WO2011160305A1

WO2011160305A1 - Ac-dc电源转换器及其内的电流调制电路

Info

Publication number: WO2011160305A1
Application number: PCT/CN2010/074467
Authority: WO
Inventors: 陈敏; 王钊; 董贤辉
Original assignee: 北京中星微电子有限公司
Priority date: 2010-06-25
Filing date: 2010-06-25
Publication date: 2011-12-29
Also published as: CN102823125B; CN102823125A

Description

AC-DC电源转换器及其内的电流调制电路

技术领域

本发明涉及电路控制领域，特别是涉及一种 AC-DC电源转换器及其内的电流调制电路。

背景技术

AC-DC 电源转换器用来通过变压器将交流电源变换成直流电源，所述变压器包括主级侧线圈和次级侧线圈，其中交流电源输入所述主级侧，所述次级侧输出直流电源。所述 AC-DC转换电路包括有功率开关，所述功率开关以一定开关频率控制着主级侧的导通和关断。

在所述 AC-DC转换电路工作于恒定电流模式（Constant Current

Mode) 时，所述主级侧在功率开关关断时所储存的能量 ^ "为：

1

Win lim ( 1 )

2

其中 L_M为主级侧电感， I_lim为限制电流，在功率开关关断时主级 I电感电流等于或正比于所述限制电流 I_lim。所述次级侧在功率开关的一个开关周期内所消耗的能量^ ^为：

其中 „为功率开关的开关频率或工作频率， ,为次级侧的输出电压， /„„,为次级侧的输出电流。根据能量守恒可得:

Win * η = Wout (3 ) 将式（1 ) 和（2 ) 带入式（3 )，并进行变换后可得:

1 _? f

J =— Τ Τ²

2 lim ' γ (4) 在所述 AC-DC转换电路工作于恒定电流模式（Constant Current Mode)时，无论输出电压 ^如何变化，都需要维持输出电流恒定。根据式（4)，为了保持系统输出电流 /。„,的恒定，在限制电流 I_lim恒定的前提下，要求工作频率 ^f 与输出电压成线性反比。

请参阅图 1所示，其示出了现有技术中的一种振荡电路 100。所述振荡电路 100可以产生一定频率的振荡信号 OSC out, 基于所述振荡信号可以生成功率开关的脉宽调制信号。这样，功率开关的工作频率等于所述振荡信号的频率。所述振荡电路输出的振荡信号为 0〜V_ref 的锯齿波信号，其频率 „为：

其中 Rl为电阻 Rl的电阻值， CI为电容 CI的电容值， V_ref为一基准电压， V_FB为输出电压^的反馈电压，其中 V。_ut =K1* V_FB， Kl 为常数。

将式（5 ) 带入式（4) 可得：

1 1 1

I = L_MI (6)

Kl - Cl - V_ref - Rl V_0l K1 R1 C1 - V, 图 2所示，其示出了现有技术中的一种电流限制电路 200 ₍ 所述电流限制电路 200用来比较主级侧的电感电流的采样电流

限制电流 I_lim，并在所述采样电流 I_sx大于等于限制电流 I_lim时，通过输出端 OCP关断所述功率开关。所述限制电流 I_lim是基准电流提供的，所述基准电流 ^ "为

其中 Δ 为 MOS晶体管 MN1和 MN2的栅源电压差。该基准电流 ^被镜像复制 Κ2倍后为限制电流 I_lim， K2为常数:

将式（7) 代入式（6)，可得:

2 ^M K1 - R2² - Rl - Cl - V_ref 根据式（8)可知，输出电流 I。_ut与输出电压 V。_ut无关，因此随着输出电压 V。_ut的下降，系统输出电流 I。_ut不发生变化，能够保持恒定。然而，根据式（5 ) 可知，工作频率与输出电压 V。_ut成正比，随着输出电压 Vout的下降，工作频率也会下降，一旦工作频率 ·^下降到音频范围内，在某些音频领域会出现音频干扰，影响正常的应用。因此，有必要提出一种改进的电流调制电路以克服上述问题。

发明内容

本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例。在本部分以及本申请的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。

本发明的目的之一在于提供一种 AC-DC电源转换器，在恒定电流模式时，能够实现随着系统输出电压的下降，工作频率反而上升，从而避免了音频干扰。本发明的目的之二在于提供一种 AC-DC电源转换器内的电流调制电路，在恒定电流模式时，能够实现随着系统输出电压的下降，工作频率反而上升，从而避免了音频干扰。为实现上述目的，根据本发明的一个方面，本发明提供了一种 AC-DC 电源转换器的电流调制电路。所述电流调制电路包括：振荡器、电流限制电路和控制电路。所述振荡器产生频率与反馈电压成反比的时钟信号，所述反馈电压表征 AC-DC电源转换器的输出电压。所述电流限制电路，比较采样电流和限制电流，在所述采样电流小于所述限制电流时，输出无效的过流保护信号，在所述采样电流大于所述限制电流时，输出有效的过流保护信号，所述采样电流表征 AC-DC 电源转换器的主级侧的电感电流，所述限制电流与反馈电压成正比。所述控制电路基于所述时钟信号开启 AC-DC电源转换器的主级侧的功率开关，在所述过流保护信号有效时去关断所述功率开关。

根据本发明的另一个方面，本发明提供一种 AC-DC电源转换器。所述 AC-DC电源转换器包括：主级侧的功率开关、电压采样电路、电流采样电路和电流调制电路。所述电压采样电路采样表征 AC-DC 电源转换器的输出电压的反馈电压。所述电流采样电路采样表征主级侧的电感电流的采样电流。所述电流调制电路包括：振荡器，产生频率与反馈电压成反比的时钟信号；电流限制电路，比较采样电流和限制电流，所述限制电流与反馈电压成正比，在所述采样电流小于所述限制电流时，输出无效的过流保护信号，在所述采样电流大于所述限制电流时，输出有效的过流保护信号；控制电路，基于所述时钟信号开启所述功率开关，在所述过流保护信号有效时去关断所述功率开关。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明提出的 AC-DC电源转换器内的电流调制电路中，振荡器产生的时钟信号的频率与 AC-DC电源转换器的输出电压成反比，电流限制电路产生与 AC-DC电源转换器的输出电压成正比的限制电流 I_Um。这样，在 AC-DC 电源转换器处于恒定电流模式（Constant Current Mode)时， AC-DC电源转换器的输出电流与输出电压没有关系。因此，实现了随着输出电压下降，输出电流恒定， AC-DC 转换器的工作频率上升，避免了音频干扰。在结合参考附图及接下来的实施例的详细描述后，本发明的其它目的、特点和优点将会是显而易见的。附图说明参考附图及接下来的详细描述后，本发明将更容易理解，其中：图 1是现有技术中的振荡器的电路图；图 2是现有技术中的电流限制电路的电路图；图 3是本发明的一个实施例中的用于 AC-DC电源转换器中的电流调制电路的方框图；图 4A是本发明的一个实施例中的振荡器的电路图；图 4B是图 4A示出的振荡器的各信号的波形示意图；图 5是本发明的一个实施例中的电流限制电路的电路图；图 6是本发明的另一个实施例中的电流限制电路的电路图；和图 7是图 3示出的 AC-DC电流调制电路的各信号的波形示意图。

具体实施方式

本发明的详细描述主要通过程序、步骤、逻辑块、过程或其他象征性的描述来呈现，其直接或间接地模拟本发明中的技术方案的运作。所属领域内的技术人员使用此处的这些描述和陈述向所属领域内的其他技术人员有效的介绍他们的工作本质。

此处所称的"一个实施例"或"实施例 "是指与所述实施例相关的特定特征、结构或特性至少可包含于本发明至少一个实现方式中。在本说明书中不同地方出现的 "在一个实施例中"并非必须都指同一个实施例，也不必须是与其他实施例互相排斥的单独或选择实施例。此夕卜，表示一个或多个实施例的方法、流程图或功能框图中的模块顺序并非固定的指代任何特定顺序，也不构成对本发明的限制。

对于 AC-DC电源转换器来说，在其工作于恒定电流模式时，为了避免使工作频率下降到音频范围内，在本发明中可以使工作频率与输出电压^ ^成反比，这样在 AC-DC 电源转换器的输出电压 Vout的下降时，工作频率不降反升。此外，为了使 AC-DC电源转换器的输出电流 /。_Μί保持恒定且满足所述公式（4)，在本发明中可以使限制电流 I_lim与输出电压 ^V。"'成正比。

请参阅图 3所示，其为本发明的一个实施例中的用于 AC-DC电源转换器中的电流调制电路 300的方框图。所述电流调制电路 300包括振荡器 310、电流限制电路 320和控制电路 330。

所述振荡器 310 产生频率与反馈电压 V_FB成反比的时钟信号

CLK, 所述反馈电压 V_FB表征所述 AC-DC 电源转换器的输出电压

Vout。

所述电流限制电路 320比较采样电流 I_sx和限制电流 I_lim，所述采样电流 I_sx表征主级侧的电感电流，所述限制电流 I_lim与反馈电压 V_FB 成正比，在所述采样电流 I_sx小于所述限制电流 I_lim时，输出无效的过流保护信号 OCP (Over Current Protection), 在所述采样电流 I_sx大于所述限制电流 I_lim时，输出有效的过流保护信号 OCP。

所述控制电路 330基于所述时钟信号 CLK开启所述 AC-DC电源转换器的功率开关，在所述过流保护信号 OCP有效时去关断所述功率开关。这样可以将时钟信号 CLK的频率作为所述功率开关的工作频率或开关频率，同时也可以在所述采样电流 I_sx大于所述限制电流 I_lim时去关断所述功率开关。

由于限制电流 I_lim与输出电压 Vout成正比，功率开关的工作频率与输出电压 Vout成反比，因此仍能保证输出电流 /。_Μί与输出电压 Vout无关，从而在输出电压 Vout变化时仍能保证恒定的输出电流 /。_Μί。

图 4Α是本发明的一个实施例中的振荡器 400的电路图。所述振荡器 400包括恒定电流源 I、电容 C2、 NMOS管 MN3、比较器 comp 和延时电路 DELAY。电流源 I与电容 C2依次串联连接在电源和地之间。电流源 I与电容 C2的连接节点与比较器 comp的正相输入端相接，比较器 comp的输出端经由延时电路与 NMOS管 MN3的栅极相接，比较器 comp的反相输入端接反馈电压 V_FB。 NMOS管 MN3的漏极与比较器 comp的正相输入端相接， NMOS管 MN3的源级与地相接。电流源 I与电容 C2的连接节点可以用一个输出端 OSC out以输出三角波信号 RAMP。延时电路与 NMOS管 MN3的栅极的连接节点可以另一输出端以输出时钟信号 CLK。在其他实施例中，也可以根据三角波信号 RAMP生成控制电路 330需要的时钟信号。

所述电流源 I提供恒定电流给电容 C2进行充电，电容 C2的充电电压的初始值为 0，此时充电电压低于反馈电压 VFB, 比较器 comp 输出低电平，时钟信号 CLK为低电平， NMOS管 MN3截止，电流源 I对电容 C2进行持续充电。随着电流源 I对电容 C2的持续充电，电容 C2的充电电压高于或等于反馈电压 VFB, 比较器 comp输出跳变为高电平，时钟信号 CLK为高电平， NMOS管 MN3导通，对电容 C2通过 NMOS管 MN3进行快速放电。对电容 C2放电后，充电电压又重新低于所述反馈电压 VFB, 比较器 comp又输出低电平，由于延迟电路的延迟使时钟信号 CLK持续一段时间高电平后才变为低电平， NMOS管 MN3重新截止，再一次开始对电容 C2的充电。这样周而复始，形成三角波信号 RAMP和时钟信号 CLK。图 4B示出了振荡器 400的各信号的波形。

所述振荡器 400输出电压幅度为 0〜V_FB的锯齿波。所述振荡器的三角波信号 RAMP和时钟信号 CLK的频率为： f = = ^ (9)

^W C2 - V_FB C2 - V_out

V_FB为输出电压 ,的采样电压，其中 V。_ut =Kl* V_FB， K1为常数， I为电流源 I提供的恒定电流值。本实施例中振荡器与现有技术的区别点在于：对电容 C2进行充电的充电电流是一个恒定电流，并且对电容 C2充电到反馈电压 V_FB 时停止。因此，振荡器的输出信号的频率 ·^不再与输出电压 V。_ut成正比，而是与输出电压 ^成反比。这样，在 AC-DC电源转换器的输出电压 Vout的下降时，工作频率不降反升，从而避免了使工作频率 /™下降到音频范围内。所述振荡器中的恒定电流也可以采用图 2 示出的复制基准电流的方式得到，所述基准电流 ^为

其中 Δ 为 MOS晶体管 MN1和 MN2的栅源电压差。该基准电流被镜像复制 K3倍后得到恒定电流 I， K3为复制比例

( 10)

R2

图 5是本发明的一个实施例中的电流限制电路 500的电路图。所述电流限制电路 500包括限制电流产生电路 510和采样电流产生电路 520。所述限制电流产生电路 510产生与反馈电压 V_FB成正比的限制电流 I_lim。所述采样电流产生电路 520产生与主级侧的电感电流成正比的采样电流 ½。所述限制电流 I_lim与采样电流 1^在竞争节点进行电流竞争，在限制电流 I_lim大于采样电流 I_sx时，竞争节点输出无效的过流保护信号 OCP, 在限制电流 I_lim小于采样电流 I_sx时，竞争节点输出有效的过流保护信号 OCP。

所述限制电流产生电路 510 包括运算放大器 OP ( operational amplifier)、电阻 R3、 NMOS管 MN4、 PMOS管 MPb5和 MPb6。所述运算放大器 OP的正相输入端接所述反馈电压 V_FB，输出端接 NMOS 管 MN4的栅极。 NMOS管 MN4的源极与电阻 R3相接。运算放大器 OP的反相输入端与 NMOS管 MN4和电阻 R3的连接节点相连。电阻 R3的另一端接地。 PMOS管 MPb5的漏极与 NMOS管 MN4的漏极及 PMOS管 MPb5的栅极相连，其源极接电源 V_DD相连，其栅极与 PMOS管 MPb6的栅极相连。 PMOS管 MPb6的源极接电源 V_DD 相连，漏极输出所述限制电流 I_lim。

流电阻 R3上的电流为 ^， PMOS管 MPb5上的电流也为 ^。

R3 R3

PMOS管 MPb5与 PMOS管 MPb6形成电流镜电路。 PMOS管 MPb6输出的限制电流 I_lim为： l_Yim=K4--^≡^ (11)

K1-R3

K4为 PMOS管 MPb5与 MPb6之间的电流复制比例。这样，限制电流 I_lim与输出电压 V。_ut成正比。所述采样电流产生电路 520包括 NMOS管 MN7和 MN8，NMOS 管 MN7和 MN8形成电流镜电路。流过 NMOS管 MN8的电流为初次采样电流 I_sx,被复制 K5倍后得到流经 NMOS管 MN7的采样电流 I_sx，所述初次采样电流 I_sx，与主级侧的电感电流成正比， K5 为电流复制比例。将公式 (9)、 (10) 和 (11) 代入公式（4)，可得：

1 _? f

J =— Τ τ² n.^{J sw}

¹ out » -^Af ^Jlim'/

1 , K3''AV.

-L_M -K4² - (12) 2 ^M ' K1-R3^J -C2-R2 可见，输出电流与输出电压 ,无关，只与器件的物理尺寸和参数相关，实现了输出电流的恒定，很好的完成了电流调制。

在本实施例中，电流限制电路与现有技术的最大区别点在于：比较电流 I_lim不再是一恒定电流，而是一个与输出电压 Vout成正比的电图 6是本发明的另一个实施例中的电流限制电路 600的电路图, 所述电流限制电路 600包括有限制电流产生电路 610和采样电流产生电路 620。图 6示出的电流限制电路 600与图 5示出的电流限制电路 500仅在于：限制电流产生电路 610和限制电流产生电路 510的结构的不同。

所述限制电流产生电路 610包括第一限制电流产生电路、第二限制电流产生电路和镜像电路。

所述第一限制电流产生电路包括有 NMOS管 MN13、 PMOS管 MPbl7和 MPbl8、电阻 R4。 NMOS管 MN13的栅极接反馈电压 V_FB，其源极经过电阻 R4与地相连，其漏极与 PMOS管 MPM7的漏极相连。 PMOS管 MPbl7的漏极与 PMOS管 MPbl7的栅极相连，其栅极与 PMOS管 MPbl8的栅极相连，其源极与电源 V_DD相连。 PMOS管 MPblS的源极与电源 V_DD相连，漏极输出第一限制电流 I_liml。电阻 R4上流经的电流为 ^Vfb R Z4^Vgs13， ^为 NMOS管 MN13的栅

MPbl8 输出的第一限制电流 I_liml为:

I liml" K6 '

R4

K6为 PMOS管 MPbl8与 MPbl7之间的电流复制比例。所述第二限制电流产生电路包括 NMOS 管 MN15 和 MN22、 PMOS管 MPbl9、 MPb20和 MPb21、电阻 R5。 NMOS管 MN22的源极经由电阻 R5与地相连，其栅极与 NMOS管 MN15的漏极相连，其漏极与 PMOS管 MPb21的漏极相连。 NMOS管 MN15的源极与地相连，其栅极与 NMOS管 MN22 的源极相连，其漏极与 PMOS管 MPb20的漏极相连。 PMOS管 MPb20的栅极与 PMOS管 MPb21的栅极相连，其源极接电源。 PMOS管 MPb21 的漏极与其栅极相连，其源极接电源。 PMOS管 MPbl9的源极接电源，其栅极接 PMOS管 MPb20的栅极，其漏极输出第二限制电流 I_lim2。 V,

电阻 R5上流经的电流为

R5

PMOS管 MPbl9、 MPb20和 MPb21形成电流镜电路， PMOS MPbl9输出的第二限制电流 I_lim2为：

Ιΐύη2= 7·ϋ， Κ7为 PMOS管 MPbl9与 MPb21之间的电流复

R5

制比例所述镜像电路包括 NMOS管 MN14和 MN16、 PMOS管 MPb23 和 MPb24。所述 NMOS管 MN14的漏极与 PMOS管 MPbl9和 MPbl8 的漏极以及 NMOS 管 MN14 的栅极相连，其源极接地，其栅极接 NMOS管 MN16的栅极。 NMOS管 MN16的源极接地，其漏极接 PMOS 管 MPb23的漏极。 PMOS管 MPb23的漏极与其栅极相连，其栅极与 PMOS管 MPb24的栅极相连，其源极接电源。 PMOS管 MPb24的源极接电源，其漏极输出限制电流 I_lim。流过 NMOS管 MN14的电流为第一限制电流 I_liml和第二限制电流 Iiim2的和。 NMOS管 MN14和 MN16形成电流镜电路， PMOS管 MPb24和 MPb23形成电流镜电路。 PMOS管 MPb24输出的限制电流

Ilim为：

Ilim= K8 ( Ilimi+ Ilim2 ) = K8■ K6 -

Κ8为 PMOS管 MPb24与 NMOS管 MN14之间的电流复制比例 , 取 R4=R5、 K6=K7、 Vgsl3= Vgsl5 , 有：

Iiim= Κ8 · Κ6 · ^ = Κ8 · Κ6 - ^V〜

R4 K1 - R4

这样，同样可以实现限制电流 I_lim与输出电压 v。_ut成正比。

图 7是图 3示出的 AC-DC电流调制电路的各信号在一个实施例去驱动所述功率开关，使其在高电平时导通，在低电平是截止。本发明还可以提供一种 AC-DC电源转换器，其包括如图 3所示的电流调制电路。上文对本发明进行了足够详细的具有一定特殊性的描述。所属领域内的普通技术人员应该理解，实施例中的描述仅仅是示例性的，在不偏离本发明的真实精神和范围的前提下做出所有改变都应该属于本发明的保护范围。本发明所要求保护的范围是由所述的权利要求书进行限定的，而不是由实施例中的上述描述来限定的。

Claims

权利要求

1、一种 AC-DC电源转换器的电流调制电路，其包括：振荡器，产生频率与反馈电压成反比的时钟信号，所述反馈电压表征 AC-DC电源转换器的输出电压；电流限制电路，比较采样电流和限制电流，所述采样电流表征

AC-DC 电源转换器的主级侧的电感电流，所述限制电流与反馈电压成正比，在所述采样电流小于所述限制电流时，输出无效的过流保护信号，在所述采样电流大于所述限制电流时，输出有效的过流保护信号；和

控制电路，基于所述时钟信号开启 AC-DC电源转换器的主级侧的功率开关，在所述过流保护信号有效时去关断所述功率开关。

2、根据权利要求 1所述的电路，其特征在于：所述振荡器包括恒定电流源、充电电容、 NMOS放电管、比较器和延时电路，

所述电流源与充电电容依次串联连接在电源和地之间，所述电流源与充电电容的连接节点与所述比较器的正相输入端相接，所述比较器的输出端经由延时电路与所述 NMOS放电管的栅极相接，所述比较器的反相输入端接所述反馈电压，所述 NMOS放电管的漏极与所述比较器的正相输入端相接，所述 NMOS放电管的源级与地相接，所述电流源与电容的连接节点作为输出端以输出三角波信号。

3、根据权利要求 2所述的电路，其特征在于：所述延时电路与

NMOS放电管的栅极的连接节点作为另一输出端以输出时钟信号。

4、根据权利要求 1所述的电路，其特征在于：所述电流限制电路包括限制电流产生电路和采样电流产生电路，

所述限制电流产生电路产生与反馈电压成正比的限制电流，所述采样电流产生电路产生与主级侧的电感电流成正比的采样电流，所述限制电流与所述采样电流在竞争节点进行电流竞争，在限制电流大于采样电流时，竞争节点输出无效的过流保护信号，在限制电流小于采样电流时，竞争节点输出有效的过流保护信号。

5、根据权利要求 4所述的电路，其特征在于：

所述限制电流产生电路包括运算放大器、第三电阻、第四 NMOS 管、第五 PMOS管和第六 PMOS管，

所述运算放大器的正相输入端接所述反馈电压，输出端接第四

NMOS管的栅极，第四 NMOS管的源极与第三电阻相接，运算放大器的反相输入端与第四 NMOS管和第三电阻的连接节点相连，第三电阻的另一端接地，第五 PMOS管的漏极与第四 NMOS管的漏极及第五 PMOS管的栅极相连，第五 PMOS管的源极接电源相连，第五 PMOS管的栅极与第六 PMOS管的栅极相连，第六 PMOS管的源极接电源相连，第六 PMOS管的漏极输出所述限制电流。

6、根据权利要求 4所述的电路，其特征在于：

所述限制电流产生电路包括第一限制电流产生电路、第二限制电流产生电路和镜像电路，

所述第一限制电流产生电路包括有第十三 NMOS 管、第十七

PMOS管、第十八 PMOS管和第四电阻，第十三 NMOS管的栅极接反馈电压，第十三 NMOS管的源极经过第四电阻与地相连，第十三 NMOS管的漏极与第十七 PMOS管的漏极相连，第十七 PMOS管的漏极与第十七 PMOS管的栅极相连，第十七 PMOS管的栅极与第十八 PMOS管的栅极相连，第十七 PMOS管的源极与电源相连，第十八 PMOS管的源极与电源相连，第十八 PMOS管的漏极输出第一限制电流；所述第二限制电流产生电路包括第十五 NMOS 管、第二十二 NMOS管、第十九 PMOS管、第二十 PMOS管、第二 ^一 PMOS管和第五电阻，第二十二 NMOS 管的源极经由第五电阻与地相连，第二十二 NMOS管栅极与第十五 NMOS管的漏极相连，第二十二 NMOS管的漏极与第二十一 PMOS管的漏极相连，第十五 NMOS管的源极与地相连，第十五 NMOS管的栅极与第二十二 NMOS管的源极相连，第十五 NMOS管漏极与第二十 PMOS 管的漏极相连，第二十 PMOS管的栅极与第二十一 PMOS管的栅极相连，第二十 PMOS管源极接电源，第二十一 PMOS管的漏极与其栅极相连，第二十一 PMOS管的源极接电源，第十九 PMOS管的源极接电源，第十九 PMOS管的栅极接第二十 PMOS管的栅极，第十九 PMOS管的漏极输出第二限制电流；所述镜像电路包括第十四 NMOS管和第十六 NMOS管、第二十三 PMOS管和第二十四 PMOS管，第十四 NMOS管的漏极与第十九 PMOS管和第十八 PMOS管的漏极以及第十四 NMOS管的栅极相连，第十四 NMOS 管的源极接地，第十四 NMOS 管的栅极接第十六 NMOS管的栅极，第十六 NMOS管的源极接地，第十六 NMOS管的漏极接第二十三 PMOS管的漏极，第二十三 PMOS管的漏极与其栅极相连，第二十三 PMOS管的栅极与第二十四 PMOS管的栅极相连，第二十三 PMOS管的源极接电源，第二十四 PMOS管的源极接电源，第二十四 PMOS管的漏极输出所述限制电流，

第四电阻等于第五电阻，第十三 NMOS管的栅源电压等于第十五 NMOS管的栅源电压，第十八 PMOS管与第十七 PMOS管之间的电流复制比例等于第十九 PMOS管与第二 ^一 PMOS管之间的电流复制比例。

7、根据权利要求 4所述的电路，其特征在于：所述采样电流产生电路包括形成电流镜的第七 NMOS管和第八 NMOS管，流过第八 NMOS管的电流为初次采样电流，初次采样电流经过镜像复制后得到流经第七 NMOS管的采样电流，所述初次采样电流与主级侧的电感电流成正比。

8、一种 AC-DC电源转换器，其包括:

主级侧的功率开关；电压采样电路，采样表征 AC-DC电源转换器的输出电压的反馈电压；

电流采样电路，采样表征主级侧的电感电流的采样电流；电流调制电路包括：

振荡器，产生频率与反馈电压成反比的时钟信号；电流限制电路，比较采样电流和限制电流，所述限制电流与反馈电压成正比，在所述采样电流小于所述限制电流时，输出无效的过流保护信号，在所述采样电流大于所述限制电流时，输出有效的过流保护信号；和

控制电路，基于所述时钟信号开启所述功率开关，在所述过流保护信号有效时去关断所述功率开关。

9、根据权利要求 8所述的电源转换器，其特征在于：所述振荡器包括恒定电流源、充电电容、 NMOS放电管、比较器和延时电路，所述电流源与充电电容依次串联连接在电源和地之间，所述电流源与充电电容的连接节点与所述比较器的正相输入端相接，所述比较器的输出端经由延时电路与所述 NMOS放电管的栅极相接，所述比较器的反相输入端接所述反馈电压，所述 NMOS放电管的漏极与所述比较器的正相输入端相接，所述 NMOS放电管的源级与地相接，所述电流源与电容的连接节点作为输出端以输出三角波信号。

10、根据权利要求 9所述的电源转换器，其特征在于：所述延时电路与 NMOS放电管的栅极的连接节点作为另一输出端以输出时钟信号。

11、根据权利要求 8所述的电源转换器，其特征在于：所述电流限制电路包括限制电流产生电路，

所述限制电流产生电路基于反馈电压产生与反馈电压成正比的限制电流，所述限制电流与所述采样电流在竞争节点进行电流竞争，在限制电流大于采样电流时，竞争节点输出无效的过流保护信号，在限制电流小于采样电流时，竞争节点输出有效的过流保护信号。

12、根据权利要求 11所述的电源转换器，其特征在于：所述限制电流产生电路包括运算放大器、第三电阻、第四 NMOS 管、第五 PMOS管和第六 PMOS管，

所述运算放大器的正相输入端接所述反馈电压，输出端接第四 NMOS管的栅极，第四 NMOS管的源极与第三电阻相接，运算放大器的反相输入端与第四 NMOS管和第三电阻的连接节点相连，第三电阻的另一端接地，第五 PMOS管的漏极与第四 NMOS管的漏极及第五 PMOS管的栅极相连，第五 PMOS管的源极接电源相连，第五 PMOS管的栅极与第六 PMOS管的栅极相连，第六 PMOS管的源极接电源相连，第六 PMOS管的漏极输出所述限制电流。