WO2014157629A1

WO2014157629A1 - 回転電機駆動装置

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Publication number: WO2014157629A1
Application number: PCT/JP2014/059145
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Inventors: サハスブラタ; 島田有礼
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Filing date: 2014-03-28
Publication date: 2014-10-02
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Abstract

　インバータの直流側の電圧及び電流の脈動などの変動を抑制しつつ、当該直流側の平滑コンデンサを低容量化する。　本発明は、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置に関する。インバータのスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御部は、インバータの直流側の電圧であるシステム電圧の脈動幅と直流電源を流れる電流である電源電流の脈動幅とに応じ、スイッチング周波数ｆｃを回転電機のトルク及び回転数に応じて異なる値に設定する。

Description

回転電機駆動装置

　本発明は、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置に関する。

　近年、省エネルギや環境負荷軽減等の観点から、回転電機を駆動力源として備えたハイブリッド車両や電動車両が注目を集めている。このような車両においては、回転電機が駆動力源（モータ）として機能する際に電力を供給すると共に、当該回転電機が電力源（ジェネレータ）として機能する際に発電された電力を蓄電するバッテリなどの直流電源が備えられる。回転電機が駆動力源（モータ）として機能する際には、直流電源から供給される直流電力がインバータにより交流電力に変換されて回転電機が駆動される。回転電機がジェネレータとして機能する際には、回転電機により発電された交流電力がインバータにより直流電力に変換されて直流電源へ回生される。

　直流電源とインバータとの間には、直流電力を平滑する平滑コンデンサが備えられている。一般的に、インバータはスイッチング素子を用いて構成され、これらのスイッチング素子は所定のスイッチング周波数でスイッチング制御される。その結果、スイッチング周波数に応じた脈動が直流電力に重畳される。平滑コンデンサは、この脈動などの直流電力の変動を抑制し、スイッチング素子に印加される電圧がスイッチング素子の耐圧を超えることや、電流の変動によって直流電源が劣化することを抑制する。

　一般的に、ハイブリッド車両や電動車両の駆動力源となる回転電機を駆動するためのインバータの直流側の電圧は、２００～４００［Ｖ］程度の高電圧である。従って、平滑コンデンサには、脈動による変動分も考慮しつつ、このような高電圧に対する高耐圧性能が求められる。また、インバータを構成するスイッチング素子の耐圧を考慮すると、平滑コンデンサには、脈動成分を抑制するために充分な静電容量を確保することが求められる。このため、一般的に平滑コンデンサは、高価となり、その体格も大きくなり、大きな設置スペースも必要となる。また、インバータと平滑コンデンサとは、回転電機駆動装置として一体的に設置されることや、互いに近傍に設置されることが多い。特に、車載用途の回転電機駆動装置には、重量や設置スペースなどの観点から軽量化、小型化が求められ、インバータや平滑コンデンサの軽量化、小型化が望まれる。

　例えば、特開２００９－１０６０４６号公報（特許文献１）には、冷却機構も含めて、省スペース化が図られた回転電機駆動装置（電力変換装置）が開示されている。この回転電機駆動装置では、スイッチング素子により構成されたパワーモジュールが、放熱部を有したケースの内側の平面上に配置される。そして、パワーモジュールに電気的に接続された平滑コンデンサは、パワーモジュールが配置された平面よりも一段低い平面上にパワーモジュールに隣接して配置される（第７～８段落、図１等）。高耐圧や大容量が求められる平滑コンデンサは、その体格が大きくなる傾向がある。特許文献１では、平滑コンデンサの高さに対応させて、放熱部とパワーモジュールとを配置することによって、回転電機駆動装置の全体の高さを抑制し、省スペース化を実現している。

　このように、インバータの回路部（パワーモジュール）、冷却機構、平滑コンデンサなどのレイアウトを工夫することによって、ある程度の省スペース化を実現することは可能である。しかし、耐圧や静電容量によって規定される平滑コンデンサの体格をより小型化して、装置全体の軽量化、小型化を実現するには至っていない。平滑コンデンサの容量を削減すると、小型化は実現可能であるが、直流電源やスイッチング素子の劣化抑制効果が低下する可能性が生じる。即ち、平滑コンデンサを小型化するために容量を小さくすると、直流電力を平滑化する能力が低下するため、インバータの直流側の電圧であるシステム電圧や直流電源を流れる電流である電源電流の脈動が大きくなってくる。その結果、直流電源やスイッチング素子の劣化の抑制効果が低下する可能性が生じる。

特開２００９－１０６０４６号公報

　上記背景に鑑みて、インバータの直流側の電圧及び電流の脈動などの変動を抑制しつつ、当該直流側の平滑コンデンサを低容量化することが可能な技術が望まれる。

　上記課題に鑑みた本発明に係る、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置の特徴構成は、
　直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
　前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
　前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
　前記インバータ制御部は、前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧の脈動幅と前記直流電源を流れる電流である電源電流の脈動幅とに応じ、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する点にある。

　本特徴構成のようにスイッチング周波数を可変に設定することで、回転電機のトルク及び回転数に応じて、システム電圧及び電源電流の脈動を小さく抑えるようにスイッチング周波数を適切に設定することが可能となる。それにより、システム電圧及び電源電流の脈動幅をそれぞれ所定の許容幅の範囲内に収めることが容易となる。従って、インバータの直流側の電圧及び電流の変動を抑制しつつ、平滑コンデンサを低容量化することが可能となる。

　ここで、インバータの直流側の電圧及び電流の変動を抑制するためには、回転電機のトルク及び回転数に応じて、システム電圧及び電源電流の脈動幅がそれぞれについて許される範囲として予め規定された許容幅の範囲内となるようにすることが望ましい。そこで、１つの態様として、前記インバータ制御部は、前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧の脈動幅と前記直流電源を流れる電流である電源電流の脈動幅とがそれぞれ予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定すると好適である。

　本発明に係る、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置のもう１つの特徴構成は、
　直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
　前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
　前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
　前記インバータ制御部は、前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧の脈動幅が予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する点にある。

　本特徴構成のようにスイッチング周波数を可変に設定することで、回転電機のトルク及び回転数に応じて、システム電圧の脈動を小さく抑えるようにスイッチング周波数を適切に設定することが可能となる。それにより、システム電圧の脈動幅を所定の許容幅の範囲内に収めることが容易となる。従って、インバータの直流側の電圧の変動を抑制しつつ、平滑コンデンサを低容量化することが可能となる。

　ここで、インバータの直流側の電圧の変動を抑制するためには、回転電機のトルク及び回転数に応じて、システム電圧の脈動幅が当該脈動幅について許される範囲として予め規定された許容幅の範囲内となるようにすることが望ましい。そこで、１つの態様として、前記インバータ制御部は、前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧の脈動幅が予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定すると好適である。

　本発明に係る、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置のもう１つの特徴構成は、
　直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
　前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
　前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
　前記インバータ制御部は、前記直流電源を流れる電流である電源電流の脈動幅が予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する点にある。

　本特徴構成のようにスイッチング周波数を可変に設定することで、回転電機のトルク及び回転数に応じて、電源電流の脈動を小さく抑えるようにスイッチング周波数を適切に設定することが可能となる。それにより、電源電流の脈動幅を所定の許容幅の範囲内に収めることが容易となる。従って、インバータの直流側の電流の変動を抑制しつつ、平滑コンデンサを低容量化することが可能となる。

　ここで、インバータの直流側の電流の変動を抑制するためには、回転電機のトルク及び回転数に応じて、電源電流の脈動幅が当該脈動幅について許される範囲として予め規定された許容幅の範囲内となるようにすることが望ましい。そこで、１つの態様として、前記インバータ制御部は、前記直流電源を流れる電流である電源電流の脈動幅が予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定すると好適である。

　一般的に、回転電機のトルク及び回転数が大きくなるに従って、システム電圧や電源電流の脈動幅も大きくなる。この相対的に大きくなる脈動幅は、スイッチング周期を短くする（換言すれば、スイッチング周波数を高くする）ことによって補償することが可能である。１つの態様として、前記インバータ制御部は、前記回転電機のトルクと回転数とを乗じて算出される回転電機パワー又は前記システム電圧に対する交流電圧指令値の実効値の比率を表す変調率が大きくなるに従って、前記スイッチング周波数を高く設定すると好適である。

　一般的に直流電源は、抵抗成分（Ｒ成分）や誘導成分（Ｌ成分）を有している。従って、平滑コンデンサの容量成分（Ｃ成分）と共にＲＬＣ回路が構成され、システム電圧をシステム電流（インバータの直流側の電流）で除した直流側電圧ゲインの周波数特性は、共振点を有するものとなる。直流側電圧ゲインの値は、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、共振周波数において最大値（共振点）となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく。また、システム電圧に現れる脈動成分の内で、影響の大きい周波数の１つは、スイッチング周波数の２倍の周波数成分であることが知られている。上述した共振周波数が、スイッチング周波数の２倍の周波数と近い場合には、直流側電圧ゲインの値が大きいことから、脈動の振幅も大きくなる。従って、スイッチング周波数の２倍の周波数を共振周波数から遠ざけることが好ましい。一方、スイッチング周波数に起因する現象としては、可聴域における騒音も知られている。従って、脈動の抑制と共に、騒音の抑制も求められる。

　上記に鑑み、例えば直流側電圧ゲインの値が最大となる周波数よりも高い周波数となるようにスイッチング周波数を設定すれば、スイッチング周波数の２倍の周波数はさらに高い周波数となり、共振周波数から遠ざかる。また、そのように算出されるスイッチング周波数が可聴域に含まれることになる場合には、予め規定された制限周波数以上の周波数となるようにスイッチング周波数を設定すれば、可聴域における騒音を抑制することもできる。その結果、インバータの直流側の電圧及び電流の変動を抑制しつつ、可聴域における騒音も抑制できるので好適である。１つの態様として、前記インバータ制御部は、可聴域以上の値に予め規定された制限周波数以上の周波数となるように、かつ、前記システム電圧を前記インバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電圧ゲインの周波数特性において、前記直流側電圧ゲインの値が最大となる周波数よりも高い周波数となるように、前記スイッチング周波数を設定すると好適である。

　さらに、例えば直流側電圧ゲインの値が周波数をゼロとしたときの値と同じとなる周波数よりも高い周波数となるようにスイッチング周波数を設定すれば、スイッチング周波数の２倍の周波数はさらに高い周波数となり、共振周波数からさらに遠ざかる。よって、インバータの直流側の電圧及び電流の変動をより確実に抑制できるので好適である。上記の可聴域における騒音抑制も考慮し、１つの態様として、前記インバータ制御部は、可聴域以上の値に予め規定された制限周波数以上の周波数となるように、かつ、前記直流側電圧ゲインの周波数特性において、前記直流側電圧ゲインの値が周波数をゼロとしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数となるように、前記スイッチング周波数を設定すると好適である。

　現状における制御の実情を考慮すれば、スイッチング周波数の可変設定はステップ的とすることが現実的である。一方、回転電機の動作は、一般的に、トルクと回転数とを乗じて算出されるパワーによって規定される動作領域に応じて制御される。そこで、回転電機の動作領域と、スイッチング周波数のステップ的な設定とがリンクされていると好都合である。１つの態様として、前記回転電機のトルクと回転数とを乗じて算出されるパワーに応じて複数の動作領域が設定され、前記インバータ制御部は、前記スイッチング周波数を前記動作領域毎に異なる値に設定すると好適である。

回転電機駆動装置のシステム構成の一例を模式的に示すブロック図直流電源部の制御モデルを示すブロック図抵抗成分のみを考慮したゲイン（Ｖｄｃ／Ｉｄｃ）の周波数特性抵抗及び誘導成分を考慮したゲイン（Ｖｄｃ／Ｉｄｃ）の周波数特性抵抗成分のみを考慮したゲイン（Ｉｂ／Ｉｄｃ）の周波数特性抵抗及び誘導成分を考慮したゲイン（Ｉｂ／Ｉｄｃ）の周波数特性スイッチング周波数を決定する条件を周波数特性上で示す図動作温度を考慮してスイッチング周波数を決定する条件を示す図回転電機のトルク及び回転数に応じた変調モードの対応マップを示す図回転電機のパワーに応じたスイッチング周波数の対応マップを示す図システム電圧及びバッテリ電流の脈動を示す波形図システム電圧及びバッテリ電流の脈動を示す波形図システム電圧及びバッテリ電流の脈動を示す波形図変調率に応じたスイッチング周波数の対応マップを示す図

　以下、ハイブリッド車両や電動車両等の駆動力源となる回転電機ＭＧを制御する回転電機駆動装置を例として、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１のブロック図は、回転電機駆動装置１００の構成を模式的に示している。車両の駆動力源としての回転電機ＭＧは、複数相の交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。

　鉄道のように架線から電力の供給を受けることができない自動車のような車両では、回転電機を駆動するための電力源としてニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの直流電源を搭載している。本実施形態では、回転電機ＭＧに電力を供給するための大電圧大容量の直流電源として、例えば電源電圧２００～４００［Ｖ］のバッテリ１１（高圧直流電源）が備えられている。バッテリ１１を流れる直流電流は、以下の説明において適宜“バッテリ電流（電源電流）”と称する。回転電機ＭＧは、交流の回転電機であるから、バッテリ１１と回転電機ＭＧとの間には、直流と交流との間で電力変換を行うインバータ１０が備えられている。インバータ１０の直流側の正極電源ラインＰ（高圧直流正極ライン）と負極電源ラインＮ（高圧直流負極ライン）との間の直流電圧は、以下の説明において適宜“システム電圧Ｖｄｃ”と称する。バッテリ１１は、インバータ１０を介して回転電機ＭＧに電力を供給可能であると共に、回転電機ＭＧが発電して得られた電力を蓄電可能である。インバータ１０とバッテリ１１との間には、直流電圧（システム電圧Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ４０（直流リンクコンデンサ）が備えられている。平滑コンデンサ４０は、回転電機ＭＧの消費電力の変動に応じて変動する直流電圧を安定化させる。

　バッテリ１１は、複数のバッテリセルにより構成されており、バッテリ１１には、内部抵抗（抵抗成分）や内部インダクタンス（誘導成分）を含む内部インピーダンスが存在する。本実施形態では、これらをバッテリ抵抗Ｒｂ、バッテリインダクタンスＬｂと称する。また、バッテリ１１とインバータ１０とは、例えばバスバーと称される金属配線部材などを用いて接続されるが、このようなバスバーにも、導体抵抗（抵抗成分）や導体インダクタンス（誘導成分）を含む導体インピーダンスが存在する。つまり、バッテリ１１と平滑コンデンサ４０とインバータ１０とを接続する配線には、配線抵抗や配線インダクタンスを含む配線インピーダンスが存在する。本実施形態では、これらを配線抵抗Ｒｗ、配線インダクタンスＬｗと称する。

　インバータ１０からバッテリ１１側を見た際の、バスバーなどの配線部材を含む直流電源部の内部抵抗（電源内部抵抗Ｒｐｓ）は、バッテリ抵抗Ｒｂと配線抵抗Ｒｗとの和である。また、直流電源部の内部インダクタンス（電源内部インダクタンスＬｐｓ）は、バッテリインダクタンスＬｂと配線インダクタンスＬｗとの和である。ただし、多くの場合、配線抵抗Ｒｗに比べてバッテリ抵抗Ｒｂが遙かに大きく、配線インダクタンスＬｗに比べてバッテリインダクタンスＬｂの方が遙かに大きいので、以下の説明においては、電源内部抵抗Ｒｐｓとしてバッテリ抵抗Ｒｂを用い、電源内部インダクタンスＬｐｓとしてバッテリインダクタンスＬｂを用いる。尚、図２のブロック図は、直流電源部としてのバッテリ１１の端子間電圧（バッテリ電圧Ｖｂ）とシステム電圧Ｖｄｃとの関係を示す制御モデルである。

　インバータ１０は、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機ＭＧに供給すると共に、回転電機ＭＧが発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ１０は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）などのパワー半導体素子を適用すると好適である。また、これらのＳｉ（シリコン）デバイスに代えて、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ－ＳＩＴ（static induction transistor）などのＳｉＣ（シリコンカーバイド）デバイスや、ＧａＮ－ＭＯＳＥＴ（Gallium Nitride）等の高周波での動作が可能な複合化合物パワーデバイスをスイッチング素子に適用しても好適である。図１に示すように、本実施形態では、一例として、スイッチング素子にＩＧＢＴ３が用いられる。

　直流と複数相の交流（ここでは３相交流）との間で電力変換するインバータ１０は、よく知られているように複数相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアームを有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ１０の直流正極側（直流電源の正極側の正極電源ラインＰ）と直流負極側（直流電源の負極側の負極電源ラインＮ）との間に２つのＩＧＢＴ３が直列に接続されて１つのアーム１０Ａが構成される。ここで、正極電源ラインＰに接続されるＩＧＢＴ３を上段側ＩＧＢＴ（上段側スイッチング素子又はハイサイドスイッチ）と称し、負極電源ラインＮに接続されるＩＧＢＴ３を下段側ＩＧＢＴ（負極側スイッチング素子又はローサイドスイッチ）と称する。

　複数相の交流が３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム１０Ａ）が３回線（３相：１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ）並列接続される。つまり、回転電機ＭＧのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイルのそれぞれに一組の直列回路（アーム１０Ａ）が対応したブリッジ回路が構成される。各相の上段側ＩＧＢＴのコレクタ端子は正極電源ラインＰに接続され、エミッタ端子は各相の下段側ＩＧＢＴのコレクタ端子に接続される。また、各相の下段側ＩＧＢＴのエミッタ端子は、負極電源ラインＮに接続される。対となる各相のＩＧＢＴ３による直列回路（アーム１０Ａ）の中間点、つまり、上段側ＩＧＢＴと下段側ＩＧＢＴとの接続点は、回転電機ＭＧのステータコイルにそれぞれ接続される。尚、ＩＧＢＴ３には、それぞれフリーホイールダイオード３９（回生ダイオード）が並列に接続される。フリーホイールダイオード３９は、カソード端子がＩＧＢＴ３のコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴ３のエミッタ端子に接続される態様で、各ＩＧＢＴ３に対して並列に接続される。

　図１に示すように、インバータ１０は、制御装置８により制御される。制御装置８は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されたＥＣＵ（electronic control unit）を有して構成されている。本実施形態では、ＥＣＵは、不図示の車両ＥＣＵ等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置８に提供される回転電機ＭＧの目標トルクＴＭに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機ＭＧを制御する。尚、ベクトル制御法は、良く知られているように、複数相（本例では３相）のそれぞれのステータコイルに流れる電流を、ロータの磁極の方向であるｄ軸とそれに直交するｑ軸との２つのベクトル成分に座標変換して演算を行う手法である。制御装置８のＥＣＵは、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウェアとソフトウェア（プログラム）との協働により実現される。本実施形態では、この制御装置８が、本発明におけるインバータ制御部に相当する。

　回転電機ＭＧの各相のステータコイルを流れる実電流は電流センサ１２により検出され、制御装置８はその検出結果を取得する。また、回転電機ＭＧのロータの各時点での磁極位置は、回転センサ１３により検出され、制御装置８はその検出結果を取得する。回転センサ１３は、例えばレゾルバ等により構成される。ここで、磁極位置は、電気角上でのロータの回転角度を表している。制御装置８のＥＣＵは、電流センサ１２及び回転センサ１３の検出結果を用いて、回転電機ＭＧをフィードバック制御する。

　制御装置８のＥＣＵは、複数の変調モードの内から選択される特定の変調モードに従って、回転電機ＭＧを制御する。本実施形態では、図９に示すように、複数の変調モードには、３相変調モード（ＳＶＰＷＭ）と２相変調モード（ＤＰＷＭ）とが含まれる。３相変調モードは、搬送波と各相の交流電圧指令値に従う信号波との比較に基づき、３相分のＰＷＭパルス信号を出力して回転電機ＭＧを制御するモードである。２相変調モードは、２相分（順次切り替える）のＰＷＭパルス信号を出力すると共に残りの１相（順次切り替える）はオンオフ信号を出力して回転電機ＭＧを制御するモードである。２相変調モードの際には、弱め界磁制御が並行して実行される場合がある（ＤＰＷＭ＋ＡＦＲ）。弱め界磁制御は、回転電機ＭＧの回転数の上昇に伴って逆起電力が上昇した際にも目標トルクを出力させるべく、ｄ軸電流及びｑ軸電流を減少させる制御である。これらは、予め規定されたマップに基づき、回転電機ＭＧのトルク及び回転数に応じて択一的に選択される。

　車両には、高圧直流電源としてのバッテリ１１の他に、バッテリ１１よりも低電圧の電源である低圧バッテリ（低圧直流電源）も搭載されている（不図示）。低圧バッテリの電源電圧は、例えば１２～２４［Ｖ］であり、制御装置８（ＥＣＵ）や、オーディオシステム、灯火装置、室内照明、計器類のイルミネーション、パワーウィンドウなどの電装品や、これらを制御する制御装置に電力を供給する。制御装置８は、レギュレータ回路等を備えて構成され、マイクロコンピュータ等を動作させるために適した電源を低圧バッテリから供給される電力によって生成する。

　インバータ１０を構成する各ＩＧＢＴ３の制御端子であるゲート端子は、ドライブ回路７を介して制御装置８（ＥＣＵ）に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。回転電機ＭＧを駆動するための高圧系回路と、マイクロコンピュータなどを中核とするＥＣＵなどの低圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、低圧系回路の制御装置８（ＥＣＵ）により生成されたＩＧＢＴ３の制御信号（スイッチング制御信号）は、ドライブ回路７を介して高圧回路系のゲート駆動信号として各ＩＧＢＴ３に供給される。ドライブ回路７は、フォトカプラやトランスなどの絶縁素子を有して構成されることが多い。

　上述したように、制御装置８は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成される。本実施形態では、制御装置８は、回転電機駆動プログラムを実行するマイクロコンピュータを中核として構成されている。このマイクロコンピュータは、ＣＰＵコア、プログラムメモリ、パラメータメモリ、ワークメモリ、タイマ、ポートなどを有して構成されている。ＣＰＵコアは、マイクロコンピュータの中核であり、命令レジスタや命令デコーダ、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ(arithmetic logic unit)、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラなどを有して構成されている。本実施形態では、１つの半導体チップによりマイクロコンピュータが構成されている形態を例示するが、複数の部品を組み合わせてマイクロコンピュータユニットが構成されている形態をとることももちろん可能である。

　プログラムメモリは、回転電機駆動プログラムが格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリは、プログラムの実行の際に参照される種々のパラメータが格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリは、プログラムメモリと区別することなく構築されてもよい。プログラムメモリやパラメータメモリは、例えばフラッシュメモリなどによって構成されると好適である。ワークメモリは、プログラム実行中の一時データを一時記憶するメモリである。ワークメモリは、揮発性で問題なく、高速にデータの読み書きが可能なＤＲＡＭ（dynamic RAM）やＳＲＡＭ（static RAM）により構成される。

　タイマは、マイクロコンピュータのクロック周期を最小分解能として、時間を計測する。例えば、タイマは、プログラムの実行周期を監視する。また、タイマは、インバータ１０のＩＧＢＴ３を駆動するスイッチング制御信号の有効時間を計測して、当該スイッチング制御信号を生成する。また、タイマは、１回の電流フィードバック制御を実行する周期（基本制御周期）や、スイッチング制御信号の出力周期（スイッチング周期Ｔｃ）など、プログラムやパラメータによって予め規定される制御周期を管理する。ポートは、インバータ１０のＩＧＢＴ３のスイッチング制御信号などをマイクロコンピュータの端子を介して出力したり、マイクロコンピュータに入力される回転センサ１３からの回転検出信号や、電流センサ１２からの電流検出信号を受け取ったりする端子制御部である。

　ところで、図２に示すように、直流電源部としてのバッテリ１１の制御モデルの伝達関数には、周波数に依存するインピーダンス成分として、バッテリインダクタンスＬｂと、平滑コンデンサ４０の静電容量（直流リンクキャパシタンスＣｄ）とが含まれている。従って、システム電圧Ｖｄｃは、周波数の関数となる。図３及び図４は、システム電圧Ｖｄｃとインバータ１０に流れるシステム電流Ｉｄｃとにより規定されるゲイン（直流側電圧ゲイン）の周波数特性を示している。システム電流Ｉｄｃを基準としたシステム電圧Ｖｄｃのゲイン（直流側電圧ゲイン）は、バッテリインダクタンスＬｂを考慮しない場合には、下記式(1)により規定され、図３に示すような周波数特性を示す。また、直流側電圧ゲインは、バッテリインダクタンスＬｂを考慮する場合には、下記式(2)により規定され、図４に示すような周波数特性を示す。

　式(1)、式(2)、及び図３、図４からわかるように、平滑コンデンサ４０の静電容量（直流リンクキャパシタンスＣｄ）が大きい方が、直流側電圧ゲインは小さい。換言すれば、平滑コンデンサ４０の小型化を図るために、平滑コンデンサ４０を低容量化すると、直流側電圧ゲインが大きくなり、システム電圧Ｖｄｃの脈動を抑制する効果が減少する。さらに、図３と図４との比較から明らかなように、直流電源部のインピーダンスとしてバッテリインダクタンスＬｂを考慮した場合には、バッテリインダクタンスＬｂと直流リンクキャパシタンスＣｄとの共振が生じ、この共振も考慮する必要がある。つまり、直流電源部のインピーダンスとしてバッテリインダクタンスＬｂを考慮しない場合には、単純に平滑コンデンサ４０を低容量化すると直流側電圧ゲインが大きくなるだけである。これに対して、バッテリインダクタンスＬｂを考慮する場合には、共振によって直流側電圧ゲインが非常に大きくなる周波数が出現する。図４に例示するように、直流リンクキャパシタンスＣｄがＣ１［μＦ］の場合の共振点（Ｑ２）におけるゲインの値は、直流リンクキャパシタンスＣｄがその１０倍のＣ２（＝１０・Ｃ１）［μＦ］の場合の共振点（Ｑ１）におけるゲインの値に比べて非常に大きい。

　また、システム電流Ｉｄｃを基準としたバッテリ電流Ｉｂのゲイン（バッテリ電流ゲイン（直流電流ゲインと称することもできる））も周波数の関数となる。図５及び図６は、バッテリ電流Ｉｂとインバータ１０に流れるシステム電流Ｉｄｃとにより規定されるゲイン（バッテリ電流ゲイン）の周波数特性を示している。バッテリ電流ゲインは、バッテリインダクタンスＬｂを考慮しない場合には、下記式(3)により規定され、図５に示すような周波数特性を示す。また、バッテリ電流ゲインは、バッテリインダクタンスＬｂを考慮する場合には、下記式(4)により規定され、図６に示すような周波数特性を示す。

　式(3)、式(4)、及び図５、図６からわかるように、平滑コンデンサ４０の静電容量（直流リンクキャパシタンスＣｄ）が大きい方が、バッテリ電流ゲインは小さい。換言すれば、平滑コンデンサ４０の小型化を図るために、平滑コンデンサ４０を低容量化すると、ゲインが大きくなり、バッテリ電流Ｉｂに生じる脈動を抑制する効果が減少する。さらに、図５と図６との比較から明らかなように、直流電源部のインピーダンスとしてバッテリインダクタンスＬｂを考慮した場合には、バッテリインダクタンスＬｂと直流リンクキャパシタンスＣｄとの共振が生じ、この共振も考慮する必要がある。つまり、直流電源部のインピーダンスとしてバッテリインダクタンスＬｂを考慮しない場合には、単純に平滑コンデンサ４０を低容量化するとバッテリ電流ゲインが大きくなるだけである。これに対して、バッテリインダクタンスＬｂを考慮する場合には、共振によってバッテリ電流ゲインが非常に大きくなる周波数が出現する。図６に例示するように、直流リンクキャパシタンスＣｄがＣ１［μＦ］の場合の共振点（Ｑ２）におけるゲインの値は、直流リンクキャパシタンスＣｄが１０倍のＣ２［μＦ］の場合の共振点（Ｑ１）におけるゲインの値に比べて非常に大きい。

　尚、バッテリ１１の抵抗成分（Ｒ成分）や誘導成分（Ｌ成分）及び平滑コンデンサの容量成分（Ｃ成分）の内、周波数に依存するインピーダンス成分はＬ成分とＣ成分である。よって、直流側電圧ゲインやバッテリ電流ゲインの値は、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、共振周波数において最大値（共振点）となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく。例えばスイッチング周波数が１００［Ｈｚ］以上での解析においては、バッテリ１１の抵抗成分（Ｒ成分）と誘導成分（Ｌ成分）のみに基づいて共振周波数が算出されてもよい。

　システム電圧Ｖｄｃやバッテリ電流Ｉｂの脈動は、インバータ１０のＩＧＢＴ３のスイッチングに伴う電流や電圧の変動に伴って発生する。つまり、システム電圧Ｖｄｃやバッテリ電流Ｉｂの脈動は、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数ｆｃ（スイッチング周期Ｔｃの逆数）に対応して発生する。例えば、スイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数成分“２ｆｃ”を有する脈動が発生することが知られている（リップル周波数）。直流リンクキャパシタンスＣｄとバッテリインダクタンスＬｂとの共振周波数（後述する“ｆｒｐ”）が、リップル周波数“２ｆｃ”と近い場合には、直流側電圧ゲインの値が大きいことから、脈動が大きくなる。共振周波数ｆｒｐは、バッテリ１１など回転電機駆動装置１００のハードウェア構成によって決まる。従って、リップル周波数“２ｆｃ”を共振周波数ｆｒｐから遠ざけるべく、制御装置８が対応可能な範囲でスイッチング周波数ｆｃを適切に設定することが好ましい。以下、そのようなスイッチング周波数ｆｃの設定方法について説明する。

　図７は、直流リンクキャパシタンスＣｄがＣ１［μＦ］、バッテリインダクタンスＬｂがＬ１［μＨ］、常温におけるバッテリ抵抗ＲｂがＲ２［Ω］の場合の直流側電圧ゲインのシミュレーション結果を示している。図７に示すように、共振周波数ｆｒｐにおいて、共振のピークが現れている。この共振周波数ｆｒｐは下記式(5)により求められる。

　上述したように、システム電圧Ｖｄｃには、インバータ１０のスイッチング周波数ｆｃの２倍のリップル周波数“２ｆｃ”の脈動が出現する。このリップル周波数“２ｆｃ”が共振周波数ｆｒｐに近いと、システム電圧Ｖｄｃの脈動が大きくなり、バッテリ電流Ｉｂの脈動も大きくなる。そして、バッテリ電流Ｉｂの脈動によってバッテリ１１の耐久性（寿命）を低下させる。図７に示す例において、スイッチング制御信号のスイッチング周波数ｆｃが５［ｋＨｚ］の場合、リップル周波数“２ｆｃ”は、１０［ｋＨｚ］となり、共振周波数ｆｒｐは約１３［ｋＨｚ］であるから、リップル周波数２ｆｃと共振周波数ｆｒｐとが近く、脈動は大きくなる。従って、リップル周波数２ｆｃの元となるスイッチング周波数ｆｃを共振周波数ｆｒｐから遠ざけることが好ましい。

　図７に示す周波数特性において、スイッチング周波数ｆｃを共振周波数ｆｒｐから遠ざける場合、スイッチング周波数ｆｃを低い側及び高い側の何れに移動させることも可能である。但し、スイッチング周波数ｆｃを低い側に移動させると、インバータ１０のスイッチング制御の分解能が低下するため、回転電機ＭＧの回転制御の円滑さも低下する可能性がある。従って、スイッチング周波数ｆｃは、周波数が高くなる方向に調整されると好適である。１つの態様として、直流側電圧ゲインの値が最大となる周波数よりも高い周波数となるように、スイッチング周波数ｆｃが設定されると好適である。図７から明らかなように、直流側電圧ゲインの値が最大となる周波数は共振周波数ｆｒｐである。共振周波数ｆｒｐよりも高い周波数となるように、スイッチング周波数ｆｃが設定されると、スイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数は、共振周波数ｆｒｐに対して高い周波数となる方向に調整される。即ち、この場合には、スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎは、共振周波数ｆｒｐとなる。

　また、１つの態様として、周波数が“０”の際のゲインと同じ値となる周波数（ｆ２）を、スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎとしても好適である。図７等から明らかなように、直流側電圧ゲインの値は、周波数がゼロから高くなるに従って増加し、共振周波数ｆｒｐにおいて最大値（共振点）となり、この共振点を変曲点として周波数が高くなるに従って減少していく。従って、直流側電圧ゲインの値が、周波数をゼロにしたときの値となる周波数以上の高い周波数は、共振周波数ｆｒｐよりも高い周波数である。スイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数（２ｆｃ）は、さらに高い周波数となるから、さらに共振周波数ｆｒｐから遠ざかる。その結果、システム電圧Ｖｄｃやバッテリ電流Ｉｂの脈動が大きくなることを有効に抑制することができる。特に、共振周波数ｆｒｐが低い場合には、スイッチング周波数ｆｃを共振周波数ｆｒｐの近傍に設定した場合に比べて、共振周波数ｆｒｐとスイッチング周波数ｆｃの２倍の周波数（２ｆｃ）との間をより離間させることができる。尚、上記式(2)から明らかなように、周波数が“０”の際のゲインの値は、バッテリ抵抗Ｒｂ（電源内部抵抗Ｒｐｓ）である。また、この場合の下限周波数ｆｍｉｎは、下記式(6)によって表される。

　ところで、バッテリ抵抗Ｒｂは、バッテリ１１の動作温度（回転電機駆動装置１００の動作温度）によって変動する。従って、下限周波数ｆｍｉｎも温度によって変動することになる。図８は、動作温度範囲における最高温度（例えば６０［℃］）と最低温度（例えば－４０［℃］）の際の直流側電圧ゲインの周波数特性のシミュレーション結果を示している。図８における太線は、動作温度範囲における最高温度での周波数特性を示し、細線は最低温度での周波数特性を示している。本実施形態では、最高温度の際のバッテリ抵抗ＲｂはＲ１［Ω］、最低温度の際のバッテリ抵抗ＲｂはＲ３［Ω］であり、Ｒ１＜Ｒ２＜Ｒ３である。

　上述したように、周波数が“０”の際の直流側電圧ゲインの値は、バッテリ抵抗Ｒｂである。バッテリ抵抗Ｒｂは、動作温度が低いほど大きくなる性質があるため、動作温度範囲内においては、最低温度の際のバッテリ抵抗Ｒｂの値が最も大きくなる。従って、スイッチング周波数ｆｃは、回転電機駆動装置１００の動作温度範囲における最低温度でのバッテリ抵抗Ｒｂ（電源内部抵抗Ｒｐｓ）の値を用いた直流側電圧ゲインの周波数特性に基づいて設定されると好適である。この場合、スイッチング周波数ｆｃは、少なくとも最低温度での周波数特性に基づく周波数“ｆ３”を下限周波数ｆｍｉｎとして設定され、過度に高い周波数となることなく、適切に設定される。当然ながら、確実性を考慮して、スイッチング周波数ｆｃが、最高温度での周波数特性に基づく周波数“ｆ１”を下限周波数ｆｍｉｎとして設定されることを妨げるものではない。また、例えば図７に示すように、常温（例えば２０～２５［℃］）における周波数特性に基づく周波数“ｆ２”を下限周波数ｆｍｉｎとして設定されることを妨げるものでもない。

　また、スイッチング周波数ｆｃに起因する現象としては、上述したシステム電圧Ｖｄｃやバッテリ電流Ｉｂの脈動以外に、可聴域における騒音も知られている。可聴域とは、人の聴覚が感じ取ることができる周波数帯域であり、おおよそ２０［Ｈｚ］～２０［ｋＨｚ］の範囲が該当する。スイッチング周波数ｆｃが可聴域に含まれる場合には、耳障りな騒音が生じるため、車両の乗員の快適性が損なわれる可能性がある。従って、スイッチング周波数ｆｃは、可聴域には含まれないように調整されると好適である。つまり、可聴域以上の値に予め規定された制限周波数ｆｌｉｍ（例えば２０［ｋＨｚ］）以上の周波数を、スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎとすると好適である。本例では、可聴域の上限周波数である２０［ｋＨｚ］を制限周波数ｆｌｉｍとしているが、当然ながら、確実性を考慮して、それよりも高い周波数（例えば２５［ｋＨｚ］など）を制限周波数ｆｌｉｍとしてもよい。

　このように、可聴域における騒音の抑制も考慮した場合には、スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎは、直流側電圧ゲインやバッテリ電流ゲインの周波数特性に基づいて決定される周波数と、制限周波数ｆｌｉｍとの大小関係に応じて設定される。例えば常温における周波数特性に基づいてスイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎを設定する場合において、周波数“ｆ２”が制限周波数ｆｌｉｍよりも低い場合（図７を参照）には、制限周波数ｆｌｉｍが下限周波数ｆｍｉｎに設定される。また、例えば動作温度範囲の最低温度における周波数特性に基づいてスイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎを設定する場合（図８を参照）も、同様に、制限周波数ｆｌｉｍが下限周波数ｆｍｉｎに設定される。一方、例えば動作温度範囲の最高温度における周波数特性に基づいてスイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎを設定する場合において、周波数“ｆ１”が制限周波数ｆｌｉｍよりも高い場合には、周波数“ｆ１”が下限周波数ｆｍｉｎに設定される。

　ところで、回転電機ＭＧのトルクと回転数とを乗じて算出されるパワー（回転電機パワー）が大きくなるに従い、システム電流Ｉｄｃは大きくなる傾向にある。また、回転電機ＭＧの回転数が高くなるに従って、逆起電力が大きくなり、変調率が大きくなり、電圧指令値の６次高調波成分及びその整数倍の高調波成分が増加する。よって、スイッチング周波数ｆｃに応じて規定されるゲインが同じであっても、回転電機ＭＧのトルク及び回転数が大きくなるに従って、システム電圧Ｖｄｃやバッテリ電流Ｉｂの脈動も大きくなる。尚、システム電圧Ｖｄｃの脈動幅は、リップル周波数２ｆｃによる基本リップルに、回転電機ＭＧの回転数に応じて生じる高調波成分（特に、６次高調波成分及びその整数倍の高調波成分（６ｆ，１２ｆ，１８ｆ，・・・）；図１１等の太い一点鎖線を参照）が重畳された電圧波形における最大値と最小値との差である。システム電圧Ｖｄｃの脈動幅が大きくなり、予め規定された電圧リップル許容幅Ｖｐ（例えば、４０［Ｖ］；図１１等を参照）の範囲内に収まらなくなれば、ＩＧＢＴ３（スイッチング素子）の充分な保護が図れなくなる。

　同様に、バッテリ電流Ｉｂの脈動幅は、リップル周波数２ｆｃによる基本リップルに、回転電機ＭＧの回転数に応じて生じる高調波成分（特に、６次高調波成分及びその整数倍の高調波成分（６ｆ，１２ｆ，１８ｆ，・・・）；図１１等の太い一点鎖線を参照）が重畳された電流波形における最大値と最小値との差である。バッテリ電流Ｉｂの脈動幅が大きくなり、予め規定された電流リップル許容幅Ｉｐ（例えば、６０［Ａ］；図１１等を参照）の範囲内に収まらなくなれば、バッテリ１１の充分な保護が図れなくなる。

　これらの問題に対して、回転電機ＭＧのパワーが大きくなるに従って相対的に大きくなるシステム電圧Ｖｄｃやバッテリ電流Ｉｂの脈動幅は、スイッチング周期Ｔｃを短くする（換言すれば、スイッチング周波数ｆｃを高くする）ことによって補償することが可能である。即ち、図７等から明らかなように、共振周波数ｆｒｐよりも高い周波数域ではスイッチング周波数ｆｃを高くすることでゲインが小さくなるので、システム電流Ｉｄｃが大きくなっても、システム電圧Ｖｄｃ等の脈動幅を小さく抑えることができる。そこで、回転電機ＭＧのパワーを規定するトルク及び回転数の双方に応じて、スイッチング周波数ｆｃを異なる値に設定すると好適である。１つの態様として、回転電機ＭＧのパワーが大きくなるに従って、スイッチング周波数ｆｃを高く設定すると好適である。

　図１０は、回転電機ＭＧの動作マップを示している。この動作マップでは、回転電機ＭＧのトルク及び回転数に応じた複数の動作領域Ａ１～Ａ４が設定されている。本実施形態では、これら複数の動作領域Ａ１～Ａ４は、回転電機ＭＧのトルクと回転数とを乗じて算出されるパワーに応じた領域とされている。動作領域Ａ１は、絶対値基準で、回転電機ＭＧのパワーが予め規定された第１基準値Ｐ１未満の領域である。動作領域Ａ２は、絶対値基準で、回転電機ＭＧのパワーが第１基準値Ｐ１以上であり、かつ、第１基準値Ｐ１より大きい値に予め規定された第２基準値Ｐ２未満の領域である。動作領域Ａ３は、絶対値基準で、回転電機ＭＧのパワーが第２基準値Ｐ２以上であり、かつ、第２基準値Ｐ２より大きい値に予め規定された第３基準値Ｐ３未満の領域である。動作領域Ａ４は、絶対値基準で、回転電機ＭＧのパワーが第３基準値Ｐ３以上の領域である。

　そして、本実施形態では、スイッチング周波数ｆｃが、複数の動作領域Ａ１～Ａ４毎に異なる値に設定されている。動作領域Ａ１には周波数ｆｃ１が設定され、動作領域Ａ２には周波数ｆｃ２（＞ｆｃ１）が設定され、動作領域Ａ３には周波数ｆｃ３（＞ｆｃ２）が設定され、動作領域Ａ４には周波数ｆｃ４（＞ｆｃ３）が設定されている。すなわち、この例では、複数の動作領域Ａ１～Ａ４毎に、それぞれ一定値であるスイッチング周波数ｆｃが設定され、隣接する動作領域間ではスイッチング周波数ｆｃがステップ的に変化するように設定されている。このように、１つの態様として、回転電機ＭＧのパワーが大きくなるに従って、スイッチング周波数ｆｃをステップ的に高く設定すると好適である。尚、動作領域Ａ１に対応する周波数ｆｃ１は、上述した直流側電圧ゲイン、バッテリ電流ゲイン、及び制限周波数ｆｌｉｍに基づいて設定されるスイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎ以上に設定されている。また、周波数ｆｃ１は、後述するスイッチング周波数ｆｃの上限周波数ｆｍａｘ以下に設定されている。周波数ｆｃ２～ｆｃ４に関しても同様である。

　図１１～図１３は、回転電機ＭＧのパワーに応じてスイッチング周波数ｆｃを異ならせてシミュレーションした、システム電圧Ｖｄｃ及びバッテリ電流Ｉｂの波形を示す。定トルクの条件下、図１１は回転数が１０００［ｒｐｍ］に対してスイッチング周波数を２０［ｋＨｚ］とした場合を示し、図１２は回転数が２０００［ｒｐｍ］に対してスイッチング周波数を３０［ｋＨｚ］とした場合を示し、図１３は回転数が３０００［ｒｐｍ］に対してスイッチング周波数を４０［ｋＨｚ］とした場合を示している。これらの結果から明らかなように、回転電機ＭＧのパワーが大きくなるに従ってスイッチング周波数ｆｃを高くすることによって、システム電圧Ｖｄｃやバッテリ電流Ｉｂの脈動幅を、それぞれについて規定された許容幅Ｖｐ，Ｉｐの範囲内に収めることができている。

　尚、スイッチング周波数ｆｃの上限周波数ｆｍａｘも規定されていることが好ましい。スイッチング周波数ｆｃが高くなると、単位時間当たりのスイッチング回数が増加するため、インバータ１０におけるスイッチング損失も大きくなる。従って、下限周波数ｆｍｉｎだけではなく、上限周波数ｆｍａｘについても条件が規定されていると好ましい。１つの態様として、インバータ１０のスイッチング損失が予め規定された上限損失以下となるような周波数を、スイッチング周波数ｆｃの上限周波数ｆｍａｘとすると好適である。

　ところで、回転電機駆動装置１００が搭載される車両を考えた場合、バッテリ１１の供給元と、インバータ１０のＩＧＢＴ３の供給元と、制御装置８の供給元とがそれぞれ異なる場合もある。つまり、バッテリ抵抗ＲｂやバッテリインダクタンスＬｂ、ＩＧＢＴ３の耐圧などが車両によって異なるような場合においても、制御装置８が適切なスイッチング周波数ｆｃを設定できることが望ましい。上述したように、本発明によれば、回転電機ＭＧのトルク及び回転数に応じてスイッチング周波数ｆｃを設定することが可能であり、当該技術を幅広く適用することが可能である。

　以上の説明をまとめると、スイッチング周波数ｆｃは、概念的には、以下のような基準を満足するように設定されると好適である。即ち、スイッチング周波数ｆｃは、
（ａ）スイッチング周波数ｆｃに応じて生じるシステム電圧Ｖｄｃの脈動が、インバータ１０のＩＧＢＴ３（スイッチング素子）の保護を図ることができるような範囲に収まること、
（ｂ）スイッチング周波数ｆｃに応じて生じるバッテリ電流Ｉｂの脈動が、バッテリ１１の保護を図ることができるような範囲に収まること、
（ｃ）可聴域の騒音が出ないこと、
（ｄ）スイッチング周波数ｆｃに応じたインバータ１０のスイッチング損失が大きくなり過ぎないこと、
の全てを満足するように設定されると好適である。

　より具体的には、スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎは、
（ａ’）スイッチング周波数ｆｃに応じて生じるシステム電圧Ｖｄｃの脈動幅が、インバータ１０のＩＧＢＴ３（スイッチング素子）の耐圧に基づいて予め規定される許容幅（電圧リップル許容幅Ｖｐ）の範囲内に収まること、
（ｂ’）スイッチング周波数ｆｃに応じて生じるバッテリ電流Ｉｂの脈動幅が、バッテリ１１の劣化を抑制できるように予め規定される許容幅（電流リップル許容幅Ｉｐ）の範囲内に収まること、
（ｃ’）可聴域以上の値に予め規定された制限周波数ｆｌｉｍ以上であること、
の全てを満足するように設定されると好適である。

　また、スイッチング周波数ｆｃの上限周波数ｆｍａｘは、
（ｄ’）スイッチング周波数ｆｃに応じたインバータ１０のスイッチング損失が予め規定された上限損失以下に収まること、
を満足するように設定されると好適である。

　実用的には、上記（ａ’）～（ｄ’）の全てを満足するような、回転電機ＭＧのパワーと、下限周波数ｆｍｉｎから上限周波数ｆｍａｘまでの範囲内に設定されるスイッチング周波数ｆｃとの関係をマップ化して備えておく（図１０を参照）ことが好ましい。この場合、上記（ｃ’）及び（ｄ’）に関してはある程度定量的に規定することが可能であるから、それらに加え、回転電機ＭＧのパワーに応じて上記（ａ’）及び（ｂ’）をさらに満足するスイッチング周波数ｆｃを予め求めておくとよい。このようにして設定されるスイッチング周波数ｆｃは、制限周波数ｆｌｉｍ以上の所定周波数からスタートして、回転電機ＭＧのパワーが大きくなるに従ってステップ的に大きくなるものとされる。

　尚、低容量の平滑コンデンサ４０を用いつつ上記（ａ’）～（ｃ’）を満足させようとすれば、スイッチング周波数ｆｃを高く設定することが必要となるので、回転同期制御モードによる回転電機ＭＧの制御が困難となる。このため、本実施形態では、選択可能な制御モードに回転同期制御モードは含まれていない。尚、回転同期制御モードは、回転電機ＭＧの回転に同期して予め規定された数のパルスを出力する制御モード（例えば、１パルス制御モードや５パルス制御モード等）である。図９に示すように、通常の２相変調モード（ＤＰＷＭ）に対応する動作点領域よりも高回転数側の動作点領域には、パルス変調モードではなく、弱め界磁制御を伴う２相変調モード（ＤＰＷＭ＋ＡＦＲ）が設定されている。

　本発明は、上述したような概念に基づいて設計される回転電機駆動装置に広く適用することが可能である。当業者であれば、上述した具体的な実施形態に基づき、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、適宜改変が可能であることが容易に理解できるであろう。従って、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で改変された別の実施形態も当然ながら、本発明に含まれるものである。

　例えば、１つの態様として、上述した回転電機ＭＧのパワーに代えて、変調率Ｍに応じてスイッチング周波数ｆｃが可変に設定されてもよい（図１４を参照）。即ち、スイッチング周波数ｆｃが、制限周波数ｆｌｉｍ以上の所定周波数からスタートして、変調率Ｍが大きくなるに従ってステップ的に大きくなるように設定（ｆｃ１’＜ｆｃ２’＜ｆｃ３’＜ｆｃ４’）されてもよい。尚、変調率Ｍは、システム電圧Ｖｄｃに対する交流電圧指令値の実効値の比率を表す指標であり、ベクトル制御法における２軸の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを用いて、以下の式(7)によって算出される。

　１つの態様として、例えば図１４に示すように、複数の基準値Ｍ１～Ｍ３（Ｍ１＜Ｍ２＜Ｍ３）を用いて、変調率Ｍに応じた動作領域Ｂ１～Ｂ４を、回転電機ＭＧのトルク及び回転数に対応付けてマップ化することも可能である。変調率Ｍに応じてスイッチング周波数ｆｃを設定する場合にも、上記（ａ’）～（ｄ’）を満足させることが考慮されると好適である。

　また、１つの態様として、回転電機ＭＧのパワー又は変調率Ｍに応じてスイッチング周波数ｆｃを可変に設定するに際して、ステップ的ではなく連続的に変化させてもよい。即ち、スイッチング周波数ｆｃが、制限周波数ｆｌｉｍ以上の所定周波数からスタートして、回転電機ＭＧのパワー又は変調率Ｍが大きくなるに従って連続的に大きくなるように設定されてもよい。

　また、１つの態様として、スイッチング周波数ｆｃの下限周波数ｆｍｉｎを設定するに際して、上記（ｃ’）を考慮することなく、上記（ａ’）及び（ｂ’）のみを満足させることが考慮されてもよい。この場合、制御装置８は、システム電圧Ｖｄｃの脈動幅とバッテリ電流Ｉｂの脈動幅とに応じ、スイッチング周波数ｆｃを、回転電機ＭＧのトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する。より詳しくは、制御装置８は、システム電圧Ｖｄｃの脈動幅とバッテリ電流Ｉｂの脈動幅とがそれぞれ予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、スイッチング周波数ｆｃを、回転電機ＭＧのトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する。この場合、可聴域における騒音が生じる場合があるが、少なくともインバータ１０のＩＧＢＴ３（スイッチング素子）やバッテリ１１の保護を図ることはできる。

　また、上記（ｃ’）を考慮するか否かに拘らず、上記（ａ’）及び（ｂ’）の内の一方のみが考慮されても良い。すなわち、上記（ａ’）が考慮される場合には、制御装置８は、システム電圧Ｖｄｃの脈動幅に応じ、スイッチング周波数ｆｃを、回転電機ＭＧのトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する。より詳しくは、制御装置８は、システム電圧Ｖｄｃの脈動幅が予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、スイッチング周波数ｆｃを、回転電機ＭＧのトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する。この場合、少なくともインバータ１０のＩＧＢＴ３（スイッチング素子）の保護を図ることができる。また、上記（ｂ’）が考慮される場合には、制御装置８は、バッテリ電流Ｉｂの脈動幅に応じ、スイッチング周波数ｆｃを、回転電機ＭＧのトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する。より詳しくは、制御装置８は、バッテリ電流Ｉｂの脈動幅が予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、スイッチング周波数ｆｃを、回転電機ＭＧのトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する。この場合、少なくともバッテリ１１の保護を図ることができる。

　また、上記の実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３を用いる場合を例として説明したが、本発明の構成は、スイッチング素子としてＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ－ＳＩＴなどのＳｉＣデバイスを用いる場合にも非常に適している。すなわち、これらのＳｉＣデバイスは、Ｓｉデバイスに比べて、スイッチング損失が少なく、高温でも安定的に動作可能であるため、比較的高いスイッチング周波数としても損失を抑えて安定的にどうさせることができるという特性を備えている。そのため、本発明の構成は、このようなＳｉＣデバイスをスイッチング素子として用い、スイッチング周波数として幅広い周波数域を利用する場合に特に好適である。

　本発明は、交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置に利用することができる。

８　　　　：制御装置（インバータ制御部）
１０　　　：インバータ
１１　　　：バッテリ（直流電源）
４０　　　：平滑コンデンサ
１００　　：回転電機駆動装置
Ａ　　　　：動作領域
Ｂ　　　　：動作領域
Ｉｂ　　　：バッテリ電流（電源電流）
Ｉｄｃ　　：システム電流
Ｉｐ　　　：電流リップル許容幅
Ｍ　　　　：変調率
ＭＧ　　　：回転電機
Ｖｄｃ　　：システム電圧
Ｖｐ　　　：電圧リップル許容幅
ｆｃ　　　：スイッチング周波数
ｆｌｉｍ　：制限周波数

Claims

　交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置であって、
　直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
　前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
　前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
　前記インバータ制御部は、前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧の脈動幅と前記直流電源を流れる電流である電源電流の脈動幅とに応じ、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する回転電機駆動装置。
　前記インバータ制御部は、前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧の脈動幅と前記直流電源を流れる電流である電源電流の脈動幅とがそれぞれ予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する請求項１に記載の回転電機駆動装置。
　交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置であって、
　直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
　前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
　前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
　前記インバータ制御部は、前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧の脈動幅に応じ、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する回転電機駆動装置。
　前記インバータ制御部は、前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧の脈動幅が予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する請求項３に記載の回転電機駆動装置。
　交流の回転電機を駆動制御する回転電機駆動装置であって、
　直流電源と前記回転電機との間に電気的に介在されて、直流と交流との間で電力を変換するインバータと、
　前記直流電源と前記インバータとの間に電気的に介在され、前記インバータの直流側の正極と負極との間に接続される平滑コンデンサと、
　前記インバータのスイッチング素子を、予め規定されたスイッチング周波数に従ってスイッチング制御するインバータ制御部と、を備え、
　前記インバータ制御部は、前記直流電源を流れる電流である電源電流の脈動幅に応じ、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する回転電機駆動装置。
　前記インバータ制御部は、前記直流電源を流れる電流である電源電流の脈動幅が予め規定された許容幅の範囲内に収まるように、前記スイッチング周波数を、前記回転電機のトルク及び回転数の双方に応じて異なる値に設定する請求項５に記載の回転電機駆動装置。
　前記インバータ制御部は、前記回転電機のトルクと回転数とを乗じて算出される回転電機パワー、又は前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧に対する交流電圧指令値の実効値の比率を表す変調率が大きくなるに従って、前記スイッチング周波数を高く設定する請求項１から６のいずれか一項に記載の回転電機駆動装置。
　前記インバータ制御部は、可聴域以上の値に予め規定された制限周波数以上の周波数となるように、かつ、前記インバータの直流側の電圧であるシステム電圧を前記インバータの直流側の電流であるシステム電流で除した直流側電圧ゲインの周波数特性において、前記直流側電圧ゲインの値が最大となる周波数よりも高い周波数となるように、前記スイッチング周波数を設定する請求項１から７のいずれか一項に記載の回転電機駆動装置。
　前記インバータ制御部は、前記制限周波数以上の周波数となるように、かつ、前記直流側電圧ゲインの周波数特性において、前記直流側電圧ゲインの値が周波数をゼロとしたときの値と同じとなる周波数以上の周波数となるように、前記スイッチング周波数を設定する請求項８に記載の回転電機駆動装置。
　前記回転電機のトルクと回転数とを乗じて算出されるパワーに応じて複数の動作領域が設定され、
　前記インバータ制御部は、前記スイッチング周波数を前記動作領域毎に異なる値に設定する請求項１から９のいずれか一項に記載の回転電機駆動装置。