WO2012042754A1 - インバータを備えた溶接装置の溶接制御方法 - Google Patents

インバータを備えた溶接装置の溶接制御方法 Download PDF

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WO2012042754A1
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小林　直樹
憲和 大崎
田中　義朗
芳行 田畑
政富美 鳴戸
英樹 井原
徹也 森川
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パナソニック株式会社
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    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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    • B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • B23K9/00—Arc welding or cutting
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Definitions

  • the present invention relates to an arc welding power supply device equipped with an electric shock prevention device, or an arc equipped with a touch sensor that detects a contact between the welding electrode and a workpiece by applying a contact detection voltage to the welding electrode.
  • the present invention relates to a welding power source apparatus or a welding control method for an arc welding power source that performs welding at a low current of 20 A or less or 30 A or less.
  • a method of applying a voltage to the electrode rod a method of applying a power supply circuit that can supply a safe low voltage is applied separately, or a predetermined voltage is supplied by narrowing the conduction width of the inverter drive signal and outputting it.
  • a method for example, refer patent document 1. Note that the normal inverter driving signal at no load is output with the conduction width of the inverter driving signal being maximized.
  • a voltage for contact detection is applied between the welding electrode and the workpiece, and the welding electrode and the workpiece are in contact with each other.
  • a welding apparatus provided with a touch sensor that detects a decrease in detection voltage.
  • This detection voltage is also applied with a voltage of about 20V to 30V that is safe even if an operator accidentally touches the electrode and is easy to detect.
  • the electric shock prevention device there is a method of separately providing a power supply circuit capable of supplying a safe low voltage, or a method of supplying a predetermined voltage by narrowing and outputting the conduction width of the inverter drive signal (for example, see Patent Document 2 and Patent Document 3).
  • FIG. 7 shows a schematic configuration of a conventional welding power supply apparatus when a power supply circuit capable of supplying a safe low voltage is separately provided.
  • movement of the welding power supply device shown in FIG. 7 is demonstrated.
  • the output of the three-phase AC commercial power supply is rectified in the primary rectifier circuit 101 and converted to DC power.
  • the converted DC power is converted into AC power by the inverter circuit 102.
  • the converted AC power is converted into AC power suitable for arc machining by the transformer 103.
  • the converted AC power is converted into DC power by the secondary rectifier circuit 104 and output as a welding output to the torch 106 and the base material 107 through the reactor 105.
  • the driver circuit 110 controls the inverter circuit 102 so that the welding output becomes an output set value set before performing the welding output based on information of the current detection unit 108 and the voltage detection unit 109.
  • FIG. 8 shows a schematic diagram of a full bridge circuit which is a typical example in the case where the inverter circuit 102 converts DC power into AC power.
  • This full bridge circuit is used when PWM (Pulse Width Modulation) control is performed.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the drive signal DA is sent to the first transistor 111 and the fourth transistor 114, and the drive signal DB is sent to the second transistor 112 and the third transistor.
  • the drive signal DB is sent to the second transistor 112 and the third transistor.
  • the state in which a safe low voltage is output in the welding apparatus including the electric shock prevention device and the touch sensor is a state in which the torch 106 and the base material 107 are not in contact, that is, a no-load state.
  • the driver circuit 110 controls the inverter drive signal to be given to the inverter circuit 102 so that a predetermined safe voltage is obtained.
  • a low voltage output circuit 115 for supplying a safe low voltage is separately provided, based on information on a short circuit or an open circuit between the torch 106 and the base material 107 obtained from the voltage detection unit 109, Control is performed so that a voltage is supplied from the low voltage output circuit 115.
  • the inverter frequency has increased from 20 kHz to about 100 kHz.
  • FIG. 9A, FIG. 9B, FIG. 10A, FIG. 10B, and FIG. 11 are diagrams showing an outline of a time waveform of an inverter drive signal during PWM control in a conventional welding apparatus.
  • FIG. 9A, FIG. 9B, FIG. 10A, and FIG. 10B consider a case where the inverter frequency is doubled from the state of FIG. 9A or FIG. 10A to the state of FIG. 9B or FIG.
  • the conduction width of the minimum inverter drive signal that can drive the inverter is the same even if the inverter frequency is changed unless the switching element or the like is changed.
  • the time for turning on the inverter in the state of FIG. 10B is smaller than that in the state of FIG. 10A. 2 times longer. That is, the minimum output that can stably drive the inverter is doubled.
  • the minimum output that can be output increases. And it is impossible to output an output smaller than the lowest output, and therefore it is difficult to output a lower output than when the inverter frequency is low.
  • a safe low voltage is provided by controlling the inverter circuit 102 without using a separate power supply circuit when an electric shock prevention device is provided or when a touch sensor is provided.
  • the inverter frequency is high, or when the no-load voltage is high such that the rated output exceeds 500V and the no-load voltage exceeds 70V, the inverter drive signal has stabilized the conduction width of the inverter drive signal. Even if the output is narrowed to the minimum width, it cannot be reduced to a desired voltage, for example, about 20V to 30V.
  • the conduction width of the inverter drive signal is made smaller than the minimum conduction width capable of stable output in order to reduce the output to a desired safe low voltage, the following problems occur.
  • the output current can be increased even if the switching element is driven at the limit where the inverter drive signal is stable, as described above. Cannot be reduced to the target current. Further, in order to reduce the output current to the target current, the inverter is driven in a region with a narrow conduction width where the inverter drive signal is not stable, and thus there is a problem that stable welding cannot be performed.
  • a power supply for supplying a low voltage is separately provided to supply the predetermined voltage respectively.
  • the control is performed so as to alternately repeat two control periods in which the operation of the switching element is controlled to output different sizes. Accordingly, it is an object of the present invention to provide a welding control method for supplying an electric shock prevention safety voltage and a contact detection voltage that are inexpensive, simple, and stable without separately providing a power source for supplying a low voltage.
  • the welding control method of the present invention is a welding control method for a welding apparatus provided with an inverter composed of switching elements, and controls the operation of the switching elements to output outputs of different sizes as output signals, respectively.
  • One control period of the two control periods, the average output magnitude of one control period is smaller than the average output magnitude of the other control period, the one control period and the other control period It consists of a method of alternately repeating the control period.
  • a predetermined voltage can be stably output, and a stable desired voltage can be output with an inexpensive configuration without separately preparing a power supply device for outputting the predetermined voltage.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a welding apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an outline of the time waveform of the inverter drive signal during PWM control in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing an outline of the time waveform of the inverter drive signal during PWM control in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing a schematic configuration of a full bridge circuit when performing phase shift control in the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5A is a diagram showing an overview of a time waveform of an inverter drive signal during phase shift control in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5A is a diagram showing an overview of a time waveform of an inverter drive signal during phase shift control in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5B is a diagram showing an outline of a time waveform of the inverter drive signal during phase shift control in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6A is a diagram showing an outline of a time waveform of the inverter drive signal when the output at the time of phase shift control in Embodiment 2 of the present invention becomes zero.
  • FIG. 6B is a diagram showing an outline of the time waveform of the inverter drive signal when the output at the time of phase shift control in Embodiment 2 of the present invention becomes zero.
  • FIG. 7 is a diagram showing a schematic configuration of a conventional welding apparatus.
  • FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of a full bridge circuit when PWM control is performed.
  • FIG. 9A is a diagram showing an outline of a time waveform of an inverter drive signal during PWM control.
  • FIG. 9B is a diagram illustrating an outline of a time waveform of the inverter drive signal during PWM control.
  • FIG. 10A is a diagram illustrating an outline of a time waveform of an inverter drive signal during PWM control.
  • FIG. 10B is a diagram illustrating an outline of a time waveform of the inverter drive signal during PWM control.
  • FIG. 11 is a diagram showing an outline of the time waveform of the inverter drive signal during PWM control.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a welding apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • 2 and 3 are diagrams showing an outline of a time waveform of the inverter drive signal at the time of PWM control in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of a full bridge circuit when PWM control is performed in the first embodiment of the present invention.
  • the output of the three-phase AC commercial power supply is rectified by the primary rectifier circuit 1 and converted to DC power.
  • the converted DC power is converted into AC power by the inverter circuit 2.
  • the converted AC power is converted into AC power suitable for arc machining by the transformer 3.
  • the converted AC power is converted to DC power by the secondary rectifier circuit 4 and output between the torch 6 and the base material 7 through the reactor 5.
  • an inverter drive signal that the driver circuit 10 gives to the inverter circuit 2 based on the information of the current detection unit 8 and the voltage detection unit 9 so that the welding output becomes an output set value set in advance before performing the welding output I have control.
  • FIG. 8 shows an outline of a full bridge circuit which is a typical example of a circuit used when converting DC power into AC power in the inverter circuit 2.
  • a first transistor 111 and a fourth transistor 114 as switching elements form a first set (first circuit) of transistors, and a second transistor 112 as a switching element.
  • the third transistor 113 form a second set of transistors (second circuit).
  • the welding control method is PWM control, which is a typical example of inverter control. That is, the drive signal DA and the drive signal DB, which are inverter drive signals, are alternately output to the first transistor set and the second transistor set, thereby converting the DC current into AC power.
  • the safe low voltage in the welding apparatus equipped with the electric shock prevention device and the touch sensor is in a state where the torch 6 and the base material 7 are not in contact, that is, in a no-load state. And based on the information of the voltage detection part 9 in a no-load state, an inverter drive signal is controlled so that the driver circuit 10 becomes a predetermined safe voltage of 30 V or less.
  • the no-load voltage is about 55 to 85 V with the conduction width of the inverter drive signal being maximized in order to easily generate an arc.
  • a predetermined safety voltage 30 V or less.
  • the welding control method of the first embodiment in the full-bridge inverter circuit of the welding power source apparatus shown in FIG. 8, as shown in FIG. 2, two control periods for outputting inverter drive signals with different conduction widths are provided.
  • the first control period C1 and the second control period C2 are provided. That is, as shown by a solid line in FIG. 2, in the first control period C1, the inverter drive signal is controlled and output so as to have a minimum conduction width that can be stably output.
  • the second control period C2 control is performed so that the conduction width becomes zero, and zero output is obtained.
  • the conduction width in the first control period C1 is fixed to the minimum conduction width that can be stably output.
  • the average output when the first control period C1 is temporally averaged is different from the average output when the second control period C2 is temporally averaged. More specifically, the average output during the second control period C2 is smaller than the average output during the first control period C1.
  • the first control period C1 and the second control period C2 are determined by calculating in advance how many zero output periods should be provided. A low voltage can be realized by controlling one control period to alternate.
  • the welding control method of the present invention is a welding control method for a welding apparatus provided with an inverter composed of switching elements.
  • the welding control method of the present invention controls the operation of the switching element and outputs two different outputs as output signals, for example, a first control period C1 and a second control period C2.
  • a predetermined voltage can be stably output, and a power supply device for outputting the predetermined voltage is not separately prepared.
  • a stable desired voltage can be output with an inexpensive configuration.
  • the welding control method of the present invention is a welding control method for controlling the welding output by PWM control, and includes a first control period C1 and a second control period C2, and the first control period and It is good also as a method of repeating a 2nd control period alternately.
  • a drive signal given to the switching element is controlled to output an output signal.
  • the drive signal applied to the switching element is controlled so that the output signal is smaller than the output signal output in the first control period C1.
  • a predetermined voltage can be stably output, and a power supply device for outputting the predetermined voltage is not separately prepared.
  • a stable desired voltage can be output with an inexpensive configuration. That is, even if the conduction frequency is narrowed within a range where the inverter frequency is high and stable output is possible, a low no-load voltage such as a safety voltage in the case of an electric shock prevention device or a contact detection voltage in the case of a touch sensor cannot be output. Even in this case, a stable desired voltage can be output with an inexpensive configuration.
  • FIG. 2 shows an example in which the first control period C1 and the second control period C2 have the same length.
  • the second control period C2 may be longer or shorter than the first control period C1.
  • the average output of two control periods can be reduced arbitrarily by changing the conduction width in two control periods, and the length (time) of a control period.
  • the inverter control signal is output intermittently without giving the inverter control signal intermittently, and the inverter drive signal having the minimum conduction width is given for each control cycle of the inverter. Compared to the case, a smaller output, that is, a lower voltage can be realized.
  • a safe low voltage can be output.
  • a safe low voltage can be output without controlling the conduction width smaller than the minimum conduction width that can be stably output, a safe low voltage can be stably output.
  • the determination of the short circuit or open information between the torch 6 and the base material 7 obtained from the voltage detection unit 9 is determined by the detection voltage between the torch 6 and the base material 7. For example, when 5 V or more is detected, it is determined as open, and when less than 5 V is detected, it is determined as a short circuit.
  • the period required for determination is set to a period sufficiently longer than the period of the intermittent operation of the inverter, and determination is performed by obtaining an average voltage during that period.
  • the voltage is detected in synchronization with the period during which the inverter output is performed when the inverter is intermittently operated, and thereby, the short circuit open determination is performed. By doing in this way, the misjudgment of a short circuit can be prevented.
  • the inverter drive signal is continuously output several times with respect to the intermittent operation of the inverter, and is not continuously output for the same several times thereafter.
  • the inverter drive signal is controlled to be output every other time as an intermittent operation.
  • the switching element is intermittently operated to output an output signal, and a period during which the pulsed drive signal is applied to the switching element is the first period.
  • the control period C1 may be used, and the period during which no pulsed drive signal is applied to the switching element may be the second control period C2.
  • a predetermined voltage can be stably output, and a stable desired voltage can be output with an inexpensive configuration without separately preparing a power supply device for outputting the predetermined voltage.
  • a predetermined voltage can be stably output, and a stable desired voltage can be output with an inexpensive configuration without separately preparing a power supply device for outputting the predetermined voltage.
  • a method may be used in which the on-time of the pulse of the pulsed drive signal given to the switching element in the first control period C1 is a fixed value.
  • a predetermined voltage can be stably output, and a stable desired voltage can be output with an inexpensive configuration without separately preparing a power supply device for outputting the predetermined voltage.
  • FIG. 4 is a diagram showing a schematic configuration of a full bridge circuit when performing phase shift control in the second embodiment of the present invention.
  • 5A and 5B are diagrams showing an outline of a time waveform of an inverter drive signal during phase shift control in Embodiment 2 of the present invention.
  • 6A and 6B are diagrams showing an outline of the time waveform of the inverter drive signal when the output at the time of phase shift control in Embodiment 2 of the present invention becomes zero.
  • the main difference between the welding control method of the second embodiment and the first embodiment is that a low voltage output is performed by performing phase shift control instead of PWM control.
  • the first transistor 11 and the fourth transistor 14 as switching elements form a first circuit
  • the second transistor 12 and the third transistor 13 as switching elements are first elements. 2 circuits are formed.
  • the welding control method is phase shift control, which is a typical example of inverter control. That is, the drive signal DA and the drive signal DB, which are inverter drive signals, are alternately output to the first transistor set and the second transistor set, thereby converting the DC current into AC power.
  • the phase shift control is basically performed unless the protection against the arm short circuit due to the ON / OFF timing variation is taken into consideration as shown in FIGS. 5A and 5B and FIGS. 6A and 6B. In particular, it is driven with a constant conduction width of 50%.
  • the drive signal DA and the drive signal DD form one set, and the drive signal DB and the drive signal DC form another set.
  • phase control is performed so as to give a time difference between the operation timings of the drive signal DA and the drive signal DD.
  • phase control is performed so as to give a time difference between the operation timings of the drive signal DB and the drive signal DC.
  • the inverter control method supplies power to the transformer 3 during the period DA ⁇ DD when the drive signal DA and the drive signal DD are simultaneously turned on and during the period DB ⁇ DC when the drive signal DB and the drive signal DC are simultaneously turned on. is there.
  • phase shift control method unlike the PWM control method, does not have zero output for each inverter drive signal.
  • the zero output in the phase shift control is controlled so that the phases of the drive signal DA and the drive signal DD are shifted by 180 degrees and the phases of the drive signal DB and the drive signal DC are shifted by 180 degrees as shown in FIGS. 6A and 6B. This is the output when
  • control is performed so that the portion where the ON timing of the drive signal DA and the drive signal DD overlap is the minimum conduction width that can be stably output. Output the output signal. Further, the output signal is output by controlling the portion where the drive signal DB and the drive signal DC are turned on to have a minimum conduction width that can be stably output.
  • the fourth control period C4 as shown in FIGS. 6A and 6B, the phase difference between the signals is 180 degrees so that the portion where the ON timings of the drive signal DA and the drive signal DD overlap is zero. Control to be. Further, control is performed so that the phase difference between the signals is 180 degrees so that the portion where the ON timing of the drive signal DB and the drive signal DC overlaps becomes zero, so that the output becomes zero.
  • the average output when the third control period C3 is temporally averaged differs from the average output when the fourth control period C4 is temporally averaged. More specifically, the average output in the fourth control period C4 is smaller than the average output in the third control period C3, and more specifically becomes zero.
  • the third control period C3 and the fourth control period C4 are determined by calculating in advance what percentage of the zero output period should be provided. A low voltage can be realized by controlling the control period to alternate.
  • the welding control method of the present invention operates between a first circuit including a first switching element such as the first transistor 11 and a second circuit including a second switching element such as the second transistor 12.
  • output is performed by phase control so as to change the timing with time.
  • the welding control method of the present invention has a third control period C3 and a fourth control period C4, and repeats the third control period C3 and the fourth control period C4 alternately. Also good.
  • the third control period C3 a drive signal given to each switching element and a signal giving a time change are controlled and output.
  • the fourth control period C4 the drive signal given to each switching element and the signal giving the time change are controlled so that the output signal is smaller than the output signal outputted in the third control period C3. This method makes it possible to output a safe low voltage.
  • the second embodiment it is possible to output a safe low voltage in a welding apparatus including an electric shock prevention device and a touch sensor. Even if it is difficult to output a safe low voltage when the inverter frequency is high or a welding apparatus having a high output capacity, the inverter drive signal can be controlled as in the second embodiment. It is possible to output a safe low voltage.
  • a safe low voltage can be output without controlling the conduction width smaller than the minimum conduction width, a safe low voltage can be stably output.
  • the welding control method of the present invention can stably output a predetermined voltage by controlling the inverter drive signal so that it can be output in an intermittent operation. Thereby, it is possible to output a safe low voltage with an inexpensive configuration without separately preparing a power source for outputting a predetermined safe low voltage. Accordingly, the present invention is industrially useful as a welding control method including a control method using a welding apparatus having an inverter function.

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Abstract

　本発明の溶接制御方法は、インバータ駆動信号を異なる導通幅にて出力を行う平均出力が異なる２つの制御期間を設け、それらを交互に繰返す、より具体的には、インバータ駆動信号を間欠的に与えるようにする。これにより、低電圧を出力するための電源部を別途設けることなく、また、動作が不安定となる狭い導通幅とすることなく、安定して低電圧を出力することが可能となる。

Description

[規則37.2に基づきISAが決定した発明の名称]　インバータを備えた溶接装置の溶接制御方法
　本発明は、電撃防止装置を備えたアーク溶接電源装置、もしくは、溶接用電極に接触検出用の電圧を印加して溶接用電極と被加工物が接触したことを検出するタッチセンサを備えたアーク溶接電源装置、もしくは、２０Ａ以下または３０Ａ以下の低電流で溶接を行うアーク溶接電源の溶接制御方法に関する。
　一般に、ガウジングや直流手溶接においては、カーボン電極や溶接棒の交換時に、５５Ｖ～８５Ｖ程度の二次無負荷電圧が発生しているホルダーに作業者が誤って触れて、感電事故を発生する危険性がある。そのため、作業休止中は作業者がホルダーに触れても安全なように二次無負荷電圧を３０Ｖ以下の低い電圧に降下させる。そして、作業開始時には、電極棒を母材に短絡させることにより短絡を検出し、アーク発生に必要な高い無負荷電圧に切り替わるような電撃防止装置が備えられている。
　電極棒に電圧を印加する方法としては、安全な低電圧を供給できる電源回路を別途設けて印加する方法、または、インバータ駆動信号の導通幅を狭くして出力することにより所定の電圧を供給する方法がある（例えば、特許文献１参照）。なお、通常の無負荷時のインバータ駆動信号は、インバータ駆動信号の導通幅を最大にして出力している。
　また、溶接用電極と被加工物とが接触したことを検出するため、溶接用電極と被加工物との間に接触検出用の電圧を印加し、溶接用電極と被加工物とが接触したら、検出電圧が低下することを検出するタッチセンサを備えた溶接装置がある。
　この検出電圧も、作業者が誤って、電極に触れても安全であり、かつ、検出しやすい２０Ｖから３０Ｖ程度の電圧が印加されている。これも電撃防止装置と同様に、安全な低電圧を供給できる電源回路を別途設ける方法、または、インバータ駆動信号の導通幅を狭くして出力することにより所定の電圧を供給するといった方法がある（例えば、特許文献２や特許文献３参照）。
　図７は、安全な低電圧を供給できる電源回路を別途設けた場合の従来の溶接電源装置の概略構成を示している。図７に示す溶接電源装置の動作の概要を説明する。三相交流商用電源の出力を一次整流回路１０１において整流して直流電力に変換する。変換された直流電力をインバータ回路１０２により交流電力に変換する。変換された交流電力を、トランス１０３によりアーク加工に適した交流電力に変換する。この変換した交流電力を二次整流回路１０４で直流電力に変換し、リアクタ１０５を通じてトーチ１０６および母材１０７に溶接出力として出力する。この溶接出力は、電流検出部１０８と電圧検出部１０９の情報をもとに、溶接出力を行う前に設定した出力設定値になるように、ドライバ回路１１０によりインバータ回路１０２を制御する。
　図８は、インバータ回路１０２において直流電力を交流電力に変換する場合における代表的な例であるフルブリッジ回路の概要図を示している。このフルブリッジ回路は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行うときに用いる。ここで、インバータ駆動信号として、代表的な例であるＰＷＭ制御を用いて、ドライブ信号ＤＡを第一のトランジスタ１１１と第四のトランジスタ１１４に、ドライブ信号ＤＢを第二のトランジスタ１１２と第三のトランジスタ１１３に交互に出力することにより、直流電力を交流電力に変換している。
　電撃防止装置やタッチセンサを備えた溶接装置における安全な低電圧が出力される状態は、トーチ１０６と母材１０７とが接触していない状態、つまり無負荷状態におけるものである。この無負荷状態での電圧検出部１０９の情報をもとに、ドライバ回路１１０で所定の安全電圧となるようにインバータ回路１０２へ与えるインバータ駆動信号を制御している。
　なお、安全な低電圧を供給する低電圧出力回路１１５を別途設けている場合は、電圧検出部１０９から得られるトーチ１０６と母材１０７との短絡または開放の情報に基づき、開放の場合には低電圧出力回路１１５から電圧を供給するよう制御している。
　近年、インバータ制御式のアーク溶接装置では、より高品位の溶接が要求されていることから、インバータ周波数は２０ｋＨｚから１００ｋＨｚ程度まで増大している。
　図９Ａ、図９Ｂ、図１０Ａ、図１０Ｂ、図１１は、従来の溶接装置において、ＰＷＭ制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。例えば図９Ａ、図９Ｂおよび図１０Ａ、図１０Ｂに示すように、インバータ周波数が、図９Ａや図１０Ａの状態から図９Ｂや図１０Ｂの状態のように２倍に増大した場合を考える。この場合には、インバータを駆動できる最小のインバータ駆動信号の導通幅は、スイッチング素子等が変わらなければインバータ周波数が変わっても同じである。従って、インバータ周波数が増大し、安定してインバータを駆動できる最小のインバータ駆動信号の導通幅でインバータを駆動したとすると、図１０Ｂの状態では図１０Ａの状態と比べて、インバータをオンする時間が２倍に長くなる。すなわち、安定してインバータを駆動できる最低出力は２倍になる。このように、インバータ周波数が高くなると、出力可能な最低出力が大きくなる。そして、最低出力よりも小さい出力を出力することはできず、従って、インバータ周波数が低い場合に比べて低い出力を出力することが困難となる。
　ここで、電撃防止装置を設けている場合やタッチセンサを設けている場合の安全な低電圧を、別の電源回路を用いることなくインバータ回路１０２を制御することで供給する際を考える。インバータ周波数が高い場合、もしくは、定格出力が５００Ａを超えるような大容量の溶接装置のように無負荷電圧が７０Ｖを超えるような高い場合、インバータ駆動信号の導通幅をインバータの駆動信号が安定した出力ができる最小の幅まで狭くしても、所望の電圧、例えば２０Ｖから３０Ｖ程度までは低下できなくなる。
　また、出力を所望の安全な低電圧まで低下するために、インバータ駆動信号の導通幅を安定した出力ができる最小の導通幅よりも狭い導通幅にしたとすると、以下の課題を生じる。
　インバータ駆動信号の立ち上がり時間や立ち下がり時間に時間遅れが存在し、立ち上がり波形や立ち下がり波形は矩形波ではなく丸みを帯びた波形となる。そのため、インバータ駆動信号の導通幅が狭くなると、スイッチング素子のオン／オフのしきい値の付近でのオン／オフ信号と同様の出力となる。したがって、図１１に示すようにインバータ駆動信号が、時間軸において所々抜け落ちた信号となるため、安定したインバータ駆動信号を出力できなくなるといった課題がある。
　また、安全な低電圧の上限値付近で制御できたとしても、入力電圧が変動し、入力電圧が上昇した場合には、安全な低電圧である３０Ｖを超えるような危険電圧になってしまう。これを防ぐためには、別途、低電圧を供給できる低電圧出力回路１１５を設けざるを得なくなるが、溶接電源装置のコストアップにつながるという課題がある。
　なお、この課題は、無負荷電圧の高い定格出力が５００Ａを超えるような大容量の溶接装置において顕著に現れる。
　また、２０Ａ以下または３０Ａ以下の低電流で溶接を行う場合でも上述の説明と同様に、インバータ周波数が増大すれば、インバータ駆動信号が安定している限界でスイッチング素子を駆動しても、出力電流を目的の電流にまで低下させることができない。また、出力電流を目的の電流まで低下させるためにはインバータ駆動信号が安定しない導通幅の狭い領域でのインバータの駆動となるため、安定した溶接ができないという課題がある。
実公昭６２－００５８２２号公報 特開２００１－１２１２６４号公報 特開昭６１－１４５６１２号公報
　本発明は、電撃防止装置と安全な電圧を出力する場合やタッチセンサにおける電極に所定の電圧を印加する場合等に、低電圧を供給する電源を別途設けてそれぞれ所定の電圧を供給するのではなく、スイッチング素子の動作を制御して異なる大きさの出力を行う２つの制御期間を交互に繰返すように制御する。これにより、低電圧を供給する電源を別途設けることなく、安価で簡単で安定した電撃防止安全電圧や接触検出電圧を供給する溶接制御方法を提供することを目的とする。
　本発明の溶接制御方法は、スイッチング素子から構成されるインバータを備えた溶接装置の溶接制御方法であって、上記スイッチング素子の動作を制御して異なる大きさの出力を出力信号としてそれぞれ出力する２つの制御期間を有し、上記２つの制御期間のうちの一方の制御期間の平均の出力の大きさは他方の制御期間の平均の出力の大きさよりも小さく、上記一方の制御期間と上記他方の制御期間とを交互に繰り返す方法からなる。
　この方法により、安定して所定の電圧が出力でき、所定の電圧を出力するための電源装置を別途用意することもなく、安価な構成で安定した所望の電圧を出力することができる。
図１は、本発明の実施の形態１における溶接装置の概要構成を示す図である。 図２は、本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。 図３は、本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。 図４は、本発明の実施の形態２におけるフェーズシフト制御を行う場合のフルブリッジ回路の概要構成を示す図である。 図５Ａは、本発明の実施の形態２におけるフェーズシフト制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。 図５Ｂは、本発明の実施の形態２におけるフェーズシフト制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。 図６Ａは、本発明の実施の形態２におけるフェーズシフト制御時の出力がゼロとなる場合のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。 図６Ｂは、本発明の実施の形態２におけるフェーズシフト制御時の出力がゼロとなる場合のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。 図７は、従来の溶接装置の概要構成を示す図である。 図８は、ＰＷＭ制御を行う場合のフルブリッジ回路の概要構成を示す図である。 図９Ａは、ＰＷＭ制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。 図９Ｂは、ＰＷＭ制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。 図１０Ａは、ＰＷＭ制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。 図１０Ｂは、ＰＷＭ制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。 図１１は、ＰＷＭ制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。以下の図面においては、同じ構成要素については同じ符号を付しているので説明を省略する場合がある。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１における溶接装置の概略構成を示す図である。図２および図３は、本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。図８は、本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御を行う場合のフルブリッジ回路の概要構成を示す図である。
　図１に示すように、三相交流商用電源の出力を一次整流回路１で整流して直流電力に変換する。変換された直流電力をインバータ回路２により交流電力に変換する。変換された交流電力をトランス３によりアーク加工に適した交流電力に変換する。この変換した交流電力を二次整流回路４で直流電力に変換し、リアクタ５を通じてトーチ６と母材７との間に出力する。溶接出力は、溶接出力を行う前に予め設定された出力設定値となるように、電流検出部８や電圧検出部９の情報に基づいて、ドライバ回路１０がインバータ回路２に与えるインバータ駆動信号を制御している。
　図８は、インバータ回路２において直流電力を交流電力に変換する際に用いられる回路の代表的な例であるフルブリッジ回路の概要を示している。
　図８に示すように、スイッチング素子としての第一のトランジスタ１１１と第四のトランジスタ１１４がトランジスタの第１の組（第１の回路）を形成しており、スイッチング素子としての第二のトランジスタ１１２と第三のトランジスタ１１３がトランジスタの第２の組（第２の回路）を形成している。そして、溶接制御方法は、インバータ制御の代表例であるＰＷＭ制御としている。すなわち、インバータ駆動信号であるドライブ信号ＤＡとドライブ信号ＤＢが、第１のトランジスタの組と第２のトランジスタの組に交互に出力されることにより、直流電流を交流電力に変換する。
　ここで、電撃防止装置やタッチセンサを備えた溶接装置における安全な低電圧は、トーチ６と母材７とが接触していない状態のもの、つまり無負荷状態におけるものである。そして、無負荷状態における電圧検出部９の情報をもとに、ドライバ回路１０が３０Ｖ以下の所定の安全電圧になるようにインバータ駆動信号を制御する。
　なお、通常、無負荷電圧は、アークを発生させやすくするために、インバータ駆動信号の導通幅を最大にして５５Ｖから８５Ｖ程度が出力されている。ところが、電撃防止装置やタッチセンサを備えた溶接装置における安全な低電圧として使用する場合は、３０Ｖ以下の所定の安全電圧にする必要がある。
　しかし、インバータ周波数が高い場合は低出力の電圧を出力することが困難となり、出力容量が高いと最小導通幅に制御しても安全な低電圧まで低減することができない。また、最小導通幅よりも小さい導通幅に制御して所望の低電圧を実現しようとしても、導通幅が最小導通幅より小さいため、安定したインバータ信号を出力できなくなる。すなわち、従来の溶接装置やその溶接制御方法では、低電圧を安定して出力することが困難である。
　そこで、本実施の形態１の溶接制御方法は、図８に示す溶接電源装置のフルブリッジインバータ回路において、図２に示すように、インバータ駆動信号を異なる導通幅で出力を行う２つの制御期間として、第１の制御期間Ｃ１と第２の制御期間Ｃ２とを設ける。すなわち、図２において実線で示すように、第１の制御期間Ｃ１では、安定して出力できる最小導通幅となるようにインバータ駆動信号を制御して出力を行う。一方、第２の制御期間Ｃ２では、導通幅ゼロとなるように制御し、ゼロ出力とする。なお、第１の制御期間Ｃ１における導通幅は安定して出力できる最小導通幅に固定とする。
　このような制御を行うことで、第１の制御期間Ｃ１の時間的に平均した時の平均出力と第２の制御期間Ｃ２の時間的に平均した時の平均出力とは異なるものとなる。より具体的には、第２の制御期間Ｃ２の平均出力の方が第１の制御期間Ｃ１の平均出力よりも小さいものとなる。そして、例えば平均出力を３０Ｖに低下させたい場合、何割のゼロ出力期間を設ければよいかを予め計算して第１の制御期間Ｃ１と第２の制御期間Ｃ２とを決定し、この２つの制御期間を交互に繰り返すように制御することで低電圧を実現することができる。
　すなわち、本発明の溶接制御方法は、スイッチング素子から構成されるインバータを備えた溶接装置の溶接制御方法である。そして、本発明の溶接制御方法は、スイッチング素子の動作を制御して異なる大きさの出力を出力信号としてそれぞれ出力する２つの制御期間、例えば第１の制御期間Ｃ１と第２の制御期間Ｃ２とを有する。そして、２つの制御期間のうちの一方の制御期間の平均の出力の大きさは他方の制御期間の平均の出力の大きさよりも小さく、一方の制御期間と他方の制御期間とを交互に繰り返す方法としている。
　この方法により、例えば電撃防止装置を備えた溶接装置やタッチセンサを備えた溶接装置において、安定して所定の電圧が出力でき、所定の電圧を出力するための電源装置を別途用意することもなく、安価な構成で安定した所望の電圧を出力することができる。
　また、本発明の溶接制御方法は、ＰＷＭ制御により溶接出力の制御を行う溶接制御方法であって、第１の制御期間Ｃ１と第２の制御期間Ｃ２とを有し、第１の制御期間と第２の制御期間とを交互に繰り返す方法としてもよい。ここで、第１の制御期間Ｃ１は、スイッチング素子に与える駆動信号を制御して出力信号を出力する。第２の制御期間Ｃ２は、第１の制御期間Ｃ１に出力する出力信号よりも小さい出力信号となるようにスイッチング素子に与える駆動信号を制御する。
　この方法により、例えば電撃防止装置を備えた溶接装置やタッチセンサを備えた溶接装置において、安定して所定の電圧が出力でき、所定の電圧を出力するための電源装置を別途用意することもなく、安価な構成で安定した所望の電圧を出力することができる。すなわち、インバータ周波数が高く、安定出力ができる範囲で導通幅を狭くしても、電撃防止装置の場合の安全電圧やタッチセンサの場合の接触検出電圧のように低い無負荷電圧が出力できないような場合においても、安価な構成で安定した所望の電圧を出力することができる。
　なお、図２では、第１の制御期間Ｃ１と第２の制御期間Ｃ２とが同じ長さである例を示している。しかし、目標とする電圧値により、第２の制御期間Ｃ２が第１の制御期間Ｃ１よりも長くなる場合もあれば短くなる場合もある。そして、２つの制御期間における導通幅や制御期間の長さ（時間）を変化させることで、２つの制御期間の平均出力を任意に低下させることができる。
　図２に示すように、インバータ駆動信号を間欠的に与えるように制御することで、インバータ制御信号を間欠とせずにインバータの制御周期ごとに最小の導通幅のインバータ駆動信号を与えて出力を行う場合に比べて、より小さい出力、すなわち、より低い電圧を実現することが可能となる。
　以上のように、電撃防止装置やタッチセンサを備えた溶接装置において、インバータ周波数が高い場合や出力容量の高い溶接装置のように安全な低電圧を出力することが困難な場合であっても、本実施の形態のようにインバータ駆動信号を制御することで、安全な低電圧を出力することが可能となる。
　従って、安全な低電圧を出力するための電源回路を別途設けることなく、安全な低電圧を出力することが可能となる。
　また、安定して出力できる最小の導通幅よりも小さい導通幅に制御することなく安全な低電圧を出力させることができるので、安全な低電圧を安定して出力することができる。
　なお、電圧検出部９から得られるトーチ６と母材７との短絡あるいは開放の情報の判定は、トーチ６と母材７との間の検出電圧により判定する。例えば、５Ｖ以上を検出している場合には開放と判定し、５Ｖ未満を検出している場合には短絡と判定する。このとき、上述のようなインバータの間欠動作を行っている場合、インバータ出力無しの期間の電圧検出値により短絡と誤判定しないようにしなければならない。そのため、判定に要する期間は、インバータの間欠動作の周期より十分長い期間にして、その期間の平均電圧を求めて判定を行う。あるいは、インバータの間欠動作を行っている場合でインバータ出力を行っている期間と同期して電圧の検出を行い、これにより短絡開放判定を行う。このようにすることで、短絡の誤判定を防ぐことができる。
　また、この制御を小電流の溶接に使用するときに、インバータの間欠動作に関し、インバータ駆動信号を数回連続して出力し、その後同じ数回分連続して出力しないという状態とする。この状態を繰り返す場合、アークが持続せずにアーク切れを引き起こしてしまう可能性がある。そこで、図３の実線で示すように、間欠動作としてインバータの駆動信号を１回おきに出力するように制御する。このようにすることで、ほぼインバータ周波数を半分に落としたような持続性のあるインバータ駆動信号となる。これにより、安定したインバータ駆動信号を出力することができ、アーク切れ等を抑制することができる。
　また、スイッチング素子にパルス状の駆動信号を与える期間と与えない期間とを設けることでスイッチング素子を間欠動作させて出力信号を出力し、スイッチング素子にパルス状の駆動信号を与える期間を第１の制御期間Ｃ１とし、スイッチング素子にパルス状の駆動信号を与えない期間を第２の制御期間Ｃ２とする方法としてもよい。
　この方法により、安定して所定の電圧が出力でき、所定の電圧を出力するための電源装置を別途用意することもなく、安価な構成で安定した所望の電圧を出力することができる。
　また、第２の制御期間Ｃ２に出力する出力信号がゼロとなるようにスイッチング素子を制御する方法としてもよい。
　この方法により、安定して所定の電圧が出力でき、所定の電圧を出力するための電源装置を別途用意することもなく、安価な構成で安定した所望の電圧を出力することができる。
　また、第１の制御期間Ｃ１にスイッチング素子に与えるパルス状の駆動信号のパルスのオン時間を固定値とした方法としてもよい。
　この方法により、安定して所定の電圧が出力でき、所定の電圧を出力するための電源装置を別途用意することもなく、安価な構成で安定した所望の電圧を出力することができる。
　（実施の形態２）
　図４は、本発明の実施の形態２におけるフェーズシフト制御を行う場合のフルブリッジ回路の概要構成を示す図である。図５Ａ、図５Ｂは、本発明の実施の形態２におけるフェーズシフト制御時のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。図６Ａ、図６Ｂは、本発明の実施の形態２におけるフェーズシフト制御時の出力がゼロとなる場合のインバータ駆動信号の時間波形の概要を示す図である。本実施の形態２の溶接制御方法が実施の形態１と異なる主な点は、ＰＷＭ制御ではなくフェーズシフト制御を行って低電圧の出力を行うようにした点である。
　図４に示すように、スイッチング素子としての第１のトランジスタ１１と第４のトランジスタ１４が第１の回路を形成しており、スイッチング素子としての第２のトランジスタ１２と第３のトランジスタ１３が第２の回路を形成している。そして、溶接制御方法は、インバータ制御の代表例であるフェーズシフト制御としている。すなわち、インバータ駆動信号であるドライブ信号ＤＡとドライブ信号ＤＢが、第１のトランジスタの組と第２のトランジスタの組に交互に出力されることにより、直流電流を交流電力に変換する。
　ここで、フェーズシフト制御とは、図５Ａや図５Ｂ、また、図６Ａや図６Ｂに示すように、各スイッチング素子はＯＮ／ＯＦＦのタイミングのバラツキによるアーム短絡に対する保護を考慮しなければ、基本的に５０％の一定の導通幅で駆動させる。そして、ドライブ信号ＤＡとドライブ信号ＤＤが１つの組となり、ドライブ信号ＤＢとドライブ信号ＤＣがもう１つの組となる。そして、ドライブ信号ＤＡとドライブ信号ＤＤの動作タイミングに時間差を与えるように位相制御を行う。また、ドライブ信号ＤＢとドライブ信号ＤＣの動作タイミングに時間差を与えるように位相制御を行う。そして、ドライブ信号ＤＡとドライブ信号ＤＤが同時にオンとなる期間ＤＡ∩ＤＤと、ドライブ信号ＤＢとドライブ信号ＤＣが同時にオンとなる期間ＤＢ∩ＤＣで、トランス３に電力を供給するというインバータ制御法である。
　なお、フェーズシフト制御法は、ＰＷＭ制御法と違い、各インバータ駆動信号にゼロ出力が存在しない。フェーズシフト制御におけるゼロ出力とは、図６Ａや図６Ｂに示すように、ドライブ信号ＤＡとドライブ信号ＤＤの位相が１８０度ずれ、ドライブ信号ＤＢとドライブ信号ＤＣの位相が１８０度ずれるように制御された場合の出力をいう。
　そこで、図４に示すフルブリッジインバータ回路において、図５Ａ、図５Ｂと図６Ａ、図６Ｂに示すように、インバータ駆動信号のオンのタイミングの重なりが異なる波形により出力を行う２つの制御期間である第３の制御期間Ｃ３と第４の制御期間Ｃ４を設ける。
　なお、第３の制御期間Ｃ３では、図５Ａ、図５Ｂに示すように、ドライブ信号ＤＡとドライブ信号ＤＤのオンのタイミングが重なり合う部分が安定して出力できる最小導通幅となるように制御して出力信号を出力する。また、ドライブ信号ＤＢとドライブ信号ＤＣのオンのタイミングが重なり合う部分が安定して出力できる最小導通幅となるように制御して出力信号を出力する。一方、第４の制御期間Ｃ４では、図６Ａ、図６Ｂに示すように、ドライブ信号ＤＡとドライブ信号ＤＤのオンのタイミングが重なり合う部分がゼロとなるように互いの信号の位相差が１８０度となるように制御する。また、ドライブ信号ＤＢとドライブ信号ＤＣのオンのタイミングが重なり合う部分がゼロとなうように互いの信号の位相差が１８０度となるように制御し、出力がゼロとなるようにする。
　このような制御を行うことで、第３の制御期間Ｃ３の時間的に平均した時の平均出力と第４の制御期間Ｃ４の時間的に平均した時の平均出力は異なるものとなる。より具体的には、第４の制御期間Ｃ４の平均出力の方が第３の制御期間Ｃ３の平均出力よりも小さく、より詳しくはゼロとなる。そして、例えば平均出力を３０Ｖに低下させたい場合、何割のゼロ出力期間を設ければよいかを予め計算して第３の制御期間Ｃ３と第４の制御期間Ｃ４を決定し、この２つの制御期間を交互に繰り返すように制御することで低電圧を実現することができる。
　すなわち、本発明の溶接制御方法は、第１のトランジスタ１１などの第１のスイッチング素子を含む第１の回路と第２のトランジスタ１２などの第２のスイッチング素子を含む第２の回路との動作タイミングに時間変化を与えるように位相制御による出力を行う方法としている。そして、本発明の溶接制御方法は、第３の制御期間Ｃ３と、第４の制御期間Ｃ４と、を有し、第３の制御期間Ｃ３と第４の制御期間Ｃ４とを交互に繰り返す方法としてもよい。ここで、第３の制御期間Ｃ３は、各スイッチング素子に与える駆動信号と時間変化を与える信号を制御して出力を行う。第４の制御期間Ｃ４は、第３の制御期間Ｃ３に出力する出力信号よりも小さい出力信号となるように各スイッチング素子に与える駆動信号と時間変化を与える信号を制御する。この方法により、安全な低電圧を出力することが可能となる。
　また、第４の制御期間Ｃ４に出力する出力信号がゼロとなるように各スイッチング素子に与える駆動信号と時間変化を与える信号を制御する方法としてもよい。この方法により、安全な低電圧を出力することが可能となる。
　また、第１の回路の動作タイミングと第２の回路の動作タイミングとの位相差が、１８０度であるように時間変化を与える信号を制御する期間を第４の制御期間Ｃ４とする方法としてもよい。この方法により、安全な低電圧を出力することが可能となる。
　以上のように、本実施の形態２によれば、電撃防止装置やタッチセンサを備えた溶接装置において、安全な低電圧を出力することが可能となる。また、インバータ周波数が高い場合や出力容量の高い溶接装置のように安全な低電圧を出力することが困難な場合であっても、本実施の形態２のようにインバータ駆動信号を制御することで、安全な低電圧を出力することが可能となる。
　従って、安全な低電圧を出力するための電源回路を別途設けることなく、安全な低電圧を出力することが可能となる。
　また、最小の導通幅よりも小さい導通幅に制御することなく安全な低電圧を出力させることができるので、安全な低電圧を安定して出力することができる。
　本発明の溶接制御方法は、インバータ駆動信号を間欠動作にて出力できるように制御することで、安定して所定の電圧が出力できるようになる。これにより、所定の安全な低電圧を出力するための電源を別途用意することなく安価な構成にて安全な低電圧を出力可能となる。したがって、インバータ機能を備えた溶接装置を用いる制御方法を含む溶接制御方法として産業上有用である。
　１　　一次整流回路
　２　　インバータ回路
　３　　トランス
　４　　二次整流回路
　５　　リアクタ
　６　　トーチ
　７　　母材
　８　　電流検出部
　９　　電圧検出部
　１０　　ドライバ回路
　１１　　第１のトランジスタ
　１２　　第２のトランジスタ
　１３　　第３のトランジスタ
　１４　　第４のトランジスタ

Claims (8)

  1. スイッチング素子から構成されるインバータを備えた溶接装置の溶接制御方法であって、
    前記スイッチング素子の動作を制御して異なる大きさの出力を出力信号としてそれぞれ出力する２つの制御期間を有し、前記２つの制御期間のうちの一方の制御期間の平均の出力の大きさは他方の制御期間の平均の出力の大きさよりも小さく、前記一方の制御期間と前記他方の制御期間とを交互に繰り返す溶接制御方法。
  2. ＰＷＭ制御により溶接出力の制御を行う溶接制御方法であって、
    前記スイッチング素子に与える駆動信号を制御して出力信号を出力する第１の制御期間と、前記第１の制御期間に出力する前記出力信号よりも小さい出力信号となるように前記スイッチング素子に与える駆動信号を制御する第２の制御期間と、を有し、
    前記第１の制御期間と前記第２の制御期間とを交互に繰り返す請求項１記載の溶接制御方法。
  3. 前記スイッチング素子にパルス状の駆動信号を与える期間と与えない期間とを設けることで前記スイッチング素子を間欠動作させて出力信号を出力し、
    前記スイッチング素子に前記パルス状の駆動信号を与える期間を第１の制御期間とし、前記スイッチング素子に前記パルス状の駆動信号を与えない期間を第２の制御期間とする請求項２記載の溶接制御方法。
  4. 前記第２の制御期間に出力する出力信号がゼロとなるように前記スイッチング素子を制御する請求項２または３のいずれか１項に記載の溶接制御方法。
  5. 前記第１の制御期間に前記スイッチング素子に与える前記パルス状の駆動信号のパルスのオン時間を固定値とした請求項２または３のいずれか１項に記載の溶接制御方法。
  6. 第１のスイッチング素子を含む第１の回路と第２のスイッチング素子を含む第２の回路との動作タイミングに時間変化を与えるように位相制御による出力を行い、
    各スイッチング素子に与える駆動信号と前記時間変化を与える信号を制御して出力を行う第３の制御期間と、
    前記第３の制御期間に出力する出力信号よりも小さい出力信号となるように前記各スイッチング素子に与える駆動信号と前記時間変化を与える信号を制御する第４の制御期間と、を有し、
    前記第３の制御期間と前記第４の制御期間とを交互に繰り返す請求項１記載の溶接制御方法。
  7. 前記第４の制御期間に出力する出力信号がゼロとなるように前記各スイッチング素子に与える駆動信号と前記時間変化を与える信号を制御する請求項６記載の溶接制御方法。
  8. 前記第１の回路の動作タイミングと前記第２の回路の動作タイミングとの位相差が、１８０度であるように前記時間変化を与える信号を制御する期間を前記第４の制御期間とする請求項６または７のいずれか１項に記載の溶接制御方法。
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