WO2014038072A1 - 送信機および送信方法 - Google Patents

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oversampling
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圭介 尾崎
彰浩 岡崎
浩志 富塚
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a transmitter that generates a transmission signal by oversampling a constant envelope signal.
  • PAPR Peak to Average Power Ratio
  • the PAPR of the transmission signal is small. For this reason, for example, if the transmission signal is a constant envelope signal with a constant amplitude, the signal power is always constant, so the PAPR can be set to 0 dB.
  • the transmitter is generally transmitted after oversampling the signal and performing the band limiting process.
  • V ⁇ 1 0s are inserted between each sample of the signal, and the signal length is multiplied by V (V times oversampling).
  • V V times oversampling
  • a band limiting process is performed by a band limiting filter.
  • a root roll-off filter is often used as the band limiting filter.
  • band limiting when band limiting is performed after oversampling as described above, it is difficult to realize a constant envelope signal. Actually, it is easy to use the signal before the oversampling process as a constant envelope signal. However, if band limitation is performed after oversampling processing, out-of-band signals are removed, and as a result, the signal amplitude changes. That is, as shown in FIG. 12, the band-limited signal does not become a constant envelope signal, and PAPR becomes larger than 0 dB. As described above, it is generally difficult to use a signal after band limitation as a constant envelope signal.
  • FIG. 13 illustrates this state in the frequency domain.
  • the frequency spectrum of the constant envelope signal before oversampling is as shown in FIG. 13 (a)
  • the signal has a frequency spectrum as shown in FIG. 13 (b).
  • the band limitation by the filter as shown in FIG. 13C is performed, so that the out-of-band signal is removed and the constant envelope signal is lost. As a result, the PAPR increases.
  • CAZAC Constant Amplitude Zero Auto-Correlation
  • the signal has a constant amplitude before oversampling
  • the problem that the amplitude is not fixed by performing band limitation after oversampling is a phenomenon that occurs even in general PSK and FSK signals. Therefore, even if a constant envelope signal is generated in order to reduce the PAPR and improve the operating efficiency of the power amplifier, the signal is oversampled by inserting a zero signal as in Patent Documents 1 and 2, and the bandwidth is limited. If the band is limited by the filter, the signal is not a signal having a constant amplitude. That is, the peak power increases and the PAPR increases, and the operation efficiency of the power amplifier is deteriorated.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a transmitter and a transmission method for generating a signal with a low PAPR.
  • the present invention is a transmitter that generates a transmission signal by oversampling a modulation signal, and performs a modulation process on an information sequence to perform a constant envelope.
  • a predetermined number of signals having the same amplitude as the signal points are arranged between the modulation means for generating a signal and the signal points of the constant envelope signal so that the signal points including the original signal points are equally spaced.
  • Interpolating means to be inserted into.
  • a transmission signal with a low PAPR can be generated.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a transmitter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of interpolation processing by the phase interpolation unit.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal obtained by oversampling the constant envelope signal.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a transmitter according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of frequency characteristics of the band limiting filter.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the self-folding operation.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the self-folding operation when the number of oversamples is two.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a transmitter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of interpolation processing by the phase interpolation unit.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the self-folding operation when the number of oversamples is four.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the self-folding operation.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a transmission signal in which a GI is inserted.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a CP to be inserted into a transmission signal.
  • FIG. 12 is a diagram showing an overview of oversampling processing.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of changes in the frequency spectrum when oversampling and band limitation are performed on the constant envelope signal.
  • FIG. 14 is a diagram showing test conditions for BER characteristics.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating BER characteristics.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a first embodiment of a transmitter according to the present invention.
  • the transmitter according to the present embodiment includes a modulation unit 11, a phase interpolation unit 12, a band limiting filter 13, a D / A conversion unit 14, a power amplification unit 15, and an antenna 16.
  • the transmitter according to this embodiment is characterized in that oversampling is performed by phase interpolation. Below, explanation of each component of the transmitter is shown.
  • the modulation unit 11 performs a modulation process on the input information sequence to generate a transmission signal.
  • the modulated signal is a constant envelope signal having a constant amplitude, and is expressed as the following equation (1).
  • j is an imaginary unit
  • s (n) is a modulated transmission signal
  • C is an amplitude
  • ⁇ (n) is a phase
  • N is a signal length.
  • the phase interpolation unit 12 performs an interpolation process on the transmission signal generated by the modulation unit 11 and performs V-times oversampling (V ⁇ 2). That is, V-1 signals are inserted between each sample to generate a signal of length VN. At this time, the following V ⁇ 1 signals are inserted between the samples.
  • V ⁇ 2 V-times oversampling
  • the amplitude of the signal to be inserted is C. That is, a signal having the same amplitude as the signal before oversampling is inserted.
  • B When interpolating between s (n) and s (n + 1), the shorter one of arcs having both ends of s (n) and s (n + 1) on the IQ plane is divided into V equal parts. Insert V-1 points as follows.
  • the v-th (1 ⁇ v ⁇ V) signal point s_add (n, v) inserted between s (n) and s (n + 1) is expressed by the following equation (2).
  • * represents a complex conjugate
  • f_arg (x) is a function that returns the declination of x in the range of [ ⁇ , ⁇ ].
  • the state of interpolation is shown on the IQ plane.
  • the Nyquist point indicated by a black circle means a point (that is, s (n)) existing in the signal before oversampling.
  • the signal s_ovs (n) after oversampling by oversampling by such an interpolation method is expressed by the following equation (3), where k is an integer of 0 or more.
  • the length of this signal s_ovs (n) is VN.
  • the signal after interpolation processing can also be a constant envelope signal with constant amplitude.
  • the amplitude of the time domain signal changes due to the effect of removing the out-of-band signal, and the amplitude is not constant (that is, PAPR becomes larger than 0 dB).
  • PAPR becomes larger than 0 dB.
  • the phase interpolation unit 12 inserts a signal having an amplitude C by the method as described in (b) above. Since the phase variation ⁇ 1 per sample of the signal s (n) before the interpolation processing is ⁇ ⁇ ⁇ 1 ⁇ , the phase variation per sample of the signal s_ovs (n) after the interpolation processing ⁇ _ovs satisfies ⁇ / V ⁇ ⁇ _ovs ⁇ / V. In general, since the amount of phase change ⁇ per sample of the constant envelope signal is ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ , the amount of phase change per sample of s_ovs (n) is 1 of the normal constant envelope signal. / V. Since the amount of phase change per sample cannot be further reduced, this interpolation method can be said to be an interpolation method that minimizes the amount of phase change per sample.
  • the interpolation method of the present embodiment is a method that can minimize the amount of phase change per sample, and thus can be rephrased as a method that minimizes the high-frequency component of the signal after oversampling. . That is, this is a method that can minimize the out-of-band signal that is removed by the subsequent band-limiting filter. As a result, the PAPR of the signal after passing through the filter can be made close to 0 dB.
  • FIG. 3 shows the spectrum of the signal s (n) when (i) oversampling is performed by inserting a 0 signal as in the conventional example, and (ii) oversampling is performed by phase interpolation.
  • s_ovs (n) that is, the spectrum of the signal before being input to the band limiting filter.
  • the oversample number V is four.
  • the band limiting filter limits the signal to a quarter band of the illustrated range, that is, the range of ⁇ 4096 to 4096 on the horizontal axis. It can be seen that the out-of-band signal removed by the filter at this time is sufficiently smaller than the case of inserting the 0 signal.
  • the out-of-band signal to be removed by the subsequent filtering process can be reduced.
  • the band limiting filter 13 is a filter for removing out-of-band signals from the transmission signal, and performs filtering on the signal output from the phase interpolation unit 12.
  • a root roll-off filter is often used, but in the present embodiment, the type of filter is not particularly limited.
  • the D / A conversion unit 14 converts the output signal from the band limiting filter 13 from a digital signal to an analog signal.
  • the power amplifier 15 amplifies the power of the analog transmission signal output from the D / A converter 14. Since the PAPR of the transmission signal of the present embodiment is small, the backoff at the power amplifying unit 15 can be made sufficiently small.
  • the antenna 16 transmits the analog transmission signal after being amplified by the power amplification unit 15 toward the opposite device (receiver).
  • the band limiting filter 13 is not always necessary, and it is possible not to provide this filter.
  • the signal from the phase interpolation unit 12 is directly input to the D / A conversion unit 14. With such a configuration, since the out-of-band signal is not removed by the filter, the PAPR can be completely set to 0 dB.
  • the method of the present embodiment can be used not only for signals after modulation but also for various signals.
  • the method of this embodiment can be used even when a sequence with a constant amplitude (for example, a CAZAC sequence) is transmitted as it is as a pilot signal.
  • the modulation unit 11 shown in FIG. 1 is not necessary, and a sequence to be transmitted may be directly input to the phase interpolation unit 12 and the subsequent processing may be performed.
  • the transmitter when oversampling the constant envelope signal having a constant amplitude obtained by modulating the information sequence with the oversample number V, between each sample point of the constant envelope signal.
  • V-1 signals having the same amplitude as the constant envelope signal are inserted at equal intervals (so that the phase change amount of each signal including each sample point of the constant envelope signal is the same). It was decided to.
  • a transmission signal with a low PAPR can be generated.
  • FIG. FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a transmitter according to the second embodiment.
  • the band limiting filter 13 of the transmitter described in the first embodiment is replaced with a DFT unit 21, a band limiting filter 22, a self-folding operation unit 23, and an IDFT unit 24. It is a thing. Since each part other than these is the same as the transmitter of Embodiment 1, it attaches
  • the transmitter of Embodiment 1 it is possible to generate a transmission signal with a small PAPR.
  • the conventional oversampling method for inserting a zero signal is the only method in which waveform distortion does not occur due to the subsequent band limiting filter.
  • the waveform distortion is caused by the subsequent band limiting filter. Arise. Therefore, when oversampling by the transmitter of Embodiment 1 is applied, PAPR can be kept low, but there is a problem that sensitivity characteristics at the receiver deteriorate and error rate characteristics deteriorate. Therefore, in this embodiment, a transmitter capable of reducing the deterioration of the error rate characteristic will be described.
  • the phase interpolated signal output from the phase interpolating unit 12 is converted into a frequency domain signal by the VN point DFT (Discrete Fourier Transform) in the DFT unit 21, and the band in the frequency domain is converted. Band limiting by the limiting filter 22 is performed.
  • the time domain signal after phase interpolation is s_ovs (n).
  • the signal after DFT is S_OVS [k]
  • the signal after band limitation by the band limitation filter 22 is S_FIL [k]
  • the signal removed by the band limitation filter 22 is S_CUT [k]
  • H [k] F [s_ovs (n)]
  • S_FIL [k] S_OVS [k] H [k]
  • S_CUT [k] S_OVS [k] (H max ⁇ H [k]) (5)
  • H [k] represents the frequency characteristic of the band limiting filter 22
  • H max represents the maximum value of
  • F [x (n)] represents the DFT of x (n).
  • is shown in FIG. As illustrated, H [k] is defined by ⁇ VN / 2 ⁇ k ⁇ VN / 2.
  • the band limiting filter 22 obtains the band-limited signal S_FIL [k] by multiplying the post-DFT signal S_OVS [k] by the filter frequency characteristic H [k]. Further, the signal S_CUT [k] to be removed by the band limiting process is obtained by multiplying the post-DFT signal S_OVS [k] by H max ⁇ H [k]. The band limiting filter 22 outputs these signals S_FIL [k] and S_CUT [k] to the self-folding operation unit 23.
  • the self-folding operation unit 23 adds a part or all of S_CUT [k] input from the band limiting filter 22 to S_FIL. At this time, S_CUT [k] is not added as it is, but is added by returning S_CUT [k] within the band (within the band of S_FIL). This is called a self-wrapping operation.
  • S_CUT [k] is added to S_FIL according to the following formulas (6) to (9).
  • the signal after the self-folding operation is S_FOLD [k].
  • the range of k of each signal is a range represented by the following equation (10). ⁇ VN / 2 ⁇ k ⁇ VN / 2 (10)
  • FIG. 6 shows the self-folding operation performed according to the above equations (6) to (9).
  • the self-folding operation unit 23 adds a part or all of S_CUT [k] to S_FIL. That is, for k satisfying ⁇ VN / 2 ⁇ k ⁇ VN / 2, it is not necessary to add all S_CUT [k] to S_FIL, and a part thereof may be used.
  • any method may be used for selecting the k. However, the error rate degradation can be reduced as the number of k is added.
  • the band of the filtered signal S_FIL [k] is limited to ⁇ N / 2 ⁇ a ⁇ k ⁇ N / 2 + d.
  • the signal is also added to the range of, and as a result, the band of S_FOLD [k] may be wider than the band of S_FIL [k].
  • S_CUT [k] in the range of TH_L ⁇ k ⁇ TH_H may be added to S_FIL.
  • TH_L and TH_H are arbitrary real numbers.
  • the signal once removed by the band limiting filter 22 is returned to the transmission signal again, so that the waveform distortion generated in the first embodiment can be reduced. Further, since the same signal is merely folded back within the band, the PAPR does not increase greatly, and a PAPR equivalent to that in Embodiment 1 can be realized.
  • the signal S_FOLD [k] generated by the self-folding operation as described above is input to the IDFT unit 24 and converted into a time domain signal by a VN point IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform).
  • VN point IDFT Inverse Discrete Fourier Transform
  • band limitation by the band limitation filter 22 is performed in the frequency domain.
  • band limitation using a band limitation filter is often performed in the time domain instead of the frequency domain, but in this case, the signal S_CUT [k] removed by the filter cannot be obtained. Therefore, in the present embodiment, band limitation is performed by a band limitation filter in the frequency domain.
  • the processing of the DFT unit 21, the band limiting filter 22, the self-folding operation unit 23, and the IDFT unit 24 is performed on a signal of length VN. Therefore, when the length of the signal input from the phase interpolation unit 12 is L, if L is larger than VN, the signal is divided into signals of length VN, and the DFT unit 21 and the subsequent signals are divided for each of the divided signals. Process. Then, the signal with the length VN output from the IDFT unit 24 is combined into a signal with the length L again.
  • a guard interval (GI) may be inserted as shown in FIG.
  • This guard interval is equivalent to that generally used in OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Since the guard interval is discarded without being demodulated at the receiver, the contents can be anything. All may be 0, or the end portion of the signal of length VN may be copied as shown in FIG.
  • the guard interval shown in FIG. 11 is particularly called a cyclic prefix (CP).
  • a root roll-off filter is often used as the band limiting filter, but the type of filter is not particularly limited in the present embodiment as in the first embodiment.
  • the fact that the influence of the waveform distortion due to the band limiting filter can be completely removed by self-folding operation regardless of the type of filter will be described using mathematical expressions.
  • the signal before phase interpolation is a constant envelope signal s (n) expressed by the above equation (1).
  • the signal after the self-folding operation in the case of performing the self-folding operation by a mathematical expression.
  • the frequency characteristic of the band limiting filter is H [k] (0 ⁇ k ⁇ 2N).
  • S_FIL [k] S_OVS [k] H [k] (0 ⁇ k ⁇ 2N)
  • S_CUT [k] S_OVS [k] (H max ⁇ H [k]) (0 ⁇ k ⁇ 2N) (13)
  • n is an even number
  • n is as follows when it is divided into an odd number.
  • the signal is oversampled twice, and the receiving side performs demodulation processing after downsampling. Since s_fold (2n + 1) corresponds to a signal inserted for oversampling, it is removed at the time of downsampling on the receiving side. Therefore, only s_fold (2n) affects the error rate characteristics at the receiver.
  • one method for suppressing the PAPR of an OFDM signal is called clip-and-filter.
  • the process of removing high-frequency components using a filter is repeated.
  • a self-folding operation is applied, and a part or all of the out-of-band signal removed by the filter is folded and added to the band, and the error rate is It is considered possible to prevent deterioration of characteristics.
  • FIG. 15 shows an example of BER (Bit Error Rate) characteristics in the case of the specifications of FIG. “Embodiment 1” performs oversampling only by phase interpolation as described in Embodiment 1, and “Embodiment 2” indicates oversampling by phase interpolation as described in this embodiment, and self This is a case where a loopback operation is performed.
  • the transmitter according to the present embodiment performs the interpolation process in the same procedure as the transmitter according to the first embodiment, and then performs band limitation with the band limiting filter in the frequency domain, and after the band limitation is performed. A part or all of the signal (out-of-band signal) removed by the band limiting filter is added to the signal by folding it back into the band.
  • adopted, ie, the waveform distortion which arises by applying a band-limiting filter after phase interpolation can be reduced.
  • the self-folding operation of the present embodiment merely wraps the same signal in the band, the PAPR does not increase greatly by this processing, and the PAPR equivalent to the first embodiment is realized. it can.
  • the transmitter according to the present invention is useful as a transmitter that transmits a signal with a low PAPR, and is particularly suitable for a transmitter that generates a transmission signal by oversampling a constant envelope signal. Yes.

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Abstract

　ＰＡＰＲを低く抑え、送信電力の増幅を効率的に行う送信機を得ることを目的とする。本発明は、変調信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機であって、情報系列に対して変調処理を実施して定包絡線信号を生成する変調部１１と、前記定包絡線信号の各信号点の間に、当該各信号点と振幅が同一の所定数の信号を、元の信号点を含む各信号点が等間隔となるように挿入する位相補間部１２と、を備えることを特徴としている。

Description

送信機および送信方法
　本発明は、定包絡線信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機に関する。
　信号のピーク電力と平均電力の比をＰＡＰＲ（Peak　to　Average　Power　Ratio）と呼ぶ。送信機において電力増幅器の動作効率を向上させるためには、電力増幅器でのバックオフを小さくする必要があり、そのためには送信信号のＰＡＰＲは小さいことが望ましい。このために、例えば送信信号を振幅一定の定包絡線信号とすれば、信号電力は常に一定であるため、ＰＡＰＲを０ｄＢにできる。
　一方、送信機は信号をオーバーサンプリングし、帯域制限処理を実施後に送信されるのが一般的である。具体的には特許文献１，２などに記載されているように、信号の各サンプル間にＶ－１個の０を挿入し、信号長をＶ倍にする（Ｖ倍オーバーサンプリング）。その後、帯域制限フィルタによる帯域制限処理を実施する。帯域制限フィルタとしてはルートロールオフフィルタがしばしば用いられる。
特開２００１－３５８５６１号公報 特開２００９－２３２４２６号公報
　しかし、上記のようにしてオーバーサンプリング後に帯域制限を行う場合、定包絡線信号の実現は難しい。実際、オーバーサンプリング処理を行う前の信号を定包絡線信号とすることは容易である。しかしながら、オーバーサンプリング処理を行った後に帯域制限を行うと、帯域外信号が除去され、その結果、信号振幅は変化する。すなわち、図１２に示すとおり帯域制限後の信号は定包絡線信号とはならず、ＰＡＰＲは０ｄＢより大きくなる。このように、帯域制限後の信号を定包絡線信号とすることは一般に困難である。
　この様子を周波数領域で図示したものが図１３である。オーバーサンプリング前の定包絡線信号の周波数スペクトルが図１３（ａ）のようであるとき、この信号を２倍オーバーサンプリングすると、図１３（ｂ）のような周波数スペクトルを持つ信号となり、この時点ではまだ定包絡線信号である。しかし、図１３（ｃ）のようなフィルタによる帯域制限が行われることで、帯域外信号が除去され、定包絡線信号ではなくなってしまう。その結果、ＰＡＰＲが大きくなる。
　例えば、振幅一定を特徴とするＣＡＺＡＣ（Constant　Amplitude　Zero　Auto-Correlation）系列と呼ばれる系列がある。しかし、本系列が振幅一定となるのはオーバーサンプリング処理前であり、オーバーサンプリング後に帯域制限を行うことで振幅一定では無くなり、ピーク電力が大きくなる問題がある。この問題は文献「3GPP、R1-061284、Fujitsu、"Cubic　Metric　properties　of　CAZAC　sequences"、2006/5」にて報告されている。
　このように、オーバーサンプリング前は振幅一定の信号であるが、オーバーサンプリング後に帯域制限を行うことで振幅一定では無くなる問題は、一般的なＰＳＫ、ＦＳＫ信号でも起こる現象である。そのため、ＰＡＰＲを小さくして電力増幅器の動作効率を向上させるために定包絡線信号を生成しても、その信号を特許文献１，２のように０信号を挿入してオーバーサンプリングし、帯域制限フィルタにより帯域制限を行えば、振幅一定の信号では無くなる。つまり、ピーク電力が大きくなりＰＡＰＲが大きくなることになり、電力増幅器の動作効率は悪くなる。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ＰＡＰＲを低く抑えた信号を生成する送信機および送信方法を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、変調信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機であって、情報系列に対して変調処理を実施して定包絡線信号を生成する変調手段と、前記定包絡線信号の各信号点の間に、当該信号点と振幅が同一の所定数の信号を、元の信号点を含む各信号点が等間隔となるように挿入する補間手段と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、振幅一定の定包絡線信号をオーバーサンプリングし、その結果得られた信号をさらに帯域制限して送信信号を生成する場合でも、ＰＡＰＲを低く抑えた送信信号を生成できる。その結果、電力増幅部でのバックオフを小さくすることが可能となり、電力増幅部の動作効率を向上させることができる。
図１は、実施の形態１の送信機の構成例を示す図である。 図２は、位相補間部による補間処理の例を示す図である。 図３は、定包絡線信号をオーバーサンプリングして得られた信号のスペクトルの例を示す図である。 図４は、実施の形態２の送信機の構成例を示す図である。 図５は、帯域制限フィルタの周波数特性例を示す図である。 図６は、自己折り返し操作の例を示す図である。 図７は、オーバーサンプル数が２の場合の自己折り返し操作の例を示す図である。 図８は、オーバーサンプル数が４の場合の自己折り返し操作の例を示す図である。 図９は、自己折り返し操作の例を示す図である。 図１０は、ＧＩが挿入された送信信号の例を示す図である。 図１１は、送信信号に挿入するＣＰの例を示す図である。 図１２は、オーバーサンプリング処理の概要を示す図である。 図１３は、定包絡線信号に対してオーバーサンプリングおよび帯域制限を行う場合の周波数スペクトルの変化の一例を示す図である。 図１４は、ＢＥＲ特性の試験条件を示す図である。 図１５は、ＢＥＲ特性を示す図である。
　以下に、本発明にかかる送信機および送信方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。なお、本発明は、無線通信と有線通信のいずれにも適用が可能である。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかる送信機の実施の形態１の構成例を示す図である。図示したように、本実施の形態の送信機は、変調部１１、位相補間部１２、帯域制限フィルタ１３、Ｄ／Ａ変換部１４、電力増幅部１５およびアンテナ１６を備える。
　上述したように、従来のオーバーサンプリングでは各サンプル間に０を挿入するようにしていたが、本実施の形態の送信機では位相補間によりオーバーサンプリングを行うことを特徴とする。以下に、送信機の各構成要素の説明を示す。
　変調部１１は、入力された情報系列に対して変調処理を行い、送信信号を生成する。本実施の形態では変調後の信号は振幅一定の定包絡線信号とし、以下の式（１）のように表現する。ただし、ｊは虚数単位、ｓ(n)は変調後の送信信号、Ｃは振幅、θ(n)は位相、Ｎは信号の長さである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　位相補間部１２は、変調部１１で生成された送信信号に対し補間処理を行い、Ｖ倍オーバーサンプリング（Ｖ≧２）を実施する。即ち各サンプル間にＶ－１個の信号を挿入し、長さＶＮの信号を生成する。このとき、以下のようなＶ－１個の信号を各サンプル間に挿入するようにする。
（ａ）挿入する信号の振幅はＣとする。即ち、オーバーサンプリング前の信号と同じ振幅の信号を挿入する。
（ｂ）ｓ(n)とｓ(n+1)の間を補間する際は、ＩＱ平面上でｓ(n)、ｓ(n+1)を両端とする弧のうち短い方をＶ等分するようにＶ－１個の点を挿入する。
　このとき、ｓ(n)とｓ(n+1)の間に挿入するｖ番目（１≦ｖ＜Ｖ）の信号点ｓ＿ａｄｄ(n,v)は次式（２）で表される。次式（２）において、＊は複素共役を表し、ｆ＿ａｒｇ(x)はｘの偏角を［－π、π］の範囲で返す関数とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　一例としてＶ＝２、４の場合の補間の様子を図２に示す。図２では補間の様子をＩＱ平面上で示している。なお、黒丸で示したナイキスト点とは、オーバーサンプリング前の信号に存在する点（つまり、ｓ(n)）を意味する。
　このような補間方法にてオーバーサンプリングすることで、オーバーサンプリング後の信号ｓ＿ｏｖｓ(n)は、ｋを０以上の整数として次式（３）で表される。この信号ｓ＿ｏｖｓ(n)の長さはＶＮである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　このような補間方法を行う理由を以下に説明する。上記（ａ）のように振幅Ｃの信号を挿入することで、補間処理後の信号もまた振幅一定の定包絡線信号とすることができる。しかし、その後帯域制限フィルタによる帯域制限を行うと、帯域外信号が除去される影響で、時間領域信号の振幅は変化し、振幅一定ではなくなる（つまり、ＰＡＰＲは０ｄＢより大きくなる）。このとき、フィルタにより除去される帯域外信号を可能な限り小さくすることができれば、フィルタ通過後の信号のＰＡＰＲを０ｄＢに近づけられる。
　そこで、本実施の形態の送信機において、位相補間部１２は、上記（ｂ）のような方法で振幅Ｃの信号を挿入する。補間処理前の信号ｓ(n)の１サンプル当たりの位相の変化量Δθ1は－π≦Δθ1＜πであるため、補間処理後の信号ｓ＿ｏｖｓ(n)の１サンプル当たりの位相の変化量Δθ＿ｏｖｓは－π／Ｖ≦Δθ＿ｏｖｓ＜π／Ｖを満たす。一般に、定包絡線信号の１サンプル当たりの位相の変化量Δθは－π≦Δθ＜πであるため、ｓ＿ｏｖｓ(n)の１サンプル当たりの位相の変化量は、通常の定包絡線信号の１／Ｖとなっている。１サンプル当たりの位相の変化量をこれ以上小さくすることはできないため、この補間方法は、１サンプル当たりの位相の変化量を最も小さくする補間方法であると言える。
　一方、位相を時間微分したものは角周波数となる。よって、単位時間当たりの位相の変化量が小さい信号ほど、その信号の持つ高周波成分は小さい。前述の通り、本実施の形態の補間方法は１サンプル当たりの位相の変化量を最も小さくできる方法であるため、オーバーサンプル後の信号の持つ高周波成分を最も小さくする方法であると言い換えることができる。すなわち、後段の帯域制限フィルタで除去される帯域外信号を最も小さくできる方法である。その結果、フィルタ通過後の信号のＰＡＰＲを０ｄＢ近くにすることが可能となる。
　一例として、次式（４）で表される信号ｓ(n)をオーバーサンプリングする場合について考える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　この信号ｓ(n)に対し、(i)従来例のように０信号を挿入することでオーバーサンプリングした場合、(ii)位相補間によりオーバーサンプリングした場合の信号のスペクトルを図３に示す。ただし、図はｓ＿ｏｖｓ(n)、つまり帯域制限フィルタに入力される前の信号のスペクトルである。また、オーバーサンプル数Ｖは４である。
　図示したように、位相補間によりオーバーサンプリングを行った場合、信号の高周波成分は、０信号を挿入してオーバーサンプリングを行った場合よりも非常に小さくなる。４倍オーバーサンプリングをしているため、帯域制限フィルタでは、信号は図示した範囲の１／４の帯域、つまり横軸が－4096～4096の範囲に制限される。このときフィルタにより除去される帯域外信号は０信号を挿入する場合よりも十分小さいことがわかる。
　このように、位相補間部１２が行うオーバーサンプリングによれば、後段のフィルタリング処理で除去される帯域外信号を小さくすることができる。
　帯域制限フィルタ１３は、送信信号の帯域外信号を除去するためのフィルタであり、位相補間部１２から出力された信号を対象としてフィルタリングを行う。一般的にはルートロールオフフィルタが用いられることが多いが、本実施の形態においては、フィルタの種類は特に限定しない。
　Ｄ／Ａ変換部１４は、帯域制限フィルタ１３からの出力信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。
　電力増幅部１５は、Ｄ／Ａ変換部１４から出力されたアナログ送信信号の電力を増幅する。本実施の形態の送信信号のＰＡＰＲは小さいため、この電力増幅部１５でのバックオフは十分に小さくすることが可能である。
　アンテナ１６は、電力増幅部１５で増幅された後のアナログ送信信号を対向装置（受信機）に向けて送信する。
　なお、既に説明したとおり、位相補間部１２での位相補間処理により十分に帯域外電力の小さい信号を作ることが可能である。そのため、帯域制限フィルタ１３は必ずしも必要ではなく、本フィルタを設けないようにすることも可能である。この場合、位相補間部１２からの信号は直接Ｄ／Ａ変換部１４へ入力される。このような構成にすると、フィルタにより帯域外信号が除去されることがないため、ＰＡＰＲを完全に０ｄＢとすることができる。
　また、本実施の形態では変調後の信号に対してオーバーサンプリングを行う場合について説明してきた。しかし、本実施の形態の方法は変調後の信号のみならず、様々な信号に使用可能である。例えば振幅一定の系列（例えばＣＡＺＡＣ系列）をパイロット信号としてそのまま送信するような場合にも本実施の形態の方法は使用可能である。この場合、図１に示した変調部１１が不要となり、送信したい系列を直接位相補間部１２に入力し、以降の処理を実施すればよい。
　このように、本実施の形態の送信機は、情報系列を変調して得られた振幅一定の定包絡線信号をオーバーサンプル数Ｖでオーバーサンプリングする際、定包絡線信号の各サンプル点の間に、この定包絡線信号と振幅が同一のＶ－１個の信号を、等間隔に（定包絡線信号の各サンプル点を含む各信号の位相変化量が同一となるように）、それぞれ挿入することとした。これにより、振幅一定の定包絡線信号をオーバーサンプリングし、その結果得られた信号をさらに帯域制限して送信信号を生成する場合でも、ＰＡＰＲを低く抑えた送信信号を生成できる。その結果、電力増幅部でのバックオフを小さくすることが可能となり、電力増幅部の動作効率を向上させることができる。
実施の形態２．
　図４は、実施の形態２の送信機の構成例を示す図である。本実施の形態の送信機は、実施の形態１で説明した送信機（図１参照）の帯域制限フィルタ１３を、ＤＦＴ部２１、帯域制限フィルタ２２、自己折り返し操作部２３およびＩＤＦＴ部２４に置き換えたものである。これら以外の各部は実施の形態１の送信機と同様であるため、同じ符号を付して説明を省略する。
　実施の形態１の送信機によれば、ＰＡＰＲの小さい送信信号を生成することが可能となる。しかし、従来の０信号を挿入するオーバーサンプリング方法は後段の帯域制限フィルタにより波形歪みが生じない唯一の方法であり、実施の形態１の送信機によるオーバーサンプリングでは後段の帯域制限フィルタにより波形歪みが生じる。よって、実施の形態１の送信機によるオーバーサンプリングを適用すると、ＰＡＰＲを低く抑えることが可能である一方、受信機での感度特性が劣化し、誤り率特性が劣化する問題がある。そこで、本実施の形態ではこの誤り率特性の劣化を低減可能な送信機を説明する。
　本実施の形態の送信機では、位相補間部１２から出力された位相補間後の信号をＤＦＴ部２１にて、ＶＮポイントＤＦＴ（Discrete　Fourier　Transform）により周波数領域の信号に変換し、周波数領域で帯域制限フィルタ２２による帯域制限を行う。ここで、実施の形態１と同様に位相補間後の時間領域信号をｓ＿ｏｖｓ(n)とする。このとき、ＤＦＴ後の信号をＳ＿ＯＶＳ[k]、帯域制限フィルタ２２による帯域制限後の信号をＳ＿ＦＩＬ[k]、帯域制限フィルタ２２により除去される信号をＳ＿ＣＵＴ[k]とすると、これらは、周波数領域の信号として、次式（５）で表される。
　　Ｓ＿ＯＶＳ[k]＝Ｆ[ｓ＿ｏｖｓ(n)]
　　Ｓ＿ＦＩＬ[k]＝Ｓ＿ＯＶＳ[k]Ｈ[k]
　　Ｓ＿ＣＵＴ[k]＝Ｓ＿ＯＶＳ[k](Ｈmax－Ｈ[k])　　　　…（５）
　ただし、Ｈ[k]は帯域制限フィルタ２２の周波数特性、Ｈmaxは｜Ｈ[k]｜の最大値、Ｆ[ｘ(n)]はｘ(n)のＤＦＴを表す。｜Ｈ[k]｜の例を図５に示す。図示したように、Ｈ[k]は－ＶＮ／２≦ｋ＜ＶＮ／２で定義される。
　つまり、帯域制限フィルタ２２では、ＤＦＴ後信号Ｓ＿ＯＶＳ[k]に対しフィルタ周波数特性Ｈ[k]を掛けることで、帯域制限後信号Ｓ＿ＦＩＬ[k]を得る。また、ＤＦＴ後信号Ｓ＿ＯＶＳ[k]にＨmax－Ｈ[k]を掛けることで帯域制限処理により除去される信号Ｓ＿ＣＵＴ[k]も得る。帯域制限フィルタ２２は、これらの信号Ｓ＿ＦＩＬ[k]およびＳ＿ＣＵＴ[k]を自己折り返し操作部２３へ出力する。
　自己折り返し操作部２３は、帯域制限フィルタ２２から入力されたＳ＿ＣＵＴ[k]の一部、または全部をＳ＿ＦＩＬに加算する。このとき、そのまま加算するのではなく、Ｓ＿ＣＵＴ[k]を帯域内（Ｓ＿ＦＩＬの帯域内）に折り返して加算する。これを自己折り返し操作と呼ぶことにする。
　ここで、自己折り返し操作について具体的に説明する。
　図５に示したように、
　｜Ｈ[k]｜＝０となるｋのうち、
　ｋ＜０で最大のものをｋ＝－Ｎ／２－ａ、
　ｋ＞０で最小のものをｋ＝Ｎ／２＋ｄ、
　また、｜Ｈ[k]｜＝Ｈmaxとなるｋのうち、
　ｋ＜０で最小のものをｋ＝－Ｎ／２＋ｂ、
　ｋ＞０で最大のものをｋ＝Ｎ／２－ｃ、
　とする。ただし、ａ～ｄは０以上の実数とする。帯域制限フィルタ２２としてルートロールオフフィルタやフルロールオフフィルタを用いる場合は、ａ＝ｂ＝ｃ＝ｄとなる。
　自己折り返し操作では、以下の式（６）～（９）に従い、Ｓ＿ＦＩＬにＳ＿ＣＵＴ[k]を加算する。ただし、自己折り返し操作後の信号をＳ＿ＦＯＬＤ[k]とする。
（Ｉ）ｋ＜０の場合
　－Ｎ／２≦ｋ＜０の場合
　　Ｓ＿ＦＯＬＤ[k+N]＝Ｓ＿ＦＩＬ[k+N]＋Ｓ＿ＣＵＴ[k]　…（６）
　　ｋ＜－Ｎ／２の場合
　　Ｓ＿ＦＯＬＤ[k+pN]＝Ｓ＿ＦＩＬ[k+pN]＋Ｓ＿ＣＵＴ[k]　…（７）
　ただし、ｐは整数であり、－Ｎ／２≦ｋ＋ｐＮ＜Ｎ／２となるようにｐは選択される。
（ＩＩ）ｋ≧０の場合
　０≦ｋ＜Ｎ／２の場合
　　Ｓ＿ＦＯＬＤ[k-N]＝Ｓ＿ＦＩＬ[k-N]＋Ｓ＿ＣＵＴ[k]　…（８）
　ｋ≧Ｎ／２の場合
　　Ｓ＿ＦＯＬＤ[k-pN]＝Ｓ＿ＦＩＬ[k-pN]＋Ｓ＿ＣＵＴ[k]　…（９）
　ただし、ｐは整数であり、－Ｎ／２≦ｋ－ｐＮ＜Ｎ／２となるようにｐは選択される。
　なお、位相補間によりＶ倍オーバーサンプリングしている場合、各信号のｋの範囲は次式（１０）で示した範囲となる。
　－ＶＮ／２≦ｋ＜ＶＮ／２　…（１０）
　上記の式（６）～（９）に従って行う自己折り返し操作を図示したものが図６となる。
　また、オーバーサンプル数Ｖ＝２の場合の自己折り返し操作の例を図７に示す。Ｖ＝２のため、信号は上式（１０）より－Ｎ≦ｋ＜Ｎで定義される。また、オーバーサンプル数Ｖ＝４の場合の自己折り返し操作の例を図８に示す。Ｖ＝４のため、信号は式（１０）より－２Ｎ≦ｋ＜２Ｎで定義される。
　なお、上述したように、自己折り返し操作部２３では、Ｓ＿ＣＵＴ[k]の一部、または全部をＳ＿ＦＩＬに加算する。つまり、－ＶＮ／２≦ｋ＜ＶＮ／２を満たすｋについて、全てのＳ＿ＣＵＴ[k]をＳ＿ＦＩＬに加算する必要はなく、一部でもよい。一部のｋについて加算する場合、そのｋの選び方はどのような方法でも良い。ただし、多くのｋについて加算するほど、誤り率の劣化を低減できる。
　次に、Ｓ＿ＣＵＴ[k]の一部をＳ＿ＦＩＬに加算する例を示す。
　図５に示した特性の帯域制限フィルタ２２を用いることで、フィルタ通過後信号Ｓ＿ＦＩＬ[k]の帯域は、－Ｎ／２－ａ≦ｋ＜Ｎ／２＋ｄに制限される。しかし、自己折り返し操作の際に式（６），（８）により信号の加算を行う場合には、Ｓ＿ＦＩＬ[k]のＮ／２＋ｄ≦ｋ＜Ｎ，－Ｎ≦ｋ＜－Ｎ／２－ａの範囲にも信号が加算される可能性があり、その結果、Ｓ＿ＦＯＬＤ[k]の帯域はＳ＿ＦＩＬ[k]の帯域よりも広がってしまう可能性がある。これを防ぐために、Ｎ／２＋ｄ≦ｋ＜Ｎ，－Ｎ≦ｋ＜－Ｎ／２－ａの範囲には信号を加算しないようにするという方法が考えられる（図９参照）。勿論、Ｓ＿ＦＯＬＤ[k]の帯域がＳ＿ＦＩＬ[k]の帯域よりも広がることが問題にならないのであれば、Ｓ＿ＣＵＴ[k]の全部をＳ＿ＦＩＬに加算するようにしてもかまわない。
　あるいは、より単純な方法として、ＴＨ＿Ｌ≦ｋ＜ＴＨ＿Ｈの範囲にあるＳ＿ＣＵＴ[k]をＳ＿ＦＩＬに加算するとしてもよい。ここで、ＴＨ＿Ｌ，ＴＨ＿Ｈは任意の実数である。
　以上のような自己折り返し操作により、一度帯域制限フィルタ２２により除去された信号を、再び送信信号内に戻すことになるため、実施の形態１で発生する波形歪みを低減することができる。また、あくまで同一信号を帯域内に折り返しているだけであるため、ＰＡＰＲが大きく増加するようなことはなく、実施の形態１と同等のＰＡＰＲを実現可能である。
　以上のような自己折り返し操作により作られた信号Ｓ＿ＦＯＬＤ[k]は、ＩＤＦＴ部２４に入力され、ＶＮポイントＩＤＦＴ（Inverse　Discrete　Fourier　Transform）により時間領域信号に変換される。その後の動作は実施の形態１と同様である。
　なお、本実施の形態のＤＦＴ／ＩＤＦＴ処理については、ポイント数が２のべき乗の場合は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴを用いるようにしてもよい。
　上述したように、本実施の形態では、周波数領域で帯域制限フィルタ２２による帯域制限を行う。従来、周波数領域ではなく時間領域で帯域制限フィルタによる帯域制限が行われることが多いが、その場合、フィルタにより除去される信号Ｓ＿ＣＵＴ[k]を得ることができない。そのため、本実施の形態では周波数領域にて帯域制限フィルタによる帯域制限を行うようにしている。
　なお、ＤＦＴ部２１、帯域制限フィルタ２２、自己折り返し操作部２３、ＩＤＦＴ部２４の処理は長さＶＮの信号に対して行われる。そのため、位相補間部１２から入力される信号の長さをＬとしたときに、ＬがＶＮより大きい場合は、長さＶＮの信号に分割し、分割した信号それぞれに対してＤＦＴ部２１以降の処理を行う。そして、ＩＤＦＴ部２４から出力される長さＶＮの信号を結合し、再度長さＬの信号にする。
　ここで、ＩＤＦＴ部２４から出力される長さＶＮの信号を結合する際、信号の不連続性が問題になる可能性がある。そこで、ＩＤＦＴ部２４から出力される長さＶＮの信号を結合する際、図１０に示したように、ガードインターバル（ＧＩ：Guard　Interval）と呼ばれる信号を挿入するようにしてもよい。このガードインターバルはＯＦＤＭ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiplexing）で一般的に用いられるものと同等である。ガードインターバルは受信機では復調されることなく捨てられるため、中身は何でもよい。オール０としてもよいし、あるいは図１１のように、長さＶＮの信号の終わりの部分をコピーしたものとしてもよい。図１１に示したガードインターバルは特にサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic　Prefix）と呼ばれる。
　帯域制限フィルタは一般的にはルートロールオフフィルタが用いられることが多いが、実施の形態１と同様に本実施の形態においても、フィルタの種類は特に限定しない。ここでフィルタの種類に依らず、自己折り返し操作により、帯域制限フィルタによる波形歪みの影響を完全に除去できることを、数式を用いて説明する。以下、簡単のためオーバーサンプル数Ｖ＝２として説明するが、Ｖ＞２の場合も同様に考えることができる。
　位相補間前の信号を、上式（１）で表される定包絡線信号ｓ(n)とする。より良いフィルタの条件を考察するために、まずはこの信号を２倍で位相補間し、さらに自己折り返し操作を行う場合の自己折り返し操作後の信号を数式で表現することを考える。
　ｓ(n)をＮポイントＤＦＴしたものをＳ[k]とすると、このＳ[k]は次式（１１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ｓ(n)を２倍補間した信号をｓ＿ｏｖｓ(n)とする。ｓ＿ｏｖｓ(n)の２ＮポイントＤＦＴ結果をＳ＿ＯＶＳ[k]とすると、これは長さ２Ｎの系列であり、次式（１２）のように表される。ただし、Ａ[k]はｓ(n)を２倍補間する際に追加したＮ個の信号のみをＮポイントＤＦＴしたものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　帯域制限フィルタの周波数特性をＨ[k]（０≦ｋ＜２Ｎ）とする。また｜Ｈ[k]｜の最大値をＨmaxとする。このフィルタによりＳ＿ＯＶＳ[k]を帯域制限した信号をＳ＿ＦＩＬ[k]、フィルタにより除去される信号をＳ＿ＣＵＴ[k]とすると、これらの信号は次式（１３）で表される。
　　Ｓ＿ＦＩＬ[k]＝Ｓ＿ＯＶＳ[k]Ｈ[k]　　　（０≦ｋ＜２Ｎ）
　　Ｓ＿ＣＵＴ[k]＝Ｓ＿ＯＶＳ[k](Ｈmax－Ｈ[k])　（０≦ｋ＜２Ｎ）　…（１３）
　さらに自己折り返し操作を行った後の信号をＳ＿ＦＯＬＤ[k]とすると、この信号は以下の式（１４）または式（１５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　次に、ＩＤＦＴ後の信号をs＿fold(n)とすると、次式（１６）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、ｎが偶数の場合、奇数の場合に分けると以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、信号は２倍オーバーサンプリングされており、受信側ではダウンサンプリング後に復調処理が行われる。s＿fold(2n+1)はオーバーサンプリングのために挿入した信号に対応するため、受信側ではダウンサンプリング時に除去される。そのため、s＿fold(2n)のみが、受信機での誤り率特性に影響することとなる。
　そこで、s＿fold(2n)を導出するため、まずは式（１４）および（１５）から０≦ｋ＜ＮでのS＿FOLD[k]＋S＿FOLD[k+N]を計算すると、以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　よって、s＿fold(2n)は以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　よって、s＿fold(2n)は位相補間前の信号ｓ(n)の定数倍（＝Hmax倍）となっている。つまり、帯域制限フィルタによる波形歪みの影響を受けない。このことから、自己折り返し操作により誤り率特性の劣化を防ぐことが可能なことが分かる。
　ここまで、帯域制限フィルタによる波形歪みに起因する誤り率特性の劣化を、自己折り返し操作により防ぐことが可能ことを数式を用いて説明してきた。この数式による説明の中で、位相補間によりオーバーサンプリングすること、及び変調信号ｓ(n)が定包絡線信号であることは、全く用いていない。よって、自己折り返し操作は、オーバーサンプリング後の信号に対しフィルタを適用する場合であれば、どのような場合でも適用可能である。位相補間を用いない場合にも適用可能であり、また、変調信号が定包絡線信号ではない場合にも適用可能である。
　例えばＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲを抑圧する手法の１つにclip-and-filterと呼ばれるものがある。この手法では、フィルタにより高周波成分を除去する処理を繰り返し行うが、このときに自己折り返し操作を適用し、フィルタで除去した帯域外信号の一部または全てを帯域内に折り返して加算し、誤り率特性の劣化を防ぐことが可能と考えられる。
　ここで、一例として、図１４の諸元の場合のＢＥＲ（Bit　Error　Rate）特性の例を図１５に示す。「実施の形態１」は実施の形態１で述べたように位相補間によりオーバーサンプリングのみを行う場合、「実施の形態２」は本実施の形態で述べたように位相補間によるオーバーサンプリング、及び自己折り返し操作を行う場合である。図１５より、自己折り返し操作を行うことでＢＥＲ特性が向上することが分かる。例えばＢＥＲ＝1.0e－6点では1.6dB向上している。
　このように、本実施の形態の送信機は、実施の形態１の送信機と同じ手順で補間処理を実施した後、周波数領域において、帯域制限フィルタで帯域制限を行うとともに、帯域制限実施後の信号に対し、帯域制限フィルタで除去した信号（帯域外信号）の一部または全てを帯域内に折り返して加算することとした。これにより、実施の形態１の構成を採用した場合に生じる波形歪み、すなわち、位相補間後に帯域制限フィルタを適用することで生じる波形歪みを低減することができる。その結果、実施の形態１の送信機において誤り率特性が劣化する問題を低減することが可能である。また、本実施の形態の自己折り返し操作はあくまで同一信号を帯域内に折り返しているだけであるため、この処理によりＰＡＰＲが大きく増加するようなことはなく、実施の形態１と同等のＰＡＰＲを実現できる。
　以上のように、本発明にかかる送信機は、ＰＡＰＲを低く抑えた信号を送信する送信機として有用であり、特に、定包絡線信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機に適している。
　１１　変調部、１２　位相補間部、１３，２２　帯域制限フィルタ、１４　Ｄ／Ａ変換部、１５　電力増幅部、１６　アンテナ、２１　ＤＦＴ部、２３　自己折り返し操作部、２４　ＩＤＦＴ部。

Claims (8)

  1. 　変調信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機であって、
    　情報系列に対して変調処理を実施して定包絡線信号を生成する変調手段と、
    　前記定包絡線信号の各信号点の間に、当該信号点と振幅が同一の所定数の信号を、元の信号点を含む各信号点が等間隔となるように挿入する補間手段と、
    　を備えることを特徴とする送信機。
  2. 　前記定包絡線信号の信号点をｓ(k)（ただし、k=0,1,…,n-1,n,n+1,…）、オーバーサンプリング数をＶとしたとき、
    　前記補間手段は、
    　ｓ(n)とｓ(n+1)の間を補間する場合には、ＩＱ平面上でｓ(n)およびｓ(n+1)を両端とする弧のうち短い方をＶ等分するようにＶ－１個の信号点を挿入する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
  3. 　前記補間手段による信号挿入処理が実施された後の信号に対して帯域制限を行う帯域制限フィルタ手段、
    　をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の送信機。
  4. 　前記補間手段による信号挿入処理が実施された後の信号を周波数領域の信号に変換する信号変換手段と、
    　前記信号変換手段から出力される周波数領域信号に対して帯域制限を行うとともに、当該帯域制限にて除去された信号である帯域外信号の一部または全部を、当該帯域制限にて除去されなかった信号である帯域内信号の帯域内に折り返して当該帯域内信号に加算する帯域制限フィルタ手段と、
    　を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の送信機。
  5. 　前記帯域制限で使用するフィルタの周波数特性をＨ[k]（０≦ｋ＜ＶＮ）、｜Ｈ[k]｜の最大値をＨmax、オーバーサンプリング数をＶとしたとき、
    　前記フィルタの周波数特性Ｈ[k]は、以下の条件を満たす
    　Ｈ[k]＋Ｈ[k+(V-1)N]＝Ｈmax　（０≦ｋ＜Ｎ）
    　Ｈ[k]＝０　　　　　（Ｎ≦ｋ＜(Ｖ－１)Ｎ）
    　ことを特徴とする請求項４に記載の送信機。
  6. 　変調信号をオーバーサンプリングして送信信号を生成する送信機が実行する送信方法であって、
    　情報系列に対して変調処理を実施して定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成ステップと、
    　前記定包絡線信号の各信号点の間に、当該信号点と振幅が同一の所定数の信号を、元の信号点を含む各信号点が等間隔となるように挿入する信号挿入ステップと、
    　前記信号挿入ステップを実行して得られた信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換ステップと、
    　前記ＤＡ変換ステップを実行して得られたアナログ送信信号を増幅して送信する信号送信ステップと、
    　を含むことを特徴とする送信方法。
  7. 　前記信号挿入ステップを実行して得られた信号に対して帯域制限を行う帯域制限ステップ、
    　をさらに含み、
    　前記ＤＡ変換ステップでは、前記信号挿入ステップを実行して得られた信号に代えて、前記帯域制限ステップを実行して得られた信号をアナログ信号に変換する
    　ことを特徴とする請求項６に記載の送信方法。
  8. 　前記信号挿入ステップを実行して得られた信号を周波数領域の信号に変換する第１の信号変換ステップと、
    　前記第１の信号変換ステップを実行して得られた周波数領域信号に対して帯域制限を行うとともに、当該帯域制限にて除去された信号である帯域外信号の一部または全部を、当該帯域制限にて除去されなかった信号である帯域内信号の帯域内に折り返して当該帯域内信号に加算する帯域制限ステップと、
    　前記帯域制限ステップを実行して得られた信号を時間領域の信号に変換する第２の信号変換ステップと、
    　をさらに含み、
    　前記ＤＡ変換ステップでは、前記信号挿入ステップを実行して得られた信号に代えて、前記第２の信号変換ステップを実行して得られた信号をアナログ信号に変換する
    　ことを特徴とする請求項６に記載の送信方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114465691A (zh) * 2022-02-15 2022-05-10 上海兆煊微电子有限公司 一种低复杂度的恒包络相位调制信号采样偏差估计和补偿方法及系统

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9154168B2 (en) * 2013-05-14 2015-10-06 Intel IP Corporation Signal peak-to-average power ratio (PAR) reduction
WO2016187889A1 (zh) * 2015-05-28 2016-12-01 华为技术有限公司 一种信号处理方法及功率放大装置
US10547394B2 (en) * 2017-07-13 2020-01-28 Benjamin J. Egg Quad band relay common data link system and method
CN115102822A (zh) * 2018-07-26 2022-09-23 中兴通讯股份有限公司 一种数据调制方法、装置及计算机存储介质
CN111092838B (zh) * 2019-09-10 2024-05-24 中兴通讯股份有限公司 一种序列生成方法、装置和存储介质
US20240154849A1 (en) * 2022-11-09 2024-05-09 Qualcomm Incorporated Rearrangement scheme for low peak-to-average power ratio faster-than-nyquist waveform

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001358561A (ja) 2000-06-12 2001-12-26 Kansai Tlo Kk サンプリングレート変換装置
JP2009232426A (ja) 2008-03-25 2009-10-08 Toshiba Corp サンプルレート変換器及びこれを用いた受信機

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6215430B1 (en) 1999-04-24 2001-04-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for processing a digital signal for analog transmission
US7136423B1 (en) 2001-10-04 2006-11-14 Conexant, Inc. Side tones packets injection (STPI) for PAR reduction
US7397860B1 (en) 2001-10-04 2008-07-08 Brooktree Broadband Holding, Inc. Fractional local peak detection and mitigation for PAR reduction
KR100899747B1 (ko) * 2003-02-13 2009-05-27 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중 시스템의 첨두대평균 전력비 저감을위한 장치 및 방법
US7848717B2 (en) * 2004-12-21 2010-12-07 Zte Corporation Method and system for out of band predistortion linearization
US7944991B2 (en) * 2005-10-27 2011-05-17 Georgia Tech Research Corporation Constrained clipping for peak-to-average power ratio (crest factor) reduction in multicarrier transmission systems
JP2007329588A (ja) * 2006-06-06 2007-12-20 Fujitsu Ltd 送信機及び送信方法
WO2008038367A1 (en) * 2006-09-28 2008-04-03 Fujitsu Limited Wireless communication apparatus
EP1924044A1 (de) * 2006-11-16 2008-05-21 Nokia Siemens Networks Gmbh & Co. Kg Vorrichtung und Verfahren zum Erzeugen eines Signals um das PAR in einem Mehrträgersystem zu reduzieren
JP2011525321A (ja) * 2008-06-12 2011-09-15 ノーテル・ネットワークス・リミテッド Ｓｃ−ｆｄｍａ伝送ダイバーシティのためのシステム及び方法
US8264946B2 (en) 2008-12-31 2012-09-11 Qualcomm Incorporated Methods and systems for PAPR reduction in SC-FDMA systems
CA2756383C (en) * 2009-04-01 2015-02-10 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Wireless transmission method, wireless transmission system, and transmission apparatus and reception apparatus of wireless transmission system

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001358561A (ja) 2000-06-12 2001-12-26 Kansai Tlo Kk サンプリングレート変換装置
JP2009232426A (ja) 2008-03-25 2009-10-08 Toshiba Corp サンプルレート変換器及びこれを用いた受信機

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
FUJITSU: "Cubic Metric properties of CAZAC sequences", 3GPP, RL-061284, May 2006 (2006-05-01)
KEISUKE OZAKI: "A Study on Direct-Sequence Spread Spectrum Scheme with Low PAPR", PROCEEDINGS OF THE 2011 IEICE GENERAL CONFERENCE 1, 30 August 2011 (2011-08-30), pages 390 - 390, XP008172276 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114465691A (zh) * 2022-02-15 2022-05-10 上海兆煊微电子有限公司 一种低复杂度的恒包络相位调制信号采样偏差估计和补偿方法及系统

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