WO2011087088A1 - 速度・距離検出システム、速度・距離検出装置、および速度・距離検出方法 - Google Patents

速度・距離検出システム、速度・距離検出装置、および速度・距離検出方法 Download PDF

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WO2011087088A1
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transmitter
receiver
distance
frequency
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PCT/JP2011/050551
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宏達 橋爪
雅則 杉本
佐藤　智彦
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大学共同利用機関法人情報・システム研究機構
国立大学法人東京大学
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
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    • G01S11/10—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves using Doppler effect

Definitions

  • the present invention relates to a speed / distance detection system, a speed / distance detection device, and a speed / distance detection method, and more specifically, based on a received signal with a Doppler shift or a propagation delay,
  • the present invention relates to a speed / distance detection system, a speed / distance detection device, and a speed / distance detection method that can measure with high accuracy and in a short time with a small amount of calculation.
  • a basic element of a two-dimensional or three-dimensional coordinate positioning system is distance measurement between two points, and a method of obtaining a distance by measuring a propagation delay of sound and electromagnetic waves and multiplying by a signal propagation speed is widely used.
  • GPS Global Positioning System
  • the relative speed of the transmitter / receiver can be known in addition to the distance, it can be calculated by adding the speed information to the distance information so that the position of the precise position can be determined and the path of the moving object can be accurately interpolated / predicted. Can be applied.
  • a method is known in which a carrier burst is transmitted, and a receiver detects the burst start time, detects a burst start time, obtains a propagation delay, and converts it into a distance.
  • the burst start timing is ambiguous because it is strongly influenced by external noise and the envelope waveform is strongly deformed in a narrow-band transmission line. Since this leads to a decrease in position detection performance, this method is used only for simple applications that do not require high accuracy.
  • the receiver modulates the carrier wave with another signal, the receiver extracts the phase of the modulated signal, and determines the propagation delay at that timing, thereby obtaining high distance measurement accuracy.
  • a relatively long reception time is required for phase detection of a modulated wave. Since GPS requires continuous reception of a signal of several seconds to several tens of seconds or more from the start of signal reception until synchronization is achieved, it is not suitable when distance detection is required in a short time.
  • the position measurement is performed periodically and the distance is calculated from the distance traveled for a certain period of time, and (2) the physical quantity directly related to the speed is measured to calculate the position independently. There is a way to do it.
  • speed information is used for correcting position information, it is useful if a speed measured independently of the position can be obtained. Furthermore, it is more useful if the measurement of the speed can be completed with a high accuracy and in a short time so that it can be regarded as instantaneous in light of the moving speed.
  • speed measurement using a Doppler shift includes a Doppler radar using a millimeter wave electromagnetic wave and a medical echo diagnostic machine.
  • the accuracy of these is about 1/100 of the measurement speed range, and it is impossible to measure the speed of one point of an object in the field of view without contact.
  • an ultrasonic anemometer for weather observation is in practical use as a precision measuring instrument.
  • the measurement speed is an average of 10 to 100 milliseconds, and it is difficult to say that the speed is instantaneously obtained when illuminated with an object moving at several meters / second, such as a human being walking.
  • Doppler velocity detection is nothing but precise frequency measurement of the electric signal.
  • Various methods are known for measuring the frequency of electric signals. For example, if a gate signal of 1/1000 second is generated and the number of times of rising zero of the received signal waveform is counted within this time, the value is obtained by measuring the frequency of the signal in kHz. .
  • the gate time is set to 1000 times and set to 1 second, the accuracy is 1000 times, that is, about 8.5 mm / s, and the measurement accuracy for many applications is satisfied.
  • the speed is 1 second. It becomes the average value. It is not enough when you want to know the speed (instantaneous value) at a specific time to track the movement.
  • the local oscillation frequency is swept with respect to the received signal, converted by frequency mixing, detected through a high-accuracy filter, and the frequency can be known from the sweep time.
  • the frequency sweep is made high speed for high-speed measurement, it will apply frequency modulation to the received signal, making the measurement ambiguous and reducing accuracy.
  • the Doppler shift measurement for detecting the object velocity cannot be performed with high accuracy and in a short time.
  • Patent Document 1 as a method for measuring distances with high accuracy even in a short measurement time when the transmission band is limited in an environment with external noise.
  • a method called a phase matching method is used, and ultrasonic waves of a composite frequency carrier wave, in which carrier waves of two or more frequencies that are relatively close to each other, are superimposed at the same time are transmitted by a transmitter and received by a receiver.
  • the propagation delay is calculated from the time when the phase of each carrier wave has a specific relationship. According to this, it has been confirmed that the distance measurement error is less than 1 mm when measured using a spatial ultrasonic wave of 40 kHz.
  • the signal reception time required for measurement is about 1 ms.
  • Patent Document 1 it is necessary to know the exact frequency of the received signal in advance, and there remains a problem that the error increases when the transmitter and receiver move relative to each other and the carrier wave is received with a Doppler shift. It had been. Moreover, the method of Patent Document 1 cannot obtain the relative speed of the transceiver.
  • Non-Patent Document 1 As a method of detecting the Doppler shift from a short carrier burst and measuring the relative speed of the transceiver in an environment with external noise.
  • a measurement accuracy of about ⁇ 10 mm / s can be obtained by measuring the speed of a moving object of about walking speed (about 1 m / s) of human using ultrasonic waves.
  • Non-Patent Document 1 is a speed measurement method, it is necessary to perform position measurement at a different time with a different waveform. Therefore, the distance and speed cannot be measured strictly at the same time (short time).
  • Japanese Patent Application No. 2009-272707 (unpublished at the time of filing the present application) has applied for a method for measuring the above.
  • the position and speed of the object can be measured simultaneously (short time), but since the distance measurement applies the method when the reception frequency is known, the speed of each time Since it is necessary to prepare the calculation data again based on the measurement value and perform the distance measurement, the calculation amount increases, and this is not necessarily suitable for performing high-speed repeated measurement.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and is a speed / distance detection system and speed / distance detection capable of measuring the speed and distance of a moving body with a small amount of calculation with high accuracy and in a short time. It is an object of the present invention to provide a device and a speed / distance detection method.
  • the present invention includes a transmitter and a receiver, and a speed / distance detection system that detects a distance between the transmitter and the receiver includes: And a receiver for receiving the composite frequency signal transmitted from the transmitter, and a difference between a plurality of power estimation values or amplitude estimation values as a target accuracy.
  • Calculation means for performing calculation speed estimation means for estimating the speed when the difference becomes target accuracy as the speed of the transmitter or receiver, and when the difference becomes target accuracy, Extracting the phase of each of the plurality of frequency signals, calculating the propagation delay time of the plurality of frequency signals between the transmitter and the receiver based on each extracted phase, and based on the calculated propagation delay time
  • the transmitter determines a time reference point at which the phases of the frequency signals have a predetermined relationship based on a plurality of frequency signals, and sets the determined time reference point as the time reference point.
  • the receiver further including the Doppler effect and a propagation delay
  • the calculating means is configured such that a difference between a power estimation value or an amplitude estimation value for the number of reference angular frequencies based on a complex output for the number of reference angular frequencies is a target accuracy.
  • the distance estimation means calculates the phase of each of the plurality of frequency signals from the complex output for the number of reference angular frequencies when the difference reaches a target accuracy. Based on each extracted phase, the propagation delay time of the multi-frequency signal between the transmitter and the receiver is calculated, and between the transmitter and the receiver based on the calculated propagation delay time It is desirable to estimate the distance.
  • the transmitter and the receiver synchronize an internal clock in advance using a predetermined time synchronization method.
  • the calculation means calculates a speed or a reception angular frequency such that a difference between power estimation values or amplitude estimation values for the number of reference angular frequencies is a target accuracy. It is desirable to add a correction according to the frequency characteristics of the receiving element and the speed range of the transmitter.
  • the receiving means receives a signal output from the transmitter by any one of an ultrasonic wave, an electromagnetic wave, and light.
  • the present invention provides a speed / distance detection device that receives a signal output from a transmitter and detects a distance between the transmitter and the device itself.
  • Receiving means for receiving a composite frequency signal transmitted from the transmitter; calculating means for calculating so that a difference between a plurality of estimated power values or amplitude estimated values becomes a target accuracy; and the difference is a target accuracy
  • the speed estimation means for estimating the speed at the time of becoming the speed of the transmitter or receiver, and the phase of the frequency signals for the plurality of times when the difference becomes the target accuracy, respectively, and extracting Based on each phase, a propagation delay time of the multi-frequency signal between the transmitter and the receiver is calculated, and a distance between the transmitter and the receiver is estimated based on the calculated propagation delay time.
  • Distance estimation means Characterized by comprising.
  • the composite frequency signal is determined based on a plurality of frequency signals, a time reference point at which the phase of each of the frequency signals has a predetermined relationship, and the determined time reference point Is a signal obtained by synthesizing the plurality of frequency signals after adjusting the phase of each of the frequency signals, and further, the composite frequency signal received by the receiving means with a Doppler effect and a propagation delay, Quadrature detection is performed at least at the same number of reference angular frequencies as the number of frequency signals, and based on the detection output, complex output calculation means for calculating complex outputs for the number of reference angular frequencies is provided, and the calculation means includes: The speed or reception angle at which the difference between the estimated power value or the estimated amplitude value for the number of reference angular frequencies based on the complex output for the number of reference angular frequencies is the target accuracy.
  • the wave number is calculated, and the distance estimation means extracts the phases of the plurality of frequency signals from the complex outputs corresponding to the number of reference angular frequencies when the difference reaches the target accuracy, and extracts each phase And calculating a propagation delay time of the multi-frequency signal between the transmitter and the receiver, and estimating a distance between the transmitter and the receiver based on the calculated propagation delay time.
  • time synchronization means for synchronizing the transmitter and the internal clock using a predetermined time synchronization method.
  • the calculating means is configured so that a speed or a reference angular frequency at which a difference between power estimation values or amplitude estimation values corresponding to the number of reference angular frequencies becomes a target accuracy. Is preferably corrected in accordance with the frequency characteristics of the receiving element and the speed of the transmitter.
  • the receiving means receives a signal output from the transmitter by any one of an ultrasonic wave, an electromagnetic wave, and light.
  • the present invention provides a speed / distance detection method for detecting a distance from the transmitter by receiving a signal output from the transmitter, and transmitting the signal.
  • the composite frequency signal is determined based on a plurality of frequency signals, a time reference point at which the phase of each of the frequency signals has a predetermined relationship, and the determined time reference point Is a signal obtained by synthesizing the plurality of frequency signals after adjusting the phase of each of the frequency signals, and further, the composite frequency signal received in the reception step with a Doppler effect and a propagation delay, A quadrature detection with at least the same number of reference angular frequencies as the number of the frequency signals, and a complex output calculation step of calculating a complex output for the number of the reference angular frequencies based on the detection output, and in the calculation step, Speed or reception at which the difference between the estimated power value or the estimated amplitude value for the number of reference angular frequencies based on the complex output for the number of reference angular frequencies is the target accuracy.
  • the frequency is calculated, and in the distance estimation step, the phases of the plurality of frequency signals are respectively extracted from the complex outputs corresponding to the number of the reference angular frequencies when the difference reaches the target accuracy, and the extracted phases It is desirable to calculate the propagation delay time of the multi-frequency signal between the transmitter and the receiver based on the above, and to estimate the distance between the transmitter and the receiver based on the calculated propagation delay time .
  • the transmitter transmits a composite frequency signal and receives the signal.
  • a receiving unit that receives the composite frequency signal transmitted from the transmitter, a calculating unit that performs a calculation so that a difference between a plurality of power estimation values or amplitude estimation values is a target accuracy, and the difference
  • the speed estimation means for estimating the speed when the target accuracy is reached as the speed of the transmitter or the receiver, and the phase of the frequency signals for the plurality when the difference reaches the target accuracy, respectively.
  • the transmitter determines a time reference point at which the phases of the frequency signals have a predetermined relationship based on a plurality of frequency signals, and each of the transmitters determines a time reference point based on the determined time reference points.
  • Transmitting the composite frequency signal obtained by synthesizing the plurality of frequency signals after adjusting the phase of the frequency signal, and the receiver further includes a Doppler effect and a propagation delay at the receiving means.
  • Complex output calculation means for performing quadrature detection on the received composite frequency signal at least at the same number of reference angular frequencies as the number of the frequency signals, and calculating complex outputs corresponding to the number of reference angular frequencies based on the detection output.
  • the calculating means has a speed at which a difference between a power estimation value or an amplitude estimation value for the number of reference angular frequencies based on a complex output for the number of reference angular frequencies is a target accuracy.
  • the reception angular frequency is calculated, and the distance estimation unit extracts the phases of the plurality of frequency signals from complex outputs corresponding to the number of the reference angular frequencies when the difference reaches a target accuracy,
  • the propagation delay time of the multi-frequency signal between the transmitter and the receiver is calculated based on each extracted phase, and the distance between the transmitter and the receiver is estimated based on the calculated propagation delay time
  • the transmitter and the receiver are synchronized in advance with an internal clock using a predetermined time synchronization method, so that it is possible to calculate the propagation delay time with a simple calculation. .
  • the calculation means calculates a speed or reception angular frequency such that a difference between power estimation values or amplitude estimation values corresponding to the number of reference angular frequencies is a target accuracy
  • a receiving element Since the correction according to the frequency characteristics of the transmitter and the speed region of the transmitter is added, the difference between the power estimation value or the amplitude estimation value can be calculated with high accuracy.
  • the receiving means receives the signal output from the transmitter by any one of an ultrasonic wave, an electromagnetic wave, and light, and therefore can be expressed by a general linear wave. There is an effect that the present invention can be applied to a thing.
  • FIG. 1 is a conceptual diagram showing a configuration example of a measurement system according to the present invention.
  • FIG. 2 is a flowchart for explaining the outline of the distance / speed detection method according to the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an example of the definition of the time reference point.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a composite frequency beat waveform.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining frequency (speed) estimation based on the power of the composite frequency beat signal.
  • FIG. 6A is a diagram illustrating an example of a result of the speed estimation simulation.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating an example of a result of the speed estimation simulation.
  • FIG. 7A is a diagram illustrating an example of a speed estimation evaluation experiment result.
  • FIG. 1 is a conceptual diagram showing a configuration example of a measurement system according to the present invention.
  • FIG. 2 is a flowchart for explaining the outline of the distance / speed detection method according to the present invention.
  • FIG. 7B is a diagram illustrating an example of a speed estimation evaluation experiment result.
  • FIG. 8A is a diagram illustrating an example of a speed estimation evaluation experiment result.
  • FIG. 8B is a diagram illustrating an example of a speed estimation evaluation experiment result.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a schematic configuration example of the transmitter of FIG.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a schematic configuration example of the receiver of FIG.
  • FIG. 11A is a flowchart for explaining a process in which the estimation unit in FIG. 10 calculates the velocity v r of the transmitter (part 1).
  • Figure 11B is a flowchart illustrating a process of estimating section of FIG. 10 calculates the velocity v r of the transmitter (part 2).
  • FIG. 12A is a diagram for explaining an application example of the present invention.
  • FIG. 12B is a diagram for explaining an application example of the present invention.
  • the speed / distance detection system, the speed / distance detection apparatus, and the speed / distance detection method according to the present invention can be realized by a hardware module, a software module, or a combination thereof.
  • the parts shown in the following flowcharts and the configuration diagrams can be realized by hardware, software, or a combination thereof.
  • FIG. 1 is a conceptual diagram showing a schematic configuration of a measurement system according to the present invention
  • FIG. 2 is a flowchart for explaining an outline of a speed / distance detection method according to the present invention.
  • a measurement system 1 includes a transmitter 2 that transmits ultrasonic waves and a receiver 3 that receives ultrasonic waves and constitutes a speed / distance detection device.
  • the transmitter 2 and the receiver 3 are synchronized in time, and their relative positions can be acquired in a polar coordinate system.
  • the ultrasonic wave propagation delay time d between the transmitter 2 and the receiver 3 is measured, and the propagation delay time d is multiplied by the speed of sound c in the air, so that the object mounted with the transmitter 2 and the receiver 3 are The distance L between the mounted objects can be obtained.
  • the transmission angular frequency ⁇ t of the ultrasonic wave transmitted from the transmitter 2 is determined by the receiver 3. in, is measured become a different reception angular frequency ⁇ r with it.
  • ⁇ r (c / (c ⁇ v)) ⁇ t (1)
  • v is positive in the direction of approach to the receiver 3.
  • the speed v of the transmitter 2 can be expressed by the following expression (2) from the relational expression of the above expression (1).
  • the two-dimensional position and the two-dimensional velocity vector of the object are obtained. If three or more sets are performed, the three-dimensional position and the three-dimensional velocity vector of the object are obtained. Can do. If this measurement is performed for one transmission wave, strict simultaneous measurement of speed and distance becomes possible.
  • the clocks (time) of the transmitter 2 and the receiver 3 are synchronized in advance (step S1).
  • a method for synchronizing the clocks (time) of the transmitter 2 and the receiver 3 for example, a method described in Japanese Patent No. 4041899 of the present applicant can be used.
  • the transmitter 3 transmits an ultrasonic wave of a composite frequency beat signal (composite frequency signal) at a predetermined time (step S2).
  • the timing of the measurement is changed to an electric or optical signal, and separately transmitted from the transmitter 2 to the receiver 3.
  • the transmitter 2 may generate a measurement waveform in response to an instruction such as an electrical signal from the receiver 3.
  • Such a composite frequency beat signal is defined based on a plurality of frequency signals when the phase of each frequency signal has a predetermined relationship, the defined time is defined as a time reference point, and based on the defined time reference point. After adjusting the phase of each frequency signal, a plurality of frequency signals are synthesized.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an example of the definition of the time reference point.
  • a beat is generated (c in FIG. 3).
  • phase phi 2 the carrier phase phi 1 and frequency f 2 of the carrier frequency f 1, it is taken out of 2ms which is the time until node from nodes of the beat, the phase phi 1 and the phase phi 2 is It goes back and forth between - ⁇ radians and ⁇ radians many times (d and e in FIG. 3).
  • FIG. 4 shows an example of a combined composite frequency beat waveform.
  • the composite frequency beat waveform shown in FIG. 4 is a two-frequency beat signal obtained by synthesizing two adjacent frequency waveforms. The same waveform as the two-frequency beat signal used for distance measurement is used to determine the phase, amplitude, and frequency deviation of the two carriers of the beat, and the position and velocity are measured simultaneously.
  • the composite frequency beat signal can be expressed by, for example, the following expression (3).
  • s (t) a 1 sin ( ⁇ 1 t + ⁇ 1 ) + a 2 sin ( ⁇ 2 t + ⁇ 2 ) (3)
  • a 1 , a 2 , ⁇ 1 , ⁇ 2 , ⁇ 1 , and ⁇ 2 are the amplitude, angular frequency, and initial phase of the signal, respectively.
  • the transmission wave can be generated from the transmitter 2 as a spherical wave having a certain spread, and can be detected by placing a fixed receiver 3 in the transmission aperture.
  • This two-frequency beat signal has one original two-carrier phase difference zero point called the time reference point described above, and this is a reference point for reception time used in distance measurement.
  • the moving transmitter 2 transmits a waveform from this section to the section or a part thereof as a composite frequency beat signal of a single wave packet.
  • the composite frequency beat signal transmitted from the transmitter 2 is received by the receiver 3 as a signal represented by the following expression (4) with propagation delay and Doppler effect (step S3).
  • u (t) a p sin ( ⁇ p t + ⁇ p ) + a q sin ( ⁇ q t + ⁇ q ) (4)
  • c is the speed of sound when this measurement is performed
  • phase ⁇ 1 shifts to ⁇ p and ⁇ 2 shifts to ⁇ q due to propagation delay.
  • the transmission / reception element has an amplitude frequency characteristic, it may fluctuate correspondingly and requires correction.
  • ⁇ B 2 ⁇ ⁇ 40.25 kHz
  • detection outputs of the real part I B and the imaginary part Q B can be obtained.
  • the detection outputs (I A , Q A ) and (I B , Q B ) can be expressed as the following expression (5).
  • the complex output (amplitude / phase estimation amount) a p exp (j ⁇ p ), a q exp (j ⁇ q (j ⁇ q ) is obtained from the detection outputs (I A , Q A ) and (I B , Q B ) of the above equation (5). ) Is calculated (step S5).
  • a p , a q , ⁇ p , and ⁇ q are quantities that do not depend on the reference angular frequencies ⁇ A and ⁇ B , and the four equations are expressed as simultaneous equations.
  • complex outputs such as the following formulas (6) and (7).
  • the unknown angular frequencies ⁇ p and ⁇ q can be obtained by using Doppler's upper equation (2) and the velocity v according to the known original angular frequencies ⁇ 1 and ⁇ 2. Is converted to Therefore, the right side of the equations (6) and (7) can be expressed as a function of only the velocity v. From the squares of the complex outputs of the equations (6) and (7), the received powers a p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) 2 of the following equations (8) and (9) and a q ( ⁇ p (V), ⁇ q (v)) 2 can be obtained. However, the function in the equation is expressed as ⁇ p ⁇ ⁇ p (v) and ⁇ q ⁇ ⁇ q (v) along with the variable conversion from frequency to speed.
  • a p 2 (i B ( ⁇ q (v)) Q A ⁇ i A ( ⁇ q (v)) Q B ) / (i A ( ⁇ p (v)) i B ( ⁇ q (v)) ⁇ i A ( ⁇ q (v)) i B ( ⁇ p (v))) + (r B ( ⁇ q (v)) I A -r A ( ⁇ q (v)) I B ) / (r A ( ⁇ p (v)) r B ( ⁇ q (v)) ⁇ r A ( ⁇ q (v)) r B ( ⁇ p (v))) ⁇ a p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v) 2 ...
  • the left side of the above equations (8) and (9) is a constant value of received power.
  • the right side is a function of power defined on the assumption that the moving speed of the transmitter 2 is v.
  • the received power a p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) 2 estimated from the quadrature detection output of two different reference angular frequencies ⁇ A and ⁇ B is corrected.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining frequency (speed) estimation based on the power of the composite frequency beat signal, and is a diagram illustrating a function of received power when the speed is assumed to be v.
  • the horizontal axis indicates the estimated speed v [m / s], and the vertical axis indicates the received power [W].
  • the transmission waveform is composed of sine waves of 39.75 kHz and 40.25 kHz, the occupied band is very narrow.
  • the amount of frequency shift due to the Doppler effect in the speed range of about walking speed (about 1.5 m / s) is 200 Hz or less, and the frequency components of each sine wave are distributed in a narrow band even after the frequency shift. Therefore, this correction method based on the received power ratio is useful unless each frequency of the transmission waveform is selected near the peak of the frequency characteristic of the sensor. In this embodiment, this correction method is applied, and the mismatch of the received power is eliminated by the ratio for matching the amplitudes of the transmission waveforms.
  • the speed can be detected by analyzing the characteristic and preparing a filter that cancels the characteristic so that the amplitudes coincide with each other.
  • Equation (12) The difference P ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) between the estimated power values of ⁇ A and ⁇ B is as shown in Equation (12).
  • Equation (12) is the target accuracy (below the threshold) (preferably P ( ⁇ p (v), ⁇ q (v))
  • the velocity v or the reception angular frequency ⁇ is calculated (step S6).
  • step S7 simultaneous estimation (in a short time) of the speed v r of the transmitter 2 and the distance L between the transmitter 2 and the receiver 3 is performed (step S7).
  • Expressions (6) and (7) include each phase of the transmission waveform. If the velocity v r is determined, these equations become equations with the phases ⁇ p and ⁇ q as unknowns, and these can be calculated by obtaining the deflection angle of the complex sine wave. By this calculation, the phase coincidence point of the transmission waveform can be obtained correctly as in theory.
  • the deviations of the complex outputs a p exp (j ⁇ p ) and a q exp (j ⁇ q ) of the above formulas (6) and (7) are extracted (the phase portions ⁇ p and ⁇ q are extracted), and the following formula ( The phase estimation amounts ⁇ p and ⁇ q shown in 13) can be obtained.
  • the distance L between the transmitter 2 and the receiver 3 is estimated based on the propagation delay time d and the sound velocity c using the following equation (15).
  • the distance and speed of the moving object under the influence of the Doppler shift are precisely and simultaneously calculated by an efficient calculation method using a short beat signal waveform by a plurality of frequency carriers. It becomes possible to measure.
  • two reference angular frequencies ⁇ A and ⁇ B are used, but three or more reference angular frequencies may be used. That is, the number of reference angular frequencies may be greater than or equal to the number of frequency signals of transmission waves.
  • the difference between the estimated power values a p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) 2 ⁇ 2 ⁇ a q ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) 2 is set to be the target accuracy.
  • the calculation is performed so that the difference a p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) ⁇ ⁇ ⁇ a q ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) of the amplitude estimation value becomes the target accuracy. You may decide to do it. Further, when calculating the difference between the power estimation values a p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) 2 ⁇ 2 ⁇ a q ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) 2 , the speed Although v is a variable, the reception angular frequency ⁇ may be a variable.
  • FIG. 6A and 6B show the results of the speed estimation simulation.
  • FIG. 6A shows the standard deviation of the speed v
  • FIG. 6B shows the error of the speed v.
  • the speed estimation simulation in order to reproduce the Doppler effect, the speed set every 0.1 m / s between -1.5 and 1.5 m / s was substituted into the Doppler equation to cause a frequency shift.
  • a transmission waveform was generated based on this, and noise was added so that the SN ratio was 30 dB.
  • a transmission waveform was generated 30 times for each set speed, and speed estimation was performed.
  • the ultrasonic transmission element was reciprocated one-dimensionally using the electric motor SPvL8M150UA from Oriental motor.
  • An ultrasonic sensor SPM0404UD5 using a MEMS microphone of Knowles Acoustics was used as the transmitting element for T40-16 manufactured by Nippon Ceramic Co., Ltd.
  • the signal processing board is equipped with an AD converter, SRAM, FPGA, MPU, etc., and analog received signals are subjected to quadrature detection by MPU (SH2 / 7145, 48 MHz) of Renesas Technology after AD conversion.
  • a synchronization signal between the transmitter and the receiver is transmitted from the MPU to the transmitter after the quadrature detection is completed.
  • the electric slider on which the transmitting element is installed is installed 1800 mm in front of the receiver and reciprocates within a distance of 1000 to 1800 mm between the transmitter and the receiver.
  • the operating speed can be set between -1.5 and 1.5 m / s every 0.1 m / s. This definition of speed is positive when the transmitter approaches the receiver and negative when it moves away.
  • FIG. 7A and 7B show the evaluation experiment results of speed estimation.
  • FIG. 7A shows the standard deviation of the speed v
  • FIG. 7B shows the error of the speed v. Similar to the simulation, it was confirmed that the error in the evaluation experiment result was small.
  • 8A and 8B show the distance estimation results of the moving body. In particular, FIG. 8A shows a case where the Doppler effect is not considered (when the Doppler effect is ignored), and FIG.
  • measurement is performed 400 times or more at each set speed, and the speed and distance obtained by one measurement are set as a set of (speed, distance), and all measurement data are plotted. .
  • the vertical axis indicates the detected distance, and the horizontal axis indicates the speed at that time.
  • FIG. 8A when the Doppler effect is not considered, it can be seen that the distance estimation error increases as the speed increases.
  • FIG. 8B it can be confirmed from the measurement result of the present invention in which the Doppler effect is taken into account by the estimated speed that the distance estimation error accompanying the increase in speed is greatly reduced.
  • the transmitter 2 determines a time reference point where the phases of the frequency signals have a predetermined relationship based on a plurality of frequency signals, and the determined time reference point
  • the composite frequency signal obtained by synthesizing a plurality of frequency signals after adjusting the phase of each of the frequency signals based on the signal is transmitted, and the receiver 3 receives the composite frequency signal transmitted from the transmitter 2
  • the composite frequency signal received with the Doppler effect and the propagation delay is orthogonally detected with at least the same number of reference angular frequencies as the number of frequency signals, and the complex output for the number of reference angular frequencies based on the detection output.
  • the speed or reception angular frequency so that the difference between the power estimation value or the amplitude estimation value for the number of reference angular frequencies based on the complex output for the number of reference angular frequencies is the target accuracy, and the difference
  • the speed when the target accuracy is reached is estimated as the speed of the transmitter 2 or the receiver 3, and a plurality of frequency signals are obtained from the complex outputs corresponding to the number of reference angular frequencies when the difference becomes the target accuracy.
  • the propagation delay times of the multi-frequency signals between the transmitter 2 and the receiver 3 are calculated based on the extracted phases, and the transmitter 2 and the receiver are calculated based on the calculated propagation delay times.
  • the speed and distance of the moving body can be measured with a small amount of calculation with high accuracy and in a short time. In other words, it is possible to accurately measure the distance and speed of the moving object under the influence of the Doppler shift by an efficient calculation method using the short beat signal waveform of the composite frequency signal.
  • the propagation delay time can be calculated by a simple calculation.
  • the receiver 3 calculates the speed or the reception angular frequency such that the difference between the power estimation value or the amplitude estimation value for the number of reference angular frequencies is the target accuracy, Since the correction according to the speed region is added, the difference between the power estimation value or the amplitude estimation value can be calculated with high accuracy.
  • the present invention is applied to what can be expressed by a general linear wave. It becomes possible to do.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a schematic configuration example of the transmitter 2 in FIG. 1.
  • the transmitter 2 mainly determines a time point at which the phase of each frequency signal has a predetermined relationship based on a plurality of frequency signals, defines the determined time point as a time reference point, and based on the defined time reference point Then, the phase of each frequency signal is adjusted, a plurality of frequency signals after adjusting the phase are synthesized, and the synthesized plurality of frequency signals are transmitted as ultrasonic waves as composite frequency beat signals.
  • the transmitter 2 includes a waveform storage unit (waveform ROM) 101, a D / A conversion unit 102, an amplification unit 103, an ultrasonic transmission element (ultrasonic speaker) 104, and a time synchronization mechanism. 105 and an internal clock 106, and each unit is connected to each other via a transmission line.
  • waveform ROM waveform storage unit
  • D / A conversion unit 102 D / A conversion unit
  • amplification unit 103 an ultrasonic transmission element (ultrasonic speaker) 104
  • a time synchronization mechanism 105 and an internal clock 106, and each unit is connected to each other via a transmission line.
  • the waveform storage unit 101 stores a digital signal of a composite frequency beat waveform s (t) obtained by previously adjusting (aligning) the phases of waveforms corresponding to a plurality of frequency signals.
  • the time synchronization mechanism 105 synchronizes the time with the time synchronization mechanism 216 (see FIG. 10) of the receiver 3, and uses the internal clock of the internal clock 106 as the internal clock of the internal clock 217 (see FIG. 10) of the receiver 3. Synchronize.
  • the method of Japanese Patent No. 4041899 of the present applicant can be used.
  • the internal clock 106 reads the composite frequency beat waveform s (t) from the waveform storage unit 101 at a predetermined time and starts transmission.
  • the D / A conversion unit 102 converts the digital signal of the composite frequency beat waveform s (t) read from the waveform storage unit 101 into an analog signal and outputs the analog signal to the amplification unit 103.
  • the amplification unit 103 amplifies the analog signal and outputs it to the ultrasonic transmission element 104.
  • the ultrasonic transmission element 104 converts an analog signal into an ultrasonic wave and outputs it to the outside.
  • the ultrasonic transmission element 104 is specifically a commercially available piezoelectric ceramic vibrator.
  • the element is a resonator, the communication sensitivity and the signal-to-noise ratio are good in the element, but the communication band is narrow and is approximately 39.0 to 41.0 kHz. Note that the amplitude / phase propagation characteristics have a strong frequency dependence even within the communication band.
  • FIG. 10 is a diagram showing a schematic configuration example of the receiver 3 of FIG.
  • the receiver 3 includes an ultrasonic receiving element (ultrasonic microphone) 201, an amplification unit 202, an A / D conversion unit 203, a waveform storage unit (waveform memory) 204, and a signal detection unit.
  • signal extraction unit 206 signal extraction unit 206, reference waveform storage units 207A and 207B, quadrature detection units 208A and 208B, estimation unit 209, propagation delay estimation unit 211, Doppler shift sound velocity correction unit 212, and distance estimation unit 213 And a sound speed correction unit 214, an environmental sensor 215, a time synchronization mechanism 216, and an internal clock 217, which are connected to each other via a transmission line.
  • the time synchronization mechanism 216 synchronizes the time with the time synchronization mechanism 105 (see FIG. 9) of the transmitter 2, and uses the internal clock of the internal clock 217 as the internal clock of the internal clock 106 of the transmitter 2 (see FIG. 9). Synchronize.
  • the internal clock 217 supplies an internal clock to each unit.
  • the reception waveform at the receiver 3 undergoes a Doppler shift due to the speed v of the transmitter 2, ⁇ 1 shifts to ⁇ p , ⁇ 2 shifts to ⁇ q , and ⁇ 1 changes to ⁇ p due to propagation delay, ⁇ 2 shifts to ⁇ q and becomes a signal as shown in the following equation (4).
  • u (t) a p sin ( ⁇ p t + ⁇ p ) + a q sin ( ⁇ q t + ⁇ q ) (4)
  • a p , a q , ⁇ p , and ⁇ q are functions of v, they may be expressed as a p (v), a q (v), ⁇ p (v), and ⁇ q (v).
  • a p and a q are reception amplitudes, and generally differ from each other depending on the frequency characteristics of the receiving element even if they are equalized during transmission.
  • ⁇ p and ⁇ q are those in which the transmission angular frequency has undergone a Doppler shift, and if this can be measured accurately, a precise speed measurement value of the transmitter 2 can be obtained.
  • ⁇ p and ⁇ q are reception phases, which are added according to the time setting of the receiver 3 and the phase frequency characteristics of the reception element.
  • the ultrasonic receiving element 201 receives the ultrasonic wave transmitted from the transmitter 2, converts it into an analog signal, and outputs it to the amplifying unit 202 as a received signal.
  • the ultrasonic receiving element 201 is specifically a commercially available piezoelectric ceramic vibrator.
  • the amplification unit 202 amplifies the reception signal input from the ultrasonic reception element 201 and outputs the amplified signal to the A / D conversion unit 203.
  • the A / D conversion unit 203 A / D converts the reception signal input from the amplification unit 202 and outputs the result to the waveform storage unit 204.
  • a sampling rate of 1 ⁇ 10 6 times / second and a quantization length of 14 bits (linear quantization) can be used.
  • the sampling rate needs to exceed twice the reception angular frequency of 40 kHz according to the sampling theorem, it is desirable to employ a high sampling frequency in order to perform quadrature detection with high accuracy.
  • the waveform storage unit 204 stores the A / D converted received signal.
  • the waveform storage unit 204 can be constituted by, for example, a ring buffer having a capacity of a predetermined amount or more, and overwrites old data with new data.
  • the signal detection unit 205 constantly monitors the waveform storage unit 204 and activates the frequency detection process when it detects the arrival of a signal having a duration longer than Tsec (T is the time width of the window function) exceeding the noise level. Is output to the signal extraction unit 206, the quadrature detectors 208A and 208B, and the repetition control unit 224, and the velocity / phase detection step is executed.
  • the signal extraction unit 206 accurately reads out a valid received signal of T seconds from the waveform storage unit 204 and outputs it to the subsequent quadrature detector 208A and quadrature detector 208B.
  • Quadrature detector 208A is the received waveform of T seconds, see angular frequency ⁇ A that slightly away from the omega t (e.g., 2 ⁇ ⁇ 40.250 ⁇ 10 3 Hz ) with multiplying cos waveform and -sin waveform, the received waveform Are obtained to obtain a detection output (I A , Q A ) and output to the amplitude / phase estimation unit 221.
  • omega t e.g., 2 ⁇ ⁇ 40.250 ⁇ 10 3 Hz
  • I A and Q A are represented by the following equation (16), where u (t) is a received waveform.
  • I A (1 / T) ⁇ [ ⁇ T / 2, T / 2] u (t) cos ⁇ A tdt
  • Q A ⁇ (1 / T) ⁇ [ ⁇ T / 2, T / 2] u (t) sin ⁇ A tdt (16)
  • cos ⁇ A t, -sin ⁇ A t is stored in advance in the waveform storage unit 207A
  • the quadrature detector 208A is cos .omega A t from the waveform storage unit 207A, reads out the -sin ⁇ A t, the detection output (I A, Q A ) is calculated.
  • Such a detection output (I A , Q A ) can be obtained by sum of products calculation on a sampled received waveform in discrete time.
  • it is a numerical integration that approximates the integration of the continuous-time function from the discrete-time signal sample value, so in order to improve the calculation accuracy, a higher-order integral approximation such as trapezoidal law or Simpson law is used as necessary. You may decide to use together.
  • cos ⁇ advance coefficient A t if by multiplying the numerical table -sin ⁇ A t, may be carried out in a simple product sum calculation.
  • the Simpson rule is used.
  • the quadrature detector 208B performs the same processing as the quadrature detector 208A for another reference angular frequency Q B (for example, 2 ⁇ ⁇ 39.750 ⁇ 10 3 Hz), and obtains a detection output (I B , Q B ). And output to the amplitude / phase estimation unit 221 of the estimation unit 209.
  • cos ⁇ B t, -sin ⁇ B t is stored in advance in the waveform storage unit 207B
  • the quadrature detector 208B is cos .omega B t from the waveform storage unit 207B, reads the -sin ⁇ B t
  • the detection output (I B, Q B ) is calculated and output to the amplitude / phase estimation unit 221 of the estimation unit 209.
  • the detection outputs (I A , Q A ) and (I B , Q B ) can be expressed as the following expression (5).
  • I A r A ( ⁇ p ) a p sin ⁇ p + r A ( ⁇ q ) a q sin ⁇ q
  • Q A i A ( ⁇ p ) a p cos ⁇ p + i A ( ⁇ q ) a q cos ⁇ q
  • I B r B ( ⁇ p ) a p sin ⁇ p + r B ( ⁇ q ) a q sin ⁇ q
  • Q B i B ( ⁇ p ) a p cos ⁇ p + i B ( ⁇ q ) a q cos ⁇ q (5)
  • the estimation unit 209 Based on the detection outputs (I A , Q A ), (I B , Q B ), the estimation unit 209 has complex outputs a p exp (j ⁇ p ), a q exp (j ⁇ q ) for the number of reference angular frequencies.
  • the estimation unit 209 includes an amplitude / phase estimation unit 221, a subtractor 222, a latch circuit 223, and a repeat control unit 224.
  • the amplitude / phase estimator 221 includes complex outputs a p exp (j ⁇ p ), a q exp (j ⁇ q ) is calculated. Based on the complex outputs a p exp (j ⁇ p ), a q exp (j ⁇ q ), the received power a p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) 2 and ⁇ (v) 2 ⁇ a q ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) 2 is calculated and output to the subtractor 222.
  • the declination angle of a p exp (j ⁇ p ), a q exp (j ⁇ q ) is extracted and ⁇ p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) ⁇ q ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) is output to the latch circuit 223.
  • the repetition control unit 224 determines whether or not P ( ⁇ p (v), ⁇ p (v)) is the target accuracy (below the threshold), and P ( ⁇ p (v), ⁇ p (v)) Is output to the Doppler shift sound speed correction unit 212 as the estimated speed value v r of the transmitter 2, and P ( ⁇ p ( v ), ⁇ p ( v )) becomes the target accuracy. In the case of a match, a coincidence signal is output to the latch circuit 223.
  • the repetition control unit 224 sends the changed ⁇ p (v), ⁇ q (v) is output, and the process is repeated until P ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) reaches the target accuracy.
  • the amplitude / phase estimator 221 uses a p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)), ⁇ () using ⁇ p (v), ⁇ p (v) fed back from the loop controller 224.
  • v) 2 ⁇ a q ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) 2 , ⁇ p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)), ⁇ q ( ⁇ p (v), ⁇ q (v )) Is recalculated and output to the subtractor 222 and the latch circuit 223.
  • the latch circuit 223 repeats the phases ⁇ p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)), ⁇ q ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) input from the amplitude / phase estimation unit 221.
  • the coincidence signal of the control unit 224 is input, it is latched and output to the propagation delay estimation unit 211 as a phase estimation value. That is, the latch circuit 223 has the phases ⁇ p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)), ⁇ q ( ⁇ p when P ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) is the target accuracy. (V), ⁇ q (v)) are output to the propagation delay estimation unit 211 as phase estimation values.
  • the sound speed correction unit 214 receives environmental information (temperature information, humidity information, atmospheric pressure information, etc.) detected by the environmental sensor 215 such as the temperature sensor 215A, the humidity sensor 215B, and the atmospheric pressure sensor 215C.
  • the sound speed correction unit 214 calculates the sound speed c based on the environment information and outputs the sound speed c to the distance estimation unit 213 and the Doppler shift sound speed correction unit 212.
  • Doppler shift speed of sound correction unit 212 uses the above formula (2) is corrected by the sound velocity c is inputted to velocity v r which is estimated by the estimating unit 209 from the sound velocity correction unit 210, it outputs the corrected velocity v To do.
  • the propagation delay estimation unit 211 is based on the phase estimation amounts ⁇ p ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)), ⁇ q ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) input from the latch circuit 223. Then, the propagation delay time d is calculated and output to the distance estimation unit 213. Since the internal clock 217 of the receiver 3 is synchronized with the internal clock 106 of the transmitter 2, the propagation delay time d can be calculated using the following equation (14).
  • Omega p, omega q as used herein is a P omega when ( ⁇ p (v), ⁇ q (v)) becomes the target accuracy p, omega q.
  • the distance estimation unit 213 uses the following equation (15) to calculate the distance L between the transmitter and the receiver based on the propagation delay time d input from the propagation delay estimation unit 211 and the sound speed c input from the sound speed correction unit 214. Calculate and output.
  • FIGS. 11A and 11B are flowcharts for explaining an example of processing for calculating the velocity v r of the transmitter 2 by the estimation unit 209.
  • step S41 the sound speed c is assumed (step S41).
  • c 340 m / s.
  • the lower limit v 1 and the upper limit v 2 of the detection speed are set (step S42).
  • step S43 it is determined whether or not
  • the amplitudes ⁇ a A ( ⁇ p1 , ⁇ q1 ), a B ( ⁇ p1 , ⁇ q1 ) ⁇ , ⁇ a A ( ⁇ p2 , ⁇ q2 ), a B ( ⁇ p2 , ⁇ q2 ) ⁇ , ⁇ a A ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ), a B ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) ⁇ are estimated (step S46).
  • ⁇ is a sensitivity correction value based on the frequency characteristic of the receiving element.
  • step S47 it is determined whether or not a A ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 ⁇ 2 ⁇ a B ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 > 0 (step S48).
  • step S48 If a A ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 ⁇ 2 ⁇ a B ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 > 0 (“Yes” in step S48), v 3 is set to v 1 (step 1 ) S50), a A ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 ⁇ 2 ⁇ a B ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 > 0 (“No” in step S48), v 3 is set to v 2 (Step S51), the process returns to step S43.
  • step S47 a A ( ⁇ p1 , ⁇ q1 ) 2 ⁇ 2 ⁇ a B ( ⁇ p1 , ⁇ q1 ) 2 > 0 and a A ( ⁇ p2 , ⁇ q2 ) 2 ⁇ 2 ⁇ a B ( When ⁇ p2 , ⁇ q2 ) 2 ⁇ 0 is not satisfied (“No” in step S47), a A ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 ⁇ 2 ⁇ a B ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 > 0 Whether or not (step S49).
  • step S49 If a A ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 ⁇ 2 ⁇ a B ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 > 0 (“Yes” in step S49), v 3 is set to v 2 (step S51), a A ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 ⁇ 2 ⁇ a B ( ⁇ p3 , ⁇ q3 ) 2 > 0 (“No” in step S49), v 3 is set to v 1 (Step S50), the process returns to step S43.
  • the composite frequency signal used for position measurement can be used to measure the speed, and the position and speed can be measured simultaneously with high accuracy and in a short time without adding new elements. Can be done.
  • a case where a two-frequency signal is used has been described, but a signal having three or more frequencies may be used.
  • quadrature detection is performed with reference angular frequencies corresponding to the number of frequency signals.
  • the method of measuring the position and speed simultaneously using a composite frequency signal is generally less accurate than the method of measuring the speed with a single frequency signal because the amplitude ratio of the signal also adds to the error factor.
  • speed detection accuracy comparable to that when using a single frequency signal has been confirmed.
  • the reception angular frequency ⁇ r can be determined and its amount can be known. For example, if the transmitter 2 and the receiver 3 are fixed, this can be used as a method for measuring the velocity of the medium, that is, the wind velocity.
  • the transmitter 2 is mounted on the moving body 4 and the one-dimensional speed measurement is explained with one receiver 3.
  • the two-dimensional and three-dimensional speed measurement is performed. Is also possible.
  • the ultrasonic transmitter 2 and the receiver 3 have a certain effective aperture, and a plurality of units can be installed therein.
  • a plurality of units can be installed therein.
  • the receiver 3 emits an ultrasonic wave
  • the reflected wave may be received and the speed and distance of the moving body 4 may be measured.
  • the measuring apparatus, measuring system, and measuring method according to the present invention can be suitably used for, for example, an ultrasonic anemometer or an anemometer. Also, it can be used suitably for virtual reality motion tracks, machine tool guidance, and robot guidance.In this case, if there is velocity information for each point obtained independently of the position measurement, the position can be By solving the included equations, more accurate control is possible.
  • the measuring apparatus, measuring system, and measuring method according to the present invention can be widely used for ultrasonic anemometers, velocimeters, virtual reality motion tracks, machine tool guidance, robot guidance, and the like.

Landscapes

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Abstract

　本実施の形態によれば、送信器と、受信器とを備え、前記送信器と前記受信器間の距離を検出する速度・距離検出システムにおいて、前記送信器は、複合周波信号を送出し、前記受信器は、前記送信器から送出される前記複合周波信号を受信する受信手段と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、を備えている。

Description

速度・距離検出システム、速度・距離検出装置、および速度・距離検出方法
　本発明は、速度・距離検出システム、速度・距離検出装置、および速度・距離検出方法に関し、詳細には、ドップラーシフトや伝搬遅延を伴った受信信号に基づいて、移動体の速度・距離を、少ない演算量で高精度かつ短時間で計測可能な速度・距離検出システム、速度・距離検出装置、および速度・距離検出方法に関するものである。 
　例えば、ＧＰＳやモーショントラックのように、物体の座標位置を高精度に計測する技術は工業分野で広く応用可能である。２次元ないし３次元座標の測位システムの基本要素は２点間の距離計測であり、音や電磁波の伝播遅延を計測し、信号伝搬速度を乗じることで距離を得る手法が広く使用されている。例えば、全地球測位システム（ＧＰＳ）等はこの原理を使用している。この際、距離に加えて送受信器の相対速度を知ることができれば、距離情報に速度情報を加えて計算することで、より精密な位置の決定や移動物体の経路を精密に補間・予測するなどの応用が可能となる。 
　距離計測として、搬送波バーストを送信し、受信器はそれを包括線検波してバースト開始時点を検出して伝搬遅延を得て距離に換算する方法はよく知られている。しかしながら、外来ノイズの影響を強く受け、また狭帯域の伝送路だと包絡線波形に強い変形を受けるため、バースト開始のタイミングがあいまいになるという問題がある。これは位置検出性能の低下につながるため、かかる手法は、高い精度を必要としない簡易応用にのみ用いられる。 
　ＧＰＳなどでは、受信器は搬送波を別の信号で変調し、受信器は変調信号の位相を抽出し、そのタイミングで伝搬遅延を決定することで高い距離計測精度を得ている。しかしながら、一般に、変調波の位相検出には比較的長い受信時間を要するという欠点がある。ＧＰＳでは、信号の受信開始からその同期のとれるまで、数秒ないし数１０秒以上の信号の継続受信を必要とするため、短時間で距離の検出が必要な場合には不向きである。 
　速度の計測には、（１）位置計測を定期的に実行し、一定時間における移動距離から算出する方法と、（２）速度に直接関連する物理量を計測することで、位置とは独立に算出する方法とがある。速度情報を位置情報の補正に使用する場合、位置とは独立に計測した速度を得ることができれば有用である。さらに、速度の計測を、高精度で、かつ、移動速度に照らして瞬間的とみなせるほど短時間で完了できるとより有用である。 
　従来、ドップラーシフトを用いた速度計測としては、ミリ波電磁波によるドップラーレーダーや医療用のエコー診断機などがある。これらは、精度が計測速度範囲の１／１００程度であり、また、非接触で視野内の物体の厳密な１点の速度を計測することはできない。 
　また、空間超音波による速度計測は精密測定器では気象観測用の超音波風速計が実用になっている。その計測速度は、１０～１００ミリ秒間の平均であり、歩行する人間など数メートル／秒で移動する物体と照らした場合、瞬間的に速度を得ているとは言い難い。 
　超音波をマイクロホンで受信して電気信号に変換する場合、ドップラー速度検出とは、すなわち電気信号の精密な周波数計測にほかならない。電気信号の周波数計測法は各種の方法が知られている。例えば、１０００分の１秒間のゲート信号を発生させ、この時間内に受信信号の波形立ち上がりゼログロスが何回発生するかを計数すれば、その値は信号の周波数をｋＨｚ単位で計測したものとなる。　 
　しかしながら、かかる方法では、ゲート信号と受信信号の位相関係により、例えば、４０．０ｋＨｚの信号について立ち上がりを４０回計測する場合、４１回計測する場合があり、周波数は真値４０ｋＨｚに対して、－０～＋１ｋＨｚの誤差（不確定性）をもつ。これは２５℃の空気中の代表音速３４０，０００ｍｍ／ｓに照らして考察すれば、８５００ｍｍ／ｓ程度の速度計測誤差となり、多くの応用要求に対して不満足なものである。　 
　ゲート時間を１０００倍にして、１秒間に設定すれば、精度は１０００倍すなわち８．５ｍｍ／ｓ程度となって、多くの応用についての計測精度は満たされるが、この場合の速度はその１秒間の平均値になってしまう。運動を追跡するため特定時刻の速度（瞬時値）を知りたい場合に不充分である。　 
　周波数計測法には、このほかに、受信信号の立ち上がりゼロクロス１～数周期分の時間をゲート信号とし、この間に１００ＭＨｚなど高い既知の周波数パルスを計数して、逆数をとることで得る方法もある。しかしながら、通常みられるように、信号にホワイトノイズ雑音の重畳している場合、微細に見た場合のゼロクロスの発生時刻は不安定で、望ましい精度でドップラーシフト計測をすることは困難である。　 
　また、受信信号に対して局部発振周波数を掃引させて周波数混合で変換し、高精度なフィルタを介して検波し、掃引時間から周波数を知ることができる。しかしながら、鋭利なフィルタは信号の通過に長い群遅延時間を持つことから、この方法での所要計測時間が長くなる。また、高速計測のため周波数掃引を高速にすれば、それは受信信号に周波数変調をかけることになり、計測をあいまいにして精度は低下する。このように、これらの方法でも、物体速度検出のためのドップラーシフト計測を高精度かつ短時間に行うことはできない。 
　外来ノイズのある環境で、伝送帯域も制限されている場合、短い計測時間でも高精度に距離を計測する方法として、本願出願人は特許文献１を提案した。かかる特許文献１では、位相一致法と呼ばれる方法を使用しており、比較的接近した２つ以上の周波数の搬送波を同時に重畳した複合周波数搬送波の超音波を送信器で送信し、受信器でそれを受信して、各搬送波の位相が特定関係になる時刻から伝搬遅延を算出する。これによれば、４０ｋＨｚの空間超音波を使用して計測した場合、距離計測誤差は１ｍｍを下回ることが確認されている。また、計測に必要な信号受信時間は１ｍｓ程度である。 
　しかしながら、特許文献１では、受信信号の厳密な周波数をあらかじめ知っておく必要があり、送受信器が相互に運動し搬送波がドップラーシフトを伴って受信される場合には誤差が大きくなるという課題が残されていた。また、特許文献１の方法では、送受信器の相対速度を得ることができない。 
　本願出願人は、外来ノイズのある環境で、短い搬送波バーストからドップラーシフトを検出し、送受信器の相対速度を計測する方法として、非特許文献１を発表している。
非特許文献１では、超音波を使用して、人の歩行速度程度（１ｍ／ｓ程度）の移動物体の速度を計測して、±１０ｍｍ／ｓ程度の計測精度を得られることが確認されている。しかしながら、非特許文献１は、速度計測法であるので、位置計測は別波形で別時刻に行う必要があるので、距離と速度を厳密に同時（短時間）には計測することができない。 
　また、距離と速度を同時（短時間）に計測する方法として、特許文献１と同様の２周波以上の複合周波数搬送波を重畳させたうなり波を使用して、距離と速度を同時（短時間）に計測する方法を特願２００９－２７２７０７号（本願出願時、未公開）で出願している。かかる特願２００９－２７２７０７号では、物体の位置と速度を同時（短時間）に計測ができるが、距離計測は、受信周波数が既知である際の手法を適用することになるので、毎回の速度計測値に基づいて演算データを準備しなおして距離計測を実施する必要があるため、演算量が増加し、高速な繰り返し計測を行う場合には必ずしも向いていない。 
国際公開番号ＷＯ２００６／１１２４７５
佐藤哲也、杉本雅則、橋爪宏達、「高精度超音波移動体測位のための位相一致法の拡張手法」、電子情報通信学会論文誌、ｖｏｌ．Ｊ９２－Ａ，Ｎｏ．１２，２００９年１２月
　本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、移動体の速度および距離を、少ない演算量で、高精度かつ短時間で計測することが可能な速度・距離検出システム、速度・距離検出装置、および速度・距離検出方法を提供することを目的とする。 
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、送信器と、受信器とを備え、前記送信器と前記受信器間の距離を検出する速度・距離検出システムにおいて、前記送信器は、複合周波信号を送出し、前記受信器は、前記送信器から送出される前記複合周波信号を受信する受信手段と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、を備えたことを特徴とする。
　また、本発明の好ましい態様によれば、前記送信器は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成して得られる前記複合周波信号を送出し、前記受信器は、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信手段で受信した複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出手段を備え、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定手段は、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することが望ましい。
　また、本発明の好ましい態様によれば、前記送信器と前記受信器は、所定の時刻同期手法を用いて内部クロックを予め同期させることが望ましい。
　また、本発明の好ましい態様によれば、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および前記送信器の速度領域に応じた補正を加えることが望ましい。
　また、本発明の好ましい態様によれば、前記受信手段は、前記送信器から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか１つで受信することが望ましい。
　また、上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、送信器から出力される信号を受信して、前記送信器と自装置間の距離を検出する速度・距離検出装置において、前記送信器から送出される複合周波信号を受信する受信手段と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、を備えたことを特徴とする。
　また、本発明の好ましい態様によれば、前記複合周波信号は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成した信号であり、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信手段で受信した前記複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出手段を備え、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定手段は、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することを特徴とする。
　また、本発明の好ましい態様によれば、さらに、所定の時刻同期手法を用いて、前記送信器と内部クロックを同期させる時刻同期手段を備えることが望ましい。
　また、上述した課題を解決し、目的を達成するために、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または参照角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および前記送信器の速度に応じた補正を加えることが望ましい。
　また、本発明の好ましい態様によれば、前記受信手段は、前記送信器から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか１つで受信することが望ましい。
　また、上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、送信器から出力される信号を受信して、前記送信器との距離を検出する速度・距離検出方法において、前記送信器から送出される複合周波信号を受信する受信工程と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算工程と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定工程と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定工程と、を含むことを特徴とする。
　また、本発明の好ましい態様によれば、前記複合周波信号は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成した信号であり、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信工程で受信した前記複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出工程を含み、前記演算工程では、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定工程では、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することが望ましい。
　本発明によれば、送信器と、受信器とを備え、前記送信器と前記受信器間の距離を検出する速度・距離検出システムにおいて、前記送信器は、複合周波信号を送出し、前記受信器は、前記送信器から送出される前記複合周波信号を受信する受信手段と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、を備えているので、移動体の速度および距離を、少ない演算量で、高精度かつ短時間で計測することが可能な速度・距離検出システムを提供することが可能になるという効果を奏する。 
　また、本発明によれば、前記送信器は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成して得られる前記複合周波信号を送出し、前記受信器は、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信手段で受信した複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出手段を備え、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定手段は、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することとしたので、移動体の速度および距離を、少ない演算量で、高精度かつ短時間で計測することが可能な速度・距離検出システムを提供することが可能になるという効果を奏する。 
　また、本発明によれば、前記送信器と前記受信器は、所定の時刻同期手法を用いて内部クロックが予め同期しているので、伝搬遅延時間を簡易な演算で算出することが可能となる。 
　また、本発明によれば、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および前記送信器の速度領域に応じた補正を加えるとしたので、電力推定値または振幅推定値の差分を高精度に算出することが可能となる。 
　また、本発明によれば、前記受信手段は、前記送信器から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか１つで受信することとしたので、一般の線形波動で表現できるものに本発明を適用することができるという効果を奏する。 
図１は、本発明にかかる計測システムの構成例を示す概念図である。 図２は、本発明にかかる距離・速度検出法の概略を説明するためのフローチャートである。 図３は、時刻基準点の定義の一例を説明するための図である。 図４は、複合周波ビート波形の一例を示す図である。 図５は、複合周波ビート信号の電力による周波数（速度）推定を説明するための図である。 図６Ａは、速度推定シミュレーションの結果の一例を示す図である。 図６Ｂは、速度推定シミュレーションの結果の一例を示す図である。 図７Ａは、速度推定の評価実験結果の一例を示す図である。 図７Ｂは、速度推定の評価実験結果の一例を示す図である。 図８Ａは、速度推定の評価実験結果の一例を示す図である。 図８Ｂは、速度推定の評価実験結果の一例を示す図である。 図９は、図１の送信器の概略の構成例を示す図である。 図１０は、図１の受信器の概略の構成例を示す図である。 図１１Ａは、図１０の推定部が送信器の速度ｖｒを算出する処理を説明するためのフローチャートである（その１）。 図１１Ｂは、図１０の推定部が送信器の速度ｖｒを算出する処理を説明するためのフローチャートである（その２）。 図１２Ａは、本発明の応用例を説明するための図である。 図１２Ｂは、本発明の応用例を説明するための図である。
　以下に、本発明にかかる速度・距離検出システム、速度・距離検出装置、および速度・距離検出方法を適用した計測システムを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。国際公開番号ＷＯ２００６／１１２４７５（特願２００７－５２８１６８）の時刻基準点情報伝送システムおよび受信器の内容は、参照により本明細書に組み込まれる。本発明は、超音波、電磁波、光等の一般の線形波動で表現できるものに適用可能であるが、以下では、超音波を例示して説明する。本発明にかかる速度・距離検出システム、速度・距離検出装置、および速度・距離検出方法は、ハードウェアモジュール、または、ソフトウェアモジュール、または、その組み合わせで実現することができる。例えば、以下のフローチャートに示す処理や構成図で示される部位は、ハードウェア、または、ソフトウェア、または、その組み合わせで実現することができる。 
（本発明の原理）
　まず、本発明にかかる速度・距離検出法の原理について、図１～図７を参照して説明する。図１は、本発明にかかる計測システムの概略構成を示す概念図、図２は、本発明にかかる速度・距離検出法の概略を説明するためのフローチャートである。 
　まず、ドップラー効果の概略を説明する。図１において、計測システム１は、超音波を送信する送信器２と、超音波を受信し、速度・距離検出装置を構成する受信器３とで構成されている。送信器２と受信器３は、時刻同期しており、これらの相対的な位置を極座標系で取得することができる。送信器２と受信器３間での超音波の伝播遅延時間ｄを計測し、伝搬遅延時間ｄに、空気中の音速ｃを乗じることにより、送信器２を装着した物体と、受信器３を装着した物体間の距離Ｌを得ることができる。 
　同様に、超音波の受信角周波数ωｒと送信角周波数ωｔの差を検出することにより、送信器２ないし受信器３の運動速度を得ることができる。例えば、空気と受信器３は静止しているものとして、送信器２のみが速度ｖで運動している状態では、送信器２から送出される超音波の送信角周波数ωｔは、受信器３では、それとは異なる受信角周波数ωｒになって計測される。送信角周波数ωｔと受信角周波数ωｒは、下式（１）のような関係になる。ただし、ω＝２πｆであり、ｆは一般の周波数である。 
　　ωｒ＝（ｃ／（ｃ－ｖ））ωｔ・・・（１）
　ただし、ｖは受信器３への接近方向を正としている。 
　これはドップラー効果の名称でよく知られた現象であり、また、この周波数偏移をドップラーシフトという。受信器３が運動している場合または音波の媒質も運動している場合はこれとは少し異なる関係式になるが、周波数シフトの起こることは共通している。以下では、説明の簡単のため特に断らない限り、送信器２のみが運動し、音波の媒質および受信器３は静止している場合を説明する。　 
　送信角周波数ωｔが既知で、受信角周波数ωｒを知ることができれば、送信器２の速度ｖは上式（１）の関係式より、下式（２）のように表すことができる。 
　ｖ＝ｃ（１－ωｔ／ωｒ）・・・（２） 
　特定の気温、湿度、気圧環境下での音速ｃは詳しく知られているので、上式（２）による速度計測を高精度に行うためには、受信角周波数ωｒを高精度で検出できればよい。ここで、運動物体の速度瞬時値を得るためには、この周波数検出はできるだけ短時間に遂行できることが望ましい。 
　上記のような測定を、１つの被測定物体に対し２組以上行えば、物体の２次元位置と２次元速度ベクトルを、３組以上行えば物体の３次元位置と３次元速度ベクトルを得ることができる。１つの送信波に対してこの測定をすれば、速度と距離の厳密な同時計測が可能となる。 
　以下、本発明にかかる速度・距離検出法により、速度および距離を、少ない演算量で高精度かつ同時（短時間で）に検出する方法を説明する。図１の計測システムの速度・距離検出方法を、図２のフローチャートを参照して説明する。 
　図２において、予め、送信器２と受信器３の時計（時刻）を同期させておく（ステップＳ１）。送信器２と受信器３の時計（時刻）を同期させる方法として、例えば、本願出願人の特許第４０４１８９９号に記載された方法を使用することができる。送信器３は、伝搬遅延時間ｄを計測するため、定められた時刻に、複合周波ビート信号（複合周波信号）の超音波を送出する（ステップＳ２）。なお、伝搬遅延時間ｄを計測するため、国際公開番号ＷＯ２００６／１１２４７５のように、超音波による計測では、その測定のタイミングを電気や光の信号にして、別途、送信器２から受信器３へ送出し、あるいは、逆に、受信器３からの電気信号等の指示で送信器２が測定波形を発生することにしてもよい。 
　かかる複合周波ビート信号は、複数の周波数信号に基づいて各々の周波数信号の位相が所定の関係になる時点を定め、定めた当該時点を時刻基準点と定義し、定義した時刻基準点に基づいて各々の周波数信号の位相を調整した後、複数の周波信号を合成したものである。 
　図３は、時刻基準点の定義の一例を説明するための図である。図３は、２つの周波数信号（周波数ｆ１＝３９．７５ｋＨｚ、周波数ｆ２＝４０．２５ｋＨｚ）を生成した場合の一例である。２つの周波数搬送波（図３のａおよびｂ）を重ね合わせて送信するとビート（うなり）が生じる（図３のｃ）。なお、この場合、当該ビートの周期は、「ｆ２－ｆ１＝０．５ｋＨｚ」の周波数信号の周期、つまり２ｍｓとなる。そこで、周波数ｆ１の搬送波の位相φ１と周波数ｆ２の搬送波の位相φ２に注目した場合、当該ビートの節から節までの時間である２ｍｓを取り出せば、位相φ１および位相φ２は－πラジアンからπラジアンの間を何度も往復する（図３のｄおよびｅ）。そして、位相差「φ２－φ１」は、－πラジアンからπラジアンの範囲を一度だけ通過し、「φ２－φ１＝０」となるタイミング（時刻）は、取り出した２ｍｓの間に一度だけ発生する（図３のｆ）。そこで、「φ２－φ１＝０」となるタイミングを時刻基準点として定義する。 
　図４は、合成した複合周波ビート波形の一例を示している。図４に示す複合周波ビート波形は、２つの近接した周波数の波形を合成した２周波ビート信号となっている。距離計測で使用する２周波ビート信号と同じ波形を使用し、ビートの２つのキャリアの位相、振幅、周波数偏移を決定し、位置と速度を同時に計測する。複合周波ビート信号は、例えば、下式（３）で表すことができる。
　ｓ（ｔ）＝ａ１ｓｉｎ（ω１ｔ＋φ１）＋ａ２ｓｉｎ（ω２ｔ＋φ２）・・・（３） 
　ここでａ１、ａ２，ω１，ω２，φ１，φ２は、それぞれ信号の振幅，角周波数，初期位相である。ω１，ω２は、互いに近接した角周波数であり、上述したように、例えば、ω１＝２π×３９．７５０ｋＨｚ，ω２＝２π×４０．２５０ｋＨｚとすることができる。送信波は送信器２から一定の広がりをもつ球面波として発生させることができ、その送信開口内に固定した受信器３を置いて検出できる。ビート（うなり）の節から節までの時間は差周波数により決まり、この例では、１／（４０．２５０－３９．７５０）ｋＨｚ＝２ミリ秒である。この２周波ビート信号は、上述した時刻基準点と呼ばれるもとの２つキャリアの位相差ゼロ点を１つ持ち，これが距離計測で使用される受信時刻の基準点となる。移動する送信器２は、この節から節までの波形、もしくはその一部を単発の波束の複合周波ビート信号として送出する。 
　送信器２から送出される複合周波ビート信号は、伝搬遅延およびドップラー効果を伴って、受信器３により、下式（４）のような信号として受信される（ステップＳ３）。 
　ｕ（ｔ）＝ａｐｓｉｎ（ωｐｔ＋φｐ）＋ａｑｓｉｎ（ωｑｔ＋φｑ）・・・（４） 
　受信波形は、送信器２の速度ｖによりドップラーシフトを受け、ω１はωｐ＝（ｃ／（ｃ－ｖ））ω１に、ω２はωｑ＝（ｃ／（ｃ－ｖ））ω２に移行する。ここで、ｃはこの計測実行時の音速、ｖは運動物体の速度ベクトルの受信器３方向への成分である（送信器２の速度ベクトルをｖ→，送信器２から受信器３方向へとった単位長のベクトルをｒ→とすればｖ＝ｖ→・ｒ→）。また、受信波形は、伝搬遅延により、位相φ１はφｐに、φ２はφｑに移行する。振幅については、ａ１＝ａ２ならａｐ＝ａｑであると期待されるが、送受信素子が振幅周波数特性をもてばその分変動することもあり、補正を要する。 
　受信信号（式（４））を窓幅Ｔの矩形窓（ｔ＝０は窓中央）で切り出し、参照角周波数ΩＡ（＝２π×３９．７５ｋＨｚ）の複素正弦波ｅｘｐ（ｊΩＡｔ）を用いて直交検波すると、実部ＩＡ，虚部ＱＡの検波出力を得ることができる（ステップＳ４）。同様に、もう一つの参照各周波数ΩＢ＝２π×４０．２５ｋＨｚを用いて直交検波すると、実部ＩＢ，虚部ＱＢの検波出力を得ることができる。検波出力（ＩＡ，ＱＡ），（ＩＢ，ＱＢ）は、下式（５）のように表すことができる。 
ＩＡ＝（１／２）・｛ｓｉｎｃ（ωｐ－ΩＡ）・（Ｔ／２）＋ｓｉｎｃ（ωｐ＋ΩＡ）・(Ｔ／２）｝・ａｐｓｉｎφｐ＋（１／２）・｛ｓｉｎｃ（ωｑ－ΩＡ）・（Ｔ／２）＋ｓｉｎｃ（ωｑ＋ΩＡ）・（Ｔ／２）｝・ａｑｓｉｎφｑ
　　≡ｒＡ（ωｐ）ａｐｓｉｎφｐ＋ｒＡ（ωｑ）ａｑｓｉｎφｑ
ＱＡ＝（１／２）・｛－ｓｉｎｃ（ωｐ－ΩＡ）・（Ｔ／２）＋ｓｉｎｃ（ωｐ＋ΩＡ）・（Ｔ／２）｝・ａｐｃｏｓφｐ＋（１／２）・｛－ｓｉｎｃ（ωｑ－ΩＡ）・（Ｔ／２）＋ｓｉｎｃ（ωｑ＋ΩＡ）・（Ｔ／２）｝・ａｑｃｏｓφｑ
　　≡ｉＡ（ωｐ）ａｐｃｏｓφｐ＋ｉＡ（ωｑ）ａｑｃｏｓφｑ
ＩＢ＝（１／２）・｛ｓｉｎｃ（ωｐ－ΩＢ）・（Ｔ／２）＋ｓｉｎｃ（ωｐ＋ΩＢ）・（Ｔ／２）｝・ａｐｓｉｎφｐ＋（１／２）・｛ｓｉｎｃ（ωｑ－ΩＢ）・（Ｔ／２）＋ｓｉｎｃ（ωｑ＋ΩＢ）・（Ｔ／２）｝・ａｑｓｉｎφｑ
　　　≡ｒＢ（ωｐ）ａｐｓｉｎφｐ＋ｒＢ（ωｑ）ａｑｓｉｎφｑ
ＱＢ＝（１／２）・｛－ｓｉｎｃ（ωｐ－ΩＢ）・（Ｔ／２）＋ｓｉｎｃ（ωｐ＋ΩＢ）・（Ｔ／２）｝・ａｐｃｏｓφｐ＋（１／２）・｛－ｓｉｎｃ（ωｑ－ΩＢ）・（Ｔ／ ２）＋ｓｉｎｃ（ωｑ＋ΩＢ）・（Ｔ／２）｝・ａｑｃｏｓφｑ
　　≡ｉＢ（ωｐ）ａｐｃｏｓφｐ＋ｉＢ（ωｑ）ａｑｃｏｓφｑ　　　　・・・（５）
　ただし、ｓｉｎｃは、標本化関数である。 
　つぎに、上式（５）の検波出力（ＩＡ，ＱＡ）、（ＩＢ，ＱＢ）から複素出力（振幅・位相推定量）ａｐｅｘｐ（ｊφｐ），ａｑｅｘｐ（ｊφｑ）を算出する（ステップＳ５）。具体的には、上記式（５）において、ａｐ，ａｑ，φｐ，φｑは、参照角周波数ΩＡ，ΩＢのとり方によらない量であり、４本の式を連立方程式と見なして解くことで、下式（６）、（７）のような複素出力で表すことができる。 
　ａｐｅｘｐ（ｊφｐ）＝（ｉＢ（ωｑ）ＱＡ－ｉＡ（ωｑ）ＱＢ）／（ｉＡ（ωｐ）ｉＢ（ωｑ）－ｉＡ（ωｑ）ｉＢ（ωｐ））＋ｊ（ｒＢ（ωｑ）ＩＡ－ｒＡ（ωｑ）ＩＢ）／（ｒＡ（ωｐ）ｒＢ（ωｑ）－ｒＡ（ωｑ）ｒＢ（ωｐ））・・・（６）
　ａｑｅｘｐ（ｊφｑ）＝（－ｉＢ（ωｐ）ＱＡ＋ｉＡ（ωｐ）ＱＢ）／（ｉＡ（ωｐ）ｉＢ（ωｑ）－ｉＡ（ωｑ）ｉＢ（ωｐ））＋ｊ（－ｒＢ（ωｐ）ＩＡ＋ｒＡ（ωｐ）ＩＢ）／（ｒＡ（ωｐ）ｒＢ（ωｑ）－ｒＡ（ωｑ）ｒＢ（ωｐ））・・・（７） 
　本発明は、複素出力ａｐｅｘｐ（ｊφｐ）、ａｑｅｘｐ（ｊφｑ）を使用して、ａｐ ２＝ａｑ ２の条件から速度ｖｒを算出し、φｐ－φｑから距離Ｌを算出し、速度と距離の同時計測を少ない演算量で実現する。 
　上式（６）、（７）において、未知数となった角周波数ωｐ、ωｑは，既知である元の角周波数ω１，ω２を用いれば，ドップラーの上式（２）によって速度ｖに変換される。したがって，式（６），（７）の右辺は速度ｖのみの関数として表現できる。式（６）、（７）の複素出力の二乗から，次式（８）、（９）の受信電力ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２と、ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２を得ることができる。但し、周波数から速度への変数変換に伴い，式中の関数を、ωｐ→ωｐ（ｖ）、ωｑ→ωｑ（ｖ）と表記している。 
　ａｐ ２＝（ｉＢ（ωｑ（ｖ））ＱＡ－ｉＡ（ωｑ（ｖ））ＱＢ）／（ｉＡ（ωｐ（ｖ））ｉＢ（ωｑ（ｖ））－ｉＡ（ωｑ（ｖ））ｉＢ（ωｐ（ｖ）））＋（ｒＢ（ωｑ（ｖ））ＩＡ－ｒＡ（ωｑ（ｖ））ＩＢ）／（ｒＡ（ωｐ（ｖ））ｒＢ（ωｑ（ｖ））－ｒＡ（ωｑ（ｖ））ｒＢ（ωｐ（ｖ）））≡ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２・・・（８）
　ａｑ ２＝（－ｉＢ（ωｐ（ｖ））ＱＡ＋ｉＡ（ωｐ（ｖ））ＱＢ）／（ｉＡ（ωｐ（ｖ））ｉＢ（ωｑ（ｖ））－ｉＡ（ωｑ（ｖ））ｉＢ（ωｐ（ｖ）））＋（－ｒＢ（ωｐ（ｖ））ＩＡ＋ｒＡ（ωｐ（ｖ））ＩＢ）／（ｒＡ（ωｐ（ｖ））ｒＢ（ωｑ（ｖ））－ｒＡ（ωｑ（ｖ））ｒＢ（ωｐ（ｖ）））≡ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２・・・（９） 
　上式（８）、（９）の左辺は一定値の受信電力である。一方，右辺は送信器２の移動速度がｖであると仮定して定義した電力の関数である。式（８），（９）を連立方程式としてみなすと，未知数は受信電力ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２，ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２，速度ｖの３つである。この連立方程式は，受信振幅が等しくａｐ＝ａｑであれば解くことができるため，送信器２の速度ｖｒは次式（１０）の解として得られる。 
　ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２＝ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２｜ｖ＝ｖｒ・・・（１０） 
　一方，実環境においては，送信波形の送出時に振幅をａ１＝ａ２と設定しても，受信センサの振幅－周波数特性によって受信時にはａｐ≠ａｑとなる。しかし，この振幅の不一致はセンサの周波数特性を知っておけば解消できるため，実環境においてもｖｒを決定することが可能となる。 
　ここでは，一般に受信信号の振幅ａｐ，ａｑは未知数であるが、もとの送信信号で振幅ａ１，ａ２を等しくしておけば、その比η（ｖ）＝ａｐ／ａｑは受信素子の個体の周波数特性と送信器２の速度ｖで決まる関数である。そのため、速度の小さい領域では、多くの受信素子で、η（ｖ）は速度によってあまり変化せず、η（ｖ）＝ηなる定数とみなしてよいことが実験的にわかっている。上式（１０）は、下式（１１）で書き換えられ，実環境において送信器２の移動速度ｖｒを得ることが可能となる。この方程式は解析的に解くことができないため、ｖｒは数値的に決定される。この求解には例えば、２分法を使用することができる。 
　ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２＝η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２｜ｖ＝ｖｒ・・（１１） 
　なお、η（ｖ）の速度による変動が無視できない場合は、まず、ｖ＝０と仮定して、η０＝η（０）を使用して上記２分法を使用して速度推定値ｖ１を求める。次に、η１＝η（ｖ１）を使用して速度推定値ｖ２を求め、これを繰り返し、速度推定値の変化｜ｖ＿ｎ－ｖ＿（ｎ－１）｜が十分小さくなるまでこの手順を反復することで、より精度の高い速度推定値を得ることができる。 
　本発明の速度・距離検出法では、２つの異なる参照角周波数ΩＡとΩＢの直交検波出力から推定した受信電力ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２と、補正した受信電力η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２が正しい受信角周波数の推定値ω＝ωｒ（正しい速度の推定値ｖ＝ｖｒ）で一致することを利用している。受信角周波数ωｒを正しく推定していれば、積和演算（直交検波）で使用した参照角周波数ΩＡとΩＢによらずに、受信電力ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２と、補正した受信電力η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２が一致しなければならない、という性質を使用している。 
　図５は、複合周波ビート信号の電力による周波数（速度）推定を説明するための図であり、速度がｖであると仮定した場合の受信電力の関数を示す図である。横軸は、推定速度ｖ［ｍ／ｓ］、縦軸は受信電力［Ｗ］を示しており、送信器２の速度ｖを変化させ，ドップラーシフトの影響を加えた場合のａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２，ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２，η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２ａｐ（ｖ）２をプロットしたものである。同図において、送信器２の速度ｖｒ＝－１ｍ／ｓで受信器３方向に移動（送信器２はｖｒ＝１ｍ／ｓで受信器３方向と反対方向に移動）しているものとし、受信器３は静止しているものとする。参照角周波数ΩＡ，ΩＢはそれぞれ２π×３９．７５ｋＨｚ，２π×４０．２５ｋＨｚである。 
　正解の速度ｖｒ＝－１ｍ／ｓにおいて，ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２と、η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２の推定値が一致していることがわかる。この関係から速度ｖｒないしドップラーシフトした受信角周波数ωｒを求めることができる。 
　送信波形は３９．７５ｋＨｚ，４０．２５ｋＨｚの正弦波で構成されているため，占有帯域が非常に狭い。歩行速度程度（約１．５ｍ／ｓ）の速度域におけるドップラー効果による周波数シフト量は２００Ｈｚ以下であり，各正弦波の周波数成分は周波数シフト後も狭い帯域に分布する。したがって，この受信電力比による補正法は，送信波形の各周波数をセンサの周波数特性のピーク付近に選ばない限り有用である。本実施の形態では、この補正法を適用しており，送信波形の各振幅を一致させる比によって受信電力の不一致を解消している。また，振幅－周波数特性が非線形であるセンサにおいては，その特性を分析し，各振幅を一致させるように特性をキャンセルするフィルタを用意することで速度の検出が可能となる。 
　ΩＡとΩＢによる電力推定値の差Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））は、式（１２）のようになる。 
　Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））＝ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２－η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２・・・（１２） 
　式（１２）を評価関数とし，Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））が目標精度（閾値以下）となる（望ましくは、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））＝０となる）速度ｖまたは受信角周波数ωを算出する（ステップＳ６）。 
　つぎに、送信器２の速度ｖｒと、送信器２と受信器３間の距離Ｌの同時（短時間での）推定を行う（ステップＳ７）。具体的には、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））が目標精度（閾値以下）となる（望ましくは、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））＝０となる）速度ｖを送信器２の速度ｖｒとして推定する。 
　上記式（６）、（７）には、送信波形の各位相が含まれている。速度ｖｒが決定されればこれらの式は位相φｐ，φｑを未知数とする方程式となるため，複素正弦波の偏角を求めることでこれらが算出できる。この演算により送信波形の位相一致点が理論どおり正しく求められる。具体的には、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））が目標精度（望ましくは、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））＝０）の条件が成立した際の上記式（６）、（７）の複素出力ａｐｅｘｐ（ｊφｐ），ａｑｅｘｐ（ｊφｑ）の偏角を取り出して（位相部φｐ，φｑを抽出して）、下式（１３）に示す位相推定量φｐ，φｑを得ることができる。 
　φｐ＝Ａｒｇ（ａｐｅｘｐ（ｊφｐ））
　φｑ＝Ａｒｇ（ａｑｅｘｐ（ｊφｑ））・・・（１３） 
　位相φｐ，φｑは、伝搬遅延により生じ、受信器３の内部時計は、送信器２の内部時計と同期しているので、送受信器間の伝搬にｄ秒かかれば、φｐ＝－ωｐｄ，φｑ＝－ωｑｄである。この関係から、送信器２と受信器３間での超音波の伝搬遅延時間ｄを、上式（１３）の位相推定量に基づいて下式（１４）により算出することができる。ただし、送受信素子が位相周波数特性を持てば受信位相はその分変動することがあり、その場合は補正を要する。 
　ｄ＝－（φｐ－φｑ）／（ωｐ－ωｑ）・・・（１４） 
　つぎに、下式（１５）を使用して、伝搬遅延時間ｄと音速ｃに基づいて、送信器２と受信器３間の距離Ｌを推定する。 
　Ｌ＝ｃ×ｄ・・・（１５） 
　このように、本発明の速度・距離検出方法によれば、複数周波数キャリアによる短いビート信号波形を使用して、効率のよい計算法でドップラーシフト影響下の移動物体の距離と速度を厳密に同時計測することが可能となる。なお、ここでは、２つの参照角周波数ΩＡ、ΩＢを使用することとしたが、３つ以上の参照角周波数を使用してもよい。すなわち、参照角周波数の個数は、送信波の周波数信号の個数以上とすればよい。また、電力推定値の差分ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２－η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２が目標精度となるように演算したが、振幅推定値の差分ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））－η×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））が目標精度となるように演算することにしてもよい。また、電力推定値の差分ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２－η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２を算出する場合に、速度ｖを変数としたが、受信角周波数ωを変数としてもよい。 
［計測精度］　
　本発明にかかる速度・距離検出方法の性能を評価するために、速度推定シミュレーションを行なった。 
　図６Ａ，Ｂは、速度推定シミュレーションの結果を示しており、特に、図６Ａは速度ｖの標準偏差、図６Ｂは、速度ｖの誤差を示している。速度推定シミュレーションでは，ドップラー効果を再現するために，－１．５～１．５ｍ／ｓの間で０．１ｍ／ｓ毎に設定した速度をドップラーの式に代入し，周波数シフトを起こした。これを元に送信波形を生成し，ＳＮ比＝３０ｄＢとなるようにノイズを加えた。また，周波数特性がなく（ａ１＝ａ２），伝播距離による信号の減衰が無い計測システムを仮定した。各設定速度に対して３０回ずつ送信波形を生成し，速度推定を実行した。 
　図６Ａ，Ｂに示すように、１．５ｍ／ｓで移動するノードの速度を数ｍｍ／ｓ程の精度で推定可能であることが確認できており、設定した速度との誤差も小さく，ノイズ環境下でも優れた速度推定性能を発揮することが検証された。 
　本発明にかかる速度・距離検出法の性能を評価するために、性能評価実験を行った。性能評価実験では，ｓｙｎｃ　ｐａｔｔｅｒｎにドップラー効果を与えるために，Ｏｒｉｅｎｔａｌ　ｍｏｔｏｒ社の電動スライダＳＰｖＬ８Ｍ１５０ＵＡ　を使用して超音波送信素子を１　次元往復運動させた．受信器には２つの受信センサを基線長Ｌ＝７６．２ｍｍの間隔で配置し，ｓｙｎｃ　ｐａｔｔｅｒｎをステレオ受信する．送信素子には日本セラミック社のＴ４０－１６，受信センサにはＫｎｏｗｌｅｓ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ　社のＭＥＭＳ　マイクを用いた超音波センサＳＰＭ０４０４ＵＤ５を利用した。信号処理基板にはＡＤコンバータ，ＳＲＡＭ，ＦＰＧＡ，ＭＰＵ等を搭載しており，アナログ受信信号はＡＤ変換された後にルネサステクノロジ社のＭＰＵ（ＳＨ２／７１４５，　４８ＭＨｚ）で直交検波される．送受信器間の同期信号は，直交検波終了後にＭＰＵから送信器に送信される。送信素子を設置した電動スライダは，受信器の前方１８００ｍｍに設置され，送受信器間距離１０００～１８００ｍｍの範囲で往復運動する。動作速度は－１．５～１．５ｍ／ｓの間を０．１ｍ／ｓ毎に設定できる。この速度の定義は，送信器が受信器に近づくときを正，遠ざかるときを負としている。 
　各速度において１００回の計測結果を取得し，シミュレーションと同様に検出速度の標準偏差，設定速度との誤差を求めた。図７Ａ，Ｂは、速度推定の評価実験結果を示しており、特に、図７Ａは速度ｖの標準偏差、図７Ｂは、速度ｖの誤差を示している。シミュレーションと同様に評価実験結果でも、誤差が小さいことが確認された。図８Ａ，Ｂは、移動体の距離推定結果を示しており、特に、図８Ａはドップラー効果を考慮しない場合（ドップラー効果を無視した場合）、図８Ｂはドップラー効果を考慮した本発明の場合（ドップラー効果を補償した場合）を示しており、各設定速度で４００回以上の計測を行い，一度の計測で得られた速度と距離を（速度，距離）のセットとし，全計測データをプロットした。縦軸に検出された距離、横軸にそのときの速度を示している。 
　図８Ａに示すように、ドップラー効果を考慮しない場合は、高速になるにつれて距離推定誤差が増大していることがわかる。これに対して、図８Ｂに示すように、推定速度によってドップラー効果を考慮した本発明の計測結果からは，速度増加に伴う距離推定誤差は大きく低減されていることが確認できる。 
　本発明の速度・距離検出方法によれば、送信器２は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の複数個の周波数信号を合成して得られる複合周波信号を送出し、受信器３は、送信器２から送出される複合周波信号を受信し、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って受信した複合周波信号を、周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、参照角周波数の個数分の複素出力を算出し、参照角周波数の個数分の複素出力に基づく参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、差分が目標精度となった場合の速度を、送信器２または受信器３の速度として推定し、また、差分が目標精度となった場合の、参照角周波数の個数分の複素出力から複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、送信器２と受信器３間の複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、送信器２と受信器３間の距離を推定することとしたので、移動体の速度および距離を、少ない演算量で、高精度かつ短時間で計測することが可能となる。付言すると、複合周波信号の短いビート信号波形を使用して、効率のよい演算法でドップラーシフト影響下の移動物体の距離と速度を厳密に同時計測することが可能となる。 
　また、送信器２と受信器３は、所定の時刻同期手法を用いて内部クロックが予め同期しているので、伝搬遅延時間を簡易な演算で算出することが可能となる。 
　また、受信器３は、参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および送信器の速度領域に応じた補正を加えるとしたので、電力推定値または振幅推定値の差分を高精度に算出することが可能となる。 
　また、受信器３は、送信器２から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか１つで受信することとしたので、一般の線形波動で表現できるものに本発明を適用することが可能となる。 
　以下、本発明にかかる速度・距離検出方法を適用したシステムの実施の形態について説明する。本発明の構成要素は、本明細書の図面に一般に示してあるが、様々な構成で広く多様に配置し設計してもよいことは容易に理解できる。したがって、本発明の装置、システムおよび方法の実施形態についての以下のより詳細な説明は、特許請求の範囲に示す本発明の範囲を限定するものではなく、単に本発明の選択した実施形態の一例を示すものであって、本明細書の特許請求の範囲に示す本発明と矛盾無く装置、システムおよび方法についての選択した実施形態を単に示すものである。当業者は、実施の形態に示す一部要素の１つ以上が無くても、または他の方法、部品、材料でも本発明を実現できることが理解できる。　 
（実施の形態）
　本発明にかかる速度・距離検出方法を適用した計測システムの実装例を説明する。図９は、図１の送信器２の概略の構成例を示す図である。送信器２は、主に、複数の周波数信号に基づいて各々の周波数信号の位相が所定の関係になる時点を定め、定めた当該時点を時刻基準点と定義し、定義した時刻基準点に基づいて各々の周波数信号の位相を調整し、位相を調整した後の複数の周波数信号を合成し、合成した複数の周波数信号を複合周波ビート信号として超音波で送信する。 
　図９に示すように、送信器２は、波形記憶部（波形ＲＯＭ）１０１と，Ｄ／Ａ変換部１０２と、増幅部１０３と、超音波送信素子（超音波スピーカ）１０４と、時刻同期機構１０５と、内部時計１０６とを備えており、各部は伝送路を介して互いに接続されている。 
　波形記憶部１０１は、複数個の周波数信号に対応する各波形の位相を予め調整して（揃えて）合成した複合周波ビート波形ｓ（ｔ）のデジタル信号を記憶する。複合周波ビート波形ｓ（ｔ）は、例えば、上記図４に示すような波形とすることができ、複合周波ビート信号は、下式（３）で表すことができる。例えば、ω１＝２π×３９．７５０ｋＨｚ，ω２＝２π×４０．２５０ｋＨｚである。 
　ｓ（ｔ）＝ａ１ｓｉｎ（ω１ｔ＋φ１）＋ａ２ｓｉｎ（ω２ｔ＋φ２）・・・（３） 
　時刻同期機構１０５は、受信器３の時刻同期機構２１６（図１０参照）と時刻の同期を取り、内部時計１０６の内部クロックを、受信器３の内部時計２１７（図１０参照）の内部クロックと同期させる。送信器２と受信器３間で時刻を同期させる方法は、例えば、本願出願人の特許第４０４１８９９号の方法を使用することができる。内部時計１０６は、所定時刻に、波形記憶部１０１から複合周波ビート波形ｓ（ｔ）を読み出して送信を開始する。Ｄ／Ａ変換部１０２は、波形記憶部１０１から読み出された複合周波ビート波形ｓ（ｔ）のデジタル信号をアナログ信号に変換して、増幅部１０３に出力する。増幅部１０３はアナログ信号を増幅して、超音波送信素子１０４に出力する。超音波送信素子１０４は、アナログ信号を超音波に変換して外部に出力する。 
　超音波送信素子１０４は、具体的には市販の圧電型セラミック振動体である。ここで、素子は共振器であるため、当該素子において、通信感度や信号雑音比は良好であるが、通信帯域は狭く概ね３９．０～４１．０ｋＨｚである。なお、当該通信帯域内でも振幅・位相伝搬特性は強い周波数依存性をもつ。 
　図１０は、図１の受信器３の概略の構成例を示す図である。図１０に示すように、受信器３は、超音波受信素子（超音波マイクロフォン）２０１と、増幅部２０２と、Ａ／Ｄ変換部２０３と、波形記憶部（波形メモリ）２０４と、信号検出部２０５と、信号抽出部２０６と、参照波形記憶部２０７Ａ、２０７Ｂと、直交検波部２０８Ａ、２０８Ｂと、推定部２０９と、伝搬遅延推定部２１１と、ドップラーシフト音速補正部２１２と、距離推定部２１３と、音速補正部２１４と、環境センサ２１５と、時刻同期機構２１６と、内部時計２１７とを備えており、各部は伝送路を介して互いに接続されている。 
　時刻同期機構２１６は、送信器２の時刻同期機構１０５（図９参照）と時刻の同期を取り、内部時計２１７の内部クロックを、送信器２の内部時計１０６（図９参照）の内部クロックと同期させる。内部時計２１７は、内部クロックを各部に供給する。 
　受信器３での受信波形は、送信器２の速度ｖによりドップラーシフトを受け、ω１はωｐに、ω２はωｑに移行し、また、伝搬遅延により、φ１はφｐに、φ２はφｑに移行し、下式（４）に示すような信号になる。　 
　ｕ（ｔ）＝ａｐｓｉｎ（ωｐｔ＋φｐ）＋ａｑｓｉｎ（ωｑｔ＋φｑ）・・・（４）
　ただし、ａｐ，ａｑ，ωｐ，ωｑはｖの関数なので、ａｐ（ｖ），ａｑ（ｖ），ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ）と表記してもよい。 
　ａｐ，ａｑは受信振幅であり、送信時は等しく揃えていても、受信素子の周波数特性により一般には異なった値となる。ωｐ，ωｑは送信角周波数がドップラーシフトを受けたものであり、これを精密に計測できれば、送信器２の精密な速度計測値を得ることができる。φｐ，φｑは受信位相であり、受信器３の時刻設定と受信素子の位相周波数特性により付加される。 
　超音波受信素子２０１は、送信器２から送出される超音波を受信して、アナログ信号に変換し受信信号として増幅部２０２に出力する。超音波受信素子２０１は、具体的には市販の圧電型セラミック振動体である。増幅部２０２は、超音波受信素子２０１から入力される受信信号を増幅して、Ａ／Ｄ変換部２０３に出力する。　 
　Ａ／Ｄ変換部２０３は、増幅部２０２から入力される受信信号をＡ／Ｄ変換して、波形記憶部２０４に出力する。Ａ／Ｄ変換部２０３では、例えば、サンプリング速度１×１０６回／秒、量子化長１４ビット（直線量子化）とすることができる。サンプリング速度は、サンプリング定理より受信角周波数４０ｋＨｚの２倍を超える必要があるが、直交検波を高精度に行うためには、高いサンプリング周波数を採用するのが望ましい。波形記憶部２０４は、Ａ／Ｄ変換された受信信号を記憶する。波形記憶部２０４は、例えば、所定量以上の容量を有するリングバッファで構成することができ、新しいデータを古いデータに上書きしていく。　 
　信号検出部２０５は、波形記憶部２０４を常時、監視しており、ノイズレベルを超えるＴｓｅｃ以上（Ｔは窓関数の時間幅）の継続時間の信号到来を検出した場合に、周波数検出工程を起動するための起動信号を信号抽出部２０６、直交検波器２０８Ａ、Ｂおよびくり返し制御部２２４に出力して、速度・位相検出工程を実行させる。 
　信号抽出部２０６は、起動信号が入力されると、波形記憶部２０４から正確にＴ秒の有効な受信信号を読み出し、後段の直交検波器２０８Ａおよび直交検波器２０８Ｂに出力する。 
　直交検波器２０８Ａは、Ｔ秒の受信波形に、ωｔから僅かに離れた参照角周波数ΩＡ（たとえば、２π×４０．２５０×１０３Ｈｚ）のｃｏｓ波形および－ｓｉｎ波形を乗じると共に、受信波形を積分して検波出力（ＩＡ，ＱＡ）を得て、振幅・位相推定部２２１に出力する。 
　具体的には、ＩＡ，ＱＡは、受信波形をｕ（ｔ）とすると、下式（１６）のようになる。
　ＩＡ＝（１／Ｔ）∫［－Ｔ／２，Ｔ／２］ｕ（ｔ）ｃｏｓΩＡｔｄｔ
　ＱＡ＝－（１／Ｔ）∫［－Ｔ／２，Ｔ／２］ｕ（ｔ）ｓｉｎΩＡｔｄｔ・・・（１６） 
　上式（１６）において、ｔ＝０の時刻原点はＴ秒間の受信波形の中央にとっている。ｃｏｓΩＡｔ，－ｓｉｎΩＡｔは、予め波形記憶部２０７Ａに記憶されており、直交検波器２０８Ａは、波形記憶部２０７ＡからｃｏｓΩＡｔ，－ｓｉｎΩＡｔを読み出して、検波出力（ＩＡ，ＱＡ）を算出する。 
　かかる検波出力（ＩＡ，ＱＡ）は、サンプルされた離散時間の受信波形に対し積和計算により得ることができる。ただし、数学的には連続時間関数の積分を離散時間の信号サンプル値から近似する数値積分であるので、計算精度を高めるため、必要に応じ高次の積分近似、例えば、台形則やシンプソン則を併用することにしてもよい。この場合も予め係数をｃｏｓΩＡｔ，－ｓｉｎΩＡｔの数表に掛け合わせておけば、単純な積和計算の中で行うことができる。本実施の形態では、シンプソン則を使用している。 
　直交検波器２０８Ｂは、直交検波器２０８Ａと同様の処理を別の参照角周波数ＱＢ（例えば、２π×３９．７５０×１０３Ｈｚ）について行い、検波出力（ＩＢ，ＱＢ）を得て、推定部２０９の振幅・位相推定部２２１に出力する。ｃｏｓΩＢｔ，－ｓｉｎΩＢｔは、予め波形記憶部２０７Ｂに記憶されており、直交検波器２０８Ｂは、波形記憶部２０７ＢからｃｏｓΩＢｔ，－ｓｉｎΩＢｔを読み出して、検波出力（ＩＢ，ＱＢ）を算出して、推定部２０９の振幅・位相推定部２２１に出力する。 
　検波出力（ＩＡ，ＱＡ），（ＩＢ，ＱＢ）は、下式（５）のように表すことができる。
　ＩＡ＝ｒＡ（ωｐ）ａｐｓｉｎφｐ＋ｒＡ（ωｑ）ａｑｓｉｎφｑ
　ＱＡ＝ｉＡ（ωｐ）ａｐｃｏｓφｐ＋ｉＡ（ωｑ）ａｑｃｏｓφｑ
　ＩＢ＝ｒＢ（ωｐ）ａｐｓｉｎφｐ＋ｒＢ（ωｑ）ａｑｓｉｎφｑ
　ＱＢ＝ｉＢ（ωｐ）ａｐｃｏｓφｐ＋ｉＢ（ωｑ）ａｑｃｏｓφｑ・・・（５） 
　推定部２０９は、検波出力（ＩＡ，ＱＡ），（ＩＢ，ＱＢ）に基づいて、参照角周波数の個数分の複素出力ａｐｅｘｐ（ｊφｐ），ａｑｅｘｐ（ｊφｑ）を算出し、電力推定値の差分｜ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２－η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２｜が目標精度（閾値以下）となるように速度ｖを演算し、その場合の速度ｖを速度推定値ｖｒとしてドップラーシフト音速補正部２１２に出力すると共に、その場合の位相推定値φｐ，φｑを伝搬遅延推定部２１１に出力する。 
　推定部２０９は、振幅・位相推定部２２１と、減算器２２２と、ラッチ回路２２３と、くり返し制御部２２４とを備えている。 
　振幅・位相推定部２２１は、検波出力（ＩＡ，ＱＡ），（ＩＢ，ＱＢ）に基づいて、下式（６）、（７）に示す複素出力ａｐｅｘｐ（ｊφｐ），ａｑｅｘｐ（ｊφｑ）を算出する。そして、複素出力ａｐｅｘｐ（ｊφｐ），ａｑｅｘｐ（ｊφｑ）に基づいて受信電力ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２と、η（ｖ）２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２を算出して、減算器２２２に出力する。また、下式（１３）を使用して、ａｐｅｘｐ（ｊφｐ），ａｑｅｘｐ（ｊφｑ）の偏角を取り出して、φｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））φｑ（ωｐ（ｖ）、ωｑ（ｖ））をラッチ回路２２３に出力する。 
　ａｐｅｘｐ（ｊφｐ）＝（ｉＢ（ωｑ）ＱＡ－ｉＡ（ωｑ）ＱＢ）／（ｉＡ（ωｐ）ｉＢ（ωｑ）－ｉＡ（ωｑ）ｉＢ（ωｐ））＋ｊ（ｒＢ（ωｑ）ＩＡ－ｒＡ（ωｑ）ＩＢ）／（ｒＡ（ωｐ）ｒＢ（ωｑ）－ｒＡ（ωｑ）ｒＢ（ωｐ）・・・（６）
　ａｑｅｘｐ（ｊφｑ）＝（－ｉＢ（ωｐ）ＱＡ＋ｉＡ（ωｐ）ＱＢ）／（ｉＡ（ωｐ）ｉＢ（ωｑ）－ｉＡ（ωｑ）ｉＢ（ωｐ））＋ｊ（－ｒＢ（ωｐ）ＩＡ＋ｒＡ（ωｐ）ＩＢ）／（ｒＡ（ωｐ）ｒＢ（ωｑ）－ｒＡ（ωｑ）ｒＢ（ωｐ）・・・（７） 
　φｐ＝Ａｒｇ（ａｐｅｘｐ（ｊφｐ））
　φｑ＝Ａｒｇ（ａｑｅｘｐ（ｊφｑ））・・・（１３） 
　減算器２２２は、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｐ（ｖ））＝ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２－η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２を算出して、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｐ（ｖ））をくり返し制御部２２４に出力する。 
　くり返し制御部２２４は、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｐ（ｖ））が目標精度（閾値以下）であるか否かを判断し、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｐ（ｖ））が目標精度となる速度ｖを、送信器２の速度推定値ｖｒとしてドップラーシフト音速補正部２１２に出力し、また、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｐ（ｖ））が目標精度となった場合に、一致信号をラッチ回路２２３に出力する。くり返し制御部２２４は、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｐ（ｖ））が目標精度でない場合には、振幅・位相推定部２２１および伝搬遅延推定部２１１に、変更したωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ）を出力して、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））が目標精度となるまで繰り返し処理を実行する。 
　振幅・位相推定部２２１は、くり返し制御部２２４からフィードバックされるωｐ（ｖ），ωｐ（ｖ）を使用して、ａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ）），η（ｖ）２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２，φｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ）），φｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））を再演算して、減算器２２２およびラッチ回路２２３に出力する。 
　ラッチ回路２２３は、振幅・位相推定部２２１から入力される位相φｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ）），φｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））を、くり返し制御部２２４の一致信号が入力した際にラッチして、位相推定値として、伝搬遅延推定部２１１に出力する。すなわち、ラッチ回路２２３は、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））が目標精度となる場合の位相φｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ）），φｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））を位相推定値として伝搬遅延推定部２１１に出力する。 
　音速補正部２１４には、温度センサ２１５Ａ、湿度センサ２１５Ｂ、および気圧センサ２１５Ｃ等の環境センサ２１５で検出される環境情報（温度情報、湿度情報、および気圧情報等）が入力される。音速補正部２１４は、環境情報に基づいて音速ｃを算出して、距離推定部２１３およびドップラーシフト音速補正部２１２に出力する。 
　ドップラーシフト音速補正部２１２は、上式（２）を使用して、推定部２０９で推定された速度ｖｒを音速補正部２１０から入力される音速ｃで補正して、補正した速度ｖを出力する。 
　伝搬遅延推定部２１１は、ラッチ回路２２３から入力される位相推定量φｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ）），φｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））に基づいて、伝搬遅延時間ｄを算出し、距離推定部２１３に出力する。受信器３の内部時計２１７は、送信器２の内部時計１０６と同期しているので、下式（１４）を使用して、伝搬遅延時間ｄを算出することができる。ここで使用するωｐ，ωｑは、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））が目標精度となった場合のωｐ，ωｑである。 
　ｄ＝－（φｐ－φｑ）／（ωｐ－ωｑ）・・・（１４） 
　距離推定部２１３は、下式（１５）を使用して、伝搬遅延推定部２１１から入力される伝搬遅延時間ｄと音速補正部２１４から入力される音速ｃに基づいて送受信器間の距離Ｌを算出して、出力する。 
　Ｌ＝ｃ×ｄ・・・（１５） 
　このようにして、少ない演算量で距離と速度を同時に検出することが可能となる。図１１Ａおよび図１１Ｂ は、推定部２０９で送信器２の速度ｖｒを算出する処理の一例を説明するためのフローチャートである。同図に示すフローチャートは、２分法を使用して、必要な精度で、Ｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））＝０、すなわちａｐ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２＝η２×ａｑ（ωｐ（ｖ），ωｑ（ｖ））２を得て、速度ｖｒを算出するものである。　 
　図１１Ａおよび図１１Ｂにおいて、まず、音速ｃを仮定する（ステップＳ４１）。例えば、ｃ＝３４０ｍ／ｓとすることができる。つぎに、検出速度の下限ｖ１および上限ｖ２を設定する（ステップＳ４２）。例えば、ｖ１＝－１．０ｍ／ｓ、ｖ２＝１．０ｍ／ｓとすることができる。　 
　つぎに、｜ｖ１－ｖ２｜≦閾値（目標精度）であるか否かを判断する（ステップＳ４３）。｜ｖ１－ｖ２｜≦閾値（目標精度）の場合には（ステップＳ４３の「Ｙｅｓ」）、ｖｒ＝ｖ１　ｏｒ　ｖｒ＝ｖ２とする（ステップＳ５２）。
　他方、｜ｖ１－ｖ２｜≦閾値（目標精度）でない場合には（ステップＳ４３の「Ｎｏ」）、（ｖ１＋ｖ２）／２をｖ３と設定する（ステップＳ４４）。（ωｐ１，ωｑ１）＝｛ｃ／（ｃ－ｖ１）｝（ωａ，ωｂ），（ωｐ２，ωｑ２）＝｛ｃ／（ｃ－ｖ２）｝（ωａ，ωｂ），（ωｐ３，ωｑ３）＝｛ｃ／（ｃ－ｖ３）｝（ωａ，ωｂ）を算出する（ステップＳ４５）。上式（８）、（９）より、振幅｛ａＡ（ωｐ１，ωｑ１），ａＢ（ωｐ１，ωｑ１）｝，｛ａＡ（ωｐ２，ωｑ２），ａＢ（ωｐ２，ωｑ２）｝，｛ａＡ（ωｐ３，ωｑ３），ａＢ（ωｐ３，ωｑ３）｝を推定する（ステップＳ４６）。 
　この後、ａＡ（ωｐ１，ωｑ１）２－η２×ａＢ（ωｐ１，ωｑ１）２＞０　ａｎｄ　ａＡ（ωｐ２，ωｑ２）２－η２×ａＢ（ωｐ２，ωｑ２）２＜０であるか否かを判断する（ステップＳ４７）。ここで、ηは受信素子の周波数特性に基づく感度補正値である。ａＡ（ωｐ１，ωｑ１）２－ａＢ（ωｐ１，ωｑ１）２＞０　ａｎｄ　ａＡ（ωｐ２，ωｑ２）２－η２×ａＢ（ωｐ２，ωｑ２）２＜０である場合には（ステップＳ４７の「Ｙｅｓ」）、ａＡ（ωｐ３，ωｑ３）２－η２×ａＢ（ωｐ３，ωｑ３）２＞０であるか否かを判断する（ステップＳ４８）。　 
　ａＡ（ωｐ３，ωｑ３）２－η２×ａＢ（ωｐ３，ωｑ３）２＞０である場合には（ステップＳ４８の「Ｙｅｓ」）、ｖ３をｖ１と設定し（ステップＳ５０）、ａＡ（ωｐ３，ωｑ３）２－η２×ａＢ（ωｐ３，ωｑ３）２＞０でない場合には（ステップＳ４８の「Ｎｏ」）、ｖ３をｖ２と設定して（ステップＳ５１）、ステップＳ４３に戻る。 
　他方、ステップＳ４７において、ａＡ（ωｐ１，ωｑ１）２－η２×ａＢ（ωｐ１，ωｑ１）２＞０　ａｎｄ　ａＡ（ωｐ２，ωｑ２）２－η２×ａＢ（ωｐ２，ωｑ２）２＜０でない場合には（ステップＳ４７の「Ｎｏ」）、ａＡ（ωｐ３，ωｑ３）２－η２×ａＢ（ωｐ３，ωｑ３）２＞０であるか否かを判断する（ステップＳ４９）。ａＡ（ωｐ３，ωｑ３）２－η２×ａＢ（ωｐ３，ωｑ３）２＞０である場合には（ステップＳ４９の「Ｙｅｓ」）、ｖ３をｖ２に設定し（ステップＳ５１）、ａＡ（ωｐ３，ωｑ３）２－η２×ａＢ（ωｐ３，ωｑ３）２＞０でない場合には（ステップＳ４９の「Ｎｏ」）、ｖ３をｖ１と設定して（ステップＳ５０）、ステップＳ４３に戻る。 
　ステップＳ４３では、再び、｜ｖ１－ｖ２｜≦閾値（目標精度）であるか否かを判断し、｜ｖ１－ｖ２｜≦閾値（目標精度）となるまで同じ処理を繰り返し実行する（ステップＳ４３～Ｓ５１）。 
　上記実施の形態によれば、位置計測に使用する複合周波信号だけを使用して、速度を計測することができ、特に新要素をつけ加えることなく位置と速度の同時計測を高精度かつ短時間で行うことが可能となる。ここでは、２周波信号を使用した場合について説明したが、３周波数以上の信号を使用することにしてもよい。この場合は、周波数信号の個数分の参照角周波数で直交検波を行う。 
　なお、複合周波信号を使用して位置と速度を同時計測する方法は、信号の振幅比も誤差要因に加わるため、一般に単周波信号で速度を計測する方法より精度は悪化するが、受信素子に周波数特性のよい広帯域素子を使用するなどして、ほぼ単周波信号を使用した場合に匹敵する速度検出精度を確認している。 
（本発明の応用例）
　上記説明では、送信器２のみが移動し、音の媒質である空気や受信器３は固定しているものとして説明したが、それらの動いている場合のドップラーシフトについても関係式を導くことができる。送信器２の速度をｖｔ，受信器３の速度をｖｅ，媒質の速度をｖｍとすれば、送信角周波数ωｔは、受信角周波数ωｒ＝（（ｃ－ｖｅ＋ｖｍ）／（ｃ－ｖｔ＋ｖｍ））ωｔになって受信器３で受信される。したがって、受信器３が移動している場合、ないし媒質が移動している場合も、受信角周波数ωｒを決定し、その量を知ることができる。例えば、送信器２、受信器３を固定すれば、これは媒質の速度すなわち風速の計測法として使用することができる。 
　上記説明では、図１２Ａに示すように、移動体４に送信器２を装着し、１台の受信器３で一次元的な速度測定について説明したが、２次元的および３次元的な速度測定も可能である。 
　超音波の送信器２および受信器３は一定の有効開口を有しており、その中に複数台を設置できる。例えば、図１２Ｂに示すように、３次元的移動を行う移動体４に装着した一台の送信器２の有効開口内に、３台の受信器３を設置すれば、送信器２の速度ベクトルｖ→の各方向Ｘ、Ｙ、Ｚの速度成分を知ることができ、別途、送受信器の位置関係が分かっていれば、そこから速度ベクトルｖ→をＴ＝１ｍｓなどと求めることができる。これにより、運動物体の空間における瞬間的な移動方向を精密に計測することができる。 
　また、送信器２から発せられた超音波を受信器３で受信して、送信器２の速度および距離を計測する場合について説明したが、受信器３が超音波を発し、移動体からのその反射波を受信して、移動体４の速度および距離を計測することにしてもよい。 
　本発明にかかる計測装置、計測システム、および計測方法は、例えば、超音波風速計や流速計に好適に利用できる。また、仮想現実感のモーショントラックや工作機械の誘導、ロボットの誘導に好適に利用でき、この場合、位置計測と相俟ってそれとは独立に得た各点の速度情報があれば、位置を含めた方程式を解くことで、より高精度な制御が可能となる。 
　本発明にかかる計測装置、計測システム、および計測方法は、超音波風速計、流速計仮想現実感のモーショントラック、工作機械の誘導、ロボットの誘導等に広く利用可能である。 
　１　計測システム
　２　送信器
　３　受信器
　４　移動体
　１０１　波形記憶部（波形ＲＯＭ）
　１０２　Ｄ／Ａ変換部
　１０３　増幅部
　１０４　超音波送信素子（超音波スピーカ）
　１０５　時刻同期機構
　１０６　内部時計
　２０１　超音波受信素子（超音波マイクロフォン）
　２０２　増幅部
　２０３　Ａ／Ｄ変換部
　２０４　波形記憶部（波形メモリ）
　２０５　信号検出部
　２０６　信号抽出部
　２０７Ａ、２０７Ｂ　直交検波部
　２０８Ａ、２０８Ｂ　参照波形記憶部
　２０９　推定部
　２１１　伝搬速度推定部
　２１２　ドップラーシフト音速補正部
　２１３　距離推定部
　２１４　音速補正部
　２１５　環境センサ
　２１６　時刻同期機構
　２１７　内部時計
　２２１　振幅・位相推定部
　２２２　減算部
　２２３　ラッチ回路
　２２４　くり返し制御部

Claims (12)

  1. 　送信器と、受信器とを備え、前記送信器と前記受信器間の距離を検出する速度・距離検出システムにおいて、
    　前記送信器は、複合周波信号を送出し、
    　前記受信器は、
    　前記送信器から送出される前記複合周波信号を受信する受信手段と、
    　複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、
    　前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、
    　前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、
    　を備えたことを特徴とする速度・距離検出システム。 
  2. 　前記送信器は、
    　複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成して得られる前記複合周波信号を送出し、
    　前記受信器は、
    　さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信手段で受信した複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出手段を備え、
    　前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、
    　前記距離推定手段は、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することを特徴とする請求項１に記載の速度・距離検出システム。 
  3. 　前記送信器と前記受信器は、所定の時刻同期手法を用いて内部クロックを予め同期させることを特徴とする請求項２に記載の速度・距離検出システム。 
  4. 　前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および前記送信器の速度領域に応じた補正を加えることを特徴とする請求項２に記載の速度・距離検出システム。 
  5. 　前記受信手段は、前記送信器から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか１つで受信することを特徴とする請求項１に記載の速度・距離検出システム。 
  6. 　送信器から出力される信号を受信して、前記送信器と自装置間の距離を検出する速度・距離検出装置において、
    　前記送信器から送出される複合周波信号を受信する受信手段と、
    　複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、
    　前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、
    　前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、
    　を備えたことを特徴とする速度・距離検出装置。
  7. 　前記複合周波信号は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成した信号であり、
    　さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信手段で受信した前記複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出手段を備え、
    　前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、
    　前記距離推定手段は、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することを特徴とする請求項６に記載の速度・距離検出装置。
  8. 　さらに、所定の時刻同期手法を用いて、前記送信器と内部クロックを同期させる時刻同期手段を備えたことを特徴とする請求項７に記載の速度・距離検出装置。 
  9. 　前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または参照角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および前記送信器の速度に応じた補正を加えることを特徴とする請求項７に記載の速度・距離検出装置。 
  10. 　前記受信手段は、前記送信器から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか１つで受信することを特徴とする請求項６に記載の速度・距離検出装置。 
  11. 　送信器から出力される信号を受信して、前記送信器との距離を検出する速度・距離検出方法において、
    　前記送信器から送出される複合周波信号を受信する受信工程と、
    　複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算工程と、
    　前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定工程と、
    　前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定工程と、
    　を含むことを特徴とする速度・距離検出方法。
  12. 　前記複合周波信号は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成した信号であり、
    　さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信工程で受信した前記複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出工程を含み、
    　前記演算工程では、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、
    　前記距離推定工程では、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することを特徴とする請求項１１に記載の速度・距離検出方法。
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TETSUYA SATO: "An Extension Method of Phase Accordance Method for Accurate Ultrasonic Localization of Moving Node", THE TRANSACTIONS OF THE INSTITUTE OF ELECTRONICS, INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS, vol. J92-A, no. 12, 1 December 2009 (2009-12-01), pages 953 - 963, XP008171305 *

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