WO2012053465A1

WO2012053465A1 - 超広帯域パルス・センサ

Info

Publication number: WO2012053465A1
Application number: PCT/JP2011/073795
Authority: WO
Inventors: 昭博梶原
Original assignee: 財団法人北九州産業学術推進機構
Priority date: 2010-10-19
Filing date: 2011-10-17
Publication date: 2012-04-26
Also published as: JP5732706B2; JP2012108109A

Abstract

　外部の干渉波の影響を除去でき、目標物までの距離検出精度の高いＵＷＢパルス・センサの提供。　探知波生成部１５は、周波数ｆ_min～ｆ_maxを間隔Δｆで等分した全周波数点集合から使用周波数点集合を含む周波数点を離散周波数点系列に従って並べ、探知波を順次発振する。探知波が目標物で反射された反射波は、受信後、位相検波器１０で位相検波され周波数点に対する位相点系列が生成される。欠落補償部１１は、各位相点に対応する周波数点の昇順又は降順で並べ替え、欠落した周波数点に対応する位相点を補間し、補間された位相点系列を算出する。逆離散フーリエ変換部１２は、補間された位相点系列を逆離散フーリエ変換しレンジ・スペクトルを生成し、レンジ・スペクトルのピークの位相値からアンテナから目標物までの距離を算出する。

Description

超広帯域パルス・センサ

　本発明は、超広帯域（ＵＷＢ）パルス・センサに関し、特に、ステップドＦＭ方式を改良した方式を用いるＵＷＢパルス・センサに関する。

　近年、屋内セキュリティ・センサ、見守りセンサ、車載用周辺監視レーダ等のような近距離マイクロ波センサとして、超広帯域インパルス無線（ＵＷＢ－ＩＲ）方式が注目されている。かかるＵＷＢ－ＩＲ方式のセンサとして、ステップドＦＭパルス・レーダ方式のセンサが知られている（非特許文献１参照）。この方式では、送信部は５００ＭＨｚ以上の周波数領域にわたり周波数を段階的に変化させた狭帯域サブパルス列を送信し、受信部は各サブパルスの反射波を位相検波した後に、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）によって時間領域での超短パルス化を図り、距離方向の距離分解能を向上させる。

　図２２は、従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式を用いたＵＷＢパルス・センサの基本構成を表すブロック図である。図２２において、ＵＷＢパルス・センサ１００は、コヒーレント発振器１０１、局部発振器１０２、ステップ信号生成器１０３、周波数混合器１０４、パルス変調器１０５、サーキュレータ１０６、アンテナ１０７、フロントエンド部１０８、位相検波器１０９、及び逆離散フーリエ変換器１１０を備えている。ここで、図２２はヘテロダイン受信による回路構成になっているがコヒーレント発振器１０１のＩＦ帯を省略したホモダイン受信でも適用できる。

　コヒーレント発振器１０１は、次式（１）で表される中間周波数ｆ_COHOの連続波信号であるＩＦ信号ｓ_１（ｔ）を出力する。ここで、ｔは時間である。

　尚、中間周波数とは、送信機や受信機の中間段階で送信信号あるいは受信信号の周波数を変換した周波数である。

　一方、局部発振器１０２は、次式（２）で表される無線周波数ｆ_STALOの連続波信号であるＲＦ信号ｓ_２（ｔ）を出力する。

　ここで、局部発振器１０２は電圧制御発振器が使用されており、局部発振器１０２が発信するＲＦ信号ｓ_２（ｔ）の周波数ｆ_STALOは、ステップ信号生成器１０３が出力する周波数制御電圧によって制御されている。

　ステップ信号生成器１０３は、図２３に示したような階段状に時間変化する周波数制御電圧を出力する。ここで、図２３に示したように、周波数制御電圧の１ステップ幅をτ_PRF、全ステップ数をＮとすると、周波数制御電圧はＮτ_PRFのフレーム周期で反復変化する。従って、局部発振器１０２が発振するＲＦ信号ｓ_２（ｔ）の周波数ｆ_STALOは次式（３）で表される。ここで、ｆ_０は開始周波数、Δｆは周波数ステップ幅、floor(x)は床関数（実数xの小数点以下を切り捨てる関数）である。

　周波数混合器１０４は、コヒーレント発振器１０１が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と局部発振器１０２が出力するＲＦ信号ｓ_２（ｔ）が入力され、これらの信号の混合信号である連続探知波ｓ_３（ｔ）を生成し出力する。連続探知波ｓ_３（ｔ）は、次式（４）で表され、図２４（ａ）に示したような信号となる。

　パルス変調器１０５は、上記連続探知波ｓ_３（ｔ）を次式（５）のようにパルス変調し、サーキュレータ１０６に対しパルス探知波ｓ_４（ｔ）を出力する。このパルス探知波ｓ_４（ｔ）は、図２４（ｂ）のような信号となる。ここで、τ_Ｐ（＜τ_PRF）はパルス幅である。

　尚、上式においてrect(x)は矩形関数（rectangular function）を表し、｜ｘ｜＜１／２のときにrect(x)＝１，｜ｘ｜＝１／２のときにrect(x)＝１／２となり、それ以外の場合はrect(x)＝０となる関数として定義されている。

　サーキュレータ１０６に入力されたパルス信号ｓ_４（ｔ）は、アンテナ１０７から探知空間へ放射され、探知空間内の目標物で反射され、その反射波ｓ_５（ｔ）がアンテナ１０７で受信される。反射波ｓ_５（ｔ）は、アンテナ１０７から目標物までの往復旅行時間ｔ_ｒにより位相遅れを生じ、また、アンテナ１０７と目標物との相対速度によりドップラー効果による周波数シフトｆ_ｄを生じている。ここで点目標の反射物を想定すると反射波ｓ_５（ｔ）は次式（６ａ）のように表され、図２４（ｃ）のような信号となる。ここで、ｄはアンテナ１０７から目標物までの距離、ｖは目標物とアンテナ１０７との相対速度、ｃは光速、ｆ_ｃ＝ｆ_０＋ｆ_COHOは基本周波数である。

　アンテナ１０７で受信された反射波ｓ_５（ｔ）は、サーキュレータ１０６を経てフロントエンド部１０８へ入力される。

　フロントエンド部１０８は、局部発振器１０２が出力するＲＦ信号ｓ_２（ｔ）と反射波ｓ_５（ｔ）とを混合する。信号ｓ_２（ｔ）及び反射波ｓ_５（ｔ）の実数部をとって掛け合わせると、混合信号ｓ_６（ｔ）は次式（７）のようになる。

　さらに、フロントエンド部１０８は、中心周波数ｆ_COHOのバンドパス・フィルタにより混合信号ｓ_６（ｔ）の上側波帯成分（式（７）の第２項）を除去し、次式（８）のダウン・コンバート信号ｓ_７（ｔ）を位相検波器１０９に出力する。

　位相検波器１０９は、コヒーレント発振器１０１が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）の同相信号ｓ_１Ｉ（ｔ）及びＩＦ信号ｓ_１（ｔ）の位相をπ／２だけ遅らせた信号ｓ_１Ｑ（ｔ）と、フロントエンド部１０８の出力信号ｓ_７（ｔ）とを混合し、フィルタにより上側波帯成分を除去することにより、次式（９ａ），（９ｂ）のような２つのＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ（ｔ），ｓ_８Ｑ（ｔ）を出力する。Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ（ｔ），ｓ_８Ｑ（ｔ）は逆離散フーリエ変換器１１０に入力される。ここで、Ｃは定数である。

　逆離散フーリエ変換器１１０は、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ（ｔ），ｓ_８Ｑ（ｔ）をＡ／Ｄ変換した後、それぞれのパルス毎にｓ_８Ｉ（ｔ）－ｊｓ_８Ｑ（ｔ）の高速フーリエ変換を行い、次式（１０）のスペクトルＳ_８（ｆ）を算出する。ここで、Ａは定数である。

　式（１０）より、目標物の速度が大きくドプラー効果の影響が大きい場合にはスペクトルの位置からドップラー効果による周波数シフトｆ_ｄを求めれば、式（６ｃ）より算出される。また、ｎ番目（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の受信パルスの位相検波出力Ｒ_ｎ及び位相φ_ｎは、式（１０）及び式（３）より、次式のように表される。

　次に、逆離散フーリエ変換器１１０は、位相検波出力Ｒ_ｎ及び位相φ_ｎを次式（１２ａ）のようなＩＤＦＴ処理により時間領域に変換し、そのレンジ・スペクトルＲ（φ）を合成する。

　式（１２ａ）から、φ＝２ＮΔｆｄ／ｃにおいてＲ（φ）の鋭いピークが現れるので、逆離散フーリエ変換器１１０は、そのＲ（φ）のピークのφ＝φ_peakから目標物までの距離ｄを次式（１３）により推定する。

　尚、式（１３）より、ステップドＦＭパルス・レーダ方式における距離分解能ΔＲは、次式（１４）で表される。

梶原博昭，「自動車衝突警告用ステップドＦＭパルス・レーダ」，信学論（Ｂ），Vol. J89-B-II, No.3, pp.234-239, 1998年.

　ところで、上述のステップドＦＭパルス・レーダ方式のＵＷＢパルス・センサを実際に使用する場合、同一周波数を使用する次世代携帯電話や放送用FPU(Field Pick Up)等の無線システムが発する電波がアンテナ１０７に入射されるような環境では、干渉波となり目標物までの距離ｄの推定値に誤差が生じてしまうという問題があった。

　また、ステップドＦＭパルス・レーダ方式のＵＷＢパルス・センサを車載用のセンサ（周辺監視センサ等）や屋内セキュリティ・センサとして用いる場合、同じ空間内に複数のＵＷＢパルス・センサが混在することになる。この場合、近接するＵＷＢパルス・センサが発射するパルスがノイズとなり目標物までの距離ｄの推定値に誤差が生じてしまうという問題があった。

　そこで、本発明の目的は、他の無線システムからの干渉波の影響を除去することができ、目標物までの距離の検出精度の高いＵＷＢパルス・センサを提供することを目的とする。

　また、本発明の他の目的は、同じ空間内に複数のＵＷＢパルス・センサが混在する場合にも、近接するＵＷＢパルス・センサが発射するパルスの影響を除去することができ、目標物までの距離の検出精度の高いＵＷＢパルス・センサを提供することを目的とする。

　本発明の超広帯域パルス・センサの第１の構成は、最小周波数ｆ_minから最大周波数ｆ_maxまでの使用周波数帯を周波数間隔Δｆで等分した複数個の周波数点の集合を全周波数点集合、前記全周波数点集合に属する各周波数点のうち使用しない周波数点の集合を不使用周波数点集合、使用する周波数点の集合を使用周波数点集合とするとき、前記全周波数点集合に属し且つ少なくとも前記使用周波数点集合の全ての周波数点を含む複数の周波数点を所定の出力順序で並べてなる離散周波数点系列に従って、前記各周波数点の周波数の探知波を順次発振する探知波生成部と、
　前記探知波を探知空間へ発射するとともに、前記探知波が前記探知空間内の目標物で反射された反射波を受信するアンテナと、
　前記アンテナで受信された前記反射波を、前記探知波で位相検波することにより互いに直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号を生成する位相検波器と、
　前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する各周波数ステップについて、順次、当該周波数ステップの前記Ｉ／Ｑビデオ信号を所定のレンジゲートで切り出した信号波形から前記反射波の当該周波数ステップの位相点を算出する位相演算部と、
　前記位相演算部が算出する位相点であって前記使用周波数点集合に属す周波数点に対応する位相点を、各位相点に対応する周波数点の昇順又は降順で並べ替えて位相点系列を生成し、
前記位相点系列に対し、前記不使用周波数点集合に属す周波数点に対応する位相点を補間することで、補間された位相点系列を算出する欠落補償部と、
　前記補間された位相点系列を逆離散フーリエ変換することでレンジ・スペクトルを生成し、前記レンジ・スペクトルがピークをとる位相値から前記アンテナから前記目標物までの距離を算出する逆離散フーリエ変換部と、を備えたことを特徴とする。

　この構成によれば、外部からの干渉波の周波数帯域の周波数点（例えば、他の無線システムの使用帯域に属する各周波数点）のすべてを不使用周波数点集合とする（スペクトル・ホールとする）ことによって、干渉波の影響がある周波数点に対する位相点が位相定系列から除かれる。これにより、他の無線システムの無線信号による発射パルスへの被干渉の影響をなくすことができる。また、欠落させた周波数点に対応する位相点は、欠落補償部によって他の位相点から補間し復元されるため、干渉波の影響がないときの従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式と同等の距離分解能を維持することができる。

　尚、欠落補償部による補間方法としては、最小自乗法又はスプライン補間法によって補間する方法や、直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号系列の相互相関係数を計算し相互相関係数の最大点から両信号系列のシフト量を決定し、両信号系列を相互にシフトさせて重ね合わせることにより、スペクトル・ホール部分の複素位相データを相互に補間する方法などを使用することができる。

　本発明の超広帯域パルス・センサの第２の構成は、前記第１の構成において、前記探知波生成部は、
　前記使用周波数点集合に属する各周波数点の出力順序を表す出力パターン系列を記憶する出力パターン記憶部と、
　前記出力パターン記憶部に記憶された前記出力パターン系列に従って、一定の時間ステップ幅τ_PRFで周波数がステップ状に変化する、前記探知波を生成する内部発振部と、を備えたことを特徴とする。（実施例１参照）

　この構成によれば、探知波生成部は、あらかじめ出力パターン記憶部に記憶された出力パターン系列に従って周波数がステップ状に変化する探知波を発振するため、出力される探知波の周波数バンドには、不使用周波数点の部分にスペクトル・ホールが作られる。従って、外部からの干渉波の周波数帯域（例えば、他の無線システムの使用帯域）に属する各周波数点が欠落するように出力パターン系列を構成し、出力パターン記憶部に記憶させておくことにより、外部からの干渉波と発射パルスとの与干渉および被干渉をなくすことができる。また、欠落させた周波数帯の周波数点に対応する位相点は、欠落補償部によって他の位相点から補間し復元されるため、干渉波の影響がないときの従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式と同等の距離分解能を維持することができる。

　本発明の超広帯域パルス・センサの第３の構成は、前記第２の構成において、前記アンテナは、前記探知波を探知空間へ発射するとともに、前記探知波が前記探知空間内で反射された反射波及び／又は外部からの干渉波を受信するものであり、
　前記位相検波器は、前記アンテナで受信された前記反射波及び／又は前記干渉波を、前記探知波で位相検波することにより互いに直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号を生成するものであり、
　前記探知波生成部が生成する前記探知波を前記アンテナに出力する出力オン状態と、出力しない出力オフ状態との切り替えを行う出力スイッチング部と、
　前記出力スイッチング部により前記出力オフ状態とし、前記内部発振部により前記出力パターン系列に前記不使用周波数点集合に属する周波数点を加えた系列を１回以上続けて前記探知波を出力させた後、前記出力スイッチング部により前記出力オン状態とし、前記内部発振部により前記出力パターン系列を１回以上続けて前記探知波を出力させる制御を、繰り返し実行する出力停止制御部と、
　前記位相検波器が出力する前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度を検出する干渉波検出部と、
　前記出力停止制御部により前記出力オフ状態とされた時間帯において、
前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する周波数ステップのそれぞれにおいて、当該周波数点に対し前記干渉波検出部により検出される前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、前記出力パターン系列から当該周波数点を除去し、それ以外の場合は、前記出力パターン系列に当該周波数点が含まれていない場合には、前記出力パターン系列に当該周波数点を追加することにより、前記出力パターン記憶部に記憶された前記出力パターン系列の更新を行うスペクトル・ホール設定部と、を備えたことを特徴とする。（実施例８参照）

　この構成によれば、まず、出力停止制御部は出力スイッチング部を出力オフ状態とし、内部発振部により出力パターン系列に前記不使用周波数点集合に属する周波数点を加えた系列により並べてなる離散周波数点系列を１回以上続けて探知波を出力させる。この場合、アンテナからは探知波は発射されないため、アンテナでは外部からの干渉波のみが受信波として受信される。また、出力パターン系列に前記不使用周波数点集合に属する周波数点を加えた系列は、全周波数点集合に属するすべての周波数点を包含する。位相検波器は、各周波数点に対応する周波数ステップにおいて、この受信波を該周波数点の探知波で位相検波する。これにより、各周波数ステップにおいては、外部干渉波の周波数成分のうち、該周波数ステップに対応する周波数点の周波数成分のみが抽出されてＩ／Ｑビデオ信号が生成される。従って、干渉波検出部は、このＩ／Ｑビデオ信号の強度を検出することで、各周波数点における外部干渉波の周波数成分の強度を得ることができる。スペクトル・ホール設定部は、このＩ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、出力パターン系列から当該周波数点を除去し、それ以外の場合は、出力パターン系列に当該周波数点が含まれていない場合には、出力パターン系列に当該周波数点を追加することにより、出力パターン記憶部に記憶された出力パターン系列の更新を行う。これにより、出力パターン系列から、外部干渉波の周波数バンドに含まれる周波数点が除かれ、外部干渉波の周波数バンドに含まれない周波数点が補充される。これにより、外部干渉波を検出し当該外部干渉波の周波数帯域において探知波にスペクトル・ホールを適宜設定することが可能となる。

　次に、出力停止制御部は出力スイッチング部を出力オン状態とし、内部発振部により出力パターン系列により並べてなる離散周波数点系列を１回以上続けて探知波を出力させる。この場合には、アンテナからは探知波は発射されるため、目標物までの距離の検出が行われる。出力される探知波の周波数バンドには、不使用周波数点の部分にスペクトル・ホールが作られるため、外部からの干渉波と発射パルスとの与干渉および被干渉をなくすことができ、また、欠落させた周波数帯の周波数点に対応する位相点は欠落補償部によって他の位相点から補間し復元されるため、干渉波の影響がないときの従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式と同等の距離分解能を維持することができる。

　本発明の超広帯域パルス・センサの第４の構成は、前記第１の構成において、前記探知波生成部は、
　前記全周波数点集合の各周波数点を所定の出力順序で並べてなる前記離散周波数点系列に従って、一定の時間ステップ幅τ_PRFで周波数がステップ状に変化する、前記探知波を生成する内部発振部と、
　前記離散周波数点系列の各周波数点について、前記使用周波数点集合に属する場合はオン値、前記不使用周波数点集合に属する場合はオフ値をとる使用周波数情報を記憶する使用周波数情報記憶部と、
　前記探知波生成部が生成する前記探知波を前記アンテナに出力する出力オン状態と、出力しない出力オフ状態との切り替えを行う出力スイッチング部と、
　前記内部発振部が生成する前記探知波の各周波数ステップにおいて、前記使用周波数情報記憶部に記憶された前記使用周波数情報を参照し、当該周波数ステップの周波数点に対するオン・オフ値に従って、前記出力スイッチング部により前記出力オン状態又は前記出力オフ状態の切り替え制御を行う探知波周波数制御部と、
を備えたことを特徴とする。（実施例２，５，６参照）

　この構成によれば、内部発振部は、全周波数点集合のすべての周波数点を所定の出力順序で並べてなる前記離散周波数点系列に従って、ステップ状に変化する探知波を生成するが、探知波周波数制御部は、各周波数ステップのうち、周波数点が不使用周波数点集合に属する場合には出力スイッチング部を出力オフ状態とし、アンテナに出力させないように制御する。これにより、探知波の周波数バンドには、不使用周波数点の部分にスペクトル・ホールが作られるため、外部からの干渉波と発射パルスとの与干渉および被干渉をなくすことができる。また、欠落させた周波数帯の周波数点に対応する位相点は欠落補償部によって他の位相点から補間し復元されるため、干渉波の影響がないときの従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式と同等の距離分解能を維持することができる。

　本発明の超広帯域パルス・センサの第５の構成は、前記第１の構成において、前記探知波生成部は、前記全周波数点集合に属する各周波数点を所定の出力順序で並べてなる前記離散周波数点系列に従って一定の時間ステップ幅τ_PRFでステップ状に周波数が順次切り替わる前記探知波を生成するものであり、
　前記離散周波数点系列の各周波数点について、前記使用周波数点集合に属する場合はオン値、前記不使用周波数点集合に属する場合はオフ値をとる使用周波数情報を記憶する使用周波数情報記憶部を備え、
　前記欠落補償部は、
前記使用周波数情報を参照し、前記位相演算部が算出する位相点のうち、対応する周波数点の前記使用周波数情報がオン値の位相点のみを抽出し、
抽出された各位相点を、対応する周波数点の昇順又は降順で並べ替えて前記位相点系列を生成し、
前記位相点系列に対し、前記不使用周波数点集合に属する周波数点に対応する位相点を補間することで、補間された位相点系列を算出するものであることを特徴とする。（実施例４参照）

　この構成によれば、内部発振部は、全周波数点集合のすべての周波数点を所定の出力順序で並べてなる前記離散周波数点系列に従って、ステップ状に変化する探知波を生成し、アンテナからはすべての周波数点の周波数ステップの探知波を発射し、その反射波がアンテナで受信され、位相検波される。しかし、欠落補償部は、位相演算部が算出する位相点のうち、対応する周波数点が使用周波数点集合に属する（使用周波数情報がオン値をとる）もののみを抽出し、抽出された各位相点を、対応する周波数点の昇順又は降順で並べ替えて位相点系列を生成する。これにより、外部干渉波の周波数帯域に含まれるすべての周波数点がオフ値とねるように、使用周波数情報を設定しておくことにより、探知波の周波数バンドには、外部干渉波の周波数帯域にスペクトル・ホールが作られ、外部からの干渉波と発射パルスとの与干渉および被干渉をなくすことができる。また、欠落させた周波数帯の周波数点に対応する位相点は、欠落補償部によって他の位相点から補間し復元されるため、干渉波の影響がないときの従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式と同等の距離分解能を維持することができる。

　本発明の超広帯域パルス・センサの第６の構成は、前記第４又は５の構成において、前記探知波生成部が生成する前記探知波が入力され、前記探知波の周波数が変化した時点から一定のパルス幅τ_Ｐ（τ_Ｐ＜τ_PRF）だけ出力することにより前記探知波をパルス変調するパルス変調部を備え、
　前記アンテナからは、前記パルス変調部によりパルス変調された前記探知波が発射され、前記アンテナでは前記反射波及び／又は外部からの干渉波が受信されるものであり、
　前記位相検波器は、前記アンテナで受信された前記反射波及び／又は前記干渉波を、前記探知波で位相検波することにより互いに直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号を生成するものであり、
　前記位相検波器が出力する前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度を検出する干渉波検出部と、
　前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する周波数ステップにおいて、前記レンジゲートの後の時間帯で、前記干渉波検出部により前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度を検出し、
当該Ｉ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、前記使用周波数情報のうち当該周波数点に対する値をオフ値に変更し、それ以外の場合は、前記使用周波数情報のうち当該周波数点に対する値をオン値に変更することにより、前記使用周波数情報記憶部に記憶された前記使用周波数情報を更新するスペクトル・ホール設定部と、を備えたことを特徴とする。（実施例２，５参照）

　この構成によれば、パルス変調された探知波がアンテナから発射されるため、各周波数点の周波数ステップにおいて、アンテナで探知波のパルスの反射波及び外部干渉波が受信される時間帯と、外部干渉波のみが受信される時間帯とに時間的に分離される。スペクトル・ホール設定部は、外部干渉波のみが受信される時間帯において、干渉波検出部によりＩ／Ｑビデオ信号の強度を検出し、当該Ｉ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、使用周波数情報の当該周波数点に対する値をオフ値に変更し、それ以外の場合は、使用周波数情報の当該周波数点に対する値をオン値に変更することにより、使用周波数情報を更新する。これにより、外部干渉波を検出し当該外部干渉波の周波数帯域において探知波にスペクトル・ホールを適宜設定することが可能となる。

　本発明の超広帯域パルス・センサの第７の構成は、前記第４又は５の構成において、前記アンテナは、前記探知波を探知空間へ発射するとともに、前記探知波が前記探知空間内で反射された反射波及び／又は外部からの干渉波を受信するものであり、
　前記位相検波器は、前記アンテナで受信された前記反射波及び／又は前記干渉波を、前記探知波で位相検波することにより互いに直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号を生成するものであり、
　前記出力スイッチング部により前記出力オフ状態とし、前記内部発振部により前記離散周波数点系列を１回以上続けて前記探知波を出力させた後、前記出力スイッチング部により前記出力オン状態とし、前記内部発振部により前記離散周波数点系列を１回以上続けて前記探知波を出力させる制御を、繰り返し実行する出力停止制御部と、
　前記出力停止制御部により前記出力オフ状態とされた時間帯において、
前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する周波数ステップのそれぞれにおいて、当該周波数点に対し前記干渉波検出部により検出される前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、前記使用周波数情報のうち当該周波数点に対する値をオフ値に変更し、それ以外の場合は、前記使用周波数情報のうち当該周波数点に対する値をオン値に変更することにより、前記使用周波数情報記憶部に記憶された前記使用周波数情報を更新するスペクトル・ホール設定部と、を備えたことを特徴とする。（実施例７参照）

　この構成によれば、出力停止制御部が出力スイッチング部を出力オフ状態とした時間帯において、全周波数点集合に属する各周波数点における外部干渉波の周波数成分の強度を得ることができる。そして、スペクトル・ホール設定部は、得られた外部干渉波の各周波数点成分の強度に応じて、探知波にスペクトル・ホールを適宜設定することが可能となる。

　本発明の超広帯域パルス・センサの第８の構成は、前記第１の構成において、前記探知波生成部は、
　前記全周波数点集合の各周波数点を所定の出力順序で並べてなる前記離散周波数点系列に従って、一定の時間ステップ幅τ_PRFで周波数がステップ状に変化する、前記探知波を生成する内部発振部と、
　前記離散周波数点系列の各周波数点のそれぞれについて、前記アンテナに出力する際の出力ゲインを記憶する出力ゲイン記憶部と、
　前記出力ゲイン記憶部に記憶された各周波数点に対する前記出力ゲインに従って、前記内部発振部が生成する前記探知波を、周波数ステップごとに前記出力ゲインで増幅し前記アンテナに出力する出力ゲイン制御部と、を備え、
　前記探知波生成部が生成する前記探知波が入力され、前記探知波の周波数が変化した時点から一定のパルス幅τ_Ｐ（τ_Ｐ＜τ_PRF）だけ出力することにより前記探知波をパルス変調するパルス変調部を備え、
　前記アンテナからは、前記パルス変調部によりパルス変調された前記探知波が発射され、前記アンテナでは前記反射波及び／又は外部からの干渉波が受信されるものであり、
　前記欠落補償部は、前記位相点系列の各位相点のうち、前記不使用周波数点集合に属す周波数点に対応する位相点の位相値を、当該周波数点の出力ゲインの逆数倍することにより当該位相点の位相値を算出することで、前記補間された位相点系列を算出するものであり、
　前記位相検波器が出力する前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度を検出する干渉波検出部と、
　前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する周波数ステップにおいて、前記レンジゲートの後の時間帯で、前記干渉波検出部により検出される前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度を検出し、
当該Ｉ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、当該周波数点に対する前記出力ゲインの値を１より小さい所定の値に変更し、それ以外の場合は、当該周波数点に対する前記出力ゲインの値を１に変更することにより、前記出力ゲイン記憶部に記憶された前記出力ゲインを更新するスペクトル・ホール設定部と、を備えたことを特徴とする。（実施例３参照）

　この構成によれば、内部発振部は、全周波数点集合のすべての周波数点を所定の出力順序で並べてなる前記離散周波数点系列に従って、ステップ状に変化する探知波を生成する。この探知波はパルス変調部によりパルス変調された後、アンテナから発射される。このとき、出力ゲイン制御部により、各周波数ステップにおいて、出力ゲイン記憶部に記憶された各周波数点に対する前記出力ゲインに従って、探知波の出力ゲインが制御される。パルス変調された探知波がアンテナから発射されるため、各周波数点の周波数ステップにおいて、アンテナで探知波のパルスの反射波及び外部干渉波が受信される時間帯と、外部干渉波のみが受信される時間帯とに時間的に分離される。スペクトル・ホール設定部は、外部干渉波のみが受信される時間帯において、干渉波検出部によりＩ／Ｑビデオ信号の強度を検出し、当該Ｉ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、出力ゲイン記憶部に記憶された当該周波数点に対する出力ゲインの値を１より小さい所定の値に変更し、それ以外の場合は、１に変更する。これにより、外部干渉波の周波数帯域において探知波にスペクトル・ホールが適宜設定されるが、この場合、スペクトル・ホールにおける探知波の出力は完全に０ではない。従って、欠落補償部は、位相点系列の各位相点の位相値を、当該周波数点の出力ゲインの逆数倍することにより当該位相点の位相値を算出することで、スペクトル・ホールにおける位相点を補間し、補間された位相点系列を算出する。これにより、干渉波の影響がないときの従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式と同等の距離分解能を維持することができる。

　本発明の超広帯域パルス・センサの第９の構成は、前記第１乃至４，６，７の何れか一の構成において、前記位相演算部に代えて、前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する各周波数ステップについて、順次、当該周波数ステップの前記Ｉ／Ｑビデオ信号を所定のレンジゲートで切り出した信号波形から前記反射波の当該周波数ステップの周波数スペクトルである離散スペクトルを算出するスペクトル演算部を備え、
　前記欠落補償部は、前記スペクトル演算部が算出する離散スペクトルであって前記使用周波数点集合に属す周波数点に対応する離散スペクトルを、各離散スペクトルに対応する周波数点の昇順又は降順で並べ替えて離散スペクトル系列を生成し、
前記離散スペクトル系列に対し、前記不使用周波数点集合に属す周波数点に対応する離散スペクトルを補間することで、補間された離散スペクトル系列を算出するものであり、
　前記逆離散フーリエ変換部は、前記補間された離散スペクトル系列を逆離散フーリエ変換することでレンジ・スペクトルを生成し、前記レンジ・スペクトルがピークをとる位相値から前記アンテナから前記目標物までの距離を算出するものであることを特徴とする。（実施例１参照）

　この構成によれば、Ｉ／Ｑビデオ信号から反射波の位相点を算出する代わりに周波数点に対応する離散スペクトルを算出し、この離散スペクトルを用いて、位相点の場合と同様に補間し、並べ替えた離散スペクトル系列を生成し、これから同様の方法で目標物までの距離を算出することができる。この離散スペクトルを用る方法をとれば、目標物までの距離に加えて、目標物の速度を検出することも可能である。

　以上のように、本発明の超広帯域パルス・センサによれば、受信側において、スペクトル・ホールの周波数バンドのパルス探知波に対応する離散位相データ又は離散スペクトル・データを、欠落補償部によって他の離散位相データ又は離散スペクトル・データから補間し復元することで、干渉波の影響がないときの従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式と同等の距離分解能を維持しつつ、同一周波数帯を使用する既存の無線システムの影響を除去することが可能となり、従来よりも目標物までの距離の検出精度を高め、且つ目標物の誤検出を防止することができる。

本発明の実施例１に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。周波数制御電圧Ｖ_VCOの時間変化の一例を示す図である。局部発振器３が出力する局部発信周波数ｆ_STALOの離散周波数値及び欠落した離散周波数値を表す図である。実施例１に係る超広帯域パルス・センサにおける（ａ）連続探知波ｓ_３’（ｔ）の波形の一例、（ｂ）パルス探知波ｓ_４’（ｔ）の波形の一例、（ｃ）反射波ｓ_５’（ｔ）の波形の一例、及び（ｄ）複素位相データＲ_ｋを表す図である。（ａ）従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式における発射波ｓ_４（ｔ）のスペクトル、及び（ｂ）実施例１のＵＷＢパルス・センサ１における発射波ｓ_４’（ｔ）のスペクトルである。複素位相データの一例を示す図である。本発明の実施例２に係るＵＷＢパルス・センサの構成を表すブロック図である。実施例２に係る超広帯域パルス・センサにおける（ａ）連続探知波ｓ_３”（ｔ）の波形の一例、（ｂ）パルス探知波ｓ_４”（ｔ）の波形の一例、（ｃ）反射波ｓ_５”（ｔ）の波形の一例、及び（ｄ）複素位相データｓ_8I ^(DC)(α_ｉ)を表す図である。複素位相データのI／Q位相データ成分ｓ_8I ^(DC)(α_ｎ)，ｓ_8Ｑ ^(DC)(α_ｎ)（ｎ＝１，２，…）を周波数の小さい順に並べ替えた状態を表す図である。特定の帯域において狭帯域な干渉波が存在する場合の（ａ）受信信号強度データＩ（ｉ）及び（ｂ）干渉波スペクトルを示す図である。相互相関を利用した演算処理部２１によるスペクトル・ホール部分の複素位相データの補間処理を示すフローチャートである。本発明の実施例３に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。実施例２及び実施例３のＵＷＢパルス・センサ１により得られるレンジ・スペクトルＲ（φ）を比較した図である。本発明の実施例４に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。演算処理部２１による複素位相データの補償前と補償後の様子を状態を示す図である。本発明の実施例５に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。本発明の実施例６に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。本発明の実施例７に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。実施例７に係る超広帯域パルス・センサにおける（ａ）連続探知波ｓ_３”（ｔ）の波形の一例、（ｂ）反射波ｓ_５”（ｔ）の波形の一例、及び（ｃ）レンジゲートを表す図である。実施例７の超広帯域パルス・センサの全体動作を表すフローチャートである。本発明の実施例８に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式を用いたＵＷＢパルス・センサの基本構成を表すブロック図である。ステップ信号生成器１０３が出力する周波数制御電圧の階段状の時間変化を表す図である。（ａ）連続探知波ｓ_３（ｔ）の波形の一例、（ｂ）パルス探知波ｓ_４（ｔ）の波形の一例、及び（ｃ）反射波ｓ_５（ｔ）の波形の一例を表す図である。

１　ＵＷＢパルス・センサ
２　コヒーレント発振器
３　局部発振器
４　任意ステップ・パターン信号生成器
４ａ　パターン・メモリ
５　周波数混合器
５’　発射側フロントエンド部
６　パルス変調器
７　サーキュレータ
８　アンテナ
９　フロントエンド部
１０　位相検波器
１１　欠落補償部
１２　逆離散フーリエ変換器
１３　表示装置
１５　探知波生成部
２０　干渉波検出回路
２１　演算処理部
２１ａ　使用周波数情報記憶部
２２　ＴＴＬ制御回路
２２ａ　出力ゲイン記憶部
２３　アッテネータ（ＡＴＴ）
２４　出力停止制御部

　以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照しながら説明する。

　図１は、本発明の実施例１に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。尚、図１は、ヘテロダイン受信を想定した回路構成になっているが、ホモダイン受信でも適用することができる。本実施例のＵＷＢパルス・センサ１は、コヒーレント発振器２、局部発振器３、任意ステップ・パターン信号生成器４、パターン・メモリ４ａ、周波数混合器５、パルス変調器６、サーキュレータ７、アンテナ８、受信側フロントエンド部９、位相検波器１０、欠落補償部１１、及び逆離散フーリエ変換器１２を備えている。尚、図１において、表示装置１３は、ＵＷＢパルス・センサ１の検出結果を表示する装置である。

　コヒーレント発振器２は、上述の式（１）で表される中間周波数ｆ_COHOの連続波信号であるＩＦ信号ｓ_１（ｔ）を出力する発振器である。局部発振器３は、局部発信周波数ｆ_STALOの連続波信号であるＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を出力する電圧制御発振器である。

　任意ステップ・パターン信号生成器４は、パターン・メモリ４ａに設定された所定のパターン（出力パターン系列）に従って、局部発振器３の発信周波数ｆ_STALOを制御する周波数制御電圧Ｖ_VCOを出力する。パターン・メモリ４ａは、ＲＡＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ等の書き換え自在なメモリによって構成されている。パターン・メモリ４ａには、周波数制御電圧Ｖ_VCOの出力パターン系列がデジタル値として記憶されている。この出力パターン系列の各値は、周波数点に一対一に対応する。出力パターン系列の各値に対応する周波数点の集合が「使用周波数点集合」である。従って、出力パターン系列は、使用周波数点集合に属する各周波数点の出力順序を表す。任意ステップ・パターン信号生成器４は、パターン・メモリ４ａに記憶された周波数制御電圧Ｖ_VCOの出力パターン系列に従って、周波数制御電圧Ｖ_VCOのデジタル値を順次出力するパターン出力部と、パターン出力部が出力するデジタル値をデジタル・アナログ変換するＤ／Ａ変換器とから構成されている。各出力パターンに対する局部発信周波数ｆ_STALOは、所定の周波数ｆ_０～ｆ_０＋（Ｎ－１）Δｆの帯域（使用周波数帯）を周波数間隔Δｆで等分しＮ個の周波数点に離散化したときの各離散値の何れかの値をとる。このＮ個の周波数点の集合が「全周波数点集合」である。尚、一連の出力パターン系列内の全周波数点数は最大Ｎ個であるが、少数の所定の個数（ｎ_lack個）の周波数点について欠落したものであってもよい。ここで、欠落したｎ_lack個の周波数点の集合が「不使用周波数点集合」である。Ｎは全周波数点集合に属する周波数点の数、ｎ_lackは不使用周波数点集合に属する周波数点の数である。

　例えば、出力パターン系列が（α_１，α_２，α_３，α_４，α_５，α_６）＝（５，８，２，６，１，７）の場合、各周波数点の出力順序は（ｆ_５，ｆ_８，ｆ_２，ｆ_６，ｆ_１，ｆ_７）＝（ｆ_０＋４Δｆ，ｆ_０＋７Δｆ，ｆ_０＋Δｆ，ｆ_０＋５Δｆ，ｆ_０，ｆ_０＋６Δｆ）のようになる。この場合、使用周波数点集合は｛ｆ_１，ｆ_２，ｆ_５，ｆ_６，ｆ_７，ｆ_８｝、不使用周波数点集合は｛ｆ_３，ｆ_４｝、全周波数点集合は｛ｆ_１，ｆ_２，ｆ_３，ｆ_４，ｆ_５，ｆ_６，ｆ_７，ｆ_８｝、Ｎ＝８，ｎ_lack＝２である。

　周波数混合器５は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）が入力され、これらの信号の混合信号である連続探知波ｓ_３’（ｔ）（式（４）参照）を生成し出力する混合器（mixer）である。

　パルス変調器６は、上記連続探知波ｓ_３’（ｔ）を式（５）のようにパルス変調し、サーキュレータ７に対しパルス探知波ｓ_４’（ｔ）を出力する。

　本実施例では、コヒーレント発振器２、局部発振器３、任意ステップ・パターン信号生成器４、パターン・メモリ４ａ、及び周波数混合器５により、探知波（連続探知波ｓ_３’（ｔ））を発振する探知波生成部１５が構成されている。また、パターン・メモリ４ａが「出力パターン記憶部」を構成し、コヒーレント発振器２、局部発振器３、任意ステップ・パターン信号生成器４、及び周波数混合器５が「内部発振部」を構成している。

　サーキュレータ７は、一般的な４ポートのサーキュレータであり、ポート１にはパルス変調器６、ポート２にはアンテナ８、ポート３には受信側フロントエンド部９がそれぞれ接続されている。ポート１に入力された信号はポート２へ、ポート２に入力された信号はポート３へ出力される。尚、ポート４（図示せず）は無反射終端とされている。尚、本実施例はデュプレクサとしてサーキュレータ方式を示すが、デュプレクサとしては、ＴＲ管，ＡＴＲ管を使用したブランチ型やデュアルＴＲ管を使用したバランス型等の他の方式を用いてもよい。

　アンテナ８は、通常のＵＷＢアンテナが用いられる。サーキュレータ７を介してパルス変調器６から出力されるパルス探知波ｓ_４’（ｔ）はアンテナ８から探知空間へ発射され、探知空間内の目標物で反射されたパルス探知波ｓ_４’（ｔ）の反射波ｓ_５’（ｔ）は、アンテナ８で受信され、サーキュレータ７を介して受信側フロントエンド部９に入力される。「探知空間」とは、探知すべき目標物が存在する空間、すなわち、アンテナ８の前方（探知波の発射方向）にある空間をいう。

　受信側フロントエンド部９は、局部発振器１０２が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）と反射波ｓ_５’（ｔ）とを混合し、ローパス・フィルタ又はバンドパス・フィルタにより上側波帯成分を除去してダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）を位相検波器１０に出力する。

　位相検波器１０は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）を同期信号として、ダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）を位相検波し、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）を欠落補償部１１へ出力する。ここで、Ｉ／Ｑビデオ信号は複素位相平面上の点（ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ））を表しており、この点のことを「位相点」という。

　欠落補償部１１は、時系列で入力されるＩ／Ｑビデオ信号について（Ｎ－ｎ_lack）個の離散スペクトル・データ（又は複素位相データ）の包絡線から最小二乗法によりｎ_lack個の欠落部の離散スペクトル（又は位相）を内挿（補間）し、Ｎ個の離散スペクトル・データ（又は複素位相データ）（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）を出力する。この欠落補償部１１が、スペクトル演算部（又は位相演算部）及び欠落補償部を構成している。

　逆離散フーリエ変換器１２は、Ｎ個の補間した離散スペクトル・データ又は複素位相データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）を逆離散フーリエ変換により時間領域に変換し、そのレンジ・スペクトルＲ（φ）を合成し、レンジ・スペクトルＲ（φ）のピーク位置φ_peakから目標物までの距離ｄの推定値を算出し、表示装置１３へ出力する。

　表示装置１３は、逆離散フーリエ変換器１２から入力される目標物までの距離ｄを表示する。

　以上のように構成された本実施例に係るＵＷＢパルス・センサ１について、以下その詳細動作について説明する。

（１）送信側
　コヒーレント発振器２は、中間周波数ｆ_COHOのコサイン波のＩＦ信号ｓ_１（ｔ）を連続的に出力する。コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）は、前記式（１）により表される。

　一方、任意ステップ・パターン信号生成器４は、一定の周期τ_PRFでパターン・メモリ４ａに記憶された周波数制御電圧Ｖ_VCOの出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_{Ｎ－ｎlack}）を順次読み出し、読み出した出力パターンα_k（ｋ∈｛１，２，…，Ｎ－ｎ_lack｝）をＤ／Ａ変換し、周波数制御電圧Ｖ_VCOを出力する。局部発振器３は、周波数制御電圧Ｖ_VCOに従って設定される局部発信周波数ｆ_STALOのコサイン波のＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を連続的に出力する。

　図２は、周波数制御電圧Ｖ_VCOの時間変化の一例を示す図である。Ｎ個の出力パターン系列Ａ＝（α_１，α_２，…，α_{Ｎ－ｎlack}）は任意の系列であるため、周波数が単調増加する従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式の場合（図２３参照）と異なり、周波数制御電圧Ｖ_VCOのパターンは出力パターン系列Ａに従ったステップ・パターンとなる。

　ここで、局部発信周波数ｆ_STALOの最小値をｆ_０、最大値をｆ_０＋（Ｎ－１）Δｆとする。局部発信周波数ｆ_STALOは、周波数ｆ_０～ｆ_０＋（Ｎ－１）Δｆの区間を等間隔のＮ点に離散化した全周波数点集合｛ｆ_０，ｆ_０＋Δｆ，ｆ_０＋２Δｆ，…，ｆ_０＋（Ｎ－１）Δｆ｝の属する何れかの周波数点の値をとる。従って、（Ｎ－ｎ_lack）個の各出力パターンα_k（ｋ∈｛１，２，…，Ｎ－ｎ_lack｝）のとり得る値は、Ｎ個の離散周波数値｛ｆ_０，ｆ_０＋Δｆ，ｆ_０＋２Δｆ，…，ｆ_０＋（Ｎ－１）Δｆ｝に対応する値のうちの何れかである。ここで、ｎ_lackは、離散周波数値の欠落個数（すなわち、不使用周波数点の個数）である。

　図３は、局部発振器３が出力する局部発信周波数ｆ_STALOがとる離散周波数値及び欠落した離散周波数値を表す図である。局部発信周波数ｆ_STALOがとり得る各離散周波数値の間隔はΔｆであり、等間隔である。また、局部発信周波数ｆ_STALOがとる離散周波数値は、干渉波が存在する周波数帯域（干渉波帯域）で欠落するように設定される。この局部発信周波数ｆ_STALOの欠落部分を「スペクトル・ホール」と呼ぶ。尚、干渉波とは、ＵＷＢパルス・センサ１が発射する電波及びその反射波以外の妨害電波のことをいい、例えば、携帯電話、FPUなどなどである。このように、干渉波の使用帯域を局部発信周波数ｆ_STALOがとる離散周波数値から除外することにより、干渉波との被干渉や与干渉を防止することが可能となる。

　周波数混合器５は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）とを混合し、連続探知波ｓ_３’（ｔ）を出力する。連続探知波ｓ_３’（ｔ）は前記式（４）と同様に表され、連続探知波ｓ_３’（ｔ）は周波数ｆ_STALO＋ｆ_COHO＝ｆ_αk＋ｆ_COHO（ｋ∈｛１，２，…，Ｎ－ｎ_lack｝）のコサイン波となる。ここで、ｆ_αkは出力パターンα_kに対応する周波数である。

　パルス変調器６は、連続探知波ｓ_３’（ｔ）をパルス変調したパルス探知波ｓ_４’（ｔ）を、サーキュレータ７に出力する。パルス変調したパルス探知波ｓ_４’（ｔ）は、前記式（５）と同様に表される。このパルス探知波ｓ_４’（ｔ）は、サーキュレータ７を介してアンテナ８に伝送され、アンテナ８から前方の探知空間に発射される。発射されたパルス探知波ｓ_４’（ｔ）は探知空間内の目標物で反射され、この反射波ｓ_５’（ｔ）はアンテナ８で受信されて、サーキュレータ７を介して受信側フロントエンド部９に入力される。

　発射された各パルス探知波ｓ_４’（ｔ）は、パルス内において周波数が一定であり、（Ｎ－ｎ_lack）個のパルス探知波ｓ_４’（ｔ）系列の周波数（ｆ_α１，ｆ_α２，…，ｆ_{αＮ－ｎlack}）は、出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_{Ｎ－ｎlack}）に従って任意のパターンに設定することができる。

　図４は、（ａ）連続探知波ｓ_３’（ｔ）の波形の一例、（ｂ）パルス探知波ｓ_４’（ｔ）の波形の一例、（ｃ）反射波ｓ_５’（ｔ）の波形の一例、及び（ｄ）離散スペクトル・データＲ_αｋを表す図である。連続探知波ｓ_３’（ｔ）は、局部発信周波数ｆ_STALOの周波数変化に伴って、一定のパルス周期τ_PRFでステップ状に周波数が変化する。パルス探知波ｓ_４’（ｔ）は、連続探知波ｓ_３’（ｔ）の周波数が変化する各時刻を起点として、一定のパルス幅τ_Ｐだけ周波数ｆ_STALO＋ｆ_COHOのコサイン波を出力し、それ以外の期間は０となる（図４（ｂ）参照）。パルス探知波ｓ_４’（ｔ）がアンテナ８から発射されてから、目標物で反射されその反射波ｓ_５’（ｔ）がアンテナ８で受信されるまでの往復旅行時間をｔ_ｒとすると、ｔ_ｒ＝２ｄ／ｃである。ここで、ｄはアンテナ８から目標物までの距離、ｃは光速である。反射波ｓ_５’（ｔ）のパルスはパルス探知波ｓ_４’（ｔ）よりも時間ｔ_ｒだけ遅延するため、この時間分だけ位相遅延が生じる（図４（ｃ）参照）。また、目標物がアンテナ８に対して相対的に移動している場合には、その相対速度ｖにより、反射波ｓ_５’（ｔ）にはドップラー効果による周波数シフトｆ_ｄが生じる。従って、反射波ｓ_５’（ｔ）は、前述の式（６ａ）と同様に表される。

　図５は、（ａ）従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式における発射波（パルス探知波ｓ_４（ｔ））のスペクトルの一例、及び（ｂ）実施例１のＵＷＢパルス・センサ１における発射波（パルス探知波ｓ_４’（ｔ））のスペクトルの一例である。

　ステップドＦＭパルス・レーダ方式における発射波（パルス探知波ｓ_４（ｔ））のスペクトルは、最小周波数ｆ_min（＝ｆ_０）から最大周波数ｆ_max（＝ｆ_０＋（Ｎ－１）Δｆ）まで階段状に周波数掃引されるため、そのスペクトルは図５（ａ）のように、周波数ｆ_min～ｆ_maxまでほぼ平坦なメインローブとなり、その両側のサイドローブが抑圧されたスペクトルとなる。

　一方、実施例１のＵＷＢパルス・センサ１における発射波（パルス探知波ｓ_４’（ｔ））のスペクトルは、最小周波数ｆ_min（＝ｆ_ｃ）から最大周波数ｆ_max（＝ｆ_ｃ＋（Ｎ－１）Δｆ）の間でステップ状に所定パターンに従ってランダム掃引されるが、他の無線システムからの干渉波の周波数帯では除外されている。従って、そのスペクトルは図５（ｂ）のように、周波数ｆ_min～ｆ_maxまでほぼ平坦なメインローブとなるが、干渉波の周波数帯のみはスペクトル・ホールとなっている。

（２）受信側
　アンテナ８で受信された反射波ｓ_５’（ｔ）は、サーキュレータ７を介して受信側フロントエンド部９に入力される。ここで、反射波ｓ_５’（ｔ）は、前述の式（６ａ）と同様に表される。

　受信側フロントエンド部９は、局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）と反射波ｓ_５’（ｔ）とを混合するとともに、混合波の上側波帯成分をフィルタ除去し、下側波帯成分をダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）として位相検波器１０へ出力する。このダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）は、前述の式（８）と同様に表される。

　位相検波器１０は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と同相の信号ｓ_１Ｉ（ｔ）及び位相をπ／２だけ遅らせた信号ｓ_１Ｑ（ｔ）と、ダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）とを混合し、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）として欠落補償部１１へ出力する。Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）は、前述の式（９ａ）及び式（９ｂ）と同様に表される。ここで、ｓ_８Ｉ’（ｔ）は実部（同相であるI成分）、ｓ_８Ｑ’（ｔ）は虚部（直交のQ成分）を表す信号である。

　欠落補償部１１は、位相検波したＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’(t)，ｓ_８Ｑ’ (t)をＡ／Ｄ変換し、それぞれのステップ毎（レンジゲート毎）に、式（１０）により短時間フーリエ変換し、（Ｎ－ｎ_lack）個の離散スペクトル・データ系列｛Ｓ_８（ｆ_α１），Ｓ_８（ｆ_α２），…，Ｓ_８（ｆ_{αＮ－ｎlack}）｝を算出する。ここで、Ｓ_８（ｆ_αｉ）は、局部発信周波数ｆ_STALO＝ｆ_０＋（α_ｉ－１）に対する式（１０）の離散スペクトルＳ_８（ｆ）の値を表す。以下、これらの離散スペクトル・データＳ_８（ｆ_αｉ）をＲ_αｉと記す。その後、欠落補償部１１は、（Ｎ－ｎ_lack）個の離散スペクトル・データ（の実部又は虚部）の包絡線から最小二乗法によりｎ_lack個の欠落部の位相を内挿する（図６参照）。

　図６は、離散スペクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）の一例を示す図である。図６に示すように、最小周波数ｆ_min（＝ｆ_ｃ）から最大周波数ｆ_max（＝ｆ_ｃ＋（Ｎ－１）Δｆ）の間で、周波数間隔Δｆで並んでおり、スペクトル・ホール周波数帯ｆ_h,min～ｆ_h,maxの離散スペクトル・データが抜けた状態となっている。

　そこで、欠落補償部１１は、スペクトル・ホール周波数帯ｆ_h,min～ｆ_h,max（ｆ_h,min＝ｆ_c＋（ｎ_hmin－１）Δｆ，ｆ_h,max＝ｆ_c＋（ｎ_hmax－１）Δｆ）の離散スペクトル・データを補間する。離散スペクトル・データの補間方法は、最小二乗法やスプライン補間等の種々の公知の方法を使用することができる。スペクトル・ホールのある離散スペクトル・データを補間したＮ個の離散スペクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）は逆離散フーリエ変換器１２に出力される。

　逆離散フーリエ変換器１２は、補間した離散スペクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）を上述の式（１２）により逆離散フーリエ変換し、レンジ・スペクトルＲ（φ）を合成し、そのＲ（φ）のピークのφ＝φ_peakから目標物までの距離ｄを上述の式（１３）により算出する。

　以上のように、本実施例のＵＷＢパルス・センサ１では、他の無線システムからの干渉波の周波数帯をスペクトル・ホールとして発射電波の周波数帯から除外し、反射波の受信後に、その離散スペクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）に基づいてスペクトル・ホール部分の離散スペクトル・データを補間した離散スペクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）を生成し、この離散スペクトル・データ（Ｒ_１，Ｒ_２，…，Ｒ_Ｎ）から目標物までの距離ｄを算出することにより、従来のステップドＦＭパルス・レーダ方式と同等の距離分解能を維持しつつ、既知の無線システムとの被干渉および与干渉を除去し距離の検出精度を高め、且つ目標物の誤検出を防止することができる。

　また、任意ステップ・パターン信号生成器４により、各パルス探知波ｓ_４’（ｔ）の周波数系列（ｆ_α１，ｆ_α２，…，ｆ_{αＮ－ｎlack}）は、出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_{Ｎ－ｎlack}）に従って任意のパターンに設定することができるので、同じ空間内に複数のＵＷＢパルス・センサ１が混在する場合には、それぞれのＵＷＢパルス・センサ１で異なる出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_{Ｎ－ｎlack}）を使用すればよい。これにより、近接するＵＷＢパルス・センサ１が発射するパルスの影響を除去することができ、目標物までの距離の検出精度の低下や、目標物の誤検出を防止することができる。

（３）変形例
　尚、上述の実施例においては、欠落補償部１１は、位相検波したＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’(t)，ｓ_８Ｑ’ (t)を、レンジゲート毎に短時間フーリエ変換して離散スペクトル・データ系列｛Ｒ_α１，Ｒ_α２，…，Ｒ_{αＮ－ｎlack}｝を算出し、これを補間する構成を示したが、短時間フーリエ変換を行う代わりに、ローパス・フィルタを使用する方法を用いることもできる。以下にこの方法を説明する。

　この場合、位相検波器１０は、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）を生成した後に、ローパス・フィルタによりＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）の交流成分を濾波して直流成分のみをとりだし、それぞれのレンジゲート毎に次式（１５ａ），（１５ｂ）で表されるＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)を生成し、これらをＡ／Ｄ変換し出力する。この場合、位相点は各ステップ内で時間変化せず（ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）となる。

　ここで、ｆ_STALO（α_ｉ）（ｉ＝１，２，・・・，Ｎ－ｎ_lack）は、出力パターン系列Ａのｉ番目の出力パターンα_ｉに対する局部発信周波数であり、ｆ_STALO（α_ｉ）＝ｆ_０＋（α_ｉ－１）Δｆである。ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)は、出力パターンα_ｉに対するステップのＩ／Ｑビデオ信号の直流成分であり、以下、「複素位相データ」と呼ぶ。なお、実際の位相φ_ｎはφ_ｎ＝ｔａｎ^－１（ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)／ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)）で表される。また、出力パターン（α_１，α_２，…，α_{Ｎ－ｎlack}）に対応して生成される複素位相データの系列を「複素位相データ系列」と呼ぶ。

　なお、「レンジゲート」とは、受信されるレーダー・データの半径方向（時間方向）の範囲において、特定の反射時間帯(すなわち目標物までの距離)の反射信号だけを通過させるゲートをいう。図４（ｃ）に示すように、レンジゲートはレーダー・パルスが発信された時点から一定の時間遅延した時点から開き、所定時間だけ継続した後に閉じるように設定されている。

　欠落補償部１１は、出力パターン系列Ａに対する一連の複素位相データ系列｛（ｓ_８Ｉ ^(DC) (α_１)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_１)），（ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_２)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_２)），…，（ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_{Ｎ－ｎlack})，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_{Ｎ－ｎlack})）｝を得た後、それぞれのレンジゲートの複素位相データ（ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）を、周波数ｆ_STALO（α_ｉ）の小さい順に並べ替え、その後、（Ｎ－ｎ_lack）個の複素位相データの包絡線を最小二乗法により求め、ｎ_lack個の欠落部の位相を内挿する。スペクトル・ホールのある複素位相データを補間したＮ個の複素位相データ（（ｓ_８Ｉ ^(DC)(１)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(１)），（ｓ_８Ｉ ^(DC)(２)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(２)），…，（ｓ_８Ｉ ^(DC)(Ｎ－ｎ_lack)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(Ｎ－ｎ_lack)））は逆離散フーリエ変換器１２に出力される。

　逆離散フーリエ変換器１２は、補間された複素位相データを式（１２）と同様に、次式（１６ａ），（１６ｂ）により逆離散フーリエ変換し、レンジ・スペクトルＲ（φ）を合成し、合成されたＲ（φ）がピークをとるφ＝φ_peakから目標物までの距離ｄを式（１３）により算出する。

　このように、離散スペクトル・データの代わりに、Ｉ／Ｑビデオ信号の直流成分（ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）である複素位相データを使用することも可能である。

　本実施例以下の各実施例では、干渉検出回避（Detect And Avoid：ＤＡＡ）機能により干渉波を検出し当該干渉波の周波数帯域においてスペクトル・ホールを適宜設定するように構成したＵＷＢパルス・センサについて説明する。

　各国のUWBの法制度では、ＵＷＢ無線の低域バンド（３．４ＧＨｚ～４．８ＧＨｚ）については、ＤＡＡ機能付きで－４１．３ｄＢｍまでの出力が可能であるが、ＤＡＡ機能がない場合には出力が制限される。また、準ミリ波帯ＵＷＢレーダの導入についても２２～２９ＧＨｚは他の無線システムが運用されており、電波共用のための干渉緩和対策を講じることが強く望まれている。従って、ＵＷＢパルス・センサを広く普及させるためには、電波法の観点から電波（周波数帯やその電力）の運用状況に応じて他の無線システムへの干渉（与干渉）を軽減し、また、他の無線システムがＵＷＢパルス・センサの近傍で運用されている場合などではその干渉（被干渉）を大きく軽減する干渉緩和対策技術が必要となる。そこで、本実施例２及び後の実施例３～８では、実施例１のＵＷＢパルス・センサを改良し、（１）他の無線システムの周波数帯とその信号強度を検出する干渉検出機能、（２）その干渉が比較的小さく他の無線システムと共存できる場合などには与干渉を任意に軽減し、ＵＷＢパルス・センサ自信の特性劣化を補償する機能、及び（３）他の無線システムがＵＷＢパルス・センサ近傍で運用され、その干渉が大きい場合などではＵＷＢパルス・センサがその影響を受けないようにする被干渉抑圧機能の何れか又は全てを追加した例を示す。

　図７は、本発明の実施例２に係るＵＷＢパルス・センサの構成を表すブロック図である。尚、図７は、ヘテロダイン受信を想定した回路構成になっているが、ホモダイン受信でも適用することができる。図７において、コヒーレント発振器２、局部発振器３、任意ステップ・パターン信号生成器４、パターン・メモリ４ａ、パルス変調器６、サーキュレータ７、アンテナ８、受信側フロントエンド部９、位相検波器１０、逆離散フーリエ変換器１２、及び表示装置１３については、実施例１と同様であり、同符号を付して説明は省略する。

　図７に示した本実施例のＵＷＢパルス・センサ１は、図１の周波数混合器５の代わりに発射側フロントエンド部５’を備え、新たに干渉波検出回路２０を備えるとともに、図１の欠落補償部１１の代わりに演算処理部２１及び使用周波数情報記憶部２１ａを備えている。

　送信側においては、コヒーレント発振器２、局部発振器３、任意ステップ・パターン信号生成器４、及びパルス変調器６の機能は、実施例１と同様である。本実施例の発射側フロントエンド部５’には、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）が入力される。発射側フロントエンド部５’は、これらの信号の混合信号である連続探知波（式（４）参照）を生成しスイッチングした後に、連続探知波ｓ_３’（ｔ）としてパルス変調器６へ出力する。従って、この発射側フロントエンド部５’は、周波数混合器の機能に加えて、連続探知波ｓ_３’（ｔ）をアンテナ８に出力する「出力オン状態」と、出力しない「出力オフ状態」との切り替えを行う出力スイッチング部としての機能（具体的には、可変アッテネータ又は増幅器としての機能）、及び連続探知波ｓ_３’（ｔ）の各周波数ステップにおいて、使用周波数情報記憶部２１ａに記憶されたオン・オフ値情報を参照し、当該周波数ステップの周波数点に対するオン・オフ値に従って、出力オン状態又は出力オフ状態の切り替え制御を行う探知波周波数制御部としての機能を有する。

　尚、本実施例では、出力スイッチング部及び探知波周波数制御部としての機能を発射側フロントエンド部５’が有する構成例を示すが、出力スイッチング部及び探知波周波数制御部としての機能についてはパルス変調器６が有するような構成とすることもできる。

　一方、受信側においては、受信側フロントエンド部９、逆離散フーリエ変換器１２、及び表示装置１３の機能は、実施例１と同様である。本実施例の位相検波器１０は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と同相の信号ｓ_１Ｉ（ｔ）及び位相をπ／２だけ遅らせた信号ｓ_１Ｑ（ｔ）と、ダウン・コンバート信号ｓ_７’（ｔ）とを混合し、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）（式（９ａ），（９ｂ）参照）を生成した後、ローパス・フィルタによりこれらのＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ’（ｔ），ｓ_８Ｑ’（ｔ）の直流成分を取り出し、これをＡ／Ｄ変換して、複素位相データ（ｓ_８Ｉ ^(DC)（α_ｉ；ｔ），ｓ_８Ｑ ^(DC)（α_ｉ；ｔ））（α_ｉ＝１，２，…，Ｎ－ｎ_lack）として出力する（式（１５ａ），（１５ｂ）参照）。

　干渉波検出回路２０は、他の無線システム等から出力される干渉波を検出する。この干渉波検出回路２０には、位相検波器１０が出力するステップ毎の複素位相データ系列｛（ｓ_８Ｉ ^(DC)（α_ｉ；ｔ），ｓ_８Ｑ ^(DC)（α_ｉ；ｔ））｜ｉ＝１，２，…，Ｎ｝が入力される。干渉波検出回路２０は、各ステップの複素位相データ（ｓ_８Ｉ ^(DC)（α_ｉ；ｔ），ｓ_８Ｑ ^(DC)（α_ｉ；ｔ））から、当該ステップの時間帯のうちレンジゲートの後の部分を取り出し、取り出した部分の自乗和の平方根である干渉波の信号強度Ｉ（α_ｉ）を演算し、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）として演算処理部２１へ出力する。尚、送信をオフとし局部発信器３によりＲＦ信号ｓ_２ ^‘（ｔ）を発生させ、信号ｓ_４”（ｔ）の送信を始める前にアンテナ８で外部からの干渉波信号を観測することによってその信号強度データIを検出することもできる。

　演算処理部２１には、位相検波器１０が出力するステップ毎の複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)（α_ｉ；ｔ），ｓ_８Ｑ ^(DC)（α_ｉ；ｔ）、及び干渉波検出回路２０が出力する干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）が入力される。演算処理部２１は、これらの信号に基づき、後述するように、干渉波の強度検出、発射側フロントエンド部５’のオン・オフ値の設定、及び複素位相データの補間演算を行う。すなわち、演算処理部２１は、スペクトル・ホール設定部及び欠落補償部としての機能を有している。

　以上のように構成された本実施例に係るＵＷＢパルス・センサ１において、以下その動作を説明する。図８は、実施例２に係る超広帯域パルス・センサにおける（ａ）連続探知波ｓ_３”（ｔ）の波形の一例、（ｂ）パルス探知波ｓ_４”（ｔ）の波形の一例、（ｃ）反射波ｓ_５”（ｔ）の波形の一例、及び（ｄ）位相データｓ_8I ^(DC) (α_ｉ)を表す図である。図９は、複素位相データｓ_8I ^(DC)(α_ｎ)，ｓ_8Ｑ ^(DC)(α_ｎ)（ｎ＝１，２，…）を周波数の小さい順に並べ替えた状態を表す図である。

（１）送信側
　実施例１と同様、コヒーレント発振器２は、中間周波数ｆ_COHOのコサイン波のＩＦ信号ｓ_１（ｔ）を連続的に出力する。また、任意ステップ・パターン信号生成器４は、一定の周期τ_PRFでパターン・メモリ４ａに記憶された周波数制御電圧Ｖ_VCOの出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）を順次読み出し、読み出した出力パターンα_k（ｋ∈｛１，２，…，Ｎ｝）をＤ／Ａ変換し、周波数制御電圧Ｖ_VCOを出力する。局部発振器３は、周波数制御電圧Ｖ_VCOに従って設定される局部発信周波数ｆ_STALOのコサイン波のＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を連続的に出力する。

　発射側フロントエンド部５’は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）とを混合し、連続探知波ｓ_３’（ｔ）を生成し、Ｎステップの出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）の各ステップα_ｉ毎に設定されたオン・オフ値β_ｉ（β_ｉ＝１ or ０；ｉ＝１，２，…，Ｎ）で「出力オン状態」又は「出力オフ状態」に設定した後に、「出力オン状態」の場合は連続探知波ｓ_３”（ｔ）としてパルス変調器６へ出力する。
　連続探知波ｓ_３”（ｔ）は次式で表される（図８（ａ）参照）。

　ここで、局部発信周波数ｆ_STALO（ｔ）は時間とともに図２と同様に変化し（但し、本実施例ではパターン系列の周期はＮτ_ＰＲＦとなる）、局部発信周波数ｆ_STALO（ｔ）の切り替わりに同期して、オン・オフ値β（ｔ）も切り替わる。すなわち、局部発信周波数がｆ_STALO（ｔ）＝ｆ_０＋（α_ｉ－１）Δｆ（＝ｆ_αi；ｉ＝１，２，…，Ｎ）のとき、オン・オフ値はβ（ｔ）＝β_ｉに設定される。ここで、各オン・オフ値β_ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）は１又は０の２値のうちの何れかの値をとる。各ステップα_ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）に対するオン・オフ値β_ｉの情報は、使用周波数情報記憶部２１ａに記憶されており、発射側フロントエンド部５’はこの使用周波数情報記憶部２１ａを参照してオン・オフ値β_ｉの設定を行う。

　図８（ａ）に、連続探知波ｓ_３”（ｔ）の波形の一例を示す。連続探知波ｓ_３”（ｔ）の周波数は、出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）で定まる周波数系列（ｆ_α１＋ｆ_COHO，ｆ_α２＋ｆ_COHO，…，ｆ_αＮ＋ｆ_COHO）に従って、パルス繰り返し周期τ_PRFで周波数が切り替わる。また、β_ｉ＝０のステップではｓ_３”（ｔ）＝０となり、そのステップの周波数ｆ_αｉ＋ｆ_COHOがスペクトル・ホールとなる。

　パルス変調器６は、連続探知波ｓ_３”（ｔ）をパルス変調したパルス探知波ｓ_４”（ｔ）を、サーキュレータ７に出力する。このパルス探知波ｓ_４”（ｔ）は、サーキュレータ７を介してアンテナ８に伝送され、アンテナ８から前方または周囲の探知空間に発射される。発射されたパルス探知波ｓ_４”（ｔ）は目標物で反射され、この反射波ｓ_５”（ｔ）はアンテナ８で受信されて、サーキュレータ７を介して受信側フロントエンド部９に入力される。

（２）受信側
　受信側フロントエンド部９に入力される反射波ｓ_５”（ｔ）は次式（１８）により表される（図８（ｃ）参照）。

ここで、ｓ_５ ^(spurious)は、外部の無線システムから混入する干渉波成分である（なお、式（６ａ）では干渉波成分を省略している）。

　受信側フロントエンド部９は、局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）と反射波ｓ_５’（ｔ）とを混合するとともに、混合波の上側波帯成分をフィルタ除去し、下側波帯成分をダウン・コンバート信号ｓ_７”（ｔ）として位相検波器１０へ出力する。

　位相検波器１０は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と同相の信号ｓ_１Ｉ（ｔ）及び位相をπ／２だけ遅らせた信号ｓ_１Ｑ（ｔ）と、ダウン・コンバート信号ｓ_７”（ｔ）とを混合し、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ”（ｔ），ｓ_８Ｑ”（ｔ）を生成する。そして、位相検波器１０は、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ”（ｔ），ｓ_８Ｑ”（ｔ）を生成した後に、ローパス・フィルタによりＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ”（ｔ），ｓ_８Ｑ”（ｔ）の交流成分を濾波して直流成分のみをとりだし、各ステップ毎に次式で表される複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)を生成し、これらをＡ／Ｄ変換し出力する。

　ここで、ｓ_８Ｉ ^(spurious)（α_ｉ），ｓ_８Ｑ ^(spurious)（α_ｉ）は、外部から混入する干渉波信号の周波数（ｆ_αｉ＋ｆ_COHO）成分による付加項である。

　干渉波検出回路２０は、位相検波器１０が出力する複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)から、レンジゲートの部分をマスクして、当該ステップの時間帯ＴＺ_αｉのうちレンジゲートの後の部分を取り出す。そして、干渉波検出回路２０は、取り出した部分の自乗和の平方根（すなわち、強度）である干渉波の信号強度Ｉ（α_ｉ）を次式により演算し、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）として演算処理部２１へ出力する。

ここで、ＴＺ_ＲＧＢはレンジゲートの後の時間帯を表す。

　尚、「レンジゲート」とは、受信されるレーダー・データの半径方向（時間方向）の範囲において、特定の反射時間帯(すなわち目標物までの距離)の反射信号だけを通過させるゲートをいう（図４（ｃ）参照）。「特定の反射時間帯」は、干渉波信号が混入しない状態において反射波ｓ_５”（ｔ）のＳ／Ｎ比を十分に大きくとることが可能な時間帯に適宜設定され、これはパルス探知波ｓ_４”（ｔ）の強度やアンテナ８の性能との関係でその範囲が決まってくる。複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)のレンジゲートの後の時間帯ＴＺ_ＲＧＢでは、反射波があったとしても遠方からのものであり十分に減衰されていて無視できるので、式（１９ａ），（１９ｂ）より、複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)としては、ほぼ干渉波信号による付加項ｓ_８Ｉ ^(spurious)（ｆ_STALO），ｓ_８Ｑ ^(spurious)（ｆ_STALO）のみが検出されると考えてよい。従って、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）は次式のように表される。

　また、干渉波の信号強度の検出感度を向上させるために、干渉波検出回路２０は、次式のように、レンジゲートの後の時間帯において、複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)の強度をフレーム毎にコヒーレント積分するようにしてもよい。

ここで、左辺第１式の積分は、ステップα_ｉの時間帯（ＴＺ_αｉ）のうちのレンジゲート（ＲＧ）の後の時間帯ＴＺ_ＲＧＢで積分することを意味する。また、τ_ＲＧＢはレンジゲートの後の時間帯ＴＺ_ＲＧＢの時間幅、Ｅ［　］は時間平均を表す。

　これにより、干渉波検出回路２０は、干渉波信号強度を検出することができる。

　演算処理部２１は、使用周波数情報記憶部２１ａに記憶されているオン・オフ値β_ｉを参照し、β_ｉ＝１である（Ｎ－ｎ_lack）個の複素位相データの系列｛（ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）｜β_ｉ＝１｝を得た後（図８（ｄ）参照）、それぞれのステップの複素位相データ（ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）を、周波数ｆ_STALO（α_ｉ）の小さい順に並べ替え（図９参照）、その後、（Ｎ－ｎ_lack）個の複素位相データの包絡線から最小二乗法によりｎ_lack個の欠落部の位相を内挿する。スペクトル・ホールのある複素位相データを補間したＮ個の複素位相データ（（ｓ_８Ｉ ^(DC)(１)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(１)），（ｓ_８Ｉ ^(DC)(２)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(２)），…，（ｓ_８Ｉ ^(DC)（Ｎ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(Ｎ)））は逆離散フーリエ変換器１２に出力される。

　逆離散フーリエ変換器１２は、補間された複素位相データを上述の式（１６ｂ）と同様に逆離散フーリエ変換し、レンジ・スペクトルＲ（φ）を合成し、そのＲ（φ）のピークのφ＝φ_peakから目標物までの距離ｄを上述の式（１３）により算出する。

　さらに、演算処理部２１は、Ｎ個のステップα_ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）のそれぞれに対して、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）と所定の閾値Ｉ_ｔｈを比較して、Ｉ（α_ｉ）が閾値Ｉ_ｔｈより大きい場合には、そのステップα_ｉに対するオン・オフ値β_ｉを０に設定し、Ｉ（α_ｉ）が閾値Ｉ_ｔｈ以下の場合には、そのステップα_ｉに対するオン・オフ値β_ｉを１に設定する。設定されたオン・オフ値β_ｉは使用周波数情報記憶部２１ａに記憶され、次回の発射側フロントエンド部５’でのスイッチング処理に用いられる。これにより、干渉波信号の成分が大きく検出された周波数（ｆ_αｉ＋ｆ_COHO）に対しては、スペクトル・ホールが適宜設定され、干渉検出回避（Detect And Avoid：ＤＡＡ）を適応的に行うことができる。

　図１０は、特定の帯域において狭帯域干渉波が存在する場合の（ａ）干渉波の信号強度データＩ（ｉ）及び（ｂ）干渉波のスペクトルを示す図である。図１０のように、ある特定の帯域において狭帯域干渉波が存在する場合には、そのステップ周波数の位置ｉと干渉波の信号強度データＩ（ｉ）の出力レベルから、干渉波の存在とその帯域の大きさを正確に推定することができる。しかも、干渉波検出回路２０及び演算処理部２１をマイコンやＰＬＤ（プログラマブル論理デバイス）により構成すれば、ソフトウェアの演算処理のみで干渉波の信号強度データＩ（ｉ）を求め、ゲインβ_ｉを再設定することが可能であるため、付加的なハードウェア回路を必要としない。

　尚、演算処理部２１がスペクトル・ホールのある複素位相データを補間する方法としては、上述した補間方法以外に、同相位相データ系列｛ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)｜β_ｉ＝１｝と直交位相データ系列｛ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)｜β_ｉ＝１｝との相互相関係数を計算してシフト量を決定し、両系列を相互にシフトさせて重ね合わせることにより、スペクトル・ホール部分の複素位相データを相互に補間する方法を用いることも可能である。具体的には次のようにして行う。

　図１１は、相互相関を利用した演算処理部２１によるスペクトル・ホール部分の複素位相データの補間処理を示すフローチャートである。

　ステップＳ１において、演算処理部２１は、周波数の小さい順に整列された（Ｎ－ｎ_lack）個の同相位相データ系列｛（ｆ_ｉ，ｓ_８Ｉ ^(DC)(ｉ)）｜β_ｉ＝１｝と、同じく周波数の小さい順に整列された（Ｎ－ｎ_lack）個の直交位相データ系列｛（ｆ_ｉ，ｓ_８Ｑ ^(DC)(ｉ)）｜β_ｉ＝１｝とに対し、周波数ｆ_ｉについての相互相関係数Ｒ（Δｆ）を計算する。

　ステップＳ２において、演算処理部２１は、算出された相互相関係数Ｒ（Δｆ）が最大となるシフト量Δｆを検出する。ここで、ｆ_ｉは各ステップの局部発信周波数である。

　ステップＳ３において、同相位相データ系列｛（ｆ_ｉ，ｓ_８Ｉ ^(DC)(ｉ)）｜β_ｉ＝１｝又は｛（ｆ_ｉ，ｓ_８Ｑ ^(DC)(ｉ)）｜β_ｉ＝１｝を前記シフト量Δｆだけシフトして、両系列の位相を揃える。

　ステップＳ４において、複素位相データ系列｛（ｆ_ｉ，ｓ_８Ｉ ^(DC)(ｉ)）｜β_ｉ＝１｝及び｛（ｆ_ｉ，ｓ_８Ｑ ^(DC)(ｉ)）｜β_ｉ＝１｝のそれぞれの系列について、複素位相データが欠落した周波数部分の複素位相データを他方の系列から取得して相互に補間する。これにより、スペクトル・ホールのある複素位相データを補間したＮ個の複素位相データ（（ｓ_８Ｉ ^(DC)(１)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(１)），（ｓ_８Ｉ ^(DC)(２)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(２)），…，（ｓ_８Ｉ ^(DC)(Ｎ－ｎ_lack)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(Ｎ－ｎ_lack)））が得られる。

　尚、この処理において、複素位相データ系列｛（ｆ_ｉ，ｓ_８Ｉ ^(DC)(ｉ)）｜β_ｉ＝１｝及び｛（ｆ_ｉ，ｓ_８Ｑ ^(DC)(ｉ)）｜β_ｉ＝１｝の両方の位相データが欠落した周波数部分については、上述の方法だけでは補間することができないため、その場合には、複素位相データの包絡線から最小二乗法により欠落部の位相を内挿する方法によって補間する。

　また、本実施例では、演算処理部２１がスペクトル・ホールのある複素位相データを補間する例について説明したが、実施例１の場合と同様に、「複素位相データ」の代わりに「離散スペクトル・データ」を使用することも勿論可能である。

　上述の実施例２では、干渉波検出回路２０により干渉波を検知した場合には、当該周波数帯のステップのパルス信号を発射しない（０とする）構成としたが、本実施例では当該周波数帯のステップのパルス信号の信号強度を完全に０とはせずに減衰させて送信することにより与干渉を軽減するように構成したＵＷＢパルス・センサの実施例を示す。

　図１２は、本発明の実施例３に係るＵＷＢパルス・センサ１の基本構成を表すブロック図である。図１２において、実施例１の図１又は実施例２の図７と同様の部分については、同符号を付して説明は省略する。本実施例のＵＷＢパルス・センサ１は、実施例２の図７の図７と比較すると、発射側フロントエンド部５’に、周波数混合器５、ＴＴＬ制御回路２２、出力ゲイン記憶部２２ａ及びアッテネータ（ＡＴＴ）２３を備えた点で相違している。

　干渉波検出回路２０は、実施例２と同様に、レンジゲートの後の時間帯ＴＺ_ＲＧＢを利用して干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）を検出する。そして、この干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）は、デジタル値としてＴＴＬ制御回路２２へ出力される。

　ＴＴＬ制御回路２２は、電子スイッチやＰＩＮダイオードを用いて構成されており、入力される干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）の値に応じてＡＴＴ２３の減衰率（以下「出力ゲイン」という。）を制御する。この出力ゲインは、出力ゲイン記憶部２２ａに記憶される。すなわち、本実施例では、このＴＴＬ制御回路２２が、出力ゲイン制御部及びスペクトル・ホール設定部として機能する。

　ＡＴＴ２３には、デジタル制御ＡＴＴ，電圧制御ＡＴＴなどの、減衰率が可変の可変アッテネータを使用することができる。尚、図１２の例では、ＡＴＴ２３を周波数混合器５とパルス変調器６との間に接続しているが、ＡＴＴ２３の代わりに可変アッテネータ機能が付いたパルス変調器を使用することもできる。

　本実施例のＵＷＢパルス・センサ１は、基本的には実施例２で説明したものと同様であるが、本実施例では、発射側フロントエンド部５’には干渉波検出回路２０から干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）が入力され、発射側フロントエンド部５’は干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）の大きさに応じてＴＴＬ制御回路２２によりＡＴＴ２３の出力ゲインを制御する点が相違する。ＴＴＬ制御回路２２は、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）が所定の閾値Ｉ_ｔｈ以下の場合には、外部からの干渉波信号がないと判定してＡＴＴ２３の出力ゲインａ_ｉを最大（０ｄＢ）に設定する。また、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）が所定の閾値Ｉ_ｔｈより大きい場合は、外部からの干渉波信号が存在すると判定される。この場合、例えば、ＴＴＬ制御回路２２は、パルス探知波ｓ_４’（ｔ）の強度が－８０～－４１．３ｄＢ／ＭＨｚとなるように、ＡＴＴ２３の出力ゲインａ_ｉを設定する。設定された出力ゲインａ_ｉは、出力ゲイン記憶部２２ａに記憶される。これにより、他の無線システムの周波数帯と干渉する場合には、アンテナ８から発射されるパルス探知波ｓ_４’（ｔ）の強度が抑えられ、他の無線システムへの与干渉を軽減することができる。

　一方、演算処理部２１は、出力ゲイン記憶部２２ａから読み出される出力ゲインａ_ｉの逆数１／ａ_ｉに比例して複素位相データｓ_8I ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_8Ｑ ^(DC)(α_ｉ)の増幅率β_αｉを設定する。そして、位相検波器１０から入力される各ステップα_ｉの複素位相データｓ_8I ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_8Ｑ ^(DC)(α_ｉ)に増幅率β_αｉを乗算してレベル調整を行う。演算処理部２１は、Ｎ個の複素位相データの系列｛（β_αｉｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，β_αｉｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）｜ｉ＝１，２，…，Ｎ｝を得た後、それぞれのステップの複素位相データ（β_αｉｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，β_αｉｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）を、周波数ｆ_STALO（α_ｉ）の小さい順に並べ替え、レベル調整されたＮ個の複素位相データ（（β_１ｓ_８Ｉ ^(DC)(１)，β_１ｓ_８Ｑ ^(DC)(１)），（β_２ｓ_８Ｉ ^(DC)(２)，β_２ｓ_８Ｑ ^(DC)(２)），…，（β_Ｎｓ_８Ｉ ^(DC)(Ｎ)，β_Ｎｓ_８Ｑ ^(DC)(Ｎ)））を逆離散フーリエ変換器１２に出力する。

　逆離散フーリエ変換器１２は、レベル調整されたＮ個の複素位相データを上述の式（１６ｂ）と同様に逆離散フーリエ変換し、レンジ・スペクトルＲ（φ）を合成し、そのＲ（φ）のピークのφ＝φ_peakから目標物までの距離ｄを上述の式（１３）により算出する。

　このように、本実施例のＵＷＢパルス・センサ１では、外部の無線システムによる干渉波が存在するｉ番目のステップの周波数帯においては、アンテナ８から発射されるパルス探知波ｓ_４’（ｔ）の強度が減衰させられるため、その無線システムへの与干渉を軽減することができる。一方、それに伴い、当該ステップｉの受信信号強度が変化するため、逆離散フーリエ変換器１２が出力するレンジ・スペクトルＲ（φ）が歪められる。そこで、このステップｉに対応する複素位相データ（ｓ_８Ｉ ^(DC)(ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(ｉ)）を、パルス探知波ｓ_４’（ｔ）の強度の出力ゲインａ_ｉの逆数１／ａ_ｉに比例する増幅率β_ｉで増幅することにより、複素位相データのレベルは補正され、与干渉抑圧に伴うＵＷＢパルス・センサ１の特性劣化を補償することができる。

　図１３は、実施例２及び実施例３のＵＷＢパルス・センサ１により得られるレンジ・スペクトルＲ（φ）を比較した図である。図１３の例は、距離ｄ＝２［ｍ］に目標物がある場合を示している。図１３から分かるように、実施例３のＵＷＢパルス・センサ１により得られるレンジ・スペクトルＲ（φ）は、実施例２のものに比べてサイドローブが抑圧されており、より感度が向上していることが分かる。

　尚、本実施例では、演算処理部２１がスペクトル・ホールのある複素位相データを補間する例について説明したが、実施例１の場合と同様に、「複素位相データ」の代わりに「離散スペクトル・データ」を使用することも勿論可能である。

　他の無線システム（例えば、携帯電話や無線ＬＡＮ等）がＵＷＢパルス・センサの近傍において使用されている場合、実施例２に示したＵＷＢパルス・センサでは、検出される干渉波の強度（干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ））が大きくなる。被干渉が大きくなると、図８（ｃ）に示したように、レンジゲート内の複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)にも干渉波信号が重畳するため、これがノイズとなりレンジ・スペクトルＲ（φ）の歪みが大きくなる。そこで、本実施例では、かかる場合、大きな干渉波信号が重畳する周波数ステップにおいては、複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)を強制的に０に設定し、こうして得られるＮ個の複素位相データ（（ｓ_８Ｉ ^(DC)(１)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(１)），（ｓ_８Ｉ ^(DC)(２)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(２)），…，（ｓ_８Ｉ ^(DC)（Ｎ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(Ｎ)））を逆離散フーリエ変換器１２に入力し、レンジ・スペクトルＲ（φ）を算出する。

　図１４は、本発明の実施例４に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。図１４において、図１２と同様の構成部分については同符号を付して説明は省略する。

　本実施例では、干渉波検出回路２０により検出される干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）の大きさが所定の閾値Ｉ_{ｔｈｍａｘ}を超えた場合、演算処理部２１は、複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)に掛ける重み係数ｗ_αｉを０（オフ値）に設定し、それ以外の場合には１（オン値）に設定する。尚、各ステップの重み係数｛ｗ_αｉ｜ｉ＝１，２，…，Ｎ｝は、使用周波数情報記憶部２１ａに記憶される。これらの重み係数ｗ_αｉが「使用周波数情報」となる。

　閾値Ｉ_{ｔｈｍａｘ}の値は、用途に応じて適宜決定されるが、例えば、「干渉波がノイズとして重畳した場合の複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)のＳ／Ｎ比が最低必要Ｓ／Ｎ比Ｘ［ｄＢ］となるときの干渉波の信号強度の大きさ」のように決定すればよい（最低必要Ｓ／Ｎ比Ｘは、装置に要求される必要性能（スペック）に応じて適宜決定される）。

　演算処理部２１は、位相検波器１０から入力される各ステップα_ｉの複素位相データｓ_8I ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_8Ｑ ^(DC)(α_ｉ)に重み係数ｗ_αｉを乗算し、Ｎ個の複素位相データの系列｛（ｗ_αｉｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｗ_αｉｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）｜ｉ＝１，２，…，Ｎ｝を得た後、それぞれのステップの複素位相データ（ｗ_αｉｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｗ_αｉｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）を、周波数ｆ_STALO（α_ｉ）の小さい順に並べ替え、その後、（ｗ_αｉｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｗ_αｉｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）＝（０，０）のもの（即ち、重み係数ｗ_αｉが０（オフ値）のもの）を除外した（Ｎ－ｎ_lack）個の複素位相データの包絡線から最小二乗法によりｎ_lack個の欠落部の位相を内挿する。そして、スペクトル・ホールのある複素位相データを補間したＮ個の複素位相データ（（ｓ_８Ｉ ^(DC)(１)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(１)），（ｓ_８Ｉ ^(DC)(２)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(２)），…，（ｓ_８Ｉ ^(DC)(Ｎ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(Ｎ)））を逆離散フーリエ変換器１２に出力する。

　図１５に、演算処理部２１による複素位相データの補償前と補償後の様子を示す。図１５の例では、全ステップ数Ｎ＝３０とし、６ステップ目の周波数において干渉波があるとしてこのステップをキャリア・ホール（ｗ_６＝０）とした。アンテナ８から発射されるパルス探知波ｓ_４’（ｔ）がアンテナの正面の或る距離の１点で反射されるような理想的な場合、複素位相データ系列（ｓ_８Ｉ ^(DC)(１)，ｓ_８Ｉ ^(DC)(２)，…，ｓ_８Ｉ ^(DC)(Ｎ)），（ｗ_１ｓ_８Ｑ ^(DC)(１)，ｗ_２ｓ_８Ｑ ^(DC)(２)，…，ｗ_Ｎｓ_８Ｑ ^(DC)(Ｎ)）の包絡線は図１５のようなシヌソイドとなるが、通常は、アンテナパターンの広がりやパルス探知波ｓ_４’（ｔ）が複数の目標物で反射される影響により、包絡線は多数のシヌソイドの重ね合わせ波形となる。

　６ステップ目の周波数において干渉波があるので、ｗ_６＝０（オフ値）であり、この部分がスペクトル・ホールとなる（図６の実線）。従って、演算処理部２１は、Ｎ－１（＝２９）個の同相位相データ（ｓ_８Ｉ ^(DC)(１)，ｓ_８Ｉ ^(DC)(２)，…，ｓ_８Ｉ ^(DC)(５)，ｓ_８Ｉ ^(DC)(７)，…，ｓ_８Ｉ ^(DC)(３０)）及び直交位相データ（ｓ_８Ｑ ^(DC)(１)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(２)，…，ｓ_８Ｑ ^(DC)(５)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(７)，…，ｓ_８Ｑ ^(DC)(３０)）の包絡線を最小二乗法によりそれぞれ求め、欠落した複素位相データ（ｓ_８Ｉ ^(DC)(６)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(６)）を補間する（図６の点線）。これにより、レンジ・スペクトルＲ（φ）の歪みが補正され、逆離散フーリエ変換器１２による距離検出の精度が向上する。

　図１６は、本発明の実施例５に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。図１６において、図１２と同様の構成部分については同符号を付して説明は省略する。本実施例の超広帯域パルス・センサ１は、実施例３及び実施例４の超広帯域パルス・センサの構成を組み合わせたものである。すなわち、干渉波検出回路２０は、実施例２と同様に、レンジゲートの後の時間帯ＴＺ_ＲＧＢを利用して干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）を検出する。尚、送信をオフとし局部発信器３によりＲＦ信号ｓ_２ ^‘（ｔ）を発生させ、アンテナ８で外部からの干渉波信号を観測することによってその信号強度データIを検出することもできる。そして、この干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）は、デジタル値としてＴＴＬ制御回路２２及び演算処理部２１へ出力される。ＴＴＬ制御回路２２は、入力される干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）の値が所定の閾値Ｉ_ｔｈ以下の場合にはＡＴＴ２３の出力ゲインａ_ｉを最小（０ｄＢ）に設定し、所定の閾値Ｉ_ｔｈより大きい場合には干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）の値に応じてＡＴＴ２３の出力ゲインａ_ｉを制御し、他の無線システムの周波数帯と干渉する場合はパルス探知波ｓ_４’（ｔ）の強度が抑えられる。このＡＴＴ２３の出力ゲインａ_ｉの設定データは、出力ゲイン記憶部２２ａに記憶され、出力ゲイン記憶部２２ａから演算処理部２１へも出力される。

　演算処理部２１は、出力ゲインａ_ｉの逆数１／ａ_ｉに比例して複素位相データｓ_8I ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_8Ｑ ^(DC)(α_ｉ)の増幅率β_αｉを設定する。また、演算処理部２１は、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）を所定の閾値Ｉ_{ｔｈｍａｘ}（＞Ｉ_ｔｈ）と比較し、Ｉ（α_ｉ）＞Ｉ_{ｔｈｍａｘ}の場合には重み係数ｗ_αｉを０（オフ値）に設定し、それ以外の場合には１（オン値）に設定する。設定された重み係数ｗ_αｉは使用周波数情報記憶部２１ａに記憶される。演算処理部２１は、位相検波器１０から入力される各ステップα_ｉの複素位相データｓ_8I ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_8Ｑ ^(DC)(α_ｉ)に増幅率β_αｉ及び重み係数ｗ_αｉを乗算し、Ｎ個の複素位相データの系列｛（ｗ_αｉβ_αｉｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｗ_αｉβ_αｉｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）｜ｉ＝１，２，…，Ｎ｝を得た後、それぞれのステップの複素位相データ（ｗ_αｉβ_αｉｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｗ_αｉβ_αｉｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）を、周波数ｆ_STALO（α_ｉ）の小さい順に並べ替え、その後、（ｗ_αｉβ_αｉｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｗ_αｉβ_αｉｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）＝（０，０）のものを除外した（Ｎ－ｎ_lack）個の複素位相データの包絡線から最小二乗法によりｎ_lack個の欠落部の位相を内挿する。そして、スペクトル・ホールのある複素位相データを補間したＮ個の複素位相データ（（β_１ｓ_８Ｉ ^(DC)(１)，β_１ｓ_８Ｑ ^(DC)(１)），（β_２ｓ_８Ｉ ^(DC)(２)，β_２ｓ_８Ｑ ^(DC)(２)），…，（β_Ｎｓ_８Ｉ ^(DC)(Ｎ)，β_Ｎｓ_８Ｑ ^(DC)(Ｎ)））を逆離散フーリエ変換器１２に出力する。

　これにより、干渉する他の無線システムからの干渉波の強度が比較的弱い（Ｉ（α_ｉ）が閾値Ｉ_ｔｈより大きく閾値Ｉ_{ｔｈｍａｘ}より小さい）場合には、パルス探知波ｓ_４’（ｔ）の強度が減衰させられるため、その無線システムへの与干渉を軽減することができる。また、干渉波の強度が強い（Ｉ（α_ｉ）が閾値Ｉ_{ｔｈｍａｘ}より大きい）場合には、重み係数ｗ_αｉによって複素位相データｗ_αｉｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｗ_αｉｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)が強制的に０に設定されるため、強い被干渉を回避してレンジ・スペクトルＲ（φ）の歪みを抑制し、逆離散フーリエ変換器１２による距離検出の精度を向上させることができる。

　図１７は、本発明の実施例６に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。本実施例では、超広帯域パルス・センサをホモダイン方式（ダイレクト・コンバージョン方式）で構成した例を示す。

　図１７において、局部発振器３、任意ステップ・パターン信号生成器４、パターン・メモリ４ａ、パルス変調器６、サーキュレータ７、アンテナ８、位相検波器１０、逆離散フーリエ変換器１２、表示装置１３、干渉波検出回路２０、演算処理部２１、及び使用周波数情報記憶部２１ａについては、図７と同様である。図７と比較すると、本実施例の超広帯域パルス・センサ１では、コヒーレント発振器とパルス変調器が省略されており、局部発振器３が出力する局部発信周波数ｆ_STALOのＲＦ信号ｓ_２（ｔ）をそのままアンテナ８から発信する。また、アンテナ８で受信された反射波は、位相検波器１０に入力される。位相検波器１０は、局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２（ｔ）と同相の信号ｓ_２Ｉ（ｔ）及び位相をπ／２だけ遅らせた信号ｓ_２Ｑ（ｔ）と、反射波ｓ_５（ｔ）とを混合してＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ”（ｔ），ｓ_８Ｑ”（ｔ）を生成し、ローパス・フィルタによりＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ”（ｔ），ｓ_８Ｑ”（ｔ）の交流成分を濾波して直流成分のみをとりだし、複素位相データｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ；ｔ)を生成し、これらをＡ／Ｄ変換し演算処理部２１及び干渉波検出回路２０へ出力する。以下は、実施例２と同様の処理が行われる。

　尚、本実施例の発射側フロントエンド部５’は、ＴＴＬ制御回路２２、及び可変アッテネータ（ＡＴＴ）２３を備えている。ＴＴＬ制御回路２２は、ＡＴＴ２３の減衰量を制御することによりＲＦ信号ｓ_２（ｔ）を実施例２と同様にスイッチング制御する。

　また、演算処理部２１には、干渉波検出回路２０が出力する干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）が入力される。演算処理部２１は、各ステップα_ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）のそれぞれに対して、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）と所定の閾値Ｉ_ｔｈを比較して、Ｉ（α_ｉ）が閾値Ｉ_ｔｈより大きい場合には、そのステップα_ｉに対するオン・オフ値β_ｉを０（オフ値）に設定し、Ｉ（α_ｉ）が閾値Ｉ_ｔｈ以下の場合には、そのステップα_ｉに対するオン・オフ値β_ｉを１（オン値）に設定する。ＴＴＬ制御回路２２は、オン・オフ値β_ｉが０のステップα_ｉでは、ＡＴＴ２３によりＲＦ信号ｓ_２（ｔ）を遮断し、これによりスペクトル・ホールが適宜設定される。

　このように、超広帯域パルス・センサをホモダイン方式により構成すると、回路の部品点数が少なく、安価で簡易な回路構成とすることができる。

　本実施例では、演算処理部２１がスペクトル・ホールのある複素位相データを補間する方法について説明したが、実施例１の場合と同様に、「複素位相データ」の代わりに「離散スペクトル・データ」を使用することも勿論可能である。

　図１８は、本発明の実施例７に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。図１９は、実施例７に係る超広帯域パルス・センサにおける（ａ）連続探知波ｓ_３”（ｔ）の波形の一例、（ｂ）反射波ｓ_５”（ｔ）の波形の一例、及び（ｃ）レンジゲートを表す図である。本実施例では、送信側のパルス変調器を廃止しステップ状に周波数変化する連続波を送信する一方、受信側で位相検波した後の連続波受信信号にパルス状のレンジゲート処理をするように構成した例を示す。

　図１８において、コヒーレント発振器２、局部発振器３、任意ステップ・パターン信号生成器４、パターン・メモリ４ａ、発射側フロントエンド部５’、サーキュレータ７、アンテナ８、フロントエンド部９、位相検波器１０、逆離散フーリエ変換器１２、表示装置１３、干渉波検出回路２０、演算処理部２１、及び使用周波数情報記憶部２１ａについては、図７と同様である。

　図７と比較すると、本実施例の超広帯域パルス・センサ１では、パルス変調器６が省略され、出力停止制御部２４が追加されている。従って、発射側フロントエンド部５’からは、図８（ａ）に示したような連続探知波ｓ_３”（ｔ）が出力され、この連続探知波ｓ_３”（ｔ）はパルス変調されることなくアンテナ８から放射される。従って、アンテナ８から放射される信号は、図１９（ａ）のように、周波数が時間ステップ幅τ_PRFでステップ状に変化する信号となる。

　発射側フロントエンド部５’は、実施例２と同様、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）とを混合し、連続探知波ｓ_３’（ｔ）を生成し、Ｎステップの出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）の各ステップα_ｉ毎に設定されたオン・オフ値β_ｉ（β_ｉ＝１ or ０；ｉ＝１，２，…，Ｎ）でスイッチングした後に、連続探知波ｓ_３”（ｔ）としてサーキュレータ７へ出力する。各オン・オフ値β_ｉは、使用周波数情報記憶部２１ａに設定される。図１９（ａ）の例では、ＤＡＡにより干渉波が検出され、４番目のステップのオン・オフ値β_４が０（オフ値）に設定されている。従って、この４番目のステップの時間帯ＴＺ_α４においては、アンテナ８から電波は放射されないため、周波数ｆ_COHO＋ｆ_０＋（α_４－１）Δｆがスペクトル・ホールとなる。

　出力停止制御部２４は、局部発振器３から発射側フロントエンド部５’からの連続探知波ｓ_３”（ｔ）の出力をオン／オフ制御する。具体的には、出力停止制御部２４は、発射側フロントエンド部５’を出力オフ状態（連続探知波ｓ_３”（ｔ）の出力をオフとした状態）とし、局部発振器３によりＮステップの出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）を１回以上続けてＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を出力させた後、発射側フロントエンド部５’を出力オン状態（連続探知波ｓ_３”（ｔ）の出力をオンとした状態）とし、局部発振器３により出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_Ｎ）を１回以上続けてＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を出力させる制御を、繰り返し実行する制御を行う。

　アンテナ８から放射された信号は、目標物で反射され再びアンテナ８で受信され、サーキュレータ７を介して位相検波器１０に入力される。この位相検波器１０に入力される反射波ｓ_５”（ｔ）の波形は図１９（ｂ）のようになる。反射波ｓ_５”（ｔ）は、放射波ｓ_３”（ｔ）に比べて、往復旅行時間ｔ_ｒだけ遅延し、また、外部からの干渉波が重畳する。

　受信側フロントエンド部９は、局部発振器３が出力するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）と反射波ｓ_５”（ｔ）とを混合するとともに、混合波の上側波帯成分をフィルタ除去し、下側波帯成分をダウン・コンバート信号ｓ_７”（ｔ）として位相検波器１０へ出力する。位相検波器１０は、コヒーレント発振器２が出力するＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と同相の信号ｓ_１Ｉ（ｔ）及び位相をπ／２だけ遅らせた信号ｓ_１Ｑ（ｔ）と、ダウン・コンバート信号ｓ_７”（ｔ）とを混合し、これらをローパス・フィルタに通して直流成分のみを取り出すことにより、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ ^(DC)（ｔ），ｓ_８Ｑ ^(DC)（ｔ）を生成し、演算処理部２１へ出力する。この受信側フロントエンド部９，位相検波器１０の処理は、実施例１，２で説明したものと同様である。

　本実施例では、受信される反射波ｓ_５”（ｔ）は、パルス状ではなく、図１９（ｂ）のようにステップ状に周波数が変化する連続波である。そこで、本実施例では演算処理部２１は、図１９（ｃ）に示したような時間ステップ幅τ_PRFと同じ周期の一定時間幅のレンジゲートを設定し、このレンジゲート時間帯ＴＺ_RG内のＩ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ ^(DC)（ｔ），ｓ_８Ｑ ^(DC)（ｔ）のみを積分する。こうして、演算処理部２１はβ_ｉ＝１（オン値）である（Ｎ－ｎ_lack）個の複素位相データの系列｛（ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）｜β_ｉ＝１｝を得る。次いで、演算処理部２１は、それぞれのステップの複素位相データ（ｓ_８Ｉ ^(DC)(α_ｉ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(α_ｉ)）を、周波数ｆ_STALO（α_ｉ）の小さい順に並べ替え（図９参照）、その後、（Ｎ－ｎ_lack）個の複素位相データの包絡線から最小二乗法によりｎ_lack個の欠落部の位相を内挿する。スペクトル・ホールのある複素位相データを補間したＮ個の複素位相データ（（ｓ_８Ｉ ^(DC)(１)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(１)），（ｓ_８Ｉ ^(DC)(２)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(２)），…，（ｓ_８Ｉ ^(DC)（Ｎ)，ｓ_８Ｑ ^(DC)(Ｎ)））は逆離散フーリエ変換器１２に出力される。

　尚、本実施例の超広帯域パルス・センサ１では、アンテナ８から発射する信号は、スペクトル・ホールが設定された時間帯を除いて、連続波（連続探知波ｓ_３”（ｔ））であるため、実施例２の場合と異なり、外部からの干渉波を同時には検出できない。従って、目標物の検出を行う時間帯と、外部からの干渉波の検出を行う時間帯とを交互に繰り返すことによって、外部からの干渉波の周波数帯にスペクトル・ホールを適宜設定する。

　図２０は、実施例７の超広帯域パルス・センサの全体動作を表すフローチャートである。

　（ステップＳ１１）
　超広帯域パルス・センサ１は、まず、ステップＳ１１で、スペクトル・ホール設定処理を行う。

　このスペクトル・ホール設定処理では、出力停止制御部２４が発射側フロントエンド部５’の出力をオフとして、局部発振器３により周波数系列（ｆ_α１，ｆ_α２，…，ｆ_αＮ）（ｆ_αi＝ｆ_０＋（α_ｉ－１）Δｆ；ｉ＝１，２，…，Ｎ）に従って周波数が時間ステップ幅τ_PRFでステップ状に変化するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を発生させる。この場合、アンテナ８からは探知波は発射されないため、アンテナ８で外部からの干渉波のみが受信される。

　受信された干渉波ｓ_５ ^(spurious)（ｔ）は、受信側フロントエンド部９に入力される。受信側フロントエンド部９は、局部発振器３が出力する周波数ｆ_αi（ｉ＝１，…，Ｎ）のＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）と反射波干渉波ｓ_５ ^(spurious)（ｔ）とを混合するとともに、混合波の上側波帯成分をフィルタ除去し、下側波帯成分をダウン・コンバート信号ｓ_７ ^(spurious)（ｔ）として位相検波器１０へ出力する。位相検波器１０は、コヒーレント発振器２が出力する周波数ｆ_COHOのＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と同相の信号ｓ_１Ｉ（ｔ）及び位相をπ／２だけ遅らせた信号ｓ_１Ｑ（ｔ）と、ダウン・コンバート信号ｓ_７ ^(spurious)（ｔ）とを混合し、これらをローパス・フィルタに通して直流成分のみを取り出すことにより、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ ^(spurious)(α_ｉ；ｔ)，ｓ_８Ｑ ^(spurious)(α_ｉ；ｔ)を生成する。

　干渉波検出回路２０は、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ ^(spurious)(α_ｉ；ｔ)，ｓ_８Ｑ ^(spurious)(α_ｉ；ｔ)の、各ステップの時間帯ＴＺ_αｉのうちレンジゲート（図１９（ｃ））の部分を取り出す。そして、干渉波検出回路２０は、取り出した部分の自乗和の平方根（すなわち、強度）の積分である干渉波の信号強度Ｉ（α_ｉ）を式（２２）と同様に演算し、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）として演算処理部２１へ出力する。

　演算処理部２１は、Ｎ個のステップα_ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）のそれぞれに対して、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ）と所定の閾値Ｉ_ｔｈを比較して、Ｉ（α_ｉ）が閾値Ｉ_ｔｈより大きい場合には、そのステップα_ｉに対するオン・オフ値β_ｉを０（オフ値）に設定し、Ｉ（α_ｉ）が閾値Ｉ_ｔｈ以下の場合には、そのステップα_ｉに対するオン・オフ値β_ｉを１（オン値）に設定する。設定されたオン・オフ値β_ｉは使用周波数情報記憶部２１ａに記憶され、次の目標物検出処理で用いられる。これにより、干渉波信号の成分が検出された周波数（ｆ_αｉ＋ｆ_COHO）に対しては、スペクトル・ホールが適宜設定され、干渉検出回避（ＤＡＡ）を適応的に行うことができる。

　（ステップＳ１２～Ｓ１４）
　ステップＳ１２～Ｓ１４では、出力停止制御部２４が発射側フロントエンド部５’の出力をオンとして、目標物検出処理をＮｒ回繰り返し実行することにより、目標物までの距離の検出を行う。この距離検出の動作については上述した通りであり省略する。

　以上のように、本実施例に係る超広帯域パルス・センサ１では、パルス変調器６を省略し、代わりに演算処理部２１において受信信号のレンジゲート処理を行うことにより、実施例２の場合に比べ、さらに機器構成を簡単にすることができる。

　図２１は、本発明の実施例８に係る超広帯域パルス・センサの基本構成を表すブロック図である。図２１において、コヒーレント発振器２、局部発振器３、任意ステップ・パターン信号生成器４、パターン・メモリ４ａ、周波数混合器５、パルス変調器６、サーキュレータ７、アンテナ８、受信側フロントエンド部９、位相検波器１０、逆離散フーリエ変換器１２、及び表示装置１３については、実施例１と同様であり、同符号を付して説明は省略する。また、干渉波検出回路２０及び出力停止制御部２４は、実施例７のものと同様である。

　図２１の演算処理部２１は、基本的には実施例７と略同様の機能を有するが、本実施例では、演算処理部２１は、実施例７におけるオン・オフ値の設定に代えて、パターン・メモリ４ａの出力パターン系列の組み替えを行う点で機能的に相違している。

　また、本実施例では、パルス変調器６は、内部にスイッチング回路を備え、パルス探知波ｓ_４’（ｔ）をアンテナ８に出力する出力オン状態と、出力しない出力オフ状態との切り替えを行う出力スイッチング部としての機能を有している。

　出力停止制御部２４は、パルス変調器６を出力オフ状態（パルス探知波ｓ_４’（ｔ）の出力をオフとした状態）とし、局部発振器３によりＮステップの出力パターン系列（α_１ ⁽⁰⁾，α_２ ⁽⁰⁾，…，α_Ｎ ⁽⁰⁾）を１回以上続けてＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を出力させた後、パルス変調器６を出力オン状態（パルス探知波ｓ_４’（ｔ）の出力をオンとした状態）とし、局部発振器３により（Ｎ－ｎ_lack）ステップの出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_{Ｎ－ｎlack}）を１回以上続けてＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を出力させる制御を、繰り返し実行する制御を行う。ここで、Ｎステップの出力パターン系列（α_１ ⁽⁰⁾，α_２ ⁽⁰⁾，…，α_Ｎ ⁽⁰⁾）は、予め設定されパターン・メモリ４ａに記憶されている。また、（Ｎ－ｎ_lack）ステップの出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_{Ｎ－ｎlack}）は、出力パターン系列（α_１ ⁽⁰⁾，α_２ ⁽⁰⁾，…，α_Ｎ ⁽⁰⁾）からｎ_lack個の不使用周波数点集合に属する出力パターンを除いた系列である。

　以上のように構成された本実施例の超広帯域パルス・センサ１について、以下その動作を説明する。

　まず、全体的な動作は、実施例７において図２０のフローチャートで説明した流れと同様である。ここで、ステップＳ１３における目標物検出処理は、実施例１で説明した処理と同様であるため説明は省略する。この場合、演算処理部２１は、実施例１の欠落補償部１１と同様の動作を行う。また、本実施例では位相検波器が出力する複素位相データを用いて補間処理を行っている。

　一方、ステップＳ１１におけるスペクトル・ホール設定処理は、次のようにして行われる。

　まず、出力停止制御部２４がパルス変調器６の出力をオフとして、局部発振器３により周波数系列（ｆ_α１(0)，ｆ_α２(0)，…，ｆ_αＮ(0)）（ｆ_αi(0)＝ｆ_０＋（α_ｉ ⁽⁰⁾－１）Δｆ；ｉ＝１，２，…，Ｎ）に従って周波数が時間ステップ幅τ_PRFでステップ状に変化するＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）を発生させる。この場合、アンテナ８からはパルス探知波ｓ_４’（ｔ）は発射されないため、アンテナ８では外部からの干渉波のみが受信される。

　受信された干渉波ｓ_５ ^(spurious)（ｔ）は、受信側フロントエンド部９に入力される。受信側フロントエンド部９は、局部発振器３が出力する周波数ｆ_αi(0)（ｉ＝１，…，Ｎ）のＲＦ信号ｓ_２’（ｔ）と反射波干渉波ｓ_５ ^(spurious)（ｔ）とを混合するとともに、混合波の上側波帯成分をフィルタ除去し、下側波帯成分をダウン・コンバート信号ｓ_７ ^(spurious)（ｔ）として位相検波器１０へ出力する。位相検波器１０は、コヒーレント発振器２が出力する周波数ｆ_COHOのＩＦ信号ｓ_１（ｔ）と同相の信号ｓ_１Ｉ（ｔ）及び位相をπ／２だけ遅らせた信号ｓ_１Ｑ（ｔ）と、ダウン・コンバート信号ｓ_７ ^(spurious)（ｔ）とを混合し、これらをローパス・フィルタに通して直流成分のみを取り出すことにより、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ ^(spurious)(α_ｉ ⁽⁰⁾；ｔ)，ｓ_８Ｑ ^(spurious)(α_ｉ ⁽⁰⁾；ｔ)を生成する。

　干渉波検出回路２０は、Ｉ／Ｑビデオ信号ｓ_８Ｉ ^(spurious)(α_ｉ ⁽⁰⁾；ｔ)，ｓ_８Ｑ ^(spurious)(α_ｉ ⁽⁰⁾；ｔ)の、各ステップの時間帯ＴＺ_αｉのうちレンジゲート（図１９（ｃ））の部分を取り出す。そして、干渉波検出回路２０は、取り出した部分の自乗和の平方根（すなわち、強度）の積分である干渉波の信号強度Ｉ（α_ｉ ⁽⁰⁾）を式（２２）と同様に演算し、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ ⁽⁰⁾）として演算処理部２１へ出力する。

　演算処理部２１は、Ｎ個のステップα_ｉ ⁽⁰⁾（ｉ＝１，２，…，Ｎ）のそれぞれに対して、干渉波の信号強度データＩ（α_ｉ ⁽⁰⁾）と所定の閾値Ｉ_ｔｈを比較して、Ｉ（α_ｉ ⁽⁰⁾）が閾値Ｉ_ｔｈより大きい場合には、そのステップα_ｉ ⁽⁰⁾を残し、Ｉ（α_ｉ ⁽⁰⁾）が閾値Ｉ_ｔｈ以下の場合には、そのステップα_ｉ ⁽⁰⁾を除去することにより、（Ｎ－ｎ_lack）ステップの出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_{Ｎ－ｎlack}）を生成する。ここで、ｎ_lackは除去されたステップの数（不使用周波数点集合の周波数点数）である。生成された出力パターン系列（α_１，α_２，…，α_{Ｎ－ｎlack}）は、パターン・メモリ４ａに記憶され、次の目標物検出処理で用いられる。これにより、干渉波信号の成分が検出された周波数（ｆ_αｉ ⁽⁰⁾＋ｆ_COHO）に対しては、スペクトル・ホールが適宜設定され、干渉検出回避（ＤＡＡ）を適応的に行うことができる。

　尚、図２１は、ヘテロダイン受信を想定した回路構成になっているが、ホモダイン受信でも適用することができる。また、本実施例では、演算処理部２１がスペクトル・ホールのある複素位相データを補間する例について説明したが、実施例１の場合と同様に、「複素位相データ」の代わりに「離散スペクトル・データ」を使用することも勿論可能である。

Claims

　最小周波数ｆ_minから最大周波数ｆ_maxまでの使用周波数帯を周波数間隔Δｆで等分した複数個の周波数点の集合を全周波数点集合、前記全周波数点集合に属する各周波数点のうち使用しない周波数点の集合を不使用周波数点集合、使用する周波数点の集合を使用周波数点集合とするとき、前記全周波数点集合に属し且つ少なくとも前記使用周波数点集合の全ての周波数点を含む複数の周波数点を所定の出力順序で並べてなる離散周波数点系列に従って、前記各周波数点の周波数の探知波を順次発振する探知波生成部と、
　前記探知波を探知空間へ発射するとともに、前記探知波が前記探知空間内の目標物で反射された反射波を受信するアンテナと、
　前記アンテナで受信された前記反射波を、前記探知波で位相検波することにより互いに直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号を生成する位相検波器と、
　前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する各周波数ステップについて、順次、当該周波数ステップの前記Ｉ／Ｑビデオ信号を所定のレンジゲートで切り出した信号波形から前記反射波の当該周波数ステップの位相点を算出する位相演算部と、
　前記位相演算部が算出する位相点であって前記使用周波数点集合に属す周波数点に対応する位相点を、各位相点に対応する周波数点の昇順又は降順で並べ替えて位相点系列を生成し、
前記位相点系列に対し、前記不使用周波数点集合に属す周波数点に対応する位相点を補間することで、補間された位相点系列を算出する欠落補償部と、
　前記補間された位相点系列を逆離散フーリエ変換することでレンジ・スペクトルを生成し、前記レンジ・スペクトルがピークをとる位相値から前記アンテナから前記目標物までの距離を算出する逆離散フーリエ変換部と、を備えた超広帯域パルス・センサ。
　前記探知波生成部は、
　前記使用周波数点集合に属する各周波数点の出力順序を表す出力パターン系列を記憶する出力パターン記憶部と、
　前記出力パターン記憶部に記憶された前記出力パターン系列に従って、一定の時間ステップ幅τ_PRFで周波数がステップ状に変化する、前記探知波を生成する内部発振部と、を備えたことを特徴とする請求項１記載の超広帯域パルス・センサ。
　前記アンテナは、前記探知波を探知空間へ発射するとともに、前記探知波が前記探知空間内で反射された反射波及び／又は外部からの干渉波を受信するものであり、
　前記位相検波器は、前記アンテナで受信された前記反射波及び／又は前記干渉波を、前記探知波で位相検波することにより互いに直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号を生成するものであり、
　前記探知波生成部が生成する前記探知波を前記アンテナに出力する出力オン状態と、出力しない出力オフ状態との切り替えを行う出力スイッチング部と、
　前記出力スイッチング部により前記出力オフ状態とし、前記内部発振部により前記出力パターン系列に前記不使用周波数点集合に属する周波数点の出力順序を加えた系列により並べてなる離散周波数点系列を１回以上続けて前記探知波を出力させた後、前記出力スイッチング部により前記出力オン状態とし、前記内部発振部により前記出力パターン系列により並べてなる離散周波数点系列を１回以上続けて前記探知波を出力させる制御を、繰り返し実行する出力停止制御部と、
　前記位相検波器が出力する前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度を検出する干渉波検出部と、
　前記出力停止制御部により前記出力オフ状態とされた時間帯において、
前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する周波数ステップのそれぞれにおいて、当該周波数点に対し前記干渉波検出部により検出される前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、前記出力パターン系列から当該周波数点を除去し、それ以外の場合は、前記出力パターン系列に当該周波数点が含まれていない場合には、前記出力パターン系列に当該周波数点を追加することにより、前記出力パターン記憶部に記憶された前記出力パターン系列の更新を行うスペクトル・ホール設定部と、を備えたことを特徴とする請求項２に記載の超広帯域パルス・センサ。
　前記探知波生成部は、
　前記全周波数点集合の各周波数点を所定の出力順序で並べてなる前記離散周波数点系列に従って、一定の時間ステップ幅τ_PRFで周波数がステップ状に変化する、前記探知波を生成する内部発振部と、
　前記離散周波数点系列の各周波数点について、前記使用周波数点集合に属する場合はオン値、前記不使用周波数点集合に属する場合はオフ値をとる使用周波数情報を記憶する使用周波数情報記憶部と、
　前記探知波生成部が生成する前記探知波を前記アンテナに出力する出力オン状態と、出力しない出力オフ状態との切り替えを行う出力スイッチング部と、
　前記内部発振部が生成する前記探知波の各周波数ステップにおいて、前記使用周波数情報記憶部に記憶された前記使用周波数情報を参照し、当該周波数ステップの周波数点に対するオン・オフ値に従って、前記出力スイッチング部により前記出力オン状態又は前記出力オフ状態の切り替え制御を行う探知波周波数制御部と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の超広帯域パルス・センサ。
　前記探知波生成部は、前記全周波数点集合に属する各周波数点を所定の出力順序で並べてなる前記離散周波数点系列に従って一定の時間ステップ幅τ_PRFでステップ状に周波数が順次切り替わる前記探知波を生成するものであり、
　前記離散周波数点系列の各周波数点について、前記使用周波数点集合に属する場合はオン値、前記不使用周波数点集合に属する場合はオフ値をとる使用周波数情報を記憶する使用周波数情報記憶部を備え、
　前記欠落補償部は、
前記使用周波数情報を参照し、前記位相演算部が算出する位相点のうち、対応する周波数点の前記使用周波数情報がオン値の位相点のみを抽出し、
抽出された各位相点を、対応する周波数点の昇順又は降順で並べ替えて前記位相点系列を生成し、
前記位相点系列に対し、前記不使用周波数点集合に属する周波数点に対応する位相点を補間することで、補間された位相点系列を算出するものであることを特徴とする請求項１記載の超広帯域パルス・センサ。
　前記探知波生成部が生成する前記探知波が入力され、前記探知波の周波数が変化した時点から一定のパルス幅τ_Ｐ（τ_Ｐ＜τ_PRF）だけ出力することにより前記探知波をパルス変調するパルス変調部を備え、
　前記アンテナからは、前記パルス変調部によりパルス変調された前記探知波が発射され、前記アンテナでは前記反射波及び／又は外部からの干渉波が受信されるものであり、
　前記位相検波器は、前記アンテナで受信された前記反射波及び／又は前記干渉波を、前記探知波で位相検波することにより互いに直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号を生成するものであり、
　前記位相検波器が出力する前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度を検出する干渉波検出部と、
　前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する周波数ステップにおいて、前記レンジゲートの後の時間帯で、前記干渉波検出部により前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度を検出し、
当該Ｉ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、前記使用周波数情報のうち当該周波数点に対する値をオフ値に変更し、それ以外の場合は、前記使用周波数情報のうち当該周波数点に対する値をオン値に変更することにより、前記使用周波数情報記憶部に記憶された前記使用周波数情報を更新するスペクトル・ホール設定部と、を備えたことを特徴とする請求項４又は５に記載の超広帯域パルス・センサ。
　前記アンテナは、前記探知波を探知空間へ発射するとともに、前記探知波が前記探知空間内で反射された反射波及び／又は外部からの干渉波を受信するものであり、
　前記位相検波器は、前記アンテナで受信された前記反射波及び／又は前記干渉波を、前記探知波で位相検波することにより互いに直交する２つのＩ／Ｑビデオ信号を生成するものであり、
　前記出力スイッチング部により前記出力オフ状態とし、前記内部発振部により前記離散周波数点系列を１回以上続けて前記探知波を出力させた後、前記出力スイッチング部により前記出力オン状態とし、前記内部発振部により前記離散周波数点系列を１回以上続けて前記探知波を出力させる制御を、繰り返し実行する出力停止制御部と、
　前記出力停止制御部により前記出力オフ状態とされた時間帯において、
前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する周波数ステップのそれぞれにおいて、当該周波数点に対し前記干渉波検出部により検出される前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、前記使用周波数情報のうち当該周波数点に対する値をオフ値に変更し、それ以外の場合は、前記使用周波数情報のうち当該周波数点に対する値をオン値に変更することにより、前記使用周波数情報記憶部に記憶された前記使用周波数情報を更新するスペクトル・ホール設定部と、を備えたことを特徴とする請求項４又は５に記載の超広帯域パルス・センサ。
　前記探知波生成部は、
　前記全周波数点集合の各周波数点を所定の出力順序で並べてなる前記離散周波数点系列に従って、一定の時間ステップ幅τ_PRFで周波数がステップ状に変化する、前記探知波を生成する内部発振部と、
　前記離散周波数点系列の各周波数点のそれぞれについて、前記アンテナに出力する際の出力ゲインを記憶する出力ゲイン記憶部と、
　前記出力ゲイン記憶部に記憶された各周波数点に対する前記出力ゲインに従って、前記内部発振部が生成する前記探知波を、周波数ステップごとに前記出力ゲインで増幅し前記アンテナに出力する出力ゲイン制御部と、を備え、
　前記探知波生成部が生成する前記探知波が入力され、前記探知波の周波数が変化した時点から一定のパルス幅τ_Ｐ（τ_Ｐ＜τ_PRF）だけ出力することにより前記探知波をパルス変調するパルス変調部を備え、
　前記アンテナからは、前記パルス変調部によりパルス変調された前記探知波が発射され、前記アンテナでは前記反射波及び／又は外部からの干渉波が受信されるものであり、
　前記欠落補償部は、前記位相点系列の各位相点のうち、前記不使用周波数点集合に属す周波数点に対応する位相点の位相値を、当該周波数点の出力ゲインの逆数倍することにより当該位相点の位相値を算出することで、前記補間された位相点系列を算出するものであり、
　前記位相検波器が出力する前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度を検出する干渉波検出部と、
　前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する周波数ステップにおいて、前記レンジゲートの後の時間帯で、前記干渉波検出部により検出される前記Ｉ／Ｑビデオ信号の強度を検出し、
当該Ｉ／Ｑビデオ信号の強度が所定の強度閾値よりも大きい場合は、当該周波数点に対する前記出力ゲインの値を１より小さい所定の値に変更し、それ以外の場合は、当該周波数点に対する前記出力ゲインの値を１に変更することにより、前記出力ゲイン記憶部に記憶された前記出力ゲインを更新するスペクトル・ホール設定部と、を備えたことを特徴とする請求項１記載の超広帯域パルス・センサ。
　前記位相演算部に代えて、前記離散周波数点系列の各周波数点に対応する各周波数ステップについて、順次、当該周波数ステップの前記Ｉ／Ｑビデオ信号を所定のレンジゲートで切り出した信号波形から前記反射波の当該周波数ステップの周波数スペクトルである離散スペクトルを算出するスペクトル演算部を備え、
　前記欠落補償部は、前記スペクトル演算部が算出する離散スペクトルであって前記使用周波数点集合に属す周波数点に対応する離散スペクトルを、各離散スペクトルに対応する周波数点の昇順又は降順で並べ替えて離散スペクトル系列を生成し、
前記離散スペクトル系列に対し、前記不使用周波数点集合に属す周波数点に対応する離散スペクトルを補間することで、補間された離散スペクトル系列を算出するものであり、
　前記逆離散フーリエ変換部は、前記補間された離散スペクトル系列を逆離散フーリエ変換することでレンジ・スペクトルを生成し、前記レンジ・スペクトルがピークをとる位相値から前記アンテナから前記目標物までの距離を算出するものであることを特徴とする請求項１乃至４，６，７の何れか一記載の超広帯域パルス・センサ。