WO2014063855A2 - Steuereinrichtung und verfahren zum regeln eines mehrphasigen gleichspannungswandlers - Google Patents

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Definitions

  • the invention relates to a control device and a method for controlling a polyphase DC-DC converter, in particular using a
  • DC-DC converters ie converters which convert an input DC voltage into a DC output voltage
  • DC-DC converters are frequently operated in current-hysteresis control.
  • a control of the current for example in a throttle of the DC-DC converter, via a three-step control.
  • voltage is applied to the reactor at intervals when the inductor current drops below a first threshold and voltage removed from the inductor as the current rises above a second threshold.
  • the current in the reactor can always be kept within the current value range defined by the first and second threshold values, and the output voltage of the DC-DC converter can be regulated.
  • DC-DC converters are often designed to be multi-phase. In this case, the total output voltage of the DC-DC converter from the
  • Branch output voltages of the parallel-connected converter branches together.
  • a phase-interleaved control (“interleave control”) can be used.
  • Voltage ripple of the individual converter branches extinguish each other, that is to negatively interfere, and thus reduce the total current or voltage ripple. This leads to lower loads in voltage source and load as well as to reduced
  • the document US 7,522,436 B2 discloses a DC-DC converter with parallel-connected phases, which are controlled in a master / slave mode. In this case, first a master phase is determined and for the slave phases a ramp function for the upper current switching threshold value is determined, which implements a specific linear variation of the upper current switching threshold value over a switching cycle.
  • DC-DC converter in a simple, flexible, reliable and fast-reacting way to produce and maintain permanently reliable.
  • the present invention in one aspect, provides a method of controlling a polyphase DC-DC converter that includes at least a first
  • the present invention provides a control device for controlling a polyphase DC-DC converter, which has at least a first converter branch and a second converter branch connected in parallel with the first converter branch.
  • the control device comprises a
  • Switching signal generating device which is designed to determine measured values for the current in the converter branches, for a first of the converter branches, the determined measured value of the current in the first converter branch with a first upper one
  • control device comprises a threshold generator, which is coupled to the switching signal generating means, and which is adapted to upper and lower current threshold values for the
  • Generate switching signal generating means to determine a current phase offset of the drive signals for the switching devices in the first and second converter branches, and to temporarily change the second upper current threshold value and / or the second lower current threshold value as a function of the determined phase offset.
  • the present invention provides a
  • DC converter system comprising a DC-DC converter having at least a first converter branch and a second converter branch connected in parallel with the first converter branch, and a control device according to the invention, which is designed to regulate the DC-DC converter.
  • the hysteresis width of the current hysteresis control that is, the length of the drive periods is specifically temporarily varied in order to adjust the switching times of the individual phases of the DC-DC converter according to a desired time offset can.
  • the length of the driving groups can be adjusted to each other again.
  • the temporary variation of the control actuators takes place via a temporary increase or decrease of current threshold values for currents of the converter phases, as a function of which the converter phases are switched.
  • Operating conditions can be reacted. For example, by changing the current thresholds quickly and flexibly switching off or on of phases in
  • control according to the invention can be implemented simply and cost-effectively via common intelligent switching components, such as, for example, FPGAs or ASICs.
  • the upper and lower current threshold values can have constant predefinable values
  • the threshold value generator is designed to keep the constant values of the second upper current threshold value and / or the second lower current threshold value changed until the determined phase offset has a predefinable value Target offset has reached. This allows for rapid switching between different values for the thresholds, thereby avoiding complicated digital circuits, for example, for generating threshold ramps. Especially at high
  • Switching frequencies for example in the range of over 30 kHz, this approach can make the drive circuit more efficient, faster, more energy efficient and easier to implement.
  • the analog switching effort is significantly reduced.
  • control device can furthermore comprise a driver device which is coupled to the switching signal generating device and which is designed to operate in Dependence on the first and second drive signals to generate drive signals for the switching devices of the first unwd second converter branches.
  • the first and second converter branches may comprise boost converters, down converters, synchronous converters, inverters, SEPIC converters, Cuk converters or zeta converters.
  • the switching signal generating device may comprise first and second comparator logic devices which are designed to compare the measured values of the current in the converter branches with the upper and lower threshold signals and correspondingly
  • first and second flip-flops for example, RS flip-flops
  • first and second flip-flops which are coupled to the first and second comparator logic means, and which depending on the comparison signals, the first and second
  • the threshold value generator can be a time offset determination device, which is coupled to the flip-flops and which is designed to determine the switching times of the flip-flops and a phase offset between the switching times of the flip-flops, and a threshold controller which is coupled to the time offset determination device and which regulates the change of the second upper current threshold value and / or the second lower current threshold value in dependence on the determined phase offset of the time offset determination device.
  • the threshold value controller can implement any control algorithm, for example a three-position controller, a PI controller, a PID controller or a fuzzy controller. This allows the variable design of the threshold generator, depending on the desired speed, reliability or accuracy.
  • the upper and lower current threshold values can have constant predefinable values
  • the temporarily changing comprises holding the constant values of the second upper current threshold and / or the second lower current threshold on the changed value until the determined phase offset has reached a predetermined target offset.
  • Switching frequencies for example in the range of over 30 kHz, this approach can make the drive circuit more efficient, faster, more energy efficient and easier to implement.
  • the analog switching effort is significantly reduced.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a DC-DC converter system according to an embodiment of the present invention.
  • Fig. 2 is a schematic representation of an embodiment
  • Fig. 3 is a schematic representation of an embodiment of a
  • Fig. 4 is a schematic representation of a current-time diagram for the
  • Fig. 5 is a schematic representation of a current-time diagram for the
  • FIG. 6 shows a schematic representation of a method for regulating a
  • Embodiment of the present invention. 1 shows a DC voltage converter system with a DC-DC converter 10 having at least one first converter branch 11 and a second converter branch 12 connected in parallel to the first converter branch 11.
  • the two converter branches 11 and 12 are connected via corresponding DC voltage inputs 13 and 14 with a
  • the DC-DC converter system 10 further comprises a control device, which is designed to regulate the DC-DC converter 10 and in particular the individual converter branches.
  • FIG. 2 An exemplary embodiment possibility for the converter branches 1 1 and 12 is shown in Fig. 2, in which the converter branches have 1 1 and 12 synchronous converter.
  • Synchronous converters have a half bridge of active switching devices 41 and 42, for example power semiconductor switches such as MOSFETs, JFETs, IGBTs or BJTs, a storage inductor 43 and an intermediate circuit capacitor 44.
  • active switching devices 41 and 42 for example power semiconductor switches such as MOSFETs, JFETs, IGBTs or BJTs, a storage inductor 43 and an intermediate circuit capacitor 44.
  • Synchronous converters 41 and 42 by an appropriate complementary control of the switching means an input voltage V in to a desired
  • converter branches 11, 12 can also be used in the converter branches 11, 12, for example boost converters, buck converters, inverters, SEPIC converters, Cuk converters or zeta converters.
  • the number of converter branches 11 and 12 is not limited to two: In the DC-DC converter 10, three or more converter branches may also be implemented.
  • the amplitudes of the current or voltage ripple decrease as the number of converter branches increases, since the interleave control enables a finer graduation of the converter branches with one another.
  • the control device for controlling the multi-phase DC-DC converter 10 comprises a switching signal generating device 3 and a threshold value generator 2, which is coupled to the switching signal generating device 3. Furthermore, the control device may have a driver device 4, which is coupled to the switching signal generating device 3.
  • the switching signal generating device 3 is designed to determine measured values for the current in the converter branches 1 1 and 12, in particular in a storage inductor 43 the converter branches. These currents are shown by way of example in the current-time diagram in FIG. 4, corresponding to the current in the first converter branch 11 and l 2 to the current in the second converter branch 12.
  • the control of the switching devices 41 and 42 of the converter branches 1 1 and 12 takes place in a current-hysteresis control, that is, as soon as the current in the storage inductor 43 drops below a lower current threshold l u , the switching means 41 and 42 are triggered such that the
  • Input voltage V in is applied to the storage throttle 43.
  • the current in the storage throttle 43 increases continuously until it exceeds the upper current threshold I 0 . This triggers the triggering of the switching devices 41 and 42 to take away the input voltage V in from the input of the storage inductor 43, whereby the current in the
  • Storage throttle 43 drops steadily again. This activation is therefore carried out periodically with a drive period ⁇ or T 2 .
  • phase offset dT ensures in the total output current I g for a reduction in the current ripple, as shown by way of example in FIG. 4.
  • the current ripples are minimal, especially when the phase offset dT corresponds to a target offset dT ', which depends on the number of converter branches.
  • this target offset dT ' T / n.
  • a main converter branch the so-called master phase
  • Fig. 5 is a schematic representation of a current-time diagram for the
  • the upper and lower current thresholds l 01 and l u i are set for a first converter branch 1, while for the second converter branch 12 deviating upper and lower current thresholds l o2 and l u2 are set.
  • the upper and lower current thresholds I o2 and I u2 are increased or decreased compared to the upper and lower current thresholds I 01 and I U i. Accordingly, for the drive period Ti, the result for the first
  • Transducer branch 1 1 a lower value than for the new drive period T 2 'for the second converter branch 12th This results in that first a phase shift dT a between the two
  • Controls for the first and second converter branch exists, but its value increases after a short time on dT b .
  • the deviations for the upper and lower current thresholds l o2 and l U 2 are shown exaggeratedly large for reasons of clarity, and changes in the upper and lower thresholds can be made
  • Current thresholds l o2 and l U 2 are chosen to be lower than the upper and lower current thresholds l 01 and l u i, for example a few parts per thousand up to a few percent of the values of the upper and lower current thresholds l 01 and l u1 .
  • the switch signal generating device 3 makes use of the situation shown in FIG. 5, in that it is designed for a first of the converter branches 1 1 to determine the measured value Mi of the current in the first converter branch 1 1 having a first upper current threshold L o1 and a first lower one Current threshold L u i to compare and to generate depending on the comparisons a first drive signal Si for switching devices of the first converter branch 1.
  • the switching signal generating means 3 may be adapted for a second of the
  • Transducer branches 12 the determined measured value M 2 of the current l 2 in the second
  • Transducer branch 12 with a second upper current threshold value L o2 and a second lower current threshold L u2 to compare, and depending on the comparisons, a second drive signal S 2 for switching devices of the second converter branch 12 to produce.
  • the control device comprises, for the variable setting of the current threshold values, a threshold value generator 2 which is designed to generate upper and lower current threshold values L o1 , Li or L O2 , L U2 for the switching signal generating device 3. These current threshold values are determined on the basis of a current phase offset dT of the drive signals Si; S 2 for the switching devices in the first and second
  • Drive signals Si; S 2 are supplied to the driver device 4, which is then designed in response to the drive signals Si; S 2 driver signals d; G 2 for to generate the switching means of the first unwd second converter branches 1 1 and 12, for example, control signals for the gate terminals of power semiconductor switches.
  • Fig. 3 shows an exemplary embodiment of the
  • Switching signal generating device 3 has first and second
  • the Komparatorlogik prepared 31, 32 and 34, 35 are adapted to the measured values Mi or M 2 of the current or I 2 in the
  • Transducer branches 11 and 12 with the upper and lower threshold signals L o1 , L u i and L o2 , L U 2 to compare and output corresponding comparison signals. These comparison signals are fed into first and second flip-flops 33 and 36, respectively, so that depending on the comparison signals, the first and second drive signals Si and S 2 can be generated.
  • the first and second threshold signals L o1 , L u i and L o2 , L U 2 are fed into first and second flip-flops 33 and 36, respectively, so that depending on the comparison signals, the first and second drive signals Si and S 2 can be generated.
  • Synchronous converter in Fig. 2 are used.
  • the type of drive signals Si and S 2 can be adapted to the respective converter topology of the converter branches 1 1 and 12.
  • the flip-flops shown in Fig. 3 are exemplified as RS flip-flops, but other flip-flop types can be used.
  • the threshold value generator 2 in FIG. 3 has a time offset determination device 22, which is coupled to the flip-flops 33 or 36, and which is designed to receive the switching times ⁇ or T 2 of the flip-flops 33 and 36, respectively. From these switching times, the time offset determination device 22 can determine a current phase offset dT between the switching times Ti or T 2 of the flip-flops 33 and 36, which is then output to a threshold controller 21, which is coupled to the time offset determination device 22.
  • the threshold controller 21 - for example, a three-position controller, a Pl controller, a PID controller or a fuzzy controller - may be configured to change the second upper current threshold L o2 and / or the second lower
  • Phase offset dT approaches the target offset again in the course of the activation.
  • the threshold controller 21 may for each of the converter branches a corresponding temporary change of the current thresholds make. This makes it possible to adapt the phase offset for each of the converter phases to the desired target offset within a few switching periods.
  • FIG. 6 shows a schematic representation of a method 50 for controlling a polyphase DC-DC converter, which comprises at least a first DC-DC converter
  • Transducer branch and having a second converter branch connected in parallel to the second converter branch.
  • DC voltage converter 10 can be used.
  • the method 50 can be implemented, for example, with the aid of the control device shown in FIGS. 1 and 3.
  • the method 50 may include determining measured values for the current in the converter branches.
  • upper and lower current threshold values are generated.
  • the determined measured value of the current in the first converter branch is compared with a first upper threshold signal and a first lower threshold signal. Depending on the comparisons, a first generation is then carried out
  • steps 55 and 56 In parallel with steps 53 and 54, in steps 55 and 56, a corresponding comparison of the determined measured value of the current in the second converter branch with a second upper threshold signal and a second lower threshold signal, as well as, depending on the comparisons, generating a second drive signal take place for switching devices of the second converter branch. Thereupon, in step 57, a determination of a current phase offset of the drive signals for the
  • the upper and lower current threshold values can have constant predefinable values.
  • the temporary change of the constant values may include holding the constant values of the second upper current threshold value and / or the second lower current threshold value on the changed value until the ascertained phase offset has reached a predefinable target offset.
  • the current thresholds can be reset to the initial state, that is, the switching frequency for the second drive signal can be adjusted to the switching frequency of the first drive signal, so that the drive of the DC-DC converter in ideal interleave mode can be done and maintained.
  • the method 50 enables the reliable and permanent control of the control of a multi-phase DC-DC converter with regard to an optimal
  • Interleave control phase-interleaved control

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Steuereinrichtung zum Regeln eines mehrphasigen Gleichspannungswandlers, welcher mindestens einen ersten Wandlerzweig und einen zu dem ersten Wandlerzweig parallel geschalteten zweiten Wandlerzweig aufweist. Die Steuereinrichtung umfasst eine Schaltsignalerzeugungseinrichtung, welche dazu ausgelegt ist, Messwerte für den Strom in den Wandlerzweigen zu ermitteln, für einen ersten der Wandlerzweige den ermittelten Messwert des Stroms in dem ersten Wandlerzweig mit einem ersten oberen Stromschwellwert und einem ersten unteren Stromschwellwert zu vergleichen und in Abhängigkeit von den Vergleichen ein erstes Ansteuersignal für Schalteinrichtungen des ersten Wandlerzweigs zu erzeugen, und für einen zweiten der Wandlerzweige den ermittelten Messwert des Stroms in dem zweiten Wandlerzweig mit einem zweiten oberen Stromschwellwert und einem zweiten unteren Stromschwellwert zu vergleichen und in Abhängigkeit von den Vergleichen ein zweites Ansteuersignal für Schalteinrichtungen des zweiten Wandlerzweigs zu erzeugen. Weiterhin umfasst die Steuereinrichtung einen Schwellwertgenerator, welcher mit der Schaltsignalerzeugungseinrichtung gekoppelt ist, und welcher dazu ausgelegt ist, obere und untere Stromschwellwerte für die Schaltsignalerzeugungseinrichtung zu erzeugen, einen aktuellen Phasenversatz der Ansteuersignale für die Schalteinrichtungen in den ersten und zweiten Wandlerzweigen zu ermitteln, und in Abhängigkeit von dem ermittelten Phasenversatz den zweiten oberen Stromschwellwert und/oder den zweiten unteren Stromschwellwert temporär zu ändern.

Description

Beschreibung Titel
Steuereinrichtung und Verfahren zum Regeln eines mehrphasigen
Gleichspannungswandlers
Die Erfindung betrifft eine Steuereinrichtung und ein Verfahren zum Regeln eines mehrphasigen Gleichspannungswandlers, insbesondere unter Einsatz einer
Phasenverschachtelungsregelung.
Stand der Technik Gleichspannungswandler, also Wandler, welche eine Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung umrichten, werden häufig in Strom-Hysterese-Regelung betrieben. Dazu erfolgt eine Regelung des Stroms, beispielsweise in einer Drossel des Gleichspannungswandlers, über eine Dreipunktregelung. Dabei wird in Intervallen Spannung an die Drossel angelegt, wenn der Drosselstrom unterhalb eines ersten Schwellwerts sinkt, und Spannung von der Drossel weggenommen, wenn der Strom über einen zweiten Schwellwert steigt. Dadurch kann der Strom in der Drossel immer innerhalb des durch den ersten und zweiten Schwellwert definierten Stromwertbereichs gehalten, und die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers geregelt werden. Gleichspannungswandler werden häufig mehrphasig ausgelegt. Dabei setzt sich die Gesamtausgangsspannung des Gleichspannungswandlers aus den
Zweigausgangsspannungen der parallel geschalteten Wandlerzweigen zusammen. Zur Reduktion der Stromschwankungen („Stromrippel") des Eingangsstroms sowie der Spannungsschwankungen („Spannungsrippel") der Gesamtausgangsspannung kann eine phasenverschachtelte Ansteuerung („Interleave-Regelung") eingesetzt werden. Dabei werden die einzelnen Wandlerzweige phasenversetzt angesteuert.
Mittels dieser Ansteuerung kann erreicht werden, dass sich Stromrippel oder
Spannungsrippel der einzelnen Wandlerzweige gegenseitig auslöschen, das heißt negativ interferieren, und damit die Gesamtstrom- oder -spannungsrippel verringern. Dies führt zu geringeren Belastungen in Spannungsquelle und Last sowie zu verringertem
Implementierungsaufwand und kosteneffizienterer Auslegung von wandlerinternen Filtereinrichtungen. Um einen optimalen Phasenversatz zwischen den Wandlerzweigen schnell zu erreichen bzw. nach Erreichen möglichst genau beizubehalten, ist es erforderlich Maßnahmen zu treffen, die den Phasenversatz zwischen den Wandlerzweigen steuern regeln können.
Die Druckschrift Schellekens, J.M et al.:„Interleaved Switching of Parallel ZVS Hysteresis Current Controlled Inverters", The 2010 International Power Electronics Conference, IEEE, 21.-24. Juni 2010, S. 2822-2829 offenbart ein Verfahren zur Strom-Hysterese- Regelung für Gleichspannungswandler, welche auf der Generierung von
Schwellwertrampen zur Erzeugung eines Phasenversatzes basiert.
Die Druckschrift US 7,522,436 B2 offenbart einen Gleichspannungswandler mit parallel geschalteten Phasen, welche in einem Master/Slave-Modus angesteuert werden. Dabei wird zunächst eine Masterphase bestimmt und für die Slavephasen eine Rampenfunktion für den oberen Stromschaltschwellwert ermittelt, die eine bestimmte lineare Variation des oberen Stromschaltschwellwerts über einen Schaltzyklus implementiert.
Es besteht daher ein Bedarf nach Möglichkeiten, einen Phasenversatz in mit einer Interleave-Regelung geregelten Wandlerzweigen eines mehrphasigen
Gleichspannungswandlers auf einfach, flexible, zuverlässige und schnell reagierende Art zu erzeugen und dauerhaft verlässlich beizubehalten.
Offenbarung der Erfindung Die vorliegende Erfindung schafft gemäß einem Aspekt ein Verfahren zum Regeln eines mehrphasigen Gleichspannungswandlers, welcher mindestens einen ersten
Wandlerzweig und einen zu dem ersten Wandlerzweig parallel geschalteten zweiten Wandlerzweig aufweist, mit den Schritten des Ermitteins von Messwerten für den Strom in den Wandlerzweigen, des Erzeugens von oberen und unteren Stromschwellwerten, des Vergleichens des ermittelten Messwerts des Stroms in dem ersten Wandlerzweig mit einem ersten oberen Stromschwellwert und einem ersten unteren Stromschwellwert, des, in Abhängigkeit von den Vergleichen, Erzeugens eines ersten Ansteuersignais für Schalteinrichtungen des ersten Wandlerzweigs, des Vergleichens des ermittelten
Messwerts des Stroms in dem zweiten Wandlerzweig mit einem zweiten oberen
Stromschwellwert und einem zweiten unteren Stromschwellwert, des, in Abhängigkeit von den Vergleichen, Erzeugens eines zweiten Ansteuersignais für Schalteinrichtungen des zweiten Wandlerzweigs, des Ermitteins eines aktuellen Phasenversatzes der
Ansteuersignale für die Schalteinrichtungen in den ersten und zweiten Wandlerzweigen, und, in Abhängigkeit von dem ermittelten Phasenversatz, des temporären Änderns des zweiten oberen Stromschwellwerts und/oder des zweiten unteren Stromschwellwerts.
Gemäß einem weiteren Aspekt schafft die vorliegende Erfindung eine Steuereinrichtung zum Regeln eines mehrphasigen Gleichspannungswandlers, welcher mindestens einen ersten Wandlerzweig und einen zu dem ersten Wandlerzweig parallel geschalteten zweiten Wandlerzweig aufweist. Die Steuereinrichtung umfasst eine
Schaltsignalerzeugungseinrichtung, welche dazu ausgelegt ist, Messwerte für den Strom in den Wandlerzweigen zu ermitteln, für einen ersten der Wandlerzweige den ermittelten Messwert des Stroms in dem ersten Wandlerzweig mit einem ersten oberen
Stromschwellwert und einem ersten unteren Stromschwellwert zu vergleichen und in Abhängigkeit von den Vergleichen ein erstes Ansteuersignal für Schalteinrichtungen des ersten Wandlerzweigs zu erzeugen, und für einen zweiten der Wandlerzweige den ermittelten Messwert des Stroms in dem zweiten Wandlerzweig mit einem zweiten oberen Stromschwellwert und einem zweiten unteren Stromschwellwert zu vergleichen und in
Abhängigkeit von den Vergleichen ein zweites Ansteuersignal für Schalteinrichtungen des zweiten Wandlerzweigs zu erzeugen. Weiterhin umfasst die Steuereinrichtung einen Schwellwertgenerator, welcher mit der Schaltsignalerzeugungseinrichtung gekoppelt ist, und welcher dazu ausgelegt ist, obere und untere Strom schwellwerte für die
Schaltsignalerzeugungseinrichtung zu erzeugen, einen aktuellen Phasenversatz der Ansteuersignale für die Schalteinrichtungen in den ersten und zweiten Wandlerzweigen zu ermitteln, und in Abhängigkeit von dem ermittelten Phasenversatz den zweiten oberen Stromschwellwert und/oder den zweiten unteren Stromschwellwert temporär zu ändern. Gemäß einem weiteren Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ein
Gleichspannungswandlersystem, mit einen Gleichspannungswandler mit mindestens einen ersten Wandlerzweig und einen zu dem ersten Wandlerzweig parallel geschalteten zweiten Wandlerzweig, und einer erfindungsgemäßen Steuereinrichtung, welche dazu ausgelegt ist, den Gleichspannungswandler zu regeln.
Vorteile der Erfindung
Es ist Idee der vorliegenden Erfindung, eine Strom-Hysterese-Regelung für einen mehrphasigen Gleichspannungswandler mit größerer Flexibilität und Genauigkeit bereitzustellen. Dabei wird die Hysteresebreite der Strom-Hysterese-Regelung, das heißt, die Länge der Ansteuerungsperioden gezielt temporär variiert, um die Schaltzeiten der einzelnen Phasen des Gleichspannungswandlers gemäß einem gewünschten Zeitversatz einstellen zu können. Sobald die Schaltzeiten der einzelnen Phasen des Gleichspannungswandlers den gewünschten Zielversatz aufweisen, kann die Länge der Ansteuerungspenoden wieder aneinander angeglichen werden. Die temporäre Variierung der Ansteuerungspenoden erfolgt dabei über eine temporäre Anhebung oder Senkung von Stromschwellwerten für Ströme der Wandlerphasen, in Abhängigkeit derer die Wandlerphasen geschaltet werden.
Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Ansteuerung besteht darin, dass insbesondere im Betrieb des Gleichspannungswandlers auf geänderte Randbedingungen wie
beispielsweise das Abschalten oder Zuschalten einzelner Wandlerzweige bzw. -phasen schnell und flexibel reagiert werden kann. Auch bei einem Ausfall von Wandlerzweigen kann die Ansteuerung rasch an die geänderte Zahl an Phasen angepasst werden. Die Freiheitsgrade bei der Anpassung der Phasenversätze an die Zielversätze sind mit der erfindungsgemäßen Ansteuerung erheblich höher. Überdies besteht der Vorteil, dass insbesondere bei Gleichspannungswandlern mit großen Eingangs- und/oder Ausgangsspannungsbereichen rasch auf veränderte
Betriebsbedingungen reagiert werden kann. Beispielsweise kann durch Änderung der Stromschwellwerte schnell und flexibel eine Ab- oder Zuschaltung von Phasen in
Teillastbereichen realisiert werden.
Die erfindungsgemäße Ansteuerung kann über gängige intelligente Schaltbausteine, wie beispielsweise FPGAs oder ASICs einfach und kostengünstig implementiert werden.
Gemäß einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung können die oberen und unteren Stromschwellwerte konstante vorgebbare Werte aufweisen, und wobei der Schwellwertgenerator dazu ausgelegt ist, die konstanten Werte des zweiten oberen Stromschwellwerts und/oder des zweiten unteren Stromschwellwerts solange geändert zu halten, bis der ermittelte Phasenversatz einen vorgebbaren Zielversatz erreicht hat. Dies ermöglicht ein schnelles Umschalten zwischen verschiedenen Werten für die Schwellwerte, wodurch komplizierte digitale Schaltungen beispielsweise für die Erzeugung von Schwellwertlrampen vermieden werden. Insbesondere bei hohen
Schaltfrequenzen, beispielsweise im Bereich von über 30 kHz, kann dieses Vorgehen die Ansteuerschaltung effizienter, schneller, energiesparender und leichter zu implementieren machen. Besonders der analoge Schaltaufwand wird dadurch erheblich verringert.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung kann die Steuereinrichtung weiterhin eine Treibereinrichtung umfassen, welche mit der Schaltsignalerzeugungseinrichtung gekoppelt ist, und welche dazu ausgelegt ist, in Abhängigkeit von den ersten und zweiten Ansteuersignalen Treibersignale für die Schalteinrichtungen der ersten unwd zweiten Wandlerzweige zu erzeugen.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung können die ersten und zweiten Wandlerzweige Aufwärtswandler, Abwärtswandler, Synchronwandler, Inverswandler, SEPIC-Wandler, Cuk-Wandler oder Zeta-Wandler umfassen.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung kann die Schaltsignalerzeugungseinrichtung erste und zweite Komparatorlogikeinrichtungen, welche dazu ausgelegt sind, die Messwerte des Stroms in den Wandlerzweigen mit den oberen und unteren Schwellwertsignalen zu vergleichen und entsprechende
Vergleichssignale auszugeben, und erste und zweite Flip-Flops (beispielsweise RS-Flip- Flops), welche mit den ersten und zweiten Komparatorlogikeinrichtungen gekoppelt sind, und welche in Abhängigkeit von der Vergleichssignalen die ersten und zweiten
Ansteuersignale erzeugen, aufweisen. Diese Schaltung ist einfach zu implementieren und kann vorteilhafterweise ein Erreichen des Zielversatzes des Phasenversatzes für die Interleave-Ansteuerung binnen weniger Pulsperioden realisieren. Gemäß einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung kann der Schwellwertgenerator eine Zeitversatzermittlungseinrichtung, welche mit den Flip- Flops gekoppelt ist, und welche dazu ausgelegt ist, die Schaltzeiten der Flip-Flops und einen Phasenversatz zwischen den Schaltzeiten der Flip-Flops zu ermitteln, und einen Schwellwertregler, welcher mit der Zeitversatzermittlungseinrichtung gekoppelt ist, und welche die Änderung des zweiten oberen Stromschwellwerts und/oder des zweiten unteren Stromschwellwerts in Abhängigkeit von dem ermittelten Phasenversatz der Zeitversatzermittlungseinrichtung regelt, aufweisen. Dies bietet den Vorteil, dass für die jeweiligen Komponenten in dem Schwellwertgenerator einfache, kostengünstige und schnelle ASICs oder FPGAs eingesetzt werden können.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung kann der Schwellwertregler einen beliebigen Regelalgorithmus implementieren, beispielsweise einen Dreipunktregler, einen Pl-Regler, einen PID-Regler oder einen Fuzzy-Regler. Dies ermöglicht die variable Auslegung des Schwellwertgenerators, je nach gewünschter Geschwindigkeit, Zuverlässigkeit oder Genauigkeit.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens können die oberen und unteren Stromschwellwerte konstante vorgebbare Werte aufweisen, und wobei das temporäre Ändern das Halten der konstanten Werte des zweiten oberen Stromschwellwerts und/oder des zweiten unteren Stromschwellwerts auf dem geänderten Wert umfasst, bis der ermittelte Phasenversatz einen vorgebbaren Zielversatz erreicht hat. Dies ermöglicht ein schnelles Umschalten zwischen verschiedenen Werten für die Schwellwerte, wodurch komplizierte digitale Schaltungen beispielsweise für die
Erzeugung von Schwellwertrampen vermieden werden. Insbesondere bei hohen
Schaltfrequenzen, beispielsweise im Bereich von über 30 kHz, kann dieses Vorgehen die Ansteuerschaltung effizienter, schneller, energiesparender und leichter zu implementieren machen. Besonders der analoge Schaltaufwand wird dadurch erheblich verringert.
Weitere Merkmale und Vorteile von Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich der nachfolgenden Beschreibung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Gleichspannungswandlersystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels
Wandlerzweigs des Gleichspannungswandlers nach Fig. 1 ;
Fig. 3 eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels einer
Steuereinrichtung des Gleichspannungswandlersystems nach Fig. 1 ;
Fig. 4 eine schematische Darstellung eines Strom-Zeit-Diagramms für die
Ansteuerung der Wandlerzweige eines Gleichspannungswandlers gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 eine schematische Darstellung eines Strom-Zeit-Diagramms für die
Ansteuerung der Wandlerzweige eines Gleichspannungswandlers gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und Fig. 6 eine schematische Darstellung eines Verfahrens zum Regeln eines
mehrphasigen Gleichspannungswandlers gemäß einer weiteren
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Fig. 1 zeigt ein Gleichspannungswandlersystem, mit einem Gleichspannungswandler 10 mit mindestens einen ersten Wandlerzweig 11 und einen zu dem ersten Wandlerzweig 11 parallel geschalteten zweiten Wandlerzweig 12. Die beiden Wandlerzweige 11 und 12 werden über entsprechende Gleichspannungseingänge 13 und 14 mit einer
Eingangsspannungsquelle verbunden. Über Gleichspannungsausgänge 15 und 16 kann dann eine Gesamtausgangsspannung des Gleichspannungswandlers 10 zur Verfügung gestellt werden. Die Gesamtausgangsspannung des Gleichspannungswandlers 10 entspricht dabei den an den jeweiligen Wandlerzweigen 1 1 und 12 zur Verfügung gestellten Zweigspannungen. Das Gleichspannungswandlersystem 10 umfasst weiterhin eine Steuereinrichtung, welche dazu ausgelegt ist, den Gleichspannungswandler 10 und insbesondere die einzelnen Wandlerzweige zu regeln.
Eine beispielhafte Ausgestaltungsmöglichkeit für die Wandlerzweige 1 1 und 12 ist in Fig. 2 gezeigt, in der die Wandlerzweige 1 1 und 12 Synchronwandler aufweisen. Die
Synchronwandler weisen eine Halbbrücke aus aktiven Schalteinrichtungen 41 und 42, beispielsweise Leistungshalbleiterschaltern wie MOSFETs, JFETs, IGBTs oder BJTs, eine Speicherdrossel 43 sowie einen Zwischenkreiskondensator 44 auf. Die
Synchronwandler können durch entsprechende komplementäre Ansteuerung der Schalteinrichtungen 41 und 42 eine Eingangsspannung Vin in eine gewünschte
Ausgangsspannung Vout umsetzen.
Statt der in Fig. 2 beispielhaft gezeigten Synchronwandler können in den Wandlerzweigen 1 1 und 12 jedoch auch andere Wandlertopologien eingesetzt werden, zum Beispiel Aufwärtswandler, Abwärtswandler, Inverswandler, SEPIC-Wandler, Cuk-Wandler oder Zeta-Wandler. Auch ist die Zahl der Wandlerzweige 11 und 12 nicht auf zwei beschränkt: In dem Gleichspannungswandler 10 können auch drei oder mehr Wandlerzweige implementiert werden. Generell gilt dabei, dass mit steigender Anzahl der Wandlerzweige die Amplituden der Strom- bzw. Spannungsrippel sinken, da die Interleave-Regelung eine feinere Abstufung der Wandlerzweige untereinander ermöglicht.
Bezugnehmend auf Fig. 1 umfasst die Steuereinrichtung zum Regeln des mehrphasigen Gleichspannungswandlers 10 einer Schaltsignalerzeugungseinrichtung 3 und einen Schwellwertgenerator 2, welcher mit der Schaltsignalerzeugungseinrichtung 3 gekoppelt ist. Weiterhin kann die Steuereinrichtung eine Treibereinrichtung 4 aufweisen, welche mit der Schaltsignalerzeugungseinrichtung 3 gekoppelt ist.
Die Schaltsignalerzeugungseinrichtung 3 ist dazu ausgelegt, Messwerte für den Strom in den Wandlerzweigen 1 1 bzw. 12 zu ermitteln, insbesondere in einer Speicherdrossel 43 der Wandlerzweige. Diese Ströme sind beispielhaft in dem Strom-Zeit-Diagramm in Fig. 4 dargestellt, entspricht dabei dem Strom in dem ersten Wandlerzweig 1 1 und l2 dem Strom in dem zweiten Wandlerzweig 12. Die Ansteuerung der Schalteinrichtungen 41 und 42 der Wandlerzweige 1 1 und 12 erfolgt dabei in einer Strom-Hysterese-Regelung, das heißt, sobald der Strom in der Speicherdrossel 43 unter eine untere Stromschwelle lu absinkt, werden die Schalteinrichtungen 41 und 42 derart getriggert, dass die
Eingangsspannung Vin an der Speicherdrossel 43 anliegt. Dadurch steigt der Strom in der Speicherdrossel 43 solange stetig an, bis er die obere Stromschwelle l0 überschreitet. Dies löst ein Triggern der Schalteinrichtungen 41 und 42 aus, um die Eingangsspannung Vin vom Eingang der Speicherdrossel 43 wegzunehmen, wodurch der Strom in der
Speicherdrossel 43 wieder stetig absinkt. Diese Ansteuerung erfolgt daher periodisch mit einer Ansteuerungsperiode ΤΊ bzw. T2.
Bei gleichen Stromschwellen l0 und lu für beide Wandlerzweige 1 1 bzw. 12 ergibt sich dadurch ein gleichbleibender Phasenversatz dT zwischen den Ansteuerphasen. Dieser Phasenversatz sorgt im Gesamtausgangsstrom lg für eine Verringerung der Stromrippel, wie beispielhaft in Fig. 4 dargestellt. Die Stromrippel sind besonders dann minimal, wenn der Phasenversatz dT einem Zielversatz dT' entspricht, welcher von der Anzahl der Wandlerzweige abhängig ist. Für n Wandlerzweige und einer für alle Wandlerzweige konstanten Ansteuerungsperiode T ist dieser Zielversatz dT' = T/n. Üblicherweise wird aus den Wandlerzweige ein Hauptwandlerzweig, die sogenannte Masterphase, ausgewählt, an deren Ansteuerungsperiode T sich die übrigen Wandlerzweige, die sogenannten Slavephasen, orientieren. Für die k-te Phase nach der Masterphase gilt für den optimalen zeitlichen Versatz dtk = k * dT, wobei k=0 für die Masterphase definiert wird.
In Fig. 5 ist eine schematische Darstellung eines Strom-Zeit-Diagramms für die
Ansteuerung der Wandlerzweige eines Gleichspannungswandlers, beispielsweise der Gleichspannungswandlers 10 in Fig. 1 gezeigt. Dabei sind für einen ersten Wandlerzweig 1 1 die oberen und unteren Stromschwellen l01 und lui eingestellt, während für den zweiten Wandlerzweig 12 davon abweichende obere und untere Stromschwellen lo2 und lu2 eingestellt sind. Im Beispiel in Fig. 5 sind die obere und untere Stromschwellen lo2 und lu2 gegenüber den oberen und unteren Stromschwellen l01 und lui erhöht bzw. erniedrigt. Dementsprechend ergibt sich für die Ansteuerungsperiode Ti für den ersten
Wandlerzweig 1 1 ein geringerer Wert als für die neue Ansteuerungsperiode T2' für den zweiten Wandlerzweig 12. Dies führt dazu, dass zunächst ein Phasenversatz dTa zwischen den beiden
Ansteuerungen für den ersten und zweiten Wandlerzweig existiert, dessen Wert sich aber bereits nach kurzer Zeit auf dTb erhöht. Im Beispiel der Fig. 5 sind die Abweichungen für die oberen und unteren Stromschwellen lo2 und lU2 aus Gründen der Übersichtlichkeit übertrieben groß dargestellt, und es können Änderungen der oberen und unteren
Stromschwellen lo2 und lU2 gegenüber den oberen und unteren Stromschwellen l01 und lui gewählt werden, die wesentlich geringer sind, beispielsweise wenige Promille bis zu wenigen Prozent der Werte der oberen und unteren Stromschwellen l01 und lu1. Je geringer die Änderungen der oberen und unteren Stromschwellen lo2 und lu2 gewählt werden, desto langsamer ändert sich der Phasenversatz zwischen den beiden
Ansteuerungsphasen für die Wandlerzweige 11 und 12.
Die Schaltsignalerzeugungseinrichtung 3 macht sich den in Fig. 5 gezeigten Sachverhalt zunutze, indem sie dazu ausgelegt ist, für einen ersten der Wandlerzweige 1 1 den ermittelten Messwert Mi des Stroms in dem ersten Wandlerzweig 1 1 mit einem ersten oberen Stromschwellwert Lo1 und einem ersten unteren Stromschwellwert Lui zu vergleichen und in Abhängigkeit von den Vergleichen ein erstes Ansteuersignal Si für Schalteinrichtungen des ersten Wandlerzweigs 1 1 zu erzeugen. Gleichermaßen kann die Schaltsignalerzeugungseinrichtung 3 dazu ausgelegt sein, für einen zweiten der
Wandlerzweige 12 den ermittelten Messwert M2 des Stroms l2 in dem zweiten
Wandlerzweig 12 mit einem zweiten oberen Strom schwell wert Lo2 und einem zweiten unteren Stromschwellwert Lu2 zu vergleichen, und in Abhängigkeit von den Vergleichen ein zweites Ansteuersignal S2 für Schalteinrichtungen des zweiten Wandlerzweigs 12 zu erzeugen.
Die Steuereinrichtung umfasst für das variable Einstellen der Stromschwellwerte einen Schwellwertgenerator 2, welcher dazu ausgelegt ist, obere und untere Stromschwellwerte Lo1, Li bzw. LO2, LU2 für die Schaltsignalerzeugungseinrichtung 3 zu erzeugen. Diese Stromschwellwerte werden auf der Basis eines aktuellen Phasenversatzes dT der Ansteuersignale Si; S2 für die Schalteinrichtungen in den ersten und zweiten
Wandlerzweigen 11 bzw. 12 durch den Schwellwertgenerator 2, der dann in Abhängigkeit von dem ermittelten Phasenversatz dT den zweiten oberen Stromschwellwert Lo2 und/oder den zweiten unteren Stromschwellwert Lu2 temporär ändern kann. Die von der Schaltsignalerzeugungseinrichtung 3 erzeugten ersten und zweiten
Ansteuersignalen Si; S2 werden an die Treibereinrichtung 4 übergeben, die dann dazu ausgelegt ist, in Abhängigkeit von den Ansteuersignalen Si; S2 Treibersignale d; G2 für die Schalteinrichtungen der ersten unwd zweiten Wandlerzweige 1 1 bzw. 12 zu erzeugen, beispielsweise Steuersignale für die Gateanschlüsse von Leistungshalbleiterschaltern.
Fig. 3 zeigt eine beispielhafte Ausgestaltungsform für die
Schaltsignalerzeugungseinrichtung 3 und den Schwellwertgenerator 2. Die
Schaltsignalerzeugungseinrichtung 3 weist erste und zweite
Komparatorlogikeinrichtungen 31 , 32 bzw. 34, 35 auf, jeweils für einen der
Wandlerzweige 1 1 und 12. Die Komparatorlogikeinrichtungen 31 , 32 bzw. 34, 35 sind dazu ausgelegt sind, die Messwerte Mi bzw. M2 des Stroms bzw. I2 in den
Wandlerzweigen 11 bzw. 12 mit den oberen und unteren Schwellwertsignalen Lo1, Lui bzw. Lo2, LU2 zu vergleichen und entsprechende Vergleichssignale auszugeben. Diese Vergleichssignale werden in erste und zweite Flip-Flops 33 bzw. 36 eingespeist, so dass in Abhängigkeit von den Vergleichssignalen die ersten und zweiten Ansteuersignale Si und S2 erzeugt werden können. Beispielhaft weisen die ersten und zweiten
Ansteuersignale Si und S2 in Fig. 3 zwei komplementäre Komponenten auf, die beispielsweise für die Ansteuerung der Schalteinrichtungen 41 und 42 des
Synchronwandlers in Fig. 2 eingesetzt werden. Selbstverständlich kann die Art der Ansteuersignale Si und S2 an die jeweilige Wandlertopologie der Wandlerzweige 1 1 und 12 angepasst werden. Die in Fig. 3 gezeigten Flip-Flops sind beispielhaft als RS-Flip- Flops dargestellt, wobei jedoch auch andere Flip-Flop-Typen eingesetzt werden können.
Der Schwellwertgenerator 2 in Fig. 3 weist eine Zeitversatzermittlungseinrichtung 22 auf, welche mit den Flip-Flops 33 bzw. 36 gekoppelt ist, und welche dazu ausgelegt ist, die Schaltzeiten ΤΊ bzw. T2 der Flip-Flops 33 bzw. 36 zu empfangen. Aus diesen Schaltzeiten kann die Zeitversatzermittlungseinrichtung 22 einen aktuellen Phasenversatz dT zwischen den Schaltzeiten Ti bzw. T2 der Flip-Flops 33 bzw. 36 ermitteln, der dann an einen Schwellwertregler 21 abgegeben wird, welcher mit der Zeitversatzermittlungseinrichtung 22 gekoppelt ist. Der Schwellwertregler 21 - beispielsweise ein Dreipunktregler, ein Pl- Regler, ein PID-Regler oder ein Fuzzy-Regler - kann dazu ausgelegt sein, die Änderung des zweiten oberen Stromschwellwerts Lo2 und/oder des zweiten unteren
Stromschwellwerts Lu2 in Abhängigkeit von dem ermittelten Phasenversatz dT der Zeitversatzermittlungseinrichtung 22 zu regeln. Insbesondere kann bei einem Abweichen des aktuellen Phasenversatzes dT von einem Zielversatz einer oder beide der
Stromschwellwerts Lo2 und Lu2 derart temporär variiert werden, dass sich der
Phasenversatz dT im zeitlichen Verlauf der Ansteuerung wieder dem Zielversatz annähert. Bei mehr als zwei Wandlerzweigen kann der Schwellwertregler 21 für jeden der Wandlerzweige eine entsprechende temporäre Änderung der Stromschwellwerte vornehmen. Dadurch ist es möglich, den Phasenversatz für jede der Wandlerphasen binnen weniger Schaltperioden an den gewünschten Zielversatz anzupassen.
Fig. 6 zeigt eine schematische Darstellung eines Verfahrens 50 zum Regeln eines mehrphasigen Gleichspannungswandlers, welcher mindestens einen ersten
Wandlerzweig und einen zu dem ersten Wandlerzweig parallel geschalteten zweiten Wandlerzweig aufweist. Beispielsweise kann das Verfahren zum Regeln eines im
Zusammenhang mit den Fig. 1 bis 5 gezeigten und erläuterten mehrphasigen
Gleichspannungswandler 10 eingesetzt werden. Das Verfahren 50 kann beispielsweise unter Zuhilfenahme der in Fig. 1 und 3 gezeigten Steuereinrichtung implementiert werden.
In einem ersten Schritt 51 kann das Verfahren 50 ein Ermitteln von Messwerten für den Strom in den Wandlerzweigen umfassen. In einem zweiten Schritt 52 erfolgt ein Erzeugen von oberen und unteren Stromschwellwerten. In einem dritten Schritt 53 erfolgt ein Vergleichen des ermittelten Messwerts des Stroms in dem ersten Wandlerzweig mit einem ersten oberen Schwellwertsignal und einem ersten unteren Schwellwertsignal. In Abhängigkeit von den Vergleichen erfolgt dann ein Erzeugen eines ersten
Ansteuersignais für Schalteinrichtungen des ersten Wandlerzweigs in einem vierten Schritt 54.
Parallel zu den Schritten 53 und 54 kann in den Schritten 55 und 56 ein entsprechendes Vergleichen des ermittelten Messwerts des Stroms in dem zweiten Wandlerzweig mit einem zweiten oberen Schwellwertsignal und einem zweiten unteren Schwellwertsignal, sowie ein, in Abhängigkeit von den Vergleichen, Erzeugen eines zweiten Ansteuersignais für Schalteinrichtungen des zweiten Wandlerzweigs erfolgen. Daraufhin erfolgt in Schritt 57 ein Ermitteln eines aktuellen Phasenversatzes der Ansteuersignale für die
Schalteinrichtungen in den ersten und zweiten Wandlerzweigen. In Abhängigkeit von dem ermittelten Phasenversatz erfolgt dann in Schritt 58 ein temporäres Ändern des zweiten oberen Stromschwellwerts und/oder des zweiten unteren Stromschwellwerts.
Dabei können die oberen und unteren Stromschwellwerte konstante vorgebbare Werte aufweisen. Das temporäre Ändern der konstanten Werte kann dabei das Halten der konstanten Werte des zweiten oberen Stromschwellwerts und/oder des zweiten unteren Stromschwellwerts auf dem geänderten Wert umfassen, solange bis der ermittelte Phasenversatz einen vorgebbaren Zielversatz erreicht hat. Durch dieses temporäre Ändern der Stromschwellwerte oder zumindest eines der Stromschwellwerte wird ein temporäres Ändern Schaltfrequenz für das zweite Ansteuersignal erreicht, so dass der Phasenversatz zwischen dem ersten und dem zweiten Ansteuersignal mit fortschreitender Zeitdauer stetig steigt bzw. sinkt. Sobald der Phasenversatz dann wieder den
gewünschten Idealwert erreicht hat, können die Stromschwellwerte wieder auf den Ausgangszustand zurückgesetzt werden, das heißt, die Schaltfrequenz für das zweite Ansteuersignal kann der Schaltfrequenz des ersten Ansteuersignais angeglichen werden, so dass die Ansteuerung des Gleichspannungswandler in idealem Interleave-Modus erfolgen und beibehalten werden kann.
Das Verfahren 50 ermöglicht die zuverlässige und dauerhafte Regelung der Ansteuerung eines mehrphasigen Gleichspannungswandlers im Hinblick auf eine optimale
phasenverschachtelte Ansteuerung („Interleave-Ansteuerung"), welche die Spannungsund Stromschwankungen des Gleichspannungswandlers minimieren kann.

Claims

Ansprüche 1. Steuereinrichtung zum Regeln eines mehrphasigen Gleichspannungswandlers (10), welcher mindestens einen ersten Wandlerzweig (1 1) und einen zu dem ersten
Wandlerzweig (11) parallel geschalteten zweiten Wandlerzweig (12) aufweist, mit: einer Schaltsignalerzeugungseinrichtung (3), welche dazu ausgelegt ist,
- Messwerte für den Strom in den Wandlerzweigen (1 1 ; 12) zu ermitteln,
- für einen ersten der Wandlerzweige (11) den ermittelten Messwert (Mi) des Stroms ( ) in dem ersten Wandlerzweig (11) mit einem ersten oberen Stromschwellwert (Lo1) und einem ersten unteren Stromschwellwert (Lui) zu vergleichen und in Abhängigkeit von den Vergleichen ein erstes Ansteuersignal (Si) für
Schalteinrichtungen (41 ; 42) des ersten Wandlerzweigs (11) zu erzeugen, und - für einen zweiten der Wandlerzweige (12) den ermittelten Messwert (M2) des Stroms (l2) in dem zweiten Wandlerzweig (12) mit einem zweiten oberen Stromschwellwert (Lo2) und einem zweiten unteren Stromschwellwert (Lu2) zu vergleichen und in Abhängigkeit von den Vergleichen ein zweites Ansteuersignal (S2) für
Schalteinrichtungen (41 ; 42) des zweiten Wandlerzweigs (12) zu erzeugen; und einem Schwellwertgenerator (2), welcher mit der Schaltsignalerzeugungseinrichtung (3) gekoppelt ist, und welcher dazu ausgelegt ist,
- obere und untere Stromschwellwerte (LO1 , Lui; LO2, LU2) für die
Schaltsignalerzeugungseinrichtung (3) zu erzeugen,
- einen aktuellen Phasenversatz (dT) der Ansteuersignale (Si; S2) für die
Schalteinrichtungen (41 ; 42) in den ersten und zweiten Wandlerzweigen (11 ; 12) zu ermitteln, und
- in Abhängigkeit von dem ermittelten Phasenversatz (dT) den zweiten oberen
Stromschwellwert (Lo2) und/oder den zweiten unteren Stromschwellwert (Lu2) temporär zu ändern.
2. Steuereinrichtung nach Anspruch 1 , wobei die oberen und unteren Stromschwellwerte (LO1, Li; LO2, LU2) konstante vorgebbare Werte aufweisen, und wobei der
Schwellwertgenerator (2) dazu ausgelegt ist, die konstanten Werte des zweiten oberen Stromschwellwerts (Lo2) und/oder des zweiten unteren Stromschwellwerts (Lu2) solange geändert zu halten, bis der ermittelte Phasenversatz (dT) einen vorgebbaren
Zielversatz erreicht hat.
3. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, weiterhin mit: einer Treibereinrichtung (4), welche mit der Schaltsignalerzeugungseinrichtung (3) gekoppelt ist, und welche dazu ausgelegt ist, in Abhängigkeit von den ersten und zweiten Ansteuersignalen (Si; S2) Treibersignale (d; G2) für die Schalteinrichtungen (41 ; 42) der ersten unwd zweiten Wandlerzweige (11 ; 12) zu erzeugen.
4. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die ersten und zweiten Wandlerzweige (1 1 ; 12) Aufwärtswandler, Abwärtswandler, Synchronwandler,
Inverswandler, SEPIC-Wandler, Cuk-Wandler oder Zeta-Wandler umfassen.
5. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die
Schaltsignalerzeugungseinrichtung (3) aufweist:
erste und zweite Komparatorlogikeinrichtungen (31 , 32; 34, 35), welche dazu ausgelegt sind, die Messwerte (Μ^ M2) des Stroms ( ; l2) in den Wandlerzweigen (11 ; 12) mit den oberen und unteren Schwellwertsignalen (LO1 , Lui; LO2, LU2) zu vergleichen und entsprechende Vergleichssignale auszugeben; und
erste und zweite Flip-Flops (33; 36), welche mit den ersten und zweiten
Komparatorlogikeinrichtungen (31 , 32; 34, 35) gekoppelt sind, und welche in
Abhängigkeit von der Vergleichssignalen die ersten und zweiten Ansteuersignale (Si; S2) erzeugen.
6. Steuereinrichtung nach Anspruch 5, wobei der Schwellwertgenerator (2) aufweist: eine Zeitversatzermittlungseinrichtung (22), welche mit den Flip-Flops (33; 36) gekoppelt ist, und welche dazu ausgelegt ist, die Schaltzeiten (Ti; T2) der Flip-Flops (33; 36) und einen Phasenversatz (dT) zwischen den Schaltzeiten (Ti; T2) der Flip- Flops (33; 36) zu ermitteln; und
einen Schwellwertregler (21), welcher mit der Zeitversatzermittlungseinrichtung (22) gekoppelt ist, und welcher die Änderung des zweiten oberen Stromschwellwerts (Lo2) und/oder des zweiten unteren Stromschwellwerts (Lu2) in Abhängigkeit von dem ermittelten Phasenversatz (dT) der Zeitversatzermittlungseinrichtung (22) regelt.
7. Steuereinrichtung nach Anspruch 6, wobei der Schwellwertregler (21) ein
Dreipunktregler, ein Pl-Regler, ein PID-Regler oder ein Fuzzy-Regler ist.
8. Gleichspannungswandlersystem, umfassend:
einen Gleichspannungswandler (10) mit mindestens einen ersten Wandlerzweig (1 1) und einen zu dem ersten Wandlerzweig (1 1) parallel geschalteten zweiten
Wandlerzweig (12); und einer Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, welche dazu ausgelegt ist, den Gleichspannungswandler (10) zu regeln.
9. Verfahren (50) zum Regeln eines mehrphasigen Gleichspannungswandlers (10), welcher mindestens einen ersten Wandlerzweig (1 1) und einen zu dem ersten
Wandlerzweig (1 1) parallel geschalteten zweiten Wandlerzweig (12) aufweist, wobei das Verfahren (50) folgende Schritte umfasst:
Ermitteln (51) von Messwerten für den Strom in den Wandlerzweigen;
Erzeugen (52) von oberen und unteren Stromschwellwerten;
Vergleichen (53) des ermittelten Messwerts des Stroms in dem ersten Wandlerzweig mit einem ersten oberen Stromschwellwert und einem ersten unteren
Stromschwellwert;
in Abhängigkeit von den Vergleichen, Erzeugen (54) eines ersten Ansteuersignais für Schalteinrichtungen des ersten Wandlerzweigs;
Vergleichen (55) des ermittelten Messwerts des Stroms in dem zweiten Wandlerzweig mit einem zweiten oberen Stromschwellwert und einem zweiten unteren
Stromschwellwert;
in Abhängigkeit von den Vergleichen, Erzeugen (56) eines zweiten Ansteuersignais für
Schalteinrichtungen des zweiten Wandlerzweigs;
Ermitteln (57) eines aktuellen Phasenversatzes der Ansteuersignale für die
Schalteinrichtungen in den ersten und zweiten Wandlerzweigen; und
in Abhängigkeit von dem ermittelten Phasenversatz, temporäres Ändern (58) des zweiten oberen Stromschwellwerts und/oder des zweiten unteren
Stromschwellwerts.
10. Verfahren (10) nach Anspruch 9, wobei die oberen und unteren Stromschwellwerte konstante vorgebbare Werte aufweisen, und wobei das temporäre Ändern das Halten der konstanten Werte des zweiten oberen Strom schwel Iwerts und/oder des zweiten unteren Stromschwellwerts auf dem geänderten Wert umfasst, bis der ermittelte Phasenversatz einen vorgebbaren Zielversatz erreicht hat.
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9935547B2 (en) * 2016-04-13 2018-04-03 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
DE102017115506B4 (de) 2017-07-11 2023-12-28 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Steuervorrichtung für einen Inverter
EP3460973A1 (de) * 2017-09-26 2019-03-27 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum betrieb eines gleichspannungswandlers mit mehreren leistungsteilzweigen
US10855166B2 (en) 2019-03-11 2020-12-01 Infineon Technologies Ag Ripple shaping for switch-mode power supply using number of active phases
US12009741B2 (en) * 2019-08-22 2024-06-11 Nissin Electric Co., Ltd. Power supply apparatus and control method of power supply apparatus
JP7367464B2 (ja) * 2019-10-31 2023-10-24 Tdk株式会社 電力変換装置および電力変換システム
RU2769718C1 (ru) * 2021-06-15 2022-04-05 Акционерное общество "Научно-производственная фирма "СИГМА" Способ регулирования выходного напряжения преобразователей постоянного напряжения в постоянное
WO2023114050A1 (en) * 2021-12-15 2023-06-22 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Phase interleaving in a multiphase power converter
US12068682B2 (en) 2022-07-25 2024-08-20 Stmicroelectronics S.R.L. Control method and circuit for phase shift regulation of interleaved converters at variable switching frequency
CN117578875A (zh) * 2024-01-15 2024-02-20 宁波亿储电气科技有限公司 一种dc/dc变换器及dc/dc变换器的控制方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7522436B2 (en) 2005-09-30 2009-04-21 Volterra Semiconductor Corporation Master-slave with adaptation control including slave current checking

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AT405584B (de) * 1995-06-16 1999-09-27 Johann W Kolar Synchronisation der schaltzustandsänderungen parallelgeschalteter zweipunkt-stromgeregelter leistungselektronischer systeme bei definierter phasenversetzung
US5734259A (en) * 1995-09-29 1998-03-31 Cherry Semiconductor Corporation Balanced delta current method for current control in a hysteretic power supply
EP1700371B1 (de) * 2003-12-22 2010-09-01 Koninklijke Philips Electronics N.V. Schaltnetzteil
US8054056B2 (en) * 2006-09-16 2011-11-08 Texas Instruments Incorporated Frequency regulated hysteretic average current mode converter
US8058856B2 (en) * 2007-08-24 2011-11-15 Upi Semiconductor Corporation Multi-phase DC-DC converter and method for balancing channel currents
US8063621B2 (en) * 2008-11-05 2011-11-22 Semiconductor Components Industries Llc Current balancing circuit and method
US8330439B2 (en) * 2009-06-23 2012-12-11 Intersil Americas Inc. System and method for PFM/PWM mode transition within a multi-phase buck converter
FR2961974B1 (fr) * 2010-06-25 2012-07-20 Valeo Sys Controle Moteur Sas Procede d'asservissement d'un convertisseur de tension

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7522436B2 (en) 2005-09-30 2009-04-21 Volterra Semiconductor Corporation Master-slave with adaptation control including slave current checking

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SCHELLEKENS, J.M ET AL.: "Interleaved Switching of Parallel ZVS Hysteresis Current Controlled Inverters", THE 2010 INTERNATIONAL POWER ELECTRONICS CONFERENCE, 21 June 2010 (2010-06-21), pages 2822 - 2829

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