WO2011052214A1 - 電力変換装置およびそれを用いた誘導加熱装置並びに電動装置 - Google Patents

電力変換装置およびそれを用いた誘導加熱装置並びに電動装置 Download PDF

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WO2011052214A1
WO2011052214A1 PCT/JP2010/006382 JP2010006382W WO2011052214A1 WO 2011052214 A1 WO2011052214 A1 WO 2011052214A1 JP 2010006382 W JP2010006382 W JP 2010006382W WO 2011052214 A1 WO2011052214 A1 WO 2011052214A1
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power
switching element
drive
switching
circuit
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PCT/JP2010/006382
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Inventor
慎 今井
眞一郎 住吉
篤志 藤田
Original Assignee
パナソニック株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device including a control circuit for driving and controlling a power conversion circuit that converts direct current to alternating current, direct current to direct current, alternating current to direct current, or alternating current to direct current, and induction heating using the power conversion device as a power source
  • the present invention relates to a device and an electric device.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional inverter control device disclosed in Patent Document 1.
  • the conventional inverter control apparatus receives AC power of commercial frequency from the power source 101 and is rectified, converted into AC of an arbitrary voltage and frequency by an inverter circuit 103 having a plurality of switching elements 104, and outputs the AC.
  • a main circuit 102, a control circuit 105 for driving the switching element 104, and a driving power source 106 for the switching element 104 are provided.
  • a gate resistor 108 is connected between the drive circuit 107 that drives the switching element 104 and the gate terminal of the switching element 104, and the gate resistor 108 is configured as a variable resistor.
  • the gate resistor 108 is configured as a variable resistor.
  • the switching speed is adjusted and the noise is reduced by changing the resistance value of the gate resistor 108.
  • a conventional configuration has a problem that device loss during switching increases.
  • the driving voltage for driving the switching element is always constant and is a relatively high voltage, there is a possibility that a breakdown phenomenon with time may occur in a constituent film such as a gate oxide film in the switching element. There was a big problem that became short.
  • the switching speed of the switching element is reduced and the switching element is turned on. There is a problem that device loss increases due to an increase in resistance.
  • the present invention solves the above-described problems in the conventional power conversion device, has a configuration that extends the device life of the switching element, suppresses a decrease in switching speed of the switching element and an increase in on-resistance, and the switching element
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device having a highly efficient inverter circuit with reduced device loss, and various long-life and high-efficiency devices using the power conversion device.
  • the power conversion device includes: An inverter circuit that includes a switching element that is a wide gap semiconductor element, converts direct current into alternating current of a predetermined frequency, and outputs the alternating current to a load; A power detector for detecting output power or input power of the inverter circuit; A control circuit that receives a detection signal detected by the power detection unit and variably controls a drive voltage of a drive signal supplied to a switching element of the inverter circuit based on the detection signal.
  • the power conversion device thus configured extends the device life of the switching element by varying the drive voltage of the switching element in accordance with the output power or input power of the inverter circuit. And device loss of the switching element can be reduced.
  • the control circuit according to the first aspect forms a drive control signal for controlling the on / off operation of the switching element, and also from the power detection unit.
  • a drive circuit for forming a switching signal based on the detection signal of A drive voltage variable unit configured to vary an on / off operation of the drive signal of the switching element and a drive voltage based on a drive control signal and a switching signal from the drive circuit. Since the power conversion device according to the second aspect of the present invention configured as described above is configured to control the drive voltage of the switching element based on the detection signal of the power detection unit, the switching speed of the switching element can be increased. In addition, the service life of the switching element can be significantly increased.
  • the power conversion device according to the first aspect, wherein the control circuit is rated with respect to the switching element when the power detected by the power detection unit is a predetermined value or more.
  • Supply a drive signal with a voltage drive voltage When the power detected by the power detection unit is less than a predetermined value, a drive signal having a drive voltage lower than a rated voltage is supplied to the switching element.
  • the power conversion device configured as described above is configured to control the drive voltage of the switching element based on the power detected by the power detection unit, and thus increases the switching speed of the switching element. And the service life of the switching element can be significantly increased.
  • the wide gap semiconductor element of the switching element according to the first aspect has a characteristic that the on-resistance decreases as the drive voltage increases.
  • the on-resistance can be reduced and power conversion with less device loss can be achieved.
  • the power conversion device is characterized in that the wide gap semiconductor element of the switching element according to the first aspect increases in switching speed from off to on as the drive voltage increases.
  • the switching speed is increased and efficient power conversion becomes possible.
  • the driving voltage variable unit includes at least two switching element driving power sources having different output voltages, and a switching unit. Based on a switching signal from the circuit, the switching unit is configured so that an output voltage from one switching element driving power source becomes a driving voltage supplied to the switching element.
  • the switching unit is configured so that an output voltage from one switching element driving power source becomes a driving voltage supplied to the switching element.
  • the wide gap semiconductor element of the switching element according to the first aspect may be diamond, GaN, or SiC.
  • the switching loss when the switching element is turned on / off, or the switching element becomes conductive thus, the conduction loss can be greatly reduced, and the energy saving is achieved.
  • the power conversion device is the converter according to the first aspect, further comprising a converter circuit having a rectifier circuit to which alternating current from a commercial power source is input, a power factor correction circuit, and a smoothing circuit.
  • the power detection unit may detect input power to the rectifier circuit and output a detected detection signal to the control circuit.
  • the power conversion device configured as described above can extend the device life of the switching element by varying the drive voltage of the switching element in accordance with the power input to the inverter circuit. In addition, the device loss of the switching element can be reduced.
  • An induction heating apparatus includes the power conversion apparatus according to the first to eighth aspects and an induction heating unit.
  • the induction heating apparatus according to the ninth aspect of the present invention configured as described above has a long device life and energy saving.
  • An induction heating device includes the power conversion device according to the first to eighth aspects and an electric motor.
  • the thus configured electric apparatus according to the tenth aspect of the present invention has a long device life and a configuration that saves energy.
  • ADVANTAGE OF THE INVENTION while being able to extend the device lifetime of a switching element, the fall of the switching speed of a switching element and the increase in on-resistance can be suppressed, the device loss of a switching element can be reduced, and a highly efficient inverter It is possible to provide a power conversion device having a circuit and various types of long-life and high-efficiency devices using the power conversion device.
  • the circuit diagram which shows the main structures of the induction heating apparatus of Embodiment 1 which concerns on this invention Graph showing the relationship between the drain-source voltage of the switching element and the drain current in the induction heating apparatus of the first embodiment
  • the graph which shows the relationship between the gate voltage of a switching element and on-resistance in the induction heating apparatus of Embodiment 1 The graph which shows the switching waveform in case the gate voltage of the switching element in the induction heating apparatus of Embodiment 1 is 15V
  • the graph which shows the switching waveform in case the gate voltage of the switching element in the induction heating apparatus of Embodiment 1 is 20V
  • the relationship between the gate voltage and the loss at the time of conduction with the on-resistance, the device loss due to the gate voltage and the loss at the time of switching at the switching speed, and the gate voltage and the device lifetime Graph showing the relationship
  • the power conversion device of the present invention includes a power converter configured based on common sense.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a main configuration of the induction heating apparatus according to the first embodiment.
  • 2 to 6 are characteristic diagrams illustrating a switching element which is a wide gap semiconductor element used in the induction heating apparatus of the first embodiment.
  • the wide gap semiconductor element refers to a semiconductor element such as SiC, GaN, diamond, etc., and a semiconductor having a band gap of 2.0 eV or more while the band gap of silicon (Si) is 1.12 eV. Refers to an element.
  • commercial frequency alternating current is input from a 200 V commercial power source 1 to a converter circuit 14 and converted into direct current to be smoothed.
  • the converter circuit 14 includes a rectifying circuit 2 that converts alternating current into direct current, a power factor improving circuit 3 that receives the rectified direct current to improve the power factor, and a smoothing circuit 4 that smoothes the output from the power factor improving circuit 3. It is comprised by.
  • the direct current output from the converter circuit 14 is input to the inverter circuit 5 to form high frequency power having a predetermined frequency.
  • a plurality of switching elements 10 a, 10 b, 10 c, 10 d (hereinafter abbreviated as 10 a to 10 d) are turned on / off at a predetermined timing to generate high-frequency power with a predetermined frequency.
  • the power supplied from the inverter circuit 5 to the heating unit 7 is detected by the power detection unit 6.
  • the input electric power input into the heating part 7 which has an induction heating coil is detected, resistance is inserted in a circuit, an electric current is detected, and electric power is based on the detected electric current value. It is the structure which detects.
  • the power detection unit 6 may be configured to detect current using CT and detect power based on the detected current value.
  • a resonance capacitor 8 is connected in series to the induction heating coil that is the induction heating unit of the heating unit 7, and high frequency power from the inverter circuit 5 is supplied to the induction heating coil via the resonance capacitor 8. Yes.
  • a drive signal (D) for driving the switching elements 10 a to 10 d in the inverter circuit 5 is supplied from the drive circuit 12 via the drive voltage variable unit 11.
  • the drive voltage variable unit 11 varies the voltage of the drive signal (D) for driving the switching elements 10a to 10d in accordance with the power (current) detected by the power detection unit 6.
  • the control circuit 9 includes the drive voltage variable unit 11 and the drive circuit 12.
  • the drive voltage variable section 11 forms a drive signal (D) for driving the switching elements 10a to 10d.
  • the drive voltage variable unit 11 two transistors Tr1 and Tr2 are connected in series.
  • the drive control signal (B) from the drive circuit 12 is input to each of the transistors Tr1 and Tr2, one of the transistors Tr1 or Tr2 is turned on.
  • the voltage at the connection point that is the output of the two transistors Tr1 and Tr2 is input, for example, as the gate voltage (drive voltage) of the switching element 10a via the resistor R1.
  • the switching voltage (C) from the driving circuit 12 is input to the driving voltage variable unit 11, and one of the two switching element driving power sources V ⁇ b> 1 and V ⁇ b> 2 is switched based on the switching signal (C). Is selected.
  • the output voltage of the first drive power supply V1 is set to a value larger than the output voltage of the second drive power supply V2.
  • a voltage of 20V is input as the gate voltage of the switching element 4a.
  • the second drive power supply V2 is selected, a voltage of 15V is input as the gate voltage of the switching element 4a.
  • a detection signal corresponding to the power value detected by the power detection unit 6 is compared with a threshold value, and a switching signal (to be output to the switching unit 13 of the drive voltage variable unit 11) based on the comparison result. C) is formed.
  • the induction heating coil of the heating unit 7 generates a high frequency magnetic flux by the high frequency power supplied from the inverter circuit 5.
  • a hard glass top plate is disposed above the heating unit 7. Therefore, an object to be heated such as a cooking container is placed on the top plate immediately above the induction heating coil in the heating unit 7, and the user performs a heating operation for setting the heating conditions and the like.
  • the induction heating coil of the heating unit 7 When heating is started by the user's heating operation, the induction heating coil of the heating unit 7 generates high-frequency magnetic flux, and the object to be heated is induction heated.
  • SiC, GaN, diamond, or the like which is a wide gap semiconductor element, is used as the switching elements 10a to 10d in the inverter circuit 5.
  • the switching elements 10a to 10d when wide gap semiconductor elements are used as the switching elements 10a to 10d, the excellent effects of low device loss, high switching speed, and long service life are obtained.
  • a transistor such as a MOSFET or an IGBT is used as the switching element, an excellent effect that the service life is extended is achieved.
  • the wide gap semiconductor element refers to a semiconductor element having a band gap of 2.0 eV or more.
  • the band gap of SiC is 2.20 to 3.02 eV
  • the band gap of GaN is 3.39 eV
  • the band gap of diamond is 5.47 eV.
  • FIG. 2 is a graph showing the relationship between drain-source voltage (Vds) and drain current (Id) when SiC, which is a wide gap semiconductor element, is used as a switching element, for example.
  • the horizontal axis indicates the drain-source voltage (Vds)
  • the vertical axis indicates the drain current (Id).
  • the current-voltage (IV) characteristics when the gate voltage (Vgs) is 10 V, 15 V, and 20 V are shown in the graph of FIG.
  • the slope of the IV characteristic in the case of 15V and the slope of the IV characteristic in the case of 20V are gradually increased as compared with the IV characteristic in the case where the gate voltage (Vgs) of the switching element is 10V. Yes.
  • FIG. 3 is a characteristic curve obtained by calculating the on-resistance (Ron) of the switching element from the IV characteristics shown in FIG. 2, and shows the relationship between the gate voltage (Vgs) of the switching element and the on-resistance (Ron).
  • the horizontal axis represents the gate voltage (Vgs) applied to the switching element
  • the vertical axis represents the on-resistance (Ron) of the switching element.
  • the on-resistance (Ron) decreases as the gate voltage (Vgs) increases.
  • the gate voltage (Vgs) when a wide gap semiconductor element is used as the switching element, it can be understood that as the gate voltage (Vgs) is set higher, the on-resistance becomes smaller and the device loss of the switching element is reduced.
  • the gate voltage (Vgs) shows substantially the same on-resistance in the region where the voltage is 15 V or higher, and the device loss of the switching element does not increase even when the gate voltage is set high. It was not reduced.
  • 4A and 4B are graphs showing the relationship between the gate voltage (Vgs) and the switching speed when, for example, SiC, which is a wide gap semiconductor element, is used as the switching element.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents drain-source voltage (Vds) and drain current (Id).
  • 4A shows a switching waveform when the gate voltage (Vgs) is 15V
  • FIG. 4B shows a switching waveform when the gate voltage (Vgs) is 20V.
  • the switching time from off to on (T20) when the gate voltage is 20V is compared with the switching time (T15) from off to on when the gate voltage is 15V. Significantly shorter. Note that the switching time from on to off is substantially the same regardless of the magnitude of the gate voltage.
  • FIG. 5 is a graph showing the relationship between the gate voltage (Vgs) and the switching speed in the switching element.
  • the characteristic diagram of FIG. 5 is a characteristic graph calculated based on the switching speed (OFF ⁇ ON) in the switching waveforms shown in FIGS. 4A and 4B.
  • the higher the gate voltage (Vgs) the faster the switching speed.
  • the switching speed is dramatically higher than when the gate voltage (Vgs) is 15 V. Switching speed is faster.
  • the gate voltage (Vgs) shows substantially the same switching speed in a region of 15 V or higher, and the switching speed can be increased even if the gate voltage is set high. could not.
  • FIG. 6 shows the relationship between the gate voltage (Vgs) and the on-resistance (Ron) loss during conduction, the device loss due to the gate voltage and the switching loss at the switching speed, and the gate voltage (Vgs). It is a graph which shows the relationship between device life (service life).
  • the horizontal axis represents the gate voltage (Vgs) of the switching element
  • the vertical axis represents device loss and device life.
  • the gate voltage (Vgs) of the switching element increases, the on-resistance decreases, so that the device loss is reduced.
  • the device lifetime of the switching element is shorter as the gate voltage (Vgs) is higher.
  • the device loss hardly changed and the device life (lifetime) was substantially the same in a region where the gate voltage (Vgs) was 15 V or more.
  • the output power of the inverter circuit 5 is detected by the power detection unit 6, and the switching element 10a used in the inverter circuit 5 according to the detected output power.
  • the drive voltage (gate voltage) of ⁇ 10d is configured to be variable.
  • the user places an object to be heated on a predetermined position of the top plate, sets heating conditions, and performs a heating start operation.
  • the control circuit 9 By performing the heating start operation, the control circuit 9 generates a drive signal (D) according to the heating condition, and the inverter circuit 5 generates the switching elements 10a to 10d based on the drive signal (D) from the control circuit 9. Is turned on / off.
  • the alternating current from the commercial power source 1 is rectified in the rectifier circuit 2, the power factor is adjusted in the power factor correction circuit 3, and the direct current smoothed in the smoothing circuit 4 is turned on / off in the inverter circuit 5 by the switching elements 10 a to 10 d. Is converted into a high-frequency current.
  • the high-frequency current formed in the inverter circuit 5 is supplied to the induction heating coil of the heating unit 7 to generate an eddy current in the heated object magnetically coupled to the induction heating coil. Joule heat is generated by the eddy current generated in the object to be heated, and the object to be heated is induction heated.
  • the output power of the inverter circuit 5 is detected by the power detection unit 6.
  • a detection signal (A) detected by the power detection unit 6 is input to the drive circuit 12 of the control circuit 9.
  • the drive circuit 12 drives and controls the drive voltage variable unit 11 according to the detected output power based on the detection signal (A).
  • drive control is performed based on the drive control signal (B) and the switching signal (C) from the drive circuit 12, and the on / off operations of the switching elements 10a to 10d are controlled.
  • the drive voltage input to the gates 10a to 10d is varied.
  • the switching elements 10a to 10d are turned on / off based on the drive control signal (B) from the drive circuit 12, and the switching elements 10a to 10d are driven based on the switching signal (C).
  • the drive voltage of the drive signal (D) for driving 10d is varied.
  • the power value is set to 1500 W as a threshold for changing the drive voltage of the drive signal (D).
  • the rated drive voltage for turning on / off the switching elements 10a to 10d is 20V.
  • said numerical value is an example and does not specify this invention.
  • the driving voltage of each switching element 10a to 10d is 20 V (V1). It is driven by.
  • the drive voltage of each switching element 10a to 10d is driven at 15V (V2) lower than the rated drive voltage of 20V.
  • the device loss can be reduced by increasing the drive voltage (gate voltage) of the switching element, but the useful life of the switching element is short. Become.
  • the output power of the inverter circuit 5 is detected, and the switching elements 10a to 10d used in the inverter circuit 5 are driven according to the detected output power.
  • the voltage (gate voltage) is changed to any voltage of 20V / 15V.
  • the output power of the inverter circuit 5 is detected by the power detection unit 6 and the drive voltage of the switching elements 10a to 10d is varied.
  • a configuration may be adopted in which input power, input power input from the commercial power supply 1 to the rectifier circuit 2, and the like are detected, and the drive voltages of the switching elements 10a to 10d are varied in accordance with the detected input power.
  • the case where there is one threshold for changing the drive voltage of the drive signal (D) has been described.
  • two or more thresholds are set and a plurality of preset threshold values are set.
  • the switching element may be driven by selecting a desired driving voltage from a switching element driving power source (for example, 20 V / 15 V / 10 V).
  • the inverter circuit 5 is configured using the wide gap semiconductor element as the switching element, but the configuration can extend the device life of the switching element. An efficient heating operation can be realized without increasing the device loss of the switching element.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a main configuration of a vacuum cleaner which is an electric device according to the second embodiment of the present invention.
  • the vacuum cleaner that is the electric device of the second embodiment, commercial frequency alternating current is input from a 100 V commercial power source 21 to a converter circuit 34 and converted to direct current.
  • the converter circuit 34 includes a rectifier circuit 22, a power factor correction circuit 23, and a smoothing circuit 24.
  • flow output from the converter circuit 34 is input into the inverter circuit 25, and the high frequency electric power of a predetermined frequency is formed.
  • the inverter circuit 25 generates high-frequency power of a predetermined frequency by a plurality of switching elements 35a, 35b, 35c, 35d, 35e, and 35f (hereinafter abbreviated as 35a to 35f) that perform on / off operations at a predetermined timing.
  • the high frequency power formed in the inverter circuit 25 is supplied to a motor 27 which is an electric motor, and the dust suction fan 28 is driven.
  • the wide gap semiconductor element described in the first embodiment is used as the switching element in the inverter circuit 5.
  • the control circuit 29 generates a drive signal (D) for driving the switching elements 35a to 35f and supplies the drive signal (D) to the switching elements 35a to 35f.
  • the current supplied to the motor 27 is detected by the current detection unit 26 that is a power detection unit, and the detected detection signal (A) is input to the drive circuit 31 of the control circuit 29.
  • the current detection unit 26 which is a power detection unit
  • the input current supplied to the motor 27 is detected by CT.
  • a drive signal (D) for driving the switching elements 35 a to 35 f in the inverter circuit 25 is supplied from the drive circuit 31 via the drive voltage variable unit 30.
  • the drive voltage varying unit 30 varies the voltage of the drive signal (D) for driving the switching elements 35a to 35f in accordance with the current detected by the current detection unit 26.
  • the control circuit 29 includes a drive voltage variable unit 30 and a drive circuit 31.
  • the drive voltage variable unit 30 forms drive signals (D) for driving the switching elements 35a to 35f.
  • the drive voltage variable section 30 two transistors Tr1 and Tr2 are connected in series, and a drive control signal (B) from the drive circuit 31 is input to each of the transistors Tr1 and Tr2, and any one of the transistors Tr1 or Tr2 Tr2 is configured to be turned on.
  • the voltage at the connection point that is the output of the two transistors Tr1 and Tr2 is input, for example, as the gate voltage (drive voltage) of the switching element 35a via the resistor R1.
  • the switching voltage (C) from the driving circuit 31 is input to the driving voltage variable unit 30, and one of the two switching element driving power sources V ⁇ b> 1 and V ⁇ b> 2 is switched based on the switching signal (C). Is selected.
  • the output voltage of the first drive power supply V1 is set larger than the output voltage of the second drive power supply V2.
  • a voltage of 20V is input as the gate voltage of the switching element 35a
  • a voltage of 15V is applied to the switching element 35a. It is configured to be input as a gate voltage.
  • a detection signal corresponding to the current value detected by the current detection unit 26 is compared with a threshold value, and a switching signal (to be output to the switching unit 33 of the drive voltage variable unit 30) based on the comparison result. C) is formed.
  • the control circuit 29 When a user sets a driving condition in an operation unit (not shown) of the vacuum cleaner and performs a driving start operation, the control circuit 29 generates a driving signal (D) according to the driving condition, and the inverter The circuit 25 turns on / off the switching elements 35a to 35f based on the drive signal (D) from the control circuit 29.
  • the alternating current from the commercial power source 21 is rectified in the rectifier circuit 22, the power factor is adjusted in the power factor correction circuit 23, and the direct current smoothed in the smoothing circuit 24 is turned on / off in the inverter circuit 25 by the switching elements 35 a to 35 f. Is converted into a high-frequency current.
  • the high-frequency current formed in the inverter circuit 25 is supplied to a motor 27 that is an electric motor, rotates at a predetermined speed, and the dust suction fan 28 that is a load is driven.
  • the current (motor current) output from the inverter circuit 25 and supplied to the motor 27 is detected by the current detection unit 26.
  • a detection signal (A) indicating the motor current detected by the current detection unit 26 is input to the control circuit 29.
  • the control circuit 29 based on the detection signal (A) input from the current detection unit 26, if the detected motor current is greater than or equal to a predetermined current value (threshold value), the drive for driving the switching elements 35a to 35f.
  • the voltage is a rated drive voltage (for example, 20V).
  • the switching elements 35a to 35f are driven with a voltage (for example, 15V) lower than the rated drive voltage.
  • the drive circuit 31 drives and controls the drive voltage variable unit 30 according to the detected motor current based on the detection signal (A).
  • the drive is controlled based on the drive control signal (B) and the switching signal (C) from the drive circuit 31, the on / off operation of each switching element 35a to 35f is controlled, and each switching element The drive voltage input to the gates 35a to 35f is varied.
  • the switching elements 35a to 35f are turned on / off based on the drive control signal (B) from the drive circuit 31, and the switching elements 35a to 35f are driven based on the switching signal (C).
  • the drive voltage of the drive signal (D) for driving 35f is variable (20V / 15V).
  • a signal indicating one current value is set in advance as a threshold for changing the voltage of the drive signal.
  • the switching element when a wide bandgap semiconductor element is used as the switching element, by increasing the driving voltage (gate voltage) of the switching element, the on-resistance is reduced and the switching speed is increased. Although improved and device loss is reduced, the useful life of the switching element is shortened. For this reason, in the electric device of the second embodiment, the output current of the inverter circuit 25 is detected, and the drive voltages of the switching elements 35a to 35f used in the inverter circuit 25 are detected in accordance with the detected output current.
  • the (gate voltage) is changed to, for example, any voltage of 20V / 15V.
  • the motor current is detected by the current detection unit 26 and is described as an example of the configuration that is input to the control circuit 29.
  • the current detection that detects the current input to the inverter circuit 25 is described.
  • a current detection unit that detects a current input from the commercial power supply 21 to the filter circuit 22, and based on the detection signal (A) detected by the current detection unit, the drive voltages ( The gate voltage may be varied.
  • the current detection unit 32 that detects the current input from the commercial power supply 21 to the rectifier circuit 22 is described, but this is controlled by the detection signal (A) of either the current detection unit 26 or 32. This indicates that the signal is input to the circuit 29 and used.
  • the inverter circuit 25 is configured using the wide gap semiconductor element as the switching element, but the configuration is capable of extending the device life of the switching element. It is possible to realize driving of an electric motor with high efficiency without increasing the device loss of the switching element.
  • the power conversion device of the present invention can be applied to devices in various fields configured using an inverter circuit, and particularly a device that performs high-speed switching operation efficiently using a wide gap semiconductor element, such as an induction heating device. Excellent effects are obtained in various devices such as electric devices.
  • the present invention is useful in various fields of devices using a power conversion circuit, and can provide a high-efficiency and long-life device.

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Abstract

　電力変換装置は、インバータ回路がワイドギャップ半導体素子であるスイッチング素子を含んで構成されており、インバータ回路の出力電力または入力電力を検知する電力検知部（６）が検知した検知信号（Ａ）が制御回路（９）に入力されて、検知信号に基づいてインバータ回路のスイッチング素子に供給する駆動信号（Ｄ）の駆動電圧を可変制御することにより、スイッチング素子のデバイス寿命を長くするとともに、スイッチング素子のデバイス損失を低減することができる。

Description

電力変換装置およびそれを用いた誘導加熱装置並びに電動装置
　本発明は、直流を交流、直流を直流、交流を直流、または交流を直流に変換する電力変換回路を駆動制御する制御回路を備える電力変換装置およびその電力変換装置を電力源として用いた誘導加熱装置、並びに電動装置に関する。
　従来、この種の電力変換回路を駆動制御する制御回路を備えた電力変換装置としては、特許文献１に開示されたインバータ制御装置の構成がある。図８は特許文献１に開示された従来のインバータ制御装置の構成を示す回路図である。図８において、従来のインバータ制御装置は、電源１０１から商用周波数の交流電力が入力されて整流され、複数のスイッチング素子１０４を有するインバータ回路１０３により任意の電圧および周波数の交流に変換して出力する主回路１０２と、スイッチング素子１０４を駆動する制御回路１０５と、スイッチング素子１０４の駆動用電源１０６とを備えている。図８に示す従来のインバータ制御装置においては、スイッチング素子１０４を駆動する駆動回路１０７とスイッチング素子１０４のゲート端子との間にゲート抵抗１０８が接続されており、このゲート抵抗１０８が可変抵抗で構成されている。このように、図８に開示された従来のインバータ制御装置においては、ゲート抵抗１０８として可変抵抗を用いることにより、スイッチング素子１０４を駆動するスイッチング波形を調整して、スイッチング電圧の急激な変化（ｄｖ／ｄｔ）を抑制し、スイッチング時に発生するノイズを低減していた。
特開平７－２３６２６６号公報
　前記のように、従来のインバータ制御装置の構成においては、ゲート抵抗１０８の抵抗値を可変することにより、スイッチング速度を調整し、ノイズの低減を図っていた。しかしながら、このような従来の構成では、スイッチング時のデバイス損失が増大するという問題があった。また、スイッチング素子を駆動する駆動電圧は常に一定であり比較的に高い電圧であるため、スイッチング素子におけるゲート酸化膜等の構成膜において経時的な破壊現象が生じるおそれがあり、スイッチング素子の耐用年数が短くなるという大きな問題があった。さらに、スイッチング素子を駆動する駆動電圧を低くすることにより、スイッチング素子の耐用年数を延ばすことは可能であるが、駆動電圧を低くすることにより、スイッチング素子のスイッチング速度の低下や、スイッチング素子のオン抵抗の増大によりデバイス損失が増大するという問題を有していた。
　本発明は、前記の従来の電力変換装置における問題を解決するものであり、スイッチング素子のデバイス寿命を延ばす構成とするとともに、スイッチング素子のスイッチング速度の低下とオン抵抗の増大を抑制し、スイッチング素子のデバイス損失を低減して高効率のインバータ回路を有する電力変換装置およびその電力変換装置を用いた長寿命で高効率の各種装置の提供を目的とする。
　前記の従来の電力変換装置における課題を解決するために、本発明に係る第１の態様の電力変換装置は、
　ワイドギャップ半導体素子であるスイッチング素子を含んで構成され、直流を所定の周波数の交流に変換して負荷に出力するインバータ回路と、
　前記インバータ回路の出力電力または入力電力を検知する電力検知部と、
　前記電力検知部が検知した検知信号が入力され、前記検知信号に基づいて前記インバータ回路のスイッチング素子に供給する駆動信号の駆動電圧を可変制御する制御回路と、を備えている。このように構成された本発明の第１の態様の電力変換装置は、インバータ回路の出力電力または入力電力に応じて、スイッチング素子の駆動電圧を可変することにより、スイッチング素子のデバイス寿命を延ばすことができるとともに、スイッチング素子のデバイス損失を低減することができる。
　本発明に係る第２の態様の電力変換装置は、前記の第１の態様における前記制御回路が、前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御する駆動制御信号を形成するとともに、前記電力検知部からの前記検知信号に基づいて切替信号を形成する駆動回路と、
　前記駆動回路からの駆動制御信号および切替信号に基づいて、前記スイッチング素子の駆動信号のオン／オフ動作および駆動電圧を可変する駆動電圧可変部と、を備えている。このように構成された本発明の第２の態様の電力変換装置は、電力検知部の検知信号に基づいてスイッチング素子の駆動電圧を制御する構成であるため、スイッチング素子のスイッチング速度を速めることができるとともに、スイッチング素子の耐用年数を大幅に長くすることが可能となる。
　本発明に係る第３の態様の電力変換装置は、前記の第１の態様における前記制御回路が、前記電力検知部により検出された電力が所定値以上のとき、前記スイッチング素子に対して、定格電圧の駆動電圧を持つ駆動信号を供給し、
　前記電力検知部により検出された電力が所定値未満のとき、前記スイッチング素子に対して、定格電圧より低い駆動電圧を持つ駆動信号を供給するよう構成されている。このように構成された本発明の第３の態様の電力変換装置は、電力検知部により検出された電力に基づいてスイッチング素子の駆動電圧を制御する構成であるため、スイッチング素子のスイッチング速度を速めることができるとともに、スイッチング素子の耐用年数を大幅に長くすることが可能となる。
　本発明に係る第４の態様の電力変換装置は、前記の第１の態様における前記スイッチング素子のワイドギャップ半導体素子は、駆動電圧が上昇するにしたがい、オン抵抗が小さくなる特性を有する。このように構成された本発明の第４の態様の電力変換装置においては、スイッチング素子の駆動電圧を可変することにより、オン抵抗を小さくし、デバイス損失の少ない電力変換が可能となる。
　本発明に係る第５の態様の電力変換装置は、前記の第１の態様における前記スイッチング素子のワイドギャップ半導体素子が、駆動電圧が上昇するにしたがい、オフからオンへのスイッチング速度が速くなる特性を有する。このように構成された本発明の第５の態様の電力変換装置においては、スイッチング素子の駆動電圧を可変することにより、スイッチング速度を速くし、効率の良い電力変換が可能となる。
　本発明に係る第６の態様の電力変換装置は、前記の第１の態様における前記駆動電圧可変部が、出力電圧が異なる少なくとも２つのスイッチング素子用駆動電源と、切替部とを含み、前記駆動回路からの切替信号に基づいて前記切替部により１つのスイッチング素子用駆動電源からの出力電圧が前記スイッチング素子に供給される駆動電圧となるよう構成されている。このように構成された本発明の第６の態様の電力変換装置においては、スイッチング素子の駆動電圧を可変することにより、スイッチング素子の耐用年数を大幅に長くすることが可能となる。
　本発明に係る第７の態様の電力変換装置は、前記の第１の態様における前記スイッチング素子のワイドギャップ半導体素子が、ダイヤモンド、ＧａＮ、ＳｉＣであってもよい。このように構成された本発明の第７の態様の電力変換装置においては、スイッチング素子の駆動電圧を可変とすることにより、スイッチング素子がオン／オフ動作するときのスイッチング損失や、スイッチング素子が導通しているときの導通損失を大幅に低減することができ、省エネルギーを図った構成となる。
　本発明に係る第８の態様の電力変換装置は、前記の第１の態様において、商用電源からの交流が入力される整流回路と、力率改善回路と、平滑回路とを有するコンバータ回路をさらに備え、
　前記電力検知部が、前記整流回路への入力電力を検出して、検出された検知信号を前記制御回路へ出力するよう構成してもよい。このように構成された本発明の第８の態様の電力変換装置は、インバータ回路へ入力される電力に応じて、スイッチング素子の駆動電圧を可変することにより、スイッチング素子のデバイス寿命を延ばすことができるとともに、スイッチング素子のデバイス損失を低減することができる。
　本発明に係る第９の態様の誘導加熱装置は、前記の第１乃至第８の態様における電力変換装置と、誘導加熱部とを備えている。このように構成された本発明の第９の態様の誘導加熱装置は、デバイス寿命が長く、省エネルギーを図った構成となる。
　本発明に係る第１０の態様の誘導加熱装置は、前記の第１乃至第８の態様における電力変換装置と、電動機とを備えている。このように構成された本発明の第１０の態様の電動装置は、デバイス寿命が長く、省エネルギーを図った構成となる。
　本発明によれば、スイッチング素子のデバイス寿命を延ばすことができるとともに、スイッチング素子のスイッチング速度の低下とオン抵抗の増大を抑制し、スイッチング素子のデバイス損失を低減することができ、高効率のインバータ回路を有する電力変換装置およびその電力変換装置を用いた長寿命で高効率の各種装置を提供することができる。
本発明に係る実施の形態１の誘導加熱装置の主要な構成を示す回路図 実施の形態１の誘導加熱装置におけるスイッチング素子のドレイン－ソース間電圧と、ドレイン電流との関係を示すグラフ 実施の形態１の誘導加熱装置におけるスイッチング素子のゲート電圧とオン抵抗との関係を示すグラフ 実施の形態１の誘導加熱装置におけるスイッチング素子のゲート電圧が１５Ｖの場合のスイッチング波形を示すグラフ 実施の形態１の誘導加熱装置におけるスイッチング素子のゲート電圧が２０Ｖの場合のスイッチング波形を示すグラフ 実施の形態１の誘導加熱装置におけるスイッチング素子のゲート電圧とスイッチング速度との関係を示すグラフ 実施の形態１の誘導加熱装置におけるスイッチング素子のゲート電圧とオン抵抗での導通時の損失と、ゲート電圧とスイッチング速度でのスイッチング時の損失によるデバイス損失との関係、並びにゲート電圧とデバイス寿命との関係を示すグラフ 本発明に係る実施の形態２の電動装置としての電気掃除機の主要な構成を示す回路図 従来のインバータ制御装置の構成を示す回路図
　以下、本発明の電力変換装置に係る実施の形態として、本発明の電力変換装置を用いた誘導加熱装置並びに電動装置について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、本発明の電力変換装置は、以下の実施の形態に記載した構成に限定されるものではなく、以下の実施の形態において説明する技術的思想と同等の技術的思想および当技術分野における技術常識に基づいて構成される電力変換装置を含むものである。
　（実施の形態１）
　本発明の電力変換装置の一実施の形態として、電力変換装置を誘導加熱装置に用いた構成について添付の図１から図６を用いて説明する。図１は、実施の形態１の誘導加熱装置の主要な構成を示す回路図である。図２から図６は、実施の形態１の誘導加熱装置において用いたワイドギャップ半導体素子であるスイッチング素子を説明する特性図である。ここで、ワイドギャップ半導体素子とは、ＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンドなどの半導体素子を示し、シリコン（Ｓｉ）のバンドギャップが１．１２ｅＶであるのに対して、２．０ｅＶ以上のバンドギャップを持つ半導体素子をいう。
　図１に示すように、実施の形態１の誘導加熱装置においては、２００Ｖの商用電源１から商用周波数の交流がコンバータ回路１４に入力されて、直流に変換され平滑化される。コンバータ回路１４は、交流を直流に変換する整流回路２、整流された直流が入力されて力率を改善する力率改善回路３、および力率改善回路３からの出力を平滑化する平滑回路４により構成されている。また、実施の形態１の誘導加熱装置においては、コンバータ回路１４から出力された直流がインバータ回路５に入力されて所定の周波数の高周波電力が形成されている。インバータ回路５においては、複数のスイッチング素子１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ（以下、１０ａ～１０ｄと略す）が所定のタイミングでオン／オフ動作することにより所定の周波数の高周波電力が形成される。インバータ回路５から加熱部７へ供給される電力は電力検知部６により検出される。この電力検知部６においては、誘導加熱コイルを有する加熱部７へ入力される入力電力が検出されており、回路に抵抗を挿入し、電流を検出し、その検出された電流値に基づいて電力を検出する構成である。なお、電力検知部６としてはＣＴを用いて電流検出し、その検出された電流値に基づいて電力を検知する構成としてもよい。加熱部７の誘導加熱部である誘導加熱コイルには共振コンデンサ８が直列に接続されており、インバータ回路５からの高周波電力が共振コンデンサ８を介して誘導加熱コイルに供給されるよう構成されている。
　インバータ回路５における各スイッチング素子１０ａ～１０ｄを駆動するための駆動信号（Ｄ）は、駆動回路１２から駆動電圧可変部１１を介して供給される。駆動電圧可変部１１は、電力検知部６により検出された電力（電流）に応じて、各スイッチング素子１０ａ～１０ｄを駆動するための駆動信号（Ｄ）の電圧を可変させている。実施の形態１の誘導加熱装置においては、制御回路９が駆動電圧可変部１１と駆動回路１２とを含んで構成されている。
　図１に示すように、駆動電圧可変部１１は、各スイッチング素子１０ａ～１０ｄを駆動するための駆動信号（Ｄ）をそれぞれ形成している。駆動電圧可変部１１においては、２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が直列に接続されている。駆動回路１２からの駆動制御信号（Ｂ）がそれぞれのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に入力されることにより、いずれかのトランジスタＴｒ１またはＴｒ２がオン状態となるよう構成されている。２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の出力となる接続点の電圧は、抵抗Ｒ１を介して、例えばスイッチング素子１０ａのゲート電圧（駆動電圧）として入力される。図１においては、スイッチング素子１０ａのゲートに入力される駆動信号（Ｄ）を形成する１つの駆動電圧可変部１１についてのみ記載して、他のスイッチング素子１０ｂ，１０ｃ，１０ｄの各ゲートに入力される駆動信号（Ｄ）を形成する駆動電圧可変部１１については省略している。
　また、駆動電圧可変部１１は、駆動回路１２からの切替信号（Ｃ）が入力されて、この切替信号（Ｃ）に基づいて２つのスイッチング素子用駆動電源Ｖ１，Ｖ２のいずれかが切替部１３により選択されるよう構成されている。実施の形態１において、第１の駆動電源Ｖ１の出力電圧は、第２の駆動電源Ｖ２の出力電圧より大きな値に設定されている。切替部１３により、第１の駆動電源Ｖ１が選択されたとき、２０Ｖの電圧がスイッチング素子４ａのゲート電圧として入力される。一方、第２の駆動電源Ｖ２が選択されたときには１５Ｖの電圧がスイッチング素子４ａのゲート電圧として入力される。
　駆動回路１２においては、電力検知部６において検出された電力値に対応する検知信号を閾値と比較して、その比較結果に基づいて、駆動電圧可変部１１の切替部１３に出力する切替信号（Ｃ）が形成されている。
　上記のように構成された実施の形態１の誘導加熱装置においては、インバータ回路５から供給された高周波電力により加熱部７の誘導加熱コイルが高周波磁束を発生させる構成である。なお、図示は省略しているが、加熱部７の上方には硬質ガラス製のトッププレートが配設されている。したがって、加熱部７における誘導加熱コイルの直上のトッププレートの上に調理容器などの被加熱物が載置されて、使用者が加熱条件などを設定する加熱操作を行う。使用者の加熱操作により加熱が開始されると、加熱部７の誘導加熱コイルが高周波磁束を発生させ、被加熱物が誘導加熱される。
　実施の形態１の誘導加熱装置においては、インバータ回路５におけるスイッチング素子１０ａ～１０ｄとして、ワイドギャップ半導体素子であるＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンドなどが用いられている。
　なお、本発明の電力変換装置の構成において、スイッチング素子１０ａ～１０ｄとしてワイドギャップ半導体素子を用いた場合には、デバイス損失が少なく、スイッチング速度が速く、そして耐用年数が長くなるという優れた効果を奏するが、本発明においては、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどのトランジスタを使用した場合でも耐用年数が長くなるという優れた効果を奏するものである。
　本発明に係る実施の形態１の誘導加熱装置においては、インバータ回路５におけるスイッチング素子として、特にワイドギャップ半導体素子が用いられている。以下、スイッチング素子としてワイドギャップ半導体素子を用いた場合における課題およびその課題の解決方法について添付の図２から図６を用いて説明する。前述のように、ワイドギャップ半導体素子とは、２．０ｅＶ以上のバンドギャップを持つ半導体素子をいう。なお、ＳｉＣのバンドギャップは２．２０～３．０２ｅＶ、ＧａＮのバンドギャップは３．３９ｅＶ、ダイヤモンドのバンドギャップは５．４７ｅＶである。
　図２は、例えばスイッチング素子としてワイドギャップ半導体素子であるＳｉＣを用いた場合におけるドレイン－ソース間電圧（Ｖｄｓ）と、ドレイン電流（Ｉｄ）との関係を示すグラフである。図２において、横軸がドレイン－ソース間電圧（Ｖｄｓ）を示し、縦軸がドレイン電流（Ｉｄ）を示す。また、図２のグラフにおいてゲート電圧（Ｖｇｓ）が１０Ｖ、１５Ｖ、２０Ｖの場合の電流－電圧（ＩＶ）特性を示す。図２のグラフから明らかなように、スイッチング素子のゲート電圧（Ｖｇｓ）が１０Ｖの場合のＩＶ特性に比べて、１５Ｖの場合のＩＶ特性、２０Ｖの場合のＩＶ特性の傾きが徐々に大きくなっている。
　図３は、図２に示したＩＶ特性からスイッチング素子のオン抵抗（Ｒｏｎ）を算出した特性曲線であり、スイッチング素子のゲート電圧（Ｖｇｓ）とオン抵抗（Ｒｏｎ）との関係を示している。図３において、横軸がスイッチング素子に印加されるゲート電圧（Ｖｇｓ）を示し、縦軸がスイッチング素子のオン抵抗（Ｒｏｎ）を示している。図３の特性曲線から明らかなように、ゲート電圧（Ｖｇｓ）が高いほどオン抵抗（Ｒｏｎ）が小さくなっている。したがって、スイッチング素子としてワイドギャップ半導体素子を用いた場合には、ゲート電圧（Ｖｇｓ）を高く設定するほど、オン抵抗が小さくなり、スイッチング素子のデバイス損失が低減されることが理解できる。
　なお、スイッチング素子としてＳｉを用いたＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴの場合には、ゲート電圧（Ｖｇｓ）が１５Ｖ以上の領域において、略同じオン抵抗を示し、ゲート電圧を高く設定してもスイッチング素子のデバイス損失は低減されなかった。
　図４Ａおよび図４Ｂは、例えばスイッチング素子としてワイドギャップ半導体素子であるＳｉＣを用いた場合における、ゲート電圧（Ｖｇｓ）とスイッチング速度との関係を示すグラフである。図４Ａおよび図４Ｂにおいて、横軸が時間を示し、縦軸がドレイン－ソース間電圧（Ｖｄｓ）およびドレイン電流（Ｉｄ）を示す。図４Ａはゲート電圧（Ｖｇｓ）が１５Ｖの場合のスイッチング波形であり、図４Ｂはゲート電圧（Ｖｇｓ）が２０Ｖの場合のスイッチング波形である。
　図４Ａおよび図４Ｂから明らかなように、ゲート電圧が２０Ｖの場合のオフからオンへのスイッチング時間（Ｔ２０）は、ゲート電圧が１５Ｖの場合のオフからオンへのスイッチング時間（Ｔ１５）に比べて大幅に短くなっている。なお、オンからオフへのスイッチング時間は、ゲート電圧の大小にかかわらず略同じである。
　図５は、スイッチング素子におけるゲート電圧（Ｖｇｓ）とスイッチング速度との関係を示すグラフである。図５の特性図は図４Ａおよび図４Ｂに示したスイッチング波形におけるスイッチング速度（オフ→オン）に基づいて算出された特性グラフである。図５に示すように、ゲート電圧（Ｖｇｓ）が高いほどスイッチング速度は速くなっており、特にゲート電圧（Ｖｇｓ）が１５Ｖの場合に比べてゲート電圧（Ｖｇｓ）が２０Ｖの場合には飛躍的にスイッチング速度が速くなっている。
　なお、スイッチング素子としてＳｉを用いたＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴの場合には、ゲート電圧（Ｖｇｓ）が１５Ｖ以上の領域において、略同じスイッチング速度を示し、ゲート電圧を高く設定してもスイッチング速度の高速化はできなかった。
　図６は、スイッチング素子におけるゲート電圧（Ｖｇｓ）とオン抵抗（Ｒｏｎ）での導通時の損失と、ゲート電圧とスイッチング速度でのスイッチング時の損失によるデバイス損失との関係、並びにゲート電圧（Ｖｇｓ）とデバイス寿命（耐用年数）との関係を示すグラフである。図６において、横軸がスイッチング素子のゲート電圧（Ｖｇｓ）であり、縦軸がデバイス損失およびデバイス寿命を示している。図６に示すように、スイッチング素子のゲート電圧（Ｖｇｓ）が高くなるほど、オン抵抗が小さくなるため、デバイス損失は低減している。一方、スイッチング素子のデバイス寿命としては、ゲート電圧（Ｖｇｓ）が高くなるほど、短くなっている。
　なお、スイッチング素子としてＳｉを用いたＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴの場合には、ゲート電圧（Ｖｇｓ）が１５Ｖ以上の領域において、デバイス損失はほとんど変わらず、デバイス寿命（耐用年数）も略同じであった。
　上記のように、スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体素子を用いた場合には、スイッチング素子の駆動電圧（ゲート電圧）を高くすることにより、当該スイッチング素子のゲート酸化膜等における経時的な破壊現象の発生時期が早くなり、スイッチング素子の使用可能な期間（耐用年数）が短くなると問題が生じる。一方、スイッチング素子の駆動電圧を低下させることにより、スイッチング素子の耐用年数を延ばすことは可能となるが、オン抵抗の増大とスイッチング速度の低下に伴うデバイス損失が大きくなるため、当該スイッチング素子を用いた誘導加熱装置の加熱効率が悪化するという問題がある。
　そこで、実施の形態１の誘導加熱装置においては、インバータ回路５の出力電力を電力検知部６により検出して、その検出された出力電力に応じて、インバータ回路５に用いられているスイッチング素子１０ａ～１０ｄの駆動電圧（ゲート電圧）を可変するよう構成されている。
　以下、実施の形態１の誘導加熱装置における動作について説明する。
　まず、使用者は被加熱物をトッププレートの所定位置に載置して、加熱条件を設定して、加熱開始操作を行う。加熱開始操作を行うことにより、加熱条件に応じて制御回路９が駆動信号（Ｄ）を形成し、インバータ回路５は制御回路９からの駆動信号（Ｄ）に基づいて、各スイッチング素子１０ａ～１０ｄをオン／オフ動作させる。
　商用電源１からの交流が整流回路２において整流され、力率改善回路３において力率調整され、平滑回路４において平滑された直流は、インバータ回路５において各スイッチング素子１０ａ～１０ｄのオン／オフ動作により、高周波電流に変換される。インバータ回路５において形成された高周波電流が加熱部７の誘導加熱コイルに供給されて、誘導加熱コイルと磁気結合した被加熱物に渦電流を発生させる。被加熱物において生じた渦電流によりジュール熱が生じて、被加熱物を誘導加熱する。
　上記のように被加熱物を誘導加熱している状態において、インバータ回路５の出力電力が電力検知部６により検出される。電力検知部６により検出された検知信号（Ａ）は制御回路９の駆動回路１２に入力される。駆動回路１２は、検知信号（Ａ）に基づき、検出された出力電力に応じて駆動電圧可変部１１を駆動制御する。駆動電圧可変部１１においては、駆動回路１２からの駆動制御信号（Ｂ）および切替信号（Ｃ）に基づいて駆動制御され、各スイッチング素子１０ａ～１０ｄのオン／オフ動作が制御され、各スイッチング素子１０ａ～１０ｄのゲートに入力される駆動電圧が可変される。
　駆動電圧可変部１１においては、駆動回路１２からの駆動制御信号（Ｂ）に基づいて、各スイッチング素子１０ａ～１０ｄをオン／オフ駆動し、切替信号（Ｃ）に基づいて、各スイッチング素子１０ａ～１０ｄを駆動する駆動信号（Ｄ）の駆動電圧を可変させている。実施の形態１においては、駆動信号（Ｄ）の駆動電圧を可変させるときの閾値として、電力値を１５００Ｗとしている。また、通常、スイッチング素子１０ａ～１０ｄをオン／オフ駆動するための定格駆動電圧は２０Ｖとしている。なお、上記の数値は一具体例であり本発明を特定するものではない。
　上記のように構成された実施の形態１の誘導加熱装置において、例えば電力検知部６が検出した検知電力が２０００Ｗであった場合には、各スイッチング素子１０ａ～１０ｄの駆動電圧は２０Ｖ（Ｖ１）で駆動される。一方、電力検知部６が検出した検知電力が１０００Ｗであった場合、各スイッチング素子１０ａ～１０ｄの駆動電圧は定格駆動電圧の２０Ｖより低い１５Ｖ（Ｖ２）で駆動される。
　前述のように、スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体素子を用いた場合、スイッチング素子の駆動電圧（ゲート電圧）を高くすることにより、デバイス損失を低減することができるが、スイッチング素子の耐用年数は短くなる。このため、実施の形態１の誘導加熱装置においては、インバータ回路５の出力電力を検出して、その検出された出力電力に応じて、インバータ回路５に用いられているスイッチング素子１０ａ～１０ｄの駆動電圧（ゲート電圧）を２０Ｖ／１５Ｖのいずれかの電圧に変更するよう構成されている。この結果、実施の形態１の誘導加熱装置の構成によれば、スイッチング素子１０ａ～１０ｄの耐用年数を延ばすことができるとともに、スイッチング素子１０ａ～１０ｄのデバイス損失も大幅に改善される。
　なお、実施の形態１の誘導加熱装置においては、インバータ回路５としてフルブリッジ方式のインバータ回路を用いた構成で説明したが、その他の方式のインバータ回路においても適用できるものであり、同様の効果を奏する。
　実施の形態１の誘導加熱装置においては、インバータ回路５の出力電力を電力検知部６により検出して、スイッチング素子１０ａ～１０ｄの駆動電圧を可変する構成であるが、インバータ回路５に入力される入力電力や、商用電源１から整流回路２に入力される入力電力などを検出して、検出された入力電力に応じてスイッチング素子１０ａ～１０ｄの駆動電圧を可変する構成としてもよい。
　実施の形態１の誘導加熱装置においては、駆動信号（Ｄ）の駆動電圧を可変させるための閾値が１つの場合について説明したが、閾値を２つ以上設定して、予め設定されている複数のスイッチング素子用駆動電源（例えば、２０Ｖ／１５Ｖ／１０Ｖ）から所望の駆動電圧を選択してスイッチング素子を駆動させる構成としてもよい。
　上記のように、実施の形態１の誘導加熱装置においては、スイッチング素子としてワイドギャップ半導体素子を用いてインバータ回路５が構成されているが、スイッチング素子のデバイス寿命を延ばすことが可能な構成であり、スイッチング素子のデバイス損失を増大させることなく、効率の良い加熱動作を実現することが可能となる。
　（実施の形態２）
　次に、本発明の電力変換装置の一実施の形態として、電力変換装置を電動装置に用いた場合の構成について添付の図７を用いて説明する。図７は、本発明に係る実施の形態２の電動装置である電気掃除機の主要な構成を示す回路図である。
　図７に示すように、実施の形態２の電動装置である電気掃除機においては、１００Ｖの商用電源２１から商用周波数の交流がコンバータ回路３４に入力されて、直流に変換される。コンバータ回路３４は、整流回路２２、力率改善回路２３、および平滑回路２４により構成されている。また、実施の形態２の電気掃除機においては、コンバータ回路３４から出力された直流がインバータ回路２５に入力されて所定の周波数の高周波電力が形成されている。インバータ回路２５は、所定のタイミングで、オン／オフ動作する複数のスイッチング素子３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄ，３５ｅ，３５ｆ（以下、３５ａ～３５ｆと略す）により所定の周波数の高周波電力を形成する。インバータ回路２５において形成された高周波電力は電動機であるモータ２７に供給されて吸塵ファン２８が駆動される。
　実施の形態２の電気掃除機においては、インバータ回路５におけるスイッチング素子として、前述の実施の形態１において説明したワイドギャップ半導体素子が用いられている。
　制御回路２９は各スイッチング素子３５ａ～３５ｆを駆動するための駆動信号（Ｄ）を形成して、各スイッチング素子３５ａ～３５ｆに供給する。モータ２７に供給された電流は、電力検知部である電流検知部２６において検出されて、その検出された検知信号（Ａ）が制御回路２９の駆動回路３１に入力される。ここで電力検知部である電流検知部２６としては、モータ２７に供給される入力電流をＣＴにより検出している。
　インバータ回路２５における各スイッチング素子３５ａ～３５ｆを駆動するための駆動信号（Ｄ）は、駆動回路３１から駆動電圧可変部３０を介して供給される。駆動電圧可変部３０は、電流検知部２６により検出された電流に応じて、各スイッチング素子３５ａ～３５ｆを駆動するための駆動信号（Ｄ）の電圧を可変している。実施の形態２の電動装置においては、制御回路２９が駆動電圧可変部３０と駆動回路３１とを含んで構成されている。
　図７に示すように、駆動電圧可変部３０は、各スイッチング素子３５ａ～３５ｆを駆動するための駆動信号（Ｄ）をそれぞれ形成している。駆動電圧可変部３０においては、２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が直列に接続されており、駆動回路３１からの駆動制御信号（Ｂ）がそれぞれのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に入力されていずれかのトランジスタＴｒ１またはＴｒ２がオン状態となるよう構成されている。２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の出力となる接続点の電圧は、抵抗Ｒ１を介して、例えばスイッチング素子３５ａのゲート電圧（駆動電圧）として入力される。図７においては、スイッチング素子３５ａのゲートに入力される駆動信号（Ｄ）を形成する駆動電圧可変部３０についてのみ記載して、他のスイッチング素子３５ｂ，３５ｃ，３５ｄ，３５ｅ，３５ｆの各ゲートに入力される駆動信号（Ｄ）を形成する駆動電圧可変部３０については省略している。
　また、駆動電圧可変部３０は、駆動回路３１からの切替信号（Ｃ）が入力されて、この切替信号（Ｃ）に基づいて２つのスイッチング素子用駆動電源Ｖ１，Ｖ２のいずれかが切替部３３により選択されるよう構成されている。実施の形態２においては、第１の駆動電源Ｖ１の出力電圧が第２の駆動電源Ｖ２の出力電圧より大きく設定されている。切替部３３により、第１の駆動電源Ｖ１が選択されたとき、２０Ｖの電圧がスイッチング素子３５ａのゲート電圧として入力され、第２の駆動電源Ｖ２が選択されたときには１５Ｖの電圧がスイッチング素子３５ａのゲート電圧として入力されるよう構成されている。
　駆動回路３１においては、電流検知部２６において検出された電流値に対応する検知信号を閾値と比較して、その比較結果に基づいて、駆動電圧可変部３０の切替部３３に出力する切替信号（Ｃ）を形成している。
　上記のように構成された実施の形態２の電動装置である電気掃除機における動作について説明する。
　まず、使用者が電気掃除機の操作部（図示無し）において駆動条件を設定して駆動開始の操作を行うことにより、駆動条件に応じて制御回路２９が駆動信号（Ｄ）を形成し、インバータ回路２５は制御回路２９からの駆動信号（Ｄ）に基づいて各スイッチング素子３５ａ～３５ｆをオン／オフ動作させる。
　商用電源２１からの交流が整流回路２２において整流され、力率改善回路２３において力率調整され、平滑回路２４において平滑された直流は、インバータ回路２５において各スイッチング素子３５ａ～３５ｆのオン／オフ動作により、高周波電流に変換される。インバータ回路２５において形成された高周波電流が電動機であるモータ２７に供給されて所定の速度で回転し、負荷である吸塵ファン２８が駆動される。
　上記のように吸塵ファン２８が駆動されている状態において、インバータ回路２５から出力され、モータ２７に供給される電流（モータ電流）が電流検知部２６により検出される。電流検知部２６により検出されたモータ電流を示す検知信号（Ａ）は制御回路２９に入力される。
　制御回路２９においては、電流検知部２６から入力された検知信号（Ａ）に基づいて、検出されたモータ電流が所定の電流値（閾値）以上であれば、スイッチング素子３５ａ～３５ｆを駆動する駆動電圧を定格駆動電圧（例えば、２０Ｖ）とする。一方、検出されたモータ電流が所定の電流値（閾値）未満であれば、定格駆動電圧より低い電圧（例えば、１５Ｖ）でスイッチング素子３５ａ～３５ｆを駆動する。
　上記のように動作する制御回路２９において、駆動回路３１は、検知信号（Ａ）に基づき、検出されたモータ電流に応じて駆動電圧可変部３０を駆動制御する。駆動電圧可変部３０においては、駆動回路３１からの駆動制御信号（Ｂ）および切替信号（Ｃ）に基づいて駆動制御され、各イッチング素子３５ａ～３５ｆのオン／オフ動作が制御され、各スイッチング素子３５ａ～３５ｆのゲートに入力される駆動電圧が可変される。
　駆動電圧可変部３０においては、駆動回路３１からの駆動制御信号（Ｂ）に基づいて、各スイッチング素子３５ａ～３５ｆをオン／オフ駆動し、切替信号（Ｃ）に基づいて、各スイッチング素子３５ａ～３５ｆを駆動する駆動信号（Ｄ）の駆動電圧を可変（２０Ｖ／１５Ｖ）させている。実施の形態２においては、駆動信号の電圧を可変させるときの閾値として予め１つの電流値を示す信号が設定されている。
　前述の実施の形態１において説明したように、スイッチング素子としてワイドバンドギャップ半導体素子を用いた場合、スイッチング素子の駆動電圧（ゲート電圧）を高くすることにより、オン抵抗が小さくなり、またスイッチング速度が向上しデバイス損失が低減されるが、スイッチング素子の耐用年数が短くなる。このため、実施の形態２の電動装置においては、インバータ回路２５の出力電流を検出して、その検出された出力電流に応じて、インバータ回路２５に用いられているスイッチング素子３５ａ～３５ｆの駆動電圧（ゲート電圧）を、例えば２０Ｖ／１５Ｖのいずれかの電圧に変更するよう構成されている。この結果、実施の形態２の電動装置の構成によれば、スイッチング素子の耐用年数を延ばすことができるとともに、スイッチング素子のデバイス損失も大幅に改善される。
　なお、実施の形態２の説明においてはモータ電流を電流検知部２６が検出して、制御回路２９に入力される構成の例で説明したが、インバータ回路２５に入力される電流を検出する電流検知部、または商用電源２１からフィルタ回路２２に入力される電流を検出する電流検知部を用いて、この電流検知部により検出された検知信号（Ａ）に基づいてスイッチング素子３５ａ～３５ｆの駆動電圧（ゲート電圧）を可変してもよい。図７においては、商用電源２１から整流回路２２に入力される電流を検出する電流検知部３２を記載しているが、これは電流検知部２６または３２のいずれかの検知信号（Ａ）が制御回路２９に入力されて用いられることを示すものである。
　上記のように、実施の形態２の電動装置においては、スイッチング素子としてワイドギャップ半導体素子を用いてインバータ回路２５が構成されているが、スイッチング素子のデバイス寿命を延ばすことが可能な構成であり、スイッチング素子のデバイス損失を増大させることなく、効率の高い電動機の駆動を実現することが可能となる。
　本発明の電力変換装置は、インバータ回路を用いて構成される各種分野の装置に適用することが可能であり、特にワイドギャップ半導体素子を用いて高速スイッチング動作を効率高く行う装置、例えば誘導加熱装置、電動装置などの各種装置において優れた効果を奏する。
　本発明は、電力変換回路を用いる各種分野の装置において有用であり、高効率および長寿命の装置を提供することができる。
　１　商用電源
　２　整流回路
　３　力率改善回路
　４　平滑回路
　５　インバータ回路
　６　電力検知部
　７　加熱部
　８　共振コンデンサ
　９　制御回路
　１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ　スイッチング素子
　１１　駆動電圧可変部
　１２　駆動回路
　１３　切替部
　１４　コンバータ部

Claims (10)

  1. 　ワイドギャップ半導体素子であるスイッチング素子を含んで構成され、直流を所定の周波数の交流に変換して負荷に出力するインバータ回路と、
    　前記インバータ回路の出力電力または入力電力を検知する電力検知部と、
    　前記電力検知部が検知した検知信号が入力され、前記検知信号に基づいて前記インバータ回路のスイッチング素子に供給する駆動信号の駆動電圧を可変制御する制御回路と、
    を備えた電力変換装置。
  2. 　前記制御回路が、前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御する駆動制御信号を形成するとともに、前記電力検知部からの前記検知信号に基づいて切替信号を形成する駆動回路と、
    　前記駆動回路からの駆動制御信号および切替信号に基づいて、前記スイッチング素子の駆動信号のオン／オフ動作および駆動電圧を可変する駆動電圧可変部と、を備えた請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御回路が、前記電力検知部により検出された電力が所定値以上のとき、前記スイッチング素子に対して、定格電圧の駆動電圧を持つ駆動信号を供給し、
    　前記電力検知部により検出された電力が所定値未満のとき、前記スイッチング素子に対して、定格電圧より低い駆動電圧を持つ駆動信号を供給するよう構成された請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記スイッチング素子のワイドギャップ半導体素子が、駆動電圧が上昇するにしたがい、オン抵抗が小さくなる特性を有する請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記スイッチング素子のワイドギャップ半導体素子が、駆動電圧が上昇するにしたがい、オフからオンへのスイッチング速度が速くなる特性を有する請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　前記駆動電圧可変部が、出力電圧が異なる少なくとも２つのスイッチング素子用駆動電源と、切替部とを含み、前記駆動回路からの切替信号に基づいて前記切替部により１つのスイッチング素子用駆動電源からの出力電圧が前記スイッチング素子に供給される駆動電圧となるよう構成された請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 　前記スイッチング素子のワイドギャップ半導体素子が、ダイヤモンド、ＧａＮ、ＳｉＣである請求項１に記載の電力変換装置。
  8. 　商用電源からの交流が入力される整流回路と、力率改善回路と、平滑回路とを有するコンバータ回路をさらに備え、
    　前記電力検知部が、前記整流回路への入力電力を検出して、検出された検知信号を前記制御回路へ出力するよう構成された請求項１に記載の電力変換装置。
  9. 　請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電力変換装置と、誘導加熱部とを備えた誘導加熱装置。
  10. 　請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電力変換装置と、電動機とを備えた電動装置。
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