WO2013145041A1 - 電磁波伝播シート、および、二次元通信システム - Google Patents

電磁波伝播シート、および、二次元通信システム Download PDF

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wave propagation
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康一郎 中瀬
博 鳥屋尾
小林　直樹
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an electromagnetic wave propagation sheet, and specifically to an electromagnetic wave propagation sheet that can be narrowed.
  • the two-dimensional communication system includes an electromagnetic wave propagation sheet and a proximity coupler.
  • the proximity coupler is electrically connected to the antenna terminal of the electronic device, and the proximity coupler is placed on the electromagnetic wave propagation sheet.
  • the proximity coupler becomes an electromagnetic coupling device that inputs and outputs electromagnetic waves with the inside of the electromagnetic wave propagation sheet.
  • Such a two-dimensional communication system is sometimes called a surface communication system because communication is possible on the surface of the electromagnetic wave propagation sheet.
  • FIG. 13A, 13B, and 13C illustrate an electromagnetic wave propagation sheet as a background art.
  • FIG. 13A is a top view and a side view of the electromagnetic wave propagation sheet 10.
  • 13B is a cross-sectional view taken along line XIIIB-XIIIB in FIG. 13A.
  • FIG. 13C is a bottom view of the electromagnetic wave propagation sheet, as viewed from the direction of the arrow XIIIC in FIG. 13A.
  • the electromagnetic wave propagation sheet 10 has a structure in which conductor layers 11 and 15 are disposed on both surfaces of a dielectric 13.
  • the conductor layer on the front surface side (upper surface side) is referred to as the front surface conductor layer 11, and the conductor layer on the back surface side (lower surface side) is referred to as the back surface conductor layer 15.
  • the conductor of the front conductor layer 11 has a mesh shape, while the conductor of the back conductor layer 15 has a plain shape.
  • the electromagnetic wave propagating through the electromagnetic wave propagation sheet 10 oozes out from the mesh-shaped opening 12 of the surface conductor layer 11. When an electronic device is placed on the electromagnetic wave propagation sheet 10, communication through an electromagnetic field that leaks out becomes possible.
  • This technology is applicable not only to communication but also to power transmission.
  • one power supply proximity coupler is connected to a high frequency power source, and high frequency AC power is injected from the power supply proximity coupler into the electromagnetic wave propagation sheet.
  • the other power receiving proximity coupler is connected to the electronic device, and the power receiving proximity coupler is placed on the electromagnetic wave propagation sheet 10.
  • the electromagnetic wave oozing out from the surface of the electromagnetic wave propagation sheet is sucked up by the power receiving proximity coupler, and the sucked up electromagnetic wave is converted into direct current by the rectifier circuit to supply electric power to the electronic device. Since relatively large power is handled in power transmission, as shown in the side view of FIG.
  • the conductor of the front conductor layer 11 and the conductor of the back conductor layer 15 are electrically connected by a conductor (short conductor 14) at the sheet end. It is necessary to make it the structure which suppressed the electromagnetic wave leakage from a sheet
  • the electromagnetic wave propagation sheet described above has a structure similar to that of a waveguide and has a cut-off frequency because the sheet end is covered with a conductor.
  • the width of the electromagnetic wave propagation sheet is restricted. That is, the width of the electromagnetic wave propagation sheet can be narrowed only to a size such that the electromagnetic wave to be propagated has a frequency higher than the cutoff frequency. If the degree of freedom of design such as the width cannot be reduced is small, there is a disadvantage that the electromagnetic wave propagation sheet cannot be mounted in a narrow space, and the application range of the two-dimensional communication technology is limited, which is not industrially preferable.
  • An object of the present invention is to provide an electromagnetic wave propagation sheet capable of narrowing the width by shifting the cutoff frequency to the low frequency side.
  • the electromagnetic wave propagation sheet of the present invention is A mesh-shaped first conductor layer in which a plurality of wires in the first direction and a plurality of wires in the second direction intersect; A plain second conductor layer; A dielectric layer sandwiched between the first conductor layer and the second conductor layer, The inductance per unit length is different between the wiring in the first direction and the wiring in the second direction.
  • a narrow electromagnetic wave propagation sheet can be realized by lowering the cutoff frequency.
  • FIG. 13B is a cross-sectional view taken along line XIIIB-XIIIB in FIG. 13A. In background art, the bottom view of an electromagnetic wave propagation sheet.
  • FIG. 1A, 1B, and 1C show an electromagnetic wave propagation sheet according to the first embodiment.
  • FIG. 1A is a top view and a side view of the electromagnetic wave propagation sheet 100.
  • 1B is a cross-sectional view taken along line IB-IB in FIG. 1A.
  • FIG. 1C is a bottom view of the electromagnetic wave propagation sheet, as viewed from the direction of the IC arrow in FIG. 1A.
  • the outline of the wiring seen in the foreground is drawn up slightly for easy understanding, but actually, the wiring 111 in the sheet length direction and the wiring 112 in the sheet width direction Is provided on the same level.
  • the electromagnetic wave propagation sheet 100 is a plate-like sheet that is rectangular in plan view, may have rigidity, or may be bendable.
  • the electromagnetic wave propagation sheet 100 includes a surface conductor layer 110 formed of a mesh-shaped conductor, a back surface conductor layer 120 formed of a plain-shaped conductor, and a dielectric layer 130 sandwiched between the conductor layers.
  • a dielectric layer 130 for example, a polymer foam can be used.
  • the mesh-shaped conductor forming the front surface conductor layer 110 and the plain-shaped conductor forming the back surface conductor layer 120 are connected by the short conductor 140 at the end of the electromagnetic wave propagation sheet 100. All four surfaces of the sheet end are surrounded by the short conductor 140.
  • the short conductor 140 can be realized by attaching a conductive tape, metal plating, or applying a conductive paint.
  • the illustrated short conductor 140 covers the entire sheet side surface as a preferred form, an opening having a size sufficiently shorter than the wavelength of the electromagnetic wave propagating the electromagnetic wave propagation sheet 100 may be provided.
  • the electromagnetic wave propagation sheet 100 can also be realized by a printed wiring board.
  • the short conductor 140 is provided between the front surface conductor layer (mesh shape conductor) 110 and the back surface conductor layer (plane shape conductor) 120. It can be configured by arranging vias to be connected at intervals sufficiently shorter than the wavelength of electromagnetic waves.
  • a feature of the first embodiment is that the wiring width of the mesh-shaped conductor forming the surface conductor layer 110 is different in dimension in the sheet length direction (direction along the long side) and in the sheet width direction (direction along the short side).
  • the width of the wiring 112 in the sheet width direction is narrower than the wiring 111 in the sheet length direction.
  • the wavelength of the electromagnetic wave propagating through the sheet 100 is shortened with respect to the sheet width direction, the width of the sheet 100 is equivalently widened, and the cutoff frequency is shifted to the low frequency side. If the cut-off frequency can be reduced in this way, the sheet width can be made narrower than a specific dimension that is simply determined from the frequency of the electromagnetic wave.
  • FIG. 2 shows the results of a simulation performed for confirming the effect.
  • the thickness of the dielectric 130 was 1 mm
  • the relative dielectric constant was 2.3
  • the width of the wiring 111 in the sheet length direction of the surface conductor layer 110 (mesh-shaped conductor) was 1 mm.
  • the width of the wiring 112 in the sheet width direction was reduced from 1 mm to 0.2 mm.
  • the sheet width was 36 mm. Under such conditions, the transmission characteristic S21 (transmission characteristic between distances in the sheet length direction of 250 mm) was obtained and taken on the vertical axis.
  • the frequency at which the attenuation amount increases rapidly is shifted to the low frequency side by about 350 MHz by narrowing the width of the wiring 112 in the sheet width direction.
  • the line width is 1 mm
  • an electromagnetic wave having a frequency (for example, 2.8 GHz) that cannot be transmitted due to a large attenuation can be transmitted by setting the line width to 0.2 mm.
  • the width of the wiring 111 in the sheet length direction is reduced from 1 mm to 0.2 mm. Even in this case, if the wiring in the sheet width direction is 0.2 mm, the cut-off frequency similarly decreases.
  • the wiring in the sheet length direction is thinned in the same manner as the wiring in the sheet width direction, there are the following drawbacks. That is, if the width of the wiring 111 in the sheet length direction is narrowed, the current density flowing through the wiring 111 increases, which is not suitable for transmitting large electric power. Further, when the width of the wiring 111 in the sheet length direction is reduced, the area without the mesh conductor in the surface conductor layer 110, that is, the opening area is increased.
  • the amount of electromagnetic waves leaking from the sheet surface to the outside of the sheet increases. Therefore, as described in this embodiment, it is preferable to reduce the cut-off frequency by reducing only the width of the wiring 112 in the width direction without changing the width of the wiring 111 in the sheet length direction.
  • the width of the wiring is thin, as shown in FIG. 1A, includes a case where the wiring is thin in plan view, but also a case where the width is the same when viewed in plan, but the thickness is reduced. That is, when the cross-sectional areas of both are compared, the smaller cross-sectional area may be interpreted as “thin”. Further, when the cross-sectional areas of the wiring 111 in the sheet length direction and the wiring 112 in the sheet width direction are compared, if the wiring 112 in the sheet width direction is slightly smaller, it is included in the technical scope of the present invention. I understand.
  • the cross-sectional area of the wiring 111 in the sheet length direction and the cross-sectional area of the wiring 112 in the sheet width direction are compared, for example, 1.0: 0.9 may be used.
  • the cross-sectional area of the wiring 112 in the sheet width direction may be about half of the cross-sectional area of the wiring 111 in the sheet length direction, such as 1.0: 0.7 or 1.0: 0.5.
  • the wiring 112 in the sheet width direction may be extremely finer than the wiring 111 in the sheet length direction, such as 1.0: 0.3 or 1.0: 0.1.
  • FIG. 3A, 3B, and 4 are views showing a second embodiment.
  • 3A is a top view and a side view of the electromagnetic wave propagation sheet 200.
  • FIG. 3B is a cross-sectional view taken along line IIIB-IIIB in FIG. 3A.
  • the second embodiment is different from the first embodiment in that a magnetic body 210 is installed on the wiring 112 in the sheet width direction of the surface conductor layer (mesh-shaped conductor) 110.
  • the magnetic body 210 for example, ferrite can be used, and it can be formed by printing, coating, or pasting a magnetic sheet.
  • the width of the wiring 112 in the sheet width direction is narrower than the width of the wiring 111 in the sheet length direction, but may be the same width as shown in FIG. Furthermore, as long as the inductance per unit length in the sheet width direction increases, the width of the wiring 112 in the sheet width direction may be larger.
  • a magnetic substance may be provided on the protective dielectric layer. good.
  • the inductance per unit length of the wiring 112 in the sheet width direction can be increased. Therefore, the same operational effects as the above embodiment can be obtained.
  • FIG. 5 shows a third embodiment.
  • the third embodiment is different from the first embodiment in that the surface conductor layer 110 (mesh-shaped conductor) and the back surface conductor layer 120 (plane-shaped conductor) are not connected by a conductor (short conductor) at the sheet end. It is in. That is, in the side view of FIG. 5, there is no short conductor, and the dielectric is seen in side view.
  • electromagnetic wave propagation sheet 300 is used for communication, electromagnetic waves may leak from the end of the sheet if the wireless communication is a general wireless communication such as a wireless LAN.
  • a device that communicates with a wireless LAN originally performs wireless communication in a space, even if there is an electromagnetic wave leaking from the electromagnetic wave propagation sheet 300, it does not become an obstacle to communication of other wireless devices. Therefore, the sheet end portions do not need to be connected by a conductor, and in this case, the cost of forming a short end can be reduced.
  • Leakage from the edge of the seat is not a problem in terms of interference with other wireless devices, but by suppressing this leakage, it is possible to realize a communication system with little physical information leakage without relying on encryption technology. Of course, there is a desire to suppress leakage as much as possible.
  • the width is defined for mounting reasons, and it may be unavoidable that the sheet width is inevitably close to the size at which resonance occurs. In this case, leakage from the end of the sheet becomes large.
  • the width of the wiring 112 in the sheet width direction of the surface conductor layer 110 is reduced to increase the inductance per unit length in the sheet width direction. Then, since the wavelength of the electromagnetic wave propagating through the electromagnetic wave propagation sheet 300 can be shortened, the frequency at which resonance in the sheet width direction occurs can be shifted. Accordingly, it is possible to realize a communication system that suppresses leakage from the sheet edge and physically has little information leakage.
  • FIG. 6 shows a fourth embodiment.
  • the fourth embodiment is different from the first embodiment in that the wiring 112 in the sheet width direction of the surface conductor layer 110 (mesh-shaped conductor) is not a straight line, but a longer wire than the straight line, and a meander shape zigzag in a rectangular shape. There is a point.
  • all the wirings 112 in the sheet width direction have the same shape, but they may not be the same.
  • the width of the wiring 112 in the sheet width direction is narrower than the width of the wiring 111 in the sheet length direction, but may be the same width.
  • the width of the wiring 112 in the sheet width direction may be larger if the inductance per unit length is larger than that in the case of a straight line.
  • the inductance of the wiring 112 in the sheet width direction increases.
  • the inductance per unit length in the sheet width direction is increased, the wavelength of the electromagnetic wave propagating through the sheet is shortened with respect to the sheet width direction, and the width of the sheet is equivalently expanded. Therefore, the same operational effects as the above embodiment can be obtained.
  • FIG. 7 shows the result of a simulation performed for confirming the effect.
  • the thickness of the dielectric was 1 mm
  • the relative dielectric constant was 2.3
  • the width of the wiring in the sheet length direction of the mesh-shaped conductor was 1 mm.
  • the case where the wiring of the sheet width direction was made into a straight line with a width of 0.2 mm was compared with the case where the wiring was made into a meander shape with a width of 0.2 mm.
  • the case where the wiring in the sheet width direction is 1 mm wide and straight is also shown.
  • the sheet width is 36 mm. Under such conditions, the transmission characteristic S21 (transmission characteristic between distances in the sheet length direction of 250 mm) was obtained and taken on the vertical axis.
  • the frequency at which the attenuation amount suddenly increases is shifted to the low frequency side by about 250 MHz by making the wiring 112 in the sheet width direction into a meander shape.
  • electromagnetic waves having a frequency (for example, 2.5 GHz) that cannot be transmitted due to a large attenuation when the line is 0.2 mm wide can be transmitted by making the wiring 112 in the sheet width direction into a meander shape.
  • FIG. 8 shows a fifth embodiment.
  • the fifth embodiment is different from the fourth embodiment in that the magnetic body 210 is installed on the wiring 112 in the sheet width direction of the surface conductor layer (mesh-shaped conductor) 110 (here, the meander-shaped wiring). It is in.
  • ferrite or the like can be used as the magnetic body 210, and it can be formed by printing, coating, or pasting a magnetic sheet.
  • the width of the meander-shaped wiring 112 in the sheet width direction is narrower than the width of the wiring 111 in the sheet length direction, but both may be the same width.
  • the width of the wiring 112 in the sheet width direction may be increased.
  • the magnetic body 210 may be provided on the protective dielectric layer.
  • the magnetic body 210 By installing the magnetic body 210 on the meander-shaped wiring 112 in the sheet width direction of the surface conductor layer (mesh-shaped conductor) 110, the inductance per unit length of the wiring 112 in the sheet width direction is increased. Therefore, the same operational effects as the above embodiment can be obtained.
  • the wiring 112 in the sheet width direction has a meander shape, but may have a waveform as shown in FIG. 9 or a sawtooth shape as shown in FIG. Of course.
  • the two-dimensional communication system 600 has a structure in which a plurality of proximity couplers 32, 42, 52 are placed on the electromagnetic wave propagation sheet 100.
  • the first electronic device 40 and the second electronic device 50 receive the power supplied from the power supply unit 30 via the electromagnetic wave propagation sheet 100.
  • the first electronic device 40 and the second electronic device 50 perform information communication via the electromagnetic wave propagation sheet 100.
  • the electromagnetic wave propagation sheet 100 has been described in the above embodiment.
  • the power supply unit 30 supplies power to the electromagnetic wave propagation sheet 100.
  • the power supply unit 30 includes a power supply 31 and a power supply proximity coupler 32.
  • the power supply 31 supplies power controlled to a predetermined voltage and a predetermined frequency to the power supply proximity coupler 32.
  • the power supply proximity coupler 32 has an electromagnetic wave coupling portion 33.
  • the electromagnetic wave coupling portion 33 feeds electromagnetic waves from the surface conductor layer (mesh-shaped conductor) 110 into the electromagnetic wave propagation sheet 100.
  • the first electronic device 40 includes a first main body device 41 and a proximity coupler 42.
  • the proximity coupler 42 has an electromagnetic wave coupling portion 43.
  • the electromagnetic wave coupling part 43 sucks in and receives an electromagnetic wave leaking from the surface conductor layer (mesh-shaped conductor part) 110.
  • the electromagnetic wave coupling unit 43 receives power and converts it into direct current, the first main body device 41 obtains operating power. Further, when an information signal is transmitted from the first main body device 41 at a predetermined frequency, the information signal is sent from the electromagnetic wave coupling unit 43 to the electromagnetic wave propagation sheet 100.
  • the first electronic device 40 and the second electronic device 50 when electric power is supplied from the power supply unit 30 to the electromagnetic wave propagation sheet 100, the first electronic device 40 and the second electronic device 50 receive power via the proximity couplers 42 and 52. At this time, since the proximity couplers 42 and 52 can be placed at any position on the electromagnetic wave propagation sheet, the first electronic device 40 and the second electronic device 50 operate while receiving power supply at any position on the electromagnetic wave propagation sheet. can do.
  • the first electronic device 40 and the second electronic device 50 can perform information communication via the electromagnetic wave propagation sheet 100. Since the proximity couplers 42 and 52 can be placed at any position on the electromagnetic wave propagation sheet, the first electronic device 40 and the second electronic device 50 can exchange information at any position on the electromagnetic wave propagation sheet. it can.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be changed as appropriate without departing from the spirit of the present invention.
  • the short conductor 140 is provided in a state of being sandwiched between the front conductor layer and the rear conductor layer.
  • the short conductor 140A may be provided so as to cover the outer end surface portion from the outside.
  • seat 11 ... Front surface conductor layer, 12 ... Opening part, 13 ... Dielectric material, 14 ... Short conductor, 15 ... Back surface conductor layer, 30 ... Electric power feeding Unit: 31 ... Power supply, 32 ... Proximity coupler, 33 ... Electromagnetic wave coupling part, 40 ... First electronic device, 41 ... First main body device, 42 ... Proximity coupler, 43. .. Electromagnetic wave coupling part, 50... Second electronic device, 51... Second main body device, 52... Proximity coupler, 53. -Front conductor layer, 111 ... wiring in the sheet length direction, 112 ... wiring in the sheet width direction, 120 ... back conductor layer, 130 ... dielectric layer, 140, 140A ... short conductor .

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Abstract

　従来の電磁波伝播シートはシート端部が導体で覆われていたため、導波管と類似の構造となり、カットオフ周波数を有していた。カットオフ周波数を持つことにより電磁波伝播シートの幅に制約を生じ、伝播させたい電磁波の周波数がカットオフ周波数より高くなるようなサイズまでしかシート幅を狭小化できないという問題があった。この課題を解決するため、本発明は、第１の向き（シート幅方向）の複数の配線（１１２）と第２の向き（シート長さ方向）の複数の配線（１１１）とが垂直に交差しているメッシュ状の第１の導体層（１１０）と、プレーン状の第２の導体層（１２０）と、前記第１の導体層（１１０）と前記第２の導体層（１２０）とに挟まれた誘電体層（１３０）と、を備え、前記第１の向きの配線（１１２）と前記第２の向きの配線（１１１）の単位長あたりのインダクタンスが異なることを特徴とする。例えば、シート幅方向の配線の幅を細くするとよい。

Description

電磁波伝播シート、および、二次元通信システム
　本発明は、電磁波伝播シートに関し、具体的には、幅を狭くできる電磁波伝播シートに関する。
　シート状媒体を介して電子機器の間で通信を行うシステムとして、二次元通信システムがある。二次元通信システムは、電磁波伝播シートと、近接カプラと、を有する。近接カプラと電子機器のアンテナ端子とを電気接続しておき、近接カプラを電磁波伝播シートの上に置く。電磁波伝播シートの表面から電磁界が染み出してくる現象を利用することにより、近接カプラは、電磁波伝播シートの内部との間で電磁波の入出力を行う電磁結合デバイスとなる。これより、電磁波伝播シート上の任意の位置において電子機器同士の通信が可能になる。
　このような二次元通信システムは、電磁波伝播シートの表面上で通信が可能になることから、サーフェイス通信システムと呼ばれることもある。
　このような電磁波伝播シートの例が特許文献１や非特許文献１に開示されている。
　図１３Ａ、図１３Ｂ、図１３Ｃに背景技術としての電磁波伝播シートを図示する。
　図１３Ａは、電磁波伝播シート１０の上面図および側面図である。
　図１３Ｂは、図１３Ａ中のＸＩＩＩＢ－ＸＩＩＩＢ線で断面した断面図である。
　図１３Ｃは、電磁波伝播シートの下面図であり、図１３Ａ中のＸＩＩＩＣ矢線の方向から見た図である。
　電磁波伝播シート１０は、誘電体１３の両面それぞれに導体層１１、１５を配置した構造である。
　表面側（上面側）の導体層を表面導体層１１とし、裏面側（下面側）の導体層を裏面導体層１５とする。
　表面導体層１１の導体はメッシュ形状となっており、一方、裏面導体層１５の導体はプレーン形状である。電磁波伝播シート１０内部を伝播する電磁波は、表面導体層１１のメッシュ形状の開口部１２から染み出る。電磁波伝播シート１０上に電子機器を置くと、染み出してくる電磁場を介した通信が可能になる。
　この技術は、通信のみならず、電力伝送にも適用可能である。例えば、一方の給電用近接カプラを高周波電源に接続し、給電用近接カプラから電磁波伝播シート内に高周波の交流電力を注入する。そして、他方の受電用の近接カプラを電子機器に接続し、受電用近接カプラを電磁波伝播シート１０に載せる。電磁波伝播シート表面から染み出てくる電磁波を受電用近接カプラによって吸い上げ、吸い上げた電磁波を整流回路で直流に変換等して、電子機器に電力を供給する。電力伝送では比較的大きい電力を扱うことから、図１２Ａの側面図に示すように、表面導体層１１の導体と裏面導体層１５の導体とをシート端部において導体（ショート導体１４）で電気的に接続し、シート端部からの電磁波漏洩を抑えた構成とすることが必要となる。
特開２００７－２８１６７８（図１）
篠田裕之ら、「表面マイクロ波を用いた信号と電力の同時伝送法（ユビキタス・センサネットワークを支える理論、および一般）」、社団法人電子情報通信学会技術研究報告　Ｖｏｌ．１０７，　Ｎｏ．５３（２００７０５１７）　ｐｐ．　１１５－１１８
　しかし、上述した電磁波伝播シートはシート端部が導体で覆われているため、導波管と類似の構造となり、カットオフ周波数を有する。カットオフ周波数を持つことにより電磁波伝播シートの幅に制約が生じる。つまり、伝播させたい電磁波がカットオフ周波数より高い周波数となるようなサイズまでしか電磁波伝播シートの幅を狭小化できない。幅が狭くできないなどの設計の自由度が小さいと、電磁波伝播シートを狭いスペースに実装できないなどの不都合が生じ、二次元通信技術の適用範囲が限定され、産業上好ましくない。
　本発明の目的は、カットオフ周波数を低周波側にシフトさせて、幅をより狭くすることができる電磁波伝播シートを提供することにある。
　本発明の電磁波伝播シートは、
　第１の向きの複数の配線と第２の向きの複数の配線とが交差しているメッシュ状の第１導体層と、
　プレーン状の第２導体層と、
　前記第１導体層と前記第２導体層とに挟まれた誘電体層と、を備え、
　前記第１の向きの配線と前記第２の向きの配線との単位長あたりのインダクタンスが異なる
　ことを特徴とする。
　本発明によれば、カットオフ周波数を低下させて、幅の狭い電磁波伝播シートを実現できる。
第１実施形態の上面図と側面図とを示す図。 第１実施形態の断面図。 第１実施形態の裏面を示す図。 効果確認のためのシミュレーション結果を示す図。 第２実施形態の上面図と側面図とを示す図。 第２実施形態の断面図。 第２実施形態の変形例を示す図。 第３実施形態の上面図と側面図とを示す図。 第４実施形態を示す図。 効果確認のためのシミュレーション結果を示す図。 第５実施形態の上面図と側面図とを示す図。 第５実施形態の変形例を示す図。 第５実施形態の変形例を示す図。 第６実施形態を示す図。 ショート導体の形状の変形例を示す断面図。 背景技術において、電磁波伝播シートの上面図および側面図を示す図。 図１３Ａ中のＸＩＩＩＢ－ＸＩＩＩＢ線で断面した断面図。 背景技術において、電磁波伝播シートの下面図。
　本発明の実施形態を図示するとともに図中の各要素に付した符号を参照して説明する。
　（第１実施形態）
　図１Ａ、図１Ｂ、図１Ｃに、第１実施形態に係る電磁波伝播シートを示す。
　図１Ａは、電磁波伝播シート１００の上面図および側面図である。
　図１Ｂは、図１Ａ中のＩＢ－ＩＢ線で断面した断面図である。
　図１Ｃは、電磁波伝播シートの下面図であり、図１Ａ中のＩＣ矢線の方向から見た図である。
　なお、側面図および断面図において、理解が容易になるように手前に見る配線の外形線を少し盛り上げて描画したが、実際には、シート長さ方向の配線１１１とシート幅方向の配線１１２とは面一（つらいち）に設けられるものである。
　電磁波伝播シート１００は、平面視が矩形の板状シートであり、剛性を有していてもよく、あるいは、折り曲げ可能であってもよい。
　電磁波伝播シート１００は、メッシュ形状の導体によって形成された表面導体層１１０と、プレーン形状の導体によって形成された裏面導体層１２０と、これら導体層の間に挟まれた誘電体層１３０と、を備える。
　誘電体層１３０としては、例えばポリマーの発泡体などを用いることができる。
　図１Ａの側面図に見られるように、表面導体層１１０を形成するメッシュ形状導体と裏面導体層１２０を形成するプレーン形状導体とは、電磁波伝播シート１００の端部でショート導体１４０により接続されており、シート端部の４面全てがショート導体１４０で囲まれている。ショート導体１４０は、導電性テープの貼付け、金属めっき、導電性塗料の塗布などにより実現可能である。
　図示したショート導体１４０は、好ましい形態としてシート側面全体を覆っているが、電磁波伝播シート１００を伝播させる電磁波の波長より十分短いサイズの開口があってもよい。
　なお、この電磁波伝播シート１００はプリント配線基板で実現することも可能で、その場合、ショート導体１４０は、表面導体層（メッシュ形状導体）１１０と裏面導体層（プレーン形状導体）１２０との間を接続するビアを電磁波の波長より十分短い間隔で配置することで構成できる。
　第１実施形態の特徴は、表面導体層１１０を形成するメッシュ形状導体の配線幅が、シート長さ方向（長辺に沿う方向）とシート幅方向（短辺に沿う方向）とで寸法が異なる点にある。
　図１Ａの表面導体層１１０の上面図においては、シート長さ方向の配線１１１に比べてシート幅方向の配線１１２の幅の方が細くなっている。このような構成にすることにより、シート幅方向の配線の幅とシート長さ方向の配線の幅とが同幅である場合に比べて、シート幅方向の配線１１２の単位長あたりのインダクタンスが大きくなる。すると、シート１００を伝播する電磁波の波長がシート幅方向に対して短縮され、シート１００の幅が等価的に広がり、カットオフ周波数は低周波側にシフトする。このようにカットオフ周波数を低下させることができると、電磁波の周波数から単純に決まる特定の寸法よりもシート幅を狭小化することが可能となる。
　図２に、効果の確認のために行ったシミュレーションの結果を示す。
　モデルの緒元として、誘電体１３０の厚みを１ｍｍ、比誘電率を２．３、表面導体層１１０（メッシュ形状導体）のシート長さ方向の配線１１１の幅を１ｍｍとした。そして、シート幅方向の配線１１２の幅を１ｍｍから０．２ｍｍまで細くした。シート幅は３６ｍｍとした。このような条件で、透過特性Ｓ２１（シート長さ方向の距離２５０ｍｍ間の透過特性）を求め、縦軸にとった。
　図２を見れば明らかであるように、減衰量が急激に大きくなる周波数、すなわち、カットオフ周波数が、シート幅方向の配線１１２の幅を細くすることで３５０ＭＨｚ程度低周波側にシフトしている。これにより、線幅が１ｍｍのときには減衰量が大きくて透過できなかった周波数（例えば２．８ＧＨｚ）の電磁波でも、線幅を０．２ｍｍとすることで透過できるようになることがわかる。
　ここで、シート長さ方向の配線１１１の幅についても１ｍｍから０．２ｍｍに細くすることも考えられる。この場合でも、シート幅方向の配線を０．２ｍｍにすれば、同様にカットオフ周波数は低下する。
　しかしながら、このようにシート長さ方向の配線についてもシート幅方向の配線と同様に細くすると、次のような欠点もある。
　すなわち、シート長さ方向の配線１１１の幅を細くすると、配線１１１に流れる電流密度が大きくなり、大きな電力を伝送するのには向かない。
　また、シート長さ方向の配線１１１の幅を細くすると、表面導体層１１０におけるメッシュ導体のない領域、すなわち開口面積が大きくなる。すると、シート表面からシート外部へ漏出する電磁波の量が増加する。
　したがって、本実施形態で説明したように、シート長さ方向の配線１１１の幅を変えずに、幅方向の配線１１２の幅のみを細くすることでカットオフ周波数を低周波化することが好ましい。
　なお、配線の幅が細いとは、図１Ａに示したように平面視で細い場合の他、平面視で見たときは同幅ではあるが、厚みを薄くするような場合も含む。
　すなわち、両者の断面積で比較した場合に、断面積が小さい方を「細い」と解釈してもよい。
　また、シート長さ方向の配線１１１と、シート幅方向の配線１１２と、で断面積を比べたときに、シート幅方向の配線１１２の方がわずかでも小さければ本発明の技術的範囲に含まれると解する。
　シート長さ方向の配線１１１の断面積とシート幅方向の配線１１２の断面積とを比べたときに、例えば１．０：０．９でももちろんよい。
　さらには、１．０：０．７や１．０：０．５といったように、シート幅方向の配線１１２の断面積がシート長さ方向の配線１１１の断面積の半分程度であってもよい。
　さらに、１．０：０．３や１．０：０．１といったように、シート幅方向の配線１１２がシート長さ方向の配線１１１に比べて極細であってもよい。
　（第２実施形態）
　次に、第２実施形態を説明する。
　図３Ａ、図３Ｂ、図４は、第２実施形態を示す図である。　図３Ａは、電磁波伝播シート２００の上面図および側面図である。
　図３Ｂは、図３Ａ中のＩＩＩＢ－ＩＩＩＢ線で断面した断面図である。第２実施形態が第１実施形態と異なる点は、表面導体層（メッシュ形状導体）１１０のシート幅方向の配線１１２の上に磁性体２１０が設置されている点にある。磁性体２１０としては例えばフェライトなどを用いることができ、印刷や塗布、磁性体シートの貼り付けなどで形成可能である。
　図３Ａでは、シート幅方向の配線１１２の幅がシート長さ方向の配線１１１の幅より細くなっているが、図４に示すように同じ幅にしてもよい。さらには、シート幅方向の単位長さあたりのインダクタンスが大きくなるのであれば、シート幅方向の配線１１２の幅の方がより太くてもよい。
　また、表面導体層１１０の上にメッシュ形状導体が破断（断線）しないように、保護用の誘電体層を設置する場合には、この保護用誘電体層の上に磁性体を設置しても良い。
　シート幅方向の配線１１２の上に磁性体２１０を設置することで、シート幅方向の配線１１２の単位長あたりのインダクタンスを大きくすることができる。したがって、上記実施形態と同じ作用効果を奏することができる。
　（第３実施形態）
　次に、第３実施形態を説明する。
　図５に、第３実施形態を示す。
　第３実施形態が第１実施形態と異なる点は、表面導体層１１０（メッシュ形状導体）と裏面導体層１２０（プレーン形状導体）とがシート端部において導体（ショート導体）で接続されていない点にある。すなわち、図５の側面図において、ショート導体がなく、側面視で誘電体が見えていることになる。
　電磁波伝播シート３００を通信用途に使う場合、無線ＬＡＮなどの一般的な無線方式の通信であれば、シート端部から電磁波が漏出してもよい。
　無線ＬＡＮで通信する機器というのはそもそも空間で無線通信を行うものであるので、電磁波伝播シート３００から漏れ出した電磁波があったとしても、それは他の無線機器の通信の障害にはならない。したがって、シート端部が導体で接続されている必要はなく、この場合、ショート端形成のコストも削減できる。
　シート端部からの漏出は他の無線機器への妨害という観点では問題ないが、この漏出を抑えることで、暗号化技術に頼らないで物理的に情報漏洩が少ない通信システムを実現できるのであるから、出来る限り漏出は抑えたいという要望はもちろんある。
　ここで、シート幅が電磁波の半波長の自然数倍になると、電磁的な共振現象が発生してシート端部からの漏出が大きくなることが知られている。しかし、実装上の理由などで幅が規定されてしまい、止むを得ずシート幅を共振が発生するサイズに近い寸法とすることが必要な場合もある。この場合、シート端部からの漏出が大きくなってしまう。
　そこで、図５に示すように、表面導体層１１０（メッシュ形状導体）のシート幅方向の配線１１２の幅を細くしてシート幅方向の単位長さあたりのインダクタンスを大きくする。すると、電磁波伝播シート３００を伝播する電磁波のシート幅方向の波長を短縮できるので、シート幅方向の共振が発生する周波数をずらすことが可能となる。これにより、シート端部からの漏出を抑え、物理的に情報漏洩の少ない通信システムが実現できる。
　（第４実施形態）
　次に、第４実施形態を説明する。
　図６に第４実施形態を示す。
　第４実施形態が第１実施形態と異なる点は、表面導体層１１０（メッシュ形状導体）のシート幅方向の配線１１２が直線ではなく、直線よりも長い配線で、矩形状にジグザグしたメアンダ形状である点にある。
　図６では、シート幅方向の配線１１２の全てが同じ形状になっているが、同じでなくてもよい。また図６においてシート幅方向の配線１１２の幅はシート長さ方向の配線１１１の幅よりも細くなっているが、同じ幅であってもよい。さらには、直線の場合よりも単位長さあたりのインダクタンスが大きくなるのであれば、シート幅方向の配線１１２の幅はより太くてもよい。
　シート幅方向の配線１１２の長さをジグザグにして直線よりも長くすると、シート幅方向の配線１１２のインダクタンスが大きくなる。その結果、シート幅方向の単位長あたりのインダクタンスが大きくなり、シートを伝播する電磁波の波長がシート幅方向に対して短縮され、シートの幅が等価的に広がる。したがって、上記実施形態と同じ作用効果を奏することができる。
　図７に、効果の確認のために行ったシミュレーションの結果を示す。
　モデルの緒元として、誘電体の厚みを１ｍｍ、比誘電率を２．３、メッシュ形状導体のシート長さ方向の配線の幅を１ｍｍとした。そして、シート幅方向の配線を０．２ｍｍの幅で直線とした場合と、０．２ｍｍの幅でミアンダ形状にした場合と、を比べた。参考までに、シート幅方向の配線が１ｍｍ幅で直線の場合も示してある。シート幅は３６ｍｍである。このような条件で、透過特性Ｓ２１（シート長さ方向の距離２５０ｍｍ間の透過特性）を求め、縦軸にとった。
　図７から明らかなように、減衰量が急激に大きくなる周波数、すなわちカットオフ周波数が、シート幅方向の配線１１２をメアンダ形状にすることで２５０ＭＨｚ程度低周波側にシフトしている。これにより、０．２ｍｍ幅の直線のときには減衰量が大きくて透過できなかった周波数（例えば２．５ＧＨｚ）の電磁波でも、シート幅方向の配線１１２をミアンダ形状とすることで透過できるようになることがわかる。
　（第５実施形態）
　次に、第５実施形態を説明する。
　図８に、第５実施形態を示す。
　第５実施形態が第４実施形態と異なる点は、表面導体層（メッシュ形状導体）１１０のシート幅方向の配線１１２（ここではメアンダ形状の配線）の上に磁性体２１０が設置されている点にある。
　磁性体２１０としては例えばフェライトなどを用いることができ、印刷や塗布、磁性体シートの貼り付けなどで形成可能である。
　図８では、シート幅方向のミアンダ形状配線１１２の幅がシート長さ方向の配線１１１の幅より細くなっているが、両者が同じ幅であってもよい。さらに、シート幅方向の単位長さあたりのインダクタンスが大きくなるのであれば、シート幅方向の配線１１２の幅が太くなっても良い。また、表面導体層１１０の配線１１１、１１２が破断（断線）しないよう保護する誘電体層（不図示）を設置する場合、この保護用誘電体層の上に磁性体２１０を設置しても良い。
　表面導体層（メッシュ形状導体）１１０のシート幅方向のメアンダ形状配線１１２の上に磁性体２１０を設置することで、シート幅方向の配線１１２の単位長あたりのインダクタンスが大きくなる。したがって、上記実施形態と同じ作用効果を奏することができる。
　なお、上記第４、第５実施形態においては、シート幅方向の配線１１２をメアンダ状にしたが、図９のように波形であってもよく、図１０のようにノコギリ歯形であってもよいのはもちろんである。
　（第６実施形態）
　次に、電磁波伝播シートを利用した二次元通信システムを例示する。
　二次元通信システム（サーフェイス通信システム）６００は、図１１に示すように、電磁波伝播シート１００の上に複数の近接カプラ３２、４２、５２が載置される構造をとる。ここでは、電磁波伝播シート１００を介し、給電ユニット３０から供給される電力を第１電子機器４０と第２電子機器５０とが受電する。また、第１電子機器４０と第２電子機器５０とが電磁波伝播シート１００を介して情報通信を行う。
　電磁波伝播シート１００は、上記実施形態で説明したものである。
　給電ユニット３０は、電磁波伝播シート１００に電力を供給する。
　給電ユニット３０は、電源３１と、給電用近接カプラ３２と、を有する。
　電源３１は、所定の電圧および所定の周波数にコントロールした電力を給電用近接カプラ３２に供給する。
　給電用近接カプラ３２は、電磁波結合部３３を有している。
　この電磁波結合部３３が、表面導体層（メッシュ形状導体）１１０から電磁波伝播シート１００の内部に電磁波を送り込むようになっている。
　第１電子機器４０は、第１本体機器４１と、近接カプラ４２と、を有する。
　近接カプラ４２は、電磁波結合部４３を有している。
　この電磁波結合部４３は、表面導体層（メッシュ形状導体部）１１０から漏洩してくる電磁波を吸い込んで受電するようになっている。
　電磁波結合部４３が電力を受電し、これを直流に変換することにより、第１本体機器４１は動作電力を得る。
　また、第１本体機器４１から所定周波数で情報信号が発信されると、この情報信号が電磁波結合部４３から電磁波伝播シート１００に送り込まれる。
　第２電子機器５０の構成は、第１電子機器４０と同じであるので、系統的な符号を付し、説明は省略する。
　このような構成において、給電ユニット３０から電力を電磁波伝播シート１００に給電すると、近接カプラ４２、５２を介して、第１電子機器４０および第２電子機器５０が受電する。
　このとき、近接カプラ４２、５２は、電磁波伝播シート上の任意の位置に載置できるので、第１電子機器４０および第２電子機器５０は電磁波伝播シート上の任意の位置で給電を受けながら動作することができる。
　また、第１電子機器４０と第２電子機器５０とは、電磁波伝播シート１００を介して情報通信を行うことができる。
　近接カプラ４２、５２は、電磁波伝播シート上の任意の位置に載置できるので、第１電子機器４０と第２電子機器５０とは電磁波伝播シート上の任意の位置で情報のやりとりを行うことができる。
　なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
　上記実施形態の説明では、ショート導体１４０は表面導体層と裏面導体層とに挟まれた状態で設けられている場合を例示したが、図１２のように、表面導体層および裏面導体層のさらに外側から外側端面部に被せるようにしてショート導体１４０Ａを設けるようにしてもよい。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１２年３月２８日に出願された日本出願特願２０１２－０７４５９１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１０・・・電磁波伝播シート、１１・・・表面導体層、１２・・・開口部、１３・・・誘電体、１４・・・ショート導体、１５・・・裏面導体層、３０・・・給電ユニット、３１・・・電源、３２・・・近接カプラ、３３・・・電磁波結合部、４０・・・第１電子機器、４１・・・第１本体機器、４２・・・近接カプラ、４３・・・電磁波結合部、５０・・・第２電子機器、５１・・・第２本体機器、５２・・・近接カプラ、５３・・・電磁波結合部、１００・・・電磁波伝播シート、１１０・・・表面導体層、１１１・・・シート長さ方向の配線、１１２・・・シート幅方向の配線、１２０・・・裏面導体層、１３０・・・誘電体層、１４０、１４０Ａ・・・ショート導体。

Claims (9)

  1. 　第１の向きの複数の配線と第２の向きの複数の配線とが交差しているメッシュ状の第１導体層と、
    　プレーン状の第２導体層と、
    　前記第１導体層と前記第２導体層とに挟まれた誘電体層と、を備え、
    　前記第１の向きの配線と前記第２の向きの配線とで単位長あたりのインダクタンスが異なる
    　ことを特徴とする電磁波伝播シート。
  2. 　請求項１に記載の電磁波伝播シートにおいて、
    　前記第１の向きの配線が前記第２の向きの配線よりも細い
    　ことを特徴とする電磁波伝播シート。
  3. 　請求項１または請求項２に記載の電磁波伝播シートにおいて、
    　前記第１の向きの配線が、直線形状よりも長くなる形状である
    　ことを特徴とする電磁波伝播シート。
  4. 　請求項３に記載の電磁波伝播シートにおいて、
    　前記第１の向きの配線が、メアンダ形状、波型および鋸歯形状のうちのいずれかである
    　ことを特徴とする電磁波伝播シート。
  5. 　請求項１から請求項４のいずれかに記載の電磁波伝播シートにおいて、
    　前記第１の向きの配線の上に磁性体が設置されている
    　ことを特徴とする電磁波伝播シート。
  6. 　請求項１から請求項５のいずれかに記載の電磁波伝播シートにおいて、
    　当該電磁波伝播シートは平面視で矩形であり、
    　前記第１の向きの配線は当該電磁波伝播シートの短辺に沿った方向であり、
    　前記第２の向きの配線は当該電磁波伝播シートの長辺に沿った方向である
    　ことを特徴とする電磁波伝播シート。
  7. 　請求項１から請求項６のいずれかに記載の電磁波伝播シートにおいて、
    　前記第１導体層と前記第２導体層とを当該電磁波伝播シートの端部で接続するショート導体をさらに備える
    　ことを特徴とする電磁波伝播シート。
  8. 　請求項１から請求項６のいずれかに記載の電磁波伝播シートにおいて、
    　当該電磁波伝播シートの端部にはショート導体が設けられていない
    　ことを特徴とする電磁波伝播シート。
  9. 　請求項１に記載の電磁波伝播シートと、
    　前記電磁波伝播シートに対して電磁波の送信または受信を行う電磁波結合手段を有する近接カプラと、
    　この近接カプラに電気的に接続された電子機器と、を備える二次元通信システム。
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