WO2012113622A1 - Schaltungsanordnung zur messung einer kapazität, sowie verwendung einer derartigen schaltungsanordnung - Google Patents

Schaltungsanordnung zur messung einer kapazität, sowie verwendung einer derartigen schaltungsanordnung Download PDF

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WO2012113622A1
WO2012113622A1 PCT/EP2012/051653 EP2012051653W WO2012113622A1 WO 2012113622 A1 WO2012113622 A1 WO 2012113622A1 EP 2012051653 W EP2012051653 W EP 2012051653W WO 2012113622 A1 WO2012113622 A1 WO 2012113622A1
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WO
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opv2
operational amplifier
opv1
circuit
circuit arrangement
Prior art date
Application number
PCT/EP2012/051653
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English (en)
French (fr)
Inventor
Roland Weiss
Karlheinz Amtmann
Roland HIRSCHMANN
Hans-Peter Lindner
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G01R27/2605—Measuring capacitance

Definitions

  • Circuit arrangement for measuring a capacitance and use of such a circuit arrangement
  • the present invention relates to a circuit arrangement for measuring a capacitance, comprising an oscillator scarf ⁇ tung, wherein the capacitance to be measured is a member of a formed from at least two series-connected impedances and an oscillation frequency of the oscillator circuit determining series circuit, wherein a constant at a first end of the series circuit voltage is maintained and with the oscillation frequency between two constant values to and fro alternating square wave voltage wherein currency ⁇ end of each half cycle of the oscillation of the current flowing through the series circuit current is sensed is applied to a second end of the series circuit, in order by means of a switching means to switch the Value of the square-wave voltage in each case trigger when the value of the current has dropped to a predetermined threshold.
  • Such a circuit is z. B. from the WO
  • the measuring principle of the known circuit arrangement resides in that the capacitance to be measured is so integrated in an oscillator circuit, that this capacity Capa ⁇ determines the oscillation frequency of the oscillator circuit, so the value of the capacitance is converted into a Oszillationsfre acid sequence.
  • An oscillating at the circuit arrangement with this frequency signal (measurement result) can be for use or further evaluation z. B. to an input stage of a microprocessor device or the like.
  • a series circuit of the capacitance to be measured and a resistor with the second series circuit end is connected to the inverting input of an operational amplifier, which has an external circuit comprising a feedback resistor and is coupled to a comparator (and other components) such that an oscillating system results.
  • the capacity is alternately charged and discharged in half periods. The end of a half period and thus the "overturning" of the oscillator circuit is triggered in each case when the exponentially decreasing value of the charging or discharging current has dropped to a predetermined threshold value (which is detected by means of the comparator).
  • the known circuit arrangement has some demoei ⁇ le, which primarily on the unvermeidli ⁇ chen in practice "non-ideality" of the components used, in particular the operational amplifier and the comparator are based.
  • a first disadvantage for example, is that a possible input and / or output offset at the operational amplifier leads to a certain falsification of the measurement result.
  • the comparator uses very different comparison thresholds for triggering the tipping operations, on the one hand from loading to unloading and, on the other hand, from unloading to loading.
  • a non-ideality of the comparator can affect the measurement result.
  • the voltage used as a measuring voltage at the output of the operational amplifier based on the variable charging / discharging voltage and thus z. B. relatively susceptible to interference.
  • the oscillator circuit comprises an amplifier stage formed by a first operational amplifier and a second operational amplifier, by means of which the current flowing through the series ⁇ circuit is sensed and representative of the value of this current amplifier output voltage between the outputs of the two operational amplifiers is output, the inverting inputs of the Operations ⁇ amplifier (a feedback resistor z.
  • any offset voltages of the operational amplifiers ⁇ can be compensated. Furthermore, it is also possible in a simple manner according to the inventive circuit ⁇ concept to provide symmetrical comparison thresholds at a comparator within its optimum operating range. The fact that the amplifier output voltage is present in a differential form or as a differential voltage tends to increase the robustness against interference influences.
  • a still further advantage consists in the fact that due to the use of two operational amplifiers, the "slew rate" effectively, d. H. in view of their influence on the oscillation frequency, is increased (approximately doubled), so that the measurement becomes more accurate.
  • the two operational amplifiers are of identical construction and are provided on a common substrate of one and the same microelectronic integrated component ("chip") in order to provide identically possible electrical characteristics.
  • chips microelectronic integrated component
  • all of the essential components according to the invention may be formed as part of such a component (eg in BICMOS technology).
  • the coupling impedances and the feedback impedances are each designed as (ohmic) resistors, or each have at least ohmic impedance components.
  • this from the ratio of the resistive impedance portions of the Koppelimpe ⁇ impedances (z. B. values of the designed as a coupling resistors impedances) is guiding shape substantially equal to the reciprocal of the ratio of the ohmic impedance portions of the remindkoppelimpe ⁇ impedances (eg. B Values of the impedances designed as feedback resistors ).
  • the resistive components of the coupling ⁇ impedances substantially are identical to each other.
  • the coupling impedances and / or the feedback impedances each have a capacitive impedance component.
  • Preferred for this purpose is z. B. that the coupling impedances and / or the feedback impedances are each formed as a series circuit (alternatively: parallel connection) of a capacitor and a resistor.
  • representative amplifier output ⁇ voltage can for example be fed directly to a comparator, which is designed to process this differential input signal suitable and which on the basis of a comparison of the amplifier output voltage with a likewise supplied, the current threshold definie ⁇ ing Threshold voltage outputs a comparator output signal.
  • the comparator output signal may, for. B. directly control the switching device (eg transistor arrangement) whose switching operations cause the respective "tip over" of the oscillator circuit.
  • the switching device eg transistor arrangement
  • the oscillator circuit further comprises a further amplifier stage, which on the input side which is supplied to amplifier ⁇ output voltage and which on the output side a signal representative of the value of the current flowing through the series circuit current signal to a comparator and outputs a comparator stage.
  • the comparator stage provided for detecting the threshold undershoot can in turn directly control the switching means for tipping over the oscillator circuit.
  • the further amplifier stage may in particular be designed such that the voltage range of the amplifier output voltage initially obtained at the outputs of the two operational amplifiers is advantageously mapped to a different voltage range at the output of the further amplifier stage, which is adapted for the most exact possible function of a comparator stage connected nachge ⁇ or is optimized.
  • the further amplifier stage z. B. be formed as a "reinforcing subtractor", by means of which an amplifier output voltage "with fluctuating
  • ⁇ supply voltage of a respective operational amplifier importance tet this is that, depending on the operating state (depending on ⁇ which is whether the capacitance being charged or discharged) comprises a first (eg. As positive) and a second (For example, negative) operational amplifier supply potential according to the oscillation evenly, ie to the same extent, shifted back and forth. The latter with respect to a fixed potential such. B. that potential which is maintained at the ers ⁇ th end of the capacitance to be measured series ⁇ circuit.
  • the circuit arrangement according to the invention can advantageously be used, in particular, to measure the capacitance of a capacitive sensor, wherein the capacitive sensor has a capacitive sensor.
  • B. may be a weight force sensor.
  • Such a weight force sensor may, for. B. may be provided in a weighing cell of a balance.
  • Fig. 1 is a schematic diagram of a circuit arrangement for measuring a capacitance in accordance with an embodiment of the invention
  • Fig. 2 exemplary time profiles of some Spannun ⁇ conditions in operation of a circuit arrangement for measuring a capacitance.
  • Fig. 1 shows a circuit arrangement 10 for measuring a capacity C, at which it is, for example, the capacity Capa ⁇ a Wägezellensensors.
  • the circuit arrangement 10 comprises an amplifier stage 12, a further amplifier stage 14 and a comparator stage 16, the comparator stage 16 being connected via a z. B. implemented from transistors switching device Sl on the amplifier stage 12 back.
  • the circuit arrangement 10 forms in the manner described below an oscillator circuit in which an oscillation takes place with an oscillation frequency which depends on the value of the capacitance C. This frequency is therefore GeWiS ⁇ water masses, the measurement result of the measurement of the capacitance C.
  • the amplifier stage 12 is used to sense a current flowing through the capacitance C of charging or discharging and a signal representative of this voltage signal (Ua) set switch ⁇ .
  • the capacitance C is in this case as a member of a group consisting of Wenig ⁇ least two impedances series circuit RC of the amplifier stage 10 connected, said series circuit RC In the example shown, except for the capacitance C, only one (ohmic) resistor R is included.
  • a first end 18 of the series circuit RC is connected to a fixed ground potential GND, whereas a second end 20 of the series circuit RC is connected to the non-inverting input of a first operational amplifier OPV1.
  • the operational amplifier OPV1 together with a second operational amplifier OPV2 and the illustrated circuitry by means of resistors Rl to R4 a "push-pull stage", in which the outputs of the two operational amplifiers OPV1, OPV2 entangled on the non-inverting inputs (the other operational amplifier ) are coupled.
  • the non-inverting input of the second operational amplifier OPV2 is supplied either with a first (here positive) supply potential VI or with a second (here negative) supply potential V2.
  • OPV1, OPV2 (as well as other active components, such as OPV3) can z. B. be provided separate supply potentials. Also, the supply to the operational amplifier OPV1, OPV2
  • Such a potential shift can in particular be provided in such a way that the average values of the operating supply voltages of the operational amplifiers OPV1, OPV2 are adjusted to the respective mean value of the input potentials at the inverting and non-inverting inputs of the operational amplifiers OPV1, OPV2.
  • the inverting inputs of the two operational amplifiers OPV1, OPV2 are connected to one another and in each case via a feedback resistor R4 or R3 to the output of the respective (same) operational amplifier OPV1 or OPV2.
  • each of the two operational amplifiers OPV1, OPV2, the non-inverting input is connected via a coupling resistor R2 or R1 to the output of the respective other (OPV2 or OPV1) of the two operational amplifiers OPV1, OPV2.
  • Operational amplifier OPVL, OPV2 are controlled in response to the current flowing through the capacitance C I, in a coupled manner.
  • a differential amplifier design ⁇ output voltage Vout obtained in this case, which is representative of the current flowing via the capacitance current I.
  • the resistors Rl to R4 all have the same value.
  • the current flowing at the non-inverting input of the second operational amplifier OPV2 or via the resistor R1 is equal to the current I.
  • the two operational amplifiers OPV1, OPV2 are symmetrically controlled according to the extent of this current I.
  • the coupling ⁇ resistors Rl and R2 and / or the feedback resistors could be provided Kon ⁇ by R3 and R4 each connected in series or parallel-connected capacitors capacitive component of these "coupling impedances" or "return coupling impedances”.
  • a capacitor is connected in parallel to the coupling resistors R 1 and R 2 and / or a capacitor is connected in series to the feedback resistors R 3 and R 4.
  • the differential Verstär ⁇ kerausgangsschreib Ua has a fluctuating common-mode potential, here z. B. +2.5 V when charging and -2.5 V when unloading.
  • This common-mode potential or its change in the respective overturning of the oscillator circuit is determined by the selection of the supply potentials VI and V2.
  • the provided in the example shown further amplifier ⁇ stage 14 is used in addition to a voltage gain and the differential amplifier output signal Ua in a non-differential or always referenced to ground potential GND output signal Ub.
  • the further amplifier stage 14 is formed from a further Opera ⁇ tion amplifier OPV3 and the circuitry illustrated with resistors R5 to R8. As shown, the output OPV2 is connected through resistor R5 and further through resistor R6 to ground GND, with a circuit node located between R5 and R6 connected to the non-inverting input of OPV3. The output of OPV1 is connected to the output of OPV3 via R7 and then via R8. A circuit node located between R7 and R8 is connected to the inverting input of OPV3.
  • the resistors R6 and R8 each have a capacitor connected in parallel.
  • the output from the further amplifier stage 14 signal Ub is applied as a comparator input signal to a C- invertie ⁇ Governing input of a comparator COMP which Together with a carrier formed from resistors R9 and RIO voltage divider, the comparator 16 forms.
  • a circuit node located between the resistors R9 and RIO is in this case connected to a non-inverting input of the comparator COMP.
  • At this circuit node results in a comparator reference potential C +, whose value is a certain fraction of the supply potential VI and V2, depending on the switching position of the switching device Sl. The fraction is determined by the ratio of the resistors R9 and RIO.
  • an operating supply voltage can also be provided for the operational amplifier OPV3 and / or the comparator COMP which, with respect to the electrical ground GND, depends on the operating state of the circuit arrangement (switching position of the switching device S1 ) is shifted back and forth in time with the oscillation.
  • the switching device S1 is controlled by the signal Cout resulting at the output of the comparator COMP. If C- becomes greater than C +, the switchover device S1 is switched over by the comparator output signal Cout in such a way that it switches over the non-inverting input of OPV2 switches from the supply potential V2 to the supply potential VI. Conversely, if C- becomes less than C +, the non-inverting input of OPV2 is again connected to the supply potential V2.
  • the circuit arrangement 10 forms a Oszil ⁇ latorscnies whose oscillation frequency is determined by the capacitance C to be measured, wherein at the second end 20 of this capacitance C series circuit RC is applied with the oscillation frequency between two constant values back and forth alternating square wave voltage.
  • this square-wave voltage oscillates at the second end 20 of the series circuit RC exactly between the values VI and V2 ("switching voltage").
  • Further processing or use of the frequency representing measurement result can, for. B. by a tapping of the supplied at the output of the comparator COMP nals Cout (or any other tapped in the field of the circuit 10 electrical size) take place.
  • the amplifier stage 12 Due to the "symmetrical" design of the amplifier stage 12 as a “push-pull stage", by means of which during each half cycle of the oscillation of the current flowing through the series circuit RC current I is sensed, results in a high-quality measurement result, which in particular hardly by non-idealities of the components used, in particular the operational amplifier OPVl, OPV2, is affected.
  • the described arrangement of the two operational amplifiers OPV1, OPV2 also advantageously causes an effective doubling of the slew rate of the amplifier output voltage Ua. Thus, the measurement result is less distorted.
  • the interposition of the further amplifier stage 14 provided in the example shown in FIG. 1 instead of a direct connection between the amplifier stage 12 and a downstream comparator stage has the advantage that the initially obtained as "measured signal" for the current I Verstär ⁇ kerausgangssignal Ua is brought to a voltage range that is particularly favorable for an exact function of the respective gate Kompara-.
  • the voltage Ub outputted from the amplifier stage 14 (which is input as the signal C- to the comparator COMP) varies symmetrically by the potential GND.
  • the "Umschaltschwel ⁇ len" of the comparator COMP defined by the voltage C +, are also symmetrical about the potential GND (see also Fig. 2).
  • FIG. 2 shows time profiles of some voltages during operation of a circuit arrangement 10 of the type shown in FIG. 1.
  • the + defined by the value of ⁇ Referenzpo tentials C thresholds on the one hand for the half ⁇ period Tp on the other hand for the half period are advantageous tn betragsze- SSIG same and only have different signs.
  • FIG. 2 shows the time profile of supply potentials OPV + and OPV-, by means of which in the illustrated embodiment of FIG. 1 the operational amplifiers OPV1, OPV2 and OPV3 are connected to their respective supply terminals (in FIG. or "-" designates).
  • the supply potentials OPV + and OPV- are synchronously shifted back and forth in time with the oscillation during a respective overturning of the oscillator circuit.
  • This potential shift is advantageous superiors see so that the resulting as a difference between the potentials OPV + and OPV operational amplifier supply ⁇ voltage is indeed constant, the mean value, however, in alignment with the input side and output side common mode potentials of the operational amplifier OPVl, OPV2 and OPV3 changed.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung (10) zur Messung einer Kapazität (C), umfassend eine Oszillatorschaltung (12, 14, 16, S1), bei welcher die zu messende Kapazität (C) eine Oszillationsfrequenz bestimmt. Um zu vermeiden, dass Nichtidealitäten der verwendeten Schaltungskomponenten das Messergebnis beeinträchtigen, ist gemäss der Erfindung eine in besonderer Weise aus zwei gekoppelten Operationsverstärkern (OPV1, OPV2) gebildete "Gegentaktstufe" (12) vorgesehen, mittels welcher ein Abfühlen des während jeweiliger Halbperioden der Oszillation durch die Kapazität (C) fliessenden Stromes (I) realisiert wird. Durch die besondere Kopplung (R1 bis R4) der Operationsverstärker (OPV1, OPV2) lässt sich eine mehr oder weniger grosse Kompensation von Nichtidealitäten der verwendeten Schaltungskomponenten erreichen.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität, sowie Verwendung einer derartigen Schaltungsanordnung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität, umfassend eine Oszillatorschal¬ tung, bei welcher die zu messende Kapazität ein Glied einer aus wenigstens zwei reihengeschalteten Impedanzen gebildeten und eine Oszillationsfrequenz der Oszillatorschaltung bestimmenden Reihenschaltung darstellt, wobei an einem ersten Ende der Reihenschaltung eine konstante Spannung aufrechterhalten wird und an einem zweiten Ende der Reihenschaltung eine mit der Oszillationsfrequenz zwischen zwei konstanten Werten hin und her wechselnde Rechteckspannung angelegt wird, wobei wäh¬ rend jeder Halbperiode der Oszillation der über die Reihenschaltung fließende Strom abgefühlt wird, um mittels einer Umschalteinrichtung den Wechsel des Wertes der Rechteckspannung jeweils dann auszulösen, wenn der Wert des Stromes bis zu einem vorbestimmten Schwellwert abgesunken ist.
Eine derartige Schaltungsanordnung ist z. B. aus der WO
84/02780 bekannt. Das Messprinzip der bekannten Schaltungsanordnung beruht darauf, dass die zu messende Kapazität derart in eine Oszillatorschaltung integriert wird, dass diese Kapa¬ zität die Oszillationsfrequenz dieser Oszillatorschaltung bestimmt, also der Wert der Kapazität in eine Oszillationsfre¬ quenz umgesetzt wird. Ein an der Schaltungsanordnung mit dieser Frequenz oszillierendes Signal (Messergebnis) kann für eine Verwendung bzw. weitere Auswertung z. B. zu einer Eingangsstufe einer Mikroprozessoreinrichtung oder dergleichen zugeführt werden.
Bei der bekannten Schaltungsanordnung ist eine Reihenschal- tung aus der zu messenden Kapazität und einem Widerstand mit dem zweiten Reihenschaltungsende am invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers angeschlossen, der eine externe Beschaltung umfassend einen Rückkoppelwiderstand aufweist und derart mit einem Komparator (und weiteren Bauelementen) gekoppelt ist, dass sich ein oszillierendes System ergibt. In diesem System (Oszillatorschaltung) wird die Kapazität in Halbperioden abwechselnd geladen und entladen. Das Ende einer Halbperiode und somit das "Umkippen" der Oszillatorschaltung wird jeweils dann ausgelöst, wenn der exponentiell absinkende Wert des Lade- bzw. Entladestroms bis zu einem vorbestimmten Schwellwert gesunken ist (was mittels des Komparators erfasst wird) .
Die bekannte Schaltungsanordnung weist jedoch einige Nachtei¬ le auf, welche vornehmlich auf der in der Praxis unvermeidli¬ chen "Nichtidealität " der verwendeten Bauteile, insbesondere des Operationsverstärkers und des Komparators, beruhen.
Ein erster Nachteil besteht beispielsweise darin, dass am Operationsverstärker ein etwaiger Eingangs- und/oder Ausgangsoffset zu einer gewissen Verfälschung des Messergebnisses führt .
Ferner werden am Komparator stark unterschiedliche Vergleichsschwellen zur Auslösung der Umkippvorgänge, einerseits von Laden auf Entladen und andererseits von Entladen auf Laden, verwendet. Insofern kann auch eine Nichtidealität des Komparators das Messergebnis beeinträchtigen.
Ferner ist die als eine Messspannung verwendete Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers auf die veränderliche Lade/ Entladespannung bezogen und mithin z. B. relativ anfällig ge- genüber Störeinflüssen.
Schließlich ist zu bedenken, dass aufgrund der in der Praxis begrenzten maximalen Anstiegs- bzw. Abfallgeschwindigkeit der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers ("slew rate"), die in der Regel stark temperatur- und alterungsabhängig sein kann, eine mehr oder weniger große Verfälschung des Messergebnisses resultiert. Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine nach dem eingangs beschriebenen Funktionsprinzip arbeitende Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität dahingehend zu verbessern, dass in der Praxis unvermeidliche Nichtideali- täten der Schaltungskomponenten das Messergebnis weniger beeinträchtigen .
Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, dass die Oszillatorschaltung eine aus einem ersten Operationsverstärker und einem zweiten Operationsverstärker gebildete Verstärkerstufe umfasst, mittels welcher der über die Reihen¬ schaltung fließende Strom abgefühlt wird und eine für den Wert dieses Stromes repräsentative Verstärkerausgangsspannung zwischen den Ausgängen der beiden Operationsverstärker ausgegeben wird, wobei die invertierenden Eingänge der Operations¬ verstärker miteinander und jeweils über eine Rückkoppelimpe¬ danz (z. B. einen Rückkoppelwiderstand) mit dem Ausgang des jeweiligen Operationsverstärkers verbunden sind, wobei bei jedem der Operationsverstärker der nicht-invertierende Eingang über eine Koppelimpedanz (z. B. Koppelwiderstand) mit dem Ausgang des jeweils anderen der Operationsverstärker verbunden ist, und wobei der nicht-invertierende Eingang des ersten Operationsverstärkers mit dem zweiten Ende der Reihen¬ schaltung verbunden ist und der nicht-invertierende Eingang des zweiten Operationsverstärkers mit einer entsprechend der Schaltstellung der Umschalteinrichtung zwischen zwei konstanten Werten hin und her wechselnden Schaltspannung versorgt wird .
Mit einem derartigen Aufbau der Schaltungsanordnung können die oben erwähnten Nachteile in vorteilhafter Weise beseitigt werden. Vereinfacht ausgedrückt handelt es sich bei der Os¬ zillatorschaltung um eine "Gegentaktstufe" , die aus zwei Ope¬ rationsverstärkern gebildet ist, deren Ausgänge verschränkt auf die nicht-invertierenden Eingänge des jeweils anderen Operationsverstärkers gekoppelt sind. Damit kann zwischen den Ausgängen der beiden Operationsverstärker eine für den Wert des Lade- bzw. Entladestroms repräsentatives Verstärkeraus- gangsspannung erhalten werden, wobei durch eine mehr oder weniger realisierte "Symmetrierung" etwaige Nichtidealitäten der Schaltungskomponenten, insbesondere z. B. der beiden Operationsverstärker, sich vorteilhaft gegenseitig kompensieren können.
Insbesondere können etwaige Offsetspannungen der Operations¬ verstärker kompensiert werden. Des Weiteren ist es gemäß des erfindungsgemäßen Schaltungs¬ konzeptes auch in einfacher Weise möglich, symmetrische Vergleichsschwellen an einem Komparator innerhalb seines optimalen Arbeitsbereiches vorzusehen. Der Umstand, dass die Verstärkerausgangsspannung in differen- tieller Form bzw. als Differenzspannung vorliegt, erhöht tendenziell die Robustheit gegenüber Störeinflüssen.
Ein noch weiterer Vorteil besteht schließlich insbesondere darin, dass auf Grund der Verwendung von zwei Operationsverstärkern die "slew rate" effektiv, d. h. im Hinblick auf deren Einfluss auf die Oszillationsfrequenz, vergrößert (etwa verdoppelt) wird, so dass die Messung genauer wird.
Besonders bevorzugt sind die beiden Operationsverstärker identisch ausgebildet und zur Bereitstellung möglichst identischer elektrischer Kenngrößen auf einem gemeinsamen Substrat ein und desselben mikroelektronisch integrierten Bauelementes ("chip") vorgesehen. Auch weitere, insbesondere sämtliche der erfindungsgemäß wesentlichen Komponenten können als Teil eines solchen Bauelementes ausgebildet sein (z. B. in BICMOS-Technologie) .
In einer bevorzugten Aus führungs form sind die Koppelimpedan- zen und die Rückkoppelimpedanzen jeweils als (ohmsche) Widerstände ausgebildet, oder besitzen jeweils zumindest ohmsche Impedanzanteile . In einer bevorzugten Weiterbildung dieser Aus führungs form ist das Verhältnis der ohmschen Impedanzanteile der Koppelimpe¬ danzen (z. B. Werte der als Koppelwiderstände ausgebildeten Impedanzen) im Wesentlichen gleich dem Reziproken des Ver- hältnisses der ohmschen Impedanzanteile der Rückkoppelimpe¬ danzen (z. B. Werte der als Rückkoppelwiderstände ausgebilde¬ ten Impedanzen) .
Durch die Erfüllung dieser Bedingung ergibt sich ein "Ein- gangsstrom" am nicht-invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers, der gleich dem durch die zu messende Ka¬ pazität fließenden Lade- bzw. Entladestrom am nicht- invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers ist. Außerdem ist bevorzugt, dass die ohmschen Anteile der Koppel¬ impedanzen (z. B. Werte der als Koppelwiderstände ausgebilde¬ ten Impedanzen) und/oder die ohmschen Anteile der Rückkoppelimpedanzen (z. B. Werte der als Rückkoppelwiderstände ausge¬ bildeten Impedanzen) im Wesentlichen identisch zueinander sind.
Insbesondere können somit für beide Koppelimpedanzen und bei¬ de Rückkoppelimpedanzen identisch vorgesehene ohmsche Impedanzanteile gewählt werden, so dass sowohl die vorstehend er- wähnte Gleichheit zwischen Eingangsstrom und Lade- bzw. Ent¬ ladestrom als auch eine gleiche (symmetrische) Aussteuerung der beiden Operationsverstärker gewährleistet ist.
In einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Koppelimpedanzen und/oder die Rückkoppelimpedanzen jeweils einen kapazitiven Impedanzanteil besitzen. Hierfür bevorzugt ist z. B. dass die Koppelimpedanzen und/oder die Rückkoppelimpedanzen jeweils als eine Reihenschaltung (alternativ: Parallelschaltung) aus einem Kondensator und einem Widerstand ausgebildet sind.
Die zwischen den Ausgängen der beiden Operationsverstärker sich ergebende und für den Lade- bzw. Entladestrom, im Fol- genden auch kurz "Strom", repräsentative Verstärkerausgangs¬ spannung kann beispielsweise unmittelbar einem Komparator zugeführt werden, welcher zur Verarbeitung dieses differentiel- len Eingangssignals geeignet ausgebildet ist und welcher auf Basis eines Vergleiches der Verstärkerausgangsspannung mit einer ebenfalls zugeführten, den Strom-Schwellwert definie¬ renden Schwellenspannung ein Komparatorausgangssignal abgibt.
Das Komparatorausgangssignal kann z. B. unmittelbar die Um- schalteinrichtung (z. B. Transistoranordnung) ansteuern, deren Schaltvorgänge das jeweilige "Umkippen" der Oszillatorschaltung bewirken.
In einer bevorzugten Aus führungs form der Erfindung ist vorge- sehen, dass die Oszillatorschaltung ferner eine weitere Verstärkerstufe umfasst, welcher eingangsseitig die Verstärker¬ ausgangsspannung zugeführt wird und welche ausgangsseitig ein für den Wert des über die Reihenschaltung fließenden Stromes repräsentatives Signal an einen Komparator bzw. eine Kompara- torstufe ausgibt. Die zur Erfassung der Schwellwertunter- schreitung vorgesehene Komparatorstufe kann wiederum direkt die Umschalteinrichtung zum Umkippen der Oszillatorschaltung ansteuern . Die weitere Verstärkerstufe kann insbesondere so ausgebildet sein, dass damit der Spannungsbereich der zunächst an den Ausgängen der beiden Operationsverstärker erhaltenen Verstärkerausgangsspannung vorteilhaft auf einen anderen Spannungsbereich am Ausgang der weiteren Verstärkerstufe abgebildet wird, der für eine möglichst exakte Funktion einer nachge¬ schalteten Komparatorstufe angepasst bzw. optimiert ist.
Insbesondere kann die weitere Verstärkerstufe z. B. als eine "verstärkende Subtrahiererstufe" ausgebildet sein, mittels welcher eine Verstärkerausgangsspannung "mit schwankendem
(vom Lade- bzw. Entladestrom abhängigen) Gleichtaktpotential" vorteilhaft auf einen Spannungsbereich abgebildet wird, der ein "festes Bezugspotential" besitzt (z. B. dasjenige Poten- tial am ersten Ende der Reihenschaltung) , wobei diese weitere Verstärkerstufe außerdem eine Spannungsverstärkung (größer 1) vorsieht . In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung werden zumindest die beiden Operationsverstärker, welche die den Ladebzw. Entladestrom der Kapazität abfühlende Verstärkerstufe bilden, jeweils mit Operationsverstärker- Versorgungspotentialen versorgt, deren Mittelwert abhängig vom Betriebszustand der Schaltungsanordnung, entsprechend der Oszillation, verändert wird.
Für eine bevorzugt während des Betriebes konstante Versor¬ gungsspannung eines betreffenden Operationsverstärkers bedeu- tet dies, dass in Abhängigkeit von Betriebszustand (je nach¬ dem, ob die Kapazität gerade geladen oder entladen wird) ein erstes (z. B. positives) und ein zweites (z. B. negatives) Operationsverstärker-Versorgungspotential entsprechend der Oszillation gleichmäßig, d. h. in gleichem Ausmaß, hin und her verschoben werden. Letzteres bezüglich eines festen Potentials wie z. B. demjenigen Potential, welches an dem ers¬ ten Ende der die zu messende Kapazität beinhaltenden Reihen¬ schaltung aufrechterhalten wird. In einer bevorzugten Ausgestaltung dieser Weiterbildung wird der Mittelwert der Versorgungspotentiale der Operationsver¬ stärker so hin und her verschoben, dass damit eine Anglei- chung des Versorgungspotential-Mittelwertes an den Mittelwert (Gleichtaktpotential) der an den invertierenden und nicht- invertierenden Eingängen des entsprechenden Operationsverstärkers anliegenden Eingangspotentiale erfolgt.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann vorteilhaft insbesondere zur Messung der Kapazität eines kapazitiven Sen- sors verwendet werden, wobei es sich bei dem kapazitiven Sensor z. B. um einen Gewichtskraftsensor handeln kann. Ein derartiger Gewichtskraftsensor kann z. B. ein in einer Wägezelle einer Waage vorgesehen sein. Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbei¬ spiels mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen weiter beschrieben. Es stellen dar:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität gemäß eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, und Fig. 2 beispielhafte zeitliche Verläufe einiger Spannun¬ gen im Betrieb einer Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität.
Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung 10 zur Messung einer Kapazität C, bei welcher es sich beispielsweise um die Kapa¬ zität eines Wägezellensensors handelt.
Die Schaltungsanordnung 10 umfasst im dargestellten Beispiel eine Verstärkerstufe 12, eine weitere Verstärkerstufe 14 und eine Komparatorstufe 16, wobei die Komparatorstufe 16 über eine z. B. aus Transistoren implementierte Umschalteinrichtung Sl auf die Verstärkerstufe 12 zurückwirkt.
Die Schaltungsanordnung 10 bildet in nachfolgend beschriebe- ner Weise eine Oszillatorschaltung aus, bei welcher eine Oszillation mit einer vom Wert der Kapazität C abhängigen Oszillationsfrequenz erfolgt. Diese Frequenz ist somit gewis¬ sermaßen das Messergebnis der Messung der Kapazität C. Die Verstärkerstufe 12 dient dazu, einen durch die Kapazität C fließenden Lade- bzw. Entladestrom abzufühlen und in ein für diesen Strom repräsentatives Spannungssignal (Ua) umzu¬ setzen . Die Kapazität C ist hierbei als ein Glied einer aus wenigs¬ tens zwei Impedanzen bestehenden Reihenschaltung RC an der Verstärkerstufe 10 angebunden, wobei die Reihenschaltung RC im dargestellten Beispiel außer der Kapazität C nurmehr einen (ohmschen) Widerstand R umfasst.
Ein erstes Ende 18 der Reihenschaltung RC ist mit einem fes- ten Massepotential GND verbunden, wohingegen ein zweites Ende 20 der Reihenschaltung RC mit dem nicht-invertierenden Eingang eines ersten Operationsverstärkers OPV1 verbunden ist.
Der Operationsverstärker OPV1 bildet zusammen mit einem zwei- ten Operationsverstärker OPV2 und der dargestellten Beschal- tung mittels Widerständen Rl bis R4 eine "Gegentaktstufe" , bei welcher die Ausgänge der beiden Operationsverstärker OPV1, OPV2 verschränkt auf die nicht-invertierenden Eingänge (des jeweils anderen Operationsverstärkers) gekoppelt sind.
Der nicht-invertierende Eingang des zweiten Operationsverstärkers OPV2 wird je nach Schaltstellung der Umschalteinrichtung Sl entweder mit einem ersten (hier positiven) Versorgungspotential VI oder mit einem zweiten (hier negativen) Versorgungspotential V2 beaufschlagt. Wenngleich dies für die Funktion der Schaltungsanordnung 10 nicht zwingend erforderlich ist, so sind die Versorgungspotentiale VI und V2 im dar¬ gestellten Beispiel gegengleich bezüglich der elektrischen Masse GND gewählt. Diese Versorgungspotentiale könnten also z. B. als VI = +5 V und V2 = -5 V (mit GND = 0 V) vorgesehen sein .
Zur Versorgung der Operationsverstärker OPV1, OPV2 (wie auch weiterer aktiver Komponenten, wie z. B. OPV3) können z. B. separate Versorgungspotentiale vorgesehen sein. Auch können die zur Versorgung der Operationsverstärker OPV1, OPV2
(und/oder z. B. des gegebenenfalls vorhandenen Operationsverstärkers OPV3) benötigten Versorgungspotentiale auch aus den ohnehin vorhandenen Potentialen VI und V2 abgeleitet werden (oder umgekehrt), z. B. durch eine geeignete Potentialverschiebung. In einer interessanten Weiterbildung einer solchen Potentialverschiebung erfolgt diese abhängig vom "Betriebszustand" der Schaltungsanordnung, also in verschiedener Weise, je nachdem, ob die Kapazität gerade geladen oder entladen wird .
Eine solche Potentialverschiebung kann insbesondere so vorge- sehen sein, dass die Mittelwerte der Betriebsversorgungsspannungen der Operationsverstärker OPVl, OPV2 an den jeweiligen Mittelwert der Eingangspotentiale an den invertierenden und nicht-invertierenden Eingängen der Operationsverstärker OPVl, OPV2 angeglichen werden.
Die invertierenden Eingänge der beiden Operationsverstärker OPVl, OPV2 sind miteinander und jeweils über einen Rückkoppelwiderstand R4 bzw. R3 mit dem Ausgang des jeweiligen (desselben) Operationsverstärkers OPVl bzw. OPV2 verbunden.
Bei jedem der beiden Operationsverstärker OPVl, OPV2 ist der nicht-invertierende Eingang über einen Koppelwiderstand R2 bzw. Rl mit dem Ausgang des jeweils anderen (OPV2 bzw. OPVl) der beiden Operationsverstärker OPVl, OPV2 verbunden.
Mit der beschriebenen Anordnung und Beschaltung der beiden Operationsverstärker OPVl, OPV2, die zusammen mit den Widerständen Rl bis R4 die Verstärkerstufe 12 bilden, erfolgt je nach Betriebszustand (Schaltstellung) der Umschalteinrichtung Sl ein Laden oder ein Entladen der zu messenden Kapazität C, wobei die beiden Operationsverstärker OPVl, OPV2 in Abhängigkeit von dem über die Kapazität C fließenden Strom I ausgesteuert werden, und zwar in gekoppelter Weise. Zwischen den Ausgängen der beiden Operationsverstärker OPVl, OPV2 ergibt sich hierbei eine differentielle Verstärkeraus¬ gangsspannung Ua, welche repräsentativ für den über die Kapazität fließenden Strom I ist. Im dargestellten Beispiel besitzen die Widerstände Rl bis R4 alle denselben Wert. In diesem Fall ist der am nicht- invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers OPV2 bzw. über den Widerstand Rl fließende Strom gleich dem Strom I. Außerdem werden in diesem Fall die beiden Operationsverstärker OPV1, OPV2 entsprechend dem Ausmaß dieses Stromes I symmetrisch ausgesteuert. Abweichend vom dargestellten Beispiel könnten bei den Koppel¬ widerständen Rl und R2 und/oder den Rückkoppelwiderständen R3 und R4 durch jeweils in Reihe oder parallel geschaltete Kon¬ densatoren kapazitive Anteil dieser "Koppelimpedanzen" bzw. "Rückkoppelimpedanzen" vorgesehen sein. In einer vorteilhaf- ten Abwandlung des dargestellten Beispiels ist den Koppelwiderständen Rl und R2 jeweils ein Kondensator parallel geschaltet und/oder den Rückkoppelwiderständen R3 und R4 jeweils ein Kondensator in Reihe geschaltet. Im dargestellten Beispiel besitzt die differentielle Verstär¬ kerausgangsspannung Ua ein schwankendes Gleichtaktpotential, hier z. B. +2,5 V beim Laden und -2,5 V beim Entladen.
Dieses Gleichtaktpotential bzw. dessen Veränderung beim je- weiligen Umkippen der Oszillatorschaltung wird durch die Wahl der Versorgungspotentiale VI und V2 bestimmt. Zur weiteren Erhöhung der Messgenauigkeit der Schaltungsanordnung 10 kann vorgesehen sein, dass die zur Betriebsversorgung der Operationsverstärker OPV1 und OPV2 jeweils verwendeten Versorgungs- Spannungen im Takt der Oszillation verändert werden, insbesondere so, dass deren Mittelwerte jeweils den Schwankungen der eingangsseitigen und ausgangsseitigen Gleichtaktpotentiale folgen. Die im dargestellten Beispiel vorgesehene weitere Verstärker¬ stufe 14 dient neben einer Spannungsverstärkung auch dazu, das differentielle Verstärkerausgangssignal Ua in ein nicht- differentielles bzw. stets auf Massepotential GND bezogenes Ausgangssignal Ub umzusetzen.
Die weitere Verstärkerstufe 14 ist aus einem weiteren Opera¬ tionsverstärker OPV3 und der dargestellten Beschaltung mit Widerständen R5 bis R8 gebildet. Wie dargestellt ist der Aus- gang von OPV2 über den Widerstand R5 und weiter über den Widerstand R6 mit der Masse GND verbunden, wobei ein zwischen R5 und R6 liegender Schaltungsknoten mit dem nicht- invertierenden Eingang von OPV3 verbunden ist. Der Ausgang von OPV1 ist über R7 und weiter über R8 mit dem Ausgang von OPV3 verbunden. Ein zwischen R7 und R8 liegender Schaltungsknoten ist mit dem invertierenden Eingang von OPV3 verbunden. In einer vorteilhaften Abwandlung des dargestellten Beispiels ist den Widerständen R6 und R8 jeweils ein Kondensator paral- lel geschaltet.
Das von der weiteren Verstärkerstufe 14 ausgegebene Signal Ub wird als ein Komparatoreingangssignal C- an einem invertie¬ renden Eingang eines Komparators COMP angelegt, welcher zu- sammen mit einem aus Widerständen R9 und RIO gebildeten Spannungsteiler die Komparatorstufe 16 bildet. Ein zwischen den Widerständen R9 und RIO liegender Schaltungsknoten ist hierbei mit einem nicht-invertierenden Eingang des Komparators COMP verbunden. An diesem Schaltungsknoten ergibt sich ein Komparator-Referenzpotential C+, dessen Wert ein bestimmter Bruchteil des Versorgungspotentials VI bzw. V2 ist, je nach Schaltstellung der Umschalteinrichtung Sl. Der Bruchteil bestimmt sich aus dem Verhältnis der Widerstände R9 und RIO. Wie oben bereits für die ersten beiden Operationsverstärker OPV1 und OPV2 beschrieben, kann auch für den Operationsverstärker OPV3 und/oder den Komparator COMP jeweils eine Betriebsversorgungsspannung vorgesehen sein, welche bezüglich der elektrischen Masse GND in Abhängigkeit vom Betriebszu- stand der Schaltungsanordnung (Schaltstellung der Umschalteinrichtung Sl) im Takt der Oszillation hin und her verschoben wird.
Mit dem am Ausgang des Komparators COMP sich ergebenden Sig- nal Cout wird die Umschalteinrichtung Sl gesteuert. Falls C- größer als C+ wird, so erfolgt über das Komparator- Ausgangssignal Cout eine Umschaltung der Umschalteinrichtung Sl derart, dass diese den nicht-invertierenden Eingang von OPV2 vom Versorgungspotential V2 auf das Versorgungspotential VI umschaltet. Im umgekehrten Fall, wenn C- kleiner als C+ wird, so wird der nicht-invertierende Eingang von OPV2 wieder mit dem Versorgungspotential V2 verbunden.
Zusammenfassend bildet die Schaltungsanordnung 10 eine Oszil¬ latorschaltung, deren Oszillationsfrequenz durch die zu messende Kapazität C bestimmt wird, wobei an dem zweiten Ende 20 der diese Kapazität C enthaltenden Reihenschaltung RC eine mit der Oszillationsfrequenz zwischen zwei konstanten Werten hin und her wechselnde Rechteckspannung angelegt wird. Im dargestellten Beispiel, mit identisch gewählten Werten der Widerstände Rl bis R4, pendelt diese Rechteckspannung am zweiten Ende 20 der Reihenschaltung RC genau zwischen den Werten VI und V2 ("Schaltspannung") hin und her.
Eine weitere Verarbeitung bzw. Verwendung des sich als Frequenz darstellenden Messergebnisses kann z. B. durch ein Abgreifen des am Ausgang des Komparators COMP gelieferten Sig- nals Cout (oder irgendeiner anderen im Bereich der Schaltungsanordnung 10 abgegriffenen elektrischen Größe) erfolgen.
Aufgrund der "symmetrischen" Gestaltung der Verstärkerstufe 12 als eine "Gegentaktstufe" , mittels welcher während jeder Halbperiode der Oszillation der über die Reihenschaltung RC fließende Strom I abgefühlt wird, ergibt sich ein qualitativ hochwertiges Messergebnis, welches insbesondere kaum durch Nichtidealitäten der verwendeten Bauelemente, insbesondere der Operationsverstärker OPVl, OPV2, beeinflusst wird. Die beschriebene Anordnung der beiden Operationsverstärker OPVl, OPV2 bewirkt außerdem vorteilhaft eine effektive Verdoppelung der Anstiegs- bzw. Abfallgeschwindigkeit ("slew rate") der Verstärkerausgangsspannung Ua . Somit wird das Messergebnis weniger verfälscht.
Die bei dem in Fig. 1 dargestellten Beispiel vorgesehene Zwischenschaltung der weiteren Verstärkerstufe 14 anstelle einer direkten Verbindung zwischen der Verstärkerstufe 12 und einer nachgeordneten Komparatorstufe besitzt den Vorteil, dass das zunächst als "Messsignal" für den Strom I erhaltene Verstär¬ kerausgangssignal Ua auf einen Spannungsbereich gebracht wird, der für eine exakte Funktion des betreffenden Kompara- tors besonders günstig ist. Im dargestellten Beispiel
schwankt die von der Verstärkerstufe 14 ausgegebene Spannung Ub (welche als das Signal C- dem Komparator COMP eingegeben wird) symmetrisch um das Potential GND. Die "Umschaltschwel¬ len" des Komparators COMP, definiert durch die Spannung C+, liegen ebenfalls symmetrisch um das Potential GND (vgl. auch Fig. 2) .
Fig. 2 zeigt zeitliche Verläufe einiger Spannungen im Betrieb einer Schaltungsanordnung 10 der in Fig. 1 dargestellten Art.
Im oberen Teil der Fig. 2 sind z. B. die Verläufe der beiden Komparatoreingangsspannungen C+ und C- in Abhängigkeit von der Zeit t dargestellt. Darin sind eine Halbperiode tp (beim Laden der Kapazität C) und eine darauffolgende Halbperiode tn (beim Entladen der Kapazität C) gekennzeichnet.
Vorteilhaft sind hierbei die durch den Wert des Referenzpo¬ tentials C+ definierten Schwellwerte einerseits für die Halb¬ periode tp und andererseits für die Halbperiode tn betragsmä- ßig gleich und besitzen lediglich verschiedene Vorzeichen.
Bei einem symmetrischen Aufbau des Komparators COMP wird da¬ mit vorteilhaft ein etwaiger systematischer Messfehler aufgrund betragsmäßig ungleicher Schwellwerte vermieden. Zu dem in Fig. 2 dargestellten Verlauf der Spannung C+ ist anzumerken, dass dieser entsprechend dem Aufbau der Schal¬ tungsanordnung 10 von Fig. 1 eigentlich rechteckförmig verlaufen würde, in Fig. 2 jedoch zur Veranschaulichung einer möglichen Bedämpfung der Spannung C+ (zwecks Rauschunterdrü- ckung) mit deutlich erkennbaren Anstiegs- und Abstiegsflanken eingezeichnet ist. Bei der in Fig. 1 dargestellten Schal¬ tungsanordnung 10 kann eine solche Bedämpfung z. B. dadurch bewerkstelligt werden, dass dem Widerstand RIO ein (in Fig. 1 nicht dargestellter) Kondensator parallel geschaltet wird.
Im unteren Teil der Fig. 2 ist der zeitliche Verlauf von Ver- sorgungspotentialen OPV+ und OPV- dargestellt, mittels welchem im dargestellten Ausführungsbeispiel von Fig. 1 die Operationsverstärker OPVl, OPV2 und OPV3 an ihren jeweiligen Versorgungsanschlüssen (in Fig. 1 mit "+" bzw. "-" bezeichnet) versorgt werden.
Daraus ist ersichtlich, dass die Versorgungspotentiale OPV+ und OPV- im Takt der Oszillation bei einem jeweiligen Umkippen der Oszillatorschaltung synchron hin und her verschoben werden. Diese Potentialverschiebung ist vorteilhaft so vorge- sehen, dass die sich als Differenz zwischen den Potentialen OPV+ und OPV- ergebende Operationsverstärker-Versorgungs¬ spannung zwar konstant ist, deren Mittelwert sich jedoch in Angleichung an die eingangsseitigen und ausgangsseitigen Gleichtaktpotentiale der Operationsverstärker OPVl, OPV2 und OPV3 verändert.

Claims

Patentansprüche
Schaltungsanordnung (10) zur Messung einer Kapazität (C) , umfassend eine Oszillatorschaltung, bei welcher die zu messende Kapazität (C) ein Glied einer aus wenigstens zwei reihengeschalteten Impedanzen gebildeten und eine Oszillationsfrequenz der Oszillatorschaltung bestimmenden Reihenschaltung (RC) darstellt, wobei an einem ersten Ende (18) der Reihenschaltung (RC) eine konstante Spannung (GND) aufrechterhalten wird und an einem zweiten Ende (20) der Reihenschaltung (RC) eine mit der Oszillationsfrequenz zwischen zwei konstanten Werten (VI, V2 ) hin und her wechselnde Rechteckspannung angelegt wird, wobei während jeder Halbperiode (tp, tn) der Oszillation der über die Reihenschaltung (RC) fließende Strom (I) abgefühlt wird, um mittels einer Umschalteinrichtung (Sl) den Wechsel des Wertes der Rechteckspannung jeweils dann aus¬ zulösen, wenn der Wert des Stromes bis zu einem vorbe¬ stimmten Schwellwert abgesunken ist,
dadurch gekennzeichnet, dass die Oszillatorschaltung eine aus einem ersten Operationsverstärker (OPV1) und einem zweiten Operationsverstärker (OPV2) gebildete Verstärkerstufe (12) umfasst, mittels welcher der über die Reihenschaltung (RC) fließende Strom (I) abgefühlt wird und ei¬ ne für den Wert dieses Stromes (I) repräsentative Ver¬ stärkerausgangsspannung (Ua) zwischen den Ausgängen der beiden Operationsverstärker (OPV1, OPV2 ) ausgegeben wird, wobei die invertierenden Eingänge der Operationsverstärker (OPV1, OPV2 ) miteinander und jeweils über eine Rückkoppelimpedanz (R4, R3) mit dem Ausgang des jeweiligen Operationsverstärkers (OPV1, OPV2 ) verbunden sind, wobei bei jedem der Operationsverstärker (OPV1, OPV2 ) der nicht-invertierende Eingang über eine Koppelimpedanz (R2, Rl) mit dem Ausgang des jeweils anderen (OPV2, OPV1 ) der Operationsverstärker (OPV1, OPV2 ) verbunden ist, und wobei der nicht-invertierende Eingang des ersten Operati¬ onsverstärkers (OPV1) mit dem zweiten Ende (20) der Rei¬ henschaltung (RC) verbunden ist und der nicht- invertierende Eingang des zweiten Operationsverstärkers (OPV2) mit einer entsprechend der Schaltstellung der Umschalteinrichtung (Sl) zwischen zwei konstanten Werten (VI, V2 ) hin und her wechselnden Schaltspannung versorgt wird .
Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 1, wobei die Koppelimpedanzen (R2, Rl) und die Rückkoppelimpedanzen (R4, R3) jeweils einen ohmschen Impedanzanteil besitzen oder als ohmsche Widerstände ausgebildet sind.
Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 2, wobei das Verhältnis der ohmschen Impedanzanteile der Koppelimpedanzen (R2, Rl) im Wesentlichen gleich dem Reziproken des Verhältnisses der ohmschen Impedanzanteile der Rückkoppelimpedanzen (R4, R3) ist.
Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 2 oder 3, wobei die ohmschen Anteile der Koppelimpedanzen (R2, Rl) und/oder die ohmschen Anteile der Rückkoppelimpedanzen (R4, R3) im Wesentlichen identisch zueinander sind.
Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Koppelimpedanzen (R2, Rl) und/oder die Rückkoppelimpedanzen (R4, R3) jeweils einen kapazitiven Impedanzanteil besitzen.
Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorangehenden Ansprüche, ferner umfassend eine weitere Verstärkerstufe (14), welcher eingangsseitig die Verstärkerausgangsspannung (Ua) zugeführt wird und welche ausgangsseitig ein für den Wert des über die Reihenschaltung (RC) fließenden Stromes (I) repräsentatives Signal (Ub) an eine Kompara- torstufe (COMP) ausgibt, die zur Erfassung der Schwell- wertunterschreitung und Ansteuerung der Umschalteinrichtung (Sl) vorgesehen ist.
7. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorangehenden An sprüche, wobei zum Betrieb des ersten Operationsverstärkers (OPV1) und des zweiten Operationsverstärkers (OPV2) verwendete Operationsverstärker-Versorgungspotentiale (OPV+, OPV-) in Abhängigkeit von der Schaltstellung der Umschalteinrichtung (Sl) bezüglich der konstanten Spannung (GND) verändert werden.
8. Verwendung einer Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorangehenden Ansprüche zur Messung der Kapazität (C) ei nes kapazitiven Sensors, insbesondere wobei der kapaziti ve Sensor ein Gewichtskraftsensor einer Wägeeinrichtung ist .
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