WO2014147941A1

WO2014147941A1 - レーダ装置

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Publication number: WO2014147941A1
Application number: PCT/JP2014/000598
Authority: WO
Inventors: 森田　忠士; 岸上　高明
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2013-03-21
Filing date: 2014-02-04
Publication date: 2014-09-25
Also published as: EP2977785B1; JPWO2014147941A1; EP2977785A1; US20150168540A1; US9442182B2; EP2977785A4; JP6220858B2

Abstract

　送信信号生成部は、Ｎ種類（Ｎ：２以上の整数）の送信符号系列及びＮ×Ｍ種類（Ｍ：２以上の整数）の直交化符号系列から、送信周期毎に、Ｎ種類の送信符号系列の各送信符号と、Ｎ×Ｍ種類の直交化符号系列のうち選択されたＮ個の直交化符号とを乗算してＮ個の送信パルスを生成する。送信無線部は、１送信周期内に、Ｎ個の送信パルスを高周波信号に変換して送信アンテナから送信する。Ｎ×Ｍ種類の直交化符号系列は、Ｍ個の送信周期において所定の数式を満たす符号系列である。

Description

レーダ装置

　本開示は、高周波の送信パルスを送信するレーダ装置に関する。

　レーダ装置は、高周波（例えばマイクロ波、ミリ波）の送信パルスを送信周期毎に測定地点から空間に送信し、ターゲットに反射された反射波信号を受信し、測定地点とターゲットとの距離、方向のうち、少なくとも１つを測定する。

　測定地点とターゲットとの距離を測定する測距装置に関する先行技術として、例えば１つの送信周期内に異なる符号系列を用いた複数の送信パルス信号（以下、「送信パルス」）を送信することで、ターゲットにより反射された反射パルス信号（以下、「受信パルス」という）の受信ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）を向上する測距装置が知られている（例えば特許文献１参照）。

日本国特許第２６７５６８３号公報

　本発明者らは、高周波（例えばミリ波）の送信パルスを送信するレーダ装置を検討した。しかし、特許文献１では、１つの送信周期内に異なる符号系列を用いた複数の送信パルスが時間的に重複して送信されるので、送信系統の構成が複雑となり、更に、送信パルス間に干渉が生じ、高い受信ＳＮＲを得ることが困難であった。

　本開示は、上述した課題を解決するために、簡易な構成によって、送信パルス間の干渉を抑圧して高い受信ＳＮＲを得るレーダ装置を提供することを目的とする。

　本開示は、Ｎ種類（Ｎ：２以上の整数）の送信符号系列及びＮ×Ｍ種類（Ｍ：２以上の整数）の直交化符号系列から、送信周期毎に、前記Ｎ種類の送信符号系列の各送信符号と、前記Ｎ×Ｍ種類の直交化符号系列のうち選択されたＮ個の直交化符号とを乗算したＮ個の送信パルスを生成する送信信号生成部と、１送信周期内に、前記Ｎ個の送信パルスを高周波信号に変換して送信アンテナから送信する送信無線部と、を含み、前記Ｎ×Ｍ種類の直交化符号系列は、Ｍ個の送信周期において所定の数式を満たす符号系列であり、前記所定の数式において、ＣＮＭは、第Ｍ番目の送信周期において、第Ｎ番目の送信符号に乗算される直交化符号である、レーダ装置である。

　本開示によれば、簡易な構成によって、送信パルス間の干渉を抑圧でき、高い受信ＳＮＲが得られる。

第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を示すブロック図第１の実施形態のレーダ装置における送信周期毎の送信パルス、セレクタ出力、直交化符号、第１符号系列相関器～第Ｎ符号系列相関器の各相関演算期間を示す図例えば第１符号系列を用いた送信パルスと干渉する可能性のある送信パルスの説明図（Ａ）第１の実施形態のレーダ装置における第１符号系列相関器の構成図、（Ｂ）第１の実施形態のレーダ装置における第２符号系列相関器の構成図例えば１６回分の送信周期における第１符号系列相関器の出力と、コヒーレント加算結果とを説明するための模式図第２の実施形態のレーダ装置の内部構成を示すブロック図例えばＮ＝２での第２の実施形態のレーダ装置における相関器の構成図第３の実施形態のレーダ装置の内部構成を示すブロック図第３の実施形態のレーダ装置における送信パルスの送信タイミングの間隔の一例を示す図第３の実施形態のレーダ装置におけるコヒーレント加算結果を示す図第４の実施形態のレーダ装置の内部構成を示すブロック図第４の実施形態のレーダ装置における送信ビームの説明図例えばＮ＝２での第４の実施形態のレーダ装置における送信パルス、ビーム方向、第１符号系列相関器及び第２符号系列相関器の各相関演算期間を示す図第１の実施形態の変形例のレーダ装置の内部構成を示すブロック図第１の実施形態の変形例のレーダ装置の各送信系統から送信パルスを送信するタイムチャートの一例を示す図第５の実施形態のレーダ装置の内部構成を示すブロック図

　以下、本開示に係るレーダ装置の各実施形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
　本実施形態のレーダ装置１００は、１送信周期Ｔ内に、Ｎ個の異なる送信符号と後述する直交化符号とを乗算してＮ個の送信パルスを順次生成し、各送信パルスを高周波信号に変換して送信アンテナから送信する。レーダ装置１００は、Ｍ回の送信周期Ｔ毎に、Ｎ×Ｍ個の高周波信号に変換された送信パルスの送信を繰り返す。なお、以後は、高周波信号に変換された送信パルスについても、送信パルスと記載する。

　更に、レーダ装置１００は、１送信周期内に、Ｎ個の送信パルスがターゲットにより反射されたＮ個の高周波の反射波信号を順次受信し、Ｎ個の送信パルスと随時受信されたＮ個の反射波信号がベースバンドにダウンコンバートされた受信信号（以下、「受信パルス」という）とのＮ個の相関値を演算する。レーダ装置１００は、Ｍ回の送信周期にわたって演算されたＮ×Ｍ個の相関値を基に、レーダ装置１００とターゲットとの間の距離を測定（測距）する。

　Ｎ，Ｍは２以上の整数である。送信周期は、レーダ装置１００が測距可能な距離（例えば５０ｍ）を想定して既定された固定値である。また、以下の各実施形態では、送信パルスの送信タイミングから受信タイミングまでの期間は送信周期を超えない場合を想定する。

　図１は、第１の実施形態のレーダ装置１００の内部構成を示すブロック図である。図１に示すレーダ装置１００は、符号系列記憶部２００と、セレクタ２１０と、直交化符号記憶部２２０と、直交化符号乗算部２３０と、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）２４０と、送信アンテナ２６０が接続された送信無線部（送信ＲＦ部）２５０と、受信アンテナ３００が接続された受信無線部（受信ＲＦ部）３１０と、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）３２０と、符号系列相関器３３０と、コヒーレント加算部３４０とを含む。

　送信符号記憶部としての符号系列記憶部２００は、第１符号系列記憶部２０１、第２符号系列記憶部２０２～第Ｎ符号系列記憶部２０Ｎを含み、Ｎ種類の異なる送信符号系列を格納する。相関演算部としての符号系列相関器３３０は、第１符号系列相関器３３１、第２符号系列相関器３３２～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎを含み、送信符号系列の種類と同数のＮ種類の異なる相関器を有する。

　なお、少なくとも符号系列記憶部２００と、セレクタ２１０と、直交化符号記憶部２２０と、直交化符号乗算部２３０とを用いて、本実施形態のレーダ装置１００における送信信号生成部が構成できる。

　第１符号系列記憶部２０１は、レーダ装置１００が送信パルスを生成するために用いる第１番目の送信符号系列（以下、「第１符号系列」という）Ａｎを格納し、送信符号系列Ａｎをセレクタ２１０に出力する。ｎは、送信パルスの送信周期の序数を表し、１～Ｍの範囲の整数であり、以下同様である。

　第２符号系列記憶部２０２は、レーダ装置１００が送信パルスを生成するために用いる第２番目の送信符号系列（以下、「第２符号系列」という）Ｂｎを格納し、送信符号系列Ｂｎをセレクタ２１０に出力する。

　同様に、第Ｎ符号系列記憶部２０Ｎは、レーダ装置１００が送信パルスを生成するために用いる第Ｎ番目の送信符号系列（以下、「第Ｎ符号系列」という）Ｄｎを格納し、送信符号系列Ｄｎをセレクタ２１０に出力する。

　各送信符号系列Ａｎ，Ｂｎ～Ｄｎは、異なる符号系列であるが、任意の符号系列でも良いし、例えば公知のＭ系列、Ｇｏｌｄ符号系列、Ｇｏｌａｙ符号系列、相補符号系列又はスパノ符号系列を含むパルス符号系列でも良い。更に、送信符号系列は、上述したパルス符号系列に限定されず、例えば送信期間Ｔｗにおいて周波数が連続的に変化するチャープ信号を用いても良い。チャープ信号は、１個の送信周期において同一のチャープ信号を用いても良いし、異なるチャープ信号を用いても良い。また、同一のチャープ信号を送信符号系列として用いる場合には、図１に示す符号系列記憶部２００には、１個のチャープ信号を記憶する符号系列記憶部が設けられれば良い。複数個のチャープ信号を送信符号系列として用いる場合には、図１に示す符号系列記憶部２００には、チャープ信号の種類と同数の符号系列記憶部が設けられれば良い。

　なお、Ｎ＝４、Ｍ＝１６では、

第１符号系列Ａｎは、（Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４～Ａ１６）、
第２符号系列Ｂｎは、（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４～Ｂ１６）、
第３符号系列Ｃｎは、（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４～Ｃ１６）、
第４符号系列Ｄｎは、（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４～Ｄ１６）、

となる。なお、各符号系列間は有相関でも無相関でも良いが、無相関であれば後述する送信パルス間の干渉を一層抑圧できる。

　また、Ｎ＝４、Ｍ＝１６において、各送信符号系列が相補符号系列である場合には、

第１符号系列（Ａｎ，Ｂｎ）は、（Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２～Ａ８，Ｂ８）、
第２符号系列（Ｃｎ，Ｄｎ）は、（Ｃ１，Ｄ１，Ｃ２，Ｄ２～Ｃ８，Ｄ８）、
第３符号系列（Ｅｎ，Ｆｎ）は、（Ｅ１，Ｆ１，Ｅ２，Ｆ２～Ｅ８，Ｆ８）、
第４符号系列（Ｇｎ，Ｈｎ）は、（Ｇ１，Ｈ１，Ｇ２，Ｈ２～Ｇ８，Ｈ８）、

となる。（Ａｎ，Ｂｎ）、（Ｃｎ，Ｄｎ）、（Ｅｎ，Ｆｎ）及び（Ｇｎ，Ｈｎ）は互いに相補符号系列である。また、ＡｎとＣｎとＥｎとＧｎとの間、更に、ＢｎとＤｎとＦｎとＨｎとの間は、有相関でも無相関でも良いが、無相関であれば後述する送信パルス間の干渉を一層抑圧できる。

　以下、説明を簡単にするために、Ｎ＝４、Ｍ＝１６とし、

第１符号系列記憶部２０１が格納する第１符号系列（Ａｎ，Ｂｎ）は、
（Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ）
第２符号系列記憶部２０２が格納する第２符号系列（Ｃｎ，Ｄｎ）は、
（Ｃ，Ｄ，Ｃ，Ｄ，Ｃ，Ｄ，Ｃ，Ｄ）
第３符号系列記憶部２０３（不図示）が格納する第３符号系列（Ｅｎ，Ｆｎ）は、
（Ｅ，Ｆ，Ｅ，Ｆ，Ｅ，Ｆ，Ｅ，Ｆ）
第Ｎ（＝４）符号系列記憶部２０Ｎ（＝４）が格納する第Ｎ（＝４）符号系列（Ｇｎ，Ｈｎ）は、
（Ｇ，Ｈ，Ｇ，Ｈ，Ｇ，Ｈ，Ｇ，Ｈ）とする。即ち、送信符号系列（Ａｎ，Ｂｎ，Ｃｎ，Ｄｎ，Ｅｎ，Ｆｎ，Ｇｎ，Ｈｎ）は、送信パルスの送信周期に拘わらず、全て同一の送信符号系列（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ）が用いられる。

　更に、各送信符号系列（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ）として、

送信符号Ａ＝［－１，－１，－１，　１］、
送信符号Ｂ＝［－１，－１，　１，－１］、
送信符号Ｃ＝［－１，　１，　１，　１］、
送信符号Ｄ＝［　１，　１，－１，　１］、
送信符号Ｅ＝［　１，－１，－１，－１］、
送信符号Ｆ＝［－１，　１，－１，－１］、
送信符号Ｇ＝［　１，　１，　１，－１］、
送信符号Ｈ＝［　１，－１，　１，　１］、

を用いる。即ち、送信符号Ａと送信符号Ｂ、送信符号Ｃと送信符号Ｄ、送信符号Ｅと送信符号Ｆ、送信符号Ｇと送信符号Ｈは、それぞれ相補符号である。

　セレクタ２１０は、第１符号系列記憶部２０１～第Ｎ符号系列記憶部２０Ｎが格納する各送信符号系列のうち、１送信周期内に、所定の順序に従って送信符号をＮ個選択し、Ｎ個の送信符号を順次、直交化符号乗算部２３０に出力する（図２参照）。図２は、第１の実施形態のレーダ装置１００における送信周期毎の送信パルス、セレクタ出力、直交化符号、第１符号系列相関器～第Ｎ符号系列相関器の各相関演算期間を示す図である。

　例えば、セレクタ２１０は、図２に示す最左端（第１番目）の送信周期では、第１符号系列記憶部２０１の送信符号系列Ａ、第２符号系列記憶部２０２の送信符号系列Ｃ～第Ｎ符号系列記憶部２０Ｎの送信符号系列Ｇの順に選択する。同様に、セレクタ２１０は、第２番目の送信周期では、第１符号系列記憶部２０１の送信符号系列Ｂ、第２符号系列記憶部２０２の送信符号系列Ｄ～第Ｎ符号系列記憶部２０Ｎの送信符号系列Ｈの順に選択する。

　セレクタ２１０は、各送信符号系列が相補符号系列である場合、図２に示す第３番目の送信周期以降では、第１番目及び第２番目の各送信周期において選択した各送信符号系列の組を同様に繰り返して選択して直交化符号乗算部２３０に出力する。

　直交化符号記憶部２２０は、Ｎ×Ｍ個の直交化符号を含む直交化符号系列（Ｃ１１～ＣＮＭ）を格納する。ＣＮＭは、第Ｍ番目の送信周期内において、セレクタ２１０が選択した第Ｎ番目の送信符号系列に乗算される直交化符号である。直交化符号系列（Ｃ１１～ＣＮＭ）は、レーダ装置１００が１送信周期内にＮ個の送信パルスを順次送信した場合に、送信パルス間の干渉を抑圧するために設けられた符号系列である。

　直交化符号乗算部２３０は、１送信周期内に、セレクタ２１０が順次選択したＮ個の送信符号と直交化符号記憶部２２０から読み出したＮ個の直交化符号とを乗算処理してＮ個の送信パルスを順次生成し、Ｎ個の送信パルスをＤＡＣ２４０及び符号系列相関器３３０に出力する。

　例えば、直交化符号乗算部２３０は、図２に示す第１番目の送信周期では、直交化符号Ｃ１１，Ｃ２１～ＣＮ１を直交化符号記憶部２２０から順次読み出す。直交化符号乗算部２３０は、第１番目のセレクタ出力（送信符号Ａ）と直交化符号Ｃ１１とを乗算して送信パルスＰ１１を生成し、第２番目のセレクタ出力（送信符号Ｃ）と直交化符号Ｃ２１とを乗算して送信パルスＰ２１を生成する。直交化符号乗算部２３０は、同様に乗算処理を繰り返し、第Ｎ番目のセレクタ出力（送信符号Ｇ）と直交化符号ＣＮ１とを乗算して送信パルスＰＮ１を生成する。

　ここで、本実施形態のレーダ装置１００に用いられるＮ×Ｍ個の直交化符号系列（Ｃ１１～ＣＮＭ）について、図３を参照して説明する。図３は、例えば第１符号系列を用いた送信パルスと干渉する可能性のある送信パルスの説明図である。

　例えば、図３に示す第１番目の送信周期の第１番目に送信される送信パルスＰ１１に着目する。送信パルスＰ１１と干渉する可能性がある送信パルスは、送信パルスＰ１１の符号を後述する相関係数とする第１符号系列相関器３３１の相関演算期間Ｔｐ１１に受信される送信パルスである。即ち、第１符号系列相関器３３１の相関演算期間Ｔｐ１１と一部重複する相関演算期間を有する符号系列相関器が相関係数として用いる送信パルスは、送信パルスＰ１１と干渉する可能性がある。

　具体的には、送信パルスＰ１１と干渉する可能性がある送信パルスは、送信パルスＰ１１自身と、送信パルスＰ１１が送信された後に送信される送信パルスＰ２１，Ｐ３１～ＰＮ１と、送信パルスＰ１１が送信される前に送信された送信パルスＰ２Ｍ，Ｐ３Ｍ～ＰＮＭとの合計２Ｎ－１（＝１＋２（Ｎ－１））個である。

　従って、Ｍ回の送信周期Ｔ毎において、送信タイミングＴｔ１において送信される第１符号系列が用いられる送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍと、同じ送信周期Ｔの送信タイミングＴｔ２において送信される第２符号系列が用いられる送信パルスＰ２１，Ｐ２２～Ｐ２Ｍとの間の干渉を抑圧するためには、直交化符号に関して、内積がゼロとなる数式（１）が成立する。

　また、Ｍ回の送信周期Ｔ毎において、送信タイミングＴｔ１において送信される第１符号系列が用いられる送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍと、同じ送信周期Ｔの送信タイミングＴｔ３において送信される第３符号系列が用いられる送信パルスＰ３１，Ｐ３２～Ｐ３Ｍとの間の干渉を抑圧するためには、直交化符号に関して、内積がゼロとなる数式（２）が成立する。

　同様に、Ｍ回の送信周期Ｔ毎において、送信タイミングＴｔ１において送信される第１符号系列が用いられる送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍと、同じ送信周期Ｔの送信タイミングＴｔｎにおいて送信される第Ｎ符号系列が用いられる送信パルスＰＮ１，ＰＮ２～ＰＮＭとの間の干渉を抑圧するためには、直交化符号に関して、内積がゼロとなる数式（３）が成立する。

　また、Ｍ回の送信周期Ｔ毎において、送信タイミングＴｔ１において送信される第１符号系列が用いられる送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍと、１つ前の送信周期Ｔであり、送信タイミングＴｔ２において送信される第２符号系列が用いられる送信パルスＰ２Ｍ，Ｐ２１～Ｐ２（Ｍ－１）との間の干渉を抑圧するためには、直交化符号に関して、内積がゼロとなる数式（４）が成立する。

　また、Ｍ回の送信周期Ｔ毎において、送信タイミングＴｔ１において送信される第１符号系列が用いられる送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍと、１つ前の送信周期Ｔであり、送信タイミングＴｔ３において送信される第３符号系列が用いられる送信パルスＰ３Ｍ，Ｐ３１～Ｐ３（Ｍ－１）との間の干渉を抑圧するためには、直交化符号に関して、内積がゼロとなる数式（５）が成立する。

　同様に、Ｍ回の送信周期Ｔ毎において、送信タイミングＴｔ１において送信される第１符号系列が用いられる送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍと、１つ前の送信周期Ｔであり、送信タイミングＴｔｎにおいて送信される第Ｎ符号系列が用いられる送信パルスＰＮＭ，ＰＮ１～ＰＮ（Ｍ－１）との間の干渉を抑圧するためには、直交化符号に関して、内積がゼロとなる数式（６）が成立する。

　更に、Ｍ回の送信周期Ｔ毎において、送信タイミングＴｔ１において送信される第１符号系列が用いられる送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍは、自己の送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍとの間において自己相関ピークを生じるためには、直交化符号に関して、数式（７）が成立する。

　数式（１）～数式（７）は、第１符号系列が用いられる送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍとの間の干渉を抑圧するための直交化符号の関係式と、第１符号系列が用いられる送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍが自己の送信パルスＰ１１，Ｐ１２～Ｐ１Ｍとの間において自己相関ピークを生じるための直交化符号の関係式である。

　同様に、第２符号系列～第Ｎ符号系列が用いられる送信パルスとの干渉を抑圧するための直交化符号の関係式と、自己相関ピークを生じるための直交化符号との関係式とが成り立つので、Ｎ×Ｍ個の直交化符号系列（Ｃ１１～ＣＮＭ）に関して、数式（８）が成立する。

　数式（８）の左辺は、Ｎ×Ｍ個の直交化符号系列（Ｃ１１～ＣＮＭ）であるＮ行Ｍ列の行列とＭ行２Ｎ列の行列との乗算である。Ｍ行２Ｎ列の行列は、Ｎ行Ｍ列の行列を転置したＭ行Ｎ列の行列に、転置したＭ行Ｎ列の行列のＭ行目の要素を１行目にシフトした行列を合成した行列である。

　数式（８）の右辺は、Ｍ行２Ｍ列の行列となり、Ｍ行Ｍ列の対角行列が２つ合成した行列となる。

　数式（８）において、直交化符号系列（Ｃ１１～ＣＮＭ）の各直交化符号は＋１又は－１であるが、数式（８）を満たせば＋１又は－１に限定されない。

　また、以下の各実施形態では送信パルスの送信タイミングから受信パルスの受信タイミングまでの期間は送信周期Ｔを超えない場合を想定している、例えば、Ｃ１１とＣ１２、Ｃ１ＭとＣ１１は、お互いに直交性は考慮しないで良いため、数式（８）において、＊（アスタリスク）は任意の数字で良い。

　これは、送信パルスの送信タイミングから受信パルスの受信タイミングまでの期間が送信周期Ｔを超えた場合でも受信パルスの信号レベルは小さいため、直交性を考慮しなくても良いためである。

　数式（８）のうち＊（アスタリスク）となる要素に関連する演算結果として、例えば、１行目、ｍ＋１列目の＊に関連する演算結果は、数式（９）により示される。

　数式（９）の左辺における各項は、第Ｘ番目（Ｘ：１～Ｎのうちいずれか）の送信符号系列が用いられた送信パルス（例えば、Ｃ１１に相当するＰ１１）と、一つ前の送信周期Ｔにおける第Ｘ番目の送信符号系列が用いられた送信パルス（例えば、Ｃ１Ｍに相当するＰ１Ｍ）と、の演算であり、これらは上記の理由により直交性を問わない。

　なお、＊（アスタリスク）が０である場合には、送信パルスの送信タイミングから受信タイミングまでの期間が送信周期を超えたとしても、第Ｘ番目の送信符号系列が用いられた送信パルスと一つ前の送信周期における第Ｘ番目の送信符号系列とを直交でき、十分な長さの送信周期Ｔを用いる必要がないので、送信周期Ｔを短くできる。

　例えば、直交化符号系列（Ｃ１１～ＣＮＭ）は、Ｎ＝４、Ｍ＝１６では、

Ｃ１（ｍ）＝［　１，－１，　１，－１，　１，－１，　１，－１，
　　　　　　　　１，－１，　１，－１，　１，－１，　１，－１］、
Ｃ２（ｍ）＝［　１，　１，－１，－１，　１，　１，－１，－１，
　　　　　　　　１，　１，－１，－１，　１，　１，－１，－１］、
Ｃ３（ｍ）＝［　１，　１，　１，　１，－１，－１，－１，－１，
　　　　　　　　１，　１，　１，　１，－１，－１，－１，－１］、
Ｃ４（ｍ）＝［　１，　１，　１，　１，　１，　１，　１，　１，
　　　　　　　－１，－１，－１，－１，－１，－１，－１，－１］、

である。

　従って、直交化符号乗算部２３０は、Ｎ＝４、Ｍ＝１６では、送信パルスＰ１１，Ｐ１１６の各符号を以下のとおり演算する。

送信パルスＰ１１＝第１符号系列Ａ・直交化符号Ｃ１１
＝［－１，－１，－１，　１］・［　１］＝［－１，－１，－１，　１］、
送信パルスＰ２１＝第２符号系列Ｃ・直交化符号Ｃ２１
＝［－１，　１，　１，　１］・［　１］＝［－１，　１，　１，　１］、
送信パルスＰ３１＝第３符号系列Ｅ・直交化符号Ｃ３１
＝［　１，－１，－１，－１］・［　１］＝［　１，－１，－１，－１］、
送信パルスＰ４１＝第４符号系列Ｇ・直交化符号Ｃ４１
＝［　１，　１，　１，－１］・［　１］＝［　１，　１，　１，－１］、
送信パルスＰ１２＝第１符号系列Ｂ・直交化符号Ｃ１２
＝［－１，－１，　１，－１］・［－１］＝［　１，　１，－１，　１］、
送信パルスＰ２２＝第２符号系列Ｄ・直交化符号Ｃ２２
＝［　１，　１，－１，　１］・［　１］＝［　１，　１，－１，　１］、
送信パルスＰ３２＝第３符号系列Ｆ・直交化符号Ｃ３２
＝［－１，　１，－１，－１］・［　１］＝［－１，　１，－１，－１］、
送信パルスＰ４２＝第４符号系列Ｈ・直交化符号Ｃ４２
＝［　１，－１，　１，　１］・［　１］＝［　１，－１，　１，　１］、
送信パルスＰ１３＝第１符号系列Ａ・直交化符号Ｃ１３
＝［－１，－１，－１，　１］・［　１］＝［－１，－１，－１，　１］、
送信パルスＰ２３＝第２符号系列Ｃ・直交化符号Ｃ２３
＝［－１，　１，　１，　１］・［－１］＝［　１，－１，－１，－１］、
送信パルスＰ３３＝第３符号系列Ｅ・直交化符号Ｃ３３
＝［　１，－１，－１，－１］・［　１］＝［　１，－１，－１，－１］、
送信パルスＰ４３＝第４符号系列Ｇ・直交化符号Ｃ４３
＝［　１，　１，　１，－１］・［　１］＝［　１，　１，　１，－１］、
～、
送信パルスＰ１１６＝第１符号系列Ｂ・直交化符号Ｃ１１６
＝［－１，－１，　１，－１］・［－１］＝［　１，　１，－１，　１］、
送信パルスＰ２１６＝第２符号系列Ｄ・直交化符号Ｃ２１６
＝［　１，　１，－１，　１］・［－１］＝［－１，－１，　１，－１］、
送信パルスＰ３１６＝第３符号系列Ｆ・直交化符号Ｃ３１６
＝［－１，　１，－１，－１］・［－１］＝［　１，－１，　１，　１］、
送信パルスＰ４１６＝第４符号系列Ｈ・直交化符号Ｃ４１６
＝［　１，－１，　１，　１］・［－１］＝［－１，　１，－１，－１］

　ＤＡＣ２４０は、直交化符号乗算部２３０が乗算処理したデジタルの送信パルスをアナログの送信パルスにＤ／Ａ変換して送信無線部２５０に出力する。

　送信無線部２５０は、不図示の局所発振信号発振器が生成した局所発振信号（ローカル信号）を用いて、ＤＡＣ２４０がＤ／Ａ変換したアナログの送信パルスを高周波信号に変換する。送信無線部２５０は、１送信周期Ｔ内に、Ｎ個の高周波信号を送信アンテナ２６０から送信する。なお、各送信周期Ｔにおいて送信されるＮ個の送信パルスの送信期間Ｔｗは、隣接する送信パルスと時間的に重複せず、一定であり、更に、各送信パルスの送信タイミングの間隔（Ｔｔ２－Ｔｔ１）は等間隔でも良いし等間隔でなくても良い（図２参照）。

　受信無線部３１０は、１送信周期Ｔ内に送信されたＮ個の送信パルスがターゲットにより反射されたＮ個の送信パルスを受信アンテナ３００において受信する。受信無線部３１０は、不図示の局所発振信号発振器が生成した局所発振信号（ローカル信号）を用いて、受信アンテナ３００において受信された高周波信号をベースバンドの受信パルスに変換してＡＤＣ３２０に出力する。なお、以後は、受信した高周波信号についても受信パルスと記載する。

　ＡＤＣ３２０は、アナログのベースバンドの受信パルスをデジタルのベースバンドの受信パルスにＡ／Ｄ変換して符号系列相関器３３０に出力する。即ち、デジタルのベースバンドの受信パルスは第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎに入力される。また、直交化符号乗算部２３０が乗算処理した送信パルスの符号も第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎに入力される。

　第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎの動作は同様なので、以下では、例えば第１符号系列相関器３３１の動作を主に説明し、第２符号系列相関器３３２～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎの動作については、第１符号系列相関器３３１の動作と同一の内容の説明は省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。

　第１符号系列相関器３３１は、図２に示す第１番目の送信周期では、第１符号系列Ａ又はＢを用いた送信パルスＰ１１の送信タイミングから送信周期Ｔの期間が経過するまでの間に送信されたＮ個の送信パルスＰ１１～ＰＮ１と、送信パルスＰ１１の送信タイミングから送信周期Ｔの期間が経過するまでに入力されたＮ個の受信パルスとの相関値を演算する（図２参照）。

　つまり、第１符号系列相関器３３１は、第１符号系列Ａ又はＢを用いた送信パルスＰ１１の送信タイミングから送信周期Ｔの期間が経過するまでの間を、相関演算期間として相関演算する（図２に示すハッチング部参照）。なお、第１符号系列相関器３３１は、図２に示す第２番目以降の各送信周期でも、同様に第１符号系列Ａ又はＢを用いた送信パルスの送信タイミングから送信周期Ｔの期間が経過するまでの間を、相関演算期間として相関演算する（図２に示すハッチング部参照）。

　図４（Ａ）は、第１の実施形態のレーダ装置１００における第１符号系列相関器３３１の構成図である。図４（Ｂ）は、第１の実施形態のレーダ装置１００における第２符号系列相関器３３２の構成図である。図４（Ａ）及び図４（Ｂ）に示す各符号系列相関器は、例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて構成できる。

　図４（Ａ）に示す第１符号系列相関器３３１は、Ｌ個の相関係数保持部Ｋ１，Ｋ２～ＫＬと、Ｌ－１個の遅延器（ｚ^－１）と、加算器とを含む。図４（Ｂ）に示す第２符号系列相関器３３２は、Ｌ個の相関係数保持部Ｑ１，Ｑ２～ＱＬと、Ｌ－１個の遅延器（ｚ^－１）と、加算器とを含む。Ｌは２のべき乗の整数であり、送信パルスの符号長を表す。

　第１符号系列相関器３３１は、例えば第１番目の相関演算期間が開始すると、第１符号系列Ａ又はＢを用いた送信パルスの符号を、図４（Ａ）に示すＬ個の相関係数（タップ係数）Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３～ＫＬとして設定し、相関演算期間中は相関係数Ｋ１～ＫＬを保持する。第１符号系列相関器３３１は、第２番目の相関演算期間が開始すると、１つ前の第１番目の相関演算期間における相関係数を削除し、第２番目の相関演算期間における第１符号系列Ａ又はＢを用いた送信パルスの符号を、図４（Ａ）に示す相関係数Ｋ１～ＫＬとして設定する。

　即ち、第１符号系列相関器３３１は、図２に示す各相関演算期間内では（図２に示すハッチング部参照）、第１符号系列Ａ又はＢを用いた送信パルスの符号を相関係数として、入力されたＮ個の各受信パルスのスライディング相関値を演算してコヒーレント加算部３４０に出力する。

　また、第２符号系列相関器３３２は、図２に示す各相関演算期間内では（図２に示すドットパターン部参照）、第２符号系列Ｃ又はＤを用いた送信パルスの符号を相関係数として、入力されたＮ個の各受信パルスのスライディング相関値を演算してコヒーレント加算部３４０に出力する。

　同様に、第Ｎ符号系列相関器３３Ｎは、図２に示す各相関演算期間内では（図２に示す白色パターン部参照）、第Ｎ符号系列Ｇ又はＨを用いた送信パルスの符号を相関係数として、入力されたＮ個の各受信パルスのスライディング相関値を演算してコヒーレント加算部３４０に出力する。

　なお、第１符号系列相関器３３１は、送信パルスＰ１１の送信タイミングＴｔ１において相関演算期間を開始せず、例えば送信パルスＰ１１の送信タイミングＴｔ１から所定時間の経過後に、相関演算期間を開始しても良い。なお、相関演算期間の終了タイミングは変更されない。

　レーダ装置１００は、例えば送信パルスＰ１１の送信タイミングＴｔ１において、送信パルスＰ１１がターゲットにより反射された送信パルスを受信しない場合がある。従って、例えばレーダ装置１００とターゲットとの間の距離が最も近接する状況を想定した場合、第１符号系列相関器３３１は、送信パルスがレーダ装置１００とターゲットとの近接距離間を通過する時間を、相関演算期間の開始タイミングから遅延させて相関演算期間を設定しても良い。

　これにより、第１符号系列相関器３３１は、相関演算期間を低減できるので、相関演算に要する消費電力を低減できる。なお、他の第２符号系列相関器３３２～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎも、同様な所定時間の経過後に相関演算期間を開始しても良い。なお、各相関演算期間の終了タイミングは変更されない。

　コヒーレント加算部３４０は、Ｍ回分の送信周期において第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎが演算した各スライディング相関値が入力される。図５は、例えば１６回分の送信周期における第１符号系列相関器３３１の出力と、コヒーレント加算結果とを説明するための模式図である。なお、図５では、１つのターゲットが存在する場合のスライディング相関値が示される。

　例えば第１符号系列相関器３３１の相関出力としてのスライディング相関値は、第１回目の送信周期における送信パルス１１とターゲットにより反射された送信パルスＰ１１を受信した受信パルスとのスライディング相関値がピークとして現れる。

　また、第１符号系列相関器３３１の相関出力としてのスライディング相関値は、第２回目の送信周期における送信パルス１２とターゲットにより反射された送信パルスＰ１２を受信した受信パルスとのスライディング相関値がピークとして現れる。

　また、第１符号系列相関器３３１の相関出力としてのスライディング相関値は、第３回目の送信周期における送信パルス１３とターゲットにより反射された送信パルスＰ１３を受信した受信パルスとのスライディング相関値がピークとして現れる。

　同様に、第１符号系列相関器３３１の相関出力としてのスライディング相関値は、第１６回目の送信周期における送信パルス１１６とターゲットにより反射された送信パルスＰ１１６を受信した受信パルスとのスライディング相関値がピークとして現れる。

　コヒーレント加算部３４０に入力された各スライディング相関値は、第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎの各スライディング相関値の相関演算期間が異なる。従って、第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３ＮのＭ（＝１６）回分のスライディング相関値における各ピークが生じるタイミングがずれる。

　従って、コヒーレント加算部３４０は、第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎに応じて、例えばＮ－１個の遅延器を用いて、入力されたＮ個の各スライディング相関値の相関演算期間の開始タイミングを揃え、更に、Ｍ回分の送信周期にわたって演算された各スライディング相関値を加算する（図５参照）。

　これにより、コヒーレント加算部３４０は、例えば第１符号系列相関器３３１がＭ回の送信周期にわたって演算した各スライディング相関値の加算結果として、第１符号系列Ａ又はＢを用いた送信パルスと同送信パルスがターゲットにより反射された送信パルスを受信した受信パルスとのスライディング相関値のコヒーレント加算結果においてピークが得られる。コヒーレント加算部３４０は、スライディング相関値のコヒーレント加算結果のピークを基に、レーダ装置１００とターゲットとの間の距離を算出する。

　更に、コヒーレント加算部３４０は、例えば第１符号系列相関器３３１がＭ回の送信周期にわたって演算した各スライディング相関値の加算結果として、第１符号系列Ａ又はＢ以外の他の符号系列（第２符号系列～第Ｎ符号系列）を用いた送信パルスと同送信パルスがターゲットにより反射された送信パルスを受信した受信パルスとのスライディング相関値、即ち第１符号系列を用いた送信パルスと干渉する干渉波をキャンセル又は抑圧でき（図５参照）、更に、他の符号系列相関器の相関出力に対するコヒーレント加算結果からも同様な効果が得られる。

　以上により、本実施形態のレーダ装置１００は、１送信周期内に、Ｎ個の異なる送信符号とＮ個の直交化符号とを乗算処理してＮ個の送信パルスを送信し、Ｍ回の送信周期にわたって、Ｎ×Ｍ個の送信パルスの送信を繰り返す。レーダ装置１００は、送信されたＮ個の送信パルスと、ターゲットにより反射された送信パルスを受信した受信パルスとのスライディング相関値をＭ回の送信周期にわたって演算してコヒーレント加算する。

　これにより、レーダ装置１００は、１送信周期内に、単一のＤＡＣ２４０と送信アンテナ２６０が接続された送信無線部２５０とを用いて複数のＮ個の異なる送信パルスを送信できるので、送信パルスの送信のためにＤＡＣ２４０と送信アンテナ２６０が接続された送信無線部２５０とをＮ個分設ける必要が無いので、送信回路の構成を簡易化でき、回路規模を低減でき、また、製造コストを安価にできる。

　更に、レーダ装置１００は、第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３ＮがＭ回の送信周期にわたって演算した各スライディング相関値のコヒーレント加算結果によって、各送信パルスと同一の送信パルスがターゲットにより反射された送信パルスを受信した受信パルスとのスライディング相関値のコヒーレント加算結果においてピークが得られる。

　更に、レーダ装置１００は、各送信パルスを生成するために用いた送信符号系列と異なる送信符号系列を用いた送信パルスがターゲットにより反射された送信パルスを受信した受信パルスとのスライディング相関値、即ち送信符号系列を用いた送信パルスと干渉する干渉波をキャンセル又は抑圧できる。

　従って、レーダ装置１００は、第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３ＮがＭ回の送信周期にわたって演算した各スライディング相関値のコヒーレント加算結果によって、異なる送信パルス間の干渉を抑圧でき、送信パルスの生成に用いた符号系列数と同数のＮ倍のコヒーレント加算利得が得られ、レーダ装置１００とターゲットとの通信特性として、Ｎ倍の受信ＳＮＲが得られる。

（第１の実施形態の変形例）
　上述した第１の実施形態のレーダ装置１００は、１回の送信周期ＴにおいてＮ種類の送信パルスの送信区間Ｔｗをずらして送信した。

　第１の実施形態の変形例（以下、「本変形例」という）では、Ｎ個の送信系統、即ち、ＤＡＣと送信アンテナが接続された送信無線部とのＮ個の組を用いて、１回の送信周期Ｔにおいて、各送信系統から１種類の送信パルスを同時に送信する。

　図１４は、第１の実施形態の変形例のレーダ装置１００Ｄの内部構成を示すブロック図である。図１５は、第１の実施形態の変形例のレーダ装置の各送信系統から送信パルスを送信するタイムチャートの一例を示す図である。本変形例では、第１の実施形態のレーダ装置１００と同一の内容の説明は簡略化又は省略し、異なる内容について説明する。

　図１４に示すレーダ装置１００Ｄは、符号系列記憶部２００と、直交化符号記憶部２２０と、直交化符号乗算部２３０と、Ｎ個のＤＡＣ２４０１～２４０Ｎと、Ｎ個の各送信アンテナ２６０１～２６０Ｎが接続された送信無線部（送信ＲＦ部）２５０１～２５０Ｎと、受信アンテナ３００が接続された受信無線部（受信ＲＦ部）３１０と、ＡＤＣ３２０と、符号系列相関器３３０と、コヒーレント加算部３４０とを含む。

　本変形例のレーダ装置１００Ｄでは、直交化符号乗算部２３０は、１回の送信周期Ｔでは、符号系列記憶部２００から読み出したＮ種類の送信符号系列に対し、Ｎ種類の直交化符号Ｃ１１～ＣＮ１を重畳（乗算）することで、Ｎ種類の送信パルスＰ１１～ＰＮ１を生成する。Ｎ種類の送信パルスは、Ｎ個の送信系統から同時に送信される。なお、Ｎ個の送信系統から同時に送信パルスが送信されるので、符号系列相関器３３０の処理開始タイミングも送信パルスの送信時と同時となる。

　本変形例において用いる合計Ｎ×Ｍ個の直交化符号は、１回の送信周期Ｔにおいて送信パルスが同時に送信される各送信系列において直交性が担保されれば良い。第１の実施形態では、特定の送信周期の前後にわたる２回の送信周期も考慮してＮ種類の送信パルスの直交性が必要であった。本変形例では１回の送信周期にＮ種類の送信パルスが同時に送信されるため、１回の送信周期において各送信パルスの直交性が担保されれば良い。

　このため、本変形例における直交化符号が満たすべき条件（数式（１０）参照）は、上述した第１の実施形態における直交化符号が満たすべき条件（数式（８）参照）に比べて、簡易になる。

　本変形例では、１回の送信周期Ｔでは各送信系統では１種類の送信パルスが送信されるため、１回の送信周期Ｔ内の送信期間Ｔｗが大きな場合、又は１回の送信周期Ｔが小さな場合において有用となる。なお、１回の送信周期Ｔ＜Ｍ×Ｔｗとなる場合には、第１の実施形態における直交化符号を用いることが困難となる。

　例えば、レーダ装置から極めて近い位置に存在するターゲットを測定する場合、第１の実施形態における直交化符号を用いることが困難となるので、本変形例の直交化符号（数式（１０）参照）が有用である。

　また、本変形例のレーダ装置１００Ｄは、第１の実施形態のレーダ装置１００と同様に、一定の送信周期Ｔにおいて送信パルスの送信回数をＮ回にできるので、高いＳＮＲが得られる。

（第２の実施形態）
　第１の実施形態では、符号系列相関器３３０は、１送信周期内に送信されるＮ個の送信パルスの生成に用いる送信符号系列数と同数必要であった。

　第２の実施形態では、第１の実施形態のレーダ装置１００における符号系列相関器３３０の構成を簡易化するレーダ装置１００Ａを説明する。

　図６は、第２の実施形態のレーダ装置１００Ａの内部構成を示すブロック図である。図６に示すレーダ装置１００Ａは、符号系列記憶部２００と、セレクタ２１０と、直交化符号記憶部２２０と、直交化符号乗算部２３０と、ＤＡＣ２４０と、送信アンテナ２６０が接続された送信無線部２５０と、受信アンテナ３００が接続された受信無線部３１０と、ＡＤＣ３２０と、Ｎ－１個の遅延器４０１，４０２～４０Ｎ－１と、加算器４１０と、符号系列相関器４２０と、コヒーレント加算部３４０とを含む。

　図６に示すレーダ装置１００Ａの説明では、図１に示すレーダ装置１００の各部の構成及び動作と同一のものには同一の符号を付して説明を省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。

　図６に示すレーダ装置１００Ａでは、ＡＤＣ３２０の出力は、Ｎ－１個の遅延器４０１～４０Ｎ－１に入力される。各遅延器の動作は、入力されるデジタルのベースバンドの受信パルスに付与される遅延量以外は同一なので、遅延器４０１を主に説明し、他の遅延器４０２～４０（Ｎ－１）の動作については、遅延器４０１と異なる内容について説明する。

　遅延器４０１は、ＡＤＣ３２０の出力としてのデジタルのベースバンドの受信パルスに所定の遅延量を付与して加算器４１０に出力する。遅延器４０１が付与する遅延量は、予め既定され、例えば第１符号系列Ａ又はＢを用いた送信パルスＰ１１の送信タイミングから第２符号系列Ｃ又はＤを用いた送信パルスＰ１２の送信タイミングまでの時間差分である。

　遅延器４０２が付与する遅延量は、予め既定され、例えば第１符号系列Ａ又はＢを用いた送信パルスＰ１１の送信タイミングから第３符号系列Ｅ又はＦを用いた送信パルスＰ１３の送信タイミングまでの時間差分である。

　同様に、遅延器４０（Ｎ－１）が付与する遅延量は、予め既定され、例えば第１符号系列Ａ又はＢを用いた送信パルスＰ１１の送信タイミングから第Ｎ（例えばＮ＝４）符号系列Ｇ又はＨを用いた送信パルスＰ１Ｎの送信タイミングまでの時間差分である。

　加算器４１０は、Ｎ－１個の遅延器４０１～４０（Ｎ－１）が異なる遅延量を付与した受信パルスと、遅延量が付与されていない受信パルスとの合計Ｎ個の受信パルスを加算して符号系列相関器４２０に出力する。

　ここで、本実施形態の符号系列相関器４２０の構成について、図７を参照して説明する。図７は、説明を簡単にするために、例えばＮ＝２での第２の実施形態のレーダ装置１００Ａにおける符号系列相関器４２０の構成図である。

　図７に示す符号系列相関器４２０は、Ｌ個の相関係数保持部（Ｋ１＋Ｑ１），（Ｋ２＋Ｑ２）～（ＫＬ＋ＱＬ）と、Ｌ－１個の遅延器（ｚ^－１）と、加算器とを含む。Ｌは２のべき乗の整数であり、送信パルスの符号長を表す。符号系列相関器４２０は、Ｍ個の送信周期の期間を相関演算期間として相関演算する。

　符号系列相関器４２０は、相関演算期間が開始すると、第１符号系列及び第２（Ｎ＝２）符号系列を用いた各送信パルスの符号の加算結果を、図７に示すＬ個の相関係数保持部における相関係数（タップ係数）Ｋ１＋Ｑ１，Ｋ２＋Ｑ２，Ｋ３＋Ｑ３～ＫＬ＋ＱＬとして設定し、相関演算期間中は各相関係数（Ｋ１＋Ｑ１～ＫＬ＋ＱＬ）を保持する。

　相関係数Ｋ１，Ｑ１～ＫＬ，ＱＬは＋１又は－１の値となるので、符号系列相関器４２０における相関係数は＋２，０，－２の値のいずれかとなる。

　符号系列相関器４２０は、第１符号系列及び第２符号系列を用いた各送信パルスの符号の加算結果を相関係数として、加算器４１０が加算したＮ個の各受信パルスのスライディング相関値を演算してコヒーレント加算部３４０に出力する。コヒーレント加算部３４０の動作は第１の実施形態と同様であるため、説明を省略する。

　以上により、本実施形態のレーダ装置１００Ａは、第１の実施形態のレーダ装置１００における第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎの構成の代わりに、単一の符号系列相関器４２０を用いて、１送信周期内に送信されたＮ個の送信パルスと受信パルスとのスライディング相関値を演算する。

　これにより、レーダ装置１００Ａは、第１の実施形態のレーダ装置と同様の効果が得られ、更に、第１の実施形態のレーダ装置１００と比べて、符号系列相関器の構成を簡易化できるので、レーダ装置１００Ａの回路規模を削減でき、製造コストを安価にできる。

（第３の実施形態）
　第１，第２の各実施形態では、１送信周期内に送信されるＮ個の送信パルスのうち隣接する少なくとも１組、即ち２個の送信パルスの送信タイミングの間隔は、Ｍ回の送信周期にわたって固定である場合を想定して説明した。

　第３の実施形態では、１送信周期内に送信されるＮ個の送信パルスのうち隣接する少なくとも１組、即ち２個の送信パルスの送信タイミングの間隔を変更するレーダ装置１００Ｂを説明する。

　図８は、第３の実施形態のレーダ装置１００Ｂの内部構成を示すブロック図である。図８に示すレーダ装置１００Ｂは、送信タイミング制御部５００と、符号系列記憶部２００と、セレクタ２１０Ｂと、直交化符号記憶部２２０と、直交化符号乗算部２３０と、ＤＡＣ２４０と、送信アンテナ２６０が接続された送信無線部（送信ＲＦ部）２５０Ｂと、受信アンテナ３００が接続された受信無線部（受信ＲＦ部）３１０と、ＡＤＣ３２０と、符号系列相関器３３０Ｂと、コヒーレント加算部３４０とを含む。

　相関演算部としての符号系列相関器３３０Ｂは、第１符号系列相関器３３１Ｂ、第２符号系列相関器３３２Ｂ～第Ｎ符号系列相関器３３ＮＢを含み、送信符号系列の種類と同数のＮ種類の異なる相関器を有する。

　なお、少なくとも符号系列記憶部２００と、セレクタ２１０Ｂと、直交化符号記憶部２２０と、直交化符号乗算部２３０とを用いて、本実施形態のレーダ装置１００Ｂにおける送信信号生成部が構成できる。

　図８に示すレーダ装置１００Ｂの説明では、図１に示すレーダ装置１００の各部の構成及び動作と同一のものには同一の符号を付して説明を省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。

　送信タイミング制御部５００は、Ｍ回の送信周期毎に、１送信周期内に送信されるＮ個の送信パルスのうち隣接する少なくとも１組、即ち２個の送信パルスの送信タイミングの間隔を変更させるための送信タイミング制御信号を生成する。送信タイミング制御部５００は、送信タイミング制御信号を、セレクタ２１０Ｂ、送信無線部２５０Ｂ及び符号系列相関器３３０Ｂに出力する。

　なお、１送信周期内に送信されるＮ個の送信パルスのうち隣接する少なくとも１組、即ち２個の送信パルスの送信タイミングの間隔は、異なる間隔となり、他の送信パルスとの送信期間が時間的に重複しなければ特に限定されない。例えば、送信タイミングの間隔は、Ｍ回の送信周期毎に単調増加しても良いし、乱数値を用いて変更されても良い。

　セレクタ２１０Ｂは、送信タイミング制御部５００が生成した送信タイミング制御信号に基づき、Ｍ回の送信周期毎に、１送信周期内に送信されるＮ個の送信パルスのうち隣接する少なくとも１組、即ち２個の送信パルスを生成するために用いる送信符号の選択タイミングの間隔を変更して選択する。

　送信無線部２５０Ｂは、送信タイミング制御部５００が生成した送信タイミング制御信号に基づき、Ｍ回の送信周期毎に、１送信周期内に送信されるＮ個の送信パルスのうち隣接する少なくとも１組、即ち２個の送信パルスの送信タイミングの間隔を変更して送信する。

　図９は、第３の実施形態のレーダ装置１００Ｂにおける送信パルスの送信タイミングの間隔の一例を示す図である。なお、図９では説明を簡単にするために、送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との各送信タイミングの間隔がＭ回の送信周期毎に変更される例を説明する。但し、変更される間隔は、送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との各送信タイミングの間隔に限定されない。

　例えば図９に示す最初のＭ回の送信周期では、送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との各送信タイミングの間隔は一定のＴ１２（１）である。

　図９に示す第２番目のＭ回の送信周期では、送信タイミング制御部５００は、送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との各送信タイミングの間隔をＴ１２（２）（≠Ｔ１２（１））に変更させるための送信タイミング制御信号を生成する。これにより、レーダ装置１００Ｂは、図９に示す第２番目のＭ回の送信周期では、送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との各送信タイミングの間隔をＴ１２（２）に変更できる。

　第１符号系列相関器３３１Ｂ～第Ｎ符号系列相関器３３ＮＢのうち、送信タイミングの間隔が変更される送信パルスを相関係数として用いる各符号系列相関器は、送信タイミング制御部５００が生成した送信タイミング制御信号に基づき、Ｍ回の送信周期毎に、送信タイミングの間隔が変更された少なくとも１組、即ち２個の送信パルスを生成するために用いる送信符号系列に応じて、自己のスライディング相関値の相関演算期間の開始タイミングを変更する。

　例えば図９では、送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との各送信タイミングの間隔が変更される。従って、第１符号系列相関器３３１Ｂ及び第２符号系列相関器３３２Ｂは、送信タイミング制御部５００が生成した送信タイミング制御信号に基づき、Ｍ回の送信周期毎に、自己のスライディング相関値の相関演算期間の開始タイミングを変更する。

　また、図示していないが、図６に示すレーダ装置１００Ｂが送信タイミング制御部５００を更に含む場合には、送信タイミング制御部５００は、遅延器４０１～４０（Ｎ－１）に送信タイミング制御信号を出力する。

　遅延器４０１～４０（Ｎ－１）のうち、送信タイミングの間隔が変更される各送信パルスと第１番目に送信される送信パルスとの各時間差分を遅延量として付与する遅延器は、送信タイミング制御部５００が生成した送信タイミング制御信号に基づき、Ｍ回の送信周期毎に、変更後の送信タイミングの間隔に応じて、ＡＤＣ３２０の出力としてのデジタルのベースバンドの受信パルスの遅延量を変更する。

　例えば図９では、送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との各送信タイミングの間隔がＴ１２（１）からＴ１２（２）に変更される。従って、遅延器４０１は、送信タイミング制御部５００が生成した送信タイミング制御信号に基づき、Ｍ回の送信周期毎に、ＡＤＣ３２０の出力としてのデジタルのベースバンドの受信パルスの遅延量を、Ｔ１２（１）からＴ１２（２）に変更する。

　図１０は、第３の実施形態のレーダ装置１００Ｂにおけるコヒーレント加算結果を示す図である。図１０に示す最左図は、例えば送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との各送信タイミングの間隔がＴ１２（１）からＴ１２（２）に変更される前のＭ回分の送信周期にわたって第１符号系列相関器３３１Ｂが演算したスライディング相関値のコヒーレント加算結果を示す。

　なお、コヒーレント加算結果は、例えば第１符号系列を用いた送信パルス（所望波）のスライディング相関値のピークと、第１符号系列を用いた送信パルスと第２符号系列を用いた送信パルスとの残留干渉成分とを含み、図１０において以下同様である。

　また、図１０に示す中央図は、例えば送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との各送信タイミングの間隔がＴ１２（１）からＴ１２（２）に変更された後のＭ回分の送信周期にわたって第１符号系列相関器３３１Ｂが演算したスライディング相関値のコヒーレント加算結果を示す。

　更に、図１０に示す最右図は、図１０に示す最左図と図１０に示す中央図との合計２Ｍ回分の送信周期にわたるコヒーレント加算結果を示す。

　図１０に示す最左図において、送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との干渉成分は、Ｍ回分の送信周期にわたって演算されたスライディング相関値のコヒーレント加算結果によって理想的な環境下（例えば直接波が利用可能な見通し通信が可能な場所）ではキャンセルされる。

　しかし、非理想的な環境下では、環境変動（例えば通信伝搬路の変動）によって、送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との干渉成分のキャンセルが困難となる場合があり、第１符号系列相関器３３１Ｂの相関出力のコヒーレント加算結果に残留干渉成分が生じる（図１０に示す最左図及び中央図参照）。

　なお、図１０に示す最左図及び中央図では、送信パルスＰ１１と送信パルスＰ２１との各送信タイミングの間隔がＴ１２（１）からＴ１２（２）に変更されるので、コヒーレント加算結果における残留干渉成分が現れる期間が異なる。

　図１０に示す最右図では、２Ｍ回分の送信周期にわたるコヒーレント加算結果において、送信パルスＰ１１は、図１０に示す最左図及び中央図の各コヒーレント加算結果の更なるコヒーレント加算によって２倍のコヒーレント加算利得が得られるが、残留干渉成分は送信タイミングの間隔が変更されるので、各Ｍ回分の送信周期にわたるコヒーレント加算結果に生じる大きさと同じである。

　以上により、本実施形態のレーダ装置１００Ｂは、送信タイミング制御部５００が生成した送信タイミング制御信号に応じて、１送信周期内に送信されるＮ個の送信パルスのうち少なくとも２個の送信パルスの送信タイミングの間隔を変更する。

　これにより、レーダ装置１００Ｂは、図１０の最右図に示す２Ｍ回分の送信周期にわたるコヒーレント加算結果によって、例えば送信パルスＰ１１ではＭ回分の送信周期にわたるコヒーレント加算結果では、所望波としての送信パルスＰ１１において２倍のコヒーレント加算利得が得られ、残留干渉成分の大きさに比べて一層受信ＳＮＲを改善できる。

（第４の実施形態）
　第１～第３の各実施形態では、レーダ装置が１送信周期Ｔ内に送信するＮ個の送信パルスをＭ回繰り返す送信において指向性は固定であることを想定して説明した。なお、第１～第３の各実施形態においても、複数のアンテナを用いたアレイアンテナを用意して、Ｎ×Ｍ個の送信パルスを単位として指向性を制御すれば、送信ビーム制御は可能である。

　第４の実施形態では、１送信周期内に送信されるＮ個の送信パルスの指向性（主ビーム方向）を切り換えるレーダ装置１００Ｃを説明する。

　図１１は、第４の実施形態のレーダ装置１００Ｃの内部構成を示すブロック図である。図１１に示すレーダ装置１００Ｃは、送信ビーム制御部６００と、符号系列記憶部２００と、セレクタ２１０と、直交化符号記憶部２２０と、直交化符号乗算部２３０と、ＤＡＣ２４０と、例えば４個の送信アンテナ２６１，２６２，２６３，２６４が接続された送信無線部（送信ＲＦ部）２５０Ｃと、受信アンテナ３００が接続された受信無線部（受信ＲＦ部）３１０と、ＡＤＣ３２０と、符号系列相関器３３０と、コヒーレント加算部３４１，３４２～３４Ｎとを含む。

　図１１に示すレーダ装置１００Ｃの説明では、図１に示すレーダ装置１００の各部の構成及び動作と同一のものには同一の符号を付して説明を省略又は簡略化し、異なる内容について説明する。

　送信ビーム制御部６００は、例えば第１番目の送信周期内に、送信されるＮ個の送信パルスＰ１１～ＰＮ１の各送信パルスの異なる主ビーム方向を示す送信ビーム制御信号を、Ｎ個の送信パルス毎に生成する。送信ビーム制御部６００は、例えば第１番目の送信周期内に、送信パルス毎に生成したＮ個の送信ビーム制御信号を順次、送信無線部２５０Ｃに出力する。

　送信無線部２５０Ｃは、４個の送信アンテナ２６１～２６４毎に、送信パルスの位相を変更する移相器（不図示）を含む。送信無線部２５０Ｃは、送信ビーム制御部６００が送信パルス毎に生成したＮ個の送信ビーム制御信号に基づき、各移相器において送信パルスの位相を変更することで、送信ビーム制御信号に応じた主ビーム方向を形成した送信パルスを送信する（図１２参照）。図１２は、第４の実施形態のレーダ装置１００Ｃにおける送信ビームの説明図である。

　なお、送信無線部２５０Ｃは、複数の送信アンテナ２６１～２６４を用いて、送信パルスの位相を移相器において電子的に変更することで、送信アンテナから送信される送信パルスの主ビーム方向を切り換えるが、送信パルスの主ビーム方向を機械的に切り換えても良い。更に、レーダ装置１００Ｃは、送信アンテナと同様に複数の受信アンテナを有し、受信パルスの指向性を電子的又は機械的に切り換えても良い。

　本実施形態のレーダ装置１００Ｃは、説明を簡単にするために、１送信周期内に、例えば２種類（Ｎ＝２）の送信ビームとして、第１符号系列を用いた送信パルスに右方向の主ビーム方向を付与した送信ビームＢＭＲ（送信パルス）を送信し、更に、第２符号系列を用いた送信パルスに左方向の主ビーム方向を付与した送信ビームＢＭＬ（送信パルス）を送信する（図１２及び図１３参照）。

　図１３は、例えばＮ＝２での第４の実施形態のレーダ装置１００Ｃにおける送信パルス、主ビーム方向、第１符号系列相関器３３１及び第２符号系列相関器３３２の各相関演算期間を示す図である。

　レーダ装置１００Ｃは、図１３に示す第１番目の送信周期内に、第１符号系列を用いた送信パルスＰ１１に右方向の主ビーム方向を付与した送信ビームＢＭＲを送信し、更に、第２符号系列を用いた送信パルスに左方向の主ビーム方向を付与した送信ビームＢＭＬを送信する。また、レーダ装置１００Ｃは、図１３に示す第２番目以降の各送信周期内でも、第１番目の送信周期内と同様に、右方向の主ビーム方向を付与した送信ビームＢＭＲと左方向の主ビーム方向を付与した送信ビームＢＭＬとの送信を繰り返す。

　例えば図１２に示す送信ビームＢＭＲの方向にターゲットＴＧが存在する場合、右方向の主ビーム方向が付与された送信ビームＢＭＲがターゲットＴＧにより反射された受信パルスの信号電力は大きくなり、左方向の主ビーム方向が付与された送信ビームＢＭＬがターゲットＴＧにより反射された受信パルスの信号電力は小さい。

　第１符号系列相関器３３１では、各送信周期において、第１符号系列を用いた送信パルスの符号が相関係数として用いられる。

　従って、右方向の主ビーム方向が付与された送信ビームＢＭＲがターゲットＴＧにより反射された受信パルスと送信パルスとのスライディング相関値は大きく、左方向の主ビーム方向が付与された送信ビームＢＭＲがターゲットＴＧにより反射された受信パルスと送信パルスとのスライディング相関値は小さい。

　第１符号系列相関器３３１の相関出力が入力されるコヒーレント加算部３４１では、右方向の主ビーム方向が付与された送信ビームＢＭＲがターゲットＴＧにより反射された受信パルスと送信パルスとのスライディング相関値のコヒーレント加算結果においてコヒーレント加算利得が得られる。

　一方、左方向の主ビーム方向が付与された送信ビームＢＭＲがターゲットＴＧにより反射された受信パルスと送信パルスとのスライディング相関値のコヒーレント加算結果、即ち、干渉残留成分は小さくなる。

　第２符号系列相関器３３２では、各送信周期において、第２符号系列を用いた送信パルスの符号が相関係数として用いられる。

　従って、右方向の主ビーム方向が付与された送信ビームＢＭＲがターゲットＴＧにより反射された受信パルスと送信パルスとのスライディング相関値は小さく、左方向の主ビーム方向が付与された送信ビームＢＭＬがターゲットＴＧにより反射された受信パルスと送信パルスとのスライディング相関値も同様に小さい。

　第２符号系列相関器３３２の相関出力が入力されるコヒーレント加算部３４２では、左方向の主ビーム方向が付与された送信ビームＢＭＬがターゲットＴＧにより反射された受信パルスと送信パルスとのスライディング相関値のコヒーレント加算結果においてコヒーレント加算利得が得られない。

　更に、右方向の主ビーム方向が付与された送信ビームＢＭＲがターゲットＴＧにより反射された受信パルスと送信パルスとのスライディング相関値のコヒーレント加算結果、即ち、干渉残留成分は小さくなる。

　以上により、本実施形態のレーダ装置１００Ｃは、送信ビーム制御部６００が生成した送信ビーム制御信号に応じて、１送信周期内に送信されるＮ個の送信パルスに異なる主ビーム方向を切り換えた送信ビームを送信する。

　これにより、レーダ装置１００Ｃは、第１の実施形態のレーダ装置１００の効果が得られ、更に、各コヒーレント加算部３４１～３４Ｎのコヒーレント加算結果では、送信ビームの主ビーム方向にターゲットが存在する場合にコヒーレント加算利得が得られる。

　従って、レーダ装置１００Ｃは、第１符号系列相関器３３１～第Ｎ符号系列相関器３３Ｎの各相関出力が入力される各コヒーレント加算部３４１～３４Ｎのコヒーレント加算結果を、Ｎ個のセクタレーダのコヒーレント加算結果として用いることができる。

　更に、レーダ装置１００Ｃは、送信符号系列毎の送信パルスに主ビームを切り換えた送信ビームを送信するので、各送信パルスの送信ビーム間の干渉を抑圧できる。

（第５の実施形態）
　上述した各実施形態では、レーダ装置の送信無線部が送信符号系列を高周波信号に変換する場合に用いるローカル信号の中心周波数は同一であった。

　第５の実施形態では、送信符号系列毎に、送信無線部が送信符号系列を高周波信号に変換する場合に用いるローカル信号の中心周波数を異ならせるレーダ装置１００Ｅを説明する。

　図１６は、第５の実施形態のレーダ装置１００Ｅの内部構成を示すブロック図である。図１６に示すレーダ装置１００Ｅは、符号系列記憶部２００と、Ｎ個のＤＡＣ２４０１～２４０Ｎと、Ｎ個の各送信アンテナ２６０１～２６０Ｎが接続された送信無線部（送信ＲＦ部）２５０１～２５０Ｎと、Ｎ個の各受信アンテナ３００１～３００Ｎが接続された受信無線部（受信ＲＦ部）３１０１～３１０Ｎと、Ｎ個のＡＤＣ３２０１～３２０Ｎと、符号系列相関器３３０と、コヒーレント加算部３４０とを含む。

　図１６に示すレーダ装置１００Ｅと図１に示すレーダ装置１００との違いは、ＤＡＣと送信無線部と送信アンテナとの組（以下、「送信系統」という）が送信符号系列の種類と同数のＮ個となり、受信アンテナと受信無線部とＡＤＣとの組（以下、「受信系統」という）も送信符号系列の種類と同数のＮ個となり、直交化符号を用いないことが異なる。Ｎは２以上の整数であり、符号系列記憶部２００において記憶されている送信符号系列の種類と同じ数である。

　レーダ装置１００Ｅでは、各送信系統の送信無線部２５０１～２５０Ｎと各受信系統の受信無線部３１０１～３１０Ｎにおいて用いる中心周波数が異なる。ｋ（ｋ：１～Ｎの整数）番目の送信無線部において用いる中心周波数とｋ番目の受信無線部において用いる中心周波数とは同一である。なお、Ｎ個の送信符号系列は、同一でも良いし、異なっても良い。

　レーダ装置１００Ｅでは、ｋ番目の送信系統において生成された送信パルスに対して、ｋ番目の受信系統は、ｋ番目の送信系統において生成された送信パルスに対応した符号系列を用いて相関演算する。

　以上により、本実施形態のレーダ装置１００Ｅは、異なるＮ種類の中心周波数の信号を生成する送信無線部２５０１～２５０Ｎと高周波の受信信号をベースバンド信号に変換する受信無線部３１０１～３１０Ｎとを用いることで、各送信符号系列において直交化符号の重畳を省略して、各送信系統間において送信される送信パルスの干渉の発生を抑圧できる。

　これにより、レーダ装置１００Ｅは、１回の送信周期ＴにおいてＮ個の送信パルスを送信でき、１個の送信パルスを送信する場合に比べてＮ倍、良好なＳＮＲが得られる。また、本実施形態のレーダ装置１００Ｅと第１の実施形態のレーダ装置１００とを組み合わせることで、即ち、送信符号系列に更に直交化符号を重畳（乗算）し、更に、各送信系統間において用いる中心周波数を異ならせることで、更に良好なＳＮＲが得られる。

　以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。

　なお、第４の実施形態では、レーダ装置１００Ｃは、送信符号系列毎の送信パルスに主ビーム方向を切り換えた送信ビームを送信するが、第４の実施形態の変形例として、複数の送信符号系列毎に主ビーム方向を切り換えた送信ビームを送信しても良い。

　例えば、レーダ装置１００Ｃは、Ｎ＝４では、第１符号系列及び第２符号系列を用いた各送信パルスには右方向の主ビーム方向を付与した送信ビームを送信し、第３符号系列及び第４符号系列を用いた各送信パルスには左方向の主ビーム方向を付与した送信ビームを送信する。

　レーダ装置１００Ｃは、第１，第２符号系列を用いた各送信パルスがターゲットにより反射された受信パルスと送信パルスとのスライディング相関値のコヒーレント加算結果と、第３，第４符号系列を用いた各送信パルスがターゲットにより反射された受信パルスと送信パルスとのスライディング相関値のコヒーレント加算結果とを比較する。

　これにより、レーダ装置１００Ｃは、各コヒーレント加算結果を第１番目のセクタレーダ及び第２番目のセクタレーダにおける各コヒーレント加算結果として用いることで、従来技術のレーダ装置が１送信周期内に１個の送信符号系列を用いた送信パルスを送信する場合に比べて、２倍の受信ＳＲＮが得られる。

　なお、第４の実施形態及び上述した第４の実施形態の変形例のレーダ装置１００Ｃの構成を、第２の実施形態のレーダ装置１００Ａ又は第３の実施形態のレーダ装置１００Ｂの各構成に付加して組み合わせても良い。

　なお、本出願は、２０１３年３月２１日出願の日本特許出願（特願２０１３－０５８６１１）に基づくものであり、その内容は本出願の中に参照として援用される。

　本開示は、簡易な構成によって、送信パルス間の干渉を抑圧して高い受信ＳＮＲを得るレーダ装置として有用である。

１００、１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ　レーダ装置
２００　符号系列記憶部
２０１　第１符号系列記憶部
２０２　第２符号系列記憶部
２０Ｎ　第Ｎ符号系列記憶部
２１０　セレクタ
２２０　直交化符号記憶部
２３０　直交化符号乗算部
２４０　ＤＡＣ
２５０、２５０Ｃ　送信無線部
２６０　送信アンテナ
３００　受信アンテナ
３１０　受信無線部
３２０　ＡＤＣ
３３０、４２０　符号系列相関器
３３１　第１符号系列相関器
３３２　第２符号系列相関器
３３Ｎ　第Ｎ符号系列相関器
３４０、３４１、３４２、３４Ｎ　コヒーレント加算部
４０１、４０（Ｎ－１）　遅延器
４１０　加算器
５００　送信タイミング制御部
６００　送信ビーム制御部

Claims

　Ｎ種類（Ｎ：２以上の整数）の送信符号系列及びＮ×Ｍ種類（Ｍ：２以上の整数）の直交化符号系列から、送信周期毎に、前記Ｎ種類の送信符号系列の各送信符号と、前記Ｎ×Ｍ種類の直交化符号系列のうち選択されたＮ個の直交化符号とを乗算したＮ個の送信パルスを生成する送信信号生成部と、
　１送信周期内に、前記Ｎ個の送信パルスを高周波信号に変換して送信アンテナから送信する送信無線部と、を含み、
　前記Ｎ×Ｍ種類の直交化符号系列は、Ｍ個の送信周期において数式（１）を満たす符号系列であり、

ＣＮＭは、第Ｍ番目の送信周期において、第Ｎ番目の送信符号に乗算される直交化符号である、
　レーダ装置。
　請求項１に記載のレーダ装置であって、
　前記送信信号生成部は、
　前記Ｎ種類の送信符号系列を格納する送信符号記憶部と、
　前記Ｎ×Ｍ種類の直交化符号系列を格納する直交化符号記憶部と、
　前記Ｎ種類の送信符号系列の各送信符号と、前記Ｎ×Ｍ種類の直交化符号系列のうち前記Ｍ番目の送信周期に用いるＮ個の各直交化符号とを乗算する直交化符号乗算部と、を含む、
　レーダ装置。
　請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
　前記Ｎ個の送信パルスがターゲットにより反射された各反射波信号を受信アンテナにおいて受信してベースバンドのＮ個の受信パルスを生成する受信無線部と、
　前記Ｎ個の直交化符号が乗算された前記Ｎ個の送信パルスと前記Ｎ個の受信パルスとの相関値を演算するＮ個の相関演算部と、
　前記Ｍ個の送信周期にわたって演算された前記相関値を加算するコヒーレント加算部と、を更に含む、
　レーダ装置。
　請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
　前記Ｎ個の送信パルスがターゲットにより反射された各反射波信号を受信アンテナにおいて受信してベースバンドのＮ個の受信パルスを生成する受信無線部と、
　前記Ｎ個の送信パルスのうち第１番目と第２番目の各送信パルスの送信タイミングの時間差分から、前記第１番目と第Ｎ番目の各送信パルスの送信タイミングの時間差分までに応じた各遅延量を、前記Ｎ個の受信パルスのうちＮ－１個の受信パルスに付与するＮ－１個の遅延器と、
　前記遅延量が付与された前記Ｎ－１個の受信パルスと前記遅延量が付与されない１個の前記受信パルスとを加算する加算器と、
　前記Ｎ個の直交化符号が乗算された前記Ｎ個の送信パルスと前記加算器の出力との相関値を演算する相関演算部と、
　前記Ｍ個の送信周期にわたって演算された前記相関値を加算するコヒーレント加算部と、を更に含む、
　レーダ装置。
　請求項４に記載のレーダ装置であって、
　前記相関演算部は、
　前記Ｎ個の送信パルスの符号の加算結果を相関係数として用いて、前記相関値を演算する、
　レーダ装置。
　請求項１～３のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
　前記Ｍ個の送信周期毎に、前記Ｎ個の送信パルスのうち少なくとも２個の各送信パルスの送信タイミングの間隔を変更させる送信タイミング制御信号を出力する送信タイミング制御部と、を更に備え、
　前記送信信号生成部は、
　前記送信タイミング制御信号を基に、前記Ｎ個の送信パルスのうち少なくとも２個の各送信パルスの送信タイミングの間隔を変更する、
　レーダ装置。
　請求項１～３のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
　前記送信周期内における前記Ｎ個の送信パルスの異なる主ビーム方向を示す送信ビーム制御信号を、１送信周期にＮ回出力する送信ビーム制御部と、を更に備え、
　前記送信無線部は、
　前記送信ビーム制御信号を基に、前記Ｎ個の送信パルスの主ビーム方向を切り換えて送信する、
　レーダ装置。