WO2014058070A1 - 電子機器、静電容量センサ及びタッチパネル - Google Patents

電子機器、静電容量センサ及びタッチパネル Download PDF

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WO2014058070A1
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sine wave
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noise
electrode
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芳賀　浩史
浅田　秀樹
大輔 杉本
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Ｎｌｔテクノロジー株式会社
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    • H03K2217/960705—Safety of capacitive touch and proximity switches, e.g. increasing reliability, fail-safe

Definitions

  • the present invention relates to an electronic device, a capacitance sensor, and a touch panel, and more particularly to an electronic device, an capacitance sensor, and a touch panel using an AM modulation / demodulation system.
  • the touch panel is a device that detects the position coordinates pointed by using an indicator such as a finger or a pen or the presence / absence of a pointing operation.
  • an indicator such as a finger or a pen or the presence / absence of a pointing operation.
  • a liquid crystal display device Liquid Crystal Display, LCD
  • a plasma display device is usually used.
  • PDP Plasma Display Panel, used in combination with a display device such as an organic EL display.
  • a user interface that is easy to use is realized by inputting the output of the touch panel to a computer and controlling the display content of the display device or the device by the computer.
  • touch panels are widely used in daily life, such as game machines, portable information terminals, ticket vending machines, automatic teller machines (ATMs), car navigation systems, and the like.
  • ATMs automatic teller machines
  • car navigation systems and the like.
  • services supplied by electronic devices are diversified, and the need for display devices equipped with touch panels continues to expand.
  • the surface capacitance type touch panel includes (a) a surface resistor, and (b) connected to the surface resistor, and an AC voltage (sine wave voltage) is applied to the surface resistor as an excitation. It consists of a drive / detection circuit that measures and outputs the flowing current.
  • the surface capacitance type touch panel includes a transparent substrate, a transparent surface resistor formed on the surface thereof, and a thin insulating film formed on the upper surface thereof.
  • This sheet resistor is referred to as a position detection conductive film.
  • an AC voltage is applied to the four corners of the position detection conductive film.
  • a finger When the touch panel is touched with a finger or an indicator stick (hereinafter referred to as a finger), a capacitor is formed by capacitive coupling between the position detection conductive film and the finger. A minute current flows through the capacitor to the finger or the like. This current flows from each corner of the position detection conductive film to a point touched by a finger or the like.
  • the signal processing circuit calculates the presence / absence of the touch of the finger or the like and the coordinates of the touch position of the finger or the like. Specifically, the signal processing circuit detects the presence / absence of a touch based on the sum of currents at the four corners of the position detection conductive film. Further, the coordinates of the touch position are calculated based on the ratio of the currents at the four corners of the position detection conductive film.
  • Patent Documents 1 to 5 disclose touch panels based on such a surface capacitance type operating principle.
  • Patent Document 1 when a display panel and a touch panel are operated in combination, an AC voltage is applied to the touch panel during a non-display period of the display panel in order to prevent a decrease in position detection accuracy due to a display panel drive signal.
  • a counter electrode driving means for applying the same AC voltage to the counter electrode of the display panel is also provided.
  • Patent Document 2 states that “the AC voltage vibration level is increased when the noise is large, the AC voltage vibration level is decreased when the noise is small, and the voltage vibration frequency is switched to another voltage vibration frequency in the case of specific frequency noise. , An S / N ratio is improved, noise resistance is excellent, and an electrically safe touch panel device "is shown.
  • Patent Document 4 states that “the arithmetic circuit inputs the output of the long sensor line LSLi and the output of the short sensor line SSLi, and calculates the signal component S by calculation using the difference (Delta) and the wiring capacitance ratio Kc. It is disclosed.
  • Patent Document 5 states that “these four nodes are labeled with Na, Nb, Nc, and Nd, respectively. These nodes are connected to terminals of a current detection circuit described later.
  • single-pole double-throw switches 21a to 21d are connected to nodes Na to Nd via current detection circuits 13a to 13d.
  • Two contact points of single-pole double-throw switches 21a to 21d One is connected to an AC voltage source 22 and the other (that is, a node indicated as COM in FIG. 4) is connected to a storage capacitor line drive circuit. Can be done.
  • Patent Document 6 removes the noise in the vicinity of “the frequency of the signal is the same as that of the noise, or cannot be resolved with the conventional frequency resolution
  • JP 2007-334606 A Japanese Patent Application Laid-Open No. 2006-108553 JP 2010-086285 A JP 2011-013757 A JP 2011-014109 A PCT / JP2011 / 0669673
  • Patent Document 1 Although it is supposed to prevent a decrease in position detection accuracy due to a display panel drive signal, external noise derived from other than the display panel drive signal, for example, disposed above the touched surface of the touch panel, It is easily affected by noise emitted from a fluorescent lamp including an inverter circuit.
  • the surface capacitance type touch panel detects the capacitance of the capacitor formed between the position detection conductive film and the finger, the electromagnetic field is shielded between the position detection conductive film and the finger. Therefore, it is impossible to form a shield electrode. For this reason, the surface to be touched of the position detection conductive film has to be unprotected against external noise. And it becomes easy to receive the influence of external noise as the dimension of a touch panel becomes large.
  • the second problem is that when the excitation frequency of the touch panel and the frequency of the noise match or are close to each other, the bandpass filter cannot remove the noise.
  • the fundamental frequency of noise exemplified above or the frequency of its harmonics is the same as or close to the excitation frequency of the touch panel.
  • the synchronous detection circuit described in Patent Document 1 is supposed to perform filtering to remove noise having a frequency different from the excitation frequency. Therefore, in this way, with the method of decomposing and selecting an observation signal by frequency, noise cannot be removed when the excitation frequency and the noise frequency match.
  • the noise frequency when the noise frequency is near the excitation frequency, the noise is mixed through the attenuation band (or transition band) existing between the pass band and the stop band of the band pass filter. That is, since a feasible filter has a certain limit in its frequency resolution, noise at frequencies near the excitation frequency cannot be removed.
  • the third problem is that when the touch detection operation period is limited to a non-display period (non-address period) or the like, the frequency division is reduced and noise near the frequency of the true signal cannot be removed.
  • the periodogram spectrum estimation method when the target signal is composed of two sine wave signals having the same amplitude,
  • ⁇ f 2 kHz. If the true signal is 100 kHz and the noise is 99 kHz, it is considered that both cannot be decomposed by frequency.
  • the fourth problem is that the noise removal effect by averaging is reduced, and the S / N is reduced.
  • the amount of noise reduction is assumed to be proportional to the square root of the number of acquisitions. . That is, when the signal acquisition period is limited to a short time such as a non-display period (non-address period), the noise removal effect due to averaging decreases, and the S / N decreases.
  • a fifth problem is that when the present applicant applies a structure in which a polarizing plate exists between the position detection conductive film and the finger as shown in Japanese Patent Application No. 2009-163401, the position detection conductive film and the finger are applied. The capacitance formed between the two becomes smaller, and the S / N decreases. Further, when a protective glass or the like is inserted between the position detection conductive film and the finger, the S / N similarly decreases.
  • the sixth problem is a problem that the present inventor and the present applicant have not solved in Patent Document 6 and Non-Patent Document 1, and it is necessary to obtain a high S / N ratio against various noises. That is.
  • is calculated for all n (n is a number assigned to 1, 2, 3,... The output of the demodulator was used.
  • the inventor of the present application has found that the S / N ratio may decrease when the calculation of
  • an electronic apparatus generates an intermittent sine wave signal with a sensor system, and supplies an excitation generator to the sensor system and an amplitude modulation signal that is an output of the sensor system.
  • a demodulating unit for demodulating wherein the demodulating unit responds to the sensor system during a period when the excitation generating unit outputs a sine wave, and at least one of the excitation generating unit immediately before and immediately after the period Is an electronic apparatus that generates a demodulated signal using both of the response of the sensor system during a period during which no sine wave is output, and wherein the excitation generator outputs a sine wave during the period
  • a vector obtained from the amplitude and phase of the frequency component of the sine wave calculated from the response of the sensor system is X, and the sensor system during the period when the excitation generator immediately before and immediately after the sine wave does not output the sine wave.
  • the demodulated signal is a constant multiple of
  • a capacitance sensor applies a voltage to a surface resistor and the surface resistor connected to the surface resistor, and flows to the surface resistor.
  • a sensor system including a drive / detection circuit that measures and outputs a current, and detects the capacitance of the capacitor formed by the surface resistor and the indicator, thereby touching the indicator Or the electronic device which detects a coordinate is included.
  • the capacitance sensor has a sensor system including an electrode and a drive / detection circuit connected to the electrode, which applies a voltage to the electrode and measures and outputs a current flowing through the electrode. Then, the touch state or coordinates of the indicator is detected by detecting the capacitance of the capacitor formed by the electrode and the indicator.
  • a sensor system including a first electrode, a second electrode, a drive circuit for applying a voltage to the first electrode, and a detection circuit for measuring and outputting a current flowing through the second electrode. Then, the touch state or coordinates of the indicator is detected by detecting the capacitance of the capacitor formed by the first electrode and the second electrode.
  • the display device is configured to include a period in which the excitation generator outputs a sine wave and a period in which the sine wave is not output in a non-address period of the display device.
  • a demodulated signal is generated using both the response of the sensor system and the response of the sensor system during a period in which the sine wave is not output.
  • the touch panel according to the present invention is configured to apply a voltage to the surface resistor and the surface resistor connected to the surface resistor, and to supply a current flowing through the surface resistor.
  • a sensor system comprising a drive / detection circuit for measuring and outputting, and detecting the capacitance of the capacitor formed by the surface resistor and the indicator, thereby detecting the touch state or coordinates of the indicator Is detected.
  • the sensor system includes an electrode and a drive / detection circuit connected to the electrode and configured to apply a voltage to the electrode and measure and output a current flowing through the electrode.
  • the touch state or coordinates of the indicator is detected by detecting the capacitance of the capacitor formed by the body.
  • a touch panel measures a first electrode, a second electrode, a drive circuit for applying a voltage to the first electrode, and a current flowing through the second electrode. And detecting a touch state or coordinates of the indicator by detecting a capacitance of a capacitor formed by the first electrode and the second electrode. .
  • an electronic apparatus includes a display device, and the non-address period of the display device includes a period in which the excitation generator outputs a sine wave, and a sine A demodulated signal is generated using both the response of the sensor system during the period of outputting the sine wave and the response of the sensor system during the period of not outputting the sine wave.
  • the display device is configured to include a period in which the excitation generator outputs a sine wave and a period in which the sine wave is not output in a non-address period of the display device, and the period in which the sine wave is output.
  • a demodulated signal is generated using both the response of the sensor system and the response of the sensor system during a period in which the sine wave is not output.
  • the excitation generator outputs a sine wave
  • the output in this case is not limited to a single frequency sine wave.
  • All signals can be represented as a series of sine waves of different frequencies (Fourier series expansion). That is, for example, when the excitation generation unit outputs a rectangular wave, the rectangular wave is a series of sine waves having different frequencies.
  • the demodulated signal may be obtained by performing signal processing while paying attention to the sine wave having the fundamental frequency of the rectangular wave.
  • the present invention includes any case where the excitation generator outputs any alternating current.
  • the first effect is that noise is acquired by stopping the sine wave, so that noise can be acquired accurately regardless of the presence or absence of a finger (presence or absence of touch).
  • the second effect is that the “noise” signal processing path acquired by stopping the sine wave is the same as the “true signal + noise” signal processing path acquired by applying the sine wave. It is possible to acquire noise.
  • the third effect is to subtract the vectors of "true signal + noise” and “noise”, so that the true signal can be obtained accurately even if the true signal and noise have the same frequency. It is possible to do.
  • the fourth effect is that the front noise (noise acquired when the excitation generator stops before the sine wave is output) and the rear noise (noise acquired when the excitation generator outputs the sine wave after stopping).
  • the front noise noise acquired when the excitation generator stops before the sine wave is output
  • the rear noise noise acquired when the excitation generator outputs the sine wave after stopping
  • the fifth effect is that noise can be accurately removed even when the amplitude of the noise fluctuates by using an average vector of forward noise and backward noise.
  • the sixth effect is that a high S / N ratio can be obtained for various noises.
  • the control means according to the present invention it is possible to avoid the problem of S / N reduction in an environment where the inverter circuit is stopped, while increasing the S / N in the environment where the inverter circuit is operated. it can.
  • the present invention makes it possible to provide a touch panel and an electronic device that are strong against external noise and have a high S / N ratio by the above six effects.
  • Embodiment 1 of this invention It is a block diagram of the electronic device in Embodiment 1 of this invention. It is a block diagram of the electrostatic capacitance sensor in Embodiment 1 of the present invention. It is a timing chart of the electrostatic capacitance sensor in Embodiment 1 of the present invention. It is a graph of the sensor system output voltage for demonstrating the calculation of this invention. It is a vector diagram which shows the calculation of the demodulation part in Embodiment 1 of this invention. It is a demodulation part input voltage for demonstrating the calculation in Embodiment 2 of this invention. It is a vector diagram for demonstrating the demodulation part in Embodiment 2 of this invention. It is a vector diagram for demonstrating the demodulation part in Embodiment 2 of this invention. It is a vector diagram for demonstrating the demodulation part in Embodiment 2 of this invention.
  • FIG. 18 is a phase graph when the inverter circuit is ON, obtained by estimating the phase rotation direction and amount with respect to FIG.
  • the capacitance sensor of the present invention will be described.
  • a general electrostatic capacity sensor realizes its function by omitting the function of position detection from the function of the touch panel shown in the background art. Since the position detection function is omitted, it is possible to use a surface conductor or simply a conductor instead of the surface resistor.
  • FIG. 2 is a block diagram of the capacitance sensor 100 of the present invention
  • FIG. 1 is a block diagram of the electronic device 120 of the present invention, which is an abstraction of the capacitance sensor of the present invention.
  • Capacitance sensor 100 shown in FIG. 2 is configured to detect the capacitance of the capacitor C in described in FIG.
  • the capacitance sensor as input capacitance and the excitation of the capacitor C in, a sensor system 101 for outputting a signal corresponding to the capacitance of the capacitor C in, the excitation generating unit 102 for generating a vibration ⁇ ,
  • a sine wave generation unit 103 connected to the excitation generation unit and a direct current generation unit 104 are included.
  • the output of the sensor system is input to the demodulator 105, and a demodulated signal is generated by the demodulator.
  • the excitation generator generates an intermittent sine wave signal.
  • the means for generating the intermittent sine wave signal includes the sine wave generation unit 103 and the direct current generation unit 104, and there is a means for switching between these.
  • a digital signal applied to the DA converter using a DA converter may be a signal obtained by discretizing an intermittent sine wave.
  • the sensor system includes an operational amplifier 110, a resistor Rf inserted in the feedback path, and a capacitor Cf, and further includes an adder 111 that subtracts the output voltage and the excitation voltage of the operational amplifier 110.
  • ⁇ is the angular frequency of excitation and j is the imaginary unit.
  • the amplitude of the output of the sensor system 101 is proportional to the capacitance of the capacitor C in.
  • the output of the sensor system is consistent with the frequency of its frequency excitation, the amplitude varies in accordance with the capacitance of the capacitor C in, the sensor system can be said that the amplitude modulation system.
  • the input S (t) of the sensor system can be not only an electric signal such as a voltage and a current but also a capacitance as shown in this embodiment.
  • the excitation generator 102 generates an intermittent sine wave voltage as shown in the top waveform of FIG. 3, that is, the excitation generator output voltage. This is supplied to the sensor system 101 as excitation.
  • the frequency of the sine wave is 100 kHz.
  • the sensor system in response to the electrostatic capacitance of the excitation and capacitor C in, 2-th waveform of FIG. 3, that is, as shown in the sensor system output voltage, and outputs a voltage f (t).
  • the response of the sensor system during the period when the excitation generator 102 outputs a sine wave is x 1 (t), x 2 (t) as shown in the figure, and the response of the sensor system during the period when the excitation generator is stopped Assume that the output voltages are z 1 (t) and z 2 (t).
  • Equation 2 the amplitude of the output voltage of the sensor system during the period when the excitation generator is stopped is zero.
  • the capacitance of the capacitor C in shown in FIG. 2 is the capacitance of the capacitor formed by the indicator (finger) and the surface resistor, and the capacitance of the capacitor C in External noise (electric field change, capacitive coupling noise) is easily mixed in the surface resistor constituting a part.
  • the reason why z 1 (t) and z 2 (t) are not zero in FIG. 3 is that this influence of noise is expressed.
  • the external noise When the external noise is stationary, the external noise is mixed regardless of whether the excitation is a sine wave or a stop wave (DC). Therefore, the noise is also included in x 1 (t) and x 2 (t). Is mixed. That is, x 1 (t), x 2 (t) has a true signal plus noise (true signal + noise), and z 1 (t), z 2 (t) has only noise. Appears.
  • z 1 (t) and z 2 (t) do not depend on the capacitance of the capacitor C in and represent external noise. That is, in the case of a touch sensor or a touch panel, only noise appears regardless of the presence or absence of a finger as an indicator. This is because the impedance of the capacitor C in which is formed between the finger and the position detecting conductive film, sufficiently high relative to the impedance of the sensor system, noise mixed in the position detecting conductive film, with or without a finger, This is because current flows into the sensor system.
  • the demodulator 105 receives the output signal of the sensor system 101 and removes noise by utilizing the above characteristics. And the observed signal x 1 (t) containing the true signal + noise, the observed signal contains only noise z 1 (t), x true signal 1 (t), where the true signal x 1 (t) is An example of obtaining the amplitude of will be described.
  • the demodulator 105 periodically reads a signal value from the sensor system output voltage f (t) every time interval ⁇ t, and converts it into a discrete time signal f (i ⁇ t), i ⁇ Z (Z: set of integers).
  • Dk of x 1 (i ⁇ t) if Dk corresponding to 100 kHz, which is the frequency of the sine wave of excitation, is X 1 ,
  • j is an imaginary unit
  • N is the number of samples
  • a complex number X 1 can be obtained.
  • the complex number X 1 is described as a vector X 1 ⁇ (Re ⁇ X 1 ⁇ , Im ⁇ X 1 ⁇ ), Re ⁇ X 1 ⁇ is a real part of the complex number X 1 , and Im ⁇ X 1 ⁇ is an imaginary part of the complex number X 1. It can, can be expressed by 2-dimensional vectors X 1. And these are equivalent.
  • j is an imaginary unit
  • Q is the number of samples
  • a complex number Z 1 can be obtained.
  • the complex number Z 1 can also be expressed by a vector Z 1 ⁇ (Re ⁇ Z 1 ⁇ , Im ⁇ Z 1 ⁇ ) and a two-dimensional vector Z 1 . And these are equivalent.
  • the vector X 1 -vector Z 1 is calculated. .
  • which is the magnitude, is set as the demodulated signal D (t) as the true signal amplitude of x 1 (t), and is used as the output of the demodulator.
  • f (t) is a next signal obtained by adding a true signal (V sig ) having 2V amplitude and noise (V noise ) having 1V amplitude.
  • x 1 (i ⁇ t) and z 1 (i ⁇ t) are signals shown in FIG. Further, the length (time) of x 1 (i ⁇ t), that is, t 1 ′ -t 1 is an integer multiple of a period of 100 kHz, that is, nx10 microseconds, and n is a positive value, considering that 100 kHz components are extracted later. It is desirable to be an integer.
  • the start time t2 of z 1 (i ⁇ t) is preferably t 1 + mx10 ⁇ sec, m is preferably a positive integer, and the length (time) of z 1 (t), that is, t 2 ′ ⁇ t 2 Is preferably an integral multiple of a period of 100 kHz, that is, w ⁇ 10 microseconds, and w is a positive integer.
  • FIG. 5 is obtained.
  • the magnitude of vector X 1 -vector Z 1 is 1.0 as shown, where the magnitude of each vector in FIG. 5 is 1 ⁇ 2 the amplitude of the 100 kHz signal. From the X 1 -vector Z 1 , the true signal amplitude was calculated to be 2V. On the other hand, amplitudes such as 2x
  • the amplitude of the amplitude of the x 1 (i ⁇ t) (1.5V) and z 1 (i ⁇ t) (1.0V) was determined amplitude of 100kHz components x 1 (i ⁇ t), z 1 (i ⁇ t) each signal Is equivalent to That is, the true signal amplitude cannot be obtained only by noise removal using conventional frequency separation.
  • X 1 and Z 1 are calculated from x 1 (i ⁇ t) and z 1 (i ⁇ t), and
  • X 2 and Z 2 are calculated from x 2 (t) and z 2 (t), and
  • the demodulated signal D (t) is obtained by calculating the value of D (t) thereafter.
  • the first effect is to stop the sine wave and acquire noise, so the presence or absence of a finger or when the finger pressure changes Even when the capacitance of the capacitor C in changes and the noise changes, noise can be accurately acquired.
  • the second effect is to subtract the vectors of “true signal + noise” and “noise”, so that the true signal can be accurately obtained even if the true signal and noise have the same frequency. It is possible to do.
  • the observation signal z 1 (i ⁇ t) is used to obtain the true signal amplitude of the observation signal x 1 (i ⁇ t). That is, noise was removed using noise z 1 (i ⁇ t) observed after the observation signal x 1 (i ⁇ t) in terms of time.
  • Embodiment 2 Embodiment obtaining the amplitude of the true signal by using the front and rear of the noise observed signals x 1 (i ⁇ t) observed signal x 1 (i ⁇ t), it will be mainly described operation of the demodulation unit.
  • V sig true signal
  • V noise 99 kHz noise
  • Y (i ⁇ t), x (i ⁇ t), and z (i ⁇ t) are signals extracted from f (a ⁇ t) as follows.
  • y (i ⁇ t) is referred to as front noise
  • z (i ⁇ t) is referred to as rear noise
  • the complex numbers Y m and Z m are obtained from the observation signals y (i ⁇ t) and z (i ⁇ t) using the same method as in the first embodiment using the following formulas.
  • ⁇ t is the sampling period and j is the imaginary unit.
  • noise vectors Y and Z at time t 1 and time t 1 ′ are estimated from the vectors Y m and Z m .
  • the estimation method is as follows. Let Y m be the noise vector when the time is (t 0 + t 0 ′ ) / 2, and Z m be the noise vector when the time is (t 2 + t 2 ′ ) / 2.
  • FIG. 7 schematically shows the relationship between Y m and Z m and Y and Z.
  • the average vector M is calculated from the vectors Y and Z.
  • the calculation of the average vector M will be described with reference to FIG.
  • T represents t 1 ′ -t 1 in FIG. 6
  • a S and ⁇ S represent the amplitude and phase of the vector Y
  • a E and ⁇ E represent the amplitude and phase of the vector Z.
  • FIG. 9A shows Y, Z, and M obtained according to the above from the model signal of FIG.
  • X is obtained and X ⁇ M is calculated.
  • X is represented by the following formula.
  • ⁇ t is calculated in sampling period
  • j is calculated in imaginary units.
  • FIG. 9B shows X obtained from x (i ⁇ t) in FIG. 6, M obtained earlier, and XM.
  • the noise can be accurately removed by using the average vector M.
  • Embodiment 3 is an embodiment in which the present invention is applied to a capacitance sensor.
  • FIG. 10 shows a block diagram of the capacitance sensor 206 of the present invention.
  • Capacitive sensor 206 shown in FIG. 10 is configured so as to detect the capacitance of the capacitor C in described in Figure 10.
  • the capacitance sensor 206 inputs the capacitance and the excitation of the capacitor C in, a sensor system 205 for outputting a signal corresponding to the capacitance of the capacitor C in, the excitation generating unit 102 for generating a vibration ⁇ The sine wave generation unit 103 connected to the excitation generation unit 102 and the direct current generation unit 104 are included.
  • the output of the sensor system 205 is input to the demodulator 105, and the demodulator 105 generates a demodulated signal.
  • Capacitive sensor of FIG. 2 described above, it was configured to detect the capacitance of the capacitor C in which is connected to ground.
  • the capacitance sensor 206 of FIG. 10 is a present embodiment, the node N1, to detect a capacitance of a capacitor connected C in between the node N2. Further, the electrostatic capacitance sensor 10, even when the parasitic capacitance is formed between the node N1 and the ground can be detected electrostatic capacitance of the capacitor C in without receiving the influence.
  • the excitation generator 102 generates an intermittent sine wave signal.
  • the sensor system 205 includes a current-voltage converter (IV converter) 207, one electrode (electrode connected to the node N1) constituting the capacitor C in , and a direct current connected to the IV converter 207. It is composed of a bias circuit 208 (only the ground may be used).
  • IV converter current-voltage converter
  • the IV converter 207 includes an operational amplifier 110, a resistor R f inserted in the feedback path, and a capacitor C f inserted in the feedback path.
  • the capacitor C in is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 110.
  • the other electrode constituting the electrode is connected.
  • the operational amplifier 110 is an ideal operational amplifier
  • the excitation voltage input to the sensor system 205 is V 1 and the output voltage of the sensor system 205 is V 2
  • the frequency response H (j ⁇ ) of the sensor system 205 is By solving the circuit equation obtained from 10, it becomes the same as [Equation 2].
  • of this sensor system is the same as [Equation 3]. Therefore, the amplitude of the output of the sensor system 205 is proportional to the capacitance of the capacitor C in.
  • the output of the sensor system 205 matches the frequency of that frequency excitation, the amplitude varies in accordance with the capacitance of the capacitor C in, the sensor system 205 can be referred to the amplitude modulation system .
  • Embodiment 3 of the present invention described above can be said to have the following characteristics. That is, the capacitance sensor 206 of the present invention, the first electrode (the capacitor C in the Figure 10, node N1 side of the electrode) and a second electrode (capacitor C in FIG. 10, the node N2 side electrode) And a drive circuit (applied to the excitation generator 102) that applies a voltage to the first electrode, and a detection circuit (IV converter 207) that measures and outputs the current flowing through the second electrode. It includes a configured sensor system 205, and by detecting the electrostatic capacitance of the capacitor C in formed by the first electrode and the second electrode, for detecting a touch state or coordinates of the pointer.
  • the capacitance sensor 206 of the present invention includes a demodulator 105 that demodulates an amplitude modulation signal that is an output of the sensor system 205, and the demodulator 105 is a period during which the excitation generator 102 outputs a sine wave.
  • the demodulator 105 is a period during which the excitation generator 102 outputs a sine wave.
  • the capacitive touch panel of the present invention will be described.
  • FIG. 11 shows a configuration of the capacitive touch panel 130 of the present invention.
  • the touch panel shown in FIG. 11 uses the capacitance of the capacitor C in which is formed between the finger and the surface resistor 131, detects the presence or absence of a touch and a touch position.
  • the sheet resistor 131 used an ITO (Indium-tin-oxide) film.
  • the ITO film is a solid film having a uniform sheet resistance value, here 800 ohms, on a glass substrate (not shown).
  • an insulator here, a polarizing plate 132 used for constituting a liquid crystal display device was attached using a paste containing no acid.
  • Wiring is connected to the four corners of the ITO film 131. Each wiring is connected to four sensor systems 101 as shown in FIG. The configuration of the sensor system is the same as that of the first embodiment.
  • the four sensor systems receive the output voltage of the excitation generation unit 102, and the output of each sensor system is given to the demodulation unit 105 (demodulation unit 0 to demodulation unit 3).
  • the output of the demodulator is transmitted to a block including a signal processing circuit (not shown), and the presence / absence of touch and the touch position are calculated based on the output value of the demodulator in the block including the signal processing circuit.
  • the capacitive touch panel of the present invention is disposed on the display surface of a liquid crystal display (LCD) and is driven so as to avoid LCD drive noise.
  • LCD liquid crystal display
  • the non-address explicit signal in FIG. 12 is a signal that specifies the non-address period of the LCD, and is a signal that is set to high level during the non-address period.
  • the non-addressing period refers to a period during which the scanning line of the LCD is not scanned, and refers to a period after the selection of the last scanning line is completed and before the first scanning line is selected.
  • One of the driving features of the present invention has a period (t 1 to t 1 ′ ) in which a touch is detected by applying a sine wave to excitation during a non-address period, and the sine wave is stopped to reduce noise. It has a period to acquire (t 0 to t 0 ′ and t 2 to t 2 ′ ).
  • this noise includes external noise, but does not include LCD driving noise. As a result, it is possible to accurately estimate and remove noise mixed in the touch detection period (t 1 to t 1 ′ ).
  • the excitation generator 102 generates an intermittent sine wave voltage as shown in the second waveform from the top in FIG. This is the excitation of the sensor system.
  • a sine wave having a frequency of 100 kHz and an amplitude of 1.5 V pp (1.5 volts peak-to-peak) is given to the excitation generator by the sine wave generator 103.
  • the excitation generating unit in offset 1.2V, frequency 100kHz, amplitude outputs intermittent sinusoidal voltage of 1.5V pp.
  • the voltages generated by the excitation generator are given to four sensor systems 101 (here, for the sake of convenience, they are distinguished from the ch0 sensor system, the ch1 sensor system, the ch2 sensor system, and the ch3 sensor system).
  • the voltage generated by the excitation generator 102 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 110 in the sensor system, and this voltage appears at the inverting input terminal by the imaginary short operation of the operational amplifier. That is, the excitation generator 102 is frequency 100kHz, and outputs a voltage amplitude 1.5V pp, frequency 100kHz, the voltage amplitude 1.5V pp applied to ITO131.
  • each sensor system is obtained by superimposing noise on an intermittent sine wave voltage whose amplitude is determined according to the magnitude of the alternating current.
  • the ch1 sensor system was selected as a representative, and the output voltage is shown in FIG. 12 as f 1 (t).
  • the operation of the demodulator 105 will be described using ch1 as an example.
  • the ch1 demodulating unit 105b outputs y n (t), x n (t), z n (t), where n is an integer, out of the output voltage f 1 (t) of the ch1 sensor system. , The amplitude D 1 (t) of the true signal of x n (t) is output.
  • Each of x 1 (i ⁇ t), y 1 (i ⁇ t), and z 1 (i ⁇ t) was a signal cut out from f 1 (a ⁇ t) as follows.
  • the period corresponding to y 1 (t) and z 1 (t) is divided into four segments, and a 100 kHz component vector is calculated for each segment. .
  • the average value of the segment is calculated as follows.
  • phase of each segment is calculated from the results obtained from Equations 18 to 25 as follows.
  • phase calculated above is limited to a range of ⁇ ⁇ . Since this is not convenient for estimating the phase, 2n ⁇ and n are integers are appropriately added to smoothly connect the phases.
  • FIG. 13 shows waveforms when the capacitive touch panel of the present invention is driven near the inverter circuit of a fluorescent lamp.
  • the top is a waveform of the ITO system voltage sampled
  • the second is a ch1 sensor system output sampling
  • the third is 100 kHz amplitude calculated from each segment when 100 samples are one segment
  • the bottom graph Shows the 100 kHz phase calculated from each segment when 100 samples are taken as one segment.
  • the bottom graph shows the result of smoothly connecting the phases by adding 2n ⁇ , where n is an integer, to the phase limited to the range of ⁇ ⁇ .
  • phase change is smooth, and it is possible to smoothly connect the phases by appropriately adding 2n ⁇ and n is an integer.
  • the third graph from the top in FIG. 13 also shows that the amplitude of noise mixed in the period x (t) can be estimated by approximation of connecting the forward noise and the backward noise with a straight line.
  • the vector Y m is determined by
  • noise vectors Y and Z at time t 1 and time t 1 ′ are estimated from Y m and Z m according to the procedure described in the second embodiment.
  • X 1 ⁇ M 1 is calculated by obtaining the vector X 1 .
  • X is represented by the following mathematical formula.
  • ⁇ t is calculated in sampling period and j is calculated in imaginary units.
  • of the vector X 1 -M 1 is output as the output D 1 (t) of the demodulator 105b as shown in FIG.
  • f (a ⁇ t) is input to two multipliers (multiplier I 141a and multiplier Q 141b).
  • the cos ( ⁇ a ⁇ t) of the multiplier I uses the output of the sine wave generation unit 103, and the sin ( ⁇ a ⁇ t) of the multiplier Q passes the output of the sine wave generation unit through a phase shifter 145 of ⁇ 90 degrees. Use the converted signal.
  • the outputs of the multiplier I 141a and the multiplier Q 141b are input to the integrator I 142a and the integrator Q 142b, respectively, and the integrator adds a signal input during a period when the control signal provided by the controller 146 is active. To do.
  • the controller gives an active signal to the accumulator during the period in which the value of a of f (a ⁇ t) is 3801 to 3900.
  • the integrator I 142a the integrator I 142a
  • the signals accumulated for a predetermined period are taken into the register I 143a and the register Q 143b, respectively, and multiplied by 1 / N (N is the number of accumulated samples) by the multiplier 144 connected to the register.
  • the multiplier I 144a may, Y 1,1, Y 1,2, Y 1,3, ⁇ , X 1, ⁇ , Z 1,3, real Z l, 4 parts, namely, Re ⁇ Y 1,1 ⁇ , Re ⁇ Y 1,2 ⁇ , Re ⁇ Y 1,3 ⁇ , ⁇ , Re ⁇ X 1 ⁇ , ⁇ , Re ⁇ Z 1,3 ⁇ ,
  • the values of Re ⁇ Z 1,4 ⁇ are sequentially output, and the multiplier Q 144b outputs Y 1,1 , Y 1,2 , Y 1,3 ,..., X 1 ,.
  • the configuration of the experiment was to prepare the touch panel of FIG. 11 and arrange an inverter circuit of an inverter type fluorescent lamp 30 cm above this touch panel. Observing the output of the sensor system clearly shows noise from the inverter circuit.
  • FIG. 15B shows the experimental results when the present invention is used.
  • FIG. 15A shows the experimental result of noise removal using only frequency separation. Specifically, the amplitude of the 100 kHz component of the output signal of the sensor system during the sinusoidal excitation period of 100 kHz is expressed as
  • Example 2 is a new technology applicable to Example 1. According to this embodiment of the present invention, a technique for obtaining a high S / N against various noises is disclosed.
  • the S / N when the calculation of
  • a signal acquired in a state where the operation of the inverter circuit is stopped corresponds to this.
  • the inverter circuit By stopping the inverter circuit, there is no explicit noise source, and other external noise becomes obvious as noise.
  • S / N when the output of the demodulator is simply
  • FIG. 16 shows a flowchart of processing in the demodulator. The operation of the demodulator will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • FIG. 17 shows the phase obtained when the inverter circuit is operated, angle [Y 1, s ] and angle [Z 1, s ], s is the segment number, and FIG. 18 shows a state where the inverter circuit is stopped.
  • FIGS. 19 shows the phase obtained when the inverter circuit is operated, angle [Y 1, s ] ′ and angle [Z 1, s ] ′, s is the segment number, and FIG. 20 is the inverter stopped. The phase obtained in the state is shown.
  • Table 1 shows the results of obtaining the maximum absolute value of the phase difference for each of the phase data of the inverter circuit on in FIG. 19 and the phase data of the inverter circuit off in FIG.
  • the above STEP 1 to STEP 4 are applied for each number n in the non-address period.
  • the coefficient k is determined by the magnitude relationship between the “control threshold” and the “maximum absolute value of the phase difference”.
  • the phase difference is obtained from front noise and rear noise.
  • the front noise and the rear noise are outputs of the sensor system during a period when the excitation generator is stopped. That is, the value of k is determined using the response of the sensor system during a period when the excitation generator does not output a sine wave.
  • FIG. 21 shows experimental results in an environment where the inverter circuit is operated. Referring to FIG. 21, it can be seen that when the control threshold is set to 0.7 (rad) or higher, a high S / N (3.87) can be obtained. When the control threshold is 0, the S / N is reduced to 1.36.
  • FIG. 22 shows experimental results in an environment where the inverter circuit is stopped. Referring to FIG.
  • the third embodiment is another new technique that can be applied to the first embodiment.
  • is calculated for all n (n is a number assigned to 1, 2, 3,... Is the output of the demodulator.
  • the coefficient k at each n is calculated, and
  • the inventors have found another way of determining this coefficient k.
  • FIG. 23 shows a flowchart of processing in the demodulator. The operation of the demodulator will be described with reference to the flowchart of FIG. (STEP1)
  • the output value of the demodulator is controlled according to the following description.
  • the output of the demodulator can be expressed as follows using the coefficient k.
  • the coefficient k is determined by the magnitude relationship between the “second control threshold” and the “average value of the amplitude of the forward noise and the amplitude of the backward noise”.
  • the average value is obtained from front noise and rear noise.
  • the front noise and the rear noise are outputs of the sensor system during a period when the excitation generator is stopped. That is, the value of k is determined using the response of the sensor system during a period when the excitation generator does not output a sine wave.
  • FIG. 24 shows experimental results in an environment where the inverter circuit is operated. Referring to FIG. 24, it can be seen that a high S / N (3.87) is obtained when the second control threshold is set to 0.02 (V) or less. When the second control threshold is 0.06, the S / N is reduced to 1.36.
  • FIG. 25 shows the experimental results in an environment where the inverter circuit is stopped. Referring to FIG.
  • Example 2 and Example 3 have the common effect of obtaining a high S / N ratio against various noises, while Example 3 may be superior.
  • FIG. 26 shows a flowchart of processing in the demodulator. The operation of the demodulator will be described along the flowchart of FIG. (STEP1)
  • the magnitude relationship between the “average value of the amplitude of the forward noise and the amplitude of the backward noise” and the second control threshold is compared, and the average value is smaller than the second control threshold. Then,
  • the value of k is determined as follows in this embodiment. That is, the magnitude relation between the “average value of the amplitude of the forward noise and the amplitude of the backward noise” and the second control threshold is compared, and if the average value is smaller than the second control threshold, k is set to zero. . Further, the magnitude relationship between the “average value of the amplitude of the forward noise and the amplitude of the backward noise” and the second control threshold is compared, the average value is equal to or greater than the second control threshold, and the absolute value of the phase difference Is greater than the control threshold, k is zero.
  • the magnitude relationship between the “average value of the amplitude of the forward noise and the amplitude of the backward noise” and the second control threshold is compared, the average value is equal to or greater than the second control threshold, and the absolute value of the phase difference When the maximum value of is less than or equal to the control threshold, k is set to 1.
  • FIG. 27 shows the configuration of the capacitive touch panel of the present invention.
  • a plurality of electrodes H1: 203a, H2: 203b, H3: 203c and V1: 203d, V2: 203e, V3: 203f
  • This touch panel detects the presence or absence of a touch and the position of the touch by detecting the self-capacitance of these individual electrodes, that is, the electrostatic capacitance formed between each electrode and the ground.
  • the electrodes 203 a to 203 f are connected to nodes 1 to 6 of the analog multiplexer 201 by wiring, and the analog multiplexer 201 is connected to the sensor system 101.
  • the configuration of the sensor system is the same as that of the first embodiment.
  • the sensor system 101 receives the output voltage of the excitation generation unit 102, and the output of the sensor system 101 is given to the demodulation unit 105.
  • the output of the demodulator 105 is transmitted to a block including a signal processing circuit (not shown), and the presence / absence of touch and the position are calculated based on the output value of the demodulator 105 in the block including the signal processing circuit.
  • controller 200 These are connected to the controller 200 in order to control the operation and timing of each of the analog multiplexer 201, the excitation generator 102, and the demodulator 105.
  • the plurality of electrodes can be carried out in the shape as described above, that is, other than the elongated planar electrodes disposed on the substrate.
  • a linear electrode embedded in the substrate may be used.
  • the number of electrodes is six, but this number can be arbitrarily set. By increasing the number, the size of the touch panel can be increased or the detection accuracy can be increased.
  • the analog multiplexer selection signal in FIG. 28 indicates a node number selected by the analog multiplexer 201 in FIG.
  • One of the driving features of the present invention has a period (t 1 to t 1 ′ ) in which a touch is detected by applying a sine wave to an electrode during a period when one electrode is selected by the analog multiplexer 201.
  • it has a period (t 0 to t 0 ′ and t 2 to t 2 ′ ) in which the sine wave is stopped and noise is acquired.
  • the excitation generator 102 generates an intermittent sine wave voltage as shown in the second waveform from the top in FIG. This is the excitation of the sensor system.
  • a sine wave having a frequency of 100 kHz and an amplitude of 1.5 V pp (1.5 volts peak-to-peak) is given to the excitation generator by the sine wave generator 103.
  • the excitation generator 102 an offset is 1.2V, the frequency is 100kHz, amplitude outputs intermittent sinusoidal voltage of 1.5V pp.
  • the voltage generated by the excitation generation unit 102 is given to the sensor system 101.
  • the voltage generated by the excitation generator 102 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 110 in the sensor system, and this voltage appears at the inverting input terminal by the imaginary short operation of the operational amplifier. That is, the excitation generator 102 is frequency 100kHz, and outputs a voltage amplitude 1.5V pp, frequency 100kHz to the electrode selected by the multiplexer 201, the voltage of amplitude 1.5V pp is applied.
  • the output of the sensor system 101 is obtained by superimposing noise on an intermittent sine wave voltage whose amplitude is determined according to the magnitude of the alternating current.
  • the output voltage of the sensor system is shown in FIG. 28 as f (t).
  • the demodulating unit 105 includes y n (t), x n (t), z n (t), and n are integers out of the output voltage f (t) of the sensor system 101.
  • D (t) is output as the amplitude estimate of the true signal of x n (t).
  • This true signal amplitude estimation value is
  • the controller 200 gives 1, 2, 3,... 6 to the analog multiplexer selection signal, gives the operation timing of the excitation generation unit 102, and gives the operation timing of the demodulation unit 105.
  • the analog multiplexer sequentially selects the electrodes, demodulated signals corresponding to all the six electrodes are sequentially obtained.
  • the presence / absence of the touch and the position are calculated based on the output value of the demodulation unit 105.
  • the possibility that there is a touch on the electrode H2 can be detected.
  • the possibility that there is a touch on the electrode V2 is detected, and the possibility that there is a touch at the center of the touch panel surface is detected.
  • touch detection in addition to the above peak detection, the difference from the value obtained when not touching is calculated, or the characteristics of signal change over time are used, so that misjudgment does not occur.
  • An algorithm was used. In this way, the presence / absence of touch and the touch position (coordinates) are detected.
  • Example 4 shows an example applied to a projected mutual capacitance type touch panel.
  • FIG. 29 shows the configuration of the capacitive touch panel of the present invention.
  • a plurality of electrodes H1: 203a, H2: 203b, H3: 203c and V1: 203d, V2: 203e, V3: 203f
  • nine intersections where the electrodes intersect are formed on the substrate.
  • a capacitance is formed by two intersecting electrodes.
  • the touch panel detects the presence / absence of a touch and the position of the touch by detecting a capacitance formed by two intersecting electrodes.
  • the electrodes (203d, 203e, 203f) extending in the horizontal direction are connected to the nodes 1 to 3 of the analog multiplexer 209 by wiring, and the analog multiplexer 209 is connected to the output terminal of the excitation generator 102.
  • the electrodes (203a, 203b, 203c) extending in the vertical direction are connected to the three IV converters 207a, 207b, 207c on a one-to-one basis by wiring.
  • the configurations and operations of the IV converters 207a, 207b, and 207c are the same as those of the third embodiment 207.
  • the output of the IV converter is given to the demodulation units (105a, 105b, 105c).
  • the outputs of the demodulation units 105a to 105c are transmitted to a block including a signal processing circuit (not shown), and the presence / absence of touch and the position are calculated based on the output values of the demodulation units 105a to 105c.
  • the number of electrodes is six, but this number can be set arbitrarily. By increasing this number, the size of the touch panel can be increased or the detection accuracy can be increased.
  • the analog multiplexer selection signal in FIG. 30 indicates the node number selected by the analog multiplexer 209 in FIG.
  • One of the driving features of the present invention is a period in which a touch is detected by applying a sine wave to a selected electrode during a period in which one of the electrodes V1, V2, and V3 is selected by the analog multiplexer 209. (T 1 to t 1 ′) and a period (t 0 to t 0 ′ and t 2 to t 2 ′) in which the sine wave is stopped and noise is acquired.
  • f 0 (t) is an output voltage of the IV converter 207a connected to the demodulator 0: 105a
  • f 1 (t) is an IV converter connected to the demodulator 1: 105b
  • the output voltage 207b, f 2 (t) is the output voltage of the IV converter connected to the demodulator 2: 105c.
  • f 1 (t) is shown as three representatives. Since the output voltage of the IV converter can be said to be the output of the sensor system as described in the third embodiment, the name is given as the sensor system output voltage in the figure.
  • the excitation generator 102 generates an intermittent sine wave voltage as shown in the second waveform from the top in FIG. This is the excitation of the sensor system.
  • a sine wave having a frequency of 100 kHz and an amplitude of 1.5 V pp (1.5 volts peak-to-peak) is supplied to the excitation generator 102 by the sine wave generator 103.
  • the excitation generator 102 an offset is 1.2V, the frequency is 100kHz, amplitude outputs intermittent sinusoidal voltage of 1.5V pp.
  • the voltage generated by the excitation generation unit 102 is sequentially given to a plurality of electrodes (V1 to V3) constituting the sensor system via the analog multiplexer 209.
  • FIG. 30 shows the output voltage f 1 (t) of the IV converter 207b connected to the demodulator 1: 105b.
  • the demodulating unit 105b includes y n (t), x n (t), z n (t), and n are integers out of the output voltage f 1 (t) of the sensor system.
  • the amplitude estimate value D 1 (t) of the true signal of x n (t) is output.
  • This true signal amplitude estimation value is
  • the controller (not shown) gives 1, 2, 3, 1, 2, 3,...
  • To the analog multiplexer selection signal gives the operation timing of the excitation generator 102, and demodulates 105a. Gives the timing of the operation c.
  • the analog multiplexer 209 sequentially selects electrodes, so that excitation is sequentially applied to all three electrodes V1, V2, and V3.
  • a set of an IV converter and a demodulator is connected to three electrodes H1, H2, and H3, respectively, and outputs a demodulated signal in parallel. For this reason, when the analog multiplexer finishes selecting 1, 2, and 3 sequentially, it is possible to obtain a demodulated signal corresponding to the capacitance of all nine intersections.
  • the presence / absence of touch and the position are calculated based on the output values of the demodulation units 105a to 105c.
  • a peak is seen in the demodulated signal when the analog multiplexer selects node 2, that is,
  • touch detection in addition to the above peak detection, the difference from the value obtained when not touching is calculated, or the characteristics of signal change over time are used, so that misjudgment does not occur.
  • An algorithm was used. In this way, the presence / absence of touch and the touch position (coordinates) are detected.
  • Example 4 of the present invention described above has the following characteristics. That is, the fourth embodiment includes a first electrode (for example, the electrode V2), a second electrode (for example, the electrode H2), and a drive circuit (applicable to the excitation generation unit 102) that applies a voltage to the first electrode.
  • a sensor system configured to measure and output a current flowing through the second electrode, and detect a capacitance of a capacitor formed by the first electrode and the second electrode. Thus, the touch state or coordinates of the indicator is detected.
  • the touch panel of the present invention includes demodulating units 105a to 105c that demodulate amplitude-modulated signals that are output from the sensor system 205.
  • the demodulating units 105a to 105c are periods in which the excitation generating unit 102 outputs a sine wave. Using both the response of the sensor system and the response of the sensor system during a period in which the excitation generator 102 does not output a sine wave, at least either immediately before or after the period. Is generated.
  • Capacitance sensor 101 Sensor system 102: Excitation generator 103: Sine wave generator 104: DC generator 105, 105a, 105b, 105c, 105d: Demodulator 110: Operational amplifier 111: Adder 120: Electronic equipment 130: Capacitive touch panel 131: Surface resistor (ITO) 132: Polarizing plate 140: Sampler 141: Multiplier 141a: Multiplier I, 141b Multiplier Q 142: integrator, 142a: integrator I, 142b: integrator Q 143: Register, 143a: Register I, 143b: Register Q 144: Multiplier, 144a: Multiplier I, 144b: Multiplier Q 145: Phase shifter 146: Controller 200: Controller 201: Multiplexer 202: Substrate 203a, 203b, 203c, 203d, 203e, 203f: Electrode 205: Sensor system 206: Capacitance sensor 207: Current-voltage converter (I ⁇ V

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Abstract

　タッチパネルの励振周波数と、外来ノイズの周波数とが一致または近傍の場合、バンドパスフィルタではノイズを除去できない。また、タッチ検出動作期間が非アドレス期間等の短時間に限定される場合、周波数分能が低下しかつ平均化によるノイズ除去効果が低下するため、Ｓ／Ｎが低下する。本発明の電子機器は、センサシステム１０１と間欠的な正弦波信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部１０２と、該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部１０５と、を含み、該復調部は、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答ｘ１（ｔ）と、少なくともその直前直後どちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答ｚ１（ｔ）との両者を用いて、復調信号Ｄ（ｔ）を生成する。

Description

電子機器、静電容量センサ及びタッチパネル
　本発明は、電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルに係り、特にＡＭ変復調システムを用いる電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルに関する。
　タッチパネルは、指やペンなどの指示体を用いて指し示された位置座標又は指し示す動作の有無を検出する装置であり、現在は、通常、液晶表示装置（Ｌｉｑｕｉｄ　Ｃｒｙｓｔａｌ　Ｄｉｓｐｌａｙ、ＬＣＤ）やプラズマ表示装置（Ｐｌａｓｍａ　Ｄｉｓｐｌａｙ　Ｐａｎｅｌ、ＰＤＰ）、有機ＥＬディスプレイ等の表示装置と組み合わせて用いられる。
　タッチパネルの出力を計算機に入力し、計算機によって表示装置の表示内容を制御したり、機器を制御したりすることにより、使い勝手の良いヒューマン・インターフェイスが実現される。現在、タッチパネルは、ゲーム機、携帯情報端末、券売機、現金自動預け払い機（ＡＴＭ）、カーナビゲーション等、日常生活において広く利用されている。また、計算機の高性能化及びネットワーク接続環境の普及に伴い、電子機器によって供給されるサービスが多様化し、タッチパネルを備えた表示装置に対するニーズが拡大し続けている。
　タッチパネルの一方式として、表面容量式のタッチパネルがある。表面容量式のタッチパネルは、（イ）面抵抗体と、（ロ）該面抵抗体に接続され、該面抵抗体に、励振として交流電圧（正弦波電圧）を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する、駆動・検出回路とから構成される。
　詳しくは、表面容量式のタッチパネルは透明基板とその表面に形成された、透明な面抵抗体と、その上面に形成された薄い絶縁膜とで構成される。この面抵抗体を、位置検出導電膜と呼ぶ。この方式のタッチパネルを駆動する際、位置検出導電膜の４隅に交流電圧を印加する。指または指示棒等（以下指等）でタッチパネルを触れると、位置検出導電膜と指等との静電容量結合によってキャパシタが形成される。このキャパシタを介して、指等に微小電流が流れる。この電流は、位置検出導電膜のそれぞれの隅から指等がタッチした点に流れる。駆動・検出回路により検出された電流に基づいて、信号処理回路が指等のタッチの有無と指等のタッチ位置の座標を計算する。具体的には、信号処理回路は位置検出導電膜の４隅の電流の和に基づいて、タッチの有無を検出する。また、位置検出導電膜の４隅の電流の比に基づいて、タッチ位置の座標を計算する。
　このような表面容量式の動作原理に基づくタッチパネルが特許文献１～５に開示されている。
　特許文献１は、表示パネルとタッチパネルとを組み合わせて動作させるときに、表示パネルの駆動信号による位置検出精度の低下を防止するために、表示パネルの非表示期間中にタッチパネルに交流電圧を印加するとともに、表示パネルの対向電極に対して同じ交流電圧を印加する対向電極駆動手段を備えている。
　また、特許文献２は、「ノイズが大きいときはＡＣ電圧振動レベルを大きくし、ノイズが少ないときにはＡＣ電圧振動レベルを小さくし、特定周波数ノイズの場合は別の電圧振動周波数に切り替えることにより安全性を確保し、Ｓ／Ｎ比が良くなり耐ノイズ性に優れ、且つ電気的に安全なタッチパネル装置」が示されている。
　加えて、特許文献３では、「指がパネルへタッチしたときの位相及びＡＣ電圧を接触ベクトル信号として、前記両信号の位相差と振幅より、余弦定理を用いて算出したスカラー量を本来の指がタッチしたＡＣ信号として、前記タッチ位置を検出するに当たり、指が前記面抵抗体の近くに無い時の寄生信号による前記ＡＣ電圧や、容量性接地人体や抵抗性接地人体の指による前記信号の位相差を排除する」ことが記載されている。
　続いて、特許文献４は、「演算回路は、ロングセンサ線ＬＳＬｉの出力と、ショートセンサ線ＳＳＬｉの出力を入力し、その差分（Ｄｅｌｔａ）と配線容量比Ｋｃを用いた演算により信号　成分Ｓを求める」ことが開示されている。
　一方、特許文献５には、「これらの４箇所のノードは、それぞれＮａ、Ｎｂ、Ｎｃ、Ｎｄの記号が付されている。これらのノードには、後述する電流検出回路の各端子が接続される」ことが開示され、また、「ノードＮａ～Ｎｄには、電流検出回路１３ａ～１３ｄを介して、単極双投スイッチ２１ａ～２１ｄを接続する。単極双投スイッチ２１ａ～２１ｄの２接点の一方　には交流電圧源２２を接続し、他方（すなわち、図４でＣＯＭと記載されたノード）には蓄積容量線駆動回路を接続する。交流電圧の波形は、一例として、正弦波を利用することができる。」と記載されている。
　一方、本発明人を含む特許出願人は、特許文献６および非特許文献１において、「信号の周波数とノイズの周波数が同一、あるいは、従来の周波数分解能では分解できない程度近傍のノイズを除去し、タッチの有無やタッチ位置を精度良く検出する」ことを課題として幾つかの提案を行っている。
特開２００７－３３４６０６号公報 特開２００６－１０６８５３号公報 特開２０１０－０８６２８５号公報 特開２０１１－０１３７５７号公報 特開２０１１－０１４１０９号公報 ＰＣＴ／ＪＰ２０１１／０６９６７３
Ｈ．Ｈａｇａ　ｅｔ　ａｌ．，　"Ａ　１０．４－ｉｎ．　Ｏｎ－Ｃｅｌｌ　Ｔｏｕｃｈ－Ｐａｎｅｌ　ＬＣＤ　ｗｉｔｈ　Ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ　Ｎｏｉｓｅ　Ｓｕｂｔｒａｃｔｉｏｎ　Ｍｅｔｈｏｄ，"　ＳＩＤ’　１２　Ｄｉｇｅｓｔ，　ｐｐ　４８９－４９２　（２０１２）　Ｓｏｃｉｅｔｙ　ｆｏｒ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｄｉｓｐｌａｙ　２０１２　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ
　以下の分析は、本発明者によってなされたものである。特許文献１に記載されたタッチパネルには次の六点の課題を有している。
　第一の課題は、外来ノイズ（電界の変化、静電容量結合性のノイズ）に弱いことである。特許文献１では、表示パネルの駆動信号による位置検出精度の低下を防止するとされているものの、表示パネルの駆動信号以外に由来する外来ノイズ、例えば、タッチパネルのタッチする面の上方に配置された、インバータ回路を含んでなる蛍光灯から発せられるノイズに対して、影響を受けやすい。
　理由の一つは、タッチパネルの動作原理に基づくものである。つまり、表面容量式のタッチパネルは、位置検出導電膜と指との間に形成されるキャパシタの静電容量を検出するものであるため、位置検出導電膜と指との間に、電磁界をシールドするためのシールド電極を形成することができないことである。このため、位置検出導電膜のタッチされる面は、外来ノイズに対して無防備な構造にならざるを得ない。そして、タッチパネルの寸法が大きくなるにつれて、外来ノイズの影響を受けやすくなる。
　別の理由は、ノイズ源が増えているからである。例えば、チラツキを低減させるために開発されたインバータ式蛍光灯が市場に受け入れられ、その数が増加していることが挙げられる。あるいは、携帯機器用の充電器やＡＣアダプタにおいて、電源電圧の変換効率を高めるために開発されたスイッチング電源が多く採用されるようになってきたことが挙げられる。これらの機器から生じるノイズは、静電容量を検出する機器の正常動作を妨げる。
　第二の課題は、タッチパネルの励振周波数とノイズの周波数とが一致する場合、若しくは近傍の場合、バンドパスフィルタではノイズを除去できないことである。
　上記で例示したノイズの基本周波数あるいは、その高調波の周波数は、タッチパネルの励振周波数と一致する、またはその近傍である。一方、特許文献１に記載がある同期検波回路は、励振周波数と異なる周波数のノイズを除去するためにフィルタリングを行うとされている。よって、このように、観測信号を周波数で分解、選択する手法では、励振周波数とノイズの周波数が一致した場合ノイズを除去することができない。
　また、ノイズの周波数が励振周波数の近傍の場合、バンドパスフィルタの通過域と阻止域との間に存在する減衰域（あるいは遷移域）を通して、ノイズが混入してしまう。つまり、実現可能なフィルタはその周波数分解能に一定の限度を有すため、励振周波数の近傍の周波数のノイズを除去できない。
　第三の課題は、タッチ検出動作期間が、非表示期間（非アドレス期間）等に限定される場合、周波数分能が低下し、真の信号の周波数近傍のノイズが除去できないことである。例えば、ペリオドグラムスペクトル推定法の場合、対象信号が振幅の等しい２つの正弦波信号からなる場合、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　Ｔ：信号取得期間
となるスペクトルピークを分離できるとされる。
　この場合、信号取得期間Ｔが５００マイクロ秒のとき、Δｆは２ｋＨｚであり、真の信号を１００ｋＨｚ、ノイズを９９ｋＨｚとした場合、両者を周波数で分解することはできないと考えられる。
　第四の課題は、平均化によるノイズ除去効果が低下し、Ｓ／Ｎが低下する。例えばポアソン分布の雑音が重畳された観測信号を多数回取得し、平均化により、ノイズを相殺してノイズを低減化させる場合、ノイズの低減量は取得回数の平方根に比例するとされることである。つまり、信号取得期間が非表示期間（非アドレス期間）等の短時間に制限される場合、平均化によるノイズ除去効果が低下し、Ｓ／Ｎが低下する。
　第五の課題は、本願出願人が特願２００９－１６３４０１で示したように、位置検出導電膜と指との間に、偏光板が存在するという構造を適用する場合、位置検出導電膜と指との間で形成される静電容量が小さくなり、Ｓ／Ｎが低下することである。また、位置検出導電膜と指との間に保護ガラス等を挿入した場合、同様にＳ／Ｎが低下する。
　第六の課題は、特許文献６や非特許文献１において、本願発明者や本願出願人が解決していない課題であり、さらに多様なノイズに対して、高いＳ／Ｎ比を得る必要があることである。特許文献６では全てのｎ（ｎは、非アドレス期間に対して順に１，２，３，・・・，と付与した番号）に対して｜Ｘｎ－Ｍｎ｜を計算し、この値を復調部の出力とした。しかし、全てのｎに対して｜Ｘｎ－Ｍｎ｜の計算を適用するとＳ／Ｎが低下する場合があることを本願発明者は見出した。
　そこで、信号の周波数とノイズの周波数が同一、あるいは、従来の周波数分解能では分解できない程度近傍のノイズを除去し、タッチの有無やタッチ位置を精度良く検出することができる電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルを提供することが課題となる。
　前記の課題を解決するために本発明に係る電子機器は、センサシステムと間欠的な正弦波信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部と、該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部と、を含み、該復調部は、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする電子機器であって、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答から算出される、該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをＸとし、その直前および直後の該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答から算出される該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをそれぞれ、Ｙ、Ｚとしたとき、該復調信号は、｜Ｘ－ｋ・Ｍ｜の定数倍、ただしＭはＹとＺとの平均ベクトル、ｋは係数とされ、該ｋの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定されることを特徴とする。
　また、前記の課題を解決するために本発明に係る静電容量センサは、面抵抗体と、該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する電子機器を含む。
　さらに、静電容量センサは、電極と、該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
　さらに、第１電極と、第２電極と、該第１電極に電圧を印加する駆動回路と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
　また、表示装置を含み構成され、該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする。
　加えて、前記の課題を解決するために本発明に係るタッチパネルは、面抵抗体と、該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
　その上、電極と、該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
　一方、前記の課題を解決するために本発明に係るタッチパネルは、第１電極と、第２電極と、該第１電極に電圧を印可する駆動回路と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
　その上で、前記の課題を解決するために本発明に係る電子機器は、表示装置を含み構成され、該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成する。
　他方、表示装置を含み構成され、表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする。
　また、本明細書および請求項において、励振生成部は正弦波を出力する、と記載しているが、この場合の出力は、単一周波数の正弦波に限定されるものではないことを注意しておく。全ての信号は、異なる周波数の正弦波の級数としてあらわすことができる（フーリエ級数展開）。つまり、励振生成部が、例えば矩形波を出力する場合、この矩形波は、異なる周波数の正弦波の級数である。この場合、この矩形波の基本周波数の正弦波に着目して、信号処理し、復調信号を得ればよい。このように、励振生成部が矩形波を出力する場合であっても、本発明に含まれる。同様な理由により、励振生成部が、いかなる交流を出力する場合であっても、本発明に含まれる。
　本発明に係る電子機器、静電容量センサ、タッチセンサ及びタッチパネルを実施することにより、以下の六点の効果を得ることができる。
　第一の効果は、正弦波を停波してノイズを取得するので、指の有無（タッチの有無）に関わらず、正確にノイズを取得できることである。
　第二の効果は、正弦波を停波して取得した「ノイズ」の信号処理経路と、正弦波を与えて取得した「真の信号＋ノイズ」の信号処理経路とは同一であるため、正確にノイズを取得できることである。
　第三の効果は、「真の信号＋ノイズ」と「ノイズ」とのベクトルどうしの減算を行うため、真の信号とノイズとが同一の周波数であっても、真の信号を正確に求めることができることである。
　第四の効果は、前方ノイズ（励振生成部が正弦波を出力する前の停波時に取得したノイズ）と後方ノイズ（励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズ）の平均ベクトルを使うことで、周波数分解能を超越して真の信号の近傍周波数のノイズを除去することができることである。
　第五の効果は、前方ノイズと後方ノイズの平均ベクトルを使うことで、ノイズの振幅が変動した場合でも、精度よくノイズを除去できることである。
　第六の効果は、多様なノイズに対して、高いＳ／Ｎ比を得ることができることである。特に本発明に係る制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのＳ／Ｎ低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でＳ／Ｎを高めることができる。
　本発明は、上記六点の効果により、外来ノイズに強く、Ｓ／Ｎの高いタッチパネル及び電子機器を提供することを可能とする。
本発明の実施形態１における電子機器のブロック図である。 本発明の実施形態１における静電容量センサのブロック図である。 本発明の実施形態１における静電容量センサのタイミングチャートである。 本発明の演算を説明するためのセンサシステム出力電圧のグラフである。 本発明の実施形態１における復調部の演算を示すベクトル図である。 本発明の実施形態２における演算を説明するための復調部入力電圧である。 本発明の実施形態２における復調部を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施形態２における復調部を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施形態２における復調部を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施形態３における静電容量センサのブロック図である。 本発明の実施例１における静電容量式タッチパネルの構成図である。 本発明の実施例１における静電容量式タッチパネルのタイミングチャートである。 本発明の実施例１における静電容量式タッチパネルの信号波形である。 本発明の実施例１における静電容量式タッチパネルの信号処理を説明するブロック図である。 本発明の実施例１における静電容量式タッチパネルの信号波形である。 本発明の実施例２における復調部における処理の流れ図である。 本発明の実施例２における復調部内部で得られたインバータ回路ＯＮ時の位相グラフであって、（ａ）は角度［Ｙ１，ｓ］であり、（ｂ）は角度［Ｚ１，ｓ］である。 本発明の実施例２における復調部内部で得られたインバータ回路ＯＦＦ時の位相グラフであって、（ａ）は角度［Ｙ１，ｓ］であり、（ｂ）は角度［Ｚ１，ｓ］である。 本発明の実施例２における復調部内部で図１７に対し位相の回転方向と量を推定して得られたインバータ回路ＯＮ時の位相グラフであって、（ａ）は角度［Ｙ１，ｓ］であり、（ｂ）は角度［Ｚ１，ｓ］である。 本発明の実施例２における復調部内部で図１８に対し位相の回転方向と量を推定して得られたインバータ回路ＯＦＦ時の位相グラフであって、（ａ）は角度［Ｙ１，ｓ］であり、（ｂ）は角度［Ｚ１，ｓ］である。 本発明の実施例２における静電容量式タッチパネルのインバータ回路ＯＮ時のＳ／Ｎのグラフである。 本発明の実施例２における静電容量式タッチパネルのインバータ回路ＯＦＦ時のＳ／Ｎのグラフである。 本発明の実施例３における復調部の処理のフローチャートである。 本発明の実施例３における静電容量式タッチパネルの、インバータ回路オン時のＳ／Ｎのグラフである。 本発明の実施例３における静電容量式タッチパネルの、インバータ回路オフ時のＳ／Ｎのグラフである。 本発明の実施例４における復調部の処理のフローチャートである。 本発明の実施例５における静電容量式タッチパネルの構成図である。 本発明の実施例５における静電容量式タッチパネルのタイミングチャートである。 本発明の実施例６における静電容量式タッチパネルのブロック図である。 本発明の実施例６における静電容量式タッチパネルのタイミングチャートである。
（実施形態１）
　本発明の静電容量センサについて説明する。一般的な静電容量センサは、背景技術で示したタッチパネルの機能から、位置の検出の機能を省くことで、その機能が実現される。位置の検出機能が省かれるため、面抵抗体の代わりに面導体、もしくは単に導体を用いることが可能である。
　（構成）
　図２に本発明の静電容量センサ１００のブロック図を、図１に、本発明の静電容量センサを抽象化した、本発明の電子機器１２０のブロック図示す。図２に示す静電容量センサ１００は、図に記載したキャパシタＣｉｎの静電容量を検出するように構成されている。この静電容量センサは、キャパシタＣｉｎの静電容量及び励振を入力とし、キャパシタＣｉｎの静電容量に応じた信号を出力するセンサシステム１０１と、該励振を生成する励振生成部１０２と、励振生成部に接続された正弦波生成部１０３と、直流生成部１０４とを有する。センサシステムの出力は復調部１０５に入力され、この復調部により復調信号が生成される。
　励振生成部は間欠的な正弦波信号を生成する。間欠的な正弦波信号を生成する手段は、図２で例示したように、正弦波生成部１０３と、直流生成部１０４とを有し、これらを切り替える手段がある。しかし、この手段に限定されるものではない。他の手段として、例えば、ＤＡコンバータを用いて、このＤＡコンバータに与えるデジタル信号が、間欠的な正弦波を離散化した信号であってもよい。
　センサシステムは、演算増幅器１１０と、その帰還路に挿入された抵抗Ｒｆと、キャパシタＣｆとで構成され、さらに、演算増幅器１１０の出力電圧と励振電圧とを減算する加算器１１１を備える。
　この演算増幅器１１０を理想オペアンプと仮定し、センサシステム１０１に入力する励振の電圧をＶ１、センサシステムの出力電圧をＶ２とすると、このセンサシステムの周波数応答Ｈ（ｊω）は、図から求まる回路方程式を解くことで、次の数式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、ωは励振の角周波数、ｊは虚数単位をあらわす。
　上記数式より、このセンサシステムの振幅応答｜Ｈ（ｊω）｜は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
となる。
　数式３に示すように、このセンサシステム１０１の出力の振幅は、キャパシタＣｉｎの静電容量に比例する。
　また、このセンサシステムの出力は、その周波数が励振の周波数と一致し、その振幅は、キャパシタＣｉｎの静電容量に応じて変化するので、このセンサシステムは振幅変調システムということができる。
　図２を抽象化すると図１のように表される。ここでセンサシステムの入力Ｓ（ｔ）は、電圧や電流といった電気信号のみならず、この実施形態で示したように静電容量とすることもできる。
　（動作）
　図３を参照し、本発明の静電容量センサの動作について説明する。
　励振生成部１０２は、図３の一番上の波形すなわち励振生成部出力電圧に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステム１０１に励振として供給する。この例では、正弦波の周波数を１００ｋＨｚとする。センサシステムはこの励振およびキャパシタＣｉｎの静電容量に応答して、図３の２番目の波形すなわち、センサシステム出力電圧に示すように、電圧ｆ（ｔ）を出力する。励振生成部１０２が正弦波を出力している期間のセンサシステムの応答を、図のように、ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ）とし、励振生成部が停波の期間のセンサシステムの出力電圧をｚ１（ｔ），ｚ２（ｔ）とする。
　数式２によると、励振生成部が停波の期間のセンサシステムの出力電圧の振幅はゼロとなる。しかし、実際はノイズが混入し、ゼロとならない。タッチセンサやタッチパネルなどの多くの場合、図２に示したキャパシタＣｉｎの静電容量は、指示体（指）と面抵抗体とで形成されるキャパシタの静電容量であり、キャパシタＣｉｎの一部を構成する面抵抗体には外来ノイズ（電界の変化、静電容量結合性のノイズ）が容易に混入する。図３においてｚ１（ｔ），ｚ２（ｔ）がゼロでない理由は、このノイズの影響をあらわしているからである。外来ノイズが定常的な場合、励振が正弦波であるか、あるいは停波（ＤＣ）であるかにかかわらず外来ノイズが混入するため、ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ）にも、ノイズは混入している。つまり、ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ）には、真の信号にノイズの加わった信号（真の信号＋ノイズ）が、ｚ１（ｔ），ｚ２（ｔ）にはノイズのみが現れている。
　発明者らが見出した重要なことは、ｚ１（ｔ），ｚ２（ｔ）は、キャパシタＣｉｎの静電容量に依存せず、外来ノイズをあらわすことである。つまり、タッチセンサやタッチパネルの場合、指示体である指の有無に関わらず、ノイズのみが現れることである。この理由は、指と位置検出導電膜とで形成されるキャパシタＣｉｎのインピーダンスが、センサシステムのインピーダンスに対して十分高いため、位置検出導電膜に混入したノイズは、指の有無に関わらず、電流としてセンサシステムに流入するからである。
　そして、励振生成部が正弦波を出力している期間のセンサシステム出力電圧に混入しているノイズと、その前後の励振生成部が停波している期間のセンサシステム出力電圧に混入しているノイズとに相関が認められたことである。
　復調部１０５はセンサシステム１０１の出力信号を受け上記特徴を活かして、ノイズを除去する。真の信号＋ノイズを含む観測信号ｘ１（ｔ）と、ノイズをのみ含む観測信号ｚ１（ｔ）から、ｘ１（ｔ）の真の信号、ここではｘ１（ｔ）の真の信号の振幅を求める例について説明する。
　復調部１０５では、センサシステム出力電圧ｆ（ｔ）から、時間間隔Δｔごとに周期的に信号値を読み出し、離散時間信号ｆ（ｉΔｔ），ｉ∈Ｚ（Ｚ：整数の集合）に変換する。ｘ１（ｔ）をこのようにサンプリングしてｘ１（ｉΔｔ），ｉ＝０，１，２，・・・Ｎ－１を、ｚ１（ｔ）をサンプリングしてｚ１（ｉΔｔ），ｉ＝０，１，２，・・・Ｑ－１を得る。
　ｘ１（ｉΔｔ）の離散フーリエ変換Ｄｋのうち、励振の正弦波の周波数である１００ｋＨｚに対応するＤｋをＸ１とすれば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、ｊは虚数単位、Ｎはサンプル数、と、複素数Ｘ１を求めることができる。複素数Ｘ１は、ベクトルＸ１≡（Ｒｅ｛Ｘ１｝，Ｉｍ｛Ｘ１｝）、Ｒｅ｛Ｘ１｝は複素数Ｘ１の実部、Ｉｍ｛Ｘ１｝は複素数Ｘ１の虚部と記述でき、２次元ベクトルＸ１で表現することもできる。そしてこれらは同値である。
　同様に、ｚ１（ｉΔｔ）の離散フーリエ変換Ｄｋのうち、正弦波の周波数である１００ｋＨｚに対応するＤｋをＺ１とすれば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、ｊは虚数単位、Ｑはサンプル数、と、複素数Ｚ１を求めることができる。複素数Ｚ１は、ベクトルＺ１≡（Ｒｅ｛Ｚ１｝，Ｉｍ｛Ｚ１｝）と、２次元ベクトルＺ１で表現することもできる。そしてこれらは同値である。
　次に、観測信号ｘ１（ｔ）に含まれるノイズの１００ｋＨｚの成分は、観測信号ｚ１（ｔ）の１００ｋＨｚの成分と同じであると仮定して、ベクトルＸ１－ベクトルＺ１を計算する。そして、その大きさである｜Ｘ１－Ｚ１｜をｘ１（ｔ）の真の信号の振幅として、復調信号Ｄ（ｔ）とし、復調部の出力とする。
　観測信号のモデルを用いて、上記で説明した復調部の動作を具体的数値を当てはめながら説明する。
　観測信号のモデルを図４に示す。観測信号のモデルをｆ（ｔ）と表すと、ｆ（ｔ）は、２Ｖ振幅の真の信号（Ｖｓｉｇ）と１Ｖ振幅のノイズ（Ｖｎｏｉｓｅ）を加算した、次の信号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　Δｔ＝０．１マイクロ秒としてサンプリングし、ｆ（ｔ）をｆ（ａΔｔ）、ａ＝０，１，２，・・・４９９９と離散化した。
　ｘ１（ｉΔｔ），ｚ１（ｉΔｔ）は図４内に示す信号とした。また、ｘ１（ｉΔｔ）の長さ（時間）、すなわちｔ１’－ｔ１は、後に１００ｋＨｚの成分を抽出することを考慮すると、１００ｋＨｚの周期の整数倍、すなわちｎｘ１０マイクロ秒、ｎは正の整数、とすることが望ましい。
　具体的には、ｘ１（ｉΔｔ）、ｉ＝０～１９９９をｆ（ａΔｔ）、ａ＝１０００～２９９９、とし、ｔ１’－ｔ１を２００マイクロ秒（ｎ＝２０）とした。
　また、ｚ１（ｉΔｔ）の開始時刻ｔ２は、ｔ１＋ｍｘ１０μｓｅｃ、ｍは正の整数、とすることが望ましく、さらに、ｚ１（ｔ）の長さ（時間）、すなわちｔ２’－ｔ２は、１００ｋＨｚの周期の整数倍、すなわちｗｘ１０マイクロ秒、ｗは正の整数とすることが望ましい。
　具体的には、ｚ１（ｉΔｔ）、ｉ＝０～１９９９をｆ（ａΔｔ）、ａ＝３０００～４９９９とし、ｔ２＝ｔ１＋２００マイクロ秒（ｍ＝２０）、ｔ２’－ｔ２を２００マイクロ秒（ｗ＝２０）とした。
　Ｘ１，Ｚ１を計算すると、次の結果が得られた。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　上の複素数をベクトルと捉え、ベクトルＸ１、ベクトルＺ１、および、ベクトルＸ１－ベクトルＺ１を複素平面上にプロットすると、図５のようになる。
　ベクトルＸ１－ベクトルＺ１の大きさは図のとおり１．０であり、ここで、図５の各ベクトルの大きさは、１００ｋＨｚの信号の振幅の１／２であることに注意すると、ベクトルＸ１－ベクトルＺ１により、真の信号の振幅が２Ｖであることが算出された。一方、算出されたｘ１（ｉΔｔ）の振幅である２ｘ｜Ｘ１｜（１．５Ｖ）および算出されたｚ１（ｉΔｔ）の振幅である２ｘ｜Ｚ１｜（１．０Ｖ）といった振幅の情報のみに基づいて、真の信号の振幅（２Ｖ）を導出することは困難である。
　このｘ１（ｉΔｔ）の振幅（１．５Ｖ）およびｚ１（ｉΔｔ）の振幅（１．０Ｖ）は、ｘ１（ｉΔｔ）、ｚ１（ｉΔｔ）それぞれの信号の１００ｋＨｚ成分の振幅を求めたことと等価である。つまり、従来の周波数分離を用いたノイズ除去のみでは真の信号の振幅を求めることはできない。
　上記では、ｘ１（ｉΔｔ）、ｚ１（ｉΔｔ）からＸ１、Ｚ１を算出し、｜Ｘ１－Ｚ１｜を計算することで、復調信号Ｄ（ｔ）の一つの値を求める例を示した。Ｄ（ｔ）の次の値については、図３に示すように、ｘ２（ｔ）、ｚ２（ｔ）からＸ２、Ｚ２を算出し、｜Ｘ２－Ｚ２｜を計算する。以降のＤ（ｔ）の値についても同様に計算することで復調信号Ｄ（ｔ）を求める。
　作用、効果は２つ存在し、第一の効果は、正弦波を停波してノイズを取得するので、指の有無に関わらず、あるいは指の有無が変化した場合や、指の押し圧が変化してキャパシタＣｉｎの静電容量が変化した場合であっても、正確にノイズを取得できることである。
　また、第二の効果は「真の信号＋ノイズ」と「ノイズ」とのベクトルどうしの減算を行うため、真の信号とノイズとが同一周波数であっても、真の信号を正確に求めることができることである。
　（実施形態２）
　実施形態１では、観測信号ｘ１（ｉΔｔ）の真の信号の振幅を求めるために観測信号ｚ１（ｉΔｔ）を利用した。すなわち、観測信号ｘ１（ｉΔｔ）の時間的に後に観測したノイズｚ１（ｉΔｔ）を利用して、ノイズを除去した。この実施形態２では、観測信号ｘ１（ｉΔｔ）の前後のノイズを利用して観測信号ｘ１（ｉΔｔ）の真の信号の振幅を求める形態について、復調部の動作を中心に説明する。
　図６に復調部１０５の入力信号を離散化した観測信号のモデルｆ（ａΔｔ）、ａ＝０，１，２，・・・、Δｔ＝０．４マイクロ秒を示す。
　ｆ（ａΔｔ）は振幅１Ｖの真の信号（Ｖｓｉｇ）と、時間経過に比例して振幅が変化する９９ｋＨｚのノイズ（Ｖｎｏｉｓｅ）を加算したものである。これを数式で示すと次の通りとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ｙ（ｉΔｔ）、ｘ（ｉΔｔ）、ｚ（ｉΔｔ）はそれぞれ、ｆ（ａΔｔ）から次のように切り出した信号とした。
　ｙ（ｉΔｔ）、ｉ＝０～３９９をｆ（ａΔｔ）、ａ＝３８００～４１９９、としｘ（ｉΔｔ）、ｉ＝０～１６２４をｆ（ａΔｔ）、ａ＝４２５０～５８７４、としｚ（ｉΔｔ）、ｉ＝０～２９９をｆ（ａΔｔ）、ａ＝６０００～６２９９、とした。
　ここで、便宜的にｙ（ｉΔｔ）に前方ノイズ、ｚ（ｉΔｔ）に後方ノイズと名づけた。
　復調部では、実施形態１同様な手法を用いて、観測信号ｙ（ｉΔｔ），ｚ（ｉΔｔ）から、複素数Ｙｍ，Ｚｍを次の数式で求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　ここで、Δｔはサンプリング周期、ｊは虚数単位をあらわす。
　ここで求めたベクトルＹｍ、Ｚｍを図７内に模式的に示した。
　次にベクトルＹｍ，ベクトルＺｍから、時刻ｔ１及び時刻ｔ１’のノイズベクトルＹ，Ｚを推測する。推測法は次の通りである。時刻が（ｔ０＋ｔ０’）／２のときのノイズベクトルをＹｍ、時刻が（ｔ２＋ｔ２’）／２のときのノイズベクトルをＺｍ、とする。
　ＹｍからＺｍへと、時間に比例してベクトルの振幅と位相が変化すると近似し、時刻ｔ１及び時刻ｔ１’のノイズベクトルＹ，Ｚを得る。図７にＹｍ，ＺｍとＹ、Ｚの関係を模式的に示した。
　次にベクトルＹ、Ｚからこれらの平均ベクトルＭを算出する。平均ベクトルＭの算出について図８を参照して説明する。
　ベクトル表現と複素数表現とは前述のとおり同値であり、複素数でＭの算出式を表すと次の通りとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　ここで、Ｔは図６のｔ１’－ｔ１、ＡＳ，θＳはベクトルＹの振幅と位相、ＡＥ，θＥはベクトルＺの振幅と位相をあらわす。図９（ａ）に、図６のモデル信号から、上記にしたがって求めたＹ、Ｚ及びＭを示す。
　次に、実施形態１同様にＸを求めて、Ｘ－Ｍを演算する。Ｘは次の数式で表示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ここで、Δｔはサンプリング周期、ｊは虚数単位で計算される。
　図６のｘ（ｉΔｔ）から求めたＸおよび、先に求めたＭ、そしてＸ－Ｍを図９（ｂ）に示す。
　図９（ｂ）より｜Ｘ－Ｍ｜は０．５であり、この値は真の信号の振幅の１／２の値を表すことに注意すると、真の信号の振幅１．０Ｖが正しく求められることが確認された。つまり、励振の周波数１００ｋＨｚにきわめて近い９９ｋＨｚというノイズが混入した場合でも、正確にノイズが除去されることが示された。
　また、一般に、今回のｘ（ｉΔｔ）のように、信号取得期間が制限される場合、周波数分解能が低下して、真の信号の周波数近傍のノイズが除去できない。一方、本実施形態で示したとおり、ｘ（ｉΔｔ）の前方のノイズｙ（ｉΔｔ）と後方のノイズｚ（ｉΔｔ）を利用することで、周波数分解能を超越して、近傍周波数のノイズを除去することができた。
　さらに、本実施形態で示したように、ノイズの振幅が時間に依存する場合であっても、平均ベクトルＭを使うことで、精度良くノイズを除去することができる。
　（作用・効果）
　作用効果として以下の２つが挙げられる。
　第一に前方ノイズと後方ノイズから計算される平均ベクトルを使うことで、周波数分解能を超越して近傍周波数のノイズを除去することができることである。
　第二に前方ノイズと後方ノイズから計算される平均ベクトルを使うことで、ノイズの振幅が変動した場合でも、精度よくノイズを除去できることである。
（実施形態３）
　実施形態３は、本発明を静電容量センサに適用した形態である。
（構成）
　図１０に本発明の静電容量センサ２０６のブロック図を示す。図１０に示す静電容量センサ２０６は、図１０内に記載したキャパシタＣｉｎの静電容量を検出するように構成されている。この静電容量センサ２０６は、キャパシタＣｉｎの静電容量及び励振を入力とし、キャパシタＣｉｎの静電容量に応じた信号を出力するセンサシステム２０５と、該励振を生成する励振生成部１０２と、励振生成部１０２に接続された正弦波生成部１０３と、直流生成部１０４とを有する。センサシステム２０５の出力は復調部１０５に入力され、この復調部１０５により復調信号が生成される。
　前述の図２の静電容量センサは、グランドに接続されたキャパシタＣｉｎの静電容量を検出する構成であった。一方、本実施形態である図１０の静電容量センサ２０６は、ノードＮ１、ノードＮ２の間に接続されたキャパシタＣｉｎの静電容量を検出する。また、図１０の静電容量センサは、ノードＮ１とグランドとの間に寄生容量が形成された場合であっても、この影響を受けることなくキャパシタＣｉｎの静電容量を検出できる。
　励振生成部１０２は間欠的な正弦波信号を生成する。
　センサシステム２０５は、電流電圧変換器（Ｉ－Ｖ変換器）２０７と、キャパシタＣｉｎを構成する一方の電極（ノードＮ１に接続された電極）と、Ｉ－Ｖ変換器２０７に接続された直流バイアス回路２０８（グランドのみでもよい）とで構成される。
　Ｉ－Ｖ変換器２０７は、演算増幅器１１０と、帰還路に挿入された抵抗Ｒｆと、帰還路に挿入されたキャパシタＣｆとで構成され、演算増幅器１１０の反転入力端子にキャパシタＣｉｎを構成する他方の電極（ノードＮ２に接続された電極）が接続される。
　この演算増幅器１１０を理想オペアンプと仮定し、センサシステム２０５に入力する励振の電圧をＶ１、センサシステム２０５の出力電圧をＶ２とすると、このセンサシステム２０５の周波数応答Ｈ（ｊω）は、図１０から求まる回路方程式を解くことで、［数２］と同一になる。そして、このセンサシステムの振幅応答｜Ｈ（ｊω）｜は、［数３］と同一となる。よって、このセンサシステム２０５の出力の振幅は、キャパシタＣｉｎの静電容量に比例する。
　また、このセンサシステム２０５の出力は、その周波数が励振の周波数と一致し、その振幅は、キャパシタＣｉｎの静電容量に応じて変化するので、このセンサシステム２０５は振幅変調システムということができる。
（動作）
　上述の説明より図１０のセンサシステム２０５の入出力特性と、前述の図２のセンサシステム１０１の入出力特性が同一であるため、その動作は実施形態１、あるいは実施形態２と同一となる。このため、動作に関する説明は省略する。
　以上述べた本発明の実施形態３は、次の特徴を有するといえる。すなわち、本発明の静電容量センサ２０６は、第１電極（図１０のキャパシタＣｉｎの、ノードＮ１側の電極）と、第２電極（図１０のキャパシタＣｉｎの、ノードＮ２側の電極）と、該第１電極に電圧を印加を印可する駆動回路（励振生成部１０２が該当する）と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路（Ｉ－Ｖ変換機２０７）とから構成されるセンサシステム２０５と、を有し、該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタＣｉｎの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
　また、本発明の静電容量センサ２０６は、該センサシステム２０５の出力である振幅変調信号を復調する復調部１０５を含み、該復調部１０５は、該励振生成部１０２が正弦波を出力した期間の該センサシステム２０５の応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部１０２が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成する。
　本発明の静電容量式タッチパネルについて説明する。
（構成）
　図１１に本発明の静電容量式タッチパネル１３０の構成を示す。図１１に示すタッチパネルは、指と面抵抗体１３１との間に形成されるキャパシタＣｉｎの静電容量を利用して、タッチの有無とタッチ位置とを検出する。
　面抵抗体１３１は、ＩＴＯ（Ｉｎｄｉｕｍ－ｔｉｎ－ｏｘｉｄｅ）膜を利用した。該ＩＴＯ膜は図示しないガラス基板上に、一様なシート抵抗値、ここでは８００オームを有するベタ膜である。このＩＴＯ膜上に、絶縁体、ここでは、液晶表示装置を構成するために用いられる偏光板１３２を、酸を含まない糊を用いて貼り付けた。
　ＩＴＯ膜１３１の４隅に、配線を接続する。各配線は図１１に示すように４つのセンサシステム１０１へ接続される。センサシステムの構成は実施形態１のそれと同様である。４つのセンサシステムには、励振生成部１０２の出力電圧が入力され、各センサシステムの出力は、復調部１０５（復調部０～復調部３）に与えられる。
　復調部の出力は、図示しない、信号処理回路を含むブロックへ伝えられ、この信号処理回路を含むブロックで、復調部の出力値に基づき、タッチの有無とタッチ位置とを算出する。
　（動作）
　図１２を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。
　本発明の静電容量式タッチパネルは、液晶表示装置（ＬＣＤ）の表示面上に配設され、ＬＣＤの駆動ノイズを避けるように駆動される。
　図１２の非アドレス明示信号は、ＬＣＤの非アドレス期間を明示する信号で、非アドレス期間にハイレベルとされる信号である。ここで、非アドレス期間とは、ＬＣＤの走査線が走査されていない期間を指し、最後の走査線の選択が終了した後以降、最初の走査線が選択される前までの期間を指す。
　本発明の駆動の特徴の一つは、非アドレス期間中に、励振に正弦波を与えてタッチを検出する期間（ｔ１～ｔ１’）を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間（ｔ０～ｔ０’およびｔ２～ｔ２’）を有することである。
　非アドレス期間中にノイズを取得することで、このノイズには外来ノイズが含まれる一方、ＬＣＤの駆動のノイズが含まれないこととなる。この結果、タッチを検出する期間（ｔ１～ｔ１’）に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。
　励振生成部１０２は、図１２の上から２番目の波形に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図１２の励振生成部出力電圧を得るために、励振生成部には、周波数が１００ｋＨｚで振幅が１．５Ｖｐｐ（１．５ボルトピークツーピーク）の正弦波が、正弦波生成部１０３により与えられ、また、ＤＣ＝１．２ＶのＤＣ電圧が直流生成部１０４により与えられる。そして、励振生成部はオフセットが１．２Ｖで、周波数が１００ｋＨｚ、振幅が１．５Ｖｐｐの間欠的な正弦波電圧を出力する。正弦波が停波している期間はＤＣ＝１．２Ｖの電圧を出力する。
　励振生成部で生成された電圧は、４つのセンサシステム１０１（ここでは、便宜的にｃｈ０のセンサシステム、ｃｈ１のセンサシステム、ｃｈ２のセンサシステム、ｃｈ３のセンサシステムと区別する）に与えられる。励振生成部１０２で生成された電圧は、センサシステム内の演算増幅器１１０の非反転入力端子に与えられ、この電圧は、演算増幅器のイマジナリーショート動作によって、反転入力端子に現れる。すなわち、励振生成部１０２が周波数１００ｋＨｚ、振幅１．５Ｖｐｐの電圧を出力すると、ＩＴＯ１３１に周波数１００ｋＨｚ、振幅１．５Ｖｐｐの電圧が印加される。
　キャパシタＣｉｎの静電容量が形成されると、各センサシステムから、指の位置に応じて決まるコンダクタンスＧ０～Ｇ３およびキャパシタＣｉｎを介して、人体へと交流電流がながれる。
　各センサシステムの出力は、この交流電流の大きさに応じて振幅が決まる、間欠的な正弦波電圧にノイズが重畳したものである。センサシステムのうち、ｃｈ１のセンサシステムを代表に選び、その出力電圧をｆ１（ｔ）として図１２に示した。
　復調部１０５について、ｃｈ１を例にその動作を説明する。
　ｃｈ１の復調部１０５ｂは、ｃｈ１のセンサシステムの出力電圧ｆ１（ｔ）のうち、図１２に示すようにｙｎ（ｔ）、ｘｎ（ｔ）、ｚｎ（ｔ）、ｎは整数、の信号を利用して、ｘｎ（ｔ）の真の信号の振幅Ｄ１（ｔ）を出力する。
　復調部１０５ｂでは、センサシステムの出力電圧ｆ１（ｔ）をサンプリング間隔Δｔ＝０．４マイクロ秒でサンプリングし、ｆ１（ａΔｔ）、ａはサンプル番号で整数、を得る。
　ｘ１（ｉΔｔ）、ｙ１（ｉΔｔ）、ｚ１（ｉΔｔ）はそれぞれ、ｆ１（ａΔｔ）から次のように切り出した信号とした。ｙ１（ｉΔｔ）、ｉ＝０～３９９　を　ｆ（ａΔｔ）、ａ＝３８０１～４２００、としｘ１（ｉΔｔ）、ｉ＝０～１６２４をｆ（ａΔｔ）、ａ＝４２５１～５８７５、としｚ１（ｉΔｔ）、ｉ＝０～３９９をｆ（ａΔｔ）、ａ＝６００１～６４００、とした。
　本実施例では、ノイズの位相の回転を正確に推測するため、ｙ１（ｔ）およびｚ１（ｔ）に対応する期間をそれぞれ４つのセグメント分割し、セグメントごとに１００ｋＨｚ成分のベクトルを算出する。
　具体的には、次の数式１８～数式２５に示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　次に、前方ノイズ、後方ノイズの振幅と位相を求める。
　振幅は次のように、まず、セグメントの平均値を計算する。前方ノイズの振幅｜Ｙｍ｜および後方ノイズの振幅｜Ｚｍ｜は、それぞれ、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　位相は、まず、数式１８から数式２５で得られた結果から、次の通り、各セグメントの位相を計算する。
　ａｎｇｌｅ［Ｙ１，１］、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，２］、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，３］、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，４］、および、ａｎｇｌｅ［Ｚ１，１］、ａｎｇｌｅ［Ｚ１，２］、ａｎｇｌｅ［Ｚ１，３］、ａｎｇｌｅ［Ｚ１，４］、ここでａｎｇｌｅ［Ｙ１，１］はＹ１，１の位相を示す。
　上で計算される位相は±πの範囲に制限されている。このままでは、位相の推測に都合が悪いので、適宜２ｎπ、ｎは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなげる。
　この操作は、実際に蛍光灯のインバータ回路の外来ノイズが混入したセンサシステム出力の１００ｋＨｚ成分の位相の推移を見ると理解しやすい。
　図１３に、本発明の静電容量式タッチパネルを、蛍光灯のインバータ回路の近くで駆動した際の波形を示す。一番上がＩＴＯの電圧、２番目がｃｈ１のセンサシステム出力をサンプリングした波形、３番目が、１００サンプルを１セグメントとしたときの、各セグメントから計算される１００ｋＨｚの振幅、一番下のグラフが、１００サンプルを１セグメントとしたときの、各セグメントから計算される１００ｋＨｚの位相を示している。一番下のグラフは±πの範囲に制限された位相に２ｎπ、ｎは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなげた結果である。
　この結果より、位相の変化は滑らかであり、適宜２ｎπ、ｎは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなぐことが可能なことがわかる。
　また、前方ノイズから得た４つの位相ａｎｇｌｅ［Ｙ１，１］、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，２］、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，３］、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，４］の傾きと、後方ノイズから得たａｎｇｌｅ［Ｚ１，１］、ａｎｇｌｅ［Ｚ１，２］、ａｎｇｌｅ［Ｚ１，３］、ａｎｇｌｅ［Ｚ１，４］を利用することで、前方ノイズから後方ノイズに至る過程で位相がどちらの方向に、どれだけ回転したか推測する。
　位相について、上記２つの処理、すなわち、±πの範囲の制限を外す処理と、前方ノイズと後方ノイズの位相の傾きから、回転方向と量を推測する処理とを行った後の位相を、　ａｎｇｌｅ［Ｙ１，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，４］’およびａｎｇｌｅ［Ｚ１，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ１，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ１，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｚ１，４］’とし、前方ノイズの位相ａｎｇｌｅ［Ｙｍ］および後方ノイズの位相ａｎｇｌｅ［Ｚｍ］を、それぞれ、次の通り計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　なお、図１３の上から３番目のグラフにより、前方ノイズと後方ノイズとを直線でつなぐ近似で、ｘ（ｔ）の期間に混入しているノイズの振幅も推測可能であることも分かる。
　上記で求めた｜Ｙｍ｜とａｎｇｌｅ［Ｙｍ］によりベクトルＹｍが、｜Ｚｍ｜とａｎｇｌｅ［Ｚｍ］によりベクトルＺｍがそれぞれ決まる。
　次に、実施形態２で述べた手順にしたがって、Ｙｍ，　Ｚｍから、時刻ｔ１及び時刻ｔ１’のノイズベクトルＹ，Ｚを推測する。
　続いて、実施形態２で述べた手順にしたがって、ベクトルＹ、Ｚからこれらの平均ベクトルＭ１を算出する。
　さらに、ベクトルＸ１をもとめて、Ｘ１－Ｍ１を演算する。Ｘは以下の数式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　ここで、Δｔはサンプリング周期，ｊは虚数単位で計算される。
　ベクトルＸ１－Ｍ１の大きさ｜Ｘ１－Ｍ１｜は、復調部１０５ｂの出力Ｄ１（ｔ）として、図１２に示すように出力される。
　次の非アドレス期間においても、図１２に示すように、ｙ２（ｔ），ｘ２（ｔ），ｚ２（ｔ）から｜Ｘ２－Ｍ２｜を計算し、復調部の出力とする。
　以降、同様にｙｎ（ｔ），ｘｎ（ｔ），ｚｎ（ｔ）から｜Ｘｎ－Ｍｎ｜を計算し、復調部の出力とする。
　次に、上で説明した、センサシステムの出力電圧ｆ１（ｔ）から、Ｙ１，１，Ｙ１，２，Ｙ１，３，・・・，Ｘ１，・・・，Ｚ１，３，Ｚ１，４を得るための信号処理部のブロック図を、図１４を参照して説明する。
　図１４のセンサシステム１０１の出力ｆ（ｔ）が図１１を用いて説明したセンサシステムの出力電圧ｆ１（ｔ）に対応する。ｆ（ｔ）はサンプラ１４０に供給され、時間間隔Δｔ＝０．４マイクロ秒ごとの離散時間信号ｆ（ａΔｔ）、ａ＝０，１，２・・・、に変換される。ｆ（ａΔｔ）は、２つの乗算器（乗算器Ｉ　１４１ａ、乗算器Ｑ　１４１ｂ）に入力される。乗算器Ｉ　１４１ａは、ｆ（ａΔｔ）とｃｏｓ（ωａΔｔ）、ａ＝０，１，２，３・・・、ω＝２π１００ｋＨｚ、とを逐次乗算し、その結果を時間間隔Δｔごとに逐次出力する。同様に乗算器Ｑ　１４１ｂは、ｆ（ａΔｔ）とｓｉｎ（ωａΔｔ）、ａ＝０，１，２，３・・・、ω＝２π１００ｋＨｚ、とを逐次乗算し、その結果を時間間隔Δｔごとに逐次出力する。
　乗算器Ｉのｃｏｓ（ωａΔｔ）は、正弦波生成部１０３の出力を利用し、乗算器Ｑのｓｉｎ（ωａΔｔ）は、正弦波生成部の出力を－９０度の移相器１４５を通すことで変換した信号を利用する。
　乗算器Ｉ　１４１ａ、乗算器Ｑ　１４１ｂの出力は、それぞれ、積算器Ｉ　１４２ａ、積算器Ｑ　１４２ｂに入力され、積算器は制御器１４６によって与えられる制御信号がアクティブの期間に入力される信号を加算する。
　例えばＹ１，１を求めるために、ｆ（ａΔｔ）のａの値が３８０１～３９００の期間、制御器は積算器にアクティブ信号をあたえる。これによって、積算器Ｉ　１４２ａは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
を計算する。つまり、数式１７で示したＹ１，１の実部の１００倍の値が計算される。
　所定の期間積算された信号は、それぞれレジスタＩ　１４３ａ、レジスタＱ　１４３ｂに取り込まれ、レジスタに接続された乗算器１４４により、１／Ｎ倍（Ｎは積算したサンプル数）される。
　この処理を経ることで、乗算器Ｉ　１４４ａは、Ｙ１，１，Ｙ１，２，Ｙ１，３，・・・，Ｘ１，・・・，Ｚ１，３，Ｚ１，４の実部、すなわち、Ｒｅ｛Ｙ１，１｝，Ｒｅ｛Ｙ１，２｝，Ｒｅ｛Ｙ１，３｝，・・・，Ｒｅ｛Ｘ１｝，・・・，Ｒｅ｛Ｚ１，３｝，Ｒｅ｛Ｚ１，４｝の値を順次出力し、乗算器Ｑ　１４４ｂはＹ１，１，Ｙ１，２，Ｙ１，３，・・・，Ｘ１，・・・，　Ｚ１，３，Ｚ１，４、の虚部の－１倍、すなわち、－Ｉｍ｛Ｙ１，１｝，－Ｉｍ｛Ｙ１，２｝，－Ｉｍ｛Ｙ１，３｝，・・・，－Ｉｍ｛Ｘ１｝，・・・，－Ｉｍ｛Ｚ１，３｝，－Ｉｍ｛Ｚ１，４｝、の値を順次出力する。
　これらの値は、順次、図示しない計算機に入力され、大きさと位相とが計算される。
　次に、本発明を用いた場合と従来、すなわち、周波数分離のみを用いたノイズ除去との実験結果について説明する。
　実験の構成は、図１１のタッチパネルを準備し、このタッチパネルの上方３０ｃｍに、インバータ式蛍光灯のインバータ回路を配置した。センサシステムの出力を観察すると、明らかにインバータ回路からのノイズが混入されている。
　測定は、およそ１０秒間おこない、測定開始から約５秒後に、タッチパネル中央を指でタッチした。実験結果を図１５に示す。
　図１５（ｂ）は本発明を利用した場合の実験結果であって、Ｄ１（ｔ）の出力である｜Ｘｎ－Ｍｎ｜の一つを１点としてプロットし、６５３点のプロットを直線でつないだものである。
　一方、図１５（ａ）は、周波数分離のみを用いたノイズ除去の実験結果であり、具体的には励振が１００ｋＨｚの正弦波の期間のセンサシステムの出力信号の１００ｋＨｚ成分の振幅を、｜Ｘｎ－０｜で求めたものである。
　本発明の実施により、タッチ有無での信号差の大きさを信号Ｓ、タッチなし無しでの標準偏差をノイズＮ、とすれば、従来のＳ／Ｎ＝１．３６に対し、本発明では３．８７と９ｄＢのＳ／Ｎ向上が確認された。
　実施例２は、実施例１に適用できる新たな技術である。本願発明の本実施例により、多様なノイズに対して、高いＳ／Ｎを得るための技術が開示される。
　実施例１では、全てのｎ（ｎは、非アドレス期間に対して順に１，２，３，・・・，と付与した番号）に対して｜Ｘｎ－Ｍｎ｜を計算し、この値を復調部の出力とした。
　しかし、実施例１において、全てのｎに対して｜Ｘｎ－Ｍｎ｜の計算を適用するとＳ／Ｎが低下する場合がある。例えば、実施例１において、インバータ回路の動作を停止させた状態で取得した信号がこれに該当する。インバータ回路を停止させることで、明示的なノイズ源は無くなり、その他の外来ノイズがノイズとして顕在化する。インバータ回路を停止させた実験では、復調部の出力を単に｜Ｘｎ｜とした場合、Ｓ／Ｎは５２．３であり、復調部の出力を｜Ｘｎ－Ｍｎ｜とした場合、Ｓ／Ｎは３０．２と低下した。
　発明者らの解析の結果、上記のその他のノイズが主なノイズであった場合、実施例１で求めた位相、すなわちａｎｇｌｅ［Ｙｎ，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｙｎ，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｙｎ，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｙｎ，４］’、および、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，４］’（ここで一番目の添え字ｎは非アドレス期間に対して順に１，２，３，・・・，と付与した番号を示し、二番目の添え字はセグメント番号を示す）の変化が大きすぎ、これらを用いて算出したＭｎがＸｎに含まれるノイズを正しく反映していないことが分かった。
　そこで、位相の変化に着目し、位相の変化が所定の値より大きい場合は、ベクトルＭｎをゼロとする制御手段を、復調部に追加した。図１６に復調部における処理の流れ図をしめす。図１６の流れ図に沿って、復調部の動作を説明する。
（ＳＴＥＰ１）
　実施例１で説明した方法で、前方ノイズの４つのセグメントの位相、ａｎｇｌｅ［Ｙｎ，１］、ａｎｇｌｅ［Ｙｎ，２］、ａｎｇｌｅ［Ｙｎ，３］、ａｎｇｌｅ［Ｙｎ，４］、および後方ノイズの４つのセグメントの位相、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，１］、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，２］、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，３］、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，４］を算出する。ここで一番目の添え字ｎは非アドレス期間に対して順に１，２，３，・・・，と付与した番号を示し、二番目の添え字はセグメント番号を示す。
　具体例を示す。実験で得られた値のうち非アドレス期間の番号ｎ＝１の例を図１７および図１８に示した。図１７はインバータ回路を動作させたときに得られた位相、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，ｓ］およびａｎｇｌｅ［Ｚ１，ｓ］、ｓはセグメント番号、であり、図１８はインバータ回路を停止させた状態で得られた位相である。
（ＳＴＥＰ２）
　ＳＴＥＰ１で得られる位相の値域は－π～πなので、実施例１と同様にこの制限をはずす処理を行う。また、前方ノイズと後方のノイズの傾きから、位相の回転方向と量を推測する。これら処理を行った位相をａｎｇｌｅ［Ｙｎ，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｙｎ，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｙｎ，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｙｎ，４］’、およびａｎｇｌｅ［Ｚｎ，１］’、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，２］’、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，３］’、ａｎｇｌｅ［Ｚｎ，４］’とする。
　具体例を示す。ＳＴＥＰ１で得られた位相に対してＳＴＥＰ２の処理を施した結果を図１９および図２０に示す。図１９はインバータ回路を動作させたときに得られた位相、ａｎｇｌｅ［Ｙ１，ｓ］’およびａｎｇｌｅ［Ｚ１，ｓ］’、ｓはセグメント番号、であり、図２０はインバータを停止させた状態で得られた位相を示す。
（ＳＴＥＰ３）
　上記で得られた位相に対し、次に定義される位相差６個を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　次に、これら６個の位相差の絶対値をもとめ、その最大値を得る。
　図１９のインバータ回路オンの位相データ及び図２０のインバータ回路オフの位相データそれぞれについて、位相差の絶対値の最大値を求めた結果を表１に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000034
（ＳＴＥＰ４）
　ＳＴＥＰ３で求めた「位相差の絶対値の最大値」を利用して、復調部の出力値を、次の記述にしたがって制御する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　本実施例では、制御閾値の具体的な値を１．０（ｒａｄ）とした。したがって、非アドレス期間の番号ｎ＝１のデータに対して復調部の出力は次の通りとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
　なお、ＳＴＥＰ４の上記制御は、係数ｋを用いると、次のように記述できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
　上述のＳＴＥＰ１乃至ＳＴＥＰ４を、非アドレス期間の番号ｎ毎に適用する。　上記係数ｋは、上述のとおり、「制御閾値」と「位相差の絶対値の最大値」との大小関係により値が決定される。そして該位相差は前方ノイズおよび後方ノイズから得られる。ここで、前方ノイズおよび後方ノイズは励振生成部が停波している期間のセンサシステムの出力である。すなわち、ｋの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される。
　本実施例の効果は、次の実験結果により実証された。実験の構成は実施例１と同様に、図１１のタッチパネルを駆動し、復調部の出力値のＳ／Ｎを評価する手法で実施した。上記の制御閾値に与える値に対してＳ／Ｎがどのように変化するかを実験で求めた。図２１はインバータ回路を動作させた環境下での実験結果である。図２１を参照すると、制御閾値を０．７（ｒａｄ）以上に設定した場合、高いＳ／Ｎ（３．８７）が得られることが分かる。制御閾値を０とした場合、Ｓ／Ｎは１．３６に低下する。図２２はインバータ回路を停止した環境下での実験結果を示す。図２２を参照すると、制御閾値を１．２（ｒａｄ）以下に設定した場合、高いＳ／Ｎ（５２．３）が得られることが分かる。したがって、制御閾値を０．７以上１．２以下の値に設定することで、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のＳ／Ｎがえられる。すなわち、実施例１に対して、実施例２の制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのＳ／Ｎ低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でＳ／Ｎを高めることができた。
　実施例３は、実施例１に適用できる新たな他の技術である。実施例１では、全てのｎ(ｎは、非アドレス期間に対して順に１，２，３，・・・,と付与した番号)に対して｜Ｘｎ－Ｍｎ｜を計算し、この値を復調部の出力とした。一方、実施例２では、各ｎにおける係数ｋを計算して｜Ｘｎ－ｋ・Ｍｎ｜を復調部の出力とした。発明者らは、この係数ｋを決定する別の手法を見出した。
　すなわち、本実施例では、係数ｋの値を決定するために、前方ノイズ（励振生成部が正弦波を出力する前の停波時に取得したノイズ）の振幅と後方ノイズ（励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズ）の振幅を利用する。具体的には、前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値に着目し、当該平均値が所定の値より大きい場合は、ベクトルＭｎをゼロとする手段を復調部に設けた。図２３に復調部における処理のフローチャートを示す。図２３のフローチャートに沿って、復調部の動作を説明する。
（ＳＴＥＰ１）
　実施例１で説明した前方ノイズの振幅｜Ｙｍ｜と後方ノイズの振幅｜Ｚｍ｜との平均値を、（｜Ｙｍ｜＋｜Ｚｍ｜）／２として算出する。
（ＳＴＥＰ２）
　ＳＴＥＰ１で求めた「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」を利用して、復調部の出力値を次の記述に従って制御する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
 尚、復調部の出力は係数ｋを用いると、次の通り現すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
　上述のＳＴＥＰ１乃至ＳＴＥＰ２を、非アドレス期間の番号ｎ毎に適用する。上記係数kは、上述のとおり、「第２の制御閾値」と「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」との大小関係により値が決定される。そして当該平均値は前方ノイズおよび後方ノイズから得られる。ここで、前方ノイズおよび後方ノイズは励振生成部が停波している期間のセンサシステムの出力である。すなわち、ｋの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される。
　本実施例の効果は、次の実験結果により実証された。実験手法は実施例１と同様とし、図１１のタッチパネルを駆動し、復調部の出力値のＳ／Ｎを評価した。上記の第２の制御閾値に与える値に対してＳ／Ｎがどのように変化するかを実験で求めた。図２４はインバータ回路を動作させた環境下での実験結果である。図２４を参照すると、第２の制御閾値を０．０２（Ｖ）以下に設定した場合、高いＳ／Ｎ（３．８７）が得られることが分かる。第２の制御閾値を０．０６とした場合、Ｓ／Ｎは１．３６に低下する。図２５はインバータ回路を停止した環境下での実験結果を示す。図２５を参照すると、第２の制御閾値を０．００５（Ｖ）以上に設定した場合、高いＳ／Ｎ（５２．３）が得られることが分かる。したがって、第２の制御閾値を０．００５以上０．０２以下の値に設定することで、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のＳ／Ｎが得られる。すなわち、実施例１に対して、実施例３の制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのＳ／Ｎ低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でＳ／Ｎを高めることができた。
　発明者は、実施例２、実施例３の記載に基づくタッチパネルを幾つか試作し、Ｓ／Ｎを評価した。その結果、実施例２に基づく試作品の場合、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のＳ／Ｎが得られる、共通した制御閾値が存在しない場合があることを経験した。このとき、復調部を実施例３記載のものと置き換えると、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のＳ／Ｎが得られる、共通した第２の制御閾値が存在した。つまり、実施例２および実施例３は共に多様なノイズに対して、高いＳ／Ｎ比を得るという共通の効果を有する一方、実施例３の方が優れる場合があるということができる。
　実施例２では係数ｋを「位相差の絶対値の最大値」に基づいて決定する例を記載し、実施例３では係数ｋを「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅の平均の振幅」に基づいて決定する例を記載した。このように係数ｋを決定するため物理量を２つ説明した。実施例４ではこれら２つの物理量の両者を利用して係数ｋを決定する実施例の一例を記載する。図２６に復調部における処理のフローチャートを示す。図２６のフローチャートに沿って、復調部の動作を説明する。
（ＳＴＥＰ１）
　実施例３のＳＴＥＰ１と同じであり、前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値を求める。
（ＳＴＥＰ２）
　実施例３のＳＴＥＰ２同様に、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第２の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第２の制御閾値より小さい場合は、復調部に｜Ｘｎ｜を出力して処理を終了し、当該平均値が第２の制御閾値以上の場合は、ＳＴＥＰ３に進む。
（ＳＴＥＰ３～６）
　実施例２のＳＴＥＰ１～ＳＴＥＰ４と同じであり、位相差の絶対値の最大値が制御閾値より大きい場合、復調部の出力に｜Ｘｎ｜を出力し処理を終了し、位相差の絶対値の最大値が制御閾値以下の場合、復調部に｜Ｘｎ－Ｍｎ｜を出力して処理を終了する。
上述のＳＴＥＰ１乃至ＳＴＥＰ６を、非アドレス期間の番号ｎ毎に適用する。
　復調部の出力を係数ｋを用いて、｜Ｘｎ－ｋ・Ｍｎ｜とあらわすと、本実施例では次の通りｋの値が決定する。すなわち、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第２の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第２の制御閾値より小さい場合、ｋはゼロとされる。また、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第２の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第２の制御閾値以上であり、かつ位相差の絶対値の最大値が制御閾値より大きい場合、ｋはゼロとされる。また、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第２の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第２の制御閾値以上であり、かつ位相差の絶対値の最大値が制御閾値以下の場合、ｋは１とされる。
　本発明の他の静電容量式タッチパネルについて説明する。
（構成）
　図２７に本発明の静電容量式タッチパネルの構成を示す。本タッチパネルでは、透明基板２０２上に、複数の電極（Ｈ１：２０３ａ、Ｈ２：２０３ｂ、Ｈ３：２０３ｃおよびＶ１：２０３ｄ、Ｖ２：２０３ｅ、Ｖ３：２０３ｆ）が配設される。本タッチパネルは、これら個々の電極の自己容量、すなわち個々の電極がグランドとの間に形成する静電容量を検出することで、タッチの有無とタッチの位置とを検出する。
　各電極２０３ａ～２０３ｆは配線により、アナログマルチプレクサ２０１のノード１乃至ノード６に接続され、アナログマルチプレクサ２０１はセンサシステム１０１へ接続される。センサシステムの構成は実施形態１のそれと同様である。センサシステム１０１には、励振生成部１０２の出力電圧が入力され、センサシステム１０１の出力は復調部１０５に与えられる。
　復調部１０５の出力は図示しない信号処理回路を含むブロックへ伝えられ、この信号処理回路を含むブロックで、復調部１０５の出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。
　アナログマルチプレクサ２０１、励振生成部１０２、復調部１０５それぞれの動作やタイミングを制御するために、これらはコントローラ２００と接続される。
　なお、複数の電極（Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３およびＶ１、Ｖ２、Ｖ３）は、上記で説明したような形状、つまり基板上に配設した、細長い面状の電極以外でも実施することができる。たとえば、基板内部に埋め込んだ線状の電極で構成してもよい。
　また、本実施例では電極の数を６としたが、この数は任意に設定でき、この数を大きくすることでタッチパネルのサイズを拡大したり、あるいは検出精度をたかめることができる。
（動作）
　図２７を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。図２８のアナログマルチプレクサ選択信号は、図２７のアナログマルチプレクサ２０１が選択するノード番号を示す。
　本発明の駆動の特徴の一つは、アナログマルチプレクサ２０１によって、ひとつの電極が選択されている期間中に、電極に正弦波を与えてタッチを検出する期間（ｔ１～ｔ１ ’）を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間（ｔ０～ｔ０’およびｔ２～ｔ２ ’）を有することである。
　励振生成部１０２が正弦波を出力していない期間の応答、すなわち、励振生成部が正弦波を出力していない期間のセンサシステム出力電圧ｆ（ｔ）には外来ノイズのみが現れるため、これ取得することで外来ノイズを精度よく測定できる。そしてこれを利用することで、タッチを検出する期間（ｔ１～ｔ１’）に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。
　励振生成部１０２は、図２８の上から２番目の波形に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図２８の励振生成部出力電圧を得るために、励振生成部には、周波数が１００ｋＨｚで振幅が１．５Ｖｐｐ（１．５ボルトピークツーピーク）の正弦波が、正弦波生成部１０３により与えられ、また、ＤＣ＝１．２ＶのＤＣ電圧が直流生成部１０４により与えられる。そして、励振生成部１０２はオフセットが１．２Ｖで、周波数が１００ｋＨｚ、振幅が１．５Ｖｐｐの間欠的な正弦波電圧を出力する。正弦波が停波している期間はＤＣ＝１．２Ｖの電圧を出力する。
　励振生成部１０２で生成された電圧は、センサシステム１０１に与えられる。励振生成部１０２で生成された電圧は、センサシステム内の演算増幅器１１０の非反転入力端子に与えられ、この電圧は、演算増幅器のイマジナリーショート動作によって、反転入力端子に現れる。すなわち、励振生成部１０２が周波数１００ｋＨｚ、振幅１．５Ｖｐｐの電圧を出力すると、マルチプレクサ２０１により選択されている電極に周波数１００ｋＨｚ、振幅１．５Ｖｐｐの電圧が印加される。
　指と電極が接近することで、指と電極との間に静電容量Ｃｉｎが形成されると、センサシステム１０１からＣｉｎを介して、指へと交流電流がながれる。センサシステム１０１の出力は、この交流電流の大きさに応じて振幅が決まる、間欠的な正弦波電圧にノイズが重畳したものである。センサシステムの出力電圧をｆ（ｔ）として図２８に示した。
　復調部１０５の動作を説明する。復調部１０５は、センサシステム１０１の出力電圧ｆ（ｔ）のうち、図２８に示すようにｙｎ（ｔ），ｘｎ（ｔ），ｚｎ（ｔ），ｎは整数でアナログマルチプレクサ２０１が選択しているノード番号と対応する、の信号を利用して、ｘｎ（ｔ）の真の信号の振幅推定値をＤ（ｔ）を出力する。この真の信号の振幅推定値とは、実施例１で詳しく述べた、｜Ｘｎ－Ｍｎ｜のことである。
　コントローラ２００は図２８に示すようにアナログマルチプレクサ選択信号に１、２、３、・・・６を与え、また励振生成部１０２の動作タイミングを与え、また復調部１０５の動作のタイミングを与える。アナログマルチプレクサが順次電極を選択することで、６個の電極のすべてに対応する復調信号が順次得られる。
　そして図示しない信号処理回路を含むブロックで、復調部１０５の出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。図２８の例では｜Ｘ２－Ｍ２｜にピークがみられることから、電極Ｈ２上にタッチがある可能性が検出できている。そして例えば、｜Ｘ５－Ｍ５｜にもうひとつのピークが検出された場合、電極Ｖ２上にタッチがある可能性が検出され、タッチパネル面内の中央にタッチがある可能性が検出される。
　タッチの検出は、上記ピークの検出に加えて、タッチしていないときに取得した値との差を計算したり、経時的な信号の変化の特徴を利用したりして、誤判定が生じないアルゴリズムを用いた。このようにして、タッチの有無とタッチ位置（座標）が検出される。
　なお、上記では復調部１０５の出力として、実施例１で述べた｜Ｘｎ－Ｍｎ｜を適用しているが、復調部１０５の出力として、実施例２乃至４で述べた｜Ｘｎ－ｋ・Ｍｎ｜を適用してもよい。
　本発明の他の静電容量式タッチパネルについて説明する。実施例４は、投影相互容量式のタッチパネルに適用した例を示している。
（構成）
　図２９に本発明の静電容量式タッチパネルの構成を示す。本タッチパネルでは、透明基板２０２上に、複数の電極（Ｈ１：２０３ａ、Ｈ２：２０３ｂ、Ｈ３：２０３ｃおよびＶ１：２０３ｄ、Ｖ２：２０３ｅ、Ｖ３：２０３ｆ）が配設される。すると、基板上には、電極同士が交差する９箇所の交差点が形成される。各交差点では、交差する２つの電極によって、静電容量が形成される。交差点付近に指等が接近すると、付近の電気力線が変化し、交差する２つの電極によって形成される静電容量の値が変化する。本タッチパネルは、交差する２つの電極によって形成される静電容量を検出することで、タッチの有無とタッチの位置とを検出する。
　横方向に延在する各電極（２０３ｄ、２０３ｅ、２０３ｆ）は、配線により、アナログマルチプレクサ２０９のノード１乃至ノード３にそれぞれ接続され、アナログマルチプレクサ２０９は励振生成部１０２の出力端子に接続される。縦方向に延在する電極（２０３ａ、２０３ｂ、２０３ｃ）は、配線により、３つのＩ－Ｖ変換器２０７ａ、２０７ｂ、２０７ｃに一対一で接続される。Ｉ－Ｖ変換器２０７ａ、２０７ｂ、２０７ｃの夫々の構成や動作は実施形態３の２０７と同様である。Ｉ－Ｖ変換器の出力は、復調部（１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ）に与えられる。
　復調部１０５ａ～ｃの出力は図示しない信号処理回路を含むブロックへ伝えられ、この信号処理回路を含むブロックで、復調部１０５ａ～ｃの出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。
　アナログマルチプレクサ２０９、励振生成部１０２、復調部１０５ａ～ｃそれぞれの動作やタイミングを制御するために、これらは図示しないコントローラと接続される。
　本実施例では電極の数を６としたが、この数は任意に設定でき、この数を大きくすることでタッチパネルのサイズを拡大したり、あるいは検出精度を高めることができる。
（動作）
　図３０を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。図３０のアナログマルチプレクサ選択信号は、図２９のアナログマルチプレクサ２０９が選択するノード番号を示す。
　本発明の駆動の特徴の一つは、アナログマルチプレクサ２０９によって、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３のうち１つの電極が選択されている期間中に、選択された電極に正弦波を与えてタッチを検出する期間（ｔ１～ｔ１’）を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間（ｔ０～ｔ０’およびｔ２～ｔ２’）を有することである。
　励振生成部１０２が正弦波を出力していない期間のＩ－Ｖ変換器出力電圧、すなわち、励振生成部１０２が正弦波を出力していない期間のセンサシステム出力電圧には外来ノイズのみが現れるため、これ取得することで外来ノイズを精度よく測定できる。そしてこれを利用することで、タッチを検出する期間（ｔ１～ｔ１’）に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。
　本実施例では３つのＩ－Ｖ変換器２０７ａ～ｃが存在するため、それぞれのＩ－Ｖ変換器の出力電圧を、ｆ０（ｔ）、ｆ１（ｔ）、ｆ２（ｔ）と名づけて区別する。ここで、ｆ０（ｔ）は復調部０：１０５ａと接続されているＩ－Ｖ変換器２０７ａの出力電圧、ｆ１（ｔ）は復調部１：１０５ｂと接続されているＩ－Ｖ変換器２０７ｂの出力電圧、ｆ２（ｔ）は復調部２：１０５ｃと接続されているＩ－Ｖ変換器の出力電圧とする。
　図３０では、３つの代表としてｆ１（ｔ）を示している。なお、Ｉ－Ｖ変換器の出力電圧は実施形態３で述べたとおりセンサシステムの出力と言うことができるため、図中ではセンサシステム出力電圧と名称をつけている。
　励振生成部１０２は、図３０の上から２番目の波形に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図３０の励振生成部出力電圧を得るために、励振生成部１０２には、周波数が１００ｋＨｚで振幅が１．５Ｖｐｐ（１．５ボルトピークツーピーク）の正弦波が、正弦波生成部１０３により与えられ、また、ＤＣ＝１．２ＶのＤＣ電圧が直流生成部１０４により与えられる。そして、励振生成部１０２はオフセットが１．２Ｖで、周波数が１００ｋＨｚ、振幅が１．５Ｖｐｐの間欠的な正弦波電圧を出力する。正弦波が停波している期間はＤＣ＝１．２Ｖの電圧を出力する。
　励振生成部１０２で生成された電圧は、アナログマルチプレクサ２０９を経由して、センサシステムを構成する複数の電極（Ｖ１乃至Ｖ３）に、順次与えられる。
　電極同士が交差する９箇所の交差点には、静電容量Ｃｉｎ（Ｈ１，Ｖ１）、Ｃｉｎ（Ｈ１，Ｖ２）・・・Ｃｉｎ（Ｈ３，Ｖ３）、ただし添え字のカッコ内は交差する電極名とする、が形成され、指が特定の交差点に接近すると、その静電容量の値は減少する。すると、これに対応してＩ－Ｖ変換器の振幅が減少する。復調部１：１０５ｂに接続されているＩ－Ｖ変換器２０７ｂの出力電圧ｆ１（ｔ）を図３０に示した。
　復調部１（１０５ｂ）の動作を説明する。復調部１０５ｂは、センサシステムの出力電圧ｆ１（ｔ）のうち、図３０に示すようにｙｎ（ｔ），ｘｎ（ｔ），ｚｎ（ｔ），ｎは整数でアナログマルチプレクサ２０９が選択しているノード番号と対応する、の信号を利用して、ｘｎ（ｔ）の真の信号の振幅推定値Ｄ１（ｔ）を出力する。この真の信号の振幅推定値とは、実施例１で詳しく述べた、｜Ｘｎ－Ｍｎ｜のことである。
　図示しないコントローラは、図３０に示すように、アナログマルチプレクサ選択信号に１，２，３、１，２，３、・・・を与え、また励振生成部１０２の動作タイミングを与え、また復調部１０５ａ～ｃの動作のタイミングを与える。アナログマルチプレクサ２０９が順次電極を選択することで、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の３個の電極のすべてに励振が順次与えられる。一方、Ｉ－Ｖ変換器と復調部からなる組は、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の３つの電極にそれぞれ接続されており、並行して復調信号を出力する。このため、アナログマルチプレクサが１，２，３と順次選択を終えると、９箇所すべての交差点の静電容量に対応した復調信号を得ることができる。
　そして図示しない信号処理回路を含むブロックで、復調部１０５ａ～ｃの出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。図３０の例ではアナログマルチプレクサがノード２を選択しているときの復調信号、すなわち｜Ｘ２－Ｍ２｜にピーク（極小）がみられる。このため、電極Ｈ２と電極Ｖ２との交差部にタッチがある可能性が検出できている。
　タッチの検出は、上記ピークの検出に加えて、タッチしていないときに取得した値との差を計算したり、経時的な信号の変化の特徴を利用したりして、誤判定が生じないアルゴリズムを用いた。このようにして、タッチの有無とタッチ位置（座標）が検出される。
　なお、上記では復調部１０５ａ～ｃの出力として、実施例１で述べた｜Ｘｎ－Ｍｎ｜を適用しているが、復調部１０５ａ～ｃの出力として、実施例２乃至４で述べた｜Ｘｎ－ｋ・Ｍｎ｜を適用してもよい。
　上述した本発明の実施例４は、次の特徴を有するといえる。すなわち、実施例４は、第１電極（例えば電極Ｖ２）と、第２電極（例えば電極Ｈ２）と、該第１電極に電圧を印加を印可する駆動回路（励振生成部１０２が該当）と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路（２０７）とから構成されるセンサシステムとを有し、該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
　また、本発明のタッチパネルは、該センサシステム２０５の出力である振幅変調信号を復調する復調部１０５ａ～ｃを含み、該復調部１０５ａ～ｃは、該励振生成部１０２が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部１０２が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成する。
　静電容量センサ、タッチパネル、タッチセンサ他、ＡＭ変復調システムを用いる電子機器に適用できる。
１００：静電容量センサ
１０１：センサシステム
１０２：励振生成部
１０３：正弦波生成部
１０４：直流生成部
１０５、１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ、１０５ｄ：復調部
１１０：演算増幅器
１１１：加算器
１２０：電子機器
１３０：静電容量式タッチパネル
１３１：面抵抗体（ＩＴＯ）
１３２：偏光板
１４０：サンプラ
１４１：乗算器、１４１ａ：乗算器Ｉ、１４１ｂ乗算器Ｑ
１４２：積算器、１４２ａ：積算器Ｉ、１４２ｂ：積算器Ｑ
１４３：レジスタ、１４３ａ：レジスタＩ、１４３ｂ：レジスタＱ
１４４：乗算器、１４４ａ：乗算器Ｉ、１４４ｂ：乗算器Ｑ
１４５：移相器
１４６：制御器
２００：コントローラ
２０１：マルチプレクサ
２０２：基板
２０３ａ、２０３ｂ、２０３ｃ、２０３ｄ、２０３ｅ、２０３ｆ：電極
２０５：センサシステム
２０６：静電容量センサ
２０７：電流電圧変換器（Ｉ－Ｖ変換器）
２０８：直流バイアス回路
２０９：マルチプレクサ

Claims (11)

  1. 　センサシステムと
    　間欠的な正弦波信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部と、
    　該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部と、
    を含み、
    　該復調部は、
    　該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、
    　少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする電子機器であって、
    　該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答から算出される、
    　該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをＸとし、
    　その直前および直後の該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答から算出される該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをそれぞれ、Ｙ、Ｚとしたとき、
    　該復調信号は、｜Ｘ－ｋ・Ｍ｜の定数倍、ただしＭはＹとＺとの平均ベクトル、ｋは係数とされ、
    　該ｋの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される、
    ことを特徴とする電子機器。
  2. 　面抵抗体と、
    　該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
    　該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含む静電容量センサ。
  3. 　電極と、
    　該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
    　該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含む静電容量センサ。
  4. 　第１電極と、
    　第２電極と、
    　該第１電極に電圧を印加する駆動回路と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し
    　該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含む静電容量センサ。
  5. 　表示装置を含み構成され、
    　該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、
    　該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項２乃至４のいずれか一つに記載の静電容量センサ。
  6. 　前記係数ｋの値を決定するために、励振生成部が正弦波を出力する前の停波時に取得したノイズである前方ノイズの振幅と励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズである後方ノイズの振幅を利用する請求項２乃至５のいずれか一つに記載の静電容量センサ。
  7. 　面抵抗体と、
    　該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
    　該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含むタッチパネル。
  8. 　電極と、
    　該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
    　該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含むタッチパネル。
  9. 　第１電極と、
    　第２電極と、
    　該第１電極に電圧を印可する駆動回路と、該第２電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し
    　該第１電極と第２電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項１に記載の電子機器を含むタッチパネル。
  10. 　表示装置を含み構成され、
    　該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、
    　該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電子機器。
  11. 　表示装置を含み構成され、
    　該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、
    　該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項６乃至９に記載のタッチパネル。
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