WO2011082621A1

WO2011082621A1 - 一种多输入多输出单载波分块传输系统的检测方法及装置

Info

Publication number: WO2011082621A1
Application number: PCT/CN2010/079852
Authority: WO
Inventors: 王闻今; 陈少卿; 高西奇; 秦龙; 王东明
Original assignee: 华为技术有限公司
Priority date: 2010-01-08
Filing date: 2010-12-16
Publication date: 2011-07-14
Also published as: CN101841375A; CN101841375B; US20120327757A1; US8811145B2

Description

一种多输入多输出单载波分块传输系统的检测方法及装置本申请要求于 2010年 01月 08日提交中国专利局、申请号为 201010033682.8,发明名称为 "一种多输入多输出单载波分块传输系统的检测方法及装置" 的中国专利申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本申请中。技术领域本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种多输入多输出单载波分块传输系统中的检测方法和装置。背景技术随着人们无线通信需求的日益增长，无线多媒体业务的迅速发展，为了实现移动通信与宽带无线接入的融合，提供更高的数据率，提升系统性能。第四代移动通信系统（ 4G )和长期演进（ Long Term Evolution， LTE ) 标准等，均采用了多输入多输出（ Multiple-Input Multiple-Output, MIMO ) 和正交频分复用 ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing , OFDM ) 两项主要技术。通常，利用多天线进行无线传输的 MIMO技术，在不需要增加时频资源的前提下， MIMO技术可以极大地提高系统容量和频谱效率，极具应用价值； OFDM技术具有频谱利用率高和抗多径衰落等优点，已被公认为 4G及 LTE标准的核心技术。

MIMO技术，利用多天线来抑制信道衰落，可以提高数据速率，随着天线数目的增加， MIMO 系统不仅在信道容量上有了成倍的增长，还能提供空间分集增益。

OFDM是多载波调制（MCM， Multi-CarrierModulation )的一种，其主要思想是：将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰 ICI 。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。在向 3G/4G演进的过程中， OFDM是关键的技术之一，可以结合分集，时空编码，干扰和信道间干扰抑制以及智能天线技术，最大限度的提高了系统性能。包括以下类型： V-OFDM, W-OFDM, F-OFDM, MIMO-OFDM, 多带 -OFDM。

在时变多径衰落和干扰噪声同时存在的无线信道条件下， OFDM 多载波传输技术的抗衰落能力强，对窄带干扰和窄带噪声不敏感，频谱效率高，支持可变用户速率，这些特点使其成为 4G移动通信系统和 LTE标准的主流接入方案。但 OFDM系统存在峰均比高的问题，为了克服 OFDM过高的峰均功率比，并考虑到移动终端的成本，一种单载波发送技术：基于傅立叶变换扩展的正交频分复用（DFT-Spread OFDM, DFT-S-OFDM )技术已作为 LTE上行链路的基带调制技术被正式采用。 DFT-S-OFDM技术在传统 OFDM传输的基础上增加了数据的频域扩展处理，得到了与单载波传输相接近的峰均比性能，实现方便，并且能够为不同用户进行灵活的子载波分配，满足了上行链路的要求。

接收机是无线通信系统的重要组成部分，性能优良的接收机对于整个系统至关重要，而检测算法是接收机的核心，但单载波系统由于其技术体制特点，其 MIMO接收机中无法采用类似 MIMO-OFDM系统中常采用的 MLD (最大似然检测 )算法，而另一类可考虑采用的基于 MMSE的并行干扰检测方法，则存在时延较大，迭代干扰对消效率低等缺点，导致实现复杂度较高，检测性能不够理想。

在现有的空分复用 MIMO-OFDM 系统中，一类比较常用的收发机是 V-BLAST, 其 MIMO检测的一类典型方法是通过对信道矩阵进行 QRD来达到部分分离流的目的，然后采用逐层 IC的方法来抵消其它流带来的干扰后，再通过简单的均衡处理来逐层进行发送流的检测。对 OFDM系统，符号调制在频域，因此可以逐子载波的进行所述串行干扰抵消均衡检测。但对单载波系统而言，由于发送信号模型的不同，以及均衡处理在频域，而调制符号的检测必须在时域的特点，目前尚未有高性能低复杂度的检测方法。发明内容

本发明的一方面公开一种多输入多输出单载波分块传输系统中的检测方法，接收机和装置，具有高性能低复杂度的优点。

本发明的一方面，公开一种多输入多输出单载波分块传输系统中的检测方法，包括：

将接收信号进行快速傅立叶变换，变换到频域后，进行子载波反映射；对频域等效信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解，得到预处理矩阵和块上三角阵，用预处理矩阵对频域接收信号进行预处理；

利用均值方差重建反馈的发送符号的先验信息，逐层对各个流上的发送符号块进行基于最小均方误差的软干扰抵消均衡；

将频域均衡符号经快速傅立叶逆变换到时域，重建发送符号的后验均值和后验方差并变换到频域，作为先验信息以继续进行其它流或后续迭代的软干扰抵消均衡；

迭代干扰消除均衡完成后，计算发送符号比特的对数似然比；将发送符号比特的对数似然比发送给信道译码器进行信道译码。

本发明的另一方面，还公开一种接收机，包括： FFT单元，子载波解映射单元，道估计单元，检测单元和信道译码器；其中，

所述 FFT单元，用于将接收信号进行快速傅立叶变换；

所述子载波解映射单元，用于将变换后的频域信号进行子载波反映射；所述道估计单元，用于对接收信号中的导频部分，进行信道估计和噪声功率估计，并和上述频域接收信号一起送到所述检测单元；所述检测单元，用于对频域等效信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解，得到预处理矩阵和块上三角阵，用预处理矩阵对频域接收信号进行处理；利用均值方差重建反馈的发送符号的先验信息，逐层对各个流上的发送符号块进行基于最小均方误差的软干扰抵消均衡；将频域均衡符号经快速傅立叶逆变换到时域，重建发送符号的后验均值和后验方差并变换到频域，作为先验信息以继续进行其它流或后续迭代的软干扰抵消均衡；迭代干扰消除均衡完成后，计算发送符号比特的对数似然比；将发送符号比特的对数似然比发送给所述信道译码器进行信道译码。

本发明的另一方面，还公开一种检测装置，包括：

分解处理单元，用于对频域等效信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解，得到预处理矩阵和块上三角阵，利用预处理矩阵对频域接收信号进行处理；抵消均衡单元，用于利用均值方差重建反馈的发送符号的先验信息，逐层对各个流上的发送符号块进行基于最小均方误差的软干扰抵消均衡；变换单元，用于将频域均衡符号经快速傅立叶逆变换到时域；重建单元，用于重建发送符号的后验均值和后验方差并变换到频域，作为先验信息以继续进行其它流或后续迭代的软干扰抵消均衡；

计算单元，用于迭代干扰消除均衡完成后，计算发送符号比特的对数似、然比；进行信道译码。

上述多输入多输出单载波分块传输系统中的检测方法，接收机和系统，具有高性能低复杂度的优点。附图说明为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图 1为本发明的实施例公开一种通信系统的检测方法流程示意图。图 2为本发明另一实施例公开的一种通信系统的检测方法流程示意图。图 3为本发明的另一实施例的一种接收机的结构示意图。

图 4为本发明另一实施例的一种发送装置的结构示意图。

图 5为本发明另一实施例的一种检测装置的结构示意图。

图 6为本发明另一实施例的一种分解处理单元的结构示意图。

图 7为本发明另一实施例的一种抵消均衡单元的结构示意图。

图 8为本发明另一实施例的一种均衡单元的结构示意图。具体实式以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、接口、技术之类的具体细节，以便透切理解本发明。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本发明。在其它情况中，省略对众所周知的装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本发明的描述。

本发明的技术方案，可以应用于各种通信系统，例如： GSM，码分多址（ CDMA， Code Division Multiple Access )系统，宽带码分多址（ WCDMA, Wideband Code Division Multiple Access Wireless ) , 通用分组无线业务 ( GPRS , General Packet Radio Service ) , 长期演进 ( LTE , Long Term Evolution )等。移动终端（ Mobile Terminal )，也可称之为移动用户（UE， User Equipment ),移动用户设备等，可以经无线接入网（例如， RAN， Radio Access Network )与一个或多个核心网进行通信，移动终端可以是移动台，如移动电话（或称为"蜂窝"电话）和具有移动终端的计算机，例如，可以是便携式、袖珍式、手持式、计算机内置的或者车载的移动装置，它们与无线接入网交换语言和 /或数据。

本发明提出了一种应用于单载波 MIMO 系统的基于最小均方误差 ( Minimum Mean Squared Error, MMSE )准则的排序 QR分解（ Sorted QR Decomposition, SQRD )的迭代软干扰抵消检测方法及其接收机，具有高性能低复杂度的优点。

下面结合图对本发明公开的检测方法及其接收机工作原理进行详细说明。

本发明一方面公开一种应用于单载波分块传输 MIMO 系统的基于 MMSE-SQRD的串行软干扰消除迭代检测方法，如图 1所示，为本发明的实施例公开一种通信系统的检测方法流程示意图，为一种多输入多输出单载波分块传输系统中的检测方法，主要如下所述。

11，将接收信号作快速傅立叶变换（ Fast Fourier Transform, FFT )，变换到频域后，进行子载波反映射。

12, 对频域等效信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解，得到预处理矩阵和块上三角阵，利用预处理矩阵对频域接收信号进行预处理。

13，利用均值方差重建反馈的发送符号的先验信息，逐层对各个流上的发送符号块进行基于最小均方误差的软干扰抵消均衡。

14，频 i或均衡符号经快速傅立叶逆变换 ( Inverse Fast Fourier Transform, IFFT )到时域，重建发送符号的后验均值和后验方差并变换到频域，作为先验信息以继续进行其它流或后续迭代的软干扰抵消均衡。

15，迭代干扰消除均衡完成后，计算发送符号比特的对数似然比 ( Log-Likelihood ratio， LLR )。

16，将发送符号比特的对数似然比发送给信道译码器进行信道译码。通过上述描述可知，通过排序 QR分解，避免了最小均方误差均衡中的矩阵求逆运算，显著降低了复杂度，另外通过 SQRD分解后的逐层软干扰消除检测，首次迭代中即可进行流间干扰抑制，相比于传统的并行迭代软干扰消除检测算法而言，相同迭代次数时，尤其对实际接收机仅能支持较少迭代次数的限制下，流间干扰抑制优势则更为显著，从而保证了更高的性价比。

首先对下文中出现的符号意义进行说明：和分别表示发送和接收天线的个数， M表示单载波符号块的长度， x„,_m、 _∞和^„分别表示第 n个数据流的当前单载波符号块内第 m个时域发送符号、其均衡后估计值及重建的符号均值； x、 i和 ^分别表示所有流的当前单载波符号块对应的符号向量、其均衡后估计值及重建的符号均值，即 = [_¾1 , _¾2 , » '、, ^ ，依此类推；发送符号 X上加上标 x(^f)表示其对应的频域符号，依次类推；；^和^分别表示第 n个数据流的当前单载波符号块内第 m个时域符号方差及第 n个数据流的当前单载波符号块内所有 v„,_m平均得到的频域符号方差，是所有流的频域符号方差矩阵，由所有的构成； Λ 表示等效频域信道响应，表示在第 k个频点上的频域信道响应， y(^f)表示频域接收信号，表示第 k子载波上的频域接收信号， σ„²表示噪声方差； ^ρ 表示均衡器输出的时域等效信号幅度， σ² _Β表示第 η个数据流均衡输出时域符号归一化残余干扰和噪声方差； F表示归一化的快速傅里叶变换矩阵，表示 w x w阶的单位矩阵， ®表示 Kroneker乘法， ^e表示第 k个元素为 1 其他元素为 0的单位向量； [J] ,"表示取矩阵 J的第《行第"列的元素， J^H表示矩阵 J的共轭转置矩阵， >1⁷表示矩阵 J的转置矩阵，表示取复数 _Ω的共轭，表示复数^的模值。为描述简洁，以下用第 η个流表示第 η个发送数据流。

如图 2所示，为本发明另一实施例公开的一种通信系统的检测方法流程示意图，主要如下所述。初始化：

20, 载入信号和参数。载入频域接收信号为 y(^f)，估计的频域信道矩阵 Λ和噪声功率 ^σ"²; 检测器内迭代最大次数为 MaxIterNum; 置 =0， =l,n = l,''、N_T,k = l,、 ',M。预处理：

21, 利用修正的 Gram-Schmidt正交化算法对等效频域信道矩阵进行分块 MMSE-SQRD分解。

Λ,,

逐子载波对等效信道矩阵^ = k = l,—,M , 进行 MMSE-SQRD i 解，得：列正交阵，上三角阵 R ，将 ^进一步分割为：和上三角阵 T₄，公式表示即为 ^ ^R, R,

X, 其中， M表示单载波符号块的长度，也即子载波数目，表示子载波序号， „表示接收信号中的噪声功率，一般假设各接收天线上相同，表示大小为 X 的单位阵，为第 k子载波上的信道矩阵，和分别表示发送和接收天线的个数， M表示单载波符号块的长度。

P,

P，

通过简单的矩阵分割和抽取组合可得到块对角阵 P

P 各发送符号流对应的进行预处理后的等效信道响应矩阵

R = _n,'、',N_T, 基于块对角阵特性，只需要

保留和存储 P和 R„，_;矩阵中的非零部分即可。

22, 并用得到的预处理矩阵逐子载波对频域接收信号进行预处理，例如，如式（ 1 )所示。 ^ = Pfyi^f = l,"',M (1) 其中， M表示单载波符号块的长度，也即子载波数目，表示子载波序号，表示第 k子载波上的频域接收信号，为所述 MMSE-SQRD得到第 k子载波上的预处理矩阵，： ^为第 k子载波上预处理后的接收信号。

迭代处理

令迭代次数 ί· = 1。

迭代跳转点 1 : 置待检测的发送符号流的序号" = 。

23，对第《发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干 #氐消，例如，如式（2 )所示。

其中 M表示单载波符号块的长度，表示子载波序号， 3>„,表示与第 n 流对应的第 k子载波上的接收信号， [R _n为所述预处理后的第 n流的等效信道系数， [R ^ ·≠«为所述预处理后的第 i流对第 n流的干扰系数， ^为第流均值重建并变换到频域得到的第 k子载波符号后验均值，为软干扰消除后第 n流对应的第 k子载波上的接收信号。

24，对第 n发射数据流的当前单载波符号进行频域均衡处理。

对逐子载波累加得到均衡后时域符号幅度，例如，如式（3 )所示。

其中 Μ表示单载波符号块的长度，表示发送天线的个数， [R_fc]_{n n}为所述预处理后的第 n流的等效信道系数， [R ^ 为所述预处理后的第 i流对第 n流的干扰系数，为重建得到的第 i 流的频域符号后验方差， σ„²为噪声功率， ρ„为第 η流当前单载波符号均衡后的时域符号幅度。

对逐子载波对软干扰抵消后的信号进行 MMSE均衡处理，例如，如式 ( 4 )所示 <

其中 M表示单载波符号块的长度，表示子载波序号，表示发送天线的个数， [R _n为所述预处理后的第 n流的等效信道系数， [R ≠ "为所述预处理后的第 i流对第 n流的干扰系数，为重建得到的第 i流的频域符号后验方差， σ„²为噪声功率, 为所述对第《发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消后的信号，为第《发射数据流均值重建并变换到频域的第 k子载波符号后验均值， A ¹为第 n流当前单载波符号均衡后的时域符号幅度的倒数。

计算均衡输出时域符号的归一化残余干扰和噪声方差，例如，如式（5 ) 所示。

其中为重建得到的第 i 流的频域符号后验方差， σ² _Β为第 η流当前单载波符号均衡后的归一化残余干扰和噪声方差

25 , 将频域均衡符号经过离散傅里叶逆变换（IDFT， Inverse Discrete Fourier Transform )到时域。

将第 n发射数据流的当前单载波符号的频域均衡符号向量 £i^f)经 IDFT 变换得到均衡后时域符号 „。

26, 符号均值方差重建。

ί ) ^Μ 由 ^和 σ_χ ² _Β重建第《发射符号流的时域符号均值和方差 i^V"，^^，并通过对 ϊ„进行 DFT得到更新后的软干扰抵消均衡中所需要的频域符号均值 f⁾，通过对时域符号方差求平均得到更新后的频域符号方差 „ =丄! „_m；

27, 迭代判停。置" 1，如" < 1，跳转至 "迭代跳转点 2"; 否则，跳转至 23 ;

迭代跳转点 2: 置 = + 1，如 _z'≤M¾fe N 跳转至 "迭代跳转点 1"; 否则，完成了当前单载波的检测，跳转到 28

28, 符号比特对数似然比计算。

根据当前单载波符号所有流的均衡后符号，计算其符号比特 LLR并输出。

本发明的另一实施例还公开出一个基于上述单载波分块传输系统 MIMO迭代检测方法的接收机实例，如图 3所示，为本发明的另一实施例的一种接收机的结构示意图。

如图 3所示，所述接收机包括：去 CP单元 31 FFT单元 32，子载波解映射单元 33，道估计单元 34，检测单元 35、解交织单元 36和信道译码器 37

接收机将多个接收天线上的接收信号根据符号同步量在去 CP单元 31 中进行去 CP处理，然后送给 FFT单元 32对接收信号进行快速傅立叶变化，变换到频域后，进一步通过子载波解映射单元 33中完成用户解映射得到目标带宽上的多流接收信号（即频域接收信号），该过程一般称为前处理部分。基于该接收信号中的导频部分，通过信道估计单元 34进行信道估计和噪声功率估计，并和上述频域接收信号一起送给检测单元 35，检测单元 35基于 MMSE-SQRD 的串行软干扰消除迭代进行检测，例如采用上述方法实施例个流的符号比特软值给后续的解交织单元 36和信道译码器 37完成发送信息的纠错解码。

例如，所述检测单元 35，对频域等效信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解，得到预处理矩阵和块上三角阵，用预处理矩阵对频域接收信号进行预处理；利用均值方差重建反馈的发送符号的先验信息，逐层对各个流上的发送符号块进行基于最小均方误差的软干扰抵消均衡；将频域均衡符号经快速傅立叶逆变换到时域，重建发送符号的后验均值和后验方差并变换到频域，作为先验信息以继续进行其它流或后续迭代的软干扰抵消均衡；迭代干扰消除均衡完成后，计算发送符号比特的对数似然比；将发送符号比特的对数似然比发送给所述信道译码器进行信道译码。

所述检测单元 35，还用于利用修正的 Gram-Schmidt正交化算法对等效频域信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解；并用分解得到的预处理矩阵逐子载波对频域接收信号进行预处理。

所述检测单元 35，还用于对第《发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰 ·ί氏消；对第"发射数据流的当前单载波符号进行频域均衡处理。

所述检测单元 35，还用于逐子载波累加得到均衡后时域符号幅度；对逐子载波对软干扰抵消后的信号进行 MMSE均衡处理；计算均衡输出时域符号的归一化残余干扰和噪声方差。

例如，假设发送装置，例如，发送机有根发送天线，接收机根接收天线。如图 4所示为本发明另一实施例的一种发送装置的结构示意图，包括 Turbo编码单元 401，交织单元 402，星座图映射单元 403， DFT-S-OFDM 调制单元 404，串 /并转换单元 405， DFT单元 406，子载波映射单元 407， IFFT单元 408，并 /串转换单元 409和 CP插入单元 410，该发送信号的收发装置的工作过程如下所述。

发送装置接收多个终端设备 ( User Equipment, UE )或 1个 UE的多个输入比特流，为描述方便，下述以一个 UE输入比特流为例进行说明。

UE的信息比特经过 Turbo编码单元 401进行纠错编码（ Turbo码或者 LDPC码），编码后输入到交织单元 402进行交织，交织后输入到星座图映射单元 403进行星座图映射，然后输入到 DFT-S-OFDM调制单元 404。

调制后输入到串 /并转换单元 405进行串并转换，每个发射天线的数据流被分割成长度为 M的符号块，通过 DFT单元 406对符号块作 M点的归一化 DFT变换，再经过子载波映射单元 407，利用集中式映射矩阵 Q，将 M维的矢量映射到 N维的矢量中进行子载波映射，再通过 IFFT单元 408进行 N 点的 IFFT变换，变换后通过并 /串转换单元 407进行并串转换，最后通过 CP插入单元 410插入循环前缀（ CP )，然后由各个发送天线独立发送。

数据块长度 M—般取 2的幂，循环前缀的长度大于信道归一化最大多径时延。去除循环前缀后，接收信号和发送信号的关系可以如式（6)所示。 y = H(( QF_M)®lJ_{X +} n (6) 其中 ^{χ =} [ ,₁，···， „_Γ,₁， ······， , ，···， „_Γ, ]^Τ、 y = [j_1;1,...,j_¾;1, ...... ,y_N,---,y„_R,_N]^T，表示第《根接收天线上的第个接收符号， _n是复高斯噪声，噪声方差为 σ_η ²。 Η为分块循环阵，可以被傅里叶变换阵 F 对角化，即式（7)所示。 ϋ = (¥^ΘΙ_ηχ)η(¥_ΝΘΙ_ητ) (7) 其中 Ω是分块对角阵，即式（8)所示。

其中 Ω_Α e 表示发射天线与接收天线间在第 k个子载波频点的频域信道响应矩阵，可以由信道估计得到。公式（6)可以得到式（9)所示。

y = (F«(x)I_¾)Q(F_V(x)I„_r)(F«(x)I_f¥)(Q(x)I_f¥)(F (x)I_f¥)x ₊ n

= (F«(x)I_¾)Q(Q(x)I_f¥)(F (x)I_f¥)x ₊ n ₍₉₎ 对接收信号 y作 N点 FFT，将时域信号变换到频域信道后，进行子载波反映射，得式（10)所示。

y^(f)=(Q^H®I_¾)(F_Af®I_¾)y

= (Q^H®I_¾)n(Q®I„_r)(F ®I„_r)x ₊ (Q^H®I_¾)(F_V®I_¾)n

®I )x + n^(f)

(10) 其中 A = (Q^H®I_¾)Q(Q®I„_r；)， _Λ是她 _ΧΜ 的块对角阵，子矩阵

Λ

Λ. e C^sX"^T，即： Λ n(^f) = (Q^H ®Ι_¾ )(F_N ®Ι_¾ )η为频域等效

Λ 噪声，仍然从复高斯分布，均值为 0，方差为 σ„²。

对 Λ进行分块 MMSE-SQRD分解，等效于对每个子载波上的等效信道矩阵进行 SQRD分解，如式（ 11 )所示。

其中 y₄均为；) χ 阶的列正交阵， R 均为 X 阶的上三角阵。 y_A 被分割为： n_Rxn_T阶的矩阵 (也称为预处理矩阵）和 η_τχη_τ阶的上三角阵 1 。

定义：

Ρ

用 P^H左乘处理子载波反映射后的频域接收信号 y(^f)进行预处理，得式

( 12a)所示。

该处理完全等价于逐子载波的预处理，如（12b)

根据块上三角阵 R的特性，将公式（12a) 中任意一个发射数据流《在接收端各频点上的信号抽取出来，写成矩阵一向量形式为式（13)所示。

其中表示第 j接收天线第 k个子载波上接收信号中的噪声，并同时设第 j接收天线频域接收信号中的噪声向量为 n 。向量 (J¾，…，以下又用 ^表示，以此类推。

为了说明的方便计，定义：

从公式（13) 中将《发射数据流先验符号均值及《 + i~N_T发射数据流产生的干 4尤项 4氏消后，可得式（14a)所示。

= (Χ,· -x_;) +∑ K„_;inf - σ„ X A„_;iF x_; ( 14a)

^R_nnF_Mx_n+h_n 该处理可以替换为逐子载波的软干扰 4氏消处理，例如式（14b)所示。

其中 ϋ„为所述干扰抵消后的残余干扰和噪声项，例如式（15)所示,

易知向量中各元素间是不相关的，故其协方差矩阵为对角阵，简单推导可知式（ 16)。

(16)

如此， „是第 n个流经过一个等效加性高斯白噪声信道的输出。

下面对上述针对第 n个发送数据流软干扰抵消后的信号进行有先验信息的 MMSE均衡，为计算复杂度计，设第 n个发送数据流的一个发送符号块内所有子载波符号先验方差相同，设为，由该发送符号块内所有时域符号先验方差平均得到，即 iJ„=lf „_m，其中 _v„_m为第 n发送数据流当前符号块内第 m符号的先验方差。略去推导过程， MMSE均衡后所得的时隙符号估计值如式（17)所示。

i„ =

(R_n)„ „v„ +ol ) y„+ „ (17) 其中 P„ =[¾， W， A/]^T， P:¹ =[« , .， i]^T。

_Pn,_m =

^ ,„^_∞ , = 1,… , 为第 1发送数据流当前符号块内第 m时隙符号的均衡后等效幅度。由于 R„,„和的对角矩阵特性，

rR„„F_M是循环矩阵，由于循环阵的对角元素相等，因此进一步有式（18)所示,

这说明一个单载波符号块内的所有 p相同，因此以下用 p„表示。进一步可以得到均衡后时域符号中的等效噪声方差如式（19)所示。

同理逆矩阵的运算也可以简化为式（20)所

从而均衡滤波（式 17)处理也可以等效实现如下所述。

51: 逐子载波的单抽头频域均衡处理，例如，如式（21 )所示 <

52: IDFT到时域得到均衡后时域符号，例如，如式（22)所示 <

1 =Fi -x« (22) 上述逐子载波的处理方式方便了实现

上述过程执行次，称为迭代一次，即可将个发送数据流检测出来。上述迭代检测过程中可以看到，为了给后续流或者后续迭代检测提供先验信息，具体包括发送符号的均值和方差，在得到各个流的时域均衡符号后，需要重建发送符号均值和方差，基于对最优算法的各种简化设计考虑，具体存在多种算法，下面具体给出一种比较适合于检测器内迭代的重建方法：

以发送符号 x„，_m的均值和方差计算为例进行说明，设均衡后 „_>m的等效高斯模型如式（23)所示

(23) 一般假设等效噪声 " 为高斯分布，由上述推导过程可知，方差为 H ^v" , 由此可计算出发送符号的后验概率，如式（24 )所示,

其中 r表示发送符号的调制星座集合，表示概率密度函数，进一步可以计算得到符号的均值和方差 _{Vn m}，如式（25 )所示。

将第 n个流一个单载波符号内的 ,_m} 组成的向量进行 DFT变换即可得到软干扰 4氏消均衡中所需的频域符号均值 ^f)=F_M 。

本发明的另一实施例中，还揭露一种检测装置，如图 5 所示，一种检测装置 500包括：分解处理单元 501，抵消均衡单元 502，变换单元 503，重建单元 504，计算单元 505和发送单元 506。

所述分解处理单元 501，用于对频域等效信道矩阵进行 MMSE-SQRD 分解，得到预处理矩阵和块上三角阵，利用预处理矩阵对频域接收信号进行处理。

所述抵消均衡单元 502，用于利用均值方差重建反馈的发送符号的先验信息，逐层对各个流上的发送符号块进行基于最小均方误差的软干扰 ·ί氐消均衡。

所述变换单元 503，用于将频域均衡符号经快速傅立叶逆变换到时域。所述重建单元 504，用于重建发送符号的后验均值和后验方差并变换到频域，作为先验信息以继续进行其它流或后续迭代的软干扰抵消均衡。所述计算单元 505，用于迭代干扰消除均衡完成后，计算发送符号比特的对数似然比。译码器进行信道译码。

本发明的另一实施例中，如图 6所示，所述分解处理单元 501还包括相互连接的分解单元 5010和处理单元 5011，所述分解单元 5010用于利用修正的 Gram-Schmidt正交化算法对等效频域信道矩阵进行 MMSE-SQRD 分解；所述处理单元 5011用于利用分解得到的预处理矩阵逐子载波对频域接收信号进行预处理。

本发明的另一实施例中，如图 7所示，所述抵消均衡单元 502还包括相互连接的抵消单元 5020和均衡单元 5021，所述抵消单元 5020用于对第 n 发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消；所述均衡单元 5021 用于对第"发射数据流的当前单载波符号进行频域均衡处理。

本发明的另一实施例中，如图 8所示，所述均衡单元 5021还包括相互连接的累积子单元 5022，均衡子单元 5023和计算子单元 5024。所述累积子单元 5022，用于对逐子载波累加得到均衡后时域符号幅度；所述均衡子单元 5023，用于对逐子载波对软干扰抵消后的信号进行 MMSE均衡处理；所述计算子单元 5024，用于计算均衡输出时域符号的归一化残余干扰和噪声方差。

上述装置，单元或子单元的处理过程以及所要执行的公式，可以参考前述实施例所揭露的内容，在此不再赘述。

从以上过程和处理流程可知，通过 MMSE-SQRD分解，避免了 MMSE 均衡中的矩阵求逆运算，显著降低了复杂度。另外通过 SQRD分解后的逐层软干扰抵消检测及其进一步的迭代处理，可以获得较优的检测性能。尤其是首次迭代中即可进行流间干扰抑制，相比于传统的并行迭代软干扰抵消检测算法而言，相同迭代次数，尤其对实际接收机仅能支持较少迭代次数的限制下，流间干扰抑制优势则更为显著，具有显著的性价比方面的优点。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

所描述系统，装置和方法以及不同实施例的示意图，在不超出本申请的范围内，可以与其它系统，单元，技术或方法结合或集成。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

通过以上的实施例的描述，所属领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等）执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括： U 盘、移动硬盘、只读存储器（ROM )、随机存取存储器（RAM )、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。其中所述作为分离部件以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims

权利要求

1、一种多输入多输出单载波分块传输系统中的检测方法，其特征在于，包括：

将接收信号进行快速傅立叶变换，变换到频域后，进行子载波反映射；对频域等效信道矩阵进行基于最小均方误差（Minimum Mean Squared Error, MMSE ) 准则的排序 QR分解（ Sorted QR Decomposition, SQRD ) 分解，得到预处理矩阵和块上三角阵，用预处理矩阵对频域接收信号进行预处理；

2、如权利要求 1所述的方法，其特征在于，还包括：

利用修正的格拉姆-施密特（Gram-Schmidt )正交化算法对等效频域信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解；

利用分解得到的预处理矩阵逐子载波对频域接收信号进行预处理。

3、如权利要求 2 所述的方法，其特征在于，所述利用修正的 Gram-Schmidt正交化方法对等效频域信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解，具体包括：

Λ,,

对逐子载波对等效信道矩阵 = k = 1 ,-. M , 根据公式 σ, \

R进行 MMSE-SQRD分解，得：列正交阵 ₄和上三角阵 R

T„ 为 ( +"r)^x"r阶的列正交阵， Ri为？ x"_r阶的上三角阵； ^为 n_Rx

预处理矩阵， 1为上三角阵；

其中， M表示单载波符号块的长度，也即子载波数目，表示子载波序号， „表示接收信号中的噪声功率， /„_y表示大小为 X 的单位阵，为第 k子载波上的信道矩阵，和分别表示发送和接收天线的个数， M表示单载波符号块的长度。

4、如权利要求 2所述的方法，其特征在于，所述利用分解得到的预处理矩阵逐子载波对频域接收信号进行预处理具体包括：

根据公式^ ⁼ ^，^ ^{= 1}，' ^对频域接收信号进行预处理；

其中， M表示单载波符号块的长度，也即子载波数目，表示子载波序号，表示第 k子载波上的频域接收信号，为所述 MMSE-SQRD得到第 k子载波上的预处理矩阵，为第 k子载波上预处理后的接收信号。

5、如权利要求 1所述的方法，其特征在于，还包括：

对第 n发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消；

对第"发射数据流的当前单载波符号进行频域均衡处理。

6、如权利要求 5所述的方法，其特征在于，所述对第《发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消处理具体包括：根据公式 _¾ =y_n>k-∑ [ _k , ) , = 1,… , M对第"发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消处理；

其中 M表示单载波符号块的长度，表示子载波序号，表示与第 n 流对应的第 k子载波上的接收信号， [R _n为所述预处理后的第 n流的等效信道系数， [R ^ ·≠«为所述预处理后的第 i流对第 n流的干扰系数，为第流均值重建并变换到频域得到的第 k子载波符号后验均值，为软干扰消除后第 n流对应的第 k子载波上的接收信号。

7、如权利要求 5所述的方法，其特征在于，所述对第《发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消处理具体包括：根据公式 = y_nJi - ¾ [R_k ]_{n i} ) , = 1, ,M对第"发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消处理；其中，干扰消除不包括第 n流本身；

其中， M表示单载波符号块的长度，表示子载波序号，表示与第 n 流对应的第 k子载波上的接收信号， [R _n为所述预处理后的第 n流的等效信道系数， [R ^ ·≠«为所述预处理后的第 i流对第 n流的干扰系数， ^为第流均值重建并变换到频域得到的第 k子载波符号后验均值，为软干扰消除后第 n流对应的第 k子载波上的接收信号。

8、如权利要求 5所述的方法，其特征在于，所述对第"发射数据流的当前单载波符号进行频域均衡处理具体包括：

逐子载波累加得到均衡后时域符号幅度；

对逐子载波对软干扰抵消后的信号进行 MMSE均衡处理；

计算均衡输出时域符号归一化残余干扰和噪声方差。

9、如权利要求 8所述的方法，其特征在于，所述对第"发射数据流的当前单载波符号进行频域均衡处理具体包括：

根据如下公式逐子载波累加得到均衡后时域符号幅度；

其中 M表示单载波符号块的长度，表示发送天线的个数， [R_fc]_{n n}为所述预处理后的第 n流的等效信道系数， [R 为所述预处理后的第 i流对第 n流的干扰系数，为重建得到的第 i 流的频域符号后验方差， σ„²为噪声功率， p„为第 n流当前单载波符号均衡后的时域符号幅度；

根据如下公式对逐子载波对软干扰抵消后的信号进行 MMSE 均衡处

人 _n，k

其中 M表示单载波符号块的长度，表示子载波序号，表示发送天线的个数， [R _n为所述预处理后的第 n流的等效信道系数， [R ≠ "为所述预处理后的第 i流对第 n流的干扰系数，为重建得到的第 i流的频域符号后验方差， σ„²为噪声功率, „_Λ为所述对第《发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消后的信号，为第《发射数据流均值重建并变换到频域的第 k子载波符号后验均值， ¹为第 n流当前单载波符号均衡后的时域符号幅度的倒数；

根据如下公式计算均衡输出时域符号的归一化残余干扰和噪声方差；

2 -1 ―

σ_¾η = Ρ„ - ν„

其中为重建得到的第 i流的频域符号后验方差， σ_χ ² _Β为第 η流当前单载波符号均衡后的归一化残余干扰和噪声方差。

10、如权利要求 5所述的方法，其特征在于，所述对第"发射数据流的当前单载波符号进行频域均衡处理具体包括：

根据如下公式逐子载波累加得到均衡后时域符号幅度；

1 Μ

Ρ„=丄∑

R 其中 M表示单载波符号块的长度，表示发送天线的个数， [R_fc]_{n n}为所述预处理后的第 n流的等效信道系数， [R ^ 为所述预处理后的第 i流对第 n流的干扰系数，为重建得到的第 i 流的频域符号后验方差， σ„²为噪声功率， p„为第 n流当前单载波符号均衡后的时域符号幅度；

根据如下公式对逐子载波对软干扰抵消后的信号进行 MMSE 均衡处理；

其中 Μ表示单载波符号块的长度，表示子载波序号，表示发送天线的个数， [R _η为所述预处理后的第 η流的等效信道系数， [R ≠ "为所述预处理后的第 i流对第 n流的干扰系数，为重建得到的第 i流的频域符号后验方差， σ„²为噪声功率, „_Λ为所述对第《发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消后的信号， A¹为第 η流当前单载波符号均衡后的时域符号幅度的倒数；

11、如权利要求 1 所述的方法，其特征在于，所述将频域均衡符号经快速傅立叶逆变换到时域具体包括：

将第《发射数据流的当前单载波符号的频域均衡符号向量经离散傅里叶逆变换得到均衡后时域符号。

12、一种接收机，其特征在于，包括： FFT单元，子载波解映射单元，道估计单元，检测单元和信道译码器；其中，

所述 FFT单元，用于将接收信号进行快速傅立叶变换；

所述子载波解映射单元，用于将变换后的频域信号进行子载波反映射；所述道估计单元，用于对接收信号中的导频部分，进行信道估计和噪声功率估计，并和上述频域接收信号一起送到所述检测单元；所述检测单元，用于对频域等效信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解，得到预处理矩阵和块上三角阵，利用预处理矩阵对频域接收信号进行处理；利用均值方差重建反馈的发送符号的先验信息，逐层对各个流上的发送符号块进行基于最小均方误差的软干扰抵消均衡；将频域均衡符号经快速傅立叶逆变换到时域，重建发送符号的后验均值和后验方差并变换到频域，作为先验信息以继续进行其它流或后续迭代的软干扰抵消均衡；迭代干扰消除均衡完成后，计算发送符号比特的对数似然比；将发送符号比特的对数似然比发送给所述信道译码器进行信道译码。

13、如权利要求 12所述的接收机，其特征在于，还包括：

去 CP单元，用户将多个接收天线上的接收信号根据符号同步量进行去循环前缀（CP )处理。

14、如权利要求 12所述的接收机，其特征在于，所述检测单元，还用于利用修正的 Gram-Schmidt 正交化算法对等效频域信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解；并用得到的预处理矩阵逐子载波对频域接收信号进行预处理。

15、如权利要求 12所述的接收机，其特征在于，所述检测单元，还用于对第《发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消；对第 "发射数据流的当前单载波符号进行频域均衡处理。

16、如权利要求 15所述的接收机，其特征在于，所述检测单元，还用于逐子载波累加得到均衡后时域符号幅度；对逐子载波对软干扰抵消后的信号进行 MMSE均衡处理；计算均衡输出时域符号的归一化残余干扰和噪声方差。

17、一种检测装置，其特征在于，包括：

18、如权利要求 17所述的检测装置，其特征在于，所述分解处理单元还包括：

分解单元，用于利用修正的 Gram-Schmidt正交化算法对等效频域信道矩阵进行 MMSE-SQRD分解；

处理单元，用于利用分解得到的预处理矩阵逐子载波对频域接收信号进行预处理。

19、如权利要求 17所述的检测装置，其特征在于，所述抵消均衡单元还包括：

抵消单元，用于对第《发射数据流对应的预处理后的接收信号进行逐子载波的软干扰抵消；

均衡单元，用于对第 "发射数据流的当前单载波符号进行频域均衡处理。

20、如权利要求 19所述的检测装置，其特征在于，所述均衡单元还包括：

所述累积子单元，用于对逐子载波累加得到均衡后时域符号幅度；均衡子单元，用于对逐子载波对软干扰抵消后的信号进行 MMSE均衡处理；

计算子单元，用于计算均衡输出时域符号的归一化残余干扰和噪声方 6Z

ZS86.0/0T0ZN3/X3d U9Z 0/U0Z OAV