WO2012079995A1 - Regelkreisanordnung, schaltungsanordnung und verfahren zur regelung einer mit einer last gekoppelten stromquelle und ihrer versorgungsspannung - Google Patents

Regelkreisanordnung, schaltungsanordnung und verfahren zur regelung einer mit einer last gekoppelten stromquelle und ihrer versorgungsspannung Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement, the description thereof as a control circuit arrangement and a method for controlling a current source coupled to a load.
  • the backlight is generated by light emitting diodes (LEDs).
  • LEDs light emitting diodes
  • Several controlled current sources are used to set the highest possible load current flowing through the LEDs, which are arranged in LED chains.
  • a corresponding arrangement can be taken from FIG. 1, in which a plurality of current sources SQn are coupled to the LED chains LK.
  • the voltages VC are so Set Default that is still just a correct operation of the Stromquel ⁇ len SQn possible.
  • the DC / DC voltage regulator transforms an input voltage VIN to a corresponding load voltage VL on the basis of this input.
  • the load voltage VL drops across the current source SQn and the load LK.
  • This control circuit ensures that the current source SQn is operated at the desired operating point. Since the LED strings LK can all have a different voltage drop, all voltages VC from the DC / DC feedback circuit must be taken into account. Decisive for the adjustment of the load voltage VL is that LED chain LK, which causes the largest voltage drop. This has the consequence that too high a voltage VC is set for the remaining current sources SQn. This in turn leads to an increased power loss of the respective current sources SQn.
  • the arrangement shown in FIG. 1 also has an LED monitor which checks whether an LED chain LK is interrupted or short-circuited.
  • the detection of an interrup ⁇ chung an LED chain LK is necessary for such a loop, otherwise the DC / DC feedback circuit would continually increase the load voltage VL. Since this effect leads to high power losses at the other current sources SQn, the broken LED chain LK must be switched off.
  • the detection of a partial or complete short circuit in an LED chain LK is necessary in order to prevent a thermal destruction of the affected current source SQn due to high power dissipation.
  • FIG. 2 shows the profile of the load voltage VL and the voltage VC for different operating situations.
  • the voltages VL and VC initially increase until an optimum operating range (VCmin, VLmin) is reached.
  • a typical load tensioning ⁇ voltage VL is moving in the range between 5 and 500 V, depending on the number of LEDs that are connected in series. Since the temperature and thus the voltage drop across the LED chains changes during operation, the load voltage VL also changes.
  • Figure 2 also shows various operating situations for the voltage VC (VC (a) to VC (e)).
  • the difference between the voltage VL and the voltage VC indicates the voltage drop across the corresponding LED chain LK.
  • the voltage VC (a) shows an application case for dimming an LED chain LK.
  • Dimming a LED chain LK is achieved via a pulse width modulation of the voltage ⁇ signal VC.
  • the pulse width modulation switches the current source SQn on and off at definable time intervals, thus causing dimming of the LED chain LK.
  • the load voltage VL is kept constant.
  • the voltages VC (b) and VC (c) show the voltage curve at different LED chains LK. This shows by way of example that the voltage drop across different LED chains LK can be of different sizes.
  • VC (c) is the voltage relevant for the regulation of the load voltage VL, since it has a lower value than the voltage VC (b).
  • the voltage VC (d) shows an example of an LED string having an interrupt. Thus, the entire load voltage VL drops on the LED chain.
  • the voltage VC (e) shows a voltage curve for a partially short-circuited LED chain LK. Due to the short circuit ⁇ within the LED chain LK thus drops an increased voltage VC (e) at the current source SQn and leads to an increased power loss.
  • the current sources SQn should be arranged outside of an integrated circuit at load currents through the LED chains LK, which exceed the value of 100 mA, since the power loss occurring would be too high, especially on smaller assemblies.
  • This leads to an integrated control circuit comprising the DC / DC feedback circuit and the LED monitor of Figure 1 and ex ⁇ tern current sources SQn, which are electrically coupled to the integrated control circuit.
  • the integrated control circuit picks up the voltages VC from the LED chains LK to adjust the DC / DC voltage regulator and to perform the LED monitor functions. For this tapping of the voltages VC, however, the integrated control circuit requires a connection that is also designed for high voltages.
  • the object of the present invention is to provide a circuit arrangement and a control circuit for controlling a load source coupled to a load, in which a simplified circuit structure without a high-voltage terminal and with a reduced number of terminals to the power source and the load coupled with her possible ⁇ Lich is.
  • the proposed closed-loop control arrangement for controlling a current source which supplies a load comprises a first control circuit.
  • Control circuit for controlling a control signal which is designed to control the current source and thus a load current flowing through the current source and the load.
  • the load is connected in series with the power source.
  • the control value of the first control circuit corresponds to the load current or a variable derived from the load current.
  • a reference variable of the first control loop is a first reference signal.
  • the control circuit arrangement has a second control circuit for regulating a load voltage which drops across the current source and the load.
  • a controlled variable of the second control circuit is the load current or the quantity derived from the load current.
  • a reference variable of the second control loop corresponds to the control signal or a variable derived from the control signal.
  • the controlled variable of the first and the second control loop is a control voltage that generates the load current at a reference resistor.
  • control variable of the first control loop is the control voltage and the control variable of the second control loop is a second reference signal, which is determined as a function of the reference variable of the first control loop.
  • control loop arrangement comprises a short-circuit detector. This is designed to detect a short circuit within the load and depending on the first and second control loop to control.
  • Another aspect of the invention relates to a circuit arrangement for controlling a power source that supplies a load.
  • the load is connected in series with the power source.
  • the circuit arrangement has at least one control terminal, a load reference terminal, a feedback terminal, a first reference signal terminal, a load current regulator and a monitoring device.
  • the control terminal is designed to provide a control signal for controlling the power source.
  • the load reference terminal is coupled to an output of the power source and configured to provide a load current flowing through the load (eg, an LED string) or a magnitude derived from the load current.
  • the magnitude derived from the load current may be a voltage that the load current produces at a resistor.
  • the first reference signal terminal can be coupled to a first reference signal source. This is designed to provide a first reference signal, which may correspond to a current or a voltage.
  • the load current controller is coupled on the input side to the first reference signal terminal and the load reference terminal. It is designed to provide the control signal at an output coupled to the control terminal.
  • the control signal is formed as a function of a comparison of the load current or the quantity derived from the load current with the first reference signal.
  • the magnitude derived from the load current may correspond to a voltage generated by the load current in a resistor.
  • the feedback connection is designed to provide an external feedback signal , which is used to set a Load voltage is used, which drops above the power source and the load coupled to it.
  • the monitoring device has its input side coupled to the starting of the load current controller, and one of the inputs of the load ⁇ current regulator.
  • the monitoring device serves to provide the feedback signal at an output coupled to the feedback port.
  • the feedback signal is formed in response to a comparison of the control signal or a quantity derived from the control signal with the load current or the quantity derived from the load current.
  • the control signal may be a control current. This is z. Example, the case when the power source comprises a bipolar transistor.
  • the control signal may also be a control voltage if the current source has a field-effect transistor.
  • the quantity derived from the control signal may be a control voltage which generates the control current or a simulation of the control current in a resistor.
  • the magnitude derived from the load current may be a voltage that causes the load current in a resistor. Alternatively, the magnitude derived from the load current may also be a current that is adjusted in relation to the load current.
  • one input of the load current regulator is coupled to the load reference terminal.
  • the feedback signal is provided in response to a comparison of a first voltage that produces a replica of the control current at one resistor to a second voltage that the load current generates at another resistor.
  • the circuit arrangement comprises a second reference signal terminal, which is provided for supplying a second reference signal with a second reference signal terminal. Renzsignalario is coupled. Furthermore, one input of the load current regulator is coupled to the second reference signal connection. In addition, the second reference signal source is also electrically coupled to the first reference signal source. In this embodiment, the recirculation ⁇ signal is formed in dependence on a comparison of the replica of the control current to the second reference signal is derived from the load current.
  • the second reference signal is adjustable as a function of a further circuit whose temperature behavior substantially corresponds to a temperature behavior of the current source.
  • the further circuit may include a replica of the power source.
  • the circuit arrangement comprises a compensation circuit which is coupled to the load reference terminal. It serves to subtract the control signal from an output current output by the current source. This ensures that the load current regulator and the monitoring device, only the load current is supplied to further control.
  • the circuit arrangement comprises a short-circuit detector which is coupled to the load reference terminal and the control terminal. It is designed to form a differential signal between the load reference terminal and the control terminal and to provide a short-circuit signal in response to this difference signal and a third reference signal.
  • the short-circuit detector With the help of the short-circuit detector, the affected current source can be deactivated to prevent a thermal overload and thus a destruction of the power source.
  • the current source comprises a transistor.
  • the difference signal between the load reference terminal and the control terminal corresponds to a base-emitter voltage.
  • Another aspect of the invention relates to a method of controlling a power source that supplies a load.
  • a load current or a variable derived from the load current is first compared with a first reference signal.
  • the load current is defined as flowing through the load coupled to the power source.
  • a control signal is provided which controls the current source.
  • the control signal or a variable derived from the control signal is compared with the load current or the quantity derived from the load current.
  • a feedback signal is formed which regulates a load voltage that drops across the power source and the load.
  • a gain factor is determined from the comparison of the control signal or derived from the control signal groE ⁇ SSE SSE with the load current or the GroE derived from the load current.
  • the control signal corresponds to a control current and the amplification factor corresponds to a current amplification factor.
  • the feedback signal is then provided in dependence on the current amplification factor.
  • control signal is subtracted from the output current of the current source to the load current to obtain control of the control signal and / or determination of the amplification factor.
  • a difference signal is formed, which can be tapped at terminals of the current source and which preferably corresponds to a base-emitter voltage of a transistor.
  • This reference signal is compared with a third reference signal caused by a short circuit in the load (LED chain), for example, to detect a thermal ⁇ load.
  • the third reference signal can be adjustable.
  • the setting of the third reference signal can also be temperature-dependent. The adjustment can be done manually or automatically.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement for controlling LED chains, which are each coupled to a current source
  • FIG. 2 shows the profile of the load voltage VL and the voltage VC from FIG. 1 for a plurality of operating situations
  • Figure 3 illustrates an exemplary disclosed embodiment of a scarf ⁇ processing arrangement for controlling a coupled with a load current source, another exemplary disclosed embodiment of a circuit arrangement for controlling a coupled with a load current source, exemplary characteristics of a bipolar transistor, another exemplary characteristics of a Bipolartran ⁇ sistors, an overview diagram of a circuit arrangement for controlling a coupled with a load current source,
  • Figure 8 is a general scheme a control loop,
  • FIG. 9 shows a further overview image for a circuit arrangement for controlling a current source coupled to a load
  • FIG. 10 shows exemplary embodiments of a power source
  • FIGS 11 to 15 detailed exemplary execution ⁇ form a circuit arrangement for controlling a coupled with a load current source
  • FIG. 16 shows method steps for a method for controlling a current source coupled to a load.
  • FIG. 3 shows an exemplary circuit arrangement for
  • FIG. 3 shows a control circuit for controlling a current source SQn which, via the control terminal AI, is connected to the control Circuit is connected.
  • the power source in this case SQn ⁇ game comprises a bipolar transistor SQn, whose base is connected to the control terminal AI. Furthermore, the bipolar transistor SQn is coupled via its emitter to a load reference terminal A2 of the control circuit. The emitter of the bipolar transistor SQn is connected to the reference potential terminal GND via a reference resistor Rref. The collector of the bipolar transistor SQn is coupled to an LED chain LK and a high voltage terminal A4 of the control circuit.
  • the LED chain LK comprises several LEDs.
  • the current source SQn may also comprise a field-effect transistor.
  • the control circuit further comprises a return port A3 through which the control circuit is connected to a DC / DC voltage regulator, hereinafter referred to as DC / DC voltage regulator.
  • the DC / DC voltage regulator ⁇ is coupled to the reference potential terminal GND and includes an input for supplying an input voltage VIN. At its output, the DC / DC voltage regulator is coupled to the LED chains LK.
  • the control circuit comprises per LED chain LK or per current source SQn a current source controller 1 with a control terminal AI, a load reference terminal A2 and a high voltage terminal A4. For each power source SQn three connections are needed. Furthermore, the con- troll circuit a channel controller 2, which is coupled with its inputs and outputs with all current source controllers 1.
  • control circuit to a summer 3, which is coupled with its inputs to all current source controllers 1 and which is coupled at its output to the return port A3 to provide an external return ⁇ management signal ERS.
  • the current source controller 1 includes a load current regulator 10, a monitor 11, a short-circuit detector 12, an interrupt detector 13, and a high-voltage circuit 14.
  • the load current regulator 10 is supplied to a first reference signal IL-REF at an input. At a further input, the load current regulator 10 is supplied with a voltage at the load reference terminal A2, which drops above the reference resistor Rref. In function of a comparison of this voltage to the ers ⁇ th reference signal REF IL-10, the load current regulator at its output, which is connected to the control terminal AI, a control signal IB available.
  • the monitoring device 11 is coupled at an input via the high voltage circuit 14 to the high voltage terminal A4.
  • the monitoring device 11 compares the signal provided by the high-voltage terminal A4 with the reference signal FB-REF and provides a feedback signal RS at its output.
  • the feedback signal RS is supplied to the adder 3, the taking into account all ⁇ feedback signals RS from all current source controllers 1 at its output the external remind accommodationsssig- ERS provides.
  • the DC / DC voltage regulator generates a load voltage VL from the input voltage VIN in response to the external feedback signal ERS.
  • the load voltage VL drops across the LED strings LK, the current sources SQn and the reference resistors Rref.
  • the monitoring device 11 can thus set a suitable operating range for the current sources SQn.
  • the short-circuit detector 12 is connected to an input via the
  • the short-circuit detector 12 comprises a comparator 120, which compares the signal provided by the high-voltage terminal A4 with a third reference signal SLD-REF and which provides a short-circuit signal KS as a function of this comparison at its output.
  • the short-circuit signal KS is fed to the channel controller 2 together with the short-circuit signals KS of the other current source controller 1.
  • the channel controller 2 turn advertising tet from the short-circuit signal KS and provides 1 activation signals AS to his Ausgän ⁇ gen to the power source controllers. With the aid of this activation signal AS, the load current regulator 10 is switched on or off.
  • the corresponding current source SQn is thus deactivated in order to avoid thermal destruction of the transistor.
  • the interruption detector 13 is coupled to an input to the load reference terminal A2.
  • the interrupt detector 13 comprises a comparator 130, which compares the signal provided by the load reference signal terminal A2 with an interrupt reference signal OLD-REF. Depending on this comparison, comparator 130 will turn on its output an interrupt signal US available. This is fed to the channel controller 2 together with the interrupt signals US of the other current source controller 1.
  • the channel controller 2 evaluates the interrupt signals US and provides the activa ⁇ approximately AS signals at its outputs. Upon detection of an interruption within an LED chain LK, the corresponding load current regulator 10 can be deactivated here, or at least the output RS of the affected channel can be disconnected from the summer.
  • the control terminal AI the load reference terminal A2, and the high voltage terminal A4. Furthermore, the high voltage terminal A4 has to be high
  • FIG. 4 shows a further circuit arrangement for controlling a current source SQn coupled to a load LK.
  • Figure 4 shows a control circuit which is coupled via control terminals AI, load reference terminals A2, a high voltage terminal A4 and an additional terminal A5 with the current sources SQn and the LED chains LK.
  • the control terminal A2 and the load reference terminal A2 are separate for each
  • Power source SQn or each LED chain LK executed.
  • the control terminal AI and the load reference terminal A2 are shown by way of example for a current source SQn.
  • the high voltage terminal A4 is executed only once for all LED chains LK.
  • the current source SQn is embodied in FIG. 4 as a bipolar transistor.
  • the base of the bipolar transistor is connected to the control terminal AI and the emitter of the bipolar transistor is with coupled to the load reference port A2.
  • the emitter is au ⁇ ßerdem connected through a reference resistor Rref with a modespo- tenzialan gleich GND.
  • the current source SQn can also be designed as a field-effect transistor.
  • the gate of the field-effect transistor is coupled to the control terminal AI and the source of the field-effect transistor to the load reference terminal A2.
  • an LED chain LK is coupled, which is composed of several LEDs formonbe ⁇ illumination of LCD panels.
  • the control circuit is also coupled via a feedback port A3 to a DC / DC voltage regulator.
  • the DC / DC voltage regulator is connected to the reference potential terminal GND and converts an input voltage VIN at an input to a load voltage VL at an output of the DC / DC voltage regulator coupled to the LED strings LK.
  • the control circuit also has a respective current source controller la for each existing power source SQn.
  • the current source controller la is coupled to the current source SQn via control terminal AI and the reference terminal A2. Furthermore, the current source controller la is connected on the input side to a reference circuit 4. Furthermore, the current source controller la is coupled on the input side and on the output side with a channel controller 2.
  • the current source controller 1 a comprises a load current regulator 10 and an interruption detector 13.
  • the load current regulator 10 is connected to the reference circuit 4 on the input side. coupled to a first reference signal IL-REF. Another input of the load current regulator 10 is connected to the load reference terminal A2.
  • the load current controller 10 compares a signal which can be tapped off at the load reference terminal A2 with the first reference signal IL-REF. Depending on this comparison, the load current regulator 10 provides a control signal IB at an output which is connected to the control terminal AI.
  • the interruption detector 13 is the input side with the
  • the interruption detector 13 comprises a comparator 130 which compares a signal which can be tapped off at the load reference terminal A2 with an interrupt reference signal OLD-REF. As a result, the comparator 130 provides at its output an interrupt signal US, which is supplied to the channel controller 2.
  • the channel controller 2 evaluates the interrupt signals of all US current source controller la and provides at its outputs which are connected to the load current controllers 10 of the current source controller la, activation signals AS to Ver ⁇ addition. With the aid of this activation signal AS, the load current controller 10 can be turned off, if an interruption within the LED chain LK is detected. Alterna ⁇ tively to shut down and the channel concerned with sides nem output RS can be disconnected by summer.
  • control circuit comprises a monitoring ⁇ device 11 for setting the correct load voltage VL.
  • the monitoring device 11 is connected on the input side via a pull-up resistor Rpu to the additional connection A5.
  • the additional connection A5 is in turn connected via a diode network to all LED chains LK.
  • the monitoring device 11 comprises a comparator 110.
  • the Comparator 110 compares a signal which can be tapped off at the additional terminal A5 with a reference signal FB-REF and provides a feedback signal RS at an output as a function of this comparison.
  • This feedback signal RS is fed to the feedback port A3, which in turn passes an external feedback signal ERS to the DC / DC voltage regulator.
  • the DC / DC voltage regulator converts the input voltage VIN as a function of the external return- ⁇ approximately ERS signal to the load voltage VL.
  • the load voltage VL is in a range of 5 to 500 V, depending on the number of LEDs used within the LED chain LK.
  • the monitoring device 11 can thus be used to set an optimum voltage at the collector of the bipolar transistor SQn.
  • control circuit comprises a Kurz gleichde ⁇ detector 12.
  • the short-circuit detector 12 is the input side via a high voltage circuit 14 to the high voltage terminal A4 electrically coupled.
  • the short-circuit detector 12 comprises a comparator 120, which compares a signal provided by the high-voltage circuit 14 with a third reference signal SLD-REF and, depending on this, provides a short-circuit signal KS at an output.
  • the short-circuit signal KS is fed to the channel controller 2, which then controls the load current controller 10 of the current source controller la via the activation signal AS.
  • the load current regulators 10 Upon detection of a short circuit within an LED string LK, the load current regulators 10 are deactivated, thereby preventing the destruction of the current sources SQn.
  • FIGS. 5A to 5C show, by way of example, characteristic curves of an NPN bipolar transistor.
  • FIG. 5A shows the collector current IC as a function of the collector-emitter voltage VCE. Different characteristics for a fixed base current IB are shown. If the collector-emitter voltage VCE falls below a value which is designated by the operating points AP, then the collector current IC and thus the current amplification collapse. In this case, the collector-emitter voltage VCE must be corrected upward again.
  • collector-emitter voltage VCE rises too high, the power loss of the NPN transistor increases. In this situation, the collector-emitter voltage VCE must again be set to smaller values.
  • FIG. 5B the base current IB is plotted against the collector-emitter voltage VCE. It can be seen that the base current IB is optimally set to values designated by AP in FIG. 5B. In these points will be achieved as large a current gain IB to IC at a minimum possible collector-emitter voltage VCE.
  • the control is based on a monitoring of a current amplification factor which compares a current flowing through the LED chain LK to the base current of the current source ⁇ SQn.
  • the load voltage VL is set to an ideal voltage at which the current source SQn has the lowest possible power loss and in which the current source SQn still has a good current gain for effective operation of the current source SQn.
  • This current amplification factor can be determined in the circuit arrangement in various ways.
  • the current gain factor can be set as a constant factor in the circuit design.
  • the current gain factor via a digital or analogue interface. This can be z. B. also be done via an external adjustable resistor.
  • the ideal current amplification factor can be determined directly from the characteristic of the bipolar transistor. This possibility will be explained with reference to FIG. 5B.
  • the collector-emitter voltage VCE and the load voltage VL are lowered stepwise, the changes of the base current IB are very small, as long as there are larger values of the voltage VCE.
  • the collector-emitter voltage VCE is lowered below the values of the operating points AP, the base current IB rises sharply. With increasing base current IB, the current gain IC / IB drops sharply. Thus, the transistor is in the saturation region. Due to this change in the current gain IC / IB, the optimum current gain IC / IB and thus the operating points AP can be determined.
  • the high-voltage high-voltage connection A4 is no longer required. In addition, the number of connections of the control circuit is reduced.
  • the high-voltage terminal A4 can be omitted, although the detection of a short circuit within the LED chains LK without tapping the voltage potential between the LED chains LK and the power sources SQn takes place.
  • An LED chain LK which is at least partially short-circuited, has a lower voltage drop. For this reason, a larger voltage drop for the current source SQn. Due to this larger voltage drop between the collector and the emitter of the current source SQn, the bipolar transistor heats up and can also be thermally destroyed. Therefore, it is necessary to turn off the corresponding current source SQn upon detection of a short circuit.
  • a feature of the temperature of a bipolar transistor is its base-emitter voltage VBE.
  • the base-emitter voltage VBE is available on the control circuit and the power source controller 1.
  • this information can be evaluated within the control circuit to monitor the temperature of the bipolar transistor and thus a possible overheating and a possible short circuit.
  • an ambient temperature of z. B. 80 ° C and a maximum junction temperature of the bipolar transistor of about 150 ° C there is a comfortable area to detect overheating of the bipolar transistor.
  • the junction temperature of the bipolar transistor is approximately 10 to 30 K higher than the ambient temperature. This is significantly influenced by the thermal resistance of the housing of the bipolar transistor.
  • an ambient temperature of 85 ° C this results in a maximum junction temperature of about 115 ° C in normal operation.
  • FIG. 6 shows characteristic curves of a bipolar transistor in which the base-emitter voltage VBE is plotted for different constant values of the base current IB above the junction temperature.
  • the base-emitter voltage VBE is dependent on the value of the base current IB. This means that the threshold value with which the current base-emitter voltage VBE is compared must be adapted in accordance with the present base current IB.
  • This threshold can be set in several ways. So this threshold can be set as a constant factor in the circuit design. Alternatively, it can be set digitally or analogously, e.g. B. via a digital serial interface or an external adjustable resistor. Another way of determining the threshold.
  • Threshold is that the threshold is derived from the average of the base-emitter voltages VBE of all power sources. Assuming that the majority of the LED strings LK has no short circuit, the majority of the current source transistors have a regular value of the base-emitter voltage VBE. Thus, the threshold value can all base-emitter voltages VBE ⁇ be derived value from the mean. If z. B. a bipolar transistor has a base-emitter voltage VBE, which is more than 50 mV below the average value of the base-emitter voltages VBE, so the relevant power source SQn and thus the corresponding LED chain LK is off.
  • FIG. 7 shows a further exemplary embodiment of a circuit arrangement for controlling a current source SQn coupled to a load LK, in which the above-mentioned principles for DC / DC control and short-circuit detection are implemented.
  • FIG. 7 shows a control circuit which comprises a control connection AI and a load reference connection A2. The control circuit is coupled to the current source SQn via the control terminal AI and the load reference terminal A2.
  • the current source SQn in this embodiment comprises a bipolar transistor. Alternatively, however, the current source SQn can also be designed as a field-effect transistor.
  • the control terminal AI is connected to the base of the bipolar transistor SQn.
  • the emitter of the bipolar transistor SQn is routed to the load reference terminal A2.
  • a reference resistor Rref which is connected to a reference potential terminal GND and the emitter of the bipolar transistor SQn, may be either inside the control circuit or externally of which are located.
  • the collector of the bipolar transistor SQn is coupled to an LED chain LK comprising a plurality of LEDs.
  • the control circuit has a feedback port A3 which is coupled to a DC / DC voltage regulator.
  • the DC / DC voltage regulator is connected to the reference potential terminal GND and has an input for supplying an input voltage VIN. At its output, the DC / DC voltage regulator provides a load voltage VL which is supplied to the LED string LK.
  • the control circuit further comprises a load current regulator 10a, a monitor IIa, a short circuit detector 12a, an interrupt detector 13a and a channel controller 2.
  • the load current regulator 10a is coupled to an input to the load reference terminal A2 and compares a signal present at the load reference terminal A2 is provided with a first reference signal IF-REF and provides in response thereto at an output which is coupled to the control terminal AI, a control signal IB available.
  • FIG. 8 illustrates a general structure of a control loop.
  • FIG. 8 shows a controlled system which provides an output at an output. This output value is fed to a controller, which provides a controlled variable at an output. This controlled variable is compared with a reference variable and in turn fed to the controlled system. This results in a stable output at the output of the controlled system as a function of the reference variable.
  • an output of the first control ⁇ circle corresponds to the control signal IB.
  • a reference variable of the first control loop is the first reference signal IL-REF.
  • the monitoring device II a includes a comparator 110, whose input is gekop ⁇ pelt with the load current controller 10a.
  • the comparator 110a compares the control signal IB or a quantity derived from the control signal IB with the load current IL or a quantity derived from the load current IL and provides an external feedback signal ERS in response to this at an output coupled to the feedback terminal A3 which is fed to the DC / DC voltage regulator.
  • the DC / DC voltage regulator converts the input voltage VIN into the load voltage VL as a function of the external feedback signal ERS.
  • the load voltage VL drops off the LED string LK, the current source SQn and the reference resistor Rref.
  • the monitoring device II a forms together with the DC / DC voltage regulator, the LED chain LK and the current source SQn a second control loop.
  • An output of the second control ⁇ circle forms the load voltage VL.
  • the load current IL or the quantity derived from the load current IL corresponds to a control variable of the second control loop.
  • the second control circuit is used as a function of the control signal IB or of the control signal.
  • IB derived size is set to a stable load voltage VL.
  • the short-circuit detector 12a is connected on the input side to the base and the emitter of the current source SQn. It also comprises a comparator 120a, which compares the base-emitter voltage VBE of the current source SQn with a third reference signal SLD-REF and, depending on this, provides a short-circuit signal KS at an output.
  • This short-circuit signal KS is fed to the channel controller 2, which then provides an activation signal AS at an output.
  • This activation signal AS which is fed to the load ⁇ current controller 10 a, this can be activated or deactivated. Is z. B.
  • the collector-emitter voltage VCE at the current source SQn increases the collector-emitter voltage VCE at the current source SQn and thus increases the junction ⁇ temperature of the transistor.
  • the base-emitter voltage VBE of the bipolar transistor SQn decreases. If this base-emitter voltage VBE falls below a threshold value which is predetermined by the third reference signal SLD-REF, the comparator 120a outputs a short-circuit signal KS.
  • the channel controller 2 outputs an activation signal AS at its output in order to deactivate the load current regulator 10a. In this way, the current source SQn is switched off and thermal destruction of the bipolar transistor SQn is prevented.
  • the interruption detector 13a is coupled on the input side to the load current regulator 10a.
  • the interruption detector 13a comprises a comparator 130a, which compares the control signal IB with an interrupt reference signal OLD-REF and, depending on this, provides an interrupt signal US at an output.
  • This interruption signal US is used for ren evaluation the channel controller 2 forwarded.
  • the channel controller 2 at the output of the activation signal AS available, which is the load current controller 10 a is supplied. If there is an interruption within the LED chain LK, no load current IL flows. As a result, there is a very small voltage drop across the resistor Rref.
  • the load current regulator 10a then continues to increase the control signal IB with the aim of increasing the collector-emitter voltage VCE of the bipolar transistor SQn by the voltage drop across the resistor Rref. Reaches the threshold value, the control signal IB, which is defined by the interrupt reference signal OLD-REF, the interrup ⁇ monitoring detector 13a outputs the interrupt signal US at its output.
  • the channel controller 2 then deactivates the load current regulator 10a and thus the current source SQn. This avoids that the control signal IB is increased to impermissible values for the bipolar transistor SQn.
  • the detection of an interruption can also be done by monitoring the emitter voltage of the bipolar transistor SQn.
  • Figure 9 shows another list image of a Wegungsan ⁇ order to control current sources SQn which are coupled with LED chains LK.
  • Figure 9 illustrates the principles shown in Figure 7.
  • the control circuit comprises a plurality of power source controllers 1, 1 '. Depending on a current source controller 1, 1 'is in each case assigned to a current source SQn and electrically coupled thereto via a control terminal AI and a load reference terminal A2. Furthermore, the control circuit comprises a channel controller 2, a reference circuit 4a and a signal converter 5.
  • the current source controller 1, 1 ' comprises a load current regulator 10a, a monitoring device IIa, a short-circuit detector 12a, an interruption detector 13a, a compensation circuit 15 and a control signal -Begrenzungs ⁇ circuit sixteenth
  • the load current regulator 10a is designed at an output, which is coupled to the control terminal AI, to provide a control signal IB for controlling the current source SQn.
  • FIGS. 10A to 10E illustrate various possibilities for constructing a controlled current source.
  • FIG. 10A shows the structure of a current source with two MOS field-effect transistors TS1 and TS2 (MOSFETs).
  • the source of transistor TSI and the source of transistor TS2 are di ⁇ rectly connected to a reference potential terminal GND.
  • the gate and drain terminal of the transistor TS2 are coupled to the gate terminal of the transistor TS1 and an input terminal for supplying a reference current IR.
  • At the drain terminal of the transistor TSl flows a load current IL.
  • the ratio of the load current IL to the reference current IR is determined solely by the characteristics of the transistors TS1 and TS2. If the transistors TS1 and TS2 have the same characteristics, the reference current IR corresponds to the load current IL.
  • FIG. 10B shows a similar structure of the current source as FIG. 10A.
  • the source of the Transistors TS2 connected via a resistor Rl to the reference potential connection GND.
  • the source of the transistor TS1 is coupled to the reference potential terminal GND via a resistor R2.
  • the ratio of the load current IL to the reference current IR is determined by the characteristics of the transistors TS1 and TS2 and by the ratio of the resistances R1 and R2.
  • the transistors TS1 and TS2 can also be realized as a bipolar transistor, in which the resistors R1 and R2 are coupled to the respective emitter terminals.
  • FIG. 10 shows a cascode circuit in which a source and a gate circuit are connected in series.
  • the cascode circuit is composed of the transistors TS1, TS2, TS3 and TS4.
  • a more accurate adjustment of the load current IL can be achieved by an active control of the transistor TSl using a Operati ⁇ onsverschreibrs OP.
  • the operational amplifier OP is the input side connected to the resistor Rl and the resistor R2, which in turn are connected to the reference potential terminal GND. At the resistor Rl, a first voltage drop is generated by the reference current IR. At the resistor R2, a second voltage drops through the load current IL.
  • the operational amplifier OP which is coupled to the gate of the transistor TS1, compares the first voltage drop across the resistor R1 with the second voltage across the resistor R2 and in response controls the gate of the transistor TS1 until an equilibrium is reached.
  • the ratio of the load current IL to the reference current IR thus speaks the ratio of the resistance Rl to the resistance ⁇ R2.
  • FIG. 10E shows a further alternative to the active regulation of a current source.
  • the operational amplifier OP compares a reference voltage VR with a voltage generated by the load current IL at the resistor R2.
  • the operational amplifier OP controls the gate of the transistor TS1 until the voltage across the resistor R2 corresponds to the reference voltage VR.
  • FIG. 9 illustrates a variant of the active regulation of the current source SQn in the load current regulator 10a.
  • the load current regulator 10a comprises an operational amplifier 100 which is coupled at a first input to the reference circuit 4a and a resistor Rlsr and at a second input to the load reference terminal A2 and a reference resistor Rref.
  • the resistors Rlsr and Rref are in turn connected to a reference potential terminal GND.
  • the reference circuit 4a provides a first reference signal IL-REF, which is supplied to the first input of the K operational amplifier 100.
  • the first reference signal REF corresponds to an IL-current generated at the Wi ⁇ resistor Rlsr a first voltage.
  • a load current IL generates a second voltage in the reference resistor Rref.
  • the operational amplifier 100 compares these two voltages and provides at its output, which is coupled to the control terminal AI, a control signal IB in the form of a control current IB for controlling the current source SQn available.
  • the load current regulator 10a sets the control current IB and thus also the load current IL through the LED chains LK as a function of the first reference signal IL-REF.
  • the monitoring device IIa is the input side coupled to the output of the load current regulator 10a and one of the inputs of the load current regulator 10a.
  • the monitoring device II a compares the control signal IB or a quantity derived from the control signal IB with the load current IL or one of the
  • the signal converter 5 is coupled to a feedback terminal A3 of the control circuit and comprises an OR gate, a DC / DC timer, a counter and a current source SQ1.
  • the OR gate is connected to all current source controllers 1, 1 'in order to pick up the feedback signal RS.
  • the output of the OR gate is connected to the DC / DC timer, which monitors whether the signal level of the ORGATTER is stable for an adjustable period of time. This is necessary to be able to pass on reliable information to the meter.
  • the DC / DC timer forwards a count signal UCS, DCS for counting up or down to the counter.
  • the counter can be configured using the clock signals CLK1 and CLK2 in the speed of its development Zäh ⁇ / clocking. In this embodiment, the upcounting is faster with a clock rate than the downcounting. If the counter receives on the input side the counting signal UCS for counting up, it sets the current source SQ1, which is coupled to the feedback terminal A3 and an output of the counter, to a higher current value. Receives at the counter the counter signal DCS for counting down, so it represents the current source SQ1 to a lower current value ⁇ . The current of the current source SQ1 is supplied to the feedback terminal A3 and a voltage divider comprising the resistors RE1 and RE2.
  • a voltage drop across the resistor RE2 caused by the current of the current source SQ1 coupled to the reference potential terminal GND corresponds to an external feedback signal ERS supplied to a DC / DC voltage regulator.
  • the DC / DC voltage regulator is connected to the reference potential terminal GND and has a ⁇ A passage for supplying an input voltage VIN on.
  • the DC / DC voltage regulator converts the input voltage VIN into a load voltage VL in response to the external feedback signal ERS.
  • the load voltage VL drops across the LED strings LK, the current sources SQn and the reference resistors Rref. With this regulation, it is achieved that the voltage drop at the current source SQn is reduced to a minimum, while the current amplification factor IL / IB is still in an optimal operating range.
  • the feedback signal RS of the monitoring device IIa is also supplied to the interruption detector 13a.
  • the interruption detector 13a rated the feedback signal and a RS from the counter of the signal converter 5-supplied interrupt reference signal OLD-REF and provides in Ab ⁇ dependence thereof at an output of the interrupt signal US are available. If the monitoring device IIa initiates counting up of the counter of the signal converter 5 by means of the feedback signal RS, the counter but on the Un ⁇ terbrechungs reference signal OLD-REF signals that already the maximum current value of the current source is reached SQ1, the interruption detector 13 detects a Interruption within the LED chains LK. This is signaled to the channel controller 2 via the interrupt signal US.
  • the channel controller 2 is dependent on the interruption Signal at an output, which is coupled to the Laststromreg ⁇ ler 10 a, an activation signal AS available.
  • the activation signal AS the load current regulator 10a is deactivated upon detection of an interruption within the corresponding LED chain LK.
  • the return signal RS of the affected channel can be decoupled from the DCDC control loop.
  • the control signal limiting circuit 16 is coupled on the input side to the reference circuit 4a and on the output side to the load current regulator 10a.
  • the reference circuit 4a provides a control signal limiting current ILIM at an output connected to the control signal limiting circuit 16.
  • the control signal limiting circuit 16 ensures that the load current controller 10a, the control signal IB does not increase to values which are not permitted for the power sources ⁇ SQn.
  • the short-circuit detector 12a is coupled on the input side to the control terminal AI and the load reference terminal A2.
  • the short-circuit detector 12a forms of the signals at the tax eran gleich AI and the load reference terminal A2, a difference signal it ver ⁇ like with a third reference signal SLD-REF, which provides overall by the reference circuit 4a available is. Depending on this comparison, the
  • Short-circuit detector 12a at an output which is coupled to the channel controller 2, a short-circuit signal KS for Ver ⁇ addition.
  • the channel controller 2 evaluates the short-circuit signals KS of all current source controllers 1, 1 'and provides the activation signal AS at its output. With the aid of this activation signal AS, the load current controller can be activated or deactivated. If there is a short circuit within an LED chain LK, a larger proportion of the load voltage VL drops at the current source SQn. If the current source SQn comprises a bipolar transistor, the part of the load voltage VL which drops at the current source SQn corresponds to a collector-emitter voltage VCE.
  • the bipolar transistor SQn heats up at a given load current.
  • the base-emitter voltage VBE of the bipolar transistor SQn decreases, which corresponds to the difference signal between the control terminal AI and the load reference terminal A2.
  • This base-emitter voltage VBE of the bipolar transistor SQn is compared by the short-circuit detector 12a with a threshold value which is defined via the third reference signal SLD-REF. If the base-emitter voltage VBE drops below this threshold value, the short-circuit detector 12a delivers at its output a short-circuit signal KS, which is fed to the channel controller 2.
  • the channel controller 2 sets a corresponding activation signal AS in order to deactivate the relevant load current regulator 10a and thus prevent destruction of the current source SQn.
  • the channel controller 2 also has a serial interface to an external controller. With the help of this external controller, the functionality and the threshold values of the channel controller 2 can be influenced. In an embodiment not shown, the interface to the external controller may also be a parallel interface. In the following figures, the operation of the current source controller and the blocks contained therein will be described in detail ⁇ lierter.
  • FIG. 11 shows a detailed circuit arrangement for controlling a current source SQn coupled to an LED chain LK.
  • the circuit arrangement comprises a load current regulator 10a, a compensation circuit 15, a monitoring device IIa, a control signal limiting circuit 16, a reference circuit 4a, a signal converter 5 and an interruption detector 13a.
  • the current source SQn is realized in this embodiment as a bipolar transistor.
  • the circuit arrangement is connected via a control terminal AI to the base of the bipolar transistor SQn and via a load reference terminal A2 to the emitter of the bipolar transistor SQn.
  • the LED chain LK and the bipolar transistor SQn are located outside of an integrated circuit. The remaining function blocks are implemented on the integrated circuit.
  • the load current regulator 10a comprises an operational amplifier 100, a transistor 101, a current source 102, a resistor 103, a resistor Rlsr and a reference resistor Rref.
  • a control circuit for controlling a stable load current IL through the LED chain LK is constituted by the operational amplifier 100, the transistor 101, the current source 102, the bipolar transistor SQn and the resistors Rlsr and Rref.
  • the operational amplifier 100 controls the output side coupled transistor 101 so that a control signal IB, in particular a control current IB, is set, which leads to the desired load current IL.
  • the operational amplifier 100 adjusts the control current IB and thus the load current IL so that an equal voltage drop is generated at the resistor Rlsr and the reference resistor Rref.
  • the voltage drop across the resistor Rlsr is generated by a first reference signal IREF, in particular a first reference current IREF, which is supplied via a first reference signal terminal A6.
  • the voltage drop across the reference resistor Rref is generated by the load current IL.
  • the ratio of the load current IL to the reference current IREF is determined by the ratio of the resistance Rlsr to the reference resistance Rref.
  • the desired load current IL can be set via the ratio of the resistances Rlsr and Rref.
  • the first reference current IREF is provided by a first reference ⁇ signal source SP1 of the reference circuit 4a.
  • the first reference signal source SP1 is provided with a
  • the first reference signal source SP1 is designed as a current mirror which, depending on a current through the current source SQ2, provides the first reference current IREF for each channel at an output.
  • the first reference current IREF may be changed by an external resistor or a register contents set by an interface command.
  • the current through the reference resistor Rref would correspond to an emitter current of the bipolar transistor SQn, which is formed by the sum of the base current IB and the load current IL. Since theistsab ⁇ drop at the reference resistor Rref to be only caused by the load current IL, however, subtracts the compen- sationsscrien 15 the base current IB from the emitter current of the bipolar SQn.
  • the compensation ⁇ circuit 15 includes a current source 152, a transistor 153 and a resistor 154 to a terminal for supplying the supply signal VDD is coupled.
  • the base current IB which controls the current source SQn is copied in the compensation circuit 15th A current mirror, comprising transistors 150 and 151 respectively coupled to the reference potential terminal GND, subtracts the base current IB from the emitter current of the bipolar transistor SQn.
  • the compensation circuit 15 leads to a more accurate adjustment of the load current IL.
  • the control signal limiting circuit 16 defines the maximum control current IB supplied to the base of the bipolar transistor SQn.
  • the control signal limiting circuit 16 comprises an operational amplifier 160, a transistor 161 and the resistors 162, 163. If the LED chain LK is electrically interrupted, no load current IL flows. In this case, the load current regulator 10a would try to raise the base current IB until a corresponding load current is set.
  • the load current regulator 10a would raise the base current IB to values which are inadmissible for the bipolar transistor SQn.
  • the control signal limiting circuit 16 limits the control current IB to a maximum value which is determined by a control signal limiting current ILIM and the ratio of the resistors 162 and 163.
  • a first voltage drop is caused by the control signal limiting current ILIM.
  • the control current IB flows and leads to a second voltage drop.
  • the operational amplifier 160 compares these two voltages and, in response to this comparison, controls the transistor 161, which in turn affects the operational amplifier 100 of the load current regulator 10a.
  • the control signal limiting ⁇ current ILIM is provided by a current mirror SP3 of the reference circuit 4a available.
  • the current mirror SP3 provides the control signal limiting current ILIM in dependence on a current from a current source SQ3 respectively for all Kanae ⁇ le provided which is electrically coupled to the current mirror SP3.
  • control signal limiting current ILIM is determined by an external resistor or a register contents set by an interface command.
  • the monitoring device II a comprises a current source 112, a transistor 113 and a resistor 114, which is connected to a terminal for supplying the supply voltage VDD.
  • the control current IB is simulated in the monitoring device II a.
  • the monitoring device II a comprises a comparator 110a and an adjustable resistor 111, which is coupled to the reference potential terminal GND.
  • the comparator 110a compares a voltage drop caused by the simulated control current IB at the resistor 111 with another voltage drop caused by the load current IL in the reference resistor Rref. In response to this comparison, the comparator 110a provides at an output a feedback signal RS which is fed to the signal converter 5 and to the interruption detector 13a.
  • a specific comparison limit of the current amplification factor in the current source SQn can be set. If the value of the collector-emitter voltage VCE of the
  • the current amplification factor of the bipolar transistor SQn which is characterized by the ratio of the load current IL to the control current IB labeled in ⁇ falls off to lower values.
  • the comparator 110a via the feedback signal RS, causes the counter to be counted up, which is executed in the signal converter 5.
  • the counting up of the counter causes the output current of the current source SQ1 to increase, which is output coupled to a feedback terminal A3.
  • the feedback port A3 is in turn coupled to a DC / DC voltage regulator, which is not shown in FIG.
  • the DC / DC voltage regulator Due to the increased output current of the current source SQ1, the DC / DC voltage regulator provides a higher load voltage VL. With the increased load voltage VL, a larger collector-emitter voltage VCE also drops across the bipolar transistor SQn. Thus, the current amplification factor also rises above a threshold which is monitored by the monitoring device IIa. By this control circuit, the collector-emitter voltage VCE is set to the bipolar transistor SQn to a minimum value at which the current source SQn is still in an optimal working range. The regulation also has the goal of minimizing the power loss in the bipolar transistor SQn and making available a defined load current IL, which is necessary for the operation of the LED chain LK.
  • the resistor 111 which is relevant for changing the comparison limit for the current amplification factor, can be adjusted via the content of a register, which is described via an interface command.
  • the determination of an interruption within the LED chain LK is carried out by the interruption detector 13a.
  • the interruption detector 13a receives the feedback signal RS from the monitoring device IIa and an interrupt reference signal OLD-REF.
  • the interrupt reference signal OLD-REF is provided by the signal converter 5.
  • the interrupt reference signal OLD-REF is generated if the current source SQ1 has already reached a maximum value of the output current.
  • An AND gate of the interruption detector 13a links the interruption reference signal OLD-REF to the feedback signal RS.
  • an interruption within the LED chain LK is then detected if a maximum value of the output current of the current source SQ1 has been reached and the feedback signal triggers a further counting up of the counter.
  • the AND gate On the output side, the AND gate is connected to an OLED timer, which is designed to filter out short-term signal fluctuations within the circuit arrangement. Thus, a reliable interrupt signal US is provided at an output of the OLED timer.
  • the interrupt signal US is supplied to a channel controller 2, not shown, which then influences the load current regulator 10a.
  • FIG. 12 shows a further embodiment of a circuit arrangement for controlling a current source SQn coupled to an LED chain LK.
  • the power source is designed as an NPN bipolar transistor.
  • the circuit arrangement comprises a control terminal AI, to which the base of the NPN bipolar transistor SQn is coupled, and a load reference terminal A2, which is connected to the emitter of the NPN bipolar transistor SQn.
  • the circuit arrangement further comprises a load current regulator 10a, a compensation circuit 15, a monitoring device IIb, a control signal limiting circuit 16 and an interruption detector 13a.
  • the load current regulator 10a comprises a K operational amplifier 100, a transistor 101, a current source 102 and resistors Rlsr and Rref.
  • the load current regulator 10a is supplied to a first reference signal terminal A6, a first reference signal IREF, in particular a first reference current IREF.
  • the first reference current IREF leads to a first voltage drop across the resistor Rlsr.
  • the operational amplifier 100 compares the first and second voltage drops and controls the transistor 101 coupled to an output of the operational amplifier 100 so as to provide a control current IB for controlling the current source SQn.
  • the ratio of the load current IL to the first reference current IREF corresponds to the ratio of the resistance Rlsr to the reference resistance Rref.
  • the compensation circuit 15 subtracts the base current IB from the emitter current of the NPN bipolar transistor SQn. By this subtraction, only the load current IL flows through the reference resistor Rref. This in turn allows the load current regulator 10a to set the control current IB as a function of the load current IL.
  • the monitoring device IIb comprises a comparator 110b, a current source 112 and a transistor 113.
  • parator 110b is designed to evaluate currents from each other to subtrahie ⁇ ren and a differential current.
  • the comparator 110b operates in the current domain as opposed to the comparator 110a of FIG. 11 operating in the voltage domain.
  • the transistor 113 which is coupled to a terminal for supplying a supply voltage VDD, and the current source 112
  • the control current IB is reproduced in the monitoring device IIb.
  • the comparator 110b ver ⁇ similar to the simulated control current IB with a second reference signal IBMON, in particular a second reference current IBMON.
  • the comparator 110b provides a feedback signal RS at an output.
  • the second reference current IBMON is supplied to the monitoring device IIb through a reference circuit 4b via a second reference signal terminal A7.
  • the second reference current IBMON is provided by a second reference signal source SP2 of the reference circuit 4b.
  • the second reference signal source SP2 is designed as a current mirror and is coupled to a first reference signal source SPla of the reference circuit 4b and a reference potential terminal GND.
  • the first reference signal source SPLA which provides the first reference current IREF
  • the second reference current is generated in depen IBMON ⁇ dependence of the first reference current IREF.
  • the second reference current IBMON is integrated into the control circuit for providing the load current IL and is dependent on the load current IL in its value.
  • the comparator 110b compares the control current IB with a quantity derived from the load current IL.
  • the feedback signal RS is a signal converter 5 ⁇ leads, which at an output, which is coupled to a feedback terminal A3, an external feedback signal ERS provides.
  • the external feedback signal ERS is processed by a DC / DC voltage regulator, not shown, which then provides a load voltage VL which drops across the LED string LK, the NPN bipolar transistor SQn and the reference resistor Rref.
  • the current amplification factor which is defined by the ratio of the load current IL to the control current IB, is compared to a limit by the monitoring device Ib. This limit can be changed by varying the second reference signal source SP2 in its value. This makes it possible to set the current amplification factor for all LED strings LK centrally in the reference circuit 4b. In the circuit arrangement from FIG. 11, it is necessary to fix the current amplification factor individually for each LED chain LK by way of the adjustable resistor 111.
  • the operation of the circuit arrangement will be further explained.
  • the first reference current IREF must be set to a value of 1 mA.
  • the minimum current amplification factor of the current source SQn of 100 z. B.
  • Threshold at which the load voltage VL is corrected upward by the monitoring device I Ib and the signal converter 5 are set to a value of 80. If the current current amplification factor drops to a value of 80 at a load current IL of 100 mA, the control current IB is 1.25 mA. This in turn means that the variable second reference current IBMON of the second reference signal source SP2 must also be adjusted to a value of 1.25 mA. This is achieved by setting a factor of 1.25 since the second reference current IBMON is set in response to the first reference current IREF. As a result of this Positions, the feedback signal RS is generated to increase the load voltage VL if the current amplification factor falls below a value of 80.
  • the feedback signal RS is also fed to the Unterbrechungsde ⁇ Tektor 13a for detecting an interruption within the LED string LK.
  • the interruption detector 13a then provides an interrupt signal US.
  • the control signal limiting circuit 16 prevents the control current IB is increased to impermissible values in the presence of an interrupt within the LED chain LK, which could destroy the NPN bipolar transistor SQn.
  • FIG. 13 shows a further exemplary embodiment of a circuit arrangement for controlling a current source SQn, which is coupled to a load LK.
  • the circuit arrangement comprises a load current regulator 10a, a compensation circuit 15, a monitoring device IIb, a control signal limiting circuit 16 and an interruption detector 13a.
  • the aforementioned function blocks are each executed once per LED chain LK or current source SQn.
  • the circuit arrangement comprises a reference ⁇ circuit 4c and a signal converter 5. These two inputs are units only once, and thus play a central function for all LED strings LK or all power sources SQn. Arrows arranged parallel to the signal inputs of these two components are intended to make clear that the signals of the control modules for other LED chains LK or current sources SQn are also evaluated.
  • the load current regulator 10a comprises an operational amplifier 100, a transistor 101 and a current source 102.
  • a first The input of the operational amplifier 100 is connected via a first Referenzsignalansc flow A6 with a first reference signal source SPlb of the reference circuit 4c.
  • the first reference signal source provides SPLB refer- ence to the first signal port A6 a first reference signal VREF, and in particular ⁇ sondere a first reference voltage VREF, are available.
  • a second input of the operational amplifier 100 is coupled to a load reference terminal A2, which in turn is connected to the emitter of the bipolar transistor SQn and to a reference resistor Rref.
  • Rref flows a load current IL, which corresponds to the load current IL through the LED chain LK.
  • the thus causeddersab ⁇ drop across the reference resistor Rref is compared by the operational amplifier 100 with the first reference voltage VREF.
  • the operational amplifier 100 controls the transistor 101 coupled to an output to provide a control current IB.
  • the control current IB is supplied to a control terminal AI, which is coupled to the base of the bipolar transistor SQn.
  • the first reference signal VREF is designed as the first reference voltage VREF, in contrast to FIG. 12, the resistor Rlsr can be dispensed with.
  • the reference resistor Rref may also be disposed outside the load current regulator 10a and outside the integrated circuit.
  • the regulation of the load current IL takes place as a function of the ratio of the resistance Rref to the first reference voltage VREF.
  • the compensation circuit 15 subtracts the control current IB from the emitter current of the bipolar transistor SQn. For this reason, only the load current IL flows through the reference resistor Rref.
  • the monitoring device I Ib corresponding to the monitoring device ⁇ I Ib of Figure 12.
  • the second reference current IBMON is provided by a second reference signal source SP2 at the second reference signal connection A7. As in FIG. 12, the second reference signal source SP2 provides the second reference current IBMON as a function of the first reference signal. Since the first reference signal VREF, however, a first reference voltage and no first reference current IREF is ⁇ in Figure 13, the first reference voltage VREF must, by a voltage-to-current converter into a current first
  • the conversion ratio of the converter is influenced via a central reference resistor Rref, which is coupled to the converter via a converter connection KA.
  • the current amplification factor monitored by the comparator 110b is determined via the ratio of the reference resistances Rref to Rref.
  • the first reference voltage VREF of the first reference signal source SPlb must be set to a value of 500 mV.
  • 100 SQn of the threshold of the current amplification factor, wherein the monitoring device I Ib abuts an increase of a load voltage VL may be set to a value of, for example 80th
  • the load tensioning ⁇ voltage VL is the voltage dropped across the LED string LK, the power source SQn and the reference resistor Rref.
  • the second reference stream IBMON must be set to a value of 1.25 mA can be set. From this information, the value of the reference resistance Rref can then be determined. It results from the value of the first reference voltage VREF of 500 mV divided by the desired current value of 1.25 mA. This gives a resistance value for the reference resistance Rrefl of 400 ⁇ . In this dimensioning of the resistors Rref and Rref, the comparator 110b provides the output
  • the circuit arrangement of Figure 14 shows a further form ⁇ management for controlling a power source SQn which is coupled to an LED chain LK.
  • the circuit arrangement corresponds essentially to the circuit arrangement of Figure 13. It shows only a further variant for the A ⁇ position which is set by the monitoring device IIb a threshold value for the current amplification factor.
  • this threshold either fixed (eg., By the scarf ⁇ tung design in the form of specially dimensioned resistors) or it can be set via an external digital interface to a desired value.
  • the current amplification factor is determined via a ratio of the external reference resistors Rref and Rref.
  • the circuit of Figure 14 includes a further circuit 17 for modeling the current amplification factor under normal voltage conditions on the same package with the same temperature conditions as the active components.
  • the further circuit 17 comprises a bipolar transistor 170, which represents a replica of the bipolar transistor SQn.
  • the emitter of the bipolar lartransistors 170 coupled via a resistor 171 to the reference potential terminal GND. This suitsaufauf the further circuit 17 corresponds to the arrangement of the bipolar transistor SQn and the reference resistance Rref.
  • the further circuit 17 also includes an operational amplifier 172, a transistor 173 and a transistor 174.
  • the operational amplifier 172 like the operational amplifier 100 of the load current regulator 10a, is coupled to the first reference signal terminal A6 via a first input.
  • a second input of the operational amplifier 172 is connected to a reference terminal RA2, which in turn is coupled to the emitter of the bipolar transistor 170 and to the resistor 171.
  • the emitter current of the bipolar transistor 170 flows through the resistor 171 and generates a voltage drop.
  • This voltage drop across the resistor 171 is compared by Operationsverstär ⁇ ker 172 with the first reference voltage VREF.
  • the operational amplifier 172 controls the transistor 173, which is connected to an output of the operational amplifier 172.
  • Transistor 173 provides a reference control signal IBREF at an output coupled to a reference terminal RAI.
  • the reference control signal IBREF is supplied to the base of the Bi ⁇ polar transistor 170, which is coupled to the reference terminal RAI.
  • the transistor 174 which is also coupled to the output of the operational amplifier 172, trains the reference control signal IBREF and supplies it to the second reference signal source SP2 of the reference circuit 4c.
  • the second reference signal source SP2 then adjusts the second reference current IBMON in dependence on the reference control signal IBREF.
  • the threshold for the current amplification factor from the further circuit 17 and in particular the replica of the current source SQn in the form of the bipolar transistor 170 is obtained.
  • the current amplification factor can either be derived directly from the bipolar transistor 170 or can also be corrected by a specific factor.
  • This fixed or adjustable factor is determined via possibly different electrical properties of the transistors 174 and 173 and / or the ratio of the resistors 171 and Rref.
  • the determination of the threshold value of the current amplification factor by the resistors is advantageous, since in this case the bipolar transistors can be selected independently of the aspects of the current amplification factor.
  • the further circuit 17 can be avoided by the further circuit 17, a temperature dependence of the circuit arrangement, since the bipolar transistor 170 has substantially the same temperature behavior as the bipolar transistor SQn.
  • a temperature dependence of the circuit arrangement is also reduced by the fact that the further circuit 17 is exposed to the same environmental conditions as the active circuit component for controlling the current source SQn.
  • the monitoring device IIb generates at its output the feedback signal RS.
  • This feedback signal RS is used to control the counter.
  • the counting down of the counter is considered. If no active feedback signal RS is present for a longer period of time, the counter is counted down with the aid of the counting signal DCS taking into account the clock signal CLK2. In this case, the clock signal CLK2 leads to a slower clocking when counting down. As a result of the counting down, the load voltage VL and thus the collector-emitter voltage VCE of the current source SQn is lowered until the
  • Monitoring device IIb again provides an active feedback signal RS.
  • the first state of the counter is incremented due to an active feedback ⁇ signal RS, to the feedback signal RS due to the increased load voltage VL and consequently the increased collector-emitter voltage VCE of the power source SQn ge ⁇ is extinguished again.
  • the counter is counted down for lack of an active feedback signal RS until the monitoring device IIb again provides an active feedback signal RS due to a too low collector-emitter voltage VCE of the current source SQn.
  • the monitoring device IIb can be implemented a second time in an embodiment not shown. This second monitoring device IIb has a slightly higher threshold for the current gain factor.
  • the operation of the counter can be modified as follows. If the return signal RS of any LED chain LK is active, the counter is counted up. If no feedback signal RS is active, but at least one second feedback signal is active, the counter remains in its current state. If neither the feedback signal RS nor the second feedback signal are active, the counter is counted down after a certain waiting time. By this measure, the switching described above between two states for the counter can be avoided.
  • FIG. 15 shows a further exemplary embodiment of a circuit arrangement for controlling a current source SQn, which is coupled to an LED chain LK.
  • the circuit configuration of FIG. 15 essentially corresponds to the circuit arrangement of FIG. 12.
  • the circuit arrangement from FIG. 15 additionally comprises a short-circuit detector 12a and an extended reference circuit 4d.
  • the short circuit detector 12a is used to determine a short circuit within the LED chain LK.
  • the current source SQn is realized in this embodiment as an NPN bipolar transistor. Short-circuit detection can therefore be carried out by monitoring the base-emitter voltage VBE of the NPN bipolar transistor SQn.
  • the short-circuit detector 12a includes a comparator 120a, an operational amplifier 121, a resistor 122 and a debouncer.
  • the first input of the operational amplifier 121 is connected to a third reference signal source SP4 of the reference circuit 4d.
  • the third reference signal Source SP4 is connected to a reference potential terminal GND and to a current source SQ4, which in turn is coupled to a terminal for supplying a supply voltage VDD.
  • the third reference signal source SP4 is implemented as a current mirror to the current source SQ4 and provides a third reference signal SLD-REF at a connection which is coupled to the first input of the operational amplifier 121.
  • the first input of the operational amplifier 121 is also connected via the resistor 122 to an output of the operational amplifier 121. This output of the operational amplifier 121 is also coupled to a first input of the comparator 122.
  • a second input of amplifier 121 is Opera ⁇ tion with the load reference terminal A2 and electrically connected to the emitter terminal of the NPN bi
  • the operational amplifier 121 evaluates the signals at its first and at its second input and provides at its output a reference voltage for detecting a short-circuit.
  • This reference voltage represents the minimum value of the base voltage of the NPN bipolar transistor SQn in order to prevent the bipolar transistor SQn from thermal destruction.
  • the comparator 120a is connected via a two ⁇ th input to the control terminal AI and thus coupled with the Ba sis of the NPN bipolar transistor SQn.
  • the comparator 120a compares the current base voltage of the bipolar transistor SQn with the reference voltage provided by the operational amplifier 121, and provides a comparison signal in response to this comparison at an output coupled to the debouncer.
  • the input side voltages of the comparator 120a each refer to a voltage potential at the emitter of the NPN bipolar transistor SQn. This allows a higher accuracy than with reference to the reference potential terminal GND.
  • the comparison signal of the comparator 120a is evaluated by the bouncer, which then provides a short-circuit signal KS at an output.
  • the debouncer is required to hide short-term signal fluctuations within the circuitry. Thus, a higher reliability to ⁇ achieved for the provision of short-circuit signal KS.
  • the short-circuit signal KS is fed to a channel controller 2, not shown, which then deactivates the load current regulator 10a. By deactivating the load current regulator 10a, the current source SQn is switched off and thus prevented from thermal destruction.
  • the threshold value for a short-circuit detection can be changed via an adaptation of the third reference signal SLD-REF, in particular a third reference current SLD-REF.
  • the threshold value for the third reference current SLD-REF should be selected such that the threshold value for the junction temperature of the bipolar transistor SQn moves in a range of 110 to 140 ° C. If there is a short circuit within the LED chain LK, a high collector-emitter voltage VCE drops at the bipolar transistor SQn.
  • This high collector-emitter voltage VCE with a given load current IL leads to overheating of the bipolar transistor SQn.
  • a small collector-emitter voltage VCE drops across the bipolar transistor SQn, which moves in a range up to 2V.
  • the power loss at a load current IL through the LED chain LK from 100 mA to a value of 200 mW.
  • the collector-emitter voltage VCE increases by a value of 3 V, resulting in a power loss of 500 mW.
  • the monitoring of the base-emitter voltage VBE of the bipolar transistor SQn makes it possible to detect a higher power loss caused by a fault and thus also the detection of a short circuit of one or more LEDs within the LED chain LK.
  • the junction temperature of the bipolar transistor SQn is compared with a constant temperature threshold, which is preset via a constant third reference current SLD-REF.
  • a constant temperature threshold which is preset via a constant third reference current SLD-REF.
  • This can lead to the short-circuiting of several LEDs, in particular at low ambient temperatures, in order to reliably detect a short circuit.
  • the third reference current SLD-REF in a further embodiment can depend on the ambient temperature are designed. The necessary correction of the influences by the ambient temperature is achieved via a negative temperature coefficient of the third reference current SLD-REF.
  • the third reference current with the negative temperature coefficient can be derived from a reference semiconductor device.
  • an external emulated reference transistor may be used to account for the temperature dependence of the circuitry.
  • a component-specific and ambient-dependent base-emitter voltage VBE is made available via this reference transistor.
  • This base-emitter voltage VBE of the reference transistor is then compared with the currently measured base-emitter voltage VBE of the bipolar transistor SQn. If the base-emitter voltage VBE of the bipolar transistor SQn drops far below the value of the base-emitter voltage VBE of the reference transistor, then there is a short circuit.
  • a deviation in the heating of a specific NPN bipolar transistor SQn is detected independently of the ambient temperature.
  • FIG. 16 shows method steps S100 to S105 for controlling a current source SQn coupled to a load LK.
  • a load current IL flows through the load LK.
  • the method step S100 comprises comparing the load current or a quantity derived from the load current IL with a first reference signal IL-REF, IREF, VREF.
  • the first reference signal IL-REF, IREF, VREF is implemented as the first reference current IREF.
  • the first reference signal IL-REF, IREF, VREF can also be realized as a first reference voltage VREF.
  • step S101 a control signal IB is provided in depen ⁇ dependence of the comparison of the load current IL or the load current IL quantity derived with the first reference current IREF.
  • the control signal IB corresponds to a control current IB for controlling the current source SQn.
  • the further method step S103 comprises comparing the control current IB or a quantity derived from the control current IB with the load current IL or magnitude derived from the load current IL.
  • a first voltage which the control current IB generates at a first resistor is compared with a second voltage which the load current IL generates in a second resistor.
  • a feedback signal RS is provided as a function of the comparison of these two voltages.
  • the feedback signal RS in turn regulates a load voltage VL which drops across the current source SQn and the load LK.
  • Method step S103 may further include determining a gain factor.
  • the amplification factor corresponds to a current amplification factor, which is determined from the comparison of the control current IB or the variables derived from the control current IB with the load current IL or magnitude derived from the load current IL.
  • the feedback signal RS is provided in dependence on the current amplification factor.
  • the described method may include a method step S102, in which the control current IB is subtracted from an output current of the current source SQn.
  • a current is provided for controlling the control current IB and / or for determining the current amplification factor corresponding to the load current IL.
  • the method for controlling the current source SQn has a further method step S105.
  • a difference signal is compared with a third reference signal SLD-REF to detect a short circuit within the load LK.
  • the differential signal is tapped at different terminals of the current source SQn and preferably corresponds to a base-emitter voltage VBE of the current source SQn.
  • the third reference signal SLD-REF is preferably adjustable and in particular dependent on the temperature.

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Abstract

Eine Schaltungsanordnung umfasst einen Laststromregler (10a) und eine Überwachungseinrichtung (11a, 11b). Der Laststromregler (10a) ist eingangsseitig mit einem ersten Referenzsignalanschluss (A6) und einem Lastreferenzanschluss (A2) verbunden, der mit einem Ausgang der Stromquelle (SQn) koppelbar ist und ausgeführt, ein Steuersignal (IB) an einem Ausgang, der mit einem Steueranschluss (A1) zur Steuerung der Stromquelle (SQn) gekoppelt ist, bereitzustellen. Das Steuersignal (IB) wird in Abhängigkeit eines Vergleichs eines Laststroms (IL) mit einem ersten Referenzsignal (IL-REF, IREF, VREF) bestimmt. Die Überwachungseinrichtung (11a, 11b) ist eingangs- seitig mit dem Ausgang des Laststromreglers (10a) und einem der Eingänge des Laststromreglers (10a) gekoppelt. Die Überwachungseinrichtung (11a, 11b) ist ausgeführt, ein Rückführungssignal (RS) an einem Rückführungsanschluss (A3) gekoppelten Ausgang in Abhängigkeit eines Vergleichs des Steuersignals (IB) mit dem Laststrom (IL) bereitzustellen. Der Rückführungsanschluss (A3) stellt ein externes Rückführungssignal (ERS) zur Einstellung einer Lastspannung (VL) bereit, die über der Stromquelle (SQn) und der mit ihr gekoppelten Last (LK) abfällt.

Description

Beschreibung
REGELKREISANORDNUNG, SCHALTUNGSANORDNUNG UND VERFAHREN ZUR REGELUNG EINER LAST
GEKOPPELTEN STROMQUELLE UND IHRER VERSORGUNGSSPANNUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung, deren Beschreibung als Regelkreisanordnung und ein Verfahren zur Regelung einer mit einer Last gekoppelten Stromquelle. In modernen LCD-Panels (TV, Monitor) wird die Hintergrundbeleuchtung durch Leuchtdioden (LEDs) erzeugt. Um eine homogene Ausleuchtung des gesamten Bildschirms zu erreichen, wird eine hohe Zahl an LEDs benötigt. Mehrere gesteuerte Stromquellen werden eingesetzt, um einen möglichst exakten Laststrom ein- zustellen, der durch die LEDs fließt, die in LED-Ketten angeordnet sind. Eine entsprechende Anordnung ist der Figur 1 zu entnehmen, bei der mehrere Stromquellen SQn mit den LED- Ketten LK gekoppelt sind. Um die Verlustleistung der Stromquellen SQn zu minimieren, werden die Spannungen VC so einge- stellt, dass gerade noch ein korrekter Betrieb der Stromquel¬ len SQn möglich ist. Dazu werden die Spannungen VC einem
DC/DC Rückführungsschaltkreis zugeführt, der die Spannungen VC bewertet und das Ergebnis dieser Bewertung einem DC/DC
Spannungsregler zuführt. Der DC/DC Spannungsregler transfor- miert aufgrund dieses Inputs eine Eingangsspannung VIN auf eine entsprechende Lastspannung VL. Die Lastspannung VL fällt über der Stromquelle SQn und der Last LK ab. Durch diesen Regelkreis wird erreicht, dass die Stromquelle SQn in dem gewünschten Arbeitspunkt betrieben wird. Da die LED-Ketten LK alle einen unterschiedlichen Spannungsabfall aufweisen können, müssen alle Spannungen VC von dem DC/DC Rückführungsschaltkreis berücksichtigt werden. Maßgeblich für die Einstellung der Lastspannung VL ist dabei diejenige LED-Kette LK, die den größten Spannungsabfall hervorruft. Dies hat zur Folge, dass für die restlichen Stromquellen SQn eine zu hohe Spannung VC eingestellt wird. Dies wiederum führt zu einer erhöhten Verlustleistung der betreffenden Stromquellen SQn.
Die in Figur 1 gezeigte Anordnung weist außerdem einen LED- Monitor auf, der prüft, ob eine LED-Kette LK unterbrochen oder kurzgeschlossen ist. Die Detektierung einer Unterbre¬ chung einer LED-Kette LK ist für einen solchen Regelkreis notwendig, da sonst der DC/DC Rückführungsschaltkreis die Lastspannung VL immer weiter erhöhen würde. Da dieser Effekt zu hohen Verlustleistungen an den anderen Stromquellen SQn führt, muss die unterbrochene LED-Kette LK abgeschaltet werden. Die Detektierung eines partiellen oder kompletten Kurzschlusses in einer LED-Kette LK ist notwendig, um einer thermische Zerstörung der betroffenen Stromquelle SQn aufgrund hoher Verlustleistung zu verhindern.
Figur 2 zeigt den Verlauf der Lastspannung VL und der Spannung VC für verschiedene Betriebssituationen. Wird eine Anordnung nach Figur 1 in Betrieb genommen, steigen die Spannungen VL und VC zunächst an, bis ein optimaler Arbeitsbereich (VCmin, VLmin) erreicht wird. Eine typische Lastspan¬ nung VL bewegt sich in dem Bereich zwischen 5 und 500 V, abhängig von der Zahl der LEDs, die in Serie geschaltet sind. Da sich die Temperatur und damit der Spannungsabfall an den LED-Ketten im Laufe des Betriebs ändert, verändert sich auch die Lastspannung VL . Figur 2 zeigt außerdem verschiedene Betriebssituationen für die Spannung VC (VC(a) bis VC(e)) . Die Differenz zwischen der Spannung VL und der Spannung VC bezeichnet dabei den Spannungsabfall an der entsprechenden LED- Kette LK. Die Spannung VC(a) zeigt einen Anwendungs fall für das Dimmen einer LED-Kette LK. Das Dimmen einer LED-Kette LK wird erreicht über eine Pulsweitenmodulation des Spannungs¬ signals VC. Die Pulsweitenmodulation schaltet dabei die Stromguelle SQn in definierbaren Zeitintervallen an und aus und bewirkt damit ein Dimmen der LED-Kette LK. Die Lastspan- nung VL wird hierbei konstant gehalten. Die Spannungen VC(b) und VC(c) zeigen den Spannungsverlauf an unterschiedlichen LED-Ketten LK. Dies zeigt beispielhaft, dass der Spannungsabfall an unterschiedlichen LED-Ketten LK unterschiedlich groß sein kann. Dabei ist VC(c) die für die Regelung der Lastspan- nung VL relevante Spannung, da sie einen niedrigeren Wert aufweist als die Spannung VC(b) . Die Spannung VC(d) zeigt ein Beispiel für eine LED-Kette, die eine Unterbrechung aufweist. Damit fällt die komplette Lastspannung VL an der LED-Kette ab. An der Stromquelle SQn tritt kein Spannungsabfall mehr auf. Die Spannung VC(e) zeigt einen Spannungsverlauf für eine partiell kurzgeschlossene LED-Kette LK. Aufgrund des Kurz¬ schlusses innerhalb der LED-Kette LK fällt somit eine erhöhte Spannung VC(e) an der Stromquelle SQn ab und führt zu einer erhöhten Verlustleistung.
Aus den Beschreibungen zu den Figuren 1 und 2 folgt, dass ein DC/DC Rückführungsschaltkreis notwendig ist, um den Spannungsabfall an den Stromquellen SQn zu reduzieren. Ohne diese Regelung stellt sich eine zu hohe Verlustleistung an den Stromquellen SQn ein. Außerdem ist eine Detektion einer Un- terberechung innerhalb der LED-Kette LK notwendig, um die entsprechende LED-Kette LK von der Bewertung des DC/DC Rück¬ führungsschaltkreises auszuschließen. Eine Unterbrechung einer LED-Kette LK würde ansonsten zu einer verfälschten Bewer- tung innerhalb des DC/DC Rückführungsschaltkreises führen und damit zu einer überhöhten Lastspannung VL . Des Weiteren ist auch die Erkennung eines Kurzschlusses innerhalb einer LED- Kette LK notwendig, um die betroffene Stromquelle SQn vor überhöhten Verlustleistungen und damit vor einer thermischen Zerstörung zu bewahren. Außerdem sollten die Stromquellen SQn bei Lastströmen durch die LED-Ketten LK, die den Wert von 100 mA übersteigen, außerhalb eines integrierten Schaltkreises angeordnet sein, da insbesondere auf kleineren Baugruppen die auftretende Verlustleistung zu hoch wäre. Dies führt zu einem integrierten Kontrollschaltkreis, der den DC/DC Rückführungsschaltkreis und den LED-Monitor aus Figur 1 umfasst und ex¬ ternen Stromquellen SQn, die mit dem integrierten Kontroll- Schaltkreis elektrisch gekoppelt sind. Der integrierte Kontrollschaltkreis greift die Spannungen VC von den LED-Ketten LK ab, um damit den DC/DC Spannungsregler einzustellen und die LED-Monitorfunktionen wahrnehmen zu können. Für diesen Abgriff der Spannungen VC benötigt der integrierte Kontroll- Schaltkreis jedoch einen Anschluss, der auch für hohe Spannungen ausgelegt ist.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung und eine Regelkreisanordnung zur Regelung einer mit einer Last gekoppelten Stromquelle anzugeben, bei der ein vereinfachter Schaltungsaufbau ohne einen hochspannungsfähigen Anschluss und mit einer reduzierten Anzahl von Anschlüssen an die Stromquelle und der mit ihr gekoppelten Last mög¬ lich ist. Außerdem ist es Aufgabe der Erfindung, ein verein- fachtes und zuverlässigeres Verfahren zur Steuerung einer Stromquelle aufzuzeigen.
Diese Aufgabe wird mit den Gegenständen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind jeweils Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Die vorgeschlagene Regelkreisanordnung zur Regelung einer Stromquelle, die eine Last versorgt, umfasst einen ersten Re- gelkreis zur Regelung eines Steuersignals, das ausgeführt ist, die Stromquelle und damit einen Laststrom, der durch die Stromquelle und die Last fließt, zu steuern. Insbesondere ist die Last mit der Stromquelle in Reihe geschaltet. Die Regel- große des ersten Regelkreises entspricht dem Laststrom oder einer vom Laststrom abgeleiteten Größe. Als Führungsgröße des ersten Regelkreises dient ein erstes Referenzsignal. Des Weiteren weist die Regelkreisanordnung einen zweiten Regelkreis zur Regelung einer Lastspannung auf, die über der Stromquelle und der Last abfällt. Eine Regelgröße des zweiten Regelkreises ist der Laststrom oder die vom Laststrom abgeleitete Größe. Eine Führungsgröße des zweiten Regelkreises entspricht dem Steuersignal oder einer vom Steuersignal abgeleiteten Größe. Durch diese Regelkreisanordnung entfällt die Notwen- digkeit für einen Anschluss zum Abgriff einer Spannung an der Stromquelle, der auch für hohe Spannungen ausgelegt sein muss. Die Lastspannung wird zuverlässig eingestellt.
In einer Weiterbildung ist die Regelgröße des ersten und des zweiten Regelkreises eine Regelspannung, die der Laststrom an einem Referenzwiderstand erzeugt.
In einer alternativen Ausführungsform ist die Regelgröße des ersten Regelkreises die Regelspannung und die Regelgröße des zweiten Regelkreises ein zweites Referenzsignal, das in Abhängigkeit der Führungsgröße des ersten Regelkreises bestimmt wird .
In einer Weiterbildung umfasst die Regelkreisanordnung einen Kurzschlussdetektor. Dieser ist ausgeführt, einen Kurzschluss innerhalb der Last zu detektieren und davon abhängig den ersten und zweiten Regelkreis anzusteuern. Ein anderer Aspekt der Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Steuerung einer Stromquelle, die eine Last versorgt. Insbesondere ist die Last mit der Stromquelle in Reihe geschaltet. Die Schaltungsanordnung weist wenigstens einen Steueranschluss, einen Lastreferenzanschluss, einen Rückfüh- rungsanschluss , einen ersten Referenzsignalanschluss, einen Laststromregler und eine Überwachungseinrichtung auf.
Der Steueranschluss ist ausgeführt, ein Steuersignal zur Steuerung der Stromquelle bereitzustellen. Der Lastreferenzanschluss ist mit einem Ausgang der Stromquelle koppelbar und ausgeführt, einen Laststrom, der durch die Last (z. B. eine LED-Kette) fließt, oder eine von dem Laststrom abgeleitete Größe zur Verfügung zu stellen. Die vom Laststrom abgeleitete Größe kann eine Spannung sein, die der Laststrom an einem Widerstand erzeugt. Der erste Referenzsignalanschluss ist mit einer ersten Referenzsignalquelle koppelbar. Diese ist ausgeführt, ein erstes Referenzsignal bereitzustellen, das einem Strom oder einer Spannung entsprechen kann.
Der Laststromregler ist eingangsseitig mit dem ersten Refe- renzsignalanschluss und dem Lastreferenzanschluss gekoppelt. Er ist ausgeführt, das Steuersignal an einem Ausgang, der mit dem Steueranschluss gekoppelt ist, bereitzustellen. Das Steu- ersignal wird in Abhängigkeit eines Vergleichs des Laststroms oder der vom Laststrom abgeleiteten Größe mit dem ersten Referenzsignal gebildet. Die vom Laststrom abgeleitete Größe kann einer Spannung entsprechen, die der Laststrom in einem Widerstand erzeugt.
Der Rückführungsanschluss ist ausgeführt, ein externes Rück¬ führungssignal bereitzustellen, das zur Einstellung einer Lastspannung dient, die über der Stromquelle und der mit ihr gekoppelten Last abfällt.
Die Überwachungseinrichtung ist eingangsseitig mit dem Aus- gang des Laststromreglers und einem der Eingänge des Last¬ stromreglers gekoppelt. Die Überwachungseinrichtung dient dazu, das Rückführungssignal an einem Ausgang, der mit dem Rückführungsanschluss gekoppelt ist, bereitzustellen. Das Rückführungssignal wird in Abhängigkeit eines Vergleichs des Steuersignals oder einer vom Steuersignal abgeleiteten Größe mit dem Laststrom oder der vom Laststrom abgeleiteten Größe gebildet. Das Steuersignal kann ein Steuerstrom sein. Dies ist z. B. der Fall, wenn die Stromquelle einen Bipolartransistor umfasst. Das Steuersignal kann auch eine Steuerspan- nung sein, falls die Stromquelle einen Feldeffekttransistor aufweist. Die vom Steuersignal abgeleitete Größe kann eine Steuerspannung sein, die der Steuerstrom oder eine Nachbildung des Steuerstroms in einem Widerstand erzeugt. Die vom Laststrom abgeleitete Größe kann eine Spannung sein, die der Laststrom in einem Widerstand hervorruft. Alternativ kann die vom Laststrom abgeleitete Größe auch ein Strom sein, der in Relation zum Laststrom eingestellt wird.
In einer Weiterbildung ist der eine Eingang des Laststromreg- lers mit dem Lastreferenzanschluss gekoppelt. Das Rückführungssignal wird in Abhängigkeit eines Vergleichs einer ersten Spannung, die eine Nachbildung des Steuerstroms an einem Widerstand erzeugt, mit einer zweiten Spannung, die der Laststrom an einem weiteren Widerstand erzeugt, bereitgestellt.
In einer alternativen Ausführungsform umfasst die Schaltungsanordnung einen zweiten Referenzsignalanschluss , der zur Zuführung eines zweiten Referenzsignals mit einer zweiten Refe- renzsignalquelle koppelbar ist. Des Weiteren ist der eine Eingang des Laststromreglers mit dem zweiten Referenzsignal- anschluss gekoppelt. Außerdem ist auch die zweite Referenzsignalquelle mit der ersten Referenzsignalquelle elektrisch gekoppelt. In dieser Ausführungsform wird das Rückführungs¬ signal in Abhängigkeit eines Vergleichs der Nachbildung des Steuerstroms mit dem zweiten Referenzsignal, das vom Laststrom abgeleitet ist, gebildet.
In einer weiteren Ausführungsform ist das zweite Referenzsignal in Abhängigkeit eines weiteren Schaltkreises einstellbar, dessen Temperaturverhalten im Wesentlichen einem Temperaturverhalten der Stromquelle entspricht. Dazu kann der weitere Schaltkreis eine Nachbildung der Stromquelle umfassen.
In einer Weiterbildung umfasst die Schaltungsanordnung eine Kompensationsschaltung, die mit dem Lastreferenzanschluss gekoppelt ist. Sie dient dazu, von einem von der Stromquelle abgegebenen Ausgangsstrom das Steuersignal zu subtrahieren. Dadurch wird erreicht, dass dem Laststromregler und der Überwachungseinrichtung lediglich der Laststrom zur weiteren Regelung zugeführt wird.
In einer Weiterbildung umfasst die Schaltungsanordnung einen Kurzschlussdetektor, der mit dem Lastreferenzanschluss und dem Steueranschluss gekoppelt ist. Er ist ausgebildet, ein Differenzsignal zwischen dem Lastreferenzanschluss und dem Steueranschluss zu bilden und in Abhängigkeit dieses Differenzsignals und eines dritten Referenzsignals ein Kurz- schlusssignal zur Verfügung zu stellen. Mit Hilfe des Kurzschlussdetektors kann die betroffene Stromquelle deaktiviert werden, um eine thermische Überlastung und damit eine Zerstörung der Stromquelle zu verhindern. In einer Ausführungsform umfasst die Stromquelle einen Transistor. Damit entspricht das Differenzsignal zwischen dem Lastreferenzanschluss und dem Steueranschluss einer Basis- Emitter-Spannung.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung einer Stromquelle, die eine Last versorgt. Insbe¬ sondere ist die Last mit der Stromquelle in Reihe geschaltet. Bei diesem Verfahren wird zunächst ein Laststrom oder eine vom Laststrom abgeleitete Größe mit einem ersten Referenzsignal verglichen. Der Laststrom ist dadurch definiert, dass er durch die Last fließt, die mit der Stromquelle gekoppelt ist. In Abhängigkeit dieses Vergleichs wird ein Steuersignal be- reitgestellt, das die Stromquelle steuert. Des Weiteren wird das Steuersignal oder eine vom Steuersignal abgeleitete Größe mit dem Laststrom oder der vom Laststrom abgeleiteten Größe verglichen. Davon abhängig wird ein Rückführungssignal gebildet, das eine Lastspannung regelt, die über der Stromquelle und der Last abfällt.
In einer Weiterbildung des Verfahrens wird aus dem Vergleich des Steuersignals oder der vom Steuersignal abgeleiteten Grö¬ ße mit dem Laststrom oder der vom Laststrom abgeleiteten Grö- ße ein Verstärkungsfaktor ermittelt. In einer Aus führungs form entspricht das Steuersignal einem Steuerstrom und der Verstärkungsfaktor einem Stromverstärkungsfaktor. Das Rückführungssignal wird dann in Abhängigkeit des Stromverstärkungsfaktors bereitgestellt.
In einer Weiterbildung wird von einem Ausgangsstrom der Stromquelle das Steuersignal subtrahiert, um den Laststrom zur Regelung des Steuersignals und/oder zur Ermittlung des Verstärkungsfaktors zu erhalten.
In einer weiteren Ausführungsform wird ein Differenzsignal gebildet, das an Anschlüssen der Stromquelle abgreifbar ist und das vorzugsweise einer Basis-Emitter-Spannung eines Transistors entspricht. Dieses Referenzsignal wird mit einem dritten Referenzsignal verglichen, um eine thermische Über¬ lastung z.B. hervorgerufen durch einen Kurzschluss innerhalb der Last (LED-Kette) zu detektieren. Des Weiteren kann das dritte Referenzsignal einstellbar sein. Die Einstellung des dritten Referenzsignals kann auch temperaturabhängig sein. Die Einstellung kann manuell oder automatisch erfolgen.
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- bzw. wirkungsgleiche Bauelemente und Schaltungsteile tragen gleiche Bezugszeichen. Insoweit sich Schaltungsteile oder Bauelemente in ihrer Funktion entsprechen, wird deren Beschreibung nicht in jeder der folgenden Figuren wiederholt.
Es zeigen:
Figur 1 eine Schaltungsanordnung zur Steuerung von LED- Ketten, die mit jeweils einer Stromquelle gekoppelt sind,
Figur 2 den Verlauf der Lastspannung VL und der Spannung VC aus Figur 1 für mehrere Betriebssituationen,
Figur 3 eine beispielhafte Aus führungs form einer Schal¬ tungsanordnung zur Steuerung einer mit einer Last gekoppelten Stromquelle, eine weitere beispielhafte Aus führungs form für eine Schaltungsanordnung zur Steuerung einer mit einer Last gekoppelten Stromquelle, beispielhafte Kennlinien eines Bipolartransistors, weitere beispielhafte Kennlinien eines Bipolartran¬ sistors, ein Übersichtsbild für eine Schaltungsanordnung zur Steuerung einer mit einer Last gekoppelten Stromquelle, Figur 8 ein allgemeines Schema eines Regelkreises,
Figur 9 ein weiteres Übersichtsbild für eine Schaltungsanordnung zur Steuerung einer mit einer Last gekoppelten Stromquelle,
Figur 10 beispielhafte Ausführungsformen einer Stromquelle,
Figuren 11 bis 15 detaillierte beispielhafte Ausführungs¬ formen einer Schaltungsanordnung zur Steuerung ei- ner mit einer Last gekoppelten Stromquelle, und
Figur 16 Verfahrensschritte für ein Verfahren zur Steuerung einer mit einer Last gekoppelten Stromquelle. Figur 3 zeigt eine beispielhafte Schaltungsanordnung zur
Steuerung einer mit einer Last gekoppelten Stromquelle. Figur 3 zeigt einen Kontrollschaltkreis zur Steuerung einer Stromquelle SQn, die über den Steueranschluss AI mit dem Kontroll- Schaltkreis verbunden ist. Die Stromquelle SQn in diesem Bei¬ spiel umfasst einen Bipolartransistor SQn, dessen Basis mit dem Steueranschluss AI verbunden ist. Des Weiteren ist der Bipolartransistor SQn über seinen Emitter mit einem Lastrefe- renzanschluss A2 des Kontrollschaltkreises gekoppelt. Der Emitter des Bipolartransistors SQn ist über einen Referenzwiderstand Rref mit dem Bezugspotenzialanschluss GND verbunden. Der Kollektor des Bipolartransistors SQn ist an eine LED- Kette LK und einen Hochspannungsanschluss A4 des Kontrollschaltkreises gekoppelt. Die LED-Kette LK umfasst mehrere LEDs .
Alternativ kann die Stromquelle SQn auch einen Feldeffekttransistor umfassen. In dieser Ausführungsform sind das Gate des Feldeffekttransistors mit dem Steueranschluss AI, der Drain-Anschluss des Feldeffekttransistors mit dem Hochspan¬ nungsanschluss A4 und der Source-Anschluss des Feldeffekttransistors mit dem Lastreferenzanschluss A2 verbunden.
Der Kontrollschaltkreis umfasst weiterhin einen Rückführungs- anschluss A3, über den der Kontrollschaltkreis mit einem Gleichspannungs-/Gleichspannungsregler, im Folgenden DC/DC Spannungsregler genannt, verbunden ist. Der DC/DC Spannungs¬ regler ist mit dem Bezugspotenzialanschluss GND gekoppelt und umfasst einen Eingang zur Zuführung einer Eingangsspannung VIN. An seinem Ausgang ist der DC/DC Spannungsregler mit den LED-Ketten LK gekoppelt.
Der Kontrollschaltkreis umfasst je LED-Kette LK bzw. je Stromquelle SQn einen Stromquellen-Controller 1 mit einem Steueranschluss AI, einem Lastreferenzanschluss A2 und einem Hochspannungsanschluss A4. Für jede Stromquelle SQn werden damit drei Anschlüsse benötigt. Des Weiteren umfasst der Kon- trollschaltkreis einen Kanal-Controller 2, der mit seinen Ein- und Ausgängen mit allen Stromquellen-Controllern 1 gekoppelt ist.
Weiterhin weist der Kontrollschaltkreis ein Summierglied 3 auf, das mit seinen Eingängen mit allen Stromquellen- Controllern 1 gekoppelt ist und das an seinem Ausgang mit dem Rückführungsanschluss A3 gekoppelt ist, um ein externes Rück¬ führungssignal ERS bereitzustellen.
Der Stromquellen-Controller 1 umfasst einen Laststromregler 10, eine Überwachungseinrichtung 11, einen Kurzschlussdetektor 12, einen Unterbrechungsdetektor 13 und einen Hochspannungschaltkreis 14.
Dem Laststromregler 10 wird an einem Eingang ein erstes Referenzsignal IL-REF zugeführt. An einem weiteren Eingang wird dem Laststromregler 10 eine Spannung am Lastreferenzanschluss A2 zugeführt, die über dem Referenzwiderstand Rref abfällt. In Abhängigkeit eines Vergleichs dieser Spannung mit dem ers¬ ten Referenzsignal IL-REF stellt der Laststromregler 10 an seinem Ausgang, der mit dem Steueranschluss AI verbunden ist, ein Steuersignal IB zur Verfügung.
Die Überwachungseinrichtung 11 ist an einem Eingang über den Hochspannungsschaltkreis 14 mit dem Hochspannungsanschluss A4 gekoppelt. Die Überwachungseinrichtung 11 vergleicht das vom Hochspannungsanschluss A4 zur Verfügung gestellte Signal mit dem Referenzsignal FB-REF und stellt an seinem Ausgang ein Rückführungssignal RS zur Verfügung. Das Rückführungssignal RS wird dem Summierer 3 zugeleitet, der unter Berücksichti¬ gung aller Rückführungssignale RS von allen Stromquellen- Controllern 1 an seinem Ausgang das externe Rückführungssig- nal ERS zur Verfügung stellt. Der DC/DC Spannungsregler erzeugt aus der Eingangsspannung VIN in Abhängigkeit des externen Rückführungssignals ERS eine Lastspannung VL . Die Lastspannung VL fällt über den LED-Ketten LK, den Stromquellen SQn und den Referenzwiderständen Rref ab. Unter Auswahl des geeigneten Referenzsignals FB-REF kann damit die Überwachungseinrichtung 11 einen geeigneten Arbeitsbereich für die Stromquellen SQn einstellen. Der Kurzschlussdetektor 12 ist an einem Eingang über den
Hochspannungsschaltkreis 14 mit dem Hochspannungsanschluss A4 gekoppelt. Der Kurzschlussdetektor 12 umfasst einen Kompara- tor 120, der das vom Hochspannungsanschluss A4 zur Verfügung gestellte Signal mit einem dritten Referenzsignal SLD-REF vergleicht und der in Abhängigkeit dieses Vergleichs an seinem Ausgang ein Kurzschlusssignal KS zur Verfügung stellt. Das Kurzschlusssignal KS wird zusammen mit den Kurzschlusssignalen KS der anderen Stromquellen-Controller 1 dem Kanal- Controller 2 zugeleitet. Der Kanal-Controller 2 wiederum wer- tet das Kurzschlusssignal KS aus und stellt an seinen Ausgän¬ gen zu den Stromquellen-Controllern 1 Aktivierungssignale AS zur Verfügung. Mit Hilfe dieses Aktivierungssignals AS wird der Laststromregler 10 an- oder ausgeschaltet. Bei Detektie- rung eines Kurzschlusses innerhalb der LED-Ketten LK wird da- mit die entsprechende Stromquelle SQn deaktiviert, um eine thermische Zerstörung des Transistors zu vermeiden.
Der Unterbrechungsdetektor 13 ist mit einem Eingang mit dem Lastreferenzanschluss A2 gekoppelt. Der Unterbrechungsdetek- tor 13 umfasst einen Komparator 130, der das von dem Lastre- ferenzsignalanschluss A2 zur Verfügung gestellte Signal mit einem Unterbrechungsreferenzsignal OLD-REF vergleicht. In Abhängigkeit dieses Vergleichs stellt der Komparator 130 an seinem Ausgang ein Unterbrechungssignal US zur Verfügung. Dieses wird zusammen mit den Unterbrechungssignalen US der anderen Stromquellen-Controller 1 dem Kanal-Controller 2 zugeleitet. Der Kanal-Controller 2 wertet die Unterbrechungs- signale US aus und stellt an seinen Ausgängen die Aktivie¬ rungssignale AS zur Verfügung. Bei Erkennen einer Unterbrechung innerhalb einer LED-Kette LK kann hiermit der entsprechende Laststromregler 10 deaktiviert werden oder zumindest der Ausgang RS des betroffenen Kanals vom Summierer abge- trennt werden.
Bei dieser Schaltungsanordnung werden für jede Stromquelle SQn drei Anschlüsse benötigt: der Steueranschluss AI, der Lastreferenzanschluss A2 und der Hochspannungsanschluss A4. Des Weiteren muss der Hochspannungsanschluss A4 für hohe
Spannungen ausgelegt sein. Infolgedessen wird auch der spezielle Hochspannungsschaltkreis 14 benötigt.
Figur 4 zeigt eine weitere Schaltungsanordnung zur Steuerung einer mit einer Last LK gekoppelten Stromquelle SQn. Figur 4 zeigt einen Kontrollschaltkreis, der über Steueranschlüsse AI, Lastreferenzanschlüsse A2, einen Hochspannungsanschluss A4 und einen zusätzlichen Anschluss A5 mit den Stromquellen SQn und den LED-Ketten LK gekoppelt ist. Der Steueranschluss A2 und der Lastreferenzanschluss A2 sind separat für jede
Stromquelle SQn bzw. jede LED-Kette LK ausgeführt. In Figur 4 ist der Steueranschluss AI und der Lastreferenzanschluss A2 beispielhaft für eine Stromquelle SQn gezeigt. Der Hochspannungsanschluss A4 ist lediglich einmal für alle LED-Ketten LK ausgeführt. Dasselbe gilt für den zusätzlichen Anschluss A5. Die Stromquelle SQn ist in Figur 4 als Bipolartransistor ausgeführt. Die Basis des Bipolartransistors ist mit dem Steueranschluss AI und der Emitter des Bipolartransistors ist mit dem Lastreferenzanschluss A2 gekoppelt. Der Emitter ist au¬ ßerdem über einen Referenzwiderstand Rref mit einem Bezugspo- tenzialanschluss GND verbunden. Die Stromquelle SQn kann alternativ auch als Feldeffekttransistor ausgeführt sein. Das Gate des Feldeffekttransistors ist in diesem Ausführungsbeispiel mit dem Steueranschluss AI und die Source des Feldeffekttransistors mit dem Lastrefe- renzanschluss A2 gekoppelt.
An den Kollektor des Bipolartransistors SQn ist eine LED- Kette LK gekoppelt, die aus mehreren LEDs zur Hintergrundbe¬ leuchtung von LCD Panels aufgebaut ist. Der Kontrollschaltkreis ist außerdem über einen Rückführungs- anschluss A3 mit einem DC/DC Spannungsregler gekoppelt. Der DC/DC Spannungsregler ist mit dem Bezugspotenzialanschluss GND verbunden und wandelt eine Eingangsspannung VIN an einem Eingang zu einer Lastspannung VL an einem Ausgang des DC/DC Spannungsreglers, der mit den LED-Ketten LK gekoppelt ist.
Der Kontrollschaltkreis weist außerdem je einen Stromquellen- Controller la für jede vorhandene Stromquelle SQn auf. Der Stromquellen-Controller la ist über Steueranschluss AI und den Referenzanschluss A2 mit der Stromquelle SQn gekoppelt. Des Weiteren ist der Stromquellen-Controller la eingangssei- tig mit einem Referenzschaltkreis 4 verbunden. Weiterhin ist der Stromquellen-Controller la eingangsseitig und ausgangs- seitig mit einem Kanal-Controller 2 gekoppelt.
Der Stromquellen-Controller la umfasst einen Laststromregler 10 und einen Unterbrechungsdetektor 13. Der Laststromregler 10 ist eingangsseitig mit dem Referenzschaltkreis 4 zur Zu- führung eines ersten Referenzsignals IL-REF gekoppelt. Ein weiterer Eingang des Laststromreglers 10 ist mit dem Lastre- ferenzanschluss A2 verbunden. Der Laststromregler 10 vergleicht ein Signal, das an dem Lastreferenzanschluss A2 abgreifbar ist, mit dem ersten Referenzsignal IL-REF. In Abhängigkeit dieses Vergleichs stellt der Laststromregler 10 an einem Ausgang, der mit dem Steueranschluss AI verbunden ist, ein Steuersignal IB zur Verfügung. Der Unterbrechungsdetektor 13 ist eingangsseitig mit dem
Lastreferenzanschluss A2 verbunden. Der Unterbrechungsdetektor 13 umfasst einen Komparator 130, der ein Signal, das am Lastreferenzanschluss A2 abgreifbar ist, mit einem Unterbrechungsreferenzsignal OLD-REF vergleicht. Als Resultat stellt der Komparator 130 an seinem Ausgang ein Unterbrechungssignal US zur Verfügung, dass dem Kanal-Controller 2 zugeleitet wird. Der Kanal-Controller 2 wertet die Unterbrechungssignale US aller Stromquellen-Controller la aus und stellt an seinen Ausgängen, die mit den Laststromreglern 10 der Stromquellen- Controller la verbunden sind, Aktivierungssignale AS zur Ver¬ fügung. Mit Hilfe dieses Aktivierungssignals AS kann der Laststromregler 10 ausgeschaltet werden, falls eine Unterbrechung innerhalb der LED-Kette LK festgestellt wird. Alterna¬ tiv zur Abschaltung kann auch der betreffende Kanal mit sei- nem Ausgang RS vom Summierer abgekoppelt werden.
Außerdem umfasst der Kontrollschaltkreis eine Überwachungs¬ einrichtung 11 zur Einstellung der korrekten Lastspannung VL . Dazu ist die Überwachungseinrichtung 11 eingangsseitig über einen Pull-Up- iderstand Rpu mit dem zusätzlichen Anschluss A5 verbunden. Der zusätzliche Anschluss A5 ist wiederum über ein Diodennetzwerk an alle LED-Ketten LK angeschlossen. Die Überwachungseinrichtung 11 umfasst einen Komparator 110. Der Komparator 110 vergleicht ein Signal, das an dem zusätzlichen Anschluss A5 abgreifbar ist, mit einem Referenzsignal FB-REF und stellt an einem Ausgang in Abhängigkeit dieses Vergleichs ein Rückführungssignal RS bereit. Dieses Rückführungssignal RS wird dem Rückführungsanschluss A3 zugeleitet, der wiederum ein externes Rückführungssignal ERS an den DC/DC Spannungsregler weiterleitet. Der DC/DC Spannungsregler wandelt die Eingangsspannung VIN in Abhängigkeit des externen Rückfüh¬ rungssignals ERS in die Lastspannung VL um. Die Lastspannung VL liegt in einem Bereich von 5 bis 500 V, abhängig von der Zahl der verwendeten LEDs innerhalb der LED-Kette LK. Durch die Überwachungseinrichtung 11 kann damit eine optimale Spannung am Kollektor des Bipolartransistors SQn eingestellt werden .
Außerdem umfasst der Kontrollschaltkreis einen Kurzschlussde¬ tektor 12. Der Kurzschlussdetektor 12 ist eingangsseitig über einen Hochspannungsschaltkreis 14 mit dem Hochspannungsan- schluss A4 elektrisch gekoppelt. Der Kurzschlussdetektor 12 umfasst einen Komparator 120, der ein Signal, das von dem Hochspannungsschaltkreis 14 zur Verfügung gestellt wird, mit einem dritten Referenzsignal SLD-REF vergleicht und abhängig davon an einem Ausgang ein Kurzschlusssignal KS zur Verfügung stellt. Das Kurzschlusssignal KS wird dem Kanal-Controller 2 zugeleitet, der daraufhin über das Aktivierungssignal AS die Laststromregler 10 der Stromquellen-Controller la steuert. Bei Detektieren eines Kurzschlusses innerhalb einer LED-Kette LK werden die Laststromregler 10 deaktiviert, um damit die Zerstörung der Stromquellen SQn zu verhindern. Da über das Diodennetzwerk, das mit dem Hochspannungsanschluss A4 verbunden ist, lediglich das höchste Potenzial einer der beteilig¬ ten LED-Ketten LK abgegriffen wird, ist keine selektive Kurzschlusserkennung per LED-Kette LK möglich. Dies bedeutet, dass bei Auftreten eines Kurzschlusses innerhalb einer LED- Kette LK alle Laststromregler 10 deaktiviert werden müssen. Außerdem muss der Hochspannungsanschluss A4 für hohe Spannungen ausgelegt sein. Aufgrund der Möglichkeit von hohen Span¬ nungen an dem Hochspannungsanschluss A4 ist weiterhin der spezielle Hochspannungsschaltkreis 14 erforderlich.
Eine wichtige Aufgabe der Überwachungseinrichtung 11 ist es, die Lastspannung VL auf einen möglichst geringen Wert zu reduzieren, bei dem die Stromquellen SQn immer noch korrekt arbeiten. Eine gute Definition für diese minimale Spannung ist der Punkt, an dem der Transistor der Stromquelle SQn beginnt, seine nominale Stromverstärkung zu verlieren. Diese idealen Arbeitspunkte sind in den Figuren 5A bis 5C mit der Bezeichnung AP versehen. Die Figuren 5A bis 5C zeigen beispielhaft Kennlinien eines NPN-Bipolartransistors . Figur 5A zeigt den Kollektorstrom IC in Abhängigkeit der Kollektor-Emitter- Spannung VCE . Es werden verschiedene Kennlinien für einen festen Basisstrom IB gezeigt. Sinkt die Kollektor-Emitter- Spannung VCE unter einen Wert, der mit den Arbeitspunkten AP bezeichnet ist, so bricht der Kollektorstrom IC und damit die Stromverstärkung ein. In diesem Fall muss die Kollektor- Emitter-Spannung VCE wieder nach oben korrigiert werden.
Steigt die Kollektor-Emitter-Spannung VCE auf einen zu hohen Wert, so steigt die Verlustleistung des NPN-Transistors . In dieser Situation muss die Kollektor-Emitter-Spannung VCE wieder auf kleinere Werte eingestellt werden.
Die gleiche Aussage lässt sich auch der Figur 5B entnehmen, in der der Basisstrom IB über der Kollektor-Emitter-Spannung VCE aufgetragen ist. Es ist zu ersehen, dass der Basisstrom IB optimal auf Werte eingestellt wird, die mit der Bezeichnung AP in der Figur 5B versehen sind. In diesen Punkten wird eine möglichst große Stromverstärkung IB zu IC bei einer kleinstmöglichen Kollektor-Emitter-Spannung VCE erreicht.
Dies wird noch deutlicher anhand der Kennlinien aus Figur 5C, in der die Stromverstärkung IC/IB über der Kollektor-Emitter- Spannung VCE aufgetragen ist. Falls die Stromverstärkung IC/IB unter einen Wert fällt, der mit der Bezeichnung AP in der Figur 5C gekennzeichnet ist, so muss die Überwachungsein¬ richtung 11 die Lastspannung VL und damit die Kollektor- Emitter-Spannung VCE auf einen höheren Wert anheben. Falls die Stromverstärkung IC/IB auf einen höheren Wert als AP ansteigt, so kann die Überwachungseinrichtung die Lastspannung VL und damit die Kollektor-Emitter-Spannung VCE wieder auf einen niedrigeren Wert senken, um die Verlustleistung zu reduzieren. Damit ist der Stromverstärkungsfaktor, bei dem der Basisstrom IB mit dem Kollektorstrom IC der Stromguelle verglichen wird, ein guter Regelparameter. Alternativ kann der Basisstrom IB auch mit dem Emitterstrom der Stromquelle verglichen werden.
In einer Ausführungsform basiert die Regelung auf einer Überwachung eines Stromverstärkungsfaktors, der einen Strom, der durch die LED-Kette LK fließt, mit dem Basisstrom der Strom¬ quelle SQn vergleicht. Damit wird die Lastspannung VL auf eine ideale Spannung eingestellt, bei der die Stromquelle SQn eine möglichst geringe Verlustleistung aufweist und bei der die Stromquelle SQn immer noch eine gute Stromverstärkung für einen effektiven Betrieb der Stromquelle SQn aufweist.
Dieser Stromverstärkungsfaktor kann in der Schaltungsanordnung auf verschiedene Arten festgelegt werden. Zum einen kann der Stromverstärkungsfaktor als konstanter Faktor im Schaltungsdesign festgelegt werden. Zum anderen gibt es die Mög- lichkeit, den Stromverstärkungsfaktor über ein digitales oder analoges Interface einstellbar zu machen. Dies kann z. B. auch über einen externen einstellbaren Widerstand erfolgen. Des Weiteren kann der ideale Stromverstärkungsfaktor direkt aus der Kennlinie des Bipolartransistors bestimmt werden. Diese Möglichkeit soll anhand der Figur 5B erläutert werden. Wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE bzw. die Lastspannung VL schrittweise erniedrigt wird, so sind die Änderungen des Basisstroms IB sehr gering, solange größere Werte der Spannung VCE vorliegen. Wird die Kollektor-Emitter-Spannung VCE unter Werte der Arbeitspunkte AP hinaus gesenkt, so steigt der Basisstrom IB stark an. Mit dem steigenden Basisstrom IB fällt die Stromverstärkung IC/IB stark ab. Damit befindet sich der Transistor in der Sättigungsregion. Aufgrund dieser Veränderung der Stromverstärkung IC/IB lassen sich die optimale Stromverstärkung IC/IB und damit die Arbeitspunkte AP bestimmen .
Durch die Überwachung des Stromverstärkungsfaktors IC/IB anstatt des Spannungspotenzials zwischen der LED-Kette LK und der Stromquelle SQn ist der hochspannungs fähige Hochspan- nungsanschluss A4 nicht mehr erforderlich. Außerdem wird die Anzahl der Anschlüsse des Kontrollschaltkreises verringert.
Beim Kontrollschaltkreis kann der Hochspannungsanschluss A4 entfallen, wenn auch die Detektierung eines Kurzschlusses innerhalb der LED-Ketten LK ohne einen Abgriff des Spannungspotenzials zwischen den LED-Ketten LK und den Stromquellen SQn erfolgt .
Eine LED-Kette LK, die zumindest teilweise kurzgeschlossen ist, weist einen geringeren Spannungsabfall auf. Aus diesem Grund verbleibt ein größerer Spannungsabfall für die Strom- quelle SQn. Durch diesen größeren Spannungsabfall zwischen dem Kollektor und dem Emitter der Stromquelle SQn erhitzt sich der Bipolartransistor und kann auch thermisch zerstört werden. Daher ist es notwendig, bei Erkennen eines Kurz- Schlusses die entsprechende Stromquelle SQn abzuschalten.
Ein Merkmal für die Temperatur eines Bipolartransistors ist dessen Basis-Emitter-Spannung VBE. Die Basis-Emitter-Spannung VBE ist auf dem Kontrollschaltkreis und dem Stromquellen- Controller 1 verfügbar. Damit kann diese Information innerhalb des Kontrollschaltkreises ausgewertet werden, um die Temperatur des Bipolartransistors und damit eine mögliche Überhitzung und einen möglichen Kurzschluss zu überwachen. Mit einer Umgebungstemperatur von z. B. 80 °C und einer maximalen Sperrschichttemperatur des Bipolartransistors von ca. 150 °C gibt es einen komfortablen Bereich, um eine Überhitzung des Bipolartransistors zu detektieren. Bei einer normalen Verlustleistung eines Bipolartransistors von 300 mW ist die Sperrschichttemperatur des Bipolartransistors ungefähr 10 bis 30 K höher als die Umgebungstemperatur. Dies wird maßgeblich durch den thermischen Widerstand des Gehäuses des Bipolartransistors beeinflusst. Bei einer Umgebungstemperatur von 85 °C ergibt dies im Normalbetrieb eine maximale Sperrschichttemperatur von ca. 115 °C.
Figur 6 zeigt Kennlinien eines Bipolartransistors, bei denen die Basis-Emitter-Spannung VBE für verschiedene konstante Werte des Basisstroms IB über der Sperrschichttemperatur aufgetragen ist. Bei einer Änderung der Basis-Emitter-Spannung VBE um 2 mV/K und einem Temperaturbereich von 115 °C für die maximale Sperrschichttemperatur im Normalbetrieb bis zu 150 °C für die maximal mögliche Sperrschichttemperatur, ergibt dies einen Spannungsbereich von ca. 70 mV für die Basis- Emitter-Spannung VBE, in dem ein Kurzschluss detektiert werden kann.
Wie der Figur 6 zu entnehmen ist, ist die Basis-Emitter- Spannung VBE abhängig vom Wert des Basisstroms IB. Dies bedeutet, dass der Schwellwert, mit dem die aktuelle Basis- Emitter-Spannung VBE verglichen wird, entsprechend dem vor- liegenden Basisstrom IB angepasst werden muss.
Dieser Schwellwert kann auf verschiedene Arten festgelegt werden. So kann dieser Schwellwert als konstanter Faktor im Schaltungsdesign festgelegt sein. Alternativ kann er digital oder analog eingestellt werden, z. B. über ein digitales serielles Interface oder auch einen externen einstellbaren Widerstand. Eine weitere Möglichkeit der Bestimmung des
Schwellwerts besteht darin, dass der Schwellwert vom Mittelwert der Basis-Emitter-Spannungen VBE aller Stromguellen ab- geleitet wird. Nimmt man an, dass die Mehrheit der LED-Ketten LK keinen Kurzschluss aufweist, so besitzt die Mehrheit der Stromquellentransistoren einen regulären Wert der Basis- Emitter-Spannung VBE. Damit kann der Schwellwert vom Mittel¬ wert aller Basis-Emitter-Spannungen VBE abgeleitet werden. Wenn z. B. ein Bipolartransistor eine Basis-Emitter-Spannung VBE aufweist, die mehr als 50 mV unter dem Mittelwert der Basis-Emitter-Spannungen VBE liegt, so ist die betreffende Stromquelle SQn und damit die entsprechende LED-Kette LK abzuschalten .
Mit diesem Mechanismus werden nicht nur Kurzschlüsse inner¬ halb der LED-Ketten LK, sondern auch generell alle anderen Überhitzungsszenarien abgedeckt. Damit wird die Sicherheit des Systems zusätzlich erhöht.
Bei Verwendung dieser Methode für die Kurzschlusserkennung und der zuvor geschilderten DC/DC-Regelung sind der Hochspannungsanschluss A4 und damit auch der spezielle Hochspannungsschaltkreis 14 nicht mehr notwendig. Die Anzahl der Anschlüsse des Kontrollschaltkreises kann reduziert werden. Dies senkt zusätzlich die Herstellungskosten des Kontrollschalt- kreises. Durch den Verzicht auf den Hochspannungsanschluss A4 wird das Gesamtsystem robuster, da Hochspannungsanschlüsse kritisch sind für den ESD-Schutz.
Figur 7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine Schaltungsanordnung zur Steuerung einer mit einer Last LK gekoppelten Stromquelle SQn, bei der die oben genannten Prinzipien zur DC/DC-Regelung und zur Kurzschlussdetektion ausgeführt sind. Figur 7 zeigt einen Kontrollschaltkreis, der einen Steueranschluss AI und einen Lastreferenzanschluss A2 um- fasst. Der Kontrollschaltkreis ist über den Steueranschluss AI und den Lastreferenzanschluss A2 mit der Stromquelle SQn gekoppelt. Die Stromquelle SQn umfasst in diesem Ausführungsbeispiel einen Bipolartransistor. Alternativ kann die Stromquelle SQn jedoch auch als Feldeffekttransistor ausgeführt sein.
Der Steueranschluss AI ist mit der Basis des Bipolartransistors SQn verbunden. Der Emitter des Bipolartransistors SQn ist auf den Lastreferenzanschluss A2 geführt. Ein Referenzwiderstand Rref, der mit einem Bezugspotenzialanschluss GND und dem Emitter des Bipolartransistors SQn verbunden ist, kann sich entweder innerhalb des Kontrollschaltkreises oder extern davon befinden. Der Kollektor des Bipolartransistors SQn ist mit einer LED-Kette LK gekoppelt, die mehrere LEDs umfasst. Des Weiteren weist der Kontrollschaltkreis einen Rückfüh- rungsanschluss A3 auf, der mit einem DC/DC Spannungsregler gekoppelt ist. Der DC/DC Spannungsregler ist an den Bezugspo- tenzialanschluss GND angeschlossen und verfügt über einen Eingang zur Zuführung einer Eingangsspannung VIN. An seinem Ausgang stellt der DC/DC Spannungsregler eine Lastspannung VL bereit, die der LED-Kette LK zugeführt wird.
Der Kontrollschaltkreis umfasst weiterhin einen Laststromregler 10a, eine Überwachungseinrichtung IIa, einen Kurzschlussdetektor 12a, einen Unterbrechungsdetektor 13a und einen Kanal-Controller 2. Der Laststromregler 10a ist mit einem Ein- gang mit dem Lastreferenzanschluss A2 gekoppelt und vergleicht ein Signal, das an dem Lastreferenzanschluss A2 zur Verfügung gestellt wird, mit einem ersten Referenzsignal IF- REF und stellt in Abhängigkeit davon an einem Ausgang, der mit dem Steueranschluss AI gekoppelt ist, ein Steuersignal IB zur Verfügung.
Der Laststromregler 10a bildet zusammen mit der Stromguelle SQn einen ersten Regelkreis zur Regelung des Steuersignals IB. Figur 8 illustriert einen allgemeinen Aufbau eines Regel- kreises. Figur 8 zeigt eine Regelstrecke, die an einem Ausgang eine Ausgangsgröße zur Verfügung stellt. Diese Ausgangsgröße wird einem Regler zugeführt, der an einem Ausgang eine Regelgröße bereitstellt. Diese Regelgröße wird mit einer Führungsgröße verglichen und wiederum der Regelstrecke zuge- führt. Damit ergibt sich am Ausgang der Regelstrecke in Abhängigkeit der Führungsgröße eine stabile Ausgangsgröße. In Figur 7 entspricht eine Ausgangsgröße des ersten Regel¬ kreises dem Steuersignal IB. Ein Laststrom IL, der durch die LED-Kette LK fließt, oder eine vom Laststrom IL abgeleitete Größe, d. h. die Spannung, die am Referenzwiderstand Rref ab- fällt, stellt eine Regelgröße des ersten Regelkreises dar. Eine Führungsgröße des ersten Regelkreises ist das erste Referenzsignal IL-REF. Durch diesen ersten Regelkreis wird ein stabiles Steuersignal IB und damit ein stabiler Laststrom IL eingestellt .
Die Überwachungseinrichtung I I a umfasst einen Komparator 110a, der eingangsseitig mit dem Laststromregler 10a gekop¬ pelt ist. Der Komparator 110a vergleicht das Steuersignal IB oder eine vom Steuersignal IB abgeleitete Größe mit dem Last- ström IL oder einer vom Laststrom IL abgeleiteten Größe und stellt in Abhängigkeit davon an einem Ausgang, der mit dem Rückführungsanschluss A3 gekoppelt ist, ein externes Rückführungssignal ERS zur Verfügung, das dem DC/DC Spannungsregler zugeleitet wird. Der DC/DC Spannungsregler wandelt die Ein- gangsspannung VIN in Abhängigkeit des externen Rückführungs¬ signals ERS in die Lastspannung VL um. Die Lastspannung VL fällt an der LED-Kette LK, der Stromquelle SQn und dem Referenzwiderstand Rref ab. Die Überwachungseinrichtung I I a bildet zusammen mit dem DC/DC Spannungsregler, der LED-Kette LK und der Stromquelle SQn einen zweiten Regelkreis. Eine Ausgangsgröße des zweiten Regel¬ kreises bildet die Lastspannung VL . Der Laststrom IL oder die vom Laststrom IL abgeleitete Größe entspricht einer Regelgrö- ße des zweiten Regelkreises. Eine Führungsgröße des zweiten Regelkreises ist das Steuersignal IB oder die vom Steuersig¬ nal IB abgeleitete Größe. Durch den zweiten Regelkreis wird in Abhängigkeit des Steuersignals IB oder der vom Steuersig- nal IB abgeleiteten Größe eine stabile Lastspannung VL eingestellt .
Der Kurzschlussdetektor 12a ist eingangsseitig mit der Basis und dem Emitter der Stromquelle SQn verbunden. Er umfasst außerdem einen Komparator 120a, der die Basis-Emitter-Spannung VBE der Stromquelle SQn mit einem dritten Referenzsignal SLD- REF vergleicht und in Abhängigkeit davon an einem Ausgang ein Kurzschlusssignal KS zur Verfügung stellt. Dieses Kurz- schlusssignal KS wird dem Kanal-Controller 2 zugeleitet, der daraufhin an einem Ausgang ein Aktivierungssignal AS bereitstellt. Durch dieses Aktivierungssignal AS, das dem Last¬ stromregler 10a zugeleitet wird, kann dieser aktiviert oder deaktiviert werden. Liegt z. B. ein Kurzschluss innerhalb der LED-Kette LK vor, erhöht sich die Kollektor-Emitter-Spannung VCE an der Stromquelle SQn und erhöht damit die Sperrschicht¬ temperatur des Transistors. Infolge der Temperaturerhöhung der Sperrschicht sinkt die Basis-Emitter-Spannung VBE des Bipolartransistors SQn. Fällt diese Basis-Emitter-Spannung VBE unter einen Schwellwert, der durch das dritte Referenzsignal SLD-REF vorgegeben wird, gibt der Komparator 120a ein Kurzschlusssignal KS ab. Der Kanal-Controller 2 gibt an seinem Ausgang ein Aktivierungssignal AS ab, um den Laststromregler 10a zu deaktivieren. Damit wird die Stromquelle SQn abge- schaltet und eine thermische Zerstörung des Bipolartransistors SQn verhindert.
Der Unterbrechungsdetektor 13a ist eingangsseitig mit dem Laststromregler 10a gekoppelt. Der Unterbrechungsdetektor 13a umfasst einen Komparator 130a, der das Steuersignal IB mit einem Unterbrechungsreferenzsignal OLD-REF vergleicht und der abhängig davon an einem Ausgang ein Unterbrechungssignal US bereitstellt. Dieses Unterbrechungssignal US wird zur weite- ren Auswertung dem Kanal-Controller 2 zugeleitet. Als Resultat dieser Auswertung stellt der Kanal-Controller 2 an dem Ausgang das Aktivierungssignal AS zur Verfügung, das dem Laststromregler 10a zugeleitet wird. Liegt eine Unterbrechung innerhalb der LED-Kette LK vor, fließt kein Laststrom IL. Als Resultat liegt ein sehr geringer Spannungsabfall am Widerstand Rref vor. Der Laststromregler 10a erhöht daraufhin immer weiter das Steuersignal IB mit dem Ziel, die Kollektor- Emitter-Spannung VCE des Bipolartransistors SQn den Span- nungsabfall am Widerstand Rref zu erhöhen. Erreicht das Steuersignal IB den Schwellwert, der durch das Unterbrechungsreferenzsignal OLD-REF definiert ist, so gibt der Unterbre¬ chungsdetektor 13a an seinem Ausgang das Unterbrechungssignal US ab. Der Kanal-Controller 2 deaktiviert daraufhin den Last- stromregier 10a und damit die Stromguelle SQn. Dadurch wird vermieden, dass das Steuersignal IB auf unzulässige Werte für den Bipolartransistor SQn erhöht wird.
In einer alternativen, nicht gezeigten Ausführungsform kann die Detektierung einer Unterbrechung auch über ein Monitoring der Emitter-Spannung des Bipolartransistors SQn erfolgen.
Figur 9 zeigt ein weiteres Übersichtsbild einer Schaltungsan¬ ordnung zur Steuerung von Stromquellen SQn, die mit LED- Ketten LK gekoppelt sind. Figur 9 verdeutlicht die Prinzipien, die in Figur 7 gezeigt sind.
Der Kontrollschaltkreis umfasst mehrere Stromquellen- Controller 1, 1'. Je ein Stromquellen-Controller 1, 1' ist jeweils einer Stromquelle SQn zugeordnet und mit dieser über einen Steueranschluss AI und einen Lastreferenzanschluss A2 elektrisch gekoppelt. Des Weiteren umfasst der Kontrollschaltkreis einen Kanal- Controller 2, einen Referenzschaltkreis 4a und einen Signalkonverter 5. Der Stromquellen-Controller 1, 1' umfasst einen Laststromregler 10a, eine Überwachungseinrichtung IIa, einen Kurzschlussdetektor 12a, einen Unterbrechungsdetektor 13a, eine Kompensationsschaltung 15 und eine Steuersignal-Begrenzungs¬ schaltung 16.
Der Laststromregler 10a ist ausgeführt an einem Ausgang, der mit dem Steueranschluss AI gekoppelt ist, ein Steuersignal IB zur Steuerung der Stromquelle SQn bereitzustellen. Die Figuren 10A bis 10E illustrieren verschiedene Möglichkeiten für den Aufbau einer gesteuerten Stromquelle.
Figur 10A zeigt den Aufbau einer Stromquelle mit zwei MOS- Feldeffekttransistoren TSl und TS2 (MOSFETs) . Die Source des Transistors TSl und die Source des Transistors TS2 sind di¬ rekt mit einem Bezugspotenzialanschluss GND verbunden. Der Gate- und Drain-Anschluss des Transistors TS2 sind mit dem Gate-Anschluss des Transistors TSl und einem Eingangsan- schluss zur Zuführung eines Referenzstroms IR gekoppelt. An dem Drain-Anschluss des Transistors TSl fließt ein Laststrom IL. Das Verhältnis des Laststroms IL zu dem Referenzstrom IR wird allein durch die Eigenschaften der Transistoren TSl und TS2 bestimmt. Falls die Transistoren TSl und TS2 die gleichen Eigenschaften aufweisen, entspricht der Referenzstrom IR dem Laststrom IL.
Figur 10B zeigt einen ähnlichen Aufbau der Stromquelle wie Figur 10A. Im Unterschied zu Figur 10A ist die Source des Transistors TS2 über einen Widerstand Rl mit dem Bezugspoten- zialanschluss GND verbunden. Äquivalent ist die Source des Transistors TSl über einen Widerstand R2 mit dem Bezugspoten- zialanschluss GND gekoppelt. In dieser Ausführungsform wird das Verhältnis des Laststroms IL zum Referenzstrom IR durch die Eigenschaften der Transistoren TSl und TS2 und durch das Verhältnis der Widerstände Rl und R2 bestimmt. In einer nicht gezeigten Ausführungsform können die Transistoren TSl und TS2 auch als Bipolartransistor realisiert werden, bei denen die Widerstände Rl und R2 mit den jeweiligen Emitter-Anschlüssen gekoppelt sind.
Eine weitere Möglichkeit für einen Aufbau einer Stromquelle zeigt Figur 10 mit einer Kaskodeschaltung, bei der eine Sour- ce- und eine Gate-Schaltung in Reihe geschaltet werden. Die Kaskodeschaltung ist aufgebaut aus den Transistoren TSl, TS2, TS3 und TS4.
Eine genauere Einstellung des Laststroms IL kann über eine aktive Regelung des Transistors TSl mit Hilfe eines Operati¬ onsverstärkers OP erreicht werden. Der Operationsverstärker OP ist eingangsseitig mit dem Widerstand Rl und dem Widerstand R2 verbunden, die ihrerseits mit dem Bezugspotenzialan- schluss GND verbunden sind. An dem Widerstand Rl wird ein erster Spannungsabfall durch den Referenzstrom IR erzeugt. An dem Widerstand R2 fällt eine zweite Spannung durch den Laststrom IL ab. Der Operationsverstärker OP, der mit dem Gate des Transistors TSl gekoppelt ist, vergleicht den ersten Spannungsabfall am Widerstand Rl mit der zweiten Spannung am Widerstand R2 und regelt in Abhängigkeit davon das Gate des Transistors TSl solange, bis ein Gleichgewicht erreicht ist. Das Verhältnis des Laststroms IL zu dem Referenzstrom IR ent- spricht damit dem Verhältnis des Widerstands Rl zu dem Wider¬ stand R2.
Figur 10E zeigt eine weitere Alternative zu der aktiven Rege- lung einer Stromquelle. In dieser Ausführungsform vergleicht der Operationsverstärker OP eine Referenzspannung VR mit einer Spannung, die durch den Laststrom IL an dem Widerstand R2 erzeugt wird. Der Operationsverstärker OP regelt das Gate des Transistors TS1, bis die Spannung am Widerstand R2 der Refe- renzspannung VR entspricht.
Figur 9 illustriert im Laststromregler 10a eine Variante der aktiven Regelung der Stromquelle SQn. Dazu umfasst der Laststromregler 10a einen Operationsverstärker 100, der an einem ersten Eingang mit dem Referenzschaltkreis 4a und einem Widerstand Rlsr und an einem zweiten Eingang mit dem Lastrefe- renzanschluss A2 und einem Referenzwiderstand Rref gekoppelt ist. Die Widerstände Rlsr und Rref sind ihrerseits mit einem Bezugspotenzialanschluss GND verbunden. Vom Referenzschalt- kreis 4a wird ein erstes Referenzsignal IL-REF zur Verfügung gestellt, dass dem ersten Eingang des K Operationsverstärkers 100 zugeführt wird. In diesem Ausführungsbeispiel entspricht das erste Referenzsignal IL-REF einem Strom, der an dem Wi¬ derstand Rlsr eine erste Spannung erzeugt. Ein Laststrom IL erzeugt in dem Referenzwiderstand Rref eine zweite Spannung. Der Operationsverstärker 100 vergleicht diese beiden Spannungen und stellt an seinem Ausgang, der mit dem Steueranschluss AI gekoppelt ist, ein Steuersignal IB in Form eines Steuerstroms IB zur Regelung der Stromquelle SQn zur Verfügung. Da- mit wird durch den Laststromregler 10a in Abhängigkeit des ersten Referenzsignals IL-REF der Steuerstrom IB und damit auch der Laststrom IL durch die LED-Ketten LK eingestellt. Die Überwachungseinrichtung I I a ist eingangsseitig mit dem Ausgang des Laststromreglers 10a und einem der Eingänge des Laststromreglers 10a gekoppelt. Die Überwachungseinrichtung I I a vergleicht das Steuersignal IB oder eine vom Steuersignal IB abgeleitete Größe mit dem Laststrom IL oder einer vom
Laststrom IL abgeleiteten Größe. In Abhängigkeit dieses Vergleichs stellt die Überwachungseinrichtung I I a an einem Ausgang, der mit dem Signalkonverter 5 gekoppelt ist, ein Rück¬ führungssignal RS bereit.
Der Signalkonverter 5 ist mit einem Rückführungsanschluss A3 des Kontrollschaltkreises gekoppelt und umfasst ein ODER- Gatter, einen DC/DC Timer, einen Zähler und eine Stromquelle SQ1. Eingangsseitig ist das ODER-Gatter mit allen Stromquel- len-Controllern 1, 1' verbunden, um das Rückführungssignal RS abzugreifen. Der Ausgang des ODER-Gatters ist mit dem DC/DC Timer verbunden, der überwacht, ob der Signalpegel des ODERGATTERS über einen einstellbaren Zeitraum stabil ist. Dies ist notwendig, um eine verlässliche Information an den Zähler weitergeben zu können. In Abhängigkeit der Rückführungssigna¬ le RS gibt der DC/DC Timer ein Zählsignal UCS, DCS zum Hochoder Runterzählen an den Zähler weiter. Der Zähler kann über Taktsignale CLK1 und CLK2 in der Geschwindigkeit seiner Zäh¬ lung/Taktung konfiguriert werden. In diesem Aus führungsbei- spiel erfolgt das Hochzählen mit einer schnelleren Taktung als das Runterzählen. Erhält der Zähler eingangsseitig das Zählsignal UCS zum Hochzählen, so stellt er die Stromquelle SQ1, die mit dem Rückführungsanschluss A3 und einem Ausgang des Zählers gekoppelt ist, auf einen höheren Stromwert. Er- hält der Zähler das Zählersignal DCS zum Runterzählen, so stellt er die Stromquelle SQ1 auf einen niedrigeren Strom¬ wert . Der Strom der Stromquelle SQ1 wird dem Rückführungsanschluss A3 und einem Spannungsteiler, der die Widerstände RE1 und RE2 umfasst, zugeleitet. Ein vom Strom der Stromquelle SQ1 verursachter Spannungsabfall an dem Widerstand RE2, der mit dem Bezugspotenzialanschluss GND gekoppelt ist, entspricht einem externen Rückführungssignal ERS, das einem DC/DC Spannungsregler zugeführt wird. Der DC/DC Spannungsregler ist mit dem Bezugspotenzialanschluss GND verbunden und weist einen Ein¬ gang zur Zuführung einer Eingangsspannung VIN auf. Der DC/DC Spannungsregler wandelt die Eingangsspannung VIN in Abhängigkeit des externen Rückführungssignals ERS in eine Lastspannung VL . Die Lastspannung VL fällt an den LED-Ketten LK, den Stromquellen SQn und den Referenzwiderständen Rref ab. Mit dieser Regelung wird erreicht, dass der Spannungsabfall an der Stromquelle SQn auf ein Minimum reduziert wird, während sich der Stromverstärkungsfaktor IL/IB noch in einem optimalen Arbeitsbereich befindet.
Das Rückführungssignal RS der Überwachungseinrichtung IIa wird außerdem dem Unterbrechungsdetektor 13a zugeleitet. Der Unterbrechungsdetektor 13a bewertet das Rückführungssignal RS und ein von dem Zähler des Signalkonverters 5 bereitgestelltes Unterbrechungs-Referenzsignal OLD-REF und stellt in Ab¬ hängigkeit davon an einem Ausgang das Unterbrechungssignal US zur Verfügung. Falls die Überwachungseinrichtung IIa mit Hilfe des Rückführungssignals RS ein Hochzählen des Zählers des Signalkonverters 5 initiiert, der Zähler jedoch über das Un¬ terbrechungs-Referenzsignal OLD-REF signalisiert, dass bereits der maximale Stromwert der Stromquelle SQ1 erreicht ist, so detektiert der Unterbrechungsdetektor 13a eine Unterbrechung innerhalb der LED-Ketten LK. Dies wird über das Unterbrechungssignal US an den Kanal-Controller 2 signalisiert. Der Kanal-Controller 2 stellt in Abhängigkeit des Unterbre- chungssignals US an einem Ausgang, der mit dem Laststromreg¬ ler 10a gekoppelt ist, ein Aktivierungssignal AS zur Verfügung. Über das Aktivierungssignal AS wird der Laststromregler 10a bei Detektierung einer Unterbrechung innerhalb der ent- sprechenden LED-Kette LK deaktiviert. Alternativ dazu kann auch das Rückführungssignal RS des betroffenen Kanals vom DCDC Regelkreis abgekoppelt werden.
Die Steuersignal-Begrenzungsschaltung 16 ist eingangsseitig mit dem Referenzschaltkreis 4a und ausgangsseitig mit dem Laststromregler 10a gekoppelt. Der Referenzschaltkreis 4a stellt an einem Ausgang, der mit der Steuersignal- Begrenzungsschaltung 16 verbunden ist, einen Steuersignalbegrenzungsstrom ILIM bereit. Die Steuersignal-Begrenzungs- Schaltung 16 sorgt dafür, dass der Laststromregler 10a das Steuersignal IB nicht auf Werte erhöht, die für die Strom¬ quellen SQn unzulässig sind.
Der Kurzschlussdetektor 12a ist eingangsseitig mit dem Steu- eranschluss AI und dem Lastreferenzanschluss A2 gekoppelt.
Der Kurzschlussdetektor 12a bildet aus den Signalen am Steu- eranschluss AI und am Lastreferenzanschluss A2 ein Differenzsignal, das er mit einem dritten Referenzsignal SLD-REF ver¬ gleicht, das von dem Referenzschaltkreis 4a zur Verfügung ge- stellt wird. In Abhängigkeit dieses Vergleiches stellt der
Kurzschlussdetektor 12a an einem Ausgang, der mit dem Kanal- Controller 2 gekoppelt ist, ein Kurzschlusssignal KS zur Ver¬ fügung. Der Kanal-Controller 2 wertet die Kurzschlusssignale KS aller Stromquellen-Controller 1, 1' aus und stellt an sei- nem Ausgang das Aktivierungssignal AS bereit. Mit Hilfe dieses Aktivierungssignals AS kann der Laststromregler aktiviert oder deaktiviert werden. Falls ein Kurzschluss innerhalb einer LED-Kette LK vorliegt, fällt ein größerer Anteil der Lastspannung VL an der Stromquelle SQn ab. Falls die Stromquelle SQn einen Bipolartransistor umfasst, so entspricht der Teil der Lastspannung VL, der an der Stromquelle SQn abfällt, einer Kollektor-Emitter- Spannung VCE . Wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE erhöht wird, erwärmt sich der Bipolartransistor SQn bei gegebenem Laststrom. Infolge der Erwärmung des Bipolartransistors SQn sinkt die Basis-Emitter-Spannung VBE des Bipolartransistors SQn, die dem Differenzsignal zwischen dem Steueranschluss AI und dem Lastreferenzanschluss A2 entspricht. Diese Basis- Emitter-Spannung VBE des Bipolartransistors SQn wird von dem Kurzschlussdetektor 12a mit einem Schwellwert verglichen, der über das dritte Referenzsignal SLD-REF definiert wird. Sinkt die Basis-Emitter-Spannung VBE unter diesen Schwellwert, gibt der Kurzschlussdetektor 12a an seinem Ausgang ein Kurzschlusssignal KS ab, das dem Kanal-Controller 2 zugeleitet wird. Der Kanal-Controller 2 setzt daraufhin ein entsprechendes Aktivierungssignal AS, um den betreffenden Laststromreg- 1er 10a zu deaktivieren und damit eine Zerstörung der Stromquelle SQn zu verhindern.
Der Kanal-Controller 2 weist außerdem ein serielles Interface zu einem externen Controller auf. Mit Hilfe dieses externen Controllers können die Funktionsweise und die Schwellwerte des Kanal-Controllers 2 beeinflusst werden. In einem nicht gezeigten Ausführungsbeispiel kann das Interface zum externen Controller auch ein paralleles Interface sein. In den folgenden Figuren wird die Funktionsweise des Stromquellen-Controllers und der darin enthaltenen Blöcke detail¬ lierter beschrieben. Figur 11 zeigt eine detaillierte Schaltungsanordnung zur Steuerung einer mit einer LED-Kette LK gekoppelten Stromquelle SQn. Die Schaltungsanordnung umfasst einen Laststromregler 10a, eine Kompensationsschaltung 15, eine Überwachungsein- richtung IIa, eine Steuersignal-Begrenzungsschaltung 16, einen Referenzschaltkreis 4a, einen Signalkonverter 5 und einen Unterbrechungsdetektor 13a. Die Stromquelle SQn ist in diesem Ausführungsbeispiel als Bipolartransistor realisiert. Die Schaltungsanordnung ist über einen Steueranschluss AI mit der Basis des Bipolartransistors SQn und über einen Lastreferenz- anschluss A2 mit dem Emitter des Bipolartransistors SQn verbunden. Die LED-Kette LK und der Bipolartransistor SQn befinden sich außerhalb eines integrierten Schaltkreises. Die restlichen Funktionsblöcke sind auf dem integrierten Schalt- kreis ausgeführt.
Der Laststromregler 10a umfasst einen Operationsverstärker 100, einen Transistor 101, eine Stromquelle 102, einen Widerstand 103, einen Widerstand Rlsr und einen Referenzwiderstand Rref. Ein Regelkreis zur Steuerung eines stabilen Laststroms IL durch die LED-Kette LK wird gebildet durch den Operationsverstärker 100, den Transistor 101, die Stromquelle 102, den Bipolartransistor SQn und die Widerstände Rlsr und Rref. Der Operationsverstärker 100 steuert den ausgangsseitig gekoppel- ten Transistor 101 so, dass ein Steuersignal IB, insbesondere ein Steuerstrom IB, eingestellt wird, der zu dem gewünschten Laststrom IL führt. Der Operationsverstärker 100 stellt den Steuerstrom IB und damit den Laststrom IL so ein, dass ein gleicher Spannungsabfall an dem Widerstand Rlsr und dem Refe- renzwiderstand Rref erzeugt wird. Der Spannungsabfall an dem Widerstand Rlsr wird durch ein erstes Referenzsignal IREF, insbesondere einen ersten Referenzstrom IREF, der über einen ersten Referenzsignalanschluss A6 zugeführt wird, erzeugt. Der Spannungsabfall am Referenzwiderstand Rref wird durch den Laststrom IL generiert. Das Verhältnis des Laststroms IL zum Referenzstrom IREFbestimmt sich durch das Verhältnis des Widerstands Rlsr zum Referenzwiderstand Rref. Damit kann über das Verhältnis der Widerstände Rlsr und Rref der gewünschte Laststrom IL eingestellt werden.
Der erste Referenzstrom IREF wird durch eine erste Referenz¬ signalquelle SP1 des Referenzschaltkreises 4a zur Verfügung gestellt. Die erste Referenzsignalquelle SP1 ist mit einem
Anschluss zur Zuführung einer Versorgungsspannung VDD und einer Stromquelle SQ2, die mit einem Bezugspotenzialanschluss GND verbunden ist, gekoppelt. Die erste Referenzsignalquelle SP1 ist als Stromspiegel ausgeführt, der in Abhängigkeit ei- nes Stroms durch die Stromquelle SQ2 an einem Ausgang den ersten Referenzstrom IREF jeweils für alle Kanäle zur Verfügung stellt.
In einem nicht gezeigten Ausführungsbeispiel kann der erste Referenzstrom IREF durch einen externen Widerstand oder einen Registerinhalt, der durch einen Interfacebefehl gesetzt wurde, verändert werden.
Ohne die Kompensationsschaltung 15 würde der Strom durch den Referenzwiderstand Rref einem Emitterstrom des Bipolartransistors SQn entsprechen, der durch die Summe des Basisstroms IB und des Laststroms IL gebildet wird. Da der Spannungsab¬ fall an dem Referenzwiderstand Rref aber lediglich durch den Laststrom IL verursacht werden soll, subtrahiert die Kompen- sationsschaltung 15 den Basisstrom IB von dem Emitterstrom des Bipolartransistors SQn. Dazu umfasst die Kompensations¬ schaltung 15 eine Stromquelle 152, einen Transistor 153 und einen Widerstand 154, der mit einem Anschluss zur Zuführung des Versorgungssignals VDD gekoppelt ist. Durch diese Bauele¬ mente wird der Basisstrom IB, der die Stromquelle SQn steuert, in der Kompensationsschaltung 15 nachgebildet. Ein Stromspiegel, der die Transistoren 150 und 151 umfasst, die jeweils mit dem Bezugspotenzialanschluss GND gekoppelt sind, subtrahiert den Basisstrom IB von dem Emitterstrom des Bipolartransistors SQn. Die Kompensationsschaltung 15 führt zu einer exakteren Einstellung des Laststroms IL. Die Steuersignal-Begrenzungsschaltung 16 definiert den maximalen Steuerstrom IB, der der Basis des Bipolartransistors SQn zugeführt wird. Die Steuersignal-Begrenzungsschaltung 16 umfasst einen Operationsverstärker 160, einen Transistor 161 und die Widerstände 162, 163. Falls die LED-Kette LK elekt- risch unterbrochen ist, fließt kein Laststrom IL. In diesem Fall würde der Laststromregler 10a versuchen, den Basisstrom IB solange anzuheben, bis ein entsprechender Laststrom eingestellt ist. Der Laststromregler 10a würde den Basisstrom IB auf Werte anheben, die für den Bipolartransistor SQn unzuläs- sig sind. Um dies zu vermeiden, begrenzt die Steuersignal- Begrenzungsschaltung 16 den Steuerstrom IB auf einen maximalen Wert, der durch einen Steuersignalbegrenzungsstrom ILIM und das Verhältnis der Widerstände 162 und 163 bestimmt wird. An dem Widerstand 162 wird durch den Steuersignalbegrenzungsstrom ILIM ein erster Spannungsabfall verursacht. Durch den Widerstand 163 fließt der Steuerstrom IB und führt zu einem zweiten Spannungsabfall. Der Operationsverstärker 160 vergleicht diese beiden Spannungen und steuert in Abhängigkeit dieses Vergleichs den Transistor 161, der wiederum den Operationsverstärker 100 des Laststromreglers 10a beeinflusst. Da¬ mit wird das Verhältnis des Steuersignalbegrenzungsstroms zu einem maximalen Steuerstrom IB durch das Verhältnis der Wi- derstande 163 zu 162 bestimmt. Der Steuersignalbegrenzungs¬ strom ILIM wird durch einen Stromspiegel SP3 des Referenzschaltkreises 4a zur Verfügung gestellt. Der Stromspiegel SP3 stellt den Steuersignalbegrenzungsstrom ILIM in Abhängigkeit eines Stroms von einer Stromquelle SQ3 jeweils für alle Kanä¬ le bereit, die mit dem Stromspiegel SP3 elektrisch gekoppelt ist .
In einem nicht gezeigten Ausführungsbeispiel wird der Steuer- signalbegrenzungsstrom ILIM durch einen externen Widerstand oder einen Registerinhalt bestimmt, der durch ein Interface- Kommando gesetzt wurde.
Die parallelen Pfeile zu dem Steuersignalbegrenzungsstrom ILIM und dem ersten Referenzsignal IREF in Figur 11 sollen lediglich andeuten, dass der Referenzschaltkreis 4a zur Steu¬ erung weiterer Stromquellen SQn genutzt werden kann.
Die Überwachungseinrichtung I I a umfasst eine Stromquelle 112, einen Transistor 113 und einen Widerstand 114, der mit einem Anschluss zur Zuführung der Versorgungsspannung VDD verbunden ist. Durch diese Bauelemente wird der Steuerstrom IB in der Überwachungseinrichtung I I a nachgebildet. Außerdem umfasst die Überwachungseinrichtung I I a einen Komparator 110a und ei- nen einstellbaren Widerstand 111, der mit dem Bezugspotenzi- alanschluss GND gekoppelt ist. Der Komparator 110a vergleicht einen Spannungsabfall, der durch den nachgebildeten Steuerstrom IB an dem Widerstand 111 verursacht wird, mit einem weiteren Spannungsabfall, den der Laststrom IL in dem Refe- renzwiderstand Rref verursacht. In Abhängigkeit dieses Vergleichs stellt der Komparator 110a an einem Ausgang ein Rückführungssignal RS zur Verfügung, das dem Signalkonverter 5 und dem Unterbrechungsdetektor 13a zugeleitet wird. Durch das Verhältnis des Widerstands 111 und des Referenzwiderstand Rref kann ein bestimmtes Vergleichslimit des Stromverstärkungsfaktors in der Stromquelle SQn eingestellt wer- den. Falls der Wert der Kollektor-Emitter-Spannung VCE des
Bipolartransistors SQn gesenkt wird, so fällt auch der Stromverstärkungsfaktor des Bipolartransistors SQn, der durch das Verhältnis des Laststroms IL zu dem Steuerstrom IB gekenn¬ zeichnet ist, auf kleinere Werte ab. Wenn der Stromverstär- kungsfaktor des Bipolartransistors SQn unter eine Grenze fällt, die durch die Widerstände 111 und Rref definiert ist, so bewirkt der Komparator 110a über das Rückführungssignal RS ein Hochzählen des Zählers, der in dem Signalkonverter 5 ausgeführt ist. Das Hochzählen des Zählers bewirkt ein Erhöhen des Ausgangsstroms der Stromquelle SQl, die ausgangsseitig mit einem Rückführungsanschluss A3 gekoppelt ist. Der Rück- führungsanschluss A3 ist wiederum mit einem DC/DC Spannungsregler gekoppelt, der nicht in Figur 11 gezeigt ist. Aufgrund des erhöhten Ausgangsstroms der Stromquelle SQl stellt der DC/DC Spannungsregler eine höhere Lastspannung VL zur Verfügung. Mit der erhöhten Lastspannung VL fällt auch eine größere Kollektor-Emitter-Spannung VCE an dem Bipolartransistor SQn ab. Damit steigt auch der Stromverstärkungsfaktor über einen Schwellwert, der durch die Überwachungseinrichtung IIa überwacht wird. Durch diesen Regelkreis wird die Kollektor- Emitter-Spannung VCE an dem Bipolartransistor SQn auf einen Minimalwert eingestellt, bei dem die Stromquelle SQn sich noch in einem optimalen Arbeitsbereich befindet. Die Regelung hat weiterhin das Ziel, die Verlustleistung im Bipolartran- sistor SQn zu minimieren und einen definierten Laststrom IL zur Verfügung zu stellen, der für den Betrieb der LED-Kette LK notwendig ist. Der für eine Veränderung des Vergleichslimits für den Strom- Verstärkungsfaktor relevante Widerstand 111 kann über den In- halt eines Registers, das über ein Interface-Kommando be- schrieben wird, justiert werden.
Die Ermittlung einer Unterbrechung innerhalb der LED-Kette LK erfolgt durch den Unterbrechungsdetektor 13a. Dazu wird dem Unterbrechungsdetektor 13a das Rückführungssignal RS der Überwachungseinrichtung IIa und ein Unterbrechungsreferenz- signal OLD-REF zugeführt. Das Unterbrechungsreferenzsignal OLD-REF wird von dem Signalkonverter 5 zur Verfügung gestellt. Dabei wird das Unterbrechungsreferenzsignal OLD-REF erzeugt, falls die Stromquelle SQ1 bereits einen Maximalwert des Ausgangsstroms erreicht hat. Ein UND-Gatter des Unterbre- chungsdetektors 13a verknüpft eingangsseitig das Unterbrechungsreferenzsignal OLD-REF mit dem Rückführungssignal RS. Zusammengefasst wird eine Unterbrechung innerhalb der LED- Kette LK dann detektiert, falls ein Maximalwert des Ausgangsstroms der Stromquelle SQ1 erreicht ist und das Rückführungs- signal ein weiteres Hochzählen des Zählers anstößt. Ausgangs- seitig ist das UND-Gatter mit einem OLED-Timer verbunden, der ausgeführt ist, kurzfristige Signalschwankungen innerhalb der Schaltungsanordnung auszufiltern . Damit wird an einem Ausgang des OLED-Timers ein zuverlässiges Unterbrechungssignal US be- reitgestellt. Das Unterbrechungssignal US wird einem nicht gezeigten Kanal-Controller 2 zugeleitet, der daraufhin den Laststromregler 10a beeinflusst.
Figur 12 zeigt eine weitere Ausführungsform einer Schaltungs- anordnung zur Steuerung einer mit einer LED-Kette LK gekoppelten Stromquelle SQn. Die Stromquelle ist als NPN-Bipolar- transistor ausgeführt. Die Schaltungsanordnung umfasst einen Steueranschluss AI, an den die Basis des NPN-Bipolar- transistors SQn angekoppelt wird, und einen Lastreferenzan- schluss A2, der mit dem Emitter des NPN-Bipolartransistors SQn verbunden ist. Die Schaltungsanordnung umfasst des Weiteren einen Laststromregler 10a, eine Kompensationsschaltung 15, eine Überwachungseinrichtung IIb, eine Steuersignal- Begrenzungsschaltung 16 und einen Unterbrechungsdetektor 13a.
Der Laststromregler 10a umfasst einen K Operationsverstärker 100, einen Transistor 101, eine Stromquelle 102 und Wider- stände Rlsr und Rref. Dem Laststromregler 10a wird an einem ersten Referenzsignalanschluss A6 ein erstes Referenzsignal IREF, insbesondere ein erster Referenzstrom IREF, zugeführt. Der erste Referenzstrom IREF führt an dem Widerstand Rlsr zu einem ersten Spannungsabfall. Ein Laststrom IL, der durch die LED-Kette LK und den Referenzwiderstand Rref fließt, verursacht an dem Referenzwiderstand Rref einen zweiten Spannungs¬ abfall. Der Operationsverstärker 100 vergleicht den ersten und zweiten Spannungsabfall und steuert den mit einem Ausgang des Operationsverstärkers 100 gekoppelten Transistor 101 so, dass ein Steuerstrom IB zur Verfügung gestellt wird, der zur Steuerung der Stromquelle SQn dient. Das Verhältnis des Laststroms IL zum ersten Referenzstrom IREF entspricht dem Verhältnis des Widerstands Rlsr zum Referenzwiderstand Rref. Die Kompensationsschaltung 15 subtrahiert den Basisstrom IB vom Emitterstrom des NPN-Bipolartransistors SQn. Durch diese Subtraktion fließt lediglich der Laststrom IL durch den Referenzwiderstand Rref. Dies wiederum ermöglicht es dem Laststromregler 10a, den Steuerstrom IB in Abhängigkeit des Last- stroms IL einzustellen.
Die Überwachungseinrichtung IIb umfasst einen Komparator 110b, eine Stromquelle 112 und einen Transistor 113. Der Kom- parator 110b ist ausgeführt, Ströme voneinander zu subtrahie¬ ren und einen Differenzstrom auszuwerten. Damit arbeitet der Komparator 110b in der Stromdomain im Gegensatz zu dem Komparator 110a aus Figur 11, der in der Spannungsdomain arbeitet. Mit Hilfe des Transistors 113, der mit einem Anschluss zur Zuführung einer Versorgungsspannung VDD gekoppelt ist, und der Stromquelle 112 wird der Steuerstrom IB in der Überwachungseinrichtung IIb nachgebildet. Der Komparator 110b ver¬ gleicht den nachgebildeten Steuerstrom IB mit einem zweiten Referenzsignal IBMON, insbesondere einem zweiten Referenzstrom IBMON. In Abhängigkeit dieses Vergleichs stellt der Komparator 110b an einem Ausgang ein Rückführungssignal RS zur Verfügung. Der zweite Referenzstrom IBMON wird der Überwachungseinrichtung IIb durch einen Referenzschaltkreis 4b über einen zweiten Referenzsignalanschluss A7 zugeführt. Der zweite Referenzstrom IBMON wird von einer zweiten Referenzsignalquelle SP2 des Referenzschaltkreises 4b bereitgestellt. Die zweite Referenzsignalquelle SP2 ist als Stromspiegel ausgeführt und ist mit einer ersten Referenzsignalquelle SPla des Referenzschaltkreises 4b und einem Bezugspotenzialan- schluss GND gekoppelt. Durch die Kopplung mit der ersten Referenzsignalquelle SPla, die den ersten Referenzstrom IREF bereitstellt, wird der zweite Referenzstrom IBMON in Abhän¬ gigkeit des ersten Referenzstroms IREF erzeugt. Damit ist der zweite Referenzstrom IBMON in den Regelkreis zur Bereitstellung des Laststroms IL eingebunden und ist in seinem Wert abhängig von dem Laststrom IL. Infolgedessen vergleicht der Komparator 110b den Steuerstrom IB mit einer vom Laststrom IL abgeleiteten Größe.
Das Rückführungssignal RS wird einem Signalkonverter 5 zuge¬ leitet, der an einem Ausgang, der mit einem Rückführungsan- schluss A3 gekoppelt ist, ein externes Rückführungssignal ERS zur Verfügung stellt. Das externe Rückführungssignal ERS wird von einem nicht gezeigten DC/DC Spannungsregler verarbeitet, der daraufhin eine Lastspannung VL bereitstellt, die über der LED-Kette LK, dem NPN-Bipolartransistor SQn und dem Referenz- widerstand Rref abfällt. Der Stromverstärkungsfaktor, der über das Verhältnis des Laststroms IL zum Steuerstrom IB definiert ist, wird durch die Überwachungseinrichtung I Ib mit einem Limit verglichen. Dieses Limit kann über ein Variieren der zweiten Referenzsignalquelle SP2 in seinem Wert verändert werden. Dies ermöglicht es, den Stromverstärkungsfaktor für alle LED-Ketten LK zentral in dem Referenzschaltkreis 4b einzustellen. In der Schaltungsanordnung aus Figur 11 ist es erforderlich, den Stromverstärkungsfaktor individuell für jede LED-Kette LK durch den einstellbaren Widerstand 111 festzule- gen.
Anhand eines Beispiels wird die Funktionsweise der Schaltungsanordnung weiter erläutert. Für einen angestrebten Laststrom IL von 100 mA und ein Widerstandsverhältnis Rlsr zu Rref von 100 muss der erste Referenzstrom IREF auf einen Wert von 1 mA gesetzt werden. Bei einem minimalen Stromverstärkungsfaktor der Stromquelle SQn von 100 kann z. B. die
Schwelle, bei der die Lastspannung VL durch die Überwachungs¬ einrichtung I Ib und den Signalkonverter 5 nach oben korri- giert wird, auf einen Wert von 80 eingestellt werden. Fällt der aktuelle Stromverstärkungsfaktor auf einen Wert von 80 bei einem Laststrom IL von 100 mA, so beträgt der Steuerstrom IB 1,25 mA. Dies wiederum bedeutet, dass der veränderbare zweite Referenzstrom IBMON der zweiten Referenzsignalquelle SP2 ebenfalls auf einen Wert von 1,25 mA justiert werden muss. Dies wird erreicht durch Setzen eines Faktors von 1,25, da der zweite Referenzstrom IBMON in Abhängigkeit des ersten Referenzstroms IREF gesetzt wird. Als Resultat dieser Ein- Stellungen wird das Rückführungssignal RS zum Erhöhen der Lastspannung VL erzeugt, falls der Stromverstärkungsfaktor unter einen Wert von 80 fällt. Das Rückführungssignal RS wird außerdem dem Unterbrechungsde¬ tektor 13a zum Detektieren einer Unterbrechung innerhalb der LED-Kette LK zugeleitet. Der Unterbrechungsdetektor 13a stellt daraufhin ein Unterbrechungssignal US bereit. Die Steuersignal-Begrenzungsschaltung 16 verhindert, dass bei Vorliegen einer Unterbrechung innerhalb der LED-Kette LK der Steuerstrom IB auf unzulässige Werte erhöht wird, die den NPN-Bipolartransistor SQn zerstören könnten.
Figur 13 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine Schaltungsanordnung zur Steuerung einer Stromquelle SQn, die mit einer Last LK gekoppelt ist. Die Schaltungsanordnung um- fasst einen Laststromregler 10a, eine Kompensationsschaltung 15, eine Überwachungseinrichtung IIb, eine Steuersignal- Begrenzungsschaltung 16 und einen Unterbrechungsdetektor 13a. Die eben genannten Funktionsblöcke sind jeweils ein Mal pro LED-Kette LK bzw. Stromquelle SQn ausgeführt.
Des Weiteren umfasst die Schaltungsanordnung einen Referenz¬ schaltkreis 4c und einen Signalkonverter 5. Diese beiden Ein- heiten sind nur einmal ausgeführt und übernehmen damit eine zentrale Funktion für alle LED-Ketten LK bzw. alle Stromquellen SQn. Parallel angeordnete Pfeile zu den Signaleingängen dieser beiden Komponenten sollen verdeutlichen, dass auch die Signale der Ansteuerungsmodule für andere LED-Ketten LK bzw. Stromquellen SQn ausgewertet werden.
Der Laststromregler 10a umfasst einen Operationsverstärker 100, einen Transistor 101 und eine Stromquelle 102. Ein ers- ter Eingang des Operationsverstärkers 100 ist über einen ersten Referenzsignalansc luss A6 mit einer ersten Referenzsignalquelle SPlb des Referenzschaltkreises 4c verbunden. Die erste Referenzsignalquelle SPlb stellt an dem ersten Refe- renzsignalanschluss A6 ein erstes Referenzsignal VREF, insbe¬ sondere eine erste Referenzspannung VREF, zur Verfügung. Ein zweiter Eingang des Operationsverstärkers 100 ist mit einem Lastreferenzanschluss A2 gekoppelt, der wiederum mit dem Emitter des Bipolartransistors SQn und mit einem Referenzwi- derstand Rref verbunden ist. Durch den Referenzwiderstand
Rref fließt ein Laststrom IL, der dem Laststrom IL durch die LED-Kette LK entspricht. Der dadurch verursachte Spannungsab¬ fall am Referenzwiderstand Rref wird vom Operationsverstärker 100 mit der ersten Referenzspannung VREF verglichen. In Ab- hängigkeit davon steuert der Operationsverstärker 100 den mit einem Ausgang gekoppelten Transistor 101, um einen Steuerstrom IB zur Verfügung zu stellen. Der Steuerstrom IB wird einem Steueranschluss AI zugeleitet, der mit der Basis des Bipolartransistors SQn gekoppelt ist. Da das erste Referenz- signal VREF als erste Referenzspannung VREF ausgeführt ist, kann im Unterschied zu Figur 12 auf den Widerstand Rlsr verzichtet werden. Infolgedessen kann auch der Referenzwiderstand Rref außerhalb des Laststromreglers 10a und außerhalb der integrierten Schaltung angeordnet werden. Die Regelung des Laststroms IL erfolgt in Abhängigkeit des Verhältnisses des Widerstands Rref zu der ersten Referenzspannung VREF.
Die Kompensationsschaltung 15 subtrahiert den Steuerstrom IB vom Emitterstrom des Bipolartransistors SQn. Aus diesem Grund fließt durch den Referenzwiderstand Rref lediglich der Laststrom IL. Die Überwachungseinrichtung I Ib entspricht der Überwachungs¬ einrichtung I Ib aus Figur 12. Der zweite Referenzstrom IBMON wird von einer zweiten Referenzsignalquelle SP2 an dem zweiten Referenzsignalanschluss A7 bereitgestellt. Wie in Figur 12, stellt die zweite Referenzsignalquelle SP2 den zweiten Referenzstrom IBMON in Abhängigkeit des ersten Referenzsignals bereit. Da das erste Referenzsignal VREF in Figur 13 jedoch eine erste Referenzspannung und kein erster Referenz¬ strom IREF ist, muss die erste Referenzspannung VREF durch einen Spannung-zu-Strom-Konverter zunächst in einen Strom
IOUT umgewandelt werden. Das Umwandlungsverhältnis des Konverters wird beeinflusst über einen zentralen Referenzwiderstand Rrefl, der über einen Konverteranschluss KA mit dem Konverter gekoppelt ist. Der von dem Komparator 110b über- wachte Stromverstärkungsfaktor wird über das Verhältnis der Referenzwiderstände Rrefl zu Rref bestimmt.
Das folgende Beispiel soll die Dimensionierung der Referenzwiderstände Rref und Rrefl weiter verdeutlichen. Für einen angestrebten Laststrom von 100 mA und einen Referenzwiderstand Rref von 5 Ω muss die erste Referenzspannung VREF der ersten Referenzsignalquelle SPlb auf einen Wert von 500 mV eingestellt werden. Bei einem minimalen Stromverstärkungsfak¬ tor der Stromquelle SQn von 100 kann die Schwelle des Strom- Verstärkungsfaktors, bei dem die Überwachungseinrichtung I Ib eine Erhöhung einer Lastspannung VL anstößt, auf einen Wert von zum Beispiel 80 gesetzt werden. Dabei ist die Lastspan¬ nung VL diejenige Spannung, die über der LED-Kette LK, der Stromquelle SQn und dem Referenzwiderstand Rref abfällt.
Falls der Stromverstärkungsfaktor des Bipolartransistors SQn auf einen Wert von 80 abfällt, bedeutet dies bei einem Last¬ strom IL von 100 mA einen Steuerstrom IB von 1,25 mA. Damit muss auch der zweite Referenzstrom IBMON auf einen Wert von 1,25 mA eingestellt werden. Aus diesen Angaben kann dann der Wert des Referenzwiderstands Rrefl bestimmt werden. Er ergibt sich aus dem Wert der ersten Referenzspannung VREF von 500 mV geteilt durch den gewünschten Stromwert von 1,25 mA. Dies er- gibt einen Widerstandswert für den Referenzwiderstand Rrefl von 400 Ω. Bei dieser Dimensionierung der Widerstände Rref und Rrefl stellt der Komparator 110b am Ausgang das
Rückführungssignal RS zum Erhöhen der Lastspannung VL bereit, falls der Stromverstärkungsfaktor unter einen Wert von 80 sinkt.
Die Schaltungsanordnung aus Figur 14 zeigt eine weitere Aus¬ führungsform für die Steuerung einer Stromquelle SQn, die mit einer LED-Kette LK gekoppelt ist. Die Schaltungsanordnung entspricht im Wesentlichen der Schaltungsanordnung aus Figur 13. Sie zeigt lediglich eine weitere Variante für die Ein¬ stellung eines Schwellwertes für den Stromverstärkungsfaktor, der durch die Überwachungseinrichtung IIb eingestellt wird. Bei den Schaltungsanordnungen aus Figur 11 und 12 ist dieser Schwellwert entweder fest eingestellt (z. B. durch das Schal¬ tungsdesign in Form von speziell dimensionierten Widerständen) oder er kann über ein externes digitales Interface auf einen gewünschten Wert gesetzt werden. In Figur 13 wird der Stromverstärkungsfaktor über ein Verhältnis der externen Re- ferenzwiderstände Rref und Rrefl bestimmt.
Die Schaltungsanordnung aus Figur 14 umfasst einen weiteren Schaltkreis 17, um den Stromverstärkungsfaktor unter normalen Spannungsbedingungen auf derselben Baugruppe mit denselben Temperaturbedingungen wie bei den aktiv genutzten Komponenten nachzubilden. Dazu umfasst der weitere Schaltkreis 17 einen Bipolartransistor 170, der eine Nachbildung des Bipolartransistors SQn darstellt. Des Weiteren ist der Emitter des Bipo- lartransistors 170 über einen Widerstand 171 mit dem Bezugs- potenzialanschluss GND gekoppelt. Dieser Schaltungsauf au des weiteren Schaltkreises 17 entspricht der Anordnung des Bipolartransistors SQn und des Referenzwiderstands Rref. Der wei- tere Schaltkreis 17 umfasst außerdem einen Operationsverstärker 172, einen Transistor 173 und einen Transistor 174.
Der Operationsverstärker 172 ist wie der Operationsverstärker 100 des Laststromreglers 10a über einen ersten Eingang mit dem ersten Referenzsignalanschluss A6 gekoppelt. Ein zweiter Eingang des Operationsverstärkers 172 ist mit einem Referenz- anschluss RA2 verbunden, der seinerseits mit dem Emitter des Bipolartransistors 170 und mit dem Widerstand 171 gekoppelt ist. Der Emitterstrom des Bipolartransistors 170 fließt durch den Widerstand 171 und erzeugt einen Spannungsabfall. Dieser Spannungsabfall am Widerstand 171 wird vom Operationsverstär¬ ker 172 mit der ersten Referenzspannung VREF verglichen. In Abhängigkeit dieses Vergleichs steuert der Operationsverstärker 172 den Transistor 173, der mit einem Ausgang des Opera- tionsverstärkers 172 verbunden ist. Vom Transistor 173 wird an einem Ausgang, der mit einem Referenzanschluss RAI gekoppelt ist, ein Referenzsteuersignal IBREF zur Verfügung gestellt. Das Referenzsteuersignal IBREF wird der Basis des Bi¬ polartransistors 170 zugeleitet, die mit dem Referenzan- schluss RAI gekoppelt ist. Der Transistor 174, der ebenfalls mit dem Ausgang des Operationsverstärker 172 gekoppelt ist, bildet das Referenzsteuersignal IBREF nach und leitet dieses der zweiten Referenzsignalquelle SP2 des Referenzschaltkreises 4c zu. Die zweite Referenzsignalquelle SP2 stellt darauf- hin den zweiten Referenzstrom IBMON in Abhängigkeit des Referenzsteuersignals IBREF ein. Damit wird die Schwelle für den Stromverstärkungsfaktor aus dem weiteren Schaltkreis 17 und insbesondere der Nachbildung der Stromquelle SQn in Form des Bipolartransistors 170 gewonnen. Dabei kann der Stromverstärkungsfaktor entweder direkt von dem Bipolartransistor 170 abgeleitet oder auch um einen bestimmten Faktor korrigiert werden. Dieser fixe oder einstellbare Faktor wird bestimmt über eventuell unterschiedliche elektrische Eigenschaften der Transistoren 174 und 173 und/oder das Verhältnis der Widerstände 171 und Rref. Die Be- Stimmung des Schwellwerts des Stromverstärkungsfaktors durch die Widerstände ist vorteilhaft, da in diesem Fall die Bipolartransistoren unabhängig von den Gesichtspunkten des Stromverstärkungsfaktors ausgewählt werden können. Außerdem kann durch den weiteren Schaltkreis 17 eine Temperaturabhängigkeit der Schaltungsanordnung vermieden werden, da der Bipolartransistor 170 im Wesentlichen das gleiche Temperaturverhalten aufweist wie der Bipolartransistor SQn. Eine Temperaturabhängigkeit der Schaltungsanordnung wird auch dadurch reduziert, dass der weitere Schaltkreis 17 den gleichen Umgebungsbedin- gungen ausgesetzt ist wie der aktive Schaltungsanteil zur Steuerung der Stromquelle SQn.
Im Folgenden wird detailliert die Funktionsweise des Zählers innerhalb des Signalkonverters 5 beschrieben. Die Überwa- chungseinrichtung IIb erzeugt an ihrem Ausgang das Rückführungssignal RS. Dieses Rückführungssignal RS wird zur Steuerung des Zählers genutzt.
Zunächst wird die Situation zum Hochzählen des Zählers mit Hilfe des Zählsignals UCS betrachtet. Falls der Stromverstärkungsfaktor unter den definierten Schwellwert fällt, so ist dies ein Anzeichen, dass die Kollektor-Emitter-Spannung VCE an der Stromquelle SQn zu niedrig ist. In diesem Fall wird der Zähler mit Hilfe des Zählsignals UCS und unter Berück¬ sichtigung des Taktsignals CLK1 hoch gezählt. Das Taktsignal CLK1 bewirkt eine schnelle Taktung beim Hochzählen des Zählers. Als Auswirkung davon wird die Lastspannung VL und damit die Kollektor-Emitter-Spannung VCE an der Stromquelle SQn erhöht .
Anschließend wird das Runterzählen des Zählers betrachtet. Falls über einen längeren Zeitraum kein aktives Rückführungs- signal RS anliegt, so wird der Zähler mit Hilfe des Zählsignals DCS unter Berücksichtigung des Taktsignals CLK2 runtergezählt. Dabei führt das Taktsignal CLK2 zu einer langsameren Taktung beim Runterzählen . Als Resultat des Runterzählens wird die Lastspannung VL und damit die Kollektor-Emitter- Spannung VCE der Stromquelle SQn solange gesenkt, bis die
Überwachungseinrichtung IIb wieder ein aktives Rückführungssignal RS zur Verfügung stellt.
Zusammengefasst bedeutet dies, dass die Regelung der Lastspannung VL zwischen zwei Zuständen wechselt. In dem ersten Zustand wird der Zähler aufgrund eines aktiven Rückführungs¬ signals RS hoch gezählt, bis das Rückführungssignal RS aufgrund der erhöhten Lastspannung VL und damit der erhöhten Kollektor-Emitter-Spannung VCE der Stromquelle SQn wieder ge¬ löscht wird. In dem anderen Zustand wird der Zähler mangels eines aktiven Rückführungssignals RS solange runtergezählt, bis die Überwachungseinrichtung IIb wieder ein aktives Rückführungssignal RS aufgrund einer zu niedrigen Kollektor- Emitter-Spannung VCE der Stromquelle SQn bereitstellt. Um ein Hin- und Herschalten zwischen diesen zwei Zuständen zu vermeiden, kann die Überwachungseinrichtung IIb in einem nicht gezeigten Ausführungsbeispiel ein zweites Mal implementiert werden. Diese zweite Überwachungseinrichtung IIb weist einen etwas höheren Schwellwert für den Stromverstärkungsfaktor auf. Falls die zweite Überwachungseinrichtung IIb ein zweites Rückführungssignal zur Verfügung stellt, so kann die Funktionsweise des Zählers folgendermaßen modifiziert werden. Falls das Rückführungssignal RS einer beliebigen LED-Kette LK aktiv ist, wird der Zähler hoch gezählt. Falls kein Rückführungssignal RS aktiv ist, jedoch wenigstens ein zweites Rückführungssignal aktiv ist, so verbleibt der Zähler in seinem aktuellen Status. Falls weder das Rückführungssignal RS noch das zweite Rückführungssignal aktiv sind, wird der Zähler nach einer bestimmten Wartezeit runter gezählt. Durch diese Maßnahme kann das oben beschriebene Schalten zwischen zwei Zuständen für den Zähler vermieden werden.
Figur 15 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine Schaltungsanordnung zur Steuerung einer Stromquelle SQn, die mit einer LED-Kette LK gekoppelt ist. Der Schaltungsaufbau von Figur 15 entspricht im Wesentlichen der Schaltungsanordnung von Figur 12. Im Unterschied zu Figur 12 umfasst die Schaltungsanordnung aus Figur 15 zusätzlich einen Kurzschlussdetektor 12a und einen erweiterten Referenzschaltkreis 4d. Der Kurzschlussdetektor 12a dient zur Ermittlung eines Kurzschlusses innerhalb der LED-Kette LK. Die Stromquelle SQn ist in diesem Ausführungsbeispiel als NPN-Bipolartransistor realisiert. Eine Kurzschlussdetektierung kann daher durch eine Überwachung der Basis-Emitter-Spannung VBE des NPN- Bipolartransistors SQn erfolgen.
Der Kurzschlussdetektor 12a umfasst einen Komparator 120a, einen Operationsverstärker 121, einen Widerstand 122 und einen Debouncer. Der erste Eingang des Operationsverstärkers 121 ist mit einer dritten Referenzsignalquelle SP4 des Referenzschaltkreises 4d verbunden. Die dritte Referenzsignal- quelle SP4 ist mit einem Bezugspotenzialanschluss GND und mit einer Stromquelle SQ4 verbunden, die ihrerseits mit einem An- schluss zur Zuführung einer Versorgungsspannung VDD gekoppelt ist. Die dritte Referenzsignalquelle SP4 ist als Stromspiegel zu der Stromquelle SQ4 realisiert und stellt an einem An- schluss, der mit dem ersten Eingang des Operationsverstärkers 121 gekoppelt ist, ein drittes Referenzsignal SLD-REF zur Verfügung. Der erste Eingang des Operationsverstärkers 121 ist außerdem über den Widerstand 122 mit einem Ausgang des Operationsverstärkers 121 verbunden. Dieser Ausgang des Operationsverstärkers 121 ist außerdem mit einem ersten Eingang des Komparators 122 gekoppelt. Ein zweiter Eingang des Opera¬ tionsverstärkers 121 ist mit dem Lastreferenzanschluss A2 und damit mit dem Emitteranschluss des NPN-Bipolartransistors SQn elektrisch verbunden.
Der Operationsverstärker 121 wertet die Signale an seinem ersten und an seinem zweiten Eingang aus und stellt an seinem Ausgang eine Referenzspannung zur Detektierung eines Kurz- Schlusses bereit. Diese Referenzspannung repräsentiert den minimalen Wert der Basisspannung des NPN-Bipolartransistors SQn, um den Bipolartransistor SQn vor einer thermischen Zerstörung zu bewahren. Der Komparator 120a ist über einen zwei¬ ten Eingang mit dem Steueranschluss AI und damit mit der Ba- sis des NPN-Bipolartransistors SQn gekoppelt. Der Komparator 120a vergleicht die aktuelle Basisspannung des Bipolartransistors SQn mit der Referenzspannung, die von dem Operationsverstärker 121 bereitgestellt wird, und stellt in Abhängigkeit dieses Vergleichs an einem Ausgang, der mit dem Deboun- cer gekoppelt ist, ein Vergleichssignal zur Verfügung. Die eingangsseitigen Spannungen des Komparators 120a beziehen sich jeweils auf ein Spannungspotenzial am Emitter des NPN- Bipolartransistors SQn. Dies ermöglicht eine höhere Genauig- keit als bei einem Bezug auf den Bezugspotenzialanschluss GND.
Das Vergleichssignal des Komparators 120a wird von dem De- bouncer bewertet, der daraufhin ein Kurzschlusssignal KS an einem Ausgang zur Verfügung stellt. Der Debouncer ist erforderlich, um kurzfristige Signalschwankungen innerhalb der Schaltungsanordnung auszublenden. Damit wird eine höhere Zu¬ verlässigkeit für die Bereitstellung des Kurzschlusssignals KS erreicht.
Das Kurzschlusssignal KS wird einem nicht gezeigten Kanal- Controller 2 zugeleitet, der daraufhin den Laststromregler 10a deaktiviert. Durch die Deaktivierung des Laststromreglers 10a wird die Stromquelle SQn ausgeschaltet und damit vor einer thermischen Zerstörung bewahrt. Der Schwellwert für eine Kurzschlusserkennung kann über eine Anpassung des dritten Referenzsignal SLD-REF, insbesondere eines dritten Referenzstroms SLD-REF, verändert werden. Der Schwellwert für den dritten Referenzstrom SLD-REF sollte dabei so gewählt werden, dass sich der Schwellwert für die Sperrschicht-Temperatur des Bipolartransistors SQn in einem Bereich von 110 bis 140°C bewegt . Bei Vorliegen eines Kurzschlusses innerhalb der LED-Kette LK fällt am Bipolartransistor SQn eine hohe Kollektor-Emitter- Spannung VCE ab. Diese hohe Kollektor-Emitter-Spannung VCE mit gegebenem Laststrom IL führt zu einer Überhitzung des Bipolartransistors SQn. In der normalen Betriebssituation des Bipolartransistors SQn fällt eine kleine Kollektor-Emitter- Spannung VCE an dem Bipolartransistor SQn ab, die sich in einem Bereich bis zu 2 V bewegt. Infolgedessen beläuft sich die Verlustleistung bei einem Laststrom IL durch die LED-Kette LK von 100 mA auf einen Wert von 200 mW. Bei einer kurzgeschlossenen LED erhöht sich die Kollektor-Emitter-Spannung VCE um einen Wert von 3 V, was zu einer Verlustleistung von 500 mW führt. Konsequenterweise führen dann zwei kurzgeschlossene LEDs zu einer Erhöhung des Kollektor-Emitter-Spannung VCE um 6 V und einer Verlustleistung von 800 mW. Infolge der Verlustleistung steigt die Sperrschicht-Temperatur des Bipolartransistors SQn. Wie bereits ausführlich in der Beschrei¬ bung zu Figur 6 erläutert, fällt damit die Basis-Emitter- Spannung VBE des Bipolartransistors SQn (ca. 2 mV/K) .
Zusammengefasst ermöglicht die Überwachung der Basis-Emitter- Spannung VBE des Bipolartransistors SQn die Detektierung einer höheren Verlustleistung hervorgerufen durch einen Fehler- fall und damit auch die Erkennung eines Kurzschlusses einer oder mehrerer LEDs innerhalb der LED-Kette LK.
In der oben beschriebenen Ausführungsform des Kurzschlussdetektors 12a wird die Sperrschicht-Temperatur des Bipolartransistors SQn gegen eine konstante Temperaturschwelle vergli- chen, die über einen konstanten dritten Referenzstrom SLD-REF vorgegeben ist. Dies kann dazu führen, dass insbesondere bei niedrigen Umgebungstemperaturen der Kurzschluss mehrerer LEDs notwendig ist, um einen Kurzschluss zuverlässig zu detektie- ren. Da die Umgebungstemperatur innerhalb der Schaltungsan- Ordnung verfügbar ist, kann der dritte Referenzstrom SLD-REF in einer weiteren Ausführungsform abhängig von der Umgebungstemperatur gestaltet werden. Die notwendige Korrektur der Einflüsse durch die Umgebungstemperatur wird über einen negativen Temperaturkoeffizienten des dritten Referenzstroms SLD- REF erreicht. Der dritte Referenzstrom mit dem negativen Temperaturkoeffizienten kann von einem Reverenz-Halbleiter- Bauelement abgeleitet werden. Mit Hilfe dieser Schaltungsanordnung kann eine Abweichung in der Erwärmung eines spezifi- sehen NPN-Bipolartransistors SQn unabhängig von der aktuellen Umgebungstemperatur erkannt werden. Damit wird eine höhere Zuverlässigkeit der Kurzschlusserkennung erreicht. In einer weiteren Ausführungsform des Kurzschlussdetektors 12a kann ein externer nachgebildeter Referenztransistor verwendet werden, um die Temperaturabhängigkeit der Schaltungsanordnung zu berücksichtigen. Über diesen Referenztransistor wird eine bauteilspezifische und umgebungsabhängige Basis- Emitter-Spannung VBE zur Verfügung gestellt. Diese Basis- Emitter-Spannung VBE des Referenztransistors wird dann mit der aktuell gemessenen Basis-Emitter-Spannung VBE des Bipolartransistors SQn verglichen. Sinkt die Basis-Emitter- Spannung VBE des Bipolartransistors SQn weit unter den Wert der Basis-Emitter-Spannung VBE des Referenztransistors, so liegt ein Kurzschluss vor. Auch in dieser Aus führungs form wird eine Abweichung in der Erwärmung eines spezifischen NPN- Bipolartransistors SQn unabhängig von der Umgebungstemperatur detektiert .
Figur 16 zeigt Verfahrensschritte S100 bis S105 zur Steuerung einer mit einer Last LK gekoppelten Stromquelle SQn. Dabei fließt durch die Last LK ein Laststrom IL. Der Verfahrensschritt S100 umfasst ein Vergleichen des Laststroms oder einer vom Laststrom IL abgeleiteten Größe mit einem ersten Referenzsignal IL-REF, IREF, VREF. In diesem Ausführungsbeispiel ist das erste Referenzsignal IL-REF, IREF, VREF als erster Referenzstrom IREF ausgeführt. In einer al- ternativen, nicht gezeigten Ausführungsform kann das erste Referenzsignal IL-REF, IREF, VREF auch als erste Referenzspannung VREF realisiert sein. Im Verfahrensschritt S101 wird ein Steuersignal IB in Abhän¬ gigkeit des Vergleichs des Laststroms IL oder vom Laststrom IL abgeleiteten Größe mit dem ersten Referenzstrom IREF bereitgestellt. In diesem Ausführungsbeispiel entspricht das Steuersignal IB einem Steuerstrom IB zur Steuerung der Stromquelle SQn.
Der weitere Verfahrensschritt S103 umfasst ein Vergleichen des Steuerstroms IB oder einer vom Steuerstrom IB abgeleite- ten Größe mit dem Laststrom IL oder vom Laststrom IL abgeleiteten Größe. In diesem Ausführungsbeispiel wird eine erste Spannung, die der Steuerstrom IB an einem ersten Widerstand erzeugt, mit einer zweiten Spannung verglichen, die der Laststrom IL in einem zweiten Widerstand generiert.
Im Verfahrensschritt S104 wird ein Rückführungssignal RS in Abhängigkeit des Vergleichs dieser beiden Spannungen bereitgestellt. Das Rückführungssignal RS wiederum regelt eine Lastspannung VL, die über der Stromquelle SQn und der Last LK abfällt.
Der Verfahrensschritt S103 kann weiterhin das Ermitteln eines Verstärkungsfaktors umfassen. In diesem Aus führungsbeispiel entspricht der Verstärkungsfaktor einem Stromverstärkungs fak- tor, der aus dem Vergleich des Steuerstroms IB oder der vom Steuerstrom IB abgeleiteten Größen mit dem Laststrom IL oder vom Laststrom IL abgeleiteten Größe bestimmt wird. Das Rückführungssignal RS wird in Abhängigkeit des Stromverstärkungsfaktors bereitgestellt.
Des Weiteren kann das geschilderte Verfahren einen Verfahrensschritt S102 umfassen, bei dem der Steuerstrom IB von einem Ausgangsstrom der Stromquelle SQn subtrahiert wird. Damit wird ein Strom zur Regelung des Steuerstroms IB und/oder zur Ermittlung des Stromverstärkungsfaktors bereitgestellt, der dem Laststrom IL entspricht. In einer weiteren Ausführungsform weist das Verfahren zur Regelung der Stromquelle SQn einen weiteren Verfahrensschritt S105 auf. In diesem Schritt wird ein Differenzsignal mit einem dritten Referenzsignal SLD-REF verglichen, um einen Kurz- schluss innerhalb der Last LK zu detektieren. Das Differenz- signal wird an verschiedenen Anschlüssen der Stromquelle SQn abgegriffen und entspricht vorzugsweise einer Basis-Emitter- Spannung VBE der Stromquelle SQn. Das dritte Referenzsignal SLD-REF ist vorzugsweise einstellbar und insbesondere von der Temperatur abhängig.

Claims

Patentansprüche
1. Regelkreisanordnung zur Regelung einer Stromquelle (SQn) , die eine Last (LK) versorgt, die Regelkreisanordnung aufwei¬ send
- einen ersten Regelkreis zur Regelung eines Steuersignals (IB), das ausgeführt ist, die Stromquelle (SQn) und damit einen Laststrom (IL), der durch die Stromquelle (SQn) und die Last (LK) fließt, zu steuern, wobei eine Regelgröße des ersten Regelkreises dem Laststrom (IL) oder einer vom Laststrom (IL) abgeleiteten Größe entspricht und wobei eine Führungsgröße des ersten Regelkreises ein erstes Referenz¬ signal (IL-REF, IREF, VREF) ist,
- einen zweiten Regelkreis zur Regelung einer Lastspannung (VL) , die über der Stromquelle (SQn) und der Last (LK) abfällt, wobei eine Regelgröße des zweiten Regelkreises dem Laststrom (IL) oder der vom Laststrom (IL) abgeleiteten Größe entspricht und wobei eine Führungsgröße des zweiten Regelkreises das Steuersignal (IB) oder eine vom Steuersig¬ nal (IB) abgeleitete Größe ist.
2. Regelkreisanordnung nach Anspruch 1,
wobei die Regelgröße des ersten und des zweiten Regelkreises eine Regelspannung ist, die der Laststrom (IL) an einem Referenzwiderstand (Rref) erzeugt.
3. Regelkreisanordnung nach Anspruch 1,
wobei die Regelgröße des ersten Regelkreises die Regelspannung ist und wobei die Regelgröße des zweiten Regelkreises ein zweites Referenzsignal (IBMON) ist, das in Abhängigkeit der Führungsgröße des ersten Regelkreises (IL-REF, IREF, VREF) bestimmt wird.
4. Regelkreisanordnung nach wenigstens einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend:
- einen Kurzschlussdetektor (12a), der ausgeführt ist, einen Kurzschluss innerhalb der Last (LK) zu detektieren und da- von abhängig den ersten und zweiten Regelkreis anzusteuern.
5. Schaltungsanordnung zur Steuerung einer Stromquelle (SQn), die eine Last (LK) versorgt, die Schaltungsanordnung aufwei¬ send
- einen Steueranschluss (AI), der ausgeführt ist, ein Steuersignal (IB) zur Steuerung der Stromquelle (SQn) bereitzustellen,
- einen Lastreferenzanschluss (A2), der mit einem Ausgang der Stromquelle (SQn) koppelbar ist und der ausgeführt ist, ei- nen Laststrom (IL), der durch die Stromquelle (SQn) und die
Last (LK) fließt, oder eine von dem Laststrom (IL) abgeleitete Größe zur Verfügung zu stellen,
- einen ersten Referenzsignalanschluss (A6) , der mit einer ersten Referenzsignalquelle (SP1, SPla, SPlb) koppelbar ist und der ausgeführt ist, ein erstes Referenzsignal (IL-REF,
IREF, VREF) bereitzustellen,
- einen Laststromregler (10a), der eingangsseitig mit dem ersten Referenzsignalanschluss (A6) und dem Lastreferenzan¬ schluss (A2) gekoppelt ist und der ausgeführt ist, das Steuersignal (IB) an einem Ausgang, der mit dem Steueranschluss (AI) gekoppelt ist, in Abhängigkeit eines Vergleichs des Laststroms (IL) oder der vom Laststrom (IL) abgeleiteten Größe mit dem ersten Referenzsignal (IL-REF, IREF, VREF) bereitzustellen,
- einen Rückführungsanschluss (A3), der ausgeführt ist, ein externes Rückführungssignal (ERS) zur Einstellung einer Lastspannung (VL) bereitzustellen, die über der Stromquelle (SQn) und der mit ihr gekoppelten Last (LK) abfällt, - eine Überwachungseinrichtung ( IIa, IIb), die eingangsseitig mit dem Ausgang des Laststromreglers (10a) und einem der Eingänge des Laststromreglers (10a) gekoppelt ist und die ausgeführt ist, das Rückführungssignal (RS) an einem Aus- gang, der mit dem Rückführungsanschluss (A3) gekoppelt ist, in Abhängigkeit eines Vergleichs des Steuersignals (IB) oder einer vom Steuersignal (IB) abgeleiteten Größe mit dem Laststrom (IL) oder der vom Laststrom (IL) abgeleiteten Größe zur Verfügung zu stellen.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5,
wobei der eine Eingang des Laststromreglers (10a) mit dem Lastreferenzanschluss (A2) gekoppelt ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, weiter umfassend:
- einen zweiten Referenzsignalanschluss (A7), der zur Zuführung eines zweiten Referenzsignals (IBMON) mit einer zweiten Referenzsignalquelle (SP2) koppelbar ist, wobei die zweite Referenzsignalquelle (SP2) mit der ersten Referenz- signalquelle (SP1, SPla, SPlb) gekoppelt ist und wobei der eine Eingang des Laststromreglers (10a) mit dem zweiten Re- ferenzsignalanschluss (A7) gekoppelt ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7,
wobei das zweite Referenzsignal (IBMON) in Abhängigkeit eines weiteren Schaltkreises (17) einstellbar ist, dessen Temperaturverhalten im Wesentlichen einem Temperaturverhalten der Stromquelle (SQn) entspricht.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, umfassend :
- eine Kompensationsschaltung (15), die mit dem Lastreferenzanschluss (A2) gekoppelt ist und die ausgeführt ist, von einem von der Stromquelle (SQn) abgegebenen Ausgangsstrom das Steuersignal (IB) zu subtrahieren.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, um- fassend:
- einen Kurzschlussdetektor (12a), der mit dem Lastreferenz- anschluss (A2) und dem Steueranschluss (AI) gekoppelt ist und der ausgeführt ist, ein Kurzschlusssignal (KS) in Ab¬ hängigkeit eines Differenzsignals zwischen diesen Anschlüs- sen (AI, A2 ) und einem dritten Referenzsignal (SLD-REF) bereitzustellen.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10,
bei der die Stromquelle (SQn) einen Transistor umfasst und bei der das Differenzsignal einer Basis-Emitter Spannung entspricht .
12. Verfahren zur Steuerung einer Stromquelle (SQn), die eine Last (LK) versorgt, das Verfahren umfassend
- Vergleichen eines Laststroms (IL), der durch die Stromquel¬ le (SQn) und die Last (LK) fließt, oder einer vom Laststrom (IL) abgeleiteten Größe mit einem ersten Referenzsignal (IL-REF, IREF, VREF) ,
- Bereitstellen eines Steuersignals (IB) in Abhängigkeit des Vergleichs des Laststroms (IL) oder der vom Laststrom (IL) abgeleiteten Größe mit dem ersten Referenzsignal (IL-REF, IREF, VREF), wobei das Steuersignal (IB) die Stromquelle (SQn) steuert,
- Vergleichen des Steuersignals (IB) oder einer vom Steuer- signal (IB) abgeleiteten Größe mit dem Laststrom (IL) oder der vom Laststrom (IL) abgeleiteten Größe,
- Bereitstellen eines Rückführungssignals (RS) in Abhängigkeit des Vergleichs des Steuersignals (IB) oder der vom Steuersignal (IB) abgeleiteten Größe mit dem Laststrom (IL) oder der vom Laststrom (IL) abgeleiteten Größe, wobei das Rückführungssignal (RS) eine Lastspannung (VL) regelt, die über der Stromquelle (SQn) und der Last (LK) abfällt.
13. Verfahren nach Anspruch 12, weiter umfassend:
- Ermitteln eines Verstärkungsfaktors aus dem Vergleich des Steuersignals (IB) oder der vom Steuersignal (IB) abgelei¬ teten Größe mit dem Laststrom (IL) oder der vom Laststrom (IL) abgeleiteten Größe, wobei das Steuersignal (IB) einem
Steuerstrom und der Verstärkungsfaktor einem Stromverstärkungsfaktor entspricht, und
- Bereitstellen des Rückführungssignals (RS) in Abhängigkeit des Stromverstärkungsfaktors.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 13, weiter umfassend :
- Subtrahieren des Steuersignals (IB) von einem Ausgangsstrom der Stromquelle (SQn), um den Laststrom (IL) zur Regelung des Steuersignals (IB) und/oder zur Ermittlung des Verstärkungsfaktors zu erhalten.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, weiter um¬ fassend :
- Vergleichen eines Differenzsignals, das an Anschlüssen (AI, A2 ) der Stromquelle (SQn) abgreifbar ist und das vorzugsweise einer Basis-Emitter Spannung eines Transistors entspricht, mit einem dritten Referenzsignal (SLD-REF) , das vorzugsweise einstellbar und insbesondere von der Tempera- tur abhängig ist, um einen Kurschluss innerhalb der Last
(LK) zu detektieren.
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