WO2012069045A2 - Schaltung zum schutz gegen verpolung - Google Patents

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WO2012069045A2
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Init Innovative Informatikanwendungen In Transport-, Verkehrs- Und Leitsystemen Gmbh
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    • H02J7/0034—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries with safety or protection devices or circuits using reverse polarity correcting or protecting circuits
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    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/30—Modifications for providing a predetermined threshold before switching
    • H03K2017/307—Modifications for providing a predetermined threshold before switching circuits simulating a diode, e.g. threshold zero

Definitions

  • the invention relates to a circuit for protecting an electrical consumer against reverse polarity using a MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor), wherein the circuit is connected on the input side to a power supply and the output side to the consumer and wherein the source terminal of the MOSFET with the power supply and the Drain terminal of the MOSFET is connected to the consumer.
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • a diode in the input circuit also has the distinct advantage that it unfolds a buffer effect together with the capacitors in the device. For example, if the input voltage suddenly collapses during a starting operation in a vehicle, the capacitors with the charge stored there can maintain the functions of the apparatus for a certain time.
  • the diode prevents the charge in the capacitors from discharging in the direction of the power supply. For example, in a vehicle, the discharge would be via external loads such as the starter. The diode thus allows a certain support effect.
  • a decisive disadvantage of diodes is that they have a voltage loss of approximately 0.5 to 1 V in the direction of flow. This voltage loss has a negative effect on the device's properties in two respects.
  • the total power loss of the device increases.
  • the operating voltage has to be selected by 0.5 to 1 V higher than actually necessary due to the voltage loss across the diode. If the chip is not sufficiently selected reserve, for example, in a vehicle, the voltage drop across the diode can cause a reset of a device is triggered during a starting process.
  • MOSFETs metal oxide semiconductor field effect transistor
  • MOSFETs have the advantage that only a voltage of the order of 0.1 V drops across them. If the supply voltage is connected in reverse polarity, the MOSFET blocks; if it is correctly connected, the MOSFET conducts. Due to the relatively low voltage drop across the MOSFET, the losses can be greatly reduced.
  • a disadvantage of such protective circuits is that they differ significantly in dynamic behavior from a diode. MOSFETs conduct electricity in both directions when switched on. If the supply voltage drops, for example during a starting process in a vehicle, the capacities in the device thereby discharge via the MOSFET and via external loads. A support effect like using a diode does not exist.
  • the present invention is therefore the object of a protective circuit against reverse polarity of the type mentioned in such a way and further, that a safe reverse polarity protection can be realized with a dynamic behavior similar to a diode with low power dissipation.
  • the above object is achieved by the features of claim 1.
  • the circuit in question is characterized in that the gate of the MOSFET is connected to the collector of a first bipolar transistor and the source of the MOSFET is connected to the emitter of the first bipolar transistor and that the base of the first bipolar transistor is controlled with a control current, wherein the control current is derived from the voltage at the drain of the MOSFET.
  • a protection circuit can be achieved that is close to the behavior of an "ideal diode.”
  • An ideal diode conducts when current in the flow direction is desired, leaving only a negligible voltage drop across the diode.
  • Ideal diodes block very quickly when the current is reversed, and this can be realized by the protective circuit according to the invention
  • the gate of the MOSFET is connected to the collector of a first bipolar transistor and the source of the MOSFET is connected to the emitter of the first bipolar transistor
  • the base of the first bipolar transistor is driven by a control current derived from the voltage at the drain of the MOSFET so that the behavior of the MOSFET can be controlled by the voltage between the source and drain of the MOSFET.
  • a voltage is applied to the gate, which turns on the MOSFET.
  • a voltage of the order of 0.1 V drops across the MOSFET.
  • the first bipolar transistor is set in such a way that it blocks and thus has no influence on the behavior of the MOSFET. If the voltage at the source of the MOSFET breaks down, the emitter of the bipolar transistor is pulled to a lower level and the bipolar transistor switches through. The control voltage at the gate of the MOSFET is pulled down and the gate is discharged. The MOSFET becomes more high-impedance and the voltage at the emitter of the bipolar transistor continues to drop. This discharges the gate faster and faster until the MOSFET completely shuts off.
  • a circuit is provided according to the invention realized in the switched state, a voltage drop in the range of 0.1 V and below, but at the same time completely blocks in case of a voltage dip or reverse polarity.
  • the behavior of the circuit according to the invention is relatively close to that of an ideal diode.
  • a diode is used to derive the control current from the voltage at the drain of the MOSFET.
  • a diode there are Defined voltage level, since over a diode after exceeding the threshold voltage in wide ranges a nearly constant voltage drops.
  • this is formed by the base-emitter path of a second bipolar transistor.
  • This is preferably of the same type as the first bipolar transistor. This can be avoided in a simple manner that a different behavior of the first and the second bipolar transistor have a negative impact on the function of the circuit.
  • the first and second bipolar transistors could be placed as close to each other as possible. For very high demands, further improvements can be achieved when using a paired transistor in which two identical transistors are housed in a common housing. As a result, the threshold of the first transistor is clearly defined.
  • a second diode For even further improvement of the protection circuit may be arranged between the emitter and base of the second bipolar transistor, a second diode.
  • This diode can prevent too high reverse voltage between emitter and base in case of reverse polarity or voltage dip. If "only" one diode is used to derive the control current for the first bipolar transistor, the second diode would also be usable, with the second diode then being connected in anti-parallel to the first diode.
  • a resistor may be arranged between the first diode and the drain of the MOSFET. This resistor is used to affect the voltage between the gate and drain and thus in turn adjust the voltage drop across the source and drain.
  • a zener diode could be arranged in the source-gate direction parallel to the MOSFET. If too high a voltage drops across the zener diode in the event of a voltage dip or reverse polarity, then the zener diode would conduct, thus bypassing the MOSFET. The voltage between gate and Source is limited by this measure to the amount of breakdown voltage of the zener diode.
  • the wiring of the MOSFET can be powered by an auxiliary voltage.
  • the auxiliary voltage is generated by a charge pump.
  • the auxiliary voltage is preferably generated from the voltage at the drain of the MOSFET. This ensures a defined voltage difference between the voltage at the drain and the supply voltage of the wiring elements.
  • the auxiliary voltage may be above the supply voltage.
  • a preferred auxiliary voltage is 5 V above the supply voltage. Depending on the choice of the circuit elements, however, other voltage values can also be realized.
  • a third diode may be arranged in parallel to the MOSFET in the source-drain direction.
  • This diode may be formed by a diode integrated in the MOSFET. Additionally or alternatively, the third diode could be located external to the MOSFET. In this way, when an input voltage is applied to the protection circuit, the connected consumer is supplied comparatively quickly. If the auxiliary voltage for supplying the Bescharisimplantation of the MOSFETs is generated from the voltage at the drain of the MOSFETs, no further measures are necessary by the third diode to allow the building of the auxiliary voltage. The diode with the relatively high voltage drop, however, only acts during the switch-on process. After the MOSFET has been turned on, a lower voltage is dropped across the MOSFET, so that the voltage across the third diode is no longer sufficient to bring it into a conductive state or to hold it in the conducting state.
  • the third diode is preferably formed by a Schottky diode. This further reduces the power loss during the relatively short switch-on process.
  • the MOSFET is operated in the linear region.
  • the gate does not saturate and can be eliminated more quickly when the MOSFET is switched off, for example when the supply voltage drops. This contributes to an improvement of the dynamic behavior in case of error.
  • FIG. 1 shows a protective circuit according to the prior art with a diode
  • FIG. 2 shows three embodiments of protective circuits according to the prior art using a MOSFET
  • FIG. 3 shows a first embodiment of a protection circuit according to the invention
  • Fig. 4 shows a second embodiment of a protection circuit according to the invention with components for improving the behavior of the circuit
  • Fig. 5 shows the second embodiment of a protection circuit according to the invention with an exemplary selection of components.
  • Figures 1 and 2 show protection circuits as known from the prior art.
  • Fig. 1 shows the use of a diode as reverse polarity protection.
  • the diode connects the voltage source with the other electronics.
  • a capacitor which is connected after the diode between the connecting line to the other electronics and ground, is representatively drawn as a buffer capacitor. If the input voltage, for example during a starting process of a vehicle, experiences a voltage dip, as shown in the diagram at the bottom left, the diode prevents a current flow in the direction of the supply network and the capacitor with its stored charge can continue to function for a certain time Maintain electronics. Without the diode, the capacitor would not have this supporting effect, since external loads, such as the starter, would discharge the capacitor. As a result, the output voltage to other electronics breaks much less than the input voltage, as can be seen in the diagrams to the right and left of FIG. 1.
  • Fig. 2 shows a further protection circuit known from the prior art.
  • This protection circuit is based on a p-channel MOSFET.
  • the source is connected to an input voltage, drain to the other electronics and the gate is grounded. If an input voltage between 5 and 15 V, the MOSFET turns on and the other electronics are powered. With a reverse polarity connection, i. at an input voltage ⁇ 0 V, the MOSFET does not turn on, so that a reverse polarity protection is guaranteed.
  • the circuit according to FIG. 2B shows a further embodiment in which elements for protecting the MOSFET are contained.
  • the illustrated circuits have the disadvantage that they differ significantly in dynamic behavior from that of a diode.
  • a MOSFET conducts current in both directions when switched on.
  • a supply voltage drops, for example during a starting process in a vehicle
  • internal buffer capacities discharge in the device.
  • Fig. 2C The protection circuit of FIG. 2B is connected to a buffer capacitor which is connected between the connection line to the further electronics and ground. If the input voltage experiences a voltage dip, as can be seen on the left under the input of the protection circuit, a current flows through the MOSFET to the input of the protection circuit in the direction of the supply network. The capacity is discharged via external loads, such as the starter. As a result, the output voltage of the protection circuit follows the input-side voltage dip almost unaffected.
  • FIG. 3 shows a basic circuit of a protection circuit 1 according to the invention for the protection of a consumer against reverse polarity.
  • a voltage source can be connected.
  • the output 3 of the protection circuit 1 can be connected to a further electronics or generally to an electrical consumer.
  • a MOSFET T1 is connected, wherein the source is connected to the input 2 and the drain to the output 3.
  • the gate of the MOSFET T1 is connected to the collector of a first bipolar transistor T3.
  • the collector of the first bipolar transistor T3 is connected to the source of the MOSFET T1.
  • the base of the first bipolar transistor T3 is connected via a resistor R3 to the base of a second bipolar transistor T2.
  • the emitter of the second bipolar transistor T2 is connected to the drain of the MOSFET T1.
  • the collector of the second bipolar transistor is not connected; we only used the base-emitter path of the second bipolar transistor.
  • the base-emitter path acts as a first diode, which is provided for deriving the control current for the first bipolar transistor T3 from the voltage at the drain of the MOSFET.
  • an auxiliary voltage source 4 is further provided, which is shown in Fig. 3 generally by the switching symbol of a voltage source.
  • the auxiliary voltage source 4 generates a voltage of 5 V, which is added to the voltage at the drain of the MOSFET T1.
  • the auxiliary voltage is connected via a resistor R1 to the gate of the MOSFET T1.
  • Another resistor R2 is connected to the base of the second bipolar transistor T2.
  • a diode is connected in source-drain direction, which acts as a diode in the sense of the third diode according to the appended claims.
  • the protection circuit 1 is not yet supplied with voltage on the input side. Further, it is assumed that the auxiliary power source 4 is generated by a charge pump.
  • the input 2 of the protection circuit 1 is now connected to a not shown voltage source.
  • the diode in the MOSFET serves as a reverse polarity protection, wherein the voltage drop across the protection circuit at this moment is still relatively large.
  • the auxiliary voltage is generated, which serves to supply the wiring, consisting of the resistors R1, R2 and R3 and the first and the second bipolar transistor T3 and T2.
  • the gate of the MOSFET charges and the MOSFET starts to conduct.
  • the voltage loss of about 0.8 V immediately after the voltage source at the input 2 of the protection circuit 1 is reduced to below about 50 mV.
  • the resistor R2 At the base of the second bipolar transistor T2 forms through the base-emitter path together with the resistor R2, a voltage which is about 0.65 V higher than the voltage at the drain of the MOSFET.
  • a voltage which is about 0.65 V higher than the voltage at the drain of the MOSFET flows through the base-emitter path of the first bipolar transistor T3 no current and T3 blocks. This condition can be described as undisturbed normal operation.
  • the MOSFET can be kept in the linear range and generates a voltage drop of about 50 mV, regardless of the load current.
  • FIG. 4 shows a basic circuit according to FIG. 3, supplemented by further circuit elements.
  • a resistor R4 is connected in series.
  • resistor R4 can be adjusted to some extent, what is the voltage drop across the MOSFET in normal operation.
  • R4 forms a voltage divider with R2, in which a voltage drop is generated depending on the auxiliary voltage at R4. This voltage drop can be, for example, 50 mV.
  • the circuit would regulate the voltage between source and drain to a voltage drop of about 0.1V. For the circuit shows a defined behavior with temperature fluctuations and component tolerances.
  • the MOSFET T1 When selecting the n-channel MOSFET T1 used, care should be taken to ensure that it has sufficient dielectric strength for the respective application. At the same time, it is advisable to select a MOSFET with the lowest possible gate-drain capacitance if the shortest possible blocking delay time is desired. Furthermore, if possible, the resistance R ds (on) of the MOSFET in the on state should be so small that at the highest current consumption of the subsequent circuit less than 0, 1 V voltage drop would occur. If this is not realized, the MOSFET would be fully controlled and a significantly longer blocking delay time would occur in the event of a voltage drop.
  • a zener diode D2 is connected between the source and gate of the MOSFET T1. This protects the gate-source path of the MOSFET from excessive or too low voltages. This may occur, for example, when the auxiliary voltage is clearly lower than the input voltage for some reason.
  • This diode D3 is a Schottky diode having only half the voltage drop as a standard diode. As a result, the voltage loss is immediately after switching on the protective circuit further reduced.
  • the Schottky diode takes over the function of the third diode according to appended claims.
  • Fig. 5 shows a circuit with which the protection circuit according to the invention can be implemented concretely.
  • a varistor VDR is additionally mounted, with the help of which the input voltage can be limited to values that certainly will not destroy the MOSFET.
  • a capacitor C1 is also mounted, can be buffered with the dips in the supply voltage. On the other hand, the capacitor helps to achieve the shortest possible blocking delay time. It should be noted that even more protective elements can be added.
  • the protection circuit is shown in FIG. 4.
  • the resistors R1, R2 and R3 are selected with 1 ⁇ , the resistor R4 is 10 kQ.
  • the MOSFET T1 is constituted by a BUK9Y53-100B.
  • the first and the second bipolar transistor is a BC846B.
  • the second diode D1 is a BAV99
  • the zener diode D2 is an 8V2
  • the Schottky diode D3 is a V10P10.
  • a charge pump is shown, by means of which the auxiliary voltage is generated.
  • the charge pump is powered by a 3.3V square wave.
  • the square-wave signal can be generated, for example, by a microcontroller.

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Abstract

Eine Schaltung zum Schutz eines elektrischen Verbrauchers gegen Verpolung unter Verwendung eines MOSFETs (Metall Oxid Halbleiter Feldeffekttransistor) (T1), wobei die Schaltung eingangsseitig an eine Spannungsversorgung und ausgangsseitig an den Verbraucher angeschlossen ist und wobei der Source-Anschluss des MOSFETs (T1) mit der Spannungsversorgung und der Drain-Anschluss des MOSFETs (T1) mit dem Verbraucher verbunden ist, ist im Hinblick auf das Ausbilden eines sicheren Verpolungsschutzes mit einem dynamischen Verhalten ähnlich einer Diode bei gleichzeitig geringer Verlustleistung dadurch gekennzeichnet, dass das Gate des MOSFETs (T1) mit dem Kollektor eines ersten bipolaren Transistors (T3) und die Source des MOSFETs (T1) mit dem Emitter des ersten bipolaren Transistors (T3) verbunden sind und dass die Basis des ersten bipolaren Transistors (T3) mit einem Steuerstrom gesteuert ist, wobei der Steuerstrom aus der Spannung am Drain des MOSFETs (T1) abgeleitet ist.

Description

SCHALTUNG ZUM SCHUTZ GEGEN VERPOLUNG
Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum Schutz eines elektrischen Verbrauchers gegen Verpolung unter Verwendung eines MOSFETs (Metall Oxid Halbleiter Feldeffekttransistor), wobei die Schaltung eingangsseitig an eine Spannungsversorgung und ausgangsseitig an den Verbraucher angeschlossen ist und wobei der Source- Anschluss des MOSFETs mit der Spannungsversorgung und der Drain-Anschluss des MOSFETs mit dem Verbraucher verbunden ist.
Üblicherweise werden elektrische Geräte, elektrische Schaltungen oder allgemein elektrische Verbraucher, die mit Gleichstrom betrieben werden, mit einem speziellen Schutz versehen, um den elektrischen Verbraucher vor Beschädigung durch verpolten Anschluss der Versorgungsspannung zu schützen. Häufig wird hierzu eine Diode verwendet. Dioden können in Durchlassrichtung mit hohen Strömen belastet werden und weisen eine hohe Sperrspannung auf. Ferner sind Dioden äußerst günstig, so dass sie sich auf dem Gesamtpreis der Geräte wenig auswirken.
Eine Diode in der Eingangsschaltung hat zudem den entscheidenden Vorteil, dass sie zusammen mit den Kondensatoren im Gerät eine Pufferwirkung entfaltet. Wenn die Eingangsspannung beispielsweise bei einem Anlassvorgang in einem Fahrzeug plötzlich einbricht, können die Kondensatoren mit der dort gespeicherten Ladung eine gewisse Zeit die Funktionen des Gerätes aufrechterhalten. Durch die Diode wird verhindert, dass sich die Ladung in den Kondensatoren in Richtung Energieversorgung entlädt. In einem Fahrzeug würde die Entladung beispielsweise über externe Lasten wie den Anlasser erfolgen. Die Diode ermöglicht somit einen gewissen Stützeffekt.
Ein entscheidender Nachteil von Dioden ist, dass sie in Flussrichtung einen Spannungsverlust von ca. 0,5 bis 1 V haben. Dieser Spannungsverlust wirkt sich in zweierlei Hinsicht negativ auf die Eigenschaften des Gerätes aus. Zum einen steigt die Verlustleistung des Gerätes insgesamt an. So entsteht beispielsweise bei einem Strom von 2 A und 0,5 V Spannungsverlust eine Verlustleistung von 1 W in der Diode, die sich bereits merklich auf die Eigenerwärmung des Gerätes auswirkt. Zum anderen muss durch den Spannungsverlust über der Diode die Betriebsspannung um 0,5 bis 1 V höher gewählt werden als eigentlich notwendig. Wenn die Span- nungsreserve nicht ausreichend gewählt ist, kann beispielsweise in einem Fahrzeug der Spannungsabfall über der Diode dazu führen, dass bei einem Anlassvorgang ein Zurücksetzen eines Gerätes ausgelöst wird.
Zur Reduzierung des Spannungsverlustes werden in Schutzschaltungen teilweise Schottky-Dioden eingesetzt, an denen lediglich die Hälfte der Spannung abfällt als bei Standarddioden. Allerdings weisen diese Dioden deutlich höhere Leckströme auf. Ferner ist die Spannungsfestigkeit in Sperrrichtung deutlich geringer.
Bei einer weiteren aus dem Stand der Technik bekannten Schutzschaltung werden MOSFETs (Metall Oxid Halbleiter Feldeffekttransistor) eingesetzt. MOSFETs bieten den Vorteil, dass über sie lediglich eine Spannung in der Größenordnung von 0, 1 V abfällt. Wird die Versorgungsspannung verpolt angeschlossen, sperrt der MOSFET; wird sie korrekt angeschlossen, leitet der MOSFET. Durch den relativ geringen Spannungsabfall über den MOSFET lassen sich die Verluste sehr stark reduzieren. Nachteilig an derartigen Schutzschaltungen ist, dass sie sich im dynamischen Verhalten deutlich von einer Diode unterscheiden. MOSFETs leiten im durchgeschalteten Zustand Strom in beide Richtungen. Bei einem Einbruch der Versorgungsspannung, beispielsweise während eines Anlassvorganges in einem Fahrzeug, entladen sich dadurch die Kapazitäten im Gerät über den MOSFET und über externe Lasten. Ein Stützeffekt wie bei Verwendung einer Diode existiert nicht.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schutzschaltung gegen Verpolung der eingangs genannten Art derart auszugestalten und weiterzubilden, dass ein sicherer Verpolungsschutz mit einem dynamischen Verhalten ähnlich einer Diode bei gleichzeitig geringer Verlustleistung realisiert werden kann.
Erfindungsgemäß wird die voranstehende Aufgabe durch die Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst. Danach ist die in Rede stehende Schaltung dadurch gekennzeichnet, dass das Gate des MOSFETs mit dem Kollektor eines ersten bipolaren Transistors und die Source des MOSFETs mit dem Emitter des ersten bipolaren Transistors verbunden sind und dass die Basis des ersten bipolaren Transistors mit einem Steuerstrom gesteuert ist, wobei der Steuerstrom aus der Spannung am Drain des MOSFETs abgeleitet ist. ln erfindungsgemäßer Weise ist zunächst erkannt worden, dass auf die Vorzüge des Verhaltens einer Diode nicht verzichtet werden muss, wenn eine geringe Verlustleistung in der Schutzschaltung gefordert ist. Vielmehr kann durch geschickte Kombination eines MOSFETs mit einem bipolaren Transistor eine Schutzschaltung erreicht werden, die nahe an das Verhalten einer„idealen Diode" heranreicht. Eine ideale Diode leitet, wenn Strom in Flussrichtung fließen möchte. Dabei entsteht lediglich ein vernachlässigbarer Spannungsabfall längs der Diode. Ideale Dioden sperren sehr schnell, wenn der Strom in Sperrrichtung fließen möchte. Ebendies kann durch die erfindungsgemäße Schutzschaltung realisiert werden. Das Gate des MOSFETs ist mit dem Kollektor eines ersten bipolaren Transistors und die Source des MOSFETs mit dem Emitter des ersten bipolaren Transistors verbunden. Die Basis des ersten bipolaren Transistors wird durch einen Steuerstrom angesteuert, der aus der Spannung am Drain des MOSFETs abgeleitet ist. Auf diese Weise kann das Verhalten des MOSFETs durch die Spannung zwischen Source und Drain des MOSFETs gesteuert werden.
Beim Betrieb der Schutzschaltung wird am Gate eine Spannung angelegt, die den MOSFET durchschaltet. Im durchgeschalteten Zustand fällt über den MOSFET eine Spannung von der Größenordnung von 0,1 V ab. Im Normalbetrieb ist der erste bipolare Transistor derart eingestellt, dass er sperrt und somit keinen Einfluss auf das Verhalten des MOSFETs hat. Bricht die Spannung am Source des MOSFET ein, so wird der Emitter des bipolaren Transistors auf einen niedrigeren Pegel gezogen und der bipolare Transistor schaltet durch. Die Steuerspannung am Gate des MOSFETs wird heruntergezogen und das Gate entladen. Der MOSFET wird hochohmiger und die Spannung am Emitter des bipolaren Transistors sinkt weiter. Dadurch wird das Gate immer schneller entladen, bis der MOSFET komplett sperrt. Dies kann im Bereich von wenigen Mikrosekunden erfolgen, so dass die Pufferkondensatoren bei einem Spannungseinbruch nur unwesentlich entladen werden. Damit ist erfindungsgemäß eine Schaltung geschaffen, die im durchgeschalteten Zustand einen Spannungsabfall im Bereich von 0,1 V und darunter realisiert, gleichzeitig jedoch bei einem Spannungseinbruch oder bei Verpolung vollständig sperrt. Das Verhalten der erfindungsgemäßen Schaltung ist relativ nahe an dem einer idealen Diode.
Vorzugsweise wird zum Ableiten des Steuerstroms aus der Spannung am Drain des MOSFETs eine Diode verwendet. Durch Verwenden einer Diode ergeben sich wohl- definierte Spannungspegel, da über eine Diode nach Überschreiten der Schwellenspannung in weiten Bereichen eine nahezu konstante Spannung abfällt.
In einer besonders bevorzugten Ausgestaltung der ersten Diode wird diese durch die Basis-Emitter-Strecke eines zweiten bipolaren Transistors gebildet. Dieser ist vorzugsweise von dem gleichen Typ wie der erste bipolare Transistor. Damit kann auf einfache Art und Weise vermieden werden, dass ein unterschiedliches Verhalten des ersten und des zweiten bipolaren Transistors einen negativen Einfluss auf die Funktion der Schaltung haben. Zur weiteren Verbesserung, insbesondere im Hinblick auf die Temperaturstabilität der Schaltung könnten der erste und der zweite bipolare Transistor möglichst nahe zueinander platziert werden. Für sehr hohe Ansprüche können weitere Verbesserungen erreicht werden, wenn ein gepaarter Transistor verwendet wird, bei dem zwei gleiche Transistoren in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht sind. Im Ergebnis wird die Ansprechschwelle des ersten Transistors klar definiert.
Zur noch weiteren Verbesserung der Schutzschaltung kann zwischen Emitter und Basis des zweiten bipolaren Transistors eine zweite Diode angeordnet sein. Diese Diode kann im Falle einer Verpolung oder eines Einbruchs der Spannungsversorgung eine zu hohe Rückwärtsspannung zwischen Emitter und Basis verhindern. Wenn„lediglich" eine Diode zum Ableiten des Steuerstroms für den ersten bipolaren Transistor verwendet wird, wäre die zweite Diode ebenso einsetzbar, wobei die zweite Diode dann antiparallel zu der ersten Diode geschaltet ist.
Zum Beeinflussen des Spannungsabfalls über den MOSFET kann zwischen der ersten Diode und dem Drain des MOSFETs ein Widerstand angeordnet sein. Dieser Widerstand dient dazu, die Spannung zwischen Gate und Drain zu beeinflussen und damit wiederum den Spannungsabfall über Source und Drain einzustellen.
Zum Schutz der Gate-Source-Strecke vor zu hohen oder zu niedrigen Spannungen könnte in Source-Gate-Richtung parallel zum MOSFET eine Zenerdiode angeordnet sein. Fällt über die Zenerdiode bei einem Spannungseinbruch oder bei Verpolung in Sperrrichtung eine zu hohe Spannung ab, so würde die Zenerdiode leiten und damit einen Bypass an dem MOSFET vorbei bilden. Die Spannung zwischen Gate und Source ist durch diese Maßnahme auf den Betrag der Durchbruchspannung der Zenerdiode beschränkt.
Die Beschaltung des MOSFETs kann durch eine Hilfsspannung versorgt sein. In einer bevorzugten Ausgestaltung wird die Hilfsspannung durch eine Ladungspumpe erzeugt. Dabei wird die Hilfsspannung vorzugsweise aus der Spannung am Drain des MOSFETs erzeugt. Dadurch wird eine definierte Spannungsdifferenz zwischen der Spannung am Drain und der Versorgungsspannung der Beschaltungselemente gewährleistet. Dabei kann die Hilfsspannung über der Versorgungsspannung liegen. Eine bevorzugte Hilfsspannung liegt 5 V über der Versorgungsspannung. Je nach Wahl der Beschaltungselemente können jedoch andere Spannungswerte ebenso realisiert werden.
Zum Verbessern des Einschaltverhaltens der Schutzschaltung kann parallel zum MOSFET in Source-Drain-Richtung eine dritte Diode angeordnet sein. Diese Diode kann zum einen durch eine in dem MOSFET integrierte Diode gebildet sein. Zusätzlich oder alternativ ließe sich die dritte Diode extern zu dem MOSFET anordnen. Auf diese Weise wird bei Anlegen einer Eingangsspannung an die Schutzschaltung der angeschlossene Verbraucher vergleichsweise schnell versorgt. Wenn die Hilfsspannung zur Versorgung der Beschaltungselemente des MOSFETs aus der Spannung am Drain des MOSFETs erzeugt wird, sind durch die dritte Diode keine weiteren Maßnahmen mehr notwendig, um das Aufbauen der Hilfsspannung zu ermöglichen. Die Diode mit dem relativ hohen Spannungsabfall wirkt jedoch lediglich während des Einschaltvorgangs. Nach Durchschalten des MOSFETs fällt über den MOSFET eine geringere Spannung ab, so dass die Spannung über die dritte Diode nicht mehr ausreicht, um diese in den leitenden Zustand zu versetzen oder in dem leitenden Zustand zu halten.
Die dritte Diode ist vorzugsweise durch eine Schottky-Diode gebildet. Dadurch reduziert sich die Verlustleistung während des relativ kurzen Einschaltvorgangs weiter.
Vorzugsweise wird der MOSFET im linearen Bereich betrieben. Dadurch gerät das Gate nicht in Sättigung und kann beim Ausschalten des MOSFETs, beispielsweise bei einem Einbruch der Versorgungsspannung schneller ausgeräumt werden. Dies trägt zu einer Verbesserung des dynamischen Verhaltens im Fehlerfall bei. Es gibt nun verschiedene Möglichkeiten, die Lehre der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise auszugestalten und weiterzubilden. Dazu ist einerseits auf die dem Anspruch 1 nachgeordneten Ansprüche und andererseits auf die nachfolgende Erläuterung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung anhand der Zeichnung zu verweisen. In Verbindung mit der Erläuterung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung anhand der Zeichnung werden auch im Allgemeinen bevorzugte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Lehre erläutert. In der Zeichnung zeigen
Fig. 1 eine Schutzschaltung nach dem Stand der Technik mit einer Diode,
Fig. 2 drei Ausgestaltungen von Schutzschaltungen nach dem Stand der Technik unter Verwendung eines MOSFETs,
Fig. 3 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung,
Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung mit Bauelementen zur Verbesserung des Verhaltens der Schaltung und
Fig. 5 das zweite Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung mit einer beispielhaften Auswahl von Bauelementen.
Die Figuren 1 und 2 zeigen Schutzschaltungen, wie sie aus dem Stand der Technik bekannt sind. Fig. 1 zeigt die Verwendung einer Diode als Verpolungsschutz. Die Diode verbindet die Spannungsquelle mit der weiteren Elektronik. Ein Kondensator, der nach der Diode zwischen der Anschlussleitung zu der weiteren Elektronik und Masse geschaltet ist, ist repräsentativ als Pufferkondensator eingezeichnet. Erfährt die Eingangsspannung, beispielsweise bei einem Anlassvorgang eines Fahrzeugs, einen Spannungseinbruch, wie in dem Diagramm links unten dargestellt, so verhindert die Diode einen Stromfluss in Richtung Versorgungsnetz und der Kondensator kann mit seiner gespeicherten Ladung eine gewisse Zeit die Funktion der weiteren Elektronik aufrechterhalten. Ohne die Diode hätte der Kondensator nicht diesen Stützeffekt, da externe Lasten, wie beispielsweise der Anlasser, den Kondensator entladen würde. Im Ergebnis bricht die Ausgangsspannung zur weiteren Elektronik deutlich weniger ein als die Eingangsspannung, wie in den Diagrammen rechts und links der Fig. 1 entnommen werden kann.
Fig. 2 zeigt eine weitere aus dem Stand der Technik bekannte Schutzschaltung. Diese Schutzschaltung basiert auf einem p-Kanal-MOSFET. Bei der Ausgestaltung nach Fig. 2A ist die Source mit einer Eingangsspannung verbunden, Drain mit der weiteren Elektronik und das Gate liegt auf Masse. Liegt eine Eingangsspannung zwischen 5 und 15 V an, schaltet der MOSFET durch und die weitere Elektronik wird versorgt. Bei einem verpolten Anschluss, d.h. bei einer Eingangsspannung < 0 V schaltet der MOSFET nicht durch, so dass ein Verpolungsschutz gewährleistet ist. Die Schaltung gemäß Fig. 2B zeigt eine weitere Ausgestaltung, bei der Elemente zum Schutz des MOSFET enthalten sind.
Die dargestellten Schaltungen haben den Nachteil, dass sie sich im dynamischen Verhalten deutlich von dem einer Diode unterscheiden. Ein MOSFET leitet in durchgeschaltetem Zustand Strom in beide Richtungen. Dadurch entladen sich bei einem Einbruch der Versorgungsspannung, beispielsweise bei einem Anlassvorgang in einem Fahrzeug, interne Pufferkapazitäten im Gerät. Dieses soll mit Fig. 2C verdeutlicht werden. Die Schutzschaltung aus Fig. 2B ist mit einem Pufferkondensator verbunden, der zwischen der Anschlussleitung zur weiteren Elektronik und Masse geschaltet ist. Erfährt die Eingangsspannung einen Spannungseinbruch, wie links unter dem Eingang der Schutzschaltung zu erkennen, so fließt über den MOSFET ein Strom zum Eingang der Schutzschaltung in Richtung Versorgungsnetzwerk. Die Kapazität wird über externe Lasten, beispielsweise den Anlasser, entladen. Dadurch folgt die Ausgangsspannung der Schutzschaltung dem eingangsseitigen Spannungseinbruch nahezu unbeeinflusst.
Die Nachteile des hohen Spannungsabfalls über der Diode und der Nachteil des schlechten dynamischen Verhaltens einer MOSFETs-Schutzschaltung bei einem Spannungseinbruch werden durch die erfindungsgemäße Schaltung wirkungsvoll beseitigt. Die Figuren 3 bis 5 zeigen verschiedene Ausführungsbeispiele einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung. Fig. 3 zeigt eine Grundschaltung einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung 1 zum Schutz eines Verbrauchers gegen Verpolung. Am Eingang 2 ist eine Spannungsquelle anschließbar. Der Ausgang 3 der Schutzschaltung 1 ist mit einer weiteren Elektronik oder allgemein mit einem elektrischen Verbraucher verbindbar. Zwischen Eingang 2 und Ausgang 3 ist ein MOSFET T1 geschaltet, wobei die Source mit dem Eingang 2 verbunden ist und das Drain mit dem Ausgang 3. Das Gate des MOSFET T1 ist mit dem Kollektor eines ersten bipolaren Transistors T3 verbunden. Der Kollektor des ersten bipolaren Transistors T3 ist mit der Source des MOSFET T1 verbunden. Die Basis des ersten bipolaren Transistors T3 ist über einen Widerstand R3 mit der Basis eines zweiten bipolaren Transistors T2 verbunden. Der Emitter des zweiten bipolaren Transistors T2 ist mit dem Drain des MOSFETs T1 verbunden. Der Kollektor des zweiten bipolaren Transistors ist nicht beschaltet; es wir lediglich die Basis-Emitter-Strecke des zweiten bipolaren Transistors genutzt. Die Basis- Emitter-Strecke wirkt als erste Diode, die zum Ableiten des Steuerstroms für den ersten bipolaren Transistor T3 aus der Spannung am Drain des MOSFET vorgesehen ist.
Am Drain des MOSFET T1 ist ferner eine Hilfsspannungsquelle 4 vorgesehen, die in Fig. 3 allgemein durch das Schaltsymbol einer Spannungsquelle dargestellt ist. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel erzeugt die Hilfsspannungsquelle 4 eine Spannung von 5 V, die auf die Spannung am Drain des MOSFET T1 hinzuaddiert wird. Die Hilfsspannung wird über einen Widerstand R1 mit dem Gate des MOSFET T1 verbunden. Ein weiterer Widerstand R2 ist mit der Basis des zweiten bipolaren Transistors T2 verbunden. Innerhalb des Gehäuses des MOSFETs T1 ist eine Diode in Source-Drain-Richtung geschaltet, die als Diode im Sinne der dritten Diode gemäß den anhängenden Ansprüchen fungiert.
Zur Erläuterung der Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung sei zunächst davon ausgegangen, dass die Schutzschaltung 1 eingangsseitig noch nicht mit Spannung versorgt wird. Ferner wird angenommen, dass die Hilfsspannungsquelle 4 durch eine Ladungspumpe erzeugt wird. Der Eingang 2 der Schutzschaltung 1 wird nun mit einer nicht eingezeichneten Spannungsquelle verbunden. Dadurch dient die Diode im MOSFET als Verpolungsschutz, wobei der Spannungsabfall über der Schutzschaltung in diesem Moment noch relativ groß ist. Am Ausgang 3 der Schutzschaltung 1 liegt relativ rasch eine Spannung an, die zur Versorgung der weiteren Elektronik geeignet ist. Durch die Ladungspumpe wird die Hilfsspannung erzeugt, die zur Versorgung der Beschaltung, bestehend aus den Widerständen R1 , R2 und R3 sowie dem ersten und dem zweiten bipolaren Transistor T3 und T2, dient. Über den Widerstand R1 lädt sich das Gate des MOSFETs auf und der MOSFET beginnt zu leiten. Dadurch reduziert sich der Spannungsverlust von ca. 0,8 V unmittelbar nach Anlegen der Spannungsquelle am Eingang 2 der Schutzschaltung 1 auf unter ca. 50 mV. An der Basis des zweiten bipolaren Transistors T2 bildet sich durch die Basis-Emitter-Strecke zusammen mit den Widerstand R2 eine Spannung aus, die ca. 0,65 V höher ist als die Spannung am Drain des MOSFETs. In diesem Zustand, d.h. wenn die Spannung am Source des MOSFETs ca. 50 mV größer ist als am Drain des MOSFETs, fließt durch die Basis-Emitter-Strecke des ersten bipolaren Transistor T3 kein Strom und T3 sperrt. Diesen Zustand kann man als ungestörten Normalbetrieb bezeichnen.
Wenn die Spannung am Eingang des MOSFETs (Source) nicht ca. 50 mV größer ist als am Ausgang (Drain), fließt durch die Basis-Emitter-Strecke des ersten bipolaren Transistors T3 ein Strom. Dadurch entlädt der erste bipolare Transistor T3 das Gate des MOSFETs T1 so lange, bis der Spannungsabfall zwischen Source und Drain wieder ca. 50 mV groß ist. Auf diese Weise kann der MOSFET im linearen Bereich gehalten werden und er erzeugt unabhängig vom Laststrom einen Spannungsabfall von ca. 50 mV.
Bei einem Einbruch der Versorgungsspannung fließt der Strom in Gegenrichtung durch den MOSFET, d.h. vom Ausgang 3 der Schutzschaltung 1 zum Eingang 2. Die Spannung am Emitter des ersten bipolaren Transistors T3 sinkt, wodurch der erste bipolare Transistor T3 leitet und das Gate des MOSFETs T1 entlädt. Dadurch wird der MOSFET hochohmiger, wodurch die Spannung am Emitter des ersten bipolaren Transistors T3 weiter absinkt und der erste bipolare Transistor das Gate immer schneller bis zum vollständigen Sperren des MOSFETs T1 entlädt. Während der MOSFET im normalen Betrieb durch die dargestellte Beschaltung im linearen Bereich gehalten wird, kann das Gate im Bereich von wenigen Mikrosekunden entladen werden und die Schutzschaltung 1 dadurch sehr rasch sperren. Dadurch wird bei einem Einbruch der Versorgungsspannung am Eingang 2 der Schutzschaltung 1 nur für sehr kurze Zeit ein Strom in Gegenrichtung getrieben, und die Pufferkondensatoren der weiteren Elektronik werden nur unwesentlich entladen.
Fig. 4 zeigt eine um weitere Beschaltungselemente ergänzte Grundschaltung gemäß Fig. 3. Zwischen dem Drain des MOSFET T1 und dem Emitter des zweiten bipolaren Transistors T2 ist ein Widerstand R4 in Reihe geschaltet. Durch den Widerstand R4 kann im gewissen Maße eingestellt werden, wie groß der Spannungsabfall über dem MOSFET im normalen Betrieb ist. R4 bildet mit R2 einen Spannungsteiler, bei dem abhängig von der Hilfsspannung an R4 ein Spannungsabfall erzeugt wird. Dieser Spannungsabfall kann beispielsweise 50 mV betragen. In diesem Beispiel würde durch die Schaltung die Spannung zwischen Source und Drain auf einen Spannungsabfall von ca. 0,1 V geregelt werden. Dafür zeigt die Schaltung bei Temperaturschwankungen und bei Bauteiltoleranzen ein definiertes Verhalten.
Bei Auswahl des verwendeten n-Kanal- MOSFET T1 sollte darauf geachtet werden, dass dieser für die jeweilige Anwendung eine ausreichende Spannungsfestigkeit besitzt. Gleichzeitig empfiehlt es sich, einen MOSFET mit einer möglichst geringen Gate-Drain-Kapazität zu wählen, wenn eine möglichst kurze Sperr-Verzögerungs- zeit gewünscht ist. Weiterhin sollte wenn möglich der Widerstand Rds(on) des MOSFET im eingeschalteten Zustand so klein sein, dass bei der höchsten Stromaufnahme der nachfolgenden Schaltung weniger als 0, 1 V Spannungsabfall entstehen würde. Ist dies nicht realisiert, würde der MOSFET voll durchsteuern und es würde sich bei einem Spannungsabfall eine deutlich längere Sperr-Verzögerungs- zeit einstellen.
Zwischen Source und Gate des MOSFETs T1 ist eine Zenerdiode D2 geschaltet. Damit wird die Gate-Source-Strecke des MOSFETs vor zu hohen oder zu niedrigen Spannungen geschützt. Dies kann beispielsweise auftreten, wenn die Hilfsspannung aus irgendwelchen Gründen deutlich niedriger als die Eingangsspannung ist.
Eine weitere Diode ist zwischen Source und Drain des MOSFETs geschaltet. Diese Diode D3 ist eine Schottky-Ddiode, die lediglich einen halb so großen Spannungsabfall als eine Standarddiode aufweist. Dadurch wird der Spannungsverlust unmit- telbar nach Einschalten der Schutzschaltung weiter verringert. Die Schottky-Diode übernimmt die Funktion der dritten Diode gemäß angehängten Ansprüchen.
Die einzelnen, hier zusätzlich verwendeten Maßnahmen müssen nicht gemeinschaftlich zu der Grundschaltung hinzukommen. Vielmehr ist es ausreichend je nach gewünschten Wirkungen einzelne Dioden oder den Widerstand R4 hinzuzunehmen oder auszulassen.
Fig. 5 zeigt eine Schaltung, mit der die erfindungsgemäße Schutzschaltung konkret implementiert werden kann. Am Eingang 2 der Schutzschaltung ist zusätzlich ein Varistor VDR angebracht, mit Hilfe dessen die Eingangsspannung auf Werte begrenzt werden kann, die den MOSFET sicher nicht zerstören. Am Ausgang 3 ist ferner ein Kondensator C1 angebracht, mit dem Einbrüche der Versorgungsspannung abgepuffert werden können. Zum anderen hilft der Kondensator dabei, eine möglichst kurze Sperr-Verzögerungszeit zu erreichen. Es sei darauf hingewiesen, dass noch weitere Schutzelemente hinzutreten können.
Im mittleren Bereich der Fig. 5 ist die Schutzschaltung gemäß Fig. 4 eingezeichnet. Die Widerstände R1 , R2 und R3 sind mit jeweils 1 ΜΩ gewählt, der Widerstand R4 ist 10 kQ groß. Der MOSFET T1 ist durch ein BUK9Y53-100B gebildet. Der erste und der zweite bipolare Transistor ist ein BC846B. Die zweite Diode D1 ist eine BAV99, die Zenerdiode D2 eine 8V2 und die Schottky-Diode D3 eine V10P10. Im rechten Bereich der Schaltung ist eine Ladungspumpe eingezeichnet, mit Hilfe deren die Hilfsspannung erzeugt wird. Die Ladungspumpe wird mit einem Rechtecksignal mit 3,3 V gespeist. Das Rechtecksignal kann beispielsweise von einem Mikrocontroller erzeugt werden. In der ersten Stufe mit der Doppeldiode D4 und den Kondensatoren C2 und C3 wird eine um ca. 2,5 V höhere Spannung als die Versorgungsspannung erzeugt. In der zweiten Stufe mit Doppeldiode D5 und den Kondensatoren C4 und C5 entsteht eine weitere Erhöhung um 2,5 V, so dass sich eine Spannung ausbildet, die 5 V höher als die Versorgungsspannung ist und sich zur Ansteuerung des MOSFETs gut eignet. Der Widerstand R5 zum Anschluss des Rechtecksignals begrenzt die Höhe der Strompulse. Die Ansteuerspannung für die Ladepumpe kann auch auf eine andere Art und Weise erzeugt werden. Zudem kann die Ansteuerspannung auch für weitere Schaltungsteile und andere Schaltungen verwendet werden. Hinsichtlich weiterer vorteilhafter Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird zur Vermeidung von Wiederholungen auf den allgemeinen Teil der Beschreibung sowie auf die beigefügten Ansprüche verwiesen.
Schließlich sei ausdrücklich darauf hingewiesen, dass die voranstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Schaltung lediglich zur Erörterung der beanspruchten Lehre dienen, diese jedoch nicht auf die Ausführungsbeispiele einschränken.
Bezugszeichenliste
1 Schutzschaltung
2 Eingang
3 Ausgang
4 Hilfsspannungsquelle
T1 MOSFET
T3 erster bipolarer Transistor
T2 zweiter bipolarer Transistor
D1 zweite Diode
D2 Zenerdiode
D3 dritte Diode

Claims

A n s p r ü c h e
1 . Schaltung zum Schutz eines elektrischen Verbrauchers gegen Verpolung unter Verwendung eines MOSFETs (Metall Oxid Halbleiter Feldeffekttransistor) (T1 ), wobei die Schaltung eingangsseitig an eine Spannungsversorgung und aus- gangsseitig an den Verbraucher angeschlossen ist und wobei der Source-Anschluss des MOSFETs (T1 ) mit der Spannungsversorgung und der Drain-Anschluss des MOSFETs (T1 ) mit dem Verbraucher verbunden ist,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Gate des MOSFETs (T1 ) mit dem Kollektor eines ersten bipolaren Transistors (T3) und die Source des MOSFETs (T1 ) mit dem Emitter des ersten bipolaren Transistors (T3) verbunden sind und dass die Basis des ersten bipolaren Transistors (T3) mit einem Steuerstrom gesteuert ist, wobei der Steuerstrom aus der Spannung am Drain des MOSFETs (T1 ) abgeleitet ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zum Ableiten des Steuerstroms aus der Spannung am Drain des MOSFETs (T1 ) eine erste Diode vorgesehen ist.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode durch die Basis-Emitter-Strecke eines zweiten bipolaren Transistors (T2) gebildet ist.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen Emitter und Basis des zweiten bipolaren Transistors (T2) eine zweite Diode (D1 ) angeordnet ist, die im Falle einer Verpolung oder eines Einbruchs der Spannungsversorgung eine zu hohe Rückwärtsspannung zwischen Emitter und Basis verhindert.
5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der ersten Diode und dem Drain des MOSFETs (T1 ) ein Widerstand (R4) angeordnet ist, mittels dem der Spannungsabfall über den MOSFET steuerbar ist.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum MOSFET in Source-Gate-Richtung eine Zenerdiode (D2) angeordnet ist, mittels der die Gate-Source-Strecke vor zu hohen und zu niedrigen Spannungen geschützt ist.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Beschaltung des MOSFETs mit einer Hilfsspannung versorgt sind, wobei die Hilfsspannung vorzugsweise durch eine Ladungspumpe vorzugsweise aus der Spannung am Drain des MOSFETs erzeugt wird.
8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfsspannung über der Versorgungsspannung liegt, vorzugsweise 5V über der Versorgungsspannung.
9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum MOSFET in Source-Drain-Richtung eine dritte Diode angeordnet ist, wobei die dritte Diode als Verpolungsschutz dient, solange der MOSFET noch nicht durchgeschaltet ist, und wobei die dritte Diode vorzugsweise durch eine Schottky- Diode gebildet ist.
10. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der MOSFET (T1 ) derart beschaltet ist, dass er im linearen Bereich betrieben wird.
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