JP2012070196A - 無線システム - Google Patents

Abstract

【課題】 複数のユーザに対応できるサブキャリアマッピングを行い、かつ、ＣＰ伝送を不要とすることで電力効率と周波数利用効率を低下させることがないＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムを提供する。
【解決手段】 送信装置において、符号化部１１が送信データを符号化し、インタリーバ１２がインタリーブし、変調部１３が変調し、Ｋ−ＦＦＴ部１４がＫポイントで離散フーリエ変換し、サブキャリアマッピング部１５が、Ｓ／Ｐ変換部１４１でシリアル／パラレル変換し、Ｋ−ＦＦＴ部１４２でＫポイントで離散フーリエ変換し、サブキャリアマッピング処理部１４３でサブキャリアにマッピングする処理を行い、Ｍ−ＩＤＦＴ部１４４でＫポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換し、Ｐ／Ｓ変換部１４５でパラレル／シリアル変換し、Ｍ−ＩＦＦＴ部１６がＭポイントで逆離散フーリエ変換する無線システムである。
【選択図】 図３

Description

本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）方式の無線システムに係り、特に、ＣＰ（Cyclic Prefix）を伝送しないターボ等化を行う無線システムに関する。

［従来の技術］
電力効率の良いシングルキャリア伝送方式を広帯域移動通信環境で用いるために、マルチパスチャネルに起因した符号間干渉歪（送信されたシンボル同士が互いに影響しあうために生じる歪）を除去するための技術として、等化器が研究されてきた。

特に、ターボ原理を広帯域シングルキャリア移動通信における等化に用いる試みが行われ、ターボ等化のためのアルゴリズムを時間軸上のスライディング処理からフレーム単位の一括処理とし、更に、これを周波数領域に変換することで処理量を大幅に低減できる周波数領域ターボ等化アルゴリズム（ＦＤ／ＳＣ−ＭＭＳＥ：Frequency Domain Soft Cancellation and Minimum Mean Square Error）が考えられた。

この周波数領域ターボ等化アルゴリズムは、等化のための演算量は符号間干渉の長さに依存せず、フレームの長さの対数のオーダーに比例するもので、広帯域シングルキャリア移動通信における等化処理を現実的なものとした。

ただし、周波数領域ターボ等化アルゴリズムは、フレームを一括して周波数領域変換するために、等価的なチャネル行列が巡回性を満たすよう、送信側で予め送信フレームの最後尾から符号間干渉長に相当するシンボル数をコピーし、これをフレームの先頭に配置（ＣＰ）することが必要であり、そのため、伝送効率が劣化する。

また、シングルキャリア方式の欠点の一つに、与えられた帯域幅を一人のユーザが独占して用い、受信側の処理が帯域毎に行われるため、各ユーザの伝送速度に対応するサービスクオリティに応じにくい点があった。

この点を改良するために、受信側で一括して処理が行われる一方、送信側では各ユーザが要求する伝送速度に応じて、用いられていない周波数に帯域を割り当て直すシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式が検討されている。

ＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、周波数帯域の再割り当てのためには時間軸上の信号を離散フーリエ変換によって周波数領域に変換し、サブキャリアマッピング行列によって、用いる周波数帯域を再割り当てした後、時間領域に再変換する。この際、再割り当て前の離散フーリエ変換ポイント数は再割り当て後の離散フーリエ変換ポイント数よりも小さく選ばれ、再割り当て後の離散フーリエ変換ポイント数は、受信側で一括処理のための離散フーリエ変換ポイント数に等しく選ばれる。
これにより、受信側での符号間干渉の等化処理が各ユーザに対して一括して行うことが可能となる。

［関連技術］
尚、関連する先行技術として、下記の非特許文献１〜７がある。
非特許文献１には、ＦＤ／ＳＣ−ＭＭＳＥにおけるターボ等化器について記載され、非特許文献２には、ＩＢＩ（Inter-block interference）を回避するためのガードインターバル（ＧＩ）としてＣＰをＳＣ−ＦＤＭＡ方式と直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ：Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式に用いることが記載されている。

また、非特許文献３〜５には、ブロック伝送においてＰＣを用いない技術が提案されている。
更に、非特許文献６には、シングルキャリアシステムに対する周波数領域ターボ等化器が、非特許文献７には、ＭＭＳＥ ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）のターボ等化器に対するＥＸＩＴ（Extrinsic Information Transfer）チャートによる解析方法が、発明者等によって提案されている。

Kansanen and T. Matsumoto, "A computationally efficient MIMO turbo equalizer," in IEEE VTC-Spring, Korea, vol. 1, 2003, pp. 277-281. H. Sari, G. Karam, and I. Jeanclaude, "Transmission techniques for digital terrestrial TV broadcasting," in IEEE Comm. Magazine, Feb. 1995, pp. 100-109. Z. Chen, Y. Chang, F. Liu, J. Zhou, and D. Yang, "A turbo FDE technique for OFDM system without cyclic prefix," in IEEE VTC-Fall 2009, Sept. 2009. H. Lee, Y. Lee, K. Ann, and H. Park, "Interference cancellation for single carrier frequency domain equalizer without cyclic prefix," in IEEE VTC-Spring 2010, May 2010. D. Wang, Z. Pan, X. You, C. H. Kyu, J. B. Jang, and J. Ha, "Low-complexity turbo equalization for single-carrier systems without cyclic prefix," in IEEE ICCS 2008, Nov. 2008, pp. 632-636. K. Anwar, H. Zhou, and T. Matsumoto, "Chained turbo equalization for block transmission without guard interval," in IEEE VTC-Spring 2010, May 2010. K. Kansanen and T. Matsumoto, "An analytical method for MMSE MIMO turbo equalizer EXIT chart computation," IEEE Trans. Commun., vol. 6, No. pp. 59-63, Jan. 2007.

しかしながら、従来のＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムでは、周波数領域ターボ等化が有効であることは明らかであるが、電力効率と周波数利用効率を低下させることがなく、複数のユーザ（マルチユーザ）に対応可能なサブキャリアマッピングを行うことが難しいという問題点があった。

つまり、マルチユーザに対応可能なサブキャリアマッピングを行う従来のＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、等価的チャネル行列に巡回性を持たせるために、ＣＰを伝送する必要があるため、電力効率と周波数利用効率の低下を招くものとなっていた。

本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、複数のユーザに対応できるサブキャリアマッピングを行い、かつ、ＣＰ伝送を不要とすることで、電力効率と周波数利用効率を低下させることがないＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムを提供することを目的とする。

上記従来例の問題点を解決するための本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムであって、送信装置が、送信データを符号化する符号化部と、符号化されたデータをインタリーブするインタリーバと、インタリーブされたデータを変調する変調部と、変調されたデータをＫポイントで離散フーリエ変換する第１のＫ−ＦＦＴ部と、第１のＫ−ＦＦＴ部から出力されたデータをサブキャリアマッピングするサブキャリアマッピング部と、サブキャリアマッピングされたデータを、Ｋポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換する第１のＭ−ＩＦＦＴ部とを備え、サブキャリアマッピング部が、変調されたデータをシリアル／パラレル変換するＳ／Ｐ変換部と、シリアル／パラレル変換されたデータをＫポイントで離散フーリエ変換する第２のＫ−ＦＦＴ部と、第２のＫ−ＦＦＴ部からの出力をサブキャリアにマッピングする処理を行うサブキャリアマッピング処理部と、サブキャリアマッピング処理されたデータを、Ｋポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換する第２のＭ−ＩＦＦＴ部と、第２のＭ−ＩＦＦＴ部からの出力をパラレル／シリアル変換するＰ／Ｓ変換部とを有することを特徴としている。

本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムであって、受信装置が、受信した信号を巡回行列に変換するためにＪ行列を乗算する第１のＪ行列乗算部と、第１のＪ行列乗算器からの出力から、現在のフレームに対して過去と未来のフレームに対応する対数尤度を用いてソフトシンボルを作成し、当該ソフトシンボルを減算する第１の加減算器と、第１の加減算器からの出力データをＭポイントで離散フーリエ変換するＭ−ＦＦＴ部と、Ｍ−ＦＦＴ部からの出力をチャネル毎に復調する復調部と、復調部からの出力を現在、過去、未来のフレームについてサブキャリアデマッピングするサブキャリアデマッピング部と、サブキャリアデマッピング部からの出力データを、現在、過去、未来のフレームについてＭポイントより小さい数のＫポイントで逆離散フーリエ変換するＫ−ＩＦＦＴ部と、Ｋ−ＩＦＦＴ部からの出力をデインタリーブするデインタリーバと、デインタリーバからの出力データを復号化する復号化部と、復号化されたデータからデインタリーブされたデータを減算する第２の加減算部と、第２の加減算部からの出力をインタリーブするインタリーバと、インタリーバからの出力を変調する変調部と、変調部からの出力をＫポイントで離散フーリエ変換するＫ−ＦＦＴ部と、Ｋ−ＦＦＴ部からの出力をサブキャリアマッピングするサブキャリアマッピング部と、サブキャリアマッピングされたデータをＫポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換するＭ−ＩＦＦＴ部と、チャネルを推定し、チャネル行列とするための行列式を出力するチャネル推定部と、Ｍ−ＩＦＦＴ部からの出力とチャネル推定部からの行列式を乗算し、チャネル行列を出力する乗算器と、乗算器から出力されたチャネル行列を巡回行列に変換するために、Ｊ行列を乗算し、ソフトシンボルとして第１の加減算器に減算用として出力する第２のＪ行列乗算器とを有することを特徴としている。

本発明は、上記無線システムにおいて、受信装置において、サブキャリアマッピング部は、請求項１記載の送信装置のサブキャリアマッピング部と同様の構成とし、サブキャリアデマッピング部が、復調されたデータをシリアル／パラレル変換するＳ／Ｐ変換部と、シリアル／パラレル変換されたデータをＭポイントで離散フーリエ変換するＭ−ＦＦＴ部と、Ｍ−ＦＦＴ部からの出力をサブキャリアにマッピングする処理を行うサブキャリアマッピング処理部と、サブキャリアマッピング処理されたデータを、Ｍポイントより小さい数のＫポイントで逆離散フーリエ変換するＫ−ＩＦＦＴ部と、Ｋ−ＩＦＦＴ部からの出力をパラレル／シリアル変換するＰ／Ｓ変換部とを有することを特徴とする。

本発明は、上記無線システムにおいて、サブキャリアデマッピング部が、無線信号における現在のフレームに対して過去と未来のフレームの対数尤度比を取得し、当該対数尤度比を用いてソフトシンボルを作成し、当該ソフトシンボルを第１の加減算器に出力することを特徴とする。

本発明は、上記無線システムにおいて、サブキャリアデマッピング部が、サブキャリアマッピング行列がチャネル行列の周波数領域構成において変化しないために対角行列を保持できる性質を利用し、チャネル行列に等価な等価チャネル行列を巡回行列として演算することを特徴とする。

本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムにおける送信方法であって、送信装置が、符号化、インタリーブ、変調を行い、Ｋポイントで離散フーリエ変換してサブキャリアマッピング処理を行い、Ｋポイントより大きい数字のＭポイントで逆離散フーリエ変換することを特徴とする。

本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムにおける受信方法であって、受信装置が、Ｍポイントで離散フーリエ変換して復調処理を行い、復調されたデータをサブキャリアデマッピング処理し、前記Ｍポイントより小さい数字のＫポイントで逆離散フーリエ変換し、逆離散フーリエ変換されたデータをデインタリーブして、復号化し、復号化データとデインタリーブされたデータとの差分をインタリーブし、インタリーブされたデータを変調して、Ｋポイントで離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換されたデータをサブキャリアマッピングして、前記Ｋポイントより大きい数字のＭポイントで逆離散フーリエ変換し、推定されたチャネルのチャネル行列になるよう行列式を乗算し、乗算されたデータをソフトシンボルとして受信信号から減算することを特徴とする。

本発明は、上記受信方法において、受信装置が、サブキャリアデマッピング処理において、無線信号の現在のフレームに対して過去のフレームと未来のフレームの対数尤度比を取得し、当該対数尤度比を用いてソフトシンボルを作成し、当該ソフトシンボルを受信信号から減算することを特徴とする。

本発明によれば、送信装置において、符号化部が送信データを符号化し、インタリーバが符号化されたデータをインタリーブし、変調部がインタリーブされたデータを変調し、第１のＫ−ＦＦＴ部が変調されたデータをＫポイントで離散フーリエ変換し、サブキャリアマッピング部が第１のＫ−ＦＦＴ部から出力されたデータをサブキャリアマッピングし、第１のＭ−ＩＦＦＴ部がサブキャリアマッピングされたデータを、Ｋポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換し、当該サブキャリアマッピング部が、Ｓ／Ｐ変換部で変調されたデータをシリアル／パラレル変換し、第２のＫ−ＦＦＴ部でシリアル／パラレル変換されたデータをＫポイントで離散フーリエ変換し、サブキャリアマッピング処理部で第２のＫ−ＦＦＴ部からの出力をサブキャリアにマッピングする処理を行い、第２のＭ−ＩＦＦＴ部でサブキャリアマッピング処理されたデータを、Ｋポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換し、Ｐ／Ｓ変換部で第２のＭ−ＩＦＦＴ部からの出力をパラレル／シリアル変換するＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムとしているので、ＣＰ伝送を不要にして、複数のユーザに対応でき、電力効率と周波数利用効率を低下させない効果がある。

本発明によれば、受信装置において、第１のＪ行列乗算部が受信した信号を巡回行列に変換するためにＪ行列を乗算し、第１の加減算器が第１のＪ行列乗算器からの出力から、現在のフレームに対して過去と未来のフレームに対応する対数尤度を用いてソフトシンボルを作成し、当該ソフトシンボルを減算し、Ｍ−ＦＦＴ部が第１の加減算器からの出力データをＭポイントで離散フーリエ変換し、復調部がＭ−ＦＦＴ部からの出力をチャネル毎に復調し、サブキャリアデマッピング部が復調部からの出力を現在、過去、未来のフレームについてサブキャリアデマッピングし、Ｋ−ＩＦＦＴ部がサブキャリアデマッピング部からの出力データを、現在、過去、未来のフレームについてＭポイントより小さい数のＫポイントで逆離散フーリエ変換し、デインタリーバがＫ−ＩＦＦＴ部からの出力をデインタリーブし、復号化部がデインタリーバからの出力データを復号化し、第２の加減算部が復号化されたデータからデインタリーブされたデータを減算し、インタリーバが第２の加減算部からの出力をインタリーブし、変調部がインタリーバからの出力を変調し、Ｋ−ＦＦＴ部が変調部からの出力をＫポイントで離散フーリエ変換し、サブキャリアマッピング部がＫ−ＦＦＴ部からの出力をサブキャリアマッピングし、Ｍ−ＩＦＦＴ部がサブキャリアマッピングされたデータをＫポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換し、チャネル推定部がチャネルを推定し、チャネル行列とするための行列式を出力し、乗算器がＭ−ＩＦＦＴ部からの出力とチャネル推定部からの行列式を乗算し、チャネル行列を出力し、第２のＪ行列乗算器が乗算器から出力されたチャネル行列を巡回行列に変換するために、Ｊ行列を乗算し、ソフトシンボルとして第１の加減算器に減算用として出力するＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムとしているので、ＣＰ伝送を不要にして、複数のユーザに対応でき、電力効率と周波数利用効率を低下させない効果がある。

本発明によれば、送信装置が、符号化、インタリーブ、変調を行い、Ｋポイントで離散フーリエ変換してサブキャリアマッピング処理を行い、Ｋポイントより大きい数字のＭポイントで逆離散フーリエ変換するＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムにおける送信方法としているので、ＣＰ伝送を不要にして、複数のユーザに対応でき、電力効率と周波数利用効率を低下させない効果がある。

本発明によれば、受信装置が、Ｍポイントで離散フーリエ変換して復調処理を行い、復調されたデータをサブキャリアデマッピング処理し、Ｍポイントより小さい数字のＫポイントで逆離散フーリエ変換し、逆離散フーリエ変換されたデータをデインタリーブして、復号化し、復号化データとデインタリーブされたデータとの差分をインタリーブし、インタリーブされたデータを変調して、Ｋポイントで離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換されたデータをサブキャリアマッピングして、Ｋポイントより大きい数字のＭポイントで逆離散フーリエ変換し、推定されたチャネルのチャネル行列になるよう行列式を乗算し、乗算されたデータをソフトシンボルとして受信信号から減算するＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムにおける受信方法としているので、ＣＰ伝送を不要にして、複数のユーザに対応でき、電力効率と周波数利用効率を低下させない効果がある。

本発明の実施の形態に係る無線通信システムの概略図である。 送信装置の構成ブロック図である。 サブキャリアマッピング部の概略構成図である。 受信装置の構成ブロック図である。 本実施の形態に係るターボ等化器の構成ブロック図である。 ＣＨＡＴＵＥアルゴリズムのＥＸＩＴチャートを示す図である。 共分散行列の形状を示す図である。 ＢＥＲ特性を示す図である。 パラメータ設定テーブルを示す図である。 ＣＨＡＴＵＥ−ＳＣ−ＦＤＭＡのＢＥＲ特性を示す図である。 本システムと従来のシステムにおけるブロック長比較図である。 ＤＦＴ／ＩＤＦＴサイズパラメータテーブルを示す図である。 誤り特性の比較図である。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムは、マルチユーザシングルインプットシングルアウトプット（ＭＵ−ＳＩＳＯ：Multi-User Single-Input Single-Output）システムに用いられるものであり、ターボ等化のアルゴリズムを用い、ＣＰを伝送することなく、複数ユーザのデータ送信を可能とし、ユーザの受信データについて隣接するフレームからの対数尤度比を用いてソフトシンボルを作成し、当該ソフトシンボルにより隣接するフレームからの干渉成分を除去することができるものである。

［無線システムの概略：図１］
本発明の実施の形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムの概略について図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る無線通信システムの概略図である。
本発明の実施の形態に係る無線システム（本システム）は、図１に示すように、複数の移動端末（User）が周波数帯域のチャネル（H_i）で基地局装置（Base Station）に無線接続している。

ここで、移動端末（User）と周波数帯域チャネル（H_i）は、以下のように表される。

従って、本実施の形態では、複数の移動端末が複数のユーザに対応する送信装置であり、基地局装置が受信装置となっている。

［送信装置：図２］
本システムにおける送信装置について図２を参照しながら説明する。図２は、送信装置の構成ブロック図である。
送信装置は、符号化部（Ｃ_i：Encoder）１１と、インタリーバ（Π_i：Interleaver）１２と、変調部（Ｍｏｄ：Modulator）１３と、Ｋポイント離散フーリエ変換部（Ｋ−ＦＦＴ_i）１４と、サブキャリアマッピング（ＳＭ：Subcarrier Mapping）部１５と、Ｍポイント逆離散フーリエ変換部（Ｍ−ＩＦＦＴ_i）１６と、アンテナ１７とを備えている。
図２では、ｉ番目のユーザ（i-th user）の送信装置を示しているが、１〜ｎ番目までのユーザの送信装置が本システムでは存在している。

［送信装置の各部］
符号化部１１は、送信データを符号化し、インタリーバ１２は、符号化されたデータをインタリーブし、変調部１３は、インタリーブされたデータを変調し、Ｋ−ＦＦＴ１４は、インタリーブされたデータをＫポイントで離散フーリエ変換し、ＳＭ部１５は、Ｋポイントで離散フーリエ変換されたデータをサブキャリアマッピングし、Ｍ−ＩＦＦＴ１６は、サブキャリアマッピングされたデータをＭポイント（Ｋ＜Ｍ）で逆離散フーリエ変換する。
符号化部１１、インタリーバ１２、変調部１３は、従来のものと同様の構成である。

［サブキャリアマッピング（ＳＭ）部１５：図３］
次に、ＳＭ部１５の構成について図３を参照しながら説明する。図３は、サブキャリアマッピング部の概略構成図である。
ＳＭ部１５は、図３に示すように、シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１４１と、Ｋポイント離散フーリエ変換部（Ｆ_K：Ｋ−ＦＦＴ）１４２と、サブキャリアマッピング処理部（Ｄ：Subcarrier Mapping）１４３と、Ｍポイント逆離散フーリエ変換部（Ｆ^H _M：Ｍ−ＩＦＦＴ）１４４と、パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１４５とを備えている。

［ＳＭ部１５の各部］
Ｓ／Ｐ１４１は、ｉ番目のユーザの変調データ源（Mod. Data Source）を入力し、シリアル信号をパラレル信号に変換し、Ｋ−ＦＦＴ１４２に出力する。
Ｋ−ＦＦＴ１４２は、Ｓ／Ｐ１４１からの出力をＫポイントで離散フーリエ変換し、サブキャリアマッピング処理部１４３に出力する。尚、後述するように、複数ユーザに対応するために、Ｋポイント数は、Ｍポイント数より少なくなくてはならない。

サブキャリアマッピング処理部１４３は、Ｋ−ＦＦＴ１４２で離散フーリエ変換された信号をサブキャリアマッピング処理し、Ｍ−ＩＦＦＴ１４４に出力する。
Ｍ−ＩＦＦＴ１４４は、サブキャリアマッピング処理部１４３からの出力をＭポイントで逆離散フーリエ変換し、Ｐ／Ｓ１４５に出力する。
Ｐ／Ｓ１４５は、Ｍ−ＩＦＦＴ１４４からの出力をパラレル信号からシリアル信号に変換して出力する。Ｐ／Ｓ１４５からの出力は、チャネルとして送信される。
ＳＭ部１５における具体的な処理は、後述する。

［受信装置：図４］
次に、本システムにおける受信装置の構成について図４を参照しながら説明する。図４は、受信装置の構成ブロック図である。
受信装置は、図４に示すように、アンテナ２１と、Ｊ行列乗算部（Ｊ）２２と、加減算器２３と、Ｍポイント離散フーリエ変換部（Ｍ−ＦＦＴ）２４と、復調部（ＤｅＭｏｄ，ＭＭＳＥ）２５と、サブキャリアデマッピング部（Subcarrier De-Mapping）２６と、Ｋポイント逆離散フーリエ変換部（Ｋ−ＩＦＦＴ）２７と、ユーザデータ記憶部（ｕｓｅｒ）２８と、デインタリーバ（Π_i ^-1：Deinterleaver）２９と、復号化部（Decoder）３０と、加減算器３１と、インタリーバ（Π_i）３２と、変調部（Ｍｏｄ）３３と、Ｋポイント離散フーリエ変換部（Ｋ−ＦＦＴ）３４と、サブキャリアマッピング部（Subcarrier Mapping）３５と、Ｍポイント逆離散フーリエ変換部（Ｍ−ＩＦＦＴ）３６と、チャネル推定部（channel estimator）３７と、乗算器３８と、Ｊ行列乗算部（Ｊ）３９とから構成されている。

サブキャリアデマッピング２６は、現在、過去、未来に対応してサブキャリアデマッピング（Subcarrier De-Mapping_i）２６ｃと、サブキャリアデマッピング（Subcarrier De-Mapping_i-1）２６ａと、サブキャリアデマッピング（Subcarrier De-Mapping_i+1）２６ｂとを備えている。
同様に、Ｋ−ＩＦＦＴ２７とｕｓｅｒ２８も、現在、過去、未来に対応して設けられている。
尚、加算器２３，Ｍ−ＦＦＴ２４、復調部２５、サブキャリアデマッピング部２６、Ｋ−ＦＦＴ３４、サブキャリアマッピング部３５、Ｍ−ＩＦＦＴ３６、チャネル推定部３７、乗算器３８、Ｊ行列乗算部３９を「ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の連結ターボ等化器（ＣＨＡＴＵＥ ＳＣ−ＦＤＭＡ）」と称する。

復号化部３０は、図中では、以下のように表している。

［受信装置の各部］
アンテナ２１は、送信装置からの信号を受信する。
Ｊ行列乗算部（Ｊ）２２は、受信した信号についてチャネル行列Ｈを巡回行列に変換するためにＪ行列を乗算する。受信されたフレームの全シンボルのサンプル値から構成されるベクトルに対してＪ行列を乗算すると、等価的にチャネルに巡回性を持たせることが可能となる。

加減算器２３は、過去のＬＬＲ（対数尤度比：Log-Likelihood Ratio）と未来のＬＬＲを加減算して、過去と未来フレームを構成する各ビットのＬＬＲをフィードバックし、過去と未来フレームからの干渉成分を除去する。
例えば、第１のユーザについて未来のＬＬＲ'_i+1、現在のＬＬＲ'_i、過去のＬＬＲ'_i-1が入力され、第２のユーザについて未来のＬＬＲ"_i+1、現在のＬＬＲ"_i、過去のＬＬＲ"_i-1が入力され、ユーザ毎に受信処理が為されるようになっている。
また、加減算器２３は、Ｊ行列乗算部３９からの出力を入力し、Ｊ行列乗算部２２からの出力から減算する処理も行う。

Ｍ−ＦＦＴ２４は、加減算器２３からの出力をＭポイントで離散フーリエ変換し、復調部２５に出力する。
復調部２５は、チャネル推定部３７で推定された回線毎（ユーザ毎）に復調処理を行い、サブキャリアデマッピング部２６に出力する。

サブキャリアデマッピング部２６は、送信装置で為されたサブキャリアマッピングとは逆のサブキャリアデマッピングを行い、ユーザ毎に現在、過去、未来のフレーム信号を出力する。
つまり、サブキャリアデマッピング部２６は、Ｓ／Ｐ変換部、Ｍポイント離散フーリエ変換部、サブキャリアデマッピング処理部、Ｋポイント逆離散フーリエ変換部、Ｐ／Ｓ変換部を備えており、サブキャリアデマッピング処理がサブキャリアにマッピングしたデータを元に戻す処理となる。尚、ポイント数は、Ｋ＜Ｍの関係である。
サブキャリアデマッピング部２６では、後述するように、オリジナルなＣＨＡＴＵＥアルゴリズムをＳＣ−ＦＤＭＡ方式に改良したアルゴリズムを用いる。

Ｋ−ＩＦＦＴ２７は、現在、過去、未来のフレーム信号を入力し、各々逆離散フーリエ変換を行い、ユーザ記憶部２８に出力する。
ユーザ記憶部２８は、逆離散フーリエ変換されたデータを現在、過去、未来毎に記憶して、デインタリーバ２９に出力する。

各ユーザのフレームで生じる符号間干渉は、それらに対するターボループから構成されるデコーダから出力される、現在のフレームを構成する各ビットの事後対数尤度比からそれら期待値を求め、これにチャネル行列を乗算することで推定できる。

デインタリーバ２９は、ユーザ記憶部２８に記憶された現在、過去、未来のデータを入力し、デインタリーブを行い、復号化部３０と加減算器３１に出力する。
復号化部３０は、デインタリーバ２９からのデータを復号し、加減算器３１に出力する。
加減算器３１は、復号化部３０からのデータからデインタリーバ２９からの出力データを減算し、インタリーバ３２に出力する。

インタリーバ３２は、加減算器３１からの出力をインタリーブし、変調部３３に出力する。
変調部３３は、インタリーブされたデータを変調し、Ｋ−ＦＦＴ３４に出力する。
Ｋ−ＦＦＴ３４は、復調されたデータをＫポイント（Ｍ＞Ｋ）で離散フーリエ変換を行い、サブキャリアマッピング部３５に出力する。
サブキャリアマッピング部３５は、Ｋ−ＦＦＴ３４からの出力をサブキャリアマッピングしてＭ−ＩＦＦＴ３６に出力する。
Ｍ−ＩＦＦＴ３６は、サブキャリアマッピング部３５からの出力をＭポイントで逆離散フーリエ変換して乗算器３８に出力する。

チャネル推定部（Channel Estimator）３７は、チャネル（回線）を推定し、サブキャリアマッピング部３５でサブキャリアマッピングされ、Ｍポイント逆離散フーリエ変換されたデータをチャネルＨ行列とするための行列式を乗算器３８に出力する。
乗算器３８は、Ｍ−ＩＦＦＴ３６からの出力とチャネル推定部３７からの行列式を乗算し、Ｊ行列乗算部（Ｊ）３９に出力する。
Ｊ行列乗算部（Ｊ）３９は、乗算器３８から出力されたチャネルＨ行列にＪ行列を乗算し、加減算器２３に出力する。

［連結ターボ等化（Chained turbo equalization）：図５］
次に、受信装置で為される処理を明確に具体化したのが図５のターボ等化の構成である。本実施の形態に係るターボ等化の構成について図５を参照しながら説明する。図５は、本実施の形態に係るターボ等化器の構成ブロック図である。
図５に示すのは、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式に対する連結ターボ等化処理（Chained Turbo Equalization：ＣＨＡＴＵＥ）を実現するターボ等化器である。

図５のターボ等化器は、過去、現在、未来に対応する３つの等化器Ｅ_i,t-1，Ｅ_i,t，Ｅ_i,t+1と、３つの復号器Ｃ^-1 _i,t-1，Ｃ^-1 _i,t，Ｃ^-1 _i,t+1と、２つの遅延部（τ）と、現在のフレームにおいて１つの加減算器を備えている。

遅延部（τ）により、受信信号を現在と過去のフレームに分離し、復号化器からのフィードバックのデータを同じフレームの等化器だけでなく、隣接する等化器にもフィードバックすることで、隣接するフレーム（過去と未来のフレーム）を構成する各ビットの事後ＬＬＲを用いて、それらから発生するブロック間干渉を推定し、隣接するフレームからのブロック間干渉成分を現在のフレームから除去する。

［送信装置の動作］
次に、本システムの送信装置における処理動作について説明する。
送信装置では、情報ビットが符号化部１１で符号化され、インタリーバ１２でインタリーブされ、変調部１３で変調され、信号ベクトルを取得する。
ここで、信号ベクトルは、以下のように表され、ｉは、ユーザインデックスであり、ｔは、現在のブロックを表している。

そして、ＳＭ部１５で行列Ｄ_iによるサブキャリアマッピングを行うと、情報ビットは、周波数選択性のある準静的なレイリー（Rayleigh）マルチパスフェージングチャネルで伝送される。
行列Ｊを掛け合わせることにより、等価的ブロック表現を用いた場合の現在チャネル行列Ｈ_i,tのテプリッツ（Toeplitz）構造は、巡回行列ＪＨ_i,tに変換することができる。
受信コンポジット信号は、以下の式（１）のように表すことができる。

ここで、ｒは、以下の式（２）で表され、ｉはユーザインデックスを、Ｕはユーザの数を意味している。

サブキャリアマッピングなしで、等価的な信号ベクトルは、過去、現在、未来のシンボルと、行列Ｊの構成と同様に対応する等価的ブロックに関するチャネル行列に伝送される。
ここで、過去、現在、未来のシンボルとチャネル行列は、以下のように表される。

ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の本システムは、各ユーザのサービスの質（ＱｏＳ）の要求とチャネルの周波数特性に応じて、周波数割り当て行列Ｄ_iの次元とその構造を変化させる。各ユーザのＱｏＳ要求は、複数ブロック間で変化しないので、Ｄ_iは、過去、現在、未来のブロックと同じであると仮定することには妥当性がある。

ＭポイントＩＦＦＴ１４４で用いられる行列Ｆ_Mは、サイズがＫポイントＦＦＴ１４２で用いられる行列Ｆ_Kより大きいものである。ＦＦＴの行列Ｆ_Mは、ユニタリ行列である。ここで、（・）^Hは、行列エルミート演算を示し、ｎは、共分散σ²におけるゼロ平均の複素付加白色ガウス雑音ベクトルである。
ユニタリ行列で表すと、以下のようになる。

［ＣＨＡＴＵＥアルゴリズム］
本システムで採用されているＳＣ−ＦＤＭＡ方式に対するＣＨＡＴＵＥアルゴリズムについて、ソフトキャンセレーションと等化器出力の観点から説明する。
［ソフトキャンセレーション］
受信信号のソフトレプリカを組み立てて、過去、現在、未来のシンボルそれぞれのソフトウェアによる評価（ソフト評価）を以下の式（３）のように行う。

上述のように、チャネル行列と割り当て行列は、受信装置で既知であると仮定することには妥当性がある。
ユーザｉに対する現在、過去、未来におけるｋ番目のシンボルのソフト評価は、以下の式（４）、式（５）、式（６）で与えられる。

この場合、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調が用いられる。
図５に示したように、過去と未来の等化器に対する事前ＬＬＲは、過去と未来のブロックの復号器の事後ＬＬＲとそれぞれ等価であることに注目すべきである。
ここで、過去と未来の等化器と、過去と未来のブロックは、以下のように表される。

そして、以下の式（７）の関係になる。

ＩＳＩ（Inter-Symbol Interference）とＩＢＩ（Inter-Block-Interference）コンポーネントのソフトキャンセレーションを実行したことで、その残りは、以下の式（８）となる。

ＩＳＩとＩＢＩのコンポーネントの残りは、後述する最小二乗誤差（ＭＭＳＥ）アルゴリズムによって更に抑制される。

受信装置において、サブキャリアデマッピングの実行によって、ｉ番目のユーザの信号は、以下の式（９）のように分離される。

ユーザｉに焦点を当てると、現在のシンボルの残りは、以下の式（１０）で与えられる。

上述したように、ＪＨ_i,tは、巡回行列である。それ故に、以下の式（１１）とすることができる。

つまり、サブキャリアマッピング行列Ｄiは直交行列、行列Ｆ_MＪＨ_i,tＦ_M ^Hは対角行列であるので、チャネル行列の周波数領域の構造は変化しない。このため、行列Φは、対角行列になる。
最終的には、等価チャネル行列⁻Ｈ_i,t（「⁻」はバーを表している）は、巡回行列であり、それ故に、ＦＤ／ＳＣ−ＭＭＳＥ等化アルゴリズムの有益な点として利用できる。

ソフトキャンセレーションの後に、以下の式（１２）のように、ｋ番目のシンボルに対する復元項が追加される。

ここで、等価チャネル行列とｋ番目の列ベクトルは、以下のように表される。

［等化器出力］
等化結果は、以下の式（１３）のベクトルｚの形で得られる。

ここで、Γは、以下の式（１４）で表される。

更に、Ｓ_i,tは、以下の式（１５）のとおりである。

周波数領域の共分散行列Ｘは、以下の式（１６）のとおりである。

ここで、σは、ノイズコンポーネントが追加された残留干渉の共分散行列である。

［ＥＸＩＴ解析］
ＥＸＩＴチャートが、等化器と復号器から構成されるターボ等化の収束特性を解析するために用いられている。過去と未来のシンボルからＬＬＲを提供する効果について研究を行った。

［ＥＸＩＴチャート：図６］
ＥＸＩＴ解析について図６を参照しながら説明する。図６は、ＣＨＡＴＵＥアルゴリズムのＥＸＩＴチャートを示す図である。
ＥＸＩＴチャートは、図６に示すように、「０」か「１」を出力する過去と未来のデコーダからフィードバックされた相互情報量（ＭＩ：Mutual Information）を設定することで、ＥＸＩＴ曲線の下限と上限が、それぞれ求められる。

図６には、過去と未来のデコーダから相互情報量をフィードバックすることで、現在のフレームに対するＥＸＩＴ曲線のスタックを避けるために等化器のＥＸＩＴカーブが上昇できることが示されている。隣接ブロックからのＬＬＲフィードバックがなければ、ポイントＰで交差が起こり、ＬＬＲフィードバックがあれば、ポイントＱまで上昇でき、従って、性能が改善する。

［複雑さ低減アルゴリズム］
式（１３）における逆行列Ｘ^-1に対する複雑さ低減アルゴリズムについて説明する。
行列Ｘは、行列Ａと行列Ｂの２つに分けることができる。ここで、行列Ａは、現在のブロックにおける残留干渉の共分散行列を意味し、行列Ｂは、過去と未来のコンポーネントのそれぞれにおけるノイズからの残留干渉コンポーネントの共分散行列を意味している。

［共分散行列の形状：図７］
一般的なＦＤ／ＳＣ−ＭＭＳＥは、図７におけるＡの巡回行列特性を引き出すものであるが、図７におけるＢは構造化されていない。最初に、図７に示すＢの密度を観察する。図７は、共分散行列の形状を示す図である。

行列Ａは、以下のＸが以下のＹに近似することを利用して対角行列で近似される。

行列Ｂの中央部分と見なされる対角及び近似する対角部分は、図７に示す密度を考慮して最も重要な情報を含んでいる。それ故に、ブロック毎に行列反転を用いることで、帯行列（Band Matrix）近似を用いて行列Ｂを近似することを提案できる。以下の式（１７）のようになる。

［ＢＥＲ特性：図８］
行列Ａ^-1とＢ^-1が得られると、Ｘ^-1＝（Ａ＋Ｂ）^-1は行列反転の補助定理を用いることで容易に計算できる。
ＢＥＲ（Bit Error Rate）の特性について図８を参照しながら説明する。図８は、ＢＥＲ特性を示す図である。図８では、現実のものと行列Ｘ^-1で近似したものについてのＢＥＲ特性が示されている。

図８に示すように、複雑さと性能はトレードオフの関係にある。対角行列（diag(B)）のみが用いられる場合のケースに対応した「バンド０」、対角と低い側及び高い側の１オフ対角線のみが用いられるケースに対応した「バンド１」があり、「バンド２」は同様に定義される。

［パラメータ設定テーブルＩ：図９］
近似の正確性を証明するために、図９に示すテーブルＩに示すパラメータによって、性能のシミュレーションが為された。図９は、パラメータ設定テーブルを示す図である。
ＢＥＲ曲線が、図８に示すように、シミュレーションの結果として得られた。バンド０と近似なし（exact）との差は非常に小さい（０．６ｄＢ）から、バンド０（対角）近似のみを用いて、以下の性能比較を説明する。

［性能比較］
シミュレーションでは、１００万情報ビットが伝送されることを検討した。ＳＮＲが以下の式（１８）で与えられることに注目すべきである。

ここで、ＭとＫは、図３に示したＦＦＴ／ＩＦＦＴのサイズであり、Ｌは、パス長である。ＣＰ伝送に注目すると、ＣＰ長は、Ｌと等しく設定されることが予測できる。更に、ＣＨＡＴＵＥアルゴリズムを用いる場合、ＣＰは伝送されず、故にＬはゼロに設定される。

［ＣＨＡＴＵＥのＢＥＲ特性：図１０］
ＳＣ−ＦＤＭＡ方式に対するＣＨＡＴＵＥアルゴリズム（ＣＨＡＴＵＥ−ＳＣ−ＦＤＭＡ）のＢＥＲ特性について図１０を参照しながら説明する。図１０は、ＣＨＡＴＵＥ−ＳＣ−ＦＤＭＡのＢＥＲ特性を示す図である。図１０では、２ユーザの例で説明している。
ＣＨＡＴＵＥ−ＳＣ−ＦＤＭＡは、ＦＤ／ＳＣ−ＭＭＳＥ等化において、従来のＣＰ伝送を行うＳＣ−ＦＤＭＡ方式（ＣＰ−ＳＣ−ＦＤＭＡ）とほぼ同様の性能を達成することができる。

提案されたＣＨＡＴＵＥアルゴリズムは、ＳＣ−ＦＤＭＡにおけるＩＢＩを完全に消去することができる。従来のＣＰ−ＳＣ−ＦＤＭＡシステムでは、シミュレーションによると、ＣＰ長が６４であり、ブロック長が５１２である。しかしながら、低いレートの符号を用いて、誤り保護に対してより冗長なビットを伝送するために、ＣＰ使用時間を用いるならば、ＣＨＡＴＵＥアルゴリズムは、Ｌ／Ｍ（ＣＰ長／ブロック長）の比率をゼロに、電力効率を改善できる。

［ブロック長比較：図１１］
次に、本システムのＣＨＡＴＵＥ−ＳＣ−ＦＤＭＡと従来のＣＰ−ＳＣ−ＦＤＭＡのブロック長の比較について図１１を参照しながら説明する。図１１は、本システムと従来のシステムにおけるブロック長比較図である。
ＦＤ／ＳＣ−ＭＭＳＥにおける従来のＣＰ−ＳＣ−ＦＤＭＡと本システムのＣＨＡＴＵＥ−ＳＣ−ＦＤＭＡは、図１１に示すように、同じブロック長で性能を評価できる。

ＣＨＡＴＵＥ−ＳＣ−ＦＤＭＡと同様に情報ビットレートを維持するために、同じメモリ長にＣＰ伝送を用いたＦＤ／ＳＣ−ＭＭＳＥに対するパンクチャード符号化を行うと、以下の式（１９）が導き出される。

ここで、Ｎは、符号化の前のデータのサイズを示している。そして、パンクチュアリングパターンＰは以下の式（２０）を用いる。

［ＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズパラメータテーブルII：図１２］
次に、ＣＰ−ＳＣ−ＦＤＭＡＦＤとＣＨＡＴＵＥ−ＳＣ−ＦＤＭＡにおけるＦＦＴ／ＩＦＦＴのサイズに関するパラメータについて図１２を参照しながら説明する。図１２は、ＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズパラメータテーブルを示す図である。図１２において、ＣＰ比は１／８としている。

図１２に示すように、ＣＰ−ＳＣ−ＦＤＭＡＦＤのＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズは、Ｋ＝２２４、Ｍ＝４４８であり、ＣＨＡＴＵＥ−ＳＣ−ＦＤＭＡのＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズは、Ｋ＝２５６、Ｍ＝５１２である。
また、パンクチュアリングパターンＰは、図１２のテーブルIIに示すケースに対応する上記２つのスキームの情報ビットレートを調整するためのものである。

ＣＨＡＴＵＥ−ＳＣ−ＦＤＭＡの有益な点は、ＣＰ伝送する必要なく、利用可能な使用時間を活用することにより、より低いレートの符号化（強い符号）を利用することができることである。

［誤り特性：図１３］
次に、ＣＨＡＴＵＥ ＳＣ−ＦＤＭＡのアルゴリズムとＦＤ−ＳＣ／ＭＭＳＥを用いたＳＣ−ＦＤＭＡとを、誤り特性で比較する。図１３は、誤り特性の比較図である。図１３において反復数は２である。
図１３に示すように、本システムのＣＨＡＴＵＥ ＳＣ−ＦＤＭＡは、ＣＰ−ＳＣ−ＦＤＭＡＦＤに比べて、同じ情報レートを維持するのであれば、良好な性能を得ることができる。

補足として、ＳＣ−ＦＤＭＡ ＭＭＳＥに対するＭＭＳＥアルゴリズムについて説明を追加しておく。ＳＣ−ＦＤＭＡ ＭＭＳＥの重みは、以下の式（２１）により与えられる。

偏導関数をとることで、式（２２）が得られる。

ここで、キャリアレベル共分散行列は、以下の式（２３）によって与えられる。

ＦＤ／ＳＣ−ＭＭＳＥ ｚ（ｋ）の出力は、以下の式（２４）で表される。

ここで、γ（ｋ）は、以下の式（２５）に、Σは、以下の式（２６）になる。

ベクトルｚについてｋでｚ（ｋ）を解くと、シンボルに関するｚは、以下の式（２７）で表される。

このｚに式（１１）を再現すると、式（２８）となる。

［実施の形態の効果］
本システムによれば、本来のＣＨＡＴＵＥアルゴリズムに重要な変更を加えることで、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式にＣＨＡＴＵＥコンセプトを適用したものである。
これにより、ＣＨＡＴＵＥアルゴリズムが、厳しい計算上の複雑さの要求なしに、優れたＩＳＩとＩＢＩのキャンセレーションの性能を達成できることが示された。

ＳＣ−ＦＤＭＡ方式に対するＣＨＡＴＵＥとＣＰ伝送の比較は、ＢＥＲとＳＮＲの対比に関して、同等の性能を備えることが確認された。
これは、情報ビットレートを一定に保つのであれば、電力効率における改善が、ＣＰ伝送の必要性を排除することで達成できることを示している。

逆に、更なる情報シンボルを伝送するために、ＣＰを除去したことで利用可能となった使用時間を使用するのであれば、提案した技術でより高いスペクトラム効率が期待できる効果がある。
また、本システムは、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式をアップリンクで採用する次世代無線通信システムにも有効に適用可能である。

本発明は、複数のユーザに対応できるサブキャリアマッピングを行い、かつ、ＣＰ伝送を不要とすることで電力効率と周波数利用効率を低下させることがないＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムに好適である。

１１…符号化部（Ｃ_i）、 １２…インタリーバ（Π_i）、 １３…変調部（Ｍｏｄ）、 １４…Ｋポイント離散フーリエ変換部（Ｋ−ＦＦＴ）、 １５…サブキャリアマッピング（ＳＭ：Subcarrier Mapping）部、 １６…Ｍポイント逆離散フーリエ変換部（Ｍ−ＩＦＦＴ）、 １７…アンテナ、 ２１…アンテナ、 ２２…Ｊ行列乗算部（Ｊ）、 ２３…加減算器、 ２４…Ｍポイント離散フーリエ変換部（Ｍ−ＦＦＴ）、 ２５…復調部（ＤｅＭｏｄ，ＭＭＳＥ）と、２６…サブキャリアデマッピング部（Subcarrier De-Mapping）、 ２７…Ｋポイント逆離散フーリエ変換部（Ｋ−ＩＦＦＴ）、 ２８…ユーザデータ記憶部（ｕｓｅｒ）、２９…デインタリーバ（Π_i ^-1）、 ３０…復号化部（Ｃ_i ^-1）、 ３１…加減算器、 ３２…インタリーバ（Π_i）、 ３３…変調部（Ｍｏｄ）、 ３４…Ｋポイント離散フーリエ変換部（Ｋ−ＦＦＴ）、 ３５…サブキャリアマッピング部（Subcarrier Mapping）、 ３６…Ｍポイント逆離散フーリエ変換部（Ｍ−ＩＦＦＴ）、 ３７…チャネル推定部（channel estimator）、 ３８…乗算器、 ３９…Ｊ行列乗算部（Ｊ）、 １４１…シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）、 １４２…Ｋポイント離散フーリエ変換（Ｆ_K：Ｋ−ＦＦＴ）、 １４３…サブキャリアマッピング処理部（Ｄ： Subcarrier Mapping）、 １４４…Ｍポイント逆離散フーリエ変換部（Ｆ^H _M：Ｍ−ＩＦＦＴ）、 １４５…パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）

上記従来例の問題点を解決するための本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムであって、送信装置が、送信データを符号化する符号化部と、符号化されたデータをインタリーブするインタリーバと、インタリーブされたデータを変調する変調部と、変調されたデータをＫポイントで離散フーリエ変換する第１のＫ−ＦＦＴ部と、第１のＫ−ＦＦＴ部から出力されたデータをサブキャリアマッピングするサブキャリアマッピング部と、サブキャリアマッピングされたデータを、Ｋポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換する第１のＭ−ＩＦＦＴ部とを備え、サブキャリアマッピング部が、変調されたデータをＫポイントで離散フーリエ変換する第２のＫ−ＦＦＴ部と、第２のＫ−ＦＦＴ部からの出力をサブキャリアにマッピングする処理を行うサブキャリアマッピング処理部と、サブキャリアマッピング処理されたデータを、Ｋポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換する第２のＭ−ＩＦＦＴ部とを有することを特徴としている。

本発明は、上記無線システムにおいて、受信装置において、サブキャリアマッピング部は、請求項１記載の送信装置のサブキャリアマッピング部と同様の構成とし、サブキャリアデマッピング部が、復調されたデータをＭポイントで離散フーリエ変換するＭ−ＦＦＴ部と、Ｍ−ＦＦＴ部からの出力をサブキャリアにマッピングする処理を行うサブキャリアマッピング処理部と、サブキャリアマッピング処理されたデータを、Ｍポイントより小さい数のＫポイントで逆離散フーリエ変換するＫ−ＩＦＦＴ部とを有することを特徴とする。

［ＣＨＡＴＵＥアルゴリズム］
本システムで採用されているＳＣ−ＦＤＭＡ方式に対するＣＨＡＴＵＥアルゴリズムについて、ソフトキャンセレーションと等化器出力の観点から説明する。
［ソフトキャンセレーション］
受信信号のソフトレプリカを組み立てて、過去、現在、未来のシンボルそれぞれの軟推定（値）を以下の式（３）のように行う。

上述のように、チャネル行列と割り当て行列は、受信装置で既知であると仮定することには妥当性がある。
ユーザｉに対する現在、過去、未来におけるｋ番目のシンボルの軟推定（値）は、以下の式（４）、式（５）、式（６）で与えられる。

Claims (8)

1. ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムであって、
   送信装置が、送信データを符号化する符号化部と、前記符号化されたデータをインタリーブするインタリーバと、前記インタリーブされたデータを変調する変調部と、前記変調されたデータをＫポイントで離散フーリエ変換する第１のＫ−ＦＦＴ部と、前記第１のＫ−ＦＦＴ部から出力されたデータをサブキャリアマッピングするサブキャリアマッピング部と、前記サブキャリアマッピングされたデータを、前記Ｋポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換する第１のＭ−ＩＦＦＴ部とを備え、
   前記サブキャリアマッピング部が、
   前記変調されたデータをシリアル／パラレル変換するＳ／Ｐ変換部と、
   前記シリアル／パラレル変換されたデータをＫポイントで離散フーリエ変換する第２のＫ−ＦＦＴ部と、
   前記第２のＫ−ＦＦＴ部からの出力をサブキャリアにマッピングする処理を行うサブキャリアマッピング処理部と、
   前記サブキャリアマッピング処理されたデータを、前記Ｋポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換する第２のＭ−ＩＦＦＴ部と、
   前記第２のＭ−ＩＦＦＴ部からの出力をパラレル／シリアル変換するＰ／Ｓ変換部とを有することを特徴とする無線システム。
2. ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムであって、
   受信装置が、
   受信した信号を巡回行列に変換するためにＪ行列を乗算する第１のＪ行列乗算部と、
   前記第１のＪ行列乗算器からの出力から、現在のフレームに対して過去と未来のフレームに対応する対数尤度を用いてソフトシンボルを作成し、当該ソフトシンボルを減算する第１の加減算器と、
   前記第１の加減算器からの出力データをＭポイントで離散フーリエ変換するＭ−ＦＦＴ部と、
   前記Ｍ−ＦＦＴ部からの出力をチャネル毎に復調する復調部と、
   前記復調部からの出力を現在、過去、未来のフレームについてサブキャリアデマッピングするサブキャリアデマッピング部と、
   前記サブキャリアデマッピング部からの出力データを、現在、過去、未来のフレームについて前記Ｍポイントより小さい数のＫポイントで逆離散フーリエ変換するＫ−ＩＦＦＴ部と、
   前記Ｋ−ＩＦＦＴ部からの出力をデインタリーブするデインタリーバと、
   前記デインタリーバからの出力データを復号化する復号化部と、
   前記復号化されたデータから前記デインタリーブされたデータを減算する第２の加減算部と、
   前記第２の加減算部からの出力をインタリーブするインタリーバと、
   前記インタリーバからの出力を変調する変調部と、
   前記変調部からの出力をＫポイントで離散フーリエ変換するＫ−ＦＦＴ部と、
   前記Ｋ−ＦＦＴ部からの出力をサブキャリアマッピングするサブキャリアマッピング部と、
   前記サブキャリアマッピングされたデータを前記Ｋポイントより大きい数のＭポイントで逆離散フーリエ変換するＭ−ＩＦＦＴ部と、
   チャネルを推定し、チャネル行列とするための行列式を出力するチャネル推定部と、
   前記Ｍ−ＩＦＦＴ部からの出力と前記チャネル推定部からの行列式を乗算し、チャネル行列を出力する乗算器と、
   前記乗算器から出力されたチャネル行列を巡回行列に変換するために、Ｊ行列を乗算し、ソフトシンボルとして前記第１の加減算器に減算用として出力する第２のＪ行列乗算器とを有することを特徴とする無線システム。
3. 受信装置において、サブキャリアマッピング部は、請求項１記載の送信装置のサブキャリアマッピング部と同様の構成とし、
   サブキャリアデマッピング部は、
   復調されたデータをシリアル／パラレル変換するＳ／Ｐ変換部と、
   前記シリアル／パラレル変換されたデータをＭポイントで離散フーリエ変換するＭ−ＦＦＴ部と、
   前記Ｍ−ＦＦＴ部からの出力をサブキャリアにマッピングする処理を行うサブキャリアマッピング処理部と、
   前記サブキャリアマッピング処理されたデータを、前記Ｍポイントより小さい数のＫポイントで逆離散フーリエ変換するＫ−ＩＦＦＴ部と、
   前記Ｋ−ＩＦＦＴ部からの出力をパラレル／シリアル変換するＰ／Ｓ変換部とを有することを特徴とする請求項２記載の無線システム。
4. サブキャリアデマッピング部は、無線信号における現在のフレームに対して過去と未来のフレームの対数尤度比を取得し、当該対数尤度比を用いてソフトシンボルを作成し、当該ソフトシンボルを第１の加減算器に出力することを特徴とする請求項２又は３記載の無線システム。
5. サブキャリアデマッピング部は、サブキャリアマッピング行列がチャネル行列の周波数領域構成において変化しないために対角行列を保持できる性質を利用し、チャネル行列に等価な等価チャネル行列を巡回行列として演算することを特徴とする請求項２乃至４のいずれか記載の無線システム。
6. ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムにおける送信方法であって、
   送信装置が、符号化、インタリーブ、変調を行い、Ｋポイントで離散フーリエ変換してサブキャリアマッピング処理を行い、前記Ｋポイントより大きい数字のＭポイントで逆離散フーリエ変換することを特徴とする送信方法。
7. ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線システムにおける受信方法であって、
   受信装置が、Ｍポイントで離散フーリエ変換して復調処理を行い、復調されたデータをサブキャリアデマッピング処理し、前記Ｍポイントより小さい数字のＫポイントで逆離散フーリエ変換し、逆離散フーリエ変換されたデータをデインタリーブして、復号化し、復号化データとデインタリーブされたデータとの差分をインタリーブし、インタリーブされたデータを変調して、Ｋポイントで離散フーリエ変換し、離散フーリエ変換されたデータをサブキャリアマッピングして、前記Ｋポイントより大きい数字のＭポイントで逆離散フーリエ変換し、推定されたチャネルのチャネル行列になるよう行列式を乗算し、乗算されたデータをソフトシンボルとして受信信号から減算することを特徴とする受信方法。
8. 受信装置は、サブキャリアデマッピング処理において、無線信号の現在のフレームに対して過去のフレームと未来のフレームの対数尤度比を取得し、当該対数尤度比を用いてソフトシンボルを作成し、当該ソフトシンボルを受信信号から減算することを特徴とする請求項７記載の受信方法。

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