WO2011138241A1 - SCHALTUNGSANORDNUNG ZUR ERMITTLUNG DES SCHLIEßZEITPUNKTS EINES VENTILS MIT EINER EINEN ANKER BETÄTIGENDEN SPULE - Google Patents

SCHALTUNGSANORDNUNG ZUR ERMITTLUNG DES SCHLIEßZEITPUNKTS EINES VENTILS MIT EINER EINEN ANKER BETÄTIGENDEN SPULE Download PDF

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Stephan Bolz
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Definitions

  • Circuit arrangement for determining the closing time of a valve with an armature-actuating coil
  • the fuel is injected by means of injectors into the combustion chamber.
  • injectors In order to meet the high demands on the pollutant concentration in the exhaust gas and thus on the quality of combustion, it is necessary to know the injection z time and the duration of injection exactly or to determine.
  • the injectors are often driven by coils, whereby energizing the coil moves an armature which opens the valve.
  • the opening time can be determined with sufficient accuracy by the beginning of the energization of the coil.
  • the problem is, however, the closing time, since the current through the coil after switching off the active current does not abruptly ends, but must be reduced due to the magnetic energy stored in the coil via a freewheel.
  • the solution local provides to filter the current curve or the Ver ⁇ running a drop at a shunt resistor voltage by means of a low-pass filter and subtract the filtered and unfiltered signal waveforms of each other and can be seen from the zero crossings of the time interval in which the characteristic course due to the movement ⁇ stop the anchor lies. From the local figure 3 it can be seen, however, that this method is not very accurate, since only a time window is obtained within which the closing time of an actuated by means of the armature valve. However, this is insufficient for the high accuracy requirements of fuel injectors.
  • a method for determining the closing time of a valve driven by a coil valve can be removed, in which the difference of a first voltage, which is representative of that in the coil due to after switching off the active Energization of the coil taking place degradation of the magnetic energy stored in the coil and the induction due to the armature movement flowing current, and a second voltage, which is representative of the
  • the second voltage is tapped on a discharging capacitor, the charge of the capacitor being triggered by the high voltage peak occurring on the coil after switching off the active current supply.
  • FIG. 4 A circuit arrangement for carrying out the method is given in Figures 4 and 5 of the non-prepublished application.
  • a voltage divider Figure 5: resistors R20, R21
  • Transistor is connected to the connection point of the series circuit of two diodes and a resistor connected in parallel with the boost voltage.
  • the transistor turns on when the active energization of the valve coil is turned off and the induced voltage rises to a diode forward voltage above the boost voltage, since this voltage is across a diode at the emitter of the transistor whose base is two diode forward voltages below the boost voltage. This will charge the capacitor very fast.
  • Switching transistor for charging the capacitor for the boost voltage of about 60 volts must be designed and thus is relatively expensive as a single transistor.
  • the object of the invention is therefore to provide a less expensive and less expensive solution.
  • the object is achieved by a circuit arrangement for determining the closing time of a valve with an egg ⁇ nen armature actuated coil, with a voltage divider of at least three resistors whose first terminal is connected to ei ⁇ nem terminal of the coil and whose second terminal is connected to ground potential, wherein the first resistor connected to the first terminal is high-impedance in comparison with the other resistors, with a differential amplifier whose output is connected via a fourth resistor to its inverting input, whose non-inverting input can be acted upon by the voltage divider with a first voltage which is representative of the armature actuating coil due to the depletion of the magnetic energy stored in the coil and the induction due to the armature movement occurring after the active energization of the coil has stopped.
  • the inverting input of the differential amplifier is connected via a fifth resistor to the first terminal of a parallel circuit of a capacitor and a sixth resistor whose second terminal is connected to Massepo ⁇ potential.
  • the circuit arrangement also includes a controllable switching element, its driving path Zvi ⁇ rule arranged the terminal of the first resistor which is not connected to the terminal of the coil, and the first terminal of the parallel circuit and whose control terminal is connected to the positive supply potential of the differential amplifier.
  • an exponentially decaying reference signal is generated, the clamping voltage ⁇ extending largely corresponds to the ER- witnessed due to the self-induction portion of the coil voltage.
  • the movement-induced portion of the coil voltage is amplified to an advantageous value and output with reference to ground potential.
  • Circuit can be produced very inexpensively with the simplest components because it is - except for the resistance of the voltage divider, which is connected to the coil - ideal for integration into an integrated circuit.
  • Fig. 1 shows a conventional half-bridge for controlling a
  • FIG. 3 shows the signal curves of the coil voltage, the reference voltage and the amplified differential signal and.
  • Fig. 4 shows a circuit arrangement according to the invention with two
  • This voltage now increases, being limited by the diodes Dl, D3 to a value of V_boost and the forward voltages of the diodes Dl, D3.
  • a typical value is about 55V.
  • the designated measurement point ⁇ terminal of the coil is connected to the connection point of the measurement circuit of the invention of FIG. 2.
  • connection with the measuring point of the circuit arrangement according to FIG. 2 is connected to ground potential 0 via a voltage divider comprising three resistors R 1, R 4 and R 6.
  • the connection point between the resistors R4 and R6 of the voltage divider is connected to the noninverting input 3 of an operational amplifier IC1A.
  • the Operations ⁇ amplifier IC1AA has a positive supply potential of +5 volts and a negative supply potential, which is connected to the ground terminal 0V. It is connected as an inverting differential amplifier in that its output terminal 1 is fed back to the inverting input 2 via a fourth resistor R7.
  • the coil of the Kraftstoffin can be discharged ektor, wherein a proportion of these coils ⁇ voltage applied as a voltage drop across the resistor R6 at not inver ⁇ tierenden input 3 of the operational amplifier IC1A.
  • the first resistor Rl of the voltage divider is substantially larger than the resistors R4 and R6, so that the relatively ho ⁇ he coil voltage is divided down to a voltage value that can be processed by the operational amplifier IC1A.
  • the reference voltage which is intended to represent the signal component of the coil voltage generated solely on the basis of the self-induction, is produced by the discharge of a capacitor Cl ⁇
  • the capacitor Cl is excluded on the one hand as pnp transistor T4 formed controllable switch charged, the switch with its control path between the connecting point of the resistors Rl and R4 of the voltage divider and that of the Paral ⁇ lelscrien from the capacitor Cl and the sixth resistor R3, which is not connected to ground potential, is arranged.
  • the control terminal of the transistor T4 is connected to the positive supply potential +5 volts of the Differenzver ⁇ amplifier IC1A.
  • the coil voltage at the measuring point is about 0 volts due to the conductive Tran ⁇ sistor T3. Since the base of the transistor T4 of the erfindungsge ⁇ MAESSEN circuit arrangement according to FIG. 2 is connected to the positive supply potential +5 volts and its emitter ⁇ on the basis of the connection via the first resistor Rl of the voltage divider to the measuring point has approximately ground potential, the transistor T4 blocked. Thus, the voltage at the non-inverting input of the differential amplifier IC1A also has almost ground potential, so that the output of the differential amplifier IC1A assumes ground potential. Since the transistor T4 is turned off and the capacitor C1 is discharged substantially across the sixth resistor, the voltage across the capacitor Cl is about 0 volts. If now the active energization of the fuel in ektorspule
  • L_inj is terminated by blocking the transistors Tl and T3, the coil voltage jumps at the measuring point to a voltage ⁇ value, which is about the forward voltage of the diode Dl on the supply voltage V_boost. A typical value for this is +55 volts.
  • the resistors Rl and R4, and R6 of the clamping ⁇ voltage divider are such that the voltage at the emitter of the PNP transistor T4 is sufficiently large to make this turn so selected.
  • the voltage at the emitter of the PNP transistor T4 is limited to a value of about 5.7 volts resulting from the base voltage of +5 volts and the base emitter voltage of about 0.7 volts.
  • a current flows, which is determined by the value of the first resistor Rl and the differential voltage of 55 volts and 5.7 volts.
  • the charging of the capacitor Cl is completed when the transistor T4 has reached its saturation voltage of ⁇ 0.01 volts.
  • the capacitor Cl then remains charged to about 5.7 volts as long as the coil voltage is high enough. Subsequently, the charging current flows through the base of the transistor T4 to the positive supply voltage +5 volts.
  • the coil voltage drops exponentially from 55 volts. This is shown in the upper diagram of FIG. 3. As long as the coil voltage is so large that the voltage at Emitteran- circuit of the transistor T4 mathematically above 5, 7 volts, the transistor T4 is switched on and acts on the ⁇ sem node as a voltage limiter. If the coil voltage drops below this value, the transistor T4 switches off. The voltage at the emitter of the transistor T4 is now determined by the voltage divider Rl, R4 and R6. This is the end of the voltage limitation or the measurement start of the coil voltage.
  • This voltage is shown as a waveform 1 in the middle Diag ⁇ ram of FIG. 3.
  • the capacitor begins Cl to discharge via the sixth resistor R3 and the series scarf ⁇ tion of the resistors R5 and R7. This is the start of the reference signal, which is also shown in the middle diagram of FIG. 3 as signal course 2.
  • the differential amplifier IC1A now forms the difference between the divided coil voltage and the reference signal and amplifies them. Thereby, the movement-induced Kom ⁇ component of the coil voltage is reduced by the gain of the dif- ference amplifier increases as a positive voltage signal at the output of the voltage differential amplifier applied.
  • the Ver ⁇ run is shown in the lower diagram of FIG.
  • the circuit arrangement according to the invention can also be used for a plurality of fuel injections, an example of two fuel injectors being shown in FIG. 4.
  • Respective measuring points measuring point 1, measuring point 2 are connected via resistors Rl 'and Rl''and diodes D4 and D5 to the emitter terminal of the PNP transistor T4.
  • resistors R1 ', R4 and R6 or the resistors R1', R4 and R6 form the voltage divider for supplying the coil voltage to the noninverting input 3 of the differential amplifier IC1A.
  • the formwork can processing arrangement be adapted very easily by changing the components values.
  • the voltage values behind the first resistor R 1 are so small that the circuit arrangement is very well suited for implementation in an integrated circuit.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Ermittlung des Schließzeitpunkts eines Ventils mit einer einen Anker betätigenden Spule (L_inj), mit einem Spannungsteiler aus wenigstens drei Widerständen (R1, R4, R6), dessen erster Anschluss mit einem Anschluss der Spule (Messpunkt) verbindbar und dessen zweiter Anschluss mit Massepotential (OV) verbunden ist, wobei der mit dem ersten Anschluss verbundene erste Widerstand (R1) hochohmig im Vergleich mit den anderen Widerständen (R4, R6) ist, mit einem Differenzverstärker (IC1A), dessen Ausgang (1) über einen vierten Widerstand (R7) mit dessen invertierendem Eingang (2) verbunden ist, dessen nicht - invertierender Eingang (3) über den Spannungsteiler (R1, R4, R6 ) mit einer ersten Spannung beaufschlagbar ist, die repräsentativ für den in der den Anker betätigenden Spule (L_inj) aufgrund des nach dem Abschalten der aktiven Bestromung der Spule (L_inj) stattfindenden Abbaus der in der Spule (L_inj) gespeicherten magnetischen Energie und der Induktion aufgrund der Ankerbewegung fließenden Strom ist, dessen invertierender Eingang (2) über einen fünften Widerstand (R5) mit dem ersten Anschluss einer Parallelschaltung aus einem Kondensator (C1) und einem sechsten Widerstand (R3) verbunden ist, deren zweiter Anschluss mit Massepotential (OV) verbunden ist, und mit einem steuerbaren Schaltelement (T4), dessen Steuerstrecke zwischen dem Anschluss des ersten Widerstands (R1), der nicht mit dem Anschluss der Spule (Messpunkt) verbunden ist, und dem ersten Anschluss der Parallelschaltung (C1, R3) angeordnet und dessen Steueranschluss mit dem positiven Versorgungspotential (+5V) des Differenzverstärkers (IC1A) verbunden ist.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur Ermittlung des Schließzeitpunkts eines Ventils mit einer einen Anker betätigenden Spule
Bei heutigen Verbrennungsmotoren wird der Kraftstoff mittels Injektoren in den Brennraum eingespritzt. Um die hohen Anforderungen an die Schadstoffkonzentration im Abgas und damit an die Verbrennungsgüte erfüllen zu können, ist es nötig, den Einsprit z Zeitpunkt und die Einspritzdauer genau zu kennen bzw. zu bestimmen.
Die Injektoren werden häufig durch Spulen angetrieben, wobei durch die Bestromung der Spule ein Anker bewegt wird, der das Ventil öffnet. Der Öffnungszeitpunkt kann durch den Beginn der Bestromung der Spule hinreichend genau bestimmt werden. Problematisch ist jedoch der Schließzeitpunkt, da der Strom durch die Spule nach dem Abschalten der aktiven Bestromung nicht abrupt endet, sondern aufgrund der in der Spule gespei- cherten magnetischen Energie über einen Freilauf abgebaut werden muss. Solange in der Spule jedoch noch ein Strom fließt, dessen Größe nicht genauer bekannt ist, kann nur schwer vorhergesagt werden, wann die aufgrund des Magnetfelds erzeugte Kraft auf den Anker ausreichend klein geworden ist, um ein Schließen des Ventils aufgrund einer Federkraft zu er¬ möglichen. Außerdem wird nicht nur durch die Selbstinduktion der Spule eine Gegenspannung induziert, sondern dieser durch die Bewegung des Ankers eine weitere Komponente einer Induk¬ tionsspannung überlagert.
Die Frage, ob das Ventil offen oder geschlossen ist, ist von der Position des Ankers abhängig, so dass aus der Kenntnis der Ankerlage auf den Schließzeitpunkt geschlossen werden kann .
Die DE 101 50 199 AI offenbart ein Verfahren und eine Schal¬ tung zur Erkennung der Ankerlage eines Elektromagneten. Dort wird bereits die Überlagerung der in der Spule hervorgerufe- nen Ströme aufgrund der Selbstinduktion und der Ankerbewegung dargelegt und hervorgehoben, dass der Anschlag des Ankers in einer Endposition an einem charakteristischen Verlauf des Spulenstroms zu erkennen ist. Es wird auch auf die Möglich- keit der Differentiation des Stromverlaufs hingewiesen, diese jedoch wegen des hohen Aufwands als unpraktisch verworfen. Die dortige Lösung sieht vor, den Stromverlauf bzw. den Ver¬ lauf einer an einem Shunt-Widerstand abfallenden Spannung mittels eines Tiefpasses zu filtern und die gefilterten und ungefilterten Signalverläufe voneinander abzuziehen und aus den Null-Durchgängen auf das Zeitintervall zu erkennen, in dem der charakteristische Verlauf aufgrund des Bewegungs¬ stopps des Ankers liegt. Aus der dortigen Figur 3 ist jedoch zu erkennen, dass diese Methode nicht sehr genau ist, da lediglich ein Zeitfenster erhalten wird, innerhalb dessen der Schließzeitpunkt eines mittels des Ankers betätigten Ventils liegt. Für die hohen Genauigkeitsanforderungen bei Kraftstoffinjektoren ist dies jedoch unzureichend.
Der nicht vorveröffentlichten Anmeldung mit dem Aktenzeichen 10 2009 032 521.2-26 ist ein Verfahren zur Ermittlung des Schließzeitpunkts eines von einer Spule getriebenen Ventils entnehmbar, bei dem die Differenz einer ersten Spannung, die repräsentativ für den in der Spule aufgrund des nach dem Abschalten der aktiven Bestromung der Spule stattfindenden Abbaus der in der Spule gespeicherten magnetischen Energie und der Induktion aufgrund der Ankerbewegung fließenden Strom ist, und einer zweiten Spannung, die repräsentativ für den
Anteil des in der Spule fließenden Stroms allein aufgrund des Abbaus der in der Spule gespeicherten magnetischen Energie ist, gebildet wird, um den allein wegen der Induktion aufgrund der Ankerbewegung erzeugten Spannungsanteil zu gewin- nen. Die zweite Spannung wird dabei an einem sich entladenden Kondensator abgegriffen, wobei die Ladung des Kondensators getriggert durch die sich an der Spule nach dem Abschalten der aktiven Bestromung einstellende hohe Spannungsspitze er- folgt. Die erste Spannung und die daraus gewonnene Ladespan¬ nung für den Kondensator werden über einen Spannungsteiler aus der sich an der Spule aufgrund der Beschaltung mit dem Spannungsteiler sich ergebenden Spannung gewonnen.
Eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens ist in den Figuren 4 und 5 der nicht vorveröffentlichten Anmeldung angegeben. Dort ist der über eine Freilaufdiode mit der Versorgungsspannung (Boost-Spannung) verbundene Anschluss der In ektorspule über einen Spannungsteiler (Figur 5: Widerstände R20, R21) mit Massepotential verbunden, so dass über die¬ sen Bypass der Spulenstrom detektiert werden kann. Parallel zu dem Spannungsteiler ist die Steuerstrecke eines Transis¬ tors in Serie zu der Parallelschaltung zu einem Kondensator und einem Widerstand geschaltet. Der Steueranschluss des
Transistors ist mit dem Verbindungspunkt der Serienschaltung aus zwei Dioden und einem Widerstand die parallel zur Boost- Spannung geschaltet sind, verbunden. Damit schaltet der Transistor ein, wenn die aktive Bestromung der Ventilspule abgeschaltet wird und die induzierte Spannung auf eine Diodendurchlassspannung über der BoostSpannung ansteigt, da diese Spannung über eine Diode am Emitter des Transistors liegt, dessen Basis zwei Diodendurchlassspannungen unter der BoostSpannung liegt. Hierdurch wird der Kondensator sehr schnell geladen. Da die in der Spule gespeicherte Ener¬ gie auch über die Spannungsteilerwiderstände und die Ladung des Kondensators abgebaut wird, sinkt die Spannung an der Spule unter die BoostSpannung, so dass die Ladung des Konden- sators schnell beendet wird, da der Transistor wieder ab¬ schaltet. Nun entlädt sich der Kondensator im Wesentlichen über den parallel zu ihm geschalteten Widerstand, wobei die sich ergebende Spannung am Kondensator als für die in der Spannung durch Selbstinduktion erzeugte Spannung repräsenta- tiv durch geeignete Wahl der Werte des Kondensators und des parallel geschalteten Widerstands einstellbar ist. Diese Spannung wird mit der gesamten Spulenspannung einem Differenzverstärker zugeführt, der als Ausgangssignal den nur durch die Bewegung des Ventilankers induzierten Anteil der Spulenspannung liefert.
Problematisch bei dieser Schaltung ist jedoch, dass der
Schalttransistor zum Laden des Kondensators für die Boost- spannung von etwa 60 Volt ausgelegt sein muss und damit als Einzeltransistor relativ teuer ist.
Die Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine weniger aufwän- dige und kostengünstigere Lösung anzugeben.
Die Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung zur Ermittlung des Schließzeitpunkts eines Ventils mit einer ei¬ nen Anker betätigenden Spule, mit einem Spannungsteiler aus wenigstens drei Widerständen, dessen erster Anschluss mit ei¬ nem Anschluss der Spule verbindbar und dessen zweiter Anschluss mit Massepotential verbunden ist, wobei der mit dem ersten Anschluss verbundene erste Widerstand hochohmig im Vergleich mit den anderen Widerständen ist, mit einem Diffe- renzVerstärker , dessen Ausgang über einen vierten Widerstand mit dessen invertierendem Eingang verbunden ist, dessen nicht-invertierender Eingang über den Spannungsteiler mit einer ersten Spannung beaufschlagbar ist, die repräsentativ für den in der den Anker betätigenden Spule aufgrund des nach dem Abschalten der aktiven Bestromung der Spule stattfindenden Abbaus der in der Spule gespeicherten magnetischen Energie und der Induktion aufgrund der Ankerbewegung fließenden Strom ist. Der invertierende Eingang des Differenzverstärkers ist über einen fünften Widerstand mit dem ersten Anschluss einer Parallelschaltung aus einem Kondensator und einem sechsten Widerstand verbunden, deren zweiter Anschluss mit Massepo¬ tential verbunden ist. Die Schaltungsanordnung weist außerdem ein steuerbares Schaltelement auf, dessen Steuerstrecke zwi¬ schen dem Anschluss des ersten Widerstands, der nicht mit dem Anschluss der Spule verbunden ist, und dem ersten Anschluss der Parallelschaltung angeordnet und dessen Steueranschluss mit dem positiven Versorgungspotential des Differenzverstärkers verbunden ist. Durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung wird ein expo- nentiell abklingendes Referenzsignal erzeugt, dessen Span¬ nungsverlauf weitgehend dem aufgrund der Selbstinduktion er- zeugten Anteil der Spulenspannung entspricht. Es erfolgt eine spannungsmäßige Synchronisation von Spulenspannung und Beginn des Referenzsignals sowie eine Differenzbildung von Spulen¬ spannung und Referenzsignal. Es wird der bewegungsinduzierte Anteil der Spulenspannung auf einen vorteilhaften Wert ver- stärkt und mit Bezug auf Massepotential ausgegeben. Die
Schaltung lässt sich mit einfachsten Bauelementen sehr kostengünstig herstellen da sie - bis auf den Widerstand des Spannungsteilers, der mit der Spule verbunden ist - bestens zur Integration in einen integrierten Schaltkreis geeignet ist.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbei¬ spiels mit Hilfe von Figuren näher beschrieben, Dabei zeigen Fig. 1 eine herkömmliche Halbbrücke zur Ansteuerung einer
Spule für einen Kraftstoffin ektor,
Fig. 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, Fig. 3 die Signalverläufe der Spulenspannung, der Referenzspannung und des verstärkten Differenzsignals und
Fig. 4 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit zwei
Messpunkten .
Beim Betrieb der Spule an einer typischen Treiberstufe in Brückenkonfiguration gemäß Fig. 1 ist während der Einschaltphase ein Anschluss der Spule L_Inj über den Transistor T3 mit Masse verbunden, während der andere über wahlweise einen von zwei Transistoren Tl, T2 mit einer Betriebsspannung V_bat oder V_boost verbunden wird. Dadurch baut sich ein Betriebsstrom durch die Spule L_Inj auf, der zum Anziehen eines Ankers des Kraftstoffin ektors führt. In der Ausschaltphase sind alle Transistoren Tl, T2, T3 aus¬ geschaltet, und aufgrund der Selbstinduktion der Spule L_Inj wird nun eine Spannung induziert, deren Vorzeichen der Ein- schaltSpannung entgegengesetzt ist. Diese Spannung steigt nun an, wobei sie durch die Dioden Dl, D3 auf einen Wert von V_boost und den Durchlassspannungen der Dioden Dl, D3 begrenzt wird. Ein typischer Wert ist ca. 55V. Der mit Mess¬ punkt bezeichnete Anschluss der Spule ist mit dem Anschluss Messpunkt der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 verbunden.
Der mit Messpunkt bezeichnete Anschluss der Schaltungsanord¬ nung gemäß Fig. 2 ist über einen Spannungsteiler aus drei Wi- derständen Rl, R4 und R6 mit Massepotential 0 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R4 und R6 des Spannungsteilers ist mit dem nichtinvertierenden Eingang 3 eines Operationsverstärkers IC1A verbunden. Der Operations¬ verstärker IC1AA hat ein positives Versorgungspotential von +5 Volt und ein negatives Versorgungspotential, das mit dem Masseanschluss 0V verbunden ist. Er ist als invertierender Differenzverstärker beschaltet, indem sein Ausgangsanschluss 1 über einen vierten Widerstand R7 auf den invertierenden Eingang 2 rückgekoppelt ist.
Durch den Spannungsteiler Rl, R4, R6 kann sich die Spule des Kraftstoffin ektors entladen, wobei ein Anteil dieser Spulen¬ spannung als Spannungsabfall am Widerstand R6 am nicht inver¬ tierenden Eingang 3 des Operationsverstärkers IC1A anliegt. Der erste Widerstand Rl des Spannungsteilers ist wesentlich größer als die Widerstände R4 und R6, so dass die relativ ho¬ he Spulenspannung auf einen Spannungswert heruntergeteilt wird, der von dem Operationsverstärker IC1A verarbeitet werden kann.
Die Referenzspannung, die den allein aufgrund der Selbstinduktion erzeugten Signalanteil der Spulenspannung repräsentieren soll, wird durch die Entladung eines Kondensators Cl ^
über einen parallel geschalteten sechsten Widerstand R3 erzeugt und über einen fünften Widerstand R5 an den invertie¬ renden Eingang 2 des Differenzverstärkers IC1A angelegt. Der Kondensator Cl wird über einen als pnp-Transistor T4 ausge- bildeten steuerbaren Schalter aufgeladen, wobei der Schalter mit seiner Steuerstrecke zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände Rl und R4 des Spannungsteilers und dem der Paral¬ lelschaltung aus dem Kondensator Cl und dem sechsten Widerstand R3, der nicht mit Massepotential verbunden ist, an- geordnet ist. Der Steueranschluss des Transistors T4 ist mit dem positiven Versorgungspotential +5 Volt des Differenzver¬ stärkers IC1A verbunden.
Während die Spule mit der Brückenschaltung gemäß Fig. 1 über die Transistoren Tl und T3 geladen wird, beträgt die Spulenspannung am Messpunkt ca. 0 Volt aufgrund des leitenden Tran¬ sistors T3. Da die Basis des Transistors T4 der erfindungsge¬ mäßen Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 mit dem positiven Versorgungspotential +5 Volt verbunden ist und sein Emitter auf¬ grund der Verbindung über den ersten Widerstand Rl des Spannungsteilers mit dem Messpunkt annähernd Massepotential hat, ist der Transistor T4 gesperrt. Damit hat die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Differenzverstärkers IC1A ebenfalls nahezu Massepotential, so dass auch der Ausgang des Differenzverstärkers IC1A Massepotential annimmt. Da der Transistor T4 gesperrt ist und der Kondensator Cl im Wesentlichen über den sechsten Widerstand entladen ist, beträgt auch die Spannung am Kondensator Cl etwa 0 Volt. Wenn nun die aktive Bestromung der Kraftstoffin ektorspule
L_inj durch Sperren der Transistoren Tl und T3 beendet wird, springt die Spulenspannung am Messpunkt auf einen Spannungs¬ wert, der um die Durchlassspannung der Diode Dl über der Versorgungsspannung V_boost liegt. Ein typischer Wert hierfür sind +55 Volt. Die Widerstände Rl und R4 und R6 des Span¬ nungsteilers sind so gewählt, dass die Spannung am Emitter des pnp-Transistors T4 ausreichend groß wird, damit dieser einschaltet. Die Spannung am Emitter des pnp-Transistors T4 wird auf einen Wert von etwa 5, 7 Volt begrenzt, der sich aus der Basisspannung von +5 Volt und der Basisemitterspannung von etwa 0,7 Volt ergibt. Durch den ersten Widerstand Rl des Spannungsteilers fließt ein Strom, der durch den Wert des ersten Widerstands Rl und die Differenzspannung von 55 Volt und 5,7 Volt bestimmt ist.
Der Anteil des Stromes durch den ersten Widerstand Rl, wel¬ cher nicht durch die Reihenschaltung der weiteren Widerstände R4 und R6 des Spannungsteilers nach Masse fließt, gelangt durch den Transistor T4 an den Kondensator Cl und lädt diesen rasch auf. Wichtig ist dabei, dass die Werte der Widerstände R4 und R6 wesentlich geringer sind als die Werte der Widerstände R5 und R7. Der Aufladevorgang des Kondensators Cl ist beendet, wenn der Transistor T4 seine Sättiungsspannung von <0,01 Volt erreicht hat. Der Kondensator Cl bleibt dann auf ca. 5,7 Volt aufgeladen, solange die Spulenspannung groß genug ist. Anschließend fließt der Ladestrom über die Basis des Transistors T4 nach der positiven Versorgungsspannung +5 Volt ab.
Sind die Werteverhältnisse der Widerstände R4 und R6 sowie R5 und R7 gleich gewählt, so wird am Ausgang des Differenzverstärkers IC1A eine Spannung von <0,1 Volt entstehen.
Die Spulenspannung sinkt von 55 Volt exponentiell ab. Dies ist im oberen Diagramm der Fig. 3 dargestellt. Solange die Spulenspannung so groß ist, dass die Spannung am Emitteran- schluss des Transistors T4 rechnerisch oberhalb von 5, 7 Volt liegt, ist der Transistor T4 eingeschaltet und wirkt an die¬ sem Knoten als Spannungsbegrenzer. Unterschreitet die Spulenspannung diesen Wert, so schaltet der Transistor T4 aus. Die Spannung am Emitter des Transistors T4 wird nun durch den Spannungsteiler Rl, R4 und R6 bestimmt. Dies ist das Ende der Spannungsbegrenzung bzw. der Messbeginn der Spulenspannung.
Diese Spannung ist als Signalverlauf 1 in dem mittleren Diag¬ ramm der Fig. 3 dargestellt. Zugleich beginnt der Kondensator Cl sich über den sechsten Widerstand R3 und die Reihenschal¬ tung der Widerstände R5 und R7 zu entladen. Dies ist der Start des Referenzsignals, das als Signalverlauf 2 ebenfalls im mittleren Diagramm der Fig. 3 dargestellt ist.
Der Differenzverstärker IC1A bildet nun die Differenz der heruntergeteilten Spulenspannung und des Referenzsignals und verstärkt diese. Hierdurch wird die bewegungsinduzierte Kom¬ ponente der Spulenspannung um den Verstärkungsfaktor des Dif- ferenzVerstärkers vergrößert als positives Spannungssignal am Ausgang des Spannungsdifferenzverstärkers anliegen. Der Ver¬ lauf ist im unteren Diagramm der Fig. 3 dargestellt.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann auch für mehre- re Kraftstoffin ektionen verwendet werden, wobei in der Fig. 4 ein Beispiel für zwei Kraftstoffin ektoren dargestellt ist. Gleiche Schaltungsbestandteile sind dabei mit gleichen Be¬ zugszeichen wie in der Figur 2 versehen. Jeweilige Messpunkte Messpunkt 1, Messpunkt 2 sind dabei über Widerstände Rl ' bzw. Rl ' ' und Dioden D4 bzw. D5 mit dem Emitteranschluss des pnp- Transistors T4 verbunden. Bei abwechselndem Betrieb über den Messpunkt 1 bzw. über den Messpunkt 2 bilden somit entweder die Widerstände Rl ' , R4 und R6 oder die Widerstände Rl ' ' , R4 und R6 den Spannungsteiler zur Zuführung der Spulenspannung an den nichtinvertierenden Eingang 3 des Differenzverstärkers IC1A.
Die Aufgabe ist somit mit einfachsten Mitteln gelöst. Für un¬ terschiedliche Kraftstoffeinsprit zventile kann die Schal- tungsanordnung durch Änderung von Bauteilewerten sehr einfach angepasst werden. In erfindungsgemäßer Weise sind die Spannungswerte hinter dem ersten Widerstand Rl so gering, dass sich die Schaltungsanordnung für eine Realisierung in einer integrierten Schaltung sehr gut eignet.

Claims

Schaltungsanordnung zur Ermittlung des Schließzeitpunkts eines Ventils mit einer einen Anker betätigenden Spule (L_in ) , mit einem Spannungsteiler aus wenigstens drei Widerständen (Rl, R4, R6 ) , dessen erster Anschluss mit einem Anschluss der Spule (Messpunkt) verbindbar und dessen zweiter Anschluss mit Massepotential (0V) verbunden ist, wobei der mit dem ersten Anschluss verbundene erste Widerstand (Rl) hochohmig im Vergleich mit den anderen Widerständen (R4, R6) ist, mit einem Differenzverstärker (IC1A), dessen Ausgang (1) über einen vierten Widerstand (R7) mit dessen invertierendem Eingang (2) verbunden ist, dessen nicht-invertierender Eingang (3) über den Spannungsteiler (Rl, R4, R6 ) mit einer ersten Spannung beaufschlagbar ist, die repräsentativ für den in der den Anker betätigenden Spule (L_inj) aufgrund des nach dem Abschalten der aktiven Bestromung der Spule (L_inj) stattfindenden Abbaus der in der Spule (L_inj) gespeicherten magnetischen Energie und der Induktion aufgrund der Ankerbewegung fließenden Strom ist, dessen invertierender Eingang (2) über einen fünften Widerstand (R5) mit dem ersten Anschluss einer Parallel¬ schaltung aus einem Kondensator (Cl) und einem sechsten Widerstand (R3) verbunden ist, deren zweiter Anschluss mit Massepotential (0V) verbunden ist, mit einem steuerbaren Schaltelement (T4), dessen Steuerstrecke zwischen dem Anschluss des ersten Widerstands (Rl), der nicht mit dem Anschluss der Spule (Messpunkt) verbunden ist, und dem ersten Anschluss der Parallel¬ schaltung (Cl, R3 ) angeordnet und dessen Steueranschluss mit dem positiven Versorgungspotential (+5V) des Diffe¬ renzverstärkers (IC1A) verbunden ist.
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