WO2014058070A1 - 電子機器、静電容量センサ及びタッチパネル - Google Patents

電子機器、静電容量センサ及びタッチパネル Download PDF

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sensor system
sine wave
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noise
electrode
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芳賀 浩史
浅田 秀樹
大輔 杉本
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Nltテクノロジー株式会社
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    • H03K17/962Capacitive touch switches
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    • H03K2217/96Touch switches
    • H03K2217/9607Capacitive touch switches
    • H03K2217/960705Safety of capacitive touch and proximity switches, e.g. increasing reliability, fail-safe

Definitions

  • the present invention relates to an electronic device, a capacitance sensor, and a touch panel, and more particularly to an electronic device, an capacitance sensor, and a touch panel using an AM modulation / demodulation system.
  • the touch panel is a device that detects the position coordinates pointed by using an indicator such as a finger or a pen or the presence / absence of a pointing operation.
  • an indicator such as a finger or a pen or the presence / absence of a pointing operation.
  • a liquid crystal display device Liquid Crystal Display, LCD
  • a plasma display device is usually used.
  • PDP Plasma Display Panel, used in combination with a display device such as an organic EL display.
  • a user interface that is easy to use is realized by inputting the output of the touch panel to a computer and controlling the display content of the display device or the device by the computer.
  • touch panels are widely used in daily life, such as game machines, portable information terminals, ticket vending machines, automatic teller machines (ATMs), car navigation systems, and the like.
  • ATMs automatic teller machines
  • car navigation systems and the like.
  • services supplied by electronic devices are diversified, and the need for display devices equipped with touch panels continues to expand.
  • the surface capacitance type touch panel includes (a) a surface resistor, and (b) connected to the surface resistor, and an AC voltage (sine wave voltage) is applied to the surface resistor as an excitation. It consists of a drive / detection circuit that measures and outputs the flowing current.
  • the surface capacitance type touch panel includes a transparent substrate, a transparent surface resistor formed on the surface thereof, and a thin insulating film formed on the upper surface thereof.
  • This sheet resistor is referred to as a position detection conductive film.
  • an AC voltage is applied to the four corners of the position detection conductive film.
  • a finger When the touch panel is touched with a finger or an indicator stick (hereinafter referred to as a finger), a capacitor is formed by capacitive coupling between the position detection conductive film and the finger. A minute current flows through the capacitor to the finger or the like. This current flows from each corner of the position detection conductive film to a point touched by a finger or the like.
  • the signal processing circuit calculates the presence / absence of the touch of the finger or the like and the coordinates of the touch position of the finger or the like. Specifically, the signal processing circuit detects the presence / absence of a touch based on the sum of currents at the four corners of the position detection conductive film. Further, the coordinates of the touch position are calculated based on the ratio of the currents at the four corners of the position detection conductive film.
  • Patent Documents 1 to 5 disclose touch panels based on such a surface capacitance type operating principle.
  • Patent Document 1 when a display panel and a touch panel are operated in combination, an AC voltage is applied to the touch panel during a non-display period of the display panel in order to prevent a decrease in position detection accuracy due to a display panel drive signal.
  • a counter electrode driving means for applying the same AC voltage to the counter electrode of the display panel is also provided.
  • Patent Document 2 states that “the AC voltage vibration level is increased when the noise is large, the AC voltage vibration level is decreased when the noise is small, and the voltage vibration frequency is switched to another voltage vibration frequency in the case of specific frequency noise. , An S / N ratio is improved, noise resistance is excellent, and an electrically safe touch panel device "is shown.
  • Patent Document 4 states that “the arithmetic circuit inputs the output of the long sensor line LSLi and the output of the short sensor line SSLi, and calculates the signal component S by calculation using the difference (Delta) and the wiring capacitance ratio Kc. It is disclosed.
  • Patent Document 5 states that “these four nodes are labeled with Na, Nb, Nc, and Nd, respectively. These nodes are connected to terminals of a current detection circuit described later.
  • single-pole double-throw switches 21a to 21d are connected to nodes Na to Nd via current detection circuits 13a to 13d.
  • Two contact points of single-pole double-throw switches 21a to 21d One is connected to an AC voltage source 22 and the other (that is, a node indicated as COM in FIG. 4) is connected to a storage capacitor line drive circuit. Can be done.
  • Patent Document 6 removes the noise in the vicinity of “the frequency of the signal is the same as that of the noise, or cannot be resolved with the conventional frequency resolution
  • JP 2007-334606 A Japanese Patent Application Laid-Open No. 2006-108553 JP 2010-086285 A JP 2011-013757 A JP 2011-014109 A PCT / JP2011 / 0669673
  • Patent Document 1 Although it is supposed to prevent a decrease in position detection accuracy due to a display panel drive signal, external noise derived from other than the display panel drive signal, for example, disposed above the touched surface of the touch panel, It is easily affected by noise emitted from a fluorescent lamp including an inverter circuit.
  • the surface capacitance type touch panel detects the capacitance of the capacitor formed between the position detection conductive film and the finger, the electromagnetic field is shielded between the position detection conductive film and the finger. Therefore, it is impossible to form a shield electrode. For this reason, the surface to be touched of the position detection conductive film has to be unprotected against external noise. And it becomes easy to receive the influence of external noise as the dimension of a touch panel becomes large.
  • the second problem is that when the excitation frequency of the touch panel and the frequency of the noise match or are close to each other, the bandpass filter cannot remove the noise.
  • the fundamental frequency of noise exemplified above or the frequency of its harmonics is the same as or close to the excitation frequency of the touch panel.
  • the synchronous detection circuit described in Patent Document 1 is supposed to perform filtering to remove noise having a frequency different from the excitation frequency. Therefore, in this way, with the method of decomposing and selecting an observation signal by frequency, noise cannot be removed when the excitation frequency and the noise frequency match.
  • the noise frequency when the noise frequency is near the excitation frequency, the noise is mixed through the attenuation band (or transition band) existing between the pass band and the stop band of the band pass filter. That is, since a feasible filter has a certain limit in its frequency resolution, noise at frequencies near the excitation frequency cannot be removed.
  • the third problem is that when the touch detection operation period is limited to a non-display period (non-address period) or the like, the frequency division is reduced and noise near the frequency of the true signal cannot be removed.
  • the periodogram spectrum estimation method when the target signal is composed of two sine wave signals having the same amplitude,
  • ⁇ f 2 kHz. If the true signal is 100 kHz and the noise is 99 kHz, it is considered that both cannot be decomposed by frequency.
  • the fourth problem is that the noise removal effect by averaging is reduced, and the S / N is reduced.
  • the amount of noise reduction is assumed to be proportional to the square root of the number of acquisitions. . That is, when the signal acquisition period is limited to a short time such as a non-display period (non-address period), the noise removal effect due to averaging decreases, and the S / N decreases.
  • a fifth problem is that when the present applicant applies a structure in which a polarizing plate exists between the position detection conductive film and the finger as shown in Japanese Patent Application No. 2009-163401, the position detection conductive film and the finger are applied. The capacitance formed between the two becomes smaller, and the S / N decreases. Further, when a protective glass or the like is inserted between the position detection conductive film and the finger, the S / N similarly decreases.
  • the sixth problem is a problem that the present inventor and the present applicant have not solved in Patent Document 6 and Non-Patent Document 1, and it is necessary to obtain a high S / N ratio against various noises. That is.
  • is calculated for all n (n is a number assigned to 1, 2, 3,... The output of the demodulator was used.
  • the inventor of the present application has found that the S / N ratio may decrease when the calculation of
  • an electronic apparatus generates an intermittent sine wave signal with a sensor system, and supplies an excitation generator to the sensor system and an amplitude modulation signal that is an output of the sensor system.
  • a demodulating unit for demodulating wherein the demodulating unit responds to the sensor system during a period when the excitation generating unit outputs a sine wave, and at least one of the excitation generating unit immediately before and immediately after the period Is an electronic apparatus that generates a demodulated signal using both of the response of the sensor system during a period during which no sine wave is output, and wherein the excitation generator outputs a sine wave during the period
  • a vector obtained from the amplitude and phase of the frequency component of the sine wave calculated from the response of the sensor system is X, and the sensor system during the period when the excitation generator immediately before and immediately after the sine wave does not output the sine wave.
  • the demodulated signal is a constant multiple of
  • a capacitance sensor applies a voltage to a surface resistor and the surface resistor connected to the surface resistor, and flows to the surface resistor.
  • a sensor system including a drive / detection circuit that measures and outputs a current, and detects the capacitance of the capacitor formed by the surface resistor and the indicator, thereby touching the indicator Or the electronic device which detects a coordinate is included.
  • the capacitance sensor has a sensor system including an electrode and a drive / detection circuit connected to the electrode, which applies a voltage to the electrode and measures and outputs a current flowing through the electrode. Then, the touch state or coordinates of the indicator is detected by detecting the capacitance of the capacitor formed by the electrode and the indicator.
  • a sensor system including a first electrode, a second electrode, a drive circuit for applying a voltage to the first electrode, and a detection circuit for measuring and outputting a current flowing through the second electrode. Then, the touch state or coordinates of the indicator is detected by detecting the capacitance of the capacitor formed by the first electrode and the second electrode.
  • the display device is configured to include a period in which the excitation generator outputs a sine wave and a period in which the sine wave is not output in a non-address period of the display device.
  • a demodulated signal is generated using both the response of the sensor system and the response of the sensor system during a period in which the sine wave is not output.
  • the touch panel according to the present invention is configured to apply a voltage to the surface resistor and the surface resistor connected to the surface resistor, and to supply a current flowing through the surface resistor.
  • a sensor system comprising a drive / detection circuit for measuring and outputting, and detecting the capacitance of the capacitor formed by the surface resistor and the indicator, thereby detecting the touch state or coordinates of the indicator Is detected.
  • the sensor system includes an electrode and a drive / detection circuit connected to the electrode and configured to apply a voltage to the electrode and measure and output a current flowing through the electrode.
  • the touch state or coordinates of the indicator is detected by detecting the capacitance of the capacitor formed by the body.
  • a touch panel measures a first electrode, a second electrode, a drive circuit for applying a voltage to the first electrode, and a current flowing through the second electrode. And detecting a touch state or coordinates of the indicator by detecting a capacitance of a capacitor formed by the first electrode and the second electrode. .
  • an electronic apparatus includes a display device, and the non-address period of the display device includes a period in which the excitation generator outputs a sine wave, and a sine A demodulated signal is generated using both the response of the sensor system during the period of outputting the sine wave and the response of the sensor system during the period of not outputting the sine wave.
  • the display device is configured to include a period in which the excitation generator outputs a sine wave and a period in which the sine wave is not output in a non-address period of the display device, and the period in which the sine wave is output.
  • a demodulated signal is generated using both the response of the sensor system and the response of the sensor system during a period in which the sine wave is not output.
  • the excitation generator outputs a sine wave
  • the output in this case is not limited to a single frequency sine wave.
  • All signals can be represented as a series of sine waves of different frequencies (Fourier series expansion). That is, for example, when the excitation generation unit outputs a rectangular wave, the rectangular wave is a series of sine waves having different frequencies.
  • the demodulated signal may be obtained by performing signal processing while paying attention to the sine wave having the fundamental frequency of the rectangular wave.
  • the present invention includes any case where the excitation generator outputs any alternating current.
  • the first effect is that noise is acquired by stopping the sine wave, so that noise can be acquired accurately regardless of the presence or absence of a finger (presence or absence of touch).
  • the second effect is that the “noise” signal processing path acquired by stopping the sine wave is the same as the “true signal + noise” signal processing path acquired by applying the sine wave. It is possible to acquire noise.
  • the third effect is to subtract the vectors of "true signal + noise” and “noise”, so that the true signal can be obtained accurately even if the true signal and noise have the same frequency. It is possible to do.
  • the fourth effect is that the front noise (noise acquired when the excitation generator stops before the sine wave is output) and the rear noise (noise acquired when the excitation generator outputs the sine wave after stopping).
  • the front noise noise acquired when the excitation generator stops before the sine wave is output
  • the rear noise noise acquired when the excitation generator outputs the sine wave after stopping
  • the fifth effect is that noise can be accurately removed even when the amplitude of the noise fluctuates by using an average vector of forward noise and backward noise.
  • the sixth effect is that a high S / N ratio can be obtained for various noises.
  • the control means according to the present invention it is possible to avoid the problem of S / N reduction in an environment where the inverter circuit is stopped, while increasing the S / N in the environment where the inverter circuit is operated. it can.
  • the present invention makes it possible to provide a touch panel and an electronic device that are strong against external noise and have a high S / N ratio by the above six effects.
  • Embodiment 1 of this invention It is a block diagram of the electronic device in Embodiment 1 of this invention. It is a block diagram of the electrostatic capacitance sensor in Embodiment 1 of the present invention. It is a timing chart of the electrostatic capacitance sensor in Embodiment 1 of the present invention. It is a graph of the sensor system output voltage for demonstrating the calculation of this invention. It is a vector diagram which shows the calculation of the demodulation part in Embodiment 1 of this invention. It is a demodulation part input voltage for demonstrating the calculation in Embodiment 2 of this invention. It is a vector diagram for demonstrating the demodulation part in Embodiment 2 of this invention. It is a vector diagram for demonstrating the demodulation part in Embodiment 2 of this invention. It is a vector diagram for demonstrating the demodulation part in Embodiment 2 of this invention.
  • FIG. 18 is a phase graph when the inverter circuit is ON, obtained by estimating the phase rotation direction and amount with respect to FIG.
  • the capacitance sensor of the present invention will be described.
  • a general electrostatic capacity sensor realizes its function by omitting the function of position detection from the function of the touch panel shown in the background art. Since the position detection function is omitted, it is possible to use a surface conductor or simply a conductor instead of the surface resistor.
  • FIG. 2 is a block diagram of the capacitance sensor 100 of the present invention
  • FIG. 1 is a block diagram of the electronic device 120 of the present invention, which is an abstraction of the capacitance sensor of the present invention.
  • Capacitance sensor 100 shown in FIG. 2 is configured to detect the capacitance of the capacitor C in described in FIG.
  • the capacitance sensor as input capacitance and the excitation of the capacitor C in, a sensor system 101 for outputting a signal corresponding to the capacitance of the capacitor C in, the excitation generating unit 102 for generating a vibration ⁇ ,
  • a sine wave generation unit 103 connected to the excitation generation unit and a direct current generation unit 104 are included.
  • the output of the sensor system is input to the demodulator 105, and a demodulated signal is generated by the demodulator.
  • the excitation generator generates an intermittent sine wave signal.
  • the means for generating the intermittent sine wave signal includes the sine wave generation unit 103 and the direct current generation unit 104, and there is a means for switching between these.
  • a digital signal applied to the DA converter using a DA converter may be a signal obtained by discretizing an intermittent sine wave.
  • the sensor system includes an operational amplifier 110, a resistor Rf inserted in the feedback path, and a capacitor Cf, and further includes an adder 111 that subtracts the output voltage and the excitation voltage of the operational amplifier 110.
  • is the angular frequency of excitation and j is the imaginary unit.
  • the amplitude of the output of the sensor system 101 is proportional to the capacitance of the capacitor C in.
  • the output of the sensor system is consistent with the frequency of its frequency excitation, the amplitude varies in accordance with the capacitance of the capacitor C in, the sensor system can be said that the amplitude modulation system.
  • the input S (t) of the sensor system can be not only an electric signal such as a voltage and a current but also a capacitance as shown in this embodiment.
  • the excitation generator 102 generates an intermittent sine wave voltage as shown in the top waveform of FIG. 3, that is, the excitation generator output voltage. This is supplied to the sensor system 101 as excitation.
  • the frequency of the sine wave is 100 kHz.
  • the sensor system in response to the electrostatic capacitance of the excitation and capacitor C in, 2-th waveform of FIG. 3, that is, as shown in the sensor system output voltage, and outputs a voltage f (t).
  • the response of the sensor system during the period when the excitation generator 102 outputs a sine wave is x 1 (t), x 2 (t) as shown in the figure, and the response of the sensor system during the period when the excitation generator is stopped Assume that the output voltages are z 1 (t) and z 2 (t).
  • Equation 2 the amplitude of the output voltage of the sensor system during the period when the excitation generator is stopped is zero.
  • the capacitance of the capacitor C in shown in FIG. 2 is the capacitance of the capacitor formed by the indicator (finger) and the surface resistor, and the capacitance of the capacitor C in External noise (electric field change, capacitive coupling noise) is easily mixed in the surface resistor constituting a part.
  • the reason why z 1 (t) and z 2 (t) are not zero in FIG. 3 is that this influence of noise is expressed.
  • the external noise When the external noise is stationary, the external noise is mixed regardless of whether the excitation is a sine wave or a stop wave (DC). Therefore, the noise is also included in x 1 (t) and x 2 (t). Is mixed. That is, x 1 (t), x 2 (t) has a true signal plus noise (true signal + noise), and z 1 (t), z 2 (t) has only noise. Appears.
  • z 1 (t) and z 2 (t) do not depend on the capacitance of the capacitor C in and represent external noise. That is, in the case of a touch sensor or a touch panel, only noise appears regardless of the presence or absence of a finger as an indicator. This is because the impedance of the capacitor C in which is formed between the finger and the position detecting conductive film, sufficiently high relative to the impedance of the sensor system, noise mixed in the position detecting conductive film, with or without a finger, This is because current flows into the sensor system.
  • the demodulator 105 receives the output signal of the sensor system 101 and removes noise by utilizing the above characteristics. And the observed signal x 1 (t) containing the true signal + noise, the observed signal contains only noise z 1 (t), x true signal 1 (t), where the true signal x 1 (t) is An example of obtaining the amplitude of will be described.
  • the demodulator 105 periodically reads a signal value from the sensor system output voltage f (t) every time interval ⁇ t, and converts it into a discrete time signal f (i ⁇ t), i ⁇ Z (Z: set of integers).
  • Dk of x 1 (i ⁇ t) if Dk corresponding to 100 kHz, which is the frequency of the sine wave of excitation, is X 1 ,
  • j is an imaginary unit
  • N is the number of samples
  • a complex number X 1 can be obtained.
  • the complex number X 1 is described as a vector X 1 ⁇ (Re ⁇ X 1 ⁇ , Im ⁇ X 1 ⁇ ), Re ⁇ X 1 ⁇ is a real part of the complex number X 1 , and Im ⁇ X 1 ⁇ is an imaginary part of the complex number X 1. It can, can be expressed by 2-dimensional vectors X 1. And these are equivalent.
  • j is an imaginary unit
  • Q is the number of samples
  • a complex number Z 1 can be obtained.
  • the complex number Z 1 can also be expressed by a vector Z 1 ⁇ (Re ⁇ Z 1 ⁇ , Im ⁇ Z 1 ⁇ ) and a two-dimensional vector Z 1 . And these are equivalent.
  • the vector X 1 -vector Z 1 is calculated. .
  • which is the magnitude, is set as the demodulated signal D (t) as the true signal amplitude of x 1 (t), and is used as the output of the demodulator.
  • f (t) is a next signal obtained by adding a true signal (V sig ) having 2V amplitude and noise (V noise ) having 1V amplitude.
  • x 1 (i ⁇ t) and z 1 (i ⁇ t) are signals shown in FIG. Further, the length (time) of x 1 (i ⁇ t), that is, t 1 ′ -t 1 is an integer multiple of a period of 100 kHz, that is, nx10 microseconds, and n is a positive value, considering that 100 kHz components are extracted later. It is desirable to be an integer.
  • the start time t2 of z 1 (i ⁇ t) is preferably t 1 + mx10 ⁇ sec, m is preferably a positive integer, and the length (time) of z 1 (t), that is, t 2 ′ ⁇ t 2 Is preferably an integral multiple of a period of 100 kHz, that is, w ⁇ 10 microseconds, and w is a positive integer.
  • FIG. 5 is obtained.
  • the magnitude of vector X 1 -vector Z 1 is 1.0 as shown, where the magnitude of each vector in FIG. 5 is 1 ⁇ 2 the amplitude of the 100 kHz signal. From the X 1 -vector Z 1 , the true signal amplitude was calculated to be 2V. On the other hand, amplitudes such as 2x
  • the amplitude of the amplitude of the x 1 (i ⁇ t) (1.5V) and z 1 (i ⁇ t) (1.0V) was determined amplitude of 100kHz components x 1 (i ⁇ t), z 1 (i ⁇ t) each signal Is equivalent to That is, the true signal amplitude cannot be obtained only by noise removal using conventional frequency separation.
  • X 1 and Z 1 are calculated from x 1 (i ⁇ t) and z 1 (i ⁇ t), and
  • X 2 and Z 2 are calculated from x 2 (t) and z 2 (t), and
  • the demodulated signal D (t) is obtained by calculating the value of D (t) thereafter.
  • the first effect is to stop the sine wave and acquire noise, so the presence or absence of a finger or when the finger pressure changes Even when the capacitance of the capacitor C in changes and the noise changes, noise can be accurately acquired.
  • the second effect is to subtract the vectors of “true signal + noise” and “noise”, so that the true signal can be accurately obtained even if the true signal and noise have the same frequency. It is possible to do.
  • the observation signal z 1 (i ⁇ t) is used to obtain the true signal amplitude of the observation signal x 1 (i ⁇ t). That is, noise was removed using noise z 1 (i ⁇ t) observed after the observation signal x 1 (i ⁇ t) in terms of time.
  • Embodiment 2 Embodiment obtaining the amplitude of the true signal by using the front and rear of the noise observed signals x 1 (i ⁇ t) observed signal x 1 (i ⁇ t), it will be mainly described operation of the demodulation unit.
  • V sig true signal
  • V noise 99 kHz noise
  • Y (i ⁇ t), x (i ⁇ t), and z (i ⁇ t) are signals extracted from f (a ⁇ t) as follows.
  • y (i ⁇ t) is referred to as front noise
  • z (i ⁇ t) is referred to as rear noise
  • the complex numbers Y m and Z m are obtained from the observation signals y (i ⁇ t) and z (i ⁇ t) using the same method as in the first embodiment using the following formulas.
  • ⁇ t is the sampling period and j is the imaginary unit.
  • noise vectors Y and Z at time t 1 and time t 1 ′ are estimated from the vectors Y m and Z m .
  • the estimation method is as follows. Let Y m be the noise vector when the time is (t 0 + t 0 ′ ) / 2, and Z m be the noise vector when the time is (t 2 + t 2 ′ ) / 2.
  • FIG. 7 schematically shows the relationship between Y m and Z m and Y and Z.
  • the average vector M is calculated from the vectors Y and Z.
  • the calculation of the average vector M will be described with reference to FIG.
  • T represents t 1 ′ -t 1 in FIG. 6
  • a S and ⁇ S represent the amplitude and phase of the vector Y
  • a E and ⁇ E represent the amplitude and phase of the vector Z.
  • FIG. 9A shows Y, Z, and M obtained according to the above from the model signal of FIG.
  • X is obtained and X ⁇ M is calculated.
  • X is represented by the following formula.
  • ⁇ t is calculated in sampling period
  • j is calculated in imaginary units.
  • FIG. 9B shows X obtained from x (i ⁇ t) in FIG. 6, M obtained earlier, and XM.
  • the noise can be accurately removed by using the average vector M.
  • Embodiment 3 is an embodiment in which the present invention is applied to a capacitance sensor.
  • FIG. 10 shows a block diagram of the capacitance sensor 206 of the present invention.
  • Capacitive sensor 206 shown in FIG. 10 is configured so as to detect the capacitance of the capacitor C in described in Figure 10.
  • the capacitance sensor 206 inputs the capacitance and the excitation of the capacitor C in, a sensor system 205 for outputting a signal corresponding to the capacitance of the capacitor C in, the excitation generating unit 102 for generating a vibration ⁇ The sine wave generation unit 103 connected to the excitation generation unit 102 and the direct current generation unit 104 are included.
  • the output of the sensor system 205 is input to the demodulator 105, and the demodulator 105 generates a demodulated signal.
  • Capacitive sensor of FIG. 2 described above, it was configured to detect the capacitance of the capacitor C in which is connected to ground.
  • the capacitance sensor 206 of FIG. 10 is a present embodiment, the node N1, to detect a capacitance of a capacitor connected C in between the node N2. Further, the electrostatic capacitance sensor 10, even when the parasitic capacitance is formed between the node N1 and the ground can be detected electrostatic capacitance of the capacitor C in without receiving the influence.
  • the excitation generator 102 generates an intermittent sine wave signal.
  • the sensor system 205 includes a current-voltage converter (IV converter) 207, one electrode (electrode connected to the node N1) constituting the capacitor C in , and a direct current connected to the IV converter 207. It is composed of a bias circuit 208 (only the ground may be used).
  • IV converter current-voltage converter
  • the IV converter 207 includes an operational amplifier 110, a resistor R f inserted in the feedback path, and a capacitor C f inserted in the feedback path.
  • the capacitor C in is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 110.
  • the other electrode constituting the electrode is connected.
  • the operational amplifier 110 is an ideal operational amplifier
  • the excitation voltage input to the sensor system 205 is V 1 and the output voltage of the sensor system 205 is V 2
  • the frequency response H (j ⁇ ) of the sensor system 205 is By solving the circuit equation obtained from 10, it becomes the same as [Equation 2].
  • of this sensor system is the same as [Equation 3]. Therefore, the amplitude of the output of the sensor system 205 is proportional to the capacitance of the capacitor C in.
  • the output of the sensor system 205 matches the frequency of that frequency excitation, the amplitude varies in accordance with the capacitance of the capacitor C in, the sensor system 205 can be referred to the amplitude modulation system .
  • Embodiment 3 of the present invention described above can be said to have the following characteristics. That is, the capacitance sensor 206 of the present invention, the first electrode (the capacitor C in the Figure 10, node N1 side of the electrode) and a second electrode (capacitor C in FIG. 10, the node N2 side electrode) And a drive circuit (applied to the excitation generator 102) that applies a voltage to the first electrode, and a detection circuit (IV converter 207) that measures and outputs the current flowing through the second electrode. It includes a configured sensor system 205, and by detecting the electrostatic capacitance of the capacitor C in formed by the first electrode and the second electrode, for detecting a touch state or coordinates of the pointer.
  • the capacitance sensor 206 of the present invention includes a demodulator 105 that demodulates an amplitude modulation signal that is an output of the sensor system 205, and the demodulator 105 is a period during which the excitation generator 102 outputs a sine wave.
  • the demodulator 105 is a period during which the excitation generator 102 outputs a sine wave.
  • the capacitive touch panel of the present invention will be described.
  • FIG. 11 shows a configuration of the capacitive touch panel 130 of the present invention.
  • the touch panel shown in FIG. 11 uses the capacitance of the capacitor C in which is formed between the finger and the surface resistor 131, detects the presence or absence of a touch and a touch position.
  • the sheet resistor 131 used an ITO (Indium-tin-oxide) film.
  • the ITO film is a solid film having a uniform sheet resistance value, here 800 ohms, on a glass substrate (not shown).
  • an insulator here, a polarizing plate 132 used for constituting a liquid crystal display device was attached using a paste containing no acid.
  • Wiring is connected to the four corners of the ITO film 131. Each wiring is connected to four sensor systems 101 as shown in FIG. The configuration of the sensor system is the same as that of the first embodiment.
  • the four sensor systems receive the output voltage of the excitation generation unit 102, and the output of each sensor system is given to the demodulation unit 105 (demodulation unit 0 to demodulation unit 3).
  • the output of the demodulator is transmitted to a block including a signal processing circuit (not shown), and the presence / absence of touch and the touch position are calculated based on the output value of the demodulator in the block including the signal processing circuit.
  • the capacitive touch panel of the present invention is disposed on the display surface of a liquid crystal display (LCD) and is driven so as to avoid LCD drive noise.
  • LCD liquid crystal display
  • the non-address explicit signal in FIG. 12 is a signal that specifies the non-address period of the LCD, and is a signal that is set to high level during the non-address period.
  • the non-addressing period refers to a period during which the scanning line of the LCD is not scanned, and refers to a period after the selection of the last scanning line is completed and before the first scanning line is selected.
  • One of the driving features of the present invention has a period (t 1 to t 1 ′ ) in which a touch is detected by applying a sine wave to excitation during a non-address period, and the sine wave is stopped to reduce noise. It has a period to acquire (t 0 to t 0 ′ and t 2 to t 2 ′ ).
  • this noise includes external noise, but does not include LCD driving noise. As a result, it is possible to accurately estimate and remove noise mixed in the touch detection period (t 1 to t 1 ′ ).
  • the excitation generator 102 generates an intermittent sine wave voltage as shown in the second waveform from the top in FIG. This is the excitation of the sensor system.
  • a sine wave having a frequency of 100 kHz and an amplitude of 1.5 V pp (1.5 volts peak-to-peak) is given to the excitation generator by the sine wave generator 103.
  • the excitation generating unit in offset 1.2V, frequency 100kHz, amplitude outputs intermittent sinusoidal voltage of 1.5V pp.
  • the voltages generated by the excitation generator are given to four sensor systems 101 (here, for the sake of convenience, they are distinguished from the ch0 sensor system, the ch1 sensor system, the ch2 sensor system, and the ch3 sensor system).
  • the voltage generated by the excitation generator 102 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 110 in the sensor system, and this voltage appears at the inverting input terminal by the imaginary short operation of the operational amplifier. That is, the excitation generator 102 is frequency 100kHz, and outputs a voltage amplitude 1.5V pp, frequency 100kHz, the voltage amplitude 1.5V pp applied to ITO131.
  • each sensor system is obtained by superimposing noise on an intermittent sine wave voltage whose amplitude is determined according to the magnitude of the alternating current.
  • the ch1 sensor system was selected as a representative, and the output voltage is shown in FIG. 12 as f 1 (t).
  • the operation of the demodulator 105 will be described using ch1 as an example.
  • the ch1 demodulating unit 105b outputs y n (t), x n (t), z n (t), where n is an integer, out of the output voltage f 1 (t) of the ch1 sensor system. , The amplitude D 1 (t) of the true signal of x n (t) is output.
  • Each of x 1 (i ⁇ t), y 1 (i ⁇ t), and z 1 (i ⁇ t) was a signal cut out from f 1 (a ⁇ t) as follows.
  • the period corresponding to y 1 (t) and z 1 (t) is divided into four segments, and a 100 kHz component vector is calculated for each segment. .
  • the average value of the segment is calculated as follows.
  • phase of each segment is calculated from the results obtained from Equations 18 to 25 as follows.
  • phase calculated above is limited to a range of ⁇ ⁇ . Since this is not convenient for estimating the phase, 2n ⁇ and n are integers are appropriately added to smoothly connect the phases.
  • FIG. 13 shows waveforms when the capacitive touch panel of the present invention is driven near the inverter circuit of a fluorescent lamp.
  • the top is a waveform of the ITO system voltage sampled
  • the second is a ch1 sensor system output sampling
  • the third is 100 kHz amplitude calculated from each segment when 100 samples are one segment
  • the bottom graph Shows the 100 kHz phase calculated from each segment when 100 samples are taken as one segment.
  • the bottom graph shows the result of smoothly connecting the phases by adding 2n ⁇ , where n is an integer, to the phase limited to the range of ⁇ ⁇ .
  • phase change is smooth, and it is possible to smoothly connect the phases by appropriately adding 2n ⁇ and n is an integer.
  • the third graph from the top in FIG. 13 also shows that the amplitude of noise mixed in the period x (t) can be estimated by approximation of connecting the forward noise and the backward noise with a straight line.
  • the vector Y m is determined by
  • noise vectors Y and Z at time t 1 and time t 1 ′ are estimated from Y m and Z m according to the procedure described in the second embodiment.
  • X 1 ⁇ M 1 is calculated by obtaining the vector X 1 .
  • X is represented by the following mathematical formula.
  • ⁇ t is calculated in sampling period and j is calculated in imaginary units.
  • of the vector X 1 -M 1 is output as the output D 1 (t) of the demodulator 105b as shown in FIG.
  • f (a ⁇ t) is input to two multipliers (multiplier I 141a and multiplier Q 141b).
  • the cos ( ⁇ a ⁇ t) of the multiplier I uses the output of the sine wave generation unit 103, and the sin ( ⁇ a ⁇ t) of the multiplier Q passes the output of the sine wave generation unit through a phase shifter 145 of ⁇ 90 degrees. Use the converted signal.
  • the outputs of the multiplier I 141a and the multiplier Q 141b are input to the integrator I 142a and the integrator Q 142b, respectively, and the integrator adds a signal input during a period when the control signal provided by the controller 146 is active. To do.
  • the controller gives an active signal to the accumulator during the period in which the value of a of f (a ⁇ t) is 3801 to 3900.
  • the integrator I 142a the integrator I 142a
  • the signals accumulated for a predetermined period are taken into the register I 143a and the register Q 143b, respectively, and multiplied by 1 / N (N is the number of accumulated samples) by the multiplier 144 connected to the register.
  • the multiplier I 144a may, Y 1,1, Y 1,2, Y 1,3, ⁇ , X 1, ⁇ , Z 1,3, real Z l, 4 parts, namely, Re ⁇ Y 1,1 ⁇ , Re ⁇ Y 1,2 ⁇ , Re ⁇ Y 1,3 ⁇ , ⁇ , Re ⁇ X 1 ⁇ , ⁇ , Re ⁇ Z 1,3 ⁇ ,
  • the values of Re ⁇ Z 1,4 ⁇ are sequentially output, and the multiplier Q 144b outputs Y 1,1 , Y 1,2 , Y 1,3 ,..., X 1 ,.
  • the configuration of the experiment was to prepare the touch panel of FIG. 11 and arrange an inverter circuit of an inverter type fluorescent lamp 30 cm above this touch panel. Observing the output of the sensor system clearly shows noise from the inverter circuit.
  • FIG. 15B shows the experimental results when the present invention is used.
  • FIG. 15A shows the experimental result of noise removal using only frequency separation. Specifically, the amplitude of the 100 kHz component of the output signal of the sensor system during the sinusoidal excitation period of 100 kHz is expressed as
  • Example 2 is a new technology applicable to Example 1. According to this embodiment of the present invention, a technique for obtaining a high S / N against various noises is disclosed.
  • the S / N when the calculation of
  • a signal acquired in a state where the operation of the inverter circuit is stopped corresponds to this.
  • the inverter circuit By stopping the inverter circuit, there is no explicit noise source, and other external noise becomes obvious as noise.
  • S / N when the output of the demodulator is simply
  • FIG. 16 shows a flowchart of processing in the demodulator. The operation of the demodulator will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • FIG. 17 shows the phase obtained when the inverter circuit is operated, angle [Y 1, s ] and angle [Z 1, s ], s is the segment number, and FIG. 18 shows a state where the inverter circuit is stopped.
  • FIGS. 19 shows the phase obtained when the inverter circuit is operated, angle [Y 1, s ] ′ and angle [Z 1, s ] ′, s is the segment number, and FIG. 20 is the inverter stopped. The phase obtained in the state is shown.
  • Table 1 shows the results of obtaining the maximum absolute value of the phase difference for each of the phase data of the inverter circuit on in FIG. 19 and the phase data of the inverter circuit off in FIG.
  • the above STEP 1 to STEP 4 are applied for each number n in the non-address period.
  • the coefficient k is determined by the magnitude relationship between the “control threshold” and the “maximum absolute value of the phase difference”.
  • the phase difference is obtained from front noise and rear noise.
  • the front noise and the rear noise are outputs of the sensor system during a period when the excitation generator is stopped. That is, the value of k is determined using the response of the sensor system during a period when the excitation generator does not output a sine wave.
  • FIG. 21 shows experimental results in an environment where the inverter circuit is operated. Referring to FIG. 21, it can be seen that when the control threshold is set to 0.7 (rad) or higher, a high S / N (3.87) can be obtained. When the control threshold is 0, the S / N is reduced to 1.36.
  • FIG. 22 shows experimental results in an environment where the inverter circuit is stopped. Referring to FIG.
  • the third embodiment is another new technique that can be applied to the first embodiment.
  • is calculated for all n (n is a number assigned to 1, 2, 3,... Is the output of the demodulator.
  • the coefficient k at each n is calculated, and
  • the inventors have found another way of determining this coefficient k.
  • FIG. 23 shows a flowchart of processing in the demodulator. The operation of the demodulator will be described with reference to the flowchart of FIG. (STEP1)
  • the output value of the demodulator is controlled according to the following description.
  • the output of the demodulator can be expressed as follows using the coefficient k.
  • the coefficient k is determined by the magnitude relationship between the “second control threshold” and the “average value of the amplitude of the forward noise and the amplitude of the backward noise”.
  • the average value is obtained from front noise and rear noise.
  • the front noise and the rear noise are outputs of the sensor system during a period when the excitation generator is stopped. That is, the value of k is determined using the response of the sensor system during a period when the excitation generator does not output a sine wave.
  • FIG. 24 shows experimental results in an environment where the inverter circuit is operated. Referring to FIG. 24, it can be seen that a high S / N (3.87) is obtained when the second control threshold is set to 0.02 (V) or less. When the second control threshold is 0.06, the S / N is reduced to 1.36.
  • FIG. 25 shows the experimental results in an environment where the inverter circuit is stopped. Referring to FIG.
  • Example 2 and Example 3 have the common effect of obtaining a high S / N ratio against various noises, while Example 3 may be superior.
  • FIG. 26 shows a flowchart of processing in the demodulator. The operation of the demodulator will be described along the flowchart of FIG. (STEP1)
  • the magnitude relationship between the “average value of the amplitude of the forward noise and the amplitude of the backward noise” and the second control threshold is compared, and the average value is smaller than the second control threshold. Then,
  • the value of k is determined as follows in this embodiment. That is, the magnitude relation between the “average value of the amplitude of the forward noise and the amplitude of the backward noise” and the second control threshold is compared, and if the average value is smaller than the second control threshold, k is set to zero. . Further, the magnitude relationship between the “average value of the amplitude of the forward noise and the amplitude of the backward noise” and the second control threshold is compared, the average value is equal to or greater than the second control threshold, and the absolute value of the phase difference Is greater than the control threshold, k is zero.
  • the magnitude relationship between the “average value of the amplitude of the forward noise and the amplitude of the backward noise” and the second control threshold is compared, the average value is equal to or greater than the second control threshold, and the absolute value of the phase difference When the maximum value of is less than or equal to the control threshold, k is set to 1.
  • FIG. 27 shows the configuration of the capacitive touch panel of the present invention.
  • a plurality of electrodes H1: 203a, H2: 203b, H3: 203c and V1: 203d, V2: 203e, V3: 203f
  • This touch panel detects the presence or absence of a touch and the position of the touch by detecting the self-capacitance of these individual electrodes, that is, the electrostatic capacitance formed between each electrode and the ground.
  • the electrodes 203 a to 203 f are connected to nodes 1 to 6 of the analog multiplexer 201 by wiring, and the analog multiplexer 201 is connected to the sensor system 101.
  • the configuration of the sensor system is the same as that of the first embodiment.
  • the sensor system 101 receives the output voltage of the excitation generation unit 102, and the output of the sensor system 101 is given to the demodulation unit 105.
  • the output of the demodulator 105 is transmitted to a block including a signal processing circuit (not shown), and the presence / absence of touch and the position are calculated based on the output value of the demodulator 105 in the block including the signal processing circuit.
  • controller 200 These are connected to the controller 200 in order to control the operation and timing of each of the analog multiplexer 201, the excitation generator 102, and the demodulator 105.
  • the plurality of electrodes can be carried out in the shape as described above, that is, other than the elongated planar electrodes disposed on the substrate.
  • a linear electrode embedded in the substrate may be used.
  • the number of electrodes is six, but this number can be arbitrarily set. By increasing the number, the size of the touch panel can be increased or the detection accuracy can be increased.
  • the analog multiplexer selection signal in FIG. 28 indicates a node number selected by the analog multiplexer 201 in FIG.
  • One of the driving features of the present invention has a period (t 1 to t 1 ′ ) in which a touch is detected by applying a sine wave to an electrode during a period when one electrode is selected by the analog multiplexer 201.
  • it has a period (t 0 to t 0 ′ and t 2 to t 2 ′ ) in which the sine wave is stopped and noise is acquired.
  • the excitation generator 102 generates an intermittent sine wave voltage as shown in the second waveform from the top in FIG. This is the excitation of the sensor system.
  • a sine wave having a frequency of 100 kHz and an amplitude of 1.5 V pp (1.5 volts peak-to-peak) is given to the excitation generator by the sine wave generator 103.
  • the excitation generator 102 an offset is 1.2V, the frequency is 100kHz, amplitude outputs intermittent sinusoidal voltage of 1.5V pp.
  • the voltage generated by the excitation generation unit 102 is given to the sensor system 101.
  • the voltage generated by the excitation generator 102 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 110 in the sensor system, and this voltage appears at the inverting input terminal by the imaginary short operation of the operational amplifier. That is, the excitation generator 102 is frequency 100kHz, and outputs a voltage amplitude 1.5V pp, frequency 100kHz to the electrode selected by the multiplexer 201, the voltage of amplitude 1.5V pp is applied.
  • the output of the sensor system 101 is obtained by superimposing noise on an intermittent sine wave voltage whose amplitude is determined according to the magnitude of the alternating current.
  • the output voltage of the sensor system is shown in FIG. 28 as f (t).
  • the demodulating unit 105 includes y n (t), x n (t), z n (t), and n are integers out of the output voltage f (t) of the sensor system 101.
  • D (t) is output as the amplitude estimate of the true signal of x n (t).
  • This true signal amplitude estimation value is
  • the controller 200 gives 1, 2, 3,... 6 to the analog multiplexer selection signal, gives the operation timing of the excitation generation unit 102, and gives the operation timing of the demodulation unit 105.
  • the analog multiplexer sequentially selects the electrodes, demodulated signals corresponding to all the six electrodes are sequentially obtained.
  • the presence / absence of the touch and the position are calculated based on the output value of the demodulation unit 105.
  • the possibility that there is a touch on the electrode H2 can be detected.
  • the possibility that there is a touch on the electrode V2 is detected, and the possibility that there is a touch at the center of the touch panel surface is detected.
  • touch detection in addition to the above peak detection, the difference from the value obtained when not touching is calculated, or the characteristics of signal change over time are used, so that misjudgment does not occur.
  • An algorithm was used. In this way, the presence / absence of touch and the touch position (coordinates) are detected.
  • Example 4 shows an example applied to a projected mutual capacitance type touch panel.
  • FIG. 29 shows the configuration of the capacitive touch panel of the present invention.
  • a plurality of electrodes H1: 203a, H2: 203b, H3: 203c and V1: 203d, V2: 203e, V3: 203f
  • nine intersections where the electrodes intersect are formed on the substrate.
  • a capacitance is formed by two intersecting electrodes.
  • the touch panel detects the presence / absence of a touch and the position of the touch by detecting a capacitance formed by two intersecting electrodes.
  • the electrodes (203d, 203e, 203f) extending in the horizontal direction are connected to the nodes 1 to 3 of the analog multiplexer 209 by wiring, and the analog multiplexer 209 is connected to the output terminal of the excitation generator 102.
  • the electrodes (203a, 203b, 203c) extending in the vertical direction are connected to the three IV converters 207a, 207b, 207c on a one-to-one basis by wiring.
  • the configurations and operations of the IV converters 207a, 207b, and 207c are the same as those of the third embodiment 207.
  • the output of the IV converter is given to the demodulation units (105a, 105b, 105c).
  • the outputs of the demodulation units 105a to 105c are transmitted to a block including a signal processing circuit (not shown), and the presence / absence of touch and the position are calculated based on the output values of the demodulation units 105a to 105c.
  • the number of electrodes is six, but this number can be set arbitrarily. By increasing this number, the size of the touch panel can be increased or the detection accuracy can be increased.
  • the analog multiplexer selection signal in FIG. 30 indicates the node number selected by the analog multiplexer 209 in FIG.
  • One of the driving features of the present invention is a period in which a touch is detected by applying a sine wave to a selected electrode during a period in which one of the electrodes V1, V2, and V3 is selected by the analog multiplexer 209. (T 1 to t 1 ′) and a period (t 0 to t 0 ′ and t 2 to t 2 ′) in which the sine wave is stopped and noise is acquired.
  • f 0 (t) is an output voltage of the IV converter 207a connected to the demodulator 0: 105a
  • f 1 (t) is an IV converter connected to the demodulator 1: 105b
  • the output voltage 207b, f 2 (t) is the output voltage of the IV converter connected to the demodulator 2: 105c.
  • f 1 (t) is shown as three representatives. Since the output voltage of the IV converter can be said to be the output of the sensor system as described in the third embodiment, the name is given as the sensor system output voltage in the figure.
  • the excitation generator 102 generates an intermittent sine wave voltage as shown in the second waveform from the top in FIG. This is the excitation of the sensor system.
  • a sine wave having a frequency of 100 kHz and an amplitude of 1.5 V pp (1.5 volts peak-to-peak) is supplied to the excitation generator 102 by the sine wave generator 103.
  • the excitation generator 102 an offset is 1.2V, the frequency is 100kHz, amplitude outputs intermittent sinusoidal voltage of 1.5V pp.
  • the voltage generated by the excitation generation unit 102 is sequentially given to a plurality of electrodes (V1 to V3) constituting the sensor system via the analog multiplexer 209.
  • FIG. 30 shows the output voltage f 1 (t) of the IV converter 207b connected to the demodulator 1: 105b.
  • the demodulating unit 105b includes y n (t), x n (t), z n (t), and n are integers out of the output voltage f 1 (t) of the sensor system.
  • the amplitude estimate value D 1 (t) of the true signal of x n (t) is output.
  • This true signal amplitude estimation value is
  • the controller (not shown) gives 1, 2, 3, 1, 2, 3,...
  • To the analog multiplexer selection signal gives the operation timing of the excitation generator 102, and demodulates 105a. Gives the timing of the operation c.
  • the analog multiplexer 209 sequentially selects electrodes, so that excitation is sequentially applied to all three electrodes V1, V2, and V3.
  • a set of an IV converter and a demodulator is connected to three electrodes H1, H2, and H3, respectively, and outputs a demodulated signal in parallel. For this reason, when the analog multiplexer finishes selecting 1, 2, and 3 sequentially, it is possible to obtain a demodulated signal corresponding to the capacitance of all nine intersections.
  • the presence / absence of touch and the position are calculated based on the output values of the demodulation units 105a to 105c.
  • a peak is seen in the demodulated signal when the analog multiplexer selects node 2, that is,
  • touch detection in addition to the above peak detection, the difference from the value obtained when not touching is calculated, or the characteristics of signal change over time are used, so that misjudgment does not occur.
  • An algorithm was used. In this way, the presence / absence of touch and the touch position (coordinates) are detected.
  • Example 4 of the present invention described above has the following characteristics. That is, the fourth embodiment includes a first electrode (for example, the electrode V2), a second electrode (for example, the electrode H2), and a drive circuit (applicable to the excitation generation unit 102) that applies a voltage to the first electrode.
  • a sensor system configured to measure and output a current flowing through the second electrode, and detect a capacitance of a capacitor formed by the first electrode and the second electrode. Thus, the touch state or coordinates of the indicator is detected.
  • the touch panel of the present invention includes demodulating units 105a to 105c that demodulate amplitude-modulated signals that are output from the sensor system 205.
  • the demodulating units 105a to 105c are periods in which the excitation generating unit 102 outputs a sine wave. Using both the response of the sensor system and the response of the sensor system during a period in which the excitation generator 102 does not output a sine wave, at least either immediately before or after the period. Is generated.
  • Capacitance sensor 101 Sensor system 102: Excitation generator 103: Sine wave generator 104: DC generator 105, 105a, 105b, 105c, 105d: Demodulator 110: Operational amplifier 111: Adder 120: Electronic equipment 130: Capacitive touch panel 131: Surface resistor (ITO) 132: Polarizing plate 140: Sampler 141: Multiplier 141a: Multiplier I, 141b Multiplier Q 142: integrator, 142a: integrator I, 142b: integrator Q 143: Register, 143a: Register I, 143b: Register Q 144: Multiplier, 144a: Multiplier I, 144b: Multiplier Q 145: Phase shifter 146: Controller 200: Controller 201: Multiplexer 202: Substrate 203a, 203b, 203c, 203d, 203e, 203f: Electrode 205: Sensor system 206: Capacitance sensor 207: Current-voltage converter (I ⁇ V

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Abstract

 タッチパネルの励振周波数と、外来ノイズの周波数とが一致または近傍の場合、バンドパスフィルタではノイズを除去できない。また、タッチ検出動作期間が非アドレス期間等の短時間に限定される場合、周波数分能が低下しかつ平均化によるノイズ除去効果が低下するため、S/Nが低下する。本発明の電子機器は、センサシステム101と間欠的な正弦波信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部102と、該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部105と、を含み、該復調部は、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答x1(t)と、少なくともその直前直後どちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答z1(t)との両者を用いて、復調信号D(t)を生成する。

Description

電子機器、静電容量センサ及びタッチパネル
 本発明は、電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルに係り、特にAM変復調システムを用いる電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルに関する。
 タッチパネルは、指やペンなどの指示体を用いて指し示された位置座標又は指し示す動作の有無を検出する装置であり、現在は、通常、液晶表示装置(Liquid Crystal Display、LCD)やプラズマ表示装置(Plasma Display Panel、PDP)、有機ELディスプレイ等の表示装置と組み合わせて用いられる。
 タッチパネルの出力を計算機に入力し、計算機によって表示装置の表示内容を制御したり、機器を制御したりすることにより、使い勝手の良いヒューマン・インターフェイスが実現される。現在、タッチパネルは、ゲーム機、携帯情報端末、券売機、現金自動預け払い機(ATM)、カーナビゲーション等、日常生活において広く利用されている。また、計算機の高性能化及びネットワーク接続環境の普及に伴い、電子機器によって供給されるサービスが多様化し、タッチパネルを備えた表示装置に対するニーズが拡大し続けている。
 タッチパネルの一方式として、表面容量式のタッチパネルがある。表面容量式のタッチパネルは、(イ)面抵抗体と、(ロ)該面抵抗体に接続され、該面抵抗体に、励振として交流電圧(正弦波電圧)を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する、駆動・検出回路とから構成される。
 詳しくは、表面容量式のタッチパネルは透明基板とその表面に形成された、透明な面抵抗体と、その上面に形成された薄い絶縁膜とで構成される。この面抵抗体を、位置検出導電膜と呼ぶ。この方式のタッチパネルを駆動する際、位置検出導電膜の4隅に交流電圧を印加する。指または指示棒等(以下指等)でタッチパネルを触れると、位置検出導電膜と指等との静電容量結合によってキャパシタが形成される。このキャパシタを介して、指等に微小電流が流れる。この電流は、位置検出導電膜のそれぞれの隅から指等がタッチした点に流れる。駆動・検出回路により検出された電流に基づいて、信号処理回路が指等のタッチの有無と指等のタッチ位置の座標を計算する。具体的には、信号処理回路は位置検出導電膜の4隅の電流の和に基づいて、タッチの有無を検出する。また、位置検出導電膜の4隅の電流の比に基づいて、タッチ位置の座標を計算する。
 このような表面容量式の動作原理に基づくタッチパネルが特許文献1~5に開示されている。
 特許文献1は、表示パネルとタッチパネルとを組み合わせて動作させるときに、表示パネルの駆動信号による位置検出精度の低下を防止するために、表示パネルの非表示期間中にタッチパネルに交流電圧を印加するとともに、表示パネルの対向電極に対して同じ交流電圧を印加する対向電極駆動手段を備えている。
 また、特許文献2は、「ノイズが大きいときはAC電圧振動レベルを大きくし、ノイズが少ないときにはAC電圧振動レベルを小さくし、特定周波数ノイズの場合は別の電圧振動周波数に切り替えることにより安全性を確保し、S/N比が良くなり耐ノイズ性に優れ、且つ電気的に安全なタッチパネル装置」が示されている。
 加えて、特許文献3では、「指がパネルへタッチしたときの位相及びAC電圧を接触ベクトル信号として、前記両信号の位相差と振幅より、余弦定理を用いて算出したスカラー量を本来の指がタッチしたAC信号として、前記タッチ位置を検出するに当たり、指が前記面抵抗体の近くに無い時の寄生信号による前記AC電圧や、容量性接地人体や抵抗性接地人体の指による前記信号の位相差を排除する」ことが記載されている。
 続いて、特許文献4は、「演算回路は、ロングセンサ線LSLiの出力と、ショートセンサ線SSLiの出力を入力し、その差分(Delta)と配線容量比Kcを用いた演算により信号 成分Sを求める」ことが開示されている。
 一方、特許文献5には、「これらの4箇所のノードは、それぞれNa、Nb、Nc、Ndの記号が付されている。これらのノードには、後述する電流検出回路の各端子が接続される」ことが開示され、また、「ノードNa~Ndには、電流検出回路13a~13dを介して、単極双投スイッチ21a~21dを接続する。単極双投スイッチ21a~21dの2接点の一方 には交流電圧源22を接続し、他方(すなわち、図4でCOMと記載されたノード)には蓄積容量線駆動回路を接続する。交流電圧の波形は、一例として、正弦波を利用することができる。」と記載されている。
 一方、本発明人を含む特許出願人は、特許文献6および非特許文献1において、「信号の周波数とノイズの周波数が同一、あるいは、従来の周波数分解能では分解できない程度近傍のノイズを除去し、タッチの有無やタッチ位置を精度良く検出する」ことを課題として幾つかの提案を行っている。
特開2007-334606号公報 特開2006-106853号公報 特開2010-086285号公報 特開2011-013757号公報 特開2011-014109号公報 PCT/JP2011/069673
H.Haga et al., "A 10.4-in. On-Cell Touch-Panel LCD with Correlated Noise Subtraction Method," SID’ 12 Digest, pp 489-492 (2012) Society for Information Display 2012 International Symposium
 以下の分析は、本発明者によってなされたものである。特許文献1に記載されたタッチパネルには次の六点の課題を有している。
 第一の課題は、外来ノイズ(電界の変化、静電容量結合性のノイズ)に弱いことである。特許文献1では、表示パネルの駆動信号による位置検出精度の低下を防止するとされているものの、表示パネルの駆動信号以外に由来する外来ノイズ、例えば、タッチパネルのタッチする面の上方に配置された、インバータ回路を含んでなる蛍光灯から発せられるノイズに対して、影響を受けやすい。
 理由の一つは、タッチパネルの動作原理に基づくものである。つまり、表面容量式のタッチパネルは、位置検出導電膜と指との間に形成されるキャパシタの静電容量を検出するものであるため、位置検出導電膜と指との間に、電磁界をシールドするためのシールド電極を形成することができないことである。このため、位置検出導電膜のタッチされる面は、外来ノイズに対して無防備な構造にならざるを得ない。そして、タッチパネルの寸法が大きくなるにつれて、外来ノイズの影響を受けやすくなる。
 別の理由は、ノイズ源が増えているからである。例えば、チラツキを低減させるために開発されたインバータ式蛍光灯が市場に受け入れられ、その数が増加していることが挙げられる。あるいは、携帯機器用の充電器やACアダプタにおいて、電源電圧の変換効率を高めるために開発されたスイッチング電源が多く採用されるようになってきたことが挙げられる。これらの機器から生じるノイズは、静電容量を検出する機器の正常動作を妨げる。
 第二の課題は、タッチパネルの励振周波数とノイズの周波数とが一致する場合、若しくは近傍の場合、バンドパスフィルタではノイズを除去できないことである。
 上記で例示したノイズの基本周波数あるいは、その高調波の周波数は、タッチパネルの励振周波数と一致する、またはその近傍である。一方、特許文献1に記載がある同期検波回路は、励振周波数と異なる周波数のノイズを除去するためにフィルタリングを行うとされている。よって、このように、観測信号を周波数で分解、選択する手法では、励振周波数とノイズの周波数が一致した場合ノイズを除去することができない。
 また、ノイズの周波数が励振周波数の近傍の場合、バンドパスフィルタの通過域と阻止域との間に存在する減衰域(あるいは遷移域)を通して、ノイズが混入してしまう。つまり、実現可能なフィルタはその周波数分解能に一定の限度を有すため、励振周波数の近傍の周波数のノイズを除去できない。
 第三の課題は、タッチ検出動作期間が、非表示期間(非アドレス期間)等に限定される場合、周波数分能が低下し、真の信号の周波数近傍のノイズが除去できないことである。例えば、ペリオドグラムスペクトル推定法の場合、対象信号が振幅の等しい2つの正弦波信号からなる場合、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 T:信号取得期間
となるスペクトルピークを分離できるとされる。
 この場合、信号取得期間Tが500マイクロ秒のとき、Δfは2kHzであり、真の信号を100kHz、ノイズを99kHzとした場合、両者を周波数で分解することはできないと考えられる。
 第四の課題は、平均化によるノイズ除去効果が低下し、S/Nが低下する。例えばポアソン分布の雑音が重畳された観測信号を多数回取得し、平均化により、ノイズを相殺してノイズを低減化させる場合、ノイズの低減量は取得回数の平方根に比例するとされることである。つまり、信号取得期間が非表示期間(非アドレス期間)等の短時間に制限される場合、平均化によるノイズ除去効果が低下し、S/Nが低下する。
 第五の課題は、本願出願人が特願2009-163401で示したように、位置検出導電膜と指との間に、偏光板が存在するという構造を適用する場合、位置検出導電膜と指との間で形成される静電容量が小さくなり、S/Nが低下することである。また、位置検出導電膜と指との間に保護ガラス等を挿入した場合、同様にS/Nが低下する。
 第六の課題は、特許文献6や非特許文献1において、本願発明者や本願出願人が解決していない課題であり、さらに多様なノイズに対して、高いS/N比を得る必要があることである。特許文献6では全てのn(nは、非アドレス期間に対して順に1,2,3,・・・,と付与した番号)に対して|X-M|を計算し、この値を復調部の出力とした。しかし、全てのnに対して|X-M|の計算を適用するとS/Nが低下する場合があることを本願発明者は見出した。
 そこで、信号の周波数とノイズの周波数が同一、あるいは、従来の周波数分解能では分解できない程度近傍のノイズを除去し、タッチの有無やタッチ位置を精度良く検出することができる電子機器、静電容量センサ及びタッチパネルを提供することが課題となる。
 前記の課題を解決するために本発明に係る電子機器は、センサシステムと間欠的な正弦波信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部と、該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部と、を含み、該復調部は、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする電子機器であって、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答から算出される、該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをXとし、その直前および直後の該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答から算出される該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをそれぞれ、Y、Zとしたとき、該復調信号は、|X-k・M|の定数倍、ただしMはYとZとの平均ベクトル、kは係数とされ、該kの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定されることを特徴とする。
 また、前記の課題を解決するために本発明に係る静電容量センサは、面抵抗体と、該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する電子機器を含む。
 さらに、静電容量センサは、電極と、該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
 さらに、第1電極と、第2電極と、該第1電極に電圧を印加する駆動回路と、該第2電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し該第1電極と第2電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
 また、表示装置を含み構成され、該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする。
 加えて、前記の課題を解決するために本発明に係るタッチパネルは、面抵抗体と、該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
 その上、電極と、該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
 一方、前記の課題を解決するために本発明に係るタッチパネルは、第1電極と、第2電極と、該第1電極に電圧を印可する駆動回路と、該第2電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し該第1電極と第2電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
 その上で、前記の課題を解決するために本発明に係る電子機器は、表示装置を含み構成され、該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成する。
 他方、表示装置を含み構成され、表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする。
 また、本明細書および請求項において、励振生成部は正弦波を出力する、と記載しているが、この場合の出力は、単一周波数の正弦波に限定されるものではないことを注意しておく。全ての信号は、異なる周波数の正弦波の級数としてあらわすことができる(フーリエ級数展開)。つまり、励振生成部が、例えば矩形波を出力する場合、この矩形波は、異なる周波数の正弦波の級数である。この場合、この矩形波の基本周波数の正弦波に着目して、信号処理し、復調信号を得ればよい。このように、励振生成部が矩形波を出力する場合であっても、本発明に含まれる。同様な理由により、励振生成部が、いかなる交流を出力する場合であっても、本発明に含まれる。
 本発明に係る電子機器、静電容量センサ、タッチセンサ及びタッチパネルを実施することにより、以下の六点の効果を得ることができる。
 第一の効果は、正弦波を停波してノイズを取得するので、指の有無(タッチの有無)に関わらず、正確にノイズを取得できることである。
 第二の効果は、正弦波を停波して取得した「ノイズ」の信号処理経路と、正弦波を与えて取得した「真の信号+ノイズ」の信号処理経路とは同一であるため、正確にノイズを取得できることである。
 第三の効果は、「真の信号+ノイズ」と「ノイズ」とのベクトルどうしの減算を行うため、真の信号とノイズとが同一の周波数であっても、真の信号を正確に求めることができることである。
 第四の効果は、前方ノイズ(励振生成部が正弦波を出力する前の停波時に取得したノイズ)と後方ノイズ(励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズ)の平均ベクトルを使うことで、周波数分解能を超越して真の信号の近傍周波数のノイズを除去することができることである。
 第五の効果は、前方ノイズと後方ノイズの平均ベクトルを使うことで、ノイズの振幅が変動した場合でも、精度よくノイズを除去できることである。
 第六の効果は、多様なノイズに対して、高いS/N比を得ることができることである。特に本発明に係る制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのS/N低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でS/Nを高めることができる。
 本発明は、上記六点の効果により、外来ノイズに強く、S/Nの高いタッチパネル及び電子機器を提供することを可能とする。
本発明の実施形態1における電子機器のブロック図である。 本発明の実施形態1における静電容量センサのブロック図である。 本発明の実施形態1における静電容量センサのタイミングチャートである。 本発明の演算を説明するためのセンサシステム出力電圧のグラフである。 本発明の実施形態1における復調部の演算を示すベクトル図である。 本発明の実施形態2における演算を説明するための復調部入力電圧である。 本発明の実施形態2における復調部を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施形態2における復調部を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施形態2における復調部を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施形態3における静電容量センサのブロック図である。 本発明の実施例1における静電容量式タッチパネルの構成図である。 本発明の実施例1における静電容量式タッチパネルのタイミングチャートである。 本発明の実施例1における静電容量式タッチパネルの信号波形である。 本発明の実施例1における静電容量式タッチパネルの信号処理を説明するブロック図である。 本発明の実施例1における静電容量式タッチパネルの信号波形である。 本発明の実施例2における復調部における処理の流れ図である。 本発明の実施例2における復調部内部で得られたインバータ回路ON時の位相グラフであって、(a)は角度[Y1,s]であり、(b)は角度[Z1,s]である。 本発明の実施例2における復調部内部で得られたインバータ回路OFF時の位相グラフであって、(a)は角度[Y1,s]であり、(b)は角度[Z1,s]である。 本発明の実施例2における復調部内部で図17に対し位相の回転方向と量を推定して得られたインバータ回路ON時の位相グラフであって、(a)は角度[Y1,s]であり、(b)は角度[Z1,s]である。 本発明の実施例2における復調部内部で図18に対し位相の回転方向と量を推定して得られたインバータ回路OFF時の位相グラフであって、(a)は角度[Y1,s]であり、(b)は角度[Z1,s]である。 本発明の実施例2における静電容量式タッチパネルのインバータ回路ON時のS/Nのグラフである。 本発明の実施例2における静電容量式タッチパネルのインバータ回路OFF時のS/Nのグラフである。 本発明の実施例3における復調部の処理のフローチャートである。 本発明の実施例3における静電容量式タッチパネルの、インバータ回路オン時のS/Nのグラフである。 本発明の実施例3における静電容量式タッチパネルの、インバータ回路オフ時のS/Nのグラフである。 本発明の実施例4における復調部の処理のフローチャートである。 本発明の実施例5における静電容量式タッチパネルの構成図である。 本発明の実施例5における静電容量式タッチパネルのタイミングチャートである。 本発明の実施例6における静電容量式タッチパネルのブロック図である。 本発明の実施例6における静電容量式タッチパネルのタイミングチャートである。
(実施形態1)
 本発明の静電容量センサについて説明する。一般的な静電容量センサは、背景技術で示したタッチパネルの機能から、位置の検出の機能を省くことで、その機能が実現される。位置の検出機能が省かれるため、面抵抗体の代わりに面導体、もしくは単に導体を用いることが可能である。
 (構成)
 図2に本発明の静電容量センサ100のブロック図を、図1に、本発明の静電容量センサを抽象化した、本発明の電子機器120のブロック図示す。図2に示す静電容量センサ100は、図に記載したキャパシタCinの静電容量を検出するように構成されている。この静電容量センサは、キャパシタCinの静電容量及び励振を入力とし、キャパシタCinの静電容量に応じた信号を出力するセンサシステム101と、該励振を生成する励振生成部102と、励振生成部に接続された正弦波生成部103と、直流生成部104とを有する。センサシステムの出力は復調部105に入力され、この復調部により復調信号が生成される。
 励振生成部は間欠的な正弦波信号を生成する。間欠的な正弦波信号を生成する手段は、図2で例示したように、正弦波生成部103と、直流生成部104とを有し、これらを切り替える手段がある。しかし、この手段に限定されるものではない。他の手段として、例えば、DAコンバータを用いて、このDAコンバータに与えるデジタル信号が、間欠的な正弦波を離散化した信号であってもよい。
 センサシステムは、演算増幅器110と、その帰還路に挿入された抵抗Rと、キャパシタCとで構成され、さらに、演算増幅器110の出力電圧と励振電圧とを減算する加算器111を備える。
 この演算増幅器110を理想オペアンプと仮定し、センサシステム101に入力する励振の電圧をV、センサシステムの出力電圧をVとすると、このセンサシステムの周波数応答H(jω)は、図から求まる回路方程式を解くことで、次の数式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 ここで、ωは励振の角周波数、jは虚数単位をあらわす。
 上記数式より、このセンサシステムの振幅応答|H(jω)|は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
となる。
 数式3に示すように、このセンサシステム101の出力の振幅は、キャパシタCinの静電容量に比例する。
 また、このセンサシステムの出力は、その周波数が励振の周波数と一致し、その振幅は、キャパシタCinの静電容量に応じて変化するので、このセンサシステムは振幅変調システムということができる。
 図2を抽象化すると図1のように表される。ここでセンサシステムの入力S(t)は、電圧や電流といった電気信号のみならず、この実施形態で示したように静電容量とすることもできる。
 (動作)
 図3を参照し、本発明の静電容量センサの動作について説明する。
 励振生成部102は、図3の一番上の波形すなわち励振生成部出力電圧に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステム101に励振として供給する。この例では、正弦波の周波数を100kHzとする。センサシステムはこの励振およびキャパシタCinの静電容量に応答して、図3の2番目の波形すなわち、センサシステム出力電圧に示すように、電圧f(t)を出力する。励振生成部102が正弦波を出力している期間のセンサシステムの応答を、図のように、x(t),x(t)とし、励振生成部が停波の期間のセンサシステムの出力電圧をz(t),z(t)とする。
 数式2によると、励振生成部が停波の期間のセンサシステムの出力電圧の振幅はゼロとなる。しかし、実際はノイズが混入し、ゼロとならない。タッチセンサやタッチパネルなどの多くの場合、図2に示したキャパシタCinの静電容量は、指示体(指)と面抵抗体とで形成されるキャパシタの静電容量であり、キャパシタCinの一部を構成する面抵抗体には外来ノイズ(電界の変化、静電容量結合性のノイズ)が容易に混入する。図3においてz(t),z(t)がゼロでない理由は、このノイズの影響をあらわしているからである。外来ノイズが定常的な場合、励振が正弦波であるか、あるいは停波(DC)であるかにかかわらず外来ノイズが混入するため、x(t),x(t)にも、ノイズは混入している。つまり、x(t),x(t)には、真の信号にノイズの加わった信号(真の信号+ノイズ)が、z(t),z(t)にはノイズのみが現れている。
 発明者らが見出した重要なことは、z(t),z(t)は、キャパシタCinの静電容量に依存せず、外来ノイズをあらわすことである。つまり、タッチセンサやタッチパネルの場合、指示体である指の有無に関わらず、ノイズのみが現れることである。この理由は、指と位置検出導電膜とで形成されるキャパシタCinのインピーダンスが、センサシステムのインピーダンスに対して十分高いため、位置検出導電膜に混入したノイズは、指の有無に関わらず、電流としてセンサシステムに流入するからである。
 そして、励振生成部が正弦波を出力している期間のセンサシステム出力電圧に混入しているノイズと、その前後の励振生成部が停波している期間のセンサシステム出力電圧に混入しているノイズとに相関が認められたことである。
 復調部105はセンサシステム101の出力信号を受け上記特徴を活かして、ノイズを除去する。真の信号+ノイズを含む観測信号x(t)と、ノイズをのみ含む観測信号z(t)から、x(t)の真の信号、ここではx(t)の真の信号の振幅を求める例について説明する。
 復調部105では、センサシステム出力電圧f(t)から、時間間隔Δtごとに周期的に信号値を読み出し、離散時間信号f(iΔt),i∈Z(Z:整数の集合)に変換する。x(t)をこのようにサンプリングしてx(iΔt),i=0,1,2,・・・N-1を、z(t)をサンプリングしてz(iΔt),i=0,1,2,・・・Q-1を得る。
 x(iΔt)の離散フーリエ変換Dkのうち、励振の正弦波の周波数である100kHzに対応するDkをXとすれば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 ここで、jは虚数単位、Nはサンプル数、と、複素数Xを求めることができる。複素数Xは、ベクトルX≡(Re{X},Im{X})、Re{X}は複素数Xの実部、Im{X}は複素数Xの虚部と記述でき、2次元ベクトルXで表現することもできる。そしてこれらは同値である。
 同様に、z(iΔt)の離散フーリエ変換Dkのうち、正弦波の周波数である100kHzに対応するDkをZとすれば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 ここで、jは虚数単位、Qはサンプル数、と、複素数Zを求めることができる。複素数Zは、ベクトルZ≡(Re{Z},Im{Z})と、2次元ベクトルZで表現することもできる。そしてこれらは同値である。
 次に、観測信号x(t)に含まれるノイズの100kHzの成分は、観測信号z(t)の100kHzの成分と同じであると仮定して、ベクトルX-ベクトルZを計算する。そして、その大きさである|X-Z|をx(t)の真の信号の振幅として、復調信号D(t)とし、復調部の出力とする。
 観測信号のモデルを用いて、上記で説明した復調部の動作を具体的数値を当てはめながら説明する。
 観測信号のモデルを図4に示す。観測信号のモデルをf(t)と表すと、f(t)は、2V振幅の真の信号(Vsig)と1V振幅のノイズ(Vnoise)を加算した、次の信号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 Δt=0.1マイクロ秒としてサンプリングし、f(t)をf(aΔt)、a=0,1,2,・・・4999と離散化した。
 x(iΔt),z(iΔt)は図4内に示す信号とした。また、x(iΔt)の長さ(時間)、すなわちt1’-tは、後に100kHzの成分を抽出することを考慮すると、100kHzの周期の整数倍、すなわちnx10マイクロ秒、nは正の整数、とすることが望ましい。
 具体的には、x(iΔt)、i=0~1999をf(aΔt)、a=1000~2999、とし、t1’-tを200マイクロ秒(n=20)とした。
 また、z(iΔt)の開始時刻t2は、t+mx10μsec、mは正の整数、とすることが望ましく、さらに、z(t)の長さ(時間)、すなわちt2’-tは、100kHzの周期の整数倍、すなわちwx10マイクロ秒、wは正の整数とすることが望ましい。
 具体的には、z(iΔt)、i=0~1999をf(aΔt)、a=3000~4999とし、t=t+200マイクロ秒(m=20)、t2’-tを200マイクロ秒(w=20)とした。
 X,Zを計算すると、次の結果が得られた。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 上の複素数をベクトルと捉え、ベクトルX、ベクトルZ、および、ベクトルX-ベクトルZを複素平面上にプロットすると、図5のようになる。
 ベクトルX-ベクトルZの大きさは図のとおり1.0であり、ここで、図5の各ベクトルの大きさは、100kHzの信号の振幅の1/2であることに注意すると、ベクトルX-ベクトルZにより、真の信号の振幅が2Vであることが算出された。一方、算出されたx(iΔt)の振幅である2x|X|(1.5V)および算出されたz(iΔt)の振幅である2x|Z|(1.0V)といった振幅の情報のみに基づいて、真の信号の振幅(2V)を導出することは困難である。
 このx(iΔt)の振幅(1.5V)およびz(iΔt)の振幅(1.0V)は、x(iΔt)、z(iΔt)それぞれの信号の100kHz成分の振幅を求めたことと等価である。つまり、従来の周波数分離を用いたノイズ除去のみでは真の信号の振幅を求めることはできない。
 上記では、x(iΔt)、z(iΔt)からX、Zを算出し、|X-Z|を計算することで、復調信号D(t)の一つの値を求める例を示した。D(t)の次の値については、図3に示すように、x(t)、z(t)からX、Zを算出し、|X-Z|を計算する。以降のD(t)の値についても同様に計算することで復調信号D(t)を求める。
 作用、効果は2つ存在し、第一の効果は、正弦波を停波してノイズを取得するので、指の有無に関わらず、あるいは指の有無が変化した場合や、指の押し圧が変化してキャパシタCinの静電容量が変化した場合であっても、正確にノイズを取得できることである。
 また、第二の効果は「真の信号+ノイズ」と「ノイズ」とのベクトルどうしの減算を行うため、真の信号とノイズとが同一周波数であっても、真の信号を正確に求めることができることである。
 (実施形態2)
 実施形態1では、観測信号x(iΔt)の真の信号の振幅を求めるために観測信号z(iΔt)を利用した。すなわち、観測信号x(iΔt)の時間的に後に観測したノイズz(iΔt)を利用して、ノイズを除去した。この実施形態2では、観測信号x(iΔt)の前後のノイズを利用して観測信号x(iΔt)の真の信号の振幅を求める形態について、復調部の動作を中心に説明する。
 図6に復調部105の入力信号を離散化した観測信号のモデルf(aΔt)、a=0,1,2,・・・、Δt=0.4マイクロ秒を示す。
 f(aΔt)は振幅1Vの真の信号(Vsig)と、時間経過に比例して振幅が変化する99kHzのノイズ(Vnoise)を加算したものである。これを数式で示すと次の通りとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 y(iΔt)、x(iΔt)、z(iΔt)はそれぞれ、f(aΔt)から次のように切り出した信号とした。
 y(iΔt)、i=0~399をf(aΔt)、a=3800~4199、としx(iΔt)、i=0~1624をf(aΔt)、a=4250~5874、としz(iΔt)、i=0~299をf(aΔt)、a=6000~6299、とした。
 ここで、便宜的にy(iΔt)に前方ノイズ、z(iΔt)に後方ノイズと名づけた。
 復調部では、実施形態1同様な手法を用いて、観測信号y(iΔt),z(iΔt)から、複素数Y,Zを次の数式で求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 ここで、Δtはサンプリング周期、jは虚数単位をあらわす。
 ここで求めたベクトルY、Zを図7内に模式的に示した。
 次にベクトルY,ベクトルZから、時刻t及び時刻t1’のノイズベクトルY,Zを推測する。推測法は次の通りである。時刻が(t+t0’)/2のときのノイズベクトルをY、時刻が(t+t2’)/2のときのノイズベクトルをZ、とする。
 YからZへと、時間に比例してベクトルの振幅と位相が変化すると近似し、時刻t及び時刻t1’のノイズベクトルY,Zを得る。図7にYm,とY、Zの関係を模式的に示した。
 次にベクトルY、Zからこれらの平均ベクトルMを算出する。平均ベクトルMの算出について図8を参照して説明する。
 ベクトル表現と複素数表現とは前述のとおり同値であり、複素数でMの算出式を表すと次の通りとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 ここで、Tは図6のt1’-t、A,θはベクトルYの振幅と位相、A,θはベクトルZの振幅と位相をあらわす。図9(a)に、図6のモデル信号から、上記にしたがって求めたY、Z及びMを示す。
 次に、実施形態1同様にXを求めて、X-Mを演算する。Xは次の数式で表示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 ここで、Δtはサンプリング周期、jは虚数単位で計算される。
 図6のx(iΔt)から求めたXおよび、先に求めたM、そしてX-Mを図9(b)に示す。
 図9(b)より|X-M|は0.5であり、この値は真の信号の振幅の1/2の値を表すことに注意すると、真の信号の振幅1.0Vが正しく求められることが確認された。つまり、励振の周波数100kHzにきわめて近い99kHzというノイズが混入した場合でも、正確にノイズが除去されることが示された。
 また、一般に、今回のx(iΔt)のように、信号取得期間が制限される場合、周波数分解能が低下して、真の信号の周波数近傍のノイズが除去できない。一方、本実施形態で示したとおり、x(iΔt)の前方のノイズy(iΔt)と後方のノイズz(iΔt)を利用することで、周波数分解能を超越して、近傍周波数のノイズを除去することができた。
 さらに、本実施形態で示したように、ノイズの振幅が時間に依存する場合であっても、平均ベクトルMを使うことで、精度良くノイズを除去することができる。
 (作用・効果)
 作用効果として以下の2つが挙げられる。
 第一に前方ノイズと後方ノイズから計算される平均ベクトルを使うことで、周波数分解能を超越して近傍周波数のノイズを除去することができることである。
 第二に前方ノイズと後方ノイズから計算される平均ベクトルを使うことで、ノイズの振幅が変動した場合でも、精度よくノイズを除去できることである。
(実施形態3)
 実施形態3は、本発明を静電容量センサに適用した形態である。
(構成)
 図10に本発明の静電容量センサ206のブロック図を示す。図10に示す静電容量センサ206は、図10内に記載したキャパシタCinの静電容量を検出するように構成されている。この静電容量センサ206は、キャパシタCinの静電容量及び励振を入力とし、キャパシタCinの静電容量に応じた信号を出力するセンサシステム205と、該励振を生成する励振生成部102と、励振生成部102に接続された正弦波生成部103と、直流生成部104とを有する。センサシステム205の出力は復調部105に入力され、この復調部105により復調信号が生成される。
 前述の図2の静電容量センサは、グランドに接続されたキャパシタCinの静電容量を検出する構成であった。一方、本実施形態である図10の静電容量センサ206は、ノードN1、ノードN2の間に接続されたキャパシタCinの静電容量を検出する。また、図10の静電容量センサは、ノードN1とグランドとの間に寄生容量が形成された場合であっても、この影響を受けることなくキャパシタCinの静電容量を検出できる。
 励振生成部102は間欠的な正弦波信号を生成する。
 センサシステム205は、電流電圧変換器(I-V変換器)207と、キャパシタCinを構成する一方の電極(ノードN1に接続された電極)と、I-V変換器207に接続された直流バイアス回路208(グランドのみでもよい)とで構成される。
 I-V変換器207は、演算増幅器110と、帰還路に挿入された抵抗Rと、帰還路に挿入されたキャパシタCとで構成され、演算増幅器110の反転入力端子にキャパシタCinを構成する他方の電極(ノードN2に接続された電極)が接続される。
 この演算増幅器110を理想オペアンプと仮定し、センサシステム205に入力する励振の電圧をV、センサシステム205の出力電圧をVとすると、このセンサシステム205の周波数応答H(jω)は、図10から求まる回路方程式を解くことで、[数2]と同一になる。そして、このセンサシステムの振幅応答|H(jω)|は、[数3]と同一となる。よって、このセンサシステム205の出力の振幅は、キャパシタCinの静電容量に比例する。
 また、このセンサシステム205の出力は、その周波数が励振の周波数と一致し、その振幅は、キャパシタCinの静電容量に応じて変化するので、このセンサシステム205は振幅変調システムということができる。
(動作)
 上述の説明より図10のセンサシステム205の入出力特性と、前述の図2のセンサシステム101の入出力特性が同一であるため、その動作は実施形態1、あるいは実施形態2と同一となる。このため、動作に関する説明は省略する。
 以上述べた本発明の実施形態3は、次の特徴を有するといえる。すなわち、本発明の静電容量センサ206は、第1電極(図10のキャパシタCinの、ノードN1側の電極)と、第2電極(図10のキャパシタCinの、ノードN2側の電極)と、該第1電極に電圧を印加を印可する駆動回路(励振生成部102が該当する)と、該第2電極に流れる電流を測定し出力する検出回路(I-V変換機207)とから構成されるセンサシステム205と、を有し、該第1電極と第2電極とで形成されるキャパシタCinの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
 また、本発明の静電容量センサ206は、該センサシステム205の出力である振幅変調信号を復調する復調部105を含み、該復調部105は、該励振生成部102が正弦波を出力した期間の該センサシステム205の応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部102が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成する。
 本発明の静電容量式タッチパネルについて説明する。
(構成)
 図11に本発明の静電容量式タッチパネル130の構成を示す。図11に示すタッチパネルは、指と面抵抗体131との間に形成されるキャパシタCinの静電容量を利用して、タッチの有無とタッチ位置とを検出する。
 面抵抗体131は、ITO(Indium-tin-oxide)膜を利用した。該ITO膜は図示しないガラス基板上に、一様なシート抵抗値、ここでは800オームを有するベタ膜である。このITO膜上に、絶縁体、ここでは、液晶表示装置を構成するために用いられる偏光板132を、酸を含まない糊を用いて貼り付けた。
 ITO膜131の4隅に、配線を接続する。各配線は図11に示すように4つのセンサシステム101へ接続される。センサシステムの構成は実施形態1のそれと同様である。4つのセンサシステムには、励振生成部102の出力電圧が入力され、各センサシステムの出力は、復調部105(復調部0~復調部3)に与えられる。
 復調部の出力は、図示しない、信号処理回路を含むブロックへ伝えられ、この信号処理回路を含むブロックで、復調部の出力値に基づき、タッチの有無とタッチ位置とを算出する。
 (動作)
 図12を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。
 本発明の静電容量式タッチパネルは、液晶表示装置(LCD)の表示面上に配設され、LCDの駆動ノイズを避けるように駆動される。
 図12の非アドレス明示信号は、LCDの非アドレス期間を明示する信号で、非アドレス期間にハイレベルとされる信号である。ここで、非アドレス期間とは、LCDの走査線が走査されていない期間を指し、最後の走査線の選択が終了した後以降、最初の走査線が選択される前までの期間を指す。
 本発明の駆動の特徴の一つは、非アドレス期間中に、励振に正弦波を与えてタッチを検出する期間(t~t1’)を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間(t~t0’およびt~t2’)を有することである。
 非アドレス期間中にノイズを取得することで、このノイズには外来ノイズが含まれる一方、LCDの駆動のノイズが含まれないこととなる。この結果、タッチを検出する期間(t~t1’)に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。
 励振生成部102は、図12の上から2番目の波形に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図12の励振生成部出力電圧を得るために、励振生成部には、周波数が100kHzで振幅が1.5Vpp(1.5ボルトピークツーピーク)の正弦波が、正弦波生成部103により与えられ、また、DC=1.2VのDC電圧が直流生成部104により与えられる。そして、励振生成部はオフセットが1.2Vで、周波数が100kHz、振幅が1.5Vppの間欠的な正弦波電圧を出力する。正弦波が停波している期間はDC=1.2Vの電圧を出力する。
 励振生成部で生成された電圧は、4つのセンサシステム101(ここでは、便宜的にch0のセンサシステム、ch1のセンサシステム、ch2のセンサシステム、ch3のセンサシステムと区別する)に与えられる。励振生成部102で生成された電圧は、センサシステム内の演算増幅器110の非反転入力端子に与えられ、この電圧は、演算増幅器のイマジナリーショート動作によって、反転入力端子に現れる。すなわち、励振生成部102が周波数100kHz、振幅1.5Vppの電圧を出力すると、ITO131に周波数100kHz、振幅1.5Vppの電圧が印加される。
 キャパシタCinの静電容量が形成されると、各センサシステムから、指の位置に応じて決まるコンダクタンスG0~G3およびキャパシタCinを介して、人体へと交流電流がながれる。
 各センサシステムの出力は、この交流電流の大きさに応じて振幅が決まる、間欠的な正弦波電圧にノイズが重畳したものである。センサシステムのうち、ch1のセンサシステムを代表に選び、その出力電圧をf(t)として図12に示した。
 復調部105について、ch1を例にその動作を説明する。
 ch1の復調部105bは、ch1のセンサシステムの出力電圧f(t)のうち、図12に示すようにy(t)、x(t)、z(t)、nは整数、の信号を利用して、x(t)の真の信号の振幅D(t)を出力する。
 復調部105bでは、センサシステムの出力電圧f(t)をサンプリング間隔Δt=0.4マイクロ秒でサンプリングし、f(aΔt)、aはサンプル番号で整数、を得る。
 x(iΔt)、y(iΔt)、z(iΔt)はそれぞれ、f(aΔt)から次のように切り出した信号とした。y(iΔt)、i=0~399 を f(aΔt)、a=3801~4200、としx(iΔt)、i=0~1624をf(aΔt)、a=4251~5875、としz(iΔt)、i=0~399をf(aΔt)、a=6001~6400、とした。
 本実施例では、ノイズの位相の回転を正確に推測するため、y(t)およびz(t)に対応する期間をそれぞれ4つのセグメント分割し、セグメントごとに100kHz成分のベクトルを算出する。
 具体的には、次の数式18~数式25に示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
 次に、前方ノイズ、後方ノイズの振幅と位相を求める。
 振幅は次のように、まず、セグメントの平均値を計算する。前方ノイズの振幅|Y|および後方ノイズの振幅|Z|は、それぞれ、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
 位相は、まず、数式18から数式25で得られた結果から、次の通り、各セグメントの位相を計算する。
 angle[Y1,1]、angle[Y1,2]、angle[Y1,3]、angle[Y1,4]、および、angle[Z1,1]、angle[Z1,2]、angle[Z1,3]、angle[Z1,4]、ここでangle[Y1,1]はY1,1の位相を示す。
 上で計算される位相は±πの範囲に制限されている。このままでは、位相の推測に都合が悪いので、適宜2nπ、nは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなげる。
 この操作は、実際に蛍光灯のインバータ回路の外来ノイズが混入したセンサシステム出力の100kHz成分の位相の推移を見ると理解しやすい。
 図13に、本発明の静電容量式タッチパネルを、蛍光灯のインバータ回路の近くで駆動した際の波形を示す。一番上がITOの電圧、2番目がch1のセンサシステム出力をサンプリングした波形、3番目が、100サンプルを1セグメントとしたときの、各セグメントから計算される100kHzの振幅、一番下のグラフが、100サンプルを1セグメントとしたときの、各セグメントから計算される100kHzの位相を示している。一番下のグラフは±πの範囲に制限された位相に2nπ、nは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなげた結果である。
 この結果より、位相の変化は滑らかであり、適宜2nπ、nは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなぐことが可能なことがわかる。
 また、前方ノイズから得た4つの位相angle[Y1,1]、angle[Y1,2]、angle[Y1,3]、angle[Y1,4]の傾きと、後方ノイズから得たangle[Z1,1]、angle[Z1,2]、angle[Z1,3]、angle[Z1,4]を利用することで、前方ノイズから後方ノイズに至る過程で位相がどちらの方向に、どれだけ回転したか推測する。
 位相について、上記2つの処理、すなわち、±πの範囲の制限を外す処理と、前方ノイズと後方ノイズの位相の傾きから、回転方向と量を推測する処理とを行った後の位相を、 angle[Y1,1]’、angle[Y1,2]’、angle[Y1,3]’、angle[Y1,4]’およびangle[Z1,1]’、angle[Z1,2]’、angle[Z1,3]’、angle[Z1,4]’とし、前方ノイズの位相angle[Y]および後方ノイズの位相angle[Z]を、それぞれ、次の通り計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
 なお、図13の上から3番目のグラフにより、前方ノイズと後方ノイズとを直線でつなぐ近似で、x(t)の期間に混入しているノイズの振幅も推測可能であることも分かる。
 上記で求めた|Y|とangle[Y]によりベクトルYが、|Z|とangle[Z]によりベクトルZがそれぞれ決まる。
 次に、実施形態2で述べた手順にしたがって、Y, Zから、時刻t及び時刻t1’のノイズベクトルY,Zを推測する。
 続いて、実施形態2で述べた手順にしたがって、ベクトルY、Zからこれらの平均ベクトルMを算出する。
 さらに、ベクトルXをもとめて、X-Mを演算する。Xは以下の数式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
 ここで、Δtはサンプリング周期,jは虚数単位で計算される。
 ベクトルX-Mの大きさ|X-M|は、復調部105bの出力D(t)として、図12に示すように出力される。
 次の非アドレス期間においても、図12に示すように、y(t),x(t),z(t)から|X-M|を計算し、復調部の出力とする。
 以降、同様にy(t),x(t),z(t)から|X-M|を計算し、復調部の出力とする。
 次に、上で説明した、センサシステムの出力電圧f(t)から、Y1,1,Y1,2,Y1,3,・・・,X,・・・,Z,Z1,4を得るための信号処理部のブロック図を、図14を参照して説明する。
 図14のセンサシステム101の出力f(t)が図11を用いて説明したセンサシステムの出力電圧f(t)に対応する。f(t)はサンプラ140に供給され、時間間隔Δt=0.4マイクロ秒ごとの離散時間信号f(aΔt)、a=0,1,2・・・、に変換される。f(aΔt)は、2つの乗算器(乗算器I 141a、乗算器Q 141b)に入力される。乗算器I 141aは、f(aΔt)とcos(ωaΔt)、a=0,1,2,3・・・、ω=2π100kHz、とを逐次乗算し、その結果を時間間隔Δtごとに逐次出力する。同様に乗算器Q 141bは、f(aΔt)とsin(ωaΔt)、a=0,1,2,3・・・、ω=2π100kHz、とを逐次乗算し、その結果を時間間隔Δtごとに逐次出力する。
 乗算器Iのcos(ωaΔt)は、正弦波生成部103の出力を利用し、乗算器Qのsin(ωaΔt)は、正弦波生成部の出力を-90度の移相器145を通すことで変換した信号を利用する。
 乗算器I 141a、乗算器Q 141bの出力は、それぞれ、積算器I 142a、積算器Q 142bに入力され、積算器は制御器146によって与えられる制御信号がアクティブの期間に入力される信号を加算する。
 例えばY1,1を求めるために、f(aΔt)のaの値が3801~3900の期間、制御器は積算器にアクティブ信号をあたえる。これによって、積算器I 142aは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
を計算する。つまり、数式17で示したY1,1の実部の100倍の値が計算される。
 所定の期間積算された信号は、それぞれレジスタI 143a、レジスタQ 143bに取り込まれ、レジスタに接続された乗算器144により、1/N倍(Nは積算したサンプル数)される。
 この処理を経ることで、乗算器I 144aは、Y1,1,Y1,2,Y1,3,・・・,X,・・・,Z1,3,Z1,4の実部、すなわち、Re{Y1,1},Re{Y1,2},Re{Y1,3},・・・,Re{X},・・・,Re{Z1,3},Re{Z1,4}の値を順次出力し、乗算器Q 144bはY1,1,Y1,2,Y1,3,・・・,X,・・・, Z1,3,Z1,4、の虚部の-1倍、すなわち、-Im{Y1,1},-Im{Y1,2},-Im{Y1,3},・・・,-Im{X},・・・,-Im{Z1,3},-Im{Z1,4}、の値を順次出力する。
 これらの値は、順次、図示しない計算機に入力され、大きさと位相とが計算される。
 次に、本発明を用いた場合と従来、すなわち、周波数分離のみを用いたノイズ除去との実験結果について説明する。
 実験の構成は、図11のタッチパネルを準備し、このタッチパネルの上方30cmに、インバータ式蛍光灯のインバータ回路を配置した。センサシステムの出力を観察すると、明らかにインバータ回路からのノイズが混入されている。
 測定は、およそ10秒間おこない、測定開始から約5秒後に、タッチパネル中央を指でタッチした。実験結果を図15に示す。
 図15(b)は本発明を利用した場合の実験結果であって、D1(t)の出力である|Xn-Mn|の一つを1点としてプロットし、653点のプロットを直線でつないだものである。
 一方、図15(a)は、周波数分離のみを用いたノイズ除去の実験結果であり、具体的には励振が100kHzの正弦波の期間のセンサシステムの出力信号の100kHz成分の振幅を、|Xn-0|で求めたものである。
 本発明の実施により、タッチ有無での信号差の大きさを信号S、タッチなし無しでの標準偏差をノイズN、とすれば、従来のS/N=1.36に対し、本発明では3.87と9dBのS/N向上が確認された。
 実施例2は、実施例1に適用できる新たな技術である。本願発明の本実施例により、多様なノイズに対して、高いS/Nを得るための技術が開示される。
 実施例1では、全てのn(nは、非アドレス期間に対して順に1,2,3,・・・,と付与した番号)に対して|X-M|を計算し、この値を復調部の出力とした。
 しかし、実施例1において、全てのnに対して|X-M|の計算を適用するとS/Nが低下する場合がある。例えば、実施例1において、インバータ回路の動作を停止させた状態で取得した信号がこれに該当する。インバータ回路を停止させることで、明示的なノイズ源は無くなり、その他の外来ノイズがノイズとして顕在化する。インバータ回路を停止させた実験では、復調部の出力を単に|Xn|とした場合、S/Nは52.3であり、復調部の出力を|X-M|とした場合、S/Nは30.2と低下した。
 発明者らの解析の結果、上記のその他のノイズが主なノイズであった場合、実施例1で求めた位相、すなわちangle[Yn,1]’、angle[Yn,2]’、angle[Yn,3]’、angle[Yn,4]’、および、angle[Zn,1]’、angle[Zn,2]’、angle[Zn,3]’、angle[Zn,4]’(ここで一番目の添え字nは非アドレス期間に対して順に1,2,3,・・・,と付与した番号を示し、二番目の添え字はセグメント番号を示す)の変化が大きすぎ、これらを用いて算出したMnがXnに含まれるノイズを正しく反映していないことが分かった。
 そこで、位相の変化に着目し、位相の変化が所定の値より大きい場合は、ベクトルMnをゼロとする制御手段を、復調部に追加した。図16に復調部における処理の流れ図をしめす。図16の流れ図に沿って、復調部の動作を説明する。
(STEP1)
 実施例1で説明した方法で、前方ノイズの4つのセグメントの位相、angle[Yn,1]、angle[Yn,2]、angle[Yn,3]、angle[Yn,4]、および後方ノイズの4つのセグメントの位相、angle[Zn,1]、angle[Zn,2]、angle[Zn,3]、angle[Zn,4]を算出する。ここで一番目の添え字nは非アドレス期間に対して順に1,2,3,・・・,と付与した番号を示し、二番目の添え字はセグメント番号を示す。
 具体例を示す。実験で得られた値のうち非アドレス期間の番号n=1の例を図17および図18に示した。図17はインバータ回路を動作させたときに得られた位相、angle[Y1,s]およびangle[Z1,s]、sはセグメント番号、であり、図18はインバータ回路を停止させた状態で得られた位相である。
(STEP2)
 STEP1で得られる位相の値域は-π~πなので、実施例1と同様にこの制限をはずす処理を行う。また、前方ノイズと後方のノイズの傾きから、位相の回転方向と量を推測する。これら処理を行った位相をangle[Yn,1]’、angle[Yn,2]’、angle[Yn,3]’、angle[Yn,4]’、およびangle[Zn,1]’、angle[Zn,2]’、angle[Zn,3]’、angle[Zn,4]’とする。
 具体例を示す。STEP1で得られた位相に対してSTEP2の処理を施した結果を図19および図20に示す。図19はインバータ回路を動作させたときに得られた位相、angle[Y1,s]’およびangle[Z1,s]’、sはセグメント番号、であり、図20はインバータを停止させた状態で得られた位相を示す。
(STEP3)
 上記で得られた位相に対し、次に定義される位相差6個を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
 次に、これら6個の位相差の絶対値をもとめ、その最大値を得る。
 図19のインバータ回路オンの位相データ及び図20のインバータ回路オフの位相データそれぞれについて、位相差の絶対値の最大値を求めた結果を表1に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000034
(STEP4)
 STEP3で求めた「位相差の絶対値の最大値」を利用して、復調部の出力値を、次の記述にしたがって制御する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
 本実施例では、制御閾値の具体的な値を1.0(rad)とした。したがって、非アドレス期間の番号n=1のデータに対して復調部の出力は次の通りとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
 なお、STEP4の上記制御は、係数kを用いると、次のように記述できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
 上述のSTEP1乃至STEP4を、非アドレス期間の番号n毎に適用する。 上記係数kは、上述のとおり、「制御閾値」と「位相差の絶対値の最大値」との大小関係により値が決定される。そして該位相差は前方ノイズおよび後方ノイズから得られる。ここで、前方ノイズおよび後方ノイズは励振生成部が停波している期間のセンサシステムの出力である。すなわち、kの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される。
 本実施例の効果は、次の実験結果により実証された。実験の構成は実施例1と同様に、図11のタッチパネルを駆動し、復調部の出力値のS/Nを評価する手法で実施した。上記の制御閾値に与える値に対してS/Nがどのように変化するかを実験で求めた。図21はインバータ回路を動作させた環境下での実験結果である。図21を参照すると、制御閾値を0.7(rad)以上に設定した場合、高いS/N(3.87)が得られることが分かる。制御閾値を0とした場合、S/Nは1.36に低下する。図22はインバータ回路を停止した環境下での実験結果を示す。図22を参照すると、制御閾値を1.2(rad)以下に設定した場合、高いS/N(52.3)が得られることが分かる。したがって、制御閾値を0.7以上1.2以下の値に設定することで、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のS/Nがえられる。すなわち、実施例1に対して、実施例2の制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのS/N低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でS/Nを高めることができた。
 実施例3は、実施例1に適用できる新たな他の技術である。実施例1では、全てのn(nは、非アドレス期間に対して順に1,2,3,・・・,と付与した番号)に対して|X-M|を計算し、この値を復調部の出力とした。一方、実施例2では、各nにおける係数kを計算して|X-k・M|を復調部の出力とした。発明者らは、この係数kを決定する別の手法を見出した。
 すなわち、本実施例では、係数kの値を決定するために、前方ノイズ(励振生成部が正弦波を出力する前の停波時に取得したノイズ)の振幅と後方ノイズ(励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズ)の振幅を利用する。具体的には、前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値に着目し、当該平均値が所定の値より大きい場合は、ベクトルMnをゼロとする手段を復調部に設けた。図23に復調部における処理のフローチャートを示す。図23のフローチャートに沿って、復調部の動作を説明する。
(STEP1)
 実施例1で説明した前方ノイズの振幅|Y|と後方ノイズの振幅|Z|との平均値を、(|Y|+|Z|)/2として算出する。
(STEP2)
 STEP1で求めた「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」を利用して、復調部の出力値を次の記述に従って制御する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
尚、復調部の出力は係数kを用いると、次の通り現すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
 上述のSTEP1乃至STEP2を、非アドレス期間の番号n毎に適用する。上記係数kは、上述のとおり、「第2の制御閾値」と「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」との大小関係により値が決定される。そして当該平均値は前方ノイズおよび後方ノイズから得られる。ここで、前方ノイズおよび後方ノイズは励振生成部が停波している期間のセンサシステムの出力である。すなわち、kの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される。
 本実施例の効果は、次の実験結果により実証された。実験手法は実施例1と同様とし、図11のタッチパネルを駆動し、復調部の出力値のS/Nを評価した。上記の第2の制御閾値に与える値に対してS/Nがどのように変化するかを実験で求めた。図24はインバータ回路を動作させた環境下での実験結果である。図24を参照すると、第2の制御閾値を0.02(V)以下に設定した場合、高いS/N(3.87)が得られることが分かる。第2の制御閾値を0.06とした場合、S/Nは1.36に低下する。図25はインバータ回路を停止した環境下での実験結果を示す。図25を参照すると、第2の制御閾値を0.005(V)以上に設定した場合、高いS/N(52.3)が得られることが分かる。したがって、第2の制御閾値を0.005以上0.02以下の値に設定することで、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のS/Nが得られる。すなわち、実施例1に対して、実施例3の制御手段を適用することで、インバータ回路が停止している環境でのS/N低下の問題を回避し、その一方、インバータ回路が動作した環境でS/Nを高めることができた。
 発明者は、実施例2、実施例3の記載に基づくタッチパネルを幾つか試作し、S/Nを評価した。その結果、実施例2に基づく試作品の場合、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のS/Nが得られる、共通した制御閾値が存在しない場合があることを経験した。このとき、復調部を実施例3記載のものと置き換えると、インバータ回路を動作させた環境と停止させた環境との両者で最高のS/Nが得られる、共通した第2の制御閾値が存在した。つまり、実施例2および実施例3は共に多様なノイズに対して、高いS/N比を得るという共通の効果を有する一方、実施例3の方が優れる場合があるということができる。
 実施例2では係数kを「位相差の絶対値の最大値」に基づいて決定する例を記載し、実施例3では係数kを「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅の平均の振幅」に基づいて決定する例を記載した。このように係数kを決定するため物理量を2つ説明した。実施例4ではこれら2つの物理量の両者を利用して係数kを決定する実施例の一例を記載する。図26に復調部における処理のフローチャートを示す。図26のフローチャートに沿って、復調部の動作を説明する。
(STEP1)
 実施例3のSTEP1と同じであり、前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値を求める。
(STEP2)
 実施例3のSTEP2同様に、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第2の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第2の制御閾値より小さい場合は、復調部に|X|を出力して処理を終了し、当該平均値が第2の制御閾値以上の場合は、STEP3に進む。
(STEP3~6)
 実施例2のSTEP1~STEP4と同じであり、位相差の絶対値の最大値が制御閾値より大きい場合、復調部の出力に|X|を出力し処理を終了し、位相差の絶対値の最大値が制御閾値以下の場合、復調部に|X-M|を出力して処理を終了する。
上述のSTEP1乃至STEP6を、非アドレス期間の番号n毎に適用する。
 復調部の出力を係数kを用いて、|X-k・M|とあらわすと、本実施例では次の通りkの値が決定する。すなわち、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第2の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第2の制御閾値より小さい場合、kはゼロとされる。また、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第2の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第2の制御閾値以上であり、かつ位相差の絶対値の最大値が制御閾値より大きい場合、kはゼロとされる。また、「前方ノイズの振幅と後方ノイズの振幅との平均値」と第2の制御閾値との大小関係を比較し、当該平均値が第2の制御閾値以上であり、かつ位相差の絶対値の最大値が制御閾値以下の場合、kは1とされる。
 本発明の他の静電容量式タッチパネルについて説明する。
(構成)
 図27に本発明の静電容量式タッチパネルの構成を示す。本タッチパネルでは、透明基板202上に、複数の電極(H1:203a、H2:203b、H3:203cおよびV1:203d、V2:203e、V3:203f)が配設される。本タッチパネルは、これら個々の電極の自己容量、すなわち個々の電極がグランドとの間に形成する静電容量を検出することで、タッチの有無とタッチの位置とを検出する。
 各電極203a~203fは配線により、アナログマルチプレクサ201のノード1乃至ノード6に接続され、アナログマルチプレクサ201はセンサシステム101へ接続される。センサシステムの構成は実施形態1のそれと同様である。センサシステム101には、励振生成部102の出力電圧が入力され、センサシステム101の出力は復調部105に与えられる。
 復調部105の出力は図示しない信号処理回路を含むブロックへ伝えられ、この信号処理回路を含むブロックで、復調部105の出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。
 アナログマルチプレクサ201、励振生成部102、復調部105それぞれの動作やタイミングを制御するために、これらはコントローラ200と接続される。
 なお、複数の電極(H1、H2、H3およびV1、V2、V3)は、上記で説明したような形状、つまり基板上に配設した、細長い面状の電極以外でも実施することができる。たとえば、基板内部に埋め込んだ線状の電極で構成してもよい。
 また、本実施例では電極の数を6としたが、この数は任意に設定でき、この数を大きくすることでタッチパネルのサイズを拡大したり、あるいは検出精度をたかめることができる。
(動作)
 図27を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。図28のアナログマルチプレクサ選択信号は、図27のアナログマルチプレクサ201が選択するノード番号を示す。
 本発明の駆動の特徴の一つは、アナログマルチプレクサ201によって、ひとつの電極が選択されている期間中に、電極に正弦波を与えてタッチを検出する期間(t~t )を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間(t~t’およびt~t )を有することである。
 励振生成部102が正弦波を出力していない期間の応答、すなわち、励振生成部が正弦波を出力していない期間のセンサシステム出力電圧f(t)には外来ノイズのみが現れるため、これ取得することで外来ノイズを精度よく測定できる。そしてこれを利用することで、タッチを検出する期間(t~t’)に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。
 励振生成部102は、図28の上から2番目の波形に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図28の励振生成部出力電圧を得るために、励振生成部には、周波数が100kHzで振幅が1.5Vpp(1.5ボルトピークツーピーク)の正弦波が、正弦波生成部103により与えられ、また、DC=1.2VのDC電圧が直流生成部104により与えられる。そして、励振生成部102はオフセットが1.2Vで、周波数が100kHz、振幅が1.5Vppの間欠的な正弦波電圧を出力する。正弦波が停波している期間はDC=1.2Vの電圧を出力する。
 励振生成部102で生成された電圧は、センサシステム101に与えられる。励振生成部102で生成された電圧は、センサシステム内の演算増幅器110の非反転入力端子に与えられ、この電圧は、演算増幅器のイマジナリーショート動作によって、反転入力端子に現れる。すなわち、励振生成部102が周波数100kHz、振幅1.5Vppの電圧を出力すると、マルチプレクサ201により選択されている電極に周波数100kHz、振幅1.5Vppの電圧が印加される。
 指と電極が接近することで、指と電極との間に静電容量Cinが形成されると、センサシステム101からCinを介して、指へと交流電流がながれる。センサシステム101の出力は、この交流電流の大きさに応じて振幅が決まる、間欠的な正弦波電圧にノイズが重畳したものである。センサシステムの出力電圧をf(t)として図28に示した。
 復調部105の動作を説明する。復調部105は、センサシステム101の出力電圧f(t)のうち、図28に示すようにy(t),x(t),z(t),nは整数でアナログマルチプレクサ201が選択しているノード番号と対応する、の信号を利用して、x(t)の真の信号の振幅推定値をD(t)を出力する。この真の信号の振幅推定値とは、実施例1で詳しく述べた、|Xn-Mn|のことである。
 コントローラ200は図28に示すようにアナログマルチプレクサ選択信号に1、2、3、・・・6を与え、また励振生成部102の動作タイミングを与え、また復調部105の動作のタイミングを与える。アナログマルチプレクサが順次電極を選択することで、6個の電極のすべてに対応する復調信号が順次得られる。
 そして図示しない信号処理回路を含むブロックで、復調部105の出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。図28の例では|X-M|にピークがみられることから、電極H2上にタッチがある可能性が検出できている。そして例えば、|X-M|にもうひとつのピークが検出された場合、電極V2上にタッチがある可能性が検出され、タッチパネル面内の中央にタッチがある可能性が検出される。
 タッチの検出は、上記ピークの検出に加えて、タッチしていないときに取得した値との差を計算したり、経時的な信号の変化の特徴を利用したりして、誤判定が生じないアルゴリズムを用いた。このようにして、タッチの有無とタッチ位置(座標)が検出される。
 なお、上記では復調部105の出力として、実施例1で述べた|X-M|を適用しているが、復調部105の出力として、実施例2乃至4で述べた|X-k・M|を適用してもよい。
 本発明の他の静電容量式タッチパネルについて説明する。実施例4は、投影相互容量式のタッチパネルに適用した例を示している。
(構成)
 図29に本発明の静電容量式タッチパネルの構成を示す。本タッチパネルでは、透明基板202上に、複数の電極(H1:203a、H2:203b、H3:203cおよびV1:203d、V2:203e、V3:203f)が配設される。すると、基板上には、電極同士が交差する9箇所の交差点が形成される。各交差点では、交差する2つの電極によって、静電容量が形成される。交差点付近に指等が接近すると、付近の電気力線が変化し、交差する2つの電極によって形成される静電容量の値が変化する。本タッチパネルは、交差する2つの電極によって形成される静電容量を検出することで、タッチの有無とタッチの位置とを検出する。
 横方向に延在する各電極(203d、203e、203f)は、配線により、アナログマルチプレクサ209のノード1乃至ノード3にそれぞれ接続され、アナログマルチプレクサ209は励振生成部102の出力端子に接続される。縦方向に延在する電極(203a、203b、203c)は、配線により、3つのI-V変換器207a、207b、207cに一対一で接続される。I-V変換器207a、207b、207cの夫々の構成や動作は実施形態3の207と同様である。I-V変換器の出力は、復調部(105a、105b、105c)に与えられる。
 復調部105a~cの出力は図示しない信号処理回路を含むブロックへ伝えられ、この信号処理回路を含むブロックで、復調部105a~cの出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。
 アナログマルチプレクサ209、励振生成部102、復調部105a~cそれぞれの動作やタイミングを制御するために、これらは図示しないコントローラと接続される。
 本実施例では電極の数を6としたが、この数は任意に設定でき、この数を大きくすることでタッチパネルのサイズを拡大したり、あるいは検出精度を高めることができる。
(動作)
 図30を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。図30のアナログマルチプレクサ選択信号は、図29のアナログマルチプレクサ209が選択するノード番号を示す。
 本発明の駆動の特徴の一つは、アナログマルチプレクサ209によって、V1,V2,V3のうち1つの電極が選択されている期間中に、選択された電極に正弦波を与えてタッチを検出する期間(t~t’)を有するとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間(t~t’およびt~t’)を有することである。
 励振生成部102が正弦波を出力していない期間のI-V変換器出力電圧、すなわち、励振生成部102が正弦波を出力していない期間のセンサシステム出力電圧には外来ノイズのみが現れるため、これ取得することで外来ノイズを精度よく測定できる。そしてこれを利用することで、タッチを検出する期間(t~t’)に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。
 本実施例では3つのI-V変換器207a~cが存在するため、それぞれのI-V変換器の出力電圧を、f(t)、f(t)、f(t)と名づけて区別する。ここで、f(t)は復調部0:105aと接続されているI-V変換器207aの出力電圧、f(t)は復調部1:105bと接続されているI-V変換器207bの出力電圧、f(t)は復調部2:105cと接続されているI-V変換器の出力電圧とする。
 図30では、3つの代表としてf(t)を示している。なお、I-V変換器の出力電圧は実施形態3で述べたとおりセンサシステムの出力と言うことができるため、図中ではセンサシステム出力電圧と名称をつけている。
 励振生成部102は、図30の上から2番目の波形に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図30の励振生成部出力電圧を得るために、励振生成部102には、周波数が100kHzで振幅が1.5Vpp(1.5ボルトピークツーピーク)の正弦波が、正弦波生成部103により与えられ、また、DC=1.2VのDC電圧が直流生成部104により与えられる。そして、励振生成部102はオフセットが1.2Vで、周波数が100kHz、振幅が1.5Vppの間欠的な正弦波電圧を出力する。正弦波が停波している期間はDC=1.2Vの電圧を出力する。
 励振生成部102で生成された電圧は、アナログマルチプレクサ209を経由して、センサシステムを構成する複数の電極(V1乃至V3)に、順次与えられる。
 電極同士が交差する9箇所の交差点には、静電容量Cin(H1,V1)、Cin(H1,V2)・・・Cin(H3,V3)、ただし添え字のカッコ内は交差する電極名とする、が形成され、指が特定の交差点に接近すると、その静電容量の値は減少する。すると、これに対応してI-V変換器の振幅が減少する。復調部1:105bに接続されているI-V変換器207bの出力電圧f(t)を図30に示した。
 復調部1(105b)の動作を説明する。復調部105bは、センサシステムの出力電圧f(t)のうち、図30に示すようにy(t),x(t),z(t),nは整数でアナログマルチプレクサ209が選択しているノード番号と対応する、の信号を利用して、x(t)の真の信号の振幅推定値D(t)を出力する。この真の信号の振幅推定値とは、実施例1で詳しく述べた、|X-M|のことである。
 図示しないコントローラは、図30に示すように、アナログマルチプレクサ選択信号に1,2,3、1,2,3、・・・を与え、また励振生成部102の動作タイミングを与え、また復調部105a~cの動作のタイミングを与える。アナログマルチプレクサ209が順次電極を選択することで、V1,V2,V3の3個の電極のすべてに励振が順次与えられる。一方、I-V変換器と復調部からなる組は、H1、H2、H3の3つの電極にそれぞれ接続されており、並行して復調信号を出力する。このため、アナログマルチプレクサが1,2,3と順次選択を終えると、9箇所すべての交差点の静電容量に対応した復調信号を得ることができる。
 そして図示しない信号処理回路を含むブロックで、復調部105a~cの出力値に基づき、タッチの有無と位置とを算出する。図30の例ではアナログマルチプレクサがノード2を選択しているときの復調信号、すなわち|X-M|にピーク(極小)がみられる。このため、電極H2と電極V2との交差部にタッチがある可能性が検出できている。
 タッチの検出は、上記ピークの検出に加えて、タッチしていないときに取得した値との差を計算したり、経時的な信号の変化の特徴を利用したりして、誤判定が生じないアルゴリズムを用いた。このようにして、タッチの有無とタッチ位置(座標)が検出される。
 なお、上記では復調部105a~cの出力として、実施例1で述べた|X-M|を適用しているが、復調部105a~cの出力として、実施例2乃至4で述べた|X-k・M|を適用してもよい。
 上述した本発明の実施例4は、次の特徴を有するといえる。すなわち、実施例4は、第1電極(例えば電極V2)と、第2電極(例えば電極H2)と、該第1電極に電圧を印加を印可する駆動回路(励振生成部102が該当)と、該第2電極に流れる電流を測定し出力する検出回路(207)とから構成されるセンサシステムとを有し、該第1電極と第2電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する。
 また、本発明のタッチパネルは、該センサシステム205の出力である振幅変調信号を復調する復調部105a~cを含み、該復調部105a~cは、該励振生成部102が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部102が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成する。
 静電容量センサ、タッチパネル、タッチセンサ他、AM変復調システムを用いる電子機器に適用できる。
100:静電容量センサ
101:センサシステム
102:励振生成部
103:正弦波生成部
104:直流生成部
105、105a、105b、105c、105d:復調部
110:演算増幅器
111:加算器
120:電子機器
130:静電容量式タッチパネル
131:面抵抗体(ITO)
132:偏光板
140:サンプラ
141:乗算器、141a:乗算器I、141b乗算器Q
142:積算器、142a:積算器I、142b:積算器Q
143:レジスタ、143a:レジスタI、143b:レジスタQ
144:乗算器、144a:乗算器I、144b:乗算器Q
145:移相器
146:制御器
200:コントローラ
201:マルチプレクサ
202:基板
203a、203b、203c、203d、203e、203f:電極
205:センサシステム
206:静電容量センサ
207:電流電圧変換器(I-V変換器)
208:直流バイアス回路
209:マルチプレクサ

Claims (11)

  1.  センサシステムと
     間欠的な正弦波信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部と、
     該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部と、
    を含み、
     該復調部は、
     該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、
     少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする電子機器であって、
     該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答から算出される、
     該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをXとし、
     その直前および直後の該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答から算出される該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをそれぞれ、Y、Zとしたとき、
     該復調信号は、|X-k・M|の定数倍、ただしMはYとZとの平均ベクトル、kは係数とされ、
     該kの値は、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答を用いて決定される、
    ことを特徴とする電子機器。
  2.  面抵抗体と、
     該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
     該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含む静電容量センサ。
  3.  電極と、
     該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
     該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含む静電容量センサ。
  4.  第1電極と、
     第2電極と、
     該第1電極に電圧を印加する駆動回路と、該第2電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し
     該第1電極と第2電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含む静電容量センサ。
  5.  表示装置を含み構成され、
     該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、
     該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項2乃至4のいずれか一つに記載の静電容量センサ。
  6.  前記係数kの値を決定するために、励振生成部が正弦波を出力する前の停波時に取得したノイズである前方ノイズの振幅と励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズである後方ノイズの振幅を利用する請求項2乃至5のいずれか一つに記載の静電容量センサ。
  7.  面抵抗体と、
     該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
     該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含むタッチパネル。
  8.  電極と、
     該電極に接続された、該電極に電圧を印加し、該電極に流れる電流を測定し出力する駆動・検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、
     該電極と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含むタッチパネル。
  9.  第1電極と、
     第2電極と、
     該第1電極に電圧を印可する駆動回路と、該第2電極に流れる電流を測定し出力する検出回路とから構成されるセンサシステムと、を有し
     該第1電極と第2電極とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1に記載の電子機器を含むタッチパネル。
  10.  表示装置を含み構成され、
     該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、
     該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項1に記載の電子機器。
  11.  表示装置を含み構成され、
     該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、
     該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項6乃至9に記載のタッチパネル。
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