WO2012105628A1

WO2012105628A1 - 波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置

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Publication number: WO2012105628A1
Application number: PCT/JP2012/052318
Authority: WO
Inventors: 山崎　悦史; 小林　孝行; 富沢　将人; 理一工藤; 浩一石原; 中川　匡夫; 光映石川
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 2011-02-01
Filing date: 2012-02-01
Publication date: 2012-08-09
Anticipated expiration: 2013-08-01
Also published as: CN103404051B; JP5663606B2; CN103404051A; US8971703B2; US20130343749A1; JPWO2012105628A1

Abstract

　本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置を提供することを目的とする。本発明に係る波長分散補償回路１０１は、光ファイバ伝送路から受信した光アナログ波形をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器１１と、アナログデジタル変換器１１が出力するデジタル信号が持つ光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを、波長分散量推定方法で推定した分散補償量で補償するデジタル信号処理器１２と、アナログデジタル変換器１１が出力するデジタル信号に含まれる受信データのシンボル到来タイミングクロックを抽出し、シンボル到来タイミングクロックの強度を前記クロック検出値として出力するシンボルクロック抽出器１３と、を備える。

Description

波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置

　本発明は，光通信において用いられるものであり、光ファイバ伝送路における波長分散、偏波間干渉、偏波モード分散などによる波形歪みをデジタル信号処理を用いて補償する波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置に関する。

　光通信の分野において、周波数利用効率を飛躍的に向上する同期検波方式と信号処理を組み合わせた通信システムが注目されている。直接検波により構築されていたシステムと比較すると、受信感度を向上することができるだけでなく、デジタル信号として受信することで、光ファイバ伝送によって受ける波長分散、偏波モード分散による送信信号の波形歪みを補償することができることが知られており、次世代の光通信技術として導入が検討されている。

　非特許文献１および２に代表されるデジタルコヒーレント方式は、準静的な波長分散を固定のデジタルフィルタ（例えば、２８Ｇｂａｕｄの信号に対し、２００００ｐｓ／ｎｍの分散でタップ数が２０４８ｔａｐ）で補償し、変動のある偏波モード分散を、ブラインドアルゴリズムを用いた小さいタップ数（例えば、５０ｐｓの偏波モード分散で１０～１２ｔａｐ程度）の適応フィルタで補償する方法を採用している。

特開２００１－０５３６７９号公報ＷＯ／２００９／１４４９９７パンフレット特願２００９－１６９５１８号公報ＷＯ／２０１１／００７８０３パンフレット

Ｈ．　Ｍａｓｕｄａ，　ｅｔ．　ａｌ．，　"１３．５－Ｔｂ／ｓ（１３５ｘ１１１－Ｇｂ／ｓ／ｃｈ）Ｎｏ－Ｇｕａｒｄ－Ｉｎｔｅｒｖａｌ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ＯＦＤＭ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｏｖｅｒ　６，２４８　ｋｍ　ｕｓｉｎｇ　ＳＮＲ　Ｍａｘｉｍｉｚｅｄ　Ｓｅｃｏｎｄ－ｏｒｄｅｒ　ＤＲＡ　ｉｎ　ｔｈｅ　Ｅｘｔｅｎｄｅｄ　Ｌ－ｂａｎｄ，"　ＯＳＡ／ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ　２００９，　ＰＤＰＢ５．Ｊｉａｎｊｕｎ　Ｙｕ，　ｅｔ．　ａｌ．，　"１７　Ｔｂ／ｓ（１６１ｘ１１４　Ｇｂ／ｓ）ＰｏｌＭｕｘ－ＲＺ－８ＰＳＫ　ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｏｖｅｒ　６６２　ｋｍ　ｏｆ　ｕｌｔｒａ－ｌｏｗ　ｌｏｓｓ　ｆｉｂｅｒ　ｕｓｉｎｇ　Ｃ－ｂａｎｄ　ＥＤＦＡ　ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ，"　ＥＣＯＣ　２００８，　Ｔｈ．３．Ｅ．２，　Ｂｒｕｓｓｅｌｓ，Ｂｅｌｇｉｕｍ，２１－２５　Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ　２００８．Ｌ．　ｌｉｕ，　ｅｔ　ａｌ．，　"Ｉｎｉｔｉａｌ　Ｔａｐ　Ｓｅｔｕｐ　ｏｆ　Ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｍｏｄｕｌｕｓ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　ｆｏｒ　Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｄｅ－ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　ｉｎ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，"　ＯＳＡ／ＯＦＣ／ＮＦＯＥＣ　２００９，　ＯＭＴ２．

　伝送システムでは、受信端において伝送路で付加された波長分散による波形歪みを、受信端のデジタル信号処理によって補償する。このとき、伝送路において受ける波長分散量は、伝送路ファイバには、シングルモードファイバ、分散シフトファイバ、ノンゼロ分散シフトファイバなどの種類があり、信号が受ける単位長さあたりの波長分散量が異なる。また、信号光が伝搬した伝送路ファイバの長さに比例して、累積波長分散量が増加するため、伝送距離によっても累積分散量が変化する。また、伝送システムの中継器において光分散補償器を挿入する場合もあり、その補償量によって残留分散量が変化する。また、海底システムなどでは、分散補償ファイバを伝送路として用いる場合もある。さらに、信号光のキャリア波長によって、波長分散係数が異なるため、累積分散量は信号光波長にも依存する。上記の理由により、受信端では累積波長分散量に合わせて、分散補償フィルタの係数を制御すべきである。したがって、信号が受けた累積波長分散量を推定する機構が必要になる。

　最適な波長分散補償量を検出する従来技術としては、波長分散による波形歪みが残留することで発生する受信信号品質の劣化する特徴を用いる方法がある。例えば、波長分散による残留波形歪みは誤り率を増大させる。従って、例えば既知信号パターンと受信パターンを比較して誤り率を算出し、その値が低くなるように波長分散補償回路への設定値を制御する方法がある。また、一般に波長分散による波形歪みが残留する場合、クロック抽出・同期回路における同期検出信号が小さくなる。この特徴を利用することで、波長分散補償量を制御する方法がある（例えば、特許文献１を参照。）。また、アイパターンの開口度を利用する方法も提案されている（例えば、特許文献２を参照。）。

　しかし、これらの方法では、受信信号が受けてきた累積波長分散量と、分散補償回路における補償量が大きく異なる場合には、補償の残留分散量とモニタ信号変化との相関が極端に低くなり、モニタ信号を用いて分散補償量を制御することが不可能である。そのため、残留分散量とモニタ信号の相関が得られるような残留分散量となるように、網羅的に分散補償量を変化させて掃引するなどのプロセスが必要であり、設定時間が長くなる問題があった。

　一方、高速に補償すべき波長分散量を検知する方法として、既知信号を送信信号光に挿入して、既知信号の波形変化から受信端において既知信号部分を利用して波長分散量を推定する方法などがある（例えば、特許文献３を参照。）。

　しかしながら、既知信号を用いた分散推定法は高速であるが、偏波モード分散、非線形波形歪みなど波長分散以外の波形歪みによって推定量に誤差が生じてしまう問題があった。

　分散補償回路に対して波長分散の推定値を補償量として設定すると、実際補償すべき値と推定値に誤差があった場合、補償後にも波長分散による波形歪みが残留し、誤り率を増加させてしまう。また、例えば偏波モード分散など波長分散以外の歪み要因に対する耐力を低減させてしまう。従って、波長分散補償量の誤差を低減することが光伝送システムを安定且つ高信頼に運用するために重要になる。

　上記で示したように、モニタ信号を用いた制御では検出までに長時間を要すること、また、既知信号を用いた分散推定法では推定誤差の発生を考慮する必要があること、という課題があった。

　そこで、前記課題を解決するために、本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明に係る波長分散量推定方法は、
（１）任意の値を波長分散量の第１の候補値とするステップ、
（２）第１の候補値の近傍値を第２の候補値として複数抽出するステップ、
（３）各候補値に対応するデジタルクロック抽出信号強度を測定するステップ、
（４）複数の信号強度の増減の傾向から最適値（最大となる値）を抽出し、次の第１の候補値とするステップ、
（５）所定の条件を満たすまで、（２）～（４）を繰り返す判定ステップ、
を有することとした。

　具体的には、本発明に係る波長分散量推定方法は、光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを補償する際の分散補償量を推定する波長分散量推定方法であって、
　第ｋ（ｋは整数）番目の分散補償量Ｄ（ｋ）の初期値（ｋ＝０）である分散補償量Ｄ（０）を設定する初期値設定手順と、
　受信データに含まれるシンボル到来タイミングクロックの分散補償量Ｄ（ｋ）における強度をクロック検出値Ｓ（ｋ）として検出し、記憶するクロック検出手順と、
　前記分散補償量Ｄ（ｋ）を所定量ΔＤのＭ^{（ｋ－１）}分の１（Ｍは１以上の実数）だけプラス側にシフトした分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}における前記シンボル到来タイミングクロックの強度をクロック検出値Ｓ（ｋ＋）として検出し、記憶するプラス側シフト手順と、
　前記分散補償量Ｄ（ｋ）を所定量ΔＤのＭ^{（ｋ－１）}分の１だけマイナス側にシフトした分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}における前記シンボル到来タイミングクロックの強度をクロック検出値Ｓ（ｋ－）として検出し、記憶するマイナス側シフト手順と、
　前記クロック検出値Ｓ（ｋ）、前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）及び前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）を比較する比較手順と、
　前記比較手順の結果、前記クロック検出値Ｓ（ｋ）が最大である場合、前記分散補償量Ｄ（ｋ）を最適分散補償量として決定して前記分散補償量の推定を完了し、前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）又は前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）が最大である場合、最大の前記クロック検出値の前記分散補償量を第ｋ＋１番目の分散補償量Ｄ（ｋ＋１）として前記クロック検出手順、前記プラス側シフト手順、前記マイナス側シフト手順及び前記比較手順を再度行うことを決定する判定手順と、
を行うことを特徴とする。

　ある分散補償量のクロック検出値とその前後の分散補償量のクロック検出値とを比較したとき、クロック検出値が大きい分散補償量の方向に最適クロック検出値、すなわち最適分散補償量が存在すると考えられる。このため、比較手順でクロック検出値を比較し、クロック検出値が大きくなる方向へ分散補償量を調整することで、最適分散補償量を得ることができる。さらに、ステップ（２）の第２の候補値を試行回数に応じて第１の候補値の近くに設定していくことで、オーバーシューティングを回避し、波長分散量を高速かつ高精度に推定することができる。

　従って、本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する波長分散量推定方法を提供することができる。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、前記初期値設定手順の前に前記分散補償量の概略値を取得し、前記分散補償量の概略値を前記初期値設定手順における前記分散補償量Ｄ（０）とする概略分散補償量取得手順を有することを特徴とする。

　初段ステップとして、既知信号を用いた波長分散推定法（例えば、特許文献４を参照。）などによって推定された粗推定値を分散補償量の初期値とする。初段ステップの後に、微調整を行うステップを行うことで最適分散補償量の推定を短時間で行うことができる。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、前記クロック検出手順、前記プラス側シフト手順及び前記マイナス側シフト手順の少なくとも１つは、異なる時刻に複数回繰り返して平均化することを特徴とする。

　クロック検出値を時間平均することで、局所的な変動がある場合でも安定化することができる。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、前記プラス側シフト手順及び前記マイナス側シフト手順で前記分散補償量をシフトする前記所定量ΔＤより小さい微少量δＤが設定されており、
　前記クロック検出手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）を中心として分散補償量Ｄ（ｋ）±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ）を検出し、
　前記プラス側シフト手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０＋）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤを中心として分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ＋）を検出し、
　前記マイナス側シフト手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０－）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤを中心として分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ－）を検出することを特徴とする。

　分散補償量の周辺でクロック検出値を平均化することで、局所的な変動がある場合でも安定化することができる。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、クロック検出値Ｓ（ｋ±０）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ）とし、
　クロック検出値Ｓ（ｋ±０＋）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ＋）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）とし、
　クロック検出値Ｓ（ｋ±０－）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ－）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）とする
ことを特徴とする。

　本発明に係る波長分散量推定方法は、前記判定手順で、前記クロック検出値Ｓ（ｋ）と前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）との差及び前記クロック検出値Ｓ（ｋ）と前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）との差が所定の閾値未満の場合、前記分散補償量Ｄ（ｋ）を最適分散補償量として決定して前記分散補償量の推定を完了することを特徴とする。

　クロック検出値の差が小さく、最適値がどちらの方向にあるか不確定な状態で推定を行うことを避けることで、推定動作を安定化することができる。

　本発明に係る波長分散補償回路は、前記光ファイバ伝送路から受信した光アナログ波形をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
　前記アナログデジタル変換器が出力する前記デジタル信号が持つ前記光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを、前記波長分散量推定方法で推定した前記分散補償量で補償するデジタル信号処理器と、
　前記アナログデジタル変換器が出力する前記デジタル信号に含まれる受信データのシンボル到来タイミングクロックを抽出し、前記シンボル到来タイミングクロックの強度を前記クロック検出値として出力するシンボルクロック抽出器と、
を備える。

　本発明に係る波長分散補償回路は、前記波長分散量推定方法を採用する。従って、本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する波長分散補償回路を提供することができる。

　本発明に係る受信装置は、前記波長分散補償回路を含む。

　本発明に係る受信装置は、前記波長分散補償回路を備える。従って、本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する受信装置を提供することができる。

　本発明は、光ファイバ伝送路における波形歪みを補償する受信装置において、補償すべき波長分散量を高速に、かつ高精度に推定及び設定する波長分散量推定方法、波長分散補償回路、及び受信装置を提供することができる。

本発明に係る波長分散量推定方法を説明する図である。本発明に係る波長分散量推定方法を説明するフロー図である。本発明に係る波長分散量推定方法を説明する図である。本発明に係る波長分散量推定方法を説明するフロー図である。本発明に係る受信装置を説明する図である。

　添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

　図５は、本実施形態の受信装置３００を説明する図である。受信装置３００は波長分散補償回路１０１を含む。波長分散補償回路１０１は、光ファイバ伝送路から受信した光アナログ波形をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器１１と、アナログデジタル変換器１１が出力するデジタル信号が持つ光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを、以下で説明する波長分散量推定方法で推定した分散補償量で補償するデジタル信号処理器１２と、アナログデジタル変換器１１が出力するデジタル信号に含まれる受信データのシンボル到来タイミングクロックを抽出し、シンボル到来タイミングクロックの強度をクロック検出値として出力するシンボルクロック抽出器１３と、を備える。

　デジタル信号処理器１２が行う波長分散量推定方法の実施形態を説明する。

（実施形態１）
　まず、粗調整プロセスとして、既知信号を用いた波長分散推定法などによって推定された粗推定値を初期値として分散補償回路に設定する。このとき、波長分散の大部分が補償され、推定誤差などによって生じる残留分散による波形歪みを受けた波形が分散補償回路から出力される。

　この後、微調整プロセスに入る。図１及び図２は、本実施形態の微調整プロセスを説明する図である。Ｄ（ｋ）はデジタル信号処理器１２に設定する分散補償量を示す。まず、第一段階として、初期値ｋ＝０の分散補償量Ｄ（０）を設定し、クロック同期の検出信号値を測定してメモリに記憶する。これをクロック検出値Ｓ（０）とする。次に、図１（ａ）にあるように、第一段階として、
［１］分散補償量Ｄ（０）からある一定のシフト量ΔＤだけ正の方向にシフトさせる（分散補償量Ｄ（０）＋Δ）。そして、クロック同期のクロック検出値Ｓ（０＋）を測定して記憶する。
［２］同様に、分散補償量Ｄ（０）からある一定のシフト量ΔＤだけ負の方向にシフトさせ（分散補償量Ｄ（０）－Δ）、その際のクロック同期のクロック検出値Ｓ（０－）を測定して格納する。
　一定のシフト量ΔＤは、初期値が有する期待値からのずれ量の最大値程度とする。ここで、初期値は用いる粗推定アルゴリズム（例えば、特許文献４のアルゴリズム）に依存する。例えば、特許文献４で補償範囲として例示する分散量２００００ｐｓｅｃ／ｎｍの１．５～５％の誤差と仮定して、ΔＤを３００～１０００ｐｓｅｃ／ｎｍとする。

　クロック検出値が大きい符号方向に最適値が存在すると考えられる。このため、Ｓ（０），Ｓ（０＋），Ｓ（０－）を比較する。クロック検出値がＳ（０＋）＞Ｓ（０－）の場合、Ｄ（０）＋ΔＤを次の分散補償量Ｄ（１）に設定する。逆に、クロック検出値がＳ（０＋）＜Ｓ（０－）の場合、Ｄ（０）－ΔＤを次の分散補償量Ｄ（１）に設定する。Ｓ（０＋），Ｓ（０－）ともにＳ（０）より小さい場合、すなわち、Ｓ（０）＞Ｓ（０＋）かつＳ（０）＞Ｓ（０－）の場合、分散補償量Ｄ（１）＝Ｄ（０）とする。

　ここでは、Ｓ（０＋）＞Ｓ（０－）であった場合を想定し、分散補償量Ｄ（１）＝Ｄ（０）＋ΔＤに設定したとして、以降のプロセスを説明する。

　図１（ｂ）の第二段階として、分散補償量Ｄ（１）＝Ｄ（０）＋ΔＤを中心として、正負の方向にシフト量ΔＤ／２だけシフトさせる［３］［４］。分散補償量をそれぞれＤ（１）＋ΔＤ／２、Ｄ（１）－ΔＤ／２に設定した場合のクロック検出値Ｓ（１＋）、Ｓ（１－）を検出し、メモリに格納する。そして、両者を比較して、Ｓ（１＋）＞Ｓ（１－）の場合には、補償分散量をＤ（２）＝Ｄ（１）＋ΔＤ／２に、Ｓ（１＋）＜Ｓ（１－）の場合には、Ｄ（２）＝Ｄ（１）－ΔＤ／２に設定する。また、Ｓ（１＋），Ｓ（１－）ともにＳ（１）より小さい場合、Ｓ（１）＞　Ｓ（１＋）かつＳ（１）＞Ｓ（１－）も考えられ、この場合はＤ（２）＝Ｄ（１）とする。ここでは、Ｓ（１＋）＜Ｓ（１－）であった場合を想定し、補償分散量をＤ（２）＝Ｄ（１）－ΔＤ／２に設定したとして、以降を説明する。

　第三段階としては、補償分散量Ｄ（２）を中心として、正負方向にシフト量ΔＤ／４だけシフトさせる［５］［６］。分散補償量を正負にシフトさせたときのそれぞれのクロック同期の検出信号Ｓ（２＋）、Ｓ（２－）を検出してメモリに記憶する。そして、両者を比較してより大きい符号方向にシフトさせる。以降同様のプロセスを繰り返すことで、最適な補償分散量に漸近させることができる。ここで第ｋ段階における補償分散量Ｄ（ｋ）のシフト量は、ΔＤ／（２^{（ｋ－１）}）となっており、プロセスが進む毎に半減する。
　このように、シフト量をΔＤ／２，ΔＤ／４，ΔＤ／８，・・・と半減させてプロセスを繰り返すが、その反復回数は最終的な目標誤差範囲より、シフト量が小さくなるまでは繰り返す必要がある。例えば、ΔＤ＝１０２４ｐｓｅｃ／ｎｍ、目標誤差５０ｐｓｅｃ／ｎｍとすると、シフト量はプロセス毎に１０２４、５１２、２５６、１２６、６４、３２、１６（ｐｓｅｃ／ｎｍ）のように推移する。このため、シフト量が目標誤差より小さくなる６、７回程度、プロセスを繰り返す必要がある。時間に余裕があれば、シフト量がさらに小さくなるまでプロセスを繰り返してもよい。

　ここで、本来検出信号には誤差が含まれるため、Ｓ（ｋ＋），Ｓ（ｋ－），及びＳ（ｋ）の差分が設定した閾値より小さい場合には、再度Ｓ（ｋ）を設定し、やり直し測定する選択がある。これにより、差分が小さく、最適値が正負どちらの方向に存在するか不確定な状況で、不確定な情報を元にシフトさせることは不安定な動作を引き起こす危険性を低減することができる。なお、上記例では補償分散量Ｄ（ｋ）のシフト量を段階毎に半減する例、すなわちΔＤ／（２^{（ｋ－１）}）を説明したが、シフト量はΔＤ／（Ｍ^{（ｋ－１）}）であってもよい（Ｍは１以上の実数）。

　上記の手法では、各設定値におけるクロック検出信号の１回の測定値によって、分散補償量の設定値を決定していくプロセスになっている。従って、それぞれの測定におけるＳ（ｋ）の誤差が大きい場合には、最適化のシーケンスが不安定な動作となってしまう可能性がある。安定化するための手法として、各設定値に対して異なる時刻において複数回測定して、その平均値を比較することで正負符号のどちらの方向にシフトすべきかを判断することで、動作の安定化が期待される。

　上記の例では、分散補償量の初期値として、分散推定回路の粗推定値を利用したが、外部から与えられた分散値を設定する場合もある。このような例として、伝送路の分散量を予め分散測定器などで測定した場合などが考えられる。

（実施形態２）
　クロック同期回路の検出信号の残留分散依存性が局所的に揺らぐ可能性がある。この場合、第一の実施例では、局所的な変化のために正方向にシフトすべきか、負方向にシフトすべきかの判断が困難となる場合がある。本実施形態は、局所的な残留分散依存性がある状況であっても、平均化することで高精度に分散補償量のシフト方向を判定し、安定的に分散補償量の推定を行うことができる。

　図３は、本実施形態の微調整プロセスを説明する図である。初期ステップとして、既知信号を用いた波長分散推定法などによって推定された粗推定の分散補償量Ｄ（０）を初期値として分散補償回路に設定する。このとき、波長分散の大部分が補償され、推定誤差などによって生じる残留分散による波形歪みを受けた波形が分散補償回路から出力される。

　初期ステップでは、初期設定の分散補償量Ｄ（０）におけるクロック同期のクロック検出値Ｓ（０）を測定し、記憶する。次に、第一段階として図３（ａ）に示すように、Ｄ（０）からある微小量δＤだけ、分散補償設定値を正の方向にシフトさせる。そして、クロック同期のクロック検出値Ｓ（０＋δ）を測定し、記憶する。さらに、δＤづつ正方向にシフトさせていき、２δＤ、３δＤ、・・・のポイントにおいて、クロック同期のクロック検出値Ｓ（０＋２δ）、Ｓ（０＋３δ）、・・・、Ｓ（０＋ｎδ）を測定、メモリに格納してもよい。また、負の方向に微少量δＤだけシフトさせ、その際のクロック同期のクロック検出値Ｓ（０－δ）を測定し、メモリに格納する。同様に、δＤづつ負方向にシフトさせていき、－２δＤ、－３δＤ、・・・のポイントにおいて、クロック同期のクロック検出値Ｓ（０－２δ）、Ｓ（０－３δ）、・・・、Ｓ（０－ｎδ）を測定、メモリに格納してもよい。この部分の制御ブロック図を図４に示す。これをＮ回だけ繰り返す。ここでは、正負に対して、均等なポイント数を測定する例を示したが、特に正負均等である必要もない。例えば、Ｄ（０）、及びＤ（０）＋δＤのみ測定してもよい。
　微少量δＤは、図３の分散補償量に対するクロック検出値Ｓ（ｋ）に発生するリップルの周期及び振幅に基づいて設定する。具体的には、微少量δＤはリップルの周期以下とすればよい。例えば、リップルの振幅がクロック検出値Ｓ（ｋ）の１０％程度である場合、設定分散補償量Ｄ（ｋ）をδＤシフトした際のクロック検出値Ｓ（ｋ）の平均的な変動量はクロック検出値Ｓ（ｋ）の１０％未満とする。
　また、リップルの周期が条件によって変化する場合、微少量δＤは最終的な目標誤差の標準偏差より十分小さくする。例えば、δＤは目標誤差の１／３～１／５０、好ましくは１／５～１／２０、より好ましくは１／７～１／２０とすることができる。具体的数値として、最終的な目標誤差が５０ｐｓｅｃ／ｎｍ～１５０ｐｓｅｃ／ｎｍであれば、δＤは１ｐｓｅｃ／ｎｍ～５０ｐｓｅｃ／ｎｍ程度、好ましくは４ｐｓｅｃ／ｎｍ～３０ｐｓｅｃ／ｎｍ程度に設定する。また、δＤをｋに従って変化させる場合、ΔＤと同様にδＤ／（２^{（ｋ－１）}）と変化させる。この場合、δＤをΔＤの１／３～１／５０、好ましくは１／５～１／１０、より好ましくは１／５～１／７とすることができる。

　次に、Ｄ（０）を中心として、シフト量ΔＤだけ正方向にシフトさせ、Ｓ（０＋）を検出し、メモリに格納する［１］。さらに、そこからδＤだけ順々に正方向及び負方向にシフトさせて、シンボルクロック抽出回路のクロック検出値Ｓ（０±ｎδ＋）を検出し、メモリに格納する。同様に、Ｄ（０）を中心として、シフト量ΔＤだけ負方向にシフトさせて、Ｓ（０－）及びＳ（０±ｎδ－）を検出し、メモリに格納する［２］。ここで、一般には、ΔＤ＞δＤである。

　次に、それぞれ分散補償値Ｄ（０），Ｄ（０）＋ΔＤ、Ｄ（０）－ΔＤを中心に正負方向に微小量シフトしたときのクロック検出値Ｓ（０±ｎδ），Ｓ（０±ｎδ＋），Ｓ（０±ｎδ－）を比較して、クロック同期の検出信号が大きくなる符号方向を総合的に判断して、分散補償値をシフトさせる。総合的に判断する一例としては、Ｓ（０±ｎδ），Ｓ（０±ｎδ＋），Ｓ（０±ｎδ－）それぞれをｎに対して平均化処理を施し、それぞれの平均値Ｓａｖｇ（０），Ｓａｖｇ（０＋），Ｓａｖｇ（０－）を算出する。例えば、Ｓａｖｇ（０＋）の算出例を式で記述すると、次式のようになる。

　Ｎも精度と時間とのバランスを考慮して設定する。ただし、δＤが固定の場合、ΔＤとδＤの関係で制限される。δＤ＞ΔＤ／（２^{（Ｎ－１）}）となると、誤差を低減できないので、この条件を満たすＮとする。例えば、Ｎは３以上７以下に設定する。

　検出信号平均値がＳａｖｇ（０＋）＞Ｓａｖｇ（０－）の場合には、分散補償量Ｄ（１）をＤ（０）＋ΔＤに設定する。逆に、検出値がＳａｖｇ（０＋）＜Ｓａｖｇ（０－）の場合には、分散補償量Ｄ（１）をＤ（０）－ΔＤに設定する。また、Ｓａｖｇ（０＋），Ｓａｖｇ（０－）ともにＳａｖｇ（０）より小さい場合、Ｓａｖｇ（０）＞Ｓａｖｇ（０＋）かつＳａｖｇ（０）＞Ｓａｖｇ（０－）となる場合も考えられ、この場合はＤ（１）＝Ｄ（０）とする。ここでは、Ｓａｖｇ（０＋）＞Ｓａｖｇ（０－）であった場合を想定し、Ｄ（１）＝Ｄ（０）＋ΔＤに設定したとして、以降のプロセスを説明する。

　第二段階以降の制御方法は、実施形態１と同様に、分散補償量Ｄ（１）の点、Ｄ（１）＋ΔＤ／２の点、Ｄ（１）－ΔＤ／２の点におけるクロック検出値を比較して、正負シフト方向を判定する。さらに、正負のシフト方向判断の信頼度を向上するため、第一段階で説明したように、それぞれのポイント付近で正負方向にδＤづつシフトさせ、それらの平均化したクロック検出値を用いて正負シフト方向を判断する。

　まず、Ｄ（１）＝Ｄ（０）＋ΔＤを中心として、正負の方向にｎ×δＤだけシフトさせ、Ｓ（１±ｎδＤ）のクロック検出値を取得する［３］［４］。さらに、それらの検出値を用いて、平均化処理を施したＳａｖｇ（１）を求める。

　次に、分散補償量を正の方向にシフト量ΔＤ／２だけシフトさせ［１］、分散補償量Ｄ（１）＋ΔＤ／２を中心として正負方向に微小量ｎ×δＤづつシフトさせ、クロック検出値Ｓ（１±ｎδ＋）を取得する［７］［８］。さらに、それらの検出値を用いて、平均化処理を施したＳａｖｇ（１＋）を求める。同様に、分散補償量を負の方向にシフト量ΔＤ／２だけシフトさせ［２］、分散補償量Ｄ（１）－ΔＤ／２を中心として、正負方向に微小量ｎ×δＤづつシフトさせ、クロック検出値Ｓ（１±ｎδ－）を取得する。さらに、それらの検出値を用いて、平均化処理を施したＳａｖｇ（１－）を求める。

　さらに、これらＳａｖｇ（１）、Ｓａｖｇ（１＋）、Ｓａｖｇ（１－）を比較して、より検出信号が大きくなる補償分散の正負シフト方向を判断する。Ｓａｖｇ（１＋）＞Ｓａｖｇ（１－）の場合には、補償分散量をＤ（２）＝Ｄ（１）＋ΔＤ／２に設定する。Ｓａｖｇ（１＋）＜Ｓａｖｇ（１－）の場合には、Ｄ（２）＝Ｄ（１）－ΔＤ／２に設定する。また、Ｓａｖｇ（１＋），Ｓａｖｇ（１－）ともにＳ（１）より小さい場合、Ｓａｖｇ（１）＞　Ｓａｖｇ（１＋）かつＳａｖｇ（１）＞Ｓａｖｇ（１－）も考えられる。この場合はＤ（２）＝Ｄ（１）とする。なお、Ｓａｖｇ（１）、Ｓａｖｇ（１＋）、Ｓａｖｇ（１－）の差が誤差未満など所定値以下の場合には、Ｄ２＝Ｄ１としてもよい。

　ここでは、Ｓａｖｇ（１＋）＜Ｓａｖｇ（１－）であった場合を想定し、補償分散量をＤ（２）＝Ｄ（１）－ΔＤ／２に設定したとして以降を説明する。

　第三段階も上記説明と同様に補償分散量の正負シフト方向を判断する。補償分散量がＤ（２）のポイント、Ｄ（２）を中心として正負方向にシフト量ΔＤ／４だけシフトさせたポイント、これら３点のポイント
Ｄ（２）
Ｄ（２）＋ΔＤ／４
Ｄ（２）－ΔＤ／４
でのクロック検出値の比較を実施する。第三段階では、シフト量がΔＤ／４と更に半減している。それら３ポイントにおいて、正負方向に微小量ｎ×±δＤづつシフト点のクロック検出値
Ｓ（１±ｎδ）
Ｓ（１±ｎδ＋）
Ｓ（１±ｎδ－）
を取得する。さらに、これらの平均値
Ｓａｖｅ（２）
Ｓａｖｇ（２＋）
Ｓａｖｇ（２－）
を求め、第二段階で説明したように次の段階のシフト方向を判断する。

　以降同様のプロセスを繰り返すことで、最適な補償分散量に漸近させることができる。ここで第ｋ段階のシフト量は、ΔＤ／（２^{（ｋ－１）}）となっており、プロセスが進む毎に半減していく。なお、上記例では補償分散量Ｄ（ｋ）のシフト量を段階毎に半減する例、すなわちΔＤ／（２^{（ｋ－１）}）を説明したが、実施形態１と同用にシフト量はΔＤ／（Ｍ^{（ｋ－１）}）であってもよい。

　上記の説明では、各段階でシフト量ΔＤ、ΔＤ／２、ΔＤ／４、・・・と半減するにも関わらず、平均化処理するための微小量はδＤの一定値である例を示した。この例では、δＤより細かい単位での分散補償量の最適化ができない。そこで、各段階でシフト量がΔＤ、ΔＤ／２、ΔＤ／４、・・・と半減するに伴い、微小量δＤも、平均化が有効な範囲で小さくしてもよい。例えば、微小量をδＤ、δＤ／２、δＤ／４、・・・と小さく変化させてもよい。

　以上説明した様に，本発明によれば，光通信システムの波長分散補償回路の補償量に対して微小な変化を与え、クロック検出信号をモニタ信号として最適な補償量を探索する際に、与える変化量を試行回数の度に半減させていくことで効率的に最適な分散補償量を検出することができる。

１１：アナログデジタル変換器
１２：デジタル信号処理器
１３：シンボルクロック抽出器
１５：光ファイバ
１０１：波長分散補償回路
３００：受信装置

Claims

　光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを補償する際の分散補償量を推定する波長分散量推定方法であって、
　第ｋ（ｋは整数）番目の分散補償量Ｄ（ｋ）の初期値（ｋ＝０）である分散補償量Ｄ（０）を設定する初期値設定手順と、
　受信データに含まれるシンボル到来タイミングクロックの分散補償量Ｄ（ｋ）における強度をクロック検出値Ｓ（ｋ）として検出し、記憶するクロック検出手順と、
　前記分散補償量Ｄ（ｋ）を所定量ΔＤのＭ^{（ｋ－１）}分の１（Ｍは１以上の実数）だけプラス側にシフトした分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}における前記シンボル到来タイミングクロックの強度をクロック検出値Ｓ（ｋ＋）として検出し、記憶するプラス側シフト手順と、
　前記分散補償量Ｄ（ｋ）を所定量ΔＤのＭ^{（ｋ－１）}分の１だけマイナス側にシフトした分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}における前記シンボル到来タイミングクロックの強度をクロック検出値Ｓ（ｋ－）として検出し、記憶するマイナス側シフト手順と、
　前記クロック検出値Ｓ（ｋ）、前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）及び前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）を比較する比較手順と、
　前記比較手順の結果、前記クロック検出値Ｓ（ｋ）が最大である場合、前記分散補償量Ｄ（ｋ）を最適分散補償量として決定して前記分散補償量の推定を完了し、前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）又は前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）が最大である場合、最大の前記クロック検出値の前記分散補償量を第ｋ＋１番目の分散補償量Ｄ（ｋ＋１）として前記クロック検出手順、前記プラス側シフト手順、前記マイナス側シフト手順及び前記比較手順を再度行うことを決定する判定手順と、
を行うことを特徴とする波長分散量推定方法。
　前記初期値設定手順の前に前記分散補償量の概略値を取得し、前記分散補償量の概略値を前記初期値設定手順における前記分散補償量Ｄ（０）とする概略分散補償量取得手順を有することを特徴とする請求項１に記載の波長分散量推定方法。
　前記クロック検出手順、前記プラス側シフト手順及び前記マイナス側シフト手順の少なくとも１つは、異なる時刻に複数回繰り返して平均化することを特徴とする請求項１又は２に記載の波長分散量推定方法。
　前記プラス側シフト手順及び前記マイナス側シフト手順で前記分散補償量をシフトする前記所定量ΔＤより小さい微少量δＤが設定されており、
　前記クロック検出手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）を中心として分散補償量Ｄ（ｋ）±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ）を検出し、
　前記プラス側シフト手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０＋）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤを中心として分散補償量Ｄ（ｋ）＋ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ＋）を検出し、
　前記マイナス側シフト手順において、前記分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±０－）、及び前記分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤを中心として分散補償量Ｄ（ｋ）－ΔＤ／Ｍ^{（ｋ－１）}±ｎδＤ（ｎは自然数）におけるクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ－）を検出することを特徴とする請求項１又は２に記載の波長分散量推定方法。
　クロック検出値Ｓ（ｋ±０）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ）とし、
　クロック検出値Ｓ（ｋ±０＋）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ＋）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）とし、
　クロック検出値Ｓ（ｋ±０－）及びクロック検出値Ｓ（ｋ±ｎδ－）を平均化して前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）とする
ことを特徴とする請求項４に記載の波長分散量推定方法。
　前記判定手順で、前記クロック検出値Ｓ（ｋ）と前記クロック検出値Ｓ（ｋ＋）との差及び前記クロック検出値Ｓ（ｋ）と前記クロック検出値Ｓ（ｋ－）との差が所定の閾値未満の場合、前記分散補償量Ｄ（ｋ）を最適分散補償量として決定して前記分散補償量の推定を完了することを特徴とする請求項１又は２に記載の波長分散量推定方法。
　前記光ファイバ伝送路から受信した光アナログ波形をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
　前記アナログデジタル変換器が出力する前記デジタル信号が持つ前記光ファイバ伝送路の波長分散による波形歪みを、請求項１から６のいずれかに記載の波長分散量推定方法で推定した前記分散補償量で補償するデジタル信号処理器と、
　前記アナログデジタル変換器が出力する前記デジタル信号に含まれる受信データのシンボル到来タイミングクロックを抽出し、前記シンボル到来タイミングクロックの強度を前記クロック検出値として出力するシンボルクロック抽出器と、
を備える波長分散補償回路。
　請求項７に記載の波長分散補償回路を含む受信装置。