WO2014206533A2 - Hochspannungsmodulation ohne schleppfehler - Google Patents

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WO2014206533A2
WO2014206533A2 PCT/EP2014/001598 EP2014001598W WO2014206533A2 WO 2014206533 A2 WO2014206533 A2 WO 2014206533A2 EP 2014001598 W EP2014001598 W EP 2014001598W WO 2014206533 A2 WO2014206533 A2 WO 2014206533A2
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Trumpf Laser GmbH
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    • H03K3/57—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback the switching device being a semiconductor device
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    • G02F1/00—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics
    • G02F1/01—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour 
    • G02F1/03—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  based on ceramics or electro-optical crystals, e.g. exhibiting Pockels effect or Kerr effect
    • G02F1/0327—Operation of the cell; Circuit arrangements

Definitions

  • the invention relates to a high voltage power supply for a
  • a Pockels cell For switching and modulating a laser beam, a Pockels cell is usually used.
  • the Pockels cell comes with a
  • This Pockelszellentreiber operated. This Pockelszellentreiber is supplied for this purpose with a high voltage of about ⁇ 1.5 kV. In order to be able to guide and stop the laser beam precisely, it is necessary to use the
  • Pockelszellentreiber modulating applied high voltage without lag error For example, when drilling a blind hole, the laser beam must be precisely controlled to precisely control the depth and shape of the bore.
  • the delay time between the specification of the desired output voltage and the actual achievement of this output voltage, i. the following error, however, is more than 250 ⁇ 5 in known high-voltage supplies when operating in the high voltage range. In the case of very short machining processes, such a delay time already represents a significant proportion of the machining time.
  • the present invention is therefore based on the object to provide a high voltage power supply for a Pockelszellentreiber, in which a voltage modulation in the high voltage range with the least possible tracking error.
  • a high voltage power supply for a Pockels cell driver having a first voltage converter and a second voltage converter, wherein the voltage input of the first voltage converter is connected in parallel to the voltage input of the second voltage converter and the first voltage converter has a first output circuit and the second voltage converter has a second output circuit and the first output circuit with the second output circuit is connected in series between a voltage output of the high voltage power supply, wherein the output circuits are connected to at least one discharge circuit.
  • Pockels cells which are connected to the voltage output of the high voltage power supply via a Pockelszellentreiber be controlled very precisely.
  • the discharge circuit may be part of a discharge circuit part.
  • the discharge circuit part may include a plurality of discharge circuits.
  • the discharge circuit part may have a controlled voltage source. With such a controlled voltage source, the
  • Discharge circuit or the discharge circuits can be activated.
  • the parallel-connected voltage transformers enable a precise and fast voltage build-up, which follows the setpoint almost immediately. A voltage drop which follows practically immediately after the desired value is ensured by the discharge circuit. By means of the high-voltage supply according to the invention, a following error can thus be practically avoided.
  • the first output circuit is a first one
  • Discharge circuit and the second output circuit connected to a second discharge circuit. Due to the individual assignment of a discharge circuit to each output circuit, the voltage during the voltage drop can be performed very promptly at the setpoint.
  • the high-voltage power supply can have at least one further voltage converter whose voltage input is connected in parallel to the voltage input of the first voltage converter and the second voltage converter, wherein a further output circuit of the further voltage converter is connected in series between the voltage output of the voltage converter High voltage supply is connected and the further output circuit is connected to a further discharge circuit.
  • the high voltage power supply has four voltage transformers whose voltage inputs are connected in parallel, the voltage transformers each having an output circuit, the output circuits are each connected to a discharge circuit and the output circuits are connected in series between the voltage output of the high voltage supply.
  • a control unit for controlling all voltage transformers and discharge circuits.
  • the control unit preferably comprises a PI controller, that is to say a regulator with a proportional amplifier and a parallel-connected integrator.
  • the high-voltage supply can furthermore be characterized in that a voltage detection connected to the control unit is provided at the voltage output of the high-voltage supply. As a result, a regulation of the output voltage is made possible.
  • Voltage sensing can be both structurally simple and provide accurate readings if it includes a voltage divider with multiple resistors connected in series.
  • a first pole of the voltage inputs of the voltage converter may be preceded by an input intermediate circuit which has at least one input intermediate circuit.
  • capacitor in particular a plurality of input capacitors connected in parallel.
  • At least one input capacitor is designed as a ceramic capacitor.
  • Ceramic capacitors can withstand high RMS current loads due to their low loss resistance. Furthermore, the aging of ceramic capacitors depends only on their operating temperature and significantly less pronounced than conventional electrolytic capacitors.
  • At least one input capacitor in particular all input capacitors, can be designed for an operating temperature of more than 100 ° C.
  • an input capacitor of the series X7R, X7S or X8R is considered.
  • X7R capacitors are specified for an operating temperature of up to 125 ° C.
  • At least one Schottky diode can be connected upstream of the input intermediate circuit. As a result, a reverse polarity of the voltage input can be prevented. Furthermore, the Schottky diode can prevent oscillation between two high-voltage supplies, which are operated on the same power supply.
  • the voltage transformers can continue to be preceded by a driver.
  • the driver is preferably formed in two stages.
  • the driver can have a gate driver module and / or a bipolar push-pull stage. This allows the voltage converter to be precisely controlled.
  • At least one voltage transformer in particular all voltage transformers, one
  • flyback converter on.
  • a galvanically isolated voltage transmission can take place.
  • be through The use of a flyback converter allows very high output voltages with a moderate transmission ratio.
  • At least one flyback converter in particular all flyback converters, may have a memory transformer in the form of a printed circuit transformer.
  • the transmitted energy can be temporarily stored in the magnetic field of the magnetically coupled coils of the storage transformer.
  • the windings of the coils are optimally protected by the formation of the memory transformer as a printed circuit transformer against contamination and touch.
  • the output circuit of at least one voltage converter has an output capacitor at its output, wherein the voltage converter is designed such that at least 20% of the energy supplied to the voltage converter in one clock cycle at the voltage input thereof is fed into the output capacitor within that clock cycle.
  • all the output circuits of the voltage converter at their outputs to an output capacitor wherein the voltage converter are designed such that at least 20% of the energy supplied to the voltage transformers in a clock cycle at the voltage input, is passed into the output capacitor within this clock cycle.
  • the voltage transformers can thereby be formed in one stage.
  • the converter topology thus achieved enables energy transfer within a single cycle. For each individual cycle, the energy to be transmitted can thus be influenced directly by the control unit. The following error can be kept particularly low during stress build-up.
  • At least one output capacitor in particular all Tonkonden capacitors, may be in the form of ceramic capacitors. At least one output capacitor, in particular all output capacitors, can have a plurality of capacitors connected in parallel.
  • At least one output circuit has a boost diode.
  • a boost diode is a silicon carbide (SiC) diode.
  • the boost diode is designed especially for voltages of more than 1000 V. It prevents a discharge of the output circuit of the voltage converter. This increases the maximum possible voltage at the voltage output. Does each output circuit have one
  • the boost diode can be connected directly to the output of its output circuit.
  • each boost diode is connected directly to the output of its respective output circuit.
  • the high-voltage supply is preferably characterized in that at least one output circuit of a voltage converter, in particular all output circuits of the voltage converter, have at least one output capacitor and at least one discharge resistor connected in parallel with the output capacitor.
  • the output circuit in particular all the output circuits, can be discharged very quickly after switching off the high-voltage supply to a safe, low voltage.
  • at least two parallel connected discharge resistors are provided to ensure that the short discharge time can be ensured even in the event of a defect of a discharge resistor.
  • the high-voltage supply preferably has a demagnetization monitoring.
  • at least one voltage transformer in particular all voltage transformers, have a measuring winding which are connected to the Entmagnetlsticianserkennung.
  • the Entmagnetlsticianserkennung may have a comparator whose output is connected to the serially connected measuring windings of the flyback converter.
  • At least one discharge circuit in particular all discharge circuits, can have an actively controlled current sink.
  • the current sink comprises a current sink transistor connected to the output circuit of the associated voltage converter.
  • the current sink transistor may be in the form of a MOSFET.
  • the current sink transistor can be connected via source and drain to the output circuit of the associated voltage converter.
  • source corresponds to the collector, drain to the emitter and gate of the base.
  • Current sink transistors can be a source resistor, a
  • Drain resistance and / or a gate resistance to be connected may have resistance values between 2 ohms and 100 ohms.
  • the gate resistors may have resistance values between 10 ohms and 200 ohms.
  • Unloading current can be adjusted.
  • the gate resistor decouples the respective voltage converter from the current sink and thereby prevents oscillation of the current sink, which can result from a changed charge of an output capacitor of the voltage capacitor.
  • Drain resistance prevents the individual current sinks in their series connection from influencing each other.
  • the gate voltage of at least one current sink transistor may be controllable via a transformer, wherein the gate is connected to a secondary winding of the transformer. In this way, a control signal can be transmitted floating to the current sink transistor.
  • a gate capacitor may be provided which is connected in parallel with a capacitor resistor.
  • the capacitor resistor discharges the gate capacitor continuously, thereby ensuring that the voltage at the gate of the
  • the gate voltages of all current sink transistors are controllable via a respective transformer, wherein first primary windings of the transformers are connected in parallel.
  • a control signal can thereby be transmitted simultaneously and without potential to all current sink transistors.
  • At least one transformer may have a second primary winding.
  • the second primary winding allows demagnetization of the transformer.
  • all transformers may have a second primary winding, wherein the second primary windings are connected in parallel with each other.
  • all transformers can be demagnetized simultaneously.
  • the control of the first primary winding of a transformer in particular the control of the first primary windings of each transformer, via a voltage-controlled voltage source.
  • the control of the current sink in particular the control of all current sinks, done unloaded.
  • the voltage-controlled voltage source may comprise an operational amplifier and a bipolar push-pull stage, wherein the output of the operational amplifier is connected to the input of the push-pull stage and the output of the push-pull stage to the first primary winding of a transformer. Due to the direct connection of the output of the operational amplifier to the input of the push-pull stage, the maximum possible output current of the operational amplifier is increased.
  • the output of the push-pull stage can furthermore be fed back to an input of the operational amplifier, in particular an inverting input of the operational amplifier.
  • the output voltage of the push-pull stage can be controlled directly from the operational amplifier.
  • the voltage-controlled voltage source can be controlled with a voltage-reduced or voltage-boosted signal.
  • the voltage reduction or voltage increase refers to the voltage required to respond to the discharge circuit. By reducing the voltage or increasing the voltage, the response time of the discharge circuit controlled by the voltage-controlled voltage source can be greatly reduced.
  • the circuit of the high-voltage supply is preferably arranged on a water-cooled circuit board, wherein the circuit board has a temperature sensor, in particular an LM35 temperature sensor.
  • a temperature sensor in particular an LM35 temperature sensor.
  • the temperature sensor generates a proportional to the temperature of the board changing electricity.
  • the current generated by the temperature sensor is 50 A / ° C.
  • the high-voltage power supply can be arranged on a circuit board which can be plugged into a connection board module, wherein a short-circuit bridge which can be connected to the connection board module can be provided on the circuit board. This ensures that the high voltage supply is only operated when the shorting bridge is closed, i. the board correctly in the
  • connection board module is inserted.
  • the connection board module may have a printed circuit board with a control and / or regulating unit arranged or formed on it.
  • the interconnect module may be disposed in a housing or part of a housing.
  • Fig. 1 is a circuit diagram of a first high voltage power supply with a voltage converter part and a discharge circuit part;
  • Fig. 2 is a circuit diagram of the voltage transformer portion of the first high voltage power supply; a first enlarged detail of Figure 2, illustrating a first voltage converter and a first output circuit. a second enlarged section of Figure 2, which shows an input circuit and a demagnetization detection. a third enlarged section of Figure 2, which illustrates a driver. a circuit diagram of the discharge circuit part of the first high voltage supply;
  • FIG. 3a shows a first enlarged detail of Fig. 3, a first
  • Discharge circuit represents
  • Fig. 3b shows a second enlarged section of Fig. 3, the one
  • Fig. 4 is a highly simplified circuit diagram of a second high voltage power supply.
  • the first high-voltage supply 10 comprises a circuit board 12, which is plugged into a connection board module 14. To the To ensure proper connection of the board 12 with the interconnect module 14, a shorting bridge 16 is provided on the board 12.
  • the first high voltage power supply 10 includes a
  • Link card module 14 are connected to each other via the lines shown.
  • the voltage converter section 18 draws a 24V supply voltage (GND) from corresponding terminals of the interconnect board module 14.
  • the entire board 12 receives via several ground contacts (GND) and the supply voltages + 15V and -15V and leads them both to the voltage converter section 18 and the discharge circuit part 20 too. Furthermore, the
  • Connection board module 14 with a 3.3V voltage (3.3V) for a, a demagnetization comparator 36 having demagnetization recognition 34 (see Fig. 2b) and a 15V voltage (+ 15V_Driver) for a driver 54 (see FIG 2c).
  • Voltage transformer section 18 is further connected to the corresponding connections of the interconnection board module 14 via the connections "Drive_Enable” for switching on and off the driver 54 and "Gate_Driver” for driving the driver 54. Furthermore, an output (Komp) of the demagnetization comparator 34 is connected to a corresponding connection of the connection board module 14.
  • a voltage output 22 of the first high-voltage supply 10 is provided.
  • the poles of the voltage output 22 are designated “high” and “low”.
  • the voltage at "High” is between 0V and 2000 V.
  • the voltage at "Low” is between 0V and -2000V.
  • the voltage output 22 is connected to a
  • the voltage transformer part 18 operates with a power output of 100W to 500W, especially 200W.
  • the poles of the voltage output 22 ("high” and “low") can be arranged on the circuit board 12. They may also be connected to respective terminals (not shown) of the interconnect board module 14.
  • a voltage detection 24 is further provided.
  • the poles of the voltage detection 24 are marked with "High_Mess” and “Low_Mess”.
  • High_Mess a voltage measurement with positive output voltage, at “Low_Mess” with negative output voltage can take place.
  • High_Mess is a maximum of 4V, with 4V corresponding to the maximum or minimum output voltage.
  • the discharge circuit part 20 is supplied via the terminal
  • the output circuits 70, 70 ⁇ 70 ", 70" (see Fig. 2) of the
  • Voltage transformer parts 18 are connected to the discharge circuit part 20 via the connections "High”, “Trafol_Sink”, “Trafo2_Sink”, “Trafo3_Sink” and “Low.” Furthermore, a temperature sensor circuit 120 (see Fig. 3) of the voltage converter part 18 via the connection " Temp "connected to a corresponding terminal of the connection board module 14.
  • Fig. 2 illustrates the voltage converter portion 18 in detail
  • Voltage transformer part 18 has a first voltage converter 26, a second voltage converter 26 ⁇ a third voltage converter 26 "and a fourth voltage converter 26" ⁇ .
  • the voltage transformers 26, 26 ⁇ 26 ", 26" ⁇ are identical in the form of flyback converters.
  • Flyback converters each have a storage transformer in the form of a eight-layer PCB transformer.
  • the windings of the PCB transformers are located inside the board of the PCB transformers and are therefore optimally protected against dirt and contact.
  • first voltage converter 26 In the two outer layers of the printed circuit transformer of the first voltage converter 26 is a first primary winding 28 and a first measuring winding 30.
  • the first measuring winding 30 is used to detect the demagnetization of the printed circuit board transformer.
  • a first shield winding 33 Between the first primary winding 28 and a first secondary winding 32 of the first voltage converter 26 is a first shield winding 33 for reducing the displacement currents across the parasitic capacitances of the printed circuit transformer.
  • the measuring windings of the voltage transformers 26, 26 ⁇ 26 ", 26", among others the first measuring winding 30, are connected to a demagnetization detector 34, as can be seen in FIG. 2 and FIG. 2 b. .
  • the demagnetization 34 comprises according to Fig 2b a Kompara- gate 36, the output of the series-connected measuring windings - for example, the first measuring coil 30 - the transformer 26, 26 ⁇ 26 ", 26 v 'is connected.
  • the comparator 36 monitors the polarity of the voltage across the measuring windings, which depends on the current flow direction in the voltage transformers 26, 26 ⁇ 26 ", 26" (see Fig. 2). Due to the antiparallel series connection of two Zener diodes 38, 40 with two
  • the input of the comparator 36 is protected from excessive differential voltages.
  • the series connection of the Schottky diodes 42, 44 ensures a sufficiently high cutoff frequency.
  • Via a feedback resistor 46 the hysteresis of the comparator 36 can be adjusted.
  • the voltage transformers 26, 26 ⁇ 26 ", 26" x are connected via a first pole (node) 48 to an input intermediate circuit 49 shown in FIG. 2b.
  • the input intermediate circuit 49 has identical input capacitors in the form of ceramic capacitors, in particular of the type X7R, of which, for reasons of clarity, only a first input capacitor 50 and a second input capacitor 5CP are provided with a reference symbol.
  • the input capacitors 50, 50 ⁇ are connected in parallel between GND and first pole (node) 48 and second pole (node) 48.
  • the input capacitors 50, 50 ⁇ have values in the range from 50 pF to 5000 pF, in particular in the range from 100 pF to 1000 pF. Preferably, thirty 10pF capacitors in parallel are used.
  • the input intermediate circuit 49 In order to prevent a reverse polarity of the input voltage (24V / GND), the input intermediate circuit 49, two Schottky diodes 52, 52 'connected upstream.
  • the Schottky diodes 52, 52 further prevent oscillation between the first high voltage supply 10 (see Fig. 1) and another voltage supply (not shown) when connected to the same voltage source.
  • the voltage transformers 26, 26 ⁇ 26 ", 26 '" are further connected to a driver 54 (see Fig. 2c).
  • the driver 54 includes a first primary transistor 56 and a second primary transistor 56 '.
  • the control of the two primary transistors 56, 56 ' takes place via two stages: A first stage, which serves to increase the level, consists of one
  • Gate Driver Module 58 raises the Gate_Driver signal from the control unit (not shown) from 3.3V to 15 V. In a second stage, the output current of the gate driver module 58 is amplified by a bipolar push-pull stage 60.
  • the first primary transistor 56 is a first voltage divider 62, the second primary transistor 56 ⁇ assigned a second voltage divider 62 '.
  • the voltage dividers 62, 62 ' have an identical structure. For reasons of clarity, therefore, only the first voltage divider 62 will be explained in more detail below.
  • the first voltage divider 62 includes a first resistor 64 in the gate line.
  • the gate line is the line between the bipolar push-pull stage 60 and the gate of the first primary transistor 56.
  • the first resistor 64 in the gate line has a value in the range of 1 ohm to 100 ohms, preferably 10 ohms are used.
  • the first voltage divider 62 further includes a second resistor 66 and a third resistor 68 between the gate and source of the first primary transistor 56.
  • the parallel-connected resistors 66 and 68 may also be realized by a single resistor.
  • the value range of the resistance resulting from the resistors 66 and 68 is between 10 ohms and 1000 ohms, in particular between 80 ohms and 220 ohms.
  • the first voltage divider 62 prevents the first primary transistor 56 is driven at the 3.3V level of the control unit in case of a defect of the gate driver module 58.
  • a first Druckspitzenabfang- circuit 57 is arranged at the two output terminals of the first primary transistor 56, in particular at the source and drain of this transistor. This consists - as shown in Fig. 2c - preferably from a capacitance and a resistor. With this circuit, the primary transistor 56 is protected from voltage spikes during switching.
  • a second switching tip interception circuit 57 ⁇ is arranged. This also preferably consists of a capacitance and a resistor. With this circuit, the second primary transistor 56 v is protected from voltage peaks during switching.
  • the voltage inputs of the voltage transformers 26, 26 ', 26 “, 26”' are connected in parallel.
  • the voltage transformers 26, 26 ', 26 ", 26”' are thereby simultaneously controllable. This allows a fast and precise voltage build-up of the output voltage of the first high-voltage supply 10 (see Fig. 1), which follows almost immediately following a setpoint specified by the control unit (not shown).
  • Voltage transformers 26, 26 ', 26 “, 26”' each have an output circuit 70, 70 ', 70 ", 70”'.
  • the output circuits 70, 70 ', 70 ", 70”' are connected in series between the voltage output 22 of the first high voltage supply 10 (see Fig. 1).
  • the voltage detection 24 comprises a voltage divider having more than eight resistors, preferably twelve to fourteen resistors.
  • the resistors are preferably identical.
  • the value of the resulting resistance can be in a range from 100 kohms up to 10 megohms, more preferably in a range from 1 megohms up to 2 megohms. It is realized, for example, with twelve series-connected 0.5 MOhm resistors. For reasons of clarity, only a first resistor 72 and a second resistor 72 'are provided with a reference numeral.
  • the resistance of the resistors has a tolerance of 0.1%. The high number of resistors increases the safety in the event of the failure of a resistor and reduces the voltage load of the individual resistors so far that standardized resistors can be used.
  • the first resistor 72 and the second resistor 72 ' are measuring resistors. With a negative voltage at the voltage output 22, the measuring voltage is detected at the first resistor 72 and the second resistor 72 'bridged. With a positive voltage at the voltage output 22, the voltage at the second resistor 72 'is detected and the first resistor 72 bridged.
  • the scaling factor of the voltage lers is 0.002. This corresponds to a measuring voltage of 4V at an output voltage of 2000V.
  • the output circuits 70, 70 ', 70 ", 70"' are identical. For reasons of clarity, therefore, only a first output circuit 70 is explained in more detail below.
  • the first output circuit 70 has a first one
  • the Boost diode 74 on.
  • the first boost diode 74 is a 1200V silicon carbide (SiC) diode.
  • the first boost diode 74 prevents discharge of the first output circuit 70 when the first boost diode 74 is turned off by the diode reverse current. As a result, the maximum possible output voltage is increased.
  • the losses in the first boost diode 74 can be minimized by a high switching frequency.
  • the first output circuit 70 has output capacitors 76, 76 ', 76 ".These output capacitors are connected in parallel, they can all have identical values, and the output capacitors 76, 76', 76" are high-voltage ceramic capacitors from 10 nF to 10 pF. Preferably, three parallel-connected 100 nF capacitors are used. To the output capacitors 76, 76 ', 76 "discharge resistors 78, 78', 78" are provided. There are three discharge resistors connected in parallel. Each discharge resistor 78, 78 ', 78 "has two serially connected resistors, which are not referenced for clarity.
  • Each discharge resistor 78, 78', 78" is capable of controlling the output voltage of the first output circuit 70, ie to discharge the voltage between the "High” and “Trafol_Sink” terminals to less than 40V within less than one second of turning off the first high voltage supply 10 (see Figure 1).
  • the parallel connection of the discharge resistors 78, 78 ', 78 "ensures that this discharge time of less than one second, even in the event of a defect of one or two of the discharge resistors 78, 78 ', 78 ", the first output circuit 70 is thereby formed with particular safety The value of the resulting resistance of the discharge resistors 78, 78', 78".
  • the resistors may be in a range of 10 kohms up to 2 megohms, more preferably in a range of 0.1 megohms to 1 megohms. It is realized, for example, with two 0.4 Mohm resistors connected in parallel.
  • the first voltage converter 26 is designed in such a way that at least 20% of the energy which is supplied to the voltage converter 26 in one clock cycle at its voltage input is conducted into the output capacitors 76, 76 ', 76 " Output voltage allows.
  • the output circuits 70, 70 ', 70 ", 70"' are each connected to a discharge circuit of the discharge circuit part 20 (see Fig. 1). This enables a precise voltage drop of the output voltage of the first high voltage supply 10 (see Fig. 1), which follows almost immediately the default of the control unit (not shown).
  • a first discharge circuit 80, a second discharge circuit 80 ', a third discharge circuit 80 "and a fourth discharge circuit 80"' are shown.
  • the discharge circuits 80, 80 ', 80 ", 80"' are identical. For reasons of simplifying the description, therefore, only the first discharge circuit 80 is explained in more detail below.
  • the first discharge circuit 80 has a first actively controlled current sink 82, which comprises a first current sink transistor 84.
  • the discharge current of the first current sink 82 is via the
  • the first current sink 82 further comprises a first gate resistor 86, a The first gate resistor 86 decouples the first voltage converter 26 (see Fig. 2) from the first current sink 82 and prevents oscillation of the current sink 82, which otherwise would be at changing charges of the output capacitors 76, 76 '.
  • the first gate resistor 86 has values in the range of 10 ohms to 1000 ohms, values of 50 ohms to 200 ohms are preferred, and the ratio between gate voltage and ohms is determined by the first source resistor 88
  • the first source resistor 88 has values in the range of 5 ohms to 100 ohms, preferably values of 10 ohms to 50 ohms
  • Drain resistor 90 prevents the current sinks - inter alia, the first current sink 82 - of the discharge circuits 80, 80 ', 80 ", 80"' (see Fig. 3) influence each other in their series connection.
  • the first drain resistor 90 has values in the range of 1 ohm to 100 ohms, preferred values of 5 ohms to 20 ohms.
  • Current sink transistor 84 acts as a rectifier diode.
  • At the gate of the first current sink transistor 84 is a first
  • Gate capacitor 92 is provided, which is parallel to a first
  • Capacitor resistor 94 is connected. The first
  • Capacitor resistor 94 discharges the first gate capacitor 92 continuously, thereby ensuring that the voltage at the gate of the first current sink transistor 84 can be varied at a sufficient rate.
  • the first gate capacitor 92 has values in the range of 1 nF to 100 nF, preferably 10 nF are used.
  • the first capacitor resistor 94 has values in the range of 1 kohms to
  • the gate voltage of the first current sink transistor 84 is controllable via a first transformer 96, wherein the gate is connected to a secondary winding 98 of the first transformer 96. As a result, a control signal can be transmitted floating to the first current sink transistor 84.
  • the first transformer 96 is in the form of a
  • the first transformer 96 is designed as a forward converter with peak rectification.
  • the first transformer 96 has a first primary winding 100 and a second primary winding 102.
  • the second primary winding 102 has a polarity reverse to the first primary winding 100.
  • the second primary winding 102 together with a freewheeling diode 104 (see FIG. 3), provides for the demagnetization of the first transformer 96.
  • the control of the parallel-connected discharge circuits 80, 80 ', 80 ", 80”' takes place when the control unit (not shown) of the first high-voltage supply 10 (see Fig. 1) outputs a negative control voltage, that is, when the setpoint of the output voltage the first high voltage supply 10 is lower than the current output voltage.
  • the control unit comprises a PI controller.
  • the discharge circuits 80, 80 ', 80 ", 80"' are actuated via a controlled voltage source 106. In particular, as in the present case, this can be a voltage-controlled voltage source.
  • the voltage-controlled voltage source 106 has, according to FIG. 3b, an operational amplifier 108 and a bipolar push-pull stage 110.
  • the bipolar push-pull stage 110 is connected directly to the output of the operational amplifier 108 and increases its maximum possible output current.
  • the operational amplifier 108 is connected as an inverting amplifier.
  • the output 112 of the bipolar push-pull stage 110 is on an input 114 of the operational amplifier 108 returned.
  • the operational amplifier 108 directly controls the output voltage of the push-pull stage 110.
  • a diode 116 limits the output voltage of the operational amplifier 108 to the positive voltage range.
  • a negative output voltage of the operational amplifier 108 is further prevented by a unipolar supply voltage of the push-pull stage 110.
  • the supply voltage for, among other things, the operational amplifier 108 (+ 15V / -15V) or a comparator 36 is obtained from a decoupling circuit 118 (see Fig. 2).
  • the decoupling circuit 118 can each have a backup capacitor in the range from 1 to 500 nF, in particular 100 nF, for one or each supply voltage connection.
  • the backup capacitor can be connected between the supply voltage connection and the ground connection or between the supply voltage connections.
  • the decoupling circuit 118 may additionally have, for each or each supply voltage connection, a series resistance in the range from 1 ohm to 200 ohms, in particular in the range from 10 ohms to 100 ohms.
  • the series resistance can be connected between the supply voltage (+ 15V / -15V) and the supply voltage connection.
  • the signal output from the control unit (not shown) for controlling the first high voltage power supply 10 is lowered by the first high voltage power supply 10.
  • the regulator voltage required to reach the response voltage (threshold voltage) of the first current sink transistor 84 is reduced by 2V to 5V, in particular by 2.7V.
  • the discharge circuit part 20 finally has a tempera ture sensor circuit 120 for temperature monitoring and possibly for temperature control of the board 12 (see Fig. 1).
  • the temperature sensor circuit 120 includes an LM35 temperature sensor 122.
  • Fig. 4 shows a highly simplified representation of a second high-voltage power supply 10a according to the invention. With reference to Fig. 4, some basic principles of the present invention will be emphasized.
  • the second high voltage supply 10a includes a
  • Voltage converter part 18a and a discharge circuit part 20a are connected to each other.
  • the voltage converter part 18a is designed to provide a high voltage requested by a control unit 124a without tracking error at the voltage output, that is to say between the connections "high” and "low".
  • the voltage converter part 18a comprises a first voltage converter 26a and a second voltage converter 26a.
  • the first voltage converter 26a comprises a first output circuit 70a
  • the second voltage converter 26a x comprises a second output circuit 70a.
  • the first output circuit 70a having the second output circuit 70a ' is connected in series between the voltage output of the second high voltage supply 10a.
  • Pockels cells (not shown) connected to the voltage output of the second high voltage supply 10a via a Pockels cell driver (not shown) can be very precisely controlled.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Hochspannungsversorgung (10a). Die Hochspannungsversorgung (10a) weist einen Spannungswandlerteil (18a) und einen Entladeschaltungsteil (20a) auf. Spannungswandlerteil (18a) und Entladeschaltungsteil (20a) sind miteinander verbunden. Der Spannungswandlerteil (18a) ist dazu ausgebildet, eine angeforderte Hochspannung ohne Schleppfehler am Spannungsausgang (High/Low) der Hochspannungsversorgung (10a) bereitzustellen. Der Entladeschaltungsteil (20a) ist derart ausgebildet, die am Spannungsausgang (High/Low) bereitgestellte Hochspannung (10a) ohne Schleppfehler auf eine geforderte verminderte Hochspannung zu reduzieren. Hierdurch können Pockelszellen, die mit dem Spannungsausgang (High/Low) der Hochspannungsversorgung (10a) über einen Pockelszellentreiber verbunden sind, sehr präzise gesteuert werden.

Description

Hochspannungsmodulation ohne Schleppfehler
Die Erfindung betrifft eine Hochspannungsversorgung für einen
Pockelszellentreiber.
Zum Schalten und Modulieren eines Laserstrahls wird in der Regel eine Pockelszelle eingesetzt. Die Pockelszelle wird mit einem
Pockelszellentreiber betrieben. Dieser Pockelszellentreiber wird hierzu mit einer Hochspannung von ca. ± 1,5 kV versorgt. Um den Laserstrahl präzise führen und stoppen zu können, ist es nötig, die an dem
Pockelszellentreiber anliegende Hochspannung ohne Schleppfehler modulieren zu können. Beispielsweise muss beim Bohren eines Sackloches der Laserstrahl präzise gesteuert werden können, um die Tiefe und Form der Bohrung exakt zu kontrollieren. Die Verzugszeit zwischen der Vorgabe der gewünschten Ausgangsspannung und dem tatsächlichen Erreichen dieser Ausgangsspannung, d.h. der Schleppfehler, beträgt jedoch bei bekannten Hochspannungsversorgungen beim Betrieb im Hochspannungsbereich mehr als 250μ5. Bei sehr kurzen Bearbeitungsprozessen stellt eine solche Verzugszeit bereits einen signifikanten Anteil der Bearbeitungsdauer dar.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zu Grunde, eine Hochspannungsversorgung für einen Pockelszellentreiber bereitzustellen, bei der eine Spannungsmodulation im Hochspannungsbereich mit möglichst geringem Schleppfehler erfolgt.
Diese Aufgabe wird durch eine Hochspannungsversorgung für einen Pockelszellentreiber mit einem ersten Spannungswandler und einem zweiten Spannungswandler gelöst, wobei der Spannungseingang des ersten Spannungswandlers parallel zum Spannungseingang des zweiten Spannungswandlers geschaltet ist und der erste Spannungswandler einen ersten Ausgangsschaltkreis und der zweite Spannungswandler einen zweiten Ausgangsschaltkreis aufweist und der erste Ausgangsschaltkreis mit dem zweiten Ausgangsschaltkreis seriell zwischen einem Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung geschaltet ist, wobei die Ausgangsschaltkreise mit zumindest einer Entladeschaltung verbunden sind.
Hierdurch können Pockelszellen, die mit dem Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung über einen Pockelszellentreiber verbunden sind, sehr präzise gesteuert werden.
Die Entladeschaltung kann Teil eines Entladeschaltungsteils sein. Der Entladeschaltungsteil kann mehrere Entladeschaltungen aufweisen. Zusätzlich kann der Entladeschaltungsteil eine gesteuerte Spannungsquelle aufweisen. Mit einer solchen gesteuerten Spannungsquelle kann die
Entladeschaltung bzw. können die Entladeschaltungen aktiviert werden.
Die parallel geschalteten Spannungswandler ermöglichen einen präzisen und schnellen Spannungsaufbau, der nahezu unmittelbar dem Sollwert folgt. Ein praktisch unmittelbar dem Sollwert folgender Spannungsabfall wird durch die Entladeschaltung gewährleistet. Durch die erfindungsgemäße Hochspannungsversorgung kann ein Schleppfehler somit praktisch vermieden werden.
Vorzugsweise ist der erste Ausgangsschaltkreis mit einer ersten
Entladeschaltung und der zweite Ausgangsschaltkreis mit einer zweiten Entladeschaltung verbunden. Durch die individuelle Zuordnung einer Entladeschaltung zu jeweils einem Ausgangsschaltkreis kann die Spannung während des Spannungsabfalls besonders zeitnah am Sollwert geführt werden.
Die Hochspannungsversorgung kann zumindest einen weiteren Spannungswandler aufweisen, dessen Spannungseingang parallel zum Spannungseingang des ersten Spannungswandlers und des zweiten Spannungswandlers geschaltet ist, wobei ein weiterer Ausgangsschaltkreis des weiteren Spannungswandlers seriell zwischen dem Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung geschaltet ist und der weitere Ausgangsschaltkreis mit einer weiteren Entladeschaltung verbunden ist. Mittels des zusätzlichen Spannungswandlers und der zusätzlichen Entladeschaltung kann die Spannung beim Spannungsaufbau und Spannungsabfall noch präziser gesteuert werden.
In besonders bevorzugter Ausgestaltung der Erfindung weist die Hochspannungsversorgung vier Spannungswandler auf, deren Spannungseingänge parallel geschaltet sind, wobei die Spannungswandler jeweils einen Ausgangsschaltkreis aufweisen, die Ausgangsschaltkreise jeweils mit einer Entladeschaltung verbunden sind und die Ausgangsschaltkreise seriell zwischen dem Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung geschaltet sind.
Vorzugsweise ist eine Steuerungseinheit zur Steuerung aller Spannungswandler und Entladeschaltungen vorgesehen. Eine solche zentrale Steuerungseinheit ermöglicht eine exakte gleichzeitige Ansteuerung aller Spannungswandler und Entladeschaltungen. Die Steuerungseinheit umfasst vorzugsweise einen PI - Regler, das heißt einen Regler mit Proportionalverstärker und parallel geschaltetem Integrator.
Die Hochspannungsversorgung kann weiterhin dadurch gekennzeichnet sein, dass eine mit der Steuerungseinheit verbundene Spannungserfassung am Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung vorgesehen ist. Hierdurch wird eine Regelung der Ausgangsspannung ermöglicht.
Die Spannungserfassung kann sowohl konstruktiv einfach werden als auch präzise Messwerte liefern, wenn sie einen Spannungsteiler mit mehreren seriell geschalteten Widerständen umfasst.
Einem ersten Pol der Spannungseingänge der Spannungswandler kann ein Eingangszwischenkreis vorgeschaltet sein, der zumindest einen Eingangs- kondensator, insbesondere mehrere parallel geschaltete Eingangskondensatoren, aufweist.
Vorzugsweise ist zumindest ein Eingangskondensator, insbesondere alle Eingangskondensatoren, als Keramikkondensator ausgebildet.
Keramikkondensatoren können aufgrund ihres niedrigen Verlustwiderstandes hohe Effektivstrombelastungen aushalten. Weiterhin ist die Alterung von Keramikkondensatoren nur von deren Betriebstemperatur abhängig und deutlich geringer ausgeprägt als bei herkömmlichen Elektrolytkondensatoren.
Zumindest ein Eingangskondensator, insbesondere alle Eingangskondensatoren, können für eine Betriebstemperaturen von mehr als 100°C ausgelegt sein. Hierbei kommt insbesondere ein Eingangskondensator der Baureihe X7R, X7S oder X8R in Betracht. X7R-Kondensatoren sind auf eine Betriebstemperatur von bis zu 125°C spezifiziert.
Dem Eingangszwischenkreis kann zumindest eine Schottky-Diode vorgeschaltet sein. Hierdurch kann eine Verpolung des Spannungseingangs verhindert werden. Weiterhin kann die Schottky-Diode ein Schwingen zwischen zwei Hochspannungsversorgungen unterbinden, die an der gleichen Spannungsversorgung betrieben werden.
Den Spannungswandlern kann weiterhin ein Treiber vorgeschaltet sein. Der Treiber ist vorzugsweise zweistufig ausgebildet. Der Treiber kann dabei einen Gatetreiberbaustein und/oder eine bipolare Gegentaktstufe aufweist. Hierdurch kann der Spannungswandler präzise gesteuert werden.
In besonders bevorzugter Ausgestaltung der Erfindung weist zumindest ein Spannungswandler, insbesondere alle Spannungswandler, einen
Sperrwandler auf. Mithilfe des Sperrwandlers kann eine galvanisch getrennte Spannungsübertragung erfolgen. Darüber hinaus werden durch den Einsatz eines Sperrwandlers sehr hohe Ausgangsspannungen bei mo- deratem Übersetzungsverhältnis ermöglicht.
Zumindest ein Sperrwandler, insbesondere alle Sperrwandler, können einen Speichertransformator in Form eines Leiterplattentransformators aufweisen. Hierdurch kann die übertragene Energie im Magnetfeld der magnetisch gekoppelten Spulen des Speichertransformators zwischengespeichert werden. Weiterhin sind die Windungen der Spulen durch die Ausbildung des Speichertransformators als Leiterplattentransformator optimal gegen Verschmutzungen und Berührungen geschützt.
Vorzugsweise weist der Ausgangsschaltkreis zumindest eines Spannungswandlers an seinem Ausgang einen Ausgangskondensator auf, wobei der Spannungswandler dergestalt ausgelegt ist, dass zumindest 20% der Energie, die dem Spannungswandler in einem Taktzyklus an dessen Span nungseingang zugeführt wird, in den Ausgangskondensator innerhalb dieses Taktzyklus geleitet wird.
Besonders bevorzugt weisen alle Ausgangsschaltkreise der Spannungswandler an ihren Ausgängen einen Ausgangskondensator auf, wobei die Spannungswandler dergestalt ausgelegt sind, dass zumindest 20% der Energie, die den Spannungswandlern in einem Taktzyklus an deren Spannungseingang zugeführt wird, in den Ausgangskondensator innerhalb dieses Taktzyklus geleitet wird. Die Spannungswandler können dadurch einstufig ausgebildet werden. Die so erzielte Wandlertopologie ermöglicht eine Energieübertragung innerhalb eines einzelnen Taktes. Bei jedem einzelnen Takt kann die zu übertragende Energie somit direkt von der Steue rungseinheit beeinflusst werden. Der Schleppfehler kann dadurch beim Spannungsaufbau besonders gering gehalten werden.
Zumindest ein Ausgangskondensator, insbesondere alle Ausgangskonden satoren, können in Form von Keramikkondensatoren ausgebildet sein. Zumindest ein Ausgangskondensator, insbesondere alle Ausgangskondensatoren, können mehrere parallel geschaltete Kondensatoren aufweisen.
Vorzugsweise weist zumindest ein Ausgangsschaltkreis, insbesondere alle Ausgangsschaltkreise, eine Boostdiode auf. Als Boostdiode wird im Sinne der vorliegenden Erfindung eine Silizium - Carbid (SiC) - Diode bezeichnet. Die Boostdiode ist insbesondere für Spannungen von mehr als 1000 V ausgelegt. Sie verhindert ein Entladen des Ausgangsschaltkreises des Spannungswandlers. Hierdurch wird die maximal mögliche Spannung am Spannungsausgang erhöht. Weist jeder Ausgangsschaltkreis eine
Boostdiode auf, so wird ein Entladen aller Ausgangsschaltkreise der Spannungswandler verhindert.
Die Boostdiode kann dabei direkt mit dem Ausgang ihres Ausgangsschaltkreises verbunden sein. Vorzugsweise ist jede Boostdiode direkt mit dem Ausgang ihres jeweiligen Ausgangsschaltkreises verbunden.
Die Hochspannungsversorgung ist vorzugsweise dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Ausgangsschaltkreis eines Spannungswandlers, insbesondere alle Ausgangsschaltkreise der Spannungswandler, zumindest einen Ausgangskondensator und zumindest einen parallel zu dem Ausgangskondensator geschalteten Entladewiderstand aufweisen. Hierdurch kann der Ausgangsschaltkreis, insbesondere alle Ausgangsschaltkreise, sehr schnell nach Abschalten der Hochspannungsversorgung auf eine ungefährliche, niedrige Spannung entladen werden. Vorzugsweise sind zumindest zwei parallel geschaltete Entladewiderstände vorgesehen, um sicherzustellen, dass die kurze Entladezeit auch bei einem Defekt eines Entladewiderstandes gewährleistet werden kann.
Die Hochspannungsversorgung weist vorzugsweise eine Entmagnetisie- rungsüberwachung auf. Hierzu kann zumindest ein Spannungswandler, insbesondere alle Spannungswandler, eine Messwicklung aufweisen, die mit der Entmagnetlsierungserkennung verbunden sind. Die Entmagnetlsierungserkennung kann dabei einen Komparator aufweisen, dessen Ausgang mit den seriell verbundenen Messwicklungen der Sperrwandler verbunden ist.
Um einen sehr kontrollierten und sehr schnellen Spannungsabfall am Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung zu ermöglichen, kann zumindest eine Entladeschaltung, insbesondere alle Entladeschaltungen, eine aktiv gesteuerte Stromsenke aufweisen.
Vorzugsweise umfasst die Stromsenke einen Stromsenkentransistor, der mit dem Ausgangsschaltkreis des zugehörigen Spannungswandlers verbunden ist.
Der Stromsenkentransistor kann in Form eines MOSFETs ausgebildet sein. Der Stromsenkentransistor kann dabei über Source und Drain mit dem Ausgangsschaltkreis des zugehörigen Spannungswandlers verbunden sein. Im Falle eines Bipolartransistors als Stromsenkentransistor entspricht dabei Source dem Kollektor, Drain dem Emitter und Gate der Basis.
An dem Stromsenkentransistor, insbesondere an allen
Stromsenkentransistoren, kann ein Sourcewiderstand, ein
Drainwiderstand und/oder ein Gatewiderstand angeschlossen sein. Die Sourcewiderstände und/oder Drainwiderstände können Widerstandswerte zwischen 2 Ohm und 100 Ohm aufweisen. Die Gatewiderstände können Widerstandswerte zwischen 10 Ohm und 200 Ohm aufweisen. Über den Sourcewiderstand kann das Verhältnis zwischen Gatespannung und
Entladestrom eingestellt werden. Der Gatewiderstand entkoppelt den jeweiligen Spannungswandler von der Stromsenke und verhindert dadurch ein Schwingen der Stromsenke, das durch eine veränderte Ladung eines Ausgangskondensators des Spannungskondensators entstehen kann. Der Drainwiderstand verhindert, dass sich die einzelnen Stromsenken in ihrer Reihenschaltung gegenseitig beeinflussen.
Die Gatespannung zumindest eines Stromsenkentransistors kann über einen Transformator steuerbar sein, wobei das Gate mit einer Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist. Hierdurch kann ein Steuersignal potentialfrei an den Stromsenkentransistor übertragen werden.
Am Gate des Stromsenkentransistors kann ein Gatekondensator vorgesehen sein, der parallel zu einem Kondensatorwiderstand geschaltet ist. Der Kondensatorwiderstand entlädt den Gatekondensator kontinuierlich und gewährleistet dadurch, dass die Spannung am Gate des
Stromsenkentransistors mit ausreichender Geschwindigkeit verändert werden kann.
Vorzugsweise sind die Gatespannungen aller Stromsenkentransistoren über jeweils einen Transformator steuerbar, wobei erste Primärwicklungen der Transformatoren parallel geschaltet sind. Ein Steuersignal kann dadurch simultan und potentialfrei an alle Stromsenkentransistoren übertragen werden.
Zumindest ein Transformator kann eine zweite Primärwicklung aufweisen. Die zweite Primärwicklung ermöglicht eine Entmagnetisierung des Transformators.
Insbesondere können alle Transformatoren eine zweite Primärwicklung aufweisen, wobei die zweiten Primärwicklungen parallel zueinander geschaltet sind. Hierdurch können alle Transformatoren simultan entmagnetisiert werden.
Vorzugsweise erfolgt die Ansteuerung der ersten Primärwicklung eines Transformators, insbesondere die Ansteuerung der ersten Primärwicklungen jedes Transformators, über eine spannungsgesteuerte Spannungs- quelle. Hierdurch kann die Ansteuerung der Stromsenke, insbesondere die Ansteuerung aller Stromsenken, unbelastet erfolgen.
Die spannungsgesteuerte Spannungsquelle kann dabei einen Operationsverstärker und eine bipolare Gegentaktstufe umfasst, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers mit dem Eingang der Gegentaktstufe und der Ausgang der Gegentaktstufe mit der ersten Primärwicklung eines Transformators verbunden ist. Durch die direkte Verbindung des Ausgangs des Operationsverstärkers mit dem Eingang der Gegentaktstufe wird der maximal mögliche Ausgangsstrom des Operationsverstärkers erhöht.
Der Ausgang der Gegentaktstufe kann weiterhin auf einen Eingang des Operationsverstärkers, insbesondere einen invertierenden Eingang des Operationsverstärkers, zurückgeführt sein. Durch die Rückführung kann die Ausgangsspannung der Gegentaktstufe direkt von dem Operationsverstärker gesteuert werden.
Die spannungsgesteuerte Spannungsquelle kann mit einem spannungsreduzierten oder spannungserhöhten Signal gesteuert werden. Die Spannungsreduktion bzw. Spannungserhöhung bezieht sich dabei auf die zum Ansprechen der Entladeschaltung nötige Spannung. Durch die Spannungsreduktion bzw. Spannungserhöhung kann die Ansprechzeit der mit der spannungsgesteuerten Spannungsquelle gesteuerten Entladeschaltung stark reduziert werden.
Vorzugsweise ist die Schaltung der Hochspannungsversorgung auf einer wassergekühlten Platine angeordnet, wobei die Platine einen Temperatursensor, insbesondere einen LM35 Temperatursensor, aufweist. Hierdurch kann über die Temperatur der Platine, die Kühlwassertemperatur gemessen und der Kühlwasserfluss entsprechend geregelt werden. Der Temperatursensor erzeugt dabei einen sich proportional zur Temperatur der Platine ändernden Strom. Im Falle eines LM35 Temperatursensors beträgt der vom Temperatursensor erzeugte Strom 50 A/°C.
Die Hochspannungsversorgung kann auf einer Platine angeordnet sein, die in ein Verbindungsplatinenmodul einsteckbar ist, wobei auf der Platine eine mit dem Verbindungsplatinenmodul verbindbare Kurzschlussbrücke vorgesehen sein kann. Hierdurch kann gewährleistet werden, dass die Hochspannungsversorgung nur dann betrieben wird, wenn die Kurzschlussbrücke geschlossen, d.h. die Platine korrekt in das
Verbindungsplatinenmodul eingesteckt ist. Das Verbindungsplatinenmodul kann eine Leiterkarte mit einer auf ihm angeordneten oder ausgebildeten Steuer- und/oder Regeleinheit aufweisen. Das Verbindungsplatinenmodul kann in einem Gehäuse angeordnet sein oder Teil eines Gehäuses sein.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung zweier Ausführungsbeispiele der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungswesentliche Einzelheiten zeigt, sowie aus den Patentansprüchen.
Die in der Zeichnung dargestellten Merkmale sind nicht notwendigerweise maßstäblich zu verstehen und derart dargestellt, dass die erfindungsgemäßen Besonderheiten deutlich sichtbar gemacht werden können. Die verschiedenen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebigen Kombinationen bei Varianten der Erfindung verwirklicht sein.
In der schematischen Zeichnung sind zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten Hochspannungsversorgung mit einem Spannungswandlerteil und einem Entladeschaltungsteil;
Fig. 2 ein Schaltbild des Spannungswandlerteils der ersten Hochspannungsversorgung; einen ersten vergrößerten Ausschnitt aus Fig. 2, der einen ersten Spannungswandler und einen ersten Ausgangsschaltkreis darstellt; einen zweiten vergrößerten Ausschnitt aus Fig. 2, der einen Eingangsschaltkreis und eine Entmagnetisierungserkennung darstellt; einen dritten vergrößerten Ausschnitt aus Fig. 2, der einen Treiber darstellt; ein Schaltbild des Entladeschaltungsteils der ersten Hochspan- nungsversorgung;
Fig. 3a einen ersten vergrößerten Ausschnitt aus Fig. 3, der eine erste
Entladeschaltung darstellt;
Fig. 3b einen zweiten vergrößerten Ausschnitt aus Fig. 3, der eine
spannungsgesteuerte Spannungsquelle darstellt; und
Fig. 4 ein stark vereinfachtes Schaltbild einer zweiten Hochspannungsversorgung.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen ersten Hochspannungsversorgung 10. Die erste Hochspannungsversorgung 10 umfasst eine Platine 12, die in ein Verbindungsplatinenmodul 14 gesteckt ist. Um die korrekte Verbindung der Platine 12 mit dem Verbindungsplatinenmodul 14 zu gewährleisten, ist auf der Platine 12 eine Kurzschlussbrücke 16 vorgesehen.
Die erste Hochspannungsversorgung 10 umfasst einen
Spannungswandlerteil 18 und einen Entladeschaltungsteil 20.
Spannungswandlerteil 18, Entladeschaltungsteil 20 und das
Verbindungsplatinenmodul 14 sind über die dargestellten Leitungen miteinander verbunden. Der Spannungswandlerteil 18 bezieht eine 24V- Versorgungsspannung (24V) und Masse (GND) von entsprechenden Anschlüssen des Verbindungsplatinenmoduls 14. Die gesamte Platine 12 bezieht über mehrere Kontakte Masse (GND) sowie die Versorgungspannungen + 15V und -15V und führt diese sowohl dem Spannungswandlerteil 18 als auch dem Entladeschaltungsteil 20 zu. Weiterhin wird der
Spannungswandlerteil 18 von entsprechenden Anschlüssen des
Verbindungsplatinenmoduls 14 mit einer 3,3V-Spannung (3,3V) für eine, einen Entmagnetisierungskomparator 36 aufweisende, Entmagnetisie- rungserkennung 34 (vgl. Fig. 2b) und einer 15V-Spannung (+15V_Driver) für einen Treiber 54 (vgl. Fig. 2c) versorgt. Der Treiber 54 des
Spannungswandlerteils 18 ist weiterhin über die Anschlüsse„Dri- ver_Enable" zum Ein- und Ausschalten des Treibers 54 und„Gate_Driver" zum Ansteuern des Treibers 54 mit entsprechenden Anschlüssen des Verbindungsplatinenmoduls 14 verbunden. Ferner ist ein Ausgang (Komp) des Entmagnetisierungskomparators 34 mit einem entsprechenden An- schluss des Verbindungsplatinenmoduls 14 verbunden.
Am Spannungswandlerteil 18 ist ein Spannungsausgang 22 der ersten Hochspannungsversorgung 10 vorgesehen. Die Pole des Spannungsausgangs 22 sind mit„High" und„Low" bezeichnet. Die Spannung an„High" beträgt zwischen 0V und 2000V. Die Spannung an„Low" beträgt zwischen 0V und -2000V. Der Spannungsausgang 22 ist mit einem
Pockelszellentreiber (nicht gezeigt) verbindbar. Der Spannungswandlerteil 18 arbeitet mit einer Abgabeleistung von 100W bis 500W, insbesondere 200W. Die Pole des Spannungsausgangs 22 („High" und„Low") können auf der Platine 12 angeordnet sein. Sie können auch mit entsprechenden Anschlüssen (nicht gezeigt) des Verbindungsplatinenmoduls 14 verbunden sein.
Am Spannungswandlerteil 18 ist weiterhin eine Spannungserfassung 24 vorgesehen. Die Pole der Spannungserfassung 24 sind mit„High_Mess" und„Low_Mess" gekennzeichnet. An„High_Mess" kann eine Spannungsmessung bei positiver Ausgangsspannung, an„Low_Mess" bei negativer Ausgangsspannung erfolgen. Die Spannung an„Low_Mess" und
„High_Mess" beträgt maximal 4V, wobei 4V der maximalen bzw. minimalen Ausgangsspannung entspricht.
Der Entladeschaltungsteil 20 bezieht über den Anschluss
„Curr_Sink_Pos_Reg" die Spannung und über den Anschluss
„Discharge_Clock" den Ansteuertakt von einer Steuerungseinheit (nicht gezeigt) der ersten Hochspannungsversorgung 10.
Die Ausgangsschaltkreise 70, 70\ 70", 70" (vgl. Fig. 2) des
Spannungswandlerteils 18 sind über die Anschlüsse„High",„Trafol_Sink", „Trafo2_Sink",„Trafo3_Sink" und„Low" mit dem Entladeschaltungsteil 20 verbunden. Weiterhin ist eine Temperatursensorschaltung 120 (vgl. Fig. 3) des Spannungswandlerteils 18 über den Anschluss„Temp" mit einem entsprechenden Anschluss des Verbindungsplatinenmoduls 14 verbunden.
Fig. 2 stellt den Spannungswandlerteil 18 im Detail dar. Der
Spannungswandlerteil 18 weist einen ersten Spannungswandler 26, einen zweiten Spannungswandler 26\ einen dritten Spannungswandler 26" und einen vierten Spannungswandler 26"λ auf. Die Spannungswandler 26, 26\ 26", 26"λ sind identisch in Form von Sperrwandlern ausgebildet. Die
Sperrwandler weisen jeweils einen Speichertransformator in Form eines achtlagigen Leiterplattentransformators auf. Die Windungen der Leiterplattentransformatoren befinden sich im Inneren der Platine der Leiterplattentransformatoren und sind dadurch optimal gegen Verschmutzungen und Berührungen geschützt.
Nachfolgend ist in Fig. 2a aus Gründen der Vereinfachung lediglich der erste Spannungswandler 26 näher beschrieben. In den beiden äußeren Lagen des Leiterplattentransformators des ersten Spannungswandlers 26 befindet sich eine erste Primärwicklung 28 sowie eine erste Messwicklung 30. Die erste Messwicklung 30 dient der Erkennung der Entmagnetisierung des Leiterplattentransformators. Zwischen der ersten Primärwicklung 28 und einer ersten Sekundärwicklung 32 des ersten Spannungswandlers 26 befindet sich eine erste Schirmwicklung 33 zur Reduzierung der Verschiebeströme über die parasitären Kapazitäten des Leiterplattentransformators.
Die Messwicklungen der Spannungswandler 26, 26\ 26", 26"\ unter anderem die erste Messwicklung 30, sind - wie aus Fig. 2 und Fig. 2b erkennbar - mit einer Entmagnetisierungserkennung 34 verbunden. Die Entmagnetisierungserkennung 34 umfasst gemäß Fig. 2b einen Kompara- tor 36, dessen Ausgang mit den seriell verbundenen Messwicklungen - beispielsweise der ersten Messwicklung 30 - der Spannungswandler 26, 26\ 26", 26v" verbunden ist. Der Komparator 36 überwacht die Polarität der Spannung an den Messwicklungen, die von der Stromflussrichtung in den Spannungswandlern 26, 26\ 26", 26" (vgl. Fig. 2) abhängt. Durch die antiparallele Serienschaltung zweier Z-Dioden 38, 40 mit zwei
Schottky-Dioden 42, 44 wird der Eingang des Komparators 36 vor zu hohen Differenzspannungen geschützt. Die Reihenschaltung der Schottky- Dioden 42, 44 sorgt für eine ausreichend hohe Grenzfrequenz. Über einen Rückkopplungswiderstand 46 kann die Hysterese des Komparators 36 eingestellt werden. Die Spannungswandler 26, 26\ 26", 26"x (siehe Fig. 2) sind über einen ersten Pol (Knotenpunkt) 48 mit einem in Fig. 2b dargestellten Eingangszwischenkreis 49 verbunden. Der Eingangszwischenkreis 49 weist identische Eingangskondensatoren in Form von Keramikkondensatoren, insbesondere der Bauart X7R, auf, von denen aus Gründen der Übersichtlichkeit lediglich ein erster Eingangskondensator 50 und ein zweiter Eingangskondensator 5CP mit einem Bezugszeichen versehen sind. Die Eingangskondensatoren 50, 50λ sind parallel zwischen GND und ersten Pol (Knotenpunkt) 48 bzw. zweiten Pol (Knotenpunkt) 48 geschaltet. Die Eingangskondensatoren 50, 50λ weisen Werte im Bereich von 50pF bis 5000pF, insbesondere im Bereich von 100pF bis 1000pF, auf. Bevorzugt werden dreißig parallelgeschaltete Kondensatoren zu je 10pF verwendet.
Um eine Verpolung der Eingangsspannung (24V /GND) zu verhindern, sind dem Eingangszwischenkreis 49 zwei Schottky-Dioden 52, 52' vorgeschaltet. Die Schottky-Dioden 52, 52 verhindern weiterhin ein Schwingen zwischen der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. Fig. 1) und einer weiteren Spannungsversorgung (nicht gezeigt), wenn diese an der gleichen Spannungsquelle angeschlossen werden.
Die Spannungswandler 26, 26\ 26", 26'" (siehe Fig. 2) sind weiterhin mit einem Treiber 54 (siehe Fig. 2c) verbunden. Der Treiber 54 umfasst einen ersten Primärtransistor 56 und einen zweiten Primärtransistor 56'. Die An- steuerung der beiden Primärtransistoren 56, 56' erfolgt über zwei Stufen: Eine erste Stufe, die der Pegelerhöhung dient, besteht aus einem
Gatetreiber-Baustein 58. Der Gatetreiber-Baustein 58 hebt das Signal „Gate_Driver" der Steuerungseinheit (nicht gezeigt) von 3,3V auf 15V an. In einer zweiten Stufe wird der Ausgangsstrom des Gatetreiber-Bausteins 58 durch eine bipolare Gegentaktstufe 60 verstärkt.
Dem ersten Primärtransistor 56 ist ein erster Spannungsteiler 62, dem zweiten Primärtransistor 56λ ein zweiter Spannungsteiler 62' zugeordnet. Die Spannungsteiler 62, 62' sind identisch aufgebaut. Aus Gründen der Übersichtlichkeit wird nachfolgend daher nur der erste Spannungsteiler 62 näher erläutert. Der erste Spannungsteiler 62 umfasst einen ersten Widerstand 64 in der Gateleitung. Die Gateleitung ist die Leitung zwischen der bipolaren Gegentaktstufe 60 und dem Gate des ersten Primärtransistors 56. Der erste Widerstand 64 in der Gateleitung weist einen Wert im Bereich von 1 Ohm bis 100 Ohm auf, bevorzugt werden 10 Ohm verwendet. Der erste Spannungsteiler 62 umfasst weiterhin einen zweiten Widerstand 66 und einen dritten Widerstand 68 zwischen Gate und Source des ersten Primärtransistors 56. Die parallel geschalteten Widerstände 66 und 68 können auch durch einen einzigen Widerstand realisiert werden. Der Wertebereich des aus den Widerständen 66 und 68 resultierenden Widerstands beträgt zwischen 10 Ohm und 1000 Ohm, insbesondere zwischen 80 Ohm und 220 Ohm. Der erste Spannungsteiler 62 verhindert, dass der erste Primärtransistor 56 bei einem Defekt des Gatetreiber-Bausteins 58 mit dem 3,3V-Pegel der Steuerungseinheit angesteuert wird. An die beiden Ausgangsanschlüsse des ersten Primärtransistors 56, insbesondere an Source und Drain dieses Transistors, ist eine erste Schaltspitzenabfang- schaltung 57 angeordnet. Diese besteht - wie in Fig. 2c gezeigt - vorzugsweise aus einer Kapazität und einem Widerstand. Mit dieser Schaltung wird der Primärtransistor 56 vor Spannungsspitzen beim Schalten geschützt.
An die beiden Ausgangsanschlüsse des zweiten Primärtransistors 56 , insbesondere an Source und Drain dieses Transistors, ist eine zweite Schalt- spitzenabfangschaltung 57λ angeordnet. Diese besteht ebenfalls vorzugsweise aus einer Kapazität und einem Widerstand. Mit dieser Schaltung wird der zweite Primärtransistor 56v vor Spannungsspitzen beim Schalten geschützt.
Die Spannungseingänge der Spannungswandler 26, 26', 26", 26"' (siehe Fig. 2) sind parallel geschaltet. Die Spannungswandler 26, 26', 26", 26"' sind dadurch gleichzeitig ansteuerbar. Dies ermöglicht einen schnellen und präzisen Spannungsaufbau der Ausgangsspannung der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. Fig. 1), der nahezu unmittelbar einem von der Steuerungseinheit (nicht gezeigt) vorgegebenen Sollwert folgt.
Die Spannungswandler 26, 26', 26", 26"' weisen jeweils einen Ausgangsschaltkreis 70, 70', 70", 70"' auf. Die Ausgangsschaltkreise 70, 70', 70", 70"' sind seriell zwischen dem Spannungsausgang 22 der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. Fig. 1) geschaltet.
Zwischen dem Spannungsausgang 22 ist die Spannungserfassung 24 vorgesehen. Die Spannungserfassung 24 umfasst einen Spannungsteiler mit mehr als acht Widerständen, vorzugsweise zwölf bis vierzehn Widerständen. Die Widerstände sind vorzugsweise identisch. Der Wert des resultierenden Widerstands kann dabei in einem Bereich von 100 kOhm bis zu 10 MOhm liegen, besonders bevorzugt liegt er in einem Bereich von 1 MOhm bis zu 2 MOhm. Realisiert wird er beispielsweise mit zwölf in Serie geschalteten 0,5 MOhm Widerständen. Aus Gründen der Übersichtlichkeit sind lediglich ein erster Widerstand 72 und ein zweiter Widerstand 72' mit einem Bezugszeichen versehen. Der Widerstandswert der Widerstände weist eine Toleranz von 0,1% auf. Die hohe Anzahl der Widerstände erhöht die Sicherheit beim Ausfall eines Widerstandes und verringert die Spannungsbelastung der einzelnen Widerstände so weit, dass standardisierte Widerstände eingesetzt werden können.
Bei dem ersten Widerstand 72 und dem zweiten Widerstand 72' handelt es sich um Messwiderstände. Bei negativer Spannung am Spannungsausgang 22 wird die Messspannung am ersten Widerstand 72 erfasst und der zweite Widerstand 72' überbrückt. Bei positiver Spannung am Spannungsausgang 22 wird die Spannung am zweiten Widerstand 72' erfasst und der erste Widerstand 72 überbrückt. Der Skalierungsfaktor des Spannungstei- lers beträgt 0,002. Dies entspricht einer Messspannung von 4V bei einer Ausgangsspannung von 2000V.
Die Ausgangsschaltkreise 70, 70', 70", 70"' sind identisch ausgebildet. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist nachfolgend daher nur ein erster Ausgangsschaltkreis 70 näher erläutert.
Gemäß Fig. 2a weist der erste Ausgangsschaltkreis 70 eine erste
Boostdiode 74 auf. Bei der ersten Boostdiode 74 handelt es sich um eine 1200V-Silizium-Carbid-Diode (SiC-Diode). Die erste Boostdiode 74 verhindert ein Entladen des ersten Ausgangsschaltkreises 70, wenn die erste Boostdiode 74 durch den Diodenrückstrom gesperrt wird. Hierdurch wird die maximal mögliche Ausgangsspannung erhöht. Die Verluste in der ersten Boostdiode 74 können durch eine hohe Schaltfrequenz minimiert werden.
Der erste Ausgangsschaltkreis 70 weist Ausgangskondensatoren 76, 76', 76" auf. Drei solcher Ausgangskondensatoren sind parallel geschaltet. Sie können alle identische Werte aufweisen. Bei den Ausgangskondensatoren 76, 76', 76" handelt es sich um Hochspannungs-Keramikkondensatoren, die im Bereich von 10 nF bis 10 pF liegen. Bevorzugt werden drei parallel geschaltete 100 nF Kondensatoren verwendet. Zu den Ausgangskondensatoren 76, 76', 76" sind Entladewiderstände 78, 78', 78" vorgesehen. Es sind drei Entladewiderstände parallel geschaltet. Jeder Entladewiderstand 78, 78', 78" weist zwei seriell geschaltete Widerstände auf, die aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht mit einem Bezugszeichen versehen sind. Jeder Entladewiderstand 78, 78', 78" ist in der Lage, die Ausgangsspannung des ersten Ausgangsschaltkreises 70, d.h. die Spannung zwischen den Anschlüssen„High" und„Trafol_Sink", innerhalb von weniger als einer Sekunde nach Abschalten der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. Fig. 1) auf unter 40V zu entladen. Durch die Parallelschaltung der Entladewiderstände 78, 78', 78" wird gewährleistet, dass diese Entladezeit von weniger als einer Sekunde auch bei einem Defekt eines oder zwei der Entladewiderstände 78, 78', 78" stets erreicht werden kann. Der erste Ausgangsschaltkreis 70 wird dadurch besonders sicher ausgebildet. Der Wert des resultierenden Widerstands der Entladewiderstände 78, 78', 78" kann dabei in einem Bereich von 10 kOhm bis zu 2 MOhm liegen, besonders bevorzugt liegt er in einem Bereich von 0,1 MOhm bis zu 1 MOhm. Realisiert wird er beispielsweise mit zwei parallel geschalteten 0,4 MOhm Widerständen.
Der erste Spannungswandler 26 ist derart ausgebildet, dass zumindest 20% der Energie, die dem Spannungswandler 26 in einem Taktzyklus an dessen Spannungseingang zugeführt wird, in die Ausgangskondensatoren 76, 76', 76" geleitet wird. Hierdurch wird ein besonders geringer Schleppfehler beim Spannungsaufbau der Ausgangsspannung ermöglicht.
Die Ausgangsschaltkreise 70, 70', 70", 70"' (siehe Fig. 2) sind jeweils mit einer Entladeschaltung des Entladeschaltungsteils 20 (vgl. Fig. 1) verbunden. Dies ermöglicht einen präzisen Spannungsabfall der Ausgangsspannung der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. Fig. 1), der praktisch unmittelbar der Vorgabe der Steuerungseinheit (nicht gezeigt) folgt.
In Fig. 3 ist eine erste Entladeschaltung 80, eine zweite Entladeschaltung 80', eine dritte Entladeschaltung 80" und eine vierte Entladeschaltung 80"' dargestellt. Die Entladeschaltungen 80, 80', 80", 80"' sind identisch ausgebildet. Aus Gründen der Beschreibungsvereinfachung ist daher nachfolgend lediglich die erste Entladeschaltung 80 genauer erläutert.
Die erste Entladeschaltung 80 weist gemäß Fig. 3a eine erste aktiv gesteuerte Stromsenke 82 auf, die einen ersten Stromsenkentransistor 84 umfasst. Der Entladestrom der ersten Stromsenke 82 wird über die
Gatespannung des ersten Stromsenkentransistors 84 eingestellt. Die erste Stromsenke 82 umfasst weiterhin einen ersten Gatewiderstand 86, einen ersten Sourcewiderstand 88 und einen ersten Drainwiderstand 90. Der erste Gatewiderstand 86 entkoppelt den ersten Spannungswandler 26 (vgl. Fig. 2) von der ersten Stromsenke 82 und verhindert ein Schwingen der Stromsenke 82, das andernfalls bei sich ändernden Ladungen der Ausgangskondensatoren 76, 76', 76" (vgl. Fig. 2a) auftreten könnte. Der erste Gatewiderstand 86 weist Werte im Bereich von 10 Ohm bis 1000 Ohm auf, bevorzugt werden Werte von 50 Ohm bis 200 Ohm. Über den ersten Sourcewiderstand 88 wird das Verhältnis zwischen Gatespannung und Entladestrom des Stromsenkentransistors 84 eingestellt. Der erste Sourcewiderstand 88 weist Werte im Bereich von 5 Ohm bis 100 Ohm auf, bevorzugt werden Werte von 10 Ohm bis 50 Ohm. Der erste
Drainwiderstand 90 verhindert, dass sich die Stromsenken - unter anderem die erst Stromsenke 82 - der Entladeschaltungen 80, 80', 80", 80"' (vgl. Fig. 3) in ihrer Reihenschaltung gegenseitig beeinflussen. Der erste Drainwiderstand 90 weist Werte im Bereich von 1 Ohm bis 100 Ohm auf, bevorzugt werden Werte von 5 Ohm bis 20 Ohm. Eine Zenerdiode 99 zwischen dem Anschluss„Trafol_Sink" und dem Gate des
Stromsenkentransistors 84 begrenzt die Spannung am Gate auf zulässige Werte. Eine Diode 89 zwischen Sekundärwicklung 98 und Gate des
Stromsenkentransistors 84 wirkt als Gleichrichterdiode.
Am Gate des ersten Stromsenkentransistors 84 ist ein erster
Gatekondensator 92 vorgesehen, der parallel zu einem ersten
Kondensatorwiderstand 94 geschaltet ist. Der erste
Kondensatorwiderstand 94 entlädt den ersten Gatekondensator 92 kontinuierlich und gewährleistet dadurch, dass die Spannung am Gate des ersten Stromsenkentransistors 84 mit ausreichender Geschwindigkeit verändert werden kann. Der erster Gatekondensator 92 weist Werte im Bereich von 1 nF bis 100 nF auf, bevorzugt werden 10 nF verwendet. Der erste Kondensatorwiderstand 94 weist Werte im Bereich von 1 kOhm bis
20 kOhm auf, bevorzugt werden 4,7 kOhm verwendet. Die Gatespannung des ersten Stromsenkentransistors 84 ist über einen ersten Transformator 96 steuerbar, wobei das Gate mit einer Sekundärwicklung 98 des ersten Transformators 96 verbunden ist. Hierdurch kann ein Steuersignal potentialfrei an den ersten Stromsenkentransistor 84 übertragen werden. Der erste Transformator 96 ist in Form eines
Planartransformators ausgebildet. Der erste Transformator 96 ist als Durchflusswandler mit Spitzenwertgleichrichtung ausgebildet.
Der erste Transformator 96 weist eine erste Primärwicklung 100 und eine zweite Primärwicklung 102 auf. Die zweite Primärwicklung 102 weist eine zur ersten Primärwicklung 100 umgekehrte Polarität auf. Die zweite Primärwicklung 102 sorgt zusammen mit einer Freilaufdiode 104 (siehe Fig. 3) für die Entmagnetisierung des ersten Transformators 96.
Die Ansteuerung der parallel geschalteten Entladeschaltungen 80, 80', 80", 80"' erfolgt dann, wenn die Steuerungseinheit (nicht gezeigt) der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. Fig. 1) eine negative Regelspannung ausgibt, das heißt wenn der Sollwert der Ausgangsspannung der ersten Hochspannungsversorgung 10 niedriger ist als die aktuelle Ausgangsspannung. Die Steuerungseinheit umfasst dabei einen PI-Regler. Um diesen nicht zu belasten, erfolgt die Ansteuerung der Entladeschaltungen 80, 80', 80", 80"' über eine gesteuerte Spannungsquelle 106. Diese kann insbesondere - wie im vorliegenden Fall - eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle sein.
Die spannungsgesteuerte Spannungsquelle 106 weist gemäß Fig. 3b einen Operationsverstärker 108 und eine bipolare Gegentaktstufe 110 auf. Die bipolare Gegentaktstufe 110 ist direkt mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 108 verbunden und erhöht dessen maximal möglichen Ausgangsstrom. Der Operationsverstärker 108 ist als invertierender Verstärker geschaltet. Der Ausgang 112 der bipolaren Gegentaktstufe 110 ist auf einen Eingang 114 des Operationsverstärkers 108 zurückgeführt. Somit steuert der Operationsverstärker 108 direkt die Ausgangsspannung der Gegentaktstufe 110. Eine Diode 116 begrenzt die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 108 auf den positiven Spannungsbereich. Eine negative Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 108 wird weiterhin durch eine unipolare Versorgungsspannung der Gegentaktstufe 110 verhindert.
Die Versorgungsspannung unter anderem für den Operationsverstärker 108 (+15V / -15V) oder einen Komparator 36 wird von einer Entkopplungsschaltung 118 (vgl. Fig. 2) bezogen. Die Entkopplungsschaltung 118 kann für einen oder jeden Versorgungspannungsanschluss je einen Stützkondensator im Bereich von 1 bis 500 nF insbesondere 100 nF aufweisen. Der Stützkondensator kann zwischen dem Versorgungsspannungsan- schluss und Masseanschluss oder zwischen den Versorgungsspannungsan- schlüssen angeschlossen sein. Die Entkopplungsschaltung 118 kann insbesondere zusätzlich für einen oder jeden Versorgungsspannungsanschluss je einen Längswiderstand im Bereich von 1 Ohm bis 200 Ohm, insbesondere im Bereich von 10 Ohm bis 100 Ohm, aufweisen. Der Längswiderstand kann zwischen die Versorgungsspannung (+15V / -15V) und den Versorgungsspannungsanschluss angeschlossen sein. Durch die Entkopplungsschaltung 118 können Schwingungen transformierter Wechselspannungsquellen, insbesondere eine 50Hz-Schwingung, vermindert werden.
Das von der Steuerungseinheit (nicht gezeigt) zur Steuerung der ersten Hochspannungsversorgung 10 (vgl. Fig. 1) ausgegebene Signal wird von der ersten Hochspannungsversorgung 10 erniedrigt. Hierbei wird die zum Erreichen der Ansprech-Spannung (Threshold-Spannung) des ersten Stromsenkentransistors 84 (siehe. Fig. 3a) benötigte Reglerspannung um 2V bis 5V, insbesondere um 2,7V, reduziert. Die Zeit bis zum Ansprechen des ersten Stromsenkentransistors 84 kann dadurch weiter reduziert werden. Gemäß Fig. 3 weist der Entladeschaltungsteil 20 schließlich eine Tempera tursensorschaltung 120 zur Temperaturüberwachung und eventuell zur Temperaturregelung der Platine 12 (vgl. Fig. 1) auf. Die Temperatursensorschaltung 120 umfasst einen LM35-Temperatursensor 122.
Fig. 4 zeigt in stark vereinfachter Darstellung eine erfindungsgemäße zweite Hochspannungsversorgung 10a. Anhand von Fig. 4 sollen einige Grundprinzipien der vorliegenden Erfindung hervorgehoben werden.
Die zweite Hochspannungsversorgung 10a umfasst einen
Spannungswandlerteil 18a und einen Entladeschaltungsteil 20a. Der Spannungswandlerteil 18a und der Entladeschaltungsteil 20a sind miteinander verbunden. Der Spannungswandlerteil 18a ist dazu ausgebildet, eine von einer Steuerungseinheit 124a angeforderte Hochspannung ohne Schleppfehler am Spannungsausgang, das heißt zwischen den Anschlüssen„High" und„Low", bereitzustellen.
Der Spannungswandlerteil 18a umfasst hierzu einen ersten Spannungswandler 26a und einen zweiten Spannungswandler 26a\ Die Spannungseingänge der Spannungswandler 26a, 26a' sind parallel geschaltet. Der erste Spannungswandler 26a umfasst einen ersten Ausgangsschaltkreis 70a, der zweite Spannungswandler 26ax umfasst einen zweiten Ausgangs Schaltkreis 70a\ Die Ausgangsschaltkreise 70a, 70a' sind mit einer Entladeschaltung 80a des Entladeschaltungsteils 20a verbunden. Weiterhin ist der erste Ausgangsschaltkreis 70a mit dem zweiten Ausgangsschaltkreis 70a' seriell zwischen dem Spannungsausgang der zweiten Hochspannungsversorgung 10a geschaltet.
Durch die beschriebene Schaltung können Pockelszellen (nicht gezeigt), die mit dem Spannungsausgang der zweiten Hochspannungsversorgung 10a über einen Pockelszellentreiber (nicht gezeigt) verbunden sind, sehr präzise gesteuert werden.

Claims

Patentansprüche
1. Hochspannungsversorgung (10, 10a) für einen Pockelszellentreiber mit einem ersten Spannungswandler (26, 26a) und einem zweiten Spannungswandler (26', 26a'), wobei der Spannungseingang des ersten Spannungswandlers (26, 26a) parallel zum Spannungseingang des zweiten Spannungswandlers (26', 26a') geschaltet ist und der erste Spannungswandler (26, 26a) einen ersten Ausgangsschaltkreis (70, 70a) und der zweite Spannungswandler (26', 26a') einen zweiten Ausgangsschaltkreis (70', 70av) aufweist und der erste Ausgangsschaltkreis (70, 70a) mit dem zweiten Ausgangsschaltkreis (70', 70a') seriell zwischen einem Spannungsausgang (22) der Hochspannungsversorgung (10, 10a) geschaltet ist, wobei die Ausgangsschaltkreise (70, 70a, 70', 70a') mit zumindest einer
Entladeschaltung (80, 80a, 80') verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eine Entladeschaltung, insbesondere alle Entladeschaltungen, eine aktiv gesteuerte Stromsenke (82) aufweist.
2. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Ausgangsschaltkreis (70) mit einer ersten
Entladeschaltung (80) und der zweite Ausgangsschaltkreis (70') mit einer zweiten Entladeschaltung (80') verbunden ist.
3. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Hochspannungsversorgung (10) zumindest einen weiteren Spannungswandler (26", 26"') aufweist, dessen Spannungseingang parallel zum Spannungseingang des ersten Spannungswandlers (26) und des zweiten Spannungswandlers (26') geschaltet ist, wobei ein weiterer Ausgangsschaltkreis (70", 70"') des weiteren Spannungswandlers (26", 26"') seriell zwischen dem Spannungsausgang (22) der Hochspannungsversorgung (10) geschaltet ist und der weitere Ausgangsschaltkreis (70", 70"') mit einer weiteren Entladeschaltung (80", 80"') verbunden ist.
4. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuerungseinheit (124a) zur Steuerung aller Spannungswandler (26, 26a, 26', 26a\ 26", 26"') und Entladeschaltungen (80, 80a, 80', 80", 80"') vorgesehen ist.
5. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass den Spannungswandlern (26, 26', 26", 26"') ein Treiber (54) vorgeschaltet ist.
6. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Spannungswandler (26, 26', 26", 26"'), insbesondere alle Spannungswandler (26, 26', 26", 26"'), einen Sperrwandler aufweisen.
7. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Sperrwandler, insbesondere alle Sperrwand ler, einen Speichertransformator in Form eines Leiterplattentransformators aufweisen.
8. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungswandler (26, 26', 26", 26"') an ihren Ausgängen jeweils einen Ausgangskondensator (76, 76', 76") aufweisen, wobei die Spannungswandler (26, 26', 26", 26"') dergestalt ausgelegt sind, dass zumindest 20% der Energie, die den Spannungswandlern (26, 26', 26", 26"') in einem Taktzyklus an deren Spannungseingang zugeführt wird, in den Ausgangskondensator (76, 76', 76") innerhalb dieses Taktzyklus geleitet wird.
9. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Spannungswandler (26, 26', 26", 26"'), insbesondere alle Spannungswandler (26, 26', 26", 26"'), eine Messwicklung (30) aufweisen, die mit einer Entmagnetisierungserkennung (34) verbunden sind.
10. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eine
Entladeschaltung (80, 80', 80", 80"'), insbesondere alle
Entladeschaltungen, Teil eines Entladeschaltungsteils (20, 20a) sind, der eine gesteuerte Spannungsquelle aufweist, mit der die
Entladeschaltung bzw. die Entladeschaltungen aktiviert werden können .
11. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine mit der Steuerungseinheit verbundene Spannungserfassung am Spannungsausgang der Hochspannungsversorgung vorgesehen ist.
12. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgangsschaltkreis zumindest eines Spannungswandlers an seinem Ausgang einen Ausgangskondensator aufweist, wobei der Spannungswandler dergestalt ausgelegt ist, dass zumindest 20% der Energie, die dem Spannungswandler in einem Taktzyklus an dessen Spannungseingang zugeführt wird, in den Ausgangskondensator innerhalb dieses Taktzyklus geleitet wird.
13. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Hochspannungsversorgung eine Entmagnetisierungsüberwachung aufweist.
14. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromsenke einen Stromsenkentransistor, der mit dem Ausgangsschaltkreis des zugehörigen Spannungswandlers verbunden ist, umfasst.
15. Hochspannungsversorgung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Stromsenkentransistor ein
Sourcewiderstand, ein Drainwiderstand und/oder ein Gatewiderstand angeschlossen sind.
16. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass der
Stromsenkentransistor über Source und Drain mit dem Ausgangsschaltkreis des zugehörigen Spannungswandlers verbunden ist.
17. Hochspannungsversorgung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 14 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die
Gatespannung des Stromsenkentransistors über einen Transformator steuerbar ist, wobei das Gate mit einer Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist.
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