WO2012164981A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device that operates so that an input voltage waveform and an input current waveform of a chopper circuit are substantially similar and in phase to improve the power factor.
  • Patent Literatures 1 and 2 propose switching power supply devices that improve power factor by performing PFC (Power Factor Correction).
  • PFC Power Factor Correction
  • switching is performed near the peak and bottom of the input AC power supply voltage (peak in the waveform after full-wave rectification) in order to realize both reduction of switching loss and reduction of conduction noise.
  • the frequency is lowered.
  • the switching frequency is generally set in a range of 50 kHz to 70 kHz.
  • the present invention can achieve both reduction of EMI and good conversion efficiency, and can simplify the input filter provided for EMI reduction.
  • the object is to provide a device.
  • the present invention relates to a chopper circuit that turns on and off the current to the inductor by a switching element, and a switching control circuit that switches the switching element so that the input voltage waveform and the input current waveform with respect to the phase of the input voltage are substantially similar.
  • the switching control circuit switches the switching element at a switching frequency proportional to a term dependent on an input voltage of an expression representing a third harmonic component of a ripple of a current flowing through the inductor. It is configured as described above.
  • the switching control circuit is based on an oscillation circuit whose oscillation frequency is controlled by a switching frequency control voltage, the switching frequency of the switching element is defined by the oscillation frequency, an input voltage of the chopper circuit, and an output voltage of the chopper circuit. And an arithmetic circuit for calculating the switching frequency control voltage.
  • the switching control circuit may be configured to define a minimum value of the switching frequency.
  • the switching frequency is controlled in a form proportional to the term depending on the input voltage of the expression representing the third harmonic component of the current ripple flowing through the inductor. It is possible to suppress both EMI reduction and good conversion efficiency, and to simplify the input filter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an overall configuration of a switching power supply device according to the present invention. It is a connection diagram of an AC power supply, an input filter, and a full-wave rectifier circuit. It is a block diagram which shows the specific structural example of a control circuit. It is an image figure of a current ripple. It is a graph which shows the relationship between the phase of this input voltage when the input voltage is 100Vac, and the amplitude of the 3rd harmonic component. It is a graph which shows the relationship between the phase of this input voltage when an input voltage is 130Vac, and the amplitude of a 3rd harmonic component. It is a graph which shows the relationship between the phase of this input voltage when the input voltage is 200Vac, and the amplitude of the 3rd harmonic component. It is a graph which shows the relationship between the phase of this input voltage when an input voltage is 230Vac, and the amplitude of a 3rd harmonic component.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing the overall configuration of a switching power supply apparatus according to the present invention.
  • the input voltage Vi is the output voltage of the full-wave rectifier circuit 5 shown in FIG.
  • the input voltage Vi is applied to the smoothing capacitor C2 via the inductor L1 and the diode D1 after high frequency noise is removed by the capacitor C1.
  • the DC voltage Vo smoothed by the smoothing capacitor C2 is output from the output terminal of the switching power supply device.
  • the current flowing from the inductor L1 to the diode D1 is turned on / off by the switching element Q1 such as a MOSFET connected between the inductor L1 and the diode D1 (when the switching element Q1 is turned on, the diode The current flowing through the diode D1 is turned off by the commutation of the current flowing through the D1 to the switching element Q1.
  • the switching element Q1 such as a MOSFET connected between the inductor L1 and the diode D1
  • the control unit 7 performs on / off control of the switching element Q1 so that the power factor is improved.
  • the control unit 7 includes a control circuit 9, a Vcc detection circuit 11 that detects the voltage Vcc and prevents the control circuit 9 from operating until it exceeds a predetermined value, a drive circuit 13, and complementary connected switching elements QC 1 and QC 2. It has.
  • FIG. 3 shows a specific configuration example of the control circuit 9.
  • an output voltage error detection circuit 15 comprising an OTA (Operational Transconductance Amplifier) detects an error of the feedback voltage Vfb with respect to the set voltage Vref and outputs an output voltage error signal Vvcmp corresponding to the error. .
  • OTA Operaational Transconductance Amplifier
  • the output voltage error detection circuit 15 that is OTA outputs a current corresponding to the difference between the set voltage Vref and the feedback voltage Vfb, and integrates the current by the capacitor C4, thereby converting the output voltage error signal Vvcmp into the capacitor C4. It is obtained as a voltage of The voltage Vfb is obtained by dividing the output voltage Vo with voltage dividing resistors R13 and R14 (see FIG. 1). Therefore, the error signal Vvcmp is a signal corresponding to an error with respect to the target value of the output voltage Vo.
  • the multiplication circuit 17 executes an operation of multiplying the output voltage error signal Vvcmp by the voltage signal Vdet.
  • the voltage signal Vdet is obtained by dividing an input voltage Vi to a chopper circuit including a capacitor C1, an inductor L1, a switching element Q1, a diode D1, and a smoothing capacitor C2 by voltage dividing resistors R11 and R12. is there.
  • the input voltage Vi is the output voltage of the full-wave rectifier circuit 5 shown in FIG. Therefore, the waveform of the voltage signal Vdet is a full-wave rectification waveform of the AC voltage from the AC power supply 1 input to the full-wave rectification circuit 5. Therefore, the multiplication circuit 17 generates a current control signal Vmul having an amplitude that is similar to and in phase with the absolute value of the input voltage Vi and is proportional to the output voltage error signal Vvcmp.
  • the current flowing through the inductor L1 is converted into a current detection signal Vis by the detection resistor R21. 3 detects the difference between the current detection signal Vis level-shifted by the level shift circuit 19 and the current control signal Vmul, and outputs a signal Vicmp indicating the difference. That is, the current error detection circuit 21 which is an OTA outputs a current corresponding to the difference between the level-shifted current detection signal Vis and the current control signal Vmul, and integrates the current with the capacitor C3, thereby obtaining the signal Vicmp. It is obtained as the voltage of the capacitor C3.
  • the signal Vicmp is an average value of the level-shifted current detection signal Vis in the time of about one switching cycle, It is a signal that detects a difference from the current control signal Vmul.
  • the comparison circuit 27 compares the signal Vicmp with the output signal Vosc1 (triangular wave or sawtooth wave) of the oscillation circuit 25 whose oscillation frequency is changed by the frequency control voltage Vfs output from the frequency calculation circuit 23. When the former value is exceeded, a reset signal is output to the reset input terminal (R) of the flip-flop 29.
  • the output signal Vosc2 of the oscillation circuit 25 is a pulse signal output at the timing when the triangular wave or sawtooth wave, which is the output signal Vosc1, starts to rise, and is applied to the set input terminal (S) of the flip-flop 29 for output.
  • the flip-flop 29 is set at the timing when the signal Vosc1 starts to rise.
  • the drive circuit 13 shown in FIG. 1 connected to the Q output terminal of the flip-flop 29 turns on the switching elements QC1 and QC2 when the output signal Vdrv of the flip-flop 29 is at a high level (when the flip-flop 29 is set).
  • the switching elements QC1 and QC2 are turned off and turned on to turn off the switching element Q1, respectively.
  • the switching element Q1 When the flip-flop 29 is set by the output signal Vosc2, the switching element Q1 is turned on.
  • the output signal Vosc1 of the oscillation circuit 25 starts increasing, and the value of the signal Vicmp indicating the difference between the value of the current control signal Vmul and the average value of the current detection signal Vis is set.
  • the value of the output signal Vosc1 of the oscillation circuit 25 exceeds, a high level signal is input from the comparison circuit 27 to the reset input terminal of the flip-flop 29.
  • the switching element Q1 since the Q output terminal of the flip-flop 29 becomes low level, the switching element Q1 is turned off via the drive circuit 13 and the switching elements QC1 and QC2.
  • the average value of the current flowing through the inductor L1 in the time of about one switching period is along the waveform of the current control signal Vmul that is similar to (proportional to) the full-wave rectified waveform of the AC voltage from the AC power supply 1. It will change.
  • the signal Vicmp increases, thereby increasing the on-time of the switching element Q and increasing the average value of the current flowing through the inductor L1.
  • the signal Vicmp becomes small, the ON time of the switching element Q1 is shortened, and the average value of the current flowing through the inductor L1 decreases. In this way, a similar current in phase with the input voltage signal Vin flows through the inductor L1, and as a result, the power factor is improved.
  • the switching frequency is generally set in a range of 50 kHz to 70 kHz. Since the switching power supply generates EMI, an input filter 3 as shown in FIG. 2 is generally interposed between the AC power supply 1 and the rectifier circuit 5 in order to clear the EMI-related standard. I am doing so.
  • the input filter 3 acts to suppress switching noise from entering the external AC line, and generally exhibits a characteristic that the attenuation rate increases as the frequency increases.
  • the standard for the frequency of switching noise is 150 kHz or more. Accordingly, in the frequency band of about 150 kHz to 1 MHz considering third harmonics, setting the switching frequency to 65 kHz is more advantageous for simplifying the input filter than setting the switching frequency to 55 kHz. If the switching frequency is increased to about 75 kHz, another inconvenience (such as deterioration in conversion efficiency due to an increase in switching loss) occurs. For the above reasons, the switching frequency is often set to about 65 kHz.
  • the bottleneck in suppressing EMI is normal noise which is a kind of conduction noise. Since the standard for the frequency of conduction noise is 150 kHz to 30 MHz, the fundamental component and the second harmonic component are out of the standard for the switching frequency of 50 kHz to 70 kHz. Therefore, the maximum value of the normal noise is determined by the third harmonic component of the current ripple flowing in the inductor L1 shown in FIG. In other words, if the third harmonic component of the current ripple flowing through the inductor L1 is suppressed, EMI can be suppressed, and as a result, the input filter 3 (EMI filter) can be simplified. .
  • FIG. 4 is an image diagram of the current ripple. This current ripple is given by the following equation (1).
  • Vac is the effective value of the AC input voltage
  • ⁇ is the phase of the AC input voltage
  • L is the inductance of the inductor L1
  • Fs is the switching frequency
  • D is the duty (duty ratio or on-time ratio) of the switching cycle, and is given by the following equation (2).
  • Vo is an output voltage.
  • the third harmonic component shown in the following formula (3) is obtained by Fourier transforming the current ripple ⁇ I.
  • the Fourier transform one triangular wave indicated by a solid line in FIG. 4 is taken out and is converted.
  • the current ripple ⁇ I to be converted is obtained by substituting D in Expression (2) into Expression (1).
  • the period is 1 / Fs, and the peak position in the triangular wave is determined using the duty.
  • the phase ⁇ is treated as a constant, and this ⁇ is changed as a parameter in later analysis.
  • the level of the third harmonic component is inversely proportional to the switching frequency Fs, and is affected by the effective value Vac of the AC input voltage and the phase ⁇ .
  • equation (3) indicates that the maximum value of the third harmonic component is not related to the input voltage.
  • the peak value of the third harmonic component is about 30 ° of the phase of this input voltage. And at 150 °.
  • the peak values are at about 20 °, 90 °, and 160 ° of the same phase. Also, as shown in FIG.
  • the peak values are at the same phase of about 15 °, 45 °, 135 °, and 165 °. Furthermore, as shown in FIG. 8, when the AC input voltage is 230 Vac, the peak value is in the region of about 10 °, 30 °, and 90 ° in the same phase, 150 ° and 170 °. As described above, the phase of the AC input voltage at which the third-order harmonic component reaches a peak differs greatly depending on the effective value of the input voltage.
  • the switching frequency is controlled so that the third harmonic component can be suppressed regardless of the value of the input voltage.
  • the switching frequency Fs is expressed by an equation (3) representing the third harmonic component of the current ripple so that the equation (3) does not depend on the input voltage. Control may be performed in proportion to the term depending on the input voltage in 3). Then, limiting the minimum switching frequency is also executed.
  • the minimum switching frequency Fsmin may be set and the switching frequency Fs may be controlled based on the relationship of the following expression (4).
  • Fsmax represents the maximum value of the switching frequency Fs.
  • the frequency control voltage Vfs output from the frequency calculation circuit 23 in FIG. 3 and the oscillation frequency Fs of the oscillation circuit 25 have the following relationship.
  • Ks is a constant.
  • the input voltage Vi and the AC input voltage Vac shown in FIG. (Strictly speaking, the absolute value of the right-hand side of equation (6) is Vi, but the following discussion holds true.)
  • the frequency control voltage Vfs for setting the oscillation frequency Fs of the oscillation circuit 25 to the maximum frequency and the minimum frequency is set as Vfsmax and Vfsmin, respectively
  • the frequency control voltage Vfs is expressed by the following equation using equations (4) to (6). It is expressed as (7).
  • the relationship between the input voltage Vi and the monitor voltage Vdet related to the voltage Vi is as follows.
  • the relationship between the output voltage Vo and the monitor voltage Vfb related to the voltage Vo is expressed as follows.
  • the constants Mi and Mo are determined by the resistance voltage division ratio.
  • the said Formula (7) is represented as follows using the relationship of Formula (8) and (9).
  • the calculation unit 235 of the frequency calculation circuit 23 shown in FIG. 3 takes in the monitor voltage Vdet related to the input voltage Vi through the A / D converter 231 and also acquires the monitor voltage Vfb related to the output voltage Vo to the A / D converter. 234, and the calculation of the above formula (10) is executed. Then, the frequency control voltage Vfs obtained by the calculation is output to the oscillation circuit 25 via the D / A converter 237.
  • the switching power supply according to the present embodiment that controls the oscillation frequency of the oscillation circuit 25 by the frequency control voltage Vfs determined by the above equation (10) the third harmonic component of the current ripple whose switching frequency flows through the inductor L1.
  • the minimum switching frequency Fsmin is provided because the switching frequency can be reduced to zero unless the minimum switching frequency is set. If the switching frequency is lowered, problems such as increase in required inductors and smoothing capacitors and increase in output ripple occur. Therefore, it is important to set a lower limit of the switching frequency.

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Abstract

ＥＭＩの低減と良好な変換効率とを両立させ、かつ、入力フィルタの簡素化を図る。インダクタへの通電をスイッチング素子によってオン・オフするチョッパ回路と、入力電圧と入力電流がほぼ同位相で相似形となるようにスイッチング素子をスイッチングさせるスイッチング制御回路とを備えるスイッチング電源装置である。スイッチング制御回路は、インダクタに流れる電流のリップルの３次高調波成分を表す式の入力電圧に依存する項に比例するスイッチング周波数でスイッチング素子をスイッチングさせるように構成される。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、チョッパ回路の入力電圧波形と入力電流波形がほぼ相似形かつ同位相となるように動作させて力率の改善を図るスイッチング電源装置に関する。
　ＰＦＣ（Power Factor Correction）を行って力率を改善するようにしたスイッチング電源装置は、例えば、特許文献１、２によって提案されている。
　この特許文献１、２に係るスイッチング電源装置では、スイッチング損失の低減と伝導ノイズの低減の双方を実現するため、入力交流電源電圧のピークとボトム（全波整流後の波形ではピーク）付近においてスイッチング周波数を下げるようにしている。
　なお、スイッチング電源装置では、一般的にスイッチング周波数が５０ｋＨｚ～７０ｋＨｚの範囲に設定される。
特開２０１０－２３３３６８号公報 特開２０１０－２７３４２０号公報
　特許文献１、２に係る制御方式では、ＥＭＩ（Electro Magnet Interference：電磁雑音）の抑制と変換効率とを両立できないことがある。
　すなわち、ＥＭＩを抑制する上でのボトルネックは、伝導ノイズの一種であるノーマルノイズである。伝導ノイズの周波数の規格は、１５０ｋＨｚ～３０ＭＨｚであるため、５０ｋＨｚ～７０ｋＨｚのスイッチング周波数にとって、その基本成分と二次高調波成分は規格外となる。したがって、このノーマルノイズの最大値は、インダクタに流れている電流リップルの３次高調波成分で決まることになる。しかし、特許文献１、２に係る制御方式では、３次高調波成分に適応できないため、ＥＭＩの低減と良好な変換効率とを両立し得ないことがある。
　本発明は、このような状況に鑑み、ＥＭＩの低減と良好な変換効率とを両立することができるとともに、ＥＭＩ削減のために設けられている入力フィルタの簡素化を図ることが可能なスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
　本発明は、インダクタへの通電をスイッチング素子によってオン・オフするチョッパ回路と、入力電圧の位相に対する入力電圧波形と入力電流波形がほぼ相似形となるように前記スイッチング素子をスイッチングさせるスイッチング制御回路とを備えるスイッチング電源装置であって、前記スイッチング制御回路が、前記インダクタに流れる電流のリップルの３次高調波成分を表す式の入力電圧に依存する項に比例するスイッチング周波数で前記スイッチング素子をスイッチングさせるように構成されていることを特徴としている。
　前記スイッチング制御回路は、スイッチング周波数制御電圧によって発振周波数が制御され、その発振周波数によって前記スイッチング素子のスイッチング周波数を規定する発振回路と、前記チョッパ回路の入力電圧と前記チョッパ回路の出力電圧とに基づいて、前記スイッチング周波数制御電圧を演算する演算回路と、を備えることができる。
　また、前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング周波数の最小値を規定するように構成することができる。
　本発明によれば、スイッチング周波数がインダクタを流れる電流リップルの３次高調波成分を表す式の入力電圧に依存する項に比例する形態で制御されることになるので、この３次高調波成分を抑制してＥＭＩの低減と良好な変換効率とを両立することができるとともに、入力フィルタの簡素化を図ることが可能になる。
本発明に係るスイッチング電源装置の全体構成を示す回路図である。 交流電源、入力フィルタ及び全波整流回路の結線図である。 制御回路の具体的な構成例を示すブロック図である。 電流リップルのイメージ図である。 入力電圧が１００Ｖacのときの該入力電圧の位相と３次高調波成分の振幅との関係を示すグラフである。 入力電圧が１３０Ｖacのときの該入力電圧の位相と３次高調波成分の振幅との関係を示すグラフである。 入力電圧が２００Ｖacのときの該入力電圧の位相と３次高調波成分の振幅との関係を示すグラフである。 入力電圧が２３０Ｖacのときの該入力電圧の位相と３次高調波成分の振幅との関係を示すグラフである。
　図１は、本発明に係るスイッチング電源装置の全体構成を示す回路図である。
　このスイッチング電源装置において、入力電圧Ｖiは、図２に示す全波整流回路５の出力電圧である。この入力電圧Ｖiは、キャパシタＣ１により高周波ノイズを除去された後、インダクタＬ１とダイオードＤ１を介して平滑キャパシタＣ２に印加される。その結果、このスイッチング電源装置の出力端子からは、平滑キャパシタＣ２によって平滑化された直流電圧Ｖoが出力される。
　一方、このスイッチング電源装置においては、インダクタＬ１とダイオードＤ１の間に接続されたＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子Ｑ１によってインダクタＬ１からダイオードＤ１に流れる電流がオン・オフされる（スイッチング素子Ｑ１がオンすると、ダイオードＤ１に流れる電流がスイッチング素子Ｑ１に転流されることにより、ダイオードＤ１に流れる電流がオフされる。）。
　制御部７は、力率が改善されるようにスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御するものである。この制御部７は、制御回路９、電圧Ｖccを検出してそれが所定値を超えるまで制御回路９を動作させないようにするＶcc検出回路１１、ドライブ回路１３及びコンプリメンタリ接続されたスイッチング素子ＱＣ１、ＱＣ２を備えている。
　図３に制御回路９の具体的な構成例を示す。図３において、OTA(Operational Transconductance Amplifier)からなる出力電圧誤差検出回路１５は、設定電圧Ｖrefに対するフィードバック電圧Ｖfbの誤差を検出して、その誤差に対応する信号である出力電圧誤差信号Ｖvcmpを出力する。すなわち、OTAである出力電圧誤差検出回路１５は、設定電圧Ｖrefとフィードバック電圧Ｖfbとの差に応じた電流を出力し、その電流をキャパシタＣ４で積分することにより、出力電圧誤差信号ＶvcmpをキャパシタＣ４の電圧として得るのである。電圧Ｖfbは、上記出力電圧Ｖoを分圧抵抗Ｒ１３、Ｒ１４（図１参照）で分圧したものである。従って、誤差信号Ｖvcmpは、上記出力電圧Ｖoの目標値に対する誤差に対応する信号である。
　乗算回路１７は、出力電圧誤差信号Ｖvcmpに電圧信号Ｖdetを乗じる演算を実行する。電圧信号Ｖdetは、図１に示すように、キャパシタＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１及び平滑キャパシタＣ２からなるチョッパ回路への入力電圧Ｖiを分圧抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で分圧したものである。前記したように、入力電圧Ｖiは図２に示す全波整流回路５の出力電圧である。したがって、上記電圧信号Ｖdetの波形は、該全波整流回路５に入力される交流電源１からの交流電圧の全波整流波形となる。それゆえ、乗算回路１７は、入力電圧Ｖiの絶対値と相似形かつ同位相で、出力電圧誤差信号Ｖvcmpに比例した振幅を持つ電流制御信号Ｖmulを生成する。
　図１において、インダクタＬ１を流れる電流は、検出抵抗Ｒ２１によって電流検出信号Ｖisに変換される。図３に示すOTAからなる電流誤差検出回路２１は、レベルシフト回路１９でレベルシフトされた電流検出信号Ｖisと電流制御信号Ｖmulとの差を検出し、その差を示す信号Ｖicmpを出力する。すなわち、OTAである電流誤差検出回路２１は、レベルシフトされた電流検出信号Ｖisと電流制御信号Ｖmulとの差に応じた電流を出力し、その電流をキャパシタＣ３で積分することにより、信号ＶicmpをキャパシタＣ３の電圧として得るのである。
　ここで、キャパシタＣ３を含めた電流検出誤差検出回路２１の応答をある程度遅くしてあるので、信号Ｖicmpは、レベルシフトされた電流検出信号Ｖisのスイッチング周期１周期分程度の時間における平均値と、電流制御信号Ｖmulとの差を検出した信号となっている。
　比較回路２７は、信号Ｖicmpと、周波数演算回路２３から出力される周波数制御電圧Ｖfsによって発振周波数が変化される発振回路２５の出力信号Ｖosc1（三角波もしくは鋸波）とを比較し、後者の値が前者の値を超えるときにフリップフロップ２９のリセット入力端子（Ｒ）にリセット信号を出力する。一方、発振回路２５の出力信号Ｖosc2は、出力信号Ｖosc1である三角波もしくは鋸波が上昇を開始するタイミングで出力されるパルス信号であり、フリップフロップ２９のセット入力端子（Ｓ）に加えられ、出力信号Ｖosc1が上昇を開始するタイミングでフリップフロップ２９をセットする。
　フリップフロップ２９のＱ出力端子に接続された図１に示すドライブ回路１３は、該フリップフロップ２９の出力信号Ｖdrvがハイレベルの時（フリップフロップ２９のセット時）にスイッチング素子ＱＣ１、ＱＣ２をそれぞれオン、オフ状態にしてスイッチング素子Ｑ１をオンさせ、出力信号Ｖdrvがローレベルの時（フリップフロップ２９のリセット時）にスイッチング素子ＱＣ１、ＱＣ２をそれぞれオフ、オン状態にしてスイッチング素子Ｑ１をオフさせる。
　出力信号Ｖosc2によりフリップフロップ２９がセットされるとスイッチング素子Ｑ１がオンする。フリップフロップ２９がセットされてスイッチング素子Ｑ１がオンするとともに発振回路２５の出力信号Ｖosc1が増加を始め、電流制御信号Ｖmulの値と電流検出信号Ｖisの平均値との差を示す信号Ｖicmpの値を発振回路２５の出力信号Ｖosc1の値が超えると、比較回路２７からフリップフロップ２９のリセット入力端子にハイレベルの信号が入力される。その結果、フリップフロップ２９のＱ出力端子がローレベルとなるので、ドライブ回路１3及びスイッチング素子ＱＣ１、ＱＣ２を介してスイッチング素子Ｑ１がオフされる。これによりインダクタＬ１に流れる電流のスイッチング周期１周期分程度の時間における平均値が、交流電源１からの交流電圧の全波整流波形に相似形の（比例する）電流制御信号Ｖmulの波形に沿って変化するものになる。すなわち、電流検出信号Ｖisの平均値が制御信号Ｖmulより小さいと信号Ｖicmpが大きくなり、これによりスイッチング素子Ｑのオン時間が長くなってインダクタＬ１に流れる電流の平均値が増大する。また、電流検出信号Ｖisの平均値が制御信号Ｖmulより大きいと信号Ｖicmpが小さくなってスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなり、インダクタＬ１に流れる電流の平均値が減少する。このようにして、インダクタＬ１には入力電圧信号Ｖinと同相で相似形の電流が流れ、その結果、力率が改善される。
　ところで、スイッチング電源装置は、一般的にスイッチング周波数が５０ｋＨｚ～７０ｋＨｚの範囲に設定される。そして、スイッチング電源装置は、ＥＭＩを発生するので、このＥＭＩに関する規格をクリアするために、一般的に図２に示したような入力フィルタ３を交流電源１と整流回路５との間に介在させるようにしている。この入力フィルタ３は、スイッチングノイズが外部のＡＣラインに乗ることを抑制するように作用し、一般的に、周波数が高いほど減衰率が大となる特性を示す。
　スイッチングノイズの周波数についての規格は１５０ｋＨｚ以上である。従って、３次高調波を考慮した１５０ｋＨｚ～１ＭＨｚくらいの周波数帯域では、スイッチング周波数を５５ｋＨｚに設定するよりも、６５ｋＨｚに設定する方が入力フィルタの簡素化を図る上で有利になる。なお、スイッチング周波数を７５ｋＨｚ程度まで高くすると、別の不都合（スイッチング損失の増大による変換効率の悪化等）が発生することになる。以上の理由から、スイッチング周波数は６５ｋＨｚ程度に設定することが多い。
　ＥＭＩを抑制する上でのボトルネックは、伝導ノイズの一種であるノーマルノイズである。伝導ノイズの周波数についての規格は、１５０ｋＨｚ～３０ＭＨｚであるため、５０ｋＨｚ～７０ｋＨｚのスイッチング周波数にとって、その基本成分と二次高調波成分は規格外となる。したがって、このノーマルノイズの最大値は、図１に示すインダクタＬ１に流れている電流リップルの３次高調波成分で決まる。言い換えると、インダクタＬ１に流れている電流リップルの３次高調波成分を抑えれば、ＥＭＩを抑制することができ、結果的に、上記入力フィルタ３（ＥＭＩフィルタ）の簡素化も図ることができる。
　図４は、上記電流リップルのイメージ図である。この電流リップルは、下式（１）によって与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、Ｖacは交流入力電圧の実効値、θは交流入力電圧の位相、ＬはインダクタＬ１のインダクタンス、Ｆsはスイッチング周波数をそれぞれ表す。Ｄはスイッチングサイクルのデューティ（時比率、もしくはオン時比率）であり、下式（２）によって与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ｖoは出力電圧である。
　上記の電流リップルΔIをフーリエ変換することによって、下式（３）に示す３次高調波成分が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　フーリエ変換は、図４に実線で示される三角波をひとつ取り出し、それを変換対象とする。このとき、変換する電流リップル△Ｉには、式（１）に式（２）のＤを代入したものを用いる。また、周期は１／Ｆｓを用い、三角波中のピークの位置はデューティを用いて決めている。フーリエ変換を行っているとき、位相θは定数として扱い、あとの解析でこのθをパラメータとして変化させる。
　式（３）から明らかなように、３次高調波成分のレベルはスイッチング周波数Ｆsに反比例し、また、交流入力電圧の実効値Ｖacと位相θの影響を受ける。さらに、式（３）は、３次高調波成分の最大値が入力電圧と関係しないことを示している。
　例として、式（３）を用いて、仕様Ｖｏ＝３９０Ｖ、Ｌ＝６８０μＨ、Ｆｓ＝６０ｋＨｚで交流入力電圧の位相に対する３次高調波成分の大きさを計算し、それらを図５、図６、図７、図８にそれぞれ示した。図５に示すように、入力電圧（図２に示す交流電源１の出力電圧の実行値）が１００Ｖacである場合には、３次高調波成分のピーク値がこの入力電圧の位相の約３０°と１５０°にある。
　また、図６に示すように、交流入力電圧が１３０Ｖである場合には、同ピーク値が同位相の約２０°、９０°、１６０°にある。また、図７に示すように、交流入力電圧が２００Ｖacである場合には、同ピーク値が同位相の約１５°、４５°、１３５°、１６５°にある。
　さらに、図８に示すように、交流入力電圧が２３０Ｖacの場合には、同ピーク値が同位相の約１０°、３０°、９０°を中心とする領域、１５０°１７０°にある。このように、３次高調波成分がピークになる交流入力電圧の位相は該入力電圧の実効値によって大きく相違する。
　前記したように、前記特許文献１、２の制御方式では、入力交流電源電圧のピークとボトム（全波整流後の波形ではピーク）付近においてスイッチング周波数を下げるので、交流入力電圧が１００Ｖになるときの位相９０°付近のスイッチング周波数を低く抑えて変換効率を良くすると同時に、位相３０°と１５０°付近でのスイッチング周波数を高くなるように制御してＥＭＩの発生を抑えている。
　したがって、交流入力電圧が１００Ｖacのときには、ＥＭＩの低減と変換効率を両立できるものの、交流入力電圧が１３０Ｖａｃと２３０Ｖacの場合では、位相９０°付近において、スイッチング周波数が低くなっているのにもかかわらず３次高調波成分が大きいため、ＥＭＩを抑えきれないおそれがある。交流入力電圧が２００Ｖacの場合も、同様の傾向がある。したがって、特許文献１、２の制御方式では、交流入力電圧の大きさによってＥＭＩの低減と変換効率とを両立できないという状態が発生する。
　そこで、本実施形態に係るスイッチング電源装置では、入力電圧の値によらず３次高調波成分を抑制することができるようにスイッチング周波数を制御するようにしている。
　入力電圧の値によらず３次高調波成分を抑制するためには、式（３）が入力電圧に依存しない形になるよう、スイッチング周波数Ｆｓを電流リップルの３次高調波成分を表す式（３）の入力電圧に依存する項に比例するように制御すればよい。そして、最小スイッチング周波数を制限することを合わせて実行する。
　例えば、最小スイッチング周波数Ｆsminを設定し、スイッチング周波数Ｆsを下式（４）の関係に基づいて制御すればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、Ｆsmaxはスイッチング周波数Ｆsの最大値を表す。式（４）のＦｓを式（３）に代入することにより、３次高調波成分が、基本的に交流入力電圧の実効値Ｖacおよび交流入力電圧の位相θに依存しないものになることが分かる。
　図３の周波数演算回路２３から出力される周波数制御電圧Ｖfsと発振回路２５の発振周波数Ｆsには以下の関係がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、Ｋsは定数である。
　また、図１に示す入力電圧Ｖiと交流入力電圧Ｖacには以下の関係がある。（厳密にいえば、式（６）の右辺の絶対値がＶiとなるが、以下の議論は同様に成立する。）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、発振回路２５の発振周波数Ｆsを最大周波数及び最小周波数にする周波数制御電圧ＶfsをそれぞれＶfsmax及びＶfsminとして設定すると、周波数制御電圧Ｖfs は、式（４）～（６）を用いて下式（７）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　入力電圧Ｖiと該電圧Ｖiに係るモニター電圧Ｖdetとの関係は以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　また、出力電圧Ｖoと該電圧Ｖoに係るモニター電圧Ｖfbとの関係は以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、定数ＭｉとＭｏは抵抗分圧比で決定される。
　そして、上記式（７）は、式（８）と（９）の関係を用いて以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　図３に示す周波数演算回路２３の演算部２３５は、入力電圧Ｖiに係るモニター電圧ＶdetをＡ／Ｄ変換器２３１を介して取込むとともに、出力電圧Ｖoに係るモニター電圧ＶfbをＡ／Ｄ変換器２３３を介して取込み、上記式（１０）の演算を実行する。そして、その演算によって求められた周波数制御電圧ＶfsをＤ／Ａ変換器２３７を介して発振回路２５に出力する。
　上記式（１０）によって決定される周波数制御電圧Ｖfsによって発振回路２５の発振周波数を制御する本実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、スイッチング周波数がインダクタＬ１を流れる電流リップルの３次高調波成分を表す式の入力電圧に依存する項に比例する形態で制御されることになるので、この３次高調波成分を抑制してＥＭＩの低減と変換効率を両立することができるとともに、フィルタ３の簡素化を図ることが可能になる。なお、最小スイッチング周波数Ｆsminを設けるのは、最小スイッチング周波数を設定しないと、スイッチング周波数がゼロまで下がりうることになってしまうからである。スイッチング周波数が低くなると、必要なインダクタや平滑コンデンサが大きくなってしまう、出力のリップルが大きくなってしまう、などの問題が生じるため、スイッチング周波数の下限を設けることは重要である。
　１　交流電源
　３　入力フィルタ
　５　全波整流回路
　７　制御部
　９　制御回路
　１１　Ｖcc検出回路
　１３　ドライブ回路
　１５　出力電圧誤差検出回路
　１７　乗算回路
　１９　レベルシフト回路
　２１　電流誤差検出回路
　２３　周波数演算回路
　２３１，２３３　Ａ／Ｄ変換器
　２３５　演算部
　２３７　Ｄ／Ａ変換器
　２５　発振回路
　２７　比較回路
　２９　フリップフロップ
　Ｌ１　インダクタ
　Ｄ１　ダイオード
　Ｑ１　スイッチング素子
　Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４　キャパシタ
　Ｒ１１～Ｒ１３　分圧抵抗
　Ｒ２１　検出抵抗

Claims (3)

  1. 　インダクタへの通電をスイッチング素子によってオン・オフするチョッパ回路と、入力電圧の位相に対する入力電圧波形と入力電流波形がほぼ相似形となるように前記スイッチング素子をスイッチングさせるスイッチング制御回路とを備えるスイッチング電源装置であって、
    　前記スイッチング制御回路は、前記インダクタに流れる電流のリップルの３次高調波成分を表す式の入力電圧に依存する項に比例するスイッチング周波数で前記スイッチング素子をスイッチングさせるように構成されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 　前記スイッチング制御回路は、
    　スイッチング周波数制御電圧によって発振周波数が制御され、その発振周波数によって前記スイッチング素子のスイッチング周波数を規定する発振回路と、
    　前記チョッパ回路の入力電圧と前記チョッパ回路の出力電圧とに基づいて、前記スイッチング周波数制御電圧を演算する演算回路と、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング周波数の最小値を規定するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
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