WO2013080298A1 - 変圧器およびそれを含む変圧装置 - Google Patents

変圧器およびそれを含む変圧装置 Download PDF

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transformer
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differential
magnetic flux
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敏広 野田
小林　伸匡
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三菱電機株式会社
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    • H01F27/34—Special means for preventing or reducing unwanted electric or magnetic effects, e.g. no-load losses, reactive currents, harmonics, oscillations, leakage fields
    • H01F27/38—Auxiliary core members; Auxiliary coils or windings
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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a transformer and a transformer device including the same, and more particularly to a transformer mounted on an electric vehicle and a transformer device including the transformer.
  • harmonic current noise having a frequency higher than the rated frequency of the transformer is generated from the transformer device mounted on the railway vehicle. Harmonic current noise flows out to the return line through the transformer. Therefore, it is necessary to consider not causing inductive interference in various signals due to harmonic current noise.
  • the transformer reactance value is important as a parameter to suppress the occurrence of inductive faults. Since harmonic current noise generated in a converter and an inverter included in the transformer device flows out to the return line through the transformer, the magnitude of the harmonic current noise depends on the reactance value of the transformer.
  • the reactance value of the transformer is a very important factor from the viewpoint of stable control of the transformer.
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2009-182115 (Patent Document 1) is a prior document disclosing a transformer capable of obtaining a high reactance value in a frequency band of harmonic components.
  • the transformer described in Patent Document 1 includes a primary winding that receives power supply from a current collector, a secondary winding, and an auxiliary winding connected in parallel to the secondary winding. ing.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a small transformer capable of suppressing the occurrence of inductive failure and a transformer device including the same.
  • a transformer according to the present invention is wound around an iron core, a primary winding wound around the iron core, a secondary winding wound around the iron core along with the primary winding, and the iron core. And a differential winding connected in series with the secondary winding.
  • the present invention it is possible to reduce the size of the transformer and the transformer device while suppressing the occurrence of the induction failure.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a railway vehicle equipped with a transformer device according to an embodiment of the present invention. It is a perspective view which shows the external appearance of the transformer which concerns on the same embodiment.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view seen from the direction of arrows III-III in FIG. 2, showing current and magnetic flux generated in the transformer when the differential winding is not included in the closed circuit.
  • (A) is sectional drawing which looked at one window part of the iron core which shows the electric current and magnetic flux which generate
  • (B) is differential It is a graph which shows the leakage magnetic flux which generate
  • (A) is sectional drawing which looked at one window part of the iron core which shows the electric current and magnetic flux which generate
  • (B) is a differential winding. It is a graph which shows the leakage magnetic flux which generate
  • (A) is a cross-sectional view of one window of the iron core showing the current and magnetic flux generated in the transformer when the number of turns of the differential winding included in the closed circuit is changed stepwise;
  • (B) is a graph showing the leakage magnetic flux generated in the iron core when the number of turns of the differential winding included in the closed circuit is changed stepwise.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a railway vehicle equipped with a transformer device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a perspective view showing the appearance of the transformer according to the present embodiment.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view taken along the line III-III in FIG. 2, showing the current and magnetic flux generated in the transformer when the differential winding is not included in the closed circuit.
  • a railway vehicle 200 that is an electric vehicle includes a pantograph 2, a transformer 100, and a motor 9.
  • Transformer 100 includes a transformer 50, a converter 7, an inverter 8, and a switch 6.
  • the transformer 50 includes a primary winding 3, a secondary winding 4, a differential winding 5, and an iron core 10.
  • the pantograph 2 is connected to the overhead line 1.
  • the primary winding 3 includes a first terminal connected to the pantograph 2 and a second terminal provided on the opposite side of the first terminal and connected to a ground node to which a ground voltage is supplied. Have.
  • the primary winding 3 is wound around the iron core 10.
  • the iron core 10 has two windows.
  • the secondary winding 4 is magnetically coupled to the primary winding 3. Specifically, the secondary winding 4 is wound around the iron core 10 along with the primary winding 3.
  • the secondary winding 4 has a terminal 6 a provided on one end side of the secondary winding 4 and a terminal 6 b provided on the other end side of the secondary winding 4. Terminal 6 a is connected to the first input terminal of converter 7.
  • the differential winding 5 is magnetically coupled to the primary winding 3. Specifically, the differential winding 5 is wound around the iron core 10 with the secondary winding 4 sandwiched between the primary winding 3 and is connected in series with the secondary winding 4. .
  • the position of the differential winding 5 is not limited to the above, and may be located outside either the primary side winding 3 or the secondary side winding 4.
  • the differential winding 5 includes two windings 5S and 5T wound around the iron core 10 by the same number of turns in opposite directions, each having a winding start portion and a winding end portion.
  • the winding 5S is composed of a plurality of conductors 5a, 5c, 5e, and 5g.
  • the winding 5T is composed of a plurality of conductors 5b, 5d, 5f, and 5h.
  • the number of conductors included in each of the windings 5S and 5T may be equal to each other, and may be one or more.
  • the differential winding 5 has a difference between a terminal 6b provided on one end side of the differential winding 5 and terminals 6c, 6d, 6e provided in the middle, which are alternatively connected by the switch 6. And a terminal 6 f provided on the other end side of the winding 5. That is, the terminal 6 b is shared by the secondary winding 4 and the differential winding 5.
  • the switch 6 selectively includes the differential winding 5 in the closed circuit including the secondary winding 4. That is, the switch 6 selectively connects the terminal 6z connected to the second input terminal of the converter 7 and any of the terminals 6b, 6c, 6d, 6e, and 6f, so that the differential winding 5 is The state is switched to a state included or not included in a closed circuit including the secondary winding 4.
  • the single-phase AC voltage supplied from the overhead wire 1 is supplied to the primary winding 3 via the pantograph 2. As shown in FIG. 3, an alternating current 3 a flows through the primary winding 3 due to the alternating voltage supplied to the primary winding 3. Thereby, the main magnetic flux 10 b is generated in the iron core 10.
  • an alternating voltage is induced by the main magnetic flux 10 b generated in the iron core 10 according to the ratio between the number of turns of the primary side winding 3 and the number of turns of the secondary side winding 4, An alternating current 4a flows.
  • the differential winding 5 is composed of two windings 5S and 5T wound around the iron core 10 by the same number of turns in opposite directions. Therefore, the AC voltage induced in the winding 5S and the winding 5T is canceled by the main magnetic flux 10b generated in the iron core 10, and the terminal 6b of the differential winding 5 and the terminals 6c, 6d, 6e, 6f No voltage is generated between them.
  • the converter 7 converts the AC voltage induced in the secondary winding 4 into a DC voltage.
  • Inverter 8 converts the DC voltage received from converter 7 into a three-phase AC voltage and outputs it to motor 9.
  • Motor 9 is driven by a three-phase AC voltage received from inverter 8.
  • FIG. 4A is a cross-sectional view of one window portion of the iron core showing the current and magnetic flux generated in the transformer when the differential winding is not included in the closed circuit.
  • FIG. 4B is a graph showing the leakage magnetic flux generated in the iron core when the differential winding is not included in the closed circuit.
  • the vertical axis indicates the magnitude of the leakage magnetic flux F
  • the horizontal axis corresponds to the position on the iron core shown in FIG.
  • This reactance can attenuate harmonic current noise generated from the converter 7 or the inverter 8 included in the transformer 100.
  • the reactance value is not an appropriate value, the harmonic current noise cannot be effectively attenuated.
  • the frequency of the harmonic current noise to be regulated changes. In these cases, it becomes necessary to change the reactance value of the transformer 50.
  • the reactance value of the transformer 50 is changed by switching the switch 6 and including the differential winding 5 in the closed circuit. Specifically, any one of the terminals 6c, 6d, 6e, and 6f and the terminal 6z are connected by the switch 6.
  • FIG. 5 is a cross-sectional view seen from the same direction as FIG. 3, showing the current and magnetic flux generated in the transformer with the differential winding included in the closed circuit.
  • the winding 5 ⁇ / b> S of the differential winding 5 has a main magnetic flux 10 b generated in the iron core 10 according to the ratio between the number of turns of the primary side winding 3 and the number of turns of the winding 5 ⁇ / b> S.
  • An alternating voltage is induced and an alternating current 5p flows.
  • the winding 5S and the winding 5T are wound around the iron core 10 by the same number of turns in opposite directions, so that the alternating current 5p and the alternating current 5q flow in opposite directions and have the same current value. It is. Therefore, the alternating current 5p and the alternating current 5q are canceled in the differential winding 5. As a result, no voltage is generated between both ends of the differential winding 5, and the differential winding 5 does not affect the AC voltage induced in the secondary winding 4.
  • FIG. 6 (A) is a cross-sectional view of one window of the iron core showing the current and magnetic flux generated in the transformer with the differential winding included in the closed circuit.
  • FIG. 6B is a graph showing the leakage magnetic flux generated in the iron core with the differential winding included in the closed circuit.
  • the vertical axis indicates the magnitude of the leakage magnetic flux F
  • the horizontal axis corresponds to the position on the iron core shown in FIG. 6 (A).
  • the leakage magnetic flux 5x is generated by the alternating current 5p flowing through the winding 5S.
  • a leakage magnetic flux 5y is generated.
  • a leakage flux F as shown in FIG. 6B is generated in the iron core 10, so that a high reactance value can be obtained as compared with a state where the differential winding 5 is not included in the closed circuit. it can.
  • the AC voltage supplied to the primary winding 3 is V 1
  • the AC voltage induced in the secondary winding 4 is V 2
  • the number of turns of the primary winding 3 is N 1 , 2
  • V 2 N 2 V 1 / N 1 is satisfied.
  • V 2 increases by ⁇ V 1 / N 1 .
  • various problems may occur due to an increase in the AC voltage induced in the secondary winding 4.
  • the reactance of the transformer 50 can be changed without changing the AC voltage induced in the secondary winding 4. Therefore, the transformer 100 can be controlled stably.
  • the winding resistance in the transformer 50 is increased, and the reactance of the transformer 50 at the rated frequency is increased.
  • the value can be increased.
  • the transformer 50 includes the differential winding 5 connected in series with the secondary side winding 4, so that the reactor device is the transformer 50. Since it is not necessary to arrange separately, downsizing can be achieved.
  • the switch 6 since the differential winding 5 has terminals 6b, 6c, 6d, 6e, and 6f that are selectively connected to the switch 6, the switch 6 is switched. Thus, the reactance value of the transformer 50 can be changed stepwise.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing the configuration of the differential winding according to the present embodiment.
  • a plurality of conductors 5a, 5c, 5e, and 5g which are positioned in parallel with each other, continue for a predetermined turn in the same plane around the winding start portion. It is constituted by being wound around.
  • a plurality of conductors 5b, 5d, 5f, and 5h positioned in parallel with each other are wound continuously around the winding start portion for a predetermined turn within the same plane. Is configured.
  • the winding 5T is wound in the opposite direction to the winding 5S.
  • the conductor 5a and the conductor 5b, the conductor 5c and the conductor 5d, the conductor 5e and the conductor 5f, and the conductor 5g and the conductor 5h are connected at the winding start portion of the winding 5S and the winding start portion of the winding 5T.
  • the conductor 5b and the conductor 5c, the conductor 5d and the conductor 5e, and the conductor 5f and the conductor 5g are connected at the end of the winding 5S and the end of the winding 5T.
  • a terminal 6c is drawn out from a connection portion between the conductor 5b and the conductor 5c.
  • a terminal 6d is drawn from a connection portion between the conductor 5d and the conductor 5e.
  • a terminal 6e is drawn from a connection portion between the conductor 5f and the conductor 5g.
  • a terminal 6f is connected to the end of the conductor 5h.
  • the structure of the terminal lead-out portion becomes simple.
  • the structure of the moving winding 5 can be simplified and the transformer 50 can be reduced in size.
  • the configuration of the differential winding 5 is not limited to the above. For example, the number of windings may be increased, and the terminal may be drawn from each increased winding.
  • any one of the terminals 6c, 6d, 6e, and 6f and the terminal 6z can be alternatively connected by switching the switch 6.
  • FIG. 8A is a cross-sectional view of one window of the iron core showing the current and magnetic flux generated in the transformer when the number of turns of the differential winding included in the closed circuit is changed stepwise. is there.
  • FIG. 8B is a graph showing the leakage magnetic flux generated in the iron core when the number of differential windings included in the closed circuit is changed stepwise.
  • the vertical axis indicates the magnitude of the leakage magnetic flux F
  • the horizontal axis corresponds to the position on the iron core shown in FIG.
  • the terminal 6c and the terminal 6z are sequentially connected, the terminal 6d and the terminal 6z are connected, the terminal 6e and the terminal 6z are connected, Terminal 6f and terminal 6z are connected.
  • the leakage magnetic flux 5x is generated by the alternating current 5p flowing through the winding 5S.
  • an alternating current 5q flows through the winding 5T, a leakage magnetic flux 5y is generated.
  • the leakage magnetic flux F generated in the iron core 10 increases as the number of turns of the differential winding 5 included in the closed circuit increases.
  • the reactance value of the transformer 50 is increased. Therefore, the reactance of the transformer 50 can be easily changed by selectively connecting any one of the terminals 6c, 6d, 6e, and 6f to the terminal 6z by switching the switch 6.
  • the plurality of terminals 6c, 6d, 6e, and 6f are drawn from the differential winding 5 so that the number of turns of the differential winding 5 can be changed, but at least the differential winding 5 is in series. If the secondary winding 4 is connected to the secondary winding 4, it is possible to reduce the size of the transformer 100 while suppressing the occurrence of induction failure. Therefore, the transformer apparatus 100 does not necessarily include the switch 6.

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Abstract

　変圧器(５０)は、鉄心(１０)と、鉄心(１０)に巻回された１次側巻線(３)と、１次側巻線(３)と並んで鉄心(１０)に巻回された２次側巻線(４)と、鉄心(１０)に巻回されて２次側巻線(４)と直列に接続される差動巻線(５)とを備える。

Description

変圧器およびそれを含む変圧装置
　本発明は、変圧器およびそれを含む変圧装置に関し、特に、電動車両に搭載される変圧器およびそれを含む変圧装置に関する。
　鉄道車両およびその路線においては、様々な周波数帯の信号が使用されている。また、鉄道車両に搭載されている変圧装置からは、変圧器の定格周波数より高い周波数を有する高調波電流ノイズが発生する。高調波電流ノイズは、変圧器を介して帰線に流出する。そのため、高調波電流ノイズにより、各種の信号に誘導障害を引き起こさないようにする考慮が必要である。
　誘導障害の発生を抑制するパラメータとして、変圧器のリアクタンス値が重要である。変圧装置に含まれるコンバータおよびインバータなどで発生する高調波電流ノイズは変圧器を介して帰線に流出するため、高調波電流ノイズの大きさは変圧器のリアクタンス値に依存する。また、変圧器のリアクタンス値は、変圧装置の安定制御の面からも非常に重要なファクターである。
　高調波成分の周波数帯において高いリアクタンス値を得られる変圧器を開示した先行文献として、特開２００９－１８２１１５号公報(特許文献１)がある。特許文献１に記載された変圧器は、集電装置から電力供給を受ける１次側巻線と、２次側巻線と、２次側巻線に並列に接続された補助巻線とを備えている。
特開２００９－１８２１１５号公報
　様々な周波数帯の信号に対する誘導障害を抑制するために、変圧器の定格周波数において高いリアクタンス値が求められる場合がある。また、変圧器には小型化の要請がある。特許文献１に記載の変圧器においては、小型化を図ることは可能であるが、変圧器の定格周波数において高いリアクタンス値を得ることができない。
　本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであって、誘導障害の発生を抑制できる小型の変圧器およびそれを含む変圧装置を提供することを目的とする。
　本発明に基づく変圧器は、鉄心と、鉄心に巻回された１次側巻線と、１次側巻線と並んで鉄心に巻回された２次側巻線と、鉄心に巻回されて２次側巻線と直列に接続される差動巻線とを備える。
　本発明によれば、誘導障害の発生を抑制しつつ変圧器および変圧装置の小型化を図れる。
本発明の一実施形態に係る変圧装置を搭載した鉄道車両の構成を示す回路図である。 同実施形態に係る変圧器の外観を示す斜視図である。 差動巻線を閉回路に含めていない状態で変圧器に発生する電流および磁束を示す、図２のＩＩＩ－ＩＩＩ線矢印方向から見た断面図である。 (Ａ)は、差動巻線を閉回路に含めていない状態で変圧器に発生する電流および磁束を示す、鉄心の一方の窓部を見た断面図であり、(Ｂ)は、差動巻線を閉回路に含めていない状態で鉄心内に発生する漏れ磁束を示すグラフである。 差動巻線を閉回路に含めた状態で変圧器に発生する電流および磁束を示す、図３と同じ方向から見た断面図である。 (Ａ)は、差動巻線を閉回路に含めた状態で変圧器に発生する電流および磁束を示す、鉄心の一方の窓部を見た断面図であり、(Ｂ)は、差動巻線を閉回路に含めた状態で鉄心内に発生する漏れ磁束を示すグラフである。 本実施形態に係る差動巻線の構成を示す模式図である。 (Ａ)は、閉回路に含まれる差動巻線の巻数を段階的に変化させた場合の変圧器に発生する電流および磁束を示す、鉄心の一方の窓部を見た断面図であり、(Ｂ)は、閉回路に含まれる差動巻線の巻数を段階的に変化させた場合の鉄心内に発生する漏れ磁束を示すグラフである。
　以下、本発明の一実施形態に係る変圧器およびそれを含む変圧装置について図面を参照して説明する。以下の実施形態の説明においては、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は繰り返さない。
　図１は、本発明の一実施形態に係る変圧装置を搭載した鉄道車両の構成を示す回路図である。図２は、本実施形態に係る変圧器の外観を示す斜視図である。図３は、差動巻線を閉回路に含めていない状態で変圧器に発生する電流および磁束を示す、図２のＩＩＩ－ＩＩＩ線矢印方向から見た断面図である。
　図１～３に示すように、電動車両である鉄道車両２００は、パンタグラフ２と、変圧装置１００と、モータ９とを備える。変圧装置１００は、変圧器５０と、コンバータ７と、インバータ８と、開閉器６とを含む。変圧器５０は、１次側巻線３と、２次側巻線４と、差動巻線５と、鉄心１０とを含む。
　パンタグラフ２は、架線１に接続されている。１次側巻線３は、パンタグラフ２に接続された第１の端子と、この第１の端子の反対側に設けられ、接地電圧が供給される接地ノードに接続される第２の端子とを有する。１次側巻線３は、鉄心１０に巻回されている。鉄心１０は、２つの窓部を有している。
　２次側巻線４は、１次側巻線３と磁気結合されている。具体的には、２次側巻線４は、１次側巻線３と並んで鉄心１０に巻回されている。２次側巻線４は、２次側巻線４の一方端側に設けられた端子６ａと、２次側巻線４の他方端側に設けられた端子６ｂとを有する。端子６ａは、コンバータ７の第１入力端子と接続されている。
　差動巻線５は、１次側巻線３と磁気結合される。具体的には、差動巻線５は、１次側巻線３との間に２次側巻線４を挟んで鉄心１０に巻回され、２次側巻線４と直列に接続される。ただし、差動巻線５の位置は上記に限られず、１次側巻線３および２次側巻線４のいずれの外側に位置してもよい。
　また、差動巻線５は、互いに逆向きに同じ巻数だけ鉄心１０に巻回されて各々巻始め部および巻終り部を有する２つの巻線５Ｓ，５Ｔを含む。本実施形態においては、巻線５Ｓは、複数本の導体５ａ，５ｃ，５ｅ，５ｇにより構成されている。巻線５Ｔは、複数本の導体５ｂ，５ｄ，５ｆ，５ｈにより構成されている。ただし、巻線５Ｓ，５Ｔにそれぞれ含まれる導体の数は互いに等しければよく、１本以上であればよい。
　差動巻線５は、開閉器６により択一的に接続される、差動巻線５の一方端側に設けられた端子６ｂと、中間に設けられた端子６ｃ，６ｄ，６ｅと、差動巻線５の他方端側に設けられた端子６ｆとを有する。すなわち、端子６ｂは、２次側巻線４と差動巻線５とにより共有される。
　開閉器６は、２次側巻線４を含む閉回路に差動巻線５を選択的に包含させる。すなわち、開閉器６が、コンバータ７の第２入力端子に接続された端子６ｚと端子６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆのいずれかとを択一的に接続することにより、差動巻線５が２次側巻線４を含む閉回路に包含されている状態または包含されていない状態に切り替える。
　図１に示すように開閉器６により端子６ｂと端子６ｚとが接続されている場合には、図３に示すように巻線５Ｓ，５Ｔには交流電流が流れない。この状態が、差動巻線５が２次側巻線４を含む閉回路に包含されていない状態である。
　架線１から供給される単相交流電圧は、パンタグラフ２を介して１次側巻線３に供給される。１次側巻線３に供給される交流電圧により、図３に示すように、１次側巻線３を交流電流３ａが流れる。それにより、鉄心１０内に主磁束１０ｂが発生する。
　２次側巻線４には、鉄心１０内に発生した主磁束１０ｂにより、１次側巻線３の巻数と２次側巻線４の巻数との比に応じた交流電圧が誘起されて、交流電流４ａが流れる。
　上述の通り、差動巻線５は、互いに逆向きに同じ巻数だけ鉄心１０に巻回された２つの巻線５Ｓ，５Ｔから構成されている。そのため、鉄心１０内に発生した主磁束１０ｂにより巻線５Ｓと巻線５Ｔとに誘起された交流電圧同士が打ち消しあって、差動巻線５の端子６ｂと各端子６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆとの間には電圧が発生しない。
　コンバータ７は、２次側巻線４に誘起された交流電圧を直流電圧に変換する。インバータ８は、コンバータ７から受けた直流電圧を三相交流電圧に変換し、モータ９へ出力する。モータ９は、インバータ８から受けた三相交流電圧によって駆動される。
　以下、本実施形態に係る変圧器５０のリアクタンスについて説明する。
　図４(Ａ)は、差動巻線を閉回路に含めていない状態で変圧器に発生する電流および磁束を示す、鉄心の一方の窓部を見た断面図である。図４(Ｂ)は、差動巻線を閉回路に含めていない状態で鉄心内に発生する漏れ磁束を示すグラフである。図４(Ｂ)においては、縦軸に漏れ磁束Ｆの大きさ示し、横軸は図４(Ａ)に示す鉄心上の位置に対応している。
　図４(Ａ)に示すように、１次側巻線３に交流電流３ａが流れることにより、漏れ磁束３ｂが発生する。２次側巻線４に交流電流４ａが流れることにより、漏れ磁束４ｂが発生する。その結果、図４(Ｂ)に示すような漏れ磁束Ｆが鉄心１０内に発生することにより、リアクタンスを得ることができる。
　このリアクタンスにより、変圧装置１００に含まれるコンバータ７またはインバータ８などから発生する高調波電流ノイズを減衰させることができる。
　ただし、リアクタンス値が適正な値でない場合、高調波電流ノイズを効果的に減衰させることができない。また、鉄道車両２００が、周波数帯の異なる信号が用いられている路線に移行した場合には、規制されるべき高調波電流ノイズの周波数が変化する。これらの場合には、変圧器５０のリアクタンス値を変更する必要性が生ずる。
　そこで、開閉器６を切り替えて差動巻線５を閉回路に含めることにより、変圧器５０のリアクタンス値を変更する。具体的には、開閉器６により端子６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆのいずれかと端子６ｚとを接続する。
　図５は、差動巻線を閉回路に含めた状態で変圧器に発生する電流および磁束を示す、図３と同じ方向から見た断面図である。図５に示すように、差動巻線５の巻線５Ｓには、鉄心１０内に発生した主磁束１０ｂにより、１次側巻線３の巻数と巻線５Ｓの巻数との比に応じた交流電圧が誘起されて、交流電流５ｐが流れる。
　同様に、差動巻線５の巻線５Ｔには、鉄心１０内に発生した主磁束１０ｂにより、１次側巻線３の巻数と巻線５Ｔの巻数との比に応じた交流電圧が誘起されて、交流電流５ｑが流れる。
　上述の通り、巻線５Ｓと巻線５Ｔとは、互いに逆向きに同じ巻数だけ鉄心１０に巻回されているため、交流電流５ｐと交流電流５ｑとは、互いに逆向きに流れ、同じ電流値である。よって、交流電流５ｐと交流電流５ｑとは、差動巻線５内において打ち消される。その結果、差動巻線５の両端間には電圧が発生せず、差動巻線５は２次側巻線４に誘起される交流電圧に影響を与えない。
　図６(Ａ)は、差動巻線を閉回路に含めた状態で変圧器に発生する電流および磁束を示す、鉄心の一方の窓部を見た断面図である。図６(Ｂ)は、差動巻線を閉回路に含めた状態で鉄心内に発生する漏れ磁束を示すグラフである。図６(Ｂ)においては、縦軸に漏れ磁束Ｆの大きさ示し、横軸は図６(Ａ)に示す鉄心上の位置に対応している。
　図６(Ａ)に示すように、巻線５Ｓに交流電流５ｐが流れることにより、漏れ磁束５ｘが発生する。巻線５Ｔに交流電流５ｑが流れることにより、漏れ磁束５ｙが発生する。その結果、図６(Ｂ)に示すような漏れ磁束Ｆが鉄心１０内に発生することにより、差動巻線５を閉回路に含めていない状態と比較して、高いリアクタンス値を得ることができる。
　変圧器５０のリアクタンス値を変更する従来の方法として、２次側巻線４の巻数を変化させる方法があるが、この方法の場合、２次側巻線４に誘起される交流電圧も変化するため、コンバータ７への印加電圧が変化して、コンバータ７における絶縁破壊の発生および制御の困難化などの問題が生ずる。
　具体的には、１次側巻線３に供給される交流電圧をＶ1、２次側巻線４に誘起される交流電圧をＶ2、１次側巻線３の巻数をＮ1、２次側巻線４の巻数をＮ2とすると、Ｖ2＝Ｎ2Ｖ1／Ｎ1の関係を満たす。２次側巻線４の巻数をαだけ増やすと、Ｖ2がαＶ1／Ｎ1だけ増加することになる。従来の方法では、この２次側巻線４に誘起される交流電圧の増加により種々の問題が発生することがあった。
　本実施形態に係る変圧器５０においては、２次側巻線４に誘起される交流電圧を変化させることなく変圧器５０のリアクタンスを変更することができる。そのため、変圧装置１００を安定して制御することができる。
　また、変圧器５０においては、２次側巻線４と差動巻線５とが直列に接続されているため、変圧器５０における巻線抵抗を増加させて、定格周波数における変圧器５０のリアクタンス値を高くすることができる。
　上記のように、本実施形態に係る変圧装置１００においては、変圧器５０が２次側巻線４と直列に接続される差動巻線５を有することにより、リアクトル装置を変圧器５０とは別に単体で配置する必要がないため小型化を図ることができる。
　さらに、本実施形態の変圧器５０においては、差動巻線５が開閉器６と選択的に接続される端子６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆを有しているため、開閉器６を切り替えることにより、変圧器５０のリアクタンス値を段階的に変更することができる。
　以下、本実施形態に係る差動巻線５の構成について詳細に説明する。
　図７は、本実施形態に係る差動巻線の構成を示す模式図である。図７に示すように、差動巻線５を構成する巻線５Ｓは、互いに並行に位置する複数本の導体５ａ，５ｃ，５ｅ，５ｇが巻始め部の周囲に同一平面内で所定ターン連続的に巻回されることにより構成されている。
　同様に、差動巻線５を構成する巻線５Ｔは、互いに並行に位置する複数本の導体５ｂ，５ｄ，５ｆ，５ｈが巻始め部の周囲に同一平面内で所定ターン連続的に巻回されることにより構成されている。巻線５Ｔは、巻線５Ｓとは逆向きに巻回されている。
　巻線５Ｓの巻始め部と巻線５Ｔの巻始め部とにおいて、導体５ａと導体５ｂ、導体５ｃと導体５ｄ、導体５ｅと導体５ｆ、導体５ｇと導体５ｈとが接続されている。
　巻線５Ｓの巻終り部と巻線５Ｔの巻終り部とにおいて、導体５ｂと導体５ｃ、導体５ｄと導体５ｅ、導体５ｆと導体５ｇとが接続されている。導体５ｂと導体５ｃとの接続部から端子６ｃが引き出されている。導体５ｄと導体５ｅとの接続部から端子６ｄが引き出されている。導体５ｆと導体５ｇとの接続部から端子６ｅが引き出されている。導体５ｈの末端に端子６ｆが接続されている。
　このように端子６ｃ，６ｄ，６ｅを各導体５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ，５ｇの外周側に位置する巻終わり部から引き出すことにより、端子の引き出し部分の構造が単純になるため、差動巻線５の構造を簡略化して変圧器５０の小型化を図ることができる。ただし、差動巻線５の構成は上記に限られず、たとえば、巻線の枚数を増やし、増やした各巻線から端子を引出すようにしてもよい。
　本実施形態に係る変圧器５０においては、上記の端子６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆのいずれかと端子６ｚとを開閉器６を切り替えて択一的に接続することができる。
　図８(Ａ)は、閉回路に含まれる差動巻線の巻数を段階的に変化させた場合の変圧器に発生する電流および磁束を示す、鉄心の一方の窓部を見た断面図である。図８(Ｂ)は、閉回路に含まれる差動巻線の巻数を段階的に変化させた場合の鉄心内に発生する漏れ磁束を示すグラフである。図８(Ｂ)においては、縦軸に漏れ磁束Ｆの大きさ示し、横軸は図８(Ａ)に示す鉄心上の位置に対応している。
　閉回路に含まれる差動巻線５の巻数を段階的に増加させるように、順次、端子６ｃと端子６ｚとを接続、端子６ｄと端子６ｚとを接続、端子６ｅと端子６ｚとを接続、端子６ｆと端子６ｚとを接続する。
　すると、図８(Ａ)に示すように、巻線５Ｓに交流電流５ｐが流れることにより、漏れ磁束５ｘが発生する。巻線５Ｔに交流電流５ｑが流れることにより、漏れ磁束５ｙが発生する。
　図８(Ｂ)に示すように、閉回路に含まれる差動巻線５の巻数が増加するに従って、鉄心１０内に発生する漏れ磁束Ｆが大きくなる。その結果、変圧器５０のリアクタンス値が高くなる。よって、端子６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆのいずれかと端子６ｚとを開閉器６を切り替えて択一的に接続することにより、変圧器５０のリアクタンスを容易に変化させることができる。
　なお、本実施形態においては、差動巻線５の巻数を変更可能なように差動巻線５から複数の端子６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆを引き出したが、少なくとも差動巻線５が直列に２次側巻線４に接続されていれば、誘導障害の発生を抑制しつつ変圧装置１００の小型化を図れる。よって、変圧装置１００は、必ずしも開閉器６を備えなくてもよい。
　なお、今回開示した上記実施形態はすべての点で例示であって、限定的な解釈の根拠となるものではない。したがって、本発明の技術的範囲は、上記した実施形態のみによって解釈されるものではなく、請求の範囲の記載に基づいて画定される。また、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。
　１　架線、２　パンタグラフ、３　１次側巻線、４　２次側巻線、３ａ，４ａ，５ｐ，５ｑ　交流電流、３ｂ，４ｂ，５ｘ，５ｙ　漏れ磁束、５　差動巻線、５Ｓ，５Ｔ　巻線、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ，５ｇ，５ｈ　導体、６　開閉器、６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆ，６ｚ　端子、７　コンバータ、８　インバータ、９　モータ、１０　鉄心、１０ｂ　主磁束、５０　変圧器、１００　変圧装置、２００　鉄道車両。

Claims (7)

  1. 　鉄心(１０)と、
    　前記鉄心(１０)に巻回された１次側巻線(３)と、
    　前記１次側巻線(３)と並んで前記鉄心(１０)に巻回された２次側巻線(４)と、
    　前記鉄心(１０)に巻回されて前記２次側巻線(４)と直列に接続される差動巻線(５)と
    を備える、変圧器。
  2. 　前記２次側巻線(４)を含む閉回路に前記差動巻線(５)を選択的に包含させる開閉器(６)をさらに備える、請求項１に記載の変圧器。
  3. 　前記差動巻線(５)は、前記開閉器(６)により択一的に接続される端子(６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆ)を有する、請求項２に記載の変圧器。
  4. 　前記差動巻線(５)は、互いに逆向きに同じ巻数だけ前記鉄心(１０)に巻回されて各々巻始め部および巻終り部を有する２つの巻線(５Ｓ，５Ｔ)を含み、
    　前記２つの巻線(５Ｓ，５Ｔ)の各々は、互いに並行に位置する複数本の導体(５ａ，５ｃ，５ｅ，５ｇ)(５ｂ，５ｄ，５ｆ，５ｈ)が前記巻始め部の周囲に同一平面内で所定ターン連続的に巻回されることにより構成され、
    　前記２つの巻線(５Ｓ，５Ｔ)の前記巻始め部同士および前記巻終り部同士において、前記２つの巻線(５Ｓ，５Ｔ)の各々の前記複数本の導体(５ａ，５ｃ，５ｅ，５ｇ)(５ｂ，５ｄ，５ｆ，５ｈ)がそれぞれ接続され、
    　前記巻終り部同士における前記複数本の導体(５ｃ，５ｅ，５ｇ)(５ｂ，５ｄ，５ｆ)の接続部のうちの所定の接続部から前記端子(６ｃ，６ｄ，６ｅ)が引き出されている、請求項３に記載の変圧器。
  5. 　請求項１から４のいずれかに記載の変圧器と、
    　前記２次側巻線(４)に現れた交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ(７)とを備える、変圧装置。
  6. 　前記コンバータ(７)により変換された直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ(８)をさらに備える、請求項５に記載の変圧装置。
  7. 　電動車両に搭載される、請求項５または６に記載の変圧装置。
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