制御部２７から補正部２６へ送られている。ちなみに、補正部２６が制御部２７の機能として実現されてもよい。

　不要信号成分を抑圧する係数（ゲイン係数）としては、上記のようにＣＦ、ＧＣＦ、ＳＣＦ、ＧＳＣＦ、ＳＴＦ、ＰＣＦ等があげられる。いずれも素子配列方向における振幅波形（振幅分布、振幅プロファイル）のばらつきの大きさに対応した係数である。それらの係数を演算するための関数の特性（抑圧度合い）を送信周波数に応じて変化させるための方式として、指数補正方式、入力開口補正方式、オフセット値補正方式、参照帯域補正方式、等があげられる。係数の性質や情況に適合した補正方式が選択的に採用されるのが望ましい。

　指数補正方式は、送信周波数に応じて、関数内の指数の値を変更して抑圧度合いを調整する方式である。入力開口補正方式は、送信周波数に応じて、関数に与える受信信号列の構成（特に信号数）を変更することにより、みかけ上のばらつきを小さくし、これによって抑圧度合いを調整する方式である。オフセット値補正方式は、関数の中にオフセット値を加え、送信周波数に応じてオフセット値の大きさを変更することにより、抑圧度合いを調整する方式である。参照帯域補正方式は、送信周波数に応じて、素子配列方向の振幅波形のスペクトル上において参照する区間（帯域）の大きさを可変することにより、抑圧度合いを調整する方式である。この他の方式を利用してもよい。

　以下に、各係数及び代表的な補正方式（指数補正方式）について説明しておく。

　ＣＦは、例えば以下の（１）式により計算される。ここで、Ｓｉは、遅延処理後かつ加算処理前のｉ番目の受信信号を示している。ｉは１～Ｎまでの整数である。例えばＮ個の受信信号が受信開口に相当する。ＣＦは、他の係数と同様、各深さの受信サンプル点ごとに順次演算される。

　上記の（１）式において、分母はＮ個の受信信号の絶対値の総和であり、個々の受信信号の符号は考慮されていない。分母は規格化のために設けられている。一方、上記の（１）式において、分子はＮの受信信号の総和の絶対値であり、加算に際して符号が考慮されている。よって、分子はＮ個の受信信号の位相のばらつき（非一様性）を示すものである。

　このＣＦを演算する関数の特性を送信周波数に応じて変化させるために例えば上記の指数補正方式を用いることができ、その場合、例えば以下の（２）式に示す関数内の指数ｐが利用される。

　ＧＣＦは、例えば以下の（３）式により計算される。（３）式の分母は、素子配列方向における振幅波形のスペクトラムについての全パワー値を示しており、同式の分子は、同スペクトラムにおけるＤＣ成分を含むＤＣ近傍成分のパワー値を示している。

　上記の振幅波形が完全にフラットであれば、スペクトラム上においてパワーはＤＣに集中することになり、一方、振幅波形にばらつきが生じると、スペクトラムが高周波側へ広がる。よって、ＤＣ近傍成分のパワー値により振幅波形のばらつきの大きさを評価することが可能である。ＤＣ近傍は、ＤＣから一定の周波数までの範囲として定義され、その幅（帯域）が例えば後に示すＭで指定される。上記（３）式に対して指数補正方式を適用する場合には以下の（４）式が利用される。

　上記（４）式におけるｐを送信周波数によって変更することによりビームデータ抑圧度合いを補正することが可能である。参照帯域補正方式を採用する場合、上記のＭの大きさが送信周波数によって変更される。

　ＳＣＦは、例えば以下の（５）式により計算される。ここでは既に指数補正方式が組み込まれた関数が示されている。なお、ｉは受信信号の番号を示しており、以下においてｉは０からＮ－１までの値をとる。

　上記（５）式におけるｂｉは以下の（６）式によって定義される。すなわち、受信信号を二値化したものがｂｉである。

　上記（５）式は二値化後の信号列についてばらつきとして積算値（平均値）を計算する内容を含んでいる。

　ＧＳＣＦは、例えば、以下の（７）式によって定義される。

　ＧＳＣＦにおいても各受信信号が二値化されている。それを前提として上記ＧＣＦと同様に、[ＤＣ近傍成分のパワー値]／[スペクトルの全パワー値]を演算することにより、ＧＳＣＦが求められる。Ｎは受信信号数を示し、Ｍは上記のようにＤＣ近傍を定義するパラメータ値である。このＧＳＣＦに対して指数補正方式を適用する場合には以下の（８）式で示す関数が利用される。

　ＳＴＦは、例えば、以下の（９）式によって定義される。なお、以下の（９）式においては受信サンプル点の深さｋが明示されている。また、指数補正方式に従う指数ｑが組み込まれている。本実施形態ではこの指数ｑが送信周波数に応じて変更される。

　上記の（９）式中のＡ（ｋ）は以下の（１０）式によって定義される。

　ここで、上記（１０）式中のｃｉ（ｋ）は以下の（１１）式のように定義される。

　上記の（１１）式は、符号反転の検出子であり、素子配列方向において符号反転箇所が検出された場合にｃｉ（ｋ）が１となる。深さｋについて、素子配列方向における符号判定数は同方向における振幅波形のばらつき度合いを示し、それを反映したものとして上記（９）式のようにＳＴＦが定義されている。なお、上記においては代表的な係数について説明した。ＰＣＦ及び他の係数についての説明は省略する。

　図２乃至図１８を用いて上述した係数演算部の具体的な構成例について説明する。

　図２には係数演算部の第１例が示されている。図２に示される係数演算部２４Ａは上述した（２）式を実行するものである。係数演算部２４Ａは指数ｐを可変するｐ可変器２６Ａを備えており、このｐ可変器２６Ａは送信周波数Ｆに基づいて指数ｐを可変設定している。ｐ可変器２６Ａは、パラメータ変更部として機能し、それはプロセッサ又は回路により構成される。以下に説明する他の可変器も、パラメータ変更部として機能し、プロセッサ又は回路により構成される。　

　図３には、ｘと｜ｘ｜^ｐとの関係がグラフとして示されている。グラフ１０１はｐが０．５の場合を示しており、グラフ１０２はｐが０．７の場合を示しており、グラフ１０３はｐが１．０の場合を示しており、グラフ１０４はｐが１．５の場合を示しており、グラフ１０５はｐが２．０の場合を示しており、グラフ１０６はｐが３．０の場合を示している。図示されるように、ｐの値を可変設定することにより、上述した（２）式における関数の特性を補正することができ、すなわち送信周波数に応じて係数ＣＦの値を操作することが可能である。これにより、送信周波数が高くなれば高くなるほど、係数の値があまり引き下げられないようにして、メインローブ成分が必要以上に低減されてしまう問題を防止することが可能である。逆に言えば、送信周波数が低いような場合には指数をより大きな値にして不要信号成分がより積極的に抑圧されるように構成することが可能である。

　図４には、係数演算部の第２例が示されている。係数演算部２４Ｂは、上述した（１）式を実行するものである。係数演算部２４Ｂは参照開口可変器３０Ｂを有している。この参照開口可変器３０Ｂは、（１）式に与える受信信号数すなわち入力開口の大きさを送信周波数Ｆに応じて可変設定するものである。それは図１に示した補正部の一態様である。

　例えば、図５に示されるように、上述した参照開口可変器は送信周波数が低いような場合においてより大きな入力開口Ｗ０を設定し、送信周波数Ｆが高くなったような場合にはより小さな入力開口Ｗ１を設定する。ここにおいて、図５における上段には素子配列方向における振幅分布が示されている。振幅分布の中心がメインビームの中心に相当する。送信周波数の大小に応じて入力開口つまり参照開口が連続的に切り替えられるようにしてもよいし、段階的に切り替えられるようにしてもよい。入力開口は通常、受信開口の中に設定され、実際上、受信開口を超えることがない。これについては後に図１９及び図２０を用いて説明する。上記のような入力開口の可変方式によれば、入力信号数を操作することにより見かけ上ばらつき度合いを可変して関数の作用を補正することが可能となる。これにより送信周波数が高くなったような場合においてメインローブ成分が不必要に低減されてしまうという問題を軽減できる。

　図６には係数演算部の第３例が示されている。係数演算部２４Ｃは（１）式を基本としてそれに対してオフセット値が付加されたものを演算するモジュールである。ここにおいてオフセット値がαであり、（１）の右辺に相当する部分に対しては重み（１－α）が乗算されている。係数演算部２４Ｃはα可変器３２Ｃを有し、このα可変器３２Ｃは送信周波数Ｆに基づいてパラメータ値としてのオフセット値αを可変設定している。具体的には、低減度合い補正手段が実現されるように、送信信号の周波数Ｆが高くなればなるほどオフセット値αが大きくなるようにオフセット値αの設定を行っている。

　このことが図７に示されている。図７において、横軸は図６に示す計算式中のブラケット内の値であり、縦軸は係数ＣＦを示している。オフセット値αを送信周波数Ｆに応じて変更することにより、図７に示される線形特性の傾き及び接点を操作することが可能である。これにより送信周波数が高くなったような場合においてメインローブ成分が必要以上に抑圧されてしまうといったことを軽減又は防止することが可能となる。このようなαの値をユーザーにより可変設定できるように構成してもよいし、また画質や信号品質等に基づいてαが自動的に決定されるように構成してもよい。

　次に、図８には係数演算部の第４例が示されている。係数演算部２４Ｄは上記の（３）式を実行するものである。係数演算部２４ＤはＭ可変器３２を備えている。このＭ可変器３２はＤＣ近傍を定義する帯域Ｍを送信周波数Ｆに応じて可変設定するものである。Ｍ可変器３２は区間変更部として機能する。

　すなわち、図９には素子配列方向における振幅波形のスペクトラムが示されている。横軸は周波数を示し、縦軸は各周波数毎のパワーを示している。周波数軸における左端がＤＣに相当している。仮に、素子配列方向における信号波形が完全に直線のような平坦なものであればスペクトルにおいてＤＣ上に全エネルギーが集中することになるが、信号波形においてばらつきあるいは変化があれば、スペクトラムが周波数軸上の高い方に広がることになる。その場合においてＤＣ近傍成分（図９において塗り潰し部分）はばらつき度合いによって変動するものであるため、そこを参照して係数としてＧＣＦが設定される。この場合において上述したＭ可変器は、ＤＣ近傍を定義する帯域Ｍを送信周波数に応じて可変設定している。具体的には、送信周波数が高くなればなるほどＭの大きさを増大させている。これにより、スペクトラム全体の面積との関係においてＤＣ近傍の面積の比率を操作することが可能となるので、送信周波数が高まったような場合においてメインローブ成分が必要以上に低減されてしまうという問題を軽減又は解消することが可能である。

　図１０には係数演算部の第５例が示されている。係数演算部２４Ｅは上記の（４）式を実行するものである。係数演算部２４Ｅはｐ演算器２６Ｅを有し、それによって送信周波数に応じて指数ｐが可変設定されている。そのような構成により（４）式に示した指数補正方式が実現される。

　図１１には係数演算部の第６例が示されている。係数演算部２４Ｆは、上記の（３）式を実行するものであり、それに対しては入力開口補正方式が適用されている。具体的には、係数演算部２４Ｆが、入力開口可変部として機能する参照開口可変器Ｆを有し、その参照開口可変器３０Ｆが送信周波数Ｆに基づいて入力開口すなわち参照開口を可変設定している。これにより上記の（３）式に示した関数において、入力信号数を操作することができ、すなわち例えば見かけ上のばらつき度合いを低くすることができるので、送信周波数が高くなったような場合においてメインローブ成分が過剰に抑圧されてしまう問題を軽減することが可能である。

　図１２には係数演算部の第７例が示されている。係数演算部２４Ｇは、上述した（３）式に対してオフセット値可変方式を適用した場合における関数を演算するものであり、その場合においてオフセット値αについてはα可変器３２Ｆにより可変設定されている。α可変器３２Ｆは送信周波数Ｆに応じてオフセット値αを可変設定するものである。

　図１３には係数演算部の第８例が示されている。係数演算部２４Ｈは、上述した（５）式を実行するものであり、すなわち係数としてＳＣＦを演算するものである。係数演算部２４Ｈは、図示されるように二値化器３４Ｈ及びｐ可変器２６Ｈを有している。二値化器３４Ｈは上記の（６）式を実行するものである。ｐ可変器２６Ｈは低減度合い補正手段の一態様として、送信周波数Ｆに基づいて指数ｐを可変設定するものである。二値化器３４Ｈは、プロセッサ又は回路である。以下に説明する二値化器も同様である。

　このような構成によれば、送信周波数Ｆが高くなったような場合に、ＳＣＦの低減度合いを抑えて、メインローブ成分が必要以上に低減されてしまう問題に対処することが可能である。

　図１４には、係数演算部の第９例が示されている。この係数演算部２４Ｉは上述したＳＣＦを計算するものであり、それは二値化器３４Ｉ及び参照開口可変器３０Ｉを有している。参照開口可変器３０Ｉは補正部の一態様を構成し、それによってＳＣＦを演算する関数に与える入力信号数を操作することにより、見かけ上ばらつきを可変し、これによってＳＣＦの関数の特性を変更している。

　図１５には係数演算部の第１０例が示されている。この係数演算部２４Ｊは上記同様にＳＣＦを計算するものであり、ただし、そのＳＣＦを演算する関数においては上述したオフセット補正方式に基づく修正が適用されている。係数演算部２４Ｊは上記同様に二値化器３４Ｊ及びα可変器３２Ｊを有し、α可変器３２Ｊは送信周波数Ｆに基づいてオフセット値αを可変設定している。

　図１６には係数演算部の第１１例が示されている。この係数演算部２４Ｋは上述した（７）式に基づいてＧＳＣＦを演算するものである。係数演算部２４Ｋは図示されるように二値化器３４Ｋ及びｐ可変器２６Ｋを有している。上記のようにＧＳＣＦはＧＣＦを修正したものであり、すなわち入力信号を二値化信号にしたものである。ｐ可変器２６Ｋによって指数ｐが送信周波数Ｆに応じて可変設定される。これによりメインローブ成分の過度の抑圧といった問題を軽減することが可能である。

　図１７には、係数演算部の第１２例が示されている。係数演算部２４Ｌは上記同様にＧＳＣＦを演算するものであり、このためそれは二値化器３４Ｌを有している。調整部として参照開口可変器３０Ｌが設けられ、それによって送信周波数Ｆに基づいて参照開口としての入力開口が可変設定されている。

　図１８には係数演算部の第１３例が示されている。係数演算部２４Ｍは上記同様にＧＳＣＦを演算するものである。すなわち、ここにおいてはそれを演算するための関数に対してオフセットαが組み込まれている。関数演算部２４ＭはＧＳＣＦを計算するために二値化器３４Ｍを有しており、また低減度合い調整手段を構成するα可変器３２Ｍを有している。このα可変器３２Ｍにより送信周波数Ｆに基づいてオフセットαが可変設定されている。

　次に図１９及び図２０を用いて、受信開口と入力開口（参照開口）との関係について説明する。

　図１９において、アレイ振動子３６は直線上に配列された複数の振動素子により構成されている。超音波ビーム３８はこの例において送信ビーム及び受信ビームを示しており、超音波ビーム３８は電子リニア走査されるものである。その超音波ビーム３８の中心軸を中心として受信開口４０が設定される。すなわちその受信開口４０内を構成する複数の受信素子からの受信信号が整相加算処理の対象となる。これに対し、入力開口が符号４２で示されている。入力開口４２は超音波ビーム３８を中心とする一定の開口であり、その大きさは上述したように送信周波数に応じて可変設定される。

　入力開口４２は、受信開口４０と同等かあるいはその内部に設定されるものである。すなわち実際に得られた受信信号列の中における参照信号数を調整するものが入力開口４２である。超音波ビームが電子走査され、その超音波ビームが端部に至った状態が符号４４で示されている。それに対して上記同様に受信開口４６が設定され、また入力開口４８が設定される。その場合においては見かけ上アレイ振動子３６の端部に対して更に仮想的な振動子３６Ａが存在するものとして制御される。ただし実際には、有効な受信開口は符号５０で示される範囲であり、また、有効な入力開口は符号５２で示される範囲である。この場合においては、両者の一端がアレイ振動子３６の一端に揃っている。もちろん、図１９に示される制御例は一例に過ぎないものである。いずれにしても、本実施形態においては、受信開口と入力開口はそれぞれ独立に設定されており、またそれぞれがその目的に応じて独立に制御されている。

　図２０には、深さに応じた受信開口及び入力開口の変化が示されている。アレイ振動子３６に対して直交する方向に超音波ビーム５０が示されている。超音波ビーム５０の示す方向が深さ方向に相当している。図２０においては、５つの深さｄ１～ｄ５が示されている。便宜上、深いところから検討すると、深さｄ５においては、受信開口としてフル開口５４が設定され、その中において入力開口５６が設定される。深さｄ４においては、やや小さな受信開口５８が設定され、その範囲内において入力開口６０が設定される。ただし、そのような深い部位ｄ４，ｄ５において入力開口５６，６０のサイズは維持されている。それらよりも少し浅い中間的な深さｄ３において、この例では、受信開口６２と入力開口６４とが一致している。ただし入力開口６４は、上述した入力開口５６，６０とも一致している。更に浅い深さｄ２においても、受信開口６６と入力開口６８とが一致しているが、それらはより深い所に設定される受信開口及び入力開口よりも小さな範囲として設定されている。もっとも浅い深さｄ１においても同様であり、その深さｄ１において受信開口７０と入力開口７２とは一致しているが、それよりも深い地点に設定される受信開口及び入力開口よりもそれらは小さな範囲として設定されている。

　以上のように、本実施形態においては、受信開口と入力開口とが独立して設定されており、またはそれらの目的に応じて、深さに依存してそれぞれの大きさが設定されている。図２０に示した制御例において、上述したように、送信周波数の高低に応じて入力範囲の大きさが可変設定される。例えば、送信周波数が高くなったような場合にはそれぞれの深さにおいて入力開口の大きさが小さくされ、これにより参照するばらつきが見かけ上小さくなり、その結果係数の値が必要以上に小さくなってしまうことが防止される。

　以上の通りであり、上述した様々な構成例においては、いずれも送信周波数に応じて係数の大きさを操作することができるので、不要信号成分の抑圧に伴ってメインローブ成分までもが必要以上に抑圧されてしまうという問題を解消又は軽減することが可能である。これにより超音波画像の画質を維持あるいは向上することが可能である。

　図１に示す構成例においては、音速補正部については設けられていなかったが、そのような回路を付加的に設け、送受信ディレイデータの演算にあたって生体内における音速に基づく制御が実現されてもよい。そのような場合においても生体内における各部の音速が微妙に異なるため、上述したような送信周波数に応じた補正を適用するのが望ましい。

　各図に示した構成において、複数のプロセッサに代えて、それらが有する複数の機能を実行する単一のプロセッサを設けてもよく、あるいは、複数の回路に代えて、それらが有する複数の機能を実行する単一の回路が設けられてもよい。逆に、個々のプロセッサに代えてその機能を実行する複数のプロセッサが設けられてもよく、あるいは、個々の回路に代えてその機能を実行する複数の回路が設けられてもよい。

Claims

　複数の振動素子からなるアレイ振動子から出力された複数の受信信号に対して遅延処理及び加算処理を適用してビームデータを出力する受信部と、
　前記遅延処理後且つ前記加算処理前の複数の受信信号の全部又は一部を参照し、前記ビームデータのゲインを可変するための係数を演算する演算部であって、前記遅延処理後且つ前記加算処理前の複数の受信信号の全部又は一部についての素子配列方向における位相のばらつきが大きいほど前記ビームデータがより大きく抑圧されるように前記係数を演算する係数演算部と、
　前記係数に基づいて前記ビームデータに対して抑圧処理を適用する抑圧処理部と、
　を含み、
　前記係数演算部は、送信周波数が高いほど前記ビームデータに対する抑圧処理での抑圧度合いがより小さくなるように前記係数を演算する、
　ことを特徴とする超音波診断装置。
　請求項１記載の装置において、
　前記係数演算部は、前記位相のばらつきから前記係数を求めるための関数に基づいて前記係数を演算し、
　前記送信周波数に応じて前記関数の入力条件が変更され又は前記関数の中のパラメータ値が変更される、
　ことを特徴とする超音波診断装置。
　請求項２記載の装置において、
　前記係数演算部は、前記送信周波数に応じて、前記遅延処理後且つ前記加算処理前の複数の受信信号の中から前記関数に与える複数の受信信号を選択するための入力開口を変化させる入力開口可変部を含み、
　前記送信周波数に応じて前記関数に与える受信信号数が変更される、
　ことを特徴とする超音波診断装置。
　請求項３記載の装置において、
　前記入力開口は、受信ビームを形成するために前記素子配列方向に広がる受信開口に包含される開口である、
　ことを特徴とする超音波診断装置。
　請求項４記載の装置において、
　前記入力開口は、前記受信ビーム上の受信サンプル点の深さに応じて変更される、
　ことを特徴とする超音波診断装置。
　請求項２記載の装置において、
　前記係数演算部は、前記送信周波数に応じて、前記パラメータ値としての前記関数内の指数又はオフセット値を変更するパラメータ値変更部を含む、
　ことを特徴とする超音波診断装置。
　請求項２記載の装置において、
　前記関数は、前記遅延処理後且つ前記加算処理前の複数の受信信号の全部又は一部に基づいて構成される素子配列方向の振幅分布に含まれる直流近傍成分に基づいて前記係数を演算するための関数であり、
　前記係数演算部は、前記送信周波数に基づいて、前記パラメータ値としての前記直流近傍成分を規定する区間の大きさを変更する区間変更部を含む、
　ことを特徴とする超音波診断装置。