CN105027424A - 旋转电机驱动装置 - Google Patents

Abstract

抑制转换器的直流侧的电压以及电流的波动等变动，并使该直流侧的平滑电容器低容量化。本发明涉及对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置。对转换器的开关元件进行开关控制的转换器控制部根据转换器的直流侧的电压亦即系统电压的波动幅度和在直流电源流动的电流亦即电源电流的波动幅度，将开关频率fc与旋转电机的转矩以及转速对应地设定为不同的值。

Description

旋转电机驱动装置

技术领域

本发明涉及对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置。

背景技术

近年来，根据节能、环境负荷降低等观点，具备旋转电机作为驱动力源的混合动力车辆、电动车辆备受瞩目。在这样的车辆中，具备在旋转电机作为驱动力源(马达)发挥作用时供给电力，并且在该旋转电机作为电力源(发电机)发挥作用时对发电的电力进行蓄电的蓄电池等直流电源。在旋转电机作为驱动力源(马达)发挥作用时，从直流电源供给的直流电力通过转换器被转换为交流电力并驱动旋转电机。在旋转电机作为发电机发挥作用时，由旋转电机发电的交流电力通过转换器被转换为直流电力并向直流电源再生。

在直流电源与转换器之间具备使直流电力平滑的平滑电容器。一般来说，转换器使用开关元件构成，这些开关元件以规定的开关频率被开关控制。其结果，与开关频率对应的波动与直流电力重叠。平滑电容器抑制该波动等直流电力的变动，抑制施加给开关元件的电压超过开关元件的耐压，或者由于电流的变动而直流电源劣化。

一般来说，用于驱动成为混合动力车辆、电动车辆的驱动力源的旋转电机的转换器的直流侧的电压为200～400[V]左右的高电压。因此，对平滑电容器要求考虑波动所带来的变动量，并对于这样的高电压的高耐压性能。另外，若考虑构成转换器的开关元件的耐压，则为了抑制波动成分而对平滑电容器要求确保足够的静电容量。因此，一般来说平滑电容器高价，其体积也增大，也需要较大的设置空间。另外，转换器和平滑电容器与旋转电机驱动装置一体地设置，或者彼此设置在附近的情况较多。特别是，车载用途的旋转电机驱动装置从重量、设置空间等观点来看要求轻型化、小型化，而希望转换器、平滑电容器的轻型化、小型化。

例如，日本特开2009－106046号公报(专利文献1)公开了也包括冷却机构，实现了省空间化的旋转电机驱动装置(电力转换装置)。在该旋转电机驱动装置中，由开关元件构成的功率模块配置在具有散热部的壳体的内侧的平面上。而且，与功率模块电连接的平滑电容器在与配置有功率模块的平面相比低一阶的平面上与功率模块邻接地配置(第7～8段落、图1等)。要求高耐压、大容量的平滑电容器有其体积增大的趋势。在专利文献1中，通过以与平滑电容器的高度对应的方式，配置散热部和功率模块，抑制旋转电机驱动装置的整体的高度，实现省空间化。

这样，通过对转换器的电路部(功率模块)、冷却机构、平滑电容器等的布局进行钻研，能够实现某种程度的省空间化。但是，并未达到使由耐压、静电容量规定的平滑电容器的体积进一步小型化，实现装置整体的轻型化、小型化。若减少平滑电容器的容量，则虽然能够实现小型化，但产生直流电源、开关元件的劣化抑制效果降低的可能性。即，若为了使平滑电容器小型化而减少容量，则使直流电力平滑化的能力降低，所以转换器的直流侧的电压亦即系统电压、在直流电源流动的电流亦即电源电流的波动增大。其结果，产生直流电源、开关元件的劣化的抑制效果降低的可能性。

专利文献1：日本特开2009－106046号公报

发明内容

鉴于上述背景，期望能够抑制转换器的直流侧的电压以及电流的波动等变动，并使该直流侧的平滑电容器低容量化的技术。

鉴于上述课题的本发明所涉及的、对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置的特征构成在于，具备：

转换器，其电夹设在直流电源与上述旋转电机之间，并在直流与交流之间转换电力；

平滑电容器，其电夹设在上述直流电源与上述转换器之间，并连接在上述转换器的直流侧的正极与负极之间；以及

转换器控制部，其按照预先规定的开关频率对上述转换器的开关元件进行开关控制，

上述转换器控制部根据上述转换器的直流侧的电压亦即系统电压的波动幅度和在上述直流电源流动的电流亦即电源电流的波动幅度，将上述开关频率与上述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

如本特征构成那样通过以可变的方式设定开关频率，能够与旋转电机的转矩以及转速对应地，以较小地抑制系统电压以及电源电流的波动的方式适当地设定开关频率。由此，将系统电压以及电源电流的波动幅度分别收敛在规定的允许幅度的范围内变得容易。因此，能够抑制转换器的直流侧的电压以及电流的变动，并使平滑电容器低容量化。

这里，为了抑制转换器的直流侧的电压以及电流的变动，期望根据旋转电机的转矩以及转速，而系统电压以及电源电流的波动幅度在作为针对各自允许的范围预先规定的允许幅度的范围内。因此，作为一个方式，优选上述转换器控制部以上述转换器的直流侧的电压亦即系统电压的波动幅度和在上述直流电源流动的电流亦即电源电流的波动幅度分别收敛于预先规定的允许幅度的范围内的方式，将上述开关频率与上述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

本发明所涉及的、对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置的另一个特征构成在于，具备：

转换器，其电夹设在直流电源与上述旋转电机之间，并在直流与交流之间转换电力；

平滑电容器，其电夹设在上述直流电源与上述转换器之间，并连接在上述转换器的直流侧的正极与负极之间；以及

转换器控制部，其按照预先规定的开关频率对上述转换器的开关元件进行开关控制，

上述转换器控制部以上述转换器的直流侧的电压亦即系统电压的波动幅度收敛于预先规定的允许幅度的范围内的方式，将上述开关频率与上述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

如本特征构成那样通过以可变的方式设定开关频率，能够与旋转电机的转矩以及转速对应地，以较小地抑制系统电压的波动的方式适当地设定开关频率。由此，将系统电压的波动幅度收敛在规定的允许幅度的范围内变得容易。因此，能够抑制转换器的直流侧的电压的变动，并使平滑电容器低容量化。

这里，为了抑制转换器的直流侧的电压的变动，期望根据旋转电机的转矩以及转速，而系统电压的波动幅度在作为针对该波动幅度允许的范围预先规定的允许幅度的范围内。因此，作为一个方式，优选上述转换器控制部以上述转换器的直流侧的电压亦即系统电压的波动幅度收敛在预先规定的允许幅度的范围内的方式，将上述开关频率与上述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

本发明所涉及的、对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置的另一个特征构成在于，具备：

转换器，其电夹设在直流电源与上述旋转电机之间，并在直流与交流之间转换电力；

平滑电容器，其电夹设在上述直流电源与上述转换器之间，并连接在上述转换器的直流侧的正极与负极之间；以及

转换器控制部，其按照预先规定的开关频率对上述转换器的开关元件进行开关控制，

上述转换器控制部以在上述直流电源流动的电流亦即电源电流的波动幅度收敛于预先规定的允许幅度的范围内的方式，将上述开关频率与上述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

如本特征构成那样通过以可变的方式设定开关频率，能够与旋转电机的转矩以及转速对应地，以较小地抑制电源电流的波动的方式适当地设定开关频率。由此，将电源电流的波动幅度收敛在规定的允许幅度的范围内变得容易。因此，能够抑制转换器的直流侧的电流的变动，并使平滑电容器低容量化。

这里，为了抑制转换器的直流侧的电流的变动，期望根据旋转电机的转矩以及转速，而电源电流的波动幅度在作为针对该波动幅度允许的范围预先规定的允许幅度的范围内。因此，作为一个方式，优选上述转换器控制部以在上述直流电源流动的电流亦即电源电流的波动幅度收敛在预先规定的允许幅度的范围内的方式，将上述开关频率与上述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

一般来说，随着旋转电机的转矩以及转速增大，系统电压、电源电流的波动幅度也增大。该相对地增大的波动幅度能够通过缩短开关周期(换句话说，提高开关频率)来进行补偿。作为一个方式，优选上述转换器控制部随着使上述旋转电机的转矩与转速相乘计算出的旋转电机功率或者表示交流电压指令值的有效值相对于上述系统电压的比率的调制系数增大，而较高地设定上述开关频率。

一般来说直流电源具有电阻成分(R成分)、感应成分(L成分)。因此，与平滑电容器的电容成分(C成分)一起构成RLC电路，使系统电压除以系统电流(转换器的直流侧的电流)的直流侧电压增益的频率特性具有共振点。直流侧电压增益的值随着频率从零开始增高而增加，在共振频率上成为最大值(共振点)，并以该共振点为拐点随着频率增高而减少。另外，已知在系统电压出现的波动成分中，影响较大的频率之一是开关频率的2倍的频率成分。在上述的共振频率接近开关频率的2倍的频率的情况下，直流侧电压增益的值较大，所以波动的振幅也较大。因此，优选使开关频率的2倍的频率远离共振频率。另一方面，作为起因于开关频率的现象，也已知有可听频段上的噪声。因此，与波动的抑制一起，也期望噪声的抑制。

鉴于上述，例如若以成为比直流侧电压增益的值最大的频率高的频率的方式设定开关频率，则开关频率的2倍的频率成为更高的频率，而远离共振频率。另外，在像那样计算出的开关频率包含在可听频段的情况下，若以成为预先规定的限制频率以上的频率的方式设定开关频率，则也能够抑制可听频段上的噪声。其结果，能够抑制转换器的直流侧的电压以及电流的变动，并抑制可听频段上的噪声所以优选。作为一个方式，优选上述转换器控制部以成为预先规定为可听频段以上的值的限制频率以上的频率，并且，成为与使上述系统电压除以上述转换器的直流侧的电流亦即系统电流的直流侧电压增益的频率特性中，上述直流侧电压增益的值最大的频率相比高的频率的方式，设定上述开关频率。

并且，例如若以成为比直流侧电压增益的值与使频率为零时的值相同的频率高的频率的方式设定开关频率，则开关频率的2倍的频率成为更高的频率，而进一步远离共振频率。因此，能够更可靠地抑制转换器的直流侧的电压以及电流的变动所以优选。也考虑上述的可听频段上的噪声抑制，而作为一个方式，优选上述转换器控制部以成为预先规定为可听频段以上的值的限制频率以上的频率，并且，成为在上述直流侧电压增益的频率特性中，上述直流侧电压增益的值与使频率为零时的值相同的频率以上的频率的方式，设定上述开关频率。

若考虑现状的控制的实际情况，则开关频率的可变设定是阶梯性的较现实。另一方面，旋转电机的工作一般来说，与由使转矩和转速相乘计算出的功率规定的工作区域对应地进行控制。因此，将旋转电机的工作区域与开关频率的阶梯性的设定联动较合适。作为一个方式，优选与使上述旋转电机的转矩和转速相乘计算出的功率对应地设定多个工作区域，且上述转换器控制部按照上述工作区域的每一个将上述开关频率设定为不同的值。

附图说明

图1是示意地表示旋转电机驱动装置的系统构成的一个例子的框图。

图2是表示直流电源部的控制模型的框图。

图3是仅考虑了电阻成分的增益(Vdc/Idc)的频率特性。

图4是考虑了电阻以及感应成分的增益(Vdc/Idc)的频率特性。

图5是仅考虑了电阻成分的增益(Ib/Idc)的频率特性。

图6是考虑了电阻以及感应成分的增益(Ib/Idc)的频率特性。

图7是在频率特性上示出决定开关频率的条件的图。

图8是表示考虑工作温度来决定开关频率的条件的图。

图9是表示与旋转电机的转矩以及转速对应的调制模式的对应图的图。

图10是表示与旋转电机的功率对应的开关频率的对应图的图。

图11是表示系统电压以及蓄电池电流的波动的波形图。

图12是表示系统电压以及蓄电池电流的波动的波形图。

图13是表示系统电压以及蓄电池电流的波动的波形图。

图14是表示与调制系数对应的开关频率的对应图的图。

具体实施方式

以下，以控制成为混合动力车辆、电动车辆等的驱动力源的旋转电机MG的旋转电机驱动装置为例，基于附图对本发明的实施方式进行说明。图1的框图示意地示出了旋转电机驱动装置100的构成。作为车辆的驱动力源的旋转电机MG是通过多相的交流(这里为三相交流)工作的旋转电机，既能够作为电动机发挥作用也能够作为发电机发挥作用。

在不能够如铁道那样从架线接受电力的供给的汽车那样的车辆中，作为用于驱动旋转电机的电力源安装镍氢电池、锂离子电池等二次电池(蓄电池)或者双电层电容器等直流电源。在本实施方式中，作为用于向旋转电机MG供给电力的大电压大容量的直流电源，例如具备电源电压200～400[V]的蓄电池11(高压直流电源)。在蓄电池11流动的直流电流在以下的说明中适当地称为“蓄电池电流(电源电流)”。由于旋转电机MG为交流的旋转电机，所以在蓄电池11与旋转电机MG之间具备在直流与交流之间进行电力转换的转换器10。转换器10的直流侧的正极电源线P(高压直流正极线)与负极电源线N(高压直流负极线)之间的直流电压在以下的说明中适当地称为“系统电压Vdc”。蓄电池11能够经由转换器10向旋转电机MG供给电力，并且能够对旋转电机MG发电得到的电力进行蓄电。在转换器10与蓄电池11之间具备使直流电压(系统电压Vdc)平滑化的平滑电容器40(直流链路电容器)。平滑电容器40使根据旋转电机MG的消耗电力的变动而变动的直流电压稳定化。

蓄电池11由多个蓄电池单元构成，在蓄电池11存在包括内部电阻(电阻成分)、内部电感(感应成分)的内部阻抗。在本实施方式中，将这些称为蓄电池电阻Rb、蓄电池电感Lb。另外，蓄电池11与转换器10例如使用被称为母线的金属布线部件等连接，但在这样的母线也存在包括导体电阻(电阻成分)、导体电感(感应成分)的导体阻抗。换句话说，在连接蓄电池11、平滑电容器40、以及转换器10的布线存在包括布线电阻、布线电感的布线阻抗。在本实施方式中，将这些称为布线电阻Rw、布线电感Lw。

从转换器10观察蓄电池11侧时的、包括母线等布线部件的直流电源部的内部电阻(电源内部电阻Rps)是蓄电池电阻Rb和布线电阻Rw的和。另外，直流电源部的内部电感(电源内部电感Lps)是蓄电池电感Lb和布线电感Lw的和。但是，由于在许多情况下，与布线电阻Rw相比蓄电池电阻Rb非常大，与布线电感Lw相比蓄电池电感Lb非常大，所以在以下的说明中，作为电源内部电阻Rps使用蓄电池电阻Rb，作为电源内部电感Lps使用蓄电池电感Lb。另外，图2的框图是表示作为直流电源部的蓄电池11的端子间电压(蓄电池电压Vb)与系统电压Vdc的关系的控制模型。

转换器10将具有系统电压Vdc的直流电力转换为多相(作为自然数的n相，这里是三相)的交流电力并供给至旋转电机MG，并且将旋转电机MG发电的交流电力转换为直流电力并供给至直流电源。转换器10通过具有多个开关元件而构成。开关元件优选应用IGBT(insulatedgate bipolar transistor：绝缘栅双极型晶体管)、功率MOSFET(metaloxide semiconductor field effect transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等功率半导体元件。另外，也优选代替这些Si(硅)器件，而应用SiC－MOSFET、SiC－SIT(static induction transistor：静电感应晶体管)等SiC(碳化硅)器件、GaN－MOSET(Gallium Nitride：氮化镓)等能够进行高频下的工作的复合化合物功率器件作为开关元件。如图1所示，在本实施方式中，作为一个例子，开关元件使用IGBT3。

在直流与多相的交流(这里为三相交流)之间进行电力转换的转换器10如已知那样由具有与多相(这里为三相)的各个对应的数目的臂的桥接电路构成。换句话说，如图1所示，在转换器10的直流正极侧(直流电源的正极侧的正极电源线P)与直流负极侧(直流电源的负极侧的负极电源线N)之间以串联的方式连接两个IGBT3构成一个臂10A。这里，将与正极电源线P连接的IGBT3称为上段侧IGBT(上段侧开关元件或者高端开关)，并将与负极电源线N连接的IGBT3称为下段侧IGBT(负极侧开关元件或者低端开关)。

在多相的交流为三相交流的情况下，该串联电路(一个臂10A)并联连接三条线路(三相：10U、10V、10W)。换句话说，构成一组串联电路(臂10A)与旋转电机MG的U相、V相、W相所对应的定子线圈的各个对应的桥接电路。各相的上段侧IGBT的集电极端子与正极电源线P连接，发射极端子与各相的下段侧IGBT的集电极端子连接。另外，各相的下段侧IGBT的发射极端子与负极电源线N连接。成对的各相的IGBT3所构成的串联电路(臂10A)的中间点，换句话说，上段侧IGBT与下段侧IGBT的连接点分别与旋转电机MG的定子线圈连接。另外，在IGBT3分别以并联的方式连接有续流二极管39(再生二极管)。续流二极管39以阴极端子与IGBT3的集电极端子连接，阳极端子与IGBT3的发射极端子连接的方式，与各IGBT3并联连接。

如图1所示，转换器10被控制装置8控制。控制装置8具有以微型计算机等逻辑电路为核心部件构建的ECU(electronic control unit：电子控制单源)而构成。在本实施方式中，ECU基于作为来自未图示的车辆ECU等其他的控制装置等的要求信号提供给控制装置8的旋转电机MG的目标转矩TM，进行使用了向量控制法的电流反馈控制，经由转换器10控制旋转电机MG。另外，向量控制法如已知那样，是将在多相(在本例中为三相)的各个的定子线圈流动的电流坐标转换为作为转子的磁极的方向的d轴和与其正交的q轴的两个向量成分进行运算的方法。控制装置8的ECU为了电流反馈控制而具有各种功能部构成，各功能部通过微型计算机等的硬件和软件(程序)的配合实现。在本实施方式中，该控制装置8相当于本发明中的转换器控制部。

在旋转电机MG的各相的定子线圈流动的实际电流被电流传感器12检测，且控制装置8获取其检测结果。另外，旋转电机MG的转子的各时刻的磁极位置被旋转传感器13检测，且控制装置8获取其检测结果。旋转传感器13例如由分解器等构成。这里，磁极位置表示电角上的转子的旋转角度。控制装置8的ECU使用电流传感器12以及旋转传感器13的检测结果，对旋转电机MG进行反馈控制。

控制装置8的ECU根据从多个调制模式中选择的特定的调制模式，控制旋转电机MG。在本实施方式中，如图9所示，在多个调制模式包含有三相调制模式(SVPWM)和二相调制模式(DPWM)。三相调制模式是基于载波和按照各相的交流电压指令值的信号波的比较，输出三相的PWM脉冲信号来控制旋转电机MG的模式。二相调制模式是输出二相(依次切换)的PWM脉冲信号并且剩余的一相(依次切换)输出接通断开信号来控制旋转电机MG的模式。在二相调制模式时，有时并行地执行磁场削弱控制(DPWM+AFR)。磁场削弱控制是即使在随着旋转电机MG的转速的上升而逆电动势上升时也使目标转矩输出，而使d轴电流以及q轴电流减少的控制。这些调制模式基于预先规定的图，并根据旋转电机MG的转矩以及转速而择一地选择。

在车辆，除了作为高压直流电源的蓄电池11之外，还安装有作为比蓄电池11低电压的电源的低压蓄电池(低压直流电源)(未图示)。低压蓄电池的电源电压例如为12～24[V]，对控制装置8(ECU)、音频系统、灯光装置、室内照明、计量仪器类的灯饰、电动车窗等电器安装件、控制它们的控制装置供给电力。控制装置8具备调节电路等而构成，通过从低压蓄电池供给的电力生成适合于为了使微型计算机等工作的电源。

构成转换器10的各IGBT3的控制端子亦即栅极端子经由驱动电路7与控制装置8(ECU)连接，并被分别独立地进行开关控制。用于驱动旋转电机MG的高压系统电路、和以微型计算机等为核心的ECU等低压系统电路的工作电压(电路的电源电压)较大地不同。因此，由低压系统电路的控制装置8(ECU)生成的IGBT3的控制信号(开关控制信号)经由驱动电路7作为高压电路系统的栅极驱动信号供给至各IGBT3。驱动电路7在多数情况下具有光耦合器、变压器等绝缘元件而构成。

如上述那样，控制装置8以微型计算机等逻辑电路为核心构成。在本实施方式中，控制装置8以执行旋转电机驱动程序的微型计算机为核心构成。该微型计算机通过具有CPU内核、程序存储器、参数存储器、工作存储器、计时器、端口等而构成。CPU内核是微型计算机的核心，具有命令寄存器、命令解码器、成为各种运算的执行主体的ALU(arithmetic logic unit：算术逻辑单元)、标志寄存器、通用寄存器、中断控制器等而构成。在本实施方式中，例示由一个半导体芯片构成微型计算机的方式，但当然也能够是组合多个部件构成微型计算机单元的方式。

程序存储器是储存了旋转电机驱动程序的非易失性的存储器。参数存储器是储存了程序的执行时参照的各种参数的非易失性的存储器。参数存储器也可以不与程序存储器区别地构建。程序存储器、参数存储器例如优选由闪存等构成。工作存储器是临时存储程序执行中的临时数据的存储器。工作存储器即使是易失性也没有问题，由能够高速地进行数据的读写的DRAM(dynamic RAM：动态随机存储器)、SRAM(staticRAM：静态随机存储器)构成。

计时器以微型计算机的时钟周期为最小分辨率，对时间进行测量。例如，计时器监视程序的执行周期。另外，计时器测量驱动转换器10的IGBT3的开关控制信号的有效时间，并生成该开关控制信号。另外，计时器管理执行一次电流反馈控制的周期(基本控制周期)、开关控制信号的输出周期(开关周期Tc)等由程序、参数预先规定的控制周期。端口是经由微型计算机的端子输出转换器10的IGBT3的开关控制信号等、接受输入到微型计算机的来自旋转传感器13的旋转检测信号、来自电流传感器12的电流检测信号的端子控制部。

然而，如图2所示，在作为直流电源部的蓄电池11的控制模型的传递函数，作为取决于频率的阻抗成分，包含有蓄电池电感Lb、和平滑电容器40的静电容量(直流链路电容Cd)。因此，系统电压Vdc成为频率的函数。图3以及图4示出了由系统电压Vdc和在转换器10流动的系统电流Idc规定的增益(直流侧电压增益)的频率特性。以系统电流Idc为基准的系统电压Vdc的增益(直流侧电压增益)在不考虑蓄电池电感Lb的情况下，由下述式(1)规定，示出如图3所示那样的频率特性。另外，直流侧电压增益在考虑蓄电池电感Lb的情况下，由下述式(2)规定，示出如图4所示那样的频率特性。

[式1]

$Gain\left(DClinkvoltage\right)=\frac{Vdc}{Idc}=\frac{Rb}{\sqrt{1+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Cd}}^2\·{\mathrm{Rb}}^2}}\mathrm{...}\left(1\right)$

[式2]

$Gain\left(DClinkvoltage\right)=\frac{Vdc}{Idc}=\frac{\sqrt{{\mathrm{Rb}}^2+{(\mathrm{\ω}\·Lb)}^2}}{\sqrt{{(1-{\mathrm{\ω}}^2\·Cd\·Lb)}^2+{(\mathrm{\ω}\·Rb\·Cd)}^2}}\mathrm{...}\left(2\right)$

如根据式(1)、式(2)、以及图3、图4所知，平滑电容器40的静电容量(直流链路电容Cd)较大的一方直流侧电压增益较小。换句话说，若为了实现平滑电容器40的小型化，而使平滑电容器40低容量化，则直流侧电压增益增大，而抑制系统电压Vdc的波动的效果减少。并且，如根据图3与图4的比较所知，在作为直流电源部的阻抗考虑了蓄电池电感Lb的情况下，产生蓄电池电感Lb与直流链路电容Cd的共振，该共振也需要考虑。换句话说，在作为直流电源部的阻抗不考虑蓄电池电感Lb的情况下，若单纯地使平滑电容器40低容量化则仅直流侧电压增益增大。与此相对，在考虑蓄电池电感Lb的情况下，由于共振出现直流侧电压增益非常大的频率。如图4所例示的那样，直流链路电容Cd为C1[μF]的情况下的共振点(Q2)上的增益的值与直流链路电容Cd为其10倍的C2(＝10·C1)[μF]的情况下的共振点(Q1)上的增益的值相比非常大。

另外，以系统电流Idc为基准的蓄电池电流Ib的增益(蓄电池电流增益(也能够称为直流电流增益))也成为频率的函数。图5以及图6示出了由蓄电池电流Ib和在转换器10流动的系统电流Idc规定的增益(蓄电池电流增益)的频率特性。蓄电池电流增益在不考虑蓄电池电感Lb的情况下，由下述式(3)规定，示出如图5所示那样的频率特性。另外，蓄电池电流增益在考虑蓄电池电感Lb的情况下，由下述式(4)规定，示出如图6所示那样的频率特性。

[式3]

$Gain\left(batterycurrent\right)=\frac{Ib}{Idc}=\frac{1}{\sqrt{1+{\mathrm{\ω}}^2\·{\mathrm{Cd}}^2\·{\mathrm{Rb}}^2}}\mathrm{...}\left(3\right)$

[式4]

$Gain\left(batterycurrent\right)=\frac{Ib}{Idc}=\frac{1}{\sqrt{{(1-{\mathrm{\ω}}^2\·Cd\·Lb)}^2+{(\mathrm{\ω}\·Rb\·Cd)}^2}}\mathrm{...}\left(4\right)$

如根据式(3)、式(4)、以及图5、图6所知，平滑电容器40的静电容量(直流链路电容Cd)较大的一方蓄电池电流增益较小。换句话说，若为了实现平滑电容器40的小型化，而使平滑电容器40低容量化，则增益变大，抑制蓄电池电流Ib所产生的波动的效果减少。并且，如根据图5和图6的比较所知，在作为直流电源部的阻抗考虑了蓄电池电感Lb的情况下，产生蓄电池电感Lb与直流链路电容Cd的共振，该共振也需要考虑。换句话说，在作为直流电源部的阻抗不考虑蓄电池电感Lb的情况下，若单纯地使平滑电容器40低容量化则仅蓄电池电流增益变大。与此相对，在考虑蓄电池电感Lb的情况下，由于共振而出现蓄电池电流增益非常大的频率。如图6所例示那样，直流链路电容Cd为C1[μF]的情况下的共振点(Q2)上的增益的值与直流链路电容Cd为10倍的C2[μF]的情况下的共振点(Q1)上的增益的值相比非常大。

另外，蓄电池11的电阻成分(R成分)、感应成分(L成分)以及平滑电容器的容量成分(C成分)中，取决于频率的阻抗成分为L成分和C成分。因此，直流侧电压增益、蓄电池电流增益的值随着频率从零开始提高而增加，在共振频率成为最大值(共振点)，并以该共振点为拐点随着频率提高而减少。例如在开关频率在100[Hz]以上的解析中，也可以仅基于蓄电池11的电阻成分(R成分)和感应成分(L成分)计算共振频率。

系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动随着转换器10的IGBT3的开关所带来的电流、电压的变动而产生。换句话说，系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动与IGBT3的开关频率fc(开关周期Tc的倒数)对应地产生。例如，已知产生具有开关频率fc的2倍的频率成分“2fc”的波动(纹波频率)。在直流链路电容Cd与蓄电池电感Lb的共振频率(后述的“frp”)接近纹波频率“2fc”的情况下，直流侧电压增益的值较大，所以波动较大。共振频率frp由蓄电池11等旋转电机驱动装置100的硬件构成决定。因此，为了使纹波频率“2fc”远离共振频率frp，优选在控制装置8能够对应的范围适当地设定开关频率fc。以下，对那样的开关频率fc的设定方法进行说明。

图7示出了直流链路电容Cd为C1[μF]，蓄电池电感Lb为L1[μH]，常温下的蓄电池电阻Rb为R2[Ω]的情况下的直流侧电压增益的模拟结果。如图7所示，在共振频率frp，出现共振的峰值。该共振频率frp通过下述式(5)求出。

[式5]

$frp=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{1}{Cd\·Lb}}\mathrm{...}\left(5\right)$

如上述那样，在系统电压Vdc出现转换器10的开关频率fc的2倍的纹波频率“2fc”的波动。若该纹波频率“2fc”接近共振频率frp，则系统电压Vdc的波动变大，蓄电池电流Ib的波动也变大。而且，由于蓄电池电流Ib的波动使蓄电池11的耐久性(寿命)降低。在图7所示的例子中，开关控制信号的开关频率fc为5[kHz]的情况下，纹波频率“2fc”为10[kHz]，共振频率frp大约为13[kHz]，所以纹波频率2fc接近共振频率frp，而波动变大。因此，优选使成为纹波频率2fc的基础的开关频率fc远离共振频率frp。

在图7所示的频率特性中，在使开关频率fc远离共振频率frp的情况下，能够使开关频率fc向较低侧以及较高侧的任意一侧移动。但是，若使开关频率fc向较低侧移动，则转换器10的开关控制的分辨率降低，所以存在旋转电机MG的旋转控制的流畅度也降低的可能性。因此，优选向频率变高的方向调整开关频率fc。作为一个方式，优选以成为比直流侧电压增益的值成为最大的频率高的频率的方式，设定开关频率fc。如根据图7所明确的那样，直流侧电压增益的值成为最大的频率为共振频率frp。若以成为比共振频率frp高的频率的方式，设定开关频率fc，则开关频率fc的2倍的频率向相对于共振频率frp成为较高的频率的方向调整。即，该情况下，开关频率fc的下限频率fmin成为共振频率frp。

另外，作为一个方式，也优选将成为与频率为“0”时的增益相同的值的频率(f2)作为开关频率fc的下限频率fmin。如根据图7等所明确的那样，直流侧电压增益的值随着从频率为零开始增高而增加，在共振频率frp成为最大值(共振点)，并以该共振点为拐点随着频率增高而减少。因此，直流侧电压增益的值成为使频率为零时的值的频率以上的较高频率是比共振频率frp高的频率。由于开关频率fc的2倍的频率(2fc)成为更高的频率，所以更远离共振频率frp。其结果，能够有效地抑制系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动变大。特别是，在共振频率frp较低的情况下，与将开关频率fc设定在共振频率frp附近的情况相比，能够使共振频率frp与开关频率fc的2倍的频率(2fc)之间进一步分离。另外，如根据上述式(2)所明确的那样，频率为“0”时的增益的值为蓄电池电阻Rb(电源内部电阻Rps)。另外，该情况下的下限频率fmin由下述式(6)表示。

[式6]

$f\min =\frac{1}{2\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{{\mathrm{Lb}}^2+2\·Cd\·Lb-{\mathrm{Rb}}^2\·{\mathrm{Cd}}^2}{{\mathrm{Rb}}^2\·{\mathrm{Cd}}^2\·{\mathrm{Lb}}^2}}\mathrm{...}\left(6\right)$

然而，蓄电池电阻Rb根据蓄电池11的工作温度(旋转电机驱动装置100的工作温度)而变动。因此，下限频率fmin也根据温度而变动。图8示出了工作温度范围内的最高温度(例如60[℃])与最低温度(例如－40[℃])时的直流侧电压增益的频率特性的模拟结果。图8中的粗线表示工作温度范围内的最高温度下的频率特性，细线表示最低温度下的频率特性。在本实施方式中，最高温度时的蓄电池电阻Rb为R1[Ω]，最低温度时的蓄电池电阻Rb为R3[Ω]，且R1＜R2＜R3。

如上述那样，频率为“0”时的直流侧电压增益的值为蓄电池电阻Rb。由于蓄电池电阻Rb具有工作温度越低则越大的性质，所以在工作温度范围内，最低温度时的蓄电池电阻Rb的值最大。因此，优选开关频率fc基于使用了旋转电机驱动装置100的工作温度范围内的最低温度下的蓄电池电阻Rb(电源内部电阻Rps)的值的直流侧电压增益的频率特性进行设定。该情况下，开关频率fc至少以基于最低温度下的频率特性的频率“f3”为下限频率fmin进行设定，不成为过度高的频率而适当地设定。当然，并不妨碍考虑可靠性，而开关频率fc将基于最高温度下的频率特性的频率“f1”设定为下限频率fmin。另外，例如如图7所示，并不妨碍将基于常温(例如20～25[℃])下的频率特性的频率“f2”设定为下限频率fmin。

另外，作为起因于开关频率fc的现象，除了上述的系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动以外，还已知有可听频段的噪声。所谓的可听频段是人的听觉能够感受到频带，大致相当于20[Hz]～20[kHz]的范围。在开关频率fc包含在可听频段的情况下，产生刺耳的噪声，所以存在损害车辆的乘员的舒适性的可能性。因此，优选以不包含在可听频段的方式调整开关频率fc。换句话说，优选将预先规定为可听频段以上的值的限制频率flim(例如20[kHz])以上的频率作为开关频率fc的下限频率fmin。在本例中，将作为可听频段的上限频率的20[kHz]作为限制频率flim，但当然也可以考虑可靠性，而将比其高的频率(例如25[kHz]等)作为限制频率flim。

这样，在也考虑了可听频段中的噪声的抑制的情况下，开关频率fc的下限频率fmin根据基于直流侧电压增益、蓄电池电流增益的频率特性决定的频率与限制频率flim的大小关系来设定。例如在基于常温下的频率特性设定开关频率fc的下限频率fmin的情况下，在频率“f2”比限制频率flim低的情况下(参照图7)，限制频率flim被设定为下限频率fmin。另外，例如在基于工作温度范围的最低温度下的频率特性设定开关频率fc的下限频率fmin的情况下(参照图8)，同样地，限制频率flim被设定为下限频率fmin。另一方面，例如在基于工作温度范围的最高温度下的频率特性设定开关频率fc的下限频率fmin的情况下，在频率“f1”比限制频率flim高的情况下，频率“f1”被设定为下限频率fmin。

然而，有随着使旋转电机MG的转矩与转速相乘计算出的功率(旋转电机功率)增大，而系统电流Idc增大的倾向。另外，随着旋转电机MG的转速增高，逆电动势增大，调制系数增大，电压指令值的6次高次谐波成分以及其整数倍的高次谐波成分增加。因此，即使根据开关频率fc规定的增益相同，随着旋转电机MG的转矩以及转速增大，系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动也增大。另外，系统电压Vdc的波动幅度是在基于纹波频率2fc的基本纹波重叠了根据旋转电机MG的转速产生的高次谐波成分(特别是，6次高次谐波成分以及其整数倍的高次谐波成分(6f、12f、18f，···)；参照图11等的粗点划线)的电压波形中的最大值与最小值的差。若系统电压Vdc的波动幅度增大，而不收敛在预先规定的电压纹波允许幅度Vp(例如，40[V]；参照图11等)的范围内，则不能够实现IGBT3(开关元件)的充分的保护。

同样地，蓄电池电流Ib的波动幅度是在基于纹波频率2fc的基本纹波重叠了根据旋转电机MG的转速产生的高次谐波成分(特别是，6次高次谐波成分以及其整数倍的高次谐波成分(6f、12f、18f，···)；参照图11等的粗点划线)的电流波形中的最大值与最小值的差。若蓄电池电流Ib的波动幅度增大，而不收敛在预先规定的电流纹波允许幅度Ip(例如，60[A]；参照图11等)的范围内，则不能够实现蓄电池11的充分的保护。

对于这些问题，随着旋转电机MG的功率增大而相对地增大的系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动幅度能够通过缩短开关周期Tc(换句话说，提高开关频率fc)来进行补偿。即，如根据图7等所明确的那样，在比共振频率frp高的频率范围通过提高开关频率fc而增益变小，所以即使系统电流Idc增大，也能够较小地抑制系统电压Vdc等的波动幅度。因此，优选根据规定旋转电机MG的功率的转矩以及转速双方，将开关频率fc设定为不同的值。作为一个方式，优选随着旋转电机MG的功率增大，而较高地设定开关频率fc。

图10示出了旋转电机MG的工作图。在该工作图中，设定与旋转电机MG的转矩以及转速对应的多个工作区域A1～A4。在本实施方式中，这些多个工作区域A1～A4是与使旋转电机MG的转矩与转速相乘计算出的功率对应的区域。工作区域A1是以绝对值基准，旋转电机MG的功率小于预先规定的第一基准值P1的区域。工作区域A2是以绝对值基准，旋转电机MG的功率在第一基准值P1以上，并且，小于预先规定为比第一基准值P1大的值的第二基准值P2的区域。工作区域A3是以绝对值基准，旋转电机MG的功率在第二基准值P2以上，并且，小于预先规定为比第二基准值P2大的值的第三基准值P3的区域。工作区域A4是以绝对值基准，旋转电机MG的功率在第三基准值P3以上的区域。

而且，在本实施方式中，开关频率fc按照多个工作区域A1～A4的每一个设定为不同的值。在工作区域A1设定频率fc1，在工作区域A2设定频率fc2(＞fc1)，在工作区域A3设定频率fc3(＞fc2)，在工作区域A4设定频率fc4(＞fc3)。即，在该例子中，以在多个工作区域A1～A4每一个，分别设定作为恒定值的开关频率fc，且在邻接的工作区域间开关频率fc阶梯性地变化的方式进行设定。这样，作为一个方式，优选随着旋转电机MG的功率增大，阶梯性地较高地设定开关频率fc。另外，与工作区域A1对应的频率fc1设定在基于上述的直流侧电压增益、蓄电池电流增益、以及限制频率flim设定的开关频率fc的下限频率fmin以上。另外，频率fc1设定在后述的开关频率fc的上限频率fmax以下。对于频率fc2～fc4也相同。

图11～图13示出了根据旋转电机MG的功率使开关频率fc不同并进行模拟的、系统电压Vdc以及蓄电池电流Ib的波形。在恒转矩的条件下，图11表示相对于转速为1000[rpm]而将开关频率设为20[kHz]的情况，图12表示相对于转速为2000[rpm]而将开关频率设为30[kHz]的情况，图13表示相对于转速为3000[rpm]而将开关频率设为40[kHz]的情况。根据这些结果所明确的那样，通过随着旋转电机MG的功率增大而使开关频率fc提高，能够将系统电压Vdc、蓄电池电流Ib的波动幅度收敛在针对各自规定的允许幅度Vp、Ip的范围内。

另外，优选开关频率fc的上限频率fmax也被规定。若开关频率fc增高，则每个单位时间的开关次数增加，所以转换器10中的开关损耗也增大。因此，优选不仅对下限频率fmin规定条件，也对上限频率fmax规定条件。作为一个方式，优选将转换器10的开关损耗在预先规定的上限损耗以下那样的频率作为开关频率fc的上限频率fmax。

然而，在考虑了安装旋转电机驱动装置100的车辆的情况下，也有蓄电池11的供给源、转换器10的IGBT3的供给源、以及控制装置8的供给源分别不同的情况。换句话说，在蓄电池电阻Rb、蓄电池电感Lb、以及IGBT3的耐压等根据车辆而不同的情况下，也期望控制装置8能够设定适当的开关频率fc。如上述那样，根据本发明，能够根据旋转电机MG的转矩以及转速设定开关频率fc，能够广泛地应用该技术。

总结以上的说明，优选开关频率fc以在概念上，满足以下那样的标准的方式设定。即，优选以满足

(a)根据开关频率fc产生的系统电压Vdc的波动收敛在能够实现转换器10的IGBT3(开关元件)的保护那样的范围内，

(b)根据开关频率fc产生的蓄电池电流Ib的波动收敛在能够实现蓄电池11的保护那样的范围内，

(c)不发出可听频段的噪声，

(d)与开关频率fc对应的转换器10的开关损耗并不过大，

的全部的方式设定开关频率fc。

更具体而言，优选以满足

(a’)根据开关频率fc产生的系统电压Vdc的波动幅度收敛在基于转换器10的IGBT3(开关元件)的耐压预先规定的允许幅度(电压纹波允许幅度Vp)的范围内，

(b’)根据开关频率fc产生的蓄电池电流Ib的波动幅度收敛在以能够抑制蓄电池11的劣化的方式预先规定的允许幅度(电流纹波允许幅度Ip)的范围内，

(c’)在预先规定为可听频段以上的值的限制频率flim以上，

的全部的方式设定开关频率fc的下限频率fmin。

另外，优选以满足

(d’)与开关频率fc对应的转换器10的开关损耗收敛在预先规定的上限损耗以下，

的方式设定开关频率fc的上限频率fmax。

按实用性上来说，优选使满足上述(a’)～(d’)的全部的、旋转电机MG的功率与设定在下限频率fmin到上限频率fmax的范围内的开关频率fc的关系图形化并具备(参照图10)。该情况下，由于对于上述(c’)以及(d’)能够在某种程度定量地规定，所以除此之外，根据旋转电机MG的功率预先求出进一步满足上述(a’)以及(b’)的开关频率fc即可。这样设定的开关频率fc从限制频率flim以上的规定频率开始，随着旋转电机MG的功率增大而阶梯性地增大。

另外，若使用低容量的平滑电容器40并使满足上述(a’)～(c’)，则需要较高地设定开关频率fc，所以基于旋转同步控制模式的旋转电机MG的控制较困难。因此，在本实施方式中，能够选择的控制模式不包括旋转同步控制模式。另外，旋转同步控制模式是与旋转电机MG的旋转同步地输出预先规定的数目的脉冲的控制模式(例如，1脉冲控制模式、5脉冲控制模式等)。如图9所示，在与和通常的二相调制模式(DPWM)对应的工作点区域相比高转速侧的工作点区域不设定脉冲调制模式，而设定伴随磁场削弱控制的二相调制模式(DPWM+AFR)。

本发明能够广泛地应用于基于上述那样的概念设计的旋转电机驱动装置。作为本领域技术人员，当然能够容易地理解能够基于上述的具体的实施方式，在不脱离本发明的主旨的范围内，适当地进行改变。因此，在不脱离本发明的主旨的范围内进行了改变的其它的实施方式当然也包含于本发明。

例如，作为一个方式，也可以代替上述的旋转电机MG的功率，而根据调制系数M可变地设定开关频率fc(参照图14)。即，开关频率fc也可以以从限制频率flim以上的规定频率开始，随着调制系数M增大而阶梯性地增大的方式设定(fc1’＜fc2’＜fc3’＜fc4’)。另外，调制系数M是表示相对于系统电压Vdc的交流电压指令值的有效值的比率的指标，使用向量控制法中的两个轴的电压指令值Vd、Vq，通过以下的式(7)计算。

[式7]

$M=\frac{\sqrt{{\mathrm{Vd}}^2+{\mathrm{Vq}}^2}}{Vdc}\mathrm{...}\left(7\right)$

作为一个方式，例如如图14所示，也能够使用多个基准值M1～M3(M1＜M2＜M3)，将与调制系数M对应的工作区域B1～B4与旋转电机MG的转矩以及转速相对应地图形化。在根据调制系数M设定开关频率fc的情况下，也优选考虑使满足上述(a’)～(d’)。

另外，作为一个方式，也可以在根据旋转电机MG的功率或者调制系数M可变地设定开关频率fc时，并不使其阶梯性地变化而使其连续地变化。即，也可以以从限制频率flim以上的规定频率开始，随着旋转电机MG的功率或者调制系数M增大而连续地增大的方式设定开关频率fc。

另外，作为一个方式，也可以在设定开关频率fc的下限频率fmin时，不考虑上述(c’)，而考虑使仅满足上述(a’)以及(b’)。该情况下，控制装置8根据系统电压Vdc的波动幅度和蓄电池电流Ib的波动幅度，将开关频率fc与旋转电机MG的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。更详细地说，控制装置8以系统电压Vdc的波动幅度和蓄电池电流Ib的波动幅度分别收敛在预先规定的允许幅度的范围内的方式，将开关频率fc与旋转电机MG的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。该情况下，虽然有产生可听频段中的噪声的情况，但至少能够实现转换器10的IGBT3(开关元件)、蓄电池11的保护。

另外，也可以不管是否考虑上述(c’)，而仅考虑上述(a’)以及(b’)中的一方。即，在考虑上述(a’)的情况下，控制装置8根据系统电压Vdc的波动幅度，将开关频率fc与旋转电机MG的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。更详细地说，控制装置8以系统电压Vdc的波动幅度收敛在预先规定的允许幅度的范围内的方式，将开关频率fc与旋转电机MG的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。该情况下，至少能够实现转换器10的IGBT3(开关元件)的保护。另外，在考虑上述(b’)的情况下，控制装置8根据蓄电池电流Ib的波动幅度，将开关频率fc与旋转电机MG的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。更详细地说，控制装置8以蓄电池电流Ib的波动幅度收敛在预先规定的允许幅度的范围内的方式，将开关频率fc与旋转电机MG的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。该情况下，至少能够实现蓄电池11的保护。

另外，在上述的实施方式中，以作为开关元件使用IGBT3的情况为例进行了说明，但本发明的构成也非常适合使用SiC－MOSFET、SiC－SIT等SiC器件作为开关元件的情况。即，这些SiC器件与Si器件相比，开关损耗较少，即使高温也能够稳定地工作，所以具备即使是比较高的开关频率也能够抑制损耗并使其稳定地工作这样的特性。因此，本发明的构成在使用这样的SiC器件作为开关元件，且作为开关频率利用较宽的频率范围的情况特别优选。

本发明能够利用于对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置。

符号说明

8…控制装置(转换器控制部)，10…转换器，11…蓄电池(直流电源)，40…平滑电容器，100…旋转电机驱动装置，A…工作区域，B…工作区域，Ib…蓄电池电流(电源电流)，Idc…系统电流，Ip…电流纹波允许幅度，M…调制系数，MG…旋转电机，Vdc…系统电压，Vp…电压纹波允许幅度，fc…开关频率，flim…限制频率。

Claims (10)

1.一种旋转电机驱动装置，为对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置，具备：

转换器，其电夹设在直流电源与所述旋转电机之间，并在直流与交流之间转换电力；

平滑电容器，其电夹设在所述直流电源与所述转换器之间，并连接在所述转换器的直流侧的正极与负极之间；以及

转换器控制部，其按照预先规定的开关频率对所述转换器的开关元件进行开关控制，

其中，所述转换器控制部根据所述转换器的直流侧的电压亦即系统电压的波动幅度和在所述直流电源流动的电流亦即电源电流的波动幅度，将所述开关频率与所述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

2.根据权利要求1所述的旋转电机驱动装置，其中，

所述转换器控制部以所述转换器的直流侧的电压亦即系统电压的波动幅度和在所述直流电源流动的电流亦即电源电流的波动幅度分别收敛于预先规定的允许幅度的范围内的方式，将所述开关频率与所述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

3.一种旋转电机驱动装置，为对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置，具备：

转换器，其电夹设在直流电源与所述旋转电机之间，并在直流与交流之间转换电力；

平滑电容器，其电夹设在所述直流电源与所述转换器之间，并连接在所述转换器的直流侧的正极与负极之间；以及

转换器控制部，其按照预先规定的开关频率对所述转换器的开关元件进行开关控制，

其中，所述转换器控制部根据所述转换器的直流侧的电压亦即系统电压的波动幅度，将所述开关频率与所述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

4.根据权利要求3所述的旋转电机驱动装置，其中，

所述转换器控制部以所述转换器的直流侧的电压亦即系统电压的波动幅度收敛于预先规定的允许幅度的范围内的方式，将所述开关频率与所述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

5.一种旋转电机驱动装置，为对交流的旋转电机进行驱动控制的旋转电机驱动装置，具备：

转换器，其电夹设在直流电源与所述旋转电机之间，并在直流与交流之间转换电力；

平滑电容器，其电夹设在所述直流电源与所述转换器之间，并连接在所述转换器的直流侧的正极与负极之间；以及

转换器控制部，其按照预先规定的开关频率对所述转换器的开关元件进行开关控制，

其中，所述转换器控制部根据在所述直流电源流动的电流亦即电源电流的波动幅度，将所述开关频率与所述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

6.根据权利要求5所述的旋转电机驱动装置，其中，

所述转换器控制部以在所述直流电源流动的电流亦即电源电流的波动幅度收敛于预先规定的允许幅度的范围内的方式，将所述开关频率与所述旋转电机的转矩以及转速双方对应地设定为不同的值。

7.根据权利要求1～6的任意一项所述的旋转电机驱动装置，其中，

所述转换器控制部随着使所述旋转电机的转矩与转速相乘而计算出的旋转电机功率，或者表示交流电压指令值的有效值相对于所述转换器的直流侧的电压亦即系统电压的比率的调制系数增大，较高地设定所述开关频率。

8.根据权利要求1～7的任意一项所述的旋转电机驱动装置，其中，

所述转换器控制部以成为预先规定为可听频段以上的值的限制频率以上的频率，并且，成为与使所述转换器的直流侧的电压亦即系统电压除以所述转换器的直流侧的电流亦即系统电流的直流侧电压增益的频率特性中，所述直流侧电压增益的值最大的频率相比高的频率的方式，设定所述开关频率。

9.根据权利要求8所述的旋转电机驱动装置，其中，

所述转换器控制部以成为所述限制频率以上的频率，并且，成为所述直流侧电压增益的频率特性中，所述直流侧电压增益的值与使频率为零时的值相同的频率以上的频率的方式，设定所述开关频率。

10.根据权利要求1～9的任意一项所述的旋转电机驱动装置，其中，

与使所述旋转电机的转矩与转速相乘而计算出的功率对应地设定多个工作区域，

所述转换器控制部按照所述工作区域的每一个将所述开关频率设定为不同的值。