WO2013029651A1 - Potentialtrennungsschaltung - Google Patents

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WO2013029651A1
WO2013029651A1 PCT/EP2011/064763 EP2011064763W WO2013029651A1 WO 2013029651 A1 WO2013029651 A1 WO 2013029651A1 EP 2011064763 W EP2011064763 W EP 2011064763W WO 2013029651 A1 WO2013029651 A1 WO 2013029651A1
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potential separation
branch
circuit
potential
input
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PCT/EP2011/064763
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Inventor
Thomas Hauschulz
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
    • H03K19/0185—Coupling arrangements; Interface arrangements using field effect transistors only
    • H03K19/018507—Interface arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0264—Arrangements for coupling to transmission lines
    • H04L25/0266—Arrangements for providing Galvanic isolation, e.g. by means of magnetic or capacitive coupling

Definitions

  • the invention relates to a potential separation circuit having an input and an output and an electrical device, in particular an automation device, with such a potential separation circuit.
  • potential separation ⁇ circuits are known per se, z.
  • capacitive or optical coupling of the two regions separated by the potential separation circuit are known per se, z.
  • the area separation is z. B. by electronic circuits for potential separation (potential separation circuit) achieved, on the one hand energy in the lowering direction and on the other hand data must be transmitted in both directions.
  • the energy transfer takes place z. B. with transformers using electromagnetic induction.
  • An object of the invention is to provide a further embodiment of a potential separation circuit, in particular to provide a potential separation circuit, the potential-separated data transmission for static signals with 0 bps (bits per second) up to high data rates of z. B. 100Mbps allowed.
  • a further aspect of the invention is to provide a potential separation circuit which is also suitable for use in so-called EX areas, ie areas subject to explosion hazard - hereinafter referred to only as EX for the purposes of the usual specialist terminology.
  • EX electromagnetic compatibility
  • a fulfilling full profile potential separation ⁇ circuit is not yet known. Specifically, operation ⁇ voltages of 1.8V in Isolation currently not possible. In addition, EX compliant separation distances can only be achieved at low cost at high cost.
  • a potential ⁇ separating circuit having an input and an output, and a memory circuit, that these are characterized by a first branch and a to the first branch electrically parallel second branch between the input and the output as well as means for potential separation in the first and second branch, in particular two series-connected capacitors condensate ⁇ as means for potential separation, and by a symmetry of a beginning at the point of electrical isolation, the output-side part of the first and second branch.
  • the invention is based on the following findings / Randbe ⁇ conditions of: cherheitsnormen Compared to the commonly used Si urges the EN60079-11 "Equipment protection by intrinsic safety” i "in an explosive atmosphere" in
  • Smaller separation distances of z. B. 0.2mm by solid insulation are tied in the voltage range of 10V to 600V to the degree of contamination of the separating component.
  • a pollution degree 2 is z. B. characterized in that only non-conductive pollution occurs, occasionally but with temporary conductivity due to condensation must be expected.
  • the means for achieving a sufficient separation distance under the conditions of pollution degree 2 are increasing in any case strongly costs and additional borrowed freely available for use in EX Zone 1 and Zone 0 EX ⁇ a limit:
  • Capacitors form from the perspective of signal flow direction with z.
  • B. the input resistance of an amplifier has a high pass, the high frequencies through unattenuated. In the time domain, high frequencies correspond to the signal edges. The information of the signal roofs is lost at the high pass. The static information must therefore be frozen in a memory circuit, so to speak.
  • the number of memory components, d. H. Circuits or techniques capable of assuming two stable states are large and corresponding circuits, e.g. B. two NOR gates, two NAND gates, two inverters or a coupled amplifier, are known in the art.
  • the output of a coupled amplifier can be known to occupy the two states 0V and operating voltage UV. The state is selected via the edge polarity of the applied input voltage.
  • an inverter is provided in each case in the first and in the second coupled memory element and in each case an ohmic resistor connected between an input of the inverter and a reference potential.
  • An inverter is a standard electronic component.
  • an inverter has an implicit internal switching threshold. By using inverters whose inner threshold instead of an externallyproofstel ⁇ ing switching threshold, z. B. a comparator threshold, ge ⁇ uses.
  • the use of logic devices significantly reduces material costs, but at the same time increases the achievable data rates in the 100Mbps range and allows operating voltages as low as 1.8V. Such a low Be ⁇ operating voltage is a unique selling point and possible with any current isolator component.
  • the electrical isolation circuit are provided at the location of the electrical isolation in the connection in each case a high-pass with a common mode choke ⁇ in the first and in the second branch.
  • the common mode choke suppresses common mode noise.
  • the use of a common mode choke increases the cost of the isolation circuit. Nevertheless, this is still cheaper compared to special semiconductor devices.
  • the potential separation circuit is thus also for general application, ie not only in the EX area, into consideration, especially if a lower than the currently possible operating voltage is desired in the application.
  • the common-mode noise suppression is frequency-dependent due to the high-pass structure and only at the upper end of the test range of the EMC standard IEC61000, ie at about 100 MHz, inferior to the specification of special, commercially available semiconductor components.
  • the potential separation circuit and configurations of the potential separation circuit come or come especially for use in automation devices, in particular automation devices for the EX area, into consideration.
  • the term automation device includes all devices, devices or systems, ie in addition to z.
  • controllers such as programmable logic controllers, so-called decentralized peripherals, process computers, (industrial) computers and the like also drive controls, frequency converters and Similar, as they are for the control, regulation and / or monitoring of technological processes z.
  • B. for forming or transporting material, energy or information, etc. are used or can be used, in particular via suitable technical equipment such.
  • sensors or actuators energy is spent or converted, and also such sensors or actuators.
  • the advantage of the invention and its embodiments is thus in particular that the potential separation scarf ⁇ tion and their configurations is very beneficial as internal device potential bridging available or are when local areas are operated at different DC potentials.
  • the bandwidth of 0bps to 100Mbps which is achieved with the lowest circuit ⁇ cost.
  • FIG. 1 shows a potential separation circuit with a memory circuit and two branches, which is characterized by a symmetry of a starting at the location of the potential separation, the output-side part of the first and second branches,
  • FIG. 3 shows a special embodiment of the potential separation circuit according to FIG. 1,
  • FIG 4 shows an AC equivalent circuit diagram of the potential separation ⁇ voltage circuit according to FIG 3
  • 5 shows a specific disclosed embodiment, the electrical isolation circuit of Figure 3 with a common mode choke ⁇ and 6 different Bescharisarten a common mode choke ⁇ .
  • FIG. 1 shows a first embodiment of an electrical isolation circuit 10 of the kind outlined above. This comprises an input 12 and an output 14 and a memory circuit 16.
  • a vertical dashed line indicates in the potential separation circuit 10 a position of the potential separation 18 which is represented by the two Capacitors Cio, C2 0 is effected as an example of means for potential separation.
  • the potential separation circuit 10 and the potential separation circuits described below in other figures are sometimes referred to as circuit 10 for short and applies to all circuits 10 that the input 12 - ie an input side of the circuit 10 - facing area as "area 0" or B0 and the output 14 - ie an output side of the circuit 10 - facing region as "area 1" or Bl are called. Between the area B0 and the area B1 there is the potential separation and the area B0 and the area B1 as well as respective upstream and downstream circuits can consequently be operated at different voltage levels.
  • first branch 20 of the circuit 10 and a second branch 22 electrically parallel to the first branch 20.
  • the first and second branches 20, 22 are located between the input 12 and the output 14.
  • the first and second branches 20, 22 have, as means for potential separation, in each case at the input of the part of the memory circuit 16 encompassed by the respective branch, a capacitor Cio, C2 0 ⁇ here in each case a series connection of two capacitors Cio, Cn; C20, C21 - on.
  • the symmetry arises in particular in the output-side parts of the first and second branches 20, 22 beginning at the location of the potential separation 18.
  • Two comparators Du, D21 comprised by the circuit 10 and the memory circuit 16 in the first and second branches 20, 22, respectively is at a first input for specifying a switching threshold a respective predetermined or predeterminable clamping ⁇ voltage U s and is supplied at a second, inverting input to the respective input voltage U e i n resultant signal. Only when this signal exceeds the threshold over ⁇ , a signal appears at the output of the respective comparator You, D21. This is performed for the comparator Du in the first branch 20 on the inverting input of the comparator D21 in the second branch 22 and for the comparator D21 in the second branch 22 on the inverting input of the comparator Du ini first branch 20. Furthermore, results in the output signal U from the present at the output of the Compa ⁇ rators D21 in the second branch 22 signal.
  • the blocking capacitors C 10, Cn; C20, C21 are driven by the buffer D10 and the inverter D20 with edges of opposite polarity, so that due to the symmetry of the circuit 10, the comparators Du and D21 simultaneously change their state.
  • Resistor R H p of the coupled amplifier 24 Resistor R H p of the coupled amplifier 24.
  • the capacitors C 10, C n correspond to the input-side capacitor C H p of coupled amplifier 24 and the resistor R21 ent ⁇ speaks the resistance R H p.
  • These components thus form ⁇ be already the mitgekoppelte memory element. What is essential is the perfect symmetry of the arrangement in the circuit 10.
  • Logic gate z. Family 74AHC, 74LVC have an intrinsic, unchangeable and structural threshold of sufficient accuracy. This lower but sufficient precision in countercurrent ⁇ train to the highest bandwidth at low power demand and lowest cost.
  • FIG. 3 shows a special embodiment of the potential separation circuit 10 according to FIG. 1 with inverters Du, D21 instead of the comparators.
  • a repetition of the designation of the first and the second branch 20, 22 and the memory circuit 16 was omitted in the illustration in FIG. 3 in order not to complicate the clarity of the circuit 10 unnecessarily. This also applies to all following representations. Insofar as reference is made respectively to the memory circuit 16 or the first or second branch 20, 22, applies sketched in Figure 1 representation and limitation ent ⁇ speaking.
  • the inner threshold of the imple mentation of the circuit 10 according to FIG 3 provided inverter Du, D21 is usually below 1/2 UV.
  • the hysteresis voltages can be shifted such that the inner threshold lies in the middle of the input voltages U ED II and U ED I2 associated with the two memory states.
  • the symmetry of the circuit 10 causes the current generated by each Buf fer ⁇ Dio, and D20 by the inverter I C Dat by the capacitors C10, Cn of the first branch 20 and in the opposite direction through the capacitors C20, C21 of the second branch 22 flows back again.
  • the total current conveyed by the potential separation and generated as a result of the data transfer is therefore equal to 0A.
  • the symmetry therefore also dynamically effects the independence of the potentials of area B0 and area B1. Consequently, there are no dynamic voltage fluctuations between area B0 and area B1. Such voltages would have the same effect as an externally applied common mode noise voltage U G i.
  • the Gleichtaktstörecuring U G i generates the noise current Icstör flowing through both the capacitors C10, Cn and the Kon ⁇ capacitors C20, C21 in the same direction.
  • the readable from FIG 4 common mode transfer function is
  • Costs is the basic circuit according to FIG 3 and FIG 4 in sol ⁇ chen cases without galvanic isolation perfectly suitable to bridge the potential difference UDC.
  • An arrangement of series-connected DC voltage sources with different local reference potentials can, for. B. especially in commonly referred to as field device automation ⁇ devices with a 4 to 2 OmA interface for simultaneous power supply and communication be useful where it comes to the smallest power, namely 3, 6mA, convert into as much usable energy.
  • FIG. 5 shows an embodiment of the circuit according to FIG. 3 with the capability of suppressing common-mode interference voltages.
  • To the left of the location of the potential separation 18 is the area B0 and to the right of the location of the potential separation 18 is the area Bl.
  • the capacitors Ci, C2 drawn in as individual capacitors actually provide one
  • Block capacitor series circuit as shown in Figure 3 with the capacitors C10, Cn; C20, C21 is shown.
  • the peculiarity of this disclosed embodiment of the circuit 10 is to add a second high-pass by means of a common mode choke ⁇ 26th
  • the special feature of this circuit is the "ability" to distinguish between a DC noise and the data signal and to attenuate both different levels.
  • the current I C Dat is 1 0 generated by the ⁇ act as a source to Buffer D, flows through the Sperrkondensator- series circuit Ci and the upper half of the common mode choke 26, from where it passes into the lower half of the common mode ⁇ throttle 26.
  • the current I C Dat flows through the lower half of the common mode choke 26 in the same sense as the upper half, so that the magnetic field components of each half are added in the core. Therefore, the data signal produces the maximum in productivity ⁇ L MAX -C I C2 of the common mode choke 26.
  • the index C1C2 describes the site of action of the inductance between the two blocking capacitor series circuits Ci, C. 2
  • the cut-off frequency fgDat-Mi of the high-pass of Ci in row C2 and L MAX -C I C2 corresponds approximately to the resonance frequency
  • the symmetry of the circuit 10 generates in the case of a DC-noise U G i according to FIG 4 in both paths the identical current I C disturb- Since voltages and currents in Gleich ⁇ clock case due to the symmetry in both paths are completely identical, exists between the paths no voltage difference ⁇ and their parallel connection is allowed.
  • the index ClGNDl the index ClGNDl called the site of action of the inductance.
  • the common-mode choke 26 and the capacitors C1 3 , C2 3 acting as DC blocking capacitors produce a third-order high-pass filter with the capacitor Ci, the inductor 26 and the capacitor C13 or the capacitor C2, the inductor 26 and the capacitor C2 3 , respectively with a threshold attenuation of 60dB / decade.
  • the noise attenuation D in dB with respect to the data signal is therefore less than the data cutoff frequency f gD at-MiN for frequencies f
  • frequencies f between the data limit frequency f g Dat-MiN and the above -mentioned interference cutoff frequency f gSt ör-MAx the attenuation tends to zero (D -> OdB).
  • the attenuation of the data signal is 60dB / decade.
  • the resistors Ri and R2 dampen the decay of the damped ⁇ th oscillation with the cut-off frequency f gD at-MiN / generated during each data edge, on a non longer disturbing.
  • the capacitors Cu, C 2 i; C 2 2 / C12 ensure that changes in the output voltage of the Inverter Du, D 2 i immediately without delay at the input of the respective inverter D 2 i, you take effect in the other branch and thus the tipping on the shortest possible time is accelerated. Otherwise, the flip-flop generated by the high-pass from the data edge could be shorter than the flip-flop of Du, D21 and whose output will fall back to its original state.
  • EN60079-11 also be applied to the common mode choke 26.
  • the use of the common mode choke 26 in the circuit 10 shown in FIG 5 differs from the usual application of a common mode choke in an EMC filter in an advantageous manner by their inductance ⁇ ratio is increased.
  • circuit forms and equivalent circuits are shown, as they come in the form of execution of the circuit 10 of FIG 5 in consideration or result in the operation of the circuit.
  • the number of turns is 2N and for the inductance L ⁇ 4N 2 .
  • Below right is an opposite parallel circuit and thus the equivalent circuit diagram for Störunterd Wegungsfall shown.
  • the number of turns is N and the inductance is one quarter of the leakage inductance.
  • the circuit resists 10 disorders of the input voltage of up to 800mVpp between positive and negative peak voltage (Vpp: voltage difference between positive and negative peak voltage (peak to peak)) without state change.
  • Vpp voltage difference between positive and negative peak voltage (peak to peak)
  • the upper test limit of the EMC standard IEC61000 is 100MHz. At this frequency, the interference suppression of the circuit 10 according to FIG 5 is still about 2.7kV ⁇ s. Therefore, the interference suppression of the circuit 10 shown in FIG 5 corresponds to the noise suppression known semiconductor devices with significantly favorable ⁇ ren costs.
  • ⁇ th description can thus be briefly summarized as follows:
  • a potential separation circuit 10 with an input 12 and an output 14 and a memory circuit 16 specified.
  • This is characterized by a first branch 20 and a second branch 22 electrically parallel to the first branch 20 between the input 12 and the output 14 and means C1 0 , C2 0 for potential separation in the first and second branches 20, 22 and by a symmetry of both on the Stel ⁇ le of the potential separation 18 beginning, output-side parts of the first and second branches 20, 22 from.
  • the potential separation circuit 10 is based on a capacitive coupling, so that a capacitor or a plurality of capacitors come into consideration as means for potential separation. This starts from the identification of the Capacitive coupling is the only viable option to use individual commercially available components to create a potential-free data transmission interface for high data rates in accordance with the requirements of EN60079-11 "Device protection through intrinsic safety" i "in an explosive atmosphere". Due to the capacitive coupling, the distance requirement by redundancy, ie z. B. a duplication of otherwise simply provided components, here a series circuit of capacitors Cio, Cii; C 20 , C21 (FIG. 3); Ci, C 2 (FIG 5), replaced. Re ⁇ dundancy is advantageous over the fulfillment of a distance requirement in magnetic or optical physics. Height
  • Another central aspect of the potential separation circuit 10 is its symmetry and the provision of a circuit corresponding to the known basic principle of coupling to the realization of a memory element in a first and second parallel electrical branch 20, 22 of the circuit 10. Only one Symmetrical circuit 10 causes a vanishing sum of the data streams and therefore does not produce any fluctuations in the differential voltage between the region B0 and the region B1 electrically isolated therefrom. The coupling and the resulting memory element allow the transmission of stati ⁇ shear signals with 0bps.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Potentialtrennungsschaltung (10) mit einem Eingang (12) sowie einem Ausgang (14) und einer Speicherschaltung (16). Die Potentialtrennungsschaltung (10) zeichnet sich durch einen ersten Zweig (20) und einen zu dem ersten Zweig (20) elektrisch parallelen zweiten Zweig (22) zwischen dem Eingang (12) und dem Ausgang (14), durch Mittel (C10, C11; C20, C21; C1, C2) zur Potentialtrennung im ersten und zweiten Zweig (20, 22) und durch eine Symmetrie eines an der Stelle der Potentialtrennung (18) beginnenden, ausgangsseitigen Teils des ersten Zweigs (20) zu einem an der Stelle der Potentialtrennung (18) beginnenden, ausgangsseitigen Teil des zweiten Zweigs (22) aus.

Description

Beschreibung
Potentialtrennungsschaltung Die Erfindung betrifft eine Potentialtrennungsschaltung mit einem Eingang sowie einem Ausgang und ein elektrisches Gerät, insbesondere ein Automatisierungsgerät, mit einer solchen Potentialtrennungsschaltung. Derartige Potentialtrennungs¬ schaltungen sind an sich bekannt, z. B. in Form einer kapa- zitiven oder optischen Kopplung der beiden durch die Potentialtrennungsschaltung separierten Bereiche.
In vielen technischen Anwendungen ist es bekanntlich sinnvoll, verschiedene Bereiche auf verschiedenen voneinander unabhängigen Spannungspotentialen zu betreiben. Die Bereichstrennung wird z. B. durch elektronische Schaltungen zur Potentialtrennung (Potentialtrennungsschaltung) erreicht, die einerseits Energie in Senkenrichtung und andererseits Daten in beiden Richtungen übertragen müssen. Die Energieübertra- gung erfolgt z. B. mit Transformatoren unter Nutzung der elektromagnetischen Induktion. Für die Datenübertragung wird eine Vielzahl physikalischer Effekte genutzt.
Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine weitere Aus- führungsform einer Potentialtrennungsschaltung anzugeben, insbesondere darin, eine Potentialtrennungsschaltung anzugeben, die eine potentialgetrennte Datenübertragung für statische Signale mit 0bps (bits per second) bis zu hohen Datenraten von z. B. 100Mbps erlaubt.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung besteht darin, eine Potentialtrennungsschaltung anzugeben, die sich auch zur Verwendung in so genannten EX Bereichen, also explosionsgefährdeten Bereichen - im Folgenden entsprechend der üblichen Fachtermi- nologie nur kurz als EX bezeichnet -, eignet. Dabei und für besondere Aus führungs formen der Potentialtrennungsschaltung stehen alternativ oder kumulativ die Erfüllung einzelner oder mehrerer der nachfolgend aufgelisteten Kriterien im Vorder- grund: die elektrisch wirksamen Trennabstände sollten der Norm EN60079-11 genügen; die Datenrate soll bis zu 100Mbps betragen; die Betriebsspannung soll im Bereich von oder größer als 1,8V liegen/sein; auch bei einer Datenübertragungs- rate von 100Mbps soll der Strombedarf 4mA nicht überschreiten und eine Unterdrückung einer Gleichtaktstörung (Gleichtaktunterdrückung) soll den relevanten Normen zur elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) , insbesondere IEC61000, genügen.
Eine das vollständige Profil erfüllende Potentialtrennungs¬ schaltung ist bisher nicht bekannt. Speziell sind Betriebs¬ spannungen von 1,8V in Potentialtrennung derzeit nicht möglich. Außerdem lassen sich EX konforme Trennabstände nur bei niedriger Datenrate zu hohen Kosten erreichen.
Die oben genannte Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den Merk¬ malen des Anspruchs 1 gelöst. Dazu ist bei einer Potential¬ trennungsschaltung mit einem Eingang sowie einem Ausgang und einer Speicherschaltung vorgesehen, dass sich diese auszeichnet durch einen ersten Zweig und einen zu dem ersten Zweig elektrisch parallelen zweiten Zweig zwischen dem Eingang und dem Ausgang sowie Mittel zur Potentialtrennung im ersten und zweiten Zweig, insbesondere zwei in Reihe geschaltete Konden¬ satoren als Mittel zur Potentialtrennung, und durch eine Symmetrie eines an der Stelle der Potentialtrennung beginnenden, ausgangsseitigen Teils des ersten und zweiten Zweigs.
Die Erfindung geht dabei von folgenden Erkenntnissen/Randbe¬ dingungen aus: Gegenüber den üblicherweise angewendeten Si- cherheitsnormen fordert die EN60079-11 "Geräteschutz durch Eigensicherheit "i" in explosionsfähiger Atmosphäre" im
Spannungsbereich von 10V bis 375V einen Trennabstand von 0,5mm bis 1mm durch feste Isolierung für die Anwendung in EX Zone 1 und EX Zone 0. Kleinere Trennabstände von z. B. 0,2mm durch feste Isolierung sind im Spannungsbereich von 10V bis 600V an den Verschmutzungsgrad des Trennbauteils geknüpft. Ein Verschmutzungsgrad 2 ist z. B. dadurch gekennzeichnet, dass nur nichtleitfähige Verschmutzung auftritt, gelegentlich aber mit vorübergehender Leitfähigkeit durch Betauung gerechnet werden muss. Die Mittel zum Erreichen eines ausreichenden Trennabstands unter den Bedingungen des Verschmutzungsgrads 2 sind in jedem Fall stark Kosten erhöhend und können zusätz- lieh die freie Verwendbarkeit in EX Zone 1 und EX Zone 0 ein¬ schränken :
1. Erhöhte Abstände durch feste Isolierung führt dazu, dass die Trennbauteile einer Stückprüfung nach IEC60664-1&3 unterzogen werden müssen.
2. Bei Verwendung eines Gehäuses mit einer Schutzart besser oder gleich IP54 oder Anwendung einer IEC60664-3 konformen Schutzschicht Typ 1 oder Typ 2 oder Installation in einer geschützten Umgebung muss die Gerätedokumentation um die Installationsbedingungen erweitert werden und eine EX Kenn- Zeichnung des Gerätes muss durch Hinzufügung eines "X" ergänzt werden.
Trotz Kosten treibender Nachteile, wie einer hohen Betriebsspannung (> 4,5V) und einem hohen Strombedarf (ca. lOmA/Lei- tung) , ist letztendlich nach Abwägung aller Gesichtspunkte in eigensicheren EX i Geräten für Zone 0 oder Zone 1 die Verwendung der sehr alten und, gemessen an heutigen Maßstäben, sehr großen DIP (Dual Inline Plastic) Gehäuse der AVAGO HCNW450x, HCNW2xxx und HCNW13x Serie mit garantiertem 1mm Trennabstand scheinbar die derzeit sinnvollste verfügbare Lösung zur Po¬ tentialtrennung .
Durch den Zwang zur Verwendung dieser alten Bausteine wird allerdings der technische Fortschritt für EX Anwendungen behindert: Datenraten größer als 10Mbps sind ohne Einschränkungen oder Zusatzaufwendungen ebenso wenig möglich wie die derzeit üblichen Betriebsspannungen 3,3V, 2,5V und 1,8V.
In der EN60079-11 wird der Begriff "nicht störanfällige
Trennung oder Isolierung" definiert als "Trennung oder Isolierung zwischen elektrisch leitenden Teilen, von der nach IEC 60079-11 angenommen wird, dass sie keinem Kurzschluss unterliegt". Gemäß dem Abschnitt "Sperrkondensatoren" der EN60079-11 gilt eine Anordnung von zwei in Reihe geschalteten Kondensatoren als nicht störanfällig, wenn diese bestimmte Bedingungen erfüllen. Danach müssen die äußeren Anschlüsse der Kondensatoren den vorgegebenen Trennabständen entsprechen. Aufgrund der mittels Serienschaltung erreichten Redundanz verzichtet die Norm also auf die Anwendung der Rand¬ bedingungen einer dortigen Tabelle 5 auf das Innere der
Trennmittel. Weiterhin erfüllt werden müssen die Anforde¬ rungen an die Spannungsfestigkeit ähnlich wie in den im
Allgemeinen einzuhaltenden Sicherheitsnormen. Im ungünstigsten Fall der Trennung zwischen einem eigensicheren Bereich der Schutzart ia oder der Schutzart ib und einem nicht eigensicheren und nicht explosionsgefährdeten Bereich sind Keramikkondensatoren mit 2,5kV Nennspannung ausreichend.
Eine kapazitive Trennung, also z. B. Kondensatoren als Mittel zur Potentialtrennung, ermöglicht demnach eine Konformität mit der Norm EN60079-11. Kondensatoren bilden aus Sicht der Signalflussrichtung mit z. B. dem Eingangswiderstand eines Verstärkers einen Hochpass, der hohe Frequenzen ungedämpft durchlässt. Im Zeitbereich entsprechen hohe Frequenzen den Signalflanken. Die Information der Signaldächer geht an dem Hochpass verloren. Die statische Information muss daher in einer Speicherschaltung gleichsam eingefroren werden. Die Zahl der Speicherbauteile, d. h. Schaltungen oder Techniken, die in der Lage sind, zwei stabile Zustände einzunehmen, ist groß und entsprechende Schaltungen, nämlich z. B. zwei NOR- Gatter, zwei NAND-Gatter, zwei Inverter oder ein mitgekoppelter Verstärker, sind an sich bekannt. Der Ausgang eines mitgekoppelten Verstärkers kann bekanntlich die beiden Zustände 0V und Betriebsspannung UV einnehmen. Die Auswahl des Zustan- des erfolgt dabei über die Flankenpolarität der angelegten Eingangsspannung .
Der Vorteil der Erfindung besteht darin, dass mit der Spei¬ cherschaltung der Erhalt der statischen Informationen gelingt und dass aufgrund der Symmetrie eine Summe von bei einer Datenübertragung erzeugten Datenströmen verschwindet (Summe = 0) . Zwischen einem eingangsseitigen Bereich der Schaltung vor dem Ort der Potentialtrennung (Bereich 0) und einem ausgangsseitigen Bereich der Schaltung nach dem Ort der Potentialtrennung (Bereich 1) entstehen damit keine Schwankungen der jeweiligen Differenzspannung.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche. Dabei verwendete Rückbeziehungen weisen auf die weitere Ausbildung des Gegenstandes des Hauptanspru¬ ches durch die Merkmale des jeweiligen Unteranspruches hin; sie sind nicht als ein Verzicht auf die Erzielung eines selbständigen, gegenständlichen Schutzes für die Merkmalskombinationen der rückbezogenen Unteransprüche zu verstehen. Des Weiteren ist im Hinblick auf eine Auslegung der Ansprüche bei einer näheren Konkretisierung eines Merkmals in einem nachgeordneten Anspruch davon auszugehen, dass eine derartige Beschränkung in den jeweils vorangehenden Ansprüchen nicht vorhanden ist.
Bei einer Aus führungs form der Potentialtrennungsschaltung sind jeweils ein Inverter im ersten und im zweiten mitgekoppelten Speicherglied und jeweils ein zwischen einem Eingang der Inverter und einem Bezugspotential geschalteter ohmscher Widerstand vorgesehen. Ein Inverter ist ein elektronisches Standardbauteil. Weiter besitzt ein Inverter eine implizite interne Schaltschwelle. Durch die Verwendung von Invertern kann deren innere Schwelle anstelle einer extern einzustel¬ lenden Schaltschwelle, z. B. einer Komparatorschwelle, ge¬ nutzt werden. Die Verwendung von Logikbausteinen reduziert die Materialkosten beträchtlich, erhöht aber gleichzeitig die erzielbaren Datenraten in den Bereich 100Mbps und ermöglicht Betriebsspannungen bis herab zu 1,8V. Eine so niedrige Be¬ triebsspannung ist ein Alleinstellungsmerkmal und mit keinem derzeitigen Isolatorbauteil möglich. Ebenso ist eine Band¬ breite von 0bps bis 100Mbps für EX Anwendungen derzeit nicht möglich. Verfügbar sind entweder spezielle EX kompatible Bau¬ teile mit 0bps bis 15Mbps oder Transformator-Schnittstellen mit Sperrkondensatoren, z. B. Ethernet, von ca. IMbps bis 100Mbps .
Bei einer weiteren Aus führungs form der Potentialtrennungsschaltung sind jeweils ein Hochpass mit einer Gleichtakt¬ drossel im ersten und im zweiten Zweig im Anschluss an den Ort der Potentialtrennung vorgesehen. Die Gleichtaktdrossel bewirkt eine Unterdrückung von Gleichtaktstörungen.
Die Verwendung einer Gleichtaktdrossel erhöht die Kosten der Potentialtrennungsschaltung. Dennoch ist diese im Vergleich zu speziellen Halbleiterbauelementen immer noch günstiger. Die Potentialtrennungsschaltung kommt damit auch zur allgemeinen Anwendung, also nicht nur im EX Bereich, in Betracht, speziell wenn in der Anwendung eine niedrigere als die derzeit mögliche Betriebsspannung erwünscht ist. Die Gleichtaktstörungs-Unterdrückung ist aufgrund der Hochpassstruktur frequenzabhängig und erst am oberen Ende des Testbereiches der EMV Norm IEC61000, also bei etwa 100MHz, schlechter als die Spezifikation spezieller, käuflicher Halbleiterbauelemente .
Die Fähigkeiten dieser Aus führungs form der Potentialtrennungsschaltung zur Störungsunterdrückung werden durch den Betrieb der Gleichtaktdrossel in speziellen Betriebsarten, die in normalen Anwendungen nicht genutzt werden, also gleichsinnige Reihenschaltung und gegensinnige Parallel¬ schaltung, begünstigt.
Die Potentialtrennungsschaltung sowie Ausgestaltungen der Potentialtrennungsschaltung kommt bzw. kommen speziell zur Anwendung in Automatisierungsgeräten, insbesondere Automatisierungsgeräten für den EX Bereich, in Betracht. Der Begriff Automatisierungsgerät umfasst sämtliche Geräte, Einrichtungen oder Systeme, also neben z. B. Steuerungen, wie speicherprogrammierbaren Steuerungen, so genannten dezentralen Peripheriegeräten, Prozessrechnern, ( Industrie- ) Computern und dergleichen auch Antriebssteuerungen, Frequenzumrichter und Ähnliches, wie sie zur Steuerung, Regelung und/oder Überwachung technologischer Prozesse z. B. zum Umformen oder Transportieren von Material, Energie oder Information etc. eingesetzt werden oder einsetzbar sind, wobei insbesondere über geeignete technische Einrichtungen, wie z. B. Sensoren oder Aktoren, Energie aufgewandt oder gewandelt wird, sowie ebenfalls solche Sensoren oder Aktoren.
Der Vorteil der Erfindung und ihrer Ausgestaltungen besteht damit insbesondere darin, dass die Potentialtrennungsschal¬ tung und deren Ausgestaltungen sehr vorteilhaft als geräteinterne Potentialüberbrückung nutzbar ist bzw. sind, wenn lokale Bereiche auf unterschiedlichen Gleichspannungspotentialen betrieben werden. In dieser Anwendung besticht die Bandbreite 0bps bis 100Mbps, die mit niedrigsten Schaltungs¬ kosten erreicht wird.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Einander entsprechende Gegenstände oder Elemente sind in allen Figuren mit den glei¬ chen Bezugszeichen versehen.
Es zeigen:
FIG 1 eine Potentialtrennungsschaltung mit einer Speicherschaltung und zwei Zweigen, die sich durch eine Symmetrie eines an der Stelle der Potentialtrennung beginnenden, ausgangsseitigen Teils des ersten und zweiten Zweigs auszeichnet,
FIG 2 einen mitgekoppelten Verstärker,
FIG 3 eine spezielle Aus führungs form der Potentialtrennungsschaltung gemäß FIG 1,
FIG 4 ein Wechselstrom-Ersatzschaltbild der Potentialtren¬ nungsschaltung gemäß FIG 3, FIG 5 eine spezielle Aus führungs form der Potentialtrennungsschaltung gemäß FIG 3 mit einer Gleichtakt¬ drossel und FIG 6 unterschiedliche Beschaltungsarten einer Gleichtakt¬ drossel .
FIG 1 zeigt eine erste Aus führungs form einer Potentialtrennungsschaltung 10 der eingangs skizzierten Art. Diese umfasst einen Eingang 12 sowie einen Ausgang 14 und eine Speicherschaltung 16. Eine vertikale gestrichelte Linie zeigt in der Potentialtrennungsschaltung 10 eine Stelle der Potentialtrennung 18 an, die durch die beiden Kondensatoren Cio, C20 als Beispiel für Mittel zur Potentialtrennung bewirkt wird. Die Potentialtrennungsschaltung 10 und die im Folgenden in weiteren Figuren beschriebenen Potentialtrennungsschaltungen werden nachfolgend mitunter auch nur kurz als Schaltung 10 bezeichnet und für alle Schaltungen 10 gilt, dass ein dem Eingang 12 - also einer Eingangsseite der Schaltung 10 - zugewandter Bereich als "Bereich 0" oder B0 und ein dem Ausgang 14 - also einer Ausgangsseite der Schaltung 10 - zugewandter Bereich als "Bereich 1" oder Bl bezeichnet werden. Zwischen dem Bereich B0 und dem Bereich Bl besteht die Potentialtrennung und der Bereich B0 und der Bereich Bl sowie jeweils vor- und nachgelagerte Schaltungen können folglich auf unterschiedlichen Spannungsniveaus betrieben werden.
In der in FIG 1 gezeigten Schaltung 10 - und dies gilt auch für alle nachfolgend beschriebenen Schaltungen 10 - erkennt man eine markante Symmetrie. Diese ergibt sich aus einem ersten Zweig 20 der Schaltung 10 und einem zu dem ersten Zweig 20 elektrisch parallelen zweiten Zweig 22. Der erste und der zweite Zweig 20, 22 befinden sich zwischen dem Eingang 12 und dem Ausgang 14. Der erste und der zweite Zweig 20, 22 weisen als Mittel zur Potentialtrennung jeweils am Eingang des von dem jeweiligen Zweig umfassten Teils der Speicherschaltung 16 einen Kondensator Cio, C20 ~ hier jeweils eine Serienschaltung zweier Kondensatoren Cio, Cn; C20, C21 - auf. Die Symmetrie ergibt sich speziell in den an der Stelle der Potentialtrennung 18 beginnenden ausgangsseitigen Teilen des ersten und zweiten Zweigs 20, 22. Zwei von der Schaltung 10 und der Speicherschaltung 16 jeweils im ersten und zweiten Zweig 20, 22 umfassten Kompara- toren Du, D21 wird an einem ersten Eingang zur Vorgabe einer Schaltschwelle jeweils eine vorgegebene oder vorgebbare Span¬ nung Us und an einem zweiten, invertierenden Eingang ein sich mit der jeweiligen Eingangsspannung UEin ergebendes Signal zugeführt. Nur wenn dieses Signal die Schaltschwelle über¬ schreitet, erscheint am Ausgang des jeweiligen Komparators Du, D21 ein Signal. Dieses wird für den Komparator Du im ersten Zweig 20 auf den invertierenden Eingang des Kompara- tors D21 im zweiten Zweig 22 und für den Komparator D21 im zweiten Zweig 22 auf den invertierenden Eingang des Komparators Du ini ersten Zweig 20 geführt. Des Weiteren ergibt sich das Ausgangssignal UAus mit dem am Ausgang des Kompa¬ rators D21 im zweiten Zweig 22 anstehenden Signal.
Die Sperrkondensatoren C 10 , Cn; C20, C21 werden durch den Buffer D10 und den Inverter D20 mit Flanken entgegengesetzter Polarität angesteuert, so dass aufgrund der Symmetrie der Schaltung 10 die Komparatoren Du und D21 gleichzeitig ihren Zustand wechseln. Der zum Buffer D10 komplementäre Inverter D20 ist ein Beispiel für Mittel zur Invertierung eines Ein¬ gangssignals der Potentialtrennungsschaltung an einem Beginn eines der beiden Zweige 20, 22, hier des zweiten Zweigs 22. Eine Schaltschwelle Us der Komparatoren Du, D21 wird z. B. auf Us = 1/2 UV eingestellt. Wenn die Kondensatoren C20 / C21 , also die Sperrkondensatoren des zweiten Zweigs 22, mit dem eingangsseitigen Kondensator CHp eines mitgekoppelten Verstärkers 24 - wie in FIG 2 gezeigt - gleichgesetzt werden, dann entspricht aus dieser Sicht der Widerstand R12 dem
Widerstand RHp des mitgekoppelten Verstärkers 24. Bei einer vom ersten Zweig 20 ausgehenden Betrachtung entsprechen die Kondensatoren C 10 , C n dem eingangsseitigen Kondensator CHp des mitgekoppelten Verstärkers 24 und der Widerstand R21 ent¬ spricht dem Widerstand RHp . Diese Bauteile bilden daher be¬ reits das mitgekoppelte Speicherglied. Wesentlich ist die vollkommene Symmetrie der Anordnung in der Schaltung 10.
Zwei jeweils parallel zu den Komparatoren Du, D21 geschaltete Widerstände RH, R22 ermöglichen eine Hysterese, d. h. eine Spannungsdifferenz zwischen einer statischen Eingangsspannung UEDII bzw. UEDI2 der Komparatoren Du, Di2 und der Schaltschwelle Us, die durch eine Flanke der Eingangsspannung UEin erst über¬ wunden werden muss, damit das Speicherglied in den anderen Zustand kippen kann. Die Hysterese bestimmt daher auch die Störfestigkeit der Schaltung 10. Mit Komparatoren - wie bei der Aus führungs form der Schaltung 10 in FIG 1 - lässt sich aufgrund von deren vergleichsweise kleiner Eingangs-Offsetspannung eine sehr genaue Schaltschwelle Us erzielen. Erkauft wird diese Genauigkeit und Anpassbarkeit allerdings durch eine vergleichsweise hohe Komplexität der Komparatorschaltung und damit eher höheren
Bauteilkosten und einem eher hohen Stromverbrauch für relativ niedrige Bandbreiten. Logikgatter z. B. der Familien 74AHC, 74LVC haben eine innere, nicht veränderbare und durch die Struktur bestimmte Schaltschwelle ausreichender Genauigkeit. Diese niedrigere aber ausreichende Präzision führt im Gegen¬ zug zu höchster Bandbreite bei niedrigem Strombedarf und niedrigsten Kosten.
FIG 3 zeigt dazu eine spezielle Aus führungs form der Poten- tialtrennungsschaltung 10 gemäß FIG 1 mit Invertern Du, D21 anstelle der Komparatoren. Auf eine Wiederholung der Bezeichnung des ersten und des zweiten Zweigs 20, 22 und der Speicherschaltung 16 wurde bei der Darstellung in FIG 3 verzichtet, um die Übersichtlichkeit der Schaltung 10 nicht unnötig zu erschweren. Dies gilt auch für alle folgenden Darstellungen. Soweit jeweils auf die Speicherschaltung 16 oder den ersten oder zweiten Zweig 20, 22 Bezug genommen wird, gilt die in FIG 1 skizzierte Darstellung und Eingrenzung ent¬ sprechend .
Die innere Schwelle der in der Aus führungs form der Schaltung 10 gemäß FIG 3 vorgesehenen Inverter Du, D21 liegt üblicherweise unterhalb 1/2 UV. Mit zwei gegen ein Bezugspotential GNDl geschalteten Widerständen RGNDI, RGND2 lassen sich die Hysteresespannungen so verschieben, dass die innere Schwelle in der Mitte der zu den beiden Speicherzuständen gehörigen Eingangsspannungen UEDII bzw. UEDI2 liegt.
Die Verwendung von Logikbausteinen, nämlich z. B. der Inverter Du, D21, verringert die Kosten der Schaltung deutlich und erhöht gleichzeitig die Bandbreite auf ca. 50Mbps bei 3.3V. Als Inverter Du, D21 kommen z. B. Bauteile der Typenreihe 74AHC oder 74LVC in Betracht. Die Widerstände RGNDI und RGND2 bewirken eine Symmetrisierung der Eingangsspannung UEin um die innere Schwelle. Eine in FIG 4 gezeigte Wechselspannungsersat zschaltung ermöglicht die Analyse der Schaltung 10 gemäß FIG 3 in Bezug auf die Wirkung der Symmetrie und einer Gleichtaktstörspannung, die zwischen den beiden Bezugspotentialen GNDO und GNDl des Bereichs B0 bzw. des Bereichs Bl wirkt. Die Auswertung führt auf die Übertragungsfunktion zwischen einer Dateneingangsspannung UDIO und Eingangsspannungen UED , UED2i der Inverter Du, D2i :
U EDll = AHP Umo UEml = AHpUD2o =— AHp Umo , mit der Hochpassübertragungsfunktion
_ STjjp
HP ~ Λ ,
l + STjjp sowie ' HP ' -C„RC und der Parallelschaltung
Figure imgf000014_0001
Die Symmetrie der Schaltung 10 führt dazu, dass der vom Buf¬ fer Dio und vom Inverter D20 jeweils erzeugte Strom ICDat durch die Kondensatoren C10, Cn des ersten Zweigs 20 und in umge- kehrter Richtung durch die Kondensatoren C20, C21 des zweiten Zweigs 22 wieder zurückfließt. Der durch die Potentialtrennung transportierte, aufgrund des Datentransfers erzeugte Gesamtstrom ist daher gleich 0A. In Bezug auf die Kommunikation bewirkt die Symmetrie daher auch dynamisch die Unabhän- gigkeit der Potentiale von Bereich B0 und Bereich Bl . Es entstehen folglich dynamisch keine Spannungsschwankungen zwischen Bereich B0 und Bereich Bl . Solche Spannungen hätten dieselbe Wirkung wie eine extern angelegte Gleichtaktstörspannung UGi ·
Die Gleichtaktstörspannung UGi erzeugt den Störstrom Icstör, der sowohl durch die Kondensatoren C10, Cn als auch die Kon¬ densatoren C20, C21 in gleicher Richtung fließt. Die Poten¬ tialtrennung hat bezüglich der Störung daher bei N Daten- leitungen die Impedanz ZG1 = 1/2N* (2ZCxx + RP| |ZCE) . CE ist dabei die in FIG 4 nicht eingezeichnete Layout- und Inverter- eingangskapazität . Die Schaltung funktioniert einwandfrei z. B. mit Cxx = 15pF. Es können daher auch mit hochohmigen Störquellen der LeerlaufSpannung UGi oder kleinen Störströmen IGi leicht wirksame Störspannungen UGi entstehen, die deutlich größer sind als die Signalspannung. Die aus FIG 4 ablesbare Gleichtaktübertragungsfunktion ist
U EDll AHP UGl U ED2i AHp UGl
Gleichtaktspannungen haben also dieselbe Wirkung wie das Kommunikationssignal und werden nicht gedämpft. Diese Schaltung ist also für Datenübertragungen bei einer gleichzeitigen Notwendigkeit, verschiedene Bereiche auf verschie¬ denen voneinander unabhängigen Spannungspotentialen zu betreiben, eher weniger geeignet, da eine Datenintegrität auch bei kleinen Störspannungen schon ungünstig beeinflusst ist.
Sind jedoch das Bezugspotential GNDO des Bereiches BO und das Bezugspotential GND1 des Bereiches Bl mittels einer Gleich¬ spannungsquelle UDC verbunden, können keine Wechselspannungs- Gleichtaktstörungen UGi entstehen. Aufgrund der niedrigen
Kosten ist die Grundschaltung gemäß FIG 3 und FIG 4 in sol¬ chen Fällen ohne galvanische Trennung hervorragend geeignet, die Potentialdifferenz UDC zu überbrücken. Eine Anordnung von in Reihe geschalteten Gleichspannungsquellen mit verschiede- nen lokalen Bezugspotentialen kann z. B. insbesondere in üblicherweise als Feldgerät bezeichneten Automatisierungs¬ geräten mit einer 4 bis 2 OmA-Schnittstelle zur gleichzeitigen Energieversorgung und Kommunikation sinnvoll sein, wo es darum geht, den kleinsten Strom, nämlich 3, 6mA, in möglichst viel nutzbare Energie umzuwandeln. Mit gestapelten Gleichspannungsquellen ist ein Gesamtwirkungsgrad von 98% möglich, wogegen mit "Step Down" DC/DC Wandlern zu einer Gleichspannungsquelle derzeit bei UV = 2,5V maximal 88% möglich sind und der Wirkungsgrad bei sinkendem UV weiter abnimmt. Diese Anwendung erfordert keine teuren 2,5kV Hochvolt-Sperrkondensatoren, sondern nur einen Standardtyp, so dass sich dadurch äußerst günstige Verhältnisse hinsichtlich der Materialkosten ergeben . FIG 5 zeigt eine Aus führungs form der Schaltung gemäß FIG 3 mit der Fähigkeit zur Unterdrückung von Gleichtaktstörspannungen. Links von der Stelle der Potentialtrennung 18 ist der Bereich B0 und rechts von der Stelle der Potentialtrennung 18 ist der Bereich Bl . Die als einzelne Kondensatoren einge- zeichneten Kondensatoren Ci, C2 stellen tatsächlich eine
Sperrkondensator-Reihenschaltung dar, wie dies in FIG 3 mit den Kondensatoren C10, Cn; C20, C21 gezeigt ist. Die Besonderheit dieser Aus führungs form der Schaltung 10 besteht darin, einen zweiten Hochpass mittels einer Gleichtakt¬ drossel 26 hinzuzufügen. Die besondere Eigenschaft dieser Schaltung besteht in der "Fähigkeit", zwischen einer Gleich- taktstörspannung und dem Datensignal unterscheiden zu können und beides unterschiedlich stark zu dämpfen. Die Gleichtaktdrossel 26 ist zusammen mit zwei Dämpfungswiderständen Ri, R2 und frequenzkompensierenden Spannungsteilern RH, CH; R21, C21; R22, C22, i2f C12 zur Gleichtaktstörunterdrückung wirksam.
Durch Verfolgen der Strompfeile wird die Wirkung der Schaltung 10 auf den durch das Datensignal erzeugten Strom ICDat verständlich. Der Strom ICDat wird von dem als Quelle wirken¬ den Buffer D10 erzeugt, durchfließt die Sperrkondensator- Reihenschaltung Ci und die obere Hälfte der Gleichtaktdrossel 26. Von dort gelangt er in die untere Hälfte der Gleichtakt¬ drossel 26. Der Strom ICDat durchströmt die untere Hälfte der Gleichtaktdrossel 26 im gleichen Sinn wie die obere Hälfte, so dass sich die Magnetfeldanteile jeder Hälfte im Kern ad- dieren. Das Datensignal erzeugt daher die größtmögliche In¬ duktivität LMAX-CIC2 der Gleichtaktdrossel 26. Der Index C1C2 beschreibt den Wirkungsort der Induktivität zwischen den beiden Sperrkondensator-Reihenschaltungen Ci, C2. Die Grenzfrequenz fgDat-Mi des Hochpasses aus Ci in Reihe C2 und LMAX-CIC2 entspricht überschlägig der Resonanzfrequenz
Figure imgf000016_0001
Die Symmetrie der Schaltung 10 erzeugt im Falle einer Gleich- taktstörspannung UGi entsprechend FIG 4 in beiden Pfaden den identischen Strom ICstör- Da Spannungen und Ströme im Gleich¬ taktfall aufgrund der Symmetrie in beiden Pfaden vollkommen identisch sind, besteht zwischen den Pfaden keine Spannungs¬ differenz und deren Parallelschaltung ist zulässig. Der Teil- ström ILstor durchfließt die beiden Wicklungen der Gleichtakt¬ drossel 26 gegensinnig, so dass sich die Magnetfeldanteile der Hälften im Kern subtrahieren und die kleinstmögliche Streuinduktivität LMIN-CIGNDI wirksam wird (auch hier bezeichnet der Index ClGNDl den Wirkungsort der Induktivität) . Über¬ schlägig ergibt sich als Hochpass-Grenzfrequenz im gestörten Zustand damit fgStör-MAX
Figure imgf000017_0001
Durch die Gleichtaktdrossel 26 und die als Gleichstrom- Abblockkondensatoren wirksamen Kondensatoren C13, C23 entsteht ein Hochpass dritter Ordnung mit dem Kondensator Ci, der Drossel 26 und dem Kondensator C13 bzw. dem Kondensator C2, der Drossel 26 und dem Kondensator C23, jeweils mit einer Grenzdämpfung von 60dB/Dekade. Die Störungsdämpfung D in dB in Bezug auf das Datensignal ist daher für Frequenzen f kleiner als die Datengrenzfrequenz fgDat-MiN
Figure imgf000017_0002
Für Frequenzen f zwischen der Datengrenzfrequenz fgDat-MiN und der o.a. Stör-Grenzfrequenz fgStör-MAx strebt die Dämpfung gegen Null (D -> OdB) .
Für Frequenzen f größer als die Stör-GrenzfrequenZ tgStör-MAX verschwindet die Dämpfung (D = 0) .
Für Frequenzen f kleiner als die DatengrenzfrequenZ tgDat-MIN beträgt die Dämpfung des Datensignals 60dB/Dekade. Die Widerstände Ri und R2 dämpfen das Abklingen der gedämpf¬ ten Schwingung mit der Grenzfrequenz fgDat-MiN/ die bei jeder Datenflanke entsteht, auf ein nicht mehr störendes Maß. Die Kondensatoren Cu, C2i; C22/ C12 sorgen dafür, dass Änderungen der Ausgangsspannung der Inverter Du, D2i sofort unverzögert am Eingang des jeweiligen Inverters D2i, Du im anderen Zweig wirksam werden und dadurch der Kippvorgang auf die kürzest mögliche Zeit beschleunigt wird. Andernfalls könnte der vom Hochpass aus der Datenflanke erzeugte Kippimpuls kürzer sein als der Kippvorgang von Du, D21 und deren Ausgang wieder in den ursprünglichen Zustand zurückfallen.
Da die Gleichtaktdrossel 26 ein Energiespeicher ist, müssen für Anwendungen der Schaltung 10 im EX Bereich zur Verhinderung zündfähiger Stromkreise die Anforderungen der Norm
EN60079-11 auch für die Gleichtaktdrossel 26 angewendet werden.
Die Nutzung der Gleichtaktdrossel 26 in der Schaltung 10 gemäß FIG 5 unterscheidet sich von der üblichen Anwendung einer Gleichtaktdrossel (Common Mode Choke) in einem EMV- Filter auf vorteilhafte Weise, indem ihr Induktivitäts¬ verhältnis erhöht wird. Die Darstellung in FIG 6 verdeutlicht die Nutzungsunterschiede. Theoretisch erhöht sich das Induk¬ tivitätsverhältnis um den Faktor 4 / (1/4) = 16. Links oben ist in der Darstellung in FIG 6 eine gegensinnige Reihenschaltung mit einer Windungszahl 2N gezeigt. Die wirksame Induktivität resultiert aus der Streuinduktivität Lstreu- Rechts oben ist eine gleichsinnige Parallelschaltung gezeigt. Die Windungszahl beträgt N und die Induktivität L ist pro- portional dem Quadrat der Windungszahl (L ~ N2) . Darunter sind Schaltungsformen und Ersatzschaltbilder gezeigt, wie sie bei der Aus führungs form der Schaltung 10 gemäß FIG 5 in Betracht kommen bzw. sich beim Betrieb der Schaltung ergeben. Links unten ist demnach eine gleichsinnige Reihenschaltung und damit das Ersatzschaltbild für den Betriebsfall gezeigt. Die Windungszahl ist 2N und für die Induktivität ergibt sich L ~ 4N2. Rechts unten ist eine gegensinnige Parallelschaltung und damit das Ersatzschaltbild für den Störunterdrückungsfall gezeigt. Die Windungszahl ist N und die Induktivität ergibt sich als ein Viertel der Streuinduktivität. Unter Verwendung von Datenblatt-Spezifikation ergibt sich daher für die Dämpfung
£> = 18 + 301og (——)[dB]
Lstreu oder
18 +30k)g ( Z ( ) )
Z Streu
Figure imgf000019_0001
Am Beispiel einer handelsüblichen Gleichtaktdrossel 26 (SMD Common Mode Choke) der Bauform 1206 lassen sich die zu erwartenden Eigenschaften abschätzen: Danach ergibt sich mit Z(100MHz) = 2.200 Ω und Zstreu ( 100MHz ) = 15 Ω eine Dämpfung D = 83 dB.
Wenn z. B. der Abstand von innerer Schwelle zur Eingangs¬ spannung der Inverter Du, D21 auf 400mV dimensioniert wird, ist für einen Zustandswechsel eine Flankenhöhe des Daten¬ signals von mindestens 400mV notwendig und andererseits widersteht die Schaltung 10 Störungen der Eingangsspannung von bis zu 800mVpp zwischen positiver und negativer Spitzen Spannung (Vpp: Spannungsdifferenz zwischen positiver und negativer Spitzenspannung (Peak to Peak) ) ohne Zustands- änderung. In Bezug auf die Gleichtaktstörspannung zwischen den Bezugspotentialen des Bereichs B0 und des Bereichs Bl, also GND0 und GND1, ist dann bei der Datengrenzfrequenz fgDat-MiN eine Spannung von
14.000 (83dB) * 0,8Vpp = 11.3kVpp zulässig und wächst für tiefere Frequenzen weiter um
60dB/Dekade. Die Datengrenzfrequenz ergibt sich mit z. B. Ci = 22pF zu ca. 9MHz und die Störunterdrückung beträgt bei 9MHz -1 I kVpp * 2π9ΜΗζ = 320— (9MHz)
2 jus und nimmt bis zur Störgrenzfrequenz fgstör-MA bei ca. 220MHz
Figure imgf000020_0001
Die obere Testgrenze der EMV Norm IEC61000 liegt bei 100MHz. Bei dieser Frequenz beträgt die Störunterdrückung der Schaltung 10 gemäß FIG 5 noch ca. 2,7kV^s. Die Störunterdrückung der Schaltung 10 gemäß FIG 5 entspricht daher der Störunter- drückung bekannter Halbleiterbausteine bei deutlich günstige¬ ren Kosten.
Es ist auch möglich und kann den konkreten Umständen entsprechend vorteilhaft sein, die z. B. als keramische Doppelkon- densatoren ausgeführten Kondensatoren Ci, C2 durch eine
Leiterplattenkonstruktion mit Kondensatoreigenschaften zu ersetzen. Es ist dabei darauf zu achten, dass die in der EN60079-11 geforderten Abstände zwischen den Lagen und allen leitfähigen Teilen auf unterschiedlichen Potentialen der Leiterplatte eingehalten werden.
Einzelne im Vordergrund stehende Aspekte der hier eingereich¬ ten Beschreibung lassen sich damit kurz wie folgt zusammenfassen: Es wird eine Potentialtrennungsschaltung 10 mit einem Eingang 12 sowie einem Ausgang 14 und einer Speicherschaltung 16 angegeben. Diese zeichnet sich durch einen ersten Zweig 20 und einen zu dem ersten Zweig 20 elektrisch parallelen zweiten Zweig 22 zwischen dem Eingang 12 und dem Ausgang 14 sowie Mittel C10, C20 zur Potentialtrennung im ersten und zweiten Zweig 20, 22 und durch eine Symmetrie der beiden an der Stel¬ le der Potentialtrennung 18 beginnenden, ausgangsseitigen Teile des ersten und zweiten Zweigs 20, 22 aus.
Die Potentialtrennungsschaltung 10 basiert auf einer kapa- zitiven Kopplung, so dass als Mittel zur Potentialtrennung ein Kondensator oder eine Mehrzahl von Kondensatoren in Betracht kommen. Dies geht aus von der Identifizierung der kapazitiven Koppelung als einzig praktikable Möglichkeit, mit einzelnen handelsüblichen Bauteilen eine potentialgetrennte Datenübertragungsschnittstelle für hohe Datenraten gemäß den Anforderungen der EN60079-11 "Geräteschutz durch Eigensicherheit "i" in explosionsfähiger Atmosphäre" zu schaffen. Durch die kapazitive Koppelung wird die Abstandsforderung durch Redundanz, also z. B. eine Doppelung ansonsten nur einfach vorgesehener Bauteile, hier einer Serienschaltung von Kondensatoren Cio, Cii; C20, C21 (FIG 3); Ci, C2 (FIG 5), ersetzt. Re¬ dundanz ist gegenüber der Erfüllung einer Abstandsforderung in magnetischer oder optischer Physik vorteilhaft. Hohe
Datenrate und großer Abstand sind bei magnetischer Koppelung nicht vereinbar. Eine optische Konstruktion mit einzelnen Bauteilen geht nicht mit niedrigen Kosten einher. Nur kapazitive Koppelung und Abstand sind ohne Nachteile vereinbar.
Ein weiterer zentraler Aspekt der Potentialtrennungsschaltung 10 ist deren Symmetrie und das Vorsehen einer dem bekannten Grundprinzip der Mitkoppelung zur Realisierung eines Spei- cherelementes entsprechenden oder folgenden Schaltung in einem die Symmetrie begründenden ersten und dazu elektrisch parallelen zweiten Zweig 20, 22 der Schaltung 10. Nur eine symmetrische Schaltung 10 bewirkt eine verschwindende Summe der Datenströme und erzeugt daher zwischen dem Bereich B0 und dem davon potentialgetrennten Bereich Bl keine Schwankungen der Differenzspannung. Die Mitkoppelung und das daraus resultierende Speicherelement ermöglichen die Übertragung stati¬ scher Signale mit 0bps.

Claims

Patentansprüche
1. Potentialtrennungsschaltung (10) mit einem Eingang (12), einem Ausgang (14) und einer Speicherschaltung (16),
gekennzeichnet
durch einen ersten Zweig (20) und einen zu dem ersten Zweig (20) elektrisch parallelen zweiten Zweig (22) zwischen dem Eingang (12) und dem Ausgang (14) sowie Mittel (Cio, Cn; C20/ C21; Ci, C2) zur Potentialtrennung im ersten und zweiten Zweig (20, 22) und
durch eine Symmetrie eines an der Stelle der Potentialtrennung (18) beginnenden, ausgangsseitigen Teils des ersten Zweigs (20) zu einem an der Stelle der Potentialtrennung (18) beginnenden, ausgangsseitigen Teil des zweiten Zweigs (22) .
2. Potentialtrennungsschaltung nach Anspruch 1, mit jeweils einer Sperrkondensator-Reihenschaltung (Cio, Cn; C20, C21; Ci, C2) als Mittel zur Potentialtrennung im ersten und zweiten Zweig (20, 22) .
3. Potentialtrennungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, mit Mitteln (D20) zur Invertierung eines Eingangssignals der Po¬ tentialtrennungsschaltung an einem Beginn des zweiten Zweigs (22) .
4. Potentialtrennungsschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, die als Speicherschaltung (16) im ersten Zweig (20) ein erstes mitgekoppeltes Speicherglied (Cn, Du, R21) und im zweiten Zweig (22) ein zweites mitgekoppeltes Speicherglied (C21, D21, R12) umfasst.
5. Potentialtrennungsschaltung nach Anspruch 4, mit jeweils einem jedem Speicherglied (Du, D21) zugeordneten ohmschen Widerstand (Rn, R22) .
6. Potentialtrennungsschaltung nach Anspruch 4 oder 5, mit jeweils einem Inverter (Du, D21) im ersten und im zweiten mitgekoppelten Speicherglied (Cn, Du, R2i; C21, D2i, R12) und einem zwischen einem Eingang der Inverter (Du, D21) und einem Bezugspotential geschalteten ohmschen Widerstand (RG DIJ
7. Potentialtrennungsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, mit jeweils einem Hochpass mit einer Gleichtakt¬ drossel (26) im ersten und im zweiten Zweig (20, 22) im An- schluss an den Ort der Potentialtrennung (18) .
8. Potentialtrennungsschaltung nach Anspruch 7, wobei die Gleichtaktdrossel (26) im Betrieb der Potentialtrennungs¬ schaltung (10) für Datenströme als gleichsinnige Reihen¬ schaltung zweier von der Gleichtaktdrossel (26) umfasster Wicklungen wirkt.
9. Potentialtrennungsschaltung nach Anspruch 7 oder 8, wobei die Gleichtaktdrossel (26) im Betrieb der Potential¬ trennungsschaltung (10) für Ströme aufgrund einer Störspannung als gegensinnige Parallelschaltung der beiden von der Gleichtaktdrossel (26) umfassten Wicklungen wirkt.
10. Potentialtrennungsschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, mit einer ein Bezugspotential (GND0) eines vom Ort der Potentialtrennung (18) aus gesehen eingangsseitigen Be- reichs (B0) und ein Bezugspotential (GND1) eines vom Ort der Potentialtrennung (18) aus gesehen ausgangsseitigen Bereichs (Bl) verbindenden Gleichspannungsquelle.
11. Elektrisches Gerät, insbesondere Automatisierungsgerät, mit zumindest einer Potentialtrennungsschaltung (10) nach einem der vorangehenden Ansprüche.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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WO2016198343A1 (de) * 2015-06-10 2016-12-15 Siemens Aktiengesellschaft Eigensichere energie- und datenübertragung in einem ethernetnetzwerk
WO2023111123A1 (de) 2021-12-16 2023-06-22 B&R Industrial Automation GmbH Signalübertragungsanordnung mit kapazitiver kopplung

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020125555A1 (en) * 2001-03-08 2002-09-12 Noboru Akiyama Semiconductor device and communication terminal using thereof
DE10357495A1 (de) * 2003-12-09 2005-07-14 Infineon Technologies Ag Pegelumsetzer mit zwei Umsetzerstufen
US7176720B1 (en) * 2003-03-14 2007-02-13 Cypress Semiconductor Corp. Low duty cycle distortion differential to CMOS translator
US20080218258A1 (en) * 2007-03-08 2008-09-11 Philip John Crawley Digital isolator

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10205705C1 (de) * 2002-02-12 2003-05-08 Infineon Technologies Ag Integrierbare Schaltungsanordnung zur potenzialfreien Signalübertragung

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020125555A1 (en) * 2001-03-08 2002-09-12 Noboru Akiyama Semiconductor device and communication terminal using thereof
US7176720B1 (en) * 2003-03-14 2007-02-13 Cypress Semiconductor Corp. Low duty cycle distortion differential to CMOS translator
DE10357495A1 (de) * 2003-12-09 2005-07-14 Infineon Technologies Ag Pegelumsetzer mit zwei Umsetzerstufen
US20080218258A1 (en) * 2007-03-08 2008-09-11 Philip John Crawley Digital isolator

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016198343A1 (de) * 2015-06-10 2016-12-15 Siemens Aktiengesellschaft Eigensichere energie- und datenübertragung in einem ethernetnetzwerk
WO2023111123A1 (de) 2021-12-16 2023-06-22 B&R Industrial Automation GmbH Signalübertragungsanordnung mit kapazitiver kopplung

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