WO2012147474A1

WO2012147474A1 - 受信装置、無線通信システム、受信装置の制御プログラムおよび集積回路

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Publication number: WO2012147474A1
Application number: PCT/JP2012/059225
Authority: WO
Inventors: 中村　理; 淳悟後藤; 高橋　宏樹; 一成横枕; 泰弘浜口
Original assignee: シャープ株式会社
Priority date: 2011-04-27
Filing date: 2012-04-04
Publication date: 2012-11-01
Also published as: JP2012231426A

Abstract

　干渉が支配的な通信システムにおいて、伝送効率を向上する。送信装置の送信アンテナから直交性を有しない信号を受信し、繰り返し等化処理を行なう受信装置であって、受信した信号の復号化を行なって、符号化ビットの事後ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する復号部４１３と、復号部４１３が出力した事後ＬＬＲおよび伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成し、生成した干渉レプリカを受信した信号から減算する。また、事前ＬＬＲに任意の定数を乗算する乗算部４１５と、復号部４１３が出力した事後ＬＬＲから乗算部４１５の出力を減算する減算部４１７を更に備え、減算部４１７は、復号部４１３が出力した事後ＬＬＲから、乗算部４１５が出力した信号を減算する。

Description

受信装置、無線通信システム、受信装置の制御プログラムおよび集積回路

　本発明は、受信装置、無線通信システム、受信装置の制御プログラムおよび集積回路に関する。

　ディジタル通信では、伝送路のＳＮＲ（Signal to Noise power Ratio、信号対雑音電力比）が低い場合、熱雑音によるビット誤りが生じる。このビット誤りを受信機で訂正する技術の１つとして誤り訂正符号がよく知られている。情報ビット列を符号化して得られる符号化ビット列を送信し、受信機では受信した符号化ビット列を復号し、送信された情報ビットを得る。この時、受信した符号化ビットを硬判定したものに誤りがある状況においても、誤り訂正符号の訂正能力が十分であれば、復号後に誤りのない情報ビット列を得ることが可能となる。誤り訂正符号には、リードソロモン符号、畳み込み符号等様々な符号が存在し、その中でも特にターボ符号は、強力な誤り訂正復号能力を持つ符号として知られ、第三世代携帯電話やＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）等で採用されている。

　ターボ符号は、情報ビット列を符号器に入力して得られる第１の符号化ビット列と、情報ビット列にインターリーブを適用し、ビットの順番を並び変えた系列を符号器に入力して得られる第２の符号化ビット列を生成する。送信機は、情報ビット列および、得られた第１の符号化ビット列と第２の符号化ビット列を送信する。受信機では、情報ビット列および、第１の符号化ビット列と第２の符号化ビット列を受信し、第１の復号器において、第１の符号化ビット列の復号を行なう。復号結果の内、第１の復号器でのビットの信頼性（尤度、LLR（Log Likelihood Ratio））の増加分（外部値、外部情報、外部LLR）を、第２の復号器に入力する。第２の復号器では、受信した第２の符号化ビット列に加え、第１の復号器から入力される外部値を事前情報（事前値、事前LLR）として用いて復号を行なう。事前情報が存在することで、事前情報がない場合と比較して、ビット尤度を向上させることができる。また第２の復号器で得られる外部値を第１の復号器の事前情報として入力することで、第２の復号器から入力される事前情報を用いた復号を第１の復号で行なう。再度復号処理を行なうことで得られる外部情報は、第２の復号器に入力され、事前情報として用いられる。このようにターボ符号では、２つの復号器間で外部情報を任意の回数交換することで、情報ビットの尤度を向上させることができる。この結果、強力な誤り訂正復号能力を実現することができる。

　一方、次世代の移動通信では大容量伝送が求められているため、送信信号を送信する帯域の広帯域化が重要となる。しかしながら広帯域化を行なうと、送信信号は遅延波によるマルチパスの影響を大きく受けて受信装置で受信される。つまり広帯域シングルキャリア伝送では、遅延波によるシンボル間干渉（ISI、Inter-Symbol Interference）によって特性が著しく劣化してしまう。マルチパスを周波数領域で観測すると周波数選択性フェージングとなっており、パス数が多くなるに従って、周波数選択性が強くなる。

　そこで近年、シングルキャリア伝送において、受信装置で信号を周波数に変換し、周波数領域で周波数選択性フェージングを補償し、その後時間領域信号に戻す、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）周波数領域等化が比較的低演算量でシンボル間干渉を抑圧できる技術として広く知られるようになっている。しかしながらＭＭＳＥ周波数領域等化では、ＩＳＩと雑音による影響が最小となるように動作するため、ＩＳＩを完全に抑圧することはできない。そこで残留したＩＳＩを除去するため、ターボ等化が注目を集めている。

　ターボ等化では、ターボ復号で用いられるターボ原理を用いて、残留ＩＳＩを除去できる。つまり、ターボ等化は、周波数領域等化を行なう周波数領域等化器を、ターボ復号の第１の復号器、誤り訂正復号器自体をターボ復号の第２の復号器と見なし、周波数領域等化器と誤り訂正復号器の間で外部情報の交換を繰り返すことで伝送特性を改善することができる。具体的には、復号器が出力する外部ＬＬＲからＩＳＩのレプリカを生成し、受信信号から減算する処理を任意の回数繰り返すことで、ＩＳＩを除去する。なお、等化器は周波数領域処理に限定されず、時間領域処理が行なわれてもよい。なお、誤り訂正符号は、ターボ符号であっても、畳み込み符号であってもよく、限定されない。また、除去される干渉はＩＳＩに限定されず、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）におけるアンテナ間干渉や、ＣＰ（Cyclic Prefix、GI(Guard Interval)とも称する）を超える遅延波による干渉を除去するために繰り返し処理を用いることも研究されている。

　ターボ原理に基づき、ターボ等化では等化器と復号器間で外部情報を交換するとされているが、非特許文献１では復号器の外部情報ではなく事後値を交換することが記載されている。つまり、復号器のみによる改善量である外部情報に、もともと復号器に入力されたＬＬＲを加えたものを等化器の事前情報として用いるターボ等化が検討されている（以後、外部情報を交換することに限定されないターボ等化を、変形型ターボ等化と呼ぶ）。さらに非特許文献２では、ターボ等化の初回では外部情報によってレプリカを生成し、繰り返し数を増やす毎に、徐々に事後値を用いるように制御することも検討されている。

　ところで特許文献１および特許文献２では、送信データの周波数スペクトル（以下、単にスペクトルとも称する）の一部を削除して送信する技術が提案されている。図１３Ａ、図１３Ｂにその概略を示す。

　図１３Ａは、元々のシングルキャリアのスペクトルを表わす図である。３ＧＰＰ（3^rdGeneration Partnership Project）が標準化を行なっているＬＴＥ（Long Term Evolution）では、生成したシングルキャリアスペクトルを任意の周波数に配置して送信するＳＣ-ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）が採用されている。

　図１３Ｂは、周波数スペクトルの一部を削除したシングルキャリアのスペクトルを表わす図である。一方、特許文献１および特許文献２には、図１３Ｂのように、周波数スペクトルの一部（図では高周波数）を削除して送信することが記載されている。図１３Ｂのようにスペクトルを送信すると、図１３Ａと同じ情報を送信できるのにもかかわらず、送信に使われる周波数帯域は少なくてすむ。この結果、周波数利用効率を増加させることができる。

　しかしながら、図１３Ｂのような伝送では、受信装置で一部のスペクトルが欠落（クリップ、周波数領域パンクチャ、削除とも称する）されて受信されることになる。この結果、すべてのスペクトルが送信された場合と比較して、伝送特性が劣化してしまう。これは一部のスペクトルが欠落しているために、時間領域でのシンボル間の直交性が崩れ、送信時間信号にシンボル間干渉（Inter-Symbol Interference；ISI）が生じているためである。そこでこのような伝送では、スペクトルを削除して送信した周波数は伝搬路利得がゼロであった、つまり周波数選択性フェージングにより、利得が落ち込んだ伝搬路を経由して受信されたとみなして、ターボ等化処理等を行なうことが提案されている。

特開２００８-２１９１４４号公報特開２００９-１５９４１３号公報

M. Witzke, S. Baro, F. Schreckenbach, and J. Hagenauer, "iterative detection of MIMO signals with linear detectors," in Proc. 36th Asilomar Conference On Signals, Systems And Computers, Pacific Grove, CA, USA, pp. 3-6,Nov. 2002. J. Nam, S. R. Kim, J. Ha, and J. Y. Ahn, "A New Design of Iterative Detection and Decoding with Soft Interference Cancellation," in Proc. IEEE VTC’08-fall, Oct. 2008.

　非特許文献１および非特許文献２では、送信アンテナ４本、受信アンテナ４本のＭＩＭＯ伝送を仮定している。このようなＭＩＭＯ伝送は、ターボ等化を必ずしも必要としない通信システムであるが、特許文献１および特許文献２に示されている通信システムは、送信信号の直交性を崩して送信を行なうため、１回の周波数領域等化のみでは通信を行なうことができず、ターボ等化のような強力な受信処理が必要となる。しかしながらターボ等化は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）と比べて信号点間距離が短くなる１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）や６４ＱＡＭのような多値変調では、復号器が出力する外部ＬＬＲが小さくなることで生成されるレプリカが小さくなってしまうため、ターボ等化による改善量が限定されるという問題があった。したがって、特許文献１および特許文献２のような技術においては、多値変調を適用しにくいという問題があった。

　本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、干渉が支配的な通信システムにおいて、伝送効率を向上できる受信装置、無線通信システム、受信装置の制御プログラムおよび集積回路を提供することを目的とする。

　（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の受信装置は、送信装置の送信アンテナから直交性を有しない信号を受信し、繰り返し等化処理を行なう受信装置であって、前記受信した信号の復号化を行なって、符号化ビットの事後ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する復号部を備え、前記復号部が出力した事後ＬＬＲおよび伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成し、生成した干渉レプリカを前記受信した信号から減算することを特徴としている。

　このように、受信装置は、事後ＬＬＲおよび伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成するので、送信の際にＩＳＩが発生するような送信を行なう通信システムにおいて、受信機が繰り返し等化処理を行なう場合、外部ＬＬＲによってレプリカの生成を行なうのではなく、事後ＬＬＲ、あるいは事後ＬＬＲから定数倍した事前ＬＬＲを減算することで得られる値によってレプリカを生成することができ、大きなレプリカを減算することが可能となるため、繰り返し処理の効果が増大する。この結果、伝送特性を大幅に改善できる。

　（２）また、本発明の受信装置において、前記事前ＬＬＲに任意の定数を乗算する乗算部と、前記復号部が出力した事後ＬＬＲから前記乗算部の出力を減算する減算部を更に備え、前記減算部は、前記復号部が出力した事後ＬＬＲから、前記乗算部が出力した信号を減算することを特徴としている。

　このように、受信装置は、事前ＬＬＲに任意の定数を乗算するので、送信の際にＩＳＩが発生するような送信を行なう通信システムにおいて、受信機が繰り返し等化処理を行なう場合、外部ＬＬＲによってレプリカの生成を行なうのではなく、事後ＬＬＲ、あるいは事後ＬＬＲから定数倍した事前ＬＬＲを減算することで得られる値によってレプリカを生成することができ、大きなレプリカを減算することが可能となるため、繰り返し処理の効果が増大する。この結果、伝送特性を大幅に改善できる。

　（３）また、本発明の受信装置において、前記直交性を有しない信号は、受信アンテナの数よりも前記送信アンテナの数が多いＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）送信を行なう際に生成されることを特徴としている。

　このように、直交性を有しない信号が、受信アンテナの数よりも送信アンテナの数が多いＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）送信を行なう際に生成されるので、受信装置は、移動局装置間で使用周波数の一部あるいはすべてが一致するＭＵ-ＭＩＭＯを行なうことによってＩＵＩが発生するシステムにおいても、ターボ等化において事後ＬＬＲによるレプリカ生成を行なうことが可能となり、伝送特性を大幅に改善できる。

　（４）また、本発明の受信装置において、前記直交性を有しない信号は、前記送信装置において、シングルキャリアスペクトルの一部のみを削除するクリッピングによって生成されることを特徴としている。

　このように、直交性を有しない信号が、送信装置において、シングルキャリアスペクトルの一部のみを削除するクリッピングによって生成されるので、送信装置は、シングルキャリアスペクトルの場合と同じ情報を送信できるのにもかかわらず、送信に使われる周波数帯域をシングルキャリアスペクトルの場合より少なくすることができる。この結果、周波数利用効率を増加させることができる。

　（５）また、本発明の受信装置において、前記乗算部は、前記任意の定数を通信パラメータに応じて変更することを特徴としている。

　このように、受信装置は、任意の定数を通信パラメータに応じて変更するので、直交性を崩した送信を行なうシステムにおいて、受信器で繰り返し等化処理を行なう場合、事後ＬＬＲによってレプリカを生成した場合に劣化することを回避するため、受信機で把握できるパラメータ（変調方式、符号化率等）によって、レプリカ生成を外部ＬＬＲで行なうか、事後ＬＬＲで行なうかを変更することができる。その結果、ターボ等化の干渉除去能力を向上させることができるため、伝送特性を改善することができる。

　（６）また、本発明の受信装置において、前記通信パラメータは、ＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）であることを特徴としている。

　このように、通信パラメータが、ＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）であるので、受信装置は、低符号化時や低変調方式時に事後ＬＬＲによるレプリカ生成を行なうことによる特性劣化を回避することができる。

　（７）また、本発明の無線通信システムは、送信装置と受信装置とから構成される無線通信システムであって、前記送信装置は、送信アンテナから直交性を有しない信号を送信し、前記受信装置は、前記送信装置から受信した信号の復号化を行なって、符号化ビットの事後ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する復号部と、前記復号部が出力した事後ＬＬＲから、前記復号部に入力される前の信号である事前ＬＬＲを減算する減算部と、を備え、前記減算後の信号および伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成し、生成した干渉レプリカを前記受信した信号から減算することによって、繰り返し等化処理を行なうことを特徴としている。

　このように、受信装置は、事後ＬＬＲから、事前ＬＬＲを減算し、減算後の信号および伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成するので、送信の際にＩＳＩが発生するような送信を行なう通信システムにおいて、受信機が繰り返し等化処理を行なう場合、外部ＬＬＲによってレプリカの生成を行なうのではなく、事後ＬＬＲ、あるいは事後ＬＬＲから定数倍した事前ＬＬＲを減算することで得られる値によってレプリカを生成することができ、大きなレプリカを減算することが可能となるため、繰り返し処理の効果が増大する。この結果、伝送特性を大幅に改善できる。

　（８）また、本発明の受信装置の制御プログラムは、送信装置の送信アンテナから直交性を有しない信号を受信し、繰り返し等化処理を行なう受信装置の制御プログラムであって、前記受信した信号の復号化を行なって、符号化ビットの事後ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する処理と、前記復号部が出力した事後ＬＬＲから、前記復号部に入力される前の信号である事前ＬＬＲを減算する処理と、前記減算後の信号および伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成する処理と、前記生成した干渉レプリカを前記受信した信号から減算する処理と、の一連の処理を、コンピュータに実行させることを特徴としている。

　（９）また、本発明の集積回路は、受信装置に実装されることによって、前記受信装置に複数の機能を発揮させる集積回路であって、送信装置の送信アンテナから直交性を有しない信号を受信する機能と、前記受信した信号の復号化を行なって、符号化ビットの事後ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する機能と、前記復号部が出力した事後ＬＬＲから、前記復号部に入力される前の信号である事前ＬＬＲを減算する機能と、前記減算後の信号および伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成する機能と、前記生成した干渉レプリカを前記受信した信号から減算することによって、前記受信した信号に対して繰り返し等化処理を行なう機能と、の一連の機能を、前記受信装置に発揮させることを特徴としている。

　本発明によれば、直交性を崩した送信を行なう通信システムにおいて、伝送効率を向上できる。

本発明の第１の実施形態に係る移動局装置１の送信機構成を示すブロック図である。本発明の第１の実施形態に係るシングルキャリアスペクトル生成部１０１の構成例を示すブロック図である。本発明の第１の実施形態に係る基地局装置３の構成を示す概略ブロック図である。本発明の第１の実施形態に係る受信処理部３１３の構成について示すブロック図である。本発明の第１の実施形態に係る計算機シミュレーション結果を示すグラフである。本発明の第２の実施形態に係る移動局装置１の構成例を示すブロック図である。ＦＤＭＡにおけるスペクトル配置の例を示す図である。スペクトルの一部が互いに多重されて送信される例を示す図である。本発明の第２の実施形態に係る基地局装置３の構成を示す概略ブロック図である。本発明の第２の実施形態に係る受信処理部５０１の構成について示すブロック図である。本発明の第３の実施形態に係る受信処理部７０１の構成例を示すブロック図である。本発明の第３の実施形態におけるβの値の設定基準の一例を示す図である。本発明の第３の実施形態におけるβの値の設定基準の一例を示す図である。本発明の第３の実施形態におけるβの値の設定基準の一例を示す図である。本発明の第３の実施形態におけるβの値の設定基準の一例を示す図である。元々のシングルキャリアのスペクトルを表わす図である。周波数スペクトルの一部を削除したシングルキャリアのスペクトルを表わす図である。本発明の通信システムを示す概略図である。

　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳しく説明する。図１４は、本発明の通信システムを示す概略図である。この図において、通信システムは、移動局装置１-１、移動局装置１-２と（以下、移動局装置１-１、移動局装置１-２を合わせて、移動局装置１と表す）、基地局装置３を具備する。移動局装置１-１および移動局装置１-２は、基地局装置３に対して信号を送信する（移動局装置１から基地局装置３への通信を上りリンクという）。また、基地局装置３は、移動局装置１-１と移動局装置１-２に対して信号を送信する（基地局装置３から移動局装置１への通信を下りリンクという）。なお図では基地局装置３に対し、２つの移動局装置１が接続している例を示しているが、接続移動局装置数は２に限定されず、１であっても２以上であってもよい。

　なお、以下の各実施形態では、通信方式がシングルキャリア伝送、つまり時間領域で変調シンボルが生成される伝送について説明するが、本発明はこれに限らず、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing、直交周波数分割多重）やＭＣ-ＣＤＭＡ（Multi-Carrier Code Division Multiple Access、マルチキャリア符号分割多元接続）のようなマルチキャリア伝送の通信システムに適用してもよい。また各実施形態において送信アンテナ数および受信アンテナ数は、１本であっても複数本であってもよい。また、複数の場合には、アンテナダイバーシチや空間多重といった、既存のＭＩＭＯ伝送を行なってもよい。

　［第１の実施形態］
　本実施形態では直交性を崩した送信を行なうシステムとして、スペクトルの一部を送信しない通信システムについて説明を行なう。

＜移動局装置１について＞
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る移動局装置１の送信機構成を示すブロック図である。情報ビット列はシングルキャリアスペクトル生成部１０１に入力される。

　図２は、本発明の第１の実施形態に係るシングルキャリアスペクトル生成部１０１の構成例を示すブロック図である。情報ビット列は符号化部２０１に入力される。符号化部２０１は、入力された情報ビット列を、所定の符号化率で誤り訂正符号化する。誤り訂正符号化としては、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号等、どのような符号であってもよい。符号化部２０１は、符号化して得られる符号化ビット列を、インターリーブ部２０３に出力する。インターリーブ部２０３は、符号化部２０１から入力された符号化ビット列に対して、ビットの並び替えを行なう。インターリーブ部２０３は、並び替えを行なったビット列を変調部２０５に出力する。

　変調部２０５は、インターリーブ部２０３から入力された符号化ビット列を、所定の変調方式で変調することで、変調シンボル列を生成する。なお、変調方式には、例えば、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭがある。変調部２０５は、生成した変調シンボル列をＤＦＴ部２０７に出力する。ＤＦＴ部２０７は、変調部２０５から入力された変調シンボル列をＮ_ＤＦＴ個毎に分割し、それぞれＮ_ＤＦＴ個の変調シンボル毎にＮ_ＤＦＴポイント離散フーリエ変換を行なう。ここで、Ｎ_ＤＦＴとは、移動局装置１毎に１回のＤＦＴで生成されるスペクトルの数を表す。これにより、ＤＦＴ部２０７は、変調シンボルを時間領域の信号から、周波数領域の信号（周波数スペクトル）Ｓ（ｋ）に変換する。ここで、ｋは離散フーリエ変換のポイントを表す整数であり、１≦ｋ≦Ｎ_ＤＦＴである。ＤＦＴ部２０７は、変換後の周波数スペクトルを、シングルキャリアスペクトル生成部１０１の出力として出力する。

　図１のシングルキャリアスペクトル生成部１０１の出力は、クリッピング部１０３に入力される。クリッピング部１０３では、ＤＦＴ部２０７から入力されたＮ_ＤＦＴポイントの周波数スペクトルＳ（ｋ）のうち、Ｎ_ＣＬＩＰ（０≦Ｎ_ＣＬＩＰ≦Ｎ_ＤＦＴ）ポイントの周波数スペクトルが欠落（クリップ、周波数領域パンクチャ、削除とも称する）され、Ｎ_ＴＸ（＝Ｎ_ＤＦＴ－Ｎ_ＣＬＩＰ）ポイントの周波数スペクトルが生成される。Ｎ_ＤＦＴポイントのうち、どの周波数スペクトルを削除するかは、基地局装置３から送信機会毎に通知されてもよいし、システムで予め定められていてもよい。例えば、Ｓ（ｋ）の高周波成分Ｓ（Ｎ_ＤＦＴ－Ｎ_ＣＬＩＰ＋１）～Ｓ（Ｎ_ＤＦＴ）を常に削除するとすれば、送受信で削除した周波数スペクトルに関する情報を通知することなく共有できる。クリッピング部１０３は、クリップ処理後のＮ_ＴＸポイントの周波数スペクトルをスペクトルマッピング部１０５に出力する。

　スペクトルマッピング部１０５は、クリッピング部１０３から入力されたＮ_ＴＸポイントの周波数スペクトルを、Ｎ_ＦＦＴポイントの周波数ポイント内の所定の周波数にマッピングする。ここで、Ｎ_ＦＦＴとは、セル内全体の割当可能な周波数ポイントの数を表し、必ずＮ_ＤＦＴ＜Ｎ_ＦＦＴとなる数である。マッピングする周波数位置に関しては、基地局装置３から送信機会毎に通知されてもよいし、システムで予め定められていてもよい。なお、スペクトルマッピング部１０５は、マッピングされたＮ_ＴＸポイント以外の周波数ポイント（つまりＮ_ＦＦＴ－Ｎ_ＴＸポイント）には、ゼロをマッピングする（スペクトルをマッピングしない）。スペクトルマッピング部１０５は、Ｎ_ＦＦＴポイントで構成されるスペクトルマッピング後の信号を、ＩＦＦＴ部１０７に入力する。ＩＦＦＴ部１０７は、Ｎ_ＦＦＴポイント毎に逆高速フーリエ変換（IFFT、Inverse Fast Fourier Transform）を適用し、周波数領域信号から時間領域信号に変換する。ＩＦＦＴ部１０７が出力するＮ_ＦＦＴポイント毎の時間領域信号は参照信号多重部１０９に入力される。

　参照信号多重部１０９では、参照信号生成部１１１から入力される参照信号と、ＩＦＦＴ部１０７から入力される時間領域信号を多重し、送信フレームを構成する。図１ではＩＦＦＴ後に参照信号多重部１０９が存在するが、周波数多重等を行なうためＩＦＦＴ前に参照信号多重部１０９が存在してもよい。なお、参照信号とは送受信で既知の系列から構成される信号であり、パイロット信号とも呼ばれる。次にＣＰ付加部１１３では、Ｎ_ＦＦＴポイントの時間領域信号毎にＣＰを付加し、無線送信部１１５に入力する。無線送信部１１５では、Ｄ／Ａ（ディジタル‐アナログ）変換、搬送波周波数帯へのアップコンバージョン、アナログフィルタリング等の処理を行ない、アンテナ１１７を介して送信する。アンテナ１１７から送信された信号は、伝搬路を経由して、基地局装置３のアンテナで受信される。

＜基地局装置３について＞
　図３は、本発明の第１の実施形態に係る基地局装置３の構成を示す概略ブロック図である。移動局装置１が送信した信号は、アンテナ３０１を介して受信される。受信した信号は、無線受信部３０３に入力され、搬送波周波数帯からのダウンコンバージョン、アナログフィルタリング、Ａ／Ｄ変換等が行なわれる。無線受信部３０３の出力は、ＣＰ除去部３０５にてＣＰの除去が行なわれた後、参照信号分離部３０７に入力される。参照信号分離部３０７ではデータ信号と参照信号を分離し、データ信号をＦＦＴ部３０９に、参照信号を伝搬路推定部３１１に入力する。伝搬路推定部３１１では、入力された受信参照信号を用いて、送信アンテナと受信アンテナ間の伝搬路推定を行ない、得られた伝搬路推定値を受信処理部３１３に入力する。

　一方、ＦＦＴ部３０９に入力されたデータ信号は、ＦＦＴ部３０９においてＮ_ＦＦＴポイントのＦＦＴの処理を行ない、時間領域信号から周波数領域信号に変換される。得られた周波数領域信号はスペクトルデマッピング部３１５に入力され、Ｎ_ＦＦＴポイントの周波数ポイントの中から、伝送に用いたＮ_ＴＸポイントの周波数ポイントを抽出する。抽出されたＮ_ＴＸポイントの周波数ポイントはデクリッピング部３１７に入力される。デクリッピング部３１７では送信側で削除されたＮ_ＣＬＩＰポイントのスペクトルの受信信号の振幅がゼロであったとしてＮ_ＤＦＴ（＝Ｎ_ＴＸ＋Ｎ_ＣＬＩＰ）ポイントの周波数スペクトルを形成する。つまり、Ｎ_ＴＸポイントの入力に、Ｎ_ＣＬＩＰポイントのゼロを付加し、Ｎ_ＤＦＴポイントの周波数スペクトルを形成する。形成されたＮ_ＤＦＴポイントの周波数スペクトルは受信処理部３１３に入力される。受信処理部３１３では、受信信号から送信情報ビット列を推定し、情報ビット列として出力する。

　図４は、本発明の第１の実施形態に係る受信処理部３１３の構成について示すブロック図である。図３のデクリッピング部３１７から入力されたＮ_ＤＦＴポイントの周波数スペクトルは、キャンセル部４０１に入力される。キャンセル部４０１では、干渉レプリカ生成部４０３から入力される干渉レプリカを、デクリッピング部３１７から入力される周波数スペクトルから減算する。初回は干渉レプリカ生成部４０３の出力がないため、何も減算されない。キャンセル部４０１での減算結果は、等化部４０５に入力される。等化部４０５では、伝搬路推定部３１１から入力される伝搬路推定値を用いて等化重みを生成し、キャンセル部４０１からの入力に乗算することで等化処理を行なう。ここで等化重みは、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）重みや、ＺＦ（Zero Forcing）重み等、どのようなものであってもよい。

　等化部４０５の出力はＩＤＦＴ部４０７に入力され、ＩＤＦＴ（Inverse DFT）が適用されることで、周波数領域信号から時間領域信号への変換が行なわれる。変換後の時間領域信号は復調部４０９に入力され、送信側で行なわれた変調方式を基にビットＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）の算出が行なわれる。復調部４０９の出力はデインターリーブ部４１１に入力され、ビットの並び順が元に戻される。ここで、デインターリーブ部４１１が出力するビットＬＬＲをλ_ｉｎ（ｎ）（１≦ｎ≦Ｎ_ｃ）とする。ただしＮ_ｃは符号化ビット系列のビット長を表わす。デインターリーブ部４１１の出力は復号部４１３および乗算部４１５に入力される。復号部４１３では送信装置で行なった符号化を復号する処理が行なわれる。復号部４１３が出力する復号後の符号化ビットのビットＬＬＲ（以降、事後LLRとも呼ぶ）は減算部４１７に入力される。ここで符号化ビットの事後ＬＬＲをλ_ｏｕｔ（ｎ）と定義する。

　一方、乗算部４１５では、入力されたλ_ｉｎ（ｎ）にβを乗算する処理が行なわれる。乗算部４１５の出力は減算部４１７に入力される。減算部４１７は、乗算部４１５から入力されるＬＬＲを、復号部４１３から入力される事後ＬＬＲλ_ｏｕｔ（ｎ）から減算する処理を行ない、得られたＬＬＲをインターリーブ部４１９に入力する。ここで、インターリーブ部４１９に入力されるＬＬＲλ_ｐｒｉ（ｎ）は次式で表わされる。

　式（１）で、乗算部４１５で乗算するβが１のとき、λ_ｐｒｉ（ｎ）は復号部４１３内でのＬＬＲの改善量を示すＬＬＲ、つまり外部ＬＬＲとなるため、ターボ原理に基づくターボ等化となる。一方、例えばβがゼロの時、λ_ｐｒｉ（ｎ）＝λ_ｏｕｔ（ｎ）、つまりλ_ｐｒｉ（ｎ）は事後ＬＬＲとなるため、ターボ原理に基づかない変形型ターボ等化となる。なおβの値は、ゼロあるいは１に限定されず、どのようなものであってもよい。例えばβを０．５としたり、ターボ等化の繰り返し数をｎ（nは0以上の整数）とし、（０．８５）^ｎというように、繰り返し毎にβの値を変更したりすることも可能である。

　インターリーブ部４１９は、減算部４１７から入力されたビットＬＬＲに対して、図２のインターリーブ部２０３と同じ並び替えを行なう。インターリーブ部４１９は、並び替えを行なったビットＬＬＲをレプリカ生成部４２１に出力する。レプリカ生成部４２１は、インターリーブ部４１９から入力されたビットＬＬＲによって、移動局装置１が行なう変調に基づいて変調シンボルの軟判定レプリカを生成する。レプリカ生成部４２１は、生成した軟判定レプリカをＤＦＴ部４２３に出力する。ＤＦＴ部４２３は、レプリカ生成部４２１から入力された軟判定レプリカに対して、Ｎ_ＤＦＴ個の変調シンボル毎に、Ｎ_ＤＦＴポイントの離散フーリエ変換を行なう。ＤＦＴ部４２３は、離散フーリエ変換後の信号（周波数スペクトル）を、干渉レプリカ生成部４０３に出力する。

　干渉レプリカ生成部４０３は、ＤＦＴ部４２３から入力された周波数スペクトルと、伝搬路推定部３１１から入力される上りリンクの伝搬路推定値を用いて干渉レプリカを生成する。特に本実施形態では、周波数選択性フェージングおよびスペクトルを削除して送信したことに起因するＩＳＩのレプリカを生成し、生成したＩＳＩレプリカをキャンセル部４０１に出力する。上記の構成により、もしＩＳＩレプリカが完全であれば、キャンセル部４０１による減算によって、ＩＳＩの無い信号を等化部４０５に出力することができる。このような送信信号は、ＭＭＳＥやＺＦのような線形受信機では検出できない信号であり、線形受信機では検出できない送信信号と定義するものとする。以上の処理を任意の回数繰り返した後、復号部４１３が算出する情報ビットの事後ＬＬＲを硬判定した結果を情報ビット列として出力する。

　図５は、本発明の第１の実施形態に係る計算機シミュレーション結果を示すグラフである。８ＲＢ（Resource Block、1RBは12周波数ポイントから成る）のシングルキャリアを生成し、高周波数の２ＲＢをクリップした場合のブロック誤り率特性である。実線は乗算部４１５でβ＝０、つまり事後ＬＬＲでレプリカを生成した場合の特性であり、点線は乗算部４１５でβ＝１、つまりターボ原理通り、外部ＬＬＲでレプリカを生成した場合の特性である。シミュレーションの条件は、１６ＱＡＭ、符号化率１／２のターボ符号、伝搬路モデルとしては、Ｔｙｐｉｃａｌ　Ｕｒｂａｎ-６パス、ターボ等化の繰り返し数は１０回、ターボ復号の繰り返しは６回、ＲＢの割り当ては伝搬路に依存させず固定的な配置、伝搬路推定は理想的に行なわれるものとしている。

　非特許文献２のように、送信アンテナ４本、受信アンテナ４本によるＭＩＭＯ伝送のような環境では、レプリカ生成を事後ＬＬＲから外部ＬＬＲに変更しても０．８ｄＢ程度の改善しか得られなかったのに対し、スペクトルの一部を削除して送信する通信システムにおいて、レプリカ生成を外部ＬＬＲから事後ＬＬＲに変更することにより、図５に示すような著しい特性改善効果が得られる。これは、通常、誤り訂正符号がＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）環境を想定して設計されているため、干渉が支配的なシステムでは、誤り訂正復号の誤り訂正能力が低くなる。その結果、復号器が出力する外部ＬＬＲの絶対値も小さくなってしまうためである。つまり、システムの干渉量が大きい場合に事後ＬＬＲによるレプリカ生成を行なうことで伝送特性を大幅に改善できる。

　本実施形態では直交性を崩した送信を行なうシステムとして、スペクトルの一部を送信しない通信システムについて説明を行なった。このように送信の際にＩＳＩが発生するような送信を行なう通信システムにおいて、受信機が繰り返し等化処理を行なう場合、外部ＬＬＲによってレプリカの生成を行なうのではなく、事後ＬＬＲ、あるいは事後ＬＬＲから定数倍した事前ＬＬＲを減算することで得られる値によってレプリカを生成することで、キャンセル部４０１で大きなレプリカを減算することができるため、繰り返し処理の効果が増大する。この結果、伝送特性を大幅に改善できる。

　［第２の実施形態］
　以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態では、周波数スペクトルの一部を削除して送信するためＩＳＩが生じる通信システムを例に説明を行なったが、干渉はＩＳＩに限定されず、著しい干渉を伴う通信システム全般に対して大幅な改善効果が見込める。そこで本実施形態では、干渉がユーザ間干渉（IUI、Inter-User Interference）である通信システムを例に説明を行なう。受信アンテナ数がＮｒ本の場合、アンテナの自由度は（Ｎｒ－１）となるため、各送信装置の送信アンテナ数が１本の場合、（Ｎｒ－１）個の送信装置による干渉を除去できる。つまり、受信アンテナがＮｒ本の場合、Ｎｒ個の移動局装置１が同一時刻同一周波数で通信を行なうことができる。しかしＮｒを超える送信装置がアクセスする場合、受信アンテナの自由度を超えるため、直交性を維持できず、ＩＵＩによる伝送特性の劣化を引き起こしてしまう。本実施形態は、このように送信端末数が受信アンテナ数を超えることによって直交性が崩れる通信システムを対象とする。なお本実施形態では説明を簡単にするため、移動局装置１の送信アンテナ本数を１、基地局装置３における受信アンテナ本数を１としているが、それぞれ複数アンテナとすることも当然可能である。その場合、公知のＭＩＭＯ送受信技術を適用することも可能である。

＜移動局装置１について＞
　図６は、本発明の第２の実施形態に係る移動局装置１の構成例を示すブロック図である。図１の移動局装置１と基本的に同じ構成であるが、シングルキャリアスペクトル生成部１０１の出力が、クリッピング部１０３を介さずにスペクトルマッピング部１０５に出力される点が異なる。ただし、スペクトルマッピング部１０５で行なう周波数スペクトルの配置は、複数の移動局装置１が、周波数スペクトルを周波数領域で直交、つまりＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access）するように送信するのではなく、送信周波数スペクトルの一部、あるいはすべてが、他の移動局装置１が送信する周波数スペクトルと、同一時刻に多重（MU-MIMO（Multiuser－Multiple Input Multiple Output））されるようにして送信する。この場合のスペクトル配置の例を、図７Ａ、図７Ｂを用いて説明を行なう。

　図７Ａは、ＦＤＭＡにおけるスペクトル配置の例を示す図である。移動局装置１-１および移動局装置１-２がそれぞれ送信を行なうが、周波数領域でスペクトルが多重されないようにスペクトルを配置している。

　図７Ｂは、スペクトルの一部が互いに多重されて送信される例を示す図である。このような場合、スペクトルが重複した周波数では、ＩＵＩが発生する。なお、図７Ａ、図７Ｂでは、各移動局装置１が生成するシングルキャリアスペクトルが、システム帯域で離散的に配置されている例を示しているが、連続的に配置されてもよい。

＜基地局装置３について＞
　図８は、本発明の第２の実施形態に係る基地局装置３の構成を示す概略ブロック図である。基地局装置３も図３とほぼ同じ構成であるが、スペクトルデマッピング部３１５は各移動局装置１が送信に利用した周波数を抽出し、それぞれ受信処理部５０１に入力する点が異なる。

　図９は、本発明の第２の実施形態に係る受信処理部５０１の構成について示すブロック図である。図８のスペクトルデマッピング部３１５から入力された周波数スペクトルはそれぞれ、キャンセル部６０１-１～６０１-Ｕに入力される。キャンセル部６０１-ｕでは、干渉レプリカ生成部６０３から入力される干渉レプリカを、スペクトルデマッピング部３１５から入力される周波数スペクトルから減算する。以降、第１の実施形態と同様の処理を行なう。ここでＤＦＴ部６０５-ｕは、離散フーリエ変換後の信号を、干渉レプリカ生成部６０３に出力する。しかし第１の実施形態とは異なり、ＤＦＴ部６０５-１～６０５-Ｕの出力、つまり移動局装置１-１～１-Ｕの信号が、干渉レプリカ生成部６０３に入力されることになる。

　干渉レプリカ生成部６０３は、ＤＦＴ部６０５-１～６０５-Ｕから入力された周波数スペクトルと、伝搬路推定部３１１から入力される上りリンクの伝搬路推定値を用いて干渉レプリカを生成する。特に本実施形態では、周波数選択性フェージングに起因するＩＳＩのレプリカと、移動局装置１間で使用周波数の一部あるいはすべてが重複した場合に発生するＩＵＩのレプリカを合成したものを干渉レプリカとし、キャンセル部６０１-１～６０１-Ｕに出力する。なお干渉レプリカ生成部６０３は、移動局装置１-１～１-Ｕ用の干渉レプリカを生成し、それぞれキャンセル部６０１-１～６０１-Ｕに入力する。上記の構成により、もし干渉レプリカを完全に生成できれば、キャンセル部６０１-１～６０１-Ｕでの減算処理によって、干渉の無い信号を等化部６０７-１～６０７-Ｕに出力することができる。このような方法も同様に、線形受信機では検出できない信号を受信したとみなすことができる。以上の処理を任意の回数繰り返した後、復号部６１５-１～６１５-Ｕが算出する情報ビットの事後ＬＬＲを硬判定した結果を情報ビット列として出力する。

　本実施形態では直交性を崩した送信を行なうシステムとして、受信機でＩＵＩが生じる通信システムについて説明を行なった。第１の実施形態のようにスペクトルの一部を送信しないことによって干渉が生じる通信システムだけではなく、移動局装置１間で使用周波数の一部あるいはすべてが一致するＭＵ-ＭＩＭＯを行なうことによってＩＵＩが発生するシステムにおいても、ターボ等化において事後ＬＬＲによるレプリカ生成を行なうことで伝送特性を大幅に改善できる。なお、本実施形態では、複数のユーザがＭＵ-ＭＩＭＯを行なう場合について説明を行なったが、１端末が受信装置の受信アンテナよりも多い送信アンテナを具備する場合のＳＵ-ＭＩＭＯ（Single User - MIMO）にも適用可能である。またＳＵ-ＭＩＭＯにおいて各送信アンテナで、スペクトルの一部あるいはすべてが多重されないように送信を行なうことも可能である他、上記ＭＵ-ＭＩＭＯと上記ＳＵ-ＭＩＭＯを組み合わせて送信することも可能である。

　［第３の実施形態］
　以下、図面を参照しながら本発明の第３の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態および第２の実施形態において、復号器が出力する外部ＬＬＲでレプリカを生成するのではなく、事後ＬＬＲによってレプリカを生成することについて説明を行なったが、常に事後ＬＬＲでレプリカを生成することで特性が改善されるわけではない。事後ＬＬＲを用いる効果があるのは、外部ＬＬＲが小さくなる場合、つまり復号器での特性改善量が限られる場合である。したがって、誤り訂正符号の符号化率が高い場合には、事後ＬＬＲでレプリカを生成することによる効果があるが、符号化率が低い場合には、外部ＬＬＲが十分大きくなるため、事後ＬＬＲでレプリカを生成することによる効果がない上、事後ＬＬＲによってレプリカを生成すると、等化器と復号器は独立というターボ原理に反する処理を行なうことになるため、特性が劣化する場合もある。また外部ＬＬＲの値が十分大きくなる状況は、低符号化率だけではなく、低次変調方式でも起こる。本実施形態ではこのことに着目した受信処理部について説明を行なう。

　本実施形態では直交性を崩した送信を行なうシステムとして、第１の実施形態と同様、シングルキャリアスペクトルの一部を削除して送信を行なう通信システムを例に説明を行なうが、第２の実施形態のように、複数の移動局装置１の送信スペクトルの一部、あるいは全体が重複する場合にも当然適用可能である。送信装置は図１と同一であるため説明を省略する。受信装置も図３の実施形態と同様であるが、受信処理部の内部処理が第１の実施形態とは異なる。本実施形態における受信処理部の構成を図１０に示す。

　図１０は、本発明の第３の実施形態に係る受信処理部７０１の構成例を示すブロック図である。図１０の受信処理部７０１は、図４の受信処理部３１３と基本的な構成は同じであるが、係数設定部７０３が追加されている。係数設定部７０３では、式（１）のβの値の設定が行なわれる。

　図１１Ａは、本発明の第３の実施形態におけるβの値の設定基準の一例を示す図である。図１１Ａのように、符号化率が１／３以下の場合はβ＝１（つまり外部LLRでレプリカ生成）とし、１／３より大きい場合はβ＝０（つまり事後LLRでレプリカ生成）とすることで、低符号化時に事後ＬＬＲによるレプリカ生成を行なうことによる特性劣化を回避することができる。なお、符号化率は基地局装置３で把握できている。

　図１１Ｂは、本発明の第３の実施形態におけるβの値の設定基準の一例を示す図である。βの値は、０か１に限定されないため、図１１Ｂのように符号化率によって細かくβの値を設定することも可能である。

　図１２Ａは、本発明の第３の実施形態におけるβの値の設定基準の一例を示す図である。符号化率ではなく、図１２Ａのように変調方式によってβの値を変更することも可能である。

　図１２Ｂは、本発明の第３の実施形態におけるβの値の設定基準の一例を示す図である。図１２Ｂのように変調方式と符号化率の組み合わせ（MCS（Modulation and Coding Scheme））によって、βの値を設定することも可能である。さらには削除するスペクトルの数、あるいは割合によってβの値を設定してもよい。また第２の実施形態では、重複するスペクトルの量、あるいは割合によってβの値を設定することもできる。他にもフェージングの周波数選択性の強さやＭＩＭＯのランク等、基地局装置３（受信装置）で把握できるパラメータによってβの値を変更することも本発明に含まれる。

　本発明によれば、本実施形態では直交性を崩した送信を行なうシステムにおいて、受信器で繰り返し等化処理を行なう場合、事後ＬＬＲによってレプリカを生成した場合に劣化することを回避するため、受信機で把握できるパラメータ（変調方式、符号化率等）によって、レプリカ生成を外部ＬＬＲで行なうか、事後ＬＬＲで行なうかを変更することができる。その結果、ターボ等化の干渉除去能力を向上させることができるため、伝送特性を改善することができる。

　なお、上述した第１から第３の実施形態はそれぞれ組み合わせて使用することも可能である。また、上述した実施形態における移動局装置１、基地局装置３の一部をコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、移動局装置１、または基地局装置３に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ-ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。

　さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

　また、上述した実施形態における移動局装置１および基地局装置３の一部、または全部を、ＬＳＩ（Large Scale Integration）等の集積回路として実現しても良い。移動局装置１および基地局装置３の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化しても良い。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いても良い。

　以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。

１、１-１、１-２　移動局装置
３　基地局装置
１０１　シングルキャリアスペクトル生成部
１０３　クリッピング部
１０５　スペクトルマッピング部
１０７　ＩＦＦＴ部
１０９　参照信号多重部
１１１　参照信号生成部
１１３　ＣＰ付加部
１１５　無線送信部
１１７　アンテナ
２０１　符号化部
２０３　インターリーブ部
２０５　変調部
２０７　ＤＦＴ部
３０１　アンテナ
３０３　無線受信部
３０５　ＣＰ除去部
３０７　参照信号分離部
３０９　ＦＦＴ部
３１１　伝搬路推定部
３１３　受信処理部
３１５　スペクトルデマッピング部
３１７　デクリッピング部
４０１　キャンセル部
４０３　干渉レプリカ生成部
４０５　等化部
４０７　ＩＤＦＴ部
４０９　復調部
４１１　デインターリーブ部
４１３　復号部
４１５　乗算部
４１７　減算部
４１９　インターリーブ部
４２１　レプリカ生成部
４２３　ＤＦＴ部
５０１　受信処理部
６０１-１～６０１-Ｕ　キャンセル部
６０３　干渉レプリカ生成部
６０５-１～６０５-Ｕ　ＤＦＴ部
６０７-１～６０７-Ｕ　等化部
６１５-１～６１５-Ｕ　復号部
７０１　受信処理部
７０３　係数設定部

Claims

　送信装置の送信アンテナから直交性を有しない信号を受信し、繰り返し等化処理を行なう受信装置であって、
　前記受信した信号の復号化を行なって、符号化ビットの事後ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する復号部を備え、
　前記復号部が出力した事後ＬＬＲおよび伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成し、生成した干渉レプリカを前記受信した信号から減算することを特徴とする受信装置。
　前記事前ＬＬＲに任意の定数を乗算する乗算部と、
　前記復号部が出力した事後ＬＬＲから前記乗算部の出力を減算する減算部を更に備え、
　前記減算部は、前記復号部が出力した事後ＬＬＲから、前記乗算部が出力した信号を減算することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
　前記直交性を有しない信号は、受信アンテナの数よりも前記送信アンテナの数が多いＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）送信を行なう際に生成されることを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信装置。
　前記直交性を有しない信号は、前記送信装置において、シングルキャリアスペクトルの一部のみを削除するクリッピングによって生成されることを特徴とする請求項１または請求項２記載の受信装置。
　前記乗算部は、前記任意の定数を通信パラメータに応じて変更することを特徴とする請求項２記載の受信装置。
　前記通信パラメータは、ＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）であることを特徴とする請求項５記載の受信装置。
　送信装置と受信装置とから構成される無線通信システムであって、
　前記送信装置は、送信アンテナから直交性を有しない信号を送信し、
　前記受信装置は、
　前記送信装置から受信した信号の復号化を行なって、符号化ビットの事後ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する復号部と、
　前記復号部が出力した事後ＬＬＲから、前記復号部に入力される前の信号である事前ＬＬＲを減算する減算部と、を備え、
　前記減算後の信号および伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成し、生成した干渉レプリカを前記受信した信号から減算することによって、繰り返し等化処理を行なうことを特徴とする無線通信システム。
　送信装置の送信アンテナから直交性を有しない信号を受信し、繰り返し等化処理を行なう受信装置の制御プログラムであって、
　前記受信した信号の復号化を行なって、符号化ビットの事後ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する処理と、
　前記復号部が出力した事後ＬＬＲから、前記復号部に入力される前の信号である事前ＬＬＲを減算する処理と、
　前記減算後の信号および伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成する処理と、
　前記生成した干渉レプリカを前記受信した信号から減算する処理と、の一連の処理を、コンピュータに実行させることを特徴とする受信装置の制御プログラム。
　受信装置に実装されることによって、前記受信装置に複数の機能を発揮させる集積回路であって、
　送信装置の送信アンテナから直交性を有しない信号を受信する機能と、
　前記受信した信号の復号化を行なって、符号化ビットの事後ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する機能と、
　前記復号部が出力した事後ＬＬＲから、前記復号部に入力される前の信号である事前ＬＬＲを減算する機能と、
　前記減算後の信号および伝搬路推定結果に基づいて干渉レプリカを生成する機能と、
　前記生成した干渉レプリカを前記受信した信号から減算することによって、前記受信した信号に対して繰り返し等化処理を行なう機能と、の一連の機能を、前記受信装置に発揮させることを特徴とする集積回路。