WO2012036157A1 - ダイレクトデジタルシンセサイザ、光変調装置、光反射測定装置および光通信システム - Google Patents

ダイレクトデジタルシンセサイザ、光変調装置、光反射測定装置および光通信システム Download PDF

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WO2012036157A1
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optical
frequency
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節文 大塚
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住友電気工業株式会社
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    • G06F1/02—Digital function generators
    • G06F1/03—Digital function generators working, at least partly, by table look-up
    • G06F1/0321—Waveform generators, i.e. devices for generating periodical functions of time, e.g. direct digital synthesizers
    • G06F1/0328—Waveform generators, i.e. devices for generating periodical functions of time, e.g. direct digital synthesizers in which the phase increment is adjustable, e.g. by using an adder-accumulator
    • G06F1/0335—Waveform generators, i.e. devices for generating periodical functions of time, e.g. direct digital synthesizers in which the phase increment is adjustable, e.g. by using an adder-accumulator the phase increment itself being a composed function of two or more variables, e.g. frequency and phase
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01M—TESTING STATIC OR DYNAMIC BALANCE OF MACHINES OR STRUCTURES; TESTING OF STRUCTURES OR APPARATUS, NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01M11/00—Testing of optical apparatus; Testing structures by optical methods not otherwise provided for
    • G01M11/30—Testing of optical devices, constituted by fibre optics or optical waveguides
    • G01M11/31—Testing of optical devices, constituted by fibre optics or optical waveguides with a light emitter and a light receiver being disposed at the same side of a fibre or waveguide end-face, e.g. reflectometers
    • G01M11/3109—Reflectometers detecting the back-scattered light in the time-domain, e.g. OTDR
    • G01M11/3145—Details of the optoelectronics or data analysis

Definitions

  • the present invention relates to a direct digital synthesizer, a light modulation device, a light reflection measurement device, and an optical communication system.
  • a light reflection measuring device is used to monitor the state of an optical fiber line.
  • Optical reflection measurement techniques include optical time domain reflectometry (OTDR), optical frequency domain reflectometry (OFDR), and optical coherence domain reflectometry (OCDR). domain-reflectometry) is known (see Patent Documents 1 to 3).
  • the reflected light generated when the monitoring light output from the light reflection measuring device propagates through the optical fiber line is input to the light reflection measuring device.
  • analysis is performed based on the reflected light, and the light reflectance distribution in the optical fiber line is measured. From this light reflectance distribution, the presence or absence of the end of the optical fiber line is detected, and the presence or absence of a failure in the middle of the optical fiber line is detected.
  • the position resolution when detecting the terminal position or the failure position is required to be high, for example, several centimeters or several millimeters.
  • OCDR in order to perform measurement with a position resolution of several millimeters, it is necessary to generate monitoring light whose optical frequency is modulated with high accuracy.
  • an analog signal output from a direct digital synthesizer (DDS) is supplied to the modulator as a modulation signal, and the optical frequency is modulated based on the modulation signal in the modulator. can do. If a direct digital synthesizer is used, it is expected that monitoring light whose optical frequency is modulated with high accuracy can be generated.
  • DDS direct digital synthesizer
  • the direct digital synthesizer can output a time-series signal of digital amplitude values having a desired frequency and waveform.
  • the direct digital synthesizer includes a DA converter, thereby converting a digital amplitude value time-series signal into an analog amplitude value time-series signal and outputting the analog amplitude value time-series signal.
  • the time series signal of the analog amplitude value output from the DA converter includes an unnecessary high frequency component in addition to a desired frequency component.
  • the direct digital synthesizer is provided with a low-pass filter to selectively output the frequency component of the analog amplitude value time-series signal and suppress an unnecessary high-frequency component to make an analog signal composed of a desired frequency component. Output a signal.
  • AnalogDevices “1GBPS Direct Digital Synthesizer with 14-Bit DAC, AD9912,” Rev.D. Ken Gentile, “Direct DigitalSynthesis (DDS) with aProgrammable Modulus,” Analog DevicesApplication Note, AN-953, Rev.0.
  • the low-pass filter is capable of sufficiently removing unnecessary high-frequency components as the unnecessary high-frequency components are separated from the cutoff frequency. From this viewpoint, it is desirable that the cutoff frequency is low. On the other hand, in order to obtain an analog signal having a desired frequency component with high accuracy, it is better for the low-pass filter to output as many high-frequency components as possible without being cut off. desirable.
  • a common solution that balances these two requirements is to increase the filter order and the cut-off frequency as much as possible.
  • the number of circuit elements constituting the low-pass filter increases, so that the signal-to-noise ratio (S / N) is deteriorated. Therefore, there is a limit to increasing the filter order of the low-pass filter.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and can directly generate a signal having a desired frequency and waveform with high accuracy even when a low-pass filter having a low filter order is used.
  • the purpose is to provide a digital synthesizer.
  • an object of the present invention is to provide a light reflection measuring device and an optical communication system that can perform reflectance distribution measurement with excellent position resolution using such a light modulation device.
  • the direct digital synthesizer of the present invention (1) inputs a reference clock having a fixed period, inputs a frequency command value p, and cumulatively adds the frequency command value p at each timing indicated by the reference clock at a fixed period, A cumulative addition unit that outputs the cumulative addition value; and (2) the cumulative addition value output from the cumulative addition unit is used as a phase value, and the phase value is divided by the value M out of digital amplitude values of M waveform samples.
  • a phase amplitude conversion unit that outputs a digital amplitude value corresponding to the value of the remainder of the time.
  • the greatest common divisor between the frequency command value p and the number of waveform samples M is smaller than the frequency command value p.
  • the direct digital synthesizer of the present invention (1) inputs a reference clock having a fixed period, inputs a frequency command value p, and cumulatively adds the frequency command value p at each timing indicated by the reference clock at a fixed period.
  • the greatest common divisor between the frequency command value p and the number of waveform samples M is smaller than the frequency command value p.
  • the direct digital synthesizer of the present invention receives a reference clock and also inputs a digital amplitude value output from a phase amplitude conversion unit, and converts the digital amplitude value to an analog amplitude value at each timing indicated by the reference clock at a fixed period. It is preferable to further include a DA converter that outputs the analog amplitude value.
  • the direct digital synthesizer of the present invention further includes a low-pass filter that inputs an analog amplitude value output from the DA converter and selectively outputs a low frequency component of the time series signal of the analog amplitude value. Is preferred.
  • the greatest common divisor of the number of waveform samples M and the frequency command value p is preferably 1 or less of 100 of the frequency command value p, and more preferably 4 or less. And is most preferably 1.
  • the waveform sample number M is a power of 2 and the frequency command value p is an odd number.
  • the number M of waveform samples is a prime number.
  • the time series signal of the digital amplitude value output from the phase amplitude conversion unit is a sine wave signal, and the time of the digital amplitude value output from the phase amplitude conversion unit. It is also preferable that the series signal is a triangular wave signal.
  • An optical modulation device of the present invention includes the direct digital synthesizer of the present invention and a modulation unit that modulates the intensity, phase, or optical frequency of light based on an analog signal output from the direct digital synthesizer.
  • the light reflection measuring device of the present invention includes the above-described light modulating device of the present invention, a light source unit that outputs monitoring light modulated by the light modulating device, and the monitoring light output from the light source unit A measurement unit that measures a light reflectance distribution in the measurement object based on reflected light generated when propagating.
  • the light reflection measuring device of the present invention includes the light modulation device of the present invention, a light source unit that outputs monitoring light whose optical frequency is modulated by the light modulation device, and monitoring light output from the light source unit. Based on the reference light output from the optical branching unit for branching a part of the light and the reflected light generated when the monitoring light output from the light source unit propagates the measurement object and the reference light output from the optical branching unit And a measurement unit for measuring the light reflectance distribution in the measurement object.
  • the light reflection measuring device of the present invention includes the above-described light modulation device of the present invention, and a light source unit that outputs monitoring light having a comb-like lightwave coherence function, the light frequency of which is modulated by the light modulation device.
  • An optical branching unit that branches a part of the monitoring light output from the light source unit and outputs it as reference light, and a reflected light and an optical branching unit that are generated when the monitoring light output from the light source unit propagates through the measurement object
  • a measurement unit that measures the light reflectance distribution in the measurement object by the OCDR measurement based on the reference light output from.
  • the optical communication system of the present invention is an optical communication system that performs optical communication between a station-side terminal and a subscriber terminal that are optically connected to each other via an optical fiber line, and is provided in the middle of the optical fiber line An optical coupling line, and the optical reflection measuring device of the present invention optically connected to the optical coupling unit, and the monitoring light output from the optical reflection measuring device passes through the optical coupling unit and is an optical fiber line The reflected light generated when the monitoring light propagates through the optical fiber line is input to the light reflection measuring device through the optical coupling unit.
  • the direct digital synthesizer of the present invention can generate a signal having a desired frequency and waveform with high accuracy even when a low-pass filter having a low filter order is used.
  • the light modulation apparatus of the present invention can modulate light with high accuracy by using such a direct digital synthesizer.
  • the light reflection measuring apparatus and the optical communication system of the present invention can perform reflectance distribution measurement with excellent position resolution by using such a light modulation apparatus.
  • 1 is a configuration diagram of a direct digital synthesizer 100 of the present embodiment. Is a diagram showing an example of temporal changes of an analog amplitude value v 0 output from the DA converter 140 of the direct digital synthesizer 100 of the present embodiment. It is an auxiliary
  • assistant figure of instantaneous frequency calculation. 10 is a chart summarizing the dependence of the error frequency between the instantaneous frequency f i ′ and the set frequency f on the filter order n. It is a graph which shows the error in the section except 20% of the apex vicinity with respect to the triangular wave of the Fourier series to the nth harmonic using the ratio M / p of the number M of waveform samples and the frequency command value p as a parameter. It is a block diagram of the optical line monitoring system 1 provided with the light reflection measuring apparatus 13 of this embodiment.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a direct digital synthesizer 100 of this embodiment.
  • the direct digital synthesizer 100 includes a cumulative addition unit 110, a phase addition unit 120, a phase amplitude conversion unit 130, a DA conversion unit 140, and a low-pass filter 150.
  • the cumulative addition unit 110, the phase addition unit 120, and the phase amplitude conversion unit 130 perform digital processing, and are preferably integrated on a common substrate.
  • the DA converter 140 and the low-pass filter 150 may be formed on this common substrate, or may be provided separately from this common substrate.
  • the cumulative addition unit 110 inputs a reference clock clock having a fixed period, inputs a frequency command value p, and cumulatively adds the frequency command value p at each timing indicated by the reference clock clock at a fixed period. The value is output to the phase adder 120.
  • the latch circuit 112 latches the added value pn + 1 output from the adder circuit 111 at a timing indicated by the reference clock clock at a fixed period, and outputs the latched value to the phase adder 120.
  • the initial output value of the latch circuit 112 to a value the accumulated value p n being outputted from the latch circuit 112 at the n times of command timing by the reference clock clock becomes np.
  • the phase amplitude conversion unit 130 uses the addition value R output from the phase addition unit 120 as a phase value, and among the digital amplitude values of M waveform samples, the remainder value r obtained by dividing the phase value R by the value M.
  • the digital amplitude value corresponding to is output to the DA converter 140.
  • the phase / amplitude converter 130 stores the correspondence between the remainder value r and the digital amplitude value as a table, extracts the digital amplitude value corresponding to the remainder value r from the table, and outputs the digital amplitude value.
  • the phase amplitude conversion unit 130 may include a logic operation circuit corresponding to the above correspondence relationship, obtain a digital amplitude value corresponding to the remainder value r by calculation, and output the digital amplitude value.
  • the DA conversion unit 140 receives the reference clock clock and also receives the digital amplitude value output from the phase amplitude conversion unit 130, and converts the digital amplitude value to an analog amplitude value at each timing indicated by the reference clock clock at a certain period.
  • the analog amplitude value is converted and output to the low-pass filter 150.
  • the low-pass filter 150 receives the analog amplitude value output from the DA converter 140 and selectively outputs a low frequency component of the time-series signal of the analog amplitude value.
  • phase addition unit 120 may not be provided.
  • the phase / amplitude conversion unit 130 uses the accumulated addition value output from the accumulation / addition unit 110 as a phase value, and among the digital amplitude values of M waveform samples, the remainder when the phase value is divided by the value M The digital amplitude value corresponding to the value is output to the DA converter 140.
  • t is a time variable.
  • the signal g is a signal with a period T.
  • the value of the signal g at each time n ⁇ T when one period of the signal g is equally divided into M is expressed as ⁇ n .
  • ⁇ T is the sampling period.
  • M is the number of waveform samples.
  • the number M of waveform samples is an integer of 2 or more.
  • n is an integer of 0 to M-1.
  • Equation (2) indicates that the signal g is represented by a Fourier series.
  • the analog amplitude value v 0 output from the DA converter 140 is expressed by the following equations (5) to (7).
  • ⁇ is a sampling period when the DA converter 140 is output. Note that this sampling period corresponds to a clock period or a synchronization period in this embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a temporal change in the analog amplitude value v 0 output from the DA conversion unit 140 of the direct digital synthesizer 100 of the present embodiment.
  • the number of waveform samples M was 16.
  • the frequency of the time series signal of the analog amplitude value v 0 is proportional to the frequency command value p. Therefore, the frequency command value p is set to an appropriate value so that a signal g having a desired frequency can be obtained.
  • the number of waveform samples M is 16 here for simplicity, the number of waveform samples M is usually a large value.
  • the number of waveform samples M is 248 .
  • the valid ranges are 0 ⁇ p ⁇ M / 2 and 0 ⁇ q ⁇ M.
  • equation (6) the output value v 0 of the DA converter 140 has M periodicity and can be expressed in the form of the following equation (8).
  • equation (10) is derived from equation (9). Where ⁇ ij is the Kronecker delta.
  • a typical operation condition of the direct digital synthesizer that is, a case where the number of waveform samples M is a power of two is considered.
  • the frequency command value p is expressed by the following equation (11)
  • the following equation (12) is derived from the above equation (10).
  • the following expression (13) is obtained from the above expressions (8) and (12).
  • f is a fundamental frequency of the output value v 0 of the DA converter 140
  • f s is a sampling frequency at the time of waveform reproduction.
  • the output value v 0 of the DA converter 140 changes stepwise with the period ⁇ as expressed by the above equation (5), and therefore includes an unnecessary high frequency component in addition to a desired frequency component.
  • This unnecessary high frequency component is a folding frequency component in the equations (13) and (17), and is removed by the low pass filter 150.
  • the low-pass filter can sufficiently remove unnecessary high-frequency components as the unnecessary high-frequency components are further away from the cutoff frequency. From this viewpoint, it is desirable that the cutoff frequency is low.
  • the low-pass filter in order to obtain an analog signal having a desired frequency component with high accuracy, it is better for the low-pass filter to output as many high-frequency components as possible without being cut off. desirable.
  • the frequency command value p should satisfy the equation (18) as a loose condition, and satisfy the equation (19) as an ideal condition.
  • gcd (p, M) represents the greatest common divisor of the frequency command value p and the number of waveform samples M.
  • the greatest common divisor between the frequency command value p and the waveform sample number M is smaller than the frequency command value p, preferably 1/100 or less of the frequency command value p, more preferably 4 or less, and ideally. Is 1.
  • the frequency difference when the frequency command value p is different by 1 is about f s / M. If this frequency difference can be regarded as coincidence, the frequency command value p can be limited to an odd number.
  • a sine wave signal is output from the low-pass filter 150, that is, the time series signal of the digital amplitude value output from the phase amplitude conversion unit 130 is a sine wave signal (however, the amplitude changes stepwise with a period ⁇ ). Signal) will be described.
  • the direct digital synthesizer needs to generate a sine wave signal in which the frequency fluctuation is suppressed to 0.05 ppm or less.
  • the direct digital synthesizer of this embodiment can generate such a sine wave signal as described below.
  • the complex Fourier coefficient of a sine wave is expressed by the following equation (20)
  • the following equation (21) is obtained from the above equation (12) for p> 0.
  • the right side is in the same decoding order.
  • the number M of waveform samples is a power of 2.
  • the following expression (22) is obtained from the above expressions (8) and (21).
  • the sampling frequency f s is 1 GHz
  • the number of waveform samples M is 248 .
  • the cutoff frequency f c of the lowpass filter 150 and 500 MHz.
  • a frequency command value p 2 40 in the worst case the best case to the frequency command value p 2 40 +1.
  • the frequency of the output value v 0 ′ of the low-pass filter 150 is 3.91 MHz
  • the frequency difference between the best case and the worst case is 3.6 ⁇ Hz. Since the frequency difference required to identify 5 mm at a distance of 20 km in the OCDR is 0.75 Hz, it does not matter at all whether odd or even is selected to realize a certain frequency f.
  • FIG. 4 is a table summarizing the dependence of the error frequency between the instantaneous frequency f i ′ and the set frequency f on the filter order n.
  • the unit of error frequency is Hz. From the figure, it can be considered that there is no fundamental frequency fluctuation in the best case if a second order filter is used. Therefore, the frequency fluctuation generated under these conditions may be considered to be caused by power supply noise or the like. On the other hand, in the worst case, it is understood that a fifth order filter is required in order to realize the frequency fluctuation of 0.05 ppm or less which is the required specification of OCDR.
  • a triangular wave signal is output from the low-pass filter 150, that is, a digital amplitude value time-series signal output from the phase amplitude conversion unit 130 is a triangular wave signal (however, a signal whose amplitude changes in a stepwise manner with a period ⁇ ). The case will be described.
  • the complex Fourier coefficient of a triangular wave is expressed by the following equation (27).
  • the following equation (28) is a good approximation.
  • the output value v 0 of the DA converter 140 is expressed by the following equation (29).
  • FIG. 5 shows an interval excluding 20% (shaded portion in the inset) near the apex of the triangular wave of the Fourier series up to the nth harmonic using the ratio M / p between the number of waveform samples M and the frequency command value p as a parameter. It is a graph which shows the error in. From the figure, it can be seen that the error is minimized when the sum to the harmonic component corresponding to about half the number M of waveform samples is taken. Accordingly, the cutoff frequency f c of the lowpass filter 150 may be about half the sampling frequency f s.
  • a square wave pulse signal By comparing the triangular wave signal value with a certain constant value, a square wave pulse signal can be generated as a comparison result.
  • This square wave pulse signal can be used as a gate signal for opening and closing the gate in various fields. Since the duty ratio of the square wave pulse is desirably 5% or less, the error of the triangular wave signal should be suppressed to about 1%. Therefore, the ratio M / p between the number of waveform samples M and the frequency command value p is preferably 30 or more. Since the frequency f to be used is about 1.5 MHz, the sampling frequency f s is desirably 45 MHz or more.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of the optical line monitoring system 1 including the light reflection measuring device 13 of the present embodiment.
  • a station-side terminal 11 and N subscriber terminals 21 1 to 21 N provided in a station 10 are optically connected to each other via an optical branch line 20 via an optical fiber line. Are connected, and optical communication is performed between the station-side terminal 11 and each subscriber terminal 21 n .
  • N is an integer of 2 or more
  • n is an integer of 1 or more and N or less.
  • PON Passive Optical Network
  • the number of branches N is typically 4 to 32.
  • the station building 10 is provided with an optical coupler 12 and a light reflection measuring device 13 in addition to the station-side terminal 11.
  • the station-side terminal 11 and the optical coupler 12 are optically connected by an optical fiber line 31.
  • the optical coupler 12 and the optical branching device 20 are optically connected by a first optical line 32.
  • the optical branching device 20 and each subscriber terminal 21 n are optically connected by a second optical line 33 n .
  • the first optical line and the second optical line are lines formed of optical fibers, and are preferably formed of a single mode optical fiber compliant with ITU-T G.652.
  • An optical filter 22 n that transmits communication light and reflects monitoring light is preferably disposed on each second optical line 33 n and near the subscriber terminal 21 n .
  • the filter is also preferably a filter that selectively reflects light in the 1.65 ⁇ m band.
  • Such an optical filter can be realized by a fiber grating or the like.
  • a light reflection measuring device 13 is also optically connected to the optical coupler 12.
  • the light reflection measuring device 13 performs OCDR measurement to monitor a measurement object (first optical line 32, optical branching unit 20, second optical line 33 n , optical filter 22 n , subscriber terminal 21 n ).
  • the light reflection measuring device 13 includes a light source 41, an intensity modulator 42, an optical coupler 43, a monitoring light gate unit 44, an optical circulator 45, a polarization modulator 46, a delay optical fiber 47, an optical coupler 51, and a balance detector 52.
  • the light source 41 can modulate the optical frequency of the output light, and is, for example, a semiconductor DFB laser light source or a semiconductor laser light source with an external resonator.
  • the light source 41 receives the periodic direct modulation signal A output from the signal generator 62 and outputs light whose optical frequency is periodically modulated based on the direct modulation signal A.
  • the output light from the light source 41 has a comb-like light wave coherence function.
  • the signal generator 62 includes the direct digital synthesizer of the present embodiment, and supplies the sine wave signal output from the direct digital synthesizer to the light source 41 as the direct modulation signal A.
  • the signal generator 62 including the direct digital synthesizer and the light source 41 constitute the light modulation device of this embodiment, and can modulate light with high accuracy.
  • the intensity modulator 42 receives the periodic external modulation signal B output from the signal generator 63, modulates the output light from the light source 41 based on the external modulation signal B, and outputs the modulated output light.
  • the external modulation signal B is a periodic signal synchronized with the direct modulation signal A.
  • the output light from the intensity modulator 42 has an optical spectrum shaped by intensity modulation, and noise included in the light wave coherence function is reduced.
  • the signal generator 63 includes the direct digital synthesizer of this embodiment, and supplies the intensity modulator 42 with the external modulation signal B generated based on the triangular wave signal output from the direct digital synthesizer.
  • the signal generator 63 including the direct digital synthesizer and the intensity modulator 42 constitute the light modulation device of the present embodiment, and can modulate light with high accuracy.
  • the optical coupler 43 inputs light output from the light source 41 and intensity-modulated by the intensity modulator 42 as necessary, branches the input light into monitoring light and reference light, and monitors the monitoring light.
  • the light is output to the optical gate 44 and the reference light is output to the polarization modulator 46.
  • the monitoring light gate unit 44 receives the monitoring light output from the optical coupler 43 and also receives the monitoring light gate signal C output from the signal generator 64.
  • the monitoring light gate signal C is a periodic signal having a pulse with a gate width w1 at a constant period T.
  • the gate width w1 of the monitoring light gate signal C is substantially equal to the modulation period of each of the direct modulation signal A and the external modulation signal B.
  • the monitoring light gate unit 44 outputs the monitoring light output from the optical branching device 43 to the optical circulator 45 only during the pulse period of the gate width w1 of the monitoring light gate signal C.
  • the signal generator 64 includes the direct digital synthesizer of this embodiment, and supplies the monitoring light gate signal C generated based on the triangular wave signal output from the direct digital synthesizer to the monitoring light gate unit 44.
  • the signal generator 65 including the direct digital synthesizer and the monitoring light gate unit 44 constitute the light modulation device of this embodiment, and can modulate light with high accuracy.
  • the optical circulator 45 receives the monitoring light that has been pulsed and output from the monitoring light gate 44 and outputs the monitoring light to the optical coupler 12.
  • the optical circulator 45 receives the light that has arrived from the optical coupler 12 and outputs the light to the optical coupler 51.
  • Monitoring light output from the optical circulator 45 is sent through the optical coupler 12 to the first optical line 32, Further, the first optical line 32, optical splitter 20, passes through the second optical line 33 n The optical filter 22n is reached.
  • Reflected light (Fresnel reflected light or Rayleigh scattered light) generated during the propagation of the monitoring light follows a path opposite to the propagation path of the monitoring light, passes through the optical coupler 12 and the optical circulator 45, and is coupled to the optical coupler 51. Is input.
  • the optical filter 22 n is arranged on each second optical line 33 n and near the subscriber terminal 21 n , the power of the reflected light is increased, and the SN ratio of the OCDR measurement is improved. This is preferable because the measurement time is shortened.
  • the reflectance R of the optical filter preferably satisfies R> R0 + 20log 10 N [dB], where N is the number of branches of the optical branching unit.
  • R0 is an internal reflectance in the optical circulator, the optical coupler 12, the first optical line, and the optical branching unit, and is typically ⁇ 40 dB.
  • a delay optical fiber 47 is provided in the optical path of the reference light between the optical splitter 43 and the optical coupler 51.
  • the delay optical fiber 47 is a delay between the reflected light (monitoring light return light) input from the optical circulator 45 to the optical coupler 51 and the reference light input from the optical splitter 43 to the optical coupler 51.
  • the delay optical fiber 47 is designed so that the delay time between the reflected light generated by reflecting the monitoring light at an arbitrary position within the distance range to be measured and the reference light is longer than the coherence time of the output light of the light source 41. It is preferable to set the length.
  • the delay time is shorter than the coherence time, the spatial resolution increases with the delay time, and when the delay time is longer than the coherence time, the spatial resolution becomes a substantially constant value. Variations in spatial resolution within the range can be reduced.
  • a polarization modulator 46 is provided in the optical path of the reference light between the optical splitter 43 and the optical coupler 51.
  • the polarization modulator 46 receives the reference light output from the optical splitter 43, changes the polarization state of the reference light, and outputs it.
  • the detection efficiency depends on the relative relationship between the polarization states of the two lights, so that at least one of the reflected light and the reference light
  • the optical coupler 51 receives the reflected light (return light of the monitoring light) output from the optical circulator 45 and also outputs the reference light output from the optical splitter 43 and passed through the polarization modulator 46 and the delay optical fiber 47.
  • the input reflected light and reference light are combined and output to the balance detector 52.
  • a 3 dB coupler is used as the optical coupler 51.
  • the balance detector 52 receives the reflected light and the reference light combined by the optical coupler 51, and outputs an electric signal indicating the intensity of the interference light formed by the interference between the reflected light and the reference light to the first filter. To 53. That is, the balance detector 52 functions as a photoelectric conversion unit that outputs an electric signal having a value corresponding to the intensity of the interference light.
  • the first filter 53 receives the electrical signal output from the balance detector 52, removes unnecessary noise contained in the electrical signal, and outputs the electrical signal after the removal to the electrical signal gate unit 54.
  • the first filter 53 is preferably a filter that removes the DC component of the input electrical signal.
  • the noise of the DC component is caused by the balance error in the optical coupler 51 and the balance detector. By removing this by the first filter 53, the amount of noise generated in the subsequent electrical signal gate unit 54 can be reduced. it can.
  • the electrical signal gate 54 receives the electrical signal output from the balance detector 52 and passed through the first filter 53, and also receives the electrical signal gate signal D output from the signal generator 65.
  • the electrical signal gate signal D is a periodic signal having a pulse with a gate width w2 at a constant period T.
  • the period T of the electric signal gate signal D is substantially equal to the period T of the monitoring light gate signal C.
  • the pulse center of the electrical signal gate signal D is delayed from the pulse center of the monitoring light gate signal C by a gate delay time d.
  • the signal generator 65 may also include the direct digital synthesizer of this embodiment, and supplies the electric signal gate unit 54 with the electric signal gate signal D generated based on the triangular wave signal output from the direct digital synthesizer.
  • the electric signal gate unit 54 outputs the electric signal output from the first filter 53 to the second filter 55 only during the pulse period of the gate width w2 of the electric signal gate signal D.
  • the electric signal output from the electric signal gate unit 54 to the second filter 55 is a pulse signal.
  • an operational amplifier circuit that performs ON / OFF operation according to the level of the electrical signal gate signal D is used.
  • the second filter 55 receives the pulsed electric signal output from the electric signal gate 54 and selectively outputs the input electric signal having a specific frequency band to the RF detector 56.
  • the signal input to the electric signal gate unit has noise at a frequency that is an integral multiple of DC and 1 / p.
  • noise passes through the electric signal gate unit, noise is generated at a frequency that is an integral multiple of f. Spread.
  • the influence of noise generated in the electrical signal gate unit 54 can be reduced, the SN ratio of measurement can be improved, and the measurement time can be shortened. it can.
  • the RF detector 56 receives the electrical signal output from the second filter 55, converts the electrical signal into an electrical signal corresponding to the magnitude of the interference component, and outputs the electrical signal to the AD converter 57.
  • the AD converter 57 receives the electrical signal output from the RF detector 56, converts the electrical signal (analog signal) into a digital signal, and outputs the digital signal to the control unit 61.
  • the value of the digital signal represents the power of the reflected light generated at the position z on the optical line determined by the optical frequency modulation period p and the gate delay time d in the light source 41.
  • the control unit 61 receives the digital value output from the AD converter 57 and stores the digital value and the position z in association with each other.
  • the control unit 61 controls each of the signal generators 62 to 65 to control the modulation period p of the direct modulation signal A output from the signal generator 62 and the modulation period p of the external modulation signal B output from the signal generator 63.
  • the period T and gate width w1 of the monitoring light gate signal C output from the signal generator 64, the period T and gate width w2 of the electrical signal gate signal D output from the signal generator 65, and the gate delay time d specify.
  • control unit 61 designates the measurement position z on the optical line to be measured, and acquires a digital value representing the power of the reflected light generated at the position z from the AD converter 57. And the control part 61 calculates
  • the control unit 61 is connected to the recording apparatus 71, the recording device 71, and the distance from the optical reflection measurement apparatus 13 to each of the optical filter 22 n, the installation position of the optical filter and the subscriber terminal (building Such as name and position in the building).
  • the control unit 61 detects the reflectance peak derived from the optical filter 22 n from the reflectance distribution, and collates the information on the distance to the optical filter 22 n prepared in advance with the distance of the reflectance peak. Then, it is determined whether or not the reflected light from each optical filter 22 n is detected.
  • the control unit 61 detects an abnormality such as a disconnection in the subscriber-side optical fiber to which the latter subscriber terminal belongs. It is determined that there is an error and an error is displayed. Further, the control unit 61 performs OCDR measurement only in the vicinity of the optical filter based on the distance information to the optical filter, and knows the presence or absence of the reflected light from the optical filter and the magnitude of the reflectance, thereby obtaining the light. It is possible to quickly check whether there is an abnormality in the second optical line to which the filter belongs.
  • the frequency fluctuation of the is suppressed very small.
  • the intensity light is modulated with high accuracy in the intensity modulator 42 by the external modulation signal B output from the signal generator 63 including a direct digital synthesizer.
  • the monitoring light gate signal 44 intensity-modulates the monitoring light with high accuracy by the monitoring light gate signal C output from the signal generator 65 including a direct digital synthesizer. Therefore, the light reflection measuring apparatus 13 and the optical communication system 1 of the present embodiment can perform reflectance distribution measurement with excellent position resolution.
  • the present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications are possible.
  • the OCDR has been described as the light reflection measuring device.
  • the monitoring light is modulated using the analog signal output from the direct digital synthesizer of the present embodiment as a modulation signal. Also good.
  • optical line monitoring system 10 ... the station, 11 ... station-side terminal, 12 ... optical coupler, 13 ... optical reflection measurement apparatus, 20 ... optical splitter, 21 1 to 21 N ... subscriber terminal 22 1 - 22 N ... optical filter, 31 ... optical fiber line, 32 ... first optical line, 33 1 to 33 N ... second optical line, 41 ... light source, 42 ... intensity modulator, 43 ... optical coupler, 44 ... Surveillance light gate unit 45 ... Optical circulator 46 ... Polarization modulator 47 ... Delay optical fiber 48 ... Reference light gate unit 51 ... Optical coupler 52 ... Balance detector 53 ... First filter 54 ... Electrical signal gate unit, 55 ... second filter, 56 ... RF detector, 57 ...
  • AD converter 61 ... control unit, 62-66 ... signal generator, 71 ... recording device, 100 ... direct digital synthesizer, 110 ... cumulative Adder, 111 ... adder circuit, 12 ... latch circuit, 120 ... phase adding section, 130 ... phase amplitude converting section, 140 ... DA conversion section, 150 ... low pass filter.

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Abstract

　ＤＤＳ１００は、累積加算部１１０，位相加算部１２０および位相振幅変換部１３０等を備える。累積加算部１１０は、基準クロックclockが一定周期で指示する各タイミングで周波数指令値ｐを累積加算して、当該累積加算値を出力する。位相加算部１２０は、この累積加算値に位相オフセット値ｑを加算して、当該加算値Ｒを出力する。位相振幅変換部１３０は、この加算値Ｒを位相値とし、波形標本数Ｍ個のデジタル振幅値のうち、位相値Ｒを値Ｍで除算したときの剰余の値ｒに対応するデジタル振幅値を出力する。周波数指令値ｐと波形標本数Ｍとの最大公約数は周波数指令値ｐより小さい。

Description

ダイレクトデジタルシンセサイザ、光変調装置、光反射測定装置および光通信システム
　本発明は、ダイレクトデジタルシンセサイザ、光変調装置、光反射測定装置および光通信システムに関するものである。
　光通信システムにおいて光ファイバ線路の状態を監視するために光反射測定装置が用いられる。光反射測定技術としては、光時間領域反射計測法（ＯＴＤＲ：optical time domain reflectometry）、光周波数領域反射計測法（ＯＦＤＲ：optical frequency domain reflectometry）、および、光コヒーレンス領域反射計測法（ＯＣＤＲ：optical coherence domain reflectometry）が知られている（特許文献１～３を参照）。
　これら何れの技術においても、光反射測定装置から出力された監視光が光ファイバ線路を伝搬する際に生じる反射光が光反射測定装置に入力される。光反射測定装置において、この反射光に基づいて解析が行われて、光ファイバ線路における光反射率分布が測定される。そして、この光反射率分布から、光ファイバ線路の終端の有無が検出され、また、光ファイバ線路の途中での故障の有無が検出される。
　このような光反射測定装置において、終端位置または故障位置を検出する際の位置分解能は、高いことが要求され、例えば数ｃｍまたは数ｍｍであることが要求される。例えば、ＯＣＤＲでは、数ｍｍの位置分解能で測定するためには、高精度に光周波数が変調された監視光を生成することが必要である。また、光周波数の変調を行うには、ダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ：direct digital synthesizer）から出力されるアナログ信号を変調信号として変調器に与え、この変調器において変調信号に基づいて光の周波数を変調することができる。ダイレクトデジタルシンセサイザを用いれば、高精度に光周波数が変調された監視光を生成することができると期待される。
　ダイレクトデジタルシンセサイザは、特許文献４や非特許文献１，２に記載されているように、所望の周波数および波形を有するデジタル振幅値の時系列信号を出力することができる。また、ダイレクトデジタルシンセサイザは、ＤＡ変換部を備えることにより、デジタル振幅値の時系列信号をアナログ振幅値の時系列信号に変換して、このアナログ振幅値の時系列信号を出力することができる。ＤＡ変換部から出力されるアナログ振幅値の時系列信号は、所望の周波数成分の他に、不要な高周波数成分をも含む。そこで、ダイレクトデジタルシンセサイザは、ローパスフィルタを備えることにより、このアナログ振幅値の時系列信号のうち周波数成分を選択的に出力して、不要な高周波数成分が抑制されて所望の周波数成分からなるアナログ信号を出力する。
特開２００９－０１４４５６号公報 特開２０１０－１３９２５３号公報 特開２０１０－１７５５０２号公報 特開平８－２９３７３３号公報
AnalogDevices, "1 GBPS Direct DigitalSynthesizer with 14-Bit DAC, AD9912," Rev.D. Ken Gentile, "Direct DigitalSynthesis (DDS) with aProgrammable Modulus," Analog DevicesApplication Note,AN-953, Rev.0.
　ローパスフィルタは、不要な高周波数成分が遮断周波数から離れているほど不要な高周波数成分を充分に除去することができるので、この観点からは遮断周波数が低い方が望ましい。一方で、ローパスフィルタは、所望の周波数成分からなるアナログ信号を精度よく得るためには、なるべく多くの高周波成分まで遮断することなく出力する方がよいので、この観点からは遮断周波数が高い方が望ましい。これらの２つの要求を両立する一般的な解決策は、フィルタ次数を高くして、可能な限り遮断周波数を高くすることである。しかし、この方法では、ローパスフィルタを構成する回路要素が増えるので、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）が悪くなる。したがって、ローパスフィルタのフィルタ次数を高くすることには限界がある。
　本発明は、上記問題点を解消する為になされたものであり、フィルタ次数が低いローパスフィルタを用いた場合であっても所望の周波数および波形を有する信号を高精度に生成することができるダイレクトデジタルシンセサイザを提供することを目的とする。また、本発明は、このようなダイレクトデジタルシンセサイザを用いて光の変調を高精度に行うことができる光変調装置を提供することを目的とする。さらに、本発明は、このような光変調装置を用いて位置分解能が優れた反射率分布測定を行うことができる光反射測定装置および光通信システムを提供することを目的とする。
　本発明のダイレクトデジタルシンセサイザは、（1）一定周期の基準クロックを入力するとともに、周波数指令値ｐを入力し、基準クロックが一定周期で指示する各タイミングで周波数指令値ｐを累積加算して、当該累積加算値を出力する累積加算部と、（2）累積加算部から出力される累積加算値を位相値とし、波形標本数Ｍ個のデジタル振幅値のうち、位相値を値Ｍで除算したときの剰余の値に対応するデジタル振幅値を出力する位相振幅変換部と、を備える。さらに、本発明のダイレクトデジタルシンセサイザでは、周波数指令値ｐと波形標本数Ｍとの最大公約数が周波数指令値ｐより小さい。
　或いは、本発明のダイレクトデジタルシンセサイザは、(1) 一定周期の基準クロックを入力するとともに、周波数指令値ｐを入力し、基準クロックが一定周期で指示する各タイミングで周波数指令値ｐを累積加算して、当該累積加算値を出力する累積加算部と、(2) 累積加算部から出力される累積加算値に位相オフセット値を加算して、当該加算値を出力する位相加算部と、(3) 位相加算部から出力される加算値を位相値とし、波形標本数Ｍ個のデジタル振幅値のうち、位相値を値Ｍで除算したときの剰余の値に対応するデジタル振幅値を出力する位相振幅変換部と、を備える。さらに、本発明のダイレクトデジタルシンセサイザでは、周波数指令値ｐと波形標本数Ｍとの最大公約数が周波数指令値ｐより小さい。
　本発明のダイレクトデジタルシンセサイザは、基準クロックを入力するとともに、位相振幅変換部から出力されるデジタル振幅値を入力し、基準クロックが一定周期で指示する各タイミングでデジタル振幅値をアナログ振幅値に変換して、このアナログ振幅値を出力するＤＡ変換部を更に備えるのが好適である。また、本発明のダイレクトデジタルシンセサイザは、ＤＡ変換部から出力されるアナログ振幅値を入力し、このアナログ振幅値の時系列信号のうち低周波数成分を選択的に出力するローパスフィルタを更に備えるのが好適である。
　本発明のダイレクトデジタルシンセサイザにおいては、波形標本数Ｍと周波数指令値ｐとの最大公約数は、周波数指令値ｐの１００の１以下であることが好適であり、４以下であるのが更に好適であり、１であるのが最も好適である。特に、波形標本数Ｍと周波数指令値ｐとの最大公約数が１であるときは、波形標本数Ｍが２のべき乗の数であり、周波数指令値ｐが奇数であるのが好適である。また、波形標本数Ｍが素数であるのも好適である。
　本発明のダイレクトデジタルシンセサイザは、位相振幅変換部から出力されるデジタル振幅値の時系列信号が正弦波信号であるのが好適であり、また、位相振幅変換部から出力されるデジタル振幅値の時系列信号が三角波信号であるのも好適である。
　本発明の光変調装置は、上記の本発明のダイレクトデジタルシンセサイザと、ダイレクトデジタルシンセサイザから出力されるアナログ信号に基づいて光の強度、位相または光周波数を変調する変調部と、を備える。
　本発明の光反射測定装置は、上記の本発明の光変調装置と、この光変調装置により変調された監視光を出力する光源部と、この光源部から出力される監視光が測定対象物を伝搬する際に生じる反射光に基づいて、測定対象物における光反射率分布を測定する測定部と、を備える。
　或いは、本発明の光反射測定装置は、上記の本発明の光変調装置と、この光変調装置により光周波数が変調された監視光を出力する光源部と、この光源部から出力される監視光の一部を分岐して参照光として出力する光分岐部と、光源部から出力された監視光が測定対象物を伝搬する際に生じる反射光および光分岐部から出力される参照光に基づいて、測定対象物における光反射率分布を測定する測定部と、を備える。
　或いは、本発明の光反射測定装置は、上記の本発明の光変調装置と、この光変調装置により光周波数が変調されて櫛歯状の光波コヒーレンス関数を有する監視光を出力する光源部と、この光源部から出力される監視光の一部を分岐して参照光として出力する光分岐部と、光源部から出力された監視光が測定対象物を伝搬する際に生じる反射光および光分岐部から出力される参照光に基づいて、ＯＣＤＲ測定により測定対象物における光反射率分布を測定する測定部と、を備える。
　本発明の光通信システムは、光ファイバ線路により互いに光学的に接続された局側端末と加入者端末との間で光通信を行う光通信システムであって、光ファイバ線路の途中に設けられた光結合部と、この光結合部に光学的に接続された上記の本発明の光反射測定装置と、を備え、光反射測定装置から出力される監視光を、光結合部を経て光ファイバ線路に伝搬させ、監視光が光ファイバ線路を伝搬する際に生じる反射光を、光結合部を経て光反射測定装置に入力させる。
　本発明のダイレクトデジタルシンセサイザは、フィルタ次数が低いローパスフィルタを用いた場合であっても、所望の周波数および波形を有する信号を高精度に生成することができる。本発明の光変調装置は、このようなダイレクトデジタルシンセサイザを用いることで、光の変調を高精度に行うことができる。また、本発明の光反射測定装置および光通信システムは、このような光変調装置を用いることで、位置分解能が優れた反射率分布測定を行うことができる。
本実施形態のダイレクトデジタルシンセサイザ１００の構成図である。 本実施形態のダイレクトデジタルシンセサイザ１００のＤＡ変換部１４０から出力されるアナログ振幅値ｖ０の時間的変化の例を示す図である。 瞬時周波数算出の補助図である。 瞬時周波数ｆｉ'と設定周波数ｆとの誤差周波数のフィルタ次数ｎに対する依存性を纏めた図表である。 波形標本数Ｍと周波数指令値ｐとの比Ｍ／ｐをパラメータとした第ｎ高調波までのフーリエ級数の三角波に対する頂点近傍の２０％を除く区間における誤差を示すグラフである。 本実施形態の光反射測定装置１３を備える光線路監視システム１の構成図である。
　以下、添付図面を参照して、本発明を実施するための形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
　図１は、本実施形態のダイレクトデジタルシンセサイザ１００の構成図である。ダイレクトデジタルシンセサイザ１００は、累積加算部１１０，位相加算部１２０，位相振幅変換部１３０，ＤＡ変換部１４０およびローパスフィルタ１５０を備える。これらのうち、累積加算部１１０，位相加算部１２０および位相振幅変換部１３０は、デジタル処理を行うものであるので、共通基板上に集積化されているのが好適である。ＤＡ変換部１４０およびローパスフィルタ１５０は、この共通基板上に形成されていてもよいし、この共通基板とは別に設けられていてもよい。
　累積加算部１１０は、一定周期の基準クロックclockを入力するとともに、周波数指令値ｐを入力し、基準クロックclockが一定周期で指示する各タイミングで周波数指令値ｐを累積加算して、当該累積加算値を位相加算部１２０へ出力する。累積加算部１１０は、加算回路１１１およびラッチ回路１１２を含む。加算回路１１１は、ラッチ回路１１２から出力される累積加算値ｐｎと周波数指令値ｐとを加算して、その加算値ｐｎ＋１（＝ｐｎ＋ｐ）をラッチ回路１１２へ出力する。ラッチ回路１１２は、基準クロックclockが一定周期で指示するタイミングで加算回路１１１から出力される加算値ｐｎ＋１をラッチし、そのラッチした値を位相加算部１２０へ出力する。ラッチ回路１１２の初期出力値を値０とすると、基準クロックclockによる第ｎ回の指示タイミングでラッチ回路１１２から出力される累積加算値ｐｎはｎｐとなる。
　位相加算部１２０は、累積加算部１１０から出力される累積加算値ｐｎに位相オフセット値ｑを加算して、当該加算値Ｒ（＝ｐｎ＋ｑ）を位相振幅変換部１３０へ出力する。位相振幅変換部１３０は、位相加算部１２０から出力される加算値Ｒを位相値とし、波形標本数Ｍ個のデジタル振幅値のうち、位相値Ｒを値Ｍで除算したときの剰余の値ｒに対応するデジタル振幅値をＤＡ変換部１４０へ出力する。
　位相振幅変換部１３０は、剰余値ｒとデジタル振幅値との対応関係をテーブルとして記憶しておいて、剰余値ｒに対応するデジタル振幅値を表から取り出し、そのデジタル振幅値を出力してもよい。また、位相振幅変換部１３０は、上記の対応関係に応じた論理演算回路を有し、剰余値ｒに対応するデジタル振幅値を演算により求め、そのデジタル振幅値を出力してもよい。
　ＤＡ変換部１４０は、基準クロックclockを入力するとともに、位相振幅変換部１３０から出力されるデジタル振幅値を入力し、基準クロックclockが一定周期で指示する各タイミングでデジタル振幅値をアナログ振幅値に変換して、このアナログ振幅値をローパスフィルタ１５０へ出力する。ローパスフィルタ１５０は、ＤＡ変換部１４０から出力されるアナログ振幅値を入力し、このアナログ振幅値の時系列信号のうち低周波数成分を選択的に出力する。
　なお、位相オフセット値ｑの加算が不要である場合には、位相加算部１２０は設けられなくてもよい。この場合、位相振幅変換部１３０は、累積加算部１１０から出力される累積加算値を位相値とし、波形標本数Ｍ個のデジタル振幅値のうち、位相値を値Ｍで除算したときの剰余の値に対応するデジタル振幅値をＤＡ変換部１４０へ出力する。
　このようなダイレクトデジタルシンセサイザ１００を用いて、下記（１）式～（４）式を満たす信号ｇ（ｔ）を生成する場合を考える。ｔは時間変数である。信号ｇは、周期Ｔの信号である。信号ｇの１周期をＭ等分したときの各時刻ｎΔＴでの信号ｇの値をγｎと表す。ΔＴは標本化周期である。Ｍは波形標本数である。波形標本数Ｍは２以上の整数である。ｎは０～Ｍ－１の整数である。（２）式は、信号ｇがフーリエ級数で表されることを示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ＤＡ変換部１４０から出力されるアナログ振幅値ｖ０は下記（５）式～（７）式で表される。τは、ＤＡ変換部１４０出力時の標本化周期である。なお、この標本化周期は、本実施形態ではクロック周期又は同期周期に相当する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　図２は、本実施形態のダイレクトデジタルシンセサイザ１００のＤＡ変換部１４０から出力されるアナログ振幅値ｖ０の時間的変化の例を示す図である。波形標本数Ｍを１６とした。細線は、｛ｐ＝１、ｑ＝０｝の場合のアナログ振幅値ｖ０の時間的変化を示す。太線は、｛ｐ＝３、ｑ＝６｝の場合のアナログ振幅値ｖ０の時間的変化を示す。また、破線は、｛ｐ＝１、ｑ＝０｝の場合にローパスフィルタ１５０から出力されるべきアナログ信号ｇの時間的変化を示す。図中の数字０～１５は、｛ｐ＝１、ｑ＝０｝の場合と｛ｐ＝３、ｑ＝６｝の場合との間の対応関係を表すための便宜上のものである。
　この図からも判るように、一般に、アナログ振幅値ｖ０の時系列信号の周波数は、周波数指令値ｐに対して比例する。したがって、周波数指令値ｐは、所望の周波数を有する信号ｇが得られるよう適切な値に設定される。
　なお、ここでは簡略化のため波形標本数Ｍを１６としたが、通常、波形標本数Ｍは大きな値とされる。例えば、非特許文献１では波形標本数Ｍは２４８である。また、標本化数列{γn}の周期性から、有効範囲は、０＜ｐ≦Ｍ／２、および、０≦ｑ＜Ｍである。
　上記（６）式から、ＤＡ変換部１４０の出力値ｖ０は、Ｍの周期性を有するので、下記（８）式の形で表せる。ここで、上記（２）式～（４）式に注意すると、（９）式から（１０）式が導かれる。ただし、δijはクロネッカーのデルタである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、ダイレクトデジタルシンセサイザの典型的な動作条件、すなわち、波形標本数Ｍが２のべき乗の数である場合について考える。周波数指令値ｐが下記（１１）式で表されるとすると、上記（１０）式から下記（１２）式が導かれる。また、上記（８）式および（１２）式から下記（１３）式が得られる。ただし、ｆはＤＡ変換部１４０の出力値ｖ０の基本周波数であり、ｆｓは波形再生時の標本化周波数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　次に、ダイレクトデジタルシンセサイザの特殊な動作条件の例として、波形標本数Ｍが素数である場合について考える。波形標本数Ｍが２のべき乗の数である場合と同様に考えると、上記（１２）式および（１３）式それぞれは、下記（１６）式および（１７）式のようになる。ここで、（１７）式右辺の２番目の総和演算は、－(Ｍ／２以下の最大の整数) から ＋(Ｍ／２以下の最大の整数) までの範囲で行われる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ところで、ＤＡ変換部１４０の出力値ｖ０は、上記（５）式で表されるように周期τでステップ的に変化するから、所望の周波数成分の他に、不要な高周波数成分をも含む。この不要な高周波成分は、（１３）式や（１７）式における折り返し周波数成分であり、ローパスフィルタ１５０により除去される。一般に、ローパスフィルタは、不要な高周波数成分が遮断周波数から離れているほど不要な高周波数成分を充分に除去することができるので、この観点からは遮断周波数が低い方が望ましい。一方で、ローパスフィルタは、所望の周波数成分からなるアナログ信号を精度よく得るためには、なるべく多くの高周波成分まで遮断することなく出力する方がよいので、この観点からは遮断周波数が高い方が望ましい。これらの２つの要求を両立する一般的な解決策は、フィルタ次数を高くして、可能な限り遮断周波数を高くすることである。しかし、この方法では、ローパスフィルタを構成する回路要素が増えるので、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）が悪くなる。したがって、ローパスフィルタのフィルタ次数を高くすることには限界があるので注意が必要である。
　上記（１３）式から、波形標本数Ｍが２のべき乗の数である場合は、周波数指令値ｐが十分に大きな奇数の因数２ｓ＋１を含むとき、折り返し周波数を十分に高周波側に偏移できることがわかる。また、上記（１７）式から、波形標本数Ｍが素数である場合は、周波数指令値ｐが十分に大きいとき、折り返し周波数を十分に高周波側に偏移できることがわかる。
　したがって、周波数指令値ｐは、緩い条件としては（１８）式を満たすようにすればよく、理想的な条件としては（１９）を満たすようにすればよい。ここで、gcd(p,M) は、周波数指令値ｐと波形標本数Ｍとの最大公約数を表す。周波数指令値ｐと波形標本数Ｍとの最大公約数は、周波数指令値ｐより小さく、好ましくは周波数指令値ｐの１００分の１以下であり、より好ましくは４以下であり、また、理想的には１である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　波形標本数Ｍが２のべき乗の数である場合、周波数指令値ｐが１だけ異なる場合の周波数差はｆｓ／Ｍ程度である。この周波数差を一致と見做せるなら、周波数指令値ｐを奇数に限定することができる。
　次に、ローパスフィルタ１５０から正弦波信号を出力する場合、すなわち、位相振幅変換部１３０から出力されるデジタル振幅値の時系列信号を正弦波信号（ただし、周期τでステップ的に振幅が変化する信号）とする場合について説明する。
　既に説明したとおり、ＯＣＤＲでは、数ｍｍの位置分解能で測定するためには、高精度に光周波数が変調された監視光を生成することが必要である。ダイレクトデジタルシンセサイザから出力されるアナログ信号を変調信号として用いて光の周波数を変調することで、光周波数が変調された監視光を生成することができる。このとき、ダイレクトデジタルシンセサイザは、周波数の揺らぎが０.０５ppm以下に抑制された正弦波信号を生成する必要がある。本実施形態のダイレクトデジタルシンセサイザは、以下に説明するように、このような正弦波信号を生成することができる。
　一般に、正弦波の複素フーリエ係数は下記（２０）式で表されるので、ｐ＞０ について、上記（１２）式から下記（２１）式が得られる。（２０）式および（２１）式それぞれにおいて右辺は復号同順である。ただし、波形標本数Ｍを２のべき乗の数とした。また、上記（８）式および（２１）式から下記（２２）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　ここで、ＤＡ変換部１４０の出力値ｖ０の瞬時周波数をｆｉとすると、図３に示された瞬時周波数算出の補助図を参考にすれば、下記（２３）式が成り立つことがわかる。ただし、εは、ＤＡ変換部１４０の出力値ｖ０のひずみであり、下記（２４）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　また、ローパスフィルタ１５０の遮断周波数をｆｃとし、ローパスフィルタ１５０のフィルタ次数をｎとすると、ローパスフィルタ１５０の出力値ｖ０'の瞬時周波数ｆｉ'について下記（２５）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　以上から、周波数指令値ｐを十分大きな奇数に限定すれば、容易に純度の高い正弦波が得られることがわかる。
　ここで、非特許文献１に記載されたダイレクトデジタルシンセサイザを例にして、最良ケースと最悪ケースとを対比する。このダイレクトデジタルシンセサイザでは、標本化周波数ｆｓは１ＧＨｚであり、波形標本数Ｍは２４８である。ローパスフィルタ１５０の遮断周波数ｆｃを５００ＭＨｚとする。最悪ケースでは周波数指令値ｐを２４０とし、最良ケースでは周波数指令値ｐを２４０＋１とする。ローパスフィルタ１５０の出力値ｖ０'の周波数は３.９１ＭＨｚとなり、最良ケースと最悪ケースとの間の周波数差は３.６μＨｚである。ＯＣＤＲで２０ｋｍ遠方において５ｍｍを識別するために必要な周波数差は０.７５Ｈｚであるので、或る周波数ｆを実現するのに奇数および偶数の何れを選ぶかは全く問題とならない。
　図４は、瞬時周波数ｆｉ'と設定周波数ｆとの誤差周波数のフィルタ次数ｎに対する依存性を纏めた図表である。誤差周波数の単位はＨｚである。同図から、最良ケースでは２次のフィルタを使えば原理的な周波数の揺らぎはないと考えてよい。したがって、この条件下で発生する周波数の揺らぎは電源雑音などが原因と考えてよい。一方、最悪ケースではＯＣＤＲの要求仕様である周波数揺らぎ０.０５ppm以下を実現するためには５次のフィルタを必要とすることがわかる。
　これまでの議論から、周波数指令値ｐが奇数であれば最良ケースとなるので、２次以上のフィルタを使えば、ｐ＝２４０－１とｐ＝２４０＋１とは、原理的な周波数の揺らぎを含めて１０－１８Ｈｚ以下の精度で分離することができる。しかし、５次のフィルタを使っても、ｐ＝２４０の場合の原理的な周波数の揺らぎは、周波数指令値換算で５桁の範囲に及ぶ。
　なお、ローパスフィルタ１５０の遮断周波数ｆｃを低くすれば、フィルタ次数に関する制限は緩くなる。例えば、ｆｃ＝５０ＭＨｚでは４次のフィルタを使うことにより、また、ｆｃ＝５ＭＨｚでは３次のフィルタを使うことにより、最悪ケースでも周波数揺らぎ０.０５ppm以下を実現することができる。
　次に、ローパスフィルタ１５０から三角波信号を出力する場合、すなわち、位相振幅変換部１３０から出力されるデジタル振幅値の時系列信号を三角波信号（ただし、周期τでステップ的に振幅が変化する信号）とする場合について説明する。
　一般に、三角波の複素フーリエ係数は、下記（２７）式で表される。特に、波形標本数Ｍ＝２ｍを十分に大きい値とし、周波数指令値ｐを奇数に限定すれば、ｌがＭと比較して充分に小さいとき、下記（２８）式がよい近似となる。これから、ＤＡ変換部１４０の出力値ｖ０は下記（２９）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　図５は、波形標本数Ｍと周波数指令値ｐとの比Ｍ／ｐをパラメータとした第ｎ高調波までのフーリエ級数の三角波に対する頂点近傍の２０％（挿入図の網掛け部分）を除く区間における誤差を示すグラフである。同図から、波形標本数Ｍの半分程度に相当する高調波成分までの和を取るときに誤差が最小となることがわかる。したがって、ローパスフィルタ１５０の遮断周波数ｆｃは標本化周波数ｆｓの半分程度とすればよい。
　三角波信号値と或る一定値とを大小比較することで、その比較結果として方形波パルス信号を生成することができる。この方形波パルス信号は、様々な分野においてゲートを開閉するためのゲート信号として用いられ得る。方形波パルスのデューティ比は誤差５％以下が望ましいので、三角波信号の誤差は１％程度に抑えるべきである。したがって、波形標本数Ｍと周波数指令値ｐとの比Ｍ／ｐは３０以上が望ましい。使用する周波数ｆが１.５ＭＨｚ程度であることから、標本化周波数ｆｓは４５ＭＨｚ以上であることが望ましい。
　次に、ダイレクトデジタルシンセサイザ１００を用いた光変調装置、この光変調装置を用いた光反射測定装置、および、この光反射測定装置を用いた光通信システムについて、図６を用いて説明する。
　図６は、本実施形態の光反射測定装置１３を備える光線路監視システム１の構成図である。この図に示される光線路監視システム１は、局舎１０に設けられた局側端末１１とＮ個の加入者端末２１１～２１Ｎとが光分岐器２０を介して互いに光ファイバ線路により光学的に接続されていて、局側端末１１と各加入者端末２１ｎとの間で光通信を行うものである。ここで、Ｎは２以上の整数であり、ｎは１以上Ｎ以下の各整数である。このような光線路監視システム１の形態は、ＰＯＮ（Passive Optical Network）と呼ばれる。分岐数Ｎは４～３２が典型的である。
　局舎１０には、局側端末１１の他に光結合器１２および光反射測定装置１３が設けられている。局側端末１１と光結合器１２とは光ファイバ線路３１により光学的に接続されている。光結合器１２と光分岐器２０とは第１の光線路３２により光学的に接続されている。光分岐器２０と各加入者端末２１ｎとは第２の光線路３３ｎにより光学的に接続されている。第１の光線路および第２の光線路は光ファイバで構成される線路であり、好ましくはＩＴＵ-Ｔ Ｇ.６５２準拠のシングルモード光ファイバで構成される。各第２の光線路３３ｎ上であって加入者端末２１ｎ近くには、通信光を透過させ監視光を反射させる光フィルタ２２ｎが配置されているのが好ましい。一般的には通信光として１.２６μｍ～１.６２μｍの波長の光が用いられるため、監視光としては１.６５μｍ帯（１.６４～１.６６μｍ）の光を用いることが好ましく、従って光フィルタも１.６５μｍ帯の光を選択的に反射するフィルタであることが好ましい。このような光フィルタはファイバグレーティングなどにより実現することができる。また、光結合器１２には光反射測定装置１３も光学的に接続されている。
　光反射測定装置１３は、ＯＣＤＲ測定を行って測定対象物（第１の光線路３２，光分岐器２０，第２の光線路３３ｎ，光フィルタ２２ｎ，加入者端末２１ｎ）を監視する。光反射測定装置１３は、光源４１、強度変調器４２、光結合器４３、監視光ゲート部４４、光サーキュレータ４５、偏波変調器４６、遅延光ファイバ４７、光結合器５１、バランス検波器５２、第１フィルタ５３、電気信号ゲート部５４、第２フィルタ５５、ＲＦ検波器５６、ＡＤ変換器５７、制御部６１および信号発生器６２～６５を備える。
　光源４１は、出力光の光周波数を変調することができるものであって、例えば半導体ＤＦＢレーザ光源や外部共振器付き半導体レーザ光源等である。光源４１は、信号発生器６２から出力される周期的な直接変調信号Ａを入力して、この直接変調信号Ａに基づいて光周波数が周期的に変調された光を出力する。この光源４１からの出力光は櫛歯状の光波コヒーレンス関数を有する。信号発生器６２は、本実施形態のダイレクトデジタルシンセサイザを含み、このダイレクトデジタルシンセサイザから出力される正弦波信号を直接変調信号Ａとして光源４１へ与える。ダイレクトデジタルシンセサイザを含む信号発生器６２および光源４１は、本実施形態の光変調装置を構成しており、光の変調を高精度に行うことができる。
　強度変調器４２は、信号発生器６３から出力される周期的な外部変調信号Ｂを入力して、この外部変調信号Ｂに基づいて光源４１からの出力光を強度変調して出力する。外部変調信号Ｂは直接変調信号Ａに同期した周期的な信号である。この強度変調器４２からの出力光は、強度変調によって光スペクトルが整形されたものとなり、光波コヒーレンス関数に含まれるノイズが低減されたものとなる。信号発生器６３は、本実施形態のダイレクトデジタルシンセサイザを含み、このダイレクトデジタルシンセサイザから出力される三角波信号に基づいて生成した外部変調信号Ｂを強度変調器４２へ与える。ダイレクトデジタルシンセサイザを含む信号発生器６３および強度変調器４２は、本実施形態の光変調装置を構成しており、光の変調を高精度に行うことができる。
　光結合器４３は、光源４１から出力され必要に応じて強度変調器４２により強度変調された光を入力し、この入力光を監視光と参照光とに２分岐して、そのうち監視光を監視光ゲート部４４へ出力し、参照光を偏波変調器４６へ出力する。
　監視光ゲート部４４は、光結合器４３から出力された監視光を入力し、また、信号発生器６４から出力された監視光ゲート信号Ｃをも入力する。監視光ゲート信号Ｃは、一定周期Ｔでゲート幅ｗ１のパルスを有する周期的な信号である。監視光ゲート信号Ｃのゲート幅ｗ１は、直接変調信号Ａおよび外部変調信号Ｂそれぞれの変調周期にほぼ等しい。監視光ゲート部４４は、このような監視光ゲート信号Ｃのゲート幅ｗ１のパルスの期間のみ、光分岐器４３から出力された監視光を光サーキュレータ４５へ出力する。信号発生器６４は、本実施形態のダイレクトデジタルシンセサイザを含み、このダイレクトデジタルシンセサイザから出力される三角波信号に基づいて生成した監視光ゲート信号Ｃを監視光ゲート部４４へ与える。ダイレクトデジタルシンセサイザを含む信号発生器６５および監視光ゲート部４４は、本実施形態の光変調装置を構成しており、光の変調を高精度に行うことができる。
　光サーキュレータ４５は、監視光ゲート部４４からパルス化されて出力された監視光を入力し、その監視光を光結合器１２へ出力する。また、光サーキュレータ４５は、光結合器１２から到達した光を入力し、その光を光結合器５１へ出力する。
　光サーキュレータ４５から出力された監視光は、光結合器１２を経て第１の光線路３２へ送出され、さらに、第１の光線路３２，光分岐器２０，第２の光線路３３ｎを経て光フィルタ２２ｎに達する。この監視光の伝搬の際に生じる反射光（フレネル反射光やレイリー散乱光）は、監視光の伝搬経路と逆方向の経路を辿って、光結合器１２および光サーキュレータ４５を経て光結合器５１に入力される。このとき、各第２の光線路３３ｎ上であって加入者端末２１ｎ近くに光フィルタ２２ｎが配置されていることにより、反射光のパワーが大きくなって、ＯＣＤＲ測定のＳＮ比が改善され、測定時間が短縮されるので好ましい。
　特に、光フィルタの反射率Ｒは、光分岐器の分岐数をＮとして、　Ｒ ＞ Ｒ０ ＋ ２０log10Ｎ ［ｄＢ］　を満たすことが好ましい。ここでＲ０は、光サーキュレータ、光結合器１２、第１の光線路および光分岐器における内部反射率であり、典型的には－４０ｄＢである。上式を満たすことにより、光フィルタで反射されて光反射測定装置１３に到達する反射光のパワーは、光分岐器の上流（光反射測定装置１３側）での意図しない反射により生じた反射光のパワーに比べて大きくなるため、光分岐器上流での意図しない反射による雑音の影響が相対的に低減され、測定時間が短縮される。
　光分岐器４３と光結合器５１との間の参照光の光路に遅延光ファイバ４７が設けられているのが好ましい。遅延光ファイバ４７は、光サーキュレータ４５から光結合器５１に入力される反射光（監視光の戻り光）と、光分岐器４３から光結合器５１に入力される参照光と、の間の遅延時間を設定する。測定する距離範囲内の任意の位置で監視光が反射されて生じた反射光と参照光との間の遅延時間が、光源４１の出力光のコヒーレンス時間より長くなるように、遅延光ファイバ４７の長さを設定するのが好ましい。遅延時間がコヒーレンス時間より短い範囲では空間分解能は遅延時間と共に増大し、遅延時間がコヒーレンス時間より長い範囲では空間分解能は略一定値となるので、遅延時間を上記のように設定することにより、測定範囲内での空間分解能のバラツキを低減することができる。
　光分岐器４３と光結合器５１との間の参照光の光路に偏波変調器４６が設けられているのも好ましい。偏波変調器４６は、光分岐器４３から出力された参照光を入力し、その参照光の偏波状態を変えて出力する。反射光（監視光の戻り光）と参照光とを互いに干渉させて検出する際、その検出効率は２つの光の偏波状態の相対関係に依存するので、反射光および参照光の少なくとも一方の偏波状態を変えながら測定を行い、複数の偏波状態で測定した結果に対して平均化などの演算処理を施して、偏波状態に依存しない測定結果を得ることが好ましい。
　光結合器５１は、光サーキュレータ４５から出力された反射光（監視光の戻り光）を入力するとともに、光分岐器４３から出力されて偏波変調器４６および遅延光ファイバ４７を経た参照光を入力し、これら入力した反射光と参照光とを合波してバランス検波器５２へ出力する。光結合器５１として例えば３ｄＢカプラが用いられる。
　バランス検波器５２は、光結合器５１により合波された反射光および参照光を入力して、これら反射光と参照光とが互いに干渉してなる干渉光の強度を示す電気信号を第１フィルタ５３へ出力する。すなわち、バランス検波器５２は、干渉光の強度に応じた値の電気信号を出力する光電変換部として作用する。
　第１フィルタ５３は、バランス検波器５２から出力される電気信号を入力し、この電気信号に含まれる不要雑音を除去して、その除去後の電気信号を電気信号ゲート部５４へ出力する。第１フィルタ５３は、入力した電気信号の直流成分を除去するフィルタであることが好ましい。直流成分の雑音は、光結合器５１およびバランス検波器におけるバランスの誤差によって生じるが、これを第１フィルタ５３により除去することにより、後段の電気信号ゲート部５４における雑音発生量を低減することができる。
　電気信号ゲート部５４は、バランス検波器５２から出力されて第１フィルタ５３を経た電気信号を入力し、また、信号発生器６５から出力された電気信号ゲート信号Ｄをも入力する。電気信号ゲート信号Ｄは、一定周期Ｔでゲート幅ｗ２のパルスを有する周期的な信号である。電気信号ゲート信号Ｄの周期Ｔは監視光ゲート信号Ｃの周期Ｔとほぼ等しい。電気信号ゲート信号Ｄのパルス中心は、監視光ゲート信号Ｃのパルス中心に対してゲート遅延時間ｄだけ遅れている。信号発生器６５も、本実施形態のダイレクトデジタルシンセサイザを含んでいてもよく、このダイレクトデジタルシンセサイザから出力される三角波信号に基づいて生成した電気信号ゲート信号Ｄを電気信号ゲート部５４へ与える。
　電気信号ゲート部５４は、このような電気信号ゲート信号Ｄのゲート幅ｗ２のパルスの期間のみ、第１フィルタ５３から出力された電気信号を第２フィルタ５５へ出力する。電気信号ゲート部５４から第２フィルタ５５へ出力される電気信号はパルス信号となる。電気信号ゲート部５４としては、電気信号ゲート信号Ｄのレベルに応じてＯＮ／ＯＦＦ動作するオペアンプ回路が用いられる。
　第２フィルタ５５は、電気信号ゲート部５４から出力されたパルス状の電気信号を入力し、その入力した電気信号の特定周波数帯域のものを選択的にＲＦ検波器５６へ出力する。第２フィルタ５５における上記特定周波数帯域は、電気信号ゲート信号Ｄの繰り返し周波数ｆ（＝１／Ｔ）の整数倍の周波数ｎｆ（ただしｎは自然数）を含まないことが好ましい。特に、上記特定周波数帯域はｆ（＝１／Ｔ）の半奇数倍の周波数を含みｆ／２以下の帯域幅を持つことが好ましい。電気信号ゲート部に入力される信号は、直流および１／ｐの整数倍の周波数に雑音を持っており、この雑音が電気信号ゲート部を通過することにより、ｆの整数倍の周波数に雑音が拡散する。しかし、上記のように周波数帯域を設定することにより、電気信号ゲート部５４において生じる雑音の影響を低減することができ、測定のＳＮ比を改善することができて、測定時間を短縮することができる。
　ＲＦ検波器５６は、第２フィルタ５５から出力される電気信号を入力し、干渉成分の大きさに相当する電気信号に変換してＡＤ変換器５７へ出力する。ＡＤ変換器５７は、ＲＦ検波器５６から出力される電気信号を入力し、この電気信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換して、このデジタル信号を制御部６１へ出力する。このデジタル信号の値は、光源４１における光周波数変調の周期ｐおよびゲート遅延時間ｄにより決定される光線路上の位置ｚにおいて生じた反射光のパワーを表す。
　制御部６１は、ＡＤ変換器５７から出力されたデジタル値を入力して、このデジタル値と位置ｚとを互いに関連付けて記憶する。制御部６１は、信号発生器６２～６５それぞれを制御して、信号発生器６２から出力される直接変調信号Ａの変調周期ｐ、信号発生器６３から出力される外部変調信号Ｂの変調周期ｐ、信号発生器６４から出力される監視光ゲート信号Ｃの周期Ｔおよびゲート幅ｗ１、信号発生器６５から出力される電気信号ゲート信号Ｄの周期Ｔおよびゲート幅ｗ２、ならびに、ゲート遅延時間ｄを指定する。これにより、制御部６１は、測定対象である光線路上の測定位置ｚを指定して、その位置ｚにおいて生じた反射光のパワーを表すデジタル値をＡＤ変換器５７から取得する。そして、制御部６１は、光線路における監視光伝搬方向に沿った反射率分布を求める。
　また、制御部６１は記録装置７１に接続されており、記録装置７１には、光反射測定装置１３から光フィルタ２２ｎの各々までの距離や、光フィルタおよび加入者端末の設置位置（建物の名称や建物内での位置など）などの情報が格納される。制御部６１は、反射率分布の中から光フィルタ２２ｎに由来する反射率のピークを検出し、事前に準備された光フィルタ２２ｎまでの距離の情報と反射率ピークの距離とを照合して、各光フィルタ２２ｎからの反射光が検出されたか否かを判定する。そして、制御部６１は、反射光が検出される加入者端末と反射光が検出されない加入者端末とが混在する場合は、後者の加入者端末が所属する加入者側光ファイバに断線などの異常があると判定し、異常を表示する。さらに、制御部６１では光フィルタまでの距離情報に基づいて、光フィルタの近傍に限定してＯＣＤＲ測定を行い、光フィルタからの反射光の有無や反射率の大きさを知ることにより、その光フィルタが属する第２の光線路の異常の有無を迅速に調べることができる。
　このように構成される本実施形態の光反射測定装置１３および光通信システム１では、ダイレクトデジタルシンセサイザを含む信号発生器６２から出力される直接変調信号Ａにより、光源部４１から出力される監視光の周波数揺らぎが非常に小さく抑えられる。また、ダイレクトデジタルシンセサイザを含む信号発生器６３から出力される外部変調信号Ｂにより、強度変調器４２において監視光が高精度に強度変調される。また、ダイレクトデジタルシンセサイザを含む信号発生器６５から出力される監視光ゲート信号Ｃにより、監視光ゲート部４４において監視光が高精度に強度変調される。したがって、本実施形態の光反射測定装置１３および光通信システム１は位置分解能が優れた反射率分布測定を行うことができる。
　本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば、上記実施形態では光反射測定装置としてＯＣＤＲについて説明したが、ＯＦＤＲやＯＴＤＲの光反射測定装置においても本実施形態のダイレクトデジタルシンセサイザから出力されるアナログ信号を変調信号として監視光を変調してもよい。
　１…光線路監視システム、１０…局舎、１１…局側端末、１２…光結合器、１３…光反射測定装置、２０…光分岐器、２１１～２１Ｎ…加入者端末、２２１～２２Ｎ…光フィルタ、３１…光ファイバ線路，３２…第１の光線路，３３１～３３Ｎ…第２の光線路、４１…光源、４２…強度変調器、４３…光結合器、４４…監視光ゲート部、４５…光サーキュレータ、４６…偏波変調器、４７…遅延光ファイバ、４８…参照光ゲート部、５１…光結合器、５２…バランス検波器、５３…第１フィルタ、５４…電気信号ゲート部、５５…第２フィルタ、５６…ＲＦ検波器、５７…ＡＤ変換器、６１…制御部、６２～６６…信号発生器、７１…記録装置、１００…ダイレクトデジタルシンセサイザ、１１０…累積加算部、１１１…加算回路、１１２…ラッチ回路、１２０…位相加算部、１３０…位相振幅変換部、１４０…ＤＡ変換部、１５０…ローパスフィルタ。

Claims (16)

  1. 　一定周期の基準クロックを入力するとともに、周波数指令値ｐを入力し、前記基準クロックが一定周期で指示する各タイミングで前記周波数指令値ｐを累積加算して、当該累積加算値を出力する累積加算部と、
    　前記累積加算部から出力される累積加算値を位相値とし、波形標本数Ｍ個のデジタル振幅値のうち、前記位相値を値Ｍで除算したときの剰余の値に対応するデジタル振幅値を出力する位相振幅変換部と、を備え、
    　前記周波数指令値ｐと前記波形標本数Ｍとの最大公約数が前記周波数指令値ｐより小さいダイレクトデジタルシンセサイザ。
  2. 　一定周期の基準クロックを入力するとともに、周波数指令値ｐを入力し、前記基準クロックが一定周期で指示する各タイミングで前記周波数指令値ｐを累積加算して、当該累積加算値を出力する累積加算部と、
    　前記累積加算部から出力される累積加算値に位相オフセット値を加算して、当該加算値を出力する位相加算部と、
    　前記位相加算部から出力される加算値を位相値とし、波形標本数Ｍ個のデジタル振幅値のうち、前記位相値を値Ｍで除算したときの剰余の値に対応するデジタル振幅値を出力する位相振幅変換部と、を備え、
    　前記周波数指令値ｐと前記波形標本数Ｍとの最大公約数が前記周波数指令値ｐより小さいダイレクトデジタルシンセサイザ。
  3. 　前記基準クロックを入力するとともに、前記位相振幅変換部から出力されるデジタル振幅値を入力し、前記基準クロックが一定周期で指示する各タイミングで前記デジタル振幅値をアナログ振幅値に変換して、このアナログ振幅値を出力するＤＡ変換部を更に備える請求項１または２に記載のダイレクトデジタルシンセサイザ。
  4. 　前記ＤＡ変換部から出力されるアナログ振幅値を入力し、このアナログ振幅値の時系列信号のうち低周波数成分を選択的に出力するローパスフィルタを更に備える請求項３に記載のダイレクトデジタルシンセサイザ。
  5. 　前記周波数指令値ｐと前記波形標本数Ｍとの最大公約数が前記周波数指令値ｐの１００分の１以下である請求項１または２に記載のダイレクトデジタルシンセサイザ。
  6. 　前記周波数指令値ｐと前記波形標本数Ｍとの最大公約数が４以下である請求項１または２に記載のダイレクトデジタルシンセサイザ。
  7. 　前記周波数指令値ｐと前記波形標本数Ｍとの最大公約数が１である請求項１または２に記載のダイレクトデジタルシンセサイザ。
  8. 　前記波形標本数Ｍが２のべき乗の数であり、前記周波数指令値ｐが奇数である請求項７に記載のダイレクトデジタルシンセサイザ。
  9. 　前記波形標本数Ｍが素数である請求項７に記載のダイレクトデジタルシンセサイザ。
  10. 　前記位相振幅変換部から出力されるデジタル振幅値の時系列信号が正弦波信号である請求項１または２に記載のダイレクトデジタルシンセサイザ。
  11. 　前記位相振幅変換部から出力されるデジタル振幅値の時系列信号が三角波信号である請求項１または２に記載のダイレクトデジタルシンセサイザ。
  12. 　請求項４に記載のダイレクトデジタルシンセサイザと、
    　前記ダイレクトデジタルシンセサイザから出力されるアナログ信号に基づいて光の強度、位相または光周波数を変調する変調部と、
    を備える光変調装置。
  13. 　請求項１２に記載の光変調装置と、
    　この光変調装置により変調された監視光を出力する光源部と、
    　この光源部から出力される監視光が測定対象物を伝搬する際に生じる反射光に基づいて、前記測定対象物における光反射率分布を測定する測定部と、
    　を備える光反射測定装置。
  14. 　請求項１２に記載の光変調装置と、
    　この光変調装置により光周波数が変調された監視光を出力する光源部と、
    　この光源部から出力される監視光の一部を分岐して参照光として出力する光分岐部と、
    　前記光源部から出力された監視光が測定対象物を伝搬する際に生じる反射光および前記光分岐部から出力される参照光に基づいて、前記測定対象物における光反射率分布を測定する測定部と、
    　を備える光反射測定装置。
  15. 　請求項１２に記載の光変調装置と、
    　この光変調装置により光周波数が変調されて櫛歯状の光波コヒーレンス関数を有する監視光を出力する光源部と、
    　この光源部から出力される監視光の一部を分岐して参照光として出力する光分岐部と、
    　前記光源部から出力された監視光が測定対象物を伝搬する際に生じる反射光および前記光分岐部から出力される参照光に基づいて、ＯＣＤＲ測定により前記測定対象物における光反射率分布を測定する測定部と、
    　を備える光反射測定装置。
  16. 　光ファイバ線路により互いに光学的に接続された局側端末と加入者端末との間で光通信を行う光通信システムであって、
    　前記光ファイバ線路の途中に設けられた光結合部と、この光結合部に光学的に接続された請求項１３～１５の何れか１項に記載の光反射測定装置と、を備え、
    　前記光反射測定装置から出力される前記監視光を、前記光結合部を経て前記光ファイバ線路に伝搬させ、
    　前記監視光が前記光ファイバ線路を伝搬する際に生じる反射光を、前記光結合部を経て前記光反射測定装置に入力させる光通信システム。
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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6172726B1 (ja) * 2016-04-06 2017-08-02 有限会社ファインチューン 数値制御波形発生器及びデジタル同期検波器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0192821A (ja) * 1987-08-28 1989-04-12 Yokogawa Hewlett Packard Ltd デジタル周波数シンセサイザー
JPH09127196A (ja) * 1995-11-06 1997-05-16 Yokogawa Electric Corp Ｉｃテスタ
JP2003264431A (ja) * 2002-03-08 2003-09-19 Hioki Ee Corp 信号発生装置
JP2010139253A (ja) * 2008-12-09 2010-06-24 Sumitomo Electric Ind Ltd 光線路監視システムおよびシステムに含まれる監視装置
JP2010175502A (ja) * 2009-02-02 2010-08-12 Sumitomo Electric Ind Ltd 光線路監視装置および光線路監視システム

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0192821A (ja) * 1987-08-28 1989-04-12 Yokogawa Hewlett Packard Ltd デジタル周波数シンセサイザー
JPH09127196A (ja) * 1995-11-06 1997-05-16 Yokogawa Electric Corp Ｉｃテスタ
JP2003264431A (ja) * 2002-03-08 2003-09-19 Hioki Ee Corp 信号発生装置
JP2010139253A (ja) * 2008-12-09 2010-06-24 Sumitomo Electric Ind Ltd 光線路監視システムおよびシステムに含まれる監視装置
JP2010175502A (ja) * 2009-02-02 2010-08-12 Sumitomo Electric Ind Ltd 光線路監視装置および光線路監視システム

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